taller: aspectos técnicos en el diseño, modelado y control...

Luis Gerardo González Morales, Ph.D. Noviembre - 2015

Taller: Aspectos Técnicos en el Diseño, Modelado y Control de Convertidores de Potencia

• Modulo 1: Diseño de convertidores de potencia, titulado “Aspectos Técnicos en el Diseño de Convertidores de Potencia”, enfocado a Técnicos de Laboratorio y Estudiantes de la Escuela de Ingeniería Electrónica y de Telecomunicaciones. Tiempo aproximado de duración (16 horas)

• Modulo 2: Control de convertidores de potencia, titulado “Modelado y Control de Convertidores de Potencia DC/DC”, enfocado a Profesores de la Escuela de Ingeniería Eléctrica, Electrónica y Telecomunicaciones de la Universidad de Cuenca. Tiempo aproximado de duración (16 horas)

Agenda

Asp

ecto

s Técn

icos e

n e

l Dise

ño

de

C

on

vertid

ore

s de

Po

ten

cia

Modulo 1

• Introducción a Convertidores de Potencia

• Análisis de pérdidas de conmutación (Pérdida por conducción y Conmutación)

• Redes de ayuda a la amortiguación (Snubber)

• Driver de conmutación (Boostrap, con Fuentes Aisladas y Dedicadas (Concept

y Semikron)

• Bus de Corriente continua (DC - Link)

Fuente : U.S. Energy Information Administration: Actual And Projections to 2030

Matriz energética US (2013)

Matriz energética (Ecuador 2013)

Petróleo

Gas oriente

Gas del golfo

Hidroenergía

Leña

Productos de caña

Generación de

electricidad

EXPORTACION >>

Fuel Oil >>

REC

UR

SOS

NA

TUR

ALE

S DEM

AN

DA

SECTO

RIA

L

Comercial

Residencial

Industrial

Transporte GLP – Gasolina – Diesel - Fuel Oil

<< IMPORTACIÓN GLP – Gasolina - Diesel

Refinerías

Mercado Internacional

Otros

Fuente: Matriz Energética del Ecuador (Ciclo de Conferencias ESPOL Octubre 2013)

Fuente : U.S. Energy Information Administration: Actual And Projections to 2030

Proyección Matriz energética US (2030)

Red de Energía Eléctrica Siglo XX (Tradicional)

Red de Energía Eléctrica Red inteligente “Smart Grid”

No sólo en Potencia hay trabajo por hacer...

Red de Energía Eléctrica Red inteligente “Smart Grid”

Aplicaciones de Electrónica de

potencia

Aplicaciones Industriales

Uso en Energías Renovables

Aplicaciones varias

Aplicaciones de la Electrónica de Potencia

Aplicaciones de la Electrónica de Potencia

Estación de Carga ¨Electrolineras¨

Inversor Trifásico

Filtro de línea

Rectificador Trifásico

Caso de Estudio (Rectificador – Inversor 2 Niveles)

Driver

Filt

ro

Bus de Continua (DC-Link)

Condensador Equivalente (DC Link)

Carga (Corriente Alterna)

Filtro de línea

Elementos de Conmutación y protecciones

Elementos de Estudio (Rectificador – Inversor 2 Niveles)

Elementos de Conmutación

BSM50GB120DN2

MOSFET IGBT SCR

Tiristores, etc..

Fsw Potencia

Pérdidas Eléctricas en los Elementos de Conmutación

Las pérdidas de cualquier semiconductor puede clasificar en 3 grupos:

a) Pérdidas de Conducción (Pcond). Sujetas a la condiciones de estado estacionario del inversor, voltaje de colector emisor y corriente de colector en el intervalo de estudio.

b) Pérdidas por Conmutación (Psw). Sujetas a las pérdidas dinámicas o de transición entre estados de operación, de corte a saturación y viceversa.

c) Pérdidas en Bloqueo (Pb). Sujetas a las pérdidas en polarización inversa (Estado de Corte), debidas a la corriente de fuga y generalmente son despreciables ante las pérdidas anteriores.

