gonzalo soberanes flores dr. j. apolinar reynoso hernández

TESIS DEFENDIDA POR:

Gonzalo Soberanes Flores

Y APROBADA POR EL SIGUIENTE COMITÉ

_______________________________________ Dr. J. Apolinar Reynoso Hernández

Director del Comité

______________________________ ________________________________ Dra. Elena Tchaikina Kolesnikova Dr. Arturo Velázquez Ventura

Miembro del Comité Miembro del Comité

______________________________ ________________________________ Dr. Arturo Arvizu Mondragón M.C. Ricardo Arturo Chávez Pérez

Miembro del Comité Miembro del Comité

______________________________ ________________________________ Dr. Arturo Velázquez Ventura Dr. Raúl Ramón Castro Escamilla

Coordinador del Posgrado en Director de Estudios de Posgrado

Electrónica y Telecomunicaciones

5 de Diciembre de 2005

CENTRO DE INVESTIGACIÓN CIENTÍFICA Y DE EDUCACIÓN SUPERIOR

DE ENSENADA

PROGRAMA DE POSGRADO EN CIENCIAS

EN ELECTRÓNICA Y TELECOMUNICACIONES

MODELADO Y SIMULACIÓN DE MEZCLADORES OPTOELECTRÓNICOS A

BASE DE FETs

TESIS

que para cubrir parcialmente los requisitos necesarios para obtener el grado de MAESTRO EN CIENCIAS

Presenta:

GONZALO SOBERANES FLORES

Ensenada, Baja California, México, Diciembre del 2005.

DEDICATORIA

A mis padres Margarita Flores y Gonzalo Soberanes, quienes con su ejemplo me

han inculcado la honestidad y la responsabilidad, y me han enseñado que todo lo que se

desea en la vida se logra a base de esfuerzos y sacrificios constantes.

A mis hermanos, quienes forman parte de mi vida y con quienes he compartido

importantes momentos.

A mi novia Liliana Rochín Días, por su paciencia, amor y apoyo incondicional en

todas mis decisiones. Gracias por tu comprensión en los momentos que no pude estar

contigo. “Te amo ♥”

RESUMEN de la tesis de Gonzalo Soberanes Flores, presentada como requisito parcial para la obtención del grado de MAESTRO EN CIENCIAS EN ELECTRÓNICA Y TELECOMUNICACIONES. Ensenada, Baja California. Diciembre del 2005.

“MODELADO Y SIMULACIÓN DE MEZCLADORES OPTOELECTRÓNICOS A BASE DE FETS”

Resumen aprobado por:

_______________________________

Dr. J. Apolinar Reynoso Hernández Director de Tesis

La presente tesis está relacionada con la caracterización electro-óptica de transistores FET y con el modelado y simulación de mezcladores optoelectrónicos. A partir de mediciones de las curvas I-V con diferentes potencias ópticas de iluminación, se obtiene la fotocorriente en función de la potencia óptica. Se observa que la fotocorriente tiene una variación de forma logarítmica con respecto a la iluminación óptica cuando el efecto fotovoltaico interno es dominante y que presenta una variación lineal cuando el efecto fotoconductivo es dominante sobre el efecto fotovoltaico. Mediante la relación entre la fotocorriente y la transconductancia en función de los voltajes de polarización, se obtienen las curvas del fotovoltaje en función de los voltajes VGS y VDS, donde se muestra experimentalmente que cuando el transistor está en conducción el fotovoltaje es independiente del voltaje de polarización de compuerta. Se propone un modelo para el fotovoltaje interno en función de la potencia óptica y del voltaje VDS y se presenta la aplicación de este modelo en la simulación de las curvas I(V) y en la simulación dinámica del transistor bajo iluminación óptica. Utilizando el software ADS se realizó la simulación del mezclador optoelectrónico. Finalmente, se obtuvieron datos experimentales del mezclador optoelectrónico y se realizó la comparación con los obtenidos de la simulación. Palabras clave: MESFET, PHEMT, Fotovoltaje, Fotocorriente, Mezclador Optoelectrónico.

ABSTRACT of the thesis presented by Gonzalo Soberanes Flores, in order to obtain the MASTER of SCIENCE DEGREE in ELECTRONICS AND TELECOMUNICATIONS. Ensenada, Baja California. December 2005.

“MODELING AND SIMULATION OF OPTOELECTRONIC MIXERS BASED ON FETS” Approved by:

_______________________________

Dr. J. Apolinar Reynoso Hernández Thesis Advisor

This dissertation deals with the electro-optic characterization of FET transistors and with the modeling and simulation of optoelectronic mixers. Using I(V) measurements data under optical illumination, the photocurrent dependence on optic power is obtained. It is observed that the photocurrent exhibit a logarithmic dependence with the optic power when the photovoltaic effect is dominant. However, when the photoconductive effect is dominant to photovoltaic effect is lineal. By using the relationship between the photocurrent and the transconductance in function of the bias point, the curves of the photovoltage are obtained at different VGS and VDS voltages, where it is shown experimentally that when the transistor is in conduction the photovoltage is independent of the gate voltage. A model is proposed to predict the internal photovoltage in function of the optic power and the VDS voltage. The proposed model was validated by the simulation of the I(V) curves and in the dynamic simulation of the transistor under optic illumination. The simulation of the optoelectronic mixer was done using the software ADS. Finally, experimental data of the optoelectronic mixer were obtained and compared with those obtained by the simulation. Keywords: MESFET, PHEMT, Photovoltage, Photocurrent, Optoelectronic Mixer.

AGRADECIMIENTOS

A mi director de tesis: Dr. J. Apolinar Reynoso Hernández, por darme la

oportunidad de trabajar con él, por su disposición para compartir su experiencia, sus

conocimientos y su amistad.

A los miembros de mi comité de tesis: Dra. Elena Tchaikina Kolesnikova, Dr.

Arturo Velázquez Ventura, Dr. Arturo Arvizu Mondragón y M.C. Ricardo Chávez Pérez,

por sus valiosos comentarios y sugerencias.

A mis maestros del área de microondas: Dra. Carmen Maya Sánchez, Dr. José Luis

Medina Monroy, M.C. Jesús Ibarra V. y M.C. Benjamín Ramírez D., por su valioso apoyo.

Al personal del Departamento de Electrónica y Telecomunicaciones, que muy

eficiente y amablemente atendieron los constantes requerimientos de los estudiantes.

A mis amigos de computación: Cynthia y Luis Adrián, por haber sido de gran ayuda

en mi llegada a Ensenada y al CICESE.

A mis compañeros de cubo: Canek, Ángel, Ana, Brenda, Bere y finalmente Victor,

por compartir su tiempo y experiencias.

A mi amiga de óptica: Noemí, por haber alegrados mis primeros días en CICESE.

A mis amigos de microondas: Ramón, Raúl Loo, Luis Pérez, Eleazar, Caro, Hugo,

Daniel y Luis, por los momentos inolvidables que pasamos juntos y las enseñanzas

compartidas.

A mis amigos de generaciones anteriores: Juan Carlos Cabanillas, Paúl, Carlos y

Juan Pedro, por su experiencia compartida.

A mis compañeros controleros y telecos: Adán, Néstor, Aarón, Karen, Dario, Rafa,

Ruth, Damián, Gabriel, Ulises y a todos los que me faltaron, porque cada uno de ellos hizo

que esta estancia en CICESE fuera como en mi casa.

Al CICESE, por haber formado parte importante en mi formación.

Al CONACYT por su apoyo económico a través del programa de becas, el cual hizo

realidad esta etapa de mi formación profesional.

Y sobre todo a Dios, por haberme permito concretar mis metas fijadas.

CONTENIDO

Página I. INTRODUCCIÓN………………………………………………………………... I.1 Antecedentes……………………………………………………………… I.2 Objetivo…………………………………………………………………... I.3 Organización del trabajo…………………………………………………. II. ASPECTOS TEÓRICOS DE LOS TRANSISTORES DE EFECTO DE

CAMPO…………………………………………………………………………. II.1 Dispositivos FET………………………………………………………… II.2 Descripción básica del MESFET………………………………………... II.3 Descripción básica del HEMT…………………………………………... III. CARACTERÍSTICAS ELÉCTRICAS……………………………………….. III.1 Características en DC…………………………………………………... III.2 Características de microondas…………………………………………. III.3 Modelado no lineal……………………………………………………... A. Modelo de Angelov……………………………………………….. B. Modelo de Chen…………………………………………………… IV. CARACTERÍSTICAS DE FOTODETECCIÓN…………………………….. IV.1 Mecanismos de fotodetección…………………………………………... A. Efecto fotovoltaico externo……………………………………….. B. Efecto fotovoltaico interno………………………………………... C. Efecto fotoconductivo……………………………………………... IV.2 Fotodetección bajo iluminación con una señal óptica no modulada

(DC)…………………………………………………………………………………… A. Arreglo experimental para medir curvas I-V bajo iluminación

óptica de DC…………………………………………………………… B. Arreglo experimental para medir parámetros S bajo iluminación

óptica de DC…………………………………………………………… C. Características I-V bajo iluminación óptica………………………. D. Fotocorriente bajo iluminación óptica de DC…………………….. E. Transconductancia gm bajo iluminación óptica…………………… F. Fotocorriente en función de la potencia óptica……………………. G. Fotovoltaje en función de los voltajes de polarización………….... H. Fotovoltaje en función de la potencia óptica……………………… I. Parámetros S bajo iluminación óptica……………………………… IV.3 Fotodetección bajo iluminación con una señal óptica

modulada……….............................................................................................. A. Arreglo experimental………………………………………………

1233

5569

131318202123

2525262730

31

31

3234374043454850

535354 B. Potencia detectada en función de la potencia óptica………………

CONTENIDO (Contiuación)

Página

C. Potencia detectada en función de la frecuencia de modulación…... D. Potencia detectada en función de los voltajes VDS y VGS................. V. MODELO PROPUESTO PARA EL Vph……………………………………... V.1 Modelado del fotovoltaje………………………………………………... V.2 Modelado electro-óptico de la característica I(V)…………………………. V.3 Aplicación del modelo propuesto a un modelo de corriente no lineal…... A. Simulación en estático del transistor MESFET…………………… B. Simulación en estático del transistor PHEMT…………………….. C. Simulación dinámica del transistor MESFET…………………….. D. Simulación dinámica del transistor PHEMT……………………… VI. MEZCLADORES……………………………………………………………… VI.1 Mecanismos de mezclado en el FET…………………………………… VI.2 Mezcladores optoelectrónicos………………………………………….. VI.3 Simulación del mezclador optoelectrónico……………………………... VI.4 Resultados de la simulación del mezclador optoelectrónico…………… VII. RESULTADOS EXPERIMENTALES DEL MEZCLADOR

OPTOELECTRÓNICO………………………………………………………

5658

6161626464647174

7777798285

888889

93101

102102103105

106

VII.1. Arreglo experimental………………………………………………….. VII.2. Datos obtenidos experimentalmente…………………………………... VII.3. Comparación entre datos simulados y medidos experimentalmente

del mezclador optoelectrónico……………………………………………….. VII.4. Discusión de resultados……………………………………………….. VIII. CONCLUSIONES……………………………………………………………. VIII.1 Conclusiones………………………………………………………….. VIII.2 Aportaciones………………………………………………………….. VIII.3 Recomendaciones……………………………………………………... LITERATURA CITADA…………………………………………………………...

LISTA DE FIGURAS

Figura Página

1 Sección transversal de un MESFET típico, incluyendo valores típicos de dopaje y dimensiones………………………………………………………. 7

10

11

12

14

16

17

19

19

22

25

2 Sección transversal de un HEMT………………………………………….. 3 Diagrama de bandas de energía de un HEMT……………………………... 4 Sección transversal de un PHEMT………………………………………… 5 Corriente de drenador como función del voltaje de drenador a diferentes

voltajes de compuerta, (a) MESFET con VGS = -0.2 V, VGS = -1 V y VGS = -1.6 V, (b) PHEMT con VGS = -0.2 V, VGS = -0.5 V y VGS = -0.8 V………

6 Características del transistor MESFET (a) Corriente de drenador contra

voltaje de compuerta en VDS = 0.5 V, 1.5 V y 2.5 V. (b) Transconductancia contra voltaje de compuerta en VDS = 0.5 V, 1.5 V y 2.5 V………………………………………………………………………...

7 Características del transistor PHEMT (a) Corriente de drenador contra

voltaje de compuerta en VDS = 0.5 V, 1.5 V y 2.5 V. (b) Transconductancia contra voltaje de compuerta en VDS = 0.5 V, 1.5 V y 2.5 V………………………………………………………………………...

8 Parámetros S del transistor MESFET para una polarización de VDS = 1.4 V

y VGS = -1.2 V. (a) Parámetro S11 (curva más externa) y parámetro S22 (curva más interna). (b) Parámetro S21 (curva más externa) y parámetro S12 (curva en el centro casi como un punto)……………………………….

9 Parámetros S del transistor PHEMT para una polarización de VDS = 1.4 V

y VGS = -0.6 V. (a) Parámetro S11 (curva más externa) y parámetro S22 (curva más interna). (b) Parámetro S21 (curva más externa) y parámetro S12 (curva muy pequeña en el centro)……………………………………...

10 (a) Ubicación física de los elementos del circuito eléctrico equivalente. (b)

Circuito eléctrico equivalente comúnmente utilizado para FETs………….. 11 Sección transversal de un MESFET donde se muestran las regiones por

donde entra la luz…………………………………………………………...

LISTA DE FIGURAS (continuación)

Figura Página

12 Arreglo experimental utilizado para medir curvas I-V bajo iluminación con una señal óptica de DC………………………………………………… 32

33

35

36

38

13 Arreglo experimental utilizado para medir parámetros S bajo iluminación

con una señal óptica de DC………………………………………………… 14 Curvas I-V del transistor MESFET. (a) Curvas IDS-VDS en oscuridad

(marcadas con *, +, x) y bajo iluminación con luz láser de 850 nm con una potencia óptica de 0.5 mW (marcadas con ◊, , ) para voltajes de VGS de 0 V, -0.8 V y -1.5 V. (b) Curvas IDS-VGS en oscuridad (marcadas con x, +, *) y bajo iluminación con luz láser de 850 nm con una potencia óptica de 0.5 mW (marcadas con , , ◊) para voltajes de VDS de 0.5 V, 1.5 V y 2.5 V…………………………………………………………………………….

15 Curvas I-V del transistor PHEMT. (a) Curvas IDS-VDS en oscuridad

(marcadas con *, +, x) y bajo iluminación con luz láser de 830 nm con una potencia óptica de 2 mW (marcadas con ◊, , ) para voltajes de VGS de 0 V, -0.4 V y -0.7 V. (b) Curvas IDS-VGS en oscuridad (marcadas con x, +, *) y bajo iluminación con luz láser de 830 nm con una potencia óptica de 2 mW (marcadas con , , ◊) para voltajes de VDS de 0.5 V, 1.5 V y 2.5 V...

16 Curvas de la fotocorriente del transistor MESFET. (a) Curvas de la

fotocorriente en función de VDS bajo iluminación con luz láser de 850 nm para una potencia óptica de 0.42 mW (marcadas con *, +, x) y para una potencia óptica de 0.62 mW (marcadas con ◊, , ), en ambos casos para voltajes de VGS de 0 V, -0.8 V y -1.5 V. (b) Curvas de la fotocorriente en función de VGS bajo iluminación con luz láser de 850 nm para una potencia óptica de 0.42 mW (marcadas con x, +, *) y para una potencia óptica de 0.62 mW (marcadas con , , ◊), en ambos casos para voltajes de VDS de 0.5 V, 1.5 V y 2.5 V……………………………………………..


Figura Página

17 Curvas de la fotocorriente del transistor PHEMT. (a) Curvas de la fotocorriente en función de VDS bajo iluminación con luz láser de 830 nm para una potencia óptica de 2 mW (marcadas con *, +, x) y para una potencia óptica de 12 mW (marcadas con ◊, , ), en ambos casos para voltajes de VGS de 0 V, -0.4 V y -0.7 V. (b) Curvas de la fotocorriente en función de VGS bajo iluminación con luz láser de 830 nm para una potencia óptica de 2 mW (marcadas con x, +, *) y para una potencia óptica de 12 mW (marcadas con , , ◊), en ambos casos para voltajes de VDS de 0.5 V, 1.5 V y 2.5 V………………………………………………………... 39

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18 Transconductancia en función de la polarización, medida sin luz (marcada

con *, +, x) y con luz de 850 nm con una potencia óptica de 0.5 mW (marcada con ◊, , ), para el transistor MESFET. (a) Curvas gm-VDS para VGS = 0, -0.8 y -1.5 V. (b) Curvas gm-VGS para VDS = 0.5, 1.5 y 2.5 V……

19 Transconductancia en función de la polarización, medida sin luz (marcada

con x, +, *) y con luz de 830 nm con una potencia óptica de 2 mW (marcada con , , ◊), para el transistor PHEMT. (a) Curvas gm-VDS para VGS = 0, -0.4 y -0.7 V. (b) Curvas gm-VGS para VDS = 0.5, 1.5 y 2.5 V……

20 Gráficas de la fotocorriente contra la potencia óptica para el transistor

MESFET, con el voltaje VGS = 0 V y VDS = 1, 1.5, 2 y 2.5 V, marcadas con cuadrados, triángulos, rombos y estrellas, respectivamente, utilizando iluminación láser de 830 nm………………………………………………..

21 Gráficas de la fotocorriente contra la potencia óptica para el transistor

PHEMT, con el voltaje VGS = 0V y VDS = 1, 1.5, 2 y 2.5 V, marcadas con cuadrados, triángulos, rombos y estrellas, respectivamente, utilizando iluminación láser de 830 nm………………………………………………..

22 Fotocorriente en el transistor PHEMT bajo iluminación láser de 830 nm

como función de la potencia óptica incidente, en VGS = -0.5 V (encendido) y VGS = -2.0 V (apagado) con un VDS = 1.5 V fijo…………………………

23 Fotovoltaje obtenido en función de la polarización, utilizando iluminación

láser de 850 nm con una potencia óptica de 0.5 mW, para el transistor MESFET. (a) Curvas Vph-VGS para los voltajes de drenador de 1 V (cuadrados) y 2 V (rombos). (b) Curva Vph-VDS obtenida al promediar los valores de Vph desde VGS = -1.5 V a VGS = 0 V…………………………...


