Proyecto Final

Crescitelli Alberto MaximilianoLaboratorio IV

Instituto Balseiro, CNEAUNCuyo

29 de junio de 2015

Se realizo el diseno y caraceterizacion de un dispositivo de RF que consiste en tomar una senal de entrada y obtenerdos senales en cuadratura, con una ganancia de 14dB. La banda de trabajo del sistema va desde 1,18GHZ a 1,22GHz.El sistema se realizo con un transistor Infineon BFP405 y un acoplador hbrido de 90o. El punto de compresion de 1dBdel sistema se da para una potencia de entrada de -26dBm y el punto de interseccion de tercer orden referenciado a lapotencia de salida (OIP3) resulto ser de -5,1dBm.

1. Introduccion

Con el fin de aplicar los conocimientos adquiridos sobre tecnicas de RF, en la catedra de Laboratorio IV, se realizo eldiseno, simulacion y caracterizacion de un sistema de RF, el cual tena como requerimientos tomar una senal de entradacon una potencia de -12dBm, y obtener dos senales en cuadratura con una potencia de 2dBm cada una, teniendo todaslos puertos adaptados a 50. El rango de frecuencias requerido fue de 1180MHz a 1220MHz. Para el diseno y simulaciondel dispositivo se utilizo el software ADS, el cual comprende una diversa gama de herramientas utiles para este trabajo.

Dentro del diseno del dispositivo pueden encontrarse 5 partes fundamentales. La primera tarea, concerniente a la etapade amplificacion, fue fijar el punto de polarizacion del transistor, lo cual se expone en la seccion 2.1. Una vez fijada lapolarizacion, en la seccion 2.2 se realizan los calculos de impedancia de entrada y salida del transistor, para obtener laganancia deseada, as como tambien la verificacion de estabilidad del amplificador mediante el factor de Stern. En laseccion 2.3 se detalla el diseno de las redes de adaptacion, tanto de entrada como de salida, para adaptar las impedanciasdel amplificador a los 50 dados por los requerimientos de diseno. Una vez disenado el amplificador, para dividir la senalen dos componentes en cuadratura, se utilizo un acoplador hbrido de 90o disenado con lneas de microstrip. El diseno delmismo se expone en la seccion 2.4. En la seccion 2.5 se realiza la integraccion de todos los componentes, y se muestra elesquema del dispositivo final.

Luego del diseno se procedio a caracterizar el dispositivo. Lo primero que se realizo, fue una evaluacion de la respuestaen frecuencia y en fase del mismo, seguido por su respuesta temporal, lo cual se detalla en las secciones 3.1 y 3.2respectivamente. En la seccion 3.3 se explica la forma en que se midio el punto de compresion de 1dB, donde tambiense discuten los resultados obtenidos y los problemas encontrados en el diseno. Finalmente, se realizo una descripcion delbalance de armonicos con productos de intermodulacion de tercer orden, y se midio (en las simulaciones) el punto deinterseccion de tercer orden cuyos detalles se dan en la seccion 3.4.

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2. Diseno del Sistema

2.1. Polarizacion del transistor

Para el diseno del amplificador se utilizo un transistor BFP405 de la empresa Infineon. Para establecer la polarizacionse escogio la configuracion de emisor comun, como se muestra en la figura 1.

Figura 1: Esquema del transistor polarizado. Los valores de los componentes son ideales (no comerciales.)

Se utilizo una fuente de alimentacion VCC = 20V y se escogieron los valores de corriente de colector y tensionde colector-emisor IC = 5mA y VCE = 4V respectivamente. Para obtener los valores mencionados anteriormente, semidieron los parametros y VBE simulando el funcionamiento del transistor. Se obtuvo = 94, 692 y VBE = 0, 878Vrespectivamente. Luego, fijando R2 a 10k, se calcularon IB , RC y R1 como se muestra a continuacion:

IB =IC

=5mA

94,69= 52, 8A

RC =VCC VCE

IC= 3, 2k (2.1)

R1 =VCC VBEIB +

VBER2

= 135, 985k (2.2)

Los capacitores que se observan se anadieron para desacoplar la componente continua de la senal de entrada y evitarque la misma mueva el punto de polarizacion. Los inductores cumplen un rol similar, presentando un circuito abiertopara la senal de alterna en la entrada, logrando que la misma entre por completo a la base del transistor. Los valores decapacitancia e inductancia, pueden resultar demasiado grandes en la practica, pero aqu se colocaron dichos valores solopara cumplir el objetivo de desacople en la simulacion.

