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INSTITUTO POLITÉCNICO NACIONAL
ESCUELA SUPERIOR DE INGENIERÍA
MECÁNICA Y ELÉCTRICA
"MODELOS EXPERIMENTALES DE LOS PRINCIPALES
PARÁMETROS DE LOS SISTEMAS DE RADIOCOMUNICACIÓN
EMPLEADOS EN HIPERFRECUENCIAS"
TESIS
QUE PARA OBTENER EL TITULO DE
INGENIERO EN COMUNICACIONES Y ELECTRÓNICA
PRESENTA
RAÚL MARTÍNEZ SERRANO
ASESORES
M. EN C. JOSÉ ERNESTO ROJAS LIMA
ING. FRANCISCO HERNÁNDEZ RANGEL
AGRADECIMIENTOS
Al Instituto Politécnico Nacional por haberme brindado la oportunidad de
formar parte de esta gran institución y por darme el honor de ser digno
representante de sus siglas en el campo laboral.
A la Escuela Superior de Ingeniería Mecánica y Eléctrica Unidad
Zacatenco por haberme guarecido durante todo el tiempo de mi estancia como
estudiante.
A los profesores que compartieron sus conocimientos con nosotros para
que nuestra formación durante la estancia en la ESIME nos proporcionara una
base sólida para ser un profesionista capaz de contribuir al desarrollo de
nuestro país.
A mi familia por estar a mi lado, apoyándome y acompañándome en
todo momento dándome fortaleza en mis derrotas y sonrisas en mis triunfos.
A mis padres y hermanas que siempre estuvieron presentes con una
palabra de apoyo y orientación.
DEDICO ESTA TESIS:
A mi esposa, Alejandra Gudiño que desde 1995 me ha brindado su
apoyo, su amor y su confianza incondicionalmente, ha compartido conmigo los
momentos más significativos y me ha dado los dos regalos más hermosos de
mi vida, “mis hijas”.
A mis hijas, Iasi Erandi y Karem Aditi, que han sobrellevado las caídas y
tropiezos que como padre he vivido a su lado, pero que a su vez han sido un
motivante para salir adelante y aprender de las lecciones y así poder culminar
mis metas.
A mis padres, Raúl Martínez y María del Patrocinio Serrano, que siempre
estuvieron conmigo desde la infancia, al pendiente de mi desarrollo tanto
escolar como personal y gracias a ellos llegué hasta el lugar en el que me
encuentro, ellos me guiaron, me apoyaron y me corrigieron cuando me
encontraba por caminos erróneos.
A mis hermanas Martha Guadalupe y Laura Olivia que me sirvieron de
ejemplo, platicando conmigo sus experiencias, necesidades y soluciones para
darme un panorama más amplio al momento de la toma de decisiones, me
apoyaron y acompañaron en todo el camino hasta aquí, haciendo de mi
conocimiento que siempre puedo contar con ellas.
A mi hermana Isabel y su esposo Lorenzo que me apoyaron
brindándome su casa, su confianza y algún consejo cuando hacía falta,
facilitándome el desempeño en mis actividades diarias durante la duración de
la carrera.
INDICE
OBJETIVO JUSTIFICACIÓN INTRODUCCIÓN CAPÍTULO I. GENERALIDADES
1.1 Espectro electromagnético 1.2 Rayos Gamma 1.3 Rayos X 1.4 Ultravioleta 1.5 Luz visible 1.6 Infrarrojos 1.7 Espectro radioeléctrico 1.8 Microondas 1.9 Banda X 1.10 Transmisor y Receptor
CAPÍTULO II. DISPOSITIVOS Y EQUIPO UTILIZADO EN LOS SISTEMAS DE RADIOCOMUNICACION.
2.1 Aislador de ferrita en guía de onda para banda “X” 2.2 Atenuadores variables 2.3 Ondámetros de cavidad resonante en guía de onda 2.4 Adaptadores de guía de onda a cable coaxial 2.5 Detectores diodo de cristal en guía de onda 2.6 Acopladores direccionales 2.7 Guía de onda ranurada 2.8 Guías de onda rectangulares 2.9 Carga y corto circuito 2.10 Antena parabólica empleando un arreglo de dipolos
como alimentador y antena tipo corneta 2.11 Alimentador de antena parabólica en guía de onda
rectangular 2.12 Antena dieléctrica y antena de ranura 2.13 Generador de RF 2.14 Generador de funciones 2.15 Medidor de SWR 2.16 Osciloscopio
i ii
iii
1 2 2 3 4 5 5 10 14 15
18 19 19 21 22 23 24 26 28 29
31
31 32 34 35 35
CAPÍTULO III. GUÍAS DE ONDA
3.1 Objetivo 3.1.1 General 3.1.2 Particulares
3.2 Introducción 3.3 Desarrollo
3.3.1 Medición de frecuencias empleando el ondámetro de cavidad
3.3.2 Medición de la longitud de onda (𝜆𝑔) de la guía de
onda rectangular 3.4 Resultados CAPÍTULO IV. ATENUACIÓN DE ONDAS ELECTROMAGNÉTICAS
EN EL ESPACIO LIBRE 4.1 Objetivo 4.2 Introducción 4.3 Desarrollo 4.4 Resultados 4.4.1 Antenas parabólicas 4.4.2 Antenas de corneta 4.4.3 Antenas dieléctricas 4.4.4 Antenas de ranuras
CAPÍTULO V. PATRÓN DE RADIACIÓN
5.1 Objetivo 5.2 Introducción 5.3 Desarrollo 5.4 Resultados 5.4.1 Antenas parabólicas 5.4.2 Antenas de corneta 5.4.3 Antenas dieléctricas 5.4.4 Antenas de ranuras
CAPÍTULO VI. GANANCIA DE ANTENAS 6.1 Objetivo 6.2 Introducción 6.3 Desarrollo 6.4 Resultados 6.4.1 Antenas parabólicas 6.4.2 Antenas de corneta 6.4.3 Antenas dieléctricas 6.4.4 Antenas de ranuras
38 38 38 38 45 46
47
48
49 49 53 57 57 58 60 61
63 63 66 69 69 70 70 71
73 73 74 78 78 79 79 80
CAPÍTULO VII. REFLEXIÓN DE INCIDENCIA NORMAL 7.1 Objetivo 7.1.1 General 7.1.2 Particular 7.2 Introducción 7.3 Desarrollo 7.4 Resultados 7.4.1 Antenas de corneta 7.4.2 Antenas parabólicas 7.4.3 Antenas dieléctricas 7.4.4 Antenas de ranuras
CAPITULO VIII. ACOPLADORES DIRECCIONALES 8.1 Objetivo 8.1.1 General 8.1.2 Particular 8.2 Introducción 8.3 Factor de acoplamiento 8.4 Frecuencia de trabajo 8.5 Aislamiento 8.6 Directividad 8.7 Pérdidas 8.7.1 Pérdidas por inserción 8.7.2 Pérdidas por acoplamiento 8.8 Coeficiente de reflexión 8.9 Relación de Ondas Estacionarias de Voltaje 8.10 Potencia incidente 8.11 Acopladores Híbridos
8.12 Acoplador direccional y su empleo en reflectometría
8.13 Desarrollo
8.14 Resultados CAPITULO IX. RAZÓN DE TRANSMISIÓN 9.1 Objetivo 9.2 Introducción 9.3 Atenuación entre antenas isotrópicas 9.4 Ganancia de una antena directiva 9.5 Desarrollo 9.6 Resultados CONCLUSIONES BIBLIOGRAFÍA ANEXO
81 81 81 81 85 87 87 88 89 89
90 90 90 90 91 93 93 94 95 95 96 96 97 98 98 99
102 105
106 106 107 109 110 112
113
114
115
i
OBJETIVO
Demostrar experimentalmente algunos de los conceptos que rigen los sistemas
de radiocomunicación empleados en hiperfrecuencias.
OBJETIVOS PARTICULARES
- Coadyuvar al aprendizaje de los sistemas de radiocomunicación a los
estudiantes de la especialidad de comunicaciones.
- Permitir que el alumno se familiarice y maneje los diferentes instrumentos, dispositivos y elementos que se emplean en los sistemas de radiocomunicación a hiperfrecuencias.
- Comprobar los conceptos teóricos aprendidos durante la preparación académica.
ii
JUSTIFICACION
La práctica complementa la formación teórica de los estudiantes de la
ESIME en el área de comunicaciones, desarrolla conocimientos y/o habilidades
para seguir métodos o procedimientos en el uso de instrumentación y equipo
de medición para sistemas de comunicación, es decir, no todo es teórico ni
todo es práctico sino que son áreas complementarias. Cabe mencionar que el
equipo de los laboratorios no se encuentra en las condiciones idóneas para ser
utilizado y aprovechado al máximo, por lo cual el alumno acredita algunas
materias sin obtener el conocimiento necesario en la práctica que es de igual
manera importante.
Pensando en todo esto, se buscó dar el apoyo con algunos modelos
prácticos que se fueron diseñando cada uno para que puedan ser utilizados no
sólo en una materia, sino desde el tronco común en comunicaciones
analógicas y comunicaciones digitales, con los conceptos de modulación, hasta
la especialidad con los sistemas transceptores de radiocomunicación.
Para poder llevar a cabo lo planeado se recopiló el equipo existente en
los laboratorios de comunicaciones, se revisó y seleccionó el equipo que
funcionaba o que se podía reparar, con este equipo se realizaron varios
experimentos con el fin de poder utilizar el equipo para que el alumno se pueda
involucrar con éste, y de esta forma el alumno pueda interactuar con el equipo
y pueda reafirmar los conocimientos. Es importante mencionar que como los
equipos se encontraban almacenados y son equipos antiguos no existe
documentación alguna ni manuales para el uso de estos, por lo tanto no se
habían hecho procedimientos ni desarrollos para hacer prácticas y/o
mediciones.
iii
INTRODUCCION
Existen diferentes estructuras empleadas en los sistemas de alta frecuencia, las más usuales son las guías de onda y la coaxial.
En este trabajo se presenta el uso de microondas de la banda X (de 8 a 12
GHz) para realizar en el laboratorio una gama de experimentos que le permiten
al estudiante lograr la analogía de las señales electromagnéticas mediante las
características de las ondas. El estudiante en el laboratorio puede reproducir
los fenómenos de reflexión, difracción, interferencia, ondas estacionarias,
polarización, etc., y comprobar que las señales de microondas son “ondas”.
En el diseño del material para los equipos que integran el laboratorio de
radiocomunicaciones, se tuvieron en consideración varios factores: uno de ellos
fue desarrollar la mayor parte de los materiales del laboratorio con la mayor
sencillez, pero que al mismo tiempo fueran un buen ejemplo de la forma y
material del que están constituidos, así como de las maneras existentes en que
pueden interactuar. Lo anterior es importante mencionarlo debido a que en
cada experimento se pueden utilizar varias piezas de equipo, que no
necesariamente son las mismas en cada una de las prácticas, por lo que debe
tener flexibilidad y compatibilidad cuando se conectan entre sí.
En el laboratorio de radiocomunicaciones se buscó tener un mínimo de
elementos que permitieran realizar los experimentos más comunes mediante
los cuales se puedan analizar los fenómenos físicos que afectan una onda
electromagnética.
CAPÍTULO I
GENERALIDADES
1
CAPÍTULO I. GENERALIDADES
1.1 ESPECTRO ELECTROMAGNÉTICO
Se define como espectro electromagnético al conjunto de ondas con diferente
longitud, frecuencia y radiación que pululan por la atmósfera terrestre. El espectro
electromagnético cubre longitudes de onda muy variadas. Existen frecuencias de 30
Hz y menores que son relevantes en el estudio de ciertas nebulosas. Por otro lado se
conocen frecuencias cercanas a 2.9×1027 Hz, que han sido detectadas provenientes
de fuentes astrofísicas; por lo general las radiaciones electromagnéticas se clasifican
en base a su longitud de onda, entre estos dos límites se encuentran: las ondas de
radio, las microondas, los infrarrojos, la luz visible, la luz ultravioleta, los rayos X y los
rayos gamma.
Las características propias de cada tipo de onda dependen de su longitud, frecuencia
y energía; las ondas electromagnéticas de alta frecuencia tienen una longitud de
onda corta y mucha energía mientras que las ondas de baja frecuencia tienen
grandes longitudes de onda y poca energía.
Para su estudio, el espectro electromagnético se divide en segmentos o bandas,
aunque esta división es inexacta. Existen ondas que tienen una frecuencia, pero
varios usos, por lo que algunas frecuencias pueden quedar en ocasiones incluidas en
dos gamas.
Tabla 1.1 Bandas del espectro electromagnético
Banda Longitud de onda (m) Frecuencia (Hz) Energía (J)
Rayos gamma < 10 pm > 30.0 EHz > 20·10−15 J
Rayos X < 10 nm > 30.0 PHz y < 30.0 EHz > 20·10−18 J
Ultravioleta extremo < 200 nm > 1.5 PHz y < 30.0 PHz > 993·10−21 J
Ultravioleta cercano < 380 nm > 789 THz y < 1.5 PHz > 523·10−21 J
Luz Visible < 780 nm > 384 THz y < 789 PHz > 255·10−21 J
2
Infrarrojo cercano < 2,5 µm > 120 THz y < 384 THz > 79·10−21 J
Infrarrojo medio < 50 µm > 6.0 THz y < 120 THz > 4·10−21 J
Infrarrojo lejano/submilimétrico < 1 mm > 300 GHz y < 6.0 THz > 200·10−24 J
Microondas < 30 cm > 1 GHz y < 300 GHz > 2·10−24 J
Ultra Alta Frecuencia - Radio < 1 m > 300 MHz y < 1 GHz > 19.8·10−26 J
Muy Alta Frecuencia - Radio < 10 m > 30 MHz y < 300 MHz > 19.8·10−28 J
Onda Corta - Radio < 180 m > 1.7 MHz y < 30 MHz > 11.22·10−28 J
Onda Media - Radio < 650 m > 650 kHz y < 1.7 MHz > 42.9·10−29 J
Onda Larga - Radio < 10 km > 30 kHz y < 650 KHz > 19.8·10−30 J
Muy Baja Frecuencia - Radio > 10 km < 30 kHz < 19.8·10−30 J
1.2 RAYOS GAMMA
La radiación gamma es un tipo de radiación electromagnética producida
generalmente por elementos radioactivos o procesos subatómicos como la
aniquilación de un par positrón-electrón. Este tipo de radiación de tal magnitud
también es producida en fenómenos astrofísicos de gran violencia.
Debido a las altas energías que poseen, los rayos gamma constituyen un tipo de
radiación ionizante capaz de penetrar en la materia más profundamente que la
radiación alfa o beta. Dada su alta energía pueden causar grave daño al núcleo de
las células, por lo que son usados para esterilizar equipos médicos y alimentos.
1.3 RAYOS X
La denominación rayos X designa a una radiación electromagnética, invisible, capaz
de atravesar cuerpos opacos y de impresionar las películas fotográficas. La longitud
de onda está entre 10 a 0.1 nanómetros, correspondiendo a frecuencias en el rango
de 30 a 3,000 PHz (de 50 a 5,000 veces la frecuencia de la luz visible).
3 1) José María Alfaro Roca, Espectroelectromagnetico.blogspot.mx, 2007
1.4 ULTRAVIOLETA
La luz ultravioleta cubre el intervalo de 4 a 400 nm. El Sol es una importante fuente
emisora de rayos en esta frecuencia, los cuales causan cáncer de piel a
exposiciones prolongadas. Este tipo de onda no se usa en las telecomunicaciones,
sus aplicaciones son principalmente en el campo de la medicina.
Los átomos y moléculas sometidos a descargas eléctricas producen este tipo de
radiación. No debemos de olvidar que la radiación ultravioleta es la componente
principal de la radiación solar.
La energía de los fotones de la radiación ultravioleta es del orden de la energía de
activación de muchas reacciones químicas lo que explica muchos de sus efectos.
El oxígeno se disocia en la ozonosfera por la acción de la radiación ultravioleta. La
unidad usual para expresar las longitudes de onda es el Angstrom (Å). Una molécula
de oxígeno absorbe radiación de longitudes de onda en el intervalo entre 1600 Å y
2400 Å (o fotones de energía comprendida entre 7.8 eV y 5.2 eV) y se disocia en
dos átomos de oxígeno.
O2+fotón→O+O (1.1)
El oxígeno atómico producido se combina con el oxígeno molecular para formar
ozono, O3, que a su vez se disocia fotoquímicamente por absorción de la radiación
ultravioleta de longitud de onda comprendida entre 2400 Å y 3600 Å (o fotones de
energía entre 5.2 eV y 3.4 eV).
O3+fotón→O+O2 (1.2)
Estas dos reacciones absorben prácticamente toda radiación ultravioleta que viene
del Sol por lo que solamente llega una pequeña fracción a la superficie de la Tierra.
Si desapareciera de la capa de ozono, la radiación ultravioleta destruiría muchos
organismos a causa de las reacciones fotoquímicas1.
4
1.5 ESPECTRO VISIBLE
En la figura 1.1 y en la tabla 1.2 se muestra la división del espectro visible por el
hombre y sus longitudes de onda.
Figura 1.1 Espectro visible por el hombre
Por encima de la frecuencia de las radiaciones
infrarrojas se encuentra lo que comúnmente es
llamado luz, un tipo especial de radiación
electromagnética que tiene una longitud de onda en
el intervalo de 0.4 a 0.8 micrómetros. Los intervalos
van desde los 8.000 Å (rojo) hasta los 4.000 Å
(violeta), donde la onda más corta es la del color
violeta.
La luz puede usarse para diferentes tipos de
comunicaciones. Las ondas de luz pueden modularse
y transmitirse a través de fibras ópticas, lo cual
representa una ventaja pues con su alta frecuencia
es capaz de llevar más información.
Por otro lado, las ondas de luz pueden transmitirse
en el espacio libre, usando un haz visible de láser.
Tabla 1.2 longitudes de onda
Color Longitud de onda
violeta 380–450 nm
azul 450–495 nm
verde 495–570 nm
amarillo 570–590 nm
naranja 590–620 nm
rojo 620–750 nm
5
1.6 INFRARROJO
Las ondas infrarrojas están en el rango de 0.7 a 100 micrómetros. La radiación
infrarroja se asocia generalmente con el calor. Éstas son producidas por cuerpos que
generan calor, aunque a veces pueden ser generadas por algunos diodos emisores
de luz y algunos láseres.
Las señales son usadas para algunos sistemas especiales de comunicaciones, como
en astronomía para detectar estrellas y otros cuerpos y para guías en armas, en los
que se usan detectores de calor para descubrir cuerpos móviles en la oscuridad.
También se usan en los mandos a distancia de los televisores y otros aparatos, en
los que un transmisor de estas ondas envía una señal codificada al receptor del
televisor. En últimas fechas se ha estado implementando conexiones de área local
LAN por medio de dispositivos que trabajan con infrarrojos, pero debido a los nuevos
estándares de comunicación estas conexiones han perdido su versatilidad.
1.7 RADIOFRECUENCIA
Es un conjunto de frecuencias dentro del espectro electromagnético que son
ampliamente usadas por casi todo el mundo, pero que tienen sus límites, se saturan
y se interfieren. El aire que respiramos está lleno de ondas intencionadas que van de
una dirección a otra transportando las órdenes de los mandos a distancia, las
imágenes de los vídeos de Internet o la música de la radio, entre otras muchas
señales.
El espectro radioeléctrico, que ocupa una parte relativamente pequeña del espectro
electromagnético, está fijado en la frecuencia entre los 3 KHz y los 3000 GHz
Aunque parezca un rango muy grande, cada tecnología usa unos anchos
considerables, y en la era de las telecomunicaciones son cada vez más las
tecnologías que lo ambicionan.
En función de la gama de frecuencias, éstas se dividen en diferentes bandas y sub
bandas cuyo uso va destinado a diversos servicios de telecomunicaciones, televisión,
radiodifusión, seguridad y defensa, emergencias, transporte e investigación científica.
Debido a que es un recurso natural de carácter limitado, se considera un bien de
dominio público que es gestionado por los correspondientes estados.
6
Usos más frecuentes
RFID (Radio Frequency Identification): Las etiquetas de radioidentificación de
baja frecuencia, como por ejemplo los chips que se les pone a los animales
domésticos para tenerlos identificados, funcionan con ondas de muy baja
energía, que comunican a cortas distancias. En concreto, entre 125 KHz y los
148.5 KHz.
NFC (Near Field Comunications): Hay algunas etiquetas que portan algo más
de información y trabajan en frecuencias más altas, como los 13.56 MHz Son
las llamadas comunicaciones de proximidad, de gran uso en países como
Japón o Corea.
Radio comercial: La radio comercial local más usada, hasta la llegada de
Internet, es la frecuencia modulada o FM. Las emisoras que trabajan en FM,
más del 90%, utilizan la parte del espectro que va de los 87 MHz a los 107
MHz
Televisión analógica: La televisión que ahora nos abandona trabajaba en
dos rangos de frecuencias. El primero era el llamado VHF (acrónimo de "Very
High Frecuency"), que se movía entre los 30 MHz y los 300 MHz UHF
(acrónimo de "Ultra High Frecuency") trabajaba entre los 300 MHz y los tres
GHz
Televisión digital: La Televisión digital emplea el rango UHF para emitir, pero
lo aprovecha mucho mejor que la televisión analógica, ya que por cada canal
analógico pueden emitir cuatro canales digitales.
Telefonía móvil: Los teléfonos móviles se mueven en frecuencias más altas.