Plosses= Pcond+ Psw+ Pb ≈ Pcond+ Psw

Pérdidas de Conducción (Pcond.) IGBT

Aproximación de primer orden: • IGBT

• Potencia Instantánea

𝑷𝑪𝑻 =𝟏

𝑻𝒔𝒘 𝑷𝑻 𝒕 𝒅𝒕𝑻𝒔𝒘

𝟎

=𝟏

𝑻𝒔𝒘 (𝒖𝑪𝑬𝟎 𝒕 ∙ 𝒊𝒄 𝒕 + 𝒓𝒄 ∙ 𝒊𝒄

𝟐(𝒕))𝒅𝒕𝑻𝒔𝒘

𝟎

𝑷𝑪𝑻 = 𝒖𝑪𝑬𝟎 ∙ 𝑰𝒄𝒂𝒗 + 𝒓𝒄 ∙ 𝑰𝒄𝒓𝒎𝒔𝟐

𝒖𝑪𝑬 𝒊𝑪 = 𝒖𝑪𝑬𝟎 + 𝒓𝑪 ∙ 𝒊𝒄

𝑷𝑪𝑻 𝒕 = 𝒖𝑪𝑬 𝒕 ∙ 𝒊𝑪 𝒕 = 𝒖𝑪𝑬𝟎 ∙ 𝒊𝑪 𝒕 + 𝒓𝑪 ∙ 𝒊𝑪𝟐(𝒕)

• Pérdidas Promedio

Solo sí se conduce todo el intervalo

Pérdidas de Conducción (Pcond.) Diodo Antiparalelo.

Aproximación de primer orden: • Diodo en Antiparalelo

• Potencia Instantánea

• Pérdidas Promedio

𝒖𝑫 𝒊𝑫 = 𝒖𝑫𝟎 + 𝒓𝑫 ∙ 𝒊𝑫

𝑷𝑪𝑫 𝒕 = 𝒖𝑫 𝒕 ∙ 𝒊𝑫 𝒕 = 𝒖𝑫𝟎 ∙ 𝒊𝑫 𝒕 + 𝒓𝑫 ∙ 𝒊𝑫𝟐 (𝒕)

𝑷𝑪𝑫 =𝟏

𝑻𝒔𝒘 𝑷𝑪𝑫 𝒕 𝒅𝒕𝑻𝒔𝒘

𝟎

=𝟏

𝑻𝒔𝒘 (𝒖𝑫𝟎 ∙ 𝒊𝑫 𝒕 + 𝒓𝑫 ∙ 𝒊𝑫

𝟐 (𝒕))𝒅𝒕𝑻𝒔𝒘

𝟎

𝑷𝑪𝑫 = 𝒖𝑫𝟎 ∙ 𝑰𝑫𝒂𝒗 + 𝒓𝑫 ∙ 𝑰𝑫𝒓𝒎𝒔𝟐

Pérdidas de Conducción con Modulación PWM

𝑷𝑪𝑻 = 𝒖𝑪𝑬𝟎 ∙ 𝑰𝑪𝒂𝒗 + 𝒓𝑪 ∙ 𝑰𝑪𝒓𝒎𝒔𝟐

𝑷𝑪𝑻 = 𝒖𝑪𝑬𝟎 ∙ 𝑰𝟎 ∙𝟏

𝟐𝝅+𝒎𝒂 ∙ 𝒄𝒐𝒔 𝜽

𝟖+ 𝒓𝒄 ∙ 𝑰𝟎

𝟐 ∙𝟏

𝟖+𝒎𝒂 ∙ 𝒄𝒐𝒔 𝜽

𝟑𝝅

IGBT

Diodo Antiparalelo

𝑷𝑪𝑫 = 𝒖𝑫𝟎 ∙ 𝑰𝑫𝒂𝒗 + 𝒓𝑫 ∙ 𝑰𝑫𝒓𝒎𝒔𝟐

𝑷𝑪𝑫 = 𝒖𝑫𝟎 ∙ 𝑰𝟎 ∙𝟏

𝟐𝝅−𝒎𝒂 ∙ 𝒄𝒐𝒔 𝜽

𝟖+ 𝒓𝑫 ∙ 𝑰𝟎

𝟐 ∙𝟏

𝟖−𝒎𝒂 ∙ 𝒄𝒐𝒔 𝜽

𝟑𝝅

𝑰𝒐 = 𝟐 ∙ 𝑰𝒐𝒓𝒎𝒔 Corriente de Línea

𝒎𝒂 : Índice de modulación en amplitud

𝜽 : Factor de desplazamiento de potencia en la carga

Pérdidas de Conducción con Modulación PWM

𝑷𝑪𝑻 = 𝒖𝑪𝑬𝟎 ∙ 𝑰𝟎 ∙𝟏

𝟐𝝅+𝒎𝒂 ∙ 𝒄𝒐𝒔 𝜽

𝟖+ 𝒓𝒄 ∙ 𝑰𝟎

𝟐 ∙𝟏

𝟖+𝒎𝒂 ∙ 𝒄𝒐𝒔 𝜽

𝟑𝝅

𝑷𝑪𝑫 = 𝒖𝑫𝟎 ∙ 𝑰𝟎 ∙𝟏

𝟐𝝅−𝒎𝒂 ∙ 𝒄𝒐𝒔 𝜽

𝟖+ 𝒓𝑫 ∙ 𝑰𝟎

𝟐 ∙𝟏

𝟖−𝒎𝒂 ∙ 𝒄𝒐𝒔 𝜽

𝟑𝝅

CM100DU-24NFH Vce(max)=600V, Ic(max)=100Amp Vce(max)=1200V, Ic(max)=100Amp

CM100DU-12F

Vce(IC=100Amp.)=5V Vce(IC=100Amp.)=1.65V

3 veces mayor !!!