Figura Página

24 Fotovoltaje obtenido en función de la polarización, utilizando iluminación láser de 830 nm con una potencia óptica de 2 mW, para el transistor PHEMT. (a) Curvas Vph-VGS para los voltajes de drenador de 1 V (cuadrados) y 2 V (rombos). (b) Curva Vph-VDS obtenida al promediar los valores de Vph desde VGS = -0.8 V a VGS = 0 V…………………………... 47

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49

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55

25 Gráficas del fotovoltaje en función de la potencia óptica para el transistor

MESFET, con los voltajes VDS = 1, 1.5, 2 y 2.5 V, marcados con adrados, triángulos, rombos y estrellas, respectivamente, utilizando iluminación láser de 830 nm……………………………………………………………..

26 Gráficas del fotovoltaje en función de la potencia óptica para el transistor

PHEMT , con los voltajes VDS = 1, 1.5, 2 y 2.5 V, marcados con cuadrados, triángulos, rombos y estrellas, respectivamente, utilizando iluminación láser de 830 nm………………………………………………..

27 Parámetros S de 45 MHz a 20 GHz medidos en oscuridad (marcados con

círculos) y medidos bajo iluminación óptica de 850 nm a una potencia óptica de 0.5 mW (marcados con signos “x”), para el transistor MESFET, el cual fue polarizado con un VGS = -1.2 V y un VDS = 1.4 V. (a) Parámetro S11. (b) Parámetro S22. (c) Parámetros S21. (d) Parámetros S12………………………………………………………………………….

28 Parámetros S de 45 MHz a 30 GHz medidos en oscuridad (marcados con

círculos) y medidos bajo iluminación óptica de 850 nm a una potencia óptica de 0.5 mW (marcados con signos “x”), para el transistor PHEMT, el cual fue polarizado con un VGS = -0.6 V y un VDS = 1.4 V. (a) Parámetro S11. (b) Parámetro S22. (c) Parámetros S21. (d) Parámetros S12………………………………………………………………………….

29 Arreglo experimental utilizado para medir las características de

fotodetección bajo iluminación con una señal óptica modulada…………... 30 Gráfica de la potencia detectada a la salida del transistor MESFET en

función de la potencia óptica, con una polarización de VGS = -1.2 V y de VDS = 1.4 V, con iluminación de 850nm a una potencia óptica de 0.51 mW modulada con una señal de 1000 MHz y -10dBm de potencia……………..


Figura Página

31 Gráfica de la potencia detectada a la salida del transistor PHEMT en función de la potencia óptica, con una polarización de VGS = -0.6 V y de VDS = 1.4 V, con iluminación de 850nm a una potencia óptica de 0.51 mW modulada con una señal de 1000 MHz y -10dBm de potencia…………….. 55

57

57

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63

66

32 Gráfica de la potencia detectada en función de la frecuencia de

modulación de la señal óptica, para el transistor MESFET con un VGS = -1.2 V y un VDS = 1.4 V, utilizando un láser de 850 nm con una potencia óptica de 0.51 mW y una señal modulante de -10dBm…………………….

33 Gráfica de la potencia detectada en función de la frecuencia de

modulación de la señal óptica, para el transistor PHEMT con un VGS = -0.6 V y un VDS = 1.4 V, utilizando un láser de 850 nm con una potencia óptica de 0.51 mW y una señal modulante de -10dBm…………………….

34 Potencia detectada a la salida del transistor MESFET en función de la

polarización, al iluminarlo con luz de 850 nm con 0.51 mW de potencia óptica modulada a 1000 MHz con -10 dBm. (a) Potencia detectada contra VDS con un VGS = -1.2 V. (b) Potencia detectada contra VGS con un VDS = 1.4 V………………………………………………………………………...

35 Potencia detectada a la salida del transistor PHEMT en función de la

polarización, al iluminarlo con luz de 850 nm con 0.51 mW de potencia óptica modulada a 1000 MHz con -10 dBm. (a) Potencia detectada contra VDS con un VGS = -0.6 V. (b) Potencia detectada contra VGS con un VDS = 1.4 V………………………………………………………………………...

36 Comparación entre el fotovoltaje medido para los valores de Vds de 1 V

(cuadrados), 1.5 V (triángulos), 2 V (rombos) y 2.5 V (estrellas) y el simulado (líneas), para los mismos valores de Vds. (a) Transistor MESFET. (b) Transistor PHEMT…………………………………………..

37 Curvas IDS-VDS medias y simuladas del transistor MESFET, para los

voltajes VGS de -2 V a -0.4 V en pasos de 0.2 V. (a) Curvas IDS-VDS medidas sin iluminación (marcadas con círculos) y simuladas con el modelo de Chen (marcadas con triángulos). (b) Curvas IDS-VDS medidas bajo iluminación con luz de 850nm y 0.5 mW de potencia óptica (marcadas con círculos) y modeladas agregando el modelo del fotovoltaje al modelo de Chen (marcadas con triángulos)……………………………...


Figura Página

38 Curvas IDS-VGS medias y simuladas del transistor MESFET, para los voltajes VDS de 0 V a 3 V en pasos de 0.5 V. (a) Curvas IDS-VGS medidas sin iluminación (marcadas con círculos) y simuladas con el modelo de Chen (marcadas con triángulos). (b) Curvas IDS-VGS medidas bajo iluminación con luz de 850nm y 0.5 mW de potencia óptica (marcadas con círculos) y modeladas agregando el modelo del fotovoltaje al modelo de Chen (marcadas con triángulos)……………………………………………. 67

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70

72

72

39 Curvas IDS-VDS medias y simuladas del transistor PHEMT, para los

voltajes VGS de -1 V a 0 V en pasos de 0.2 V. (a) Curvas IDS-VDS medidas sin iluminación (marcadas con círculos) y simuladas con el modelo de Angelov (marcadas con triángulos). (b) Curvas IDS-VDS medidas bajo iluminación con luz de 850nm y 0.5 mW de potencia óptica (marcadas con círculos) y modeladas agregando el modelo del fotovoltaje al modelo de Angelov (marcadas con triángulos)………………………………………...

40 Curvas IDS-VGS medias y simuladas del transistor PHEMT, para los

voltajes VDS de 0 V a 3 V en pasos de 0.5 V. (a) Curvas IDS-VGS medidas sin iluminación (marcadas con círculos) y simuladas con el modelo de Angelov (marcadas con triángulos). (b) Curvas IDS-VGS medidas bajo iluminación con luz de 850nm y 0.5 mW de potencia óptica (marcadas con círculos) y modeladas agregando el modelo del fotovoltaje al modelo de Angelov (marcadas con triángulos)………………………………………...

41 Parámetro S11 medido y simulado de 45 MHz a 20 GHz para el transistor

MESFET con un VGS = -1.2 V y un VDS = 1.4 V. (a) Parámetro S11 medido sin iluminación (círculos) y simulado sin iluminación (símbolos “x”). (b) Parámetro S11 medido con iluminación óptica de 850 nm a una potencia óptica de 0.5 mW (círculos) y simulado para la misma condición de iluminación (símbolos “x”)……………………………………………...




Figura Página

43 Parámetro S21 medido y simulado de 45 MHz a 20 GHz para el transistor MESFET con un VGS = -1.2 V y un VDS = 1.4 V. (a) Parámetro S21 medido sin iluminación (círculos) y simulado sin iluminación (símbolos “x”). (b) Parámetro S21 medido con iluminación óptica de 850 nm a una potencia óptica de 0.5 mW (círculos) y simulado para la misma condición de iluminación (símbolos “x”)……………………………………………... 73

73

75

75

76




PHEMT con un VGS = -0.6 V y un VDS = 1.4 V. (a) Parámetro S11 medido sin iluminación (círculos) y simulado sin iluminación (símbolos “x”). (b) Parámetro S11 medido con iluminación óptica de 850 nm a una potencia óptica de 0.5 mW (círculos) y simulado para la misma condición de iluminación (símbolos “x”)…………………………………………………






Figura Página

48 Parámetro S12 medido y simulado de 45 MHz a 30 GHz para el transistor PHEMT con un VGS = -0.6 V y un VDS = 1.4 V. (a) Parámetro S12 medido sin iluminación (círculos) y simulado sin iluminación (símbolos “x”). (b) Parámetro S12 medido con iluminación óptica de 850 nm a una potencia óptica de 0.5 mW (círculos) y simulado para la misma condición de iluminación (símbolos “x”)………………………………………………… 76

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49 Utilización de un FET como mezclador optoelectrónico y su espectro de

salida con la aplicación de un OL a 1 GHz y una FI 1 200 MHz………….. 50 Fuente de voltaje utilizada para suponer la potencia óptica entregada por el

láser………………………………………………………………………… 51 Fuente de potencia de RF de un tono modulando la salida de la fuente de

voltaje, simulando la modulación de una determinada potencia óptica……. 52 Arreglo utilizado para simular la inyección de una supuesta señal óptica

modulada en amplitud a un transistor sin encapsular……………………… 53 Arreglo total utilizado para la simulación del mezclador optoelectrónico

en ADS, por medio de la técnica de balance armónico……………………. 54 Espectro de frecuencia resultante de la simulación del mezclador

optoelectrónico con el transistor MESFET, polarizado en VGS = -1.2 V y VDS = 1.4 V. (a) Para una señal de OL de 1 GHz con una potencia de -10 dBm y una señal de FI de 200 MHz con una potencia de -12 dBm modulando la señal de un láser de 850 nm con una potencia óptica de 0.5 mW. (b) Para una señal de OL de 5 GHz con una potencia de -10 dBm y una señal de FI de 200 MHz con una potencia de -10 dBm modulando la señal de un láser de 850 nm con una potencia óptica de 0.5 mW…………..

55 Espectro de frecuencia resultante de la simulación del mezclador

optoelectrónico con el transistor PHEMT, polarizado en VGS = -0.6 V y VDS = 1.4 V. (a) Para una señal de OL de 1 GHz con una potencia de -10 dBm y una señal de FI de 200 MHz con una potencia de -12 dBm modulando la señal de un láser de 850 nm con una potencia óptica de 0.5 mW. (b) Para una señal de OL de 5 GHz con una potencia de -10 dBm y una señal de FI de 200 MHz con una potencia de -10 dBm modulando la señal de un láser de 850 nm con una potencia óptica de 0.5 mW…………..


Figura Página

56 Arreglo experimental utilizado para medir el espectro de frecuencia de salida del mezclador optoelectrónico………………………………………. 89

91

92

95

96

57 Espectro de frecuencia obtenido experimentalmente del mezclador

optoelectrónico con el transistor MESFET, polarizado en VGS = -1.2 V y VDS = 1.4 V. (a) Para una señal de OL de 1 GHz con una potencia de -10 dBm y una señal de FI de 200 MHz con una potencia de -12 dBm modulando la señal de un láser de 850 nm con una potencia óptica de 0.5 mW. (b) Para una señal de OL de 5 GHz con una potencia de -10 dBm y una señal de FI de 200 MHz con una potencia de -10 dBm modulando la señal de un láser de 850 nm con una potencia óptica de 0.5 mW…………..

58 Espectro de frecuencia obtenido experimentalmente del mezclador

optoelectrónico con el transistor PHEMT, polarizado en VGS = -0.6 V y VDS = 1.4 V. (a) Para una señal de OL de 1 GHz con una potencia de -10 dBm y una señal de FI de 200 MHz con una potencia de -12 dBm modulando la señal de un láser de 850 nm con una potencia óptica de 0.5 mW. (b) Para una señal de OL de 5 GHz con una potencia de -10 dBm y una señal de FI de 200 MHz con una potencia de -10 dBm modulando la señal de un láser de 850 nm con una potencia óptica de 0.5 mW…………..

59 Comparación entre el espectro de frecuencia medido y el resultante de la

simulación del mezclador optoelectrónico con el transistor MESFET, polarizado en Vgs = -1.2 V y Vds = 1.4 V. Para una señal de OL de 1 GHz con una potencia de -10 dBm y una señal de FI de 200 MHz con una potencia de -12 dBm modulando la señal de un láser de 850 nm con una potencia óptica de 0.5 mW. (a) Espectro de frecuencia de 50 MHz a 5 GHz. (b) Ampliación del espectro de frecuencia de 50 MHz a 500 MHz. (c) Ampliación del espectro de frecuencia de 700 MHz a 1300 MHz……...


simulación del mezclador optoelectrónico con el transistor MESFET, polarizado en Vgs = -1.2 V y Vds = 1.4 V. Para una señal de OL de 5 GHz con una potencia de -10 dBm y una señal de FI de 200 MHz con una potencia de -10 dBm modulando la señal de un láser de 850 nm con una potencia óptica de 0.5 mW. (a) Espectro de frecuencia de 50 MHz a 12 GHz. (b) Ampliación del espectro de frecuencia de 50 MHz a 500 MHz. (c) Ampliación del espectro de frecuencia de 4.5 GHz a 5.5 GHz…………


Figura Página

61 Comparación entre el espectro de frecuencia medido y el resultante de la simulación del mezclador optoelectrónico con el transistor PHEMT, polarizado en Vgs = -0.6 V y Vds = 1.4 V. Para una señal de OL de 1 GHz con una potencia de -10 dBm y una señal de FI de 200 MHz con una potencia de -12 dBm modulando la señal de un láser de 850 nm con una potencia óptica de 0.5 mW. (a) Espectro de frecuencia de 50 MHz a 5 GHz. (b) Ampliación del espectro de frecuencia de 50 MHz a 500 MHz. (c) Ampliación del espectro de frecuencia de 0.7 GHz a 1.3 GHz………… 99

100


simulación del mezclador optoelectrónico con el transistor PHEMT, polarizado en Vgs = -0.6 V y Vds = 1.4 V. Para una señal de OL de 5 GHz con una potencia de -10 dBm y una señal de FI de 200 MHz con una potencia de -10 dBm modulando la señal de un láser de 850 nm con una potencia óptica de 0.5 mW. (a) Espectro de frecuencia de 50 MHz a 12 GHz. (b) Ampliación del espectro de frecuencia de 50 MHz a 500 MHz. (c) Ampliación del espectro de frecuencia de 4.5 GHz a 5.5 GHz…………

LISTA DE TABLAS

Tabla Página

I Valores de las constantes utilizadas en el modelo de Chen para simular las curvas I(V) en oscuridad del transistor MESFET………………………….. 65

65

68

68

71

74

94

94

98

98

II Valores de las constantes utilizadas en el modelo del fotovoltaje para

simular las curvas I(V) bajo iluminación del transistor MESFET…………. III Valores de las constantes utilizadas en el modelo de Angelov para simular

las curvas I(V) en oscuridad del transistor PHEMT……………………….. IV Valores de las constantes utilizadas en el modelo del fotovoltaje para

simular las curvas I(V) bajo iluminación del transistor PHEMT………….. V Valores de los elementos del circuito eléctrico equivalente, utilizados para

el transistor MESFET……………………………………………………… VI Valores de los elementos del circuito eléctrico equivalente, utilizados para

el transistor PHEMT……………………………………………………….. VII Potencias medidas y simuladas del mezclador optoelectrónico con el

transistor MESFET, para una fOL = 1 GHz y una fFI = 200 MHz………….. VIII Potencias medidas y simuladas del mezclador optoelectrónico con el

transistor MESFET, para una fOL = 5 GHz y una fFI = 200 MHz………….. IX Potencias medidas y simuladas del mezclador optoelectrónico con el

transistor PHEMT, para una fOL = 1 GHz y una fFI = 200 MHz…………… X Potencias medidas y simuladas del mezclador optoelectrónico con el

transistor PHEMT, para una fOL = 5 GHz y una fFI = 200 MHz……………

I. INTRODUCCIÓN

Debido a las ventajas de la fibra óptica, como su capacidad de amplio ancho de

banda, tamaño compacto, flexibilidad y bajas pérdidas, en los últimos años se ha dado un

incremento interesante en el uso de tecnología de fibra óptica en los sistemas de

comunicación inalámbrica de banda ancha. Sin embargo, en los sistemas de comunicación

inalámbrica en las bandas de frecuencia de ondas milimétricas se requieren varias

estaciones base (EB) para compensar las grandes pérdidas por transmisión. Por lo tanto, es

importante proponer arquitecturas sencillas y de bajo costo de estaciones base.

Hay dos métodos principales para transmitir señales por fibra óptica utilizando

ondas milimétricas. En una configuración, las señales de ondas milimétricas son

ópticamente generadas mediante la modulación de la portadora óptica con una señal de RF

(en las frecuencias milimétricas), seguida de la transmisión por la fibra óptica, y detectadas

para convertirlas de nuevo a ondas milimétricas en la EB. En este sistema, varias

propuestas para la generación óptica de ondas milimétricas han sido hechas. Sin embargo,

esta configuración tiene algunos problemas, los cuales son: las dificultades de la generación

de ondas milimétricas ópticas (Grosskopf et al., 2000) y las características de dispersión

cromática de la fibra óptica (Gliese et al., 1996), los cuales son factores limitantes para

incrementar la distancia de transmisión. Además, son requeridos fotodetectores de alta

velocidad para convertir la señal óptica a señal de ondas milimétricas.

En la otra configuración, se realiza la modulación de la portadora óptica con una

frecuencia intermedia (FI), seguida de la transmisión por fibra óptica, y luego la detección

remota para convertirla ascendentemente a ondas milimétricas en la EB. Este sistema

alimentador de FI minimiza las complejidades mencionadas anteriormente y elimina los

2

fotodetectores de alta frecuencia. De cualquier forma, esto requiere mezcladores de

microondas y osciladores locales (OL) de amarre de fase operando en ondas milimétricas,

lo cuál puede incrementar el costo de la EB. Adicionalmente, esta configuración tiene la

dificultad de la integración monolítica entre componentes ópticos y de microondas debido a

las diferencias en la estructura de los dispositivos.