El servicio GSM emplea el rango de los 900 MHz, mientras que el 3G (más
moderno y capaz de transportar datos además de voz) trabaja en los 1.8 GHz
Wifi: Los estándares más modernos para los routers wifi usan el rango de los
2.4 GHz, que permiten un ancho de banda mayor, ideal para Internet. Sin
embargo, hay otros aparatos domésticos que operan en frecuencias similares
y que generan interferencias. Es por ello que continuamente se trabaja en la
búsqueda de nuevos estándares wifi que utilizan frecuencias menos
saturadas.
Bluetooth: La tecnología reina de trasmisión de datos por vía inalámbrica
también trabaja a 2.4 GHz
Hornos de microondas: Emplean los 2.45 GHz y son una causa de
interferencia en las redes wifi.
7
Telefonía fija inalámbrica: Los teléfonos inalámbricos más modernos
trabajan en el rango de los 5.8 GHz, pero todavía hay muchos que usan la
franja de los 2.4 GHz, por lo que también son a veces incompatibles con las
redes wifi.
Mandos a distancia: Los mandos que controlan a distancia el televisor, las
videoconsolas y los home cinemas utilizan un rango cercano al infrarrojo, es
decir sobre 390 THz, o lo que es lo mismo los 390 billones de hertz. Este
rango es cercano a la luz visible, y aunque el ojo humano no lo ve, las
cámaras fotográficas sí captan los rayos de los mandos.
Regularización de su uso
No todas las frecuencias disponen de las mismas capacidades de cobertura y de
comportamiento frente al ruido y las interferencias, lo que hace que algunas sean
más solicitadas para determinados negocios que otras. Además, los diferentes tipos
de servicios requieren distintos márgenes (bandas de frecuencia) específicos. Por
tanto, es necesario un marco regulatorio con normativas que minimicen los posibles
conflictos que se puedan producir entre los usos y servicios en una misma banda de
frecuencias.
Hay un organismo internacional encargado de organizar el uso de las diferentes
frecuencias radioeléctricas y promover normativas para que su gestión sea coherente
Para la gestión del espectro radioeléctrico, hay una serie de normas fijadas a nivel
internacional por la Unión Internacional de Telecomunicaciones (UIT). Este
organismo con sede en Ginebra (Suiza) es el encargado de organizar el uso de las
frecuencias radioeléctricas y de promover una serie de normativas para que la
gestión del espectro se haga de manera uniforme y eficiente, sin que su uso
perjudique o interfiera sobre otros.
Este rango de normativas, de carácter técnico, comprende desde el tipo de emisión
hasta los niveles de exposición. Los diferentes Estados son los encargados de
elaborar y establecer las políticas de utilización, reglamentación y control del uso del
espectro a nivel nacional. En México, COFETEL (Comisión Federal de
Telecomunicaciones) es quien regula el uso del espectro radioeléctrico. La demanda
en la utilización del espectro es creciente en los últimos años debido a la aparición de
nuevos servicios, como los sistemas de comunicaciones móviles, las nuevas redes
de difusión de la televisión digital terrestre y el acceso en movilidad a la banda
ancha. Por tanto, el cumplimiento de estas normativas permite ofrecer estos servicios
con garantía de calidad.
8
División del espectro radioeléctrico
En radiocomunicaciones el espectro radioeléctrico se divide en diversos rangos de
frecuencias según sus usos, los rangos se abrevian con sus siglas en inglés, y son
los siguientes:
Tabla 1.3 División del espectro radioeléctrico
Nombre Abreviatura
inglesa
Banda
UIT Frecuencias Longitud de onda
Inferior a 3 Hz > 100.000 km
Extra baja
frecuencia
ELF 1 3-30 Hz 100.000 km – 10.000
km
Súper baja
frecuencia
SLF 2 30-300 Hz 10.000 km – 1000 km
Ultra baja frecuencia ULF 3 300–3000 Hz 1000 km – 100 km
Muy baja frecuencia VLF 4 3–30 kHz 100 km – 10 km
Baja frecuencia LF 5 30–300 kHz 10 km – 1 km
Media frecuencia MF 6 300–3000 kHz 1 km – 100 m
Alta frecuencia HF 7 3–30 MHz 100 m – 10 m
Muy alta frecuencia VHF 8 30–300 MHz 10 m – 1 m
Ultra alta frecuencia UHF 9 300–3000 MHz 1 m – 100 mm
Súper alta
frecuencia
SHF 10 3-30 GHz 100 mm – 10 mm
Extra alta frecuencia EHF 11 30-300 GHz 10 mm – 1 mm
Por encima de los 300
GHz < 1 mm
9
Frecuencias extremadamente bajas: Llamadas ELF (Extremely Low
Frequencies), son aquellas que se encuentran en el intervalo de 3 a 30 Hz.
Este rango es equivalente a aquellas frecuencias del sonido en la parte más
baja (grave) del intervalo de percepción del oído humano. Cabe destacar aquí
que el oído humano percibe ondas sonoras, no electromagnéticas, sin
embargo se establece la analogía para poder hacer una mejor comparación.
Frecuencias súper bajas: SLF (Super Low Frequencies), son aquellas que se
encuentran en el intervalo de 30 a 300 Hz. En este rango se incluyen las
ondas electromagnéticas de frecuencia equivalente a los sonidos graves que
percibe el oído humano típico.
Frecuencias ultra bajas: ULF (Ultra Low Frequencies), son aquellas en el
intervalo de 300 a 3000 Hz. Este es el intervalo equivalente a la frecuencia
sonora normal para la mayor parte de la voz humana.
Frecuencias muy bajas: VLF (Very Low Frequencies). Se pueden incluir aquí
las frecuencias de 3 a 30 kHz. El intervalo de VLF es usado típicamente en
comunicaciones gubernamentales, militares, submarinas, sistemas de
navegación, y telegrafía de larga distancia.
Frecuencias bajas: LF (Low Frequencies), son aquellas en el intervalo de 30
a 300 kHz. Los principales servicios de comunicaciones que trabajan en este
rango están la navegación aeronáutica y marina.
Frecuencias medias: MF (Medium Frequencies), están en el intervalo de 300
a 3000 kHz. Las ondas más importantes en este rango son las de
radiodifusión de AM (530 a 1605 kHz).
Frecuencias altas: HF (High Frequencies), son aquellas contenidas en el
rango de 3 a 30 MHz. A estas se les conoce también como "onda corta". Es en
este intervalo que se tiene una amplia gama de tipos de radiocomunicaciones
como radiodifusión, comunicaciones gubernamentales y militares. Las
comunicaciones en banda de radioaficionados y banda civil también ocurren
en esta parte del espectro.
Frecuencias muy altas: VHF (Very High Frequencies), van de 30 a 300 MHz.
Es un rango popular usado para muchos servicios, como la radio móvil,
comunicaciones marinas y aeronáuticas, transmisión de radio en FM (88 a 108
MHz) y los canales de televisión del 2 al 12 [según norma CCIR (Estándar
B+G Europa)]. También hay varias bandas de radioaficionados en este rango.
Frecuencias ultra altas: UHF (Ultra High Frequencies), abarcan de 300 a
3000 MHz, incluye los canales de televisión de UHF, es decir, del 21 al 69
10
[según norma CCIR (Estándar B+G Europa)] y se usan también en servicios
móviles de comunicación en tierra, en servicios de telefonía celular y en
comunicaciones militares.
Frecuencias súper altas: SHF (Super High Frequencies), son aquellas entre
3 y 30 GHz y son ampliamente utilizadas para comunicaciones vía satélite y
radioenlaces terrestres. Además, pretenden utilizarse en comunicaciones de
alta tasa de transmisión de datos a muy corto alcance mediante UWB.
También son utilizadas con fines militares, por ejemplo en radares basados en
UWB.
Frecuencias extremadamente altas: EHF, (Extrematedly High Frequencies),
se extienden de 30 a 300 GHz. Los equipos usados para transmitir y recibir
estas señales son más complejos y costosos, por lo que no están muy
difundidos aún.
1.8 MICROONDAS
Se describe como microondas a aquellas ondas electromagnéticas cuyas frecuencias
van desde 1 GHz hasta los 300 GHz. Por consiguiente, las señales de microondas, a
causa de sus altas frecuencias, tienen longitudes de onda relativamente pequeñas,
de ahí el nombre de “micro” ondas. Así por ejemplo la longitud de onda de una señal
de microondas de 100 GHz es de 0.3 cm., mientras que la señal de 100 MHz, como
las de banda comercial de FM, tiene una longitud de 3 m. Las longitudes de las
frecuencias de microondas van de 1 a 60 cm., un poco mayores a la energía
infrarroja.
Durante la segunda guerra mundial, hablar del radar era sinónimo de microondas. En
esta época el desarrollo de sistemas de microondas recibió un gran estímulo, debido
a la necesidad de un radar de alta resolución capaz de detectar aviones y barcos
enemigos.
En la actualidad el empleo de sistemas de microondas es importantísimo y sus
aplicaciones incluyen control de tráfico aéreo, navegación marina, control de misiles,
aviación, telecomunicaciones, entre muchas otras. Otros ejemplos lo constituyen los
sistemas de comunicación por satélite, los sistemas radar y los sistemas de
comunicaciones móviles, muy en auge en nuestros días.
Gran parte de los sistemas de comunicaciones establecidos desde mediados de la
década de 1980 es de naturaleza digital y como es lógico transportan información en
forma digital. Sin embargo, los sistemas terrestres de radio repetidoras de
11 2) Márquez , Leonardo. Comunicaciones por vía microondas, Noviembre 2010
microondas que usan portadoras moduladas en frecuencia (FM) o moduladas
digitalmente ya sea en QAM ó en PSK, siguen constituyendo el 35% del total de los
circuitos de transporte de información en los Estados Unidos2. Existen una variedad
de sistemas de microondas funcionando a distancias que varían de 24 a 6500
Kilómetros, los sistemas de microondas de servicio intraestatal o alimentador se
consideran en general de corto alcance, por que se usan para llevar información a
distancias relativamente cortas. Los sistemas de microondas de largo alcance son
los que se usan para llevar información a distancias relativamente mucho más largas,
por ejemplo, en aplicaciones de rutas interestatal y de red primaria. Las capacidades
de los sistemas de radio de microondas van desde menos de 12 canales de banda
de voz hasta más de 22000. Los primeros sistemas tenían circuitos de banda de voz
multiplexados por división de frecuencia, y usaban técnicas convencionales, de
modulación en frecuencia no coherente, los más modernos tienen circuitos de banda
de voz usando modulación por codificación de pulsos (PCM) y multiplexados por
división de tiempo (TDM) usan técnicas de modulación digital más modernas, como
la modulación de conmutación de fase (PSK) o por amplitud en cuadratura (QAM). La
gran mayoría de los sistemas actuales de radio de microondas usan modulación en
frecuencia, que es de naturaleza analógica; sin embargo, en fechas recientes se han
elaborado nuevos sistemas que usan modulación por conmutación de fase, o por
amplitud en cuadratura, que son formas básicamente de modulación digital. También
se habla de sistemas satelitales que usan PCM ó PSK, estos dos sistemas son
similares a los sistemas terrestres de radio de microondas, sin duda los dos sistemas
comparten muchas frecuencias. La diferencia principal entre los sistemas satelitales
y terrestres de radio, es que los sistemas satelitales propagan señales fuera de la
atmósfera terrestre, por lo que son capaces de llevar señales mucho más lejanas,
usando menos transmisores y receptores.
En los sistemas de radio de microondas se usa modulación en frecuencia (FM) más
que modulación en amplitud (AM), esto se explica porque las señales de amplitud
modulada son más sensibles a no linealidades de amplitud, también son inherentes a
los amplificadores de microondas de banda ancha. En cambio las señales emitidas
en frecuencia modulada son relativamente más robustas a esta clase de distorsión
no lineal, y se pueden transmitir por amplificadores que tengan no linealidad de
compresión o de amplitud, con relativamente poco demérito. También, las señales
emitidas en FM son menos sensibles al ruido y se pueden propagar con menores
potencias de transmisión.
El ruido de intermodulación es un factor imprescindible en el diseño de sistemas de
radio FM. En los sistemas de AM, este ruido es provocado a la no linealidad de
amplitud en la repetidora. En los sistemas de FM, el ruido de intermodulación es
provocado principalmente por la distorsión de la ganancia de transmisión y del
12
retardo. En consecuencia, en los sistemas FM es una función de la amplitud de la
señal y de la magnitud de la desviación en frecuencia. Así las características de las
señales de frecuencia modulada son más adecuadas para la transmisión por
microondas que las de amplitud modulada.
Los sistemas de radio de microondas que usan modulación de frecuencia se
conocen ampliamente por proporcionar comunicaciones flexibles, confiables y
económicas, de punto a punto, cuando usan la atmósfera terrestre como medio de
transmisión. Los sistemas de microondas FM que se usan con el equipo multiplexor
adecuado son capaces de conducir en forma simultánea desde unos pocos circuitos
de voz de banda angosta, hasta miles de circuitos de voz de alta velocidad, audio de
calidad comercial y televisión comercial. Los estudios comparativos de costo han
demostrado que la radio de microondas de FM es, casi siempre, el método más
económico de proporcionar circuitos de comunicaciones cuando no hay ya cables
metálicos ni fibras ópticas, o cuando existen duras condiciones de terreno o de clima.
También, los sistemas de microondas de FM se pueden ampliar con facilidad.
Ventajas de las radiocomunicaciones por microondas
Los radios de microondas emiten señales usando como medio la atmósfera terrestre,
entre transmisores y receptores, para una mejor emisión y recepción, estos se
encuentran en la cima de torres a distancias de 24 a 50 Kilómetros. Así los sistemas
de radio de microondas tienen la ventaja obvia de contar con capacidad de llevar
miles de canales individuales de información entre dos puntos, dejando a un lado la
necesidad de instalaciones físicas, tales como los cables coaxiales o fibras ópticas.
Así claro está, se evita la necesidad de adquirir derechos de vías a través de
propiedades privadas, además las ondas de radio se adaptan mejor para salvar
grandes extensiones de agua, montañas altas o terrenos muy boscosos que
constituyen obstáculos para los sistemas de cable.
Algunas de las ventajas de utilizar las microondas en sistemas de comunicación son:
- Los sistemas de radio no necesitan adquisiciones de derecho de vía
entre estaciones.
- Cada estación requiere la compra o alquiler de solo una pequeña
extensión de terreno.
- Por sus grandes frecuencias de operación, los sistemas de radio de
microondas pueden llevar grandes cantidades de información.
- Las frecuencias altas equivalen a longitudes de onda cortas, que
requieren antenas relativamente pequeñas.
13
- Las señales de radio se propagan con más facilidad en torno a
obstáculos físicos, como por ejemplo, a través del agua o las montañas
altas.
- Para la amplificación se requieren menos repetidores.
- La distancia entre los centros de conmutación son menores.
- Se introducen tiempos mínimos de retardos.
- Entre los canales de voz existe un mínimo de diafonía.
- Son factores importantes la mayor confiabilidad y menores tiempos de
mantenimiento.
Las principales aplicaciones de un sistema de microondas terrestre son las
siguientes:
Telefonía básica (canales telefónicos) Datos Telégrafo/Télex/Facsímile Canales de Televisión. Video Telefonía Celular (entre troncales)
Tabla 1.4 Bandas de frecuencia de microondas
Banda P L S C X Ku K Ka Q U V E W F D
Inicio (GHZ) 0,2 1 2 4 8 12 18 26,5 30 40 50 60 75 90 110
Final (GHZ) 1 2 4 8 12 18 26,5 40 50 60 75 90 110 140 170
En algunos libros se encuentran las bandas I y G, sin embargo en esta tabla se
consideran dentro de la banda P.
Cabe destacar que las frecuencias entre 1 GHz y 300 GHz, son llamadas
microondas. Estas frecuencias abarcan parte del rango de UHF y todo el rango de
SHF y EHF. Estas ondas se utilizan en numerosos sistemas, como múltiples
dispositivos de transmisión de datos, radares y hornos microondas.
14 3) Foro de debate e historia militar, 2010
Las microondas pueden ser generadas de varias maneras, generalmente divididas
en dos categorías: dispositivos de estado sólido y dispositivos basados en tubos de
vacío. Los dispositivos de estado sólido para microondas están basados en
semiconductores de silicio o arsenuro de galio, e incluyen transistores de efecto de
campo (FET), transistores de unión bipolar (BJT), diodos Gunn y diodos IMPATT. Se
han desarrollado versiones especializadas de transistores estándar para altas
velocidades que se usan comúnmente en aplicaciones de microondas.
Los dispositivos basados en tubos de vacío operan teniendo en cuenta el movimiento
balístico de un electrón en el vacío bajo la influencia de campos eléctricos o
magnéticos, entre los que se incluyen el magnetrón, el Klistrón, el TWT y el girotrón.
1.9 BANDA X
La "banda X" es una parte de la región de microondas del espectro electromagnético.
Su rango de frecuencias está comprendido entre 7.5 y 12.5 GHz. La porción que va
de 10.7-12.5 GHz se solapa con la banda Ku. El término se usa también para
referirse informalmente a la banda AM extendida.
Para comunicaciones por satélite, el estándar para la banda de bajada (para
recepción de señales) va de 7.25 a 7.75 GHz, mientras que el de la banda de subida
(para el envío de señales) va de 7.9 a 8.4 GHz. La frecuencia típica del oscilador
local de una banda X, es de 6300 MHz.
Los sistemas de radar de banda X han suscitado un gran interés en las últimas
décadas. La longitud de onda relativamente corta en esta banda de frecuencias,
permite obtener una resolución bastante alta en la proyección de imagen del radar,
para la identificación y discriminación del blanco3.
1.10 TRANSMISOR Y RECEPTOR
En un sistema de transmisión, es imprescindible la existencia de un equipo
transmisor, un canal de comunicación y un dispositivo receptor. Las características
del transmisor y del receptor deben ajustarse a las características del canal. En los
sistemas de radio, el canal está conformado por el aire y la manera de lograr que una
señal se propague en el espacio, es mediante ondas electromagnéticas,
comúnmente denominadas ondas de radio. Estas ondas, para transportar
información necesitan ser modificadas en alguno de sus parámetros en función de la
misma.
15
En la transmisión existen dos procesos fundamentales. El primero, imprimir la
Información en la Portadora, proceso al que llamamos MODULACIÓN. El segundo,
es el proceso demodulador, es decir la recuperación de la información, procedimiento
que denominamos DEMODULACIÓN o DETECCIÓN.
Uno de los métodos empleados, es la modulación en amplitud [AM], que consiste en
variar la amplitud de la onda de radio. Cuando una señal de baja frecuencia controla
la amplitud de una onda de alta frecuencia, tenemos una modulación por amplitud.
Los generadores de microondas están constituidos por un oscilador de cristal
seguido por una serie de multiplicadores de frecuencia. Por ejemplo un oscilador de
cristal de 125 MHz seguido por una serie de multiplicadores, con factor combinado
de multiplicación igual a 48, se podría usar para una frecuencia de portadora de
microondas de 6 GHz.
La ingeniería de microondas/milimétricas tiene que ver con todos aquellos
dispositivos, componentes y sistemas que trabajen en la gama de frecuencia de 300
MHz a 300 GHz. Debido a tan amplio margen de frecuencias, tales componentes
encuentran aplicación en diversos sistemas de comunicación. Ejemplo típico es un
enlace de Radiocomunicaciones terrestre a 6 GHz en el cual detrás de las antenas
emisora y receptora, hay toda una circuitería capaz de generar, distribuir, modular,
amplificar, mezclar, filtrar y detectar la señal.
La tecnología de semiconductores, que proporciona dispositivos activos que operan
en el rango de las microondas, junto con la invención de líneas de transmisión
planares; ha permitido la realización de tales funciones por circuitos híbridos de
microondas.
En estos circuitos, sobre un determinado sustrato se definen las líneas de
transmisión necesarias. Elementos pasivos (condensadores, resistencias) y activos
(transistores, diodos) son posteriormente incorporados al circuito mediante el uso de
pastas adhesivas y técnicas de soldadura. De ahí el nombre de tecnología híbrida de
circuitos integrados (HMIC: "Hibrid Microwave Integrated Circuit"). Recientemente, la
tecnología monolítica de circuitos de microondas (MMIC), permite el diseño de
circuitos/subsistemas capaces de realizar, muchas de las funciones mencionadas
anteriormente, en un sólo "chip". Por las ventajas que ofrece ésta tecnología, su
aplicación en el diseño de amplificadores para receptores ópticos, constituye un
campo activo de investigación y desarrollo.
Un sistema de microondas consiste de tres componentes principales: una antena con
una corta y flexible guía de onda, una unidad externa de RF (Radio Frecuencia) y
una unidad interna de RF. Las principales frecuencias utilizadas en microondas se
encuentran alrededor de los 12 GHz, 18 y 23 GHz, las cuales son capaces de
16
conectar dos localidades entre 1.5 y 25 Km. de distancia una de la otra. El equipo de
microondas que opera entre 2 y 6 GHz puede transmitir a distancias entre 30 y 50
Km.
Una antena se utiliza como la interfaz entre un transmisor y el espacio libre o
el espacio libre y un receptor; la antena acopla la energía de la salida de un
transmisor a la atmósfera de la tierra o de la atmósfera de la tierra a un receptor. Una
línea de transmisión se utiliza para interconectar eficientemente una antena con el
transceptor.
Fig. 1.2 Enlace de microondas de línea de vista
Las licencias o permisos para operar enlaces de microondas pueden resultar un poco
difíciles ya que las autoridades (S.C.T. México,) deben de asegurarse que ambos
enlaces no causen interferencia a los enlaces ya existentes. El clima y el terreno son
los mayores factores a considerar antes de instalar un sistema de microondas. Como
por ejemplo, no se recomienda instalar sistemas en lugares donde no llueva mucho;
en este caso deben usarse radios con frecuencias bajas (es decir menores a 10
GHz). Las consideraciones en terreno incluyen la ausencia de montañas o grandes
cuerpos de agua las cuales pueden ocasionar reflexiones de trayectorias múltiples.
