cenidet javier... · acaüemia de la maestrfa en electrÓnica forma r11 aceitacion del trabajo de...

S.E.P. S.E.I.T. S.N.I.T.

CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACIÓN Y DESARROLLO TECNOLÓGICO

cenidet

Análisis Comparativo de los Transistores S-J MOSFET y MOSFET Convencional

T E S I S P A R A O B T E N E R E L G R A D O D E :

M A E S T R O E N C I E N C I A S E N I N G E N I E R Í A E L E C T R ~ N I C A

P R E S E N T A

I N G . JAVIER M A C E D O NI O A N D R É S

DIRECTORES DE TESIS:

D R ABRAHAM CLAUD10 SÁNCHEZ D R MAFdA COTOROGEA PFEiFER

CUERNAVACA, MORELOS JUNIO 2002

S.E.P. S. E. I. T. S.N.I.T.

CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACIÓN Y DESARROLLO TECNOLÓGICO

cenidet

Análisis Comparativo de los Transistores S-J MOSFET y MOSFET Convencional

T E S I S P A R A O B T E N E R E L G R A D O D E :

M A E S T R O E N C I E N C I A S E N I N G E N I E R Í A E L E C T R ~ N I C A

I NG . JAVIER M A C E D O NI O A N D R É S

P R E S E N T A

DIRECTORES DE TESIS:

D R ABRAHAM CLAUD10 SÁNCHEZ D R MARÍA COTOROGEA PFEIFER

REVISORES:

DR MARIO PONCE SILVA DR JAIME ARAU ROFIEL DR ARTURO MORALES ACEVEDO

CUERNAVACA, MORELOS JUNIO 2002

ACAüEMiA DE LA MAESTRfA EN ELECTRÓNICA

FORMA R11 ACEITACION DEL TRABAJO DE TESIS

- - Cuemavaca. Mor. 2002-05-16

Dr. Jesús Amoldo Bautista Corral Director del canidet Presente

I Att'n. Dr. Enrique QuIntero-Mámol Márquez

Jefe del Depto. de Elecbónica

Despues de haber revisado el trabajo de. tesis titulado: "Análisis Comparatlvo de los Transistores SJ-MOSFET y MOSFET Convencional", elaborado por el alumno Javier Macedonlo Andrés, bajo la direcci6n del Dr. Abraham Claudio Sanchez y de la Dra. Maria Cotoqea Pfeifer, el trabajo presentado se ACEPTA para proceder a su impresión.

. .

A T E N T A M E N T E

. , br. Mano Ponce Silva . ,

,:>

, .

C.C.P.: Dr. Marco Antonio Oliver Salazar / Pdte. de la Academia de Electn5nica Lic. Oiivia Maquinay Diaz I Jefa del Depto. de Servicios Esmiares Expediente.

I M E R O R INERNADO PALhURA SIN. COL PALMIRA . A.P. 5-IM. CP. 624W. CUERNAVACA. MOR.. MEXICO lES(777J312 2314,J lñ 7741.FAYI777) 312 2434 EMAIL eqm@cen!del.€d".mr

DEDICATORIA

Dedico el presente trabajo

Con mucho cariño a mi abuelito Erasmo (t): Por todos sus consejos. Que dios lo tenga en su reino.

A los maravillosos seres humanos Carlos y Avelina

Por su infinito apoyo y de los que he tenido la fortuna y orgullo de llamar

“padres”

A mis hermanos Arturo, Yaneth, Maribel y Areli:

Por su ayuda, cariño y comprensión que me han brindado y por todos los

momentos compartidos

A mi linda novia Marlen:

Por su apoyo incondicional, por su paciencia, sus consejos y sonrisas en los momentos más dificiles. Te amo

AGRADEZCO

Al centro Nacional de investigación y Desarrollo Tecnológico (cenidet)

Por darme la oporíunidad de desarrollar mis estudios de maestría.

Al consejo Nacional de Ciencia y Tecnología (conacyt)

Por el apoyo económico brindado

A mis directores de tesis: Dr. Abraham Ciaudio S. y Dr. Maria Cotorogea P.

Por su dirección, constante apoyo y esfuerzo para alcanzar la meta de este trabajo

A m i s revisores: Dr. Mario Ponce S., Dr. Jaime E. Arau R. y Dr. Arturo Morales A.

Por sus comentarios y observaciones, los cuales contribuyeron a mejorar esta tesis

A mis compañeros de generación: Mata, Rene, Raúl, Irene, Roger, Zapata, Neri,

Omar, Mijangos. A mis amigos y compañeros en general: Aguayo, Marco, Horacio, Sinuhé, Rodolfo, Ciro, Alfiedo, Pedro, Miriam ,...

Contenido

Objetivos Simbología Lista de figuras Lista de tablas

Capítulo 1 Introducción 1.1 Dispositivos semiconductores de potencia controlados @SEP)

1.1.1 Características de los dispositivos semiconductores de potencia 1.1.2 Comparación entre los diferentes dispositivos

1.2 Transistor de efecto de campo metal óxido semiconductor (MOSFET) 1.2.1 Funcionamiento general 1.2.2 Estructura del MOSFET de potencia 1.2.3 Características del MOSFET de potencia

1.3.1 CoolMOS 1.3.2 MDmesh

1.3. Super-Junction MOSFET

1.4 Estado del arte 1.5 Justificación

Capítulo 2 Metodología abordada 2.1 Métodos de caracterización de dispositivos 2.2 Caracterización experimental

2.2.1 Diseño general de circuito de pruebas 2.2.1.1 Método de prueba 2.2.1.2 Modo de funcionamiento 2.2.1.3 Tipo de control

2.2.2 Diseño propuesto para los circuitos de prueba 2.2.3 Identificación de elementos parásitos

2.3 Dispositivos analizados 2.4 Caracterización en simulación 2.5 Metodología de análisis de resultados

Capítulo 3 Conmutación dura 3.1 Descripción del fenómeno

3.1.1 Encendido 3.1.2 Apagado

3.2 Circuito de prueba

1

Pag. iv

viii V

X

1 2 2 4 4 4 6 8 12 13 14 15 16

17 18 18 18 19 19 20 20 21 23 24 24

27 28 28 29 30

3.2.1 Funcionamiento general 3.2.2 Circuito propuesto 3.2.3 Principio de operación

3.3.1 Circuito simulado 3.3.2 Análisis paramétrico

3.4.1 Variación de la resistencia de compuerta RG 3.4.2 Variación del voltaje compuerta-fuente VGS 3.4.3 Variación de la comente de carga I,,, 3.4.4 Variación del voltaje de alimentación VO 3.4.5 Variación de la inductancia parásita de cableado L, 3.4.6 Variación de la inductancia parásita de la fuente Lf

3.3 Análisis en simulación

3.4 Pruebas experimentales

-.. 3.4.7 Variación de la temperatura T

3.5.1 Tiempos de conmutación 3.5.2 Energías de conmutación

3.5 Análisis comparativo de evaluación de resultados

Capítulo 4 Curvas de salida 4.1 Descripción del fenómeno 4.2 Circuito de prueba

4.2.1 Funcionamiento general 4.2.2 Circuito propuesto 4.2.3 Operación

4.3 Pruebas experimentales 4.3.1 Variación de la temperatura T 4.3.2 Variación del voltaje compuerta-fuente VOS

4.4 Análisis comparativo de la evaluación de resultados

Capítulo 5 Fenómeno de avalancha 5.1 Descripción del fenómeno 5.2 Circuito de prueba

5.2.. 1 Funcionamiento general 5.2.2 Circuitos propuestos 5.2.3 Principio de operación

5.3.1 Variación de la temperatura 5.3.2 Variación del voltaje compuerta-fuente VGS

5.3 Pruebas experimentales

5.4 Análisis comparativo de evaluación de resultados

Capítulo 6

Bibliografía

Conclusiones y trabajos futuros

30 31 31 32 32 33 34 34 42 42 42 42 43 43 43 43 46

50 51 52 52 52 53 55 56 56 57

59 60 63 63 64 65 67 67 68 71

72

78

.. 11

Anexo I

Anexo ii

Anexo IiI

Anexo N

80

89

92

99

iii

OBJETIVOS

Objetivo general

Estudiar el comportamiento del SJ-MOSFET y compaalo con el MOSFET convencional a través de pruebas en conmutación dura, avalancha y medición de las curvas de salida

Objetivos particulares

*Estudiar el MOSFET convencional y el SJ-MOSFET de diferentes fabricantes -Adaptar los circuitos de prueba que realicen las mediciones definidas en un banco de pruebas *Realizar anhlisis comparativo entre el MOSFET convencional y el SJ-MOSFET para conmutación dura, avalancha y medición de las curvas de salida

iv

Simbología

Superficie efectiva del dispositivo Superficie de traslape compuerta-drenaje Superficie de m l a p e compuerta-fuente Promedio de la constante elástica longitudinal Capacitancia de la zona de carga de espacio Capacitancia interna del dispositivo drenaje-fuente Capacitancia externa del dispositivo drenaje-fuente Capacitancia de unión drenaje-fuente Capacitancia interna compuerta-drenaje Capacitancia externa del dispositivo compuertadrenaje Capacitancia externa del dispositivo compuerta-fuente Capacitancia de unión compuerta-drenaje Capacitancia de traslape compuerta-drenaje Capacitancia interna del dispositivo compuerta-fuente Capacitancia de traslape compuerta-drenaje Capacitancia de entrada Capacitancia total del óxido por unidad de área Ciclo de trabajo Espesor del óxido Dispositivo bajo prneba Campo eléchico Campo eléchico critico Desplazamiento del horde de la banda por unidad de dilatación del canal Energía de la banda prohibida Energía disipada en el apagado Energía disipada en el encendido Frecuencia de conmutación Constante de Planck Comente de conducción constante Comente de carga Comente de drenaje Comente de drenaje de saturación Comente de compuerta Comente de conducción m á x m Comente de conducción mínima Comente pico Constante de Boltzmann

V

Capacitancia calorífica Transconductancia del MOSFET Longitud del canal Inductancia de cableado Inductancia de la fuente Masa efectiva del electron Concentración de portadores en la zona de carga de espacio Concentración de donadores en la zona n- Pérdidas por conducción Pérdidas totales por conmutación Pérdidas totales (Paad + Pam) Carga elemental Carga de compuerta Resistencia drenaje-fuente en el encendido Resistencia de compuerta Resistencia de la ZOM

Resistencia parásita del circuito hrea Segura de Operación temperatura de unión Tiempo de traslape (VDS y ID) en el apagado Tiempo de traslape (VDS y ID) en el encendido Tiempo de retardo en el apagado Tiempo de retardo en el encendido Tiempo de caida de la comente al apagado Tiempo total de apagado Tiempo total de encendido Tiempo de subida de la comente al encendido Tiempo de subida de la tensión en el apagado Tiempo de caida de la tensión en el encendido Voltaje de alimentación del circuito de prueba Voltaje de ruptura Tensión en difusión Voltaje drenaje-fuente Voltaje compuerta-fuente Voltaje de umbral Ancho del canal de espacio Ancho de la zona de carga Ancho de la ZOM n- Velocidad efectiva de avalancha Parámetro de la velocidad de electrones Densidad de los portadores móviles (electrones) Incremento de la temperatura Potencial de interfaz de Fermi

vi

Conductividad M i c a Movilidad superficial de los electrones Pedtividad del semiconductor Permitividad del vacío Constante dialécúica Velocidad de deriva de los electrones Velocidad de saturación de los electrones Tiempo promedio de dispersión

vii

Lista de figuras

1.1 1.2 1.3

1.4 1.5 1.6 1.7 1.8 1.9 1.10

1.11

2.1 2.2 2.3

3.1 3.2 3.3 3.4 3.5 3.6 3.7 3.8 3.9 3.10 3.11 3.12 3.13 3.14 3.15 3.16 3.17 3.18 3.19 3.20 3.21 3.22 3.23 3.24

Estructura de los dispositivos de potencia más relevantes Aplicaciones de los dispositivos de potencia controlados Esquema de un capacitor MOS y Estructura de un MOSFET lateral de canal n (tipo enriquecimiento) Esúuctura interna de un MOSFET y circuito equivalente con elementos parásitos &gen de las capacitancias y resistencias parásitas en un MOSFET vertical Características de salida y características de transferencia Curvas del voltaje compuerta-fuente, drenaje-fuente y comente de drenaje en el encendido Dinámica de la zona de carga de espacio Esmctura interna del CooiMOS Resistencia ROS^,,, por área efectiva dependiendo del voltaje del bloqueo en MOSFET convencionales y el nuevo transistor CoolMOS Estructura interna del MDmesb

Inductancias y capacitancias parásitas del circuito Formas de onda para el cálculo de los componentes parásitos al encendido y apagado Definición de los tiempos de conmutación para los dispositivos analizados

Conmutación dura durante el encendido y durante el apagado Detalle de conmutación al encendido Detalle de conmutación al apagado Circuito de prueba simplificado y secuencia de disparo y formas de onda típicas Esquemático implementado en PSpice Transitorios de comente y voltaje en el encendido variando &.(a) VOS, (b) ID y (c)Vos Transitorios de comente y voltaje en el apagado variando &. (a) VCS, (b) In y (C)VDS Conmutación en el encendido variando la resistencia de compuerta & Conmutación en el apagado. variando la resistencia de compuerta & Conmutación en el encendido variando el voltaje de compuerta-fuente VOS Conmutación en el apagado variando el voltaje de compuerta-fuente VOS Conmutación en el encendido variando la comente de carga & Conmutación en el apagado variando la comente de carga I,, Conmutación en el encendido variando del voltaje de alimentación Vo Conmutación en el apagado. variando del voltaje de alimentación Vo Conmutación en el encendido variando la inductancia de cableado L, Conmutación en el apagado variando la inductancia de cableado L, Conmutación en el encendido variando la inductancia parásita de fuente Lf Conmutación en el apagado variando la inductancia parásita de fuente Conmutación en el encendido variando la temperatura T Conmutación en el apagado variando la temperatura T Tiempos de conmutación en función de & (a)encendido y (b)apagado Tiempos de conmutación en función de VOS (a)encendido y (b)apagado Tiempos de conmutación en función de ID (a)encendido y (b)apagado

Pag. 2 4 5

6 7 9 10 12 13 14

14

22 22 25

28 29 30 31 32 33 33 35 35 36 36 37 37 38 38 39 39 40 40 41 41 44 44 44

... Vlll

3.25 3.26 3.21 3.28 3.29 3.30 3.31 3.32 3.33 3.34 3.35

4.1 4.2 4.3 4.4

4.5 4.6 4.1

5.1 5.2

5.3

5.4

5.5

5.6

5.1

5.8

6.1

6.2

AIII. 1

Tiempos de conmutación en función de VDS (a)encendido y @)apagado Tiempos de conmutación en función de L. (a)encendido y @)apagado Tiempos de conmutación en función de Lr (a)encendido y @)apagado Tiempos de conmutación en función de T (a)encendido y @)apagado Energías variando RG (a)encendido y @)apagado Energías variando Vos (a)encendido y @)apagado Energías variando ID (a)encendido y @)apagado Energías variando VDS (a)encendido y @)apagado Energías variando L, (a)encendido y @)apagado Energías variando Lr (a)encendido y @)apagado Energías variando T (a)encendido y @)apagado

C i i t o de prueba para la medición de las curvas de salida Circuito de prneba simplificado, secuencia de disparo y formas de ondas tipicas Induciancias parásitas internas del MOSFET Curvas del CoolMOS a VGS=I~V para diferentes temperaturas. a) In vs VDS, y b) Rnsn vs In Familia de curvas del CoolMOS a T=30°C a) In vs Vn, y b) R,s(,, vs ID

Curvas a Vos=16v variando la temperatura. a) 1, vs Vnsn y b) Ros. vs Io Familia de curvas a T=30°C. a) In vs VDs. y b) R D ~ vs In

Transitorios de comente y voltaje durante la avalancha Primer circuito de prueba propuesto para el caso de avalancha, Secuencia de disparo y formas de onda típicas Segundo circuito de prueba propuesto para el caso de avalancha, secuencia de disparo y formas de onda tipicas Curvas de salida variando la temperatura con V,=OV. a)CoolMOS, b)MDmesh y c) MOSFET convencional Curvas de salida variando la temperatura con Vos=i6v. a) CoolMOS, b)MDmesh y c) MOSFET convencional Curvas de salida variando Vos a T=3OoC. a)'CoolMOS, b)MDmesh y c) MOSFET convencional Curvas de salida variando VOS a T=120°C. a) CoolMOS, b)MDmesh y c) MOSFET convencional Comparación de las curvas de salida para los tres dispositivos bajo prueba variando la temperatura a (a)VGs=OV y @)VGs=16V

Pérdidas totales en el CoolMOS para Rns(,,=0.3a en modo de comente a) constante In=16A b)continua &,,&A e Im=16. c)disconthua I,.=16A Pérdidas totales en función dc sus parámetros variados para el CoolMOS'con Roxm,=0.3i2, D=0.5, +SokHz y modo de comente a) constante ID=16A b)Continua Id.=4A e Im=16. c)discontinua Ipi,=16A

Comente en modo constante AI11.2 Comente en modo discontinuo AII1.3 Comente en modo continuo AiI1.4 Interpolación de la energía en el encendido y apagado eo función de a)In, b)T, c)L,, d)L AII1.5 Interpolación de la energía en el encendido y apagado en función de a)V,S, b)VGs, c)&

45 45 45 46 47 47 48 48 48 49 49

52 53 54 56

51 51 58

60 65

65

69

69

70

70

71

15

76

94 94 95 97 98

ix

Lista de tablas

1.1 2.1 2.2 3.1 4.1 4.2 5.1 6.1 AII. 1 AIL2 AIII. 1

Tabla representativa de la contnbución de RDS(,) Valores de los dispositivos analizados Resumen de la variación de parámetros en conmutación dura Condiciones de prueba en conmutación dura Condiciones de prueba en curvas de salida Resumen de resultados de las curvas de salida (Vos = 16V, IO = 16A) Condiciones de prueba en avalancha Condiciones nominales Tiempos de conmutación Pérdidas de energía por conmutación Resumen de la interpolación de las enmgias en función de los parámetros variados

Pag. 8

23 24 34 55 58 61 74 90 91 96

X

introducción

Capítulo 1

Introducción

En este capítulo se presenta en forma general la problemática que tiene un diseñador de convertidores electrónicos de potencia asociada, por un lado a la selección adecuada del tipo de dispositivo semiconductor a emplear y por otro lado al modo de conmutación que su diseño presenta. Este estudio inicia con una introducción sobre la electrónica de potencia en general.