Para simplificar la arquitectura de la EB, se ha propuesto la integración en un “chip”

de un fotodetector y otros componentes de RF que son requeridos en las EB. Los PHEMTs

y los MESFETs han recibido mucha atención para esta integración, porque ellos pueden

detectar ondas de luz modulada con alta ganancia interna y tienen compatibilidad con los

procesos de fabricación de MMICs (Microwave Monolithic Integrated Circuits)

convencionales. Además, pueden proporcionar funciones adicionales como mezclado

optoelectrónico y oscilación con amarre por inyección óptica (Yang et al., 1995). Una

buena opción para la simplificación de la EB son los mezcladores optoelectrónicos a base

de MESFETs o PHEMTs, los cuales pueden realizar la fotodetección y la mezcla de la luz

modulada de FI con la señal de ondas milimétricas del OL.

I.1 Antecedentes

En CICESE se realizó la tesis “Estudio teórico-experimental de un mezclador

optoelectrónico” (Pérez Pérez, 2005), donde los resultados experimentales obtenidos son

muy prometedores y se ha demostrado que se puede obtener la mezcla de señales electro-

ópticas en la configuración clásica de mezclador, esto es, con la señal del OL en la

compuerta, la señal de FI de forma óptica y la señal de RF en el drenador. Además varios

autores han propuesto sistemas de comunicación inalámbricos con tecnología de fibra

3

óptica utilizando un transistor FET directamente como fotodetector y convertidor

ascendente optoelectrónico (Suematsu et al., 1996; Choi et al., 2004; Kang, 2004). Sin

embargo, un punto interesante y que no había sido estudiado es el modelado y simulación

del mezclador optoelectrónico. Por esta razón, esto se planteó como el objetivo principal de

esta tesis.

I.2 Objetivo

1.-Estudiar las características de los transistores de alta frecuencia como detectores

de luz monocromática modulada y no modulada.

2.-Montar un arreglo experimental para estudiar las características de los

transistores como fotodetectores.

3.-Obtener los modelos no lineales de los transistores MESFETs y PHEMT.

4.-Realizar el modelado de un mezclador optoelectrónico y su simulación.

5.-Montar un arreglo experimental del mezclador optoelectrónico para obtener

resultados experimentales y compararlos con la simulación.

I.3 Organización del trabajo

Para el desarrollo y el buen entendimiento de la presente tesis, el trabajo se organiza

de la siguiente manera: en el capítulo II se presentan los aspectos teóricos de los

transistores de efecto de campo, se muestra la familia de dispositivos FET y se hace una

descripción básica del MESFET y el HEMT. En el capítulo III se presentan las

características eléctricas de estos dispositivos, tanto las características en DC como las

características de microondas, también se hace una breve descripción del modelado no

4

lineal, incluyendo el modelo de circuito eléctrico equivalente y los modelos de corriente no

lineal de Angelov y de Chen. En el capítulo IV se muestra todo lo relacionado con las

características de fotodetección, empezando con los mecanismos de fotodetección donde se

explica el efecto fotovoltaico externo, el efecto fotovoltaico interno y el efecto

fotoconductivo, continuando con las características de fotodetección bajo iluminación con

una señal óptica de DC, donde se incluyen los arreglos experimentales utilizados, las

características I-V, la fotocorriente, la transconductancia, el fotovoltaje y los parámetros S

bajo iluminación óptica, y por último se exponen las características de fotodetección bajo

iluminación con una señal óptica modulada, donde se incluye el arreglo experimental

utilizado y la potencia detectada en función de la potencia óptica, de la frecuencia de

modulación y de la polarización. En el capítulo V se explica el modelo propuesto para la

simulación del fotovoltaje y como aplicarlo en cualquier simulación. En el capítulo VI

tenemos los temas relacionados a los mezcladores, donde se incluyen los mecanismos de

mezclado en el FET, la teoría sobre los mezcladores a FET, la teoría sobre los mezcladores

optoelectrónicos y la explicación sobre la simulación desarrollada del mezclador

optoelectrónico. En el capítulo VII se presentan los resultados experimentales obtenidos del

mezclador optoelectrónico, incluyendo el arreglo experimental utilizado, los datos

obtenidos, la comparación entre los datos simulados y los obtenidos experimentalmente y

por último la discusión de los resultados. Finalmente en el capítulo VIII se hace un recuento

de las aportaciones logradas con esta tesis y la exposición de algunas sugerencias.

5

II. ASPECTOS TEÓRICOS DE LOS TRANSISTORES DE EFECTO DE CAMPO

II.1 Dispositivos FET

Una amplia variedad de dispositivos FET (Transistores de Efecto de Campo) son de

uso común en el campo de las microondas. Estos incluyen los siguientes:

FET de unión (JFET),

FET metal óxido-semiconductor (MOSFET),

FET de epitaxia metal-semiconductor (MESFET),

Transistor de alta movilidad electrónica (HEMT).

De los cuales consideraremos individualmente el MESFET y el HEMT.

Todos los FETs tienen algunos elementos en común. Un FET tiene una región

conductiva, llamada el canal, un contacto de fuente y un contacto de drenador en sus

extremos. Los portadores mayoritarios (electrones), se mueven a través del canal, de la

fuente al drenador, alcanzando una velocidad cercana a la velocidad de saturación. La

corriente que circula en el canal es controlada por el campo eléctrico en la compuerta, el

cual influye el canal en una de varias formas. Por ejemplo, la compuerta puede formar una

unión pn o una barrera Schottky con el canal (JFET, MESFET) o puede estar separada del

canal por un aislante delgado (MOSFET). Modulando la carga disponible para la

conducción, el voltaje de compuerta controla la corriente en el canal. Apropiadamente

explotado, esto lleva a algo llamado amplificación.

Los portadores de carga en el canal del FET pueden ser electrones o huecos. Si los

portadores son huecos, el dispositivo es llamado un FET de canal p; si los portadores son

electrones, es un dispositivo de canal n. (Debido a que los materiales n tienen mayor

6

movilidad, los dispositivos de microondas son invariablemente de canal n.) Todos los FETs

tienen un voltaje de oclusión, el voltaje de compuerta en el cual el canal del FET se cierra

completamente. El voltaje de oclusión también puede ser llamado voltaje de umbral. Si el

voltaje de oclusión es negativo en un dispositivo de canal n, el FET es un dispositivo de

modo de agotamiento; si es positivo, es un dispositivo de modo de enriquecimiento. Los

JFETs, incluyendo MESFETs, invariablemente son dispositivos en modo de agotamiento;

los MOSFETs y los HEMTs pueden operar en cualquier modo enriquecimiento o

agotamiento (Mass, 1998).

II.2 Descripción básica del MESFET

Un MESFET es un tipo de FET de compuerta de unión (metal-semiconductor) que

tiene las siguientes características:

• La compuerta es una barrera Schottky (metal-semiconductor). Evitando los procesos

de difusión en la fabricación de la compuerta proporciona una longitud de

compuerta más corta, minimizando la capacitancia compuerta-canal y el tiempo de

tránsito de compuerta;

• El canal en el FET es una capa epitaxial crecida sobre un substrato de alta

resistividad. Esto permite que las dimensiones del canal sean controladas con

precisión;

• Aunque en el pasado el silicio fue utilizado en la fabricación de los MESFETs, hoy

el material más común es el GaAs. El GaAs tiene mucha más alta movilidad que el

silicio. Debido a que el InP tiene incluso mayor movilidad, los MESFETs algunas

7

veces también son fabricados sobre substratos de InP. Sin embargo, el InP es más

caro que el GaAs.

La figura 1 muestra la sección transversal de un MESFET típico. El dispositivo es

fabricado sobre un substrato de alta resistividad. Para evitar que las impurezas e

imperfecciones del cristal en el substrato afecten el canal del FET, primero se crece una

capa relativamente delgada de GaAs intrínseco llamada buffer, sobre el substrato. Para el

canal se usa una capa epitaxial delgada e impurificada. En la capa canal, el grabado más

delgado es donde se localiza la compuerta. Esta compuerta enterrada tiene varias ventajas;

la más importante es la minimización de la resistencia de fuente RS y de la resistencia de

drenador RD.

Figura 1. Sección transversal de un MESFET típico, incluyendo valores típicos de dopaje y dimensiones.

8

En operación, en el MESFET de GaAs, la velocidad de deriva del electrón es

proporcional a la fuerza del campo eléctrico, y en altos campos eléctricos la velocidad del

electrón se satura. En los dispositivos a base de GaAs los efectos de saturación empiezan a

ocurrir antes de que el extremo del canal hacia el drenador se ocluya, y la saturación de la

corriente ocurre de una combinación de la saturación de la velocidad del electrón y del

estrechamiento del canal en el lado del drenador.

A las frecuencias de microondas, incluso pequeñas resistencias y capacitancias

parásitas tienen un impacto negativo en la operación del MESFET. La resistencia de la

compuerta es un ejemplo. Aunque la compuerta es un metal y podría esperarse que tenga

baja resistencia, es una tira de metal que fácilmente puede tener unos pocos ohms de

resistencia. Aunque unos cuantos ohms parecen una resistencia muy pequeña, es en verdad

significativa. En unión con la capacitancia compuerta-fuente, esta forma un filtro R-C en la

entrada del FET, reduciendo su ganancia. Al generar ruido térmico, la resistencia de

compuerta también degrada la figura de ruido del dispositivo.

Para minimizar la resistencia de compuerta, se utiliza una compuerta en hongo. Esto

es, una compuerta considerablemente más ancha en la parte de arriba que en contacto con el

semiconductor. Virtualmente todos los FETs modernos utilizan esta técnica (Mass, 1998).

9

II.3 Descripción básica del HEMT

En un HEMT (High Electrón Mobility Transistor – transistor de alta movilidad

electrónica), los electrones alcanzan mucha mayor movilidad que en un MESFET; el

resultado es una transconductancia más alta, ruido más bajo, y desempeño global mejorado.

Este conjunto de características se logra a través del uso de una heterounión en lugar de un

canal dopado (Mass, 1998).

Existen otros nombres que también son usados para este dispositivo, entre los que se

encuentran: TEGFET, HFET, SDHT y MODFET (Kang, 2004). El nombre de HEMT es

utilizado en esta tesis.

La figura 2 muestra la sección transversal de un HEMT. En muchos aspectos luce

como un MESFET, y las razones para su estructura son muchas las mismas como para el

MESFET. La diferencia, por supuesto, es el uso de una heterounión, la cual esta formada

entre semiconductores de diferentes composiciones y anchos de banda prohibida de energía

(Zevallos Castro, 2000).

La estructura del HEMT está típicamente compuesta de: dos capas de GaAs n++

denominadas “capping”, para formar los contactos óhmicos de fuente y drenador, una capa

de AlGaAs tipo n+ denominada capa donadora o capa de barrera de compuerta, una capa de

AlGaAs no dopada denominada “spacer”, la cual es muy delgada, del orden de unas

decenas de ángstroms, una capa de GaAs no dopada denominada “buffer” y una capa de

GaAs semi-aislante denominada substrato (Zevallos Castro, 2000).

10

Figura 2. Sección transversal de un HEMT.

La parte más importante del HEMT se encuentra en una pequeña región formada

entre el AlGaAs y el GaAs, donde se forma un pozo cuántico, el cual confina los electrones

en una delgada distribución bi-dimensional de muy alta concentración de electrones

denominada “2-DEG” (gas bi-dimensional de electrones) que resulta de la diferencia de

anchos de banda prohibida en el AlGaAs y el GaAs. (Zuñiga Juárez, 2003). Tal como se

muestra en el diagrama de bandas de energía de la figura 3.

11

Figura 3. Diagrama de bandas de energía de un HEMT.

El mecanismo de operación del HEMT es similar al transistor de efecto de campo

metal-semiconductor (MESFET). El voltaje de polarización aplicado entre el drenador y la

fuente causa el campo eléctrico longitudinal en el canal y la tensión de polarización de

compuerta causa un campo eléctrico transversal que controla la concentración de

portadores del 2-DEG. La concentración de electrones en el 2-DEG se controla por medio

de la tensión inversa aplicada a la compuerta. Cuando la tensión de polarización de la

compuerta es igual al voltaje de umbral, la concentración de portadores del 2-DEG

desaparece y la corriente desaparece, se dice entonces que el canal está ocluido (Kang,

2004).

Debido a que la estructura del HEMT es más compleja que la del MESFET, hay

más grados de libertad para la optimización del dispositivo. Una variación es el HEMT

12

pseudomórfico, o PHEMT (pronunciado pi’hemt, por la pronunciación en inglés de “p”),

mostrado en la figura 4. Un PHEMT utiliza una capa InGaAs extra entre el AlGaAs spacer

y la capa GaAs; la mayor discontinuidad resultante en la banda prohibida genera más carga

en la capa de electrones, incrementando la transconductancia y la potencia de salida.

Desafortunadamente, este aumento llega a costa de un desacoplamiento de la estructura

entre las tres capas, lo cual se percibe en la capa InGaAs. Debido a que esta capa es

artificialmente comprimida, es llamada capa pseudomórfica. Aún así, los PHEMTs exhiben

significativamente mejor ganancia, figura de ruido y potencia de salida que los AlGaAs

HEMTs simples (Mass, 1998).

Figura 4. Sección transversal de un PHEMT.

13

III. CARACTERÍSTICAS ELÉCTRICAS

III.1 Características en DC

En este capítulo, las características de los FETs, utilizados en esta tesis, son

investigadas experimentalmente. La figura 5 (a) y (b) muestra la corriente de drenador (IDS)

como una función del voltaje de drenador (VDS) aplicado en diferentes voltajes de

compuerta (VGS), para un MESFET y un PHEMT respectivamente. IDS es la corriente de

drenador-fuente, VK (voltaje de rodilla) es el voltaje VDS en donde se presenta la transición

óhmica-saturación y VT es el voltaje necesario para ocluir el transistor. En un transistor de

efecto de campo, con el incremento del voltaje de drenador, la corriente de drenador

inicialmente crece y después empieza a saturarse a determinado valor de voltaje de

drenador. Por otro lado, en figura 5 (b), la corriente de drenador del HEMT pseudomórfico

inesperadamente incrementa en la región de saturación. Este incremento repentino y

anormal en la corriente de drenador es conocido como efecto kink (Suemitsu et al., 1998;

Somerville et al., 2000). El efecto kink es atribuido a los niveles profundos, las trampas, y a

la ionización por impacto que produce acumulación de huecos. Los portadores inyectados

hacia las trampas limitan la corriente de drenador debido a que permanecen atrapados y no

participan en la conducción. Cuando el transistor se polariza en la región óhmica los niveles

energéticos en donde se localizan las trampas están casi vacíos. Sin embargo, a medida que

VDS crece arriba del voltaje de rodilla, se van llenando las trampas con electrones. Una vez

que están llenas, no pueden afectar más el flujo de corriente y la corriente de drenador se

incrementa repentinamente. Además, a fuertes voltajes de drenador, ocurre la ionización

por impacto en la región del alto campo eléctrico del FET.

14

(a)

(b)

Figura 5. Corriente de drenador como función del voltaje de drenador a diferentes voltajes de compuerta, (a) MESFET con VGS = -0.2 V, VGS = -1 V y VGS = -1.6 V, (b) PHEMT con VGS = -0.2 V, VGS = -0.5 V y VGS = -0.8 V

15

Los huecos generados, debido a la ionización por impacto, son acumulados en la región de

la fuente y desplazan el voltaje de umbral del dispositivo, consecuentemente es generada

una corriente de drenador adicional. Este efecto kink puede causar en el dispositivo,

reducción de la ganancia y aumento del ruido en altas frecuencias (Kang, 2004).

Las figuras 6 y 7 muestran la corriente de drenador (a) y la transconductancia (b)

como una función del voltaje de compuerta bajo diferentes condiciones de voltaje de

drenador, para un MESFET y un PHEMT respectivamente. Como se mencionó en el

capítulo anterior, el voltaje de compuerta controla la apertura del canal en el MESFET y la

concentración de portadores del 2DEG en el HEMT. Cuando la tensión de polarización de

compuerta es mayor que el voltaje de umbral, la apertura del canal o la concentración de

portadores en el canal llega a ser despreciable y el dispositivo se apaga. Se midió un voltaje

de umbral de -1.8 V es medido para el MESFET (figura 6 (b)) y un voltaje de umbral de -

0.8 V para el PHEMT como se muestra en la figura 7 (b).

Derivando las características I(V) se obtiene:

constanteDS

DSm V

GS

dIgdV == (1)

constanteGS

DSd V

DS

dIgdV == (2)

donde gm es la transconductancia en DC y se asocia a la ganancia del transistor, y gd es la

conductancia en DC y se asocia a la resistencia del canal.

16

(a)

(b)

Figura 6 Características del transistor MESFET (a) Corriente de drenador contra voltaje de compuerta en VDS = 0.5 V, 1.5 V y 2.5 V. (b) Transconductancia contra voltaje de compuerta en VDS = 0.5 V, 1.5 V y 2.5 V.

17

(a)

(b)

Figura 7 Características del transistor PHEMT (a) Corriente de drenador contra voltaje de compuerta en VDS = 0.5 V, 1.5 V y 2.5 V. (b) Transconductancia contra voltaje de compuerta en VDS = 0.5 V, 1.5 V y 2.5 V.

18

La transconductancia del dispositivo es el parámetro más importante para las aplicaciones

de microondas. Una alta transconductancia proporciona una ganancia más grande y un

desempeño superior en altas frecuencias. La transconductancia es definida como la

pendiente de la curva IDS-VGS mientras el voltaje de drenador se mantiene constante.

La transconductancia máxima del MESFET utilizado en esta tesis es alrededor de

130 mS y para el PHEMT es alrededor de 55 mS en oscuridad, como se muestra en la

figura 6 (b) y la figura 7 (b), respectivamente.

III.2 Características de microondas

En esta sección, se presentan las características de microondas del MESFET y del

PHEMT. Como se mencionó al inicio, estos FETs amplifican señales en rangos de

frecuencia amplios, principalmente el PHEMT, debido a su propiedad de transporte de

portadores a alta velocidad. Para estudiar sus características a altas frecuencias, se midieron

los parámetros-S usando un analizador de redes vectorial, HP 8510C.