Cabe destacar que todos los valores de los componentes calculados, los cuales se muestran en la figura, no soncomponentes comerciales y simplemente se utilizaron para los fines de la simulacion. Un posterior analisis hubiese requeridoreemplazar dichos valores, por valores comerciales y reajustar el resto del sistema. Dicha tarea no alcanzo a realizarse porcuestiones de tiempo.

A continuacion, se realizo una simulacion del circuito polarizado mostrado en la figura 1 para verificar que los parametroscalculados efectivamente fijan el punto de polarizacion deseado. La configuracion de la simulacion en ADS se muestra enla figura 2 y los resultados obtenidos se muestran en la figura 3.

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Figura 2: Configuracion de la simulacion realizada para evaluar el transistor polarizado.

Figura 3: Resultados obtenidos de la simulacion del transistor polarizado.

2.2. Calculo de impedancias de entrada y salida

Para realizar los calculos se escogio trabajar con parametros Y, los cuales fueron directamente obtenidos de lassimulaciones con el transistor polarizado.

Como parte de los requisitos era, para una potencia de entrada de -12dBm, obtener una potencia a la salida de 2dBm,se partio con el objetivo de disenar el amplificador de modo que tuviese una ganancia de 14dB. Ya que previamente sehaba estipulado el uso de un acoplador hbrido, el cual divide la potencia en dos mitades (para la rama de transmision yla de acople), se propuso disenar el amplificador para que tenga una ganancia de G = 18, 6dB. Los 0,6dB extra, son unmargen que decidio dejarse, inicialmente, para las perdidas de los materiales.

La ganancia del amplificador, en funcion de los parametros Y y de la admitancia de carga YL se calcula con la ecuacion2.3.

G =|y21|2Re(YL)

|YL + y22|2Re(y11 y12y21y22+YL )(2.3)

donde y11 y y22 son las admitancias de entrada y salida respectivamente y12 es el parametro de admitancia detransferencia inversa, y21 el de admitancia de transferencia directa.

Con la ecuacion anterior, teniendo los parametros Y y sabiendo la ganacia que desea tenerse, se puede calcular laadmitancia de salida que debe tener el transistor. Para una ganancia G = 18, 6dB, se obtuvo una impedancia de salida deZL = 17.

Para la impedancia de entrada, incialmente, se escogio ZS = 50, ya que el mismo no afecta a la ganancia.Para evaluar la estabilidad del amplificador, teniendo en cuenta la carga y la fuente, se utilizo el factor de estabilidad

de Stern, dado por la ecuacion 2.4 donde g11 es la conductancia de entrada y g22 la conductancia de salida. GS es laconductancia de la fuente y GL la conductancia de la carga.

K =2(g11 +GS)(g22 +GL)

|y12y21|+Re(y12y21) , (2.4)

Si K > 1 el circuito sera estable particularmente para los valores de impedancia dados y si K < 1 el circuitosera potencialmente inestable.

Se calculo el factor de Stern para los valores de ZL y ZS obtenidos, y se obtuvo un valor de K = 62, 3 con lo cual elamplificador resulta incondicionalmente estable.

Para realizar los calculos se escribio un script en matlab, el cual se adjunta con este informe.Con el fin de verificar los valores obtenidos, se realizo una simulacion de parametros S en ADS con la configuracion

mostrada en la figura 4Los resultados de la simulacion se muestran en la figura 5. Aqu se observo que, al haberse elegido arbitrariamente el

valor de impedancia de entrada, no se considero la posible onda reflejada. Este error se vio reflejado en los resultados dela simulacion en la figura 5.b, donde el parametro S11, correspondiente a la onda reflejada, presenta un valor elevado.

La solucion a este problema fue colocar una red de adaptacion a la entrada considerando un compromiso entre la ondareflejada hacia la fuente y la onda reflejada hacia el transistor, a la salida del mismo.

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Figura 4: Esquema de simulacion realizada para evaluar la ganancia del amplificador.

Figura 5: Resultados de la simulacion de parametros S del amplificador utilizando ZS = 50 y ZL = 17 a) Parametro S21. b)Parametro S11.