La electrónica de potencia es una rama de la ingeniena eléctrica, que se encarga de la conversión y del control de la energía eléctrica para diversas aplicaciones, tales como: control de la intensidad luminosa, reguladores de CA y CD, calentamiento por inducción, compensadores de VAR estáticos, filtros activos y muchos más.

El elemento base de un sistema electrónico de potencia es el dispositivo que se uti- liza para realizar la función de interrupción. Hoy en día la electrónica de potencia aprove- cha los avances de la tecnología como son: fabricación de circuitos integrados y dispositivos semiconductores de potencia, que trabajan bajo la supervisión de un control electró- nico. La tendencia es producir módulos inteligentes, donde el control, la protección y la etapa de potencia sean integrados en un mismo encapsulado.

1

introducción

1.1 Dispositivos semiconductores de potencia controlados (DSEP) La motivación de usar dispositivos de conmutación en un convertidor es la de in-

crementar la eficiencia de la conversión, ya que dichos dispositivos se operan solo en los estados de encendido o apagado. Un interruptor ideal presentaría las siguientes característi- cas:

9 facilidad de comando 9 tensión de saturación nula 9 comente de fuga nula 9 tiempos de conmutación nulos 9 densidad de comente y tensión de bloqueo ilimitados

Tal dispositivo no tendría pérdidas de conmutación, de conducción ni de control, por lo tanto la eficiencia del convertidor tendería a ser del 100%. Sin embargo, los componentes reales presentan pérdidas que reducen la eficiencia de los convertidores y, por io tanto se hace necesario el conocer las características de estos dispositivos para lograr su óptima utilización en las diferentes condiciones de operación.

1.1.1 Características de los dispositivos semiconductores de potencia Considerando un interruptor ideal, las características requeridas de los dispositivos semiconductores de potencia @SEP) controlados se pueden resumir de la siguiente manera:

9 alta capacidad de bloqueo, baja comente de fuga -+ bajas pérdidas por bloqueo 9 manejar alta densidad de comente -+ bajas pérdidas por conducción 9 tiempos cortos de conmutación + bajas pérdidas por conmutación 9 facilidad de control (control por tensión) 9 no necesita circuitos adicionales como snubbers + insensibilidad ai diídt y dv/dt 9 robustez en corto circuito 9 estabilidad térmica 9 bajos costos 9 inteligencia y confiabilidad

Diodo Tirktor npn-BJT IGBT MOSFET S J MOSFET urn um s- _ m s N

.- -nos OR- A_>

Figura 1.1 Estructura de los dispositivos de potencia más rela

2

introducción

Es obvio que un solo dispositivo no puede satisfacer todos los requerimientos de igual manera, por lo que se han desarrollado semiconductores de potencia, cuya caractens- tica se adapta a los diferentes tipos de aplicación.

Los requerimientos de los componentes que actúan como interruptores en convertidores electrónicos se confrontan con las leyes físicas que impiden su realización en un solo componente, por lo que se hace necesario una optimización del semiconductor con respecto a su aplicación. Sin embargo, todos los dispositivos de potencia tienen una propiedad en común que los distingue de los demás componentes electrónicos: disponen en su estructura de una capa gruesa y con un dopado muy bajo para poder soportar las altas tensiones de bloqueo. Adicionalmente, todos los semiconductores de potencia tienen una estructura vertical, que permite un mejor aprovechamiento de la superficie y una mejor distribución de la comente [l]. En la Figura 1.1 se presenta la estructura de los dispositivos de potencia más relevantes. Resaltan sus propiedades comunes y sus diferencias. Las estructuras fundamen- tales de los dispositivos de potencia son: la estructura diodo/tiristor, la estructura transistor, la estructura MOSFET y recientemente la estructura del S-J MOSFET que es parte esencial de esta tesis.

Hoy en día, al diseñador de convertidores se le ofrece una amplia gama de componentes modernos a diferentes niveles de tensión, de comente así como de frecuencia y de operación. Los dispositivos más utilizados son: el MOSFET - Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor - (tecnología unipolar, frecuencias altas, potencias bajas), el IGBT- insulated Gate Bipolar Transistor - (tecnología híbrida, frecuencias y potencias medianas) y el GTO - Gate Turn-off Thinstor - (tecnología bipolar, frecuencias bajas, potencias altas).

Según el mecanismo de transporte de comente, los dispositivos de potencia se clasi- fican en componentes unipolares (MOSFET, SIT y S-J MOSFET) y componentes bipolares (diodo, tiristor y transistor bipolar).

Los dispositivos bipolares realmente presentan el grupo más amplio en la electró- nica de potencia. Su buen comportamiento en conducción se debe a la inyección de portadores en la zona n- a causa de una o dos uniones pn polarizadas directamente. En el transporte de comente participan tanto electrones como huecos. Por otro lado, las buenas carac- terísticas en conducción contradicen los requerimientos de una rápida conmutación debido precisamente a la inyección de portadores minoritarios (puesto que representan cargas almacenadas).

En los dispositivos unipolares, en cambio, participan únicamente portadores mayo- ritarios en el transporte de comente y no se modula la conductividad de la zona n-, por lo que su resistencia está determinada solamente por su conductividad intrínseca. De esta manera no se pueden combinar altas tensiones de bloqueo con alta capacidad de comente. Las ventajas de los semiconductores unipolares como el MOSFET consisten en un buen comportamiento dinámico (no hay cargas almacenadas) y en su control simple y prácticamente sin pérdidas (control de campo) que presenta una estabilidad térmica del dispositivo.

Entre los nuevos semiconductores de potencia que han salido al mercado, algunos combinan las ventajas de las dos tecnologías, bipolar y unipolar, en un solo componente híbrido, como es el caso del IGBT.

3

introducción

1.1.2 Comparación entre los diferentes dispositivos Los dispositivos semiconductores de potencia antes mencionados se pueden

clasificar en función de su capacidad de potencia y de su rango de frecuencia de operación [9] de acuerdo a la gráfica de la figura 1.2.

El GTO (tinstor desactivado por compuerta) es un tinstor auto desactivado. Este dispositivo resulta muy atractivo para la conmutación forzada de convertidores y está dis- ponible hasta 4000V/3000A y hasta frecuencias de 10 kHz. El MCT (tinstor controlado por MOS) se puede activar mediante un pequeño pulso de voltaje negativo sobre la compuerta MOS. Los MCT están disponibles hasta 1OOOV/1OOA y a frecuencias de 20 kHz. Los transistores bipolares de alta potencia son comunes en los convertidores de energía a frecuencias menores de 10 kHz y su aplicación es eficaz en potencias hasta 1200V/400A. Los MOSFET de potencia se utilizan en convertidores de potencia de alta velocidad y están disponibles en una especificación de poca potencia en un rango de IOOOV, 50 A y en un rango de frecuencia de vanas decenas de kHz. Los IGBT son adecuados para altos voltajes, altas comentes y frecuencias de hasta 20 kHz. Los IGBT están disponibles hasta 1200V/400A. El SITh (tinstor de inducción estático) es un dispositivo de alta potencia y de alta frecuencia. Las especificaciones de uso de comente de los SITh pueden ser hasta de 1200V/300A, y la velocidad de interrupción puede ser tan alta como IOO!d-Iz [2]. Recien- temente se ha desarrollado una estructura novedosa del MOSFET llamado Super Junction MOSFET, cuya tensión de bloqueo es mucho mayor que la del MOSFET convencional para la misma resistencia Esta resistencia ha disminuido en una relación de 5 a 10 [3], [4] en comparación con el MOSFET convencional para una misma tensión de bloqueo.

1

0.1 1 10 im Figura 1.2 Aplicaciones de los dispositivos depotencia controlados

1.2 Transistor de efecto de campo metal Óxido semiconductor (MOSFET) 1.2.1 Funcionamiento general

El MOSFET fue propuesto y patentado por Lilienfeld en 1930, pero no fue exitosa- mente demostrado hasta 1960. El principal problema de la tecnología MOSFET fue el control y la reducción de los estados de la superficie en el interfaz entre óxido y semiconductor. El MOSFET es un transistor unipolar (esto es semiconductor de portadores mayorita- nos) controlado por voltaje, que requiere sólo de una pequeña comente para cargar la capacitancia de entrada y no tiene los tiempos de carga de los portadores minoritarios, por lo que inherentemente es más rápido que los componentes bipolares, siendo los tiempos de

4

Introducción

conmutación del orden de los nanosegundos. Sin embargo, los MOSFET tienen problemas de descarga electrostática, por lo que su manejo requiere de cuidados especiales.

Antes de abordar el dispositivo completo se examinará primero el capacitor MOS que tiene la configuración como se muestra en la figura 1.3a.

Semiconductor tipo P

(a) @) Figura 1.3 a) Esquema del capacitor MOS, b)Esiruciura de un MOSFET lateral de canal n (tipo enriqueci-

miento)

Una capa de óxido se forma en la parte superior de un semiconductor tipo p o n y se coloca un contacto de metal sobre el óxido. El objetivo principal de la capa de óxido es proporcionar un aislamiento entre el metal y el semiconductor, de modo que no haya esen- cialmente ningún flujo de comente entre el contacto metálico de la parte superior y el contacto metálico de la parte inferior del semiconductor. La capa de óxido, al actuar como un aislante, ocasiona que la comente de compuerta sea despreciablemente pequeña (IO-"A a N'~A). Este hecho le da al transistor MOS su resistencia de entrada extremadamente alta bajo cualquier condición.

Como se había hecho mención, en el MOSFET el electrodo de la compuerta se aísla del camino drenaje-fuente por una película delgada de óxido SiOz. La existencia de un canal en un MOSFET tipo n de enriquecimiento (figura 1.3b) puede explicarse de una manera simplificada al visualizar la compuerta y el canal n formando dos placas de un conden- sador con una capa de Si02 que actúa como dieléctrico. Cuando la compuerta se polariza positiva con respecto a la fuente, electrones de la banda de conducción del substrato p son atraídos hacia las capas superficiales del espacio entre fuente y drenaje, cambiando la naturaleza eléctrica de este espacio y, por lo tanto, induciendo un canal n entre drenaje y fuente. Un aumento posterior en el voltaje positivo de la compuerta atrae más electrones hacia este canal, provenientes del substrato p, aumentando o enriqueciendo su conductividad.

Un parámetro importante del MOSFET es la tensión de umbral VTH, la cual se define como la tensión compuerta-fuente a la que el dispositivo conduce un cierto valor de comente de drenaje, donde cada fabricante especifica otro valor en sus hojas de datos (para el MDmesh vTH=vGS(iD=25oui%), para el CoolMOS vTH'vGS(ID'5ooui%)). Las variaciones en VTH pueden ocasionar serios problemas en el rendimiento de los dispositivos. La ecuación que rige al voltaje de umbral ideal es la siguiente:

ox

5

Introducción

donde I $ ~ potencial de Fermi q carga elemental N, densidad de aceptores

Cox capacitancia del óxido permitividad del semiconductor

Cuando el voltaje de la compuerta es negativo, los electrones son repelidos de este canal, reduciendo su conductividad a cero. De manera dual se puede explicar el funcionamiento de los MOSFET de canal tipo p.

1.2.2 Estructura del MOSFET de potencia El MOSFET de potencia se basa en la estructura de un MOSFET de baja potencia

pero su estructura es vertical (figura 1.4). Los MOSFET de potencia están encontrando cada vez más aplicaciones en los convertidores de alta frecuencia y baja potencia. La mayor ventaja en la utilización de los MOSFETs de potencia es que no tienen los problemas de los fenómenos de ruptura secundaria que tienen los BJT. Por lo tanto, se puede ampliar la curva del área segura de operación.

npnaJT -:--: parásim

Compuerta

Compueita e

o

%*

Drenaje Fuente S

(a) @) Figura 1.4 a)Estructura interna del MOSFET b)Circuito equivalente con elementos parhitos

El MOSFET es un dispositivo de uso conveniente ya que es fácil de manejar, fácil de paralelar y con una rápida conmutación. Sin embargo, su uso es restringido a niveles de bajos voltajes debido a las propiedades pobres de conducción. Un diseño de alto voltaje requiere una concentración baja de dopado y un aumento del espesor de la capa epitaxial 8 . Sin embargo, la relación que se tiene para un MOSFET convencional entre su resistencia de la zona n- y su voltaje de ruptura VBR~SS) es de RDS(~") - VBR(DSS) . Eso significa que al aumentar la tensión de bloqueo de un MOSFET por ejemplo de 300V a 600V,es decir du- plicarla, la resistencia en el encendido aumenta 6 veces.

2.42.6

6

introducción

Capacitancias inirínsecas de la estructura del MOSFET Las capacitancias intrínsecas son conocidas también como capacitancias parásitas

internas del MOSFET. En la figura 1.5 se muestra el origen fisico de las capacitancias de un MOSFET vertical.

Compuerta

6 Drenaje

Figura 1.5 Origen de las capacitancias y resistenciasparásitas en un MOSFETveriical

Entre compuerta y fuente existe una capacitancia Cgso, la cual es el resultado de la metalización de la fuente y la cubierta de la compuerta de poli-silicón que esta aislado por una capa de óxido como también de la capa p del canal. Esta capacitancia es grande cuando VGS<VTH o bien la capacitancia llega a ser pequeña cuando el voltaje se incrementa. Una vez que el voltaje de compuerta está por encima del voltaje de umbral Vm, C, es domi- nada como la capacitancia de óxido, la cual es constante.

Entre drenaje y fuente esta la capacitancia Chj de la capa espacio-carga en la región de deriva. Este valor varía inversamente con la raíz cuadrada del voltaje drenaje-fuente como se observa en la ecuación (1.2) [5 ] .

donde Agd superficie de traslape compuerta-drenaje VD tensión de difusión

Finalmente entre drenaje y compuerta esta C g d , una combinación serie de dos capacitancias. Una es Cgda, la cual es la capacitancia de óxido en ei área de trasiape compuerta- drenaje que es independiente del voltaje como se aprecia en la ecuación (1.3) [ 5 ] y el otro es Cg6, que es la capacitancia de unión entre drenaje y la interfase óxido-n-. Esta capacitancia se hace pequeña cuando el voltaje de drenaje aumenta según la ecuación (1.4) [5] .

7

introducción

teniendo que

A voltajes bajos de VOS, c g d j no se extiende dentro de la región n-, de esta manera Cgd=Cgdo. A voltajes altos, la región n' empieza a reducirse, así c g d j aparece en serie con Cgdo y la capacitancia c g d se reduce.

Resistencia intrínsecas de la estructura MOSFET En la figura 1.5 se muestra la estructura del MOSFET convencional de potencia con

las partes más importantes que contribuyen a la resistencia de encendido R D S ( ~ ~ ) . En transistores MOSFET de altos voltajes, la resistencia RDS(~,Q es determinada principalmente por el dopado y el espesor de la capa epitaxial y solo un poco por la geometría de la celda y el área del substrato, como se puede apreciar en la tabla 1.1 [6] [7], es decir :

Para el diseño de un MOSFET de altos voltajes de bloqueo, la resistencia de la zona de deriva o zona epitaxial Repi ocupa el 96.5 % de la resistencia total R D ~ ~ ~ ) . Por lo tanto, el principal enfoque para el mejoramiento de la eficiencia de un MOSFET de potencia se puede lograr reduciendo la resistencia de la zona epitaxial o la zona de deriva.

1.2.3 Características del MOSFET de potencia

Caracteristicas de salida y de transferencia Si la polarización de la compuerta está fija y se incrementa el voltaje de drenaje

hacia valores positivos, la comente empieza a fluir en el canal. Inicialmente, el dispositivo se comporta como un resistor óhmico (región lineal). Sin embargo, a medida que se incre-

8

introducción

menta el voltaje de drenaje, la anchura de agotamiento hacia el extremo de drenaje comienza a incrementarse puesto que aumenta la diferencia de potencial entre la compuerta y el extremo de drenaje del canal. El canal comienza luego a estrangularse en el extremo de drenaje. A medida que esto ocurre, la comente comienza a saturase. En determinado momento, para valores muy grandes de polarización de drenaje, el dispositivo suüe una nip- tura, esto es, al incrementar VDS más allá del voltaje de ruptura de la unión p' n-, denotado por VBR~SS), se provoca el efecto de avalancha (o ionización por impacto), y la comente de drenaje aumenta rápidamente.

La característica de salida de un MOSFET está dada por las ecuaciones de Shoc- Hey, las cuales según lo descrito anteriormente se dividen en tres regiones: lineal, de satu- ración y de corte (figura 1.6).

c

' D

v, = collstsnte

L. V7" VOS '*"Y

VOS V7"

Figura 1.6 (a)CaracterLrticas de salida y (5)Características de tramfirencia

Región lineal:

Para VDS < (VGs - Vm ,)la característica de salida está descrita por la siguiente ecuación:

con la constante gf, dada por

donde (1.7)

L longitud del canal W ancho del canal p,, C 6 x

movilidad superficial de los electrones capacitancia del MOSFET por unidad de área

9

introducción

La capacitancia del MOSFET por unidad de área es

donde

co permitividad del vacío cóx constante dieléctrica dbx espesor del óxido

Región de saturación:

Para VDS>(V,, -Vm )la característica de salida esta dada por la característica de transferencia y se obtiene remplazando VDS en la ecuación (1.6) por (VGs - Vnr ,)esto es:

(1.9)

En esta región el voltaje de compuerta-fuente es menor que el voltaje de umbral: VGS<VI.H. El MOSFET esta apagado y la comente de drenaje es cero.

Característica de carga de compuerta

En la figura 1.7 se muestran las curvas de conmutación idealizadas cuando el MOS- FET es encendido. Las pérdidas por conmutación son producidas básicamente por la fase de traslape de la corriente y el voltaje en el proCeso.de conmutación, dada por la carga y descarga de las capacitancias parásitas propias del MOSFET.

Figuro 1.7 Curvas del voltaje compueria-fuente, drenaje-fuenteb corriente de drenaje en el encendido

La característica de carga de compuerta que se' explica a continuación es valida cuando se carga la compuerta con una comente de compuerta IG constante durante el proceso de conmutación

Fase I: Cuando empieza a crecer VGS la capacikncia de entrada esta dada principalmente por la capacitancia compuerta-emisor CGS, ya !que la capacitancia compuerta-drenaje CGD tiene un valor despreciable, dada la alta tensión compuerta-drenaje que se man-

I

http://proCeso.de

i Introducción

I

I tiene casi constante en esta fase. La forma del transitorio de tpsión es casi lineal y depende de tres factores: la velocidad de incremento del impulso (Vos), la resistencia de compuerta y la capacitancia de entrada.