En la figura 8 (a) y la figura 9 (a) se muestran los parámetros S11 (curva más

externa) y S22 (curva más interna) del MESFET y el PHEMT, respectivamente. El

parámetro S11 nos representa el coeficiente de reflexión de la entrada cuando el puerto de

salida es terminado con una carga adaptada (típicamente 50 Ω) y S22 nos representa el

coeficiente de reflexión de la salida cuando el puerto de entrada es terminado con una carga

adaptada. En la figura 8 (b) y la figura 9 (b) se muestran los parámetros S21 (curva más

externa) y S12 (curva en el centro muy pequeña) del MESFET y el HEMT,

respectivamente.

19

freq (45.00MHz t

S11meas

-4 -3 -2 -1 2 3 4-5 5S12meas

1

S22meas

S21meas

22

1

(a)Figura 8. Parámetros S d= -1.2 V. (a) Parámetro Parámetro S21 (curva mpunto).

freq (45.00MHz

S22meas

S11meas

1

(a)Figura 9. Parámetros S d-0.6 V. (a) Parámetro SParámetro S21 (curva má

S2

S1

o 20.00GHz)

S21meas

el transistor MESFET para unS11 (curva más externa) y paás externa) y parámetro S12

to 30.00GHz)

-3S12meas

2

el transistor PHEMT para una11 (curva más externa) y pars externa) y parámetro S12 (c

S2

freq (45.00MH

a polarizacrámetro S2 (curva en

-2 -1

freq (45.00

1

polarizacióámetro S22urva muy p

0 1

S1

z to 20.00GHz)

(b) ión de VDS = 1.4 V y VGS 2 (curva más interna). (b) el centro casi como un

S1

0 1 2 3

2

S2

S2

S1

MHz to 30.00GHz)

(b) n de VDS = 1.4 V y VGS = (curva más interna). (b) equeña en el centro).

20

El parámetro S21 nos representa la ganancia de transmisión en directo con el puerto de

salida terminado en una carga adaptada y el parámetro S12 nos representa la ganancia de

transmisión en inverso con el puerto de entrada terminado en una carga adaptada.

Tanto las características en DC como las características de microondas de un

transistor pueden ser simuladas haciendo uso de un modelo adecuado, usualmente el

modelo de circuito eléctrico equivalente.

III.3 Modelado no lineal

Un modelo es la representación matemática que permite simular el comportamiento

de un circuito o dispositivo, o alguna parte específica de estos. Esto nos ayuda a evaluar un

circuito de forma más rápida y sencilla.

Un modelo no lineal es el que utiliza expresiones matemáticas no lineales para

representar un comportamiento no lineal del transistor. Los modelos no lineales de

transistores los utilizaremos para analizar el mezclador optoelectrónico utilizando el

simulador de circuitos ADS.

Para simular el comportamiento de los transistores utilizados en esta tesis se utilizó

el modelo no lineal del tipo circuito eléctrico equivalente. Este modelo combina un

conjunto de elementos lineales y no lineales, donde cada uno de sus elementos resulta de

algún aspecto de la física del dispositivo.

En la figura 10 (a) se muestra la ubicación y el significado físico de cada elemento

incorporado al circuito eléctrico equivalente. RS y RD son las resistencias asociadas a los

contactos óhmicos, RG es la resistencia de compuerta asociada a la resistencia de

21

metalización del contacto Schottky; LG, LS y LD son las inductancias parásitas de

compuerta, fuente y drenador respectivamente, asociadas a los contactos metálicos; CGS y

CGD modelan el cambio en la zona desértica; CDS se introduce para tomar en cuenta los

efectos capacitivos entre los electrodos de fuente y drenador; CPG y CPD son las

capacitancias asociadas al empaquetado; RI es la resistencia intrínseca. Gm es el parámetro

de ganancia del transistor y se representa como una fuente de corriente controlada por

voltaje (Hirata Flores, 2004).

En la figura 10 (b) se muestra el circuito eléctrico equivalente comúnmente utilizado

para los FETs.

En el modelo no lineal del tipo circuito eléctrico equivalente, la fuente de corriente

controlada por voltaje depende de los voltajes VGS y VDS y se representa con una ecuación

analítica, para la cual existen diferentes modelos no lineales.

En esta tesis se utilizaron dos modelos empíricos para modelar la corriente, el

modelo de Angelov (Angelov et al., 1992) y el modelo de Chen (Chen et al., 1998). El

motivo para utilizar estos modelos es la simplicidad del modelo para predecir el

comportamiento real del dispositivo.

A. Modelo de Angelov

Este modelo desarrollado por Angelov (Angelov et al., 1992) está orientado al

modelado de transistores MESFETs, HEMTs y PHEMTs.

22

(a)

(b)

Figura 10. (a) Ubicación física de los elementos del circuito eléctrico equivalente. (b) Circuito eléctrico equivalente comúnmente utilizado para FETs.

23

En el modelo de Angelov la fuente de corriente se expresa con la siguiente ecuación:

( , ) (1 tanh )(1 ) tanh( )DS GS DS PK DS DSI V V I V Vλ α= + Ψ + , (3)

donde: α es un parámetro relacionado con la región óhmica, λ es un parámetro relacionado

con la conductancia, IPK es la corriente a la cual se encuentra la máxima transconductancia

y Ψ se representa con la siguiente expresión

. (4) 1

(N

nn GS PK

nP V V

=

Ψ = −∑ )

Donde: los coeficientes Pn son parámetros de ajuste que ayudan a un mejor modelado en

saturación y en oclusión y VPK es el voltaje al cual se presenta la máxima

transconductancia.

B. Modelo de Chen

Este modelo desarrollado por Chen (Chen et al., 1998) está orientado al modelado

de transistores HEMTs y PHEMTs. En este modelo la fuente de corriente se expresa con la

siguiente ecuación:

( ) 11 1( , ) MAX dsoDS GS DS MAX dso

dso MAX

I II V V I II I

−− −= + =+

, (5)

donde:

( ) tanh (1DS )MAX DS PK DSk

VI V I VV

λ

=

+ , (6)

, (7) exp( )dsoI = Ψ

24

, (8) m

ii=0

( , ) a iGS DS GSV V VΨ = ∑

n

ij=0

a ( ) a jijDSV = ∑ DSV . (9)

Donde: λ tiene el mismo significado que en el modelo anterior, IPK es el doble de la

corriente a la cual se encuentra la máxima transconductancia y Vk es el voltaje VDS en el

cual se presenta la transición óhmica-saturación cuando VGS = 0.

25

IV. CARACTERÍSTICAS DE FOTODETECCIÓN

IV.1 Mecanismos de fotodetección

Al aplicarle luz monocromática a un FET sin encapsular, las aberturas entre

compuerta y fuente y entre compuerta y drenador permiten la penetración de la luz, la cuál

es absorbida en las capas internas del transistor (figura 11).

Figura 11. Sección transversal de un MESFET donde se muestran las regiones por donde entra la luz.

Para que esta iluminación cause efectos en el FET la energía de los fotones debe ser

mayor o igual que la banda prohibida del semiconductor o semiconductores que constituyen

al transistor. Cuando se cumple la condición anterior, la luz es absorbida y se generan

portadores libres en el material semiconductor. La absorción de la luz es el mecanismo que

genera portadores libres en el FET.

Podemos considerar tres regiones específicas del FET donde se realiza la detección

de la luz. Estas tres regiones, mostradas en la figura 11, están relacionadas a diferentes

26

mecanismos físicos de fotorrespuesta, la suma de los cuales determina la respuesta global

del dispositivo a la iluminación óptica.

La región 1 es la zona desértica de la compuerta.

La región 2 es la región del canal.

La región 3 es la zona desértica entre la capa canal y el substrato o capa buffer.

Con la generación de portadores en cada una de estas regiones surgen

principalmente tres fenómenos: el efecto fotoconductivo, el efecto fotovoltaico externo y el

efecto fotovoltaico interno. Estos fenómenos influyen simultáneamente en el proceso de

foto-detección. Sin embargo, de acuerdo a las condiciones de polarización, uno de ellos

llega a ser dominante.

A. Efecto fotovoltaico externo

El efecto fotovoltaico externo es causado principalmente por los huecos generados

en la región de deserción de la compuerta y los generados en la región del canal y que son

difundidos hacia la región de deserción de compuerta antes de recombinarse.

Los pares electrón-hueco fotogenerados, en las regiones mencionadas, son

separados por los campos eléctricos internos del transistor: los electrones son atraídos por

el campo horizontal contribuyendo a un pequeño incremento en la corriente fuente-

drenador, los huecos en cambio, son atraídos por el potencial negativo presente en la

compuerta.

27

La corriente de compuerta producida por el flujo de huecos dirigiéndose al circuito

externo induce un fotovoltaje que se suma al voltaje de polarización de compuerta

provocando un incremento significativo en la corriente fuente-drenador.

El efecto fotovoltaico externo llega a ser dominante únicamente con una resistencia

externa grande (~ 1 MΩ) en el circuito de polarización de compuerta (Romero et al., 1996),

además de que el transistor debe de estar trabajando en su condición de encendido (en

conducción).

B. Efecto fotovoltaico interno

El efecto fotovoltaico interno se presenta cuando la luz es absorbida en la capa

buffer y los pares electrón-hueco son generados en esta capa. De estos pares electrón-

hueco, los electrones son barridos por el campo eléctrico horizontal contribuyendo con un

pequeño incremento en la corriente de drenador; mientras que los huecos que no pueden ser

alcanzados por este campo eléctrico se acumulan en la fuente y la capa buffer (Romero et

al., 1996).

El aumento de la corriente de drenador debido al efecto fotovoltaico interno, se debe

al decremento inducido ópticamente en la barrera de potencial entre la capa canal y la capa

buffer. Este decremento en el potencial de barrera así como en su anchura, se debe a que los

huecos atraídos a esta región crean un voltaje, el cual es opuesto al potencial que existe en

oscuridad (Madjar et al., 1992). Este voltaje creado por la acumulación de huecos

fotogenerados desplaza el voltaje de umbral hacia valores de tensión de compuerta más

negativos (Takanashi et al., 1999; Choi et al., 2003; Kang, 2004). En esta tesis es

28

considerado como el fotovoltaje interno o simplemente fotovoltaje, el cual es expresado

como:

ln 1 optph

pd

qPnkTVq I

η = +

hv . (10)

Donde:

k es la constante de Boltzmann (1.38 x 10-23 J·K-1)

T es la temperatura expresada en grados Kelvin

q es la carga del electrón (1.6 x 10-19 C)

η es la eficiencia cuántica en el canal

Popt es la potencia óptica incidente (W)

hv es la energía del fotón (eV)

Ipd es la corriente de huecos en oscuridad (A)

Consecuentemente, este fotovoltaje produce una fotocorriente en la terminal de

drenador y está descrita por

ph m phI g V= . (11)

Donde: gm es la transconductancia del dispositivo.

En resumen, la acumulación de huecos fotogenerados bajo iluminación hace que el

fotovoltaje module el voltaje efectivo de compuerta. El mecanismo de fotodetección es

idéntico al proceso de ganancia intrínseca del transistor (Kang, 2004). Un pequeño cambio

en el voltaje de compuerta induce grandes corrientes de drenador, las cuales están asociadas

con la transconductancia como se describió en la ecuación (11). En consecuencia, el

29

transistor tiene ganancia interna proporcionada por el efecto fotovoltaico como un

fototransistor.

Debido a que la fotocorriente causada por el efecto fotovoltaico es dominada por la

acumulación de huecos, el tiempo de respuesta está limitado por el tiempo de vida de los

huecos fotogenerados. La potencia de la señal detectada se expresa en términos del tiempo

de vida de los huecos acumulados de la siguiente manera (Takanashi et al., 1999; Kang,

2004).

det, 2 21dc

pvp

PPω τ

=+

, (12)

donde:

Pdc es la potencia de la señal detectada bajo iluminación con una señal óptica de DC (W),

ω es la frecuencia angular dada por 2πf,

τp es el tiempo de vida de los huecos acumulados (s).

En este caso, la frecuencia de 3-dB de compresión esta dada por 1/2πτp (Takanashi

et al., 1999).

Una observación muy importante es que el fotovoltaje interno es independiente de la

polarización de compuerta. Esta observación será demostrada más adelante en este capítulo.

El efecto fotovoltaico interno es dominante cuando no se encuentra presente una

resistencia externa grande (~1 MΩ) en el circuito de polarización de compuerta. Además el

transistor debe estar trabajando en su condición de encendido y en la región de saturación.

30

C. Efecto fotoconductivo

Este efecto se presenta cuando los fotones son absorbidos en la región no desértica

del transistor (capa canal).

Los pares electrón-hueco fotogenerados en la capa canal incrementan la

concentración de electrones y estos son directamente colectados por el campo eléctrico de

la polarización de drenador. Así el exceso de portadores incrementa la conductividad.

La corriente producida por el flujo de portadores fotogenerados se suma a la

corriente fuente-drenador del transistor. La magnitud de esta fotocorriente es muy pequeña;

no obstante, esta fotocorriente puede responder a altas frecuencias, gracias a que en la capa

canal, el tiempo de tránsito de los portadores es muy pequeño comparado con su tiempo de

recombinación.

La fotocorriente causada por el efecto fotoconductivo está relacionada al incremento

en la concentración de portadores en el canal y al campo eléctrico aplicado (Kang, et al.;

2004). Esta se expresa como:

( ),ph pc nI q nE WDµ= . (13)

Donde:

µn es la movilidad del electrón en el canal(cm2/V·s),

n es la concentración de electrones generados por el efecto fotoconductivo (cm-3),

E es el campo eléctrico aplicado en el canal (C),

W, D son la anchura y profundidad de la región activa, respectivamente, (expresadas en

centímetros).

31

Este efecto es dominante solamente cuando el transistor está en oclusión o cuando el

transistor trabaja en la región óhmica (también llamada región lineal).

Para que un transistor proporcione ganancia debe trabajar en la condición de

encendido, y para que este transistor funcione mejor en altas frecuencias, se deben evitar las

resistencias de valores grandes. Por esta razón, el fenómeno que recibe mayor atención en

esta tesis es el efecto fotovoltaico interno.

IV.2 Fotodetección bajo iluminación con una señal óptica no modulada (DC)

A. Arreglo experimental para medir curvas I-V bajo iluminación óptica de DC

Las características de fotodetección de los transistores MESFET y PHEMT bajo

iluminación óptica de DC fueron investigadas experimentalmente. Para ello se realizaron

mediciones de las curvas I-V sin iluminación óptica y con iluminación óptica a diferentes

potencias ópticas.

La figura 12 muestra el arreglo experimental utilizado para efectuar las mediciones

I(V) bajo iluminación óptica de DC. Las mediciones de las curvas I-V se realizaron en

régimen pulsado utilizando el equipo DIVA D265 marca ACCENT OPTICAL

TECHNOLOGIES INC. Para las mediciones bajo iluminación se utilizó el módulo de

diodo láser THOR LABS con una longitud de onda de 830 nm, el cual es modulable hasta 3

GHz aproximadamente. La señal óptica fue guiada al dispositivo utilizando una fibra óptica

multimodo la cual es colocada a una distancia aproximada de 1 mm sobre el dispositivo

utilizando un posicionador x-y-z. Con esta distancia de separación se proyecta un punto de

luz sobre el dispositivo de aproximadamente 0.3 mm de diámetro.

32

Figura 12. Arreglo experimental utilizado para medir curvas I-V bajo iluminación con una señal óptica de DC.

Los transistores utilizados son un MESFET y un PHEMT. El MESFET fue medido

sobre la oblea utilizando la máquina de puntas y el PHEMT sin encapsular está montado en

una transición de microcinta a coplanar, para poder utilizar la máquina de puntas para sus

mediciones.

B. Arreglo experimental para medir parámetros S bajo iluminación óptica de DC

Las características dinámicas de los transistores MESFET y PHEMT bajo

iluminación óptica de DC fueron investigadas experimentalmente. Por medio de

mediciones de los parámetros S sin iluminación óptica y con iluminación óptica. La figura

33

13 muestra la configuración experimental para dichas mediciones bajo iluminación óptica

de DC. Las mediciones de los parámetros S se realizaron con el analizador de redes

vectorial HP 8510C controlado por medio del puerto GPIB con un programa de

computadora. Para las mediciones bajo iluminación se utilizó el módulo de diodo láser

NEW FOCUS con una longitud de onda de 850 nm, el cual es modulable hasta 7.5 GHz

aproximadamente. La señal óptica fue guiada al dispositivo utilizando una fibra óptica

multimodo, la cual es colocada de la misma forma que en el arreglo anterior. Los

transistores utilizados son los mismos que en el arreglo anterior.

Figura 13. Arreglo experimental utilizado para medir parámetros S bajo iluminación con una señal óptica de DC.

34

C. Características I-V bajo iluminación óptica

La principal característica en la cual se observa la respuesta del dispositivo a la

iluminación óptica es el cambio en la corriente de drenador. Este cambio es debido al

proceso de fotodetección incluyendo el efecto fotovoltaico y fotoconductivo.

En la figura 14 podemos observar las características IDS-VDS (a) e IDS-VGS (b) en

oscuridad y bajo iluminación a una potencia de 0.5 mW para el MESFET y en la figura 15

observamos estas mismas características en oscuridad y bajo iluminación a una potencia de

2 mW para el PHEMT.

En ambos transistores se observó una fotorrespuesta positiva, esto es, se observó un

aumento de la corriente de drenador con la iluminación del dispositivo. Por el contrario,

cuando se observa una disminución de la corriente de drenador con la iluminación del

transistor, se dice que tiene una fotorrespuesta negativa. En los experimentos realizados se

observó que el tipo de fotorrespuesta que presenta cada transistor depende de la potencia

óptica de la luz incidente y de la polarización del transistor. A potencias ópticas muy bajas,

normalmente se observa una fotorrespuesta negativa, pero al aumentar la potencia óptica

del láser la fotorrespuesta se vuelve positiva, pero la potencia óptica a la cual ocurre esto

varía con respecto al transistor que se utilice.

En la figura 14(b) y la figura 15(b) se observa que cuando la potencia óptica

aumenta la corriente aumenta y el VT se desplaza hacia la izquierda, esto será explicado

más adelante.

