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CONTRIBUCIÓN AL DESARROLLO DE ONDULADORES FOTOVOLTAICOS BASADOS EN

EL LFR

Titulación: Ingeniería en Automática y Electrónica Industrial

AUTOR: Javier Bogariz Vilches.

PONENTE*: Hugo Valderrama Blavi.

FECHA: Abril / 2005.

ÍNDICE 1. OBJETIVOS Y ESTADO DEL ARTE 1 1.1 - OBJETIVOS GENERALES 2 1.2 - INTRODUCCIÓN AL ONDULADOR AC-LFR 2

1.2.1 - CONTEXTO Y JUSTIFICACIÓN 2 1.2.2 - SEGUIMIENTO DEL MPP USANDO UN LFR 3 1.2.3 - IMPLEMENTACIÓN DE UN AC-LFR 4 1.2.4 – MODULARIZACIÓN DEL SISTEMA 5 1.2.5 - RESULTADOS EXPERIMENTALES 8 1.2.6 – CONCLUSIONES 10 1.2.7 – LIMITACIONES DEL AC-LFR 11

1.3 - RESUMEN SINGER, S. 11 1.4 - FILOSOFIA OLDENKAMP, H. 21 1.4.1 – INTRODUCCIÓN 21 1.4.2 - RESULTADOS DE SU APLICACIÓN 21 1.4.3 - ESTUDIO COMPARATIVO 22 1.5 - SUBVENCIONES PARA ENERGIAS RENOBABLES 25 1.6 - JUSTIFICACIÓN DEL AC-LFR 25 1.7 - ANÁLISIS DEL CONVERTIDOR “BUCK-BOOST” 26

2. CONTRIBUCIÓN TEÓRICA AL DESARROLLO DE ONDULADORES FOTOVOLTAICOS BASADOS EN EL LFR 35 2.1 – OBJETIVOS 36 2.2 - ALGORITMO DE CONTROL MPPT 36 2.2.1 – INTRODUCCIÓN A LAS CÉLULAS FOTOVOLTAICAS 36 2.2.2 – CAMBIO DE ALGORITMO MPPT 38

2.2.3 – ALGORITMO DE CONTROL MPPT PROPUESTO 39 2.3 - SIMULACIONES REALIZADAS DEL MPPT 42 2.3.1 – ALGORITMO MPPT ANTERIOR 43 2.3.2 - ALGORITMO MPPT PROPUESTO 44

2.3.3 – RESULTADOS DE LAS SIMULACIONES 47 2.3.4 – CONCLUSIONES 57

2.4 - LAZO DE REALIMENTACIÓN DE CORRIENTE 58 2.4.1 – JUSTIFICACIÓN DEL LAZO DE CONTROL 60 2.4.2 - SIMULACIONES REALIZADAS 61

2.4.3 – CONCLUSIONES 66

3. CONTRIBUCIÓN PRÁCTICA AL DESARROLLO DE ONDULADORES FOTOVOLTAICOS BASADOS EN EL LFR 67 3.1 – OBJETIVOS 68 3.1.1- MEJORAR HARDWARE AC-NLFR / AC-NILFR 68 3.1.1.1- MAYOR ROBUSTEZ DEL ONDULADOR 68

a) EVITAR FALLOS EN LA CONEXIÓN 68

b) PROTECCIONES ADICIONALES 68 c) REDISEÑO DE ETAPAS DEL ONDULADOR 68

3.1.1.2 - MEJORA THD DE CORRIENTE 69 3.1.2 – IMPLEMENTACIÓN HARDWARE MPPT 69 3.2 - SOLUCIÓN ADOPTADA 70 3.2.1 - CONVERTIDOR AC-NLFR 70 3.2.1.1 – PROTECCIÓN DE ARRANQUE 70

a) LIMITACIÓN DE CORRIENTE 70 b) PROTECCIONES ADICIONALES 72 c) ESQUEMA ELÉCTRICO PUSH-PULL 74

3.2.1.2 - LAZO DE CORRIENTE 75

a) INTRODUCCIÓN 75 b) DIAGRAMA DE BLOQUES 78 c) JUSTIFICACIÓN DEL LAZO DE CONTROL 93 d) GANANCIA DE LAZO 95 e) ESQUEMA ELÉCTRICO 97

3.2.2 - CONTROL MPPT 98

3.2.2.1 – INTRODUCCIÓN 98

3.2.2.2 - IMPLEMENTACIÓN MPPT 100 3.2.2.3 – CAMBIO ALGORITMO MPPT 104

3.2.2.4- IMPLEMENTACIÓN MPPT 107

3.2.2.5 - MÓDULO MPPT 109 a) CONTROL MANUAL MPPT 109 b) CONTROL AUTOMÁTICO MPPT 110 c) MICROCONTROLADOR 113 d) CÓDIGO CONTROL MPPT 116

3.2.2.6 – ESQUEMA ELECTRICO MPPT 122 3.3 - RESULTADOS EXPERIMENTALES 123 3.3.1- GRAFICAS DE CORRIENTE INYECTADA 123 3.3.1.1 - POTENCIA INYECTADA 245W (Ired VS Vred) 123 3.3.1.2 – POTENCIA INYECTADA 175W (Ired VS Vred) 124 3.3.1.3 – POTENCIA INYECTADA 70W (Ired VS Vred) 124 3.4 – CONCLUSIONES 126 3.4.1 – CONTROL LFR CON REALIMENTACIÓN DE CORRIENTE 126 3.4.2 – CONTROL MPPT 126

4. ANEXOS 127 4.1 - PLANOS DEL ONDULADOR FOTOVOLTAICO 128 4.1.1 - MODULO DE CONTROL LFR 128 4.1.1.1 - ESQUEMA ELÉCTRICO 129 4.1.1.2 - FOTOLITO SUPERIOR 130 4.1.1.3 - FOTOLITO INFERIOR 130 4.1.1.4 - CARA DE COMPONENTES 131 4.1.2- MODULO DE CONTROL MPPT 132 4.1.2.1 - ESQUEMA ELÉCTRICO 133 4.1.2.2 - FOTOLITO SUPERIOR 134 4.1.2.3 - FOTOLITO INFERIOR 134 4.1.2.4 - CARA DE COMPONENTES 135 4.1.3 - MODULO PUSH-PULL 136 4.1.3.1 - ESQUEMA ELÉCTRICO 137 4.1.3.2 - FOTOLITO SUPERIOR 138 4.1.3.3 - FOTOLITO INFERIOR 138 4.1.3.4 - CARA DE COMPONENTES 139 4.1.4 - MODULO MULTIPLICADOR 140

4.1.4.1 - ESQUEMA ELÉCTRICO 141 4.1.5 - MODULO BUCK-BOOST 142 4.1.5.1 - ESQUEMA ELÉCTRICO 143

4.2 - FOTOGRAFIAS DEL ONDULADOR FOTOVOLTAICO 144 4.2.1 – ONDULADOR AC-LFR 144 4.2.2 – ALZADO ONDULADOR AC-LFR 144

4.2.3 – PERFIL ONDULADOR AC-LFR 145 4.2.4 – PLANTA ONDULADOR AC-LFR 145 4.2.5 – MÓDULO LAZO DE CONTROL DE CORRIENTE 146 4.2.6 - MÓDULO PUSH-PULL 146 4.2.7 – MÓDULO CONTROL MPPT 147 4.2.8 - MÓDULO CONVERTIDORES BUCK-BOOST 147 4.2.9 – MÓDULO MULTIPLICADOR 148 4.2.10 – TRANSFORMADOR 148 4.2.11 – MÓDULO DE FILTRADO TENSIÓN PANEL 149 4.2.12 – DISPOSICIÓN DE MÓDULOS EN EL AC-LFR 149 4.3 – AGRADECIMIENTOS 150

5. BIBLIOGRAFÍA 151

Contribución al Desarrollo de Onduladores Fotovoltaicos Basados en el LFR

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1. OBJETIVOS Y ESTADO DEL ARTE


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1.1 - OBJETIVOS GENERALES El proyecto que se realiza tiene como objetivo contribuir en el desarrollo de onduladores fotovoltaicos basados en el LFR. Esta contribución se hace desde un punto de vista teórico y práctico, ya que se pretenden dar nuevas ideas de implementación del LFR y por tanto también se quieren llevar a cabo, en la medida de lo posible, para comprobar las mejoras introducidas. Según lo expuesto anteriormente, este trabajo estará formado por dos partes bien diferenciadas. En primer lugar se presentará un estudio teórico de las posibles mejoras que se pueden introducir en el ondulador AC-LFR , y así completar una primera contribución al desarrollo de este tipo de onuladores. En segundo lugar se completará dicha contribución con la implementación real de las mejoras teóricas introducidas. Se pretende presentar los resultados reales de implementar dichas soluciones y discutir el grado de mejora introducido en el ondulador AC-LFR. A continuación se presenta una serie de información introductoria al ondulador AC-LFR y su filosofía de funcionamiento, así como otros datos de interés. 1.2 - INTRODUCCIÓN AL ONDULADOR AC-LFR