(1.10)

donde: I ciss 1

I capacitancia de entrada del MOSFET

Q carga de la compuerta VGS voltaje compuerta-fuente Io comente de compuerta I

Fase II; Cuando el voltaje de compuerta alcanza la tensión de umbral, empieza a crecer la comente de colector y la comente por el canal MOS esta dada por la ecuación (1.6). El voltaje compuerta-fuente VGS presenta un valor casi constante y se carga la capacitancia compuerta-drenaje CGD según la siguiente ecuación: I

(1.11)

Fase IZI: Cuando el voltaje compuerta-fuente alc+a su valor máximo igual al voltaje de la fuente, se terminan de cargar las dos componentes de capacitancias de entrada. La capacitancia compuerta drenaje alcanza su valor máximo,lel cual es igual al valor de la capacitancia del óxido de traslape compuerta-colector. De esta manera la capacitancia de entrada del MOSFET está dada por la capacitancia constante del Óxido:

(1.12)

dt I donde: cox capacitancia total del óxi'do Cgs0 capacitancia de traslape compuerta-fuente

capacitancia de traslape Jompuerta-drenaje I

Cgdo

Característica dinámica del voltaje drenaje-&ente La vanación del ancho de la zona de carga de espacio WCS es un dato en términos de la divergencia del flujo de electrones AI a la entrada y a la salida de esta zona. La tensión VOS esta relacionada con WCS en todo instante a través de la ecuación (I. 13) 181:

(1.13)

0 2 - 0 5 2 11

Introducción

Zonadederiva n-

Drenaje T Fuente

W

esto es: Figura 1.8 Dinámica de la zona de carga de espacio

dt q . N ,

ccs dVm N(t) = - ' ~

A dt

(1.14)

(1.15)

(1.16)

donde CCS WCS

1.3 Super-Junction MOSFET Como se vio anteriormente, el MOSFET convencional de potencia es limitado en su

desempeño por la resistencia de la zona n-. La capacidad de bloqueo de esta región es determinada por su espesor y su dopado. Para el incremento del voltaje de bloqueo, debe ser simultáneamente reducido el dopado e incrementado el espesor de la capa. Por lo tanto, la resistencia del transistor incrementa desproporcionalmente como una función de su capacidad de bloqueo y para mejorar el transistor se debe reducir la resistencia de la región n-.

Recientemente se ha desarrollado una estructura novedosa de MOSFET, llamada Super Junction MOSFET, que ha permitido reducir la resistencia en encendido de este dispositivo unipolar de tal manera que el voltaje de ruptura sea directamente proporcional a la resistencia (i¿~s(~.) - VBR~SS)). Los fabricantes que desarrollaron esta tecnología, Infineon Technologies, llamaron al nuevo componente CoolMOS, pero actualmente la compañía STMicroelectronics ofrece en el mercado un Super-Junction MOSFET basado en una tec- nología similar, pero enfocado más a la reducción de las capacitancias parásitas, el cual llamaron MDmesh.

capaciiancia de la zona de carga de espacio ancho de la zona de carga de espacio

12

Introducción

1.3.1 CoolMOS El CoolMOS ofrece un nuevo aprovechamiento para superar el reto de la resistencia

en la zona de deriva y se basa principalmente en la estructura del MOSFET convencional [3], [7], [9], [lo]. A diferencia de este, tiene bandas verticales tipo p las cuales se encuen- tran alrededor de una banda tipo n como se muestra en la figura 1.9. Esto permite un incremento del dopado en la zona de deriva, reduciendo su resistencia hasta obtener una relación proporcional entre RDS(~") y VBR como se aprecia en la figura 1.10. Además, esta estructura permite la expansión en la zona de carga espacial en la región epitaxial n-. Para el diseño a mayores voltajes de bloqueo, en el CoolMOS solo se necesita incrementar el ancho de la capa vertical p, sin necesidad de disminuir el dopado, como es el caso del MOSFET convencional.

D¿ Figura 1.9 Estructura interna del CoolMOS [9]

Las principales caracteristicas que se anuncian para el nuevo dispositivo de acuerdo a [3], [7], 191, [lo], son las siguientes:

reducción de R D ~ ( ~ ~ ) en una relación de 5 a 10 con la misma área del silicio, lo que significa la reducción del área de silicio para la misma y por ejemplo la fabrica- ción de dispositivos discretos en vez de módulos para altas tensiones reducción de las capacitancias parásitas y consecuentemente un mejor comportamiento dinámico del dispositivo aumento del voltaje de bloqueo

o 2W 400 600 .$Mi $000

Voltaje de ruptura Vm M Figura 1.10 Resistencia Rm(o,, por área efectiva dependiendo del voltaje del bloqueo en MOSFET

convencionales y el nuevo transstor CooiMOS [9]

13

Introducción

1.3.2 MDmesh STMicroelectronics ha desarrollado una nueva tecnología del MOSFET de potencia

[1 11 que reduce la resistencia de encendido por un factor de 3 a 4, dependiente del voltaje de bloqueo, comparado con un MOSFET de potencia convencional. Esta nueva tec- nología ha sido llamado MDmesh (Multiple Drain Mesh) debido a su combinación de cu- biertas con mallas horizontales, con una nueva estructura basada en múltiples bandas verticales tipo p (drenaje). Además de una baja resistencia, con esta nueva estructura se tiene como resultado un mejor comportamiento dV/dt [4].

Figura 1.11 Estructura interna del MDmesh 1111

Para el desempeño del MDmesh a tenido mucha importancia su novedosa estruc-

Las mejoras anunciadas en [4] [1 l]y [12] para el nuevo dispositivo son:

reducción de la resistencia de encendido y en consecuencia reducción de las pérdidas en conducción reducción de la cargas de compuerta hasta un 30%, menor tiempo de apagado y reducción de las pérdidas por conmutación mejor capacidad del diodo intrínseco y un excelente dv/dt

Las más importantes característica para reducción de costos de ensamblado, drástica miniaturización de los sistemas, futuros sistemas con la nueva tecnología MOSFET son: reducción de costos de los componentes, frecuencias de conmutación muy elevadas, menores efectos parásitos debido a diseños compactos, menor costo en los impulsores y menores pérdidas.

1.4 Estado del Arte

tura, la cual se aprecia en la figura 1.1 1.

Recientemente se ha desarrollado una estructura novedosa del MOSFET, llamada Super-Junction MOSFET, que ha permitido reducir las pérdidas por conducción y las pér- didas por conmutación, para una misma tensión de bloqueo V(F,R)DSS. Estas características han sido presentadas por sus fabricantes Infineon Technologies en [3] y STMicroelectro- nics en [4].

14

Introducción

b)CoolMOS En [12][4] se ha estudiado el CoolMOS, donde se muestran los resultados experi-

mentales en el encendido y apagado, variando la comente de drenaje y la resistencia de compuerta, obtenidas en un inversor de pulsos con carga inductiva, comparándolo con el MOSFET convencional. Se llegó a la conclusión que el voltaje de compuerta del CoolMOS es independiente del voltaje de umbral.

Hasta la fecha se han realizado diversos estudios acerca del comportamiento del S-J MOSFET mediante circuitos especiales de prueba y comparándolo con el MOSFET convencional. En [7] [9] [lo] [14] se llevo a cabo un estudio para el fenómeno de avalancha, donde se muestra que el CoolMOS, ofrece una reducción de la resistencia de encendido y una mejor k e a Segura de Operación. Asimismo, en [15] se ha estudiado el comportamiento del CoolMOS variando la temperatura entre 80K y 423K, donde se muestran los resultados experimentales, como los transitorios de las formas de onda de voltaje y de comente y las pérdidas en el encendido y en el apagado. Con esto se concluye que el aumento de la temperatura incrementa la resistencia de encendido y por lo tanto genera pér- didas mayores.

En [ 161 el CoolMOS se ha estudiado en conmutación dura y en conducción. Los resultados experimentales, de acuerdo al autor, demuestran que las características en conduc- ción son similares a las de un MOSFET convencional pero con una baja resistencia de encendido Ros(,,,,). De igual forma se ha constatado que las características de los transitorios en conmutación dura son similares a los del MOSFET convencional pero con una conmu- tación más rápida.

En [6][17] se logró disminuir el número de componentes en un sistema electrónico de potencia para aplicación de fuentes conmutadas ( S M P S ) , gracias a un circuito integrado, el cual contiene un circuito de control P W M y un interruptor CooiMOS de 600V. Este circuito integrado es adecuado para el uso en S M P S hasta 40W de potencia de salida, y fue desarrollado especialmente para minimizar la necesidad de utilizar componentes externos.

b) MDmesh

En [ 1 13 se ha presentado un análisis comparativo de resultados eléctricos y térmicos en conmutación dura del MOSFET convencional con el MDmesh en un convertidor de potencia de 360W, donde su ciclo de trabajo se varió entre 37% y 43% a una frecuencia entre 1 lOlcHz y 120kHz. La principal ventaja usando la tecnología MDmesh fue la reduc- ción de las pérdidas por conmutación, permitiendo una baja temperatura de unión y mante- niendo de esta forma el RDS(~") bajo (pérdidas por conducción reducidas).

En [12] se han presentados resultados experimentales del MDmesh comparándolo con el MOSFET convencional aplicado a un convertidor (topología boost) en conmutación dura con una potencia de salida de 200W y una frecuencia de conmutación de loo&. Los resultados se obtuvieron variando los valores de la resistencia de compuerta y el voltaje de compuerta-fuente. El resultado principal obtenido con esta nueva tecnología fue la reduc- ción de las pérdidas y como consecuencia un incremento en la eficiencia del convertidor.

15

introducción

1.5 Justificación Recientemente ha sido desarrollada y lanzada al mercado una estructura novedosa

del MOSFET llamada Super-Junction MOSFET. Dadas sus nuevas características eléctricas y su buen comportamiento dinámico anunciado por sus fabricantes, se hace necesario un estudio más detallado del comportamiento de este transistor para el diseño Óptimo de los equipos de potencia. En este sentido, se tiene que considerar la necesidad de un análisis interactivo entre convertidor, función interruptor y componente que se puede generar considerando los aspectos de la aplicación y del tipo de conmutación utilizado. Esto es necesario con el objeto de optimizar el diseño de convertidores en cuanto a eficiencia y frecuencia.

El estudio del comportamiento del Super-Junction MOSFET tiene como objetivo suministrar información a:

los fabricantes para controlar su producto, preparar fichas técnicas, mejorar el di- seño de los componentes y estudiar la influencia de los diferentes parhetros tanto de los dispositivos como del circuito los usuarios, para seleccionar el componente adecuado, en lo que respecta a la tecnología de fabricación en base a una informaciún adicional a la hoja de datos los usuarios, para utilizar la metodología abordada y de esta manera probar los componentes, verificar sus limites, realizar ensayos en condiciones diferentes y obtener una mejor comprensión del funcionamiento del dispositivo

De acuerdo al análisis del estado del arte del CooiMOS y el MDmesh se ha detec- tado que hace falta un estudio más completo del comportamiento de estos dispositivos incluyendo una comparación entre las dos tecnologías del S-J MOSFET y de estas con el MOSFET convencional.

En conmutación dura se pretende analizar y comparar el CoolMOS con el MOS- FET convencional variando diferentes parámetros como: inductancias parásitas, temperatura de unión, resistencia de compuerta,, voltaje compuerta-fuente, voltaje drenaje-fuente y la comente de drenaje. De igual forma en avalancha y conducción se pretende realizar un análisis más detallado variando la temperatura de unión y el voltaje compuerta-fuente.

0

O

16

Metodología abordada

Capítulo 2


En este capítulo se presenta en forma general el método para realizar la caracterización de dispositivos semiconductores en forma experimental. Antes de llevarlo a cabo, se decidió realizar las simulaciones de los circuitos de prueba diseñados en el simulador PSpice, variando los diferentes parámetros que influyen en el comportamiento del s-J MOSFET. Es- tas simulaciones se realizaron con el fin de obtener una mejor comprensión del comportamiento del dispositivo ante la variación de los diferentes parámetros.

17


2.1 Métodos de caracterización de dispositivos Los diferentes modos de conmutación y tipos de componentes en el mercado difi-

cultan la selección adecuada de estos últimos sobre la base de sus capacidades reales y adaptadas al diseño del convertidor. Un método interesante de estudio de los dispositivos semiconductores de potencia es el aspecto experimental.

Para poder conocer de una manera más precisa el desempeño de un dispositivo semiconductor de potencia y aprovechar al máximo sus características en las diferentes aplicaciones, es necesario analizar con detalle el comportamiento del dispositivo, teniendo en consideración la necesidad de un trabajo interactivo que tome en cuenta los aspectos: convertidor, función interruptor y componente.

El estudio del dispositivo implica analizar su comportamiento en circuitos de prueba diseñados de tal manera que reproduzcan fielmente las condiciones de operación del dispositivo en las aplicaciones reales. En nuestro caso, el estudio se llevó a cabo en conmutación dura (encendido y apagado), avalancha y estado estable (conducción).

Este estudio del S-J MOSFET es muy interesante, debido a que es un nuevo componente el cual presenta mejores caractensticas que el MOSFET convencional. De esta manera se pretende realizar un análisis comparativo de estos dos dispositivo para que el usuario tenga información que le permita seleccionar la mejor opción de acuerdo al tipo de apli- cación.

2.2 Caracterización experimental Para realizar la caracterización experimental es necesario diseñar circuitos de prueba

con una topología sencilla, poco costosa y con una buena reproducción de las condiciones reales que un dispositivo presenta en una aplicación determinada. Las caractensticas requeridas para los circuitos de prueba son las siguientes:

0 número limitado de elementos de potencia y de las fuentes o calidad en la reproducción de las condiciones de operación en la aplicación del

convertidor independencia entre los diferentes parámetros que deben de estar controlados

En la caracterización experimental, el trabajo consiste en realizar las mediciones de los transitorios de comente y voltaje durante las conmutaciones y de las curvas de salida en estado estable bajo las siguientes condiciones: 0 diferentes casos de conmutación, avalancha y conducción, respectivamente

con variación de parámetros del circuito de prueba con los dispositivos S-J MOSFET (Coolmos y MDmesh) y el MOSFET convencional

El voltaje drenaje-fuente VDS y la comente de drenaje ID del dispositivo bajo prueba han sido medidas con un osciloscopio marca TEKTRONK 784A.

2.2.1 Diseño general de circuito de pruebas En el diseño del banco de pruebas se toman en cuenta aspectos importantes como:

18


método de pruebas modo de funcionamiento tipo de control

La selección dependerá de la calidad de reproducción de las condiciones que presente una aplicación convertidor dada de tal manera que se tenga independencia en el control de los diferentes parámetros, una limitación del número de elementos del circuito y de la potencia instalada de la fuente de alimentación. A continuación se describen estos aspectos.

2.2.1.1 Método de prueba

El comportamiento de un dispositivo semiconductor de potencia (DSEP) puede ser observado bajo dos situaciones diferentes, ya sea directamente en la aplicación del convertidor ó mediante la realización de circuitos especiales.

a) Circuitos de aplicación a convertidores Cuando se evalúa directamente el desempeño del componente en un convertidor, se

presentan las interacciones entre el convertidor y la carga sobre el dispositivo. La evalua- ción bajo estas condiciones presenta las características siguientes:

Son las condiciones reales: eléctricas, térmicas y mecánicas (entorno real del componente). La potencia instalada es elevada (función de la aplicación). Los parámetros accesibles son función del convertidor y la naturaleza de la carga.

dose poca flexibilidad y grandes dificultades para obtener y sobreponer los resultados. Globalmente, se tiene el caso real, pero muy dependiente de la aplicación, tenién-

b) Circuitos especiales Cuando se diseñan circuitos especiales de prueba para el estudio y la caracterización

de DSEP, esto permite un mejor control de las condiciones de prueba y una buena repro- ducción de las condiciones típicas de conmutación. En el caso de la conmutación dura (PWM) los circuitos especiales de pruebas han sido ampliamente usados.

Globalmente se tiene una mayor flexibilidad en la variación de los parámetros externos del circuito, pero no es la aplicación real del componente a evaluar.

2.2.1.2 Modo de funcionamiento Circuitos de prueba han sido realizados con el fin de analizar el fenómeno de con-

mutación de un interruptor. Este puede ser un convertidor particular que ofrece las condiciones correspondientes al componente a estudiar. Para lograr esto se le añaden componentes auxiliares tales como condensadores, inductores, fuentes e interruptores, las cuales permiten definir la condición de prueba. Un objetivo es la limitación del número de elementos y la energía instalada. La estructura adoptada podrá funcionar ya sea de forma re- petitiva o en modo impulsional.

19


a) Modo repetitivo

Cuando el modo de funcionamiento es en modo repetitivo, el control es a frecuencia fija con un ciclo de trabajo reducido con el fin de limitar el incremento de temperatura del componente.

Este modo de funcionamiento tiene la ventaja de ser una evaluación muy cercana a la realidad respecto al cableado y los aspectos térmicos, pero no es adecuado para analizar la conmutación propia del componente. La repetición de ciclos permite establecer métodos de medición por acumulación y efectuar correcciones de ruido síncronos. Sin embargo esta estrategia presenta los siguientes problemas:

Potencia instalada igual a las pérdidas del componente, lo que requiere un sistema de enfriamiento y cableado necesariamente grandes. interdependencia de parámetros: frecuencia, ciclo de trabajo, temperatura, etc.

b) Modo impulsional El funcionamiento en modo impulsional es una estrategia de pruebas donde se trata

de una experimentación en valores reales de comente, tensión y temperaíura. Además el componente es sometido una sola vez a las condiciones de conmutación lo que, como ya se mencionó, permite una limitación en número de componentes y de la potencia instalada de la fuente y por otro lado mayor compactación de los componentes, lo cual permite reducir el cableado

2.2.1.3 Tipo de control

dispositivo bajo prueba, existen dos posibilidades: automático o de tiempo preestablecido. Para el control de la operación de los dispositivos auxiliares, así como el disparo del

a) Control automático

En este esquema de comando, el encendido y apagado de los dispositivos auxiliares y bajo prueba se realizan automáticamente a valores determinados de voltaje o comente. Este sistema de control permite condiciones de conmutación que pueden ser ajustadas inde- pendientemente de la carga. Es un sistema de control directo.

b) Tiempo preestablecido

En este tipo de comando se establecen los tiempos de encendido y de apagado de los dispositivos. Este es un sistema de control en lazo abierto, donde los parámetros son solo indirectamente controlados.