En el espacio, los satélites se emplean como estaciones retransmisoras de
microondas. Estos satélites tienen una enorme capacidad y las nuevas
generaciones de satélites serán aún más potentes.
Las comunicaciones por satélite, se están volviendo muy importantes en el área
comercial. Muchas estaciones de televisión retransmiten a todo el mundo mediante
satélites. La señal que éstas emiten se puede captar en lugares alejados, donde no
existe el servicio de televisión tradicional.
17
Debido a la pequeñez de las longitudes de onda, el tiempo de propagación de los
efectos eléctricos desde un punto a otro en el circuito, es comparable con el período
y cargas oscilantes del sistema.
CAPÍTULO II
DISPOSITIVOS Y EQUIPO UTILIZADOS EN LOS
SISTEMAS DE RADIOCOMUNICACIÓN
18
CAPÍTULO II. DISPOSITIVOS Y EQUIPOS EMPLEADOS EN SISTEMAS DE
RADIOCOMUNICACIÓN
2.1 AISLADOR DE FERRITA EN GUÍA DE ONDA PARA BANDA “X”
Es un dispositivo que contiene en su interior una barra magnetizada de ferrita que va
unida a una placa resistiva paralela a la cara estrecha de la guía de onda
rectangular. El objetivo de un aislador es el de dejar pasar la potencia en un sentido y
no en el, otro. El mecanismo consiste en magnetizar la ferrita durante un campo
magnético estático paralelo al campo eléctrico que permite el paso de la onda en un
sentido, mientras que en el sentido contrario el campo está principalmente
concentrado en la placa resistiva que lo absorbe, de manera que en ese sentido se
produce una total absorción del campo no habiendo transmisión de energía.
Sus aplicaciones principales son:
Protección de dispositivos activos: Un aislador a la salida, por ejemplo, de
un amplificador asegura que en ninguna circunstancia recibirá éste potencia
proveniente de la carga. De otro modo, la potencia reflejada en alguna
desadaptación podría dañar al amplificador.
Eliminación de ondas estacionarias: En algunos casos es difícil adaptar un
componente a la línea en toda la banda de trabajo. Un aislador, aunque no
proporciona la máxima transmisión de potencia, elimina las reflexiones
indeseadas.
Fig. 2.1 Aislador de ferrita
19
2.2 ATENUADORES VARIABLES
Los atenuadores son componentes que reducen la potencia de la señal, en una
cantidad previamente prefijada (el que se tiene en el laboratorio va de 0 a 20 dBm),
absorbiendo o reflejando parte de su energía y disipándola en forma de calor. Entre
las propiedades del atenuador debe estar la adaptación de las puertas de entrada y
salida. De igual modo, un atenuador ideal no debe introducir cambios o distorsión de
fase en el sistema en el cual se inserta.
El atenuador variable de que se dispone en el laboratorio consiste en una sección de
guía en la que por el centro de su cara ancha se inserta una lámina resistiva paralela
al plano E. La lámina resistiva adopta forma de cuña o forma escalonada y puede
estar graduada o no con el coeficiente de atenuación que tiene asociado. A medida
que aumenta la profundidad de penetración en la guía aumenta el nivel de
atenuación por efecto Joule. El hecho de que la lámina se encuentre en el centro va
asociado con el hecho de que el campo es máximo para el TE10 y por tanto el efecto
de la atenuación también.
Fig. 2.2 Atenuadores variables
2.3 ONDÁMETROS DE CAVIDAD RESONANTE EN GUÍA DE ONDA
Los circuitos LC de constantes concentradas que se han utilizado como ondámetros
en radiofrecuencia, se transforman, al pasar al dominio de las microondas, en
cavidades resonantes constituidas por un recinto de paredes conductoras acopladas
al exterior por una o varias guías de ondas. La variación rápida de las propiedades
20
de la cavidad, tanto en su funcionamiento como dipolo o como cuadripolo, en las
proximidades de la frecuencia de resonancia se aprovecha para determinar la
longitud de onda de la señal excitadora. La medida de frecuencia con un ondámetro
se lleva a cabo incorporando este a un circuito al que también van acoplados el
generador y una carga determinada. La resonancia del ondámetro (cavidad) se pone
de manifiesto por una variación sensible de la potencia recibida por la carga, y la
frecuencia correspondiente se obtiene a partir del parámetro que modifica la
frecuencia de resonancia (en este caso la longitud de la cavidad) del ondámetro. Se
supondrá despreciable la variación del factor de calidad en vacío de la cavidad, así
como los coeficientes de acoplamiento y la posición de los terminales en el intervalo
de frecuencias considerado (los que se encuentran en el laboratorio tienen un rango
de operación que va de 8 a 12.5 GHz).
Fig. 2.3 (a) Ondámetros de cavidad resonante en guía de onda (Vista lateral)
Fig. 2.3 (b) Ondámetros de cavidad resonante en guía de onda (Vista frontal)
21
2.4 ADAPTADORES DE GUÍA DE ONDA A CABLE COAXIAL
El adaptador sirve para la conversión de ondas guiadas del modo TE10 al modo TEM
y viceversa. Se requiere para la conexión del detector coaxial y para la conexión del
generador de RF.
Fig. 2.4 (a) Adaptadores de guía de onda a cable coaxial (vista lateral)
Fig. 2.4 (b) Adaptadores de guía de onda a cable coaxial (vista frontal)
22
2.5 DETECTORES DIODO DE CRISTAL EN GUÍA DE ONDA
Un cristal detector es un sistema capaz de transformar una señal alterna funcionando
a frecuencia de microondas en una señal continua que puede ser recogida en un
osciloscopio o en un medidor específico. Un cristal detector está compuesto de dos
partes:
a) Diodo rectificador: generalmente es de tipo schottky y es el que
realiza la rectificación de la señal.
b) La montura: además de constituir el soporte mecánico del diodo,
se encarga de adaptar el diodo a la señal de microondas de
manera que la potencia reflejada sea la más pequeña posible.
Un diodo detector suministra a su salida una corriente continua que es
proporcional a la potencia de la señal que lo excita. En estas condiciones se
dice que el dispositivo presenta una ley de respuesta cuadrática. Si la línea
está acabada en un cortocircuito el flujo de potencia es nulo, sin embargo si el
detector se coloca en un punto en el que el campo eléctrico sea no nulo, el
detector se excita proporcionando un nivel de continua no nulo.
Fig. 2.5 (a) Detectores diodo de cristal en guía de onda (vista frontal)
23
Fig. 2.5 (b) Detectores diodo de cristal en guía de onda (vista lateral)
2.6 ACOPLADORES DIRECCIONALES
Acopladores direccionales son dispositivos pasivos usados en el campo de la
tecnología de radio tecnología para acoplar parte de la potencia transmitida a través
de una línea de transmisión hacia otro puerto, a menudo usando dos líneas de
transmisión dispuestas lo suficientemente cerca para que la energía que circula por
una de las líneas se acople a la otra.
Un acoplador direccional es un dispositivo que permite extraer una señal que
idealmente depende de la onda progresiva que soporta la línea de transmisión
principal y no responde a la onda regresiva. Sólo se presentará el acoplador de
Moreno en donde las guías se orientan formando un ángulo recto, el acoplamiento se
hace a través de las caras anchas de la guía mediante dos aperturas en forma de
cruz con las que se consigue máximo acoplamiento de campos. Las cruces se
colocan en los extremos de un cuadrado de lado λg/4.
24
Fig. 2.6 (a) Acopladores direccionales (vista lateral)
Fig. 2.6 (b) Acopladores direccionales (vista frontal)
2.7 GUÍA DE ONDA RANURADA
Es una guía rectangular a la que se le ha añadido un artificio que permite la
introducción y el desplazamiento de una sonda a lo largo de la guía. La ranura se
realiza paralelamente a las líneas de corriente superficial asociada al campo
electromagnético de forma que no se corte ninguna línea de corriente; así en una
guía rectangular excitada con el modo TE10 debe estar centrada en una de las caras
anchas de la guía tal como representa la figura (2.7).
Para obtener la longitud de onda por medio de la línea de medida se medirán dos
puntos consecutivos de la misma fase con el fin de determinar media longitud de
25
onda. Dichos puntos deberán ser tales que actúen como una buena referencia a lo
largo de la guía. Por ello se podrán plantear dos puntos en principio: los máximos de
la onda estacionaria y/o los mínimos de la misma. Se plantearán los segundos
debido a que tienen una agudeza mayor y a su menor sensibilidad a las
perturbaciones provocadas por la sonda.
Debido a la existencia de un ruido de fondo, el valor del mínimo vendrá superpuesto
con dicha potencia de ruido. Por ello, la medida no se puede realizar con un solo
punto sino con el promedio de la medida de las coordenadas de varios puntos de
igual nivel detectado a ambos lados del mínimo (en los correspondientes flancos de
subida y de bajada de la onda estacionaria).
La escala que fija la posición de la sonda suele tener su origen en el plano de
contacto de la línea de medida con la carga. Sobre dicho plano se referirán todas las
impedancias y será fundamental una buena determinación previa para evitar
problemas posteriores en la medida. En el laboratorio se cuenta con dos guías de
onda, una va de o a 6 cm y otra de 6 a 16 cm, en las figuras se observa la segunda.
Prescindiendo de las características del detector, que se supondrá en lo que sigue
rigurosamente cuadrático, se van a analizar las dos hipótesis que siguen y que se
habían admitido en el anterior razonamiento:
• La rendija no impide que la línea de medida se comporte como una guía
uniforme de las mismas dimensiones transversales.
• La presencia de la sonda no altera la distribución del campo eléctrico en el
interior de la línea de medida.
Fig. 2.7 (a) Guía de onda ranurada (vista frontal)
26
Fig. 2.7 (b) Guía de onda ranurada (vista lateral)
2.8 GUÍAS DE ONDA RECTANGULARES
Las guías de onda son medios de transmisión utilizados para transportar energía de
microondas entre dos puntos. La guía de onda está compuesta de paredes
perfectamente conductoras, por lo tanto, no tiene pérdidas.
Las guías de onda tienen un tamaño dependiendo del intervalo de frecuencias en el
que se vayan a usar; las que se utilizaron en el laboratorio son de 22.86 X 10.16 mm
y trabajan en el intervalo de frecuencias de 8 a 12 GHz.
Existen diversos tipos de guías de onda, los cuales podemos adaptar según sean
nuestras necesidades, a continuación se muestran algunos de ellos:
Fig.2.8.1 Guías de onda rectangulares
27
Fig. 2.8.2 (a) Guías de onda rectangulares; una con doblez en el plano “E” y otra con
doblez en el plano “H” (vista frontal)
Fig. 2.8.2 (b) Guías de onda rectangulares; una con doblez en el plano “E” y otra con
doblez en el plano “H” (vista lateral)
28
Fig. 2.8.3 Guía de onda rectangular flexible
2.9 CARGA ADAPTADA Y CORTO CIRCUITO DESPLAZABLE
Una carga es una terminación con un material absorbente que recoge toda la
potencia incidente en la misma. La forma normal de esta carga adaptada no es más
que una guía con una lámina de material absorbente fina y delgada (como en forma
de astilla). Dicho material es sin pérdidas por lo que la potencia incidente es
absorbida. Las reflexiones en dicho material se evitan gracias, precisamente, a la
forma en astilla de la terminal absorbente. La longitud de la misma suele ser de
varias longitudes de onda para proporcionar una buena adaptación. Una buena carga
suele proporcionar una ROE de 1.01 o menor.
Como puede apreciarse la posición del bloque conductor puede variarse por medio
de un tornillo micrométrico que es capaz de controlar de manera precisa los
desplazamientos del mismo (los existentes en el laboratorio pueden variarse de 0 a
25 mm). Esta forma tan simple de pistón en cortocircuito no tiene, sin embargo, unas
óptimas prestaciones eléctricas. Esto es debido fundamentalmente al rozamiento que
puede producirse en las paredes laterales de la guía. Esto hace que el cortocircuito
no se comporte exactamente como tal sino como un valor de carga próximo al del
cortocircuito pero que presenta una desviación aleatoria en torno a dicho valor. De
esta forma existe un flujo de potencia que se escapa haciendo que el coeficiente de
reflexión sea menor de la unidad.
29
Fig. 2.9 Carga terminal y corto circuito desplazable.
2.10 ANTENA PARABÓLICA EMPLEANDO UN ARREGLO DE DIPOLOS COMO
ALIMENTADOR Y ANTENA TIPO CORNETA
La antena parabólica es un tipo de antena que se caracteriza por llevar un reflector
parabólico. Su nombre proviene de la similitud a la parábola generada al cortar un
cono recto con un plano paralelo a la directriz.
Las antenas parabólicas pueden ser usadas como antenas transmisoras o como
antenas receptoras. En las antenas parabólicas transmisoras el reflector parabólico
refleja la onda electromagnética generada por un dispositivo radiante que se
encuentra ubicado en el foco del reflector parabólico, y los frentes de ondas que
genera salen de este reflector en forma más coherente que otro tipo de antenas,
mientras que en las antenas receptoras el reflector parabólico concentra la onda
incidente en su foco donde también se encuentra un detector. Normalmente estas
antenas en redes de microondas operan en forma full dúplex, es decir, trasmiten y
reciben simultáneamente. Las antenas parabólicas suelen ser utilizadas a
frecuencias altas y tienen una ganancia elevada (aproximadamente 25 dB).
El nombre de la antena de corneta o bocina deriva de su apariencia característica
acampanada o de cuerno. La porción acampanada puede ser cuadrada, rectangular,
cilíndrica o cónica.
La dirección de máxima radiación corresponde con el eje de la campana. Se puede
alimentar sencillamente con una guía de onda, pero también puede hacerse con un
cable coaxial y la transición apropiada. Una guía de onda rectangular, que propaga el
modo fundamental TE10, si se abre en el plano horizontal se denominará bocinas de
30
plano H, si se abre en el plano vertical se denominará bocinas de plano E, y si se
abre simultáneamente en ambos planos se denomina bocina piramidal.
Fig. 2.10 (a) Antena parabólica empleando un arreglo de dipolos como alimentador y
antena tipo corneta (vista frontal)
Fig. 2.10 (b) Antena parabólica empleando un arreglo de dipolos como alimentador y
antena tipo corneta (vista lateral)
31
2.11 ALIMENTADOR DE ANTENA PARABÓLICA EN GUIA DE ONDA
RECTANGULAR
El alimentador es el componente encargado de recoger y enviar hacia la guía de
onda las señales de radiofrecuencia reflejadas en la antena parabólica y viceversa,
es decir, que envía las señales de la guía de onda al paraboloide para su
transmisión; normalmente va colocado en el foco de la parábola.
Las bocinas son utilizadas como alimentador en las antenas, es decir, se utilizan
para iluminar el reflector formando lo que se conoce como antena parabólica. La
bocina de alimentación se encuentra situada en el foco del paraboloide.
Fig.2.11 Alimentador de antena parabólica en guía de onda rectangular
2.12 ANTENA DIELÉCTRICA Y ANTENA DE RANURAS
La antena dieléctrica es una varilla construida con poliesterol, en la cual se propaga
una corriente de conducción y otra de desplazamiento transversal; ambas se
combinan para radiar el campo eléctrico. La varilla se excita para operar en el modo
𝑇𝐸11 (circular), la cápsula metálica refleja la señal excitada por la alimentación, con lo
cual hace que la propagación vaya hacia el frente de la antena.
Usualmente la longitud de la varilla de poliesterol es menor que diez veces la longitud
de onda; en el caso de que sea mayor que diez veces la longitud de onda, se
procede a construir la antena con varias varillas.
Las antenas de ranura cuentan con características de radiación muy similares a las
de los dipolos, tales como los patrones de elevación y azimut, pero su construcción
32
consiste solo de una ranura estrecha en un plano, las antenas de ranura proveen
poca ganancia, y no cuentan con alta direccionalidad, como evidencian su patrones
de radiación y su similaridad al de los dipolos. Su más atractiva característica es la
facilidad de construcción e integración en diseños existentes, así como su bajo costo.
Estos factores compensan por su desempeño poco eficiente.
Puede parecer paradójico que una ranura u orificio pueda funcionar como antena.
Sin embargo, cuando se tiene una guía de onda, una ranura de media longitud de
onda se comporta exactamente como un dipolo de media onda. Combinando de
manera adecuada varias de estas ranuras se pueden obtener diferentes patrones de
radiación, incluyendo antenas sectoriales de 180 grados o inclusive
omnidireccionales.
Fig.2.12 Antena dieléctrica y antena de ranuras
2.13 GENERADOR DE RF
Un generador de RF es un dispositivo electrónico que genera una tensión oscilante a
frecuencias típicas de radiofrecuencia.
Lo que se requiere de un oscilador de RF es:
que sea estable en frecuencia ante fenómenos como vibraciones, cambios de temperatura, cambios en la tensión de alimentación, etc.
que cuando sea de frecuencia variable, varíe su frecuencia de manera repetitiva
que cuando sea de frecuencia variable, llegue rápidamente a la nueva frecuencia
33
que cuando se le conecte otro componente electrónico a la salida, la carga no genere un cambio en la frecuencia
que tenga poca distorsión que tenga bajo ruido de fase
Los osciladores de radiofrecuencia pueden ser de varios tipos, cada uno tiene sus
ventajas y desventajas. Los más comunes son:
Osciladores Pierce, a cuarzo o cerámicos Osciladores LC: Hartley, Colpitts , Vackar, Seiler, Clapp Osciladores por frecuencia sintetizada
Los osciladores Pierce a cuarzo utilizan un cristal de cuarzo, el cual una vez en
resonancia confiere al circuito una gran estabilidad en frecuencia, pero exactamente
por ese motivo es difícil obtener osciladores de frecuencia variable: las excursiones
de frecuencia son limitadas. Cuando el oscilador Pierce usa un componente
cerámico en vez de un cristal de cuarzo, entonces las excursiones de frecuencia son
algo más importantes, pero eso se logra a costa de la estabilidad en frecuencia.
También son más sensibles a la temperatura.
Los osciladores LC son más sencillos, y variando la capacitancia o la inductancia
de algunos componentes es posible obtener osciladores variables. Sin embargo, la
construcción mecánica es delicada, y más allá de los 15 MHz son bastante
inestables: la frecuencia "deriva".
Los osciladores por frecuencia sintetizada son producidos por circuitos integrados
especiales. Sin embargo, esos circuitos integrados son caros y difíciles de soldar, lo
que limita su uso en los proyectos del radioaficionado menos equipado. Además,
codificar una frecuencia suele requerir un microprocesador para controlarlo, lo cual
complica el diseño. Finalmente, estos sintetizadores de frecuencia suelen introducir
un molesto ruido de fase.
El generador con el que se trabaja en el laboratorio tiene un rango de operación en
frecuencia que va de 0 a 20 GHz y en potencia de salida de 0 a 23 dBm.
34
Fig. 2.13 Generador de RF
2.14 GENERADOR DE SEÑALES ARBITRARIAS
Un generador de señales es un circuito oscilador que es capaz de entregar señales
de ondas de varios tipos a frecuencia y amplitud variable. Este instrumento genera
ondas de varios tipos, como son: Senoidal, Triangular y Cuadrada generalmente.
Algunos son capaces de producir otros tipos de ondas más complejos como Diente
de Sierra, Pulsos, Ruidos, Rampa, señales TTL, etc., estas ondas pueden ser
variadas en amplitud y/o en frecuencia. Los rangos de frecuencias y las capacidades
de amplitud varían en cada equipo según sus características.
En el laboratorio se trabaja con generadores que van de 0 hasta 40 MHz y pueden
entregar a la salida de 0 a 20 Vpp. Las señales que se pueden generar son senoidal,
cuadrada, diente de sierra, triangular, pulsos, ruido, TTL y señales creadas por medio
de software.
Fig. 2.14 Generador de señales
35
2.15 MEDIDOR DE SWR
Un medidor de ondas estacionarias (SWR o ROE) es un dispositivo que indica la
relación entre las amplitudes relativas de las ondas reflejadas y directas que viajan
por una línea de transmisión. Estas dos ondas se combinan para crear una onda
estacionaria. Cuando la línea se conecta a una carga que tiene una impedancia
exacta, no hay ondas estacionarias. Si hay un desacople de impedancias, aparecen
las ondas estacionarias. Para medir las ondas estacionarias, se deben aislar las
ondas reflejadas de las ondas directas. Esto se puede realizar por medio de más
líneas de muestreo que están bien acopladas en uno de sus extremos y
desacopladas en el otro. Como bien acopladas, se refiere a que tienen una carga con
la impedancia adecuada y desacopladas cuando no la tienen. Cuando se transmite la
energía de RF a la línea de muestreo, el extremo desacoplado del instrumento
devuelve una parte de esta energía hacia el extremo bien acoplado, realizándose el
mismo proceso que ocurre en la línea de transmisión. Sin embargo, esta reflexión
produce una onda adicional que tiene una dirección opuesta a la onda estacionaria
de la línea de transmisión. Esta onda puede ser el componente directo o reflejado de
la energía de donde se conecten las cargas acoplada y desacoplada.
Fig. 2.15 Medidor de SWR
2.16 OSCILOSCOPIO
Hay muchos aparatos de medidas capaces de cuantificar diferentes magnitudes. Por
ejemplo, el vóltmetro mide tensiones, el amperímetro intensidades, el wattmetro
potencia, etc. Pero, sin duda alguna, el aparato de medidas más importante que se
conoce es el Osciloscopio. Con él, no sólo podemos averiguar el valor de una
36
magnitud, sino que, entre otras muchas cosas, se puede saber la forma que tiene
dicha magnitud, es decir, podemos obtener la gráfica que la representa.