35

(a)

(b)

Figura 14. Curvas I-V del transistor MESFET. (a) Curvas IDS-VDS en oscuridad (marcadas con *, +, x) y bajo iluminación con luz láser de 850 nm con una potencia óptica de 0.5 mW (marcadas con ◊, , ) para voltajes de VGS de 0 V, -0.8 V y -1.5 V. (b) Curvas IDS-VGS en oscuridad (marcadas con x, +, *) y bajo iluminación con luz láser de 850 nm con una potencia óptica de 0.5 mW (marcadas con , , ◊) para voltajes de VDS de 0.5 V, 1.5 V y 2.5 V.

36

(a)

(b)

Figura 15. Curvas I-V del transistor PHEMT. (a) Curvas IDS-VDS en oscuridad (marcadas con *, +, x) y bajo iluminación con luz láser de 830 nm con una potencia óptica de 2 mW (marcadas con ◊, , ) para voltajes de VGS de 0 V, -0.4 V y -0.7 V. (b) Curvas IDS-VGS en oscuridad (marcadas con x, +, *) y bajo iluminación con luz láser de 830 nm con una potencia óptica de 2 mW (marcadas con , , ◊) para voltajes de VDS de 0.5 V, 1.5 V y 2.5 V.

37

D. Fotocorriente bajo iluminación óptica de DC

La fotocorriente se define como la diferencia entre la corriente IDS medida en la

oscuridad y la corriente IDS medida bajo iluminación monocromática y se expresa como:

Iph = IDS(iluminada) – IDS(oscuridad). (14)

Esta fotocorriente puede ser positiva cuando el transistor presenta una fotorrespuesta

positiva, o negativa cuando el transistor presenta una fotorrespuesta negativa.

Aplicando la ecuación (14) para obtener la fotocorriente, obtenemos las gráficas de

la figura 16 y la figura 17. En la figura 16 se grafica la fotocorriente como función del

voltaje Vds (a) y como función del voltaje VGS (b), para las potencias ópticas de 0.42 mW y

0.62mW para el MESFET y en la figura 17 se grafican estas mismas características para las

potencias ópticas de 2 mW y 12 mW para el PHEMT.

En la figura 16(a) observamos que en el MESFET, en la región lineal, la

fotocorriente aumenta hasta alcanzar un punto máximo al inicio de la región de saturación.

Al avanzar en la región de saturación la fotocorriente tiende a disminuir.

En la figura 17(a), en el PHEMT, en la región lineal, la fotocorriente aumenta y en

la región de saturación tiende a mantenerse sin mucha variación. Esto se debe a que en el

MESFET el efecto fotoconductivo es mayor y también debido al más bajo nivel de potencia

óptica (Yang et al., 1995).

En la figura 16(b) y la figura 17(b) se observa que la fotocorriente tiene un

comportamiento muy parecido al que presenta la transconductancia del transistor, lo cual

coincide con la ecuación (11).

38

(a)

(b)

Figura 16. Curvas de la fotocorriente del transistor MESFET. (a) Curvas de la fotocorriente en función de VDS bajo iluminación con luz láser de 850 nm para una potencia óptica de 0.42 mW (marcadas con *, +, x) y para una potencia óptica de 0.62 mW (marcadas con ◊, , ), en ambos casos para voltajes de VGS de 0 V, -0.8 V y -1.5 V. (b) Curvas de la fotocorriente en función de VGS bajo iluminación con luz láser de 850 nm para una potencia óptica de 0.42 mW (marcadas con x, +, *) y para una potencia óptica de 0.62 mW (marcadas con , , ◊), en ambos casos para voltajes de VDS de 0.5 V, 1.5 V y 2.5 V.

39

(a)

(b)

Figura 17. Curvas de la fotocorriente del transistor PHEMT. (a) Curvas de la fotocorriente en función de VDS bajo iluminación con luz láser de 830 nm para una potencia óptica de 2 mW (marcadas con *, +, x) y para una potencia óptica de 12 mW (marcadas con ◊, , ), en ambos casos para voltajes de VGS de 0 V, -0.4 V y -0.7 V. (b) Curvas de la fotocorriente en función de VGS bajo iluminación con luz láser de 830 nm para una potencia óptica de 2 mW (marcadas con x, +, *) y para una potencia óptica de 12 mW (marcadas con , , ◊), en ambos casos para voltajes de VDS de 0.5 V, 1.5 V y 2.5 V.

40

E. Transconductancia gm bajo iluminación óptica

La transconductancia de DC gm se asocia a la ganancia del transistor y se define de

acuerdo con la ecuación (1).

Calculando la derivada numérica de las curvas IDS-VGS medidas, de acuerdo con la

ecuación (1), se calculó gm. En la figura 18 y la figura 19 se presentan los resultados

experimentales que se obtuvieron. En estas gráficas se presenta gm tanto en función de VDS

como en función de VGS para cada uno de los transistores utilizados.

En las gráficas de gm-VGS (figura 18(b) y figura 19(b)) se observa que gm tiene un

corrimiento hacia la izquierda con la iluminación óptica. A este corrimiento en las curvas

gm-VGS bajo iluminación se le atribuye el corrimiento observado en las gráficas IDS-VGS, ya

que al sustituir la ecuación (11) en la ecuación (14) obtenemos:

IDS(iluminada) = gmVph + IDS(oscuridad) (15)

y si Vph se mantiene constante con VGS (lo cual se mostrará más adelante), IDS bajo

iluminación varia linealmente con respecto a gm.

41

(a)

(b)

Figura 18. Transconductancia en función de la polarización, medida sin luz (marcada con *, +, x) y con luz de 850 nm con una potencia óptica de 0.5 mW (marcada con ◊, , ), para el transistor MESFET. (a) Curvas gm-VDS para VGS = 0, -0.8 y -1.5 V. (b) Curvas gm-VGS para VDS = 0.5, 1.5 y 2.5 V.

42

(a)

(b)

Figura 19. Transconductancia en función de la polarización, medida sin luz (marcada con x, +, *) y con luz de 830 nm con una potencia óptica de 2 mW (marcada con , , ◊), para el transistor PHEMT. (a) Curvas gm-VDS para VGS = 0, -0.4 y -0.7 V. (b) Curvas gm-VGS para VDS = 0.5, 1.5 y 2.5 V.

43

F. Fotocorriente en función de la potencia óptica

La figura 20 y la figura 21 muestran la fotocorriente para diferentes potencias

ópticas y para diferentes VDS y VGS. En estas figuras se muestran las gráficas de la

fotocorriente con respecto a la potencia óptica en distintos puntos de polarización, para el

MESFET y para el PHEMT.

Se puede observar de estas figuras como la fotocorriente presenta una variación de

forma logarítmica con respecto a la potencia óptica, lo cual indica el dominio del efecto

fotovoltaico. Esto esta en concordancia con los resultados esperados, ya que al sustituir la

ecuación (10) en la ecuación (11) obtenemos:

ln 1 optph m

pd

qPnkTI gq I

η = ⋅ +

hv , (16)

lo cual muestra claramente que la fotocorriente producida por el efecto fotovoltaico tiene

una dependencia logarítmica con respecto a la potencia óptica. Sin embargo, cuando el

transistor se encuentra en su condición de apagado (oclusión), la fotocorriente esta dada por

la ecuación (13) y tiene un comportamiento lineal con respecto a la potencia óptica.

En la figura 22 se muestra una comparación entre la fotocorriente producida por el

efecto fotovoltaico y el efecto fotoconductivo.

44

Figura 20. Gráficas de la fotocorriente en función de la potencia óptica para el transistor MESFET, con el voltaje VGS = 0 V y VDS = 1, 1.5, 2 y 2.5 V, marcadas con cuadrados, triángulos, rombos y estrellas, respectivamente, utilizando iluminación láser de 830 nm.

Figura 21. Gráficas de la fotocorriente en función de la potencia óptica para el transistor PHEMT, con el voltaje VGS = 0V y VDS = 1, 1.5, 2 y 2.5 V, marcadas con cuadrados, triángulos, rombos y estrellas, respectivamente, utilizando iluminación láser de 830 nm.

45

Figura 22. Fotocorriente en el transistor PHEMT bajo iluminación láser de 830 nm como función de la potencia óptica incidente, en VGS = -0.5 V (encendido) y VGS = -2.0 V (apagado) con un VDS = 1.5 V fijo.

G. Fotovoltaje en función de los voltajes de polarización

Como la fotorrespuesta de la corriente de drenador se debe al efecto fotovoltaico

interno, y la fotocorriente la podemos conocer aplicando el método descrito anteriormente

para la obtención de fotocorriente, podemos obtener el fotovoltaje interno utilizando la

ecuación (11).

Esto se explica de la siguiente forma, cuando se ilumina el transistor, la corriente IDS

aumenta y se tiene un desplazamiento de VT, entonces, se busca el voltaje de compuerta

requerido para producir este mismo incremento en la corriente de drenador.

46

(a)

(b)

Figura 23. Fotovoltaje obtenido en función de los voltajes de polarización, utilizando iluminación láser de 850 nm con una potencia óptica de 0.5 mW, para el transistor MESFET. (a) Curvas Vph-VGS para los voltajes de drenador de 1 V (cuadrados) y 2 V (rombos). (b) Curva Vph-VDS obtenida al promediar los valores de Vph desde VGS = -1.5 V a VGS = 0 V.

47

(a)

(b)

Figura 24. Fotovoltaje obtenido en función de los voltajes de polarización, utilizando iluminación láser de 830 nm con una potencia óptica de 2 mW, para el transistor PHEMT. (a) Curvas Vph-VGS para los voltajes de drenador de 1 V (cuadrados) y 2 V (rombos). (b) Curva Vph-VDS obtenida al promediar los valores de Vph desde VGS = -0.8 V a VGS = 0 V.

48

De la forma descrita anteriormente se obtuvo el fotovoltaje que reportamos en las

gráficas de las figuras 23(a) y 24(a), donde podemos observar la gráfica del fotovoltaje

contra el voltaje de compuerta. En estas gráficas se observa que a partir del voltaje de

umbral el fotovoltaje calculado se mantiene prácticamente constante. Como en este rango

de voltajes de compuerta, es justamente donde el fotovoltaje interno es dominante,

podemos observar que el fotovoltaje interno es independiente de la polarización de

compuerta.

De acuerdo con lo anterior, para obtener un mejor valor del fotovoltaje, podemos

promediar los valores de fotovoltaje obtenidos en la región donde el transistor trabaja en su

condición de encendido.

Ahora, teniendo en cuenta que el fotovoltaje es independiente del voltaje de

polarización de compuerta y para obtener un mejor valor del fotovoltaje, se promedian los

valores del fotovoltaje desde VGS = -1.5 V hasta VGS = 0 V para el MESFET y los valores

del fotovoltaje desde VGS = -0.8 V hasta VGS = 0V para el PHEMT y se obtienen las

gráficas de las figuras 23(b) y 24(b).

H. Fotovoltaje en función de la potencia óptica

Ahora, obteniendo el fotovoltaje para diferentes potencias ópticas mientras se

mantiene constante VDS (ya que como se indicó anteriormente, el fotovoltaje es

independiente de VGS) se obtienen las gráficas de la figura 25 y la figura 26. En estas

figuras se muestran las gráficas del fotovoltaje con respecto a la potencia óptica a los

voltajes de drenador de 1V, 1.5V, 2V y 2.5 V.

49

Figura 25. Gráficas del fotovoltaje en función de la potencia óptica para el transistor MESFET, con los voltajes VDS = 1, 1.5, 2 y 2.5 V, marcados con cuadrados, triángulos, rombos y estrellas, respectivamente, utilizando iluminación láser de 830 nm.

Figura 26. Gráficas del fotovoltaje en función de la potencia óptica para el transistor PHEMT , con los voltajes VDS = 1, 1.5, 2 y 2.5 V, marcados con cuadrados, triángulos, rombos y estrellas, respectivamente, utilizando iluminación láser de 830 nm.

50

Se puede observar, tanto en la figura 25 como en la figura 26, que el fotovoltaje

presenta una variación de forma logarítmica con respecto a la potencia óptica. Esto está en

concordancia con la teoría, ya que esta variación se puede describir utilizando la ecuación

(10).

I. Parámetros S bajo iluminación óptica

Para observar el efecto de la iluminación óptica en los parámetros S, estos se

midieron manteniendo el transistor en oscuridad y luego iluminando el transistor con un

láser de 850 nm con una potencia óptica de 0.5 mW. Los resultados obtenidos son

mostrados en la figura 27 para el MESFET y en la figura 28 para el PHEMT.

En la figura 27(a) se observa que el parámetro S11 del MESFET tiene un pequeño

incremento con la iluminación, sin embargo, en la figura 28(a) se observa que el parámetro

S11 del PHEMT no sufre ningún cambio significativo, igual como se observó en las

pruebas realizadas con otros transistores. En la figura 27(b) y la figura 28(b) se observa que

el parámetro S22 del MESFET y del PHEMT disminuye con la iluminación óptica. En la

figura 27(c) y la figura 28(c) se observa que el parámetro S21 del MESFET y del PHEMT

aumenta con la iluminación óptica en las frecuencias más bajas y tiende a mantenerse sin

cambio significativo para las frecuencias más altas. Por último se observa en la figura 27(d)

y la figura 28(d) que el parámetro S12 del MESFET y del PHEMT tiene una disminución

con la iluminación óptica.

En los casos aquí presentados se polarizó el transistor cerca de la zona de oclusión,

sin embargo, el efecto de la iluminación sobre los parámetros S puede ser diferente,

dependiendo de los valores de VDS y VGS que se estén aplicando.

51

S11measluz

SP1.S

meas(2,2)

S22measluz

SP1.S

meas(1,1)

SP1.S

meas(2,1)

dd

-6

S21measluz

Figura 27. Pcírculos) y m(marcados co-1.2 V y un VParámetros S1

oscurida
luz
freq (45.00MHz to 20.00GHz)

freq (

SP1.Smeas(1,2)

(a)

-4 -2 0 2 4 6


-0.15 -0.10-0.20

freq

S12measluz

d

(c) arámetros S de 45 MHz a 20 GHz medidos enedidos bajo iluminación óptica de 850 nm a una n signos “x”), para el transistor MESFET, el cual f

DS = 1.4 V. (a) Parámetro S11. (b) Parámetro S2.

luz

45.00MHz to

(b)

-0.05 0.0

(45.00MHz

(d) oscuripotenciue pola22. (c)

oscurida

20.00GHz)

d
luz oscurida
0 0.0

to 20.

dada óprizaPará

luz
5 0.10 0
00GHz)

(marctica de

do con metros

oscurida
.15 0.20
ados con 0.5 mW un VGS = S21. (d)

52


S11measluz


SP1.Smeas(2,2)

S22measluz

SP1.S

meas(1,1)

SP1.S

meas(2,1)

SP1.S

meas(1,2)

luzluz

oscuridad oscuridad

(a) (b)

-3 -2 -1 0 1 2 3-4 4


S21measluz

-0.20 -0.15 -0.10 -0.05 0.00 0.05 0.10 0.15 20-0.25 .25


S12measluz

luzluz

oscuridad0. 0

oscuridad

(c) (d) Figura 28. Parámetros S de 45 MHz a 30 GHz medidos en oscuridad (marcados con círculos) y medidos bajo iluminación óptica de 850 nm a una potencia óptica de 0.5 mW (marcados con signos “x”), para el transistor PHEMT, el cual fue polarizado con un VGS = -0.6 V y un VDS = 1.4 V. (a) Parámetro S11. (b) Parámetro S22. (c) Parámetros S21. (d) Parámetros S12.

53

IV.3 Fotodetección bajo iluminación con una señal óptica modulada

A. Arreglo experimental

Para estudiar la respuesta a la luz modulada de los transistores MESFET y PHEMT,

se realizaron mediciones de la potencia detectada en función de los valores de VDS y VGS,

de la potencia óptica y de la frecuencia de modulación. La figura 29 muestra el arreglo

experimental utilizado para efectuar las mediciones bajo iluminación óptica modulada.

Las mediciones de la potencia detectada se realizaron con el analizador de espectros

HP 70004A, el cual tiene una rango de frecuencias de 100 Hz a 26.5 GHz, este se conectó a

la salida del transistor bajo prueba utilizando la máquina de puntas y un cable coaxial. Los

datos fueron tomados automáticamente por medio de un programa de computadora. La PC

se comunica con los instrumentos a través del puerto GPIB. La señal óptica fue

proporcionada por un láser de 850 nm de la marca New Focus, el cual es modulable hasta

7.5 GHz aproximadamente. Para la modulación en amplitud de este láser se utilizó el

sintetizador HP 83620A, el cual se conectó al módulo del diodo láser New Focus,

utilizando un cable coaxial. La señal óptica fue guiada al dispositivo por medio de una fibra

óptica multimodo, la cual es colocada a una distancia aproximada de 1 mm sobre el

dispositivo bajo prueba.

Los transistores utilizados en estas pruebas son el MESFET SG600 y el PHEMT

NE32400.

54

Figura 29. Arreglo experimental utilizado para medir las características de fotodetección bajo iluminación con una señal óptica modulada.

B. Potencia detectada en función de la potencia óptica

Para determinar el comportamiento del transistor, con la potencia óptica de la luz

modulada, se tomaron datos de la señal detectada para diferentes potencias ópticas. Los

resultados obtenidos se muestran en la figura 30 para MESFET y en la figura 31 para el

PHEMT.

55

0.35 0.4 0.45 0.5 0.55 0.6 0.65 0.7-50.6

-50.4

-50.2

-50

-49.8

-49.6

-49.4

-49.2

-49

-48.8

Potencia óptica (mW)

Potencia detectada (dBm)

VDS = 1.4 V VGS = -1.2 V

Figura 30. Gráfica de la potencia detectada a la salida del transistor MESFET en función de la potencia óptica, con una polarización de VGS = -1.2 V y de VDS = 1.4 V, con iluminación de 850nm a una potencia óptica de 0.51 mW modulada con una señal de 1000 MHz y -10dBm de potencia.

0.35 0.4 0.45 0.5 0.55 0.6 0.65 0.7-58.5

-58

-57.5

-57

-56.5

-56

Potencia óptica (mW)


VDS = 1.4 V VGS = -0.6 V

Figura 31. Gráfica de la potencia detectada a la salida del transistor PHEMT en función de la potencia óptica, con una polarización de VGS = -0.6 V y de VDS = 1.4 V, con iluminación de 850nm a una potencia óptica de 0.51 mW modulada con una señal de 1000 MHz y -10dBm de potencia.