2.2.2 Diseño propuesto para los circuitos de prueba Los circuitos de prueba empleados en cada uno de los modos posibles de conmuta-

ción presentan las siguientes características:

modo de funcionamiento impulsional (one shot) que permite limitar la energía solicitada a la red lo que facilita hacer pruebas en casos extremos

20


uso de un control de tiempo preestablecido capaz de asegurar por un lado su función en los diferentes modos de conmutación y por otro lado ser configurado para un tipo de control dado en función de los parámetros propios del interruptor bajo prueba minimización del número de elementos auxiliares, de manera que los resultados obtenidos sólo se consideran que son debidos al efecto del dispositivo bajo prueba (DUT) y no a elementos externos interdependientes que modifiquen el comportamiento del dispositivo; esto se realiza con el fin de controlar mejor las condiciones impuestas al dispositivo semiconductor en una aplicación real control estático de la temperatura, mediante el calentamiento del dispositivo bajo prueba por medio de una placa de aluminio

Se propone desarrollar circuitos especiales de prueba para cada tipo de conmutación

El principio de diseño se plantea considerando las siguientes partes:

tomando en cuenta las consideraciones de diseño deñnidas anteriormente.

el circuito bajo prueba, el cuál es encargado de reproducir las condiciones de la aplica- ción circuito auxiliar integrado por componentes pasivos e interruptores auxiliares que debe permitir un ajuste independiente de los parámetros de las condiciones de prueba

2.2.3 Identificación de elementos parásitos Antes de presentar la metodología de análisis de resultados, se caracterizaron los

elementos externos de los circuitos de prueba. En esta parte se identifican los diferentes problemas relacionados con los elementos utilizados en las mediciones (equipo de medi- ción y circuitos de prueba), que pueden ocasionar una mala interpretación de los fenómenos de conmutación para un componente dado, así como errores importantes en el cálculo de pérdidas. Se hacen a continuación algunas recomendaciones que permiten mejorar la calidad de las mediciones.

Una caracterización de los diferentes elementos se considera interesante en vista de la influencia que pueden tomar estos en función de las condiciones de prueba durante la conmutación. Este análisis permitirá corregir los errores que se pudieran agregar a los fe- nómenos propios del componente.

Al diseñar cualquier circuito de prueba para componentes semiconductores, es importante la identificación de los elementos parásitos externos ai dispositivo semiconductor bajo prueba, para que de esta manera puedan ser controlables y se puedan reducir los efectos ocasionados en el dispositivo bajo prueba. De esta manera, las mediciones realizadas reproducen con más confiabilidad el comportamiento del DUT.

Inductancia parásita de cableado A una gran velocidad de conmutación (pendiente de comente), la inductancia de

cableado es un elemento muy importante en una celda de conmutación, puesto que causa una caída de tensión adicional. Por esto se hace un análisis detallado en las diferentes etapas de conmutación dura con el fin de conocer su influencia durante las mismas. En la figura 2.1 se muestra el circuito donde se definen las inductancias parásitas del DUT.

21 CENTRO DE INFORMACION ""I SEP CENIDET


P va

I , i J I -

Figura 2.1 Inductancias y capacitanciasparásifas del circuito.

El cálculo de la inductancia de cableado se realizó usando el principio básico de que un inductor se opone al cambio de comente. En la figura 2.2 se muestran en forma ideal los transitorios de una conmutación dura al encendido y se aprecia como en el momento que la comente crece con una cierta pendiente (di/dt), se presenta una caída de tensión en las terminales del dispositivo (AV,,). Conociendo los valores de estas variables, es posible estimar la inductancia parásita de cableado L, del circuito de prueba mediante la siguiente expresión:

A VDS L, = ~ diD - dt

De la misma manera se puede estimar Li de los transitorios al apagado, con la diferencia de que en este caso el dUdt es negativo, es decir L, causa un pico de tensión (figura 2.2b)

I / I I I t t

(a) (b) Figura 2.2 Formas de onda para el cálculo de los componentesparásitos a)encendido b)apagado

Inductancia parásita de la fuente

Una inductancia parásita importante es la inductancia de la fuente, puesto que por ésta fluye la comente total del dispositivo y un cambio en esta comente (diddt) causa una caída de tensión VLf, la cual aumenta o reduce la tensión compuerta-fuente V ~ S influyendo drásticamente en el comportamiento del dispositivo. De esta manera, la inductancia Lf pro-

22


voca una retroalimentación del circuito de potencia hacia la compuerta, por lo que su valor tiene que mantenerse muy bajo.

La inductancia parásita de la fuente Lf se puede estimar mediante la siguiente ex- presión:

A VLf Lf =di,

I - dt

donde AVLf es determinada como:

AVLf = V, -VGs

Capacitancia parásita del circuito Otro elemento parásito del circuito es la capacitancia parrisita C,, cuyo efecto se

puede apreciar en los transitorios de apagado (figura 2.2b). Esta capacitancia se puede calcular mediante la ecuación (2.4):

(2.4)

dt

2.3 Dispositivos analizados Para evaluar las caracteristicas del S-J MOSFET se analizaron experimentalmente

tres dispositivos de dos diferentes fabricantes: el CoolMOS de Infineon Technologies, el MDmesh y el MOSFET convencional de STMicroelectronics. Se escogieron dispositivos de clases de tensión y corrientes similares. En la tabla 2.1 se muestran los parámetros principales de los dispositivos seleccionados tal y como están especificadas en las hojas de datos (ver anexo r).

Tomando en cuenta los datos de cada dispositivo dados por el fabricante, se definieron los valores nominales para cada parámetro como se puede apreciar en la tabla 2.2.

23

Metodolorría abordada

2.4 Caracterización en simulación Antes de llevar a cabo la caracterización experimental de los dispositivos bajo

prueba, fue necesario saber el rango de valores dentro del cual se variará cada parámetro. Se decidió simular los circuitos de prueba diseñados en el simulador PSpice, variando los parámetros que más influyen en el comportamiento del DSEP. Esta variación se realizó a través de un análisis paramétrico. La simulación se llevó a cabo también con el fin de obtener una mejor comprensión del comportamiento del dispositivo ante la variación de los diferentes parámetros.

La tabla 2.2 muestra el rango de variación obtenido para cada parámetro así como su valor nominal. El valor nominal se define tomando en cuenta la hoja de datos de cada dispositivo bajo prueba.

Para realizar las simulaciones con más precisión, es necesario reproducir las condiciones reales de funcionamiento de los circuitos de prueba incluyendo los elementos pará- sitos en el modelo del circuito a simular.

En este sentido, las inductancias parásitas que se presentan debido ai exceso de cableado son muy importantes puesto que repercuten en la operación del dispositivo, como se explico en el punto 2.2.3. Para esto se realizó un análisis paramétrico en simulación, variando esta inductancia a diferentes valores así como la inductancia de la fuente.

2.5 Metodología de análisis de resultados Para poder analizar los resultados experimentales, obtenidos en forma de transito-

rios de comente y tensión, se escogió el cálculo de parámetros importantes para el usuario, como los tiempos de conmutación y las energías disipadas.

Los tiempos de conmutación para los dispositivos bajo prueba (CooiMOS, MDmesh y MOSFET convencional), se definieron como se muestra en la figura 2.3.

Posteriormente se llevó a cabo el análisis para calcular las pérdidas por conmutación (energías disipadas durante el encendido y el apagado). Estas pérdidas ocurren debido a la presencia simultánea del voltaje drenaje-fuente VDS y de la comente de drenaje ID durante cada transitorio, comportamiento típico para la conmutación dura.

24


4 VGS

j /, i ..-~<-! i

i

~

........... I /

I , i tdon ~ tr I ~ t v o n ' j 1 ~ j j l j

4 i j twff j j tm" j j i ~

I . teff

1 tdoff ~ .twff 1 i tf ~

k * I

j ? j ton j c

Figura 2.3 De$nición de los tiempos de conmutacibn para los dispositivos analizados

donde:

tdon tiempo de retardo en el encendido: desde el lO%Vos(on) al lO%ID(on)

tr tiempo de subida de la comente al encendido: desde el 10%ID(on) al 90%I~(on)

t", tiempo de caída de tensión en el encendido: desde el 9o%vDS al io%vDS

b tiempo de traslape (VDS y ID) en el encendido: lO%ID(on) al lO%VDS(on)

to, tiempo total del encendido: lO%VGs(on) al lO%VDs(on)

di/dk,,, rapidez de cambio de la comente ID al encendido: (10%I~ - 9O%I0)/tr dv/dt,, rapidez de cambio del voltaje VDS al encendido ( IO%VDS - 9o%vDS)/t,on

boff tf

tvoñ

k0ñ

tiempo de retardo en ei apagado: desde ei 9o%vGS(off) ai io%vDS(off)

tiempo de subida de la comente al apagado: desde el 9 0 % 1 ~ ( ~ 3 al lO%I~(,rt)

tiempo de subida de tensión en el apagado: desde el 10%Vos(om al 9o%vDS(,ft)

tiempo de traslape (VOS y ID) en el apagado: 10%Iqo~a l io%vDS(o~ tiempo total del apagado: gO%VGS(aQ al 10%Iqon)

di/dbw rapidez de cambio de la comente ID al apagado: (10%I~ - 90%I~)/tf dv/dL,ff rapidez de cambio del voltaje VDS ai apagado (io%vDS - 90%VDs)/t,ofi

VTH voltaje de umbral

25


Las pérdidas de energía por conmutación en el encendido y en el apagado se obtuvieron mediante integración numérica en MATLAB según las siguientes ecuaciones:

(2.5)

Tomando los transitorios simplificados de la figura 2.3, las ecuaciones (2.5) y (2.6) tienen la siguiente solución analítica aproximada:

Las mediciones de los transitorios en conmutación dura (encendido y apagado), avalancha y curvas de salida se guardaron como formato de datos y posteriormente se rea- lizó su procesamiento con ayuda de los programas MATLAB y Excel, obteniendo de esta forma los tiempos de conmutación para los dispositivos bajo prueba, como también el valor de las energías, ambas durante el encendido y el apagado. El programa realizado en MATLAB para el cálculo de las energías está presentado en el anexo iV.

26

Conmutación dura

Capítulo 3

Conmutación dura

Este capítulo presenta el análisis comparativo en base a los resultados experimentales y en simulación del comportamiento en conmutación dura de los siguientes tres dispositivos: CooiMOS, MDmesh y MOSFET convencional. Para obtener un análisis más detallado del desempeño de los transistores MOSFET en este tipo de operación bajo diferentes condiciones, se variaron los siguientes parámetros que más impactan en las pérdidas durante las fases de conmutación: resistencia de compuerta &, comente de conducción ID, voltaje de alimentación VO, voltaje compuerta-fuente VGS, temperatura de unión Tj, inductancia pará- sita del cableado L, e inductancia parásita de la fuente Lf. Con esto se pretende estudiar la influencia de los diferentes parámetros en las formas de onda, las pérdidas y los tiempos de conmutación de los dispositivos.

27

Conmutación dura

3.1 Descripción del fenómeno La conmutación dura en un dispositivo de potencia se define cuando se presenta al

mismo tiempo un traslape de comente y tensión durante los transitorios de encendido y apagado. Por lo tanto, la conmutación dura de un dispositivo semiconductor de potencia se puede presentar tanto en la fase de encendido (permanece la tensión de bloqueo, mientras el dispositivo está ya conduciendo comente), figura 3.la, como en la fase de apagado (permanece la comente de conducción, mientras el dispositivo está ya bloqueando tensiÓn),figura 3.lb.

(a) 0) Figura 3.1 Conmutación dura (a)durante el encendido, @)durante el apagado

Las figuras 3.2 y 3.3 presentan de forma simplificada los transitorios típicos de comente y tensión así como de la potencia disipada en la etapa de encendido y apagado en conmutación dura, respectivamente.

3.1.1 Encendido Durante el encendido (figura 3.2) se aprecian diversas fases en el comportamiento

de los transitorios de comente y voltaje del dispositivo, las cuales se pueden clasificar de la siguiente manera:

Fase A (t,<t<tS: En el instante ti se da la orden de encendido mediante la tensión VGS aplicada a la compuerta. En esta primera fase la capacitancia de entrada del MOSFET esta dada principalmente por la capacitancia compuerta-fuente CGS de acuerdo a la ecuación (1.1 O) del capítulo 1.

Cuando el voltaje de compuerta alcanza el voltaje de umbral, en el instante t2, empieza a crecer la comente de drenaje, es decir la comente del canal MOS, la cual está dada por la ecuación de ShocHey(l.6).

Fase B (t2<t<tj): En el instante en que VGS>VTH la comente ID crece con una pendiente controlada por la resistencia de compuerta &. En este periodo se puede apreciar una caída de tensión en el dispositivo debido a la inductancia parásita de cableado del circuito de prueba (con la caída de tensión y la pendiente de corriente es posible estimar el valor de la inductancia parásita de cableado). En el instante t3, la comente del dispositivo alcanza su valor máximo, que corresponde al pico de recuperación inversa del diodo de libre circula- ción, necesario para darle camino a la energía almacenada en la carga inductiva. En este

28

Conmutación dura

momento el diodo recupera su capacidad de bloqueo y el voltaje drenaje-fuente VDS puede empezar a decrecer.

I I 1

h-0 Figura 3.2 Detalle de conmuiación al encendido

Fase C (tj<t<td): En este periodo el voltaje drenaje-fuente VDS decrece hasta el voltaje de conducción del dispositivo VD,,. Se observa una primera pendiente elevada, debido principalmente al bajo valor de la capacitancia drenaje-fuente COS, seguida de una pendiente menor, debido a que en este instante la capacitancia adquiere un valor elevado (dependencia no lineal de la tensión de una capacitancia de unión, “efecto Miller’’ ecuación (1.2)). La segunda pendiente también depende de la modulación de la zona n-.

3.1.2 Apagado En los resultados obtenidos en simulación, ilustrados en la figura 3.3, se aprecian

diversas fases en el comportamiento de los transitorios de comente y voltaje del dispositivo de manera análoga al encendido, las cuales se pueden clasificar de la siguiente manera:

Fase A (t,<t<t2): En el instante ti se da el comando para apagar al dispositivo por medio de la compuerta. El voltaje compuerta-fuente VGS empieza a decrecer y se descarga la capacitancia de entrada del MOSFET. Esta fase dura hasta que VGS alcanza el voltaje de umbral Vm y representa el tiempo de retardo que exhibe el dispositivo al ser apagado.

Fase B (t~<t<t3): En el instante t2, cuando VGS<VTH, se abre inmediatamente el canal MOS. En este momento el dispositivo está listo para bloquear y el voltaje VDS empieza a crecer con una pendiente inicial poco pronunciada (debido a que COS es grande), seguida de una pendiente mayor, ya que CDS presenta un comportamiento no lineal y dependiente del voltaje disminuye su valor (ver ecuación (1.2)). En esta fase se aprecia una disminución de comente en el dispositivo AID, debida principalmente a la capacitancia parásita del circuito de prueba í&.

29

(3.1)

Conmutación dura

Figura 3.3 Detalle de conmuiación al apugado

Fase C (t3<t<t4): En el instante t3 el voltaje drenaje-fuente VDS alcanza el valor de la fuente Vo y el voltaje en las terminales del diodo de libre circulación se polariza directamente, dejando que este entre en conducción. La forma de onda en la comente de drenaje ID cae inicialmente con una pendiente pronunciada y limitada Únicamente por la inductancia parásita de cableado.

3.2 Circuito de prueba

El circuito de prueba es en forma modular y se diseñó para realizar la conmutación dura. En la figura 3.4 se muestra el circuito empleado. Este circuito presenta Únicamente dos interruptores auxiliares ( A m 1 y A m ) y una inductancia de carga de un valor elevado, que se puede considerar como una fuente de comente de valor constante durante el tiempo que duren las conmutaciones.

3.2.1 Funcionamiento general El circuito de potencia a utilizar para conmutación dura debe funcionar en modo

impulsional para permitir limitar la energía solicitada a la red, por el contrario, el interruptor bajo prueba estaría expuesto a comentes de drenaje ID y voltajes drenaje-fuente VDS elevados, lo cual provocaria el calentamiento o la destrucción del mismo. Esto se evita con el uso de elementos auxiliares, los cuales ayudan a controlar mejor las condiciones impuestas ai dispositivo semiconductor.

Para poder accionar a los dispositivos auxiliares, así como el disparo del dispositivo bajo prueba se necesita de un sistema de control que permita comandar el encendido y el apagado. Este sistema de control nos va a permitir ajustar las condiciones de apagado como es el tiempo de encendido y el tiempo de apagado.

El estudio de las características en conmutación dura de los transistores CoolMOS, MDmesh y MOSFET convencional se basa en la estructura tipica de un troceador. Para este caso se diseñó un convertidor forward, en el cual la fuente de alimentación VO, un interruptor auxiliar (AUX2) y un inductor LCqa son usados como fuente de comente. La temperatura de unión del DUT es controlada, ya que se evita el incremento de temperatura debido a la comente de arranque con el uso de interruptores auxiliares.

30

Conmutación dura

3.2.2 Circuito propuesto En la figura 3.4a se muestra el circuito de prueba simplificado para conmutación

dura, donde el valor de Lema es de 16mH. Las señales de disparo de los dispositivos empleados, así como las curvas características se muestran en la figura 3.4b.

Los elementos críticos de diseño para este circuito de prueba son: el valor de la inductancia de carga Lqa, que debe de ser suficientemente elevado, para que la comente durante el tiempo de prueba sea considerada constante y un valor pequeño de resistencia parásita Rhd en el orden de miiiohms.

"O I I I e a * S r a

...~..~ ......

(a) (b) Figura 3.4 (a) Circuito depmeba simplificado, (b) Secuencia de disparo y formas de onda típicas

3.2.3 Principio de operación

cuatro etapas las cuales se describen a continuación.

Etapa 1: Carga lineal de la corriente ( t l ' tej En el instante ti el interruptor AUX2 es encendido y permanecen apagados los inter-

ruptores A m i y el DUT. En este momento, la comente en el inductor Lcarga se incrementa en forma lineal hasta que el interruptor AUX;! es apagado en el instante t2.

La ecuación que rige el comportamiento del circuito en terminos de sus parámetros es como sigue:

El fimcionamiento del circuito de prueba en conmutación dura se puede dividir en

(3.2) di dt vo = i ' Rid + LCrn8.? - 4- vAcnr*(o",

donde V ~ m 2 ( ~ ~ ) es la tensión de conducción de AUXS Resolviendo la ecuación (3.2) y considerando que las condiciones iniciales son

I(0t) = O (la comente inicial en el inductor es cero), la resistencia Rhd y ia caída de tensión VA^(^^) son muy pequeñas y por lo tanto se pueden despreciar, se obtiene que la comente i(t) crece en forma lineal por medio de la siguiente expresión:

i(t) = __ (t - t , ) (3.3) L,,,

31

Conmutación dura

Si L,,es muy grande (LeargB > Yrcarga .(t2 - t l ) ) , entonces IL puede ser considerada constante durante la conducción y las conmutaciones del DUT.