El Osciloscopio es uno de los más importantes aparatos de medida que existen
actualmente. Representan gráficamente las señales que le llegan, pudiendo así
observarse en la pantalla muchas más características de la señal que las obtenidas
con cualquier otro instrumento.
La forma de trabajo de un osciloscopio consiste en dibujar una gráfica. Para
representar cada punto de la gráfica tenemos que dar dos coordenadas, una va a
corresponder a su posición respecto al eje horizontal y la otra va a ser su posición
respecto al eje vertical. Estas gráficas se van a representar en la pantalla que tienen
todos los osciloscopios.
Un osciloscopio es un aparato que basa su funcionamiento en la alta sensibilidad que
tiene a la tensión, por lo que se pondría entender como un vóltmetro de alta
impedancia. Es capaz de analizar con mucha precisión cualquier fenómeno que
podamos transformar mediante un transductor en tensión eléctrica.
Con el osciloscopio se pueden hacer varias cosas, como:
Determinar el periodo y el voltaje de una señal. Determinar la frecuencia de una señal. Determinar que parte de la señal es DC y cual AC. Localizar averías en un circuito. Medir la fase entre dos señales. Determinar que parte de la señal es ruido y como varía este en el tiempo.
En todos los osciloscopios podemos distinguir tres partes:
Pantalla; Canal de entrada por las que se introduce la diferencia de potencial a medir; Base tiempos.
Para ver correctamente en la pantalla señales que no permanecen estacionarias en
la misma, el osciloscopio dispone de un control de disparo (trigger), que permite fijar
en la pantalla todas las señales. El error de medida se corresponde con la menor
indicación en la pantalla (o la mitad) del aparato. Hay que tener en cuenta que esta
escala depende de la posición del mando.
El laboratorio cuenta con osciloscopios que aceptan señales de entrada menores a
60 MHz y con no más de 300 volts.
37
Fig. 2.16 Osciloscopio
CAPÍTULO III
GUÍAS DE ONDA
38
CAPÍTULO III. GUÍAS DE ONDA
3.1 OBJETIVO
3.1.1 General:
Analizar el comportamiento de ondas electromagnéticas estacionarias
3.1.2 Particulares:
1.- Medir la longitud de onda de una onda electromagnética que se propaga en el aire.
2.- Medir la longitud de onda de una onda electromagnética que se propaga en un cable coaxial.
3.- Observar y medir la longitud de onda dentro de una guía de onda rectangular y su relación con la frecuencia de operación.
3.2 INTRODUCCIÓN
Desde el punto de vista electromagnético, un medio de propagación se caracteriza
por sus constantes eléctricas como son la conductividad (𝜍), la permitividad (𝜀) y su
permeabilidad (𝜇). Generalmente cuando una onda electromagnética incide de un
medio a otro se produce una reflexión en la frontera de los dos medios.
Fig. 3.1 Diagrama de la reflexión normal.
39
La reflexión normal es el caso más simple de reflexión y ocurre cuando la onda
incidente tiene una trayectoria perpendicular a la frontera entre los dos medios. La
onda reflejada tiene la misma trayectoria que la onda incidente, pero se propaga en
sentido contrario. La fig. (3.1) ilustra el caso de una reflexión normal. En esta misma
figura también se observa la trayectoria de una onda transmitida en el segundo
medio, la cual existe únicamente cuando la conductividad del segundo medio (𝜍2) es
de valor finito, es decir cuando el segundo medio no es un conductor perfecto.
Un conductor perfecto es aquel medio que posee una conductividad infinita, por lo
que el campo electromagnético dentro del mismo es nulo. A pesar de que el
conductor perfecto es un caso ideal, algunos materiales tales como el oro, la plata, el
cobre, el aluminio, etc., poseen una conductividad lo suficientemente alta para
considerarse como muy buenos conductores (perfectos).
Puesto que en un conductor perfecto el campo eléctrico interior es igual a cero
(𝑬 = 0), cuando una onda electromagnética incide en el mismo, no se produce onda
transmitida y toda la onda incidente es reflejada. La componente tangencial del
campo eléctrico en la frontera de un conductor perfecto es nula, de ahí que si incide
una onda electromagnética la onda reflejada será tal que el campo eléctrico reflejado
es del mismo valor que el de la onda incidente, pero de sentido contrario.( ver figura
3.2).
Fig. 3.2 Diagrama de la reflexión normal.
En la fig. (3.2) se observa que además de la frontera, los campos eléctricos de las
ondas incidente y reflejada se anulan mutuamente en todos los demás puntos, sin
embargo esto último ocurre solo en algunos instantes de tiempo. En la fig. (3.3) se
ilustran las configuraciones de las ondas incidente, reflejada y una onda resultante
que es la suma de los valores instantáneos en diferentes tiempos.
Las ondas incidente y reflejada son ondas viajeras, por lo que un punto (𝑝𝑖) que se
encuentre en la onda incidente se desplaza hacia la derecha conforme transcurre el
40
tiempo y un punto que se encuentra en la onda reflejada (𝑝𝑟) se desplaza hacia la
izquierda. Sin embargo, un punto (𝑝𝑒) que se encuentre sobre la onda formada por la
superposición de las ondas incidente y reflejada, no se desplaza, sino que
permanece fijo en el medio.
Fig. 3.3 Valores instantáneos de las ondas incidente, reflejada y resultante.
41
De esta manera, la onda incidente y reflejada, al superponerse, dan origen a una
onda que permanece fija en el medio de propagación, mientras que su amplitud varía
con el tiempo, y una onda de tales características se le conoce como “onda
estacionaria”
Los puntos donde ocurre la máxima amplitud de la onda estacionaria reciben el
nombre de “antinodos” y los puntos donde la onda tiene siempre un valor cero se le
llaman “nodos”.
La onda estacionaria tiene la característica de que la distancia entre dos nodos (o
entre dos antinodos) consecutivos es igual a media longitud de onda 𝜆 2 . La onda
estacionaria del campo eléctrico tiene un nodo en la superficie del conductor
(reflector) y en cada múltiplo de (𝜆 2 ) a partir de la superficie reflectora (fig. 3.4).
Fig. 3.4 Onda estacionaria del campo eléctrico
Uno de los principales medios de transmisión empleados para guiar energía
electromagnética en sistemas de radiofrecuencia operando en la bandas de
microondas son las guías de onda; las cuales son tubos generalmente con dieléctrico
de aire y que pueden tener cualquier sección transversal, sin embargo las más
comunes son las guías de onda de sección transversal rectangular y cilíndrica que
resultan muy eficientes y menos costosas de fabricarse.
Para determinar la configuración del campo electromagnético dentro de estas guías,
es necesario aplicar las ecuaciones de Maxwell considerando las apropiadas
condiciones de frontera en las paredes de la guía de onda considerada.
42
En el análisis de la configuración del campo electromagnético dentro de las guías de
onda se consideran los campos eléctricos y magnéticos transversales a la dirección
de propagación de la onda los cuales se denominan 𝑇𝐸 y 𝑇𝑀 respectivamente.
En la fig. (3.5) se observa la configuración del campo electromagnético de modo
𝑇𝐸1,0 para una guía de onda rectangular, también llamado dominante y nos indica
que es la onda que tiene la frecuencia de corte más baja.
La fig. (3.6) nos muestra la configuración del campo electromagnético dentro de una
guía de onda circular. En esta guía de onda el modo dominante está representado
por el modo 𝑇𝑀1,1
Fig. 3.5 Onda electromagnética con modo TE10 en una guía de onda rectangular.
Fig. 3.6 Onda electromagnética con Modo TE11 en una guía de onda circular.
43
El concepto de longitud de onda (λ𝑔) dentro de una guía de onda rectangular se
ilustra en la siguiente figura.
Fig. 3.7 Longitud de onda (λ𝑔) dentro de una guía de onda rectangular.
Para guías de onda rectangulares con aire como dieléctrico se puede expresar
mediante la siguiente ecuación:
λ𝑔 =𝜆0
1− 𝜆0𝜆𝑐
2 (3.1)
Donde:
𝜆0 = 𝐿𝑜𝑛𝑔𝑖𝑡𝑢𝑑 𝑑𝑒 𝑜𝑛𝑑𝑎 𝑒𝑛 𝑒𝑙 𝑒𝑠𝑝𝑎𝑐𝑖𝑜 𝑙𝑖𝑏𝑟𝑒
𝜆𝑐 = 𝐿𝑜𝑛𝑔𝑖𝑡𝑢𝑑 𝑑𝑒 𝑜𝑛𝑑𝑎 𝑑𝑒 𝑐𝑜𝑟𝑡𝑒 𝑒𝑛 𝑙𝑎 𝑔𝑢í𝑎 𝑑𝑒 𝑜𝑛𝑑𝑎
La longitud de onda de corte se puede determinar mediante la expresión siguiente:
𝜆𝑐 =2
𝑚
𝑎
2+
𝑛
𝑏
2 (3.2)
Para el modo 𝑇𝐸𝑚 ,𝑛 en guías de onda rectangulares (ver fig. 3.5)
𝑎 = 𝐷𝑖𝑚𝑒𝑛𝑠𝑖ó𝑛 𝑚á𝑠 𝑔𝑟𝑎𝑛𝑑𝑒 𝑒𝑛 𝑙𝑎 𝑔𝑢í𝑎 𝑑𝑒 𝑜𝑛𝑑𝑎 𝑟𝑒𝑐𝑡𝑎𝑛𝑔𝑢𝑙𝑎𝑟
𝑏 = 𝐷𝑖𝑚𝑒𝑛𝑠𝑖ó𝑛 𝑚𝑎𝑠 𝑝𝑒𝑞𝑢𝑒ñ𝑎 𝑑𝑒 𝑙𝑎 𝑔𝑢í𝑎 𝑑𝑒 𝑜𝑛𝑑𝑎 𝑟𝑒𝑐𝑡𝑎𝑛𝑔𝑢𝑙𝑎𝑟
44
Para el modo dominante (modo 𝑇𝐸1,0) se tiene aplicando la siguiente ecuación
𝜆𝑐= 2𝑎 (3.3)
Así
λ𝑔 =𝜆0
1− 𝜆02𝑎
2=
1
1
𝜆0
2−
1
2𝑎
2 (3.4)
o
𝜆0 =1
1
𝜆𝑔
2
+ 1
2𝑎
2
(3.5)
Es decir
𝑓 =𝑐
𝜆0= 𝑐
1
𝜆𝑔
2
+ 1
2𝑎
2 (3.6)
Donde
𝑓 = 𝐹𝑟𝑒𝑐𝑢𝑒𝑛𝑐𝑖𝑎 𝑑𝑒 𝑜𝑝𝑒𝑟𝑎𝑐𝑖ó𝑛
𝑐 = 𝑉𝑒𝑙𝑜𝑐𝑖𝑑𝑎𝑑 𝑑𝑒 𝑙𝑎 𝑜𝑛𝑑𝑎 𝑒𝑙𝑒𝑐𝑡𝑟𝑜𝑚𝑎𝑔𝑛é𝑡𝑖𝑐𝑎 𝑒𝑛 𝑒𝑙 𝑒𝑠𝑝𝑎𝑐𝑖𝑜 𝑙𝑖𝑏𝑟𝑒
𝑖𝑔𝑢𝑎𝑙 𝑎 𝑙𝑎 𝑣𝑒𝑙𝑜𝑐𝑖𝑑𝑎𝑑 𝑑𝑒 𝑙𝑎 𝑙𝑢𝑧 ≈ 3𝑥108𝑚
𝑠.
La longitud de onda de la guía (𝜆𝑔) puede medirse como dos veces la distancia entre
dos mínimos sucesivos en el patrón de ondas estacionarias dentro de la guía de
onda.
De la ecuación (3.1)
λ𝑔 =𝜆0
1− 𝜆0𝜆𝑐
2 (3.7)
Se observa que la longitud de onda de la guía (𝜆𝑔) es más grande que la longitud de
onda en el espacio libre 𝜆0 .
A la frecuencia de corte, (𝜆𝑔) es infinita, lo cual significa que no hay variaciones de
campo dentro de la guía, es decir no se propaga la energía electromagnética.
45
3.3 DESARROLLO
Conectar el equipo como se muestra en la siguiente figura.
Fig. 3.8 Diagrama a bloques de los elementos empleados
1) Generador de barrido (Oscilador de Microondas)
2) Cable coaxial 50 Ohms con conectores N macho CPG-2l4/U
3) Adaptador guía de onda a cable coaxial
4) Aislador de ferrita
5) Frecuencímetro de cavidad (Ondámetro)
6) Atenuador calibrado
7) Guía de onda ranurada
8) Diodo detector de envolventes
9) Cable coaxial con conectores BNC macho CRG-223/U
10) Medidor de onda estacionaria (SWR) u Osciloscopio
11) Corto circuito móvil
12) Carga terminal
13) Soporte para la sección transmisora
46
3.3.1 Medición de frecuencia empleando el ondámetro de cavidad
Fig. 3.9(a) Disposición de elementos empleando la carga terminal en guía de onda para
medir la frecuencia de operación.
Para esta prueba se requiere que se conecte la carga terminal (12) a la guía de onda
ranurada (ver fig. 3.9a)
1.-Colocar el atenuador variable (calibrado) a 20 dB.
2.-Presione el botón de 40 dB en el medidor de SWR, ancho de banda 100Hz, 1KHz
y el control de ganancia en la posición central.
3.- Prender el generador de barrido sintonizando una frecuencia de 9 GHz y
modularlo externamente con una onda cuadrada de 1KHz.
4.- Ajustar el nivel de potencia de salida del generador de barrido (sin exceder los 8
dBm) de tal manera que se obtenga una máxima deflexión en el medidor de SWR
(para mantener la aguja dentro de la escala puede ser necesario emplear el rango de
30 dB en el medidor de SWR).
5.- Para obtener la máxima lectura en el medidor de SWR emplear la perilla de 1KHz
con el selector de ancho de banda a 20 Hz.
6.- Entonar el ondámetro de cavidad girando lentamente el émbolo hasta obtener la
mínima lectura en la aguja del medidor de SWR.
7.- Anotar la frecuencia que indica el ondámetro de cavidad en la tabla de resultados.
47
3.3.2 Medición de la longitud de onda 𝝀𝒈 de la guía de onda rectangular
Fig. 3.9(b) Disposición de elementos empleando el corto circuito móvil en guía de onda
para medir la 𝜆𝑔
8.- Reemplazar la carga terminal en guía de onda por el corto circuito móvil (11) (ver
fig. 3.9b)
9.- Desentone el medidor de frecuencia (el ondámetro)
10.- Mover la sonda móvil que contiene el detector a través de la guía de onda
ranurada y observe el medidor de SWR el cual mostrará puntos de máxima y mínima
intensidad de campo. Ubique la sonda en un punto que presente un mínimo.
11.- Observe y anote la posición de la sonda en la tabla de resultados.
12.-Mueva la sonda hasta encontrar el próximo mínimo y anote la posición de la
sonda en la misma tabla.
13.- Calcule la longitud de onda de la guía 𝜆𝑔 como dos veces la distancia entre
dos mínimos sucesivos.
14.- Mida la dimensión interior de la guía de onda en la dirección "𝑎"
(𝑎 =22.860 ∓ 0.046 mm) y anote en la tabla de resultados (ver Fig. 3.5).
14.-Calcule la frecuencia empleando la ecuación (3.6) y anótela en la misma tabla.
48
3.4 RESULTADOS
En la siguiente tabla se muestran los resultados de las mediciones obtenidas
durante el desarrollo del subcapítulo 3.3.
Tabla 3.1 Medición de frecuencias y longitudes de onda.
Paso 6 10 11 12 13 14
Lectura que
indica el
ondámetro
( MHz)
Posición
del primer
mínimo
(mm)
Posición
del
segundo
mínimo
(mm)
Valor de
(λ𝑔)
(mm)
Valor de "𝑎"
(mm)
𝑐 1
𝜆𝑔
2
+ 1
2𝑎
2
(MHz)
9000 142 93.5 48.5 22.86 9017
CAPÍTULO IV
ATENUACIÓN DE ONDAS
ELECTROAGNÉTICAS EN EL ESPACIO LIBRE
49
CAPÍTULO IV. ATENUACIÓN DE ONDAS ELECTROMAGNÉTICAS EN EL
ESPACIO LIBRE
4.1 OBJETIVO
Demostrar experimentalmente que en el espacio libre la potencia recibida por
una antena, varía inversamente con el cuadrado de la distancia a la antena
transmisora.
4.2 INTRODUCCIÓN
En radiocomunicaciones, la propagación de las ondas desde un punto (transmisor)
hasta otro punto (receptor) está influenciada por la naturaleza eléctrica de la tierra, la
frecuencia de operación, la distancia, la altitud de las antenas y las condiciones
existentes en la troposfera y la ionosfera. De acuerdo a esto, las ondas se dividen en
onda directa, onda reflejada, onda superficial, onda difractada, onda dispersa en la
troposfera y onda dispersa en la ionosfera como se ilustra en la siguiente figura.
Fig. 4.1 Trayectorias de propagación de las ondas electromagnéticas
50
1. Onda directa
2. Onda reflejada
3. Onda superficial
4. Onda difractada
5. Onda dispersa en la troposfera
6. Onda dispersa en la ionósfera
7 Onda de tierra
Sin embargo, el espacio libre es un medio en el cual no se presentan obstáculos ni
fenómenos tales como reflexión, refracción, dispersión, etc.
En un sistema de comunicación la antena es un elemento fundamental. Una antena
es la región de transición entre una onda guiada y el espacio libre y viceversa. Se
acopla al transmisor o al receptor por medio de una línea de alimentación, que puede
ser un cable coaxial o una guía de ondas. La antena transmisora sirve para radiar
energía electromagnética y las ondas así producidas viajan en el medio de
propagación e inducen un campo eléctrico y magnético en la antena receptora.
Solo una parte de la potencia que se transmite llega a la antena receptora, el resto es
radiada hacia el espacio circundante.
Fig. 4.2 Representación esquemática de la atenuación por dispersión
51
El propósito principal de una antena transmisora es la de radiar la energía hacia el
espacio con una máxima eficiencia y con una cantidad mínima de distorsión, el
propósito de una antena receptora es la de captar la mayor parte esa energía.
En la figura (4.2) se muestra la forma en la cual una antena transmisora emite
energía.
Se observa que la energía al irradiarse se distribuye en los frentes de onda esféricos
formados para puntos cercanos al emisor, mientras que para puntos lejanos los
frentes de onda se vuelven casi planos. De acuerdo a esto hay una disminución en la
cantidad total de potencia en cada unidad de área (densidad de potencia) en el frente
de onda. La densidad de potencia está dada por:
𝑃0 =𝑃𝑡
4𝜋𝑑 2 (4.1)
Donde
(𝑊
𝑚2 ,𝑑𝐵𝑚
𝑚2 ,𝑑𝐵𝑊
𝑚2 )
,
𝑑 = 𝐿𝑎 𝑑𝑖𝑠𝑡𝑎𝑛𝑐𝑖𝑎 𝑑𝑒𝑠𝑑𝑒 𝑙𝑎 𝑓𝑢𝑒𝑛𝑡𝑒 𝑟𝑎𝑑𝑖𝑎𝑑𝑜𝑟𝑎 𝑎𝑙 𝑓𝑟𝑒𝑛𝑡𝑒 𝑑𝑒 𝑜𝑛𝑑𝑎 𝑐𝑜𝑛𝑠𝑖𝑑𝑒𝑟𝑎𝑑𝑜 (𝑒𝑛 𝑚𝑡𝑠)
Un sistema de radiocomunicación está formado por un transmisor, un medio de
propagación y un receptor. Por lo tanto, la densidad de potencia decrece con el
inverso del cuadrado de la distancia entre el primero y el último. Se observa que si se
colocan dos antenas, en los puntos transmisor y receptor, se notará una pérdida de
energía ocasionada por la trayectoria que sigue la onda electromagnética, llamada
pérdida de propagación o atenuación por propagación.
La atenuación se define como la razón de la potencia transmitida a la potencia
recibida y se designará con la letra griega alfa .
