EL TRANSISTOR BIPOLAR

1 INTRODUCCION

La Figura 1 muestra el símbolo de un transistor bipolar o BJT (Bipolar Junction Transistor), con la nomenclatura habitual de sus terminales.

Figura 1: Símbolo y tipos de transistor BJT

Internamente, el BJT se compone de tres capas de silicio, según la configuración mostrada en la Figura 2.

Figura 2: Estructura interna del transistor bipolar

Como puede apreciarse, la flecha que indica el tipo de transistor, apunta al sentido de la corriente en polarización directa del diodo BE. En principio, parece una estructura simétrica, en la que es imposible distinguir el emisor del colector. Sin embargo la función que cumple cada uno es completamente distinta, y en consecuencia, se fabrican con diferentes características. Por lo tanto no es un componente simétrico.

Un transistor tiene dos formas principales de operación: como un interruptor o como una resistencia variable.

1.1 TRANSISTOR COMO INTERRUPTOR

La función del transistor como interruptor es exactamente igual que la de un dispositivo mecánico: o bien deja pasar la corriente, o bien la corta. La diferencia está en que mientras en el primero es necesario que haya algún tipo de control mecánico, en el BJT la señal de control es electrónica. En la Figura 3 se muestra la aplicación al encendido de una bombilla.

Figura 3: El transistor bipolar como interruptor de corriente

En el primer caso, bajo la señal de control adecuada, que es introducida a través de la base, el transistor se comporta como un circuito abierto entre el emisor y el colector, no existe corriente y la bombilla estará apagada. En el segundo caso, cambiando la señal de control, se cierra el circuito entre C y E, y los 12 V se aplican a la bombilla, que se enciende.

Este funcionamiento entre los estados de corte y conducción se denomina operación en conmutación. Las aplicaciones típicas de este modo de operación son la electrónica de potencia y la electrónica digital, en la que los

circuitos operan con dos niveles de tensión fijos equivalentes al y lógicos.

1.2 TRANSISTOR COMO RESISTENCIA VARIABLE

En la Figura 4 se presenta la comparación entre un potenciómetro y un transistor colocados en un circuito.

Figura 4: Transistor bipolar operando como resistencia variable

Si el valor de la resistencia del potenciómetro se fija en 5 kW, la tensión de salida VOUT será de 5 V. Al aumentar esta resistencia, la salida también aumentará de valor. Por ejemplo, con 20 kW VOUT resulta ser 8 V. Modificando el valor del potenciómetro se puede obtener cualquier valor en la salida comprendido entre 0 V y 10 V, ya que:

Al igual que en el potenciómetro, en el transistor se puede ajustar su resistencia entre colector y emisor, con la diferencia de que la señal de mando no es mecánica, sino eléctrica a través de la base. Como se verá más adelante, con una pequeña señal aplicada en la base puede gobernarse el BJT, con lo que aparece un concepto nuevo: la amplificación de señales. Esta función es la base de la electrónica analógica, aquella en la que se procesan señales de tensión respetando su forma de onda temporal.

2 PRINCIPIO DE OPERACION

En este apartado se va a trabajar exclusivamente con el transistor NPN. No obstante, cabe señalar que los razonamientos necesarios para entender el transistor PNP son completamente análogos, por lo que se deja al lector la tarea de deducir los modelos característicos de su funcionamiento.

En la Figura 2 pueden verse las dos uniones PN del transistor: la unión Base-Emisor (BE), y la unión Base-Colector (BC). Cada una por separado constituye un diodo, pero la conjunción de ambas provoca un efecto nuevo, denominado efecto transistor. Obviamente, el estado global del transistor depende de la polarización, directa (PD) o inversa (PI), de las dos uniones.

Los casos posibles se adjuntan en la tabla siguiente:

Unión Unión Estado

PI PI Corte

PD PD Saturación

PD PI RAN

PI PD RAI

Los dos últimos casos, la Región Activa Normal (RAN) y la Región Activa Inversa (RAI) son conceptualmente similares. Si el transistor fuera simétrico, estaríamos ante la misma región de funcionamiento, solo que con los terminales intercambiados. Sin embargo el colector y el emisor se fabrican de forma diferente, precisamente para adaptar su funcionamiento a la RAN. Por ello no se suele trabajar en la RAI. Una vez aclarado este punto se va a analizar el funcionamiento en cada región de operación.

2.1 REGION DE CORTE

Como elemento básico para la discusión en este apartado se va a emplear el circuito de la Figura 5.

Figura 5: Transistor BJT polarizado en la región de corte

En el circuito de la Figura 5:

En este caso las dos uniones están polarizadas en inversa, por lo que existen zonas de deplección en torno a las uniones BE y BC. En estas zonas no hay portadores de carga móviles, por lo tanto, no puede establecerse ninguna corriente de mayoritarios. Los portadores minoritarios sí pueden atravesar las uniones polarizadas en inversa, pero dan lugar a corrientes muy débiles. Por lo tanto, un transistor en corte equivale a efectos prácticos, a un circuito abierto.

A partir de esta definición, se pueden deducir fácilmente los modelos matemático y circuital simplificados para este estado. El transistor BJT en la región de corte se resume en la Figura

Figura Modelo del en corte para señales de continua

Obviamente, en estos modelos no se tiene en cuenta el efecto de las corrientes de fuga de las dos uniones, y sólo son válidos para realizar una primera aproximación al comportamiento de un circuito.

EJEMPLO 1: Calcular las tensiones VBE, VBC y VCE así como las corrientes IB, IC e IE del circuito de la figura 7, cuando EB

= 0 V.

Figura 7: Circuito del ejemplo 1

SOLUCIÓN: La base del transistor está conectada a la fuente a través de una resistencia RB. Puesto que la diferencia de potencial entre los extremos del generador es nula, no puede polarizarse la unión BE en directa, por lo que el transistor está en corte, es decir:

VBC = VBE - VCE = 0 - 10 = - 10 V

Pueden obtenerse los mismos resultados si se sustituye el transistor en el circuito por su modelo equivalente:

2.2 REGION ACTIVA NORMAL

Para facilitar el estudio y comprensión de los fenómenos que suceden cuando se polariza el transistor en RAN, se va a analizar en primer lugar el comportamiento del transistor en las situaciones descritas en la Figura 8 a) y b).

Figura 8: Transistor NPN.

En la Figura 8 a), como la tensión EC está aplicada al colector, la unión base-colector estará polarizada en inversa. A ambos lados de la unión se creará la zona de deplección, que impide la corriente de portadores mayoritarios. No existirá corriente de colector significativa, y el transistor se encontrará operando en la región de corte.

En el caso de la Figura 8 b), la fuente EB polariza la unión base-emisor en directa, que se comporta como un diodo normal, es decir, la zona P inyecta huecos en la zona N, y esta electrones en aquella. Si el dopado de la base es muy inferior al del emisor, la inyección de huecos será muy inferior a la de electrones, y se puede describir el proceso así: el emisor inyecta electrones en la base. Estos se recombinan con los huecos que provienen de la fuente de alimentación y se crea una corriente IB. En este caso el colector no entra en juego.

La operación en RAN se da cuando la unión BE se polariza en directa y la BC en inversa. Los tres puntos característicos de esta región de operación son:

1. Corriente de colector no nula: conducción a través de la unión BC pese a que está polarizada en inversa. 2. La corriente de base es muy inferior a la de colector.

3. La corriente de colector es proporcional a la corriente de base.

Figura 9: Transistor NPN en RAN.

Conducción a través de la unión BC

En el circuito de la Figura 9 la unión BE se polariza en directa, mientras que si EC es mayor que EB, la unión BC estará en inversa, luego no debería circular corriente a través de esta última. Lo que sucede es que el emisor (tipo N) inyecta electrones en la base (tipo P), en la que los portadores mayoritarios son los huecos, y los minoritarios son los electrones. Como se explicó anteriormente, una unión PN en inversa bloquea el paso de mayoritarios, pero no de minoritarios (que constituyen la corriente de fuga en inversa). Por lo tanto, los electrones inyectados desde el emisor a la base, atraídos por el potencial positivo aplicado al colector, pueden atravesar la unión BC, y dar origen a la corriente de colector IC. Mediante el emisor, se inunda la base de electrones, aumenta drásticamente el número de portadores minoritarios del diodo base-colector, con lo que su corriente inversa aumenta también.

Así que la primera contradicción queda resuelta. El diodo BC no conduce realmente en inversa, sino que sus corrientes de fuga se equiparan con la corriente normal gracias al aporte de electrones que provienen del emisor.

La corriente de base es muy inferior a la de colector

En este punto de la explicación surge una pregunta: ¿y por qué los electrones llegan hasta la unión BC y no se recombinan como en la Figura 8.b)?. La Figura 10 muestra la distribución de corrientes.

Figura 10: Distribución de corrientes en un transistor NPN en RAN.

Si la base es estrecha y está poco dopada, es relativamente probable que un electrón la atraviese sin encontrarse con un hueco. Típicamente, los BJT se construyen para que se recombine el 1% de los electrones. En este caso se obtiene una ganancia de corriente de 100, es decir, la corriente de base es 100 veces inferior a la del colector. Como la corriente de emisor es la suma de estas dos, es obvio que su valor es cercano al de la corriente de colector, con lo que en la práctica se consideran iguales (sólo operando en RAN).

La corriente de colector es proporcional a la corriente de base

Centrando la atención en la recombinación de los electrones en la base procedentes del emisor. Allí donde había un hueco pasa a haber, tras la recombinación, un ion negativo inmóvil. Si desaparecen los huecos de la base y se llena de iones negativos, se carga negativamente, y se repelen los electrones procedentes del emisor. En este caso se impediría la circulación de corriente, es decir, es necesario que la corriente de base reponga huecos para que haya corriente de colector.

Por tanto, por cada electrón recombinado hay que introducir un hueco nuevo que neutralice la carga negativa. Si la reposición de huecos es lenta (corriente IB pequeña), la capacidad de inyectar electrones será baja, debido a la repulsión eléctrica. Este fenómeno tiene la propiedad de ser aproximadamente lineal, con lo que se puede establecer que:

en donde es un coeficiente adimensional denominado ganancia directa de corriente, o bien ganancia estática de corriente.

Resumiendo….

El transistor bipolar operando en la RAN se comporta como un amplificador de corriente. La corriente débil se

reproduce amplificada en un factor en .

Los modelos y condición de existencia se presentan en la Figura 11. De nuevo hay que reseñar que se trata de un modelo muy simplificado, que sólo da cuenta de los fenómenos básicos señalados anteriormente.

Figura 11: Modelo del BJT en RAN para señales de continua.

La condición de corriente de base mayor que cero se refiere a corriente entrante en el dispositivo, es decir, la

corriente debe entrar por la base para que el esté en RAN. Para los valores habituales de IB, la tensión VBE se sitúa en torno a los 0,7 V. Por ello, en muchas ocasiones se toma este valor para realizar un análisis aproximado de los circuitos.

EJEMPLO 2: En el circuito de la Figura 7 calcular VBE, VBC y VCE así como las corrientes IB, IC e IE cuando EB = 5 V y cuando EB = 7 V. La ganancia de corriente del transistor es F = 100.

SOLUCIÓN: Al aplicar una diferencia de potencial positiva (> 0,7) a la base se polariza la unión BE en directa. Además, si EB, es inferior a la de la fuente conectada al colector, la tensión de colector será superior a la de la base, con lo que la unión BC estará polarizada en inversa. Se dan, por lo tanto, las condiciones necesarias para la operación en RAN, con lo que se verifica aproximadamente que:

;

Estas dos ecuaciones pueden introducirse en el circuito empleando el modelo equivalente:

Figura : Análisis del transistor en RAN

El análisis del circuito permite añadir dos ecuaciones nuevas para el cálculo de IB, IC y VCE:

De la primera expresión se obtiene :

Teniendo en cuenta que :

Finalmente:

En la tabla siguiente se adjuntan los resultados numéricos de los dos casos requeridos en el enunciado:

IB IC IE VBE VCE VBC

EB = 5 V 43 A 4,3 mA 4,343 mA 0,7 V 5,7 V -5 V

EB = 7 V 63 A 6,3 mA 6,363 mA 0,7 V 3,7 V -3 V

Los resultados obtenidos en el ejemplo 2 sugieren los siguientes comentarios:

La tensión VBC obtenida en ambos casos es negativa, lo que significa que la polarización de la unión BC es inversa. Como además la corriente de la base es positiva queda comprobado que el transistor está operando en RAN.

La corriente IE tiene un valor muy cercano al de IC. En la práctica, sería difícil de detectar la diferencia entre ambas mediante aparatos de medida convencionales. Por ello, en ocasiones se realiza la aproximación IC = IE.

Una variación de corriente en la base de tan sólo 20 A provoca una variación en la tensión VCE de 2 V. Este es el principio de la amplificación analógica de señales.

Centremos ahora la atención en la evolución de VCE. Cuando el transistor está en corte VCE = 0 V. En la RAN, a medida que aumenta EB disminuye VCE. Este resultado es lógico, puesto que IC es directamente proporcional a EB. Como VCE = EC - RCIC, al aumentar el término negativo disminuye el valor de la resta. Gráficamente puede representarse este hecho como sigue (Figura 13):

Figura 13: Evolución de las tensiones y corrientes en el ejemplo 2

Si RC fuera una bombilla, en el caso A estaría apagada, mientras que en los casos B y C proporcionaría luz. Evidentemente, en el caso C la intensidad de la luz será mayor que en el B, puesto que la tensión aplicada es mayor. Aquí se pone de manifiesto claramente el funcionamiento del transistor como resistencia variable, ya que el comportamiento entre C y E es similar al de un potenciómetro: modificando la señal de control convenientemente podemos variar la tensión de alimentación de la bombilla entre 0 y 10 V.

2.3 REGION DE SATURACION

Supongamos que tenemos un transistor polarizado en la RAN según el circuito de la Figura 7). En la tabla de resultados del ejemplo 2 queda claro que según aumenta la tensión EB (o bien la corriente IB) el valor absoluto de la tensión VBC disminuye. Llegará un momento en el que, si IB crece lo suficiente VBC cambiará de signo y pasará a ser positiva. En ese instante, la unión BC dejará de estar polarizada en inversa, y entrará en polarización directa. La consecuencia es que el colector pierde su capacidad de recolectar electrones, y la corriente IC resulta ser inferior al valor IB.

Figura 14: Transistor BJT polarizado en la región de saturación

Por otra parte, según se muestra en la Figura 14, al estar las dos uniones polarizadas en directa, la tensión entre el colector y el emisor en saturación será:

VCE SAT = VBE ON - VBC ON

Si los diodos BE y BC fueran idénticos, la tensión de conducción de ambos sería prácticamente igual, y entonces la tensión VCE SAT sería nula. Sin embargo, tal y como se ha comentado anteriormente, el colector y el emisor se fabrican con distintas características. Normalmente la tensión VBE ON es aproximadamente igual a 0,7 V, mientras que VBC ON se sitúa en torno a los 0,5 V. Ello conlleva una tensión cercana a 0,2 V. Dado que la tensión de codo de los diodos permanece prácticamente constante para las corrientes de operación habituales, la tensión VCE SAT es también independiente de las corrientes IB ó IC. Con ello el transistor pierde su capacidad de gobierno sobre la corriente de colector, que será controlada únicamente por el circuito externo.

Análogamente al resto de regiones de funcionamiento, también puede hallarse un modelo simplificado para realizar cálculos con un transistor polarizado en la región de saturación:

Figura 15. Modelo simplificado del BJT en saturación.

Como puede observarse, en este modelo se toma la tensión VCE SAT nula, pero podría considerarse cualquier valor sin más que incluir una fuente de tensión independiente del valor deseado entre el colector y el emisor.

EJEMPLO 3: En el circuito de la Figura 7 calcular VBE, VBC y VCE así como las corrientes IB, IC e IE cuando EB = 15 y 20 V. La ganancia de corriente del transistor es F = 100.

SOLUCIÓN: En este caso la tensión aplicada a la base con respecto al emisor es claramente superior a la aplicada al colector. Por lo tanto el transistor está operando en la región de saturación. Sustituyendo el modelo correspondiente en el circuito original se tiene que:

En la tabla siguiente se presentan los resultados numéricos para los casos indicados en el enunciado del problema:

  IB IC IE VBE VCE VBC

EB = 5 V 143 A 10 mA 10,14 mA 0,7 V 0 0,7 V

EB = 7 V 193 A 10 mA 10,19 mA 0,7 V 0 0,7 V

La corriente IC se mantiene constante en 10 mA, pese a las variaciones de IB, puesto que la tensión VCE es ahora constante. Nótese además que en ambos casos se cumple que IC es menor que el producto FIB.

Retomando de nuevo el caso en el que RC sea una bombilla, los resultados obtenidos muestran que ahora la intensidad luminosa será ahora constante, luego se ha perdido la capacidad de regular, y el dispositivo se comporta ahora como un interruptor cerrado.

A modo de recapitulación, la siguiente figura muestra la evolución global de IC con respecto a EB, donde se puede apreciar el paso del transistor por las tres regiones de operación.

Figura 16: Gráfica frente a .

3 CURVAS CARACTERISTICAS. PUNTO DE OPERACION

Al ser el transistor bipolar un dispositivo triterminal son necesarios seis parámetros para determinar el estado eléctrico del mismo: tres tensiones y tres corrientes. Aplicando las leyes básicas de resolución de circuitos pueden presentarse dos ecuaciones:

Por ello, los parámetros independientes se reducen a cuatro. En un circuito determinado y bajo la acción de unas excitaciones concretas, existirán unos valores de estos cuatro parámetros que caracterizan por completo el estado del transistor. Dicho cuarteto se denomina punto de operación (Q).

Las curvas características más empleadas en la práctica son las que relacionan VBE con IB y VCE con IC e IB. Con frecuencia, estas curvas son facilitadas por los fabricantes.

3.1 CARACTERISTICA VBE-IB

La función que liga VBE con IB es la característica de un diodo, y puede aplicarse todo lo dicho cuando se estudió aquél.

Figura 17: Característica IB-VBE.

La curva representada en la Figura 17 sigue la expresión:

3.2 CARACTERISTICA VCE-IC

Según lo explicado hasta ahora, la característica VCE - IC debería ser la siguiente:

Figura 18: Característica VCE -IC ideal.

Idealmente, en la RAN la corriente de colector depende exclusivamente de la de base, a través de la relación

. Por lo tanto, en el plano - , la representación estará formada por rectas horizontales (independientes de VCE) para los diversos valores de IB (en este caso se ha representado el ejemplo para

). Evidentemente, no se dibujan más que unos valores de IB para no emborronar el gráfico. Para

, la corriente de colector también debe ser nula. La región de corte está representada por el eje de

abscisas. Por contra, para el transistor entra en saturación, luego esta región queda representada por el eje de ordenadas.

Hasta aquí se presenta la característica ideal, pero como era de esperar, la realidad es un poco más compleja (Figura 19):

Figura 19: Característica - real.

Las diferencias son claras:

En la RAN la corriente de colector no es totalmente independiente de la tensión colector-emisor. Para valores altos de la corriente cobra importancia la resistencia interna del transistor.

La región de saturación no aparece bruscamente para , sino que hay una transición gradual. Típicamente se suele considerar una tensión de saturación comprendida entre 0,1 V y 0,3 V.

3.3 PRINCIPALES PARAMETROS COMERCIALES

De entre los numerosos datos que suministran los fabricantes de componentes electrónicos, con respecto a los

transistores cabe destacar los siguientes:

Tensión máxima en entre colector y emisor, colector-base y emisor-base (VCEO, VCBO y VEBO): son las tensiones máximas a las que se puede someter a los terminales del transistor. Tensiones mayores pueden provocar una ruptura en inversa y la destrucción del transistor.

Corriente continua máxima de colector, : es la corriente máxima que puede circular por el colector sin que el transistor sufra ningún daño.

Ganancia de corriente en DC (DC Current Gain): se suele especificar la ganancia para varios puntos de operación, incluso pueden ser suministradas las gráficas de la ganancia en función de la corriente de colector. La fluctuación de su valor es debida a los efectos de segundo orden.

Tensiones de saturación VCE(sat), VBE(sat): son las tensiones que aparecen entre los terminales en la región de saturación.

Potencia máxima disipable (Total Device Dissipation): es la potencia máxima que puede disipar el transistor sin sufrir ningún daño.

Además es habitual facilitar la influencia de la temperatura en el funcionamiento del transistor.

4 MODELOS DELTRANSISTOR BIPOLAR

Existen dos tipos principales de señales aplicadas al transistor BJT:

Señales de continua Señales de alterna de pequeña amplitud que oscilan respecto a un punto de operación en RAN

En este apartado se presentan modelos del transistor BJT válidos para el análisis de ambas situaciones. En primer lugar se presenta el modelo de Ebers-Moll, con el que puede realizarse el cálculo de las corrientes y tensiones de polarización de un transistor sea cual fuere su región de operación. A partir de las ecuaciones dictadas por este modelo, se deducen posteriormente las expresiones necesarias para el análisis de señales de alterna de pequeña amplitud, a través del modelo de parámetros híbridos.

4.1 MODELO DE EBERS-MOLL

En el apartado 2 se han presentado los modelos parciales para cada una de las regiones de funcionamiento (corte, saturación, RAN) del transistor bipolar. Sin embargo, existe un modelo estático general válido para las tres regiones: el modelo de Ebers-Moll.

El modelo está basado en el hecho de que un transistor BJT se compone de dos uniones PN, la unión base-emisor y la unión base-colector. Por lo tanto se puede expresar las corrientes del transistor como la superposición de las corrientes en las dos uniones PN. En la Figura 20 se muestra la notación empleada durante este apartado.

Figura 20: Notaciones empleadas en este apartado

Considerando el modelo ideal para los diodos BE y BC se tiene que:

donde ICS, IES son las corrientes de saturación de ambos diodos.

Sin embargo, el comportamiento del transistor es más complejo que el de dos diodos conectados en serie. Se debe tener el cuenta el efecto transistor descrito en el capítulo 2: debido a que las uniones se encuentran muy próximas entre sí se produce una interacción electrónica entre ellas.

En la Figura 7.21 se muestra el modelo de Ebers-Moll para un transistor NPN. Este se compone de dos diodos de unión PN y dos fuentes de intensidad dependientes.

Figura 7.21: Modelo de Ebers-Moll para el transistor bipolar NPN.

El efecto transistor viene caracterizado por las fuentes de corriente dependientes. Como se ha explicado, parte de la corriente IDBE, que circula por la unión base-emisor es atrapada por la unión base-colector. Este hecho se modela mediante la fuente de corriente aFIDBE. aF es un parámetro característico de cada transistor que toma valores próximos a la unidad.

De igual manera, parte de la corriente IDBC atraviesa la región de base para alcanzar el emisor. Esto se modela con la fuente de corriente aRIDBC. Debido a que la estructura de un transistor no es simétrica, sino que está optimizada para obtener valores altos de aF, aR es generalmente pequeña (desde 0.02 a 0.5).

Además, aplicando las leyes de la física de semiconductores se obtiene la condición de reciprocidad, que se concreta en la siguiente expresión:

IS toma valores entre 10-14 y 10-15A para transistores de baja potencia.

Si se aplica la ley de los nudos en el emisor, el colector y la base

Se puede sustituir en esta ecuación las corrientes de los diodos IDBE y IDBC. Además, si se definen las constantes bF y bR de manera que

las ecuaciones anteriores, resultan

que son las ecuaciones de las intensidades en los tres terminales del transistor NPN según el modelo de Ebers-Moll. Estas ecuaciones son válidas para cualquier región de funcionamiento.

Aún siendo un modelo complejo del transistor, el modelo de Ebers-Moll no describe todos los efectos que tienen lugar en el dispositivo. Los llamados efectos de segundo orden como la tensión de ruptura en inversa de las uniones PN, o la dependencia de IC con VCE no están incluidos en este modelo.

4.2 APLICACION DEL MODELO DE EBERS-MOLL A LA REGION ACTIVA NORMAL

En este apartado se van a simplificar las ecuaciones de Ebers-Moll, deducidas en el apartado anterior para el caso de que el transistor se encuentre funcionando en la RAN.

Como ya se ha comentado, el funcionamiento en la RAN de un transistor se caracteriza por tener la unión PN polarizada en directa (con VBE 0.7V) y la unión base colector polarizada en inversa (VBC < 0). Obsérvese que bajo estas condiciones las expresiones exponenciales de las ecuaciones de Ebers_Moll se pueden simplificar

y las ecuaciones quedan reducidas a:

Como el segundo sumando de estas ecuaciones suele ser despreciable frente al valor de IB, IC e IE, a partir de las ecuaciones B. y C., se puede obtener la relación

que concuerda con la deducida en el apartado 2.2.

4.3 MODELO HIBRIDO PARA PEQUENTILDE;AS SENTILDE;ALES DE ALTERNA

En este subapartado se presenta el modelo híbrido del transistor BJT, uno de los más ampliamente utilizados para el análisis de las pequeñas señales de alterna. Para la deducción del mismo se consideran las siguientes hipótesis:

Transistor polarizado en RAN Oscilaciones alternas de baja amplitud y baja frecuencia

4.3.1 Expresiones generales

Según se ha indicado en el apartado 3, el punto de operación de un transistor bipolar viene indicado por cuatro variables eléctricas. De entre las diversas opciones posibles, para la deducción del modelo híbrido se escogen como variables independientes la corriente IB y la tensión VCE, mientras que las dependientes son VBE e IC. De este modo, las ecuaciones características del transistor vendrán dadas por dos funciones f1 y f2 tales que:

Las tensiones y corrientes de un punto de polarización concreto vendrán dadas por las expresiones anteriores:

Supongamos que sobre este punto de operación Q se añade una componente alterna, caracterizada por un IB y por un VCE. Para calcular el VBE y el IC pueden sustituirse las funciones f1 y f2 en las cercanías del punto Q por las tangentes respectivas en dicho punto. Como se trata de funciones de dos variables independientes, las expresiones serán las siguientes:

A partir de este momento, para simplificar la notación se escribirán con letra minúscula los incrementos de las variables. La expresión anterior admite una representación matricial:

en donde los coeficientes hij se llaman parámetros híbridos, puesto que tienen diferentes unidades entre sí.

hie : Impedancia de entrada () hre: Ganancia inversa de tensión

hfe : Ganancia directa de corriente, o ganancia dinámica

hoe : Admitancia de salida (-1)

4.3.2 Cálculo de los parámetros híbridos

Para el cálculo de los parámetros hij se van a emplear las expresiones resultantes del modelo de Ebers-Moll para la RAN.

Función f1 =>

Función f2 =>

Tal y como puede observarse, los coeficientes hre y hoe son nulos según estos cálculos. Este resultado refleja las limitaciones del modelo de Ebers-Moll propuesto, ya que en realidad hre 5 x 10

-5 y hoe 6 x 10-6 -1. Sin embargo, su valor es tan pequeño que en muchos casos son aceptables las expresiones obtenidas anteriormente.

4.3.3 Representación gráfica

El modelo híbrido , con las simplificaciones mostradas en el subapartado anterior, admite la siguiente representación gráfica:

Figura 22: Modelo híbrido para pequeñas señales de alterna

5 EJEMPLO DE APLICACION: EL AMPLIFICADOR DE SEÑALES ALTERNAS

El mundo está lleno de pequeñas señales que necesitan amplificarse para procesar la información que contienen. Por ejemplo: una guitarra eléctrica. El movimiento de una cuerda metálica en el interior de un campo magnético (creado por los captadores o pastillas) provoca una pequeña variación de tensión entre dos terminales de una bobina. Para que esa débil señal pueda llegar a los oídos de todo un auditorio, es evidente que se necesita una amplificación. La señal producida por la pastilla de la guitarra viaja por un par de terminales hasta el amplificador. Aquí se produce la transformación de la pequeña señal, que es capaz ahora de excitar la membrana de un altavoz con la potencia que se desee.

Para que se pueda oír lo que se toca realmente, la amplificación debe cumplir ciertas condiciones:

1. Debe respetar la forma de onda de la tensión de entrada. Si no lo hace así, se produce una distorsión, una pérdida de la información que aporta.

2. La energía absorbida de la fuente que emite la onda que se desea amplificar ha de ser mínima. El circuito amplificador necesita una fuente de alimentación propia.

5.1 EL TRANSISTOR BIPOLAR

El esquema más sencillo de amplificador de señales es el propio transistor bipolar.

Figura 23: Circuito con un transistor bipolar.

Si el transistor se encuentra en la RAN, hay una relación lineal entre e :

Como es reflejo de la entrada e lo es de la salida, este esquema proporciona una ganancia en corriente. Sin embargo presenta dos limitaciones muy importantes:

1. Sólo amplifica la parte positiva de la señal: Cuando es menor que 0,7 V Q pasa al estado de corte, con

lo que . 2. Requiere señales de tensión grandes, por lo menos mayores que 0,7 V, ya que la señal de entrada ha de

polarizar en directa la unión BE y llevar el transistor a la RAN.

Con este dispositivo sólo se puede trabajar con señales positivas mayores de 0,7 V. Por lo tanto no es capaz de amplificar señales de alterna. La figura siguiente representa aproximadamente la respuesta que se obtendría al tratar señales de alterna:

Figura 24: Corrientes en el circuito de la Figura 23.

5.2 POLARIZACION DEL TRANSISTOR Q A TRAVES DE LA BASE

Figura 25: Transistor polarizado a través de la base.

Este esquema presenta la novedad de la resistencia RB. Gracias a ella, la base se polariza mediante la fuente de

alimentación EC y no mediante . La corriente que llega a la base proviene de dos fuentes:

: Es la señal que queremos amplificar, por lo tanto, será variable en el tiempo.

: Esta corriente es la suministrada por EC, que es una fuente de continua, para la polarización del transistor.

La intensidad de colector será, si Q está en la RAN:

Finalmente, puede calcularse la tensión de salida :

La siguiente figura ayuda a comprender mejor estos conceptos.

Figura 26: Tensiones y corrientes en el circuito de la Figura 25.

La onda de salida es, efectivamente, proporcional a la entrada, pero está desplazada en el eje de las "Y", es decir, tiene una componente de continua que ha sido introducida por la fuente de polarización del transistor.

LOGROS DEL ESQUEMA:

1. El transistor es también capaz de amplificar la parte negativa de la señal. 2. La tensión de entrada puede ser pequeña, ya que ahora el transistor se polariza a través de una fuente de

alimentación ajena a la entrada.

3. En la salida se dispone de una señal de tensión, gracias a RC, que cumple dos misiones:

o Transforma en una tensión .

o Junto con RB lleva el transistor a la RAN.

INCONVENIENTES:

1. Al conectar directamente el generador de señal a la entrada, IB iría a tierra a través de él. Esto podría dañar el generador (en el ejemplo de la introducción, las pastillas o captadores de la guitarra eléctrica)

2. Al conectar directamente la salida a la carga (altavoz), IC iría a tierra a través de ella, dañándola.

Los inconvenientes de este esquema están introducidos por la corriente continua de polarización. Estas corrientes deben quedar limitadas al interior del dispositivo amplificador.

5.3 EL CONDENSADOR DE ACOPLAMIENTO

El condensador es un componente que se comporta como un circuito abierto para la corriente continua. Por medio de él, se aísla tanto la entrada como la salida de las componentes de continua. Si elegimos correctamente el valor de la capacidad de acuerdo con la frecuencia a la que se espera que trabaje el dispositivo, se logra además que estos condensadores se comporten como un cortocircuito para las señales de alterna que se quieren amplificar. En cualquier caso, la respuesta frecuencial del amplificador queda limitada por los valores de C1 y C2.

Figura 27: Esquema amplificador con condensadores de acoplamiento.

Una vez visto el esquema básico de un amplificador, se enuncian los parámetros más importantes de éste:

: Señal de entrada (pequeña señal AC).

: Corriente de entrada, que se absorbe del generador de señal de entrada (AC).

: Señal de salida (AC).

, : Corrientes de polarización del transistor (DC).

, : Resistencias de polarización.

: Carga sobre la que se aplica la tensión de salida.

: Aísla la entrada del circuito de la polarización en continua.

: Aísla la salida del circuito de la polarización continua.

5.4 GANANCIA Y RESISTENCIA DE ENTRADA DE UN AMPLIFICADOR

El esquema presentado es sólo una de las posibles soluciones válidas para la amplificación de señales. Para comparar las características de todos ellos, se definen dos parámetros de AC: la ganancia en tensión y la resistencia de entrada:

Ganancia en tensión:

Es el cociente entre la señal de salida y la aplicada al dispositivo. Normalmente, la ganancia depende de la carga

que se conecte ( ).

Nótese que en este parámetro se relacionan las amplitudes de las señales alternas entrada y de salida y no los valores instantáneos. Se da por supuesto que el circuito va a mantener en gran medida la similitud de las formas de onda, y de lo que se trata es de cuantificar la magnitud de la amplificación. (El grado de distorsión de la señal de salida con respecto a la de entrada se valora mediante otros parámetros).

Resistencia de entrada:

La resistencia de entrada da una idea de la cantidad de corriente que absorbe la fuente de señal que se desea amplificar (no hay que confundir la con la fuente de alimentación del amplificador). Dado que interesa absorber poca energía de la fuente, el amplificador será tanto mejor cuanto mayor sea su resistencia de entrada.

Puesto que la señal de entrada es alterna, estamos de nuevo ante un parámetro que relaciona las amplitudes de las oscilaciones de las magnitudes eléctricas implicadas

5.5 METODO DE CALCULO

Cuando todos los componentes de un circuito responden a ecuaciones lineales, se puede aplicar el principio de superposición. En este caso, los transistores no son componentes lineales. Sin embargo, teniendo en cuenta que las señales aplicadas son de baja amplitud, el transistor opera soportando pequeñas oscilaciones con respecto a unas magnitudes continuas, luego sí que es posible aplicar la superposición teniendo en cuenta el punto de operación:

1. Cálculo del punto de operación DC: Se sustituyen los condensadores por circuito abierto. A continuación se introduce el modelo DC del transistor en RAN y se calculan los valores de las corrientes y tensiones de polarización.

2. Determinación del modelo AC del transistor: Ha de emplearse el modelo de pequeñas señales, particularizando para en los resultados del punto 1.

3. Estudio del circuito en AC. En este estudio las componentes de continua no afectan a la relación de las amplitudes de las ondas AC. Por consiguiente pueden cortocircuitarse las fuentes de tensión continua. Si el diseño del circuito es correcto, los condensadores pasan a comportarse como cortocircuitos.

5.6 EJEMPLO DE CALCULO

A continuación se aplica este procedimiento al cálculo de y en el último esquema presentado, en su funcionamiento en vacío.

1) Punto de operación DC

Figura 28: Esquema equivalente DC del circuito Figura 27.

Según el circuito equivalente DC:

2) Parámetros del modelo equivalente AC

Los parámetros del modelo AC son la resistencia de entrada y la ganancia dinámica de corriente . Ambos han sido definidos en el subapartado 4.3.2 de este capítulo.

;

3) Estudio AC

La figura 24 muestra el esquema equivalente del circuito para las señales de alterna.

Figura 29: Circuito equivalente AC

La resistencia RB está conectada por un terminal a la fuente de señales y a la base, y por el otro a la fuente de alimentación EC. Idealmente, esta fuente no ofrece ningún obstáculo para las señales de alterna (si su resistencia interna es nula), se comporta como un cortocircuito que conecta RB con tierra. En el lado derecho del esquema, RC se une por una parte con el colector del transistor, y por la otra con tierra a través de la fuente de alimentación.

Es de vital importancia que se tenga en cuenta que en este esquema sólo se relacionan las amplitudes de las ondas, y no sus valores instantáneos.

Los valores de rIN y AV pueden obtenerse a partir del esquema de la figura 24.

Como :

Nótese que para el cálculo de los parámetros rIN y AV no es necesario definir el valor de vIN, ya que en ambos casos se calcular variaciones de una magnitud con respecto a esa tensión de entrada.

ETAPAS DE AMPLIFICACION ESTABILIZADAS

El esquema de la Figura 27 presenta un claro problema de inestabilidad: La tensión de la base depende directamente de la corriente de base. Cualquier pequeña variación debido a la influencia de la temperatura sobre la resistencia RB modificará el punto de operación, y con él la ganancia. El esquema de la Figura 30 incluye dos mejoras con respecto al anterior:

Polarización de la base a través de un divisor de tensión. Estabilización mediante resistencia de emisor.

Figura 30: Circuito amplificador estabilizado.

Las funciones de estos subcircuitos son:

Divisor de tensiones: Mediante una correcta selección de las resistencias y puede conseguirse

que la corriente sea muy superior a . Entonces, la tensión de la base quedará fijada únicamente por el valor de las resistencias del divisor.

Resistencia de emisor ( ): Un aumento de la corriente de colector provocará una elevación de la tensión de emisor. Con ello, como la tensión de base es fija, la tensión base emisor disminuirá, la corriente de base también y finalmente, la corriente de colector volverá a su valor de diseño. El condensador se encarga de cortocircuitar esta resistencia en alterna.

1 Un transistor está polarizado en RAN como se indica en la figura. Tiene una corriente de base de 8 mA y una corriente en el colector de 1.2 mA. ¿Cuál es valor de la corriente en el emisor?. ¿Cuál es la ganancia (b) del transistor?.

2 Un transistor se conecta como se muestra en la figura del problema anterior. La corriente del emisor es de 2.42 mA y la del colector es de 2.4 mA. ¿Cuánto vale la corriente en la base?. ¿Y el valor de b?

3 Un transistor está conectado como se indica en la figura del problema 1. Tiene una corriente de base de 16 mA y una ganancia de 80. ¿Cuánto vale la corriente en el colector?. ¿Y en el emisor?

4 En el circuito de la figura b =80, IB = 10 mA, R1 = 50 KW, R2 = 6 KW y V2=10V.

¿Qué valor tomarán los medidores IE, IC y VCE, si se admite la hipótesis de que el transistor está polarizado en la RAN?.

A la vista de los resultados del apartado 1, comprobar la validez de la hipótesis.

5 Si la corriente de base es 30 A y la corriente de emisor es 4mA, ¿Cuál es el valor de ?

6 Encontrar la tensión en el colector cuando el transistor de la figura del problema 8 se encuentra en saturación.

7 Encontrar la tensión del colector del transistor de la figura del problema 8 cuando se encuentra en corte.

8 Si la b del transistor de la figura es 50, ¿Qué tensión es necesaria a la entrada para saturar el transistor?

9 Si la tensión de mínima en la entrada es de 3.7 V, ¿Cuál es el valor límite de la resistencia R1 de la figura del problema 8 antes de entrar en saturación para un valor de b de 50?

10 Cuando la entrada en la figura del problema 8 es de 5V, ¿Qué b se requiere para saturar el transistor?

11 En el circuito de la figura del problema 8 suponer que la corriente del colector es de 4 mA cuando la corriente de entrada es de 0.5 mA. En estas condiciones, ¿Cuál será la corriente del emisor?

12 En el circuito de la figura del problema 8 suponer que la corriente del colector es de 4 mA cuando la corriente de entrada es de 0.5mA. Si la corriente de entrada se aumenta a 1.0 mA, ¿Qué le sucederá a la corriente del colector?

13 Considerando el circuito y el gráfico de la figura:

Calcular y dibujar la línea de carga del circuito entre C y E. Localizar el punto de operación Q en la gráfica cuando IC = 1,25 mA.

Determinar la tensión de VCE en el punto Q.

Calcular el valor de IB en el punto Q.

14 Sabiendo que VCC =12 V y dada la gráfica de la figura, calcular el valor de RC y RB necesario para que el transistor dado en la figura opere en el punto Q dado.

15 Calcular las tensiones y corrientes de polarización en DC para el circuito de la figura ( = 80).

16 ¿Que resistencia RB se requiere para que el transistor opere en el punto medio de la recta de carga si ECC es 20 V, RC es 5 KW y b es 125?

17 En el circuito amplificador de la figura:

Calcular el punto de operación DC del transistor. Determinar el modelo AC para pequeñas señales

Calcular la ganancia y la resistencia de entrada del dispositivo

18 En el circuito de la figura:

Hallar el punto de operación DC del transistor. Determinar el modelo AC de pequeñas señales equivalente para ese punto de operación

Hallar el valor de la impedancia de entrada y la ganancia en tensión.

Tensión de salida del circuito si la entrada es una onda sinusoidal de 20 mV de tensión entre pico y pico.

19 En el esquema amplificador de la figura:

Calcular RB y RC para que VCEQ = 5 V, e ICQ = 1 mA. Determinar y dibujar el circuito equivalente para las señales de alterna.

20 Se tiene un amplificador como el de la figura, con un potenciómetro en la entrada que puede variar entre 0 y 1 KW.

Ganancia cuando RP = 0 KW. Ganancia cuando RP = 1 KW.

21 Para el amplificador de la figura calcular:

Punto de operación DC Circuito equivalente AC

Ganancia y resistencia de entrada

1.

22 En el circuito de la figura calcular:

La ganancia de tensión. La resistencia de entrada que opone al generador de señal.

Las tensiones y corrientes de polarización.

23 Para el circuito de la figura:

Encontrar la tensión en el colector cuando el transistor se encuentra en saturación. Encontrar la tensión del colector del transistor cuando se encuentra en corte.

Calcular la potencia consumida por el transistor en ambos casos.

24 ¿Qué resistencia Rb se requiere para que el transistor opere en el punto medio de la recta si Ecc es 20V, Rc es 4K y es 100?

25 Para el circuito de la figura, determinar:

Las tensiones y las corrientes de polarización del transistor. Representar en la gráfica Ic/Vce la recta de carga y el punto de operación Q.

Calcular la resistencia de entrada.

Si manteniendo constantes los restantes valores dados en la figura, variamos Rb, ¿para qué valores de Rb el transistor se encontraría en saturación?. Para esos valores de Rb, determinar Vce, Vbe, Ic.

26 El transistor de la figura esta en configuración de colector común, también llamada seguidor de tensión y adaptador de impedancias. En este sencillo circuito se pide:

1.- Hallar la relación entre Vin y Vout (Vout=f(Vin)) 2.- Particularizar la expresión del apartado anterior para Vin1=0.3V y Vin2=4V. Calcular las intensidades de

base para ambos casos.

3.- Calcular la resistencia de entrada Rin (Rin=Vin/Iin) entre la puerta de entrada y tierra.

4.- Calcular la resistencia de salida Rout entre la puerta de salida y tierra.

5.- ¿Cual crees que es la tensión máxima que se puede aplicar a la base del circuito de manera que el circuito siga comportándose como un seguidor?¿Por qué?

27 El esquema de la figura representa un circuito seguidor de tensión para pequeñas señales. Se pide calcular:

El circuito equivalente en DC. El punto de operación del transistor (VCEQ,ICQ).

El circuito equivalente en AC con sus parámetros.

Ganancia de tensión y resistencia de entrada.

28 En el sistema electrónico de la figura se pide el valor de VIN para que Q1 se sature suponiendo que Q2 no se satura.

Datos: Vcc=15V; Vee=-15V; Rc=10KW; Re=1KW; VBE1(on)= VBE2(on)= 0.7V; b1=b2=100 29 El LED de la figura tiene una tensión de conducción en directa Vf=1.5V y requiere al menos de 1mA de corriente para conseguir un nivel apropiado de iluminación. El LED puede disipar como máximo 15mW. El valor de VCC es de 5V y el valor de la entrada Vin es producida por una fuente digital con una tensión de salida de 5V. Calcular:

La máxima corriente admisible en el diodo. Los valores máximos y mínimos de las resistencias RB y RC para que el diodo LED ilumine correctamente.

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TUTORIAL DE FUENTES DE ALIMENTACIÓN (parte 1)

INTRODUCCIÓN:

Los diodos son dispositivos electrónicos cuyo funcionamiento consiste en permitir el paso de la corriente en un sentido y oponerse en el opuesto. Vamos a ver una de las aplicaciones de los diodos gracias a esta característica. Las fuentes de alimentación son usadas para suministrar corriente eléctrica a nuestros aparatos electrónicos pero como parten de una corriente alterna es necesario transformarla a corriente continua. En este objetivo vamos a tener como grandes aliados a los diodos.

 

La fuente de alimentación, es a un dispositivo electrónico, como los "alimentos" son a los seres humanos. Es evidente que cualquier equipo necesita de ella para funcionar. Si falla la fuente falla todo el equipo.

 La forma en que está disponible la energía eléctrica de nuestros hogares no es la adecuada para los aparatos que todos conocemos: televisores, lavadoras, heladeras, etc. Ya que la mayor parte de estos aparatos necesitan corriente continua para funcionar, mientras que de la que disponemos en nuestros enchufes, es de corriente alterna.

 

Tenemos dos soluciones, la primera es usar pilas o baterías pero esto nos saldría muy caro; la segunda es transformar la corriente. De ahora en adelante nuestro objetivo va a consistir en transformar la corriente alterna en

corriente continua.

 El proceso se divide en distintas etapas bien diferenciadas, como puede verse en la ilustración correspondiente. La corriente eléctrica en "bruto" viene como corriente alterna y con tensión variable; sin embargo, tras atravesar la fuente de alimentación, obtenemos corriente continua con tensión constante... y esta es la que nos interesa pues es la que vamos a conectar a nuestros dispositivos.

 La primera etapa por la que va a tener que pasar la corriente va a ser por un transformador de potencia. Este no hace más que elevar la diferencia de potencial o disminuirla (depende del tipo de transformador), esto se traduce en una "elongación" de su gráfica.

Con los transformadores podemos conseguir que la tensión aumente, igual que aumenta la presión del agua al estrecharse la manguera.

Siguiendo con la similitud entre la corriente y un chorro de agua, podemos imaginar el efecto de este primer paso, que es el transformador, como si a una manguera por la que está circulando agua la pisáramos. Veríamos que al disminuir el ancho de la manguera, seguiría saliendo la misma cantidad de agua, pero a mayor presión. Este ejemplo equivaldría a un transformador cuya función fuese la de aumentar la tensión. Por el contrario un transformador que disminuyese la tensión se podría comparar con una manguera en la que la mitad de ella tuviera una anchura, y la otra mitad tuviera una anchura mayor. El agua al pasar del trozo de manguera más estrecho al trozo más ancho sufriría un "frenazo" en su camino de un extremo de la manguera al otro. Así entraría a una presión y saldría a una presión menor.

El segundo paso para la corriente se conoce con el nombre de rectificador. La finalidad de éste, técnicamente hablando, se dice que es convertir la tensión y corriente alterna en tensión y corriente "unidireccionales". En nuestro ejemplo es bien sencillo darse cuenta de lo que esto significa; como hemos visto, la corriente alterna se puede equiparar al agua circulando ahora en este sentido... ahora en el contrario... y así sucesivamente. Pues un rectrificador no sería más que una válvula de seguridad.

Como muestra la ilustración correspondiente donde se permite al agua circular única y exclusivamente en un sentido pero no en el contrario. Así pues, la polaridad de la tensión que salga del rectificador va a ser siempre la misma y por tanto, a partir de aquí, ya tenemos corriente continua. Sin embargo la tensión de que disponemos todavía no es la adecuada ya que, a pesar de no hacerse negativa, todavía sigue oscilando entre cero, un máximo... y de nuevo cero.

En el siguiente paso, el filtro, va a ser el encargado de "apaciguar" estas oscilaciones de la tensión consiguiendo una tensión con unas oscilaciones bastante menores. De nuevo podríamos imaginar una manguera que tuviese un trozo ancho y a continuación otro estrecho y así de principio a fin; algo similar a una "ristra de chorizos". El agua circularía oscilando constantemente su presión, siendo esta mayor en los trozos estrechos y menor en los anchos, pues bien, nuestro filtro sería "algo" que alisaría esas rugosidades de la manguera consiguiendo que el agua no sufriera tan grandes cambios de presión y fluyera de una forma más continua.

Por último, podemos encontrarnos, aunque no siempre se utiliza, un regulador. La finalidad de dicho dispositivo no es otra que atenuar más si cabe esas pequeñas variaciones de tensión que todavía se producen, proporcionando una tensión constante entre los bornes. En nuestro ejemplo es como si por fin dispusiéramos de una manguera lisa y uniforme a través de la cual circula una corriente de agua constante sin sufrir ningún tipo de variación en su presión ni en su caudal.

RECTIFICADORES:

A continuación, vamos a examinar cada uno de los dispositivos (etapas) con más detalle con el fin de poder llegar a un mayor entendimiento sobre cuáles son las propiedades y características de cada uno de ellos.

Rectificador de Media Onda

El primero de los rectificadores que vamos a ver es el llamado RECTIFICADOR DE MEDIA ONDA. Es el más sencillo de todos los rectificadores y también el más barato pero, como nadie es perfecto, el rectificador de media onda tampoco lo es y tiene numerosas desventajas que luego enumeraremos. Es uno de los menos usados cuando se requiere eficacia y buen rendimiento, pero el más utilizado si lo que se requiere es un bajo costo.

Este circuito rectificador está formado por un solo diodo. La tensión de entrada al circuito es tensión de corriente alterna y, como sabemos, esta tensión viene representada por una sinusoide con dos ciclos uno positivo y otro negativo. Durante el ciclo positivo el ánodo del diodo es más positivo que el cátodo y la corriente puede circular a través del diodo. Pero cuando estamos en el ciclo negativo, el ánodo va a ser más negativo que el cátodo y no va a estar permitido el paso de corriente por el diodo. La tensión de salida va a ser igual que la de entrada en el primer caso, es decir, un ciclo positivo, mientras que en el segundo caso, cuando la tensión de entrada es negativa, la de salida va a ser nula. La onda de salida ha quedado reducida a la mitad y de ahí viene el nombre de rectificador de media onda.

Una tensión de corriente alterna tiene dos "mitades", una positiva y otra negativa, en el caso anterior hemos usado el rectificador para anular la parte negativa y nos hemos "quedado" con la positiva. Pero también podemos "quedarnos" con la negativa, simplemente con cambiar el sentido del diodo dentro del circuito rectificador.

Como hemos visto, la tensión de salida de un circuito rectificador de media onda se compone de un ciclo con un valor positivo igual al de la tensión de entrada (en el caso más normal) y un ciclo con un valor nulo. Esto es la causa de que este tipo de rectificadores casi no se usen, ya que durante un tiempo no fluye corriente alguna en la salida. El voltaje que se produce no es muy útil para hacer funcionar nuestros aparatos, de ahí la necesidad de filtrarlo primero, no siendo muy fácil este filtrado.

Rectificador de Onda Completa con transformador de toma intermedia

Es el rectificador más usado. La gran diferencia con el rectificador de onda media es que, en este caso, obtenemos a la salida tensión en todo instante y no tenemos intervalos de tiempo con una tensión nula como ocurría con el otro rectificador. Es un poco más caro ya que está constituido por un número mayor de componentes pero merece la pena dada su mayor eficacia.

Estos rectificadores están constituidos principalmente por dos diodos y un transformador con toma intermedia. Para explicar su funcionamiento tenemos que recordar que un diodo sólo permite el paso de la corriente en un sentido; en este circuito tenemos dos diodos y cada uno de ellos va a permitir el paso a la corriente en un caso opuesto. Así, uno circulará cuando la tensión de corriente alterna de entrada se encuentre en el ciclo positivo y, el otro, cuando se encuentre en el negativo. Pero si no tuviéramos la toma central el circuito estaría cortado siempre, ya que cuando uno puede conducir el otro no, y viceversa, al estar colocados en sentidos opuestos; por eso tenemos que darle una "ruta alternativa" a la corriente para que se produzca tensión de salida en los dos ciclos de entrada.

La tensión de entrada a los circuitos de onda completa no es aprovechada en su totalidad, ya que cada uno de los diodos trabaja con la mitad de tensión al estar la toma central en la mitad de la bobina; por eso, aunque vamos a obtener una tensión de corriente continua a la salida, en todo instante de tiempo su valor va a ser la mitad del de la tensión de entrada.

Rectificador de Onda Completa en puente de Graetz

Con este tipo de rectificadores vamos a conseguir una tensión de salida de corriente continua en todo instante, al igual que en el rectificador de onda completa. La ventaja de los rectificadores tipo puente es que la tensión de salida es de la misma magnitud que la de entrada, no perdemos la mitad como ocurría en los anteriores. La desventaja es que aquí necesitamos cuatro diodos, por lo que el costo de este tipo de circuitos es superior a los vistos anteriormente.

El rectificador puente está formado por cuatro diodos que forman un puente entre la entrada y la salida. Estos diodos están conectados en paralelo con el transformador, y no tienen ninguna toma central como ocurría en los de onda completa, según podemos ver en la figura anterior.

Si el ciclo de tensión de la corriente alterna es el positivo circula corriente por los diodos 1 y 2, obteniendo en la salida una tensión igual que la de entrada. Si el ciclo de entrada es negativo circula corriente por los diodos 3 y 4, y obtenemos a la salida una tensión igual en amplitud que la de entrada pero positiva en vez de negativa. Por tanto, en cada ciclo estamos obteniendo en la salida una tensión de corriente continua positiva y de igual amplitud que la de entrada. Con estos rectificadores aprovechamos toda la tensión de entrada y conseguimos una rectificación de onda completa, aunque su precio es el más elevado de todos.

Otros circuitos rectificadores que todavía no hemos nombrado son los dobladores de media onda, dobladores de onda completa y triplicadores de voltaje.

FILTRADO:

Los condensadores como depósito de energía. Antes de pasar a ver cómo funciona un filtro debemos hacer un alto en el camino y comentar brevemente qué son y cómo funcionan los dispositivos básicos de cualquier equipo electrónico, los condensadores.

Un condensador almacena energía eléctrica, además de circular a través de él. Algo así ocurre en un tanque de agua convencional.

Un condensador se puede concebir como un almacén (depósito) de energía donde al ser aplicada corriente entre sus terminales éste la va reteniendo hasta llegar a un tope que vendrá determinado por el tipo de condensador que sea. Una vez alcanzado dicho tope, se pueden dar dos casos: El primero sería que la corriente siguiese circulando, el segundo que dejase de circular. En el primero de los casos el condensador ya no afectaría al paso de la corriente pues al estar cargado no necesita más energía, ahora bien, si la corriente cesara sería entonces el momento en que el condensador comenzase a "soltar" su energía, siempre y cuando tuviese a quien "soltarla", es decir, siempre y cuando estuviese conectado a "algo". En caso de no tener a quien "soltar" esta energía almacenada, esperaría pacientemente a que fuese conectado para cederla. Supongo que todos hemos sido avisados del peligro de "destripar" aparatos viejos como televisores o equipos musicales, incluso estando desenchufados, pues bien, la

razón de este consejo paternal se debe precisamente a que estos aparatos poseen condensadores muy grandes, capaces de almacenar la suficiente energía como para propiciar una descarga eléctrica nada recomendable.

Filtro de la tensión rectificada

Ya hemos visto cómo la tensión que entrega un rectificador no es del todo útil debido a su constante variación a lo largo del tiempo. Además, sus oscilaciones van desde un valor tope, o máximo, hasta "cero" y este es otro inconveniente ya que en el momento en que la tensión es cero, no se entrega energía alguna. Pues bien, gracias al uso de un filtro conseguiremos "alisar" esas ondulaciones en la tensión, a fin de obtener una tensión lo más parecida a una constante; además el valor mínimo no será cero sino que tendrá un valor algo positivo.

Como vemos en la ilustración correspondiente, hemos añadido un condensador en paralelo. En esta situación, si no se conectase nada entre los puntos A y B (llamados carga) el condensador comenzaría a cargarse hasta llegar a su tope. Es entonces cuando nuestro filtro ofrece una tensión constante. Esta situación sería suficiente siempre y cuando no se entregase corriente a la carga, es decir, no se conectase algo. Pero, evidentemente, sería absurdo diseñar un dispositivo electrónico para no utilizarlo. ¿Qué pasa, cuando conectamos algo a las salidas del filtro? Pues que cualquier aparato electrónico que se conecte necesita energía para funcionar. Y esta energía eléctrica que necesita la va a tomar de dos partes; por un lado toma energía de la propia fuente y por otro de la que tiene almacenada el condensador. Esto no tendría gran importancia si no fuera por el hecho de que el condensador al descargarse va perdiendo diferencia de potencial entre sus bornes, por tanto, vuelve a bajar la tensión. Sin embargo, como la fuente está constantemente suministrando energía eléctrica, el condensador vuelve a cargarse y la tensión por tanto vuelve a subir. Es una oscilación de tensión que dependerá de qué cantidad de energía requiera el dispositivo conectado. No obstante, estas oscilaciones son bastante menores que las obtenidas directamente del rectificador, así pues, su utilización está justificada.

El funcionamiento de un filtro formado por un condensador está basado en que dicho condensador puede almacenar energía. Hay otro tipo de dispositivos capaces de almacenar la energía, son los inductores. Podemos tener un filtro formado por un inductor, un condensador o ambos juntos.

APLICACIÓNES:

Sí, a veces no basta con rectificar una tensión alterna. El tratamiento de los diodos rectificadores se ve apoyado por otros diodos que, convenientemente configurados, pueden limitar y recortar tensiones. Además de esto vamos a ver cómo filtrar una señal con objeto de que se asimile lo más posible a una Corriente Continua.

La tensión alterna, o las señales alternas cualquiera que sea su tipo, se utilizan en electrónica tal cual o se tratan para adaptarse lo más posible al tipo y magnitud de la señal requerida. Para conseguir este fin los componentes electrónicos nos ofrecen diferentes posibilidades. Sólo tenemos que combinarlos de la forma adecuada y constituir así los circuitos de tratamiento que están ya inventados o, ¿por qué no?, inventar nosotros algún otro circuito. En la electrónica, como en el arte, todo es cuestión de imaginación e inventiva.

Filtros

Bajo este escueto nombre se engloban un buen número de circuitos que tienden a adecuar una tensión alterna para, por ejemplo, utilizarla como alimentación continua de cualquier circuito. Los filtros de alimentación son sólo una de las aplicaciones de estos pero, debido a su utilidad y simplicidad, vamos a comenzar con ellos.

Los filtros se basan en la propiedad de almacenamiento de energía que ofrecen los componentes reactivos, esto es, los condensadores y las bobinas. Los tipos más sencillos y utilizados son los siguientes:

Filtro con condensador : Este tipo de filtros tan solo precisa de la colocación de un condensador de gran capacidad entre el diodo (o diodos) encargado de rectificar la Corriente Alterna y la salida de la misma hacia la carga (o circuito) a alimentar (Rc). En la ilustración correspondiente nos podemos hacer cargo de cómo se conecta este condensador.

Debido a las constantes de tiempo asociadas a las resistencias a través de las que se realizan las secuencias sucesivas de carga y descarga del condensador se obtiene una salida de forma bastante más "plana" que la señal que obtenemos en la salida de una etapa rectificadora.

Filtro en pi : En la ilustración correspondiente podemos observar cómo se configura en la práctica un filtro de este tipo. Como vemos, la denominación "pi" se debe a la forma que se obtiene en el esquema que representa el citado filtro. La resistencia, junto al par de condensadores, muestra la mencionada "pi ".

Su funcionamiento intenta proteger al diodo D de los posibles picos de intensidad debidos a una carga excesivamente brusca. Ahora se vuelve a filtrar la resistencia R y el condensador C2 la señal obtenida ya en el tipo de filtro anterior, con lo que conseguimos atenuar aún más las oscilaciones de la tensión que llega a la carga (Rc).

Factor de rizado

La calidad de la señal, o tensión, continua que obtenemos después de hacer pasar una señal alterna por un circuito de filtro dependerá de la complejidad de éste. Podemos, por ejemplo, encadenar circuitos de filtro para conseguir mejores señales de salida (que lleven menos "rizado" sobre el componente de continua).

El valor que determina esta calidad se conoce como factor de rizado o, más simplemente, rizado. Si tenemos una tensión continua, cuyo valor llamamos VDC, e incorpora sobre ella una tensión de rizado a cuyo valor pico a pico (así denominamos la medida de una tensión sinusoidal cuando nos referimos a la máxima distancia entre el pico

superior y el inferior de la misma) llamamos VAC, el valor del factor de rizado (Fr) será:

Circuitos limitadores

Los circuitos limitadores (o recortadores) hacen uso de los diodos pero de un modo distinto al que hemos estudiado desde el punto de vista de la rectificación. Desde una óptica práctica, podemos dividir a los recortadores en recortadores serie, recortadores paralelo y recortadores polarizados paralelo.

Recortador serie : La posibilidad de colocar el diodo serie en uno u otro sentido posibilita que "recortemos" semiciclos positivos o negativos.

Recortador paralelo : Este tipo de recortador varía la posición del diodo pero basa su operativa en similares premisas.

Recortador polarizado : Esta clase de recortados utiliza una segunda polarización en serie con el diodo paralelo recortador. Esto se traduce en que el límite de conducción se ve incrementado, mientras que el valor absoluto de VP (segunda polarización) será mayor que el valor absoluto de la tensión alterna de entrada (VAC). En la ilustración correspondiente vemos un recortador polarizado negativo y un recortador doble que utiliza dos polarizaciones contrarias sobre dos diodos (Va y Vb).

El diodo zener como regulador de tensión

Al colocar un diodo tipo zener intercalado en un circuito la carga a alimentar (Rc) y el condensador de filtro (Cf), se origina una regulación real de tensión en la alimentación de la carga. Esto se debe a que estos diodos zener se fabrican de forma específica para que se comporten como un diodo normal si no se alcanza la tensión zener (ya comentada) y responden, con una elevada corriente ante pequeñas variaciones de tensión si trabajamos en esa zona.

La utilización de esta característica hace que el diodo realice una regulación de tensión.

Dicha tensión es indicada en la cápsula del mismo y viene prefijada de fábrica.

De todos modos el diodo necesita el concurso de una resistencia limitadora para configurar totalmente la etapa "reguladora". El cálculo de dicha resistencia es sencillo si aplicamos la fórmula siguiente:

Siendo:

V: Tensión en la salida del filtro (Cf)

VZ: Tensión zener o tensión de salida

IC: Corriente que circula por la carga.

IZ: Corriente que circula por el zener

(IZ = 20 % IC)

Por ejemplo, si deseamos estabilizar a 12 V una tensión de entrada de 18 V y si la carga consume 100 mA tenemos que:

Si aplicamos la Ley de Ohm podemos deducir que la potencia de la resistencia y del diodo zener deberán ser de:

Dobladores de tensión

Existe un método que hace uso de los diodos y del efecto capacidad a fin de duplicar (o triplicar, cuadriplicar, etc.) una tensión dada pero con el inconveniente de no poder manejar una intensidad elevada, es decir, se eleva la tensión pero solo se puede utilizar estas para consumos pequeños.

En la ilustración anterior, podemos ver un circuito doblador de tensión. Como vemos este circuito también hace uso de la propiedad de almacenamiento de energía de los condensadores así como del efecto de circulación en un solo sentido de que gozan los diodos.

Su funcionamiento comienza con la carga de C1 a la tensión Ve cuando D1 se polariza directamente, tal y como se ve en la gráfica, debido al semiciclo negativo de entrada. En el ciclo siguiente D1 se polariza inversamente, D2 lo hace de forma directa y así se obtiene la carga de C2, pero esta vez la carga se hace a una tensión que es la suma de la almacenada en C1 y la proporcionada por Ve, es decir, C2 se carga a una tensión 2 x Ve ó, lo que es igual, en bornes de C2 se obtiene una tensión doble a la de entrada del circuito.

Este tipo de circuitos se puede encadenar en cascada y lograr así, por ejemplo, triplicadores de tensión, los cuales son muy utilizados en la polarización de los TRC de los televisores, pero... eso es ya otra historia.

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Tutorial de Fuentes de Alimentación (parte 2)

Fuentes Reguladas y Estabilizadas

Introducción:

La tensión continua disponible a la salida del filtro del rectificador puede que no sea lo suficientemente buena, debida al rizado, o que varíe su valor ante determinado tipo de perturbaciones, como variaciones de la tensión de entrada, de la carga o de la temperatura.

En estos casos se necesitan circuitos de regulación o estabilización para conseguir que la tensión continua a utilizar sea lo más constante posible. Lo ideal sería que la tensión de salida fuera constante para cualquier condición del circuito, pero esto es imposible debido a: a) La tensión de red puede tener variaciones de hasta el 20% de su valor nominal.

b) El circuito de carga conectado al rectificador puede absorver más o menos corriente. Al aumentar la corriente por la carga, la tensión de salida disminuirá debido a la caida en la resistencia del transformador y la de los diodos.

c) En la salida aparece un rizado.

d) Cuando se utilizan dispositivos semiconductores, la tensión de salida varía con la temperatura

   

  Una fuente de tensión estabilizada o regulada es aquella que cumple:

  D Vs / Vs < D Ve / Ve   Una fuente de corriente estabilizada o regulada es aquella que cumple:

  D Is / Is < D Ie / Ie

 Además de la clasificación en fuentes de corriente y fuentes de tensión, cabe distinguir dos tipos: a) Fuentes estabilizadas: Consiguen la estabilización de la magnitud de salida (tensión ó corriente) utilizando directamente la característica no lineal de un dispositivo electrónico.

b) Fuentes reguladas: consiguen la estabilización de la magnitud de salida mediante un sistema de control o de realimentación negativa que corrige automáticamente dicha magnitud de salida.

  FUENTE ESTABILIZADA DE TENSION.   

El rizado y la resistencia de salida de una fuente no estabilizada (transformador, rectificador  filtro ) resultan ser demasiado grandes para algunas aplicaciones. Se trata de reducirlos mediante una fuente estabilizada que utiliza un diodo zener.

F A. no estabilizada                           estabilizador                             carga Los datos de salida suelen ser:

Vs deseada Is máxima e Is mínima

Rr

Se desea calcular el zener y Rs

El margen de variación de la resistencia de carga será:

RLmáx = Vs / Ismín RLmín = Vs / Ismáx   Elección del zener: La tensión nominal del zener ha de ser igual a la tensión deseada: Vz = Vs Elección de Rs: Para calcularl deberemos ver primero el circuito equivalente del zener

Diodo ideal 

rz   

Vz

rz , Iz y Vz son características de cada zener en particular, y son suministradas

por el fabricante

   El circuito resultante es:  

en el que R's = Rr + Rs

Resulta:

Vs = Iz rz + Vz Vs = Is RL Ve = Ie R's + Vs = (Iz + Is) R's + VsDe donde operando :

Los valores límites de   que garantizan que el zener trabaja en la zona deseada son :

El valor de R's que se escoja debe cumplir : R's mín <  R's  < R's máx

Se deberá procurar que el valor comercial de R's  escogido esté más cerca de R's máx   que de  R's mín, a fin de evitar que el zener se caliente excesivamente.

Recuérdese que R's = Rr + Rs

FUENTES REGULADAS:. Una fuente regulada de tensión utiliza una realimentación negativa que detecta de un modo instantáneo las variaciones de tensión de salida, actuando como control que las corrige automáticamente. La regulación puede ser en serie o en paralelo.

REGULACION SERIE Una fracción de la tensión de salida, m Vs, es comparada con una tensión de referencia VR. La diferencia de las dos es amplificada por el amplificador de error y aplicada al control.

Si VR = m Vs  => El control no actúa. Si VR < m Vs  => El control debe conducir menos para disminuir la tensión a la

salida.

Si VR > m Vs  => El control debe conducir más para aumentar la tensión a la salida.

REGULACION EN PARALELO

En este montaje, el control trabaja en corriente (en la regulación serie lo hace en tensión), siendo RS la encargada de producir la caida de tensión necesaria.

El comparador compara una fracción de la tensión de salida, m Vs, con una tensión de referencia, VR. La diferencia entre estas dos es amplificada por el amplificador de error y aplicada al control.

Si VR = m Vs  => El control no actúa. Si VR > m Vs  => El control debe conducir menos, para, al drenar menos

corriente por RS, disminuir la caída de tensión en ésta y aumentar la de salida.

Si VR < m Vs  => El control debe conducir más para, al drenar más corriente por Rs, aumentar la caída en ésta y disminuir la salida.

COMPARACION ENTRE LOS DOSTIPOS DE REGULACIÓN

La diferencia entre los dos tipos estriba en el elemento de control. Regulación en serie El control soporta toda la corriente de carga. Está sometido a una diferencia de potencial en extremos igual a Vs - Ve. Regulación en paralelo El control deriva menos corriente cuanto mayor es la corriente de carga. Con cargas muy fuertes, el control estará trabajando con pequeñas corrientes. La diferencia de potencial aplicada al control es Vs, ya que está en paralelo con la salida. De las anteriores consideraciones se deduce que, a fin de no cargar excesivamente el control, la regulación en serie es apropiada para pequeñas corrientes de carga y/o grandes tensiones de salida, en tanto que la regulación en paralelo es apta para grandes corrientes de carga y/o pequeñas tensiones de salida. En algunos casos, en que el margen de tensiones y corrientes en que va a trabajar la fuente es muy grande, se recurre al montaje de dos fuentes, una en serie y otra en paralelo, con un conmutador que selecciona una u otra, según las condiciones de trabajo. Una fracción de la tensión de salida, m Vs, es comparada con una tensión de referencia VR. La diferencia de las dos es amplificada por el amplificador de error y aplicada al control.

ELEMENTO DE REFERENCIA  

Deberá ser tal que proporcione una tensión VR lo más constante posible. Se utilizará un diodo zener. Es preciso que IZ sea lo más constante  posible. Para ello ha de procurarse que   I1 >> I2 Las variaciones de la tensión de salidaafectarán a la de referencia (al aumentar IZ, aumenta VR, y al contrario) Si rZ es pequeña (idealmente, cero), VR = VZ independiente de IZ

ELEMENTO DE MUESTRA

Ha de tomarse una fracción de la tensión de salida para medir sus variaciones y compararlas con la de referencia.

Se utiliza un divisor resistivo La corriente que absorbe el comparador debe ser despreciable frente a I1, a fin de no cargar apreciablemente al divisor. En estas condiciones:

            R ( 1 - a) + R2 m Vs = --------------------- x Vs               R1 + R + R2

ELEMENTO COMPARADOR

La señal de salida del comparador debe ser proporcional a la diferencia entre la tensión suministrada por el muestreador (m Vs) y la de referencia (VR).

Si m Vs aumenta, aumentará la corriente de base o, lo que es lo mismo, VBE, produciendo un aumento en la corriente de colector            m Vs - VR - VBE       m Vs - VR IC = -------------------- »  ------------                   rz                                     rzObsérvese que IC depende pues de la diferencia entre la tensión de muestra y la tensión de referenciam ( VS - VR) Debido pues a que como tanto el zener como el transistor son elementos semiconductores, el funcionamiento de

nuestro circuito variará con la temperatura.. Se conseguirá una buena compensación térmica cuando: D VBE       D VR

----------   y   ---------  sean del mismo valor   D T        D Ty de signos opuestos. A este fin, son muy apropiados los diodos zener de tensiones nominales alrededor de los seis voltios, por lo que, siempre que se pueda, se utilizarán estos valores.

AMPLIFICADOR DE LA SEÑAL DE ERROR Suele ser un amplificador de acoplo directo, generalmente constituido por un solo transistor. Su objetivo es elevar la señal de error procedente del comparador a un nivel suficiente para atacar el control. En muchos casos, el mismo comparador hace las veces de amplificador de error.

ELEMENTO DE CONTROL Interpreta la señal de error y corrige las variaciones de la tensión de salida, VS. Se suele utilizar un transistor conectado como indica la figura:

 Si Vs, por ejemplo, tiende a aumentar, la señal de error ha de ejercer sobre el transistor una acción tal que haga que Vs tienda a disminuir (realimentación negativa), contrarrestando la variación inicial. Por tanto, deberá aumentar VCE en el caso de regulación en serie, y aumentar Ic en el caso de regulación en paralelo.Supongamos que Ve tiende a aumentar (debido a fluctuaciones en la red); => Vs tenderá a aumentar. Este aumento de Vs, a través del comparador, hará que varíe Ic. Como la corriente la corriente que entra en el nudo, suministrada por un generador de corriente, es constante, al aumentar Ic disminuirá IB, con lo que el transistor conducirá menos, aumentando VCE. Así pues, vemos que un aumento de de Ve es absorbido entre colector y emisor, manteniéndose de ese modo Vs constante. Un aumento de la corriente de carga producirá una disminución de Vs (debida a la resistencia de salida de la fuente). El circuito reaccionará de manera que Ic disminuirá, por lo tanto aumentará IB con lo que el transistor conducirá más, disminuyendo la VCE. De esta manera, variaciones de la carga son compensadas por el circuito. En muchos casos, el generador de corriente está constituido por una simple resistencia. Cuando se quiera mayor precisión, se montará un transistor como generador de corriente, es decir, fijando la tensión de base y haciendo la salida por colector. Para obtener la tensión de base constante se utiliza un zener. El conjunto recibe el nombre de prerregulador.

 Prerregulador

           VZ - VBE           VZ Icte =     -----------   »  ------ = cte.                R3            R3

Nota:  Icte : significa " corriente constante "

R2 es la resistencia de polarización del zener. Se debe cumplir que Icte sea mayor o igual que 2 IBmáx. En el caso de utilizar una resistencia:

       Ve - Vs - VBEcontrol                Ve - Vs R = ----------------------------------- » -------------                  Icte                         Icte 

CONSIDERACIONES SOBRE LA TENSION  DE  SALIDA A.- Tensión mínima de salida. Vsmín = VR No se puede bajar de este valor, por lo que, si se quieren obtener pequeñas tensiones de salida, es preciso utilizar zeners de baja tensión. B.-Tensión máxima de salida. Vsmáx = Ve En este punto se pierde la regulación, por lo que no es aconsejable acercarse a él. Conviene que la tensión de entrada sea bastante mayor que la de salida deseada. Ahora bien, si la de salida es variable (por medio del potenciómetro del elemento de muestra), cuando a la salida está presenta la tensión mínima (VR), VCE alcanzará valores elevados, lo que habrá que prever a fin de evitar la destrucción del transistor. Habrá que contar con el caso peor, en que Vs = VR y Is = máxima. En este caso; VCE = Ve - VR y la potencia disipada por el control P = VCE . Ismáx.  

CIRCUITO COMPLETO Un circuito elemental basado en los elementos explicados en los puntos anteriores sería:

Observar que hemos colocado en el elemento de control un transistor más ( el T3) montado con el T2 en Darlington, de esa manera aumentamos la eficiencia del elemento de control al aumentar la b correspondiente.

PROTECCION CONTRA CORTOCIRCUITOS En la fuente regulada en serie, un cortocircuito es fatal para el transistor de control, ya que tiene que soportar toda la corriente de cortocircuito. No es así en la fuente regulada en paralelo, en la que al producirse un corto y quedar la tensión de salida a cero, todos los elementos quedan sin polarización. En este caso, es la resistencia serie, Rs, la que soporta toda la corriente.

En las fuentes reguladas en serie es conveniente añadir, pues, un elemento de protección contra cortocircuitos, que desconecte el control cuando se produzca alguno. Los dos tipos más usados son:

En ambos casos, cuando la corriente de slida excede de cierto valor, los diodos conducen en un caso o el transistor conmuta en el otro, saturándose y drenando la corriente de base del transistor de control, que queda sin polarización y, por tanto, desconectado.

  OSCILACIONES EN UNA FUENTE Puede ocurrir, y de hecho ocurre en multitud de ocasiones, que la realimentación, que en contínua es negativa, se convierta en positiva para alguna frecuencia, generalmente muy alta, dando lugar a que la fuente oscile. Para evitar esta eventualidad, se conecta en paralelo con la salida un condensador de gran capacidad, (condensador C2 de la figura ) que cortocircuitará las componentes de alta frecuencia debidas a la oscilación.

Otra solución consiste en conectar un condensador (C1) entre el colector y la base del transistor comparador (T1); de este modo queda cortocircuitado para las altas frecuencias, con lo que no hay amplificación. Algunas veces, en que la fuente tiene fuerte tendencia a la oscilación, se utilizan las dos soluciones simultáneamente.

FUENTES VARIABLES HASTA CERO VOLTIOS Se ha dicho que la mínima tensión en una fuente regulada en serie es VR. Cuando se necesita que la fuente suministre tensión variable, desde un cierto valor máximo hasta cero voltios, es preciso recurrir a la alimentación simétrica: una tensión positiva y otra negativa respecto de masa. De este modo si VR es positiva respecto de su barra de alimentación, y esta, a su vez, es negativa respecto de masa, puede conseguirse que el emisor del comparador quede a cero voltios respecto de masa, con lo que, realmente, está comparando mVs con cero voltios.

Huelga decir que todo lo que se ha dicho de las fuentes aquí estudiadas, con negativo a masa, es válido para fuentes con positivo a masa, sin más que cambiar la polaridad de todos los elementos que la tengan (transistores, diodos y condensadores electrolíticos).

REGULADORES MONOLITICOS

Existen pastillas de circuito integrado que funcionan como reguladores de tensión, lo que representa ventajas respecto a los circuitos con elementos discretos. Los módulos básicos pueden usarse directamente o agregando componentes exteriores. Con este tipo de dispositivos se alcanzan tensiones de salida reguladas que varían entre cero voltios y algunos centenares. El fabricante suministra toda la información necesaria para un uso de terminales hacia afuera: tensión de salida (fija o ajustable), corriente máxima de salida, regulación, rizado, margen de la tensión de entrada, margen de temperatura de funcionamiento, étc. También se indica la misión hacia afuera de los distintos terminales. Como ejemplo, se verá un circuito en que, además del C.I., se utilizan componentes discretos exteriore, y cuál es la función de cada terminal.

REGULADOR DE TENSION DE PRECISION: CA723, CA723C

The CA723 and CA723C are silicon monolithic integrated circuits designed for service as voltage regulators at output voltages ranging from 2V to 37V at currents up to 150mA.

o Alimentación positiva o negativa

o Serie, shunt, conmutación u operación flotante

o Salida de tensión ajustable de 2 a 37 voltios.

o Corriente de salida hasta 150 mA. sin transistor externo de paso.

Valores máximos absolutos (TA = 25º C) o Tensión desde V+ a V-                                  40 V.

o Tensión diferencial entre entrada y salida     40 V.

o Máxima corriente de salida                          150 mA.

o Rango de temperaturas                              de 0ºC a 70ºC.

Diagrama de conexiones: 

1.- No conectar 2.-Limitación de corriente 3.- Sensor de corriente 4.- Entrada inversora 5.- Entrada no inversora 6.- VREF 7.- V-

 8.- No conectar   9.- Vz  10.- Vs  11.- Vc  12.- V+  13.- Compensación de frecuencia  14.- No conectar

CIRCUITO EQUIVALENTE

Características eléctricas

Parámetro Condiciones

de medida Mín Típ Máx Unidades

Rechazo del rizadoF = 50 Hz a

10 Kz.  CREF = 0uF  74   dB

Rechazo del rizadoF = 50 Hz a

10 Kz.  CREF = 5uF  86   dB

Corriente de  cortocircuito

Rsc = 10      Vs = 0   65   mA

Tensión de referencia   6,80 7,15 7,50 V.

Tensión de entrada   9'5   40 V.

Tensión diferencial   3   38 V.

Tensión de salida   2   37 V.

Aplicación del CA723 como regulador de tensiones bajas ( 2 a 7 V.)

R3 debe ser igual al paralelo de R1 y R2 (también puede ser eliminada)

 

Usando un transistor externo (p-n-p)

 

                       R2  

Vs = VREF ----------------     Fórmula válida para las dos figuras                     R1 + R2         anteriores

 Aplicación del CA723 como regulador de tensiones de ( 7 a 37 V.)

R3 debe ser igual al paralelo de R1 y R2 (también puede ser eliminada)

Usando un transistor externo (n-p-n) 

                    R1 + R2 Vs = VREF ----------------     Fórmula válida para las dos figuras                        R2          anteriores

REGULADOR DE TENSION NEGATIVA

          VREF    R1 + R2 Vs =  ----------  ---------------                                   ( R3 = R4 )              2            R1

 

REGULADOR DE POSITIVO FLOTANTE

 

          VREF    R2 - R1 Vs =  ----------  ---------------                                   ( R3 = R4 )              2             R1

Limitación de corriente (para todos los casos):

               VSENSE ILIMIT = ----------------                     Rsc

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MATERIALES SEMICONDUCTORES

La mayor parte de los dispositivos electrónicos modernos están fabricados a partir de semiconductores. Para comprender el funcionamiento de estos dispositivos cuando se insertan en un circuito eléctrico, es necesario conocer el comportamiento de los componentes desde un punto de vista físico. Por ello, en este tema se presentan las propiedades y características fundamentales de este tipo de materiales.

Si los conductores son materiales que disponen de electrones libres y los aislantes carecen de ellos, los semiconductores se encuentran en una situación intermedia: a la temperatura de 0 K se comportan como aislantes, pero mediante una aportación de energía puede modificarse esta situación, adquiriendo un comportamiento más cercano al de los conductores.

Los materiales semiconductores de uso común en la tecnología microelectrónica son el silicio, el germanio y el arseniuro de galio. Se trata de elementos del grupo IV de la tabla periódica, o bien combinaciones de elementos de los grupos III y V. De todos ellos, el más empleado actualmente es el silicio, por lo que la discusión en este tema va a estar centrada en dicho elemento. No obstante la gran mayoría de lo aquí expuesto puede aplicarse a cualquier semiconductor.

1 ESTRUCTURA DEL SILICIO

El silicio es un elemento con una gran cantidad de aplicaciones. Es el segundo elemento más abundante en la corteza terrestre (después del oxígeno) con un porcentaje en peso del 25,7%. Está presente en multitud de materiales, tan diversos como la arena, la arcilla, el vidrio o el hueso. El silicio puro no se encuentra en la naturaleza, pero bajo las condiciones adecuadas pueden obtenerse en forma de estructuras monocristalinas. En éstas los átomos se disponen según una red tipo diamante con simetría cúbica, en donde cada átomo forma enlaces covalentes con otros cuatro adyacentes. Así todos los átomos tienen la última órbita completa con ocho electrones (Figura 1).

Figura 1: Estructura cristalina del silicio puro

En la figura se aprecia que todos los electrones de valencia están asociados a un enlace covalente. Por tanto, al no existir portadores libres, el silicio puro y monocristalino a 0 K se comporta como un material aislante.

2 PORTADORES DE CARGA. EL ELECTRON Y EL HUECO

En los materiales conductores la circulación de corriente es posible gracias a la existencia de electrones libres. En los semiconductores también son los electrones los responsables de la corriente. Sin embargo, puesto que en este caso provienen de un enlace covalente y no de una nube electrónica, el fenómeno es más complejo, y para su explicación se introduce un nuevo portador de carga ficticio: el hueco.

2.1 GENERACION TERMICA DE PORTADORES. EL ELECTRON Y EL HUECO

Si se eleva la temperatura del monocristal de silicio por encima de 0 K, parte de la energía térmica permite liberar alguno de los electrones. Ello produce dos efectos:

1. Aparece un electrón libre capaz de moverse a través de la red en presencia de un campo eléctrico. 2. En el átomo al que se asociaba el electrón aparece un defecto de carga negativa, es decir, una carga

positiva, que se denomina hueco.

Globalmente, el cristal mantiene la neutralidad eléctrica, ya que no ha ganado ni perdido cargas. Cuando se producen electrones libres en un semiconductor únicamente por agitación térmica, existen huecos y electrones en números iguales, porque cada electrón térmicamente excitado deja detrás de sí un hueco. Un semiconductor con un número igual de huecos y electrones se denomina intrínseco.

Recapitulando, los semiconductores se diferencian:

de los aislantes: La energía para liberar un electrón es menor en el semiconductor que en el aislante. Así a temperatura ambiente el primero dispone ya de portadores libres.

de los conductores: Los semiconductores poseen dos tipos de portadores de carga: el electrón y el hueco.

En el caso del silicio puro monocristalino, el número de portadores libres a temperatura ambiente es lo suficientemente bajo como para asegurar una alta resistividad.

2.2 RECOMBINACION DE PARES ELECTRON-HUECO

Tal y como se acaba de explicar, el hueco es un enlace covalente "no satisfecho". Si un electrón atraviesa la zona en la que se encuentra el hueco puede quedar atrapado en él. A este fenómeno se le denomina recombinación, y supone la desaparición de un electrón y de un hueco. Sin embargo, como en el caso anterior, el material mantiene su neutralidad eléctrica.

2.3 IMPURIFICACION O DOPADO DE LOS SEMICONDUCTORES

En un semiconductor intrínseco las concentraciones de huecos y de electrones pueden alterarse mediante la adición de pequeñas cantidades de elementos llamados impurezas o dopantes, a la composición cristalina. Como veremos a lo largo de este curso, es esta característica de los semiconductores la que permite la existencia de circuitos electrónicos integrados.

La cuestión es: ¿Qué sucede si además de elevar la temperatura por encima de 0 K consideramos la presencia de impurezas en el silicio?. Supongamos que sustituimos un átomo de silicio (que pertenece al grupo IV) por otro de fósforo (grupo V), pentavalente. Como sólo hay la posibilidad de establecer cuatro enlaces covalentes con los átomos de silicio adyacentes, un electrón quedará libre. Teniendo en cuenta esto, es fácil deducir que es lo que ocurrirá si se sustituye un átomo de silicio por otro de un elemento perteneciente al grupo III, el boro por ejemplo: evidentemente se introducirá un hueco, ya que el boro solo aporta tres electrones de valencia. Las dos situaciones se clarifican en la Figura 2.

Figura 2: Introducción de impurezas en el silicio

Si la introducción de impurezas se realiza de manera controlada pueden modificarse las propiedades eléctricas en zonas determinadas del material. Así, se habla de dopado tipo P ó N (en su caso, de silicio P ó N) según se introduzcan huecos o electrones respectivamente.

Centrémonos ahora en el silicio tipo P. En la práctica, a temperatura mayor que cero este material estará formado por:

Huecos procedentes del dopado. Huecos procedentes de la generación térmica de pares e-/h+.

Electrones procedentes de la generación térmica de pares e-/h+.

Electrones y huecos procedentes de impurezas no deseadas.

Habitualmente, a temperatura ambiente, el nivel de dopado es tal que los huecos procedentes de él superan en varios órdenes de magnitud al resto de portadores. Ello confiere el carácter global P del material. Sin embargo, ha de tenerse en cuenta que existen electrones. En este caso, los huecos son los portadores mayoritarios, y los

electrones los minoritarios. Si se trata de un material de tipo N, los portadores mayoritarios serán los electrones, y los minoritarios los huecos. Con la tabla siguiente se pretende rematar estos conceptos.

Material Portadores mayoritarios Portadores minoritarios

Silicio Puro - -

Silicio tipo P Huecos Electrones

Silicio tipo N Electrones Huecos

Hay que resaltar nuevamente que el dopado no altera la neutralidad eléctrica global del material.

3 INFLUENCIA DE LA TEMPERATURA SOBRE LOS SEMICONDUCTORES

Al presentar el concepto de portadores mayoritarios y minoritarios se ha asumido una hipótesis de trabajo: que a temperatura ambiente (25ºC) la concentración de portadores provocada por generación térmica es mucho menor que la causada por los dopados. Pues bien, si se eleva la temperatura sobre la de ambiente se aumentará la tasa de pares electrón/hueco generados. Llegará un momento en el que, si la temperatura es lo suficientemente elevada, la cantidad de pares generados enmascare a los portadores presentes debidos a la impurificación. En ese momento se dice que el semiconductor es degenerado, y a partir de ahí no se puede distinguir si un material es de tipo N ó P: es la temperatura a la cual los dispositivos electrónicos dejan de operar correctamente. En el caso del silicio, esta temperatura es de 125 ºC.

4 CONDUCCION ELECTRICA EN SEMICONDUCTORES

Dada la especial estructura de los semiconductores, en su interior pueden darse dos tipos de corrientes:

Corrientes por arrastre de campo Corrientes por difusión

En los siguientes subapartados se explica cada unos de estos tipos de conducción.

1 CORRIENTE POR ARRASTRE DE CAMPO

Supongamos que disponemos de un semiconductor con un cierto número de electrones y de huecos, y que aplicamos en su interior un campo eléctrico. Veamos que sucede con los portadores de carga:

Electrones libres: Obviamente, la fuerza que el campo eléctrico ejerce sobre los electrones provocará el movimiento de estos, en sentido opuesto al del campo eléctrico. De este modo se originará una corriente eléctrica. La densidad de la corriente eléctrica (número de cargas que atraviesan la unidad de superficie en la unidad de tiempo) dependerá de la fuerza que actúa (qE), del número de portadores existentes y de la "facilidad" con que estos se mueven por la red, es decir:

Je = en(qE)

en donde:

Je = Densidad de corriente de electrones e = Movilidad de los electrones en el material

n = Concentración de electrones

q = Carga eléctrica

E = Campo eléctrico aplicado

La movilidad e es característica del material, y está relacionada con la capacidad de movimiento del electrón a través de la red cristalina.

Huecos: El campo eléctrico aplicado ejerce también una fuerza sobre los electrones asociados a los enlaces covalentes. Esa fuerza puede provocar que un electrón perteneciente a un enlace cercano a la posición del hueco salte a ese espacio. Así, el hueco se desplaza una posición en el sentido del campo eléctrico. Si este fenómeno se repite, el hueco continuará desplazándose. Aunque este movimiento se produce por los saltos de electrones, podemos suponer que es el hueco el que se está moviendo por los enlaces. Este último párrafo se entiende a la perfección con Figura 3.

Figura 3: Movimiento de los huecos debido al movimiento de los electrones

La carga neta del hueco vacante es positiva y por lo tanto, se puede pensar en el hueco como una carga positiva moviéndose en la dirección del campo eléctrico. Obsérvese que los electrones individuales de enlace que se involucran en el llenado de los espacios vacantes por la propagación del hueco, no muestran movimiento continuo a gran escala. Cada uno de estos electrones se mueve únicamente una vez durante el proceso migratorio. En contraste, un electrón libre se mueve de forma continua en la dirección opuesta al campo eléctrico.

Análogamente al caso de los electrones libres, la densidad de corriente de huecos viene dada por:

Jh = hp(qE)

en donde:

Jh = Densidad de corriente de huecos h = Movilidad de los huecos en el material

p = Concentración de huecos

q = Carga eléctrica del hueco: igual y de signo opuesto a la del electrón

E = Campo eléctrico aplicado

La movilidad h es característica del material, y está relacionada con la capacidad de movimiento del hueco a través de los enlaces de la red cristalina. La "facilidad" de desplazamiento de los huecos es inferior a la de los electrones.

Consideremos ahora el caso de un semiconductor que disponga de huecos y electrones, al que sometemos a la acción de un campo eléctrico. Hemos visto cómo los electrones se moverán en el sentido opuesta a la del campo eléctrico, mientras que los huecos lo harán en según el campo. El resultado es un flujo neto de cargas positivas en el sentido indicado por el campo, o bien un flujo neto de cargas negativas en sentido contrario. En definitiva, se mire

por donde se mire, la densidad de corriente global es la suma de las densidades de corriente de electrones y de huecos:

J = Jh + Je = hp(qE) + en(qE)

2 CONDUCCION POR DIFUSION DE PORTADORES

Antes de entrar en el fenómeno de conducción por difusión vamos a explicar el concepto de difusión. Imaginad (el que no tenga mucha imaginación que mire la Figura 4) que tenemos una caja con dos compartimentos separados por una pared común. En un compartimento introducimos un gas A, y en el otro un gas B.

Figura 4: Difusión de dos gases a través de una membrana porosa

Si en un momento determinado se abre una comunicación entre las dos estancias parte del gas A atravesará la pared para ocupar el espacio contiguo, al igual que el B. El resultado final es que en ambas estancias tendremos la misma mezcla de gases A+B. La difusión de partículas es un mecanismo de transporte puramente estadístico, que lleva partículas "de donde hay más, a donde hay menos", siempre que no haya ninguna fuerza externa que sea capaz de frenar dicho proceso. Matemáticamente puede expresarse esta idea mediante la primera ley de Fick, que establece que el flujo de partículas que atraviesa una superficie (J partículas/s/m2) es proporcional al gradiente de concentración (c

partículas/m3) de dichas partículas:

A la constante de proporcionalidad se le denomina difusividad, y tiene dimensiones de m2/s.

¿Qué aplicación tiene esto a la conducción en los semiconductores?. Pensad en lo qué sucedería si, por las razones que sean, tuviéramos un semiconductor tipo P cuya concentración de huecos no fuera constante, sino variable según la dirección x. Los huecos tenderán a emigrar de la región de alta concentración a la de baja concentración. Esta migración de portadores, que se muestra en la Figura 5, es un proceso puramente estadístico, originado por el movimiento térmico aleatorio de los portadores. No está relacionado con la carga de los mismos o con la presencia de ningún campo eléctrico.

Figura 5: Densidad de corriente de difusión de huecos

La difusión no depende del valor absoluto de la concentración de portadores, sino de solamente de su derivada espacial, es decir, de su gradiente.

En los metales, la difusión no es un proceso de importancia, porque no existe un mecanismo mediante el cual se pueda generar un gradiente de densidad. Dado que un metal únicamente hay portadores negativos de carga, cualquier gradiente de portadores que se pudiera formar desequilibraría la neutralidad de la carga. El campo eléctrico resultante crearía una corriente de arrastre, que de manera instantánea anularía el gradiente antes de que pudiera darse la difusión. Por contra, en un semiconductor hay portadores positivos y negativos de carga, por lo que es posible la existencia de un gradiente de densidad de huecos y de electrones, mientras se mantiene la neutralidad de la carga.

En un semiconductor, los componentes de la densidad de corriente de difusión pueden expresarse de forma unidimensional mediante la ecuación:

en donde:

Jdifusión = Densidad de corriente de difusión q = Carga del electrón

De, Dh = Difusividad de los electrones y de los huecos

n = Concentración de electrones

p = Concentración de huecos

El segundo término de la expresión tiene signo negativo porque la pendiente negativa de los huecos da lugar a una corriente de los huecos.

1. Calcular el número de portadores generados debido a la temperatura a 300K para silicio y el arseniuro de galio.

1. Apoyándose en el apartado anterior, estimar la resistividad del Silicio y el arseniuro de galio a 300K. Datos: La movilidad de los electrones y huecos en el arseniuro de galio a 300K es de 8600 cm2/s y 250cm2/s respectivamente.

1. Explique porqué, según la gráfica de densidad de dopado - resistividad, para una misma densidad de dopado la resistividad es mayor cuando se utiliza el boro y no el fósforo.

1. Si se desea obtener silicio tipo P con una resistividad de 1 Wcm a 300K, indicar con que material y concentración de dopante que se debe emplear. ¿y si se deseara obtener silicio N de idéntica resistividad?

1. Se define la resistencia por cuadrado de un material como el cociente entre la resistividad y el espesor, tal y como se indica en la figura

La resistencia por cuadrado representa la resistencia entre dos caras opuestas verticales.

Si se considera que t vale 0.8mm, calcular la densidad de dopado tipo P para que la resistencia por cuadrado valga 1kW.

1. Se quiere realizar en un proceso de fabricación estándar una resistencia de 375kW. Si el proceso se realiza con tecnología de 0.8mm y en las que t=0.4mm y el dopado ND=1015 at/cm3. Calcular

2. la resistencia por cuadrado

3. las dimensiones de la resistencia

4. El número de cuadrados que forman la resistencia de 375kW.

1. Si los coeficientes de difusión De y Dh de los electrones y huecos en el silicio están relacionados mediante con las movilididades e y h con la expresión

K= constante de Boltzman =1.38·1023J/K

q=carga del electrón = 1.6·10-19c.

T= temperatura en Kelvin

Compárese los coeficientes de difusión para silicio tipo N con una densidad de dopado de 1014 at/cm3 para 25ºC y 100ºC.

1. Si la concentración de electrones a lo largo de la dirección x en un material semiconductor tipo N es la que aparece en la figura, calcular la densidad de corriente debido a la difusión. Indicar el sentido del movimiento de los electrones. Datos: T=300K; ND=1015at/cm3.

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Tal y como se ha expuesto anteriormente, los diodos LED no están fabricados de silicio monocristalino. El material que compone el diodo es importante ya que el color de la luz emitida por el LED depende únicamente del material y del proceso de fabricación (principalmente de los dopados).

En la tabla adjunta aparecen algunos ejemplos de materiales utilizados junto con los colores conseguidos:

Material Longitud de onda Color VD típica

AsGa 904 nm IR 1 V

InGaAsP 1300 nm IR 1 V

AsGaAl 750-850 nm Rojo 1,5 V

AsGaP 590 nm Amarillo 1,6

InGaAlP 560 nm Verde 2,7 V

CSi 480 nm Azul 3 V

Una aplicación de los LEDs: el display de 7 segmentos

Una de las aplicaciones más populares de los LEDs es la de señalización. Quizás la más utilizada sea la de 7 LEDs colocados en forma de ocho tal y como se indica en la figura.

Figura 4: Display de 7 segmentos. A la izquierda aparecen las dos posibles formas de construir el circuito

Polarizando los diferentes diodos, se iluminarán los segmentos correspondientes. De esta manera podemos señalizar todos los números en base 10. Por ejemplo, si queremos representar el número 1 en el display deberemos mandar señal a los diodos b y c, y los otros diodos deben de tener tensión cero. Esto lo podemos escribir así: 0110000(0). El primer dígito representa al diodo a, el segundo al b, el tercero al c,... y así sucesivamente. Un cero representa que no polarizamos el diodo, es decir, no le aplicamos tensión. Un uno representa que el diodo está polarizado, y por lo tanto, emite luz.

Muchas veces aparece un octavo segmento, entre paréntesis en el ejemplo anterior, que funciona como punto decimal.

DIODOS LASER

LASER es un acrónimo de Light Amplification by Stimulated Emission of Radiation. Las aplicaciones de estos diodos son muy diversas y cubren desde el corte de materiales con haces de gran energía hasta la transmisión de datos por fibra óptica.

Características: ventajas frente a los diodos LED

Los diodos láser son constructivamente diferentes a los diodos LED normales. Las características de un diodo láser son

1. La emisión de luz es dirigida en una sola dirección: Un diodo LED emite fotones en muchas direcciones. Un diodo láser, en cambio, consigue realizar un guiado de la luz preferencial una sola dirección.

Figura 5: Corte esquemático de la emisión de luz en diodos LED y láser

1. La emisión de luz láser es monocromática: Los fotones emitidos por un láser poseen longitudes de onda muy cercanas entre sí. En cambio, en la luz emitida por diodos LED, existen fotones con mayores dispersiones en cuanto a las longitudes de onda.

Figura 6 :Intensidad de luz en función de la longitud de onda para diodos LED y láser

Debido a estas dos propiedades, con el láser se pueden conseguir rayos de luz monocromática dirigidos en una dirección determinada. Como además también puede controlarse la potencia emitida, el láser resulta un dispositivo ideal para aquellas operaciones en las que sea necesario entregar energía con precisión.

Materiales utilizados

Los materiales utilizados para la fabricación de diodos láser son prácticamente los mismos que en diodos LED. En comunicaciones se utilizan predominantemente diodos láser que emiten en el infrarrojo. También se utilizan de luz roja.

Ejemplo de aplicación: El lector de discos compactos

Una de las muchas aplicaciones de los diodos láser es la de lectura de información digital de soportes de datos tipo CD-ROM o la reproducción de discos compactos musicales. El principio de operación de uno y otro es idéntico.

Figura 7: Esquema del funcionamiento del CD-ROM

Un haz láser es guiado mediante lentes hasta la superficie del CD. A efectos prácticos, se puede suponer dicha superficie formada por zonas reflectantes y zonas absorbentes de luz. Al incidir el haz láser en una zona reflectante, la luz será guiada hasta un detector de luz: el sistema ha detectado un uno digital. Si el haz no es reflejado, al detector no le llega ninguna luz: el sistema ha detectado un cero digital.

Un conjunto de unos y ceros es una información digital, que puede ser convertida en información analógica en un convertidor digital-analógico. Pero esa es otra historia que debe de ser contada en otra ocasión.

3. DISPLAY DE CRISTAL LIQUIDO (LCDS)

Los LCDs difieren de otros tipos de displays en que no generan luz sino que trabajan con la reflexión de la luz. El principio de funcionamiento es sencillo. Estos cristales líquidos están formados por unas moléculas alargadas con forma de puro, que se llaman moléculas nemáticas y se alinean con una estructura simétrica. En este estado el material es transparente. Un campo eléctrico provoca que las moléculas se desalinien de manera que se vuelven opacas a la luz. De esta manera, aplicando o no aplicando un campo eléctrico (es decir, polarizando o no polarizando), podemos jugar con oscuridad o transparencia respectivamente. Si aplicamos el campo localmente en geometrías iguales al display de 7 segmentos, conseguiremos un display análogo al de los LEDs pero con cristal líquido.

Figura 8: Esquema constructivo de un LCD

En la construcción de un LCD se depositan electrodos transparentes en la cara interior de los cristales, tal y como aparece en la figura superior. Estos electrodos tienen la geometría deseada, por ejemplo, el display de 7 segmentos. El espesor del cristal líquido es muy pequeño, del orden de 0.01mm.

Ya tenemos nuestro invento preparado. Si no se polarizan los terminales, al incidir la luz sobre el cristal frontal, pasa a través del cristal líquido y es reflejada por el espejo incidiendo en el ojo que está mirando. El resultado: todo se ve de color claro.

Si polarizamos un electrodo, por ejemplo, el electrodo a, el cristal líquido pegado al electrodo se vuelve opaco, negro, oscuro. La luz ya no es reflejada.

Características eléctricas del LCD

Desde el punto de vista eléctrico, se puede representar el LCD como una capacidad de valor muy pequeño en paralelo con una resistencia muy grande.

Figura 9: Circuito equivalente de un LCD.

Se necesita una señal pequeña en AC de 3 a 7 voltios para polarizar el LCD. Tensiones mayores romperían la fina capa de cristal líquido. La frecuencia de la tensión puede variar entre 30 y 50 Hz. Frecuencias más bajas producen un efecto de parpadeo, frecuencias más altas producen un aumento del consumo.

4. FOTODETECTORES

Ya se ha explicado que los componentes fotodetectores son aquellos componentes que varían algún parámetro eléctrico en función de la luz.

Todos los componentes fotodetectores están basados en el mismo principio. Si construimos un componente con un material semiconductor de manera que la luz pueda incidir sobre dicho material, la luz generará pares electrón - hueco. Esta generación se realiza de manera análoga a la generación térmica de portadores ya estudiada.

En este capitulo se estudiarán principalmente el funcionamiento de tres componentes:

Fotorresistencias Fotodiodos

Fototransistores

FOTORRESISTENCIAS

Una fotorresistencia se compone de un material semiconductor cuya resistencia varia en función de la iluminación. La fotorresistencia reduce su valor resistivo en presencia de rayos luminosos. Es por ello por lo que también se le llama resistencias dependientes de luz (light dependent resistors), fotoconductores o células fotoconductoras.

Cuando incide la luz en el material fotoconductor se generan pares electrón - hueco. Al haber un mayor número de portadores, el valor de la resistencia disminuye. De este modo, la fotorresistencia iluminada tiene un valor de resistencia bajo.

Figura 10: Fotogeneración de portadores

Si dejamos de iluminar, los portadores fotogenerados se recombinarán hasta volver hasta sus valores iniciales. Por lo tanto el número de portadores disminuirá y el valor de la resistencia será mayor.

Figura 11: Estado de conducción sin fotogeneración

Por supuesto, el material de la fotorresistencia responderá a unas longitudes de onda determinadas. Es decir, la variación de resistencia será máxima para una longitud de onda determinada. Esta longitud de onda depende del material y el dopado, y deberá ser suministrada por el proveedor. En general, la variación de resistencia en función de la longitud de onda presentan curvas como las de la figura siguiente.

Figura 12: Variación de resistencia en función de la longitud de onda de la radiación.

El material mas utilizado como sensor es el CdS, aunque también puede utilizarse Silicio, GaAsP y GaP.

FOTODIODOS

Los fotodiodos son diodos de unión PN cuyas características eléctricas dependen de la cantidad de luz que incide sobre la unión. En la figura siguiente se muestra su símbolo circuital.

Figura 13: Símbolo circuital del fotodiodo

Características

Figura 14: Curvas características de un fotodiodo

El efecto fundamental bajo el cual opera un fotodiodo es la generación de pares electrón - hueco debido a la energía luminosa. Este hecho es lo que le diferencia del diodo rectificador de silicio en el que, solamente existe generación térmica de portadores de carga. La generación luminosa, tiene una mayor incidencia en los portadores minoritarios, que son los responsables de que el diodo conduzca ligeramente en inversa.

El comportamiento del fotodiodo en inversa se ve claramente influenciado por la incidencia de luz. Conviene recordar que el diodo real presenta unas pequeñas corrientes de fugas de valor IS. Las corrientes de fugas son debidas a los portadores minoritarios, electrones en la zona P y huecos en la zona N. La generación de portadores debido a la luz provoca un aumento sustancial de portadores minoritarios, lo que se traduce en un aumento de la corriente de fuga en inversa tal y como se ve en la figura.

El comportamiento del fotodiodo en directa apenas se ve alterado por la generación luminosa de portadores. Esto es debido a que los portadores provenientes del dopado (portadores mayoritarios) son mucho más numerosos que los portadores de generación luminosa.

Para caracterizar el funcionamiento del fotodiodo se definen los siguientes parámetros:

Se denomina corriente oscura (dark current), a la corriente en inversa del fotodiodo cuando no existe luz incidente.

Se define la sensibilidad del fotodiodo al incremento de intensidad al polarizar el dispositivo en inversa por unidad de intensidad de luz, expresada en luxes o en mW/cm2.

Esta relación es constante para un amplio intervalo de iluminaciones.

El modelo circuital del fotodiodo en inversa está formado por un generador de intensidad cuyo valor depende de la cantidad de luz. En directa, el fotodiodo se comporta como un diodo normal. Si está fabricado en silicio, la tensión que cae en el dispositivo será aproximadamente 0,7 V.

Los fotodiodos son más rápidos que las fotorresistencias, es decir, tienen un tiempo de respuesta menor, sin embargo solo pueden conducir en una polarización directa corrientes relativamente pequeñas.

Geometría

Un fotodiodo presenta una construcción análoga a la de un diodo LED, en el sentido que necesita una ventana transparente a la luz por la que se introduzcan los rayos luminosas para incidir en la unión PN. En la Figura 15, aparece una geometría típica. Por supuesto, el encapsulado es transparente a la luz.

Figura 15: Corte transversal de un fotodiodo comercial

5. FOTOTRANSISTOR

Se trata de un transistor bipolar sensible a la luz.

Figura 16: Símbolo del fototransistor

La radiación luminosa se hace incidir sobre la unión colector base cuando éste opera en la RAN. En esta unión se generan los pares electrón - hueco, que provocan la corriente eléctrica.

El funcionamiento de un fototransistor viene caracterizado por los siguientes puntos:

1. Un fototransistor opera, generalmente sin terminal de base (Ib=0) aunque en algunos casos hay fototransistores tienen disponible un terminal de base para trabajar como un transistor normal.

2. La sensibilidad de un fototransistor es superior a la de un fotodiodo, ya que la pequeña corriente fotogenerada es multiplicada por la ganacia del transistor.

3. Las curvas de funcionamiento de un fototransistor son las que aparecen en la Figura 17. Como se puede apreciar, son curvas análogas a las del transistor BJT, sustituyendo la intensidad de base por la potencia luminosa por unidad de área que incide en el fototransistor.

Figura 17: Curvas características de un fototransistor típico

6. EL OPTOACOPLADOR

Un optoacoplador es un componente formado por la unión de un diodo LED y un fototransistor acoplados a través de un medio conductor de luz y encapsulados en una cápsula cerrada y opaca a la luz.

Figura 18: Esquema de un optoacoplador

Cuanta mayor intensidad atraviesa el fotodiodo, mayor será la cantidad de fotones emitidos y, por tanto, mayor será la corriente que recorra el fototransistor. Se trata de una manera de transmitir una señal de un circuito eléctrico a otro. Obsérvese que no existe comunicación eléctrica entre los dos circuitos, es decir existe un trasiego de información pero no existe una conexión eléctrica: la conexión es óptica.

Las implementaciones de un optoacoplador son variadas y dependen de la casa que los fabrique. Una de las más populares se ve en la Figura 1 Se puede observar como el LED, en la parte superior, emite fotones que, tras atravesar el vidrio, inciden sobre el fototransistor.

Figura 19: Esquema constructivo de un optoacoplador

Obsérvese también el aislamiento eléctrico entre fototransistor y LED ya mencionado.

1. Calcular el valor mínimo de la resistencia R si se quiere que el LED CQX12 no sufra ningún daño al conectar la fuente de tensión.

1. En el siguiente circuito, D1 es un LED de color rojo, D2 naranja y D3 verde. Calcular los valores de R1, R2 y R3 para que se iluminen los tres diodos con If = 20 mA al conectarse la fuente de tensión.

DATOS: Caída de tensión (Voltios) en los diodos para If = 20 mA:

rojo naranja verde

1.8 2 2.2

1. Calcular el mínimo valor de R para que se enciendan los diodos de la figura sin sufrir ningún daño, sabiendo que D1 es rojo, D2 naranja y D3 verde (tomar los datos del problema anterior).

1. El montaje de la figura se utiliza cuando se quiere conectar un LED en AC. Como su tensión de ruptura en inversa es muy pobre, se conecta en paralelo un diodo convencional, para que conduzca en el semiciclo negativo y el LED no sufra daños. Se pide seleccionar el LED si se quiere que sea rojo.

1. Calcular el valor de R para que cuando se conecte la fuente de alimentación de 5 Voltios se enciendan los tres LED a la vez, con una corriente de 20 mA.

1. Se quiere que cuando se apliquen señales lógicas en la entrada, se encienda un LED de la serie SOD-76. ¿Qué colores podemos escoger?. ¿Qué señal habría que aplicar en la entrada para saturar Q? (Usar la guía rápida de selección).

1. Para la pantalla de un termómetro digital se ha utilizado un dispositivo tipo CQ216X, que incluye dos dígitos en el mismo soporte. Para que en el dígito de la derecha se lea el número dos, ¿qué tensiones hay que aplicar en los terminales de dicho dispositivo?. ¿Qué potencia se estará consumiendo en él si se alimentan con 10 mA?

1. En el circuito de la figura:

1. Calcular la corriente que atravesará al transistor cuando se ilumine con una luz de 10 W/m2.

1. ¿Podría realizarse con este transistor el esquema de la figura 2?. ¿Por qué?.

1. Un fotodiodo con sensibilidad S=25mA por mW/cm2 debe ser utilizado para vigilar la intensidad de la luz solar que incide sobre una estación de energía solar. Diseñe un circuito con dicho fotodiodo, que pueda proporcionar una señal en el rango de 0-5V que sea indicativo de la luz incidente. La intensidad pico promedio de la luz solar a medio día es aproximadamente 0.1mW/cm2 en la mayor parte de las regiones de la tierra.

1. Un fotodiodo con sesibilidad de 20mA por mW/cm2 de iluminación, se utiliza para decodificar una señal digital enviada a través de un cable de fibra óptica utilizando el arreglo que se muestra en la figura. En el extremo transmisor, un diodo LED de eficacia E=50mW/mA y Vf=1.3V está alimentado por una fuente de tensión que conmuta entre los niveles lógicos de 0 y 5V. El circuito hace que el LED produzca una señal óptica digital en el cable de fibra óptica. El arreglo físico es tal que el 20% de la luz emitida por el LED queda acoplado al cable de fibra óptica. En el extremo receptor, el 80% de la luz del cable se acopla al fotodiodo en un área de 1mm2. Si se desea reproducir los niveles lógicos de 0 y 5V, determinar los valores apropiados de VCC y RL.

1. Se quiere transmitir una señal de pulsos (VIN) a través de un entorno con ruidos electromagnéticos. Para ello, se piensa en utilizar fibra óptica, ya que no se ve afectada por dichos ruidos (un cable convencional sí se vería afectado y falsearía la información).

Si los transistores Q1 y Q2 funcionan únicamente en corte y saturación:

1. Explicar el funcionamiento del circuito

2. Seleccionar D1 y D2

1. Dado el dispositivo de la figura:

1.- Explicar qué tipo de circuito es y su funcionamiento.

2.- Comprobar que el diodo del optoacoplador no sufre ningún daño cuando VIN=0.

3.- Calcular la corriente absorbida de la fuente de 20 V cuando no se aplica ninguna señal de la entrada.

LOS TRANSISTORES DE EFECTO DE CAMPO

En el tutorial de transistores bipolares, hemos visto que una pequeña corriente de base controla una corriente de colector muy superior. Los transistores de efecto de campo son dispositivos triterminales en los que la corriente principal se controla mediante una tensión. Las características principales son:

La potencia de control es nula, es decir, no se absorbe corriente por el terminal de control. Una señal muy débil puede controlar el dispositivo. La tensión de control se emplea para crear un campo eléctrico.

Hay dos familias de transistores de efecto de campo: los JFET y los MOSFET. Pese a que el concepto básico de los FET se conocía ya en 1930, estos dispositivos sólo empezaron a fabricarse comercialmente a partir de la década de los 60. Y a partir de los 80 los transistores de tipo MOSFET han alcanzado una enorme popularidad. Comparados con los BJT, los transistores MOS ocupan menos espacio, es decir, dentro de un circuito integrado puede incorporase un numero mayor. Además su proceso de fabricación es también más simple. Además, existe un gran número de funciones lógicas que pueden ser implementadas únicamente con transistores MOS (sin resistencias ni diodos). Esto ha hecho del transistor MOS el componente estrella de la electrónica digital.

En este tutorial se explica el principio de funcionamiento de ambos tipos de dispositivos, así como sus modelos circuitales elementales.

1 TRANSISTOR DE EFECTO DE CAMPO DE UNION (JFET)

Un JFET de canal N se fabrica difundiendo una región de tipo P en un canal de tipo N, tal y como se muestra en la Figura 1. A ambos lados del canal se conectan los terminales de fuente (S, Source) y drenaje (D, Drain). El tercer terminal se denomina puerta (G, Gate).

Figura 1: Esquema del transistor JFET de canal N

Los símbolos de este tipo de dispositivos son:

Figura 2: Símbolos de los transistores JFET

Las explicaciones incluidas en este capítulo se refieren fundamentalmente al transistor NJFET, teniendo en cuenta que el principio de operación del PJFET es análogo.

1.1 PRINCIPIO DE OPERACION DEL NJFET

A continuación se explica cómo se controla la corriente en un JFET. Al igual que sucede con los transistores BJT el JFET tiene tres regiones de operación:

Región de corte Región lineal

Región de saturación

Es preciso hacer notar que en este caso, la saturación alude a un fenómeno completamente distinto al de los transistores BJT.

1.1.1 Región de corte

Centremos nuestra atención en la Figura 1. La zona de tipo P conectada a la puerta forma un diodo con el canal, que es de tipo N. Como se recordará, cuando se forma una unión PN aparecen en los bordes de la misma una zona de deplección en la que no hay portadores de carga libres. La anchura de dicha zona depende de la polarización aplicada. Si esta es inversa, la zona se hace más ancha, proporcionalmente a la tensión aplicada. Aplicando una tensión VGS negativa aumentamos la anchura de la zona de deplección, con lo que disminuye la anchura del canal N de conducción.

Si el valor de VGS se hace lo suficientemente negativo, la región de agotamiento se extenderá completamente a través del canal, con lo que la resistencia del mismo se hará infinita y se impedirá el paso de ID (Figura 3). El potencial al que sucede este fenómeno se denomina potencial de bloqueo (Pinch Voltage, VP).

Figura 3: Esquema del transistor JFET de canal N polarizado con la tensión de bloqueo

Por lo tanto, para valores más negativos que VP el transistor NJFET se encuentra polarizado en la región de corte, y la corriente de drenaje resulta ser nula.

1.1.2 Región lineal

Si en la estructura de la Figura 1 se aplica una tensión VDS mayor que cero, aparecerá una corriente circulando en el sentido del drenaje a la fuente, corriente que llamaremos ID. El valor de dicha corriente estará limitado por la resistencia del canal N de conducción. En este caso pueden distinguirse dos situaciones según sea VDS grande o pequeña en comparación con VGS.

1.1.2.1 Valores pequeños del voltaje drenaje-fuente

La Figura 4 presenta la situación que se obtiene cuando se polariza la unión GS con una tensión negativa, mientras que se aplica una tensión entre D y S menor.

Figura 4:Esquema del transistor JFET de canal N polarizado con VGS < 0

Por el terminal de puerta (G) no circula más que la corriente de fuga del diodo GS, que en una primera aproximación podemos considerar despreciable. La corriente ID presenta una doble dependencia:

La corriente ID es directamente proporcional al valor de VDS La anchura del canal es proporcional a la diferencia entre VGS y VP. Como ID está limitada por la resistencia

del canal, cuanto mayor sea VGS - VP, mayor será la anchura del canal, y mayor la corriente obtenida.

Los dos puntos anteriores se recogen en la siguiente expresión:

Por lo tanto, en la región lineal obtenemos una corriente directamente proporcional a VGS y a VDS.

1.1.2.2 Valores altos del voltaje drenaje-fuente

Para valores de VDS comparables y superiores a VGS la situación cambia con respecto al caso anterior: la resistencia del canal se convierte en no lineal, y el JFET pierde su comportamiento óhmico. Veamos por qué sucede esto.

Cuando se aplica un voltaje VDS al canal de 5 voltios, por ejemplo, este se distribuye a lo largo del canal, es decir, en las proximidades del terminal D la tensión será de 5 V, pero a medio camino la corriente circulante habrá reducido su potencial a la mitad (2,5 V), y en el terminal S el potencial será nulo. Por otra parte, si VGS es negativa (- 2 V, por ejemplo), la tensión se distribuirá uniformemente a lo largo de la zona P, al no existir ninguna corriente (Figura 5). (NOTA: se desprecia la caída de tensión en las zonas situadas por debajo de los contactos).

Figura 5: Esquema del transistor JFET de canal N polarizado con VGS = -2 V y VDS = 5 V

Sigamos adelante. En las proximidades del terminal S la tensión inversa aplicada es de 2 V, que se corresponde con la VGS = -2 V. Sin embargo, conforme nos acercamos a D esta tensión aumenta: en la mitad del canal es de 4,5 V, y en D alcanza 7 V. La polarización inversa aplicada al canal no es constante, con lo que la anchura de la zona de deplección tampoco lo será (Figura 6). Cuando VDS es pequeña, esta diferencia de anchuras no afecta a la conducción en el canal, pero cuando aumenta, la variación de la sección de conducción hace que la corriente de drenaje sea una función no lineal de VDS, y que disminuya con respecto a la obtenida sin tener en cuenta este efecto.

Figura 6: Esquema del transistor JFET de canal N en la región de conducción no lineal

1.1.3 Región de saturación

Si VDS se incrementa más, se llegará a un punto donde el espesor del canal en el extremo del drenaje se acerque a cero. A partir de ese momento, la corriente se mantiene independiente de VDS, puesto que los incrementos de tensión provocan un mayor estrechamiento del canal, con lo que la resistencia global aumenta (Figura 7).

Figura 7: Esquema del transistor JFET de canal N en la región de corriente constante

La región de saturación se da cuando se estrangula el canal en el drenaje, lo que sucede cuando la tesión puerta-drenaje es más negativa que VP, es decir:

VGD < VP => VGS - VDS < VP => VDS > VGS - VP

Antes de seguir adelante, comparemos las figuras Figura 3 y Figura En el caso del bloqueo, todo el canal resulta afectado por la zona de deplección, que es constante porque la tensión VGS se aplica uniformemente a lo largo de la unión. En cambio, en la región de corriente constante sólo parte del canal ha llegado al bloqueo (provocado por VDS, que varía a lo largo del mismo), y es lo que permite la circulación de la corriente.

1.2 CURVAS CARACTERISTICAS

Son dos las curvas que se manejan habitualmente para caracterizar los transistores JFET. En primer lugar, en la representación de ID frente a VGS, para una VDS dada, se aprecia claramente el paso de la región de corte a la de saturación (Figura 8). En la práctica sólo se opera en el segundo cuadrante de la gráfica, puesto que el primero la VGS positiva hace crecer rápidamente IG.

Figura 8: Característica VGS - ID del transistor NJFET

En la característica VDS - ID del transistor NJFET se observa la diferencia entre las regiones lineal y de saturación (Figura 9). En la región lineal, para una determinada VGS, la corriente crece proporcionalmente a la tensión VDS. Sin embargo, este crecimiento se atenúa hasta llegar a ser nulo: se alcanza el valor de saturación, en donde ID sólo depende de VGS.

Figura 9: Característica VDS - ID del transistor NJFET

Nótese que, según esta gráfica, la región de saturación del JFET se identifica con la región activa normal de los transistores bipolares. Mientras que en RAN la corriente de colector sólo depende de la de base, aquí la magnitud de control es la tensión VGS. Por el contrario, si la resistencia del JFET en la región lineal es muy pequeña puede encontrarse un cierto paralelismo entre las regiones lineal de JFET y de saturación del BJT.

1.3 PARAMETROS COMERCIALES

Se presenta a continuación algunas de las características de los transistores JFET que ofrecen los fabricantes en las hojas de datos:

IDSS: Es la corriente de drenaje cuando el transistor JFET se encuentra en configuración de fuente común y se cortocircuita la puerta y la fuente (VGS=0). En la práctica marca la máxima intensidad que puede circular por el transistor. Conviene tener en cuenta que los transistores JFET presentan amplias dispersiones en este valor.

VP (Pinch-Off Voltage): es la tensión de estrangulamiento del canal. Al igual que IDSS, presenta fuertes dispersiones en su valor.

RDS(ON): Es el inverso de la pendiente de la curva ID/VDS en la zona lineal. Este valor se mantiene constante hasta valores de VGD cercanos a la tensión de estrangulamiento.

BVDS (Drain-Source Breakdown Voltage): es la tensión de ruptura entre fuente y drenaje. Tensiones más altas que BVDS provocan un fuerte incremento de ID.

BVGS (Gate-Source Breakdown Voltage): es la tensión de ruptura de la unión entre la puerta y la fuente, que se encuentra polarizada en inversa. Valores mayores de BVGS provocan una conducción por avalancha de la unión.

1.4 MODELOS DEL TRANSISTOR NJFET

Análogamente a lo efectuado con el transistor bipolar se van a presentar dos modelos para el JFET: uno para analizar el funcionamiento del transistor JFET con señales continuas y otro para las señales alternas aplicadas sobre un punto de operación de la región de saturación.

En primer lugar se presentan los modelos para las diferentes regiones de operación, a saber, corte, saturación y zona lineal. A partir de las ecuaciones dictadas por este modelo, se deducen posteriormente las expresiones necesarias para el análisis de señales de alterna de pequeña amplitud.

1.4.1 Modelo estático ideal

Para el transistor NJFET, el modelo viene representado en la Figura 10. El valor de ID depende de la región de funcionamiento del transistor.

Figura 10: Esquema circuital del modelo del transistor JFET

1. Región de corte: la condición de la región de corte es que el canal esté completamente estrangulado en las proximidades de la fuente, lo que sucede cuando la tensión puerta-fuente alcance la tensión de estrangulamiento (VGS<VP). En este caso ID=0.

2. Región lineal: es la región en que se produce un incremento de la intensidad ID al aumentar VDS. Este incremento es lineal para bajos valores de VDS aunque la linealidad se pierde cuando VDS se acerca a -VP. Para trabajar en la región lineal se deben dar dos condiciones:

o VGS > VP

o VGD > VP VGS > VP + VDS

Estas condiciones equivalen a admitir que el canal de conducción no se estrangula por la zona de deplección en inversa tanto en el extremo de drenaje como en la fuente. El valor que toma la corriente ID es

1. Región de saturación: la región de saturación tiene lugar cuando la tensión entre drenador y puerta alcanza la tensión de estrangulamiento. Para que ello ocurra, el canal N, tiene que estar estrangulado en el extremo cercano al drenaje, pero no en el extremo del canal cercano a la fuente. Entonces, al igual que en el caso anterior, deben ocurrir dos condiciones:

o VGS > VP

o VGD < VP VGS < VP + VDS

En este caso la intensidad ID ya no depende de VDS, siendo su expresión

Por lo general, en los transistores NJFET tanto VP como VGS toman valores negativos, mientras que VDS e IDSS son positivos, tomando la dirección ID tal y como aparece en el modelo.

1.4.2 Modelo para señales alternas

Para la deducción del mismo se consideran las siguientes hipótesis:

Transistor polarizado en la región de saturación Oscilaciones alternas de baja amplitud y baja frecuencia

1.4.2.1 Expresiones generales

De entre las diversas opciones posibles, para la deducción del modelo se escogen como variables independientes las tensiones VGS y VDS, mientras que las dependientes son las corrientes IG e ID. De este modo, las ecuaciones características del transistor vendrán dadas por dos funciones f1 y f2 tales que:

Las tensiones y corrientes de un punto de polarización concreto vendrán dadas por las expresiones anteriores:

Supongamos que sobre este punto de operación Q se añade una componente alterna, caracterizada por un VGS y por un VDS. Las oscilaciones de las corrientes pueden calcularse como:

A partir de este momento, para simplificar la notación se escribirán con letra minúscula los incrementos de las variables. La expresión anterior admite una representación matricial:

en donde los coeficientes yij se llaman parámetros admitancia.

yis : Admitancia de entrada (-1) yrs: Admitancia de transferencia inversa (-1)

yfs : Transconductancia (-1). Se suele nombrar como gm

yos : Admitancia de salida (-1)

1.4.2.2 Cálculo de los parámetros admitancia

Para el cálculo de los parámetros yij se van a emplear las expresiones resultantes del modelo estático para la región de saturación.

Función f1 =>

Función f2 =>

La representación circuital de este modelo simplificado responde al mismo esquema presentado en la Figura 10.

2 TRANSISTOR MOSFET

Las prestaciones del transistor MOSFET son similares a las del JFET, aunque su principio de operación y su estructura interna son diferentes. Existen cuatro tipos de transistores MOS:

Enriquecimiento de canal N Enriquecimiento de canal P

Empobrecimiento de canal N

Empobrecimiento de canal P

Los símbolos son:

Figura 11: Transistores MOSFET

La característica constructiva común a todos los tipos de transistor MOS es que el terminal de puerta (G) está formado por una estructura de tipo Metal/Óxido/Semiconductor. El óxido es aislante, con lo que la corriente de puerta es prácticamente nula, mucho menor que en los JFET. Por ello, los MOS se emplean para tratar señales de muy baja potencia.

2.1 PRINCIPIO DE OPERACION

De entre todos los tipos de transistores MOS existentes se va a analizar el principio de funcionamiento de dos de ellos: los NMOS de enriquecimiento y empobrecimiento.

2.1.1 NMOS de enriquecimiento

En la Figura 12 se presenta el esquema de un MOS de canal N de enriquecimiento.

Figura 12: Esquema del transistor NMOS de enriquecimiento

Supongamos que se aplica una tensión VDS mayor que cero mientras que VGS se mantiene en cero. Al aplicar una tensión positiva a la zona N del drenaje, el diodo que forma éste con el sustrato P se polarizará en inversa, con lo que no se permitirá el paso de corriente: el MOS estará en corte.

Sigamos suponiendo, y pensemos ahora que aplicamos un potencial VGS positivo, mientras mantenemos la VDS positiva también. La capa de aislante de la puerta es muy delgada, tanto que permite al potencial positivo aplicado repeler a los huecos y atraer a los electrones del material P. A mayor potencial aplicado, mayor número de

electrones será atraído, y mayor número de huecos repelido. La consecuencia de este movimiento de cargas es que debajo del terminal G se crea un canal negativo, de tipo N, que pone en contacto el drenaje con la fuente. Por este canal puede circular una corriente. Recapitulando, por encima de un valor positivo VGS = VTH se posibilita la circulación de corriente ID (Figura 13). Nos encontramos ante una región de conducción lineal.

Figura 13: Esquema del transistor NMOS de enriquecimiento en conducción

Si el valor de VDS aumenta, la tensión efectiva sobre el canal en las proximidades del drenaje (VGS - VDS) va disminuyendo, con lo que el canal se estrecha en dicha zona, y se pierde la linealidad en la relación ID - VDS. Finalmente se llega a una situación de saturación similar a la que se obtiene en el caso del JFET.

2.1.2 NMOS de empobrecimiento

En la Figura 14 se presenta el esquema de un MOS de canal N de empobrecimiento.

Figura 14: Esquema del transistor NMOS de empobrecimiento

En este caso el canal ya está creado. Por lo tanto, si con VGS = 0 aplicamos una tensión VDS aparecerá una corriente de drenaje ID. Para que el transistor pase al estado de corte será necesario aplicar una tensión VGS menor que cero, que expulse a los electrones del canal.

Figura 15: Esquema del transistor NMOS de empobrecimiento en corte

También en este caso, la aplicación de una VDS mucho mayor que VGS provoca una situación de corriente independendiente de VDS.

2.2 CURVAS CARACTERISTICAS

Con los transistores MOS se manejan dos tipos de gráficas: la característica VGS - ID, con VDS constante, y la VDS - ID con VGS constante.

2.2.1 Transistor NMOS de enriquecimiento

Figura 16: Característica VGS - ID del transistor NMOS de enriquecimiento

En la Figura 16 se pone de manifiesto cómo la intensidad ID aumenta bruscamente cuando se supera la tensión umbral VTH (Threshold Voltage) y se crea el canal. Es un componente idóneo para conmutación, puesto que pasa de un estado de corte a uno de conducción a partir de un valor de la señal de control. En los dispositivos con el terminal de puerta de aluminio y el aislante de óxido de silicio, la tensión umbral está en torno a los cinco voltios.

Figura 17: Característica VDS - ID del transistor NMOS de enriquecimiento

La característica VDS - ID del transistor NMOS de enriquecimiento es muy similar a la del JFET, pero los valores de VGS cambian: en este caso la conducción se da para voltajes positivos por encima del umbral.

2.2.2 Transistor NMOS de empobrecimiento

Figura 18: Característica VGS - ID del transistor NMOS de enriquecimiento

El NMOS de empobrecimiento puede funcionar también como transistor de enriquecimiento. Si la tensión VGS se hace positiva se atraerán electrones al canal. Además, a diferencia de los JFET, la impedancia de entrada continua siendo muy elevada.

Figura 19: Característica VDS - ID del transistor NMOS de empobrecimiento

2.3 PARAMETROS COMERCIALES

Los parámetros comerciales más importantes del transistor MOS son análogos a los de los JFET presentados en el apartado 1.3.

2.4 MODELOS CIRCUITALES

Tal y como se ha visto, las curvas de funcionamiento de los transistores MOS son similares a las de los JFET. Por ello, todos admiten una representación circuital análoga.

2.4.1 Modelo estático de Schichman-Hodges

El modelo estático del transistor MOSFET se denomina modelo de Schichman-Hodges. Es un modelo muy parecido al modelo de los transistores JFET, descrito anteriormente. El circuito equivalente se compone de un interruptor abierto y una fuente de intensidad (Figura 20) cuyo valor ID depende de la región de funcionamiento del transistor.

Figura 20: Modelo de Schichman-Hodges para el transistor FETMOS

Para el transistor NMOS de enriquecimiento las regiones de funcionamiento son:

1. Región de corte

o Condición VGS<VTH

o Intensidad ID=0

1. Región lineal.

o Condiciones: VGS>VTH

VGD < VTH VGS < VTH+VDS

Intensidad:

Donde K es una constante que depende del material y de las dimensiones del transistor

me es la movilidad de los electrones, que depende del material y la temperatura W, L son la anchura y la longitud del canal. Factores geométricos que dependen del diseño del transistor.

C'OX es la capacidad por unidad de superficie del condensador que forman el metal de la puerta con el canal. Depende fuertemente del espesor del óxido de puerta.

1. Región de saturación

o Condiciones VGS > VTH

VGD > VTH VGS > VTH+VDS

Intensidad:

2.4.2 Modelo para señales alternas

Para el caso en el que el transistor soporte señales alternas de pequeña amplitud y baja frecuencia sobre un punto de polarización en región de saturación, puede demostrarse de forma análoga a como se ha realizado para el transistor JFET que la transconductancia gm se calcula a través de la siguiente expresión

3 APLICACIONES DE LOS TRANSISTORES DE EFECTO DE CAMPO

Las aplicaciones generales de todos los FET son:

3.1 ELECTRONICA ANALOGICA

Para estas aplicaciones de emplean transistores preparados para conducir grandes corrientes y soportar elevadas tensiones en estado de corte.

Resistencias variables de valor gobernable por tensión (variando la anchura del canal). Amplificadores de tensión, especialmente en la amplificación inicial de señales de muy baja potencia.

Control de potencia eléctrica entregada a una carga.

En el caso de la amplificación los circuitos se diseñan para que el punto de operación DC del MOS se encuentre en la región de saturación. De este modo se logra una corriente de drenaje dependiente sólo de la tensión VGS.

3.2 ELECTRONICA DIGITAL

Los MOS se emplean a menudo en electrónica digital, debido a la capacidad de trabajar entre dos estados diferenciados (corte y conducción) y a su bajo consumo de potencia de control. Para esta aplicación se emplean dispositivos de muy baja resistencia, de modo que idealmente pueda considerarse que:

La caída de tensión en conducción es muy pequeña. La transición entre el estado de corte y el de conducción es instantánea.

1. En un transistor NJFET con IDSS=10mA y VP = - 5 V se mide una intensidad de drenaje ID = 1mA. Hallar cuánto vale la tensión VGS si se admite que trabaja en la región de saturación. Hallar la tensión de alimentación E mínima para que el transistor trabaje en saturación.

1. En el circuito de la figura, se pide:

1.- La tensión VGS si se admite que el transistor está en saturación.

2.- Si VIN = 5V, calcular cuanto vale VDS.

Datos del transistor: IDSS = 5mA; VP= - 3V

1. Sea el circuito de la figura formado por un transistor NJFET y una resistencia. Se pide:

1.- Indicar la región de funcionamiento del transistor.

2.- Calcular el punto de operación del transistor.

3.- Si se cambia la resistencia por otra de valor 1k, hallar el nuevo punto de operación del transistor.

Datos del transistor: IDSS = 2mA; VP= - 3V

1. El transistor NJFET de la figura tiene una IDSS=12mA y VP=-4V. Determinar el valor mínimo de E para que el transitor trabaje en la región de saturación.

1. Calcular los valores de VDS y VGS del transistor de la figura si se admite que ID=5mA.

1. Determinar el punto de operación del transistor FET de la figura suponiendo que se encuentra en zona de saturación.

Datos: IDSS=5mA VP=-4V

1. Hallar el punto de operación del transistor de la figura. Datos: IDSS=15mA; VP=-10V

1. En el circuito de la figura, calcular la resistencia de entrada RIN y la tensión de salida VOUT. Si se conecta una resistencia de 4.7k a la salida del circuito, calcular la tensión de salida. Datos del transistor: IDSS=8mA, VP=-10V

1. En el circuito de la figura se ha utilizado un transistor 2N5460. Calcular la ganancia de tensión del circuito. Nota: Utilizar para ello los valores medios de los parámetros del transistor.

1. Determinar la ganancia de tensión del circuito de la figura. Datos del transistor: gm=3.8 mmhos

1. El sencillo circuito de la figura es una fuente de corriente que alimenta una carga RL.

a) Calcúlese el valor de la corriente I que circula por esa carga si el transistor se encuentra en la región de saturación.

b) Hallar la resistencia RL máxima que se puede alimentar con la intensidad hallada mediante el circuito anterior

Si el transistor JFET de la figura es un transistor comercial 2N5486, calcular entre qué valores se puede esperar que varíe la intensidad I cuando el transistor trabaja en la región de saturación. Datos: Idss=10mA; VP=-5V.

1. Con el transistor 2N5457 y otros componentes que crea necesarios, diseñe una fuente de corriente constante de 0.2mA. ¿Cuál será la carga máxima que puede alimentar la fuente de corriente?

1. En el circuito de la figura, calcular la tensión de salida si la tensión de entrada es 3V. Considerar que el transistor trabaja en la región de saturación. Datos adicionales: R=100K; E=15V

1. La tensión de entrada Vin es una tensión que varía muy lentamente con el tiempo de manera que, se puede resolver el circuito mediante un análisis en continua. Si E=10V e ID=1mA, calcular la relación entre Vout y Vin. ¿Qué intensidad ID se debe establecer en la fuente si se quiere que Vout=Vin? Datos del transistor: IDSS=3mA VP=-5V

1. En el circuito de la figura, si ambos transistores son idénticos y se encuentran térmicamente acoplados. Hallar la relación entre VOUT y VIN.

1. Determinar el valor de las salidas V01 y V02 cuando VIN valga cero y diez voltios. Datos: VTH = 5 V. ECC = 20 V.

1. Para el diseño de una puerta lógica inversora, se realiza un esquema como el que se representa a continuación.

a) Calcular aproximadamente la potencia generada en la fuente de 8 Voltios en los estados lógicos '1' y '0' de la entrada (10 V. y 0 V. Respectivamente).

b) ¿Qué misión tiene la resistencia de 15 k?.

1. El siguiente circuito lógico está diseñado según la técnica CMOS (Complementary-MOS).

Se denomina así por que emplea en el mismo circuito transistores NMOS y PMOS.

a) Explicar su funcionamiento y determinar qué tipo de puerta lógica es.

b) Comparar este circuito con el del anterior. ¿Qué ventajas presenta en cuanto a consumo de potencia?.

1. Seleccionar el transistor más apropiado para el circuito lógico siguiente (0 < V IN < 10V) (Calcular los parámetros comerciales del transistor):

1. Determinar a qué tipo de puerta lógica corresponden los dispositivos de la figura (Entradas: V1 y V2; Salida: VO)

¿Qué consumo de potencia hay en los estados lógico '1' y '0' de ambos circuitos?

1. El circuito de la figura representa a un transistor actuando como un interruptor. Cuando se polariza la puerta con una tensión de 15V, el transistor deja pasar una corriente para alimentar la resistencia de carga. Al polarizar con 0V la puerta, el transistor permanece en corte. Se pide:

a) Elegir un transistor MOS adecuado para realizar esta función.

b) Calcular aproximadamente la pérdida de potencia en el transistor si la señal de entrada está comprendida entre 0 y 5V.

1. Un transistor NMOS de deplección tiene un VP=-2V y K=2mA/V2. Calcular la VDS mínima para operar en la región de saturación si VGS=1V.

2. El transistor MOSFET de deplección de la figura tiene una K=4mA/V2 y VP=-2V. Calcular la tensión de la fuente

1. Calcular los parámetros que toman las resistencias RD y RS del circuito de la figura para que el transistor opere con una ID=0.4mA y VD=1.Datos: VTH=2V; K=0.4mA/V2

1. Se desea diseñar un circuito de alarma para un coche de manera que al salir del coche con las luces encendidas, suene un zumbador. Para detectar la apertura de la puerta se dispone de un sensor magnético entre la puerta y el coche que se cierra con la puerta y da una señal de 0V. Al abrir la puerta, el sensor da una señal de 5V. Por otro lado, se tiene un dispositivo que detecta el paso de corriente en el circuito de iluminación. Se obtiene una señal de 5V con las luces encendidas y de 0V con las luces apagadas. El zumbador tiene que estar alimentado entre 1 y 16V y recibir una corriente de 30mA. Diseñe el circuito con los transistores MOSFET necesarios.

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FLIP-FLOP JK

El biestable JK MAESTRO-ESCLAVO presenta el inconveniente que durante la parte alta del impulso de reloj sus entradas son activas, es decir el flip-flop será sensible a los cambios que se produzcan en ellas durante este intervalo.

Como hay muchos casos en que es conveniente disponer de flip-flops en los que el tiempo en que las entradas sean activas sea muy corto, independientemente de la duración del estado alto del ciclo de reloj, adoptaremos alguna de las siguientes soluciones:

1.  El FLIP-FLOP JK  disparado por FLANCO (JK EDGE TRIGGERED) 2.  El FLIP-FLOP JK  MAESTRO-ESCLAVO con CIERRE DE DATOS  (JK M/S WITH DATA LOCKOUT)

Sin entrar en el detalle de la construcción interna de este tipo de biestables resaltaremos sus características diferenciales.

1.8.1 El FLIP-FLOP JK  disparado por FLANCO (JK EDGE TRIGGERED)

De los dos flancos del impulso de reloj, solamente uno de ellos es activo tanto para la lectura de las entradas como para la transición de las salidas. Las entradas deben mantenerse estables un cierto tiempo previo al flanco activo del reloj, produciéndose la transición con cierto tiempo de retardo respecto a este mismo flanco.

Se encuentran en los catálogos flip-flops disparados por flanco positivo o de subida y flip-flops disparados por flanco negativo o de bajada, siendo más frecuente los de este último tipo.

La duración del impulso de reloj y, por tanto, la posición relativa del flanco no activo del mismo carecen de importancia.

En la siguiente figura se esquematiza el funcionamiento de un flip-flop de este tipo cuyo flanco activo es el negativo.

 

RELOJ

ENTRADAS

TOMA DE DATOS

SALIDA

TRANSICION

Los fabricantes de circuitos integrados utilizan dos técnicas diferentes para realizar flip-flops que respondan al modo de comportamiento que acabamos de describir.

 La primera de ellas hace uso del acoplo capacitativo de las entradas, de modo que,  solamente son transmitidas las variaciones de las señales aplicadas a las mismas. 

En la figura observamos que cada condensador Ca en combinación con la resistencia Ra forman un diferenciador cuya constante de tiempo se calcula teniendo en cuenta el tiempo de subida de la señal aplicada

así como la capacidad de entrada de cada una de las puertas.

Su funcionamiento seria:

 

S'

 

R'

      

S''

      

R''

 

Q

Cuando las señales de entrada S' y R' permanecen fijas, se cual sea el nivel lógico de las mismas en los puntos S'' y R'' se mantiene el nivel "0", por lo que el biestable permanece en ese estado indefinidamente.

Si en alguna de las entradas se produce una transición de bajada, se transmite a través del diferenciador un pulso negativo que no produce ningún efecto sobre el flip-flop. Sin embargo, las transiciones de subida transmiten un pulso positivo que momentáneamente llega a los puntos S'' ó R'' produciendo la transición correspondiente.

En el ejemplo de la figura se ha supuesto que el biestable estaba inicialmente en RESET ("0"), pasando a SET ("1") al detectar el primer flanco de subida de S' y volviendo a RESET con el primer flanco de subida de R'.

En realidad hay que tener en cuenta que la capacidad asociada a las entradas de las puertas no es nula, con lo que el diferenciador no será perfecto.

  V1

              Ra

           

V1

 SEÑAL APLICADA

V2

 RESPUESTA DEL DIFERENCIADO

R

                          Ca    V2   Capacidad parásita

   

DV            

DV'

                                ts

Por otro lado, las señales aplicadas a las entradas tendrán un cierto tiempo de subida (ts).

Todo ello hace que la amplitud de la señal transmitida a través de los diferenciadores sea menor de la previsible en el caso ideal.

Así pues la amplitud  DV' será menor cuanto mayor sea el tiempo de subida de la señal aplicada, pudiendo incluso, si éste es demasiado grande, no superar la tensión umbral necesaria para ser interpretado como un "1" lógico.

Por esta razón, en este tipo de biestables es necesario especificar el tiempo de subida máximo de las señales de entrada.

 El otro método de lograr el funcionamiento por flancos es el de almacenamiento capacitativo, utilizado en algunos flip-flops de la familia TTL 

En principio las puertas AND  de la entrada estarán bloqueadas mientras la señal de reloj sea "0". 

Supongamos que S=1 y R=0. Cuando llegue el flanco de subida del impulso de reloj Ck, la señal S' subirá exponencialmente hacia "1", debido al efecto integrador de C1 en combinación con la resistencia de salida de la puerta 1. Pero al mismo tiempo que Ck se hace "1", Ck' se hace "0" bloqueamos las puertas 3 y 4. En consecuencia, esta transición no producirá ningún efecto en el estado del flip-flop.

Por el contrario, al llegar el impulso de bajada de reloj, las puertas 3 y 4 se abren de nuevo, mientras que los condensadores C1 y C2 tienden a mantener su nivel de tensión anterior durante un cierto tiempo. En este caso, como S' es "1" resulta S(neg)=0 y R(neg)=1 , lo que fuerza el SET del biestable básico constituido por las puertas 5 y 6.

S

 R

 Ck

 S'

 R'

 Ck'

      S

(neg)

      R (neg)

 Q

        t1     t2                                       t3    t4

En la figura se representa gráficamente el funcionamiento descrito,  así como el proceso de RESET cuando S=0 y R=1

En este caso, el tiempo de bajada del flanco de reloj no debe ser superior a un cierto valor con el fin de que los condensadores no tengan tiempo a descargarse y se obtengan las señales S(neg) y R(neg) dibujados en la figura a continuación de los instantes t2 y t4 respectivamente. Típicamente se especifica que el tiempo de bajada del impulso de reloj sea inferior a 150 ns. (Familia TTL).

Por otro lado, obsérvese que durante los instantes en que el reloj está a "1" los condensadores C1 y/ó C2 se cargan, proceso que necesita un cierto tiempo. Es preciso especificar también la anchura mínima de los impulsos de reloj. (Típicamente mayor que 20 ns en TTL).

1.8.2 El FLIP-FLOP JK  MAESTRO-ESCLAVO con CIERRE DE DATOS  (JK M/S WITH DATA LOCKOUT) 

En este tipo de biestable las entradas son exploradas durante el flanco de subida del reloj, mientras que la actualización de la salida se produce a continuación del flanco de bajada del mismo. Cualquier cambio que se produzca en las entradas durante el tiempo en que el reloj se mantiene a nivel alto no produce efecto sobre la salida.

En este caso el flanco de subida es el activo para la toma de datos mientras que el de bajada lo es para la transición.

 RELOJ

 ENTRADAS TOMA DE

DATOS

 SALIDA 

TRANSICION

Con el fin de ilustrar las diferencias entre estos dos tipos de biestable y el MAESTRO/ESCLAVO normal, se presenta un ejemplo en el que se supone que la entrada K se mantiene permanentemente a "1" mientras que en la entrada J se aplica una cierta señal.

 RELOJ

 ENT. J

a)

b)

c)

a) M/S NORMAL b) DISPARADO POR FLANCO NEG c) M/S CON CIERRE DE DATOS

Como puede observarse, el comportamiento es completamente  diferente en cada uno de los  tres casos estudiados.

Obsérvese que todas las transiciones de las salidas coinciden con los flancos de bajada del reloj. El tipo de transición viene determinada en:

 a) por el valor de JK durante la duración del estado alto del reloj  b) por el valor de JK en el mismo flanco de bajada  c) por el valor de JK en el flanco de subida anterior

 1.9 Parámetros de los FLIP-FLOPS

Además de los parámetros característicos de la familia lógica a que pertenecen, como son niveles lógicos, fan-out., étc. Cabe destacar una serie de parámetros, más o menos normalizados, relativos a la temporización de las diferentes señales que intervienen en la conmutación de los flip-flops. De ellos cabe destacar los siguientes:

1.  Tiempo de establecimiento (SET UP TIME). Es el tiempo anterior al flanco activo de toma de datos durante el cual las entradas no deben cambiar.

2.  Tiempo de mantenimiento (HOLD TIME). Es el tiempo posterior al flanco activo de toma de datos durante el cual las entradas no deben cambiar.

3.  Frecuencia máxima de reloj. Es la frecuencia máxima admisible de la señal de reloj que garantiza el fabricante.

4.  Duración del tiempo alto de reloj. Es el tiempo mínimo que debe durar la parte alta del impulso de reloj.

5.  Duración del tiempo bajo de reloj. Es el tiempo mínimo que debe durar la parte baja del impulso de reloj.

6.  Tiempo bajo de PRESET Y CLEAR. Es el tiempo mínimo que debe activarse las entradas asíncronas para garantizar su funcionamiento.

7.  Tiempo de retardo o propagación. Es el tiempo que transcurre desde el flanco activo del reloj que produce la conmutación y el momento en que ésta tiene lugar.

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Dispositivos Optoelectrónicos

Son los dispositivos que están relacionados con la luz:

Diodo LED. Fotodiodo.

Display de 7 segmentos.

Optoacoplador.

Diodo led

Es un diodo emisor de luz. Símbolo:

Se basa en:

El negativo de la pila repele a los electrones que pasan de n a p, se encuentran en p con un hueco, se recombina con él y ya no es electrón libre, al bajar de BC a BV pierde una energía E que se desprende en forma de luz (fotón de luz).

Diferencias entre un diodo normal y un LED:

Diodo normal, E en forma de calor.Diodo LED, E en forma de fotón.(E = h*f, h = cte de Planck, f = frecuencia que da color a esa luz).

Diodo normal hecho de silicio.Diodo LED hecho de As, P, Ga y aleaciones entre ellas. Para cada material de estos la distancia de BC y BV es distinta y así hay distintos colores, y mezclándolos se consiguen todos, hasta de luz invisible al ojo humano.

Aplicación:

Lámparas de señalización. Alarmas (fotones no visibles).

Etc...

El diodo LED siempre polarizado en directa, y emitirá luz.

Podemos usar esto en una fuente de alimentación que hemos dado.

La intensidad del LED:

Normalmente para el valor de 10 mA se suelen encender (ver en el catálogo). La tensión en el LED:

Diferencia con el silicio, la tensión es mayor. Cuando no dice nada se coge VLED = 2 V.

Aquí el diodo LED es un indicador que nos dice si la fuente de alimentación está encendida o apagada.

Ejemplo: TIL 222 LED verde                    VLED = 1,8 : 3 V

Hay que ver que luz da, si funciona bien en ese rango de valores. Se sacan las intensidades para los 2 extremos:

La corriente varía muy poco, lo que implica que la iluminación varía muy poco, está muy bien diseñado.

Ejemplo:

No es muy buen diseño porque la intensidad varía bastante, y la iluminación varía mucho.

Conclusión: Los circuitos con tensiones grandes y resistencias grandes funcionan bien, por lo tanto, si se pueden tomar valores grandes.

 

Display de 7 segmentos

Son 7 diodos LED:

Se utiliza en electrónica digital con + 5 V y 0 V.

Ejemplo: El 7:

En este ejemplo se han encendido los LED A, B y C.

 

El fotodiodo

Recibe luz, al contrario que el led:

Se usa en polarización Inversa. Diodo normal en inversa:

Cuando se coloca una pila en inversa, el negativo atrae a los huecos y los saca de la unión con el ión ( lo mismo con el positivo y los electrones). Pero se llega a un equilibrio, un equilibrio con una W (anchura de z.c.e.) concreta.

Y no tenemos ni huecos ni electrones en la z.c.e. (W) y esa unión me la pueden pasar los portadores (h y e) (solo quedan los iones en la W).

Hay una pequeña generación térmica y los pares h-e que se crean se recombinan antes de llegar a W... No sirve para nada, se recombinan pero los que se generan cerca de la unión pueden cruzar y los minoritarios sirven para cruzar y tenemos e hacia la izquierda y h hacia la derecha. Tenemos así una corriente inversa de saturación que es muy pequeña. Otra corriente que tenemos es la If que es también pequeña.

Se suele tomar la corriente de p hacia n, en la realidad es al revés, por eso I = -IS - If, es negativa.

En un fotodiodo además de la generación térmica se le suma la "Generación por energía luminosa", que la crean los fotones que atacan cerca de la unión formando más pares h-e y por lo tanto más corriente. Entonces tenemos:

Y la corriente es mayor:

Aumenta en valor absoluto. Es para convertir energía luminosa en energía eléctrica.

Aplicación: Las placas solares están basadas en los fotodiodos. Si los pongo en paralelo es el doble, por eso se ponen muchos.

Pero el rendimiento es pequeño todavía. En fotodiodos interesa que la luz se de cerca de la unión por eso están pintadas de negro en todo excepto cerca de la unión.

 

El optoacoplador

Es un encapsulado con 4 patillas, también de negro, para que no salga luz de adentro hacia fuera.

Si vario la pila varía ILED, varía la iluminación que recibe el fotodiodo, varía su corriente I. Esta variación de V afecta a la I y esta a la tensión en RL. En realidad ese circuito es como:

Pero el fotodiodo sirve para aislar, puede dar problemas conectar directamente a la carga.

Ejemplo: Conectar un torno, le tengo que pasar información con un control numérico.

Le mando información en 5 V y 0 V y como es un ambiente malo puede haber información que varía, picos problemas (o vuelven del torno picos). Hay que aislar un circuito de control (CNC) de la máquina que voy a controlar.

El optoacoplador suele quitar los picos, amortigua los parásitos, no reacciona tan bruscamente a la luz y se reducen esos picos problemáticos.

Aplicación: Osciloscopio

Tiene problemas de tierra. Se puede hacer un cortocircuito entre las 2 tierras

Solución poner un Optoacoplador para medir lo que se quiera.

Ahora si se puede y no tenemos el cortocircuito que teníamos anteriormente.

 

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Optoelectrónica

La optoelectrónica es la rama de la electrónica que trata con la luz. Los dispositivos ópticos son aquellos que responden a la radiación de la luz, o que emiten radiación. Estos dispositivos responden a una frecuencia específica de radiación. Básicamente hay tres bandas en el espectro óptico de frecuencias:

Infrarojo: Esta banda corresponde a las longitudes de onda de la luz que son muy largas para ser vistas por el ojo humano.

Visible: Corresponde a las longitudes de onda a las cuales responde el ojo humano. Comprende aproximadamente entre los 400nm y 800nm de longitud de onda. En esta banda están comprendidos todos los es que el ojo humano distingue:

Ultravioleta: Longitudes de onda que son muy cortas para ser vistas por los humanos

El campo de la optoelectrónica se ha convertido en una área de creciente interés en la electrónica; dispositivos tales como LED´s optocopladores y fotodetectores se están construyendo ahora con una mayor capacidad de manejo de corriente. La optoelectrónica ha probado ser de alta efectividad en el campo de las comunicaciones, donde las fibras ópticas pueden manejar frecuencias mayores a las velocidades de conmutación de la electrónica de hoy en día.

Clasificación de los dispositivos optoelectrónicos

Todos los dipositivos optoelectrónicos realizan una de dos funciones, las cuales se utilizan para su clasificación:

Conversión de energía eléctrica a energía radiante

A estos dispositivos se les llama electroluminicentes. Es importante aclarar que la mayoría de cristales de semiconductores al ser bombardeados con fotones, calor o electrones emiten luz visible o en la banda infraroja. Sin embargo, específicamente llamamos electroluminiscentes a aquéllos que responden a la corriente eléctrica. Al aplicarle una corriente a dichos dispositivos, los electrones se mueven del material N hacia el P y se combinan con los huecos. Cuando los electrones se mueven del alto estado energético de la banda de conducción al bajo estado energético de la banda de valencia, fotones de energía son liberados. La siguiente figura ilustra este proceso, donde se representan en amarillo los fotones que salen del material. Dichos materiales pueden emitir luz visible, o como en el caso de los diodos infrarojos, luz infraroja.

Ejemplos de dispositivos luminiscentes

LEDs (Light Emitting Diode)

IRLED (infrared LED)

Display LED

Conversión de energía radiante a energía eléctrica

Este tipo de dispositivos a menudo son llamados fotodetectores. En este caso, la energía que entra al cristal de semiconductor excita a los electrones a niveles más altos de energía, dejando huecos atrás. Posteriormente estos electrones y huecos se alejan unos de otros, conformando una corriente eléctrica. La figura ilustra este proceso, en el cual la radiación se representa como fotones que inciden sobre el material semiconductor, y la corriente se observa como electrones que abandonan el material.

Ejemplos de dispositivos fotodetectores

Fotoemisores, que emiten electrones cuando existe energía radiante que incide sobre material sensible a dicha radiación. Dentro de esta categoría encontramos:

Fototransitores

LASCR (Light Sensitive Sillicon Controlled Rectifier)

Fotoconductores, que cambian su resistencia eléctrica debido a la exposición a energía radiante. Ejemplos:

Fotoresistores

Fotodiodo

Fotovoltaicos, los cuales generan un voltaje al exponerse a energía radiante. Ejemplo:

Fotoceldas

Fototransistores

Es importante decir que todos los transistores son sensibles a la luz, pero los fototransitores están diseñados para aprovechar esta característica. Existen transistores FET (de efecto de campo), que son muy sensibles a la luz, pero encontramos que la mayoría de los fototransistores consisten en una unión npn con una región de base amplia y expuesta, como se muestra en la figura :

El funcionamiento de un fototransistor es el siguiente:

Al exponer el fototransistor a la luz, los fotones entran en contacto con la base del mismo, generando huecos y con ello una corriente de base que hace que el transistor entre en la region activa, y se presente una corriente de colector a emisor. Es decir, los fotones en este caso, reemplazan la corriente de base que normalmente se aplica eléctricamente. Es por este motivo que a menudo el terminal correspondiente a la base está ausente del transistor. La característica más sobresaliente de un fototransistor es que permite detectar luz y amplificar mediante el uso de un sólo dispositivo.

Construcción de los fototransistores

Los fototransistores se construyen con silicio o germanio, similarmente a cualquier tipo de transistor bipolar. Existen fototransistores NPN como PNP. Debido a que la radiación es la que dispara la base del transistor, y no una corriente aplicada eléctricamente, usualmente el terminal correspondiente a la base no se incluye en el transistor. El método de construcción es el de difusión. Este consiste en que se utiliza silicio o germanio, así como gases como impurezas o dopantes. Por medio de la difusión, los gases dopantes penetran la superficie sólida del silicio. Sobre una superficie sobre la cual ya ha ocurrido la difusión, se pueden realizar difusiones posteriores, creando capas de dopantes en el material. La parte exterior del fototransistor está hecha de un material llamado epoxy, que es una resina que permite el ingreso de radiación hacia la base del transistor

Aplicaciones de los fototransistores

Funcionamiento

Este circuito muestra el principio de un seguidor, o control de posición en el cual se utilizan dos fototransistores. Cuando exista una misma cantidad de radiación de luz incidiendo sobre los dos transistores, el capacitor C se carga durante ambas medias ondas senoidales a través de los transistores, con la misma carga pero polaridad opuesta. El voltaje resultante por lo tanto es aproximadamente cero. Cuando existe una radiación desigual en los fototransistores, la señal diferencial es amplificada con el op amp, con el fin de energizar un motor, por ejemplo. En el semiciclo positivo de la onda de entrada, la corriente viaja por el diodo D1, por el fototransistor derecho, y por lo tanto aparece una carga neta positiva en el capacitor. Por el contrario, cuando viene el semiciclo negativo de la onda, el diodo D2 conduce, y aparece un voltaje negativo en el capacitor. Este cambio de polaridad se puede utilizar para controlar la dirección de giro de un motor, conrolando la radiación incidente sobre los fototransistores.

Funcionamiento

La figura muestra un amplificador DC utilizando fototransistores, y con compensación de temperatura. El circuito contiene el fototransistor T1 empleado como fotodetector, y al fototansistor T2 oscurecido, empleado como referencia. Como se sabe de los dispositivos semiconductores, la temperatura origina también que se generen corrientes en el fototransistor, por lo que se pueden obtener respuestas que no sólo dependen de la luz. Para corregir este efecto, y que el circuito entregue una salida dependiente sólo de la radiación que caiga sobre él, se incluye el fototransistor T2 oscurecido, de manera que el operacional es comandado únicamente por una señal de diferencia. La dispersión entre especímenes de los fototransistores y del amplificador operacional se compensa por medio del potenciómetro R1. La ganancia es fijada por la resistencia R2. Este circuito se emplea como amplificador de escaneo y como detector en acopladores optoelectrónicos.

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