Etapa 2: Libre circulación (t2<t<t3) En el periodo de tiempo t2<t<t3 todos los interruptores permanecen apagados. En

esta etapa la comente es casi constante y las pérdidas son debidas solo a la resistencia pará- sita del inductor y la conducción del diodo. Esta etapa es importante para estabilizar la ten- sión de la fuente Vo y mostrar el comportamiento de recuperación inversa del diodo al momento del encendido del DUT.

Etapa 3: Encendido en conmutación dura (t3<t<t4) En el instante t3 el interruptor bajo prueba es encendido, mientras que los interrupto-

res AUXl y AUX2 permanecen apagados. En este momento se presenta el encendido en conmutación dura del dispositivo bajo prueba, incluyendo la recuperación inversa del diodo de libre circulación D 1.

Etapa 4: Apagado en conmutación dura (tj<t<t6) En el instante t5 el interruptor bajo prueba es apagado y permanecen apagado los

interruptores AUXl y AUX2. En este momento se presenta el apagado en conmutación dura del dispositivo bajo prueba. En el periodo (t(it<t6) se muestra una sobre tensión, debida principalmente a la inductancia parásita de cableado.

3.3 Análisis en simulación Los resultados mediante simulación se obtuvieron antes de la caracterización expe-

rimental de los dispositivos bajo prueba, variando los parámetros mencionados al principio del capitulo: &,VDS, VGS, ID, Lc y Lf. El análisis paramétrico en PSpice ayudó a definir el rango de variación de estos parámetros en las pruebas experimentales.

I \ O

Figura 3.5 Esquemático implementado en PSpice

3.3.1 Circuito simulado En la figura 3.4 se muestra el esquemático implementado en el simulador PSpice.

Con el fin de obtener por un lado resultados realistas y por otro lado garantizar simulaciones rápidas, se tomaron las siguientes consideraciones:

32

Conmutación dura

La inductancia de carga es sustituida por una fuente de corriente constante. Solo se simularon los periodos de conmutación (encendido/apagado). Se consideran los elementos parásitos más importantes como inductancia de cableado y de emisor.

3.3.2 Análisis paramétrico

Se realizó un análisis paramétxico y se determinó la tendencia de variación de los transitorios de corriente y tensión para cada parámetro variado. En las figuras 3.5 y 3.6 se muestra solo el paramétrico para la variación de RG. De igual forma se variaron los otros parámetros tomando en cuenta el mismo circuito de la figura 3.4.

(W ................................................................................

.................................................

. ................../.................................. 1

........... ................................................................... -.-..--- I

Figura 3.6 Transitorios de corrienie y voltaje en el encendido variando RG. (~) Vcs. (b) ID y (c) VD,

Figura 3.7 Transitorias de corrienie y voltaje en el apagado variando RG. (a) VGS, (b) ID y (c) VDs

En las figuras 3.6 y 3.7 se aprecia la tendencia del comportamiento del dispositivo

De acuerdo a esto, se tomaron los valores más perceptibles durante los transitorios. De igual forma se realizó con los demás parámetros y se llegó a tener el rango de valores adecuados para cada uno. Las condiciones de prueba, el rango de valores de parámetros, los componentes auxiliares y los dispositivos estudiados se presentan en la tabla 3.1.

variando la resistencia de compuerta & entre On y 50n durante el encendido y el apagado. .~

~Q

I

i 33

Conmutación dura

3.4 Pruebas experimentales En la tabla 3.1 se presenta el resumen de las variaciones realizadas de los diferentes

parámetros para obtener el comportamiento detallado del dispositivo en diferentes condiciones de prueba. Los transitorios medidos ante las variaciones de los parámetros se muestran solo para los dispositivos CoolMOS en el encendido y MOSFET convencional en el apagado, ya que el comportamiento de los tres dispositivos tienen la misma tendencia en conmutación dura.

Dispositivos analizados

lomponentes auxiliares (AUXl, A m , DI)

P U T )

Parámetros del circuito (valores nominales)

Variación de paráme- tros

a 3.1 Condiciones de prueba en conmutación dura 11N60S5 (CoolMOS de Infineon Technologies) P12NM50FF' (MDmesh de STMicroelectronics) P10NC50 (MOSFET convencional de STMicroeiectronics) CM100DY-24H (Módulo de POWEREX) RHR30120 (Diodo hipper fast de Intersil) Resistencia de compuerta &= 4.70 Comente de carga I,,,= 16A Voltaje de alimentación VO= 300V Voltaje compuerta-fuente VGS = 15V Temperatura de unión T, = 30°C Inductancia de carga LCqa = 16mH Inductancia del cableado L, =13OnH Inductancia de la fuente Lf=14nH &: 4.7, 10,27, 33,470 VGS : 10, 15,18V Io : 4,8, 12, 16A Vo : 100,200,300,400V

Lf : 14,20,25nF L, : 130,500, lOOOnH

T : 30,60,9O,12O0C

3.4.1 Vanación de la resistencia de compuerta RG El valor de la resistencia influye en la carga de la capacitancia de entrada y por lo

tanto la evolución del voltaje de compuerta-emisor, que a su vez impacta en el tiempo de retardo y el tiempo de subida durante el encendido. En el apagado RG no influye en la forma de onda, pero si en el tiempo de retardo al apagado. Como también se puede apreciar en las figuras 3.8 y 3.9, a medida que RG crece, las pérdidas se incrementan tanto en el encendido como en el apagado.

34

Conmutación dura

.,. . I , , .

>. ..* ., 1. . e, I 3 1 , I , , . ,c

(c) VDs:50V/div, t:50ns/div

-. . . . . . .

. ,,' (d) P,: lOOOW/div t:50ns/div

Figura 3.8 Conmutación en el encendido variando la resistencia de compuerta RG

(c) Vm:lOOV/div, t:50ns/div

.. .. I *., I ~.. I .I , . ,d (d) Po~:500W/div, t50nddiv

Figura 3.9 Conmutación en el apagado. variando la resistencia de compuerta RG

35

Conmutación dura

, I ,

. ,,' (c) V,:iOOV/div, t:50ns/div

* $0'

(d) P..:iOOOW/div, t:lOGns/div

Figura 3.10 Conmutación en el encendido variando el voltaje de compuerta- fuente VGs

.<I'

(d) Pon:50OW/div, t:50ns/div

Figura 3.11 Conmutacrón en el apagado variando el voltaje de compuerta- fuente VGs

36

Conmutación dura

,*t .

J. . I

. . ~. . . .

. ,d (d) PoR:500W/div, t:50nddiv

Figura 3.13 Conmutacidn en el apagado variando la corriente de carga Irorg.

37

Conmutación dura

. . . . . . . ~,.

~, . . ,. . . . .

. I , , , I , - j . . . . . . . .

. . . . . . . .

< I . I . . . . . . . . . . . . . . . . . . , , , < , , ,

, , , "~ . ~' ~ . '. . 1 . . ' . . . . . . . . , I .

,*. . . . . . . . . 1

, . I

,,. . . . . . . . .

- . . . . . . . .

u I, a ,I , *< I < I I I . ,í (c) VDs:50V/div, t:50nddiv (c) VDs:lOOV/div, t:50nddiv

. . .

.,1,

(d) P,,,:SOOW/div, t:50ns/div

Figura 3.15 Conmutación en el apagado. variando del voltaje de alimenfación V,

38

Conmutación dura

<o .IS

.,o' (a) V0~:5V/div, t:20Gns/div

(b) ID:5Aidiv, t:200nddiv

'1.'

(c) v~s:5OV/div, t:200ns/div

.,a- .>.I

(d) P..:lOOW/div, t:200ns/div

Figura 3.16 Conmutación en el encendido variando la inductancia de cableado L,

." (a) Vos:5V/div, t:50ns/div

, , I , I

"<O'.

(c) vDs:lOOV/div, t:5Gns/div

, . . . - -

, < , . > . .

~ , . . . . . , , ,

. ,.'. (a) POn:5OW/div, t:50ns/div

Figura 3.17 Conmutación en el apagado variando la inductancia de cableado L,

39

Conmutación dura

.<o- (a) VGs:5V/div, t:50nsídiv

(d) P,:lOOW/div, t:50ns/div

Figura 3.18 Conmutación en el encendido variando la inductoncia parrisita defuente L,

, , , . .<I * .,., 4 .*.5 -2 .I.J .1 45 o

id (a) Vos:5V/div, t:50ns/div

3.8, I

@) ID:2A/div, t:50ns/div

. . . ~. . ~

. ., . . . . .

,801

(c) VDs:50V/div, t:50ns/div

I . ,. *, , I m I *I rn ,-o . ,. (d) P0a:50W/div, t:50nddiv

Figura 3.19 Conmutación en el apagado variando la inductancia parásita de fuente L,

40

Conmutación dura

. . <

(c) VDs:50V/div, t:50nddiv

. . . . . . ~ . ~ . . . . . . . ,~ . 3 ~ ~, . .

. < < .

. ,. . I~ . . ~ ~ I . . , . . .

. ,~ . , ~ ~, . ~

. . . , . . ~ . . ~ ~ .

, . I

, , , , , , . . . . ~ . . ~

. ,d (d) P,:iOOW/div, t:50ns/div

Figura 3.20 Conmutación en el encendido variando la temperatura I;

< , . . . .

.1:I -a -2.5 -2 .<.I .I -0.5 o 0.5 1

.,o"

.VA , 1 , ,

(a) V0~:5V/div, t:50ns/div

, . . . . ., . . , . .

, , I

I , .

. I . ., ~ .I. .

, . .

, I . . .

, . . . .

., -5.6 4 .*.I .* - 3 . 5 - 5 -0.5 0 e., 3 .<1

(b) Io:2A/div, t:50ns/div

.. ~ . , ~ ~ , . , , ,

. . ~ . ~ ~ . . I ) .

id (c) VD~:50V/div, t:50ns/div

-. 1.. I .>.. .I. . . ,m"

(d) POn:5OW/div, t:50nddiv

Figura 3.21 Conmutación en el apagado variando la temperatura I;

41

Conmutación dura

3.4.2 Variación del voltaje compuerta-fuente VCs

El voltaje VOS influye sobre todo en la forma de onda de la comente ID al encendido De los resultados mostrados en la figura 3.10 se puede observar que en el encendido, entre mas grande sea el valor de VOS, la pendiente de ID es más pronunciada y su valor pico más grande, obteniendo de esta forma pérdidas mayores en el encendido. Así mismo, el tiempo de caída de VDS es más grande. En el apagado la tensión VOS influye solamente en el tiempo de retardo, como se puede observar en la figura 3.1 1 y por lo tanto no hay influencia importante sobre las pérdidas.

3.43 Variación de la corriente de carga Iearga

De los resultados mostrados en ai figura 3.12 se aprecia que al aumentar ID el tiempo de subida no presenta un cambio, pero el diodo de libre circulación tarda más en alcanzar su pico de corriente inversa y recuperar su capacidad de bloqueo (más cargas almacenadas), por lo que VDS se retrasa más en caer, obteniéndose de esta forma más pérdi- das en el encendido.

En la figura 3.13 se aprecia que una mayor comente de drenaje causa una pendiente más elevada de tensión VDS en el apagado. Esto se puede explicar con la expresión:

3.4.4 Variación del voltaje de alimentación VO

De los resultados mostrados en la figura 3.14 se aprecia que la variación de VO no influye significativamente en las formas de onda del voltaje VGS y la comente ID durante el encendido. Por lo tanto, podemos decir que el tiempo de retardo td, y el tiempo de subida tr, no dependen mucho de este parámetro. Se observa un aumento en las pérdidas como consecuencia directa del aumento de Vo.

En la figura 3.15 se aprecia que un cambio en la tensión de alimentación no influye en la forma de onda del voltaje VOS durante el apagado, pero dado que el voltaje VDS tarda más en alcanzar Vo, con este parámetro aumenta el tiempo de caída tf. Sin embargo, no se aprecia una variación en los tiempos de conmutación, ni se observan mayores pérdidas debido al aumento de VDS.

3.4.5 Variación de la inductancia parásita de cableado L, El valor de la inductancia parásita de cableado influye al encendido en la caída de

tensión de VDS y en la pendiente de la comente ID (figura 3.16) como se aprecia en la ecua- ción (3.5). De acuerdo a esto, si el valor de la inductancia es muy grande, la caída de tensión es mayor pudiendo llegar al valor de conducción y de esta manera conmutar con menos pérdidas. En cambio, en el apagado (figura 3.17), entre mayor sea la inductancia parásita, el voltaje VDS pico y las oscilaciones son mayores y por lo tanto las pérdidas aumentan.

42

Conmutación dura

3.4.6 Variación de la inductancia parásita de fuente Lr

La inductancia parásita de fuente influye en el comportamiento dinámico del dispositivo al encendido, debido a que retroalimenta hacia la compuerta un voltaje proporcional a la pendiente de la comente total ID. Por lo tanto, al aumentar el valor de la inductancia, disminuye la pendiente de ID (ver 2.2.3) y también la caída de tensión de VDS y el Pico de comente de recuperación inversa de ID (figura 3.18). En el apagado, 10s resultados mostrados en la figura 3.19 indican que la inductancia parásita de fuente no influye tanto en el comportamiento del dispositivo en el tiempo de caída de la comente ID. Las pérdidas aumentan a medida que aumenta Lf en el encendido y en el apagado.

3.4.7 Variación de la temperatura Ti Se puede apreciar que al aumentar la temperatura, VDS tarda más tiempo en caer,

mientras que la comente presenta una pendiente y un pico menor (figura 3.20). Durante el apagado se presenta una variación insignificativa ante la temperatura, pero el voltaje VOS tiene un pico más elevado al aumentar la temperatura (figura 3.21) y las pérdidas aumentan tanto al encendido como al apagado.

3.5 Análisis comparativo de evaluación de resultados para analizar con detalle el desempeño de cada uno de 10s transistores CoolMOS,

MDmesh y MOSFET convencional en conmutación dura, se evalUan 10s resultados expen- mentales presentados anteriormente calculando y comparando 10s tiempos de conmutación (t, y bff), así como las energías en el encendido y apagado (Eon Y E d respectivamente, de cada uno de 10s transistores ante la variación de 10s parametros.

3.5.1 Tiempos de conmutación Para una mejor comprensión de los tiempos de conmutación, estos se definieron en

la figura 2.3 y en el anexo ii se muestra un análisis de los tiempos de conmutación para cada uno de los transistores bajo prueba, tomando en cuenta la variación de los parámetros previamente establecida.

a) Encendido Se aprecia en las figuras 3.22a a la 3.28a que para los tres dispositivos el tiempo de

encendido depende proporcionalmente de RG, VDS, ID, Lf y Tj. Sin embargo, con el aumento de Le y VGs el tiempo de encendido disminuye.

Se observa también que para los tiempos de conmutación en el encendido, el CoolMOS presenta un tiempo mayor que los otros dos dispositivos, al mismo tiempo que el MOSFET convencional presenta un tiempo menor para la variación de los parametros.

En al figura 3.26a se aprecia que solo el CoolMOS presenta un tiempo de encendido t.,,, casi constante ante la variación de la inductancia parásita de cableado L,, mientras que en los otros dispositivos L, afecta fuertemente.

43

Conmutación dura

Únicamente el CoolMOS presenta una dependencia lineal de Ln con la temperatura, mientras que los otros dispositivos son insensibles a este parámetros en el encendido (figura 3.24). b) Apagado

Se aprecia en las figuras 3.22b a la 3.28b que para los tres dispositivos bajo prueba, el tiempo de apagado aumenta al crecer el valor de los parámetros variados. Se observa también que al igual que en el encendido, el CoolMOS presenta un tiempo mayor de con- mutación, mientras que el m e s h presenta el menor tiempo de conmutación.

350

Y I O ~

250 ~ - 150

m~

50

4.m

350

-

Jm I

250 -.- c I /z > m i

, I 5 0

?%dmT i_-

J - - - - - Í L $00

UDmarn \

/ , WSFEl

m Io

450 ya

280

2MI

240

4w

3%

3w .am 5 250 = H a 5 9 2w (Bo

,m ?40

1m 100

$50

100

50

o 8 <(I ,I 1, 18 ( 8 20 10 12 18 16 m Vea M

Vm M

(a) (6) Figura 3.23 Tiempos de conmutación en función de Vm (a)encendido y @)apagodo

44

Conmutación dura

45

Conmutación dura

I I

(a) cb) Figura 3.28 Tiempos de conmutación en función de T (a)encendido y (b)apagado

3.5.2 Energías de conmutación A continuación se presenta un análisis comparativo de las energías de conmutación

para los dispositivos CoolMOS, MDmesh y MOSFET convencional durante el encendido y el apagado en conmutación dura.

a) Encendido Las figuras 3.29a a la 3.35a presentan la energía disipada durante la conmutación en

el encendido ante la variación de los diferentes parámetros. De acuerdo con lo presentado en el punto 3.5.1 se muestra que el CoolMOS presenta las pérdidas más altas mientras que el MOSFET convencional las pérdidas más bajas. Según la información proporcionada por el fabricante Infineon Technologies, esto se debe a que el CoolMOS de la primera genera- ción se fabricó con una resistencia interna de compuerta muy grande. De esta manera, como el valor nominal de & seleccionado fue muy bajo (4.751), la resistencia interna de compuerta del CoolMOS tiene una influencia mayor, causando pérdidas más elevadas del CoolMOS en el encendido. Así se explica que el m e s h es más sensible ante variaciones de & alcanzando y sobrepasando las pérdidas del CoolMOS para valores grandes de este parámetro.

Se aprecia también, que las pérdidas durante la conmutación al encendido crecen en los tres transistores al aumentar el valor de cada parámetro excepto para L,, puesto que este parámetro ayuda a suavizar el encendido en conmutación dura. La energía en el encendido E, disminuye linealmente al aumentar L, en el CoolMOS, mientras que en los otros dispositivos la reducción es mayor.

En la figura 3.27a se observa que al aumentar VCS, las pérdidas del CoolMOS dis- minuyen drásticamente acercándose más a los de los otros dispositivos. Esto se debe a que el CoolMOS tiene una característica de transferencia ID = ~(VGS) con pendiente más pronunciada que del MDmesh, como se pudo apreciar en la hoja de datos.