𝛼 =𝑃𝑡
𝑃𝑟 (4.2)
Donde
𝑃𝑟 = 𝑃𝑜𝑡𝑒𝑛𝑐𝑖𝑎 𝑑𝑒 𝑟𝑒𝑐𝑒𝑝𝑐𝑖ó𝑛
52
La ecuación (4.2) se expresa en dB como
[𝛼]𝑑𝐵 = 10 log10(𝑃𝑡
𝑃𝑟) …………………………… (4.3)
Cálculo de la atenuación
Sea
𝑑 = 𝐷𝑖𝑠𝑡𝑎𝑛𝑐𝑖𝑎 𝑢𝑛𝑖𝑡𝑎𝑟𝑖𝑎 (𝑜 𝑑𝑒 𝑟𝑒𝑓𝑒𝑟𝑒𝑛𝑐𝑖𝑎)
𝑃𝑟1 = 𝑃𝑜𝑡𝑒𝑛𝑐𝑖𝑎 𝑑𝑒 𝑟𝑒𝑐𝑒𝑝𝑐𝑖ó𝑛 𝑎 𝑙𝑎 𝑑𝑖𝑠𝑡𝑎𝑛𝑐𝑖𝑎 𝑢𝑛𝑖𝑡𝑎𝑟𝑖𝑎
𝑃𝑡 = 𝑃𝑜𝑡𝑒𝑛𝑐𝑖𝑎 𝑑𝑒 𝑡𝑟𝑎𝑛𝑠𝑚𝑖𝑠𝑖ó𝑛
Para
[𝛼]𝑑𝑏1 = 𝐴𝑡𝑒𝑛𝑢𝑎𝑐𝑖ó𝑛 𝑎 𝑙𝑎 𝑑𝑖𝑠𝑡𝑎𝑛𝑐𝑖𝑎 𝑢𝑛𝑖𝑡𝑎𝑟𝑖𝑎
[α]db 1 = 10log10Pt
Pr1
Para
[α]db 2 = 10log10Pt
Pr2=
10log 10 PtP r1
4
[α]db 2 = 10log104 +10log Pt
Pr1= [α]db 1 + 6.021
Para
[α]db 3 = 10log109 +10log Pt
Pr1= [α]db 1 + 9.542
Para
[α]db 4 = 10log1016 +10log Pt
Pr1= [α]db 1 + 12.041
Para
[α]db 5 = 10log1025 +10log Pt
Pr1= [α]db 1 + 13.979
53
4.3 DESARROLLO
1- Conectar el equipo como se muestra en la figura (4.3)
Fig. 4.3 Diagrama a bloques de los elementos que forman el sistema transceptor
1) Generador de barrido (Oscilador de Microondas)
2) Cable coaxial 50 Ohms con conectores N macho CPG-2l4/U
3) Adaptador guía de onda a cable coaxial
4) Aislador de ferrita
5) Frecuencímetro de cavidad (Ondámetro)
6) Atenuador variable calibrado
7) Antenas tipo corneta, parabólica, dieléctrica y de ranuras
8) Soporte para etapa transmisora
9) Diodo detector de envolventes
10) Cable coaxial con conectores BNC macho CRG-223/U
11) Medidor de onda estacionaria (SWR) u Osciloscopio
12) Soporte para la etapa receptora
54
Fig. 4.4 Vista de los dispositivos y equipos empleados en el sistema transmisor
Fig. 4.5 Sistema transmisor
Fig. 4.6 Vista de los dispositivos y equipos empleados en el sistema receptor
55
2.- Encienda el generador de barrido y seleccione la frecuencia deseada, que deberá
estar en el rango de 8 a 10 GHz.
3. - En caso de no tener el aislador de ferrita, conectar directamente el generador de
barrido al atenuador variable, cuidando que la escala de este último marque 20 dB,
con objeto de disminuir la onda reflejada y proteger al generador de barrido.
4.- Verifique que el frecuencímetro de cavidad indique una frecuencia diferente a la
de operación, ya que en caso contrario, absorberá una cantidad considerable de
energía.
5.- Las antenas transmisora y receptora deben estar orientadas adecuadamente,
alineadas en el mismo eje horizontal y colocadas a la misma altura.
6.- Para la medición inicial las antenas transmisora y receptora, deben estar
separadas una distancia " ", dada por:
𝑑 =2𝐿2
𝜆0 (4.4)
Donde:
𝑑 = 𝐿í𝑚𝑖𝑡𝑒 𝑒𝑛𝑡𝑟𝑒 𝑒𝑙 𝑐𝑎𝑚𝑝𝑜 𝑐𝑒𝑟𝑐𝑎𝑛𝑜 𝑦 𝑙𝑒𝑗𝑎𝑛𝑜 𝑑𝑒 𝑙𝑎 𝑎𝑛𝑡𝑒𝑛𝑎
𝐿 = 𝐷𝑖𝑚𝑒𝑛𝑠𝑖ó𝑛 𝑑𝑒 𝑙𝑎 𝑎𝑛𝑡𝑒𝑛𝑎
𝜆0 = 𝐿𝑜𝑛𝑔𝑖𝑡𝑢𝑑 𝑑𝑒 𝑜𝑛𝑑𝑎 𝑒𝑛 𝑒𝑙 𝑒𝑠𝑝𝑎𝑐𝑖𝑜 𝑙𝑖𝑏𝑟𝑒 𝑎 𝑙𝑎 𝑓𝑟𝑒𝑐𝑢𝑒𝑛𝑐𝑖𝑎 𝑑𝑒 𝑜𝑝𝑒𝑟𝑎𝑐𝑖ó𝑛
7.- Con el atenuador variable calibrado ajustar en el medidor de SWR a una
atenuación de referencia inicial de 20 dB para obtener la atenuación a la
distancia unitaria.
8.- Aumentar la separación entre antenas a 2, 3, 4 y 5 veces la separación inicial " "
.Para cada separación anotar el valor de atenuación leído en el medidor de SWR. En
cada caso la antena receptora deberá orientarse de tal forma que en el medidor de
SWR se tenga la máxima potencia.
9.-Llenar la tabla 1 de acuerdo a los resultados obtenidos en el punto anterior y
calcular la " " si consideramos que .
10.- Sustituir el medidor de SWR por un osciloscopio.
11.- Ajustar el atenuador variable a 10 dB.
56
12.- Regresar la antena receptora a la posición inicial, señalada por " " en el inciso
6; separar la antena receptora 2, 3, 4 y 5 veces el valor inicial y anotar en la tabla 2 la
lectura obtenida en el osciloscopio en cada caso.
13.- Cambie las antenas de corneta por unas parabólicas y repita el procedimiento
desde el paso 6 hasta el 12. Anote los resultados en las tablas correspondientes.
Fig. 4.7 Diagrama a bloques de los elementos que forman el sistema transceptor usando
antenas parabólicas.
14.- Cambie las antenas parabólicas por unas dieléctricas y vuelva a repetir desde el
paso 6 hasta el 12. Anote los resultados en las tablas correspondientes.
Fig. 4.8 Diagrama a bloques de los elementos que forman el sistema transceptor usando
antenas dieléctricas.
15.- Cambie las antenas dieléctricas por las de ranuras y repita nuevamente del paso
6 al 12. Anote los resultados en las tablas correspondientes.
57
Fig. 4.9 Diagrama a bloques de los elementos que forman el sistema transceptor usando
antenas de ranuras.
4.4 RESULTADOS
4.4.1 Antenas de corneta
En la tabla (4.1) se hace un comparativo de los resultados obtenidos tanto en
teoría como en la práctica, de igual manera se observa en la figura (4.10) una
gráfica de estos resultados, en la cual podemos observar que la diferencia entre
estos valores es muy poca. En la tabla (4.2) observamos la amplitud con la que es
recibido un mensaje que se envía por medio de antenas de corneta a diferentes
distancias.
Tabla 4.1 Atenuación y potencia de recepción en antenas de corneta.
Distancia
(cm) Atenuación teórica (dBm) Atenuación experimental (dBm) (mWatts)
34.656 29 29 0.0125
69.312 35.021 35 0.00316
103.968 38.542 38 0.00158
138.624 41.041 40.8 0.000832
173.28 42.979 41.6 0.000692
58
Tabla 4.2 Amplitud en antenas de corneta
Distancia (cm) Amplitud (mV)
34.656 70
69.312 26
103.968 10
138.624 6
173.28 4
Fig. 4.10 Gráfica de atenuación de una antena de corneta.
4.4.2 Antenas parabólicas
En la tabla (4.3) se hace un comparativo de los resultados teóricos y prácticos
obtenidos para una antena parabólica, de igual manera se observa en la figura
(4.11) una gráfica de estos resultados, en la cual se observa que la diferencia entre
estos valores es casi nula. En la tabla (4.4) observamos la amplitud con la que se
recibe un mensaje que se envía por medio de éstas antenas a diferentes distancias.
20 40 60 80 100 120 140 160 18028
30
32
34
36
38
40
42
44atenuación en espacio libre de una antena de corneta
Distancia en cm
Ate
nuac
ion
en d
Bm
Atenuación teórica
Atenuación experimental
59
Tabla 4.3 Atenuación y potencia de recepción en antenas parabólicas.
Distancia
(cm) Atenuación teórica (dBm) Atenuación experimental (dBm) (mWatts)
4.05 25.2 25.2 0.0301
8.1 31.22 31.0 0.00794
12.15 34.74 34.4 0.00363
16.20 37.24 36.9 0.00204
20.25 39.17 38.6 0.00138
Tabla 4.4 Amplitud en antenas parabólicas
Distancia (cm) Amplitud (mV)
405 22
81 7
1215 4
1620 2.5
2025 1
Fig. 4.11 Gráfica de atenuación de una antena parabólica.
4 6 8 10 12 14 16 18 20 2225
30
35
40atenuación en espacio libre de una antena parabólica
Distancia en mts
Ate
nuac
ion
en d
Bm
Atenuación teórica
Atenuación experimental
60
4.4.3 Antenas dieléctricas
En la tabla (4.5) se tienen los resultados teóricos y prácticos obtenidos para una
antena dieléctrica, y en la figura (4.12) tenemos la gráfica de estos resultados, en la
cual podemos ver que las curvas de atenuación son muy similares.
Tabla 4.5 Atenuación y potencia de recepción en antenas dieléctricas.
Distancia
(cm) Atenuación teórica (dBm) Atenuación experimental (dBm) (mWatts)
89.304 22.9 23.0 0.0501
176.608 28.921 29.0 0.0125
267.912 32.442 32.5 0.00562
357.216 34.941 35.0 0.00316
446.520 36.879 36.9 0.00204
En la siguiente tabla observamos la amplitud con la que se recibe un mensaje que se
envía por medio de éstas antenas a diferentes distancias.
Tabla 4.6 Amplitud en antenas dieléctricas
Distancia (cm) Amplitud (mV)
89.304 30
176.608 10
267.912 6
357.216 4
446.520 1.5
61
Fig. 4.12 Gráfica de atenuación de una antena dieléctrica.
4.4.4 Antenas de ranuras
En la tabla (4.7) se tienen los resultados obtenidos tanto teórica como
prácticamente para una antena ranurada, y en la figura (4.13) se muestra la gráfica
de estos resultados, en la cual podemos ver que las curvas de atenuación son las
más diferentes de las cuatro en prueba, esto se debe a las distancias que se
manejan y a la estructura de los laboratorios. En la tabla (4.8) observamos la
amplitud con la que se recibe un mensaje que se envía por medio de éstas antenas a
las distancias indicadas.
Tabla 4.7 Atenuación y potencia de recepción en antenas de ranuras.
Distancia
(cm) Atenuación teórica (dBm) Atenuación experimental (dBm) (mWatts)
5.40 36..5 36.5 0.00223
10.80 42.521 40.8 0.000831
16.20 46.042 45.7 0.000269
21.60 48.541 48.1 0.000154
27.00 50.473 49 0.000125
50 100 150 200 250 300 350 400 45022
24
26
28
30
32
34
36
38atenuación en espacio libre de una antena dieléctrica
Distancia en cm
Ate
nuac
ion
en d
Bm
Atenuación teórica
Atenuación experimental
62
Tabla 4.8 Amplitud en antenas de ranuras
Distancia (cm) Amplitud (mV)
5.40 24
10.80 11
16.20 6
21.60 2
27.00 1
Fig. 4.13 Gráfica de atenuación de una antena ranurada.
5 10 15 20 25 3036
38
40
42
44
46
48
50
52atenuación en espacio libre de una antena de ranuras
Distancia en mts.
Ate
nuac
ion
en d
Bm
Atenuación teórica
Atenuación experimental
CAPÍTULO V
PATRÓN DE RADIACIÓN
63
CAPÍTULO V. PATRÓN DE RADIACIÓN
5.1 OBJETIVO
Medir el patrón de radiación de una antena directiva.
5.2 INTRODUCCIÓN
Si una línea de transmisión que propaga energía electromagnética se corta en un
extremo, existirá radiación desde este extremo. La guía de onda abierta, actúa como
una antena. En el caso de una guía de onda rectangular esta “antena” presenta un
desacoplamiento de aproximadamente 2:1 (una Relación de Onda Estacionaria
SWR =2) e irradia en muchas direcciones. El acoplamiento al espacio libre se mejora
si el extremo abierto de la guía de onda se le da una forma de “corneta”, lo cual da
como resultado una mayor concentración de la radiación electromagnética debido al
área de radiación más larga o sea la apertura.
La siguiente figura ilustra lo antes explicado.
Fig. 5.1 Antenas tipo corneta en guías de onda rectangular y circular
64
El patrón de radiación de una antena es un diagrama de la intensidad de campo, o
de la intensidad de potencia en función de un ángulo a una distancia constante
desde la antena que está radiando. Si la antena es una antena receptora, el
diagrama es el mismo y muestra la sensitividad de recepción en varias direcciones.
El patrón de radiación de una antena es tridimensional pero por razones prácticas
generalmente se muestra como un patrón en dos dimensiones en uno o varios
planos. Estos planos son para una antena tipo corneta rectangular, el plano E y el
plano H tal como se ilustra en la figura (5.2).
Fig. 5.2 Patrón de Radiación en los Planos E y H.
Un patrón de antena consiste de varios lóbulos, el lóbulo principal, los lóbulos
laterales y el lóbulo posterior o de espalda, como se muestra en la fig. (5.3). La
mayor parte de la potencia se concentra en el lóbulo principal y normalmente se
desea mantener la potencia en los lóbulos laterales y el lóbulo posterior lo más baja
posible.
Una característica de las antenas directivas es el concepto de ancho del haz el cual
puede determinarse mediante el patrón de la antena graficado como el ángulo entre
dos puntos a media potencia o que estén 3 dB por abajo del nivel máximo del lóbulo
principal. También se le conoce como ancho del haz a media potencia (ө), como se
observa en la siguiente figura.
65
Fig. 5.3 Parámetros del patrón de radiación de una antena directiva
Cuando se mide el patrón de radiación de una antena, se considera hacerlo dentro
del campo lejano que produce esta antena (el patrón de radiación dentro del campo
cercano es diferente).
El campo lejano de una antena se encuentra a una mínima distancia de
𝑑 =2𝐿2
𝜆0 (5.1)
Donde
𝑑 = 𝐿í𝑚𝑖𝑡𝑒 𝑒𝑛𝑡𝑟𝑒 𝑒𝑙 𝑐𝑎𝑚𝑝𝑜 𝑐𝑒𝑟𝑐𝑎𝑛𝑜 𝑦 𝑙𝑒𝑗𝑎𝑛𝑜 𝑑𝑒 𝑙𝑎 𝑎𝑛𝑡𝑒𝑛𝑎
𝐿 = 𝐷𝑖𝑚𝑒𝑛𝑠𝑖ó𝑛 𝑑𝑒 𝑙𝑎 𝑎𝑛𝑡𝑒𝑛𝑎
𝜆0 = 𝐿𝑜𝑛𝑔𝑖𝑡𝑢𝑑 𝑑𝑒 𝑜𝑛𝑑𝑎 𝑒𝑛 𝑒𝑙 𝑒𝑠𝑝𝑎𝑐𝑖𝑜 𝑙𝑖𝑏𝑟𝑒 𝑎 𝑙𝑎 𝑓𝑟𝑒𝑐𝑢𝑒𝑛𝑐𝑖𝑎 𝑑𝑒 𝑜𝑝𝑒𝑟𝑎𝑐𝑖ó𝑛
Es importante que el patrón de radiación se lleve a cabo evitando interferencias de
otros sistemas cuando se mide en exteriores o dentro de cámaras anecoicas, las
cuales están fabricadas de materiales absorbentes para evitar la reflexión de las
ondas electromagnéticas que puedan alterar el patrón de radiación.
66
Las mediciones de los parámetros de antenas se realizan colocando generalmente la
antena desconocida como receptora.
5.3 DESARROLLO
1.-Conectar el equipo como se muestra en la siguiente figura.
Fig. 5.4 Diagrama a bloques de los elementos que forman el sistema transceptor
1) Generador de barrido (Oscilador de Microondas)
2) Cable coaxial 50 Ohms con conectores N macho CPG-2l4/U
3) Adaptador guía de onda a cable coaxial
4) Aislador de ferrita
5) Frecuencímetro de cavidad (Ondámetro)
6) Atenuador calibrado
7) Antenas tipo corneta, parabólica, dieléctrica y de ranuras
8) Soporte para etapa transmisora
9) Diodo detector de envolventes
10) Cable coaxial con conectores BNC macho CRG-223/U
11) Medidor de onda estacionaria (SWR)
12) Soporte para la etapa receptora
67
Fig. 5.5 Transmisor
Fig. 5.6 Receptor
2.- Colocar las antenas dentro del campo lejano.
3.- Colocar el atenuador variable a 20 dB (aproximadamente)
4.- Encienda el generador de barrido y seleccione la frecuencia de 9 GHz. Con una
potencia de salida de 5 a 7 dBm y modúlelo externamente en AM con una señal de
onda cuadrada a 1KHz.
68
5.- Obtener una lectura de nivel mediante la deflexión en la aguja del medidor de
SWR Cuando las antenas estén alineadas. (la aguja del transportador debe de estar
coincidiendo con la marca de “0” grados.
6.- Girar la antena receptora hacia la izquierda en pasos de 5 grados y anote la
lectura que se obtiene en el medidor de SWR. Haga un barrido hasta 45 grados a
partir de la posición inicial y anote los valores medidos en la tabla correspondiente.
7.- Repita el paso 6 pero esta vez girando la antena hacia la derecha.
8.- Repetir los pasos desde el 5 al 8 empleando ahora una frecuencia de 10 GHz,
anote los resultados en la tabla correspondiente.
9.- Cambie las antenas de corneta por unas parabólicas y repita el procedimiento
desde el paso 2 hasta el 8. Anote los resultados en la tabla correspondiente.
Fig. 5.7 Diagrama a bloques de los elementos que forman el sistema transceptor usando
antenas parabólicas.
10.- Cambie las antenas parabólicas por unas dieléctricas y vuelva a repetir desde el
paso 2 hasta el 8. Anote los resultados en la tabla correspondiente.
Fig. 5.8 Diagrama a bloques de los elementos que forman el sistema transceptor usando
antenas dieléctricas.
69
11.- Cambie las antenas dieléctricas por las de ranuras y repita nuevamente del paso
2 al 8. Anote los resultados en la tabla correspondiente.
Fig. 5.9 Diagrama a bloques de los elementos que forman el sistema transceptor usando
antenas de ranuras.
5.4 RESULTADOS
5.4.1 Antenas de corneta
La tabla (5.1) nos muestra las lecturas obtenidas en el medidor de SWR
conforme se hacía el recorrido de la antena en variaciones de 5 grados hasta llegar a
los 45 grados. De las cuatro antenas en prueba, este tipo de antenas son las que
tienen el patrón de radiación más amplio después de las dieléctricas.
Tabla 5.1 Valores para el patrón de radiación relativo de una antena de corneta
00 50 100 150 200 250 300 350 400 450
a 9 GHz (Hacia la izquierda) 10.5 10.9 12.4 15.5 18.7 23.5 28.2 32.4 35.0 36.0
Hacia la derecha 10.5 10.8 12.3 14.8 18.4 22.5 27.0 32.0 35.0 36.0
a 10 GHz (Hacia la
izquierda) 10.7 11.5 13.2 16.5 21.2 26.6 31.0 32.7 33.5 35.5
Hacia la derecha 10.7 11.6 13.4 16.8 21.4 26.6 31.4 33.0 34.0 36.0
70
5.4.2 Antenas parabólicas
La siguiente tabla nos muestra los resultados obtenidos durante el desarrollo
utilizando una antena parabólica, se puede observar que éstas son muy directivas.
Tabla 5.2 Valores para el patrón de radiación relativo de una antena parabólica
00 50 100 150 200 250 300 350 400 450
a 9 GHz (Hacia la izquierda) 17.1 22.6 37.2 39.4 37.4 45.0 - - - -
Hacia la derecha 17.2 20.2 32.0 40.0 38.5 46.0 - - - -
a 10 GHz (Hacia la
izquierda) 19.5 26.4 43.0 48.5 - - - - - -
Hacia la derecha 19.5 23.8 40.0 50.0 - - - - - -
5.4.3 Antenas dieléctricas
En la tabla (5.3) podemos ver los resultados derivados de las variaciones del
ángulo de recepción, teniendo antenas dieléctricas a prueba, se puede observar en
la figura que estas antenas son las que tienen el patrón de radiación más amplio de
las cuatro en prueba.(5.10)
Tabla 5.3 Valores para el patrón de radiación relativo de una antena dieléctrica
00 50 100 150 200 250 300 350 400 450
a 9 GHz (Hacia la izquierda) 23.2 23.5 24.4 26.6 30.0 35.2 37.0 36.0 37.1 47.0
Hacia la derecha 23.2 23.4 24.0 26.0 28.9 34.0 37.0 35.0 36.0 44.0
a 10 GHz (Hacia la
izquierda)) 24.5 24.7 25.3 27.3 30.2 35.4 38.5 37.5 38.5 45.0
Hacia la derecha 24.3 24.9 25.7 28.1 33.0 39 37 37 42 47.0
71
5.4.4 Antenas de ranuras
Este tipo de antenas tienen un patrón de radiación muy reducido, por lo cual
en tan solo 30o tienen concentrada toda la potencia que se radia y por ello tienen un
mayor alcance en distancia.
Tabla 5.4 Valores para el patrón de radiación relativo de una antena de ranuras
00 50 100 150 200 250 300 350 400 450
a 9 GHz (Hacia la izquierda) 32.8 38.4 43.8 49 - - - - - -
Hacia la derecha 32.8 38.0 42.9 49 - - - - - -
a 10 GHz (Hacia la
izquierda)) - - - - - - - - - -
Hacia la derecha - - - - - - - - - -
En la figura (5. 10) se muestran los patrones de radiación de las antenas en prueba,
en esta figura podemos observar los cuatro patrones de las antenas juntos, de tal
modo que se puede hacer un comparativo del ancho del haz y concluir cuál de ellas
es más directiva y cual tiene el ancho del haz más amplio; recordemos que entre
más directivas sean mayor concentración de potencia tendrán.
72
Fig. 5.10 Gráfica de los patrones de radiación.