56

Para obtener las gráficas que se presentan en las figuras 30 y 31, se hicieron

mediciones en diez diferentes potencias ópticas, que son las que nos permite el módulo de

diodo láser. Debido a que los incrementos en la potencia óptica son pequeños (alrededor de

0.028 mW), para tener valores más exactos, se realizaron 5 mediciones para cada potencia

óptica y se obtuvo un promedio de estos datos.

En las gráficas de las figuras 30 y 31 se observa claramente que la señal detectada en la

salida del transistor tiende a disminuir al aumentar la potencia óptica de la señal incidente.

C. Potencia detectada en función de la frecuencia de modulación

Ahora, para obtener la respuesta del transistor a una señal modulada en intensidad,

se tomaron datos de la potencia detectada a diferentes frecuencias de modulación. Los

resultados obtenidos se muestran en la figura 32 para MESFET y en la figura 33 para el

PHEMT.

En la figura 32 y la figura 33 se observa como la potencia detectada disminuye

rápidamente con el incremento de la frecuencia de modulación.

57

0 1000 2000 3000 4000 5000 6000-80

-75

-70

-65

-60

-55

-50

-45

-40

-35

Frec. Modulación (MHz)

Pot. detectada (dBm)

VDS = 1.4 V VGS = -1.2 V

Figura 32. Gráfica de la potencia detectada en función de la frecuencia de modulación de la señal óptica, para el transistor MESFET con un VGS = -1.2 V y un VDS = 1.4 V, utilizando un láser de 850 nm con una potencia óptica de 0.51 mW y una señal modulante de -10dBm.

0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000-90

-80

-70

-60

-50

-40

-30

Frec. Modulación (MHz)

Pot. detectada (dBm)

VDS = 1.4 V VGS = -0.6 V

Figura 33. Gráfica de la potencia detectada en función de la frecuencia de modulación de la señal óptica, para el transistor PHEMT con un VGS = -0.6 V y un VDS = 1.4 V, utilizando un láser de 850 nm con una potencia óptica de 0.51 mW y una señal modulante de -10dBm.

58

D. Potencia detectada en función de los voltajes VDS y VGS.

Para conocer la dependencia de la potencia detectada por el transistor en función de

los valores de VDS y VGS, se iluminó al transistor con una señal óptica de 850 nm con una

potencia óptica promedio de 0.51 mW y modulada en amplitud con una señal eléctrica de

1000 MHz con una potencia de -10 dBm.

En la figura 34 y la figura 35 se muestra la potencia detectada como función de los

voltajes de drenador y de compuerta. La dependencia sobre las condiciones de polarización

está principalmente relacionada a la transconductancia del transistor. Como se observa en la

figura 34(a) y la figura 35(a), con el incremento del voltaje de drenador, la potencia

detectada se incrementa inicialmente y comienza a saturarse. Estos resultados son similares

a las características de transconductancia de los transistores utilizados. Por otra parte, la

dependencia de la potencia detectada con el voltaje de compuerta en la figura 34(b) y la

figura 35(b) es también similar a la curva de transconductancia aunque hay algunas

discrepancias. Para valores de VGS cercanos al voltaje de umbral, o sea condición de

apagado, la potencia de la señal detectada tiene un valor relativamente alto a pesar de que la

transconductancia se aproxima a cero en esta región. Este incremento en la fotorespuesta se

debe al aumento del efecto fotoconductivo. Como se explicó anteriormente, la fotocorriente

es generada por el efecto fotoconductivo bajo la condición de apagado. Se observa que en

la figura 34(b) el efecto fotoconductivo es más fuerte, lo que causa que al disminuir este

efecto se vea reflejado en la potencia detectada. De estos resultados, la máxima potencia

fotodetectada ocurre a voltajes de VGS aplicados, que corresponden a valores de

transconductancia máxima.

59

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3-90

-85

-80

-75

-70

-65

-60

-55

-50

-45

Vds (V)


VGS = -0.6 V

(a)

-2.5 -2 -1.5 -1 -0.5 0-68

-66

-64

-62

-60

-58

-56

-54

-52

-50

-48

Vgs (V)


VDS = 1.4 V

(b) Figura 34. Potencia detectada a la salida del transistor MESFET en función de la polarización, al iluminarlo con luz de 850 nm con 0.51 mW de potencia óptica modulada a 1000 MHz con -10 dBm. (a) Potencia detectada contra VDS con un VGS = -1.2 V. (b) Potencia detectada contra VGS con un VDS = 1.4 V.

60

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3-90

-85

-80

-75

-70

-65

-60

-55

Vds (V)


VGS = -0.6 V

(a)

-1.5 -1 -0.5 0-76

-74

-72

-70

-68

-66

-64

-62

-60

-58

-56

Vgs (V)


VDS = 1.4 V

(b) Figura 35. Potencia detectada a la salida del transistor PHEMT en función de la polarización, al iluminarlo con luz de 850 nm con 0.51 mW de potencia óptica modulada a 1000 MHz con -10 dBm. (a) Potencia detectada contra VDS con un VGS = -0.6 V. (b) Potencia detectada contra VGS con un VDS = 1.4 V.

61

V. MODELO PROPUESTO PARA EL Vph

V.1 Modelado del fotovoltaje

Después de observar las características de la fotodetección (presentadas en el

capítulo anterior), se propone un modelo para el fotovoltaje interno.

Como fue mostrado anteriormente el fotovoltaje interno generado en un FET es

independiente de la polarización de compuerta y el incremento del fotovoltaje con el

incremento de la potencia óptica es de forma logarítmica, por lo tanto, se propone la

siguiente manera de modelar el fotovoltaje interno.

El fotovoltaje se expresa de acuerdo con la ecuación empírica (17) como

, (17) log( )ph optV A P= ⋅ + B

donde: Popt es la potencia óptica en mW, Vph es el fotovoltaje y A y B son expresadas en

función de VDS de acuerdo a las ecuaciones (18) y (19), respectivamente.

(18) 2 30 1 2 3· · ···ds ds dsA a a V a V a V= + ⋅ + + +

donde: a0, a1, a2 y a3 son constantes de ajuste.

(19) 2 3 40 1 2 3 4 ···ds ds ds dsB b b V b V b V b V= + ⋅ + ⋅ + ⋅ + ⋅ +

donde: b0, b1, b2, b3 y b4 son constantes de ajuste.

62

En la figura 36, se presenta la comparación entre los datos del fotovoltaje obtenidos

de las mediciones con el procedimiento descrito en el capítulo anterior y los datos

simulados con la ecuación (17). En cada gráfica se presentan los datos medidos en función

de la potencia óptica para los valores de VDS de 1 V (cuadrados), 1.5 V (triángulos), 2 V

(rombos) y 2.5 V (estrellas), y las curvas simuladas del fotovoltaje en función de la

potencia óptica para los mismos valores de VDS. En estas gráficas podemos ver que los

datos modelados del fotovoltaje interno utilizando el modelo propuesto tiene una buena

concordancia con los datos medidos.

V.2 Modelado electro-óptico de la característica I(V)

Para aplicar el modelo del fotovoltaje a un modelo de corriente no lineal, la

corriente de drenador Ids deberá representarse por una corriente de drenador Ido y una

fotocorriente Iph, de la siguiente forma

ds do phI I I= + , (20)

donde: Ido estará dada por el modelo no lineal utilizado e Iph se determinará con la ecuación

(11) ph m phI g V= , de donde gm se determinará del modelo no lineal y Vph estará

representado por la ecuación (17).

63

(a)

(b)

Figura 36. Comparación entre el fotovoltaje medido para los valores de Vds de 1 V (cuadrados), 1.5 V (triángulos), 2 V (rombos) y 2.5 V (estrellas) y el simulado (líneas), para los mismos valores de Vds. (a) Transistor MESFET. (b) Transistor PHEMT.

64

V.3 Aplicación del modelo propuesto a un modelo de corriente no lineal

A. Simulación en estático del transistor MESFET

Para comprobar la utilidad del modelo propuesto para el fotovoltaje, primeramente,

las curvas I-V medidas en régimen pulsado se simularon utilizando el modelo no lineal de

Chen presentado en el capítulo III, tal como aparecen en la figura 37 (a) y la figura 38 (a).

Los valores de las constantes utilizadas en este modelo aparecen en la tabla I.

Después a este modelo se le agregó el modelo del fotovoltaje siguiendo el método

descrito anteriormente para aplicar el modelo del fotovoltaje a un modelo no lineal,

obteniendo los resultados que se muestran en la figura 37 (b) y la figura 38 (b). Los valores

de las constantes utilizadas en el modelo del fotovoltaje aparecen en la tabla II.

B. Simulación en estático del transistor PHEMT

Para el transistor PHEMT se realizó el mismo procedimiento que se describió para

el caso del MESFET, con la única variante de que aquí el modelo no lineal utilizado fue el

modelo no lineal de Angelov presentado en el capítulo III, pero representando α como:

. (21) 2 30 1 2 3 4GS GS GS GSV V V Vα α α α α α= + + + + 4

Los valores de las constantes utilizadas en este modelo aparecen en la tabla III.

Los valores de las constantes utilizadas en el modelo del fotovoltaje aparecen en la

tabla IV.

Los resultados obtenidos para este transistor son presentados en la figura 39 y la

figura 40.

65

Tabla I. Valores de las constantes utilizadas en el modelo de Chen para simular las curvas I(V) en oscuridad del transistor MESFET.

Constantes del modelo de Chen utilizado para simular el transistor MESFET

IPK = 0.179

Vk = 0.302

λ = 0.70

a00 = 0.412 a20 = -0.410 a40 = -0.324

a01 = 1.946 a21 = 0.436 a41 = -0.153

a02 = -0.602 a22 = 0.960 a42 = -0.101

a03 = -0.126 a23 = 0.050 a43 = 0.071

a04 = 0.129 a24 = 0.092 a44 = 0.015

a10 = 4.030 a30 = -0.275

a11 = 1.630 a31 = -0.380

a12 = -0.291 a32 = 0.149

a13 = 0.203 a33 = 0.181

a14 = 0.117 a34 = 0.044

Tabla II. Valores de las constantes utilizadas en el modelo del fotovoltaje para simular las curvas I(V) bajo iluminación del transistor MESFET

Constantes del modelo del fotovoltaje utilizado para el transistor MESFET

a0 = 0.4656 b0 = 0.001628

a1 = -0.4352 b1 = 0.000062

a2 = 0.3364

a3 = -0.1332

a4 = 0.0193

66

0.5 1.0 1.5 2.0 2.50.0 3.0

0.00

0.05

0.10

-0.05

0.15

Vd

IDS.i, A

VGS = -0.4 V VGS = -2 V

Id

Idluz

(a)

0.5 1.0 1.5 2.0 2.50.0 3.0

0.00

0.05

0.10

-0.05

0.15

Vd

IDS.i, A

VGS = -0.4 V VGS = -2 V

(b) Figura 37. Curvas IDS-VDS medias y simuladas del transistor MESFET, para los voltajes VGS de -2 V a -0.4 V en pasos de 0.2 V. (a) Curvas IDS-VDS medidas sin iluminación (marcadas con círculos) y simuladas con el modelo de Chen (marcadas con triángulos). (b) Curvas IDS-VDS medidas bajo iluminación con luz de 850nm y 0.5 mW de potencia óptica (marcadas con círculos) y modeladas agregando el modelo del fotovoltaje al modelo de Chen (marcadas con triángulos).

67

-1.8 -1.6 -1.4 -1.2 -1.0 -0.8 -0.6-2.0 -0.4

0.00

0.05

0.10

-0.05

0.15

Vg

Id

VDS= 3 V VDS= 0 V

IDS1.i

IDS1.i

(a)

-1.8 -1.6 -1.4 -1.2 -1.0 -0.8 -0.6-2.0 -0.4

0.00

0.05

0.10

-0.05

0.15

Vg

Idluz

VDS= 3 V VDS= 0 V

(b)

Figura 38. Curvas IDS-VGS medias y simuladas del transistor MESFET, para los voltajes VDS de 0 V a 3 V en pasos de 0.5 V. (a) Curvas IDS-VGS medidas sin iluminación (marcadas con círculos) y simuladas con el modelo de Chen (marcadas con triángulos). (b) Curvas IDS-VGS medidas bajo iluminación con luz de 850nm y 0.5 mW de potencia óptica (marcadas con círculos) y modeladas agregando el modelo del fotovoltaje al modelo de Chen (marcadas con triángulos).

68

Tabla III. Valores de las constantes utilizadas en el modelo de Angelov para simular las curvas I(V) en oscuridad del transistor PHEMT.

Constantes del modelo de Angelov utilizado para simular el transistor PHEMT

IPK = 0.0271

VPK = 0.1694

λ = 0.2494

α0 = 3.560

P1 = 0.962 α1 = 7.142

P2 = -0.801 α2 = 9.105

P3 = 0.069 α3 = 14.504

α4 = 9.986

Tabla IV. Valores de las constantes utilizadas en el modelo del fotovoltaje para simular las curvas I(V) bajo iluminación del transistor PHEMT.

Constantes del modelo del fotovoltaje utilizado para el transistor PHEMT

a0 = 0.3980 b0 = 0.001440

a1 = -0.4695 b1 = 0.000254

a2 = 0.3761

a3 = -0.1334

a4 = 0.0170

Con la aplicación del modelo para el fotovoltaje para ambos transistores, podemos

notar dos cosas principalmente, una de ellas es que el modelo propuesto para el fotovoltaje

no tiene una buena concordancia con los datos medidos bajo iluminación cuando el

transistor se encuentra en oclusión, esto se debe a que en esta región el foto-efecto

dominante es el fotoconductivo y el modelo es para el fotovoltaje generado por un efecto

fotovoltaico. Por otra parte, cualquier error que tenga el modelo no lineal utilizado en el

ajuste de curvas sin iluminación estará presente en el ajuste de curvas bajo iluminación.

69

0.5 1.0 1.5 2.0 2.50.0 3.0

0.00

0.01

0.02

0.03

0.04

-0.01

0.05

Vd

IDS.i, A

VGS= 0 V VGS= -1 V

Id

Idluz

(a)

0.5 1.0 1.5 2.0 2.50.0 3.0

0.00

0.01

0.02

0.03

0.04

-0.01

0.05

Vd

IDS.i, A

VGS= 0 V VGS= -1 V

(b) Figura 39. Curvas IDS-VDS medias y simuladas del transistor PHEMT, para los voltajes VGS de -1 V a 0 V en pasos de 0.2 V. (a) Curvas IDS-VDS medidas sin iluminación (marcadas con círculos) y simuladas con el modelo de Angelov (marcadas con triángulos). (b) Curvas IDS-VDS medidas bajo iluminación con luz de 850nm y 0.5 mW de potencia óptica (marcadas con círculos) y modeladas agregando el modelo del fotovoltaje al modelo de Angelov (marcadas con triángulos).

70

-0.8 -0.6 -0.4 -0.2-1.0 0.0

0.00

0.01

0.02

0.03

0.04

-0.01

0.05

Vg

Id

VDS= 3 V VDS= 0 V

IDS1.i

IDS1.i

(a)

-0.8 -0.6 -0.4 -0.2-1.0 0.0

0.00

0.01

0.02

0.03

0.04

-0.01

0.05

Vg

Idluz

VDS= 3 V VDS= 0 V

(b)

Figura 40. Curvas IDS-VGS medias y simuladas del transistor PHEMT, para los voltajes VDS de 0 V a 3 V en pasos de 0.5 V. (a) Curvas IDS-VGS medidas sin iluminación (marcadas con círculos) y simuladas con el modelo de Angelov (marcadas con triángulos). (b) Curvas IDS-VGS medidas bajo iluminación con luz de 850nm y 0.5 mW de potencia óptica (marcadas con círculos) y modeladas agregando el modelo del fotovoltaje al modelo de Angelov (marcadas con triángulos).

71

C. Simulación dinámica del transistor MESFET

Para la simulación dinámica del transistor MESFET, primero se determinaron los

valores de los elementos del circuito eléctrico equivalente del transistor (Tabla V).

Una vez que se obtuvieron los elementos del circuito eléctrico equivalente, se

incluyó el modelo no lineal de Chen para modelar la corriente de drenador y se realizó la

simulación dinámica del transistor sin iluminación. Los resultados de esta simulación y su

comparación con los datos medidos aparecen en la figura 41(a), figura 42(a), figura 43(a) y

figura 44(a). Para hacer la simulación dinámica del transistor bajo iluminación, al modelo

de Chen para la corriente se le agregó la fotocorriente obtenida con el modelo para el

fotovoltaje, dejando los demás elementos del circuito eléctrico equivalente sin modificar.

Los resultados de la simulación para el transistor bajo iluminación con un láser de 850nm a

una potencia óptica de 0.5 mW y su comparación con los datos medidos bajo las mismas

condiciones de iluminación aparecen en la figura 41(b), figura 42(b), figura 43(b) y figura

44(b).

Tabla V. Valores de los elementos del circuito eléctrico equivalente, utilizados para el transistor MESFET.

Elementos del circuito eléctrico equivalente del transistor MESFET

Extrínsecos Intrínsecos (VDS = 1.4 V, VGS = -1.2 V)

Lg = 141.3 pH Cgs = 365 fF Cpg = 29.94 fF Cgd = 95.5 fF Rg = 1.2 Ω Cds = 3.47 fF Rs = 2.2 Ω Ri = 1.4 Ω Ls = 10.53 pH Ld = 22.8 pH Cpd = 95.54 fF Rd = 2.2 Ω

72


SP1.S

meas(1,1)

Smodel(1,1)


Smodel(1,1)

S11measluz

(a) (b) Figura 41. Parámetro S11 medido y simulado de 45 MHz a 20 GHz para el transistor MESFET con un VGS = -1.2 V y un VDS = 1.4 V. (a) Parámetro S11 medido sin iluminación (círculos) y simulado sin iluminación (símbolos “x”). (b) Parámetro S11 medido con iluminación óptica de 850 nm a una potencia óptica de 0.5 mW (círculos) y simulado para la misma condición de iluminación (símbolos “x”).