Solo el CooMOS presenta una dependencia lineal de Eon con la temperatura, mientras que los otros dispositivos casi son insensibles a este parámetros.

46

Conmutación dura

b) Apagado En las figuras 3.29b a la 3.35b se aprecia que en la variación de los parámetros, el

MDmesh tiene las pérdidas más bajas durante la conmutación al apagado mientras que el MOSFET convencional es el que presenta mayores pérdidas.

En el apagado la energía disipada aumenta con aumentar todos los parámetros variados. También en el apagado las pérdidas en el CooiMOS son más sensibles a la temperatura que en los otros dispositivos.

A pesar de que el CoolMOS presenta mayor tiempo en el apagado bff que los otros dispositivos, presenta menores pérdidas que el MOSFET convencional, igualhdose casi a las pérdidas del MDmesh. Esto se debe a que el CooiMOS presenta un voltaje pico menor y esto se puede deducir de la siguiente manera: al aumentar LE, d i / d h disminuye, por lo tanto el voltaje pico Vpic disminuye de acuerdo a la ecuación (3.6) y por consiguiente tam- bién la energía en el apagado.

(a) (a) Figura 3.29 Energías variando RG (a)encendido y @)apagado

. 41

Conmutación dura

?ea 7W

em 140

1m 5m

5 tw

;Fa 3- Jüo

Ea m 40 100

o 20 o 0.2 0.1 0.6 0.8 1 12 o 0.2 o., 0 e 0.8 I 1 2

Le I"W LC l V H l

(a) (6) Figum 3.33 Energías variando L, (a)encendido y @)apagado

48

Conmutación dura

Y)

UI

u 10 (5 20 25 Jo 15 40

xa IO IS X 25 30 35 40

b1"W 4 I"W

(a) (b) Figura 3.34 Energías variando Lf (a)encendido y @)apagado

m i ,

T F l r F l

(a) (b) Figura 3.35 Energías variando T (a)encendido y @)apagado

El comportamiento de los tres dispositivos ante la variación de ID y L, son muy similares. En el anexo I1 se muestra una tabla de energías para cada valor de la variación de los parámetros tanto en el encendido como en el apagado, donde se aprecia con más detalle la tendencia de cada parámetro.

49

C w a s de Salida

Capítulo 4

Curvas de salida

En este apartado se presentan las mediciones de las curvas de salida. Para ello se diseñó y se construyó un circuito de prueba especial. Las pruebas se realizaron solamente para dos dispositivos, el CoolMOS y el MOSFET convencional y posteriormente se comparan los resulíados experimentales.

El CoolMOS analizado es de la primera generación y de acuerdo a SUS fabricantes este dispositivo tiene una resistencia interna de compuerta alta.

50

Curvas de Salida

4.1 Descripción del fenómeno Un MOSFET de canal n se opera con voltajes de compuerta y drenaje positivos con

respecto a la fuente. Conforme aumenta VGS, la superficie próxima al aislante atraerá más electrones que huecos y se comportara como un canal tipo n. El valor mínimo de VGS necesario para establecer un canal se llama voltaje de umbral Vm. Cuando VGS = VTH, fluye una pequeña comente de electrones. Para V G S > V ~ , la comente de drenaje ID se incrementa casi linealmente con VOS para valores pequeños de VDS. En este caso, la comente de drenaje ID puede calcularse con la ley de Ohm (ID = VDSRDS). La resistencia total se compone de resistencias localizadas en las diferentes regiones de la estructura del MOSFET &, R,,, &h, %, R,. y Rsub) como se vio en el capítulo 1, donde la resistencia de ia zona n- %. es ia parte más significativa para un MOSFET de potencia y se expresa mediante la ecuación (4.1).

donde: ND concentración de donadores en la zona n' WD acho de la zona n- q carga elemental A superficie efectiva del dispositivo pn movilidad de los electrones

AI incrementarse VDS no cambia la profundidad del canal del lado de la fuente. Sin embargo, incrementa Vm, con lo que el ancho del canal disminuye del lado del drenaje. Por lo tanto, un incremento adicional de VDS no provoca un incremento grande de ID y el transistor opera en la región de saturación, como se explicó más a detalle en el capitulo 1.

0 Variación de la temperatura De acuerdo a la ecuación (4.2), con el incremento de la temperatura de operación, la

movilidad p,, disminuye y así crece la resistencia de encendido RDS(,,) como se puede deducir en la ecuación (4. I).

&qhC 3E,m,s'2(kT '1' '4 = (4.2)

de drenaje ID. Esto se deduce de acuerdo a la ecuación (1.6) del capítulo 1.

Variación del voltaje de compuerta VGS Con el aumento del voltaje de compuerta VGS, se tiene un aumento de la comente

El análisis anterior es válido hasta el punto donde la polarización de drenaje oca- sione la estrangulación del canal en el extremo del drenaje, es decir, en la región lineal. Sin embargo, en este análisis se supone que cuando VDS excede V D S ~ ~ , la comente ID no cambia, presentándose de esta forma la región de saturación. La comente de saturación se calcula con la ecuación (1.9) del capítulo l. De este modo, una vez que comienza la satura-

51

Curvas de Salida

ción, la comente de compuerta tiene una dependencia de tipo cuadrática con respecto a la polarización de la compuerta. Esto se explica más a detalle en el capítulo 1.

4.2 Circuito de prueba El circuito de prueba propuesto (figura 4.1) es en forma modular y se diseñó para

realizar la medición de las curvas de salida de los dispositivos bajo prueba. Este circuito opera en forma impulsional para tener la posibilidad de controlar con mayor facilidad la temperatura del DUT, siendo el mismo que se utilizó en conmutación dura [l], pero cambiando la secuencia de disparo.

I

I '

AUX AK I

i, I p L DUT

I - - Figura 4.1. Cimito de prueba para la medición de las curvas de salida

Como se muestra en la figura 4.1, el circuito presenta únicamente un interruptor auxiliar AUX, un diodo de libre circulación D y una inductancia de carga Lmp

4.2.1 Funcionamiento general El estudio de las caractensticas en conducción para los dispositivos CoolMOS y

MOSFET convencional se basa en la estructura típica de un troceador, igual que en el caso de la conmutación dura. Se diseñó el circuito de potencia, en el cual la fuente de alimenta- ción V, y un inductor L,, son usados como fuente de comente. Para obtener el comportamiento en conducción se hace circular una comente creciente por el DUT, la cual aumenta con pendiente casi lineal de OA hasta la comente máxima de prueba. La temperatura de unión del DUT es controlada, ya que se evita el incremento de temperatura seleccio- nando un tiempo de prueba corto, como se ve más adelante. El dispositivo auxiliar AUX se enciende hasta el final de la prueba para evitar la destrucción del DUT.

4.2.2 Circuito propuesto En la figura 4.2a se muestra el circuito de prueba simplificado para la obtención de

los resultados experimentales, Las señales de disparo de los dispositivos empleados, así como las principales curvas caractensticas se muestran en la figura 4.2b.

Los elementos críticos de diseño para este circuito de prueba son: el valor de la inductancia de carga Le,,, que debe tener un valor lo suficiente pequeño para que el voltaje de alimentación Vo no sea elevado y así obtener una mejor resolución en la medición del voltaje drenaje-fuente en conducción VDs(,,) cuyo valor oscila entre OV y 20V.

I 52

Curvas de Salida

- -

DUT

li D Lmw AUX

+ k I vo I

DIIT

V DIITOn

, I

H n u F L DUT

(4.3) di - + Voscon> dt

Vo = i . Rid +

Resolviendo la ecuación (4.3), considerando que las condiciones iniciales son I(O+) = 0 (la comente en el inductor es cero) y que ia resistencia Rind es muy pequeña, se obtiene que la corriente i(t) crece en forma lineal por medio de la siguiente expresión:

i ( t ) = __. V " t (4.4) L,,,

Con la ecuación 4.4 se puede calcular la comente i(t2) (comente máxima del inductor) necesaria para obtener las curvas típicas de salida, esto es ID en función del VOS durante el tiempo de ti a tz como se aprecia en la figura 4.2b. Para esto se busca un com- promiso entre los parámetros Vo, t y L,,,. El fin es tener una mejor definición de las condiciones impuestas al DUT (dddt, T,, VO) y asegurar así una mejor precisión en la medi- ción de VOS. A continuación se detallan estos aspectos.

53

Curvas de Salida

1. Se busca un di/dt bajo, de manera que las inductancias de cableado LD y LS (figura 4.3) no alteren el voltaje VDS(+ La caída de tensión producida por estas inductancias, VLS y VLD, se calcula mediante la ecuación (4.5). El valor de estas inductancias se puede obtener de manera aproximada de las especificaciones que dan algunos fabricantes en las hojas de datos, siendo Ls44UH y LD=8uH.

D

Figura 4.3 Inductancias parásitas internas del MOSFET

El di/dt elegido tiene que ser tal, que la caída de tensión V , +Vu < V D S

2. El tiempo de crecimiento de la comente tz-tl debe ser seleccionado suficientemente pe- queño para evitar el incremento de la temperatura de unión del dispositivo y así garantizar mediciones casi isotérmicas. El incremento de temperatura A0 puede calcularse con la ecuación (4.6) [8]

donde (r = 0.83 WoC'cm-' (conductividad térmica) K = 1.7 J"@'cm" (capacitancia calonfica)

3. Otro punto es la tensión de alimentación VO, la cual requiere un valor muy bajo (poco más alta a la tensión de saturación del canal) para obtener una buena resolución en la medi- ción de la tensión de conducción es decir para evitar incertidumbre en su medición por efecto de compensación de la punta de tensión y saturación del amplificador de entrada del osciloscopio.

De acuerdo a los puntos 1, 2 y 3, para los parámetros del circuito se determinaron los siguientes valores:

t2- 1MOlls ID= 34A Vo 40V L,,,=130uH

Según el punto 1, la caída de tensión VLD;VLS es igual a:

vLD+v - - (L ,+L , di $ 9 . l m ~ Ls - dt

54

Curvas de Salida

Dispositivos analizados @UT)

Componentes auxiliares (AUX, D)

Parámetros del circuito (valores nominales)

Variación de parámetros

Gráficas obtenidas

Tabh 4.1 Condiciones de prueba 11N60S4 (CoolMOS de Infineon Technologies) p 1 ONC40 (MOSFET convencional de STMicroelectronics) CMlOODY-24H (Módulo de POWEREX) RHR30120 @iodo hipper fast de Intersil) Resistencia de compuerta &= 4.7a Voltaje de bloqueo Vo = 34V Voltaje compuerta-fuente = 6Ví16V

Inductancia de carga LCwa = 130uH Inductancia del cableado L, =130nH Inductancia de la fuente Lf=14nH ID: OA a IoSat VGS : 6,7,8,9, 10, 12, 16V T : 30,60,9O,12O0C

ID vs V D S ~ ~ = f(T) R D S ( ~ ~ ) VS ID f(Vcs) RDS(~.) VS ID = f(T)

de unión Tj = 3ooc

ID vs VDSon = fwGS)

Curvas de Salida

4.3.1 Variación de la temperatura T Como se mencionó anteriormente, la temperatura modifica los parámetros intrinse-

COS del componente, como por ejemplo la concentración intrínseca, el tiempo de vida, la movilidad de los portadores, etc. De acuerdo al análisis teórico expuesto en el punto 4.1 se puede verificar a partir de la figura 4.4a que un incremento de la temperatura produce un aumento en VDS(~,,) para una comente ID constante.

La figura 4.4b representa el valor calculado de R D S ( ~ ) en base a los resultados experimentales de la figura 4.4a y se observa que con el incremento de la temperatura la resistencia RDS(,,,,) aumenta, teniendo de esta forma más perdidas por conducción.

35

30

25

- 20 4

CI - I5 IO

5

O O 5 10 15 20 25

V~rcm, M I-Tamb -604: -WT -12U'Cl

1.8

I .6

1.4

- 1.2

S I

: 0.8

L* 0.6

0.4

0.2

E 0 z -

o o 5 10 I5 20 25 30 35

ID [Al I-Tamb-MTC -9o"c-I2DTl

Ih\ \"I (a)

Figura 44 Curvas del CoolMOS a VGs=16Vpara diferentes temperaturas. a) ID vs V,,, y b) Roan vs ID

4.3.2 Variación del voltaje compuerta-fuente VGS Como se observa en la figura 4.5% al aumentar el voltaje de compuerta, la comente

de saturación aumenta de acuerdo a la ecuación (1.9) mientras que en la figura 4.5b se aprecia que la resistencia RDS(~") es constante para un rango de valores de ID debajo de su valor de saturación, lo cual representa el comportamiento típico de un dispositivo unipolar, en donde no hay modulación de la resistencia de la zona n-.

56

Curvas de Salida

35

30

25

I 20 s = I5 I O

5

O O 5 10 I5 20 25 30 35 O 5 10 I5 20

vwo, lvl MA1 l-8V-10V-12-14-16-Nl I-N-8V-9V-IOV-12V-16V~

( 4 (b) Figura 4.5 Familia de curvas del CoolMOS a T=30°C a) ID vs VDS.," y b) Ros(on, vs ID

4.4 An4iisis comparativo de ia evaluación de resultados Para analizar con detalle el comportamiento de los dispositivos CoolMOS y

MOSFET convencional en conducción, se presentan los resultados comparativos experimentales variando la temperaturas y el voltaje de compuerta VGS.

\-I

Figura 4.6 Curvas a VGs=16V variando la temperatura, a) 1, vs VO%~ y b) ROS.,. vs Io

En las figuras 4.6a y 4.7a se aprecia que el MOSFET convencional presenta una corriente de saturación mayor que el CoolMOS, como se mencionó en los capítulos anteno- res.

En la región lineal, el CoolMOS presenta un voltaje drenaje-fuente de encendido VD^(,,^) menor que el MOSFET convencional a una comente de drenaje ID dada debido a SU estructura Super-Junction, es decir a su RDS(~") menor. ,

57

Curvas de Salida

Esta tendencia se aprecia en las figuras 4.6b y 4.7b y en la tabla 4.2, donde se pun- tualizan algunos valores simplificativos y su porcentaje de variación.

Figura 4.7 Familia de curvas a T=3OoC. a) ID vs VDsn y b) Ros, vs 1,

Temp. (30°C - MIW Temp. (WC - 90°C) Temp. (90°C - 120'0

40% 3 7% 20% 28% 26% I I I I 43% I I

Observamos que el CoolMOS tiene un porcentaje de variación mayor que el MOSFET convencional en todo el rango de temperatura, especialmente entre 60°C y 90°C. Esto corresponde a los resultados obtenidos en conmutación dura y en avalancha, mos- trando una gran sensibilidad en el comportamiento del CoolMOS ante variaciones de temperatura. Apreciamos también que con el aumento de la temperatura, el porcentaje de va- riación entre uno y otro valor disminuye para ambos dispositivos.

58

Fenómeno de avalancha

Capítulo 5


Para operar un transistor a voltajes elevados, es necesario saber el rango de voltajes y comente para el cual la operación del transistor será confiable. Esta información esta dada por el Área Segura de Operación (SOA) del dispositivo. Para encontrar los limites del SOA, se midieron los transitorios de avalancha dinámica, aumentando la comente ID hasta sobrepa- sar la corriente de saturación (comente máxima suministrada por el canal MOS) y llegar a la tensión de avalancha. Para este fin se diseño y se construyó un circuito especial de prueba.

De esta manera, con los transitorios de avalancha se obtuvo experimentalmente el Área Segura de Operación de los dispositivos bajo prueba para cuatro temperaturas diferentes: 30, 60, 90 y 120°C. Para cada valor de temperatura se varió la tensión compuerta- fuente VGS con los valores: O, 6,8, 10, 12, 14 y 16V.

59


5.1 Descripción del fenómeno

Bajo campos ' ? k C ~ C O S muy intensos, ei electrón adquiere tanta velocidad que a h- vés de la energía cinética puede dispersar un electrón en la banda de Valencia golpeándolo hacia la banda de conducción. El electrón inicial debe suministrar suficiente energía para hacer saltar el electrón de la banda de Valencia hasta la banda de conducción, es decir debe tener una energía ligeramente mayor a la energía de la banda prohibida. En el estado final tendríamos ahora dos electrones en la banda de conducción y un hueco en la banda de valencia. Así, el número de cargas portadoras de comente se han multiplicado y este proceso se denomina a menudo avalancha o ionización por impacto [ 181.

La condición para la ruptura de avalancha, es decir para que el electrón inicial tenga suficiente energía para desencadenar este efecto se cumple cuando la integral de la velocidad efectiva de avalancha &R sobre el ancho de la zona de carga de espacio Wcs es igual a 1:

La condición esta dada cuando el campo eléctrico sobrepasa un valor crítico E,t, el cual depende tanto de la comente como de la tensión y según mediciones es alrededor de i 05V/cm.

t

Figura 5.1 Transitorios de coniente y voltaje durante la avalancha

En la figura 5.1 se muestran los transitorios de corriente y voltaje durante el fen& meno de avalancha. En el tiempo t,I el circuito externo le impone al DUT una comente ID de un valor mucho mayor que la comente de saturación, es decir la comente que puede suministrar el canal. Debido a esto, la comente necesaria tiene que generarse a través del efecto de avalancha y para garantizar que se produzca este efecto, el voltaje VDS del DUT empieza a incrementarse hasta llegar a su voltaje de ruptura.

Durante el periodo de t,I<t<ti se presenta el fenómeno de avalancha donde la tensión VDS permanece constante. Por lo tanto, la energía disipada durante el fenómeno de avalancha se puede estimar con la siguiente ecuación:

E,, = p,,(t) . i D ( t ) . dr IO

60


donde VDS es constante igual al voltaje de ruptura VBR(DSS) e ID se puede tomar como una ecuación lineal:

.t (5.3) i , ( t )=I , ,+ ' m a -',sat

tl - t o Sustituyendo la ecuación (5.3) en (5.2) y resolviéndola obtenemos que la energía di-

sipada E, es:

Ea" es un Parbebo proporcionado en la hoja de datos. Si E,, es definido, taV puede ser determinado a partir de la energía almacenada en la inductancia de carga L-

A continuación explicaremos algunos factores que están vinculados con el fenó- meno de avalancha como es la movilidad, la temperatura. la resistencia de encendido de un MOSFET y la tensión de ruptura.