0.2
0.4
0.6
0.8
1
30
210
60
240
90
270
120
300
150
330
180 0
Patrón de radiacion experimental de antenas directivas
Angulo en grados
Pote
ncia
en m
W
Parabólica
Corneta
Dieléctrica
Ranurada
CAPÍTULO VI
GANANCIA DE ANTENAS
73
CAPÍTULO VI. GANANCIA DE ANTENAS
6.1 OBJETIVO
Medir la ganancia de las antenas directivas tipo corneta, parabólica, dieléctrica
y de ranuras.
6.2 INTRODUCCIÓN
La ganancia de una antena cualquiera, es la habilidad de concentrar la potencia
radiada en una dirección y se define como la razón de la potencia radiada por una
antena isotrópica a la potencia radiada por la antena en consideración cuando ambas
antenas producen la misma intensidad de campo en la dirección en que se desea
especificar la ganancia.
Una antena isotrópica irradia o recibe energía igualmente en todas direcciones y
aunque no se puede construir prácticamente, sirve como elemento de referencia,
considerando que su ganancia en potencia es de 1 (0 dB).
Hay varios métodos para medir la ganancia de una antena. Un método es comparar
la antena desconocida con una antena de “ganancia estándar” en donde se conoce
su ganancia. Otro método consiste en emplear dos antenas idénticas, una como
transmisora y la otra como receptora.
Empleando la siguiente ecuación ver fig. (6.1).
22
0
2
4 R
Gpp t
r
(6.1)
Donde
𝑃𝑡 = 𝑃𝑜𝑡𝑒𝑛𝑐𝑖𝑎 𝑑𝑒 𝑡𝑟𝑎𝑛𝑠𝑚𝑖𝑠𝑖ó𝑛
𝑃𝑟 = 𝑃𝑜𝑡𝑒𝑛𝑐𝑖𝑎 𝑑𝑒 𝑟𝑒𝑐𝑒𝑝𝑐𝑖ó𝑛
𝐺 = 𝐺𝑎𝑛𝑎𝑛𝑐𝑖𝑎 𝑑𝑒 𝑙𝑎 𝑎𝑛𝑡𝑒𝑛𝑎
𝑅 = 𝐷𝑖𝑠𝑡𝑎𝑛𝑐𝑖𝑎 𝑒𝑛𝑡𝑟𝑒 𝑙𝑎 𝑎𝑛𝑡𝑒𝑛𝑎 𝑟𝑒𝑐𝑒𝑝𝑡𝑜𝑟𝑎 𝑦 𝑙𝑎 𝑡𝑟𝑎𝑛𝑠𝑚𝑖𝑠𝑜𝑟𝑎
74
Fig. 6.1 Parámetros empleados en la ecuación (6.1)
La tp y la rp pueden medirse y se calcula la G .
Despejando la G se tiene:
t
r
p
pRG
0
4
(6.2)
Como puede observarse en la ecuación (6.2), no es necesario conocer los valores
absolutos de tp y rp , sino solamente su razón. Lo cual puede medirse con un
detector de ley cuadrática.
6.3 DESARROLLO
1.- Conectar el equipo como se muestra en la siguiente figura.
Fig. 6.2 Diagrama a bloques de los elementos que forman el sistema transceptor
75
1) Generador de barrido (Oscilador de Microondas)
2) Cable coaxial 50 Ohms con conectores N macho CPG-2l4/U
3) Adaptador guía de onda a cable coaxial
4) Aislador de ferrita
5) Frecuencímetro de cavidad (Ondámetro)
6) Atenuador calibrado
7) Antenas tipo corneta, parabólica, dieléctrica y de ranuras
8) Soporte para etapa transmisora
9) Diodo detector de envolventes
10) Cable coaxial con conectores BNC macho CRG-223/U
11) Medidor de onda estacionaria (SWR)
12) Soporte para la etapa receptora
Fig. 6.3 Transmisor a antena bajo prueba
76
Fig. 6.4 Antena receptora
2.- Colocar las antenas a una distancia mínima del límite del campo cercano y lejano.
3.- Colocar el atenuador variable a 20 dB (aproximadamente).
4.- Encienda el generador de barrido y seleccione una frecuencia de 9 GHz. Con una
potencia de salida de 5 a 7 dBm.
5.- Obtener una lectura de nivel mediante la deflexión en la aguja del medidor de
SWR cuando las antenas estén alineadas y anotarla en la tabla correspondiente.
6.- Reemplace la antena transmisora por el diodo detector.
7.- Mida el nivel que aparece en el medidor de SWR, observe el rango y el valor
indicado por la aguja del medidor y anótelos en la misma tabla.
8.- Obtenga la diferencia en dB entre los niveles de potencia medidos en los pasos 5
y 7.
9.- Convertir el valor de decibeles obtenidos en el paso 7 en razón de potencia.
1010
dB
enciaRazóndePotr
t
p
p
(6.3)
10.- Calcular la ganancia mediante la ecuación (6.2)
11.- Expresarla en dB mediante la siguiente ecuación
10log10dBG (G ) (6.4)
77
12.- Separar las antenas una distancia de 1.5 m y repita el procedimiento desde el
paso 3 al 11.
13.- Cambie la frecuencia del oscilador a 10 GHz y repita el procedimiento
considerando las dos distancias mencionadas anteriormente.
14.- Cambie las antenas de corneta por las parabólicas (como se ilustra en la figura
6.5) y repita el desarrollo del paso 2 al 13, no olvide anotar los resultados en la tabla
y lugar correspondiente a cada valor.
Fig. 6.5 Diagrama a bloques de los elementos que forman el sistema transceptor usando
antenas parabólicas.
15.- Cambie las antenas parabólicas por unas dieléctricas y vuelva a repetir desde el
paso 2 hasta el 13. Anote los resultados en la tabla correspondiente.
Fig. 6.6 Diagrama a bloques de los elementos que forman el sistema transceptor usando
antenas dieléctricas.
16.- Cambie las antenas dieléctricas por las de ranuras y repita nuevamente del paso
2 al 13. Anote los resultados en la tabla y lugar correspondiente.
78
Fig. 6.7 Diagrama a bloques de los elementos que forman el sistema transceptor usando
antenas de ranuras.
6.4 RESULTADOS
6.4.1 Antenas de corneta
En la siguiente tabla se muestran los resultados de las mediciones hechas a
una antena de tipo corneta a diferentes frecuencias y distintas distancias para poder
obtener la ganancia; se puede ver que aún cambiando ambas condiciones, la
ganancia obtenida es casi la misma en todos los casos.
Tabla 6.1 Mediciones para obtener la ganancia de una antena directiva tipo corneta.
Paso 5 7 9 10
f
(GHz)
Lectura en el medidor de
SWR 𝑃𝑟𝑃𝑡
R
cm
λo
cm
G G
dB
𝑃𝑟
𝑃𝑡
9 -26.7 -15.69 0.079 34.656 3.333 36.72 15.65
9 -37.8 -15.69 0.0061 150 3.333 44.35 16.46
10 -27.9 -18.49 0.114 36.656 3.00 49.05 16.90
10 -39.0 -18.49 0.0088 150 3.00 59.24 17.72
79
6.4.2 Antenas parabólicas
A continuación se muestra una tabla con las lecturas tomadas durante el
desarrollo utilizando antenas parabólicas a diferentes distancias y a distintas
frecuencias; lo que se puede apreciar, es que la ganancia obtenida cambiando estos
parámetros es muy similar.
Tabla 6.2 Mediciones para obtener la ganancia de una antena directiva tipo parabólica.
Paso 5 7 9 10
f
(GHz)
Lectura en el medidor de
SWR 𝑃𝑟𝑃𝑡
R
cm
λo
cm
G G
dB
𝑃𝑟
𝑃𝑡
9 -15.8 -2.7 0.048 405 3.333 337.425 25.28
9 -21.9 -2.7 0.012 810 3.333 335.894 25.26
10 -18.3 -5.1 0.047 405 3.00 369.828 25.68
10 -25.0 -5.1 0.0104 810 3.00 346.077 25.39
6.4.3 Antenas dieléctricas
La tabla 6.3 nos muestra las mediciones obtenidas durante las pruebas
hechas con antenas dieléctricas para la obtención de la ganancia; para esto se
hicieron variaciones en la distancia y en la frecuencia; se puede observar que aún
haciendo variaciones, la ganancia se mantiene constante ya que es una
característica propia de las antenas.
80
Tabla 6.3 Mediciones para obtener la ganancia de una antena directiva tipo dieléctrica.
Paso 5 7 9 10
f
(GHz)
Lectura en el medidor de
SWR 𝑃𝑟𝑃𝑡
R
cm
λo
cm
G G
dB
𝑃𝑟
𝑃𝑡
9 -21.7 1.4 0.00489 89.304 3.333 23.542 13.718
9 -25.7 1.4 0.00194 150 3.333 23.805 13.766
10 -23.3 0.62 0.00405 89.304 3.0 24.907 13.963
10 -27.8 0.62 0.00143 150 3.0 23.760 13.758
6.4.4 Antenas de ranuras
La siguiente tabla nos muestra las mediciones obtenidas durante las pruebas
hechas con antenas ranuradas para la obtención de la ganancia; para esto se
hicieron variaciones en la distancia; la frecuencia se mantuvo constante a 9 GHz.
Tabla 6.4 Mediciones para obtener la ganancia de una antena directiva de ranuras.
Paso 5 7 9 10
f
(GHz)
Lectura en el medidor de
SWR 𝑃𝑟𝑃𝑡
R
cm
λo
cm
G G
dB
𝑃𝑟
𝑃𝑡
9 -36.5 -7.5 0.00125 540 3.3333 143.94 21.58
9 -40.8 -7.5 0.000467 1080 3.3333 88.05 19.44
10 - - - - - - -
10 - - - - - - -
CAPÍTULO VII
REFLEXIÓN DE INCIDENCIA NORMAL
81
CAPÍTULO VII. REFLEXIÓN DE INCIDENCIA NORMAL
7.1 OBJETIVO
7.1.1 General:
Observar los efectos de la reflexión de las ondas electromagnéticas sobre la superficie de la tierra
7.1.2 Particular:
Observar las zonas de Fresnel
7.2 INTRODUCCIÓN
En un enlace de radio por línea de vista superficial a frecuencias de microondas, la
presencia de la tierra cambia las condiciones de propagación de las ondas
electromagnéticas, ya que la señal recibida depende no solamente de la señal
propagada en el espacio, sino también de las ondas que se hayan reflejado por el
terreno.
Estas ondas reflejadas, pueden llegar fuera de fase o en fase con la onda directa a la
antena receptora reforzando o disminuyendo la señal recibida y dependiendo de las
características de los puntos de reflexión, pueden en ciertos casos cancelar por
completo la señal recibida.
Las pruebas de propagación se efectúan principalmente para determinar los
obstáculos y las reflexiones de los tramos del sistema de microondas, y siendo que la
señal recibida depende de estos factores, se efectúan dichas pruebas variando en
manera determinada las alturas de las antenas del transmisor y del receptor, por lo
cual es posible recabar datos para determinar posteriormente las alturas finales de
las torres del sistema. Cualquier obstrucción en la trayectoria de las ondas, no dejará
pasar la radiación y presentará una variación de la señal, primeramente debido al
obstáculo y también debido a la interferencia entre la onda directa del transmisor y la
onda reflejada del obstáculo como se muestra en la fig. (7.1).
Los máximos y mínimos que se obtienen por interferencia, representan las zonas de
Fresnel que dependen de la diferencia de fase entre las ondas directa y reflejada.
82
Todos los puntos en que la diferencia es hasta media longitud de onda (λ/2) se
denominan la primera zona de Fresnel y de la misma manera, los límites de la zona
de Fresnel número n consisten de todos los puntos en que la onda reflejada difiere
por
2
n de la onda directa ,......,3,2,1n .
Fig. 7.1 Presentación esquemática del efecto de reflexión por un obstáculo en la
transmisión. Vista frontal de la distribución de las zonas de Fresnel y gráfica de la variación
de la altura de la antena receptora en función del nivel de señal recibida.
Tomando en cuenta que la onda sufre un desfasamiento de 1800
2
al reflejarse,
las zonas de Fresnel 1, 3, 5,….aumentarán la señal recibida hasta su máximo (6 dB)
y las zonas de Fresnel 2, 4, 6…. bajarán la señal y pueden, en caso dado cancelar
por completo la señal, dependiendo por supuesto de las características de la
superficie de reflexión es decir del coeficiente de reflexión R.
83
En la fig. (7.2) se presenta la atenuación del espacio con respecto a la transmisión
libre a diferentes valores del coeficiente de reflexión. Estas curvas teóricas muestran
que, independientemente de R, se obtiene el valor que corresponde al espacio libre
al librar 0.6 del radio de la primera zona de Fresnel, condición que se emplea para
analizar los resultados de pruebas de propagación.
La pérdida de la señal por obstrucción está en función del terreno en el punto crítico
y los valores teóricos del coeficiente de reflexión R pueden oscilar de 0 (para
difracción de un filo agudo) a -1.0 para una superficie suavemente esférica; sin
embargo, nunca se logran estos valores en la práctica a las frecuencias de
microondas, sino que se puede decir que el promedio del coeficiente de reflexión R
es de - 0.2 a - 0.3, el cual corresponde a un terreno con vegetación normal.
Los valores negativos de R son debidos al desfasamiento de 1800 que sufre Ia onda
al reflejarse.
Es importante tomar en cuenta que, para mantener el nivel de la señal, no debe
permitirse que el haz, durante las más adversas condiciones de la atmósfera, tenga
una claridad menor que 0.3 de la primera zona de Fresnel ya que la mayoría de la
energía transmitida está contenida dentro de la primera zona de Fresnel. Además al
proyectar un sistema de microondas, debe evitarse cualquier tramo donde pueda
ocurrir una cancelación parcial de la señal por reflexiones fuertes del terreno.
Los mínimos no deben llegar a ser .mayores de 8 dB abajo del valor del espacio
libre.
Para un sistema de microondas de muy alta confiabilidad, la condición de claridad
que debe mantenerse, arriba de cualquier obstáculo será de 0.3 de la primera zona
de Fresnel al variar K hasta 2/3, teniendo un margen adecuado para evitar
desvanecimientos, se logra una confiabilidad de 99.99%.
84
Fig. 7.2 Atenuación del espacio libre para diferentes valores del coeficiente de reflexión y
zonas de Fresnel.
85
7.3 DESARROLLO
1.- Conectar el equipo como se muestra en la siguiente figura.
Fig. 7.3 Diagrama a bloques de los elementos que forman el sistema transceptor
1) Generador de barrido (Oscilador de Microondas)
2) Cable coaxial 50 Ohms con conectores N macho CPG-2l4/U
3) Adaptador guía de onda a cable coaxial
4) Aislador de ferrita
5) Frecuencímetro de cavidad (Ondámetro)
6) Atenuador calibrado
7) Antenas tipo corneta, parabólica, dieléctrica y de ranuras
8) Soporte para etapa transmisora
9) Diodo detector de envolventes
10) Cable coaxial con conectores BNC macho CRG-223/U
11) Medidor de onda estacionaria (SWR)
12) Soporte para la etapa receptora
86
Fig. 7.4 Sistema transceptor con trayectoria altamente reflejante
Fig. 7.5 Sistema transceptor con trayectoria altamente reflejante
2.- Colocar sobre la mesa de prueba y en la trayectoria de propagación una lámina
de aluminio.
3.- Colocar las antenas dentro del campo lejano
4.- Colocar el atenuador variable a 20 dB (aproximadamente)
5.- Encienda el generador de barrido y seleccione la frecuencia de 9 GHz. Con una
potencia de salida de 5 a 7 dBm y modúlelo externamente en AM con una señal de
1Khz. onda cuadrada.
87
6.- Obtener una lectura de nivel mediante la deflexión en la aguja del medidor de
SWR Cuando las antenas estén alineadas (la aguja del transportador debe de estar
coincidiendo con la marca de “0” grados).
7- Desplazar la antena receptora hasta la posición más baja posible y obtenga una
lectura de nivel de recepción mediante la deflexión de la aguja del medidor de SWR.
8.- Suba la antena receptora en pasos de 3 cms desde la posición más baja hasta la
posición más alta que sea posible y observe, anote los valores de nivel de señal que
vaya obteniendo en la tabla de resultados correspondiente.
9.- Sustituya el medidor de SWR por un osciloscopio y repita los pasos 6, 7 y 8.
10.- Cambie las antenas de corneta por las parabólicas y repita los pasos 6, 7 y 8,
anote las mediciones obtenidas en la tabla respectiva.
11.- Cambie las antenas por unas dieléctricas y vuelva a desarrollar los pasos 6, 7 y
8, anote los valores obtenidos.
12.- Ahora sustituya las antenas dieléctricas por las de ranuras y repita nuevamente
los pasos 6, 7 y 8.
7.4 RESULTADOS
7.4.1 Antenas de corneta
En la tabla (7.1) se muestran las lecturas obtenidas al hacerle pruebas de
reflexión a una antena de corneta, utilizando placas de cobre como plano de tierra y
ayudados por una varilla se hicieron variaciones en la altura de la antena receptora
para poder observar la interferencia de las ondas reflejadas y las ondas directas,
observando los puntos donde las ondas se suman constructiva y destructivamente,
tal efecto se ve reflejado en las mediciones obtenidas.
88
Tabla 7.1 Zonas de Fresnel para antenas de corneta
Altura
(cm) 10
14
18
22
26
30
34
38
42
46
50
54
58
62
66
70
74
78
82
Nivel
Recibido
(-dBm)
34
32
32
.8
35
.0
32
.0
28
.5
25
.4
21
.0
20
.0
20
.6
21
.2
20
.4
20
.9
23
.0
22
.9
22
.7
26
.5
28
.7
33
.6
Nivel
Recibido
(mV)
5
2
4
10
6
9
22
44
54
46
40
50
50
30
32
20
16
12
7
7.4.2 Antenas parabólicas
En la siguiente tabla se muestran los resultados obtenidos al hacer las
pruebas de reflexión a una antena de tipo parabólica, se puede observar que debido
la distancia, el efecto de la reflexión es menos notable.
Tabla 7.2 Zonas de Fresnel para antenas parabólicas
Altura
(cm) 14
18
22
26
30
34
38
42
46
50
54
58
62
66
70
74
78
82
86
Nivel
Recibido
(-dBm)
21
.4
19
.7
20
.6
18
.9
16
.6
16
.1
15
.7
14
.7
14
.0
13
.8
13
.7
13
.4
13
.4
13
.8
14
.4
14
.8
15
.3
16
.5
18
.2
Nivel
Recibido
(mV)
32
46
38
56
85
96
10
0
12
0
13
6
13
8
14
2
14
8
15
0
14
1
13
0
12
2
11
4
96
75
89
7.4.3 Antenas dieléctricas
Con las pruebas hechas a las antenas dieléctricas se obtuvieron los resultados
que se despliegan a continuación en la tabla (7.3).
Tabla 7.3 Zonas de Fresnel para antenas dieléctricas
Altura
(cm) 10
14
18
22
26
30
34
38
42
46
50
54
58
62
66
70
74
78
82
Nivel
Recibido
(-dBm)
32
.5
31
.0
31
.4
31
.0
30
.6
29
.8
28
.4
27
.8
27
.7
28
.1
28
.0
27
.6
28
.7
30
.1
30
.7
31
.2
33
.2
35
.1
36
.7
Nivel
Recibido
(mV)
3
2
1
4
5
5
6
10
12
11
8
13
12
7
9
7
6
6
5
7.4.4 Antenas de ranuras
Las pruebas hechas a las antenas ranuradas nos arrojan los resultados
expuestos en la siguiente tabla, los valores nos indican que estas antenas son las
menos afectadas por la reflexión de las cuatro en prueba, debido a su directividad.
Tabla 7.4 Zonas de Fresnel para antenas de ranuras
Altura
(cm) 10
14
18
22
26
30
34
38
42
46
50
54
58
62
66
70
74
78
82
Nivel
Recibido
(-dBm)
- - - -
46
.5
39
.4
33
.2
36
.7
34
.2
32
.8
34
.6
40
.4
36
.2
41
.7
49
- - - -
Nivel
Recibido
(mV)
- - - - 2
6
9.5
7.5
11
17
12
8
3.5
6.5
1.5
- - - -
CAPÍTULO VIII
ACOPLADORES DIRECCIONALES
90
CAPÍTULO VIII. ACOPLADORES DIRECCIONALES
8.1 OBJETIVO
8.1.1 General:
Medir el acoplamiento y la directividad de un acoplador direccional
8.1.2 Particular:
Medir la pérdida de retorno de una carga
8.2 INTRODUCCIÓN
Los acopladores direccionales son dispositivos pasivos usados en el campo de la
tecnología de radiocomunicación. Estos dispositivos constan de cuatro puertos,
definidos como: P1(puerto de entrada), P2 (puerto de salida), P3 (puerto acoplado,
en este obtenemos una muestra de la señal de entrada) y P4 (puerto aislado, debe
estar terminado por una carga); los cuales acoplan parte de la potencia transmitida a
través de una línea de transmisión hacia otro puerto, a menudo usando dos líneas de
transmisión dispuestas lo suficientemente cerca para que la energía que circula por
una de las líneas se acople a la otra.
Fig. 8.1 Líneas de transmisión de un acoplador direccional
Debe tenerse en cuenta que el acoplador direccional, al ser un dispositivo lineal, la
notación de la Figura (8.1) es arbitraria. Cualquier puerto puede ser la entrada, de
este modo la salida sería el puerto al que está conectado directamente la entrada, el
91
puerto acoplado seria el puerto adyacente al de entrada, y el aislado seria el puerto
en diagonal.