Influencia del sobre dimensionamiento en Pérdidas de Conducción IGBT

• Comparando distintos dispositivos de valores de ID semejantes, RDS(on)

crece con el valor de VDSS

Influencia del sobre dimensionamiento en Pérdidas de Conducción Mosfet

Pérdidas de Conmutación IGBT (circuito de prueba)

IEC-60747-9

Topología Medio Puente

Pérdidas de conmutación a Encendido IGBT (Turn ON)

Según la Norma IEC-60747-9

𝑬𝒐𝒏 = 𝑷𝒔𝒘𝑻 𝒕 𝒅𝒕𝒕𝟐

𝒕𝟏

𝑬𝒐𝒏 = 𝑽𝑪𝑬 𝒕 ∙ 𝒊𝑪(𝒕)𝒅𝒕𝒕𝟐

𝒕𝟏

𝒕𝟏 (𝟏𝟎% 𝒅𝒆 𝑽𝑮(𝒐𝒏))

𝒕𝟐 (𝟐% 𝒅𝒆 𝑽𝒄𝒄)

Pérdidas de conmutación a Apagado IGBT (Turn OFF)


𝑬𝒐𝒇𝒇 = 𝑷𝒔𝒘𝑻 𝒕 𝒅𝒕𝒕𝟒

𝒕𝟑

𝑬𝒐𝒇𝒇 = 𝑽𝑪𝑬 𝒕 ∙ 𝒊𝑪(𝒕)𝒅𝒕𝒕𝟒

𝒕𝟑

𝒕𝟒 (𝟐% 𝒅𝒆 𝑰𝒄)

𝒕𝟑 (𝟗𝟎% 𝒅𝒆 𝑽𝑮(𝒐𝒏))

Pérdidas de conmutación Diodo Antiparalelo


𝒕𝟓 ( 𝒄𝒓𝒖𝒄𝒆 𝒑𝒐𝒓 𝒄𝒆𝒓𝒐 𝒅𝒆 𝒊𝑫 𝒕 )

𝒕𝟔 (𝟐% 𝒅𝒆 𝑰𝑹𝑹𝑴)

𝑬𝒓𝒓 = 𝑽𝑫 𝒕 ∙ 𝒊𝑫(𝒕)𝒅𝒕𝒕𝟔

𝒕𝟓

𝑬𝒓𝒓 = 𝑷𝒔𝒘𝑻 𝒕 𝒅𝒕𝒕𝟔

𝒕𝟓

• Pérdidas en el cambio a encendido del diodo son consideradas despreciables en relación a las de recuperación inversa.

𝑷𝒔𝒘 = (𝑬𝒐𝒏 + 𝑬𝒐𝒇𝒇 + 𝑬𝒓𝒓) ∙ 𝒇𝒔𝒘

𝑱 =𝑲𝒈 ∙ 𝒎

𝟐

𝒔𝟐 𝑾 =

𝑲𝒈 ∙ 𝒎𝟐

𝒔𝟑 𝑯𝒛 =

𝟏

𝒔

Caso de estudio: Modulo IGBT de potencia media 72A

Potencia de pérdida en la conmutación (resumen y uso de data técnica )

Potencia de pérdida en la conmutación

Potencia de pérdida en la conmutación

Características Eléctricas

IGBT+Diodo

Energía en la Conmutación a OFF, Diodo free-wheel

𝑸𝒓𝒓 = 𝒊𝒓𝒓 𝒕 𝒅𝒕𝒕𝟏

𝒕𝒁𝑪𝑷

𝑷𝒔𝒘𝑫 ≈ 𝑸𝒓𝒓 ∙ 𝑽𝒄𝒄 ∙ 𝒇𝒔𝒘

𝑸𝒓𝒓 ≈𝑰𝒓𝒓 ∙ 𝑻𝒓𝒓𝟐

𝑸𝒓𝒓 → 𝑪𝒐𝒖𝒍𝒐𝒎𝒃 = 𝑨 ∙ 𝒔

Trr= Tiempo de recuperación inversa (extrapolación cuando Irr alcanza el 25%)

Qrr = Carga de recuperación Inversa

𝑷𝒔𝒘𝑫 = 𝑬𝒓𝒓 ∙ 𝒇𝒔𝒘

O

Comparando la energía disipada en la conmutación de distintos IGBTs con

la misma capacidad de corriente

APTGT75A60T1G

Vce(max)=600V, Ic(max)=100Amp

APT75GT120JU2

Vce(max)=1200V, Ic(max)=100Amp

Influencia del sobre dimensionamiento en Pérdidas de Conmutación en IGBT

Dinámica de Encendido

Procedimiento en caso de no tener pérdidas de conmutación (Mosfet)

Dinámica de Apagado

Procedimiento en caso de no tener pérdidas de conmutación (Mosfet)

Dinámica de Encendido Otras Aproximaciones!!!