2.3. Redes de adaptacion

Manteniendo ZL = 17, y aprovechando la gran dinamica en las simulaciones de ADS para variar parametros yobservar al mismo tiempo los resultados, se encontro que el parametro de reflexion S11 disminuye considerablementepara valores alrededor de ZS = (35 j70) (ver figura 6). Con este nuevo valor se calculo nuevamente el factor deestabilidad obteniendose K = 26, 7, con lo cual el amplificador seguira siendo incondicionalmente estable. Por lo tanto,decidio realizarse una red de adaptacion de entrada que adapte una impedancia de Zin = 50 (dada por los requerimientosdel sistema) a una impedancia ZS = (35 + j70) pertenenciente a la impedancia de entrada conjugada del amplificador.

Figura 6: Simulacion de parametros S21 y S11 del amplificador utilizando ZL = 17 y ZS = (35 j70).

El diseno de la red se realizo utilizando lneas de transmision del tipo microstrip. Para la configuracion de lneas y la

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determinacion de los diferentes valores de impedancia de las mismas, se utilizo la herramienta SmithChart provista porADS como se muestra en la figura 7. Dicha herramienta tiene la flexibilidad de visualizar dinamicamente los cambios enlos parametros S en funcion de la frecuencia, mientras se varan los distintos puntos sobre la carta de Smith. Esta ventajase utilizo para realizar los ajustes finos, de acuerdo al espectro deseado, cuando se trabaja con el sistema completo.

Figura 7: Diseno de la red de adaptacion de entrada utilizando la herramienta SmithChart provista por ADS.

Para el diseno de los componentes de la red de adaptacion (largo y ancho de las microtiras), se utilizo la herramientaLineCalc de ADS, la cual permite introducir las caractersticas fsicas del sustrato a utilizar, en este caso, el sustratoRogers RO4003 0.021E/1E. Una vez introducidas las caractersticas del sustrato, en base a la impedancia caractersticaque se desea tener en la lnea, LineCalc retorna los valores de ancho y largo que la misma debera tener. Por lo tanto,obteniendo los valores de impedancha de SmithChart e introduciendolos en LineCalc se obtuvieron los tramos de lneacorrespondientes para la red de adaptacion deseada. La misma se muestra en la figura 8

Figura 8: Red de adaptacion de entrada para adaptar Rin = 50 (puerto 1) a RS = (35 j70) (puerto 2).

Luego de tener la red disenada, se realizo una simulacion de parametros S, con la configuracion mostrada en la figura9, y se obtuvieron los resultados mostrados en la figura 10. Debido a la simetra el parametro S11 es igual al S22 y el S12

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igual al S21. Puede verse que se obtiene un valor para S21 de aproximadamente -0,2dB y alrededor de -34dB para S11,con lo cual las impedancias quedan adaptadas.

Figura 9: Configuracion de la simulacion de parametros S realizada para evaluar la red de adaptacion de entrada.

Figura 10: Resultados obtenidos de la simulacion de parametros S de la red de adaptacion de entrada.

Una vez adaptada la impedancia de entrada, toda la potencia que antes se tena en la onda reflejada (figura 5) ahora estransmitida hacia el amplificador, por lo cual, a la salida se tendra una potencia mayor que la esperada. El paso siguientefue disenar la red de adaptacion de salida, (la adaptacion entre la impedancia de salida del amplificador y la de salida delsistema Rout = 50, dada por los requerimientos), desadaptando el resultado previo de ZL = 17 para lograr obtener laganancia deseada.

Utilizando la herramienta de SmithChart, y procediendo de forma similar al diseno de la red de entrada, se logro obtenerel espectro deseado para una ZL = (15, 87 j10, 19). Esto se observa en la figura 11, donde el signo positivo en laimpedancia de carga, corresponde al valor conjugado de la impedancia del amplificador.

Porcediendo de la misma forma que antes para el diseno de los distintos tramos de lnea de microstrip, utilizandoLineCalc, se obtuvo la red de adaptacion de salida mostrada en la figura 12

Con el fin de evaluar la red de adaptacion de salida, al igual que la de entrada, se realizo una simulacion de parametrosS, cuya configuracion se muestran en la figura 13. Los resultados se exponen en la figura 14. Puede verse que los parametrosS21 y S12 estan entre -1dB y -2dB en la banda de interes, lo cual corresponde a haber desadaptado la salida para obtenerla ganancia deseada. Esto, tambien trae su contraparte en los parametros de reflexion S11 y S22, los cuales no presentanvalores tan bajos como en la red de entrada. Nuevamente esto ultimo corresponde a la desadaptacion de la salida.