Los acopladores direccionales de potencia son parte esencial en el diseño de
multitud de subsistemas de radiofrecuencia (RF) y microondas, tales como
moduladores en cuadratura, amplificadores balanceados, desfasadores, etc. Una de
sus funciones principales es permitir la división de potencia de la señal incidente en
uno de sus puertos (“puerto de entrada”) entre otros dos puertos (“puertos directo y
acoplado”), de manera arbitraria y con un cierto desfase entre las subcomponentes
de señal divididas, no llegando potencia al cuarto puerto (“puerto aislado”). De forma
dual, los acopladores direccionales también permiten realizar funciones de
combinación de señales, esta vez tomando como acceso de salida el puerto de
entrada del acoplador al incidir sobre los puertos directo y acoplado las dos señales a
superponer.
El puerto acoplado es usado para obtener información de la señal sin interrumpir el
flujo principal en el sistema (por ejemplo frecuencia y nivel de potencia). Cuando la
potencia del puerto 3 es la mitad de la de entrada (por ejemplo 3 dB inferior a la
entrada), la potencia en la línea de transmisión principal está también 3 dB por
debajo de la de entrada y es igual a la potencia acoplada. Este tipo de acopladores
son los llamados híbridos de 90 grados, híbridos o acopladores a 3 dB.
El término “línea principal” se refiere a la línea entre los puertos de entrada y de
salida.
Las propiedades comunes deseadas para todos los acopladores direccionales son
un amplio ancho de banda, alta directividad y una buena impedancia de adaptación
en todos los puertos cuando los otros puertos están conectados a cargas adaptadas.
8.3 FACTOR DE ACOPLAMIENTO
Este parámetro, es el que da nombre al componente y pasa por ser el más crítico a
la hora de decidir su uso y aplicación en un sistema electrónico. La potencia que
entra por P1, se reparte de forma controlada, entre la que sale por P2, P3, P4 y la
que se pierde por el camino, durante el trayecto entre los puertos, P1- P2, P1- P3 y
P1-P4.
Se define el acoplamiento, como la relación que existe entre la potencia que entra
por P1 y la que aparece por P3, para una frecuencia determinada. El acoplamiento
no es constante, varia con la frecuencia. Mientras que varios diseños pueden reducir
esta variación, es imposible construir un acoplador perfecto sin ninguna variación a la
92
frecuencia; veremos que esta relación varia con la frecuencia que apliquemos a la
entrada; aunque mantengamos la potencia constante para todas las frecuencias.
El factor de acoplamiento se define como:
𝐶3,1 = −10log10(𝑃3
𝑃1) dB (8.1)
Donde (ver Figura 8.1)
𝑃1 = 𝑝𝑜𝑡𝑒𝑛𝑐𝑖𝑎 𝑑𝑒 𝑒𝑛𝑡𝑟𝑎𝑑𝑎 𝑒𝑛 𝑒𝑙 𝑝𝑢𝑒𝑟𝑡𝑜 1
𝑃3 = 𝑝𝑜𝑡𝑒𝑛𝑐𝑖𝑎 𝑑𝑒 𝑠𝑎𝑙𝑖𝑑𝑎 𝑒𝑛 𝑒𝑙 𝑝𝑢𝑒𝑟𝑡𝑜 𝑎𝑐𝑜𝑝𝑙𝑎𝑑𝑜
Al ser un valor constante, para una portadora definida, si aumenta la potencia de
entrada P1 se produce un aumento predecible de la potencia en el puerto acoplado
P3 y viceversa. Vemos que de esta forma, podemos conocer el valor de la potencia
de entrada, mediante la información que obtenemos de la potencia presente en el
puerto acoplado, sin tener que desconectar nada en el circuito.
Los fabricantes de acopladores direccionales, definen este comportamiento, de
varias formas, hay quienes definen un valor de acoplamiento +/- una tolerancia y al
mismo tiempo, indican una variación del acoplamiento, lo que implica una tolerancia
añadida. Otros en cambio, solo definen el acoplamiento +/- una tolerancia, en la que
están incluidas todas las desviaciones.
Los acopladores direccionales son especificados en términos de exactitud en la
frecuencia central de la banda de operación, por ejemplo: un acoplamiento de 10 dB
+/-0.5 dB significa que el acoplador direccional puede tener un acoplamiento de 9.5
dB a 10.5 dB en la frecuencia central de la banda. La precisión es debida a las
tolerancias dimensionales en la separación que hay entre las dos líneas acopladas.
Otra especificación es la sensibilidad a la frecuencia, una mayor sensibilidad a la
frecuencia permitirá una banda de frecuencias operativa más ancha; se usan
múltiples secciones de acoplamiento de un cuarto de longitud de onda para obtener
un mayor ancho de banda de frecuencia. Normalmente este tipo de acoplador
direccional es diseñado para una relación de ancho de banda de frecuencia y para
un máximo de ondulación de acoplamiento dentro de la banda de frecuencias, por
ejemplo: un típico diseño de acoplador con un ancho de banda de frecuencia de 2:1
que produce un acoplamiento de 10 dB con una ondulación de +/- 0.1 dB, utilizando
la especificación previa de exactitud, tendría un acoplamiento de 9.6 +/- 0.1 dB hasta
10.4 +/- 0.1 dB a lo largo del rango de frecuencias.
93
8.4 FRECUENCIA DE TRABAJO
Tecnológicamente, un acoplador direccional se puede fabricar, con el uso de la
tecnología adecuada, dependiendo del uso, la frecuencia de trabajo, el tamaño o de
la potencia que debe soportar; sin embargo, todas las tecnologías se basan en el
mismo concepto, que pasa, por transferir potencia del puerto de entrada al acoplado.
Así, el valor de acoplamiento, va a variar, en función de la frecuencia.
Es decir, el valor del acoplamiento, va a variar con la frecuencia aplicada al puerto de
entrada, de forma que el acoplador direccional, solo sea útil en una banda de
frecuencias, que definiremos como frecuencia de trabajo.
Como ha quedado indicado en el apartado anterior, el acoplador direccional presenta
limitaciones prácticas de uso en un margen amplio de frecuencias; existen diversas
soluciones técnicas, que permiten ampliar las bandas de trabajo a varias octavas. El
fabricante cuando indica una banda de trabajo, garantiza que en esas frecuencias el
acoplador cumple todos y cada uno de los parámetros que indica en su hoja de
datos.
8.5 AISLAMIENTO
El aislamiento de un acoplador direccional puede ser definido como la diferencia en
niveles de señal (en dB), entre el puerto de entrada y el puerto aislado, estando los
otros dos puertos conectados a cargas adaptadas, o:
Aislamiento:
𝐼4,1 = −10log10(𝑃4
𝑃1) dB (8.2)
El aislamiento también puede ser definido como la potencia que se transfiere desde
el puerto de salida P2, al puerto acoplado P3, cuando los puertos P1 y P4. En este
caso los otros dos puertos (entrada y aislado) están conectados a cargas adaptadas.
Consecuentemente:
𝐼3,2 = −10log10(𝑃3
𝑃2) dB (8.3)
El aislamiento de los puertos de entrada y aislado puede ser diferente del aislamiento
entre los dos puertos de salida. Por ejemplo el aislamiento entre los puertos 1 y 4
puede ser de 30 dB mientras que el aislamiento entre los puertos 2 y 3 puede tener
un valor diferente, como por ejemplo 25 dB. Si ambas medidas de aislamiento no
están disponibles, se puede asumir que son iguales. Si no están disponibles ninguna
94
de las dos, se puede estimar el aislamiento por la suma del factor de acoplamiento
mas las pérdidas de retorno (ROE). El aislamiento debería ser lo más alto posible. En
los acopladores actuales, el puerto aislado nunca está completamente aislado.
Siempre estará presente alguna señal de RF. Los acopladores direccionales de guía
de onda son los que tienen el mejor aislamiento.
8.6 DIRECTIVIDAD
Es la capacidad de transferir potencia, desde el puerto de entrada al puerto
acoplado y de rechazar, la potencia que pueda venir desde el puerto de salida,
debido a reflexiones en este. Se considera también un parámetro que define la
calidad técnica y tecnológica del acoplador direccional, así a mayor valor de este
parámetro mayor es la calidad técnica del componente. Si somos rigurosos,
tendremos que hacer dos divisiones, en función de las bandas de trabajo. Así, con
bandas de trabajo de una octava o menores, podemos tener valores de directividad
de 20 dB, mientras, que modelos multi-octava podrían llegar a valores entre 10-15
dB. La directividad está directamente relacionada con el aislamiento, y se define
como:
𝐷3,4 = −10log10 𝑃4
𝑃3 = −10log10
𝑃4
𝑃1 + 10log10(
𝑃3
𝑃1) dB (8.4)
Donde
𝑃3 = 𝑝𝑜𝑡𝑒𝑛𝑐𝑖𝑎 𝑑𝑒 𝑠𝑎𝑙𝑖𝑑𝑎 𝑒𝑛 𝑒𝑙 𝑝𝑢𝑒𝑟𝑡𝑜 𝑎𝑐𝑜𝑝𝑙𝑎𝑑𝑜.
𝑃4 = 𝑝𝑜𝑡𝑒𝑛𝑐𝑖𝑎 𝑑𝑒 𝑠𝑎𝑙𝑖𝑑𝑎 𝑒𝑛 𝑒𝑙 𝑝𝑢𝑒𝑟𝑡𝑜 𝑎𝑖𝑠𝑙𝑎𝑑𝑜
La directividad debería ser lo más alta posible. La directividad es muy alta en la
frecuencia de diseño y es una función más sensible a la frecuencia debido a que
depende a la cancelación de dos componentes de la oscilación. Los acopladores
direccionales de guía de onda son los que mejor directividad tienen. La directividad
no es medible directamente, es calculada a partir de la diferencia entre las medidas
de aislamiento y acoplamiento; si sabemos cuanta potencia se transfiere al puerto
acoplado, desde el puerto de entrada (acoplamiento (C)) y desde el puerto de salida,
al acoplado (aislamiento (I)) podemos decir que la directividad, es la diferencia entre
estos dos valores tomados para las misma frecuencias:
𝐷3,4 = 𝐼4,1 − 𝐶3,1 dB (8.5)
95
8.7 PÉRDIDAS
Cuando hablamos de pérdidas, debemos considerar fundamentalmente las de
inserción, las de acoplamiento, las pérdidas dieléctricas, las pérdidas del conductor,
pérdidas por ROE, las producidas por reflexión y las disipativas. Dependiendo de la
gama de frecuencias, las pérdidas por acoplamiento son menos significativas con un
acoplamiento superior a 15 dB.
8.7.1 Pérdidas de inserción:
Son pérdidas que se producen en el camino principal entre la entrada y salida del
acoplador direccional (P1-P2) y están relacionadas con el medio de transmisión que
une los dos puertos. En un acoplador direccional ideal, las pérdidas de la línea
principal desde el puerto 1 al puerto 2 debido a la potencia acoplada al puerto de
salida acoplado son:
Pérdidas por inserción:
𝐿2,1 = 10log10(1 −𝑃3
𝑃1) dB (8.6)
En la Figura (7.2) se muestra un gráfico con la relación teórica entre las pérdidas por
inserción (dB) y el factor de acoplamiento (dB).
Fig. 8.2 Pérdidas por inserción y factor de acoplamiento
96
8.7.2 Pérdidas por acoplamiento:
Son pérdidas producidas en el acoplamiento de potencia, desde el camino principal,
al acoplado P1-P3, su valor está relacionado con la cantidad de potencia acoplada,
es decir, cuanta más señal se transfiera a la puerta acoplada, mayores serán las
pérdidas y viceversa.
A partir de acoplamientos mayores de 20 dB, las pérdidas por acoplamiento son
bajas, un 9% de las pérdidas totales; sin embrago para valores bajos de
acoplamiento (acoplamiento de 6 dB), las pérdidas por acoplamiento representan el
75% del total de los pérdidas en el acoplador, afectando drásticamente a la potencia
presente en la puerta de salida P2.
8.8 COEFICIENTE DE REFLEXIÓN (ρ):
Cuando una línea de transmisión uniforme, está terminada con una impedancia igual
a su impedancia característica, no se produce onda reflejada en la zona de unión,
entre línea e impedancia. De forma resumida, podemos decir que, el valor del
coeficiente de reflexión, es la relación entre el valor de la onda reflejada y la onda
incidente en el punto de reflexión.
𝜌 =𝑉𝑎𝑙𝑜𝑟 𝑑𝑒 𝑙𝑎 𝑜𝑛𝑑𝑎 𝑟𝑒𝑓𝑙𝑒𝑗𝑎𝑑𝑎
𝑉𝑎𝑙𝑜𝑟 𝑑𝑒 𝑙𝑎 𝑜𝑛𝑑𝑎 𝑖𝑛𝑐𝑖𝑑𝑒𝑛𝑡𝑒 (8.7)
Si consideramos solamente las impedancias que están en juego; la de carga de la
línea de transmisión, Zc y la impedancia característica de la línea de transmisión, Zo,
podemos concluir que el valor de coeficiente de reflexión, es el que aparece en la
expresión:
𝜌 =𝑍𝑐−𝑍𝑜
𝑍𝑐+𝑍𝑜 (8.8)
En ocasiones, se suele usar la expresión.
𝜌 =(
𝑍𝑐
𝑍𝑜 −1)
( 𝑍𝑐
𝑍𝑜 +1)
(8.9)
97
El valor del coeficiente de reflexión, varía entre cero, ausencia de reflexión, cuando
Zc = Zo y uno, reflexión total cuando Zc este en cortocircuito, Zc= 0; o en circuito
abierto, Zc >> Zo.
8.9 RELACIÓN DE ONDAS ESTACIONARIAS DE VOLTAJE (VSWR)
Este parámetro, se utiliza ampliamente en electrónica, para definir el comportamiento
de dos componentes cuando se conectan en el circuito, por ejemplo, del generador a
la carga; la salida de un amplificador con la antena; la salida de un sistema con la
entrada del siguiente, etc.
Si volvemos a la línea de transmisión homogénea sin perdidas con impedancia
característica Zo, conectada a una impedancia Zc, de distinto valor al complejo
conjugado de Zo ; nos encontramos, que desde el generador viaja una onda de
tensión y corriente hacia la carga; cuando llegan a la carga se produce un efecto de
reflexión con la consiguiente creación de unas ondas de tensión y corriente, desde la
carga hacia el generador a través de la línea de transmisión, decimos que se ha
creado una onda estacionaria.
Si fuésemos capaces de medir la tensión que hay en cada punto de la línea de
transmisión, veríamos que habría un punto donde el valor sería máximo y otro punto
separado del primero una distancia igual λ/4 (para simplificar la explicación
consideramos solamente una portadora) aparecería un valor mínimo; es decir, a lo
largo de la línea de transmisión tendremos valores máximos y mínimos de tensión de
la onda estacionaria, encontrado que el valor entre dos máximos será λ/2 y entre dos
mínimos también λ/2.
Así, se define el valor de VSWR, como la relación entre el modulo de la tensión
máxima; Vmax y el modulo de la tensión mínima; Vmin, dentro de la onda
estacionaria que se produce en la línea de transmisión:
𝑉𝑆𝑊𝑅 = 𝑉𝑚𝑎𝑥
𝑉𝑚𝑖𝑛 (8.10)
Podemos poner el valor de VSWR, en función del valor de coeficiente de reflexión,
de acuerdo a la expresión:
𝑉𝑆𝑊𝑅 =1+ 𝜌
1− 𝜌 (8.11)
98
En el caso del acoplador, los puertos a considerar, serán el de entrada y el de salida;
apareciendo un parámetro de VSWR para la entrada y otro para la salida.
En el caso de Radio Frecuencia, la mayoría de los componentes, sistemas y equipos
de medición, se fabrican para que presenten una impedancia de 50 Ω, en todos los
puertos de conexión.
De esta forma, cuando se conectan componentes, al tener la misma impedancia
terminal, no hay onda estacionaria; VSWR=1 y se transfiere toda la potencia, de un
dispositivo al otro.
Las pérdidas de retorno (RL) están relacionadas con el valor de VSWR y es muy
usada entre los técnicos y fabricantes. Es otra forma de poder definir la adaptación
entre dos dispositivos cuando se conectan entre sí o que tan cerca de 50 Ω esta su
impedancia de entrada y/o salida. Su expresión matemática es la siguiente:
𝑅𝐿 = 20log 𝑉𝑆𝑊𝑅−1
𝑉𝑆𝑊𝑅+1 (8.12)
8.10 POTENCIA INCIDENTE
Nos indica la potencia que se puede aplicar continuamente al acoplador en el puerto
de entrada sin que se dañe. Para determinadas aplicaciones, los fabricantes indican
el valor de la potencia pico que puede soportar sin causar algún daño al acoplador.
8.11 ACOPLADORES HÍBRIDOS
Los acopladores híbridos, o acopladores direccionales a 3 dB, en los cuales las dos
salidas son de igual amplitud, pueden ser de varias formas. La función característica
es la diferencia de fase de las salidas; si es de 90 grados, se trata de un híbrido 90
grados, si es de 180 grados, se trata de un híbrido 180 grados. Incluso el divisor de
potencia Wilkinson, el cual tiene 0 grados de diferencia, es actualmente un híbrido,
aunque el cuarto brazo es normalmente interno.
El Balance de amplitud define la diferencia de potencia en dB entre los dos puertos
de salida de un híbrido 3 dB. En un circuito ideal híbrido la diferencia debería ser de
0 dB. De todos modos, en un dispositivo real el balance de amplitud depende de la
frecuencia y se aparta de la diferencia ideal de 0 dB. En ingeniería de transmisión,
los acopladores diferencia-amplitud son usados para crear relleno nulo.
La diferencia de fase entre los dos puertos de salida de un acoplador híbrido debería
ser de 0, 90, 180 grados dependiendo del tipo utilizado. De todos modos, en el
99
Balance de fase, al igual que en el balance de amplitud, la diferencia de fase es
sensible a la frecuencia de entrada y normalmente variará unos pocos grados.
Las propiedades de fase de un acoplador híbrido de 90 grados pueden ser usadas
con gran ventaja en los circuitos microondas. Si se usan líneas adaptadas en fase
para una entrada de antena hacia un acoplador de 180 grados, como se muestra en
la fig. (8.3), se producirá un nulo directamente entre las antenas. Para recibir una
señal en esta posición se debería cambiar el tipo de híbrido o la longitud de la línea.
Esta es una buena aproximación para rechazar una señal desde una dirección
determinada o para crear el patrón de diferencia para un radar monopulso.
Fig. 8.3 Entrada Antena Balanceada
8.12 ACOPLADOR DIRECCIONAL Y SU EMPLEO EN REFLECTOMETRÍA
Mediante una guía de onda ranurada y un detector de onda estacionaria es posible
medir el campo electromagnético existente dentro de ella. Este campo es la suma de
las ondas incidente y reflejada dentro de la línea de transmisión. En lugar de medir la
suma de las dos ondas, es posible medir las dos ondas separadamente. Un
acoplador direccional es un dispositivo que puede separar las dos ondas que viajan
en direcciones opuestas. La fig. (8.4) ilustra la energía que entra por el puerto 1 en la
línea principal y se divide en el puerto 2 y el puerto 3, no existiendo energía en el
puerto 4. Por otro lado la energía que entra por el puerto 2 se divide entre el puerto 1
y el puerto 4.
100
2
1
4 3
Línea principal
Línea secundaria
Fig. 8.4 Acoplador direccional mostrando las líneas principal y secundaria
Para definir el acoplamiento y la directividad se empleará la fig. (8.5). Uno de los
puertos del acoplador se termina con una carga interna acoplada. En esta figura se
muestra el acoplador direccional con solo una onda viajando hacia adelante; en la fig.
(8.6) se representa solamente una onda viajando en la dirección contraria.
P1
P3F
P2
Fig. 8.5 Acoplador direccional con solamente una onda viajando hacia adelante
P2
P3R
P1
Fig. 8.6 Acoplador direccional con solamente una onda viajando hacia atrás
101
El factor de acoplamiento indica una medida de que tan acopladas están las dos
líneas y se define como:
𝐸𝑙 𝑓𝑎𝑐𝑡𝑜𝑟 𝑑𝑒 𝐴𝑐𝑜𝑝𝑙𝑎𝑚𝑖𝑒𝑛𝑡𝑜 𝑑𝐵 = 10 log10𝑝1
𝑝3𝐹 (8.13)
La directividad es una medida de la separación o el desacoplamiento entre la onda
incidente y la reflejada y está dad por:
𝐸𝑙 𝑓𝑎𝑐𝑡𝑜𝑟 𝑑𝑒 𝐷𝑖𝑟𝑒𝑐𝑡𝑖𝑣𝑖𝑑𝑎𝑑 𝑑𝐵 = 10 log10𝑝3𝐹
𝑝3𝑅 (8.14)
Donde:
𝑝1 = 𝑃𝑜𝑡𝑒𝑛𝑐𝑖𝑎 𝑑𝑒 𝑒𝑛𝑡𝑟𝑎𝑑𝑎 𝑒𝑛 𝑒𝑙 𝑝𝑢𝑒𝑟𝑡𝑜 1
𝑝3𝐹 = 𝑃𝑜𝑡𝑒𝑛𝑐𝑖𝑎 𝑒𝑛 𝑒𝑙 𝑝𝑢𝑒𝑟𝑡𝑜 3 𝑐𝑢𝑎𝑛𝑑𝑜 𝑙𝑎 𝑜𝑛𝑑𝑎 𝑣𝑖𝑎𝑗𝑎 𝑎𝑐𝑖𝑎 𝑎𝑑𝑒𝑙𝑎𝑛𝑡𝑒
𝑝3𝑅 = 𝑃𝑜𝑡𝑒𝑛𝑐𝑖𝑎 𝑒𝑛 𝑒𝑙 𝑝𝑢𝑒𝑟𝑡𝑜 3 𝑐𝑢𝑎𝑛𝑑𝑜 𝑙𝑎 𝑜𝑛𝑑𝑎 𝑣𝑖𝑎𝑗𝑎 𝑎𝑐𝑖𝑎 𝑎𝑡𝑟á𝑠
Existen muchos tipos de acopladores direccionales. El que se emplea en esta
práctica es un acoplador de alta directividad en una estructura de guía de onda
rectangular con una carga terminal interna en uno de sus puertos. Cuando se mide la
reflexión originada por una carga, la señal de prueba se introduce en el puerto 2 (ver
fig. 8.7), la carga bajo prueba se conecta en el puerto 1 y la señal reflejada se
detecta en el puerto 3.