Smodel(2,2)


Smodel(2,2)

SP1.S

meas(2,2)

S22measluz


73

-4 -2 0 2 4-6 6


Smodel(2,1)

-4 -2 0 2 4-6 6


Smodel(2,1)

S21measluz

SP1.S

meas(2,1)

-0

SP1.S

meas(1,2)


-0.15 -0.10 -0.05 0.00 0.05 0.10 0.15.20 0.20


Smodel(1,2)

-0.15 -0.10 -0.05 0.00 0.05 0.10 0.15-0.20 0.20


Smodel(1,2)

S12measluz


74

D. Simulación dinámica del transistor PHEMT

Para la simulación dinámica del transistor PHEMT, se procedió de la misma manera

como se indicó para el transistor MESFET. Los valores de los elementos del circuito

eléctrico equivalente aparecen en la tabala VI. En este caso se utilizó el modelo de Angelov

con los valores presentados en la tabla III para modelar la corriente de drenador.

Los resultados de la simulación para el transistor sin iluminación y su comparación

con los datos medidos aparecen en la figura 45(a), figura 46(a), figura 47(a) y figura 48(a).

Para hacer la simulación dinámica del transistor bajo iluminación, al modelo de Angelov

para la corriente se le sumó la fotocorriente obtenida con el modelo para el fotovoltaje,

dejando los demás elementos del circuito eléctrico equivalente sin modificar.

Los resultados de la simulación para el transistor bajo iluminación con un láser de

850nm a una potencia óptica de 0.5 mW y su comparación con los datos medidos bajo las

mismas condiciones de iluminación aparecen en la figura 45(b), figura 46(b), figura 47(b) y

figura 48(b).

Tabla VI. Valores de los elementos del circuito eléctrico equivalente, utilizados para el transistor PHEMT.

Elementos del circuito eléctrico equivalente del transistor PHEMT

Extrínsecos Intrínsecos (VDS = 1.4 V, VGS = -0.6 V)

Lg = 137.0 pH Cgs = 200.7 fF Cpg = 50.5 fF Cgd = 45.7 fF Rg = 1.7 Ω Cds = 14.95 fF Rs = 0.8 Ω Ri = 2.4 Ω Ls = 124.0 pH Ld = 178.5 pH Cpd = 70.1 fF Rd = 2.9 Ω

75


Smodel(1,1)


Smodel(1,1)

S11measluz

SP1.S

meas(1,1)

S22measluz

(a) (b) Figura 45. Parámetro S11 medido y simulado de 45 MHz a 30 GHz para el transistor PHEMT con un VGS = -0.6 V y un VDS = 1.4 V. (a) Parámetro S11 medido sin iluminación (círculos) y simulado sin iluminación (símbolos “x”). (b) Parámetro S11 medido con iluminación óptica de 850 nm a una potencia óptica de 0.5 mW (círculos) y simulado para la misma condición de iluminación (símbolos “x”).


SP1.S

meas(2,2)

Smodel(2,2)


Smodel(2,2)


76

-3 -2 -1 0 1 2 3-4 4


Smodel(2,1)

-3 -2 -1 0 1 2 3-4 4


Smodel(2,1)

S21measluz

SP1.S

meas(2,1)

SP1.S

meas(1,2)


-0.2 -0.1 0.0 0.1 0.2-0.3 0.3


Smodel(1,2)

-0.2 -0.1 0.0 0.1 0.2-0.3 0.3


Smodel(1,2)

S12measluz


77

VI. MEZCLADORES

Aunque los mezcladores son más comúnmente utilizados en sistemas receptores,

estos son también utilizados en transmisores y generadores de señal. Los mezcladores

pueden ser empleados como moduladores y detectores de fase, así como conversores de

frecuencia (Maas, 1998). En esta tesis se considera particularmente el mezclador como

conversor de frecuencia.

El mezclador es un dispositivo con características no lineales, en el cual se mezclan

dos señales para producir comúnmente frecuencias de suma o resta. Cualquier dispositivo

no lineal puede servir como mezclador: la no linealidad se requiere para producir

frecuencias no presentes en la entrada. De este modo, los mezcladores pueden usar diodos,

BJTs, FETs (Pérez Pérez, 2005).

VI.1 Mecanismos de mezclado en el FET

Los transistores tienen muchas no linealidades que pueden ser explotadas para la

conversión de frecuencia. En el pasado, los mezcladores de transistor (también llamados

mezcladores activos) han utilizado la resistencia drenador-fuente o la unión compuerta-

canal del FET para el mezclado. Esto realmente no trabaja tan bien como los mezcladores

de transconductancia (Maas, 1998).

78

En un mezclador FET de transconductancia, se aplica la señal de RF y el voltaje de

OL a la compuerta. El voltaje de OL crea la variación en el tiempo de la transconductancia,

y mezcla la señal de RF con ella.

La corriente de drenador en pequeña señal, Ids(t), esta dada por

( ) ( ) ( )ds m gsI t g t V t= , (22)

donde: gm(t) es la forma de onda de la transconductancia y Vgs(t) es el voltaje de compuerta.

En general, gm(t) es periódica pero no sinusoidal, así que podemos expresarla como

una serie de Fourier

01

( ) cos( )n

m m mii

g t g g i tpω=

= + ∑ , (23)

donde: ωp es la frecuencia de OL y, por simplicidad, se han omitido los términos de fase en

cada componente.

Considerando la señal de RF detectada en la compuerta como

( ) cos( )gs sV t V tsω= , (24)

donde: Vs y ωs son la amplitud y la frecuencia de la señal de RF, respectivamente.

Sustituyendo la ecuación (23) y la ecuación (24) en la ecuación (22), la corriente de

drenador se expresa:

( ) ( )10( ) cos( ) cos cos

2m s

ds m s s s p s pg VI t g V t t tω ω ω ω ω = + − + +

( ) ( )2 cos 2 cos 2 ···2

m ss p s p

g V tω ω ω ω + − + + t + (25)

79

La transconductancia variable en el tiempo ha generado productos de mezclado en la

diferencia de frecuencias (ωs – ωp), la suma de frecuencias (ωs + ωp) y otras combinaciones

de las frecuencias de OL y RF (ωs - 2ωp, ωs + 2ωp). Usualmente la diferencia de frecuencias

es la salida deseada, pero ocasionalmente la suma de frecuencias es la frecuencia deseada

(Maas, 1998).

VI. 2 Mezcladores optoelectrónicos

Incorporando las características de fotodetección del FET, mencionadas en el

capítulo IV, con las no linealidades intrínsecas del dispositivo y aplicando una señal de

oscilador local (OL) a la compuerta e iluminando el transistor con una señal óptica

modulada a una frecuencia intermedia (FI), el FET puede ser utilizado como mezclador

optoelectrónico. Además se puede agregar la función de multiplicación de frecuencia

aumentando la potencia del OL, lo cual permite un uso menos severo de osciladores de alta

frecuencia, resultando en un mezclador optoelectrónico armónico (Choi, 2004).

La figura 49 muestra el diagrama esquemático para la utilización de un FET como

mezclador optoelectrónico y su espectro de salida. Puede verse que hay productos de

mezclado optoelectrónico en fOL + fFI (800 MHz) y fOL – fFI (1200 MHz).

80

Figura 49. Utilización de un FET como mezclador optoelectrónico y su espectro de salida con la aplicación de un OL a 1 GHz y una FI 1 200 MHz.

El principio de operación de un mezclador optoelectrónico con FET se describe

como sigue. Como se describió en el capítulo IV, el mecanismo de fotodetección

dominante que contribuye a la ganancia del FET es el efecto fotovoltaico. Cuando la señal

óptica ilumina al FET, se produce el efecto fotovoltaico interno modulado por el fotovoltaje

(Vph), el cuál está dado por la ecuación (17).

Cuando la señal de OL se aplica a la terminal de compuerta el mezclado de

frecuencia entre la señal de OL y la señal óptica se efectúa debido a las no linealidades

intrínsecas del dispositivo. Aunque un FET tiene muchos elementos no lineales en su

modelo de circuito equivalente el predominante para el mezclado optoelectrónico es

considerado a ser la característica no lineal de la relación IDS-VGS, debido a que la señal

óptica de entrada puede ser considerada como otra señal de entrada de voltaje a la terminal

de compuerta (Choi et al., 2005).

81

Bajo iluminación, la relación IDS-VGS del FET puede modelarse por un polinomio

como

IDS = IS + b1VGS + b2VGS2 + b3VGS

3 + …, (26)

donde: b1,2,…,n son los coeficientes de la serie de potencias e IS es la corriente de drenador

estática.

La potencia óptica de la señal óptica modulada a la FI está descrita por

Popt = P0[1 + mcos(2π·fFI·t)], (27)

donde: P0 es la potencia óptica promedio y m es el índice de modulación.

Cuando la señal de OL se aplica a la terminal de compuerta y el dispositivo es

iluminado con la señal óptica, la cual es convertida a fotovoltaje (Vph), VGS en (26) se

convierte en

VGS = VGB + VS·cos(2π·fOL·t) + Vph·cos(2π·fFI·t), (28)

donde: VGB es el voltaje de polarización de la compuerta, incluyendo el efecto de la

iluminación óptica promedio, VS y fOL son la amplitud y la frecuencia del OL,

respectivamente (Choi, 2005).

Sustituyendo la ecuación (28) en la ecuación (26), se obtienen los productos de

mezclado del mezclador optoelectrónico.

Los productos de mezclado optoelectrónico obtenidos en fOL + fFI y en 2fOL + fFI son:

IDS(fOL + fFI) ∝ b2·Vph·VS (29)

IDS(2fOL + fFI) ∝ b3·Vph·VS (30)

82

VI.3 Simulación del mezclador optoelectrónico

Para simular el mezclador optoelectrónico en un programa de simulación de

circuitos electrónicos (específicamente en el software ADS) se tuvieron que solucionar

algunos problemas, para lo cual se hicieron algunas consideraciones. Primero, normalmente

estos programas de simulación no tienen un dispositivo que simule entregarnos

determinada potencia óptica. Para solucionar este problema se utilizó una fuente de voltaje,

cuyo voltaje, convertido a potencia, es considerado la potencia óptica entregada por el láser

(figura 50). Para la conversión del voltaje a potencia se utilizó la formula para la potencia

instantánea:

(31) 2 /Potencia Voltaje Z=

donde: Z = 50 Ω.

V_DCSRC7Vdc=5.056 V

Figura 50. Fuente de voltaje utilizada para suponer la potencia óptica entregada por el láser.

Una vez superado este problema, el siguiente paso es simular la modulación en

amplitud de la potencia óptica del láser. Para ello se utilizó una fuente de potencia de RF a

83

un solo tono, cuya salida modulará la salida de la fuente de voltaje simulando de esta forma

la modulación de la potencia óptica del láser, tal como se muestra en la figura 51.

Vnomas

V_DCSRC7Vdc=5.056 V

P_1TonePORT1

Freq=RF_freqP=dbmtow(-20)Z=50 OhmNum=1

DC_FeedDCF4

DC_BlockDCB4

Figura 51. Fuente de potencia de RF de un tono modulando la salida de la fuente de voltaje, simulando la modulación de una determinada potencia óptica.

Para simular la señal óptica modulada en amplitud inyectada en el transistor, se

utilizó un dispositivo de 3 puertos. Por el puerto 1 se conecta la señal del oscilador local

(OL), por el puerto 3 se conecta la señal óptica que es considerada la frecuencia intermedia

(FI) y por el puerto 2 obtenemos la mezcla de estas dos señales. En la figura 52 se muestra

el diagrama del arreglo utilizado para simular la modulación de la señal óptica y en la

figura 53 se muestra el diagrama completo utilizado para la simulación del mezclador

optoelectrónico.

84

Vnomas

V_DCSRC7Vdc=5.056 V

SDD3PSDD3P2I[2,0]=Imodluz

P_1TonePORT1


DC_FeedDCF4

DC_BlockDCB4

Figura 52. Arreglo utilizado para simular la inyección de una supuesta señal óptica modulada en amplitud a un transistor sin encapsular.

Vnomas

Vif

CCpdC=70.1613 fF opt 70 fF to 80 fF V_DC

SRC7Vdc=5.056 V

SDD3PSDD3P2I[2,0]=Imodluz

P_1TonePORT1


P_1TonePORT3

Freq=LO_freqP=dbmtow(-10)Z=50 OhmNum=3

TermTerm2

Z=50 OhmNum=2

DC_FeedDCF4

DC_BlockDCB4

RRiR=ri Ohm

CCgsC=Cgs_mod F

DC_Block

DC_Block4

DC_FeedDC_Feed4

V_DCSRC6Vdc=Vg

LLgL=Lg pH

CCpgC=50.5022 fF opt 35 fF to 51 fF

RRgR=rg Ohm

LLd

R=L=Ld pH

RRdR=rd Ohm

I_ProbeIDS1

V_DCSRC5Vdc=Vd

DC_FeedDC_Feed3

DC_Block

DC_Block3

CCdsC=Cds_mod fF

RRsR=rs Ohm

LLs

R=L=Ls pH

CCgdC=Cgd_mod F

Figura 53. Arreglo total utilizado para la simulación del mezclador optoelectrónico en ADS, por medio de la técnica de balance armónico.

85

VI.4 Resultados de la simulación del mezclador optoelectrónico

Con el arreglo mostrado en la figura 53, se realizó la simulación del mezclador

optoelectrónico utilizando el transistor MESFET y el transistor PHEMT. Para la obtención

del espectro de frecuencia resultante se utilizó la técnica de balance armónico incorporada

en el paquete de simulación ADS.

En la figura 54 se muestra el espectro en frecuencia resultante de la simulación del

mezclador optoelectrónico para el MESFET. Las condiciones de polarización utilizadas son

VGS = -1.2 V y VDS = 1.4 V. En la figura 54 (a) la frecuencia de OL fue de 1 GHz con una

potencia de -10 dBm y la frecuencia de FI de 200 MHz con una potencia de -12 dBm,

modulando la señal de un láser de 850 nm con una potencia óptica de 0.5 mW. En la figura

54 (b) la frecuencia de OL fue de 5 GHz con una potencia de -10 dBm y la frecuencia de FI

de 200 MHz con una potencia de -10 dBm modulando la señal del láser de 850 nm con una

potencia óptica de 0.5 mW.

En la figura 55 se muestra el espectro en frecuencia resultante de la simulación del

mezclador optoelectrónico para el PHEMT. En este transistor se utilizó el modelo no lineal

de Angelov para modelar la corriente drenador. Las condiciones de polarización utilizadas

son VGS = -0.6 V y VDS = 1.4 V. En la figura 55 (a) la frecuencia de OL fue de 1 GHz con

una potencia de -10 dBm y la frecuencia de FI de 200 MHz con una potencia de -12 dBm

modulando la señal de un láser de 850 nm con una potencia óptica de 0.5 mW. En la figura

55 (b) la frecuencia de OL fue de 5 GHz con una potencia de -10 dBm y la frecuencia de FI

de 200 MHz con una potencia de -10 dBm modulando la señal del láser de 850 nm el cual

tiene una potencia óptica de 0.5 mW.

86

1 2 3 40 5

-80

-60

-40

-20

0

20

40

60

80

-100

100

freq, GHz

dBm(HB.Vif)

freq, GHz

dBm(HB.Vif)

(a)

50 10

-80

-60

-40

-20

0

20

40

60

80

-100

100

(b)

Figura 54. Espectro de frecuencia resultante de la simulación del mezclador optoelectrónico con el transistor MESFET, polarizado en VGS = -1.2 V y VDS = 1.4 V. (a) Para una señal de OL de 1 GHz con una potencia de -10 dBm y una señal de FI de 200 MHz con una potencia de -12 dBm modulando la señal de un láser de 850 nm con una potencia óptica de 0.5 mW. (b) Para una señal de OL de 5 GHz con una potencia de -10 dBm y una señal de FI de 200 MHz con una potencia de -10 dBm modulando la señal de un láser de 850 nm con una potencia óptica de 0.5 mW.

87

1 2 3 40 5

-80

-60

-40

-20

0

20

40

60

80

-100

100

freq, GHz

dBm(HB.Vif)

freq, GHz

dBm(HB.Vif)

(a)

50 10

-80

-60

-40

-20

0

20

40

60

80

-100

100

(b)

Figura 55. Espectro de frecuencia resultante de la simulación del mezclador optoelectrónico con el transistor PHEMT, polarizado en VGS = -0.6 V y VDS = 1.4 V. (a) Para una señal de OL de 1 GHz con una potencia de -10 dBm y una señal de FI de 200 MHz con una potencia de -12 dBm modulando la señal de un láser de 850 nm con una potencia óptica de 0.5 mW. (b) Para una señal de OL de 5 GHz con una potencia de -10 dBm y una señal de FI de 200 MHz con una potencia de -10 dBm modulando la señal de un láser de 850 nm con una potencia óptica de 0.5 mW.

88

VII. RESULTADOS EXPERIMENTALES DEL MEZCLADOR

OPTOELECTRÓNICO.

VII.1 Arreglo experimental

Se realizaron mediciones experimentales del mezclador optoelectrónico, para lo cual

se utilizó el banco de medición mostrado en la figura 56. En este arreglo experimental los

transistores se montaron en la máquina de puntas y se utilizó como oscilador local (OL) el

sintetizador HP 83650A, el cual tiene un rango de frecuencias de 45 MHz a 50 GHz.

Además se utilizó el módulo de diodo láser NEW FOCUS MODEL 1780, el cual tiene una

longitud de onda de 850 nm y es modulable hasta 7.5 GHz aproximadamente. Este láser es

modulado en amplitud con una señal sinusoidal producida con el sintetizador HP 83620A,

para introducir la señal óptica considerada la frecuencia intermedia (FI). Esta señal óptica

fue guiada al dispositivo utilizando una fibra óptica multimodo, la cual se colocó a una

distancia aproximada de 1 mm del dispositivo, utilizando un posicionador x-y-z. Las

mediciones del espectro de salida del mezclador optoelectrónico se realizaron con el

analizador de espectros HP de la serie 70000A, el cual tiene un rango de frecuencias de 100

Hz a 26.5 GHz. Este se conectó a la salida del transistor utilizando la máquina de puntas y

un cable coaxial. Los datos fueron tomados automáticamente por medio de programas de

computadora, los cuales se comunican a través del puerto GPIB con los instrumentos

(sintetizadores, fuentes de polarización y analizador de espectros).