Otras estimaciones de la dinámica, en la conmutación (Mosfet) (I)

Dinámica de Apagado Otras Aproximaciones!!!

Otras estimaciones de la dinámica, en la conmutación (Mosfet) (II)

Pérdidas de Conmutación en Mosfet asociadas a la Puerta

Pérdidas en la puerta (Gate)

𝑷𝒈𝒂𝒕𝒆 = 𝑸𝒈 ∙ 𝑽𝒈𝒔 ∙ 𝒇𝒔𝒘 Punto de Operación

Vgs(Q)

QG(Q)

Balance de Pérdidas de Conmutación en Mosfet

𝑬𝒐𝒏 = 𝒊𝒅𝒔(𝒕) ∙ 𝒗𝒅𝒔(𝒕)𝒅𝒕𝒕𝟑+𝒕𝟐

𝒕𝟏

≈𝑰𝒅𝒔 ∙ 𝑽𝒅𝒔𝟐∙ (𝒕𝟑 + 𝒕𝟐 − 𝒕𝟏)

𝑬𝒐𝒇𝒇 = 𝒊𝒅𝒔(𝒕) ∙ 𝒗𝒅𝒔(𝒕)𝒅𝒕𝒕𝟓+𝒕𝟔

𝟎

≈𝑰𝒅𝒔 ∙ 𝑽𝒅𝒔𝟐∙ (𝒕𝟓 + 𝒕𝟔)

𝑷𝒔𝒘𝑻 = (𝑬𝒐𝒏 + 𝑬𝒐𝒇𝒇) ∙ 𝒇𝒔𝒘 𝑷𝒔𝒘𝑫 ≈ 𝑸𝒓𝒓 ∙ 𝑽𝒄𝒄 ∙ 𝒇𝒔𝒘

𝑷𝑻𝒐𝒕𝒂𝒍 = 𝑷𝑪𝑻 + 𝑷𝑪𝑫 + 𝑷𝒔𝒘𝑻 + 𝑷𝒔𝒘𝑫 + 𝑷𝒈𝒂𝒕𝒆

Pérdidas de Conmutación Mosfet Pérdidas de Conmutación Diodo anti paralelo

Pérdidas eléctricas en la Etapa de Conversión de Potencia*

*Sin tomar en cuenta Electrónica asociada: Driver, Sensores, µP, etc. *Es necesario realizar el ajuste por el número de componentes involucrados.

Disipación de Energía en Forma de Calor

Caso de aplicación: si se tiene un inversor de 15kW @ η=98% →Plosses=300W.

RthJA = ΔT/Plosses, si ΔT= 170°C-40°C=130°C RthJA =130°C/300W= 0,43°C/W, si RthJA = RthJC + RthCS + RthS + RthSA

RthJC(total) =0,25°C/W, RthCS =0,04°C/W.

RthS + RthSA ≈ RthSA (Dato del fabricante del disipador) RthSA = 0,43 - 0,25 - 0,04 = 0,143°C/W


Resistencia térmica equivalente: (en caso de tener mas de un componente en el mismo disipador)

𝟏

𝑹𝒕𝒉𝒋𝒄(𝒕𝒐𝒕𝒂𝒍)=

𝟏

𝑹𝒕𝒉𝒋𝒄𝒏

𝒏

𝒊=𝟏

𝑹𝒕𝒉𝒋𝒄(𝒕𝒐𝒕𝒂𝒍) =𝟏

𝟏𝟎. 𝟕𝟓+𝟏𝟎. 𝟕𝟓+𝟏𝟎. 𝟕𝟓

= 𝟎. 𝟐𝟓°𝑪/𝑾

Otro caso, sin disipador se presenta un Resistencia térmica alta (En el modelo eléctrico ésta estaría en paralelo con Rthca)

Por Ejemplo:

Uso data técnica disipador de calor

Caso 1.


Caso 2.