Teniendo ya las dos redes de adaptacion, se concluyo la etapa de amplificacion y el proximo paso fue la incorporacionde un acoplador hbrido para dividir la senal amplificada en dos componentes desfasadas 90o.

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Figura 11: Diseno de la red de adaptacion de salida utilizando la herramienta SmithChart provista por ADS.

Figura 12: Red de adaptacion de salida para adaptar RL = (15, 87 j10, 19) (puerto 1) a Rout = 50 (puerto 2)

Figura 13: Configuracion de la simulacion de parametros S realizada para evaluar la red de adaptacion de salida.

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Figura 14: Resultados obtenidos de la simulacion de parametros S de la red de adaptacion de salida.

2.4. Acoplador hbrido

Para lograr dividir la senal de entrada en dos partes en cuadratura, se diseno un acoplador hbrido de 90o, el cualtiene la forma esquematica que se observa en la figura 15, donde Z0, en este caso, corresponde a los 50 de impedancia desalida que se impone en los requerimientos. Un acoplador de estas caractersticas lo que hace es dividir la senal que entrapor el puerto 1 en dos partes iguales con una diferencia de fase de 90o. Idealmente no debera haber potencia acopladapor el puerto 4.

Figura 15: Esquema generico de un acoplador hbrido de 90o.

Como ya se conoce cuanto debe valer Z0 y la frecuencia de trabajo, se utilizo LineCalc para el diseno, al igual que enlas redes de adaptacion. El acoplador resultante, es el que se muestra en la figura 16

Figura 16: Acoplador Hbrido de 90o disenado para dividir la senal amplificada en dos componentes en cuadratura.

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Nuevamente, se realizo una simulacion de los parametros S para evaluar el comportamiento de acoplador en la bandade frecuencias de trabajo con la configuracion mostrada en la figura 17. Ademas se realizo una simulacion de la fasede la senal en el puerto de senal transmitida y el puerto de senal acoplada, para verificar que la diferencia de fase seaefectivamente de 90o. Los resultados se muestran en las figuras 18 y 19 respectivamente.

Figura 17: Configuracion del esquema de simulacion para el acoplador hbrido.

Figura 18: Resultados de la simulacion de parametros S realizada para el acoplador hbrido.

Figura 19: Resultados de la simulacion de Fase para los puertos 2 y 3 del acoplador hbrido.

Respecto a los parametros S, como todas los puertos estan adaptados a 50 lo que se mide es la potencia de salidarespecto a la entrada. La potencia que se refleja esta representada por (S11), la potencia que sale por el puerto aislado esS41, el cual se corresponde con el valor esperado, idealmente nulo. El parametro S21 representa la potencia transmitida, yel parametro S31, la potencia por el puerto acoplado. Como la potencia se divide igualmente entre estos dos puertos, era deesperarse un valor de -3dB en cada uno, lo cual se corresponde con los resultados, a menos de unos 0,2dB correspondientea las perdidas en los materiales.

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2.5. Integracion del sistema

Una vez finalizadas todas las etapas del diseno. Se integro el sistema completo, quedando finalmente como se muestraen la figura 20, donde el puerto 1 representa la entrada, el puerto 2 la onda transmitida, el puerto 3 la onda acoplada (encuadratura con la transmitida), y el puerto 4 es el puerto aislado del acoplador hbrido.

Figura 20: Sistema integrado con todos los componentes disenados.

En la siguiente seccion, se procede a caracterizar el sistema completo.

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3. Caracterizacion del Sistema

Con el fin de caracterizar el sistema disenado, se realizaron simulaciones de la respuesta temporal y respuesta enfrecuencia. Ademas, se exponen el punto de compresion de 1dB y el punto de interseccion de tercer orden.