Movilidad Consideremos un pequeño campo eléctrico aplicado a la red cristalina. Los electro-

nes son acelerados a lo largo de la dirección del campo durante el tiempo entre colisiones y cambian la energía cuando chocan contra la red y caen hacia sus posiciones de equilibrio térmico. Si el campo es pequeño, estos cambios de energía son muy pequeños y la red no se calienta en forma considerable por el paso de la comente (electrones) [ 181.

La velocidad neta de los portadores en un campo aplicado se llama velocidad de deriva u,. Esta velocidad puede encontrarse igualando el impulso (fuerza por tiempo) aplicado a un electrón durante su recomdo libre entre colisiones, con el aumento lineal ganado por el electrón en ei mismo periodo. La fuerza sobre un electrón es -qE y el momento lineal ganado es m, u.,. de donde:

96 '4 u, =- m.

(5.5)

La ecuación a h a que la velocidad de deriva de los electrones un, es proporcional al campo, con un factor de proporcionalidad que depende del tiempo promedio de disper- sión T~ y de la masa efectiva del electrón cuasilibre m,. El factor de proporcionalidad es una importante propiedad de portador libre (electrón), llamada movilidad como se precia en la ecuación (5.6):

U , = p n . E (5.6)

La movilidad describe con qué intensidad influye un campo aplicado sobre el mo- vimiento de un electrón.

La ecuación (5.6) es válida solo para campos eléctricos bajos. Para campos eléctri- cos fuertes a partir de potenciales alrededor de 103V/cm, la velocidad de los portadores un(E) ya no crece de forma lineal y se acerca a un valor de saturación, es decir la movilidad de los portadores ~i. depende ahora del campo eléctrico. La función pn(E) ha sido encontrada de manera empírica por Canali e involucra como parámetro la velocidad de saturación usn [5]:

61

F d m e n o de avalancha

& . E 0, = k + ( ! y ] IlP"

donde Po parámetro de la velocidad de los electrones según Canali

(5.7)

Portadores móviles

En estado de bloqueo, en el MOSFET se presenta a raiz de la tensión alta entre sus terminales un campo eléctrico muy fuerte, pero la comente que fluye es muy baja (comente de fuga). Sin embargo, existen condiciones cuando se presenta simultáneamente un flujo de corriente sustancial, como es el caso del corto circuito y la ruptura por avalancha. Para este caso, se tienen que considerar los portadores móviles 6, causados por el flujo de comente (ecuación 5.3), los cuales cambian la densidad de los portadores en la zona de carga de espacio NCS ecuación (5.9).

N,, = ND -S, (5.9)

Dependencia de pn ante la temperatura

Los cálculos de la mecánica cuántica indican que una red cristalina perfectamente periódica no dispersaría a los electrones libres, es decir, los portadores no intercambidan energía con una red perfecta estacionaria. Sin embargo, a cualquier temperatura superior a cero absoluto, los átomos que forman la red vibran. Por lo tanto, la movilidad es una fun- ción de la temperatura dada por:

(5.10)

donde 4 carga elemental k constante de Boltmiann T temperatura absoluta m, masa efectiva del electrón h constante de Planck E& C

desplazamiento del borde de la banda por unidad de dilatación del canal promedio de la constante elástica longitudinal

Con la ecuación (5.10) se puede deducir que la movilidad decrece con el aumento de la temperatura.

62


Dependencia de VBR ante la variación de VGS

Una expresión empírica para el voltaje de ruptura VBR(DSS) esta dada por [ 181:

(5.1 1)

donde E, . energía de la banda prohibida Ncs concentración de portadores en la zona de carga de espacio

Ahora bien, si el voltaje compuerta-fuente VGS aumenta, la comente de saturación IDsat aumentará como se puede apreciar en la ecuación (1.9). Al incrementarse la comente aumenta la densidad de los portadores móviles (en este caso electrones) 6, como se observa en la ecuación (5.8). De esta forma NCS disminuiría (ecuación 5.9). y por lo tanto el voltaje de ruptura V,, aumentaría como resulta de la ecuación (5.1 1).

Dependencia de VBR ante la variación de la temperatura de unión Ti AI incrementar la temperatura, la movilidad disminuye de acuerdo a la

ecuación (5.10) así como también la velocidad de deriva de los electrones u,, (ecua- ción (5.6)). De esta manera 6, aumentará, disminuyendo Ncs. Por otro lado, la ener- gía de la banda prohibida Eg disminuye también al aumentar la temperatura pero menos significativamente que Ncs. Así, el voltaje de ruptura VBR aumentaría como se observa en la ecuación (5.1 1).

e Dependencia de disminuye de acuerdo a

la ecuación (5.10) y disminuye la transconductancia gf, así como la comente de sa- turación IDSt disminuye como se observa en las ecuaciones (1.7) y (I .9).

5.2 Circuitos de prueba IguaI que en conmutación dura, los circuitos de prueba funcionan de modo impul-

sional, lo cual permite limitar la energía solicitada a la red, facilitando la realización de pruebas en casos extremos (avalancha), mientras que se evita el autocalentamiento del dispositivo bajo prueba con el uso de intemptores auxiliares. Los MOSFET analizados son: CoolMOS (1 1N600V), MDmesh (12N500V) y MOSFET convencional (iON500V) como ya se definió en la tabla 2.1

ante la variación de la temperatura de unión Tj

Con el incremento de la temperatura, la movilidad

63


5.2.1 Funcionamiento general

El fenómeno de avalancha se da cuando al dispositivo se Ie impone una comente mayor a la comente que puede suministrar el canal, la cual depende de la tensión VGS (ecuación 1.9)

Primer circuito propuesto

Como se muestra en la figura 5.2% este circuito de prueba presenta solo un interruptor A m , una fuente vo y una inductancia de carga La, con 10 cual se obtiene un Cierto valor de comente de prueba establecido previamente.

Este es un circuit0 Sencillo y nos permite estudiar el fenómeno de avalancha en condiciones de apagado del DUT. La topología corresponde a un chopper con carga inductiva (ver conmutación dura), pero sin diodo de libre circulación. De esta manera, al apagarse el intemptor AUX, la comente no encuentra un camino para circular más que por el DUT, el cual siendo apagado puede conducir solamente una comente de avalancha, provocando que ei voltaje VDS se incremente drásticamente al valor de la tensión de ruptura.

La desventaja de este circuito se debe a la fuente Vo, que permanece conectada al circuito de to a t2 haciendo que el valor de la comente siga creciendo y provocando un aumento de la temperatura del DUT hasta cierto punto de destruirlo.

Segundo circuito propuesto En la figura 5.3a se presenta el segundo circuito de prueba propuesto, que se com-

pone de dos interruptores auxiliares ( A m 1 y A m ) que permiten en conjunto con la fuente VO la transferencia de energía a la inductancia Lcarga y el diodo D cuya función es cerrar el circuito permitiendo que la comente circule cuando AUXl se apaga, desconectando la fuente del resto del circuito.

Con este circuito de potencia se evita el incremento drástico de VDS gracias al diodo D que permite la circulación de la comente 1- También se evitan los valores grandes de comente en el apagado del DUT. Esto se logra anexando un intemptor AUXl, cuya fun- ción es conectar y desconectar la fuente VO y el encendido del AUX2 por segunda vez, después de presentarse la tensión de avalancha. De esta forma se obtiene un control de la temperatura de unión del DUT, evitando su incremento.

Por lo tanto, el circuito de prueba mas adecuado para el estudio de avalancha es el de la figura 5.3a, que permitió un mejor control del fenómeno de avalancha para la protec- ción del DUT.

5.2.2 Circuitos propuestos Para el estudio de avalancha se construyeron dos circuitos de prueba los cuales se

presentan en las figuras 5.2a y 5.3a. Las señales de disparo de los dispositivos empleados, así como las principales curvas características se muestran en las figuras 5.2b y 5.3b.

64


Figura 5.2a Primer circuito de prueba propuesto para el Figura 5.Zb. Secuencia de disparo y formas de onda tipicas

Un elemento critico de diseño para estos circuitos de prueba es el valor de la inductancia de carga Lcarga. que debe tener un valor adecuadamente calculado para que la corriente alcance el valor necesario para presenciar la tensión de avalancha. El valor escogido fue de 130uH. También se tomó en cuenta que el voltaje de ruptura de los interruptores auxiliares fuera mucho mayor que el del dispositivo bajo prueba para asegurar que el fenómeno de avalancha sea debido únicamente al DUT.

caso de avalancha

Figura 5.3a Segundo circuito de pruebapropuesto para el caso de avalancha

Figura 5.3b. Secuencia de disparo y formas de ondo típicas

5.2.3 Principio de operación

cionados, utilizados para el estudio del fenómeno de avalancha.

Circuito 1 Etapa 1: Almacenamiento de energia en la inductancia (tO<t<tI)

En el instante to el interruptor AUX es encendido y permanece apagado el intemptor DUT. En este momento la comente en el inductor empieza a crecer de manera lineal hasta un valor determinado, mediante la ecuación (5.12).

A continuación se presenta la operación de los dos circuitos de prueba antes men-

65


(5.12)

En el instante ti la energía almacenada en el inductor es máxima, y tiene que ser suficiente para provocar el fenómeno de avalancha en condiciones de apagado. Para asegurar este hecho, se calculó la inductancia de carga LcWa tomando en cuenta la potencia del inductor:

(5.13)

La energía almacenada que se encuentra en el campo magnético de L,,, en un intervalo de to a ti es:

E = P(t)dt=L,, ,fi(t ~ d t = 2 L e n r e a i z ( r 1 ) iD (5.14) ~

Mediante la ecuación 3.9 se observa que, si L,,, es muy pequeña, la comente será elevada y por lo tanto se tendrh una energía grande almacenada en el inductor.

Etapa 2: Encendido del interruptor DUT (ti<t<t2) En el instante ti el interruptor DUT es encendido mientras que el interruptor AUX

permanece encendido. Esta etapa de traslape de la conducción de ambos interruptores es relativamente corta para garantizar que no se caliente el DUT.

Etapa 3: Fenómeno de avalancha (t2<t<t3) En el tiempo t2 ambos interruptores son apagados. En este momento el inductor

L,, queda en circuito abierto tratando de disipar toda su energía almacenada. Debido a esto, el voltaje en el DUT empieza a incrementarse hasta llegar a su voltaje de ruptura, el cual es más bajo que el del AUX, dando lugar al fenómeno de avalancha solamente en este dispositivo.

Circuito 2 Etapa 1: Carga lineal de la com‘ente (to<t<ti)

En el tiempo to los interruptores AUXl y AUX2 son encendidos, en este momento la comente del inductor LWa empieza a crecer. La comente del inductor alcanza el valor requerido (mediante la ecuación 5.12) en ti.

i ( t ) = -(t, vLcargo -to ) (5.15) L c q .

Etapa 2: Carga lineal de la comente (tr<t<tr) En ti el interruptor AUXl es apagado desconectando a la fuente VO del circuito de

pnieba. En este instante, el dispositivo bajo prueba @UT) es encendido aplicando un voltaje positivo a la compuerta. Entonces, la comente del inductor circula a través del diodo D, interruptor AUX2 y el DUT.

66


DisPoSitivos analizados @UT)

(AUXl, AUX2, D) Componentes auxiliares

pahmetros del circuito (valores nominales)

11N60S5 (CoolMOS de Infineon Technologies) pi 2 m 5 0 F p (MDmesh de STMicroelectronics) ~ 1 0 ~ ~ 5 0 (MOSFET convencional de STMicroelectronics)

~ ~ ~ 3 0 1 2 0 @iodo hipper fast de Intersil) Resistencia de compuerta &= 4.70 Voltaje compuerta-fuente VGS = OV116V Temperatura de unión Tj = 30°C Inductancia de carga L- = 130d-I Inductancia del cableado L c = 1 3 m

CM100DY-24H (h4ódulo de POWEREX)

I Inductancia de la fuente Lf=14nH I In : OA - >Ist (aumento de ID hasta obtener la tensión de ava-

Variación de parámetrOs lancha) VGs : O, 6,8, 10, 12, 14, 16V T : 30,60,90, 120°C

61


En la 'gura 5.49 donde el voltaje de compuerta VOS es cero, es decir el dispositivo esta Y en la figura 5.5, donde el voltaje de compuerta es 16V, se aprecia que la tendencia de 10s tres dispositivos bajo prueba es la misma ante la variación de la temperatura. Con el aumento de la temperatura se tienen dos efectos como se explico en 5.1:

disminuye la comente de saturación iosat aumenta la tensión de ruptura

5.3.2 Variación de Vcs Para obtener la familia de curvas de salida se varió el voltaje de compuerta VOS to-

mando los valores : O, 6,8, 10, 12 ,14 y 16V.

La figura 5.6 y la figura 5.7 presentan la variación del voltaje de compuerta VOS a temperatura ambiente y 120"C, respectivamente, donde se aprecia que la tendencia de los tres dispositivos bajo prueba es la misma ante la variación de VOS.

En las figuras se graficó también el límite del SOA para la temperatura correspon- diente, tal y como esta especificado en la hoja de datos de los fabricantes. Se observa que el efecto de avalancha se produce fuera de los limites del SOA, excepto para el MDmesh que resulto tener baja robustez puesto que durante las pruebas se dañaron varios dispositivos.

En estas figuras se aprecia que con el aumento de VOS se tiene como resultado un amento del voltaje de ruptura (esto se demuestra en 5.1) para una temperatura T constante, puesto que por el dispositivo fluye una comente de drenaje más elevada, lo que conlleva más cargas a raíz de los portadores móviles.

En concl~sión, se observa que la tensión de ruptura aumenta Con el aumento de la temperatura como se mencionó anteriormente y también con el aumento de la tensión Corn- puerta-fuente VOS.

68


Figura 5.4 Curvas de salida variando la

a)CoolMOS, b)MDmesh y c) MOSFET convencional.

temperatura con V,,=OV.

“l. M ,-m*m+m-1m,

(c)

Figura 5.5 Curvas de salida variando la temperahrra con Vm=IóV. a) CoolMOS, b)MDmesh y c) MOSFET convencional.

69


".,VI

(c)

Figura 5.6 Curvas de salida variando VGS a T=30°C. a) CooIMOS, b)MDmesh y c) MOSFET convencional.

". M

(c)

Figura 5.7 Curvas de salida variando V,s a T=120°C. a) CoolMOS, b)MDmesh y c) MOSFET convencional.

70


5.4 Análisis comparativo de evaluación de resultados A continuación se presenta la comparación resumida de los resultados experimen-

tales de los tres dispositivos bajo prueba (CooiMOS, MDmesh y MOSFET convencional), variando la temperatura. Estos resultados se presentan para dos valores de tensión compuerta-hente VGS, OV y l6V, respectivamente, y para temperaturas entre 30°C y 120°C

v- m ", M

(a) (3) Figura 5.8. Comparación de las cuwas de salida para los ires dispositivos bajo pmeba variando la

temperaiura a (a)VGS=OVy (b)VGs=16V

Como se puede apreciar en la figura 5.8 el Área Segura de Operación para cada dispositivo, así mismo las características de comente de saturación y voltaje de ruptura difie- ren significativamente.

En la figura 5.8a se observa que a voltaje de compuerta igual a cero es decir en estado de apagado, el CoolMOS presenta mayor límite de tensión del SOA que los otros dos dispositivos (entre 250V y 300V). Esto se puede explicar porque el CoolMOS es un dispositivo de 600V mientras que los otros dos dispositivos son de 500V. Sin embargo, se observa que en el MDmesh la ruptura se presenta casi en el limite de la tensión máxima per- mitida, mientras que en el CoolMOS es mucho mayor (1 50V m&).

En la figura 5.8b se aprecia que la comente de saturación del CooMOS a 16V de compuerta-fuente es más baja que la de los otros dispositivos, pero se mantiene relativamente constante hasta la tensión de ruptura. Esto se debe a que el CooMOS tiene una característica de transferencia ID = ~(VGS) con pendiente más pronunciada que del MDmesh, como se pudo apreciar en la hoja de datos.

71

Conclusiones y tendencias a futuro

Capítulo 6

Conclusiones y tendencias a futuros

Para evaluar el desempeño de los DSEP se realizaron estudios en conmutación dura, avalancha y en conducción para lo cual se adaptaron circuitos de prueba en conmutación dura y se propusieron nuevos para avalancha y conducción definiendo metodologías y condiciones de medición con el fin de obtener mejor resolución en las mediciones. A continua- ción se presentan las conclusiones más destacables en cada uno de los tipos de curvas y para los dispositivos CoolMOS, MDmesh y MOSFET convencional.

Conmutación dura

Para analizar con detalle el desempeño de cada uno de los transistores MOSFET en conmutación dura, se evaluaron los resultados experimentales calculando y comparando los tiempos de conmutación (to. y LE), así como las energías en el encendido y apagado (Em y E&, respectivamente, ante la variación de parámetros previamente definidos (RG, VGS,

Se apreció que para los tres dispositivos el tiempo de encendido depende proporcionalmente de RG, VDS, 10, Lf y T. Sin embargo, con el aumento de L, y VGS el tiempo de encendido disminuye. Se observó también que en el encendido, el CoolMOS presenta un tiempo de conmutación mayor que los otros dos dispositivos, al mismo tiempo que el MOSFET convencional presenta un tiempo menor para la variación de todos los paráme- tros.

De acuerdo a los tiempos de conmutación, el CoolMOS presentó las pérdidas más altas en el encendido mientras que el MOSFET convencional las pérdidas más bajas. Esto se debe a que el CoolMOS de la primera generación se fabricó con una resistencia interna de compuerta muy grande . De esta manera, como el valor de & seleccionado fue muy bajo (4.7C2), la resistencia interna de compuerta del CoolMOS tuvo una influencia mayor, causando pérdidas más elevadas del CoolMOS en el encendido que los otros dispositivos.

VDS, ID, Le Lf Y T).

72


Se apreció también, que las pérdidas durante la conmutación al encendido crecen en 10s tres transistores al aumentar el valor de cada parámetro excepto para L,, puesto que este parhetro ayuda a suavizar el encendido en conmutación dura.

Se apreció que para los tres dispositivos bajo prueba, el tiempo de apagado aumenta al crecer el valor de los parámetros variados. Se observa también que al igual que en el encendido, el CoolMOS presenta un tiempo mayor de conmutación, mientras que el MDmesh presenta el menor tiempo de conmutación en este caso.

Se apreció que en la variación de los parámetros, el MDmesh tiene las pérdidas más bajas durante la conmutación al apagado mientras el MOSFET convencional es el que presenta mayores pérdidas. En el apagado la energía disipada aumenta con aumentar todos los padmetros variados. También en el apagado las pérdidas en el CoolMOS son más sensibles a la temperatura que en los otros dispositivos.