0,3K/W Tamaño seleccionado

Por posición


Factores de Corrección: • Por ventilación forzada • Por posición • Por densidad del aire

Factor de corrección

Alt

ura

so

bre

el n

ive

l de

l mar

(m

)

Por densidad de aire

RthSA = 0,3 °C/W *0,4 *1/ 0,9 = 0,13°C/W RthSA = 0,143°C/W (Máximo Necesario ) > 0,13°C/W

Cuenca 2500msnm

Circuitos de excitación (Driver)

Circuitos de excitación (Driver) más comunes canal P

Circuitos de excitación (Driver) más comunes canal N

Tipos más comunes de excitadores de compuertas

Circuitos Excitadores de Compuerta (Caso 1)

Características más Importantes: Aplicaciones:

Baja y Media Potencia!!!

Circuitos Excitadores de Compuerta (Caso 1)

Cálculo de Condensador de Booststrap

Caso de estudio IRF 2110

𝑪𝑩𝒐𝒐𝒕 >𝑸𝑻𝒐𝒕𝒂𝒍∆𝑽𝑩𝒐𝒐𝒕

𝑸𝑻𝒐𝒕𝒂𝒍 = 𝑸𝑮𝒂𝒕𝒆 + 𝑰𝒍𝒌𝒄𝒂𝒑 + 𝑰𝒍𝒌𝒈𝒂𝒕𝒆 + 𝑰𝑸𝒃𝒔 + 𝑰𝒍𝒌𝒅𝒊𝒐𝒅𝒆 ∙ 𝑻𝒐𝒏 + 𝑸𝑳𝒔

Carga total aportada por el Cbootstrap

∆𝑽𝑩𝒐𝒐𝒕= 𝑽𝑫𝑫 − 𝑽𝑭_𝑫𝒊𝒐𝒅𝒆 − 𝑽𝒈𝒔𝒎𝒊𝒏 − 𝑽𝑫𝒓𝒐𝒑_𝑳𝒐𝒘_𝑭𝒆𝒕

Tensión diferencial del Cbootstrap

Cálculo de capacidad de corriente del driver

Variable sujeta a la capacidad de carga de puerta del interruptor !!!

Carga total de Puerta Qg

Carga Turn-On

Carga Turn-Off Corriente de Salida Iout

Cálculo de capacidad de corriente del driver

𝑰𝑮_𝒑𝒓𝒐𝒎𝒆𝒅𝒊𝒐 = 𝑸𝒈

𝒕𝒔𝒘_𝒐𝒏/𝒐𝒇𝒇

Criterio de Conmutación →Tsw_on/Off ≈ 2% de Tsw

𝑰𝒔𝒐𝒖𝒓𝒄𝒆 ≥ 𝟏. 𝟓 ×𝑸𝒈

𝒕𝒔𝒘_𝒐𝒏

𝑰𝒔𝒊𝒏𝒌 ≥ 𝟏. 𝟓 ×𝑸𝒈

𝒕𝒔𝒘_𝒐𝒇𝒇

Corriente promedio al encendido (Turn-On)

Corriente promedio al apagado (Turn-Off)

1.5 → Factor de seguridad empírico (influenciado por retardos y elementos parásitos)

𝒕𝒔𝒘_𝒐𝒏/𝒐𝒇𝒇 = 𝟎. 𝟎𝟐 × 𝒕𝒔𝒘

Comportamiento de dVout/dt

𝑪𝒈𝒅𝟏 + 𝑪𝒅𝒔𝟏 + 𝑪𝒈𝒅𝟐 + 𝑪𝒅𝒔𝟐

𝑪𝒓 = 𝑪𝒐𝒔𝒔𝟏 + 𝑪𝒐𝒔𝒔𝟐

Tasa de cambio máxima

ID Máxima Corriente por el drenador

Cr Capacitancia resultante en Vout

Criterio de diseño

𝒅𝑽𝒐𝒖𝒕𝒅𝒕 𝒎𝒂𝒙𝒊𝒎𝒂

= 𝑰𝑫𝑪𝒓

𝒅𝑽𝒐𝒖𝒕𝒅𝒕 𝒍𝒊𝒎𝒊𝒕𝒆

=𝟏

𝟐

𝒅𝑽𝒐𝒖𝒕𝒅𝒕 𝒎𝒂𝒙𝒊𝒎𝒂


≈ 𝑰𝒈(𝒂𝒗𝒓)

𝑪𝒈𝒅(𝒐𝒇𝒇)

Relación entre la dinámica de salida y entrada

Dinámica de salida Dinámica de entrada

Comportamiento de dVout/dt

𝑹𝒕𝒐𝒕𝒂𝒍 = 𝑹𝒅𝒓𝒗(𝒐𝒏) + 𝑹𝒈(𝒐𝒏)

𝑹𝒕𝒐𝒕𝒂𝒍 = 𝑹𝒅𝒓𝒗(𝒐𝒇𝒇) + 𝑹𝒈(𝒐𝒇𝒇)


≈ 𝑰𝒈(𝒂𝒗𝒓)

𝑪𝒈𝒅(𝒐𝒇𝒇)

Donde Ig(avr) Tensión Vgs Umbral

Resistencia equivalente en de puerta

𝑰𝒈(𝒂𝒗𝒓) = 𝑽𝒅𝒅 − 𝑽𝒈𝒔(𝒕𝒉)

𝑹𝒕𝒐𝒕𝒂𝒍

Es importante limitar la dinámica de salida según las especificaciones del componente.