Fig. 8.7 Medición de la señal reflejada mediante un acoplador direccional
102
8.13 DESARROLLO
1.- Conectar el equipo como se muestra en la figura (8.8)
Atenuador
auxiliarAl generadorde barrido
Fig. 8.8 Disposición del equipo para el paso 1
2.- Colocar el atenuador auxiliar a 20 dB y el atenuador calibrado a
aproximadamente a 10 dB.
3.- Prender el generador de barrido sintonizando una frecuencia de 9 GHz y
modularlo externamente con una onda cuadrada de 1 KHz.
Medición del factor de acoplamiento
4.- Ajustar el nivel de salida del generador de barrido (sin exceder los 8 dBm) de tal
manera que se obtenga una deflexión en el medidor de SWR el cual servirá como
referencia. Anote el valor de 20 dB del atenuador auxiliar en la tabla 8.1
identificándolo como 𝐴1.
5.- Quitar el atenuador auxiliar junto con el detector y colocarlos en la línea
secundaria del acoplador; montar el acoplador direccional junto con una carga en
guía de onda al atenuador calibrado (ver fig. 8.9).
6.- Ajustar el atenuador auxiliar hasta obtener la misma lectura de referencia
establecida en el paso 4.
7.- Observe la lectura en dB requerida para obtener el nivel de referencia y anótelo
en la tabla 7 como 𝐴2.
8.- El factor de acoplamiento 𝐶 = 𝐴1 − 𝐴2.
103
Fig. 8.9 Disposición del equipo para el paso 5
Directividad
9.-Colocar el atenuador auxiliar a 50 dB (Se requerirá conectar otros atenuadores
hasta obtener los 50 dB).
10.- Obténgase un nivel de referencia en el medidor de SWR. De ser necesario
disminuya la atenuación del atenuador auxiliar para obtener una lectura estable.
Anote esta lectura como 𝐴3 en la tabla 7.
11.- Invierta el acoplador tal como se ilustra en la fig. (8.10)
Fig. 8.10 Disposición del equipo para el paso 11
104
12.- Disminuya la atenuación del atenuador auxiliar de tal forma que obtenga en el
medidor de SWR el mismo valor de referencia que se estableció en el paso 10 y
anótelo en la tabla 7 como 𝐴4.
13.- La directividad 𝐷 = 𝐴3 − 𝐴4 𝑑𝐵
Medición de la pérdida de retorno de una carga
14.- Conecte el equipo como se ilustra en la fig. (7.11)
Al generador
de barrido
Fig. 8.11 Disposición del equipo para la medición de la pérdida de retorno
15.- Coloque el atenuador calibrado a 10 dB.
16.- Coloque el tornillo deslizable del vernier del dispositivo que junto con la carga
en guía de onda representa la carga no acoplada a una profundidad de
aproximadamente 5 mm.
17.-Poner el atenuador auxiliar a 5 dB = 𝐴5 y obtenga una lectura de referencia en el
medidor de SWR.
18.- Colocar el atenuador auxiliar a su máxima atenuación y reemplazar la carga de
prueba con un corto en guía de onda rectangular.
19.- Disminuir la atenuación en el atenuador auxiliar hasta obtener el nivel de
referencia en el medidor de SWR. Anote la lectura en dB observada en el atenuador
auxiliar en la tabla 8.2 como 𝐴6.
105
20.- La pérdida de retorno es (𝐴6 − 𝐴5 ) dB.
8.14 RESULTADOS
En la tabla (8.1) se muestran los resultados obtenidos durante el desarrollo, en
la medición del factor de acoplamiento se observa que tan acopladas están la línea
principal y la línea secundaria; en la medición de la directividad se observa que este
tipo de acopladores son muy direccionales. Para la medición de la pérdida de
retorno, como se puede ver en la tabla (8.2) como estamos trabajando con
acopladores muy directivos, la pérdida de retorno es muy baja.
Tabla 8.1 Factor de acoplamiento y directividad
𝐴1
(𝑑𝐵)
𝐴2
( 𝑑𝐵)
𝐶 = 𝐴1 − 𝐴2
(𝑑𝐵)
𝐴3
(𝑑𝐵)
𝐴4
(𝑑𝐵)
𝐷 = 𝐴3 − 𝐴4
(𝑑𝐵)
20 20.3 -0.3 70 10.15 59.85
Tabla 8.2 Pérdida de retorno de una carga
𝐴5
(𝑑𝐵)
𝐴6
(𝑑𝐵)
𝐴6 − 𝐴5
(𝑑𝐵)
5 11.42 6.42
CAPÍTULO IX
RAZÓN DE TRANSMISIÓN
106
CAPÍTULO IX. RAZÓN DE TRANSMISIÓN
9.1 OBJETIVO
9.1.1 General:
Calcular y Medir las potencias de transmisión y recepción en un enlace
de radio.
9.1.2 Particular:
Analizar el concepto de “Razón de Transmisión”.
9.2 INTRODUCCIÓN
Considérese un circuito de radio que consiste de una antena transmisora isotrópica
y una antena receptora con un área efectiva Ar . En virtud de que una antena
isotrópica hipotética tiene la misma intensidad de radiación en todas las direcciones,
el flujo de potencia por unidad de área a una distancia “d" desde la antena
transmisora es:
𝑃0 =𝑃𝑡
4𝜋𝑑 2 (9.1)
Suponiendo el frente de una onda plana en la antena receptora, la pérdida en el
espacio se obtiene de la siguiente manera:
𝐴𝑟 =𝑃𝑟
𝑃0=
𝑃𝑟𝑃𝑡
4𝜋𝑑 2
=𝑃𝑟4𝜋𝑑 2
𝑃𝑡 (9.2)
𝑃𝑟
𝑃𝑡=
𝐴𝑟
4𝜋𝑑 2 (9.3)
A la expresión anterior se le conoce como “razón de transmisión”.
Si la antena transmisora isotrópica se reemplaza por una antena cuya área efectiva
es tA la potencia recibida se incrementará por la relación 𝐴𝑡
𝐴𝑖𝑠𝑜 y la expresión (9.3)
para el espacio libre se expresa como:
107
𝑃𝑟
𝑃𝑡=
𝐴𝑟𝐴𝑡
4𝜋𝑑2𝐴𝑖𝑠𝑜 (9.4)
𝐴𝑖𝑠𝑜 =𝜆2
4𝜋 Área efectiva de una antena isotrópica (9.5)
𝑃𝑟
𝑃𝑡=
𝐴𝑟𝐴𝑡
4𝜋𝑑 2
1
𝜆2
4𝜋
=𝐴𝑟𝐴𝑡
𝑑2𝜆2 (9.6)
9.3 ATENUACIÓN ENTRE ANTENAS ISOTRÓPICAS
La atenuación de la trayectoria entre antenas isotrópicas, empleando la ecuación
(1.34) está dada por:
𝑃𝑡
𝑃𝑟 𝑖𝑠𝑜
=𝑑2𝜆2
𝐴𝑟𝐴𝑡=
𝑑2𝜆2
𝜆2𝜆2
4𝜋4𝜋
= 4𝜋𝑑
𝜆
2 (9.7)
𝐴 𝑑𝐵 = 10log10 𝑃𝑡
𝑃𝑟 𝑖𝑠𝑜
= 10log10 4𝜋𝑑
𝜆
2
(9.8)
Donde 𝑑 es la distancia entre antenas (en metros).
Para obtener una relación práctica para pruebas de propagación, es necesario
expresar la atenuación del espacio libre en decibeles entre 2 antenas isotrópicas (Gr
= Gt = 1) como la relación de la potencia transmitida a la recibida. Por lo tanto la
ecuación (9.8) resulta en:
𝐴 𝑑𝐵 = 20log10
4𝜋𝑑
𝜆= 20log104𝜋𝑑 − 20log10𝜆
𝐴 𝑑𝐵 = 20log10𝑑 − 20log10𝜆 + 20log104𝜋 (9.9)
Consideremos la frecuencia f (en MHz) y la distancia en Km; usando la relación
fC donde C = 3 x 105 Km/Seg.
La longitud de onda es = 0.3/f, con f en MHz
La fórmula (9.9) se convierte en:
𝐴 𝑑𝐵 = 20log104𝜋 + 20log10𝑑 − 20log10
0.3
𝑓
𝐴 𝑑𝐵 = 20log104𝜋 + 20log10𝑑 − 20log100.3 + 20log10𝑓 (9.10)
108
para obtener una expresión conteniendo solamente f y d se calcula que
20log104𝜋 = 22 𝑑𝐵 y 20log100.3 = 10.46 𝑑𝐵; es decir:
𝐴 𝑑𝐵 = 20log10𝑓 + 20log10𝑑 + 32.46
𝐴 𝑑𝐵 = 20log10𝑓(𝑀𝐻𝑧) + 20log10𝑑(𝐾𝑚) + 32.46 (9.11)
O
𝐴 𝑑𝐵 = 20log10𝑓(𝑀𝐻𝑧) + 20log10𝑑(𝑚𝑖𝑙𝑙𝑎𝑠) + 36.6 (9.12)
En la fig. (8.1) se ilustra en forma gráfica las ecuaciones (1.39) y (1.40) en función
de la distancia y la frecuencia, las cuales nos proporcionan la pérdida de transmisión
en el espacio libre entre antenas isotrópicas.
Fig.9.1 Nomograma para el cálculo de la atenuación en el espacio libre entre antenas
isotrópicas
109
9.4 GANANCIA DE UNA ANTENA DIRECTIVA
Cuando se emplean antenas directivas en lugar de antenas isotrópicas, la pérdida de
transmisión se define como:
𝑃𝑡
𝑃𝑟=
𝑃𝑡
𝑃𝑟 𝑖𝑠𝑜
1
𝐺𝑟𝐺𝑡=
1
𝐺𝑟𝐺𝑡
4𝜋𝑑
𝜆
2 (9.13)
Donde tG y rG son las ganancias en potencia debido a la directividad de las
antenas transmisora y receptora respectivamente.
La ganancia de potencia aparente de una antena es igual a la razón del área
efectiva de la antena al área efectiva de la antena isotrópica, o sea:
𝐺 =𝐴𝑒𝑓
𝐴𝑖𝑠𝑜=
𝐴𝑒𝑓𝜆2
4𝜋
(9.14)
La ganancia de una antena se expresa generalmente en 𝑑𝐵 referidos a un radiador
isotrópico el cual tiene un patrón de radiación ideal perfectamente esférico y una
ganancia de 0 𝑑𝐵 o una ganancia en potencia de 1. Sin embargo; en algunas ocasio-
nes las ganancias de las antenas se les refiere a un dipolo de media onda el cual
tiene una ganancia de 2.15 𝑑𝐵 relativa a un radiador isotrópico.
Para evitar confusiones: la ganancia de una antena siempre debe indicarse con
respecto a que antena está referida.
Expresando la ecuación (1.42) en 𝑑𝐵 se tiene:
𝐺 = 10log104𝜋𝐴𝑒𝑓
𝜆2 (9.15)
la ecuación (9.15) nos representa la ganancia de una antena que consta de un dipolo
y un reflector plano. En este caso, el área efectiva efA es igual al área geométrica.
Para una antena formada por un dipolo y un reflector parabólico, la eficiencia es del
orden de 0.54 a 0.65 del área geométrica, dependiendo de la posición del dipolo con
respecto al plano de apertura.
La ganancia mínima de este reflector parabólico está dado:
110
𝐺 = 10log10 0.6 𝜋𝐷
𝜆
2
(9.16)
Donde 𝐷es el diámetro de la antena en metros.
𝐺 = 20log10𝑓 + 20log10𝐷 − 52.6 𝑑𝐵 (9.17)
Donde f está en MHz y D en pies.
𝐺 = 20log10𝑓 + 20log10𝐷 − 42.274 𝑑𝐵 (9.18)
Donde f se expresa en MHz y D en metros.
9.5 DESARROLLO
1.- Conectar el equipo como se muestra en la siguiente figura:
Fig. 9.2 Diagrama a bloques de los elementos que forman el sistema transceptor usando
antenas parabólicas.
1) Generador de barrido (Oscilador de Microondas)
2) Cable coaxial 50 Ohms con conectores N macho CPG-2l4/U.
3) Adaptador guía de onda a cable coaxial
4) Aislador de ferrita
5) Frecuencímetro de cavidad (Ondámetro)
6) Atenuador calibrado
111
7) Antena tipo parabólica
8) Soporte para etapa transmisora
9) Diodo detector de envolventes
10) Cable coaxial con conectores BNC macho CRG-223/U
11) Medidor de onda estacionaria (SWR)
12) Soporte para la etapa receptor.
Fig.9.3 Sistema transceptor.
2.- Colocar el atenuador variable (calibrado) a 20 dB.
3.- Encienda el generador de barrido a 9 GHz y con una potencia de entre 5 y 7 dB.
4.- Colocar las antenas transmisora y receptora separadas una distancia “d” dentro
del campo lejano.
5.- Ajustar el atenuador variable de tal manera que se obtenga una máxima deflexión
en el medidor de SWR (por lo menos en la escala de 30 dB).
6.- Obtener una lectura del nivel mediante la deflexión de la aguja del medidor de
SWR cuando las antenas estén alineadas y anótela en la tabla de resultados.
7.- Reemplace la antena transmisora por el detector.
8.- Mida el nivel que aparece en el medidor de SWR y anótelo en la tabla de
resultados.
112
9.- Obtenga la ganancia mínima del reflector parabólico mediante la ecuación (9.16)
y repórtelo en la tabla.
10.- Calcule la atenuación de la antena parabólica referida a una antena isotrópica,
mediante la ecuación (9.8) y repórtelo en la tabla.
11.- Calcule la razón de transmisión del sistema, considerando que la ganancia de
recepción y de transmisión es igual debido a que se utilizan antenas iguales en el
receptor y el transmisor y; para ello utilice la siguiente ecuación:
𝛼𝑇 = 𝛼𝑖𝑠𝑜 − 𝐺𝑇𝑥 − 𝐺𝑅𝑥
12.- Con los resultados obtenidos en los puntos 6 y 8, calcule la razón de transmisión
del sistema sabiendo que:
𝑃𝑡𝑃𝑟
= 𝛼𝑇
9.6 RESULTADOS
En la siguiente tabla se observan los resultados obtenidos tanto teórica como
experimentalmente en la medición de la razón de transmisión, se puede observar
que los resultados obtenidos son muy semejantes; durante el desarrollo se utilizaron
antenas parabólicas.
Tabla 9.1 Razón de transmisión.
Pr Pt G αiso αTteo αTexp
-13.19 1.57 25.73 65.50 14.042 14.76
113
CONCLUSIONES
Al término de la elaboración de los modelos se comprendió el sistema completo de
radiocomunicación bloque por bloque y se logró reafirmar el proceso de modulación,
como se realiza y algunas de sus utilidades. Se conoció la diferencia entre una señal
modulada y una señal de RF pura y se vieron algunos ejemplos.
El trabajar con guías de onda no representa ningún problema en cuanto a espacio se
refiere, ya que no se radía ninguna potencia, por lo cual para hacer mediciones en
las guías de onda y en los acopladores direccionales nos basta con tener el equipo
adecuado.
Es importante mencionar que los experimentos se llevaron a cabo en los laboratorios
de comunicaciones de la ESIME Zacatenco, los cuales están elaborados con
paredes rígidas de panel metálico, lo cual influye en las pruebas de las antenas,
principalmente en distancias largas, ya que la potencia que llega a estas paredes es
reflejada y nos ocasiona interferencia en las lecturas; las antenas más afectadas por
este hecho son las antenas ranuradas, ya que debido a su forma geométrica tienen
el límite entre el campo cercano y campo lejano a una distancia más grande con
respecto a las otras antenas en prueba, debido a esto las pruebas de atenuación
fueron realizadas en los pasillos del laboratorio.
El comportamiento de las antenas que se utilizaron en el presente trabajo fue similar
con respecto a la atenuación, todas varían la potencia de recepción de una manera
equivalente con respecto a la distancia. Se probaron las antenas a diferentes
distancias, tomando en cuenta su forma y con esto los límites entre el campo
cercano y lejano de la antena.
En cuanto a la directividad, pudimos observar con la ayuda de la gráfica del patrón
de radiación que las antenas de ranura son las más directivas, seguidas de las
antenas parabólicas, mientras que las antenas dieléctricas tienen el patrón de
radiación más amplio de las cuatro antenas en prueba.
114
BIBLIOGRAFIA
1) María José Salmerón Domínguez, Radiación, propagación y antenas para
onda larga, onda corta y microondas, Editorial Trillas, 2ª Edición 1990.
2) Ángel Cardama Aznar, Lluís Jofre Roca, Juan Manuel Ríos Casals, Jordi
Romeu Robert, Sebastián Blanch Boris, Antenas, Editorial Alfaomega,
Edicions UPC, S.L.
3) Ángel Cardama Aznar, Lluís Jofre Roca, Juan Manuel Ríos Casals, Jordi
Romeu Robert, Sebastián Blanch Boris, Miguel Ferrando Bataller, Antenas 2ª
Edición, Editorial Alfaomega, Edicions UPC, S.L. Barcelona, España 2004.
4) Belotserkovski, traducido por: Josep Güell i Socias, Fundamentos de antenas,
Editorial marcombo S.A. 1983, Bioxareu Editores.
5) Constantine A. Balanis, Antenna Theory Analysis and Design, Second Edition,
Jonh Wiley & Sons, INC. Arizona State University.
6) Carlos Llena y Pedro Valls, Antenas Parabólicas de Tv, Editorial: Alfaomega-
Marcombo, 2ª Edición 1999, Bioxareu Editores.
7) R. Brault- R. Piat, Traducido por Jaime Masfarre Martínez, Editorial Paraninfo,
Las Antenas, 3ª Edición 1998.
http://agamenon.tsc.uah.es/Asignaturas/it/caf/apuntes/Tema2_2p.pdf
http://ocw.uc3m.es/teoria-de-la-senal-y-comunicaciones/microondas-y-circuitos-de-
alta-frecuencia/practicas-1/PRacticas_OCW.pdf
http://www.eslared.org.ve/tricalcar/08_es_antenas_y_cables_guia_v01%5B1%5D.pdf
http://www.edutecne.utn.edu.ar/med-electr-II/GenBarridoyMarcas_07.pdf
http://www.electronicafacil.net/tutoriales/GENERADOR-FUNCIONES.php
115
ANEXO
AC AM BJT COFETEL DC EHF EHz ELF FET FM GHz GSM HF HMIC KHz LAN LF mm MF MHz MMIC NFC nm PCM PHz pm PSK QAM RF RFID ROE (SWR) SCT SHF SLF TDM TDMA TE
Alternating Current (corriente alterna) Amplitude Modulation (amplitud modulada) Bipolar junction transistor (transistor de union bipolar) Comisión Federal de Telecomunicaciones Direct current (corriente directa) Extremely High Frequency (frecuencia extremadamente alta) Exahertz (1x 1018 Hertz) Extremly Low Frequency (frecuencia extremadamente baja) Field-Effect Transistor (transistor de efecto de campo) Frequency Modulation (frecuencia modulada) Gigahertz (1x109 Hertz) Groupe Spécial Mobile (sistema global para comunicaciones móviles) High Frequency (alta frecuencia) Hybrid Microwave Integrated Circuit (circuitos híbridos integrados de microondas) Kilohertz (1x103 Hertz) Local Area Network (red de área local) Low Frecuency (baja frecuencia) Milímetro (1x10-3 metros) Medium Frecuency (frecuencia media) Megahertz (1x106 Hertz) Monolithic Microwave Integrated Circuit (circuitos integrados monolíticos de microondas Near field communication (comunicación de campo cercano) Nanómetro (1x10-9 metros) Pulse-code modulation (modulación por codificación de pulsos) Petahertz (1x1015 Hertz) Picómetro (1x10-9 metros) Phase Shift Keying (modulación por desplazamiento de fase) Quadrature Amplitude Modulation (modulación de amplitud en cuadratura) Radiofrecuencia Radio Frequency IDentification (identificación por radiofrecuencia) Relación de onda estacionaria Secretaría de Comunicaciones y Transporte Super High Frequency (super alta frecuencia) Super Low Frecuency (super baja frecuencia) Time-Division Multiplexing (multiplexaje por division de tiempo) Time Division Multiple Access (acceso múltiple por división de tiempo) Transversal eléctrico
116
TEM THz TM TTL TWT UHF UIT ULF UWB VHF VLF ZHz µm
Transversal electromagnético Terahertz (1x1012 Hertz) Transversal magnético Transistor-Transistor Logic (lógica transistor-transistor) Traveling-Wave Tube (tubo de onda progresiva) Ultra-High Frequency (ultra alta frecuencia) Unión Internacional de Telecomunicaciones Ultra-Low Frequency (ultra baja frecuencia) Ultra-Wide-Band (banda ultra ancha) Very High Frequency (muy alta frecuencia) Very Low Frequency (muy baja frecuencia) Zettahertz (1x1021 Hertz) Micrómetro (1x10-6 metros)