A pesar de que el CoolMOS presenta mayor tiempo en el apagado &E que los otros dispositivos, presenta menores pérdidas que el MOSFET convencional e igualándose casi a las pérdidas del MDmesh. Esto se debe a que el CoolMOS presenta un voltaje pico menor puesto que al aumentar t.,~ el di/dt.,ñ disminuye, por lo tanto el voltaje pico Vpic disminuye y por consiguiente la energía en el apagado.

Curvas de salida

Las pruebas de las mediciones de las curvas de salida se realizaron solo para dos dispositivos, el CoolMOS y el MOSFET convencional, variando la temperatura a 30,60,90 y 120°C así como también su voltaje de compuerta-fuente a 6,7,8,9,10,12 y 16V donde el CoolMOS analizado es de la primera generación y de acuerdo a sus fabricante este dispositivo tiene una resistencia interna de compuerta alta.

Se observa que al aumentar el voltaje de compuerta, la comente de saturación aumenta y se aprecia que la resistencia R D S ( ~ ~ ) es constante para un rango de valores de ID debajo de su valor de saturación, lo cual representa el comportamiento típico de un dispositivo unipolar, en donde no hay modulación de la resistencia de la zona n-. De acuerdo al análisis teórico expuesto en el punto 5.1, se demuestra experimentalmente que un incremento de la temperatura produce un aumento en VDS(~,,) para una comente ID constante.

En la región lineal, el CoolMOS presenta un voltaje drenaje-fuente de encendido VDS(,,~) menor que el MOSFET convencional a una comente de drenaje ID dada, debido a SU esiructura Super-Junction, es decir a su RDS(~") menor.

Avalancha Para operar un transistor a voltajes elevados es necesario saber el rango de voltajes y

comentes para el cual la operación del transistor será confiable y esto esta dada por el área segura de operación SOA. El SOA de los dispositivos CoolMOS, MDmesh y MOSFET convencional se obtuvieron experimentalmente con los transitorios de avalancha para 4 temperaturas: 30, 60, 90 y 12OoC. Para cada valor de temperatura se varió la tensión de compuerta-fuente VGS con los valores: O, 6,8, 12, 14 y 16V.

Con el aumento de la temperatura se tienen dos efectos: disminuye la corriente de saturación ID,^ y aumenta la tensión de ruptura. Se observó también que con el aumento de

73


VGS se tiene como resultado un aumento del voltaje de ruptura para una temperatura T constante puesto que por el dispositivo fluye una comente de drenaje más elevada lo que conlleva más cargas a raíz de los portadores móviles.

Se apreció que el efecto de avalancha se produce fuera de los limites del SOA, excepto para el MDmesh que resulto tener baja robustez.

Con voltaje de compuerta igual a cero, es decir en estado de apagado, el CoolMOS presentó mayor límite de tensión del SOA que los otros dos dispositivos (150V más). Esto se puede explicar porque el CoolMOS es un dispositivo de 600V, mientras que los otros dos dispositivos son de 500V.

Análisis de pérdidas totales para diferentes modos de corriente A fin de mostrar la potencialidad que puede ofrecer en el estudio de DSEP, se pre-

senta un algoritmo de cálculo de pérdidas, detallado en el anexo iV, para aplicación en convertidores con diferentes modos de comente.

A continuación se presentan de manera ejemplar las graficas (figuras.6.l y 6.2) de las pérdidas totales presentadas en función de los pdmetros variados para el dispositivo CoolMOS en base a las ecuaciones deducidas en el anexo In y tomando en cuenta las siguientes condiciones nominales:

Tabla 61. Condiciones Nominales

Los resultados que se obtuvieron de las pérdidas totales ante la variación de los pa- rámetros son muy cercanas a un caso real, ya que se tomaron como base los datos obtenidos experimentalmente en los capítulos 3 y 4: las pérdidas de energía en el encendido E,, y apagado E,ñ para la fase de conmutación dura y la resistencia en el encendido RDS(~") para la fase de conducción.

En las gráficas se aprecia que al aumentar los parámetros, las pérdidas también aumentan, excepto ante L, debido a que este parámetro ayuda a suavizar el encendido en conmutación dura.

14


U D frecuencia [Hz]

(4

frecuencia [Hrl O D

0) . . . .. . .

frecuencia [Hzl O O

(c)

Figura 6.1. Pérdidas totales en el CoolMOSpara RD~~,,!=O.~Q en modo de com'ente a) constante ID=16A b)continua Im,=4A e 1,,=16. c)disconíinua &==I 6A


...-.. .... ,... ...- , . . , -...

~ ~~

30

Imin [A] O 0 [Al '0 5 10 IS m 25 30

DI*]

Figuro 6 2 Pérdidas totales en función de los parámehos variados para el CoolMOS con R,,,=0.3!2, D=O.S, f=SOkHz y modo de corriente a) constante ID=16A b)coniinua Imin=4A e 1,,=16. c)discontinua Ipic=l 6A

76


Trabajos futuros

Como trabajos futuros se proponen las siguientes actividades:

procesar los resultados experimentales para encontrar la potencia total en función de los parámetros variados para el MDmesh y MOSFET convencional

caracterizar mediante simulación ai SJ-MOSFET y compararlo con la caracterización experimental llevada a cabo en esta tesis

generando para cada uno de los dispositivos analizados una hoja de &tos con la información complementaria a la que proporciona el fabricante.

estudiar el desempeño de las nuevas generaciones del SJ-MOSFET (segunda y tercera generación) con respecto a la anterior (primera generación estudiada en esta tesis)

77

Bibliografia

Bibliografía

[i].J. Aguayo. “Análisis Comparativo de Transistores ZGBT tip PT y NPT en Diferentes Modos de Conmutacibn”, Tesis de Maestría, cenidet, Cuernavaca Morelos, 2000.

[2]. H. Rashid, Electronica de Potencia Circuitos, Dispositivos y Aplicaciones,

[3].Infineon, “CoolMOS” agosto del 2000

[4]. STmicroelectronics “MDrnesh” ( www.st.com), agosto del 2000

[5]. M. Cotorogea. “Netzwerksimulation des Insulated Gate Bipolar Transistor (ZGBT) ”

segunda edición, Ed. Prentice Hall.

Doctoral thesis, 1993, Tech. Univers, of Berlin Germany.

[6].L. Lorenz, G.Deboy, A.Knapp, M. M h . “CoolMOS-A New Milestone in High Voltage Power MOS”, International Power Semiconductor Devices and ICS, 1999, Proceedings, pages 3-10.

[7].G, Deboy, M. M h , J.P. Stengl, H. Strack, J. Tihanyi, H. Weber. “A new generation of high voltage MOSFETs breaks the limit line of silicon”, International Electron Devices Meeting, 1998, IEDM ‘98, Pages: 683-685.

[8].A. Claudio, “Étude Comportementale Des ZGBT Duns Les Divers Modes de Conmutation ”, Thesis doctoral, institut National Polytechnique de Grenoble. Francia, 1992.

[9]. L. Lorenz. “CoolMOS a New Approach Toward an Idealized Power Switch”. (www.Infineon.com), Noviembre 2000

UOI. Spulver, M. De Souza, E.M. SanKara, S. Krishnan “Analysis o f a Cool- MOSFET‘, International Electric Machines and Drives, 1999, Proceedings, Vol. 1 Pages: 131-134.

[ i l l . F. Di Giovanni, M. Laudani, R. Scollo. “Evaluatibn of new High voltage Mdmesh Versus Standard MOSFETs: Aplication results in 360 WPower Supply” PSiM 2000. pages: 341-345.

[121. A. Galluzo, M.Melito, S. Musumeci, M. Saggio. “A New High Voltage Power MOSFET for Power Conversion Aplications” IEEE 2000. pages: 2966-2973.

M. Undelan, F. Kievenland, P. Andreassen. “Switching Properties of the ~131. CoolMOS Transistor”, Norwegian Universiti of Science and Technology (NTNU).

~ 4 1 . B. Zhang, 2. Xu, Q. Huang. “Forward and Reverse Biased Safe Operating Areas of the CollMOS’, Power Electronics Specialists Conference 2000, PESC’OO, Vol. 1 pages: 81-86

78

Bibliografia

~ 5 1 . A.E.Schlog, G.Deboy, L. Lorenz. “Properties of CoolMOS Between 420K and 80íí”’, International Power Semiconductor Devices and Ics, 1999, Pages 91 -94.

[161. J. Lai, B. Song, R. Zhou. “Characteristics and Utilization of a new On- Resistance MOS-Gated Power device” IAS Annual Meeting, 1999. pages: 1073- 1079.

[I?’]. L. Lorenz, M. Mirz, H. Zollinger. “CoolSET- A New Approach to Integrated Power Supplies”, (www.Infineon.com), Noviembre 2000.

P81. S. Sze. “Physics of Semiconductor Devices” Segunda edición, Ed. John Wiley and Sons, 1985.

79

Hoja de datos de los fabricantes

Anexo I


AL1 CoolMOS (SPPllN60S5) AL2 MDmesh (STP12NMSOFP) AI3 MOSFET convencional (STPlONCSO)

80

CSWNLIfIdS 'SSWNLLddS e''II'wIUWd SSO9NllUS


c,

82


I

r t

?*, -

* -

83


84


E -

85


!

86


w

87


88

Resumen de los tiempos y pérdidas por conmutación

Anexo I1


AiI.1 Tiempos de conmutación AiJ.2 Pérdidas de energía por conmutación

89


AIL1 Tiempos de conmutación

I I I I I VARIANDO VDS

90


AiI.2 Perdidas de energía por conmutación

91

Cálculo de pérdidas totales

Anexo I11


AiiI.1. Corriente en modo constante AIII.2 Corriente en modo discontinuo AI113 Corriente en modo continuo AIII.4 Interpolsción de los datos obtenidos experimentalmente

92


En este apartado se presenta el calculo de las pérdidas totales de un MOSFET el cual se obtuvo mediante el calculo de las pérdidas de la energía por conmutación y por conducción. Estos cálculos se hicieron en base a los resultados experimentales obtenidos en los capítulos 3 y 4. Para el cálculo de las pérdidas por conducción se dedujeron las ecuaciones para tres modos de corriente típica en un convertidor: constante, continua y discontinua.

Las pérdidas de energía por conducción pueden obtenerse por la siguiente expresión ton ton

= jvD&at (') "D (t)dt = RDS(ON> I i D 2 (t)dt (1) O O

Las pérdidas de energías por conmutación ocurren debido a la presencia simultanea del voltaje drenaje-fuente VDS y corriente de drenaje ID.

Las pérdidas de energía por conmutación durante el encendido y apagado se obtuvieron por medio de la integración numérica de los resultados experimentales mediante las ecuaciones (2) y (3) y depende de los 7 parámetros variados &, VGS, ID, VDS, L,, Lf y T)

Pérdidas totales Las pérdidas totales son la suma de las pérdidas por conducción y conmutación, las cuales se puede expresar de la siguiente manera:

1 Icon I C * .

T [I O O

l T 401 = 7 1'D.S ( t ) "D ( t )dt- ( t ) ' iD (t)dt + $IS ( t ) ' iD( t )d t + VDS (f) ' i D (t)dt (4) O

Sustituyendo los resultados de (1), (2) y (3) en (4), la potencia total es:

donde f frecuencia de conmutación (+UT) T periodo D ciclo de trabajo (D =t,dT)

93


AiíI.1. Comente en modo constante En la figura 6.1 se muestra la forma de onda de la comente

Figura MILI. Corriente en modo constante

resolviendo la ecuación (1) para la comente en modo constante obtenemos

con la ecuación (5 ) obtenemos: (6)

2 = RDS(on) ' I C ' ton

AIII.2 Corriente en modo discontinuo En la figura 6.2 se muestra la forma de onda de la comente en modo discontinuo

Figura AIII.2. Com'ente en modo discontinuo la expresión matemática que rige esta forma de onda es:

t i , ( t ) = I . - to ,

PIC

sustituyendo iD(t) en la ecuación (1)

Resolviendo la ecuación anterior obtenemos para el modo de comente discontinuo:

94

Cálculo de perdidas totales

Las pérdidas de energía en el encendido son insignificante, puesto que i(t=O)=O es decir E,. = O Por io tanto las pérdidas totales son:

AI113 Corriente en modo continuo

En la figura 6.3 se muestra la forma de onda de la comente en modo continuo

'1

Figura AlII.3. Corriente en modo continuo

La expresión matemática que rige esta forma de onda es:

10"

Las pérdidas de energía en conducción se obtienen sustituyendo io(t) de la ecuación (12) en la ecuación (1)

Resolviendo la ecuación anterior se obtiene para el modo de comente continua:

Las pérdidas de energía en el encendido dependen de I,,, mientras que las pérdidas de energía en el apagado dependen de I-. Por lo tanto las pérdidas totales son:

95

Gráficas Eo&) EOdD)

1 Eone) I y = 0.7e-6*x + 0.6e -3 I

Ecuaciones y = 0.18e-6*x3 -0.434e-5* x2 +0.628e-4*x -0.541e -4 y =39.755E - 9 . ~ ’ -824.94E - 9 . d +6.913E -6.x-11.464E -6

. ,

EOI-0) Eo&)

y = 10e -9 * xz - 220e - 9 * x + 51.6e - 6 v = 227.3951e+12 * x3 - 261.7825e+ 6*x2 -0.3457e+ 3*x - 642.933e - 6

E ~ V D S ) E~f lus )

I y = -1.333e - 11 * x3 + 1.095e - 8* x2 -3.1 16e - 7 * x + 4.45e - 5 I v = 2.083e-12*x3 -1.45e-9*xZ +3.8516e- 7 * x +9.45e- 6

EO&J Eo&) EodLí)

Eon&) EO&)

I y =-2.69875e-9*x3 +2.1007e-7*x2 -9.33573e-7*~+5.47027e-4 I v = -2.993le - 10* x3 + 2.14576e - 8 * x2 + 5.2763e - 7 * x + 4.5177e - 5

y = -1 18.6497e+ 12*x3 + 173.6002e + 6* xz +48.5053 *x + 32.5443e-6 y = 423 .O 1 765et9*x2-9.2427 13e+3 *x+O.657 1 e 4 v = 51.1 18716e+ 9* x2 -0.944055e+ 3*x +47.28333e- 6

96


25 . . ., . . . . . . . . . . . .

2 i . : : i . . . . . . . . . . . . .

. . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . .

I

. .

3 ~ . .

LSM .io*

. . . . .

. . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . .

, , .

u IHI x io*

, * " O ~

,* . . . . . . . . . . . . . .. , . . . .

I 5 ,o ,v . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . L . . . . . . ~ , . . . . . . . . . . . ,

o . , Y

6 . . . , , ~ , . I . . . . . . . . . . . . . . , , , . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

(4 Figura AIlI.4. Interpolación de la energía en el encendido y apagado enfunción de o)In b)T, c)Lc,

91


. .

. ,. . . . , ~ . ~.

(c) Figura A I L S . Intevolación de la energia en el encendido y apagado en función de a) VDS 6) VGS C)RG

98

Programa para el cálculo de pérdidas

Anexo IV


AN.l Cálculo de las pérdidas por conmutación A N . 2 Cálculo de las pérdidas totales

99


Econ=0.18e-6*1~3-0.434e-5*1^2+0.628e-4*1-0.541e-4;

Etc=Ecoff+Econ;%energía total por conmutación

AW.1 Cálculo de las pérdidas por conmutación

de la secante mediante el software MATLAl3 Este programa realiza el calculo de una integral con valores discretos por el método

function int= integral (x, y) paso=x ( 2 ) -x (1) ; suma=O ;

for i=l:l:length(x)-1; valor=paso*( (y(i)+y(itl))/Z); suma=valor+suma;

end int=suma;

load tek00055.txt %se cargan los datos con formato txt de la corriente load tek00056.txt %y del voltaje

t=tek00055(:,l);%se denomina el tiempo x=tek00055(:,2);%se denomina la corriente y=tek00056(:,2);%se denomina el voltaje tl=t(l:499) ;

i=y ( 2 : 500) ; v=x ( 1 : 4 99) ; integral(t1,v. *i) VI=v. *i; paso=tl(2) -tl(1) ; plot (tl, cumsum(V1) *paso, 'm' ) %se grafican las pérdidas E (t) hold on grid on

AiV.2 Cálculo de la potencia total

pérdidas por conmutación y las pérdidas por conducción. Este programa realiza el cálculo de las pérdidas totales, esto es la suma de las

function Pt=potencia(I);

res=input('Teclee 1 si I es constante, 2 si es discontinua y 3 Si es continua : ' i ; I

I 1 O0

Proerama ara el cálculo de Dérdidas

RDS=O. 3; D=0.2:0.01:0.8; f=1000:1000:100000; [x,yl=meshgrid(f,D) ; Ptl=RDS.*(IA2).*ytx.*Etc;%cálculo de la potencia total plot3(x,y,Ptl,'k')%gráfica de la potencia total en función de f y D ylabel ( ID' ) ; xlabel('Frecuencia [Hz]'); zlabel( 'Potencia Total [Wl ' ) ;

elseif rec==2 I=input ( 'Teclee el v a i o r de la corriente pico : ' ) ;

Econ=O;

%cálculo de las pérdidas por conmutación en función de :a corriente Ecoff=39.755e-9*1^3-824.94e-9*1~2t6.913e-6*1-11.464e-6;

Etc=EcofftEcon;%energia total por conmutación

RDS=O. 3; D=O.2:0.01:0.8; f=1000:1000:100000; [x,y]=meshgrid(f,D); Pt1=((1/3).*(RDS.*(IA2).*y))+x.*Etc;%cá1cu1o de la potencia total plot3(x,y,Pt1,'kt)%gráfica de la potencia total en función de f y D ylabel( 'D' ) ; xlabel( 'Frecuencia [Hzl ' ) ; zlabel('Potencia Total [Wl I ) ;

else Imin=input('Teclee el valor de la corriente minima: I ) ;

Ipic=input('Teclee el valor de la corriente pico: I ) ;

%por lo tanto la potencia total dicipada es: RDS=O .3; D=0.2:0.01:0.8; f=1000:1000:100000; [x,yl=meshgrid(f,D); Ptl=(~1/3~.*~RDS.*~Imin"2+Ipic*Imin+Ipic~2~.*y~~tx.*Etc;%cálculo de

plot3(x,y,Ptl, 'k') ylabel ('DI) ; xlabel('Frecuencia [Hz] I ) ;

zlabel ('Potencia Total [Wl ' ) ;

la potencia total

end

101

cenidet javier... · acaüemia de la maestrfa en electrÓnica forma r11 aceitacion del trabajo de...

Documents