Resumen (Dependencia de Rg en el Comportamiento dinámico del IGBT)

Dependencia de Rg en el Comportamiento dinámico del IGBT

Caso modulo IGBT medio Puente

Convertidor de medio puente

*Caso típico en la demostración del efecto de la recuperación inversa de los semiconductores y uso de redes de amortiguamiento

Redes de Amortiguamiento, Análisis práctico en aplicaciones de Electrónica de potencia

Fring0=Frecuencia de oscilación transitoria

Efecto de Inductancia parásita en convertidores medio puente

Circuito equivalente

LLK= Inductancia equivalente PCB

Coss= Capacitancia en circuito abierto

Fring0=Frecuencia de oscilación transitoria

Circuito equivalente en la salida del transistor en estudio

Cadd

Procedimiento Experimental para determinar CLK y LLK

Circuito Equivalente rama de conmutación con red de amortiguamiento con Rs y Cs

Respuesta escalón de un circuito típico RLC para varios valor de coeficiente de amortiguamiento (ξ)

Frecuencia de corte filtro RsCs

Comportamiento dinámico con red de amortiguamiento

Comportamiento sin Red de Amortiguamiento

Comportamiento con Red de Amortiguamiento

Redes de Amortiguamiento RC

Redes de Amortiguamiento tipo C

Como Snubber

Como Filtro

Aspecto de Condensadores Snubber a media potencia

Capitulo 5. Diseño de redes de amortiguamiento

Redes de Amortiguamiento RDC

Configuración Medio Puente

Protección de Turn-Off IGBT-MOSFET de Potencia

Celda de conmutación no ideal

Convertidor Reductor DC-DC Inversor trifásico DC-AC

Turn-Off

C=Coss+Cp

Protección de Turn-Off IGBT-MOSFET de Potencia

𝑽𝒄 𝒕 =𝟏

𝒄 𝒊𝒄(𝒕)𝒅𝒕

𝒊𝒄 𝒕 =𝑰𝒐𝒕𝒇𝒊𝒕

𝑽𝒄 𝒕 =𝟏

𝒄 𝑰𝒐𝒕𝒇𝒊𝒕 𝒅𝒕

𝒕𝒓𝒗

𝟎

= 𝑰𝒐

𝟐 ∙ 𝒄 ∙ 𝒕𝒇𝒊𝒕𝟐, 𝟎 < 𝒕 < 𝒕𝒓𝒗

Caso Limite

𝑪𝒍𝒊𝒎𝒊𝒕𝒆 = 𝑰𝟎 ∙ 𝒕𝒇𝒊

𝟐 ∙ 𝑽𝒊

Caso 1: C<Climite

Caso 2: C>Climite C

Caso 1: C<Climite Existe mayor disipación de energía

Caso 2: C>Climite Existe menor disipación de energía y mayor tiempo de conmutación

Caso práctico de diseño "C ≥ Climite"

Redes de Amortiguamiento RDC (Turn-Off)

Redes de Amortiguamiento RDC (Turn-Off)

Caso 2: C>Climite

𝑽𝒄 𝒕 =𝟏

𝒄 𝑰𝒐𝒅𝒕𝒕∗

𝒕𝒓𝒗

t*

Análisis de pérdidas

𝑷𝑻𝒖𝒓𝒏_𝒐𝒇𝒇 ≈𝒇𝒔𝒘∙𝑰𝒐∙𝒕𝒇𝒊

𝟏𝟐 con C=Climite

𝑷𝑻𝒖𝒓𝒏_𝒐𝒇𝒇 ≈𝒇𝒔𝒘∙𝑰𝒐∙𝒕𝒇𝒊

𝟐 sin Condensador !!!

C

Redes de Amortiguamiento RDC (Turn-On)

Q en corte como estado estable

Red RDC

Comportamiento dinámico

Corriente máxima permitida por el interruptor

Tiempo de conmutación → Ton≈4∙R∙C

Redes de Amortiguamiento RDC (Turn-On)

Análisis de disipación de potencia

𝑷𝒕𝒖𝒓𝒏_𝒐𝒏 ≈𝟏𝟐∙ 𝒇𝒔𝒘 ∙ 𝑪 ∙ 𝑽𝒊

𝟐

Como criterio es necesario definir un Ton que no supere el 2-5% de Tsw

Redes Snubber o de Protección contra sobre dv/dt en la configuración de medio puente IGBT

Redes de Amortiguamiento Típicas

Tipo Uso

A • Condensador tipo film de baja inductancia . • Aplicación de baja potencia. • Depende de la Inductancia parasita del bus de continua . • A alta potencia podría entrar en resonancia con la inductancia parasita

del bus de continua.