La obtención de datos experimentales del mezclador optoelectrónico se realizó para

los transistores MESFET y PHEMT.

89

Figura 56. Arreglo experimental utilizado para medir el espectro de frecuencia de salida del mezclador optoelectrónico.

VII.2 Datos obtenidos experimentalmente

Con el arreglo mostrado en la figura 56, se obtuvieron resultados experimentales del

mezclador optoelectrónico utilizando el transistor MESFET y el transistor PHEMT. Para la

obtención del espectro de frecuencia de salida se utilizó el analizador de espectros de la

serie 70000A controlado por medio del puerto GP-IB con programa de computadora que

automáticamente captura los datos necesarios y los guarda en la PC.

90

En la figura 57 (a) se presenta el espectro de frecuencia resultante de la medición

del mezclador optoelectrónico para el MESFET. En este transistor las condiciones de

polarización utilizadas son VGS = -1.2 V y VDS = 1.4 V. La frecuencia de OL fue de 1 GHz

con una potencia de -10 dBm y la frecuencia de FI de 200 MHz con una potencia de -12

dBm, modulando la señal de un láser de 850 nm con una potencia óptica de 0.5 mW.

En la figura 57 (b) la frecuencia de OL fue de 5 GHz con una potencia de -10 dBm

y la frecuencia de FI de 200 MHz con una potencia de -10 dBm modulando la señal del

láser de 850 nm con una potencia óptica de 0.5 mW.

En la figura 58 se presenta el espectro de frecuencia resultante de la simulación del

mezclador optoelectrónico para el PHEMT. En este transistor las condiciones de

polarización utilizadas son VGS = -0.6 V y VDS = 1.4 V.

En la figura 58 (a) la frecuencia de OL fue de 1 GHz con una potencia de -10 dBm y

la frecuencia de FI de 200 MHz con una potencia de -12 dBm modulando la señal de un

láser de 850 nm con una potencia óptica de 0.5 mW.

En la figura 58 (b) la frecuencia de OL fue de 5 GHz con una potencia de -10 dBm

y la frecuencia de FI de 200 MHz con una potencia de -10 dBm modulando la señal del

láser de 850 nm el cual tiene una potencia óptica de 0.5 mW.

91

0 1 2 3 4 5

x 109

-100

-90

-80

-70

-60

-50

-40

-30

-20

-10

0

Frecuencia (Hz)

Potencia (dBm)

(a)

0 2 4 6 8 10 12

x 109

-100

-90

-80

-70

-60

-50

-40

-30

-20

-10

0

Frecuencia (Hz)

Potencia (dBm)

(b)

Figura 57. Espectro de frecuencia obtenido experimentalmente del mezclador optoelectrónico con el transistor MESFET, polarizado en VGS = -1.2 V y VDS = 1.4 V. (a) Para una señal de OL de 1 GHz con una potencia de -10 dBm y una señal de FI de 200 MHz con una potencia de -12 dBm modulando la señal de un láser de 850 nm con una potencia óptica de 0.5 mW. (b) Para una señal de OL de 5 GHz con una potencia de -10 dBm y una señal de FI de 200 MHz con una potencia de -10 dBm modulando la señal de un láser de 850 nm con una potencia óptica de 0.5 mW.

92

0 1 2 3 4 5

x 109

-100

-90

-80

-70

-60

-50

-40

-30

-20

-10

0

Frecuencia (Hz)

Potencia (dBm)

(a)

0 2 4 6 8 10 12

x 109

-100

-90

-80

-70

-60

-50

-40

-30

-20

-10

0

Frecuencia (Hz)

Potencia (dBm)

(b)

Figura 58. Espectro de frecuencia obtenido experimentalmente del mezclador optoelectrónico con el transistor PHEMT, polarizado en VGS = -0.6 V y VDS = 1.4 V. (a) Para una señal de OL de 1 GHz con una potencia de -10 dBm y una señal de FI de 200 MHz con una potencia de -12 dBm modulando la señal de un láser de 850 nm con una potencia óptica de 0.5 mW. (b) Para una señal de OL de 5 GHz con una potencia de -10 dBm y una señal de FI de 200 MHz con una potencia de -10 dBm modulando la señal de un láser de 850 nm con una potencia óptica de 0.5 mW.

93

VII.3 Comparación entre datos simulados y medidos experimentalmente del

mezclador optoelectrónico

El espectro de frecuencia obtenido experimentalmente es comparado con el

obtenido de la simulación del mezclador optoelectrónico bajo las mismas condiciones.

En la figura 59 y la figura 60 presentamos la comparación del espectro de frecuencia

medido con el resultante de la simulación del mezclador optoelectrónico para el MESFET.

Las condiciones de polarización utilizadas son VGS = -1.2 V y VDS = 1.4 V. La diferencia

que se observa entre los ejes de frecuencia del espectro medido y el simulado, es realizada

con el propósito de que se tenga una mejor apreciación de las dos gráficas, y no se pierda

una debajo de la otra.

En la figura 59 la frecuencia de OL fue de 1 GHz con una potencia de -10 dBm y la

frecuencia de FI de 200 MHz con una potencia de -12 dBm, modulando la señal de un láser

de 850 nm con una potencia óptica de 0.5 mW.


frecuencia de FI de 200 MHz con una potencia de -10 dBm modulando la señal del láser de

850 nm con una potencia óptica de 0.5 mW.

En las tablas VII y VIII se presentan los valores de las potencias medidas y

simuladas a las frecuencias más significativas.

94

Tabla VII. Potencias medidas y simuladas del mezclador optoelectrónico con el transistor MESFET, para una fOL = 1 GHz y una fFI = 200 MHz.

fFI = 200 MHz, PFI = -12 dBm, fOL = 1 GHz, POL = -10 dBm

Frecuencia potencia medida potencia simulada

fFI (200 MHz) -50 dBm -45 dBm

2fFI (400 MHz) -79 dBm -84 dBm

fOL (1 GHz) -2 dBm 3 dBm

fOL + fFI (1.2 GHz) -60 dBm -69 dBm

fOL – fFI (0.8 GHz) -71 dBm -69 dBm

2fOL (2 GHz) -39 dBm -34 dBm

Tabla VIII. Potencias medidas y simuladas del mezclador optoelectrónico con el transistor MESFET, para una fOL = 5 GHz y una fFI = 200 MHz.



fFI (200 MHz) -42 dBm -38 dBm

2fFI (400 MHz) -70 dBm -70 dBm

fOL (5 GHz) -2 dBm 0 dBm

fOL + fFI (5.2 GHz) -58 dBm -68 dBm

fOL – fFI (4.8 GHz) -59 dBm -68 dBm

2fOL (10 GHz) -39 dBm -40 dBm

95

(a)

Pote

ncia

(dB

m)

Frecuencia (GHz)

Pote

ncia

(dB

m)

Pote

ncia

(dB

m)

Frecuencia (MHz) Frecuencia (GHz)

(b) (c) Figura 59. Comparación entre el espectro de frecuencia medido y el resultante de la simulación del mezclador optoelectrónico con el transistor MESFET, polarizado en Vgs = -1.2 V y Vds = 1.4 V. Para una señal de OL de 1 GHz con una potencia de -10 dBm y una señal de FI de 200 MHz con una potencia de -12 dBm modulando la señal de un láser de 850 nm con una potencia óptica de 0.5 mW. (a) Espectro de frecuencia de 50 MHz a 5 GHz. (b) Ampliación del espectro de frecuencia de 50 MHz a 500 MHz. (c) Ampliación del espectro de frecuencia de 700 MHz a 1300 MHz.

96

(a)

Pote

ncia

(dB

m)

Frecuencia (GHz)

Pote

ncia

(dB

m)

Pote

ncia

(dB

m)


(b) (c) Figura 60. Comparación entre el espectro de frecuencia medido y el resultante de la simulación del mezclador optoelectrónico con el transistor MESFET, polarizado en Vgs = -1.2 V y Vds = 1.4 V. Para una señal de OL de 5 GHz con una potencia de -10 dBm y una señal de FI de 200 MHz con una potencia de -10 dBm modulando la señal de un láser de 850 nm con una potencia óptica de 0.5 mW. (a) Espectro de frecuencia de 50 MHz a 12 GHz. (b) Ampliación del espectro de frecuencia de 50 MHz a 500 MHz. (c) Ampliación del espectro de frecuencia de 4.5 GHz a 5.5 GHz.

97

En la figura 61 y la figura 62 tenemos la comparación del espectro de frecuencia

medido con el resultante de la simulación del mezclador optoelectrónico para el PHEMT.

En este transistor se utilizó el modelo no lineal de Angelov para modelar la corriente

de drenador. Las condiciones de polarización utilizadas son Vgs = -0.6 V y Vds = 1.4 V. La

diferencia que se observa entre los ejes de frecuencia del espectro medido y el simulado, es

realizada con el propósito de que se tenga una mejor apreciación de las dos gráficas, y no se

pierda una debajo de la otra.


frecuencia de FI de 200 MHz con una potencia de -12 dBm modulando la señal de un láser

de 850 nm con una potencia óptica de 0.5 mW.

En la figura 62 la frecuencia de OL fue de 5 GHz con una potencia de -10 dBm

modulando la señal del láser de 850 nm el cual tiene una potencia óptica de 0.5 mW.

En las tablas IX y X se presentan los valores de las potencias medidas y simuladas a

las frecuencias más significativas.

98

Tabla IX. Potencias medidas y simuladas del mezclador optoelectrónico con el transistor PHEMT, para una fOL = 1 GHz y una fFI = 200 MHz.



fFI -56 dBm -51 dBm

2fFI ---* -95 dBm

fOL -3 dBm 0 dBm

fOL + fFI -70 dBm -64 dBm

fOL – fFI -71 dBm -64 dBm

2fOL -33 dBm -20 dBm

--* No detectable.

Tabla X. Potencias medidas y simuladas del mezclador optoelectrónico con el transistor PHEMT, para una fOL = 5 GHz y una fFI = 200 MHz.



fFI -50 dBm -50 dBm

2fFI -72 dBm -88 dBm

fOL -2 dBm 0 dBm

fOL + fFI -52 dBm -61 dBm

fOL – fFI -54 dBm -61 dBm

2fOL -39 dBm -28 dBm

99

(a)

Pote

ncia

(dB

m)

Frecuencia (GHz)

Pote

ncia

(dB

m)

Pote

ncia

(dB

m)


(b) (c) Figura 61. Comparación entre el espectro de frecuencia medido y el resultante de la simulación del mezclador optoelectrónico con el transistor PHEMT, polarizado en Vgs = -0.6 V y Vds = 1.4 V. Para una señal de OL de 1 GHz con una potencia de -10 dBm y una señal de FI de 200 MHz con una potencia de -12 dBm modulando la señal de un láser de 850 nm con una potencia óptica de 0.5 mW. (a) Espectro de frecuencia de 50 MHz a 5 GHz. (b) Ampliación del espectro de frecuencia de 50 MHz a 500 MHz. (c) Ampliación del espectro de frecuencia de 0.7 GHz a 1.3 GHz.

100

(a)

Pote

ncia

(dB

m)

Frecuencia (GHz)

Pote

ncia

(dB

m)

Pote

ncia

(dB

m)


(b) (c) Figura 62. Comparación entre el espectro de frecuencia medido y el resultante de la simulación del mezclador optoelectrónico con el transistor PHEMT, polarizado en Vgs = -0.6 V y Vds = 1.4 V. Para una señal de OL de 5 GHz con una potencia de -10 dBm y una señal de FI de 200 MHz con una potencia de -10 dBm modulando la señal de un láser de 850 nm con una potencia óptica de 0.5 mW. (a) Espectro de frecuencia de 50 MHz a 12 GHz. (b) Ampliación del espectro de frecuencia de 50 MHz a 500 MHz. (c) Ampliación del espectro de frecuencia de 4.5 GHz a 5.5 GHz.

101

VII.4 Discusión de resultados

De la comparación entre los resultados obtenidos experimentalmente y los

simulados del mezclador optoelectrónico de ambos transistores (figuras 59, 60, 61 y 62), se

observa que los productos de mezclado (fOL + fFI y fOL - fFI) medidos experimentalmente son

en general, ligeramente mayores que los obtenido de la simulación. Esto se atribuye a que

en la simulación solo se consideran las no linealidades de la característica IDS-VGS, mientras

que en el transistor real existen no linealidades que no se consideran en la simulación y que

incrementan el nivel de los productos de mezclado.

Por otra parte, si observamos los armónicos producidos por el oscilador local (2fOL,

3fOL, 4fOL, …), podemos ver que los obtenidos de la simulación son en general, mayores

que los medidos experimentalmente. Esto se atribuye a que en la simulación solo se

considera el transistor, mientras que en los datos obtenidos experimentalmente existen las

pérdidas de los cables de conexión, de los conectores y de las “te” de polarización, las

cuales son mayores a frecuencias más elevadas, como las de los armónicos del OL.

En lo referente a la FI, también se observa una pequeña diferencia entre los datos

medidos y los simulados. En este caso, esto se atribuye al hecho de que con los equipos y

métodos utilizados en el laboratorio no se tiene una exacta colocación en todas las

mediciones, de la posición de la fibra óptica sobre el transistor, de la distancia de

separación entre la fibra y el transistor ni del ángulo de inclinación con el que la fibra

óptica proyecta el haz del láser sobre el transistor.

102

VIII. CONCLUSIONES

VIII. 1 Conclusiones

• La fotocorriente producida por el efecto fotovoltaico interno tiene una variación de

forma logarítmica con respecto a la potencia óptica incidente.

• El fotovoltaje producido en un FET es independiente de la polarización de

compuerta.

• El fotovoltaje producido en un FET causa un efecto semejante a un voltaje positivo

(de la misma magnitud que el fotovoltaje), aplicado en la compuerta.

• El fotovoltaje interno tiene una variación de forma logarítmica con respecto a la

potencia óptica incidente.

• El efecto fotovoltaico es dominante cuando el transistor está en conducción y en la

región de saturación o en la región lineal cercana a saturación.

• La potencia detectada por un FET de una señal óptica modulada, disminuye al

aumentar la potencia óptica de la señal, si se mantiene fija la potencia de la señal

modulante.

• Con el modelo propuesto para el fotovoltaje interno se logra una buena

concordancia entre los datos medidos y los simulados, en las regiones de

polarización donde el efecto fotovoltaico es dominante.

103

• Al incluir el modelo propuesto para el fotovoltaje a un buen modelo no lineal de

corriente en oscuridad como el de Chen o Angelov, se tiene una buena concordancia

entre las curvas I-V medidas bajo iluminación y las simuladas.

• Cualquier discrepancia que exista entre las curvas I-V medidas en oscuridad y las

simuladas con el modelo de corriente en oscuridad, estará presente entre las curvas

I-V medidas bajo iluminación y las simuladas al incluir el modelo para el

fotovoltaje al modelo de corriente en oscuridad.

• Se tiene una aceptable concordancia entre los parámetros S medidos bajo

iluminación óptica y los simulados con el modelo de circuito eléctrico equivalente

al incluir el modelo para el fotovoltaje al modelo de corriente de drenador.

• Se obtuvo una concordancia aceptable entre los datos medidos y simulados del

espectro de frecuencia del mezclador optoelectrónico.

VIII.2 Aportaciones

Las principales aportaciones de este trabajo de tesis son:

1.- Se realizó un programa para la obtención de la fotocorriente en función de la

polarización y en función de la potencia óptica a partir de mediciones de las curvas I-V en

régimen pulsado en oscuridad y bajo iluminación óptica a diferentes potencias.

2.- Se comprobó por medio de las mediciones, que la fotocorriente debida al efecto

fotovoltaico tiene una variación de forma logarítmica con respecto a la potencia óptica.

104

3.- Se propuso y se verificó un método para la obtención del fotovoltaje en el FET.

4.- Se realizó un programa para la obtención del fotovoltaje en función de la polarización y

en función de la potencia óptica.

5.- Se mostró experimentalmente que el fotovoltaje de un FET es independiente de la

polarización de compuerta.

6.- Se comprobó que el fotovoltaje del FET causa un efecto de anti-polarización de la

compuerta.

7.- Se comprobó por medio de las mediciones, que el fotovoltaje del FET tiene una

variación de forma logarítmica con respecto a la potencia óptica.

8.- Se montó un banco de medición para obtener la potencia detectada por un FET de una

señal óptica modulada.

9.- Se realizó un programa para automatizar la medición de la potencia detectada de una

señal óptica modulada en función de la potencia óptica.


señal óptica modulada en función de la frecuencia de modulación de dicha señal óptica.


señal óptica modulada en función de la polarización del FET.

12.- Se propuso un modelo para el fotovoltaje en el FET.

13.- Se desarrolló un modelo no lineal electro-óptico para simular las curvas I(V) del FET

bajo iluminación.

14.- Se describió un procedimiento para la simulación de un mezclador optoelectrónico a

base de FET, en el paquete de simulación ADS.

105

VIII.3 Recomendaciones

Caracterizar la respuesta de los dispositivos en función de la temperatura, para

conocer su efecto sobre la corriente, ganancia y otros parámetros.

Tener un control más preciso de la temperatura del laboratorio y sobre todo de la

temperatura del dispositivo bajo prueba. Además, en la caracterización de

dispositivos bajo iluminación, incluir técnicas criogénicas para poder separar el

efecto de la temperatura del efecto óptico.

Estudiar la influencia de la luz en función de la longitud de onda del láser,

manteniendo la potencia óptica constante. Y hacer para FETs que tengan diferentes

materiales en su estructura.

Adquirir un osciloscopio y un analizador de espectros con entrada óptica, para

analizar la forma de onda y el espectro de frecuencia de la señal óptica.

Dar continuidad al modelado de transistores y dispositivos de alta frecuencia bajo

iluminación óptica, con la finalidad de utilizar los resultados para el diseño y

construcción de dispositivos óptico-microondas y posteriormente hacer un sistema

completo de transmisión/recepción óptico-microondas.

Caracterizar la respuesta en frecuencia del láser, para poder tener la respuesta en

frecuencia del FET a la iluminación modulada.

En la simulación de dispositivos bajo iluminación óptica, estudiar la posibilidad de

incluir una red que simule la respuesta en frecuencia del dispositivo a la luz

modulada.

106

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