Se introduce un resumen de la tesis doctoral realizada por el Dr. Hugo Valderrama Blavi, por tal de entender la estructura y funcionamiento del ondulador fotovoltaico desarrollado. En ese trabajo se presentaban onduladores para sistemas fotovoltaicos modulares conectados a la red. Cada panel trabajaba en su punto de máxima potencia (MPP). Dichas estructuras basadas en el concepto de AC-LFR, utilizaban un solo interruptor conmutando en alta frecuencia por panel. Los resultados experimentales de dos prototipos basados en dicho convertidor corroboraban las hipótesis previstas. 1.2.1 - CONTEXTO Y JUSTIFICACIÓN

En los sistemas autónomos, los paneles fotovoltaicos cargan unas baterías y éstas alimentan cargas variadas, por ejemplo, un ondulador. Cuando las baterías finalizan su proceso de carga, ya no es posible continuar aprovechando la energía de los paneles. En este tipo de sistemas el seguimiento del punto de máxima potencia (MPPT) pierde relativamente su interés. Por el contrario, en un sistema conectado a red no hay limitaciones en el almacenamiento de la energía, y el seguimiento del punto de máxima potencia (MPP) resulta más consecuente que en el caso anterior. Convencionalmente, los onduladores conectados a red son fuentes de tensión (VSI) y se derivan de topologías reductoras como el puente completo. En tales sistemas, la conexión a red implica el uso del inductor de salida para convertir esa fuente de tensión en una fuente de corriente (CSI) en fase con la red. A diferencia de las estructuras presentadas en este artículo, el carácter reductor de los onduladores convencionales impide su correcto funcionamiento cuando la tensión de los paneles es excesivamente baja. Como consecuencia en tales estructuras reductoras, el seguimiento del MPP de los paneles solares no es posible a niveles muy bajos de irradiación.


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1.2.2 - SEGUIMIENTO DEL MPP USANDO UN LFR En un panel solar con carga resistiva, el punto de trabajo resulta de la intersección de la curva I-V del panel solar y la recta de carga de la resistencia. El ajuste del valor la resistencia permite controlar la potencia entregada por el panel, figura 1.

MPPOóptimaO PPGGGVpP =⇒=→⋅= 2

Figura 1. Puntos de Trabajo Panel PV-Carga resistiva.

Una fuente de potencia es un elemento circuital con una característica I-V hiperbólica, figura 2a. Un "Loss Free Resistor" (LFR) es un bipuerto, cuyo puerto de entrada tiene una característica I-V resistiva, y cuyo puerto de salida es una fuente de potencia Po cuyo valor se corresponde con la potencia absorbida por la entrada, ver figura 2a. En la misma figura se muestra una aplicación del LFR, la adaptación entre un panel solar y una carga genérica. Variando la conductancia de entrada del LFR, se puede seguir el punto de máxima potencia del panel y transferir esa energía a la carga. Puede demostrarse, que los convertidores que se derivan del convertidor Buck-Boost, cuando operan en régimen discontínuo, ofrecen una característica de entrada resistiva, mientras que su salida puede modelarse como una fuente de potencia. Es decir, el convertidor Buck-Boost en DCM se comporta como un LFR, figura 2b.

Figura 2. a) Fuente de Potencia. b) Adaptación entre panel y carga con un LFR.


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Un AC-LFR es un LFR cuyo puerto de salida se conecta a la red. Es decir, es un LFR cuyo puerto de entrada trabaja en corriente continua y su puerto de salida es compatible con la corriente de alterna. Es decir es un LFR y un ondulador. En la figura 3 se muestra la aplicación de un AC-LFR al seguimiento del punto de máxima potencia de un panel solar, y consecuentemente, la inmediata inyección de esa potencia en la red.

Figura 3. Filosofía AC-LRF: MPPT y conexión a red con un sólo convertidor.

1.2.3 - IMPLEMENTACIÓN DE UN AC-LFR Un AC-LFR consta de un convertidor "Buck-Boost" DCM y una célula "Push-Pull" que actúa como inversor síncrono. La figura 5 muestra su circuito. Obsérvese que los interruptores de la etapa Push-Pull conmutan a 50Hz, y por tanto sus pérdidas de conmutación son despreciables. Por consiguiente el AC-LFR es capaz de realizar la conversión DC-AC y el seguimiento del punto de máxima potencia con un solo Interruptor conmutando en alta frecuencia. La conductancia de entrada G(t) del AC-LFR dependerá de dos parámetros: D(t) y ST . El ciclo de trabajo D(t) se modula senoidalmente, tomando como referencia la red, mientras que el período de conmutación ST sirve para ajustar el valor medio de la conductancia de entrada avgG y seguir el punto de máxima potencia del panel solar.

)3.........(..............................)()()(

)2....(..........)()(2

)(

)1.(..............................).........(2

)()()(

222

2

22

0

PctetPtPtP

PGavgVpavgPtDLTsm

VptP

tDLTsm

tGtwsentD

TINVSINVRINV

ININ

==++

=⋅=→⋅

=

⋅=→=

−−−


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Figura 5. Convertidor AC-LFR.

1.2.4 – MODULARIZACIÓN DEL SISTEMA a ) Procesado de Potencia Paralelo: (AC-NLFR) La primera idea que surge es la paralelización de N células "Buck-Boost" de forma que N LFRs procesen la energía de otros tantos paneles. La potencia instantánea a la salida

OUTP (t) del ondulador incorpora las potencias KP (t) generadas por todos ellos. avgKG es la conductancia media (DC) vista por cada panel. Como se observa en la figura 6, la ventaja de esta solución respecto de usar N AC-LFR's completos es el ahorro de N-1 etapas Push-Pull.

)5.....(..................................................4

)4.().........(2

)(

2

222

SKavgK

oK

SKpkBKp

OUT

TL

mG

tsenTVL

mtP

=

= ∑

∀

σηη

Las conductancias de entrada GavgK de cada célula LFR tienen un único parámetro de control, el período de conmutación TSK. Es decir, la conductancia de la célula K, no depende de las otras células, y por tanto se puede asegurar que el control del MPP de los paneles será independiente o desacoplado.


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Figura 6. Convertidor AC-NLFR.

b) Procesado de Potencia Multiplexado: (AC-NILFR) La multiplexación temporal de las fuentes combina el concepto de LFR con la idea de procesar múltiples entradas usando un solo inductor, como en las topologías onduladoras multinivel. Por este motivo se introduce la nomenclatura de NI-LFR o "N Input Loss Free Resistor". Además de la eliminación de N-1 inductores, también se suprimen N-1 etapas drivers con sus correspondientes alimentaciones flotantes para controlar los MOSFETs de la etapa de potencia, pues como puede observarse en la figura 7, los MOSFETs están montados en fuente (S) común. Como desventajas, además de la incorporación de N diodos adicionales, el seguimiento del MPP de cada panel no se puede realizar de forma desacoplada o independiente, como consecuencia obvia del control por multiplexación temporal controlada por duración de pulsos, ver la figura 8. Según se aprecia en el cronograma de la figura 8 esta técnica consiste en enviar a la salida cíclicamente un pulso energético correspondiente a cada panel, y por tanto se puede concluir que, la conductancia de entrada vista por cada fuente GavgK depende de la duración del tiempo dedicado a cada panel TSK dentro de cada ciclo, y de la duración total del ciclo multiplexado CT =∑ SKT que, obviamente depende de todos los paneles.

)7.......().........(2

)(

)6..(..............................4

2222

22

twsenTVLTcm

tP

TTcTLTcm

G

ok

SKKPKP

OUT

kSKSKavgK

=

=→=

∑

∑

∀

∀

ηη


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Figura 7. Sistema Modular. AC-NILFR. Prototipo B..

Figura 8. Multiplexación temporal por Duración de Pulsos.


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1.2.5 - RESULTADOS EXPERIMENTALES Con el fin de validar los desarrollos teóricos y las simulaciones realizadas se construyeron dos prototipos. El prototipo A respondía al esquema de procesado paralelo (AC-NLFR) y estaba dimensionado para 700W. El prototipo B correspondía a un AC-NILFR, y su potencia nominal superaba los 300 W. En ambos casos N=4. En las figuras 9 y 10 se observan las formas de onda de tensión, corriente y potencia para los prototipos A y B. El prototipo A “absorbía” de la red -664W, mientras que el prototipo B absorbía unos -240W. Si se observan ambas figuras se apreciará que el contenido espectral de la corriente inyectada en la red es diferente, como podía esperarse de dos sistemas con no linealidades diferentes. Además, los armónicos presentes en la red intermodulaban con el rizado inducido en la tensión de los paneles Vp, pues el filtrado del condensador de entrada Cp no era ideal. Este problema se atenuaba en sistemas trifásicos. Considérense asimismo, las no linealidades del transformador de salida de la etapa Push-Pull.

Figura 9. Forma de onda del prototipo A. (AC-NLFR).