3.1. Respuesta en frecuencia

Para evaluar la respuesta en frecuencia y fase del sistema completo, se realizo una simulacion de parametros S comola que se observa en la figura 21. De ahora en mas se llamaran puerto de entrada al pueto 1, puerto de transmision yacoplado a los puertos 2 y 3 respectivamente y puerto aislado al puerto 4, de la misma forma en que aparecen en la figura21. Al tener la entrada y todas las salidas a adaptadas a 50Ohm, los parametros S son equivalentes a medir directamentela ganancia en potencia del sistema. Los resultados se exponen en la figura 22.

Figura 21: Esquema de simulacion para evaluar la respuesta en frecuencia del sistema.

Figura 22: Respuesta en frecuencia de los distintos puertos del sistema. El parametros S21 y S31 se corresponden con la gananciaen el puerto de transmision y puerto acoplado respectivamente. El parametro S11 es la ganancia en la onda reflejada y el S41 laganancia por el puerto asilado.

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En los puertos 2 y 3 puede verse un ganancia de aproximadamente 14dB a una frecuencia de 1,2GHz, y un ancho debanda (a una cada de 3dB) que va entre 1,18GHz y 1,22GHz como se especificaba en los requerimientos. La potenciareflejada por el puerto de entrada tiene una ganancia de que va desde unos -10dB aproximadamente, hasta unos -22dB enla banda deseada. Por ultimo en el puerto aislado, la ganancia va desde -14dB hasta unos -31dB en la banda de interes,lo cual resulta un valor aceptable ya que idealmente no se desea tener potencia en ese puerto.

En la figura 23, se exponen los resultados obtenidos de la respuesta en fase de los puertos 2 y 3.

Figura 23: Respuesta en fase de los puertos de salida 2 y 3.

Puede observarse, como dentro de la banda de interes, ambos puertos tienen una diferencia de fase de 90o, lo cual secorresponde con los requerimientos para obtener dos senales en cuadratura.

3.2. Respuesta temporal

A continuacion, se realizo una evaluacion de la respuesta temporal del sistema, utlizando la configuracion que semuestra en la figura 24. Todos los puertos estan adaptadas a 50Ohm, y se coloca como senal de entrada una onda senoidalde -12dBm de potencia.

Figura 24: Esquema de simulacion de la respuesta temporal del sistema.

Los resultados se exponen en la figura 25. Puede notarse que la respuesta demora unos 20 ns en llegar a su estadoestacionario con una amplitud de unos 230mV. Tambien puede visualizarse claramente el desfasaje de 90o entre los puertos2 y 3. Por el puerto 4 puede observarse una senal distorsionada, con una amplitud de aproximadamente un quinto de laque sale por los puertos 2 y 3.

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Figura 25: Respuesta temporal del sistema. En azul y rojo se muestran las respuestas de los puertos 2 y 3 respectivamente. Enmarron se observa la respuesta del puerto 4.

3.3. Punto de compresion de 1dB

La mayora de los amplificadores lineales tienen una ganancia determinada para un cierto rango de frecuencias. Cuandose grafica la potencia de salida en funcion de la potencia de entrada, se observa una relacion lineal. La pendiente es laganancia (figura 26). A medida que la potencia de entrada crece, en algun punto, la ganancia comienza de decaer. Lapotencia deja de crecer para un incremento en la potencia de entrada, es decir, el amplificador se satura. Su respuesta sevuelve no lineal, y produce distorsion, armonicos, etc.

Resulta de interes conocer a que punto comienza a producirse la compresion para que la potencia de entrada no lleguea dicho nivel y produzca distorsion. Este fue precisamente uno de los errores cometidos en este trabajo. Por falta deexperiencia o un descuido, inicialmente se partio con la meta de obtener una ganancia de 14dB, que era lo necesario paraque una entrada de -12dBm, produjese una salida de 2dBm. Sin embargo, no se tuvo en cuenta la potencia de entradapara la cual deba tenerse dicha ganancia de 14dB.

Figura 26: Esquema generico de la potencia de salida de un amplificador lineal en funcion de la potencia de entrada. El punto P1dBes la potencia de entrada para la cual la ganancia decrece 1dB del valor lineal esperado.

En la figura 27 se muestra la configuracion de la simulacion utilizada para encontrar el punto de compresion de 1dB

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del sistema disenado. Los resultados se muestran en la figura 28. En la parte superior de la figura se muestran los datoscorrespondientes al puerto 2, y en la parte inferior, los correspondientes al puerto 3. Ambos resultados son practicamenteiguales como era de esperarse. En las figuras de la izquierda, se graficaron la potencia de salida en funcion de la potenciade entrada pra cada puerto. En azul se muestra la recta de ganancia lineal ideal, y en rojo la funcion del amplificadordisenado. En las graficas de la parte derecha de la figura se muestra la ganancia en funcion de la potencia de entrada, lacual debe ser constante en la zona lineal del amplificador.