B • Utiliza un diodo rápido que permite reducir los transitorios de voltaje y bloquear las oscilaciones RC≈T/3

• Diodo con capacidad entre el 0,1IC 0,2IC de la corriente nominal del diseño.

C • Similar al caso B, reduce el lazo de inductancia parasita conectando directamente la red entre colector y emisor del IGBT.

D • Presentan altas pérdidas y no suelen ser útiles a alta frecuencia de conmutación.

A y C • Muy alta potencia, ayuda a reducir la sobre tensión en el diodo snubber.

MA

YOR

PO

TEN

CIA

Redes Snubber o de Protección contra sobre dv/dt en la configuración de medio puente IGBT

Redes de Amortiguamiento Típicas Primera Aproximación de Red Snubber

Redes Snubber o de Protección contra sobre dv/dt

Conservación de la Energía

Análisis de Snubber Tipo C

Causado por la inductancia parásita y la recuperación directa del diodo snubber

Turn - OFF

Driver (pérdidas en conmutación)

Depende de: • Frecuencia de conmutación • Voltaje diferencial en puerta del IGBT (Δvgate) • Capacitancia Parásita de entrada al IGBT

Ceff= Capacitancia efectiva Cies= Capacitancia de entrada

Driver Dedicados

Los driver dedicados proveen alta flexibilidad e incluyen todas las funciones comúnmente utilizadas en driver de potencia, como aislamiento galvánico, protecciones, etc. Los drivers generalmente pueden bloquear voltajes desde 600V hasta 6500V. Generalmente pueden suministrar desde 1 a 20W por canal, estos drivers pueden ser utilizados en MosFet de Potencia , IGBTs, así como dispositivos basado en nuevos materiales como (SiC) operando a frecuencias de conmutación de hasta 500Khz.

Comunicación Óptica entre µP-Driver

Circuito recomendado para enlace de fibra óptica

Comunicación Óptica en Driver

Protección contra sobre corriente

Driver Dedicados

Beneficios • Reducen la circuitería necesaria. • Aislamiento galvánico entre control y potencia. • Circuitos de protección de sobre corriente y sobre tensión internos. • Frecuencia de conmutación desde DC hasta >100KHz.

•Desventaja → Alto costo, mas de 250 USD

Módulo de Potencia Inteligente (IPM)

Aplicaciones del condensador DC-Link

Convertidor AC-DC-AC

Convertidor Buck Asíncrono

Circuito Equivalente del Condensador

C1 = capacidad del condensador L = inductancia serie (patillas) Rs = resistencia equivalente serie (ESR) Rp = Resistencia paralelo C2, R = parte de la absorción del dieléctrico

𝑫𝑭 = 𝒕𝒂𝒏𝜹 =𝑹𝒔𝑿𝑪 − 𝑿𝑳

DF=Factor de Disipación

𝜹

θ

ESR (Rs)

XC-XL Z 𝑫𝑷 = 𝒄𝒐𝒔𝜽 =

𝑹𝒔𝒁

DP=Factor de Potencia

Si es menos MEJOR!!!

Condensador DC-Link

Comparación de Condensadores

vid

rio

Mic

a

Po

liést

er

MK

T

Po

liést

er

met

álic

o

Po

licar

bo

nat

o

MK

C

Po

licar

bo

nat

o

met

aliz

ado

Par

ilen

o

Po

lipro

pile

no

M

KP

Po

lipro

pile

no

m

etal

izad

o

Po

liest

ire

no

Tefl

ón

DF%1

0.1 0.1 0.3-1 0.3-1 0.1-0.3 0.1-0.3 0.1 0.01-0.03 0.01-0.1

0.01-0.03

0.01-0.03

DA%2 0.5 0.3 0.3-1 0.3-1 0.1-0.3 0.1-0.3 <0.1 <0.1 <0.1 <0.1 <0.1

Estabilidad MB MB R R B B MB MB MB MB MB

Tolerancia %

1-10 1-10 5-20 5-20 1-20 1-20 0.5-10 1-20 1-20 0.5-10 0.5-10

Costo

caro medio barato barato medio medio caro caro caro caro +caro

Condensadores DC-Link

1 (DF%)= Porcentaje de Factor de Disipación

2 (DA%)= Porcentaje de Absorción Dieléctrica

Principales Tipos de Asociación de Condensadores de DC-Link

Único Paralelo

Cuando un único condensador puede soportar la tensión DC-Link y la Corriente rms del convertidor

Se alcanza Ceqv y los condensadores soportan la Tensión DC-link. Se aumenta la irms de operación

Serie Paralelo

Se alcanza Ceqv y los condensadores en serie aumenta la tensión de la DC-link, se aumenta la irms de operación, es necesario un red de ecualización del punto medio en la dc link.

Banco de Condensadores DC-Link

Principales Tipos de Condensadores de DC-Link

Criterios de selección Condensadores de DC-Link

1.- Por rizado de tensión ΔVdc

2.- Por corriente rms máxima que debe soportar el condensador equivalente (Caso Inversor Trifásico con modulación PWM)

DC-Link

Expectativa de Vida del Condensador DC-Link

Filtro de Salida

• Puede o no ser necesario dependiendo de su aplicación.

• Su principal criterio de diseño depende de la distorsión armónica deseada.

UB

ZCARGA

ZP()

ZS()

ue uo

FILTRO

El objetivo del filtro, debe ser que la tensión de la carga sea el armónico fundamental. El filtro atenuará los armónicos superiores que puedan afectar la carga.

Regulaciones sobre Emisión de Armónicos

IEC 61000-3-2:2014, Electromagnetic compatibility (EMC) - Part 3-2: Limits - Limits for harmonic current emissions (equipment input current ≤ 16 A per phase)

EC TS 61000-3-4:1998, Electromagnetic compatibility (EMC) - Part 3-4: Limits - Limitation of emission of harmonic currents in low-voltage power supply systems for equipment with rated current greater than 16 A.

International Electrotechnical Commission (IEC)

519-2014 - IEEE Recommended Practice and Requirements for Harmonic Control in Electric Power Systems

Recomendaciones sobre Emisión de Armónicos

Limites en armónicos en corriente IEEE-519

Recomendaciones sobre emisión de Armónicos

IEEE-519 (Año 1992)

IEEE-519 (Actualización de Norma año 2014)

Filtros de Salidas

Filtro LC serie

Filtro LC paralelo

L C

ue

uo

L

Cue

uo

Filtro resonante serie

Filtro resonante serie- paralelo

LS

Cue

uoL

P

LS

CP

ue

uo

CS

LS

CP

ue

uoL

P

CS

Filtro resonante paralelo

Filtros resonantes:

configuraciones típicas Filtro L

Filtro de Salida L

Criterio de diseño:

XL= ωL

XL= 0.05 Zbase

Zbase = Vbase/Ibase

Filtro L

Filtro de Salida LCL

Filtro LCL

Distorsión de Corriente en Inversor Pnominal =2.5Kw

THD<3.5%

Pout=500w

Pout=1500w

W=237rpm

W=520rpm Hasta el armónico i25th

Rendimiento del Convertidor

𝜼 =𝑷𝒐𝒖𝒕𝑷𝒊𝒏𝒙𝟏𝟎𝟎% @ 𝑷 =?

Definición clásica de Rendimiento:

Para cual Potencia de Operación ???

Usualmente se estudia en condiciones nominales de operación Pnom

Caso de estudio: Potencia nominal 2,5KW

Rendimiento del Convertidor

Nuevos Estándares: Definición de coeficiente de Rendimiento Europeo para el caso de convertidores de potencia:

𝜼𝒆𝒖𝒓𝒐𝒑𝒆𝒐 = 𝟎. 𝟎𝟑 ∙ 𝜼𝟓% + 𝟎. 𝟎𝟔 ∙ 𝜼𝟏𝟎% + 𝟎. 𝟏𝟑 ∙ 𝜼𝟐𝟎% + 𝟎. 𝟏 ∙ 𝜼𝟑𝟎% + 𝟎. 𝟒𝟖 ∙ 𝜼𝟓𝟎% + 𝟎. 𝟐 ∙ 𝜼𝟏𝟎𝟎%

Rendimiento Ponderado !!!

Nuevos Estándares: Definición de coeficiente de Rendimiento Californiano para el caso de convertidores de potencia:

𝜼𝒄𝒂𝒍𝒊𝒇𝒐𝒓𝒏𝒊𝒂𝒏𝒐= 𝟎. 𝟎𝟒 ∙ 𝜼𝟏𝟎% + 𝟎. 𝟎𝟓 ∙ 𝜼𝟐𝟎% + 𝟎. 𝟏𝟐 ∙ 𝜼𝟑𝟎% + 𝟎. 𝟐𝟏 ∙ 𝜼𝟓𝟎% + 𝟎. 𝟓𝟑 ∙ 𝜼𝟕𝟓% + 𝟎. 𝟎𝟓 ∙ 𝜼𝟏𝟎𝟎%

taller: aspectos técnicos en el diseño, modelado y control...

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