Figura 10. Forma de onda del prototipo B. (AC-NILFR).


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Se realizaron, diversas medidas espectrales permitiendo asegurar que el equipo pasaba la norma para equipos de clase D de armónicos de corriente inyectados en la red. La gráfica de la figura 11 visualiza en escala logarítmica los armónicos inyectados por el prototipo de AC-NLFR a una potencia de 400W y los de la tensión de red.

Figura 11. Espectro de tensión y corriente en el AC-NLFR para una potencia de 400 W.

La figura 12 muestra la dependencia de la suma de las conductancias de entrada de las 4 células del prototipo de AC-NFR en función del período de conmutación, que por comodidad se asume idéntico para las cuatro células. Dicha dependencia es lineal como preveían los resultados teóricos. Con el mismo criterio, la figura 13 muestra el rendimiento y la potencia de salida en función de la frecuencia de conmutación.

Figura 12. Conductancia de entrada global Gavg equivalente para el AC-NLFR.


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Figura 13. Redimiento, potencia de salida y frecuencia de conmutación (1/Ts) para el AC-LFR.

1.2.6 - CONCLUSIONES En aquel trabajo se demostró la factibilidad de las estructuras onduladoras presentadas, y basadas en el concepto de "Loss Free Resistor". Ambas estructuras presentaban como punto importante, la realización de la conversión continua-alterna y el control del punto de máxima potencia de cada panel fotovoltaico utilizando un solo interruptor conmutando en alta frecuencia. Asimismo, la elección del ciclo de trabajo D(t)=k.Vg(t), es decir, proporcional a la red, presentaba ciertas ventajas adicionales, como eran: a) funcionamiento con un alto factor de potencia, fuese cual fuese la forma de onda de la red y su grado de distorsión, b) sincronización automática con la red sin necesidad de PLL's o circuitos parecidos, c) en caso de ausencia de red, el circuito no entregaba ninguna potencia. En consecuencia, podemos decir que las estructuras presentadas solucionaban la conversión DC-AC, el seguimiento del punto de máxima potencia, la sincronización con la red, y el "islanding" de una forma robusta y fiable. Entre los aspectos a mejorar, se citaban la tasa de distorsión armónica y el rendimiento de los convertidores.


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1.2.7 – LIMITACIONES DEL AC-LFR En el resumen anterior del funcionamiento de los anduladores AC-LFR se determina que la potencia inyectada en la red sigue la expresión:

)8........(..............................2avgGVP ×=

siendo avgG la conductancia que presenta el convertido buck-boost a su entrada y que es directamente proporcional al periodo de conmutación del interruptor (5). Por lo tanto, de acuerdo con lo anterior, si se pretende inyectar más potencia lo que se tiene que hacer es incrementar el periodo de conmutación, o lo que es lo mismo disminuir la frecuencia. Esto es así hasta cierto límite, ya que la potencia inyectada en la red eléctrica esta fuertemente condicionada por las limitaciones tecnológicas de los Mosfets y otros componentes del circuito. Por ejemplo, al aumentar la potencia que se inyecta en la red también se esta aumentando la corriente que circula en el Mosfet del convertidor y por tanto cuando esta corriente alcanza valores elevados, la resistencia Ron del Mosfet deja de ser la especificada por el fabricante y alcanza valores cada vez mayores. Este hecho hace que las perdidas por conducción aumente considerablemente y por tanto la potencia inyectada en la red no aumente sino que se satura y/o disminuye. 1.3 - RESUMEN SINGER, S. El articulo original que se presenta a continuación “A Pure Realization of Loss-Free Resistor” explica de una forma detallada el uso de los convertidores en modo de conducción discontinua (DCM) para implementar circuitos LFR. Como se indica en el articulo, un convertidor trabajando en modo discontinuo equivale a un bipuerto en el cual se transfiere toda la potencia de entrada en su salida ya que en los extremos de entrada de este bipuerto existe una conductancia.


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1.4 - FILOSOFIA OLDENKAMP, H. 1.4.1 - INTRODUCCIÓN

Oldenkamp, H. propone un cambio en la filosofía de obtención de potencia a través del uso de paneles fotovoltaicos. La filosofía más extendida y la más usada es la de conectar los paneles fotovoltaicos en configuraciones serie / paralelo y gestionar toda esa energía con un solo convertidor adecuado a la potencia que se desea tratar. El problema que se observa en este sistema es que si por alguna causa un panel se avería o deja de dar toda la potencia que podría ofrecer en condiciones normales, este esta limitando la potencia total que se podría obtener ya que todo el sistema se adapta al que menos potencia puede ofrecer. Esto, en resumidas cuentas, se traduce en perdidas de potencia del sistema fotovoltaico. De alguna manera Oldenkamp, H. intenta solventar este problema diseñando un convertidor de baja potencia para cada panel fotovoltaico en vez de un convertidor de más potencia gestionando a todo el conjunto. Con esta nueva filosofía se obtiene una gestión individual de cada panel y por tanto aumenta el rendimiento de todo el conjunto, ya que cada panel ofrece la máxima energía que pueda dar y luego se suman dichas potencias. Lo que queda por determinar es la mejora económica de esta nueva filosofía que se plantea, es decir, valorar el precio final y la fiabilidad del conjunto comparando un número relativamente alto de convertidores de baja potencia con un único convertidor de más potencia. De ahí surge la necesidad de diseñar convertidores de baja potencia robustos, económicos y fiables para asegurar que esta nueva idea sea completamente satisfactoria. 1.4.2 - RESULTADOS DE SU APLICACIÓN Se presenta un breve estudio de los resultados de aplicar la filosofía Oldenkamp.

Fig 14. Representación de instalación fotovoltaica


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Existen diferentes sistemas de configuración de los paneles fotovoltaicos, esta la configuración centralizada y descentralizada. La diferencia entre el sistema convencional centralizado y el sistema descentralizado se muestra en la siguiente figura. En el sistema centralizado, todos los paneles fotovoltaicos se conectan en serie y van a parar a un único inversor central adaptado para la potencia que esta esperado que den todo el conjunto de paneles. En el sistema descentralizado existe un inversor que controla de forma individual cada panel fotovoltaico y posteriormente se tratan todas las potencias.

Fig 15. configuración centralizada y descentralizada

Como se planteaba desde un principio, el ondulador trabaja siguiendo la filosofía de Oldenkamp. Oldenkamp defiende la postura descentralizada, ya que con este sistema el rendimiento total de todo el conjunto de las células fotovoltaicas es mucho mayor y las perdidas se reducen drásticamente. A continuación se muestran unas gráficas muy representativas de las perdidas que existen en ambos sistemas fotovoltaicos. 1.4.3 - ESTUDIO COMPARATIVO

Se define un caso hipotético en el que se tienen veinticuatro paneles solares. Obsérvese como afecta a las distintas filosofías expuesta el hecho de tener un panel solar de los veinticuatro que se tienen en distintos porcentajes de sombra, es decir que no recibe la irradiación solar que puedan recibir los otros porque algún elemento sin determinar le hace sombra o tapa parcialmente la célula solar.


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Fig 16. Perdidas totales de energía

Se puede observar como para la configuración centralizada las perdidas de energía pueden llegar a rozar el 50% si el panel afectado tiene una sombra del 100%, es decir que solo se aprovecharía la mitad de la energía obtenida en la totalidad de los paneles fotovoltaicos. Esto sin duda son muchas perdidas para poder rentabilizar la instalación . En las mismas condiciones que anteriormente se puede observar la energía total que darían los paneles activos.

Fig 17. Energía de cada célula en caso de sombra en una de ellas.


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Como era de esperar, en el caso descentralizado los paneles fotovoltaicos dan la máxima energía siempre, ya que el control de ellos se hace de forma individual y no existe relación entre los paneles para que se puedan perjudicar unos con otros. Esta relación entre los paneles fotovoltaicos en las distintas filosofías de trabajo se puede explicar de la siguiente manera. Si un panel fotovoltaico de los veinticuatro que se disponen, se le coloca algún objeto con el fin de proporcionarle sombra y hacer que su energía que pueda entregar se reduzca en distintos porcentajes, para los distintos modos de trabajo se tendría lo siguiente: - Para el centralizado, la energía total se vería reducida en distintos porcentajes según la sombra que se le este haciendo al panel afectado ya que todo el sistema se adapta al que menos potencia puede entregar. En este caso un panel en sombra no ofrecería ninguna energía útil, sino lo contrario ya que limitaría a toda la energía que se podría obtener si no estuviera. - Para el descentralizado, la energía total se vería disminuida en los distintos porcentajes según la sombra del panel afectado, pero en ningún caso significaría perder energía del resto de los paneles de los que se dispone. Esta explicación se ve de una forma gráfica en la siguiente representación, donde vemos el efecto de un panel en sombra sobre la energía del conjunto.

Fig 18. Energía de la célula en sombra

La conclusión que se puede extraer de todo esto es que aunque puede ser más caro implementar una filosofía descentralizada, sin duda es la que ofrece más rendimiento y mejor aprovechamiento de la energía entregada por los paneles fotovoltaicos. El ondulador AC-LFR sigue esta filosofía y se intenta hacerla más factible gracias al diseño de unos onduladores más robustos y baratos.


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1.5 - SUBVENCIONES PARA ENERGIAS RENOBABLES Por el gran interés que suscitan los temas de desarrollo de energías renovables, existen programas de subvenciones para proyectos e investigaciones que se dediquen específicamente en el estudio de estas nuevas tecnologías. En este caso, estas investigaciones que se llevan a cabo para la realización del proyecto LFR son subvencionadas por el programa “Procesado modular de potencia para energías renovables-paralelo” y el código del proyecto es DPI2003-08887-C03-02. Esta investigación se lleva a cabo con el departamento de ingeniería electrónica, eléctrica y automática, siendo el investigador responsable el Dr. Hugo Valderrama Blaví. 1.6 - JUSTIFICACIÓN DEL AC-LFR El ondulador AC-LFR trabaja siguiendo la filosofia de Oldenkamp, H. de intentar obtener el máximo rendimiento del sistema fotovoltaico, pero se intenta mejora el concepto de utilizar un número de convertidores igual al número de paneles que se desean utilizar para tratar las energías obtenidas. En este caso lo que se pretende es diseñar un ondulador híbrido, es decir, utiliza tantos LFR (convertidores “buck-boost”) como paneles deseamos conectar pero con la ventaja de utilizar solo un inversor que canaliza toda la potencia que los paneles ofrecen y la inyecta a la red eléctrica. Por lo tanto es como trabajar con ambas filosofías de trabajo, la de Oldenkamp, H. y la tradicional. El propósito es realizar un ondulador que presente las ventajas de rendimiento y aprovechamiento de la potencia individual de cada panel, pero intentando hacer más barato el desarrollo de los convertidores. De esta forma lo que se pretende es potenciar el uso de esta filosofía de trabajo haciendo más favorable la idea desde el punto de vista económico y obtener un producto comercial.


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1.7 - ANÁLISIS DEL CONVERTIDOR “BUCK-BOOST”


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Condición de funcionamiento en modo continuo:


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35

2. CONTRIBUCIÓN TEÓRICA AL DESARROLLO DE ONDULADORES FOTOVOLTAICOS BASADOS EN EL

LFR


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2.1 - OBJETIVOS El objetivo de la realización de este estudio es profundizar en el desarrollo teórico y simulación de nuevas estrategias de control aplicadas en sistemas fotovoltaicos, concretamente en el ondulador fotovoltaico AC-LFR diseñado por el Dr. Hugo Valderrama Blavi. Este estudio se centra específicamente en el algoritmo del seguimiento del punto de máxima potencia (MPPT) usado para maximizar la potencia extraída de los paneles fotovoltaicos y en el lazo de realimentación de corriente que se usa para minimizar los armónicos inyectados a la red eléctrica. El objetivo es dar una aportación teórica de mejora al ondulador desarrollado y presentar una comparativa entre las estrategias de control que se usaban y las nuevas que se proponen.

2.2 - ALGORITMO DE CONTROL MPPT Antes de comenzar con el análisis de la problemática del seguimiento del punto de máxima potencia, se considera oportuno, recordar los principios de funcionamiento de las células fotovoltaicas, y por consiguiente de los paneles solares. 2.2.1 – INTRODUCCIÓN A LAS CÉLULAS FOTOVOLTAICAS

A continuación se presenta el circuito eléctrico equivalente de una de las células fotovoltaicas fig.1 y las curvas de tensión-corriente y potencia-tensión para una célula ideal fig.2.

Fig.1 Circuito equivalente célula solar


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Fig.2 Curvas célula solar

Se observa que existe un punto donde la potencia de una célula solar es máxima. Se puede demostrar, que una panel solar, que es un agregado serie-paralelo de células tendrá también por consiguiente un punto de máxima potencia. Con estas condiciones, parece lógico tratar de aprovechar la máxima potencia disponible en los paneles y por este motivo interesa la investigación en algoritmos de seguimiento del punto de máxima potencia, ya que varia en función de la irradiación y de la temperatura de trabajo. Mayor será todavía el interés en el seguimiento del punto de máxima potencia, si consideramos además el elevado coste y bajo rendimiento de los paneles. En el prototipo inicial de AC-LFR se presentó un algoritmo de seguimiento del punto de máxima potencia. En este trabajo dirigido, se presentará un algoritmo alternativo, y sus prestaciones serán comparadas a las del algoritmo originario por simulación.


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2.2.2 – CAMBIO DE ALGORITMO MPPT El algoritmo que se empleaba para el control del punto de máxima potencia era el siguiente.

Fig3. Algoritmo a sustituir

Se observa en este diagrama de flujo que se están empleando para el control del MPPT dos informaciones simultáneamente, como son la tensión del panel fotovoltaico y la potencia que entregan los paneles. El muestreo de tensión se llevaba a cabo para determinar en que región de la curva característica I-V del panel fotovoltaicos estaba trabajando y así modificar el signo del incremento o decremento del tiempo de conmutación según la potencia crezca o decrezca. En este tipo de algoritmo se muestrean dos variables por panel. Además el algoritmo debe realizar cálculos con ambas señales, considerando que se tienen cuatro paneles fotovoltaicos a controlar, el tiempo necesario para ajustar el periodo óptimo de cada panel puede ser elevado. La versión propuesta en este trabajo utiliza como entrada de información la potencia que entrega el panel fotovoltaico, de esta forma se implementa un control de MPPT que tendría un tiempo de computo menor que el anterior, y que podría tener mayor rapidez de convergencia hacía el punto de máxima potencia MPP.

Sensar V(k) I(k)

Calcularpotencia

P(k)>P(K-1)?

V(k)>V(k-1)? V(k)>V(k-1)?

Vref=Vref-c Vref=Vref-cVref=Vref+c Vref=Vref+c

Fin


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2.2.3 – ALGORITMO DE CONTROL MPPT PROPUESTO

Fig4. algoritmo propuesto

En este caso el algoritmo solo tiene en cuenta la potencia que el panel fotovoltaico esta entregando y controla dicha potencia para que sea siempre máxima. Con este tipo de algoritmo se espera que el programa alcance el valor óptimo de frecuencia de conmutación del convertidor “buck-boost” más rápidamente que en el algoritmo anterior, es decir que converja a un valor determinado en menos tiempo. Una ventaja es que implementando dicho programa solo se necesitan cuatro conversiones analógicas digitales para poder controlar en “tiempo real” la potencia que están entregando los cuatro paneles fotovoltaicos. A continuación se presenta un gráfico que explica el funcionamiento del nuevo algoritmo propuesto:

SENSADO POTENCIA

P(n)=P(n-1)?

P(n)>P(n-1)?

SI

NO

SI

NO

Incrementar/decrementarTs INVERTIR incrementar/decrementar

SI

NO

SI

NO

Incrementar/decrementarTs INVERTIR incrementar/decrementar

INICIO


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Localización de un máximo fijo.

Fig5. control MPPT

Siguiendo los puntos que se representan: P2a-P1a: El algoritmo iniciaría la búsqueda del punto de trabajo del panel fotovoltaico, por lo tanto se haría un decremento de la frecuencia de conmutación de convertidor para pasar del punto P2a al punto P1a ya que a menos frecuencia más potencia se obtiene. P1b-P2b: Si se continua bajando la frecuencia de conmutación el panel puede ofrecer más potencia que anteriormente pero aún no se sitúa en el punto máximo ya que se encuentra en P2b, por tanto aumenta más la frecuencia y pasa al punto P1b, superando el máximo. En este caso el punto P1b se sitúa en una región de la curva del panel de menos potencia, de esta forma no hemos aumentado la potencia sino que la hemos decrementado. P1c-P2c: Como anteriormente se había situado en un punto de menos potencia, en este caso se hace lo contrario y aumenta la frecuencia como medida de corrección situándose en el punto P2c. Como ahora la potencia es menor se hace lo contrario y baja la frecuencia situándose en el punto óptimo o el de máxima potencia como es el punto P1c. El algoritmo ira incrementando la potencia que entrega el ondulador subiendo la frecuencia de conmutación del LFR y así acercándose al punto máximo de potencia. Dependiendo el incremento que aplique el control llegará a un determinado estado en que oscilará entre unos puntos donde este situado el punto de máxima potencia, en ese momento el algoritmo se quedará de forma permanente en esa frecuencia de conmutación hasta que alguna de las características del panel varíen.


41

Si por ejemplo las condiciones de iluminación solar cambiaran de forma muy drástica, el controlador de MPPT seguiría una estrategia de control como la que sigue en esta representación gráfica: Adaptación a un cambio de el máximo.

Fig6. Control MPPT

P1a-P2b/P1b-P2b: Los puntos marcarían la región de oscilación en la cual el control MPPT se movería cerca del punto de máxima potencia para unas determinadas condiciones del panel fotovoltaico. P1c-P2c: Si de repente cambian las condiciones de iluminación y por lo tanto también lo hace su curva característica, el punto de máxima potencia se encuentra en otro lugar y el control MPPT iniciaría de forma automática su búsqueda. El control intentaría adaptarse a las nuevas condiciones del panel fotovoltaico y se pondría a trabajar para obtener el nuevo punto de máxima potencia, variaría la conductancia del convertidor DC/DC mediante la frecuencia de conmutación y así tendería al punto óptimo de la curva.


42

2.3 - SIMULACIONES REALIZADAS DEL MPPT Una primera valoración de los resultados de la aplicación del nuevo algoritmo MPPT se realiza por simulación con Simulink/MATLAB, donde se comparan las prestaciones del algoritmo propuesto y el precedente. A tal efecto se pasa a modelar el ondulador AC-LFR incorporando aquellos efectos más característicos del mismo que no se deben obviar, ver figura 5 del resumen de la tesis anterior. Por tanto, se deben tener en cuenta el efecto de filtro del condensador Cp que se pone en la entrada del ondulador, la corriente entregada por el panel fotovoltaico Ip y la corriente absorbida Iin. Estas ecuaciones se representan de la siguiente manera:

[ ]

)2.........(..............................)(

)1(....................)()(1

)(0

GavgVptIin

dIinIpCp

tVpt

×=

−= ∫ τττ

También se modela la no linealidad del panel fotovoltaico con N células en serie y para ello se usa el modelo de un diodo único, también se tienen en cuenta las resistencias serie y shunt del panel fotovoltaico, Rs y Rsh respectivamente. Las ecuaciones que relacionan estos parámetros son:

( )[ ] )5.....(...........

)4(..............................1exp.

)3(..............................)()(

RsRsRsh

VpIDIscRsVD

NcVtVD

IoID

IDRshVD

tIsctIp

−+−=

−

=

−−=

De esta manera se crea en Simulink un bloque que se denomina PV Panel Filter donde se tienen en cuenta todas estas ecuaciones para simular el panel fotovoltaico


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Fig7. PV Panel Filter

A continuación se pasa a modelar el comportamiento de ambos algoritmos de control MPPT. 2.3.1 – ALGORITMO MPPT ANTERIOR El control MPPT que actualmente se usa es el siguiente:

Fig8. MPPT anterior


44

Se observa que este algoritmo precisa de la información de potencia y tensión del cada panel fotovoltaico, y su salida sirve para variar la conductancia del convertidor maximizando la potencia ofrecida por cada panel fotovoltaico. Las ecuaciones equivalentes a los bloques que modelan al algoritmo son las siguientes.

[ ][ ] [ ] [ ]

))1()(sgn()).1()((0005.0)1()(7.0)(008.01

)1()(sgn.)1()(sgn)(sgn)(sgn).()1()0(

−−−−−×−−+⋅+=∆

−−−−−=∆∆+−+=

nVpnVpnPnPsignPnPnPTs

nVpnVpnPnPnTsnTsnTsnTsTsTs

2.3.2 - ALGORITMO MPPT PROPUESTO El algoritmo propuesto es el siguiente:

Fig9. Algoritmo propuesto

Este algoritmo solo necesita la información de la potencia del panel para modificar la conductancia del LFR y así maximizar la potencia ofrecida por cada panel fotovoltaico.


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Se ve en el diagrama de bloques que el algoritmo varía el periodo de conmutación del LFR con unos incrementos (“slope”) de 910222 −× s. A su vez la frecuencia de conmutación se acota entre 20kHz y 450kHz, de esta forma el mínimo incremento de tiempo de conmutación (∆Ts) es de:

9102222255/450

120

1 −×=

−

=

kHzkHzSlope s

Este incremento viene dado porque el algoritmo hace variar la frecuencia del LFR a través de unas resistencias digitales que se controlan con un registro de 8 bits, dando una variación de resistencia de 255 posiciones. Como la conductancia Gin(t) se define como

==

→××=uHL

msiendowotTs

Lm

tGin20

3/1)(sin

2)( 2

2

Se debe introducir un bloque ganancia que multiplique a Ts para obtener la conductancia media deseada en la salida del bloque MPPT ya que el bloque de

)(sin 2 wot se encuentra posteriormente.

( )2778

2023

1

2

22

=⋅

=uHL

m

En definitiva, en ambas simulaciones la disposición de bloques funcionales en simulink es la siguiente, la diferencia entre ambas, es por supuesto, el control MPPT cada uno con su propio algoritmo.

Fig10. Simulación del ondulador


46

Los paneles fotovoltaicos cambian la potencia entregada según la irradiación solar que reciban o la temperatura de trabajo a la que estén sometidos. Por tanto en las simulaciones se pretende realizar un estudio de cada algoritmo variando la corriente que puede proporcionar cada panel, ya que es proporcional a la irradiación solar recibida y variando también la temperatura de trabajo. Para poder introducir en el bloque de simulación del panel solar el efecto de la temperatura, se modifica este último de la siguiente manera:

Fig11 . PV Panel Filter con el efecto temperatura Se introduce el efecto que tiene la temperatura sobre la corriente que ofrecen los diodos de cada panel fotovoltaico siguiendo la siguiente expresión:

( )

−

⋅

⋅−×

⋅⋅

+−=

TTT

VDT

I273

exp273

7exp02.57,2

exp273

exp13


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2.3.3 – RESULTADOS DE LAS SIMULACIONES

El objetivo de este apartado es realizar las simulaciones de cada algoritmo de control MPPT variando las condiciones de trabajo de los paneles fotovoltaicos simulados. Para ello simularemos cambios de irradiación solar recibida (Isc) y cambios de temperatura de trabajo. Hay que destacar que el algoritmo anterior hacía los muestreos de potencia y tensión cada 1ms, mientras que el algoritmo propuesto para el control MPPT realiza cada 5ms una conversión A/D de la potencia del panel fotovoltaico. Para la elección de la frecuencia de muestreo se realiza un estudio por simulación con el fin de escoger aquel periodo que maximice la velocidad de convergencia y la estabilidad aparente. Por tanto a la hora de la comparación del tiempo de establecimiento se ha de tener en cuenta dicha diferencia entre ambos algoritmos en el tiempo de muestreo de las señales. a) Transitorios de arranque del ondulador. Un cambio en la irradiación solar recibida en un panel fotovoltaico hace variar la intensidad de cortocircuito de dicho panel afectado y por tanto cambia el punto de máxima potencia y el algoritmo debe proporcionar una conductancia óptima para tal intensidad de panel. § Transitorio de arranque 2 A.

La gráfica de potencia que se obtiene de ambos algoritmos es la siguiente:

Fig12. Gráfica de potencia


48

Si se tiene una intensidad de cortocircuito de 2 A, una tensión de circuito abierto de 35V y se conoce el FF del panel se puede estimar la potencia máxima que éste esta en condiciones de dar. Según la gráfica anterior esta potencia es de 63 W y por tanto le corresponde una conductancia igual a

052.03563

222 ≈==⇒×=

VW

VpP

GGVpP avgavg

tal y como se confirma en la siguiente gráfica.

Fig13. Gráfica de conductancia

Para que el convertidor buck-boost presente una conductancia determinada tiene que estar trabajando con una frecuencia de conmutación tal que proporcione dicha conductancia, esto queda determinado por la siguiente expresión:

SS TkTL

mGavg ×=×=

4

2

; substituyendo por los valores encontrados tenemos que ST es

igual a 10.9us y por tanto la frecuencia de conmutación es de 90,5kHz, tal y como se confirma con la siguiente gráfica.


49

Fig14. Gráfica de frecuencia de conmutación

§ Intensidad de cortocircuito 3 A. La gráfica de potencia que se obtiene de ambos algoritmos es la siguiente:



50

Según la gráfica anterior esta potencia es de 95 W y por tanto le corresponde una conductancia igual a

077.03595

222 ≈==⇒×=

VW

VpP

GGVpP avgavg

tal y como se confirma en la siguiente gráfica.


Fig 17. Gráfica de frecuencia


51

En este caso al frecuencia de conmutación del convertidor ha bajado para situarse a 64,73kHz y ofrecer la conductancia óptima en los extremos del panel fotovoltaico.

§ Intensidad de cortocircuito 4 A.

La gráfica de potencia que se obtiene de ambos algoritmos es la siguiente:


Según la gráfica anterior esta potencia es de 130 W y por tanto le corresponde una conductancia igual a

1.035130

222 ≈==⇒×=

VW

VpP

GGVpP avgavg

y por tal de ofrecer esta conductancia el convertidor buck-boost tiene que trabajar a una frecuencia de conmutación igual a 50kHz. Estos datos se confirma en las siguientes gráficas que se presentan a continuación:


52

Fig 19. Gráfica de conductancia

Fig20. Gráfica de frecuencia


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§ Seguimiento de los cambios en la irradiación. Para simular un caso más real donde la intensidad de radiación solar puede variar durante el tiempo y hacer cambiar la potencia de los paneles fotovoltaicos, se hace una simulación variando la intensidad de cortocircuito en diferentes intervalos de tiempo. La potencia que se obtiene es la siguiente.


Ambos algoritmos se adaptan al cambio de potencia y por tanto se asegura que estos son validos para encontrar el punto MPP. A continuación se presentan las gráficas de conductancia y frecuencia para ratificar que cada algoritmo encuentra el punto de máxima potencia deseado.


54


Fig 23. Gráfica de frecuencia


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b) Simulación del cambio de temperatura. Para ver la influencia de la temperatura sobre los algoritmos y su capacidad de encontrar el punto MPP en distintas temperaturas se lleva a cabo la siguiente simulación. Se pretende cambiar la temperatura de trabajo del panel fotovoltaico en distintos intervalos de tiempo y esto es lo que se obtiene. Potencia suministrada por el panel fotovoltaico con una intensidad de cortocircuito de 2A.

Fig 24. Gráfica de potencia

Véase a continuación la variación de la conductancia y de la frecuencia de conmutación para adaptarse a los distintos cambios de temperatura.


56


Fig26. Gráfica de frecuencia


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2.3.4 - CONCLUSIONES Se puede observar que ambos algoritmos permiten alcanzar el punto de máxima potencia buscado (MPP). La principal ventaja del nuevo algoritmo propuesto es que para potencia bajas el tiempo de establecimiento es mucho menor que en el algoritmo actual, pero para potencias mucho mayores el tiempo de establecimiento se iguala o empeora ya que el decremento de frecuencia de conmutación se hace en pasos constantes y por tanto pasar de la frecuencia inicial de 450kHz a la frecuencia óptima requiere cierto tiempo. Este algoritmo mejoraría sus prestaciones incorporando un paso adaptativo para encontrar el MPP en menos tiempo a potencias mayores. Por otro lado el algoritmo actual trabaja con conversiones A/D cada 1ms y el propuesto lo hace cada 5 ms. Se tiene que tener en cuenta que en estas simulaciones se desprecia el tiempo de conversión A/D y el tiempo de ejecución secuencial del algoritmo, y en este caso si que el nuevo algoritmo propuesto tiene una mayor ventaja respecto al actual ya que se usan menos conversiones A/D y el tiempo de ejecución del programa es menor. Lógicamente este factor también beneficia al tema económico, ya que se podría utilizar una DSP o un uControlador de menores prestaciones para obtener los mismo resultados.


58

2.4 - LAZO DE REALIMENTACIÓN DE CORRIENTE El segundo objetivo de este trabajo es diseñar una realimentación de corriente en el ondulador para minimizar los armónicos inyectados en la red eléctrica. A tal efecto, se decide que la señal de control tenga información relativa a la forma de onda de la corriente. Tal y como se tenía el control LFR hace variar la conductancia de carga de los paneles variando la frecuencia de la señal diente de sierra, ya fuese variándolo manualmente o por medio de un microcontrolador que situara esa frecuencia en un determinado valor para que la transmisión de potencia del panel fuera la máxima (MPP).

Fig27. Ondulador AC-LFR Siguiendo el circuito que se emplea realmente en el ondulador:

Fig28. Convertidor AC-LFR.


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Por otro lado la señal de control para el Buck-Boost se generaba de acuerdo con el diagrama de bloques siguiente.

Fig29. Lazo de control originario.

Según este diagrama de bloques el control del convertidor se hace simplemente variando la tensión de control MPPT que a su vez varia la frecuencia de la señal diente de sierra y así se modifica la conductancia del LFR implementada mediante un convertidor buck-boost en DCM, sin tener en cuenta la corriente que se esta inyectando en la red eléctrica. Por tanto si se quiere que la obtención de la señal de control del LFR reciba información de la forma de onda de la corriente inyectada en la red eléctrica, se debe modificar el anterior diagrama de bloques.

Fig30. Lazo de control propuesto.

OP+-

VCO

PWMModulador

Tensión de control MPPT

Tensión doble onda rectificada red eléctrica

D(t)= m .sin(wot)

OP+-

VCO

PWMModulador


Tensión proporcionalV red eléctrica

D(t)= m .sin(wot)

+- AGC

Rectf

Tensión proporcionalI red eléctrica


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Con este diagrama de bloques lo que se intenta es que la corriente que se inyecta a la red tenga una forma más senoidal ya que se esta introduciendo una realimentación negativa del error entre la tensión de la red, que es teóricamente senoidal , y la corriente que el ondulador inyecta que es la que tiene una componente total armónica muy notable. Se intentaron hacer procesados diferentes para ese error de forma de onda. Entre ellos los controladores P, PI, PID. Se observó por simulación, que el mejor de los mismos, era el control proporcional, puesto que los otros provocaban desfases en la señal de control que impedían la sincronía del sistema y por tanto provocaban el efecto contrario, o sea una mayor distorsión. Para obtener una señal proporcional y constante en amplitud de la intensidad que se esta inyectando a la red eléctrica se necesita un bloque denominado AGC (Automatic Gain Control) ya que la potencia inyectada variará según la potencia que pueda entregar el panel fotovoltaico. 2.4.1 – JUSTIFICACIÓN DEL LAZO DE CONTROL Explicando esta filosofía de control desde un punto de vista más teórico para comprender lo que hace el diagrama de bloques propuesto, se tiene lo siguiente. Interesa obtener el error entre la señal senoidal de la tensión de la red y la señal distorsionada de la intensidad de red , para posteriormente sumar el error a la tensión de red e introducir dicha señal para el control LFR , por lo tanto:

V tensión de red – (V intensidad de red + V thd) + V tensión de red =

= 2V tensión de red – (V intensidad de red + V thd)

nota: (Vintensidad de red + Vthd) , es la intensidad de la red eléctrica más la distorsión harmónica total.

En consecuencia la tensión proporcional a la red eléctrica tendrá el doble de amplitud que la muestra de corriente de la red, en este caso se seleccionó que la tensión de red fuese de 4 Vpp y la tensión de la muestra de corriente fuese 2 Vpp. Resumiendo con este sistema se obtiene la tensión proporcional de la red eléctrica más el error existente entre la tensión y la corriente de la red, por tal de introducir esta señal al control del LFR y hacer constar de alguna manera la distorsión armónica total de la corriente en el control empleado.

Tensión a comparar con el diente de sierra V tensión de red + Vthd


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2.4.2 - SIMULACIONES REALIZADAS Por tal de comprobar las mejoras que puede introducir dicho cambio en el control LFR se simulan los distintos circuitos mediante PSPICE. a) Circuito anterior del ondulador AC-LFR

Fig31. Ondulador Fotovoltaico AC-LFR anterior b) Circuito propuesto del ondulador AC-LFR

Fig32. Ondulador Fotovoltaico AC-LFR propuesto A continuación se presenta una comparativa de los resultados obtenidos al implementar los distintos controles para el ondulador AC-LFR.


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§ Gráficas de las tensiónes a comparar con el diente de sierra

Fig33. Tensiones de comparación con el diente de sierra.

La aplicación del nuevo control AC-LFR provoca una deformación en la señal que se compara con el diente de sierra (para generar la señal de control del convertidor) puesto que se le añaden unos armónicos que en teoría deberían compensar o cancelar los armónicos no deseados de la corriente que se inyecta en la red, tal y como se observa en la figura anterior. Se espera que al comparar una señal en la cual se han considerado los armónicos que tiene la corriente inyecta, se produzca una reducción de la distorsión armónica total a través de una cancelación de los mismos.


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§ Gráficas de la corriente inyectada y la tensión de la red

Fig34. Señales de red AC-LFR usado

Fig35. Señales de red AC-LFR propuesto

Se observa en las siguientes gráficas que al aplicar el nuevo control LFR se obtiene una mejor en la corriente inyectada en la red eléctrica. Aunque hay que destacar que la mejor no es significativa y por tanto se presentan las graficas FFT para contrastar realmente dicha mejora.


64

§ Gráficas FFT de la corriente inyectada en la red

Fig36. Ondulador AC-LFR usado.

Fig37. Ondulador AC-LFR propuesto.

En este caso si se puede ver que el control LFR propuesto reduce parcialmente la influencia del tercer armónico de la corriente inyectada en la red eléctrica. Por lo tanto se puede concluir que el control nuevo introduce una mejora relativa, que probablemente con una estrategia de control diferente podría corregirse.

0.92

0.19 0.1

0.04

0.92

0.1 0.080.05


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§ Gráficas de la potencia inyectada.

Fig38. Ondulador AC-LFR usado.

Fig39. Ondulador AC-LFR propuesto. Se puede observar como la potencia inyectada en la red eléctrica es prácticamente igual en ambos casos, pero con el control AC-LFR propuesto obtenemos una señal más limpia y con menos contenido armónico.


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2.4.3 - CONCLUSIONES Al aplicar el nuevo control LFR se observa que el contenido armónico total de la señal de corriente inyectada en la red eléctrica mejora relativamente. La aplicación de algún tipo de control no lineal podría mejorar aún más el espectro de la señal, aunque esta última afirmación no ha sido comprobada todavía, y podría ser una vía de futura continuación del presente trabajo.


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3. CONTRIBUCIÓN PRÁCTICA AL DESARROLLO DE ONDULADORES FOTOVOLTAICOS BASADOS EN EL

LFR


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3.1 - OBJETIVOS A continuación se detallan los principales objetivos que llevan a la realización del proyecto de contribución al desarrollo práctico del ondulador fotovoltaico basado en la filosofía del LFR. 3.1.1- MEJORAR HARDWARE AC-NLFR / AC-NILFR

3.1.1.1- MAYOR ROBUSTEZ DEL ONDULADOR

a) EVITAR FALLOS EN LA CONEXIÓN Se tenía una gran probabilidad de sufrir averías en el ondulador cada vez que este era conectado a la red eléctrica para inyectar potencia. Se debía a la etapa Push-pull del ondulador que sufría daños irreparables en los Mosfets que se empleaban como nexo de unión entre la tensión DC de los paneles fotovoltaicos y la tensión AC de la red eléctrica. Por este motivo uno de los principales objetivos es estudiar las causas de destrucción de dichos Mosfets y tomar las acciones correctoras pertinentes, ya sea por ejemplo proponer un circuito alternativo al existente que garantice el correcto funcionamiento de todo el sistema. b) PROTECCIONES ADICIONALES El ondulador AC-LFR carece de sistemas de protección eficaces y se debería rediseñar algunas de sus etapas por tal de obtener un buen ondulador y ofrecer un prototipo comercial y robusto. En consecuencia se estudia la posibilidad de añadir protecciones adicionales en las etapas que sean más vulnerables. Son de especial interés el estudio de la etapa Push-pull, las puertas de los Mosfets que lo componen y la limitación de corriente de arranque del transformador ya que en muchas ocasiones sobrepasa la corriente máxima permitida por el magnetotérmico y hace que este se active e interrumpa el suministro de tensión eléctrica. c) REDISEÑO DE ETAPAS DEL ONDULADOR Por tal de reducir el volumen de circuitos electrónicos que componen el ondulador, se pacta el objetivo de intentar sustituir diferentes módulos por uno único que desempeñe ese misma tarea de una forma más robusta y centralizada. Uno de los principales circuitos que se deben compactar es el módulo de obtención de la señal diente de sierra que ocupa un área efectiva muy grande. En la actualidad ya existen componentes VCO que son capaces de ofrecer una variación de frecuencias superiores a las requeridas por el ondulador. Por otro lado también es interesante la modificación hardware de otras etapas, como son la etapa push-pull, ya que se podría mejorar el rendimiento del ondulador compactando a nivel físico las señales de disparo de los Mosfets y así evitar fenómenos innecesarios como puede ser el “ringing” al conmutar los interruptores.


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3.1.1.2 - MEJORA THD DE CORRIENTE Se tiene un ondulador que inyecta potencia a la red de forma eficaz pero la forma de onda de la corriente eléctrica inyectada dista mucho de ser senoidal. En consequencia se esta inyectando a la red eléctrica armónicos que no son nada deseables para un prototipo que esta pensado para su comercialización. Se realiza un estudio para introducir mejoras en la forma de onda de la corriente inyectada y realizar una etapa de control que tenga en cuenta dicha corriente y que sea capaz de corregir, en la medida de lo posible, la distorsión armónica total (THD). Se vuelve a valorar la posibilidad de compactar el ondulador reduciendo el número de etapas que lo forman y albergando en la nueva etapa de control algunas funciones que se hacen de forma distribuida. 3.1.2 – IMPLEMENTACIÓN HARDWARE MPPT Se propone una alternativa hardware de control MPPT distinta a la anterior. Se propone trabajar con un microcontrolador PIC con la capacidad de hacer lecturas A/D de 10 bits, substituyendo al actual microcontrolador 8085. Se tenía que la conductancia del LFR era variada con una tensión comprendida entre 0 y 5V, que era el microprocesador el encargado de dar tales señales siguiendo el algoritmo de programación del MPPT por tal de variar la conductancia que se presenta al panel en sus extremos y dar en su salida la máxima potencia disponible. Esta filosofía se modifica de tal forma que el microcontrolador PIC varíe la resistencia de unos potenciómetros digitales y estos sean los encargados de dar las tensiones de control de conductancia del LFR. Se tiene que esta última filosofía es más robusta y rápida de implementar.


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3.2 - SOLUCIÓN ADOPTADA Se presentan las soluciones adoptadas para cada objetivo a realizar en la contribución al desarrollo del ondulador fotovoltaico basado en el LRF. 3.2.1 - CONVERTIDOR AC-NLFR 3.2.1.1 – PROTECCIÓN DE ARRANQUE a) LIMITACIÓN DE CORRIENTE Uno de los objetivos a realizar en este proyecto era evitar que el ondulador hiciera activar la protección de sobrecorriente del magnetotérmico situado en la toma de tensión de la red eléctrica, cada vez que este se conectaba. Para ello se realiza un estudio previo analizando con un osciloscopio la corriente absorbida por el ondulador en el momento en que este se conecta a la red eléctrica y tomando una captura de la imagen de corriente demandada. Se observa en la imagen obtenida que existe un pico de corriente inicial que supera el límite permitido por las protecciones de tensión alterna. Las causa de este fenómeno se implican con la corriente de magnetización del transformador empleado. Es decir, todo transformador en su devanado primario consume una corriente que se denomina de magnetización que hace que su núcleo puede magnetizarse correctamente, caracterizada esta corriente por el hecho de tener la asociación paralela de la inductancia jxm y la resistencia rol.

Fig 1. Circuito real del transformador

En este caso en particular, el transformador que se emplea es de unas dimensiones considerables y por tanto demanda una corriente inicial excesiva que debe ser limitada. La solución adoptada en este caso es introducir una resistencia limitadora en serie con el devanado primario del transformador, de este modo se reduce parcialmente el pico de corriente inicial que ha de suministrar la red eléctrica.


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Fig 2. Push – Pull

Se opta por seleccionar una resistencia NTC. Estas resistencias tienen un coeficiente de temperatura negativo, es decir que mientras más se calientan más bajo es su valor resistivo. Este hecho es muy favorable para el ondulador ya que en el instante de arranque la NTC tiene el valor resistivo más alto porque la potencia en ella es inexistente y la protección al sobrepico es máxima. Pero cuando el ondulador empieza a inyectar corriente a la red eléctrica la potencia en la NTC empieza a ser considerable y por tanto incrementa su temperatura interna que hace que su valor resistivo baje y de esta forma no se tienen perdidas de potencia en los extremos de la resistencia. Se quiere transferir toda la potencia que ofrecen los paneles a la red eléctrica y no perderla en forma de calor en el ondulador. Las NTC son resistencias no lineales y su resistencia varía de forma exponencial siguiendo la siguiente expresión:

R = A . e B/T

Fig 3. Respuesta de termistores NTC.


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En conclusión, con la resistencia limitadora NTC se consigue que la corriente inicial de magnetización se limite de forma drástica sin implicar una perdida de potencia inyectada en red considerable por la consecuencia de tener una resistencia en serie entre la red eléctrica y el devanado primario del transformador. b) PROTECCIONES ADICIONALES Una de las principales preocupaciones era determinar la causa de la destrucción de los interruptores (Mosfets) empleados en la etapa PUSH-PULL del ondulador. Inicialmente se pensó que podría ser debido a un sobrepico de tensión entre la puerta y el surtidor del Mosfet en el instante en que el ondulador se conectaba a la red eléctrica, y que los diodos zener de protección que se tenían no eran los suficientemente rápidos como para limitar su valor. Posteriormente se garantizó mediante unas capturas de osciloscopio de la tensión VGS de los Mosfets que en ningún momento se superaba los límites del fabricante. Por lo tanto, la investigación se centró en la activación de los interruptores que debían ser complementaria y conmutar a una frecuencia de 50Hz como la de la red eléctrica. En esta ocasión, si se observó la anomalía que llevaba a la destrucción del módulo PUSH-PULL. Esta anomalía consistía en que las señales de activación de los interruptores no eran complementarias en el momento de arranque del ondulador y por lo tanto se producía un cortocircuito cada vez que los dos interruptores conducían en el mismo instante. Con esta investigación se llegó a la conclusión que el problema radicaba en la señal inicial de control de la activación del puente PUSH-PULL ya que en sus instantes era indeterminada. Esto se debía a que se emplea en todo el ondulador una alimentación simétrica de

V15± que provenía de otro módulo. Esta tensión simétrica se formaba con un regulador de tensión lineal (LM7905) para obtener la tensión negativa y una fuente conmutada para obtener la tensión positiva. Para la alimentación positiva se decidió emplear una fuente conmutada porque esta puede suministrar más potencia que un regulador lineal, ya que esta tensión alimentaba a más circuitos que la tensión negativa. De esta forma se observó que la disposición temporal de estas tensiones en el momento de arranque era distinta, siendo la tensión positiva más lenta de estabilizar. Por esta causa la tensión de disparo del puente era inestable hasta que la tensión positiva llegaba a su valor final y se estabilizaba. Por este motivo se opto por introducir a la etapa PUSH-PULL un retardo en su alimentación de control del puente superior al de la fuente conmutada empleada. Para llevar a cabo dicho retardo se diseño un simple circuito temporizador que active toda la circuitería de control pasados unos milisegundos. Dicho circuito esta compuesto por un condensador y una resistencia que hacen activar un Mosfet cuando la tensión del condensador es igual a la tensión de activación del Mosfet y este habilita la tensión de alimentación de todo el módulo (figura 4).


73

Fig. 4 Circuito retardo de alimentación. Con este simple circuito se garantiza que las señales de control del puente conmutado sean las correctas y que la etapa no se destruya, asegurando así el buen funcionamiento del ondulador. Como queda demostrado que la etapa PUSH-PULL es de vital importancia para el ondulador, se procede a hacer un estudio de las medidas adicionales que se podrían introducir para garantizar su robustez. En este caso el principal objetivo es la protección de los Mosfets, ya que son unos elementos muy críticos e importantes. La principal mejora es introducir unos supresores entre la puerta y el surtidor de cada interruptor substituyendo los diodos zener que habían. Como se sabe los supresores de tensión son unos componentes que limitan la tensión de una forma muy rápida, mucho más que unos simples diodos zener y que suelen ser componentes más robustos. Se estudia la posibilidad de emplear algún Snubber para proporcionar una seguridad extra, pero se desestima porque la frecuencia de conmutación de los interruptores es de 50Hz y no se cree que sea crítica. Por tanto a continuación se presenta el circuito esquemático modificado de la etapa Push-Pull.

Q6

N DSG3

12

D1

1N4620

12C4

10uC310u

C2

1n

U1LM7805C/TO

1 3

2

IN OUT

GN

D

R147k R2

100kEntrada

+15V fuente conmutada Salida +5V

Control puente PUSH-PULL


74

c) ESQUEMA ELÉCTRICO PUSH-PULL


75

3.2.1.2 - LAZO DE CORRIENTE a) INTRODUCCIÓN Otro objetivo del proyecto es mejorar la forma de onda de la corriente que se inyecta a la red eléctrica desde el ondulador. Como se hacía mención en el articulo “Onduladores Fotovoltaicos Modulares basados en el convertidor AC-LFR” las formas de onda que se tenían distaban bastante de ser una onda senoide, es decir que se apreciaba una gran componente armónica total en ella. De este mismo artículo se extraen los resultados experimentales que se citan:

Fig5. Forma de onda del prototipo A. (AC-NLFR). Fig6. Espectro de tensión y corriente en el AC-NLFR

Se puede observar la gran influencia del tercer armónico en la corriente inyectada en la red y como aparecen otros armónicos de diferentes ordenes de magnitud que afectan en su totalidad a al forma de onda final de la señal. Las causas de esta distorsión en la corriente de la red eléctrica son varias, pero las más destacables son la no linealidad del transformador de salida de la etapa Push-Pull y que los armónicos presentes en la red intermodulan con el rizado inducido en la tensión de los paneles, pues el filtrado del condensador de entrada no es ideal. En su día se hicieron las pertinentes comprobaciones para asegurar que el ondulador cumplía con las normativas de equipos de clase D, para que los armónicos inyectados en la red eléctrica estuvieran acotados dentro de los límites de la norma. Aún así, si se quiere hacer un ondulador comercial y competitivo se debe mejorar esta corriente que inyecta a la red eléctrica y hacer un producto más eficaz, de ahí la necesidad del estudio que se lleva a cabo. La mejora que se quiere introducir en el ondulador es hacer constar en el control LFR la forma de la corriente que estamos inyectando a la red, es decir implementar un lazo de control proporcional de la corriente. Tal y como se tenía el control LFR hacia variar la conductancia de carga de los paneles variando la frecuencia de la señal diente de sierra, ya fuese variándolo manualmente o por medio de un microcontrolador que situara esa frecuencia en un determinado valor para que la transmisión de potencia del panel fuera la máxima (MPP).


76

Fig. 7 AC-LFR

Siguiendo el circuito que se empleaba realmente en el ondulador:

Fig.8 Convertidor AC-LFR. Y si nos centramos en la obtención de la señal de control para el Buck-Boost se tiene que el diagrama de bloques que se empleaba era el siguiente.

Fig9. Diagrama de bloques del anterior módulo PWM

OP+-

VCO

PWMModulador


Tensión doble onda rectificada red eléctrica

D(t)= m .sin(wot)


77

Según este diagrama de bloques el control del convertidor se hacía simplemente variando la tensión de control MPPT que a su vez variaba la frecuencia de la señal diente de sierra y así se modificaba la conductancia del LFR implementada mediante un convertidor buck-boost en DCM, sin tener en cuenta la corriente que se estaba inyectando en la red eléctrica. Por tanto si se quiere que la obtención de la señal de control del LFR este implicada con la forma de onda de la corriente inyectada en la red eléctrica, se debe cambiar la antigua filosofía empleada por la siguiente.

Fig10. Diagrama de bloques del actual módulo PWM

Con este diagrama de bloques lo que se intenta es que la corriente que inyectamos a la red tenga una forma más senoidal ya que se esta introduciendo una realimentación negativa del error entre la tensión de la red, que es teóricamente senoidal , y la corriente que el ondulador inyecta que es la que tiene una componente total armónica muy notable. De alguna manera lo que se intenta hacer es un control proporcional que modifique el ciclo de trabajo del LFR para intentar compensar los armónicos de corriente que el ondulador crea.

OP+-

VCO

PWMModulador


Tensión proporcionalV red eléctrica

D(t)= m .sin(wot)

+- AGC

Rectf

Tensión proporcionalI red eléctrica


78

b) DIAGRAMA DE BLOQUES AGC Se observa en el diagrama anterior que se introduce un bloque denominado AGC (Automatic Gain Control). Este bloque se utiliza para obtener una señal de amplitud constante proporcional a la corriente independientemente de la potencia que el ondulador este inyectando en la red eléctrica, es decir, el ondulador variará la potencia inyectada según la potencia que sean capaces de entregar los paneles fotovoltaicos. Para aplicar el control con realimentación de corriente se necesita restar la tensión de la red eléctrica con la tensión proporcional a la corriente que se esta inyectando en una proporción constante dos a uno respectivamente(8Vpp y 4Vpp), independientemente de la potencia que se este inyectando en todo momento. De esta manera con el AGC se facilita la obtención del error entre ambas señales y podemos aplicar el control proporcional sin ningún problema con el cambio de amplitudes. El circuito que se emplea para este propósito es el siguiente:

Fig11. Diagrama de bloques del AGC

Como se puede ver en el diagrama de bloques, se tiene una tensión de referencia que indica la amplitud máxima que deseamos obtener en la salida (Vout) que en este caso es de 4Vpp y por tanto el valor que se le da es de 2V. Obsérvese que se implementa un control PI para que la tensión de control (Vcontrol) y la tensión proporcional a la corriente de la red eléctrica (V iredeléctrica) al multiplicarlas siempre tengan el valor de salida de 4Vpp. De esta forma obtenemos un circuito AGC que nos garantiza que siempre tendremos el mismo nivel de tensión proporcional a la intensidad de la red eléctrica independientemente de la potencia que se esta inyectando, siempre y cuando dicha potencia no sea nula o muy pequeña. Simulando este circuito se obtiene los siguientes resultados.

MULTIPLICADOR

V (Iredeléctrica)

Detectorde

Pico+

-

Referencia

PI

Vout

Vcontrol


79

Si por ejemplo esta inyectando poco potencia a la red y la tensión que se obtiene proporcional a la corriente AC es de 1Vpp, se tendría lo siguiente:

Fig12. Simulación del AGC para valores bajos de potencia

Y si en este caso inyecta más potencia y la tensión proporcional a la corriente AC es de 6Vpp se tiene lo siguiente:

Fig.13. Simulación del AGC para valores altos de potencia

Obsérvese que en ambos casos, la multiplicación del valor máximo de pico de la tensión V(Iredeléctrica) y la tensión Vcontrol siempre dan un valor de 2 V de pico para Vout tal y como se requiere. Para desarrollar el AGC circuitalmente, se dispone de un multiplicador de cuatro cuadrantes de dos canales denominado MPY634 con el cual se efectúa la multiplicación de las señales V (Iredeléctrica) y Vcontrol. Se realiza un control PI con un único amplificador operacional trabajando con realimentación negativa y para el detector de pico se utiliza un simple circuito que detecta la amplitud máxima del semiciclo positivo de la señal de salida.


80

El circuito implementado se presenta a continuación