Figura 27: Configuracion utilizada para la caracterizacion de compresion de 1dB y el balanace de armonicos

Figura 28: Potencia de salida y ganancia del amplificador en funcion de la potencia de entrada. a) corresponde al puerto 2. b)corresponde al puerto 3.

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A continuacion se analizan los datos. Primeramente, como la potencia de entrada especificada por los requerimientos erade -12dBm, era de esperarse que dicha potencia estuviese en la zona lineal del amplificador, donde la ganancia correspondea 14dB. Sin embargo, debido a lo mencionado anteriormente esto no resulto de tal manera, obteniendo una salida de-6,65dBm para una entrada de -12dBm, dando una ganancia total de 5,3dB aproximadamente (como se muestra en lasgraficas de la parte derecha de la figura). Esta ganancia se debe a que para -12dBm de entrada, el amplificador esta saturadoy trabajando en su zona no lineal. Puede verse que el punto de compresion de 1dB se da para una potencia de entrada de-26dBm aproimadamente, con lo cual el amplificador disenado funciona correctamente para potencias menores a -26dBm,concluyendo aqu, la mayor falencia del diseno respecto a los requerimientos. El problema que se encontro fue que desdeun principio se apunto a obtener una ganancia de 14dB, olvidandose por completo de la potencia de entrada para lacual deba tenerse dicha ganancia. Esto provoco la eleccion de un mal punto de polarizacion del transistor lo cual haceque sature para las potencias de entrada requeridas. Por lo tanto, se concluye que para trabajos futuros, es importanteprimeramente fijar el punto de polarizacion teniendo en cuenta la excursion y potencia que tendra la senal de entrada,para asegurarse de no saturar el amplificador, y mantenerse en la zona lineal.

3.4. Punto de interseccion de tercer orden

Cuando un amplificador se vuelve no lineal, comienza a producir armonicos de la senal amplificada. Los armonicosen general pueden filtrarse facilmente, sin embargo, las no linealidades tambien producen el mezclado de dos o mas deestas senales. Si las senales estan cerca en frecuencias, alguna combincaion de sumas y restas (de frecuencias), llamadosproductos de intermodulacion puede ocurrir dentro del ancho de banda del amplificador. Esto no se puede filtrar y por lotanto produciran interferencia con la senal que desea amplificarse.

La figura 29 muestra dos senales f1 y f2 dentro de la banda del amplificador. Si se tiene distorsion, aparecen dossenales nuevas, f1 f2 y f1 + f2. Estas en general, se puede filtrar. Sin embargo, estas senales se mezclan tambien, con losarmonicos de segundo y tercer orden, as como con armonicos de orden superior, produciendo un gran rango de senales quepueden potencialmente interferir en la banda del amplificador, como por ejemplo los productos de tercer orden 2f1 f2 y2f2 f1

Figura 29: Espectro de senales producido por dos senales f1 y f2 cuando el amplificador se vuelve no lineal debido a la saturacion.

Si se grafica la potencia de salida en funcion de la potencia de entrada (figura 30) se obtiene la misma curva de primerorden que se mostro antes para la compresion de 1dB. Ademas se grafica la senal de los productos de tercer orden. Si seextendiese la parte lineal de ambas curvas de ganancia, se intersecan en un punto donde las senales de tercer orden igualanen amplitud a las de primer orden. Este es el punto de interseccion de tercer oden (IP3). Es un punto teorico que si bienno puede ser alcanzado en la practica, es util para determinar la condicion de linealidad de un amplificador.

El valor IP3 puede leerse referenciado a la potencia de entrada o a la de salida. Si se lee el valor en el eje de la potenciade salida, se llama OIP3. Cuando se lee en el eje de las potencias de entrada se le llama IIP3.

Mientras mayor sea la salida en el punto de interseccion mayor sera el rango lineal y por lo tanto sera menor ladistorsion de intermodulacion.

Para analizar la distorsion de intermodulacion, se realizo un balance de armonicos utilizando el mismo esquema desimulacion mostrado en la figura 27. Lo que se hace es mandar como senal de entrada dos tonos a 1199,4 MHZ y 1200,6MHz con una potencia de -12dBm cada uno. Los mismos poseen armonicos que se mezclan y producen como productode tercer orden, dos tonos en la banda de trabajo del amplificador, en las frecuencias de 1198,2MHz y 1201,8MHz. Losresultados se muestran en la figura 31.

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Figura 30: Esquema generico de potencia de salida en funcion de la potencia de entrada para un amplificador con distorsion deintermodulacion.

Figura 31: Balance de armonicos con dos tonos y punto de interseccion de tercer orden. a) Puerto Directo. b) Puerto Acoplado.

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Puede verse que en primer lugar, los tonos de tercer orden, senalados con los marcadores m3 y m4, no estan balanceados.El de mas alta grecuencia tiene una mayor potencia que el de mas baja, por lo cual hay dos puntos distintos de interseccionde tercer orden. En segundo lugar, puede observarse que la potencia de dichos tonos a la salida del sistema es de -20dBmy -16dBm aproximadamente para el tono de menor frecuencia y el de mayor frecuencia respectivamente, mientras que lostonos de primer orden (senales de entrada) presentan una potencia a la salida de -8,7dBm, con lo cual los productos detercer orden estan entre 8dB y 12dB por debajo de la senal de entrada.

Finalmente, el punto de interseccion de tercer orden referenciado a la potencia de salida (OIP3), esta dado por -3,1dBmpara el tono de menor frecuencia, y -5,1dBm para el de mayor frecuencia. La diferencia se debe al desbalance que hay enlos productos de tercer orden. Como el tono de mayor frecuencia tiene mayor potencia a la salida, alcanza el punto deinterseccion a una potencia de salida menor que el tono de menor frecuencia.

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4. Conclusiones

Se logro realizar el diseno completo y caracterizacion de un sistema de RF de amplificacion y divison en dos componentesen cuadratura aprendiendo no solo a utilizar las herramientas de diseno y simulacion adecuadas, sino tambien a entendercuales son las caractersticas cruciales que deben tenerse en cuenta a lo largo del diseno para cumplir con los requerimientosnecesarios. Una de estas caractersticas resulto ser la eleccion del punto adecuado de polarizacion para lograr obtenerun amplificador lineal en la zona de potencias de entrada especificadas. En este trabajo, dicho requerimiento no pudosatisfacerse debido, precisamente a una mala eleccion del punto de polarizacion. Es recomendable al principio, buscar elpunto de polarizacion utilizado por el fabricante del dispositivo para ubicar el punto de compresion de 1dB ya que estoda una idea del rango de potencias de trabajo.

Una vez elegido el punto de polarizacion, pudieron observarse tres caractersticas que deben tenerse en cuenta durantedel diseno. Debe ajustarse la reflexion de potencia con la impedancia de entrada, en segundo lugar se debe ajustar laganancia con la impedancia de salida. El tercer punto a considerar es, el hecho de realizar los dos pasos anteriores teniendoen cuenta, nuevamente, la potencia de entrada a la que se operara.

Si bien en las hojas del fabricante a veces aparecen los parametros S o Y, es recomendable realizar una medicion(simulacion) de los mismos una vez que se tiene el transistor polarizado, para cerciorarse de usar los valores correctos yprecisos en el resto del diseno, ya que de otro modo, las simulaciones podran no coincidir con los valores esperados.

Luego de realizar los ajustes necesarios en las redes de adaptacion para la integracion del sistema completo, esimportante realizar la medicion de los parametros Y o S de todo el sistema y recalcular los parametros de estabilidad paraasegurarse de seguir estando en la zona estable.

Finalmente, es importante destacar la utilidad que tuvieron las herramientas SmithChart y LineCalc del softwareADS para lograr realizar un ajuste dinamico de las redes de adaptacion del sistema observando la forma con que se vanmodificando los espectros.

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IntroduccinDiseo del SistemaPolarizacin del transistorClculo de impedancias de entrada y salidaRedes de adaptacinAcoplador hbridoIntegracin del sistema

Caracterizacion del SistemaRespuesta en frecuenciaRespuesta temporalPunto de compresin de 1dBPunto de interseccin de tercer orden

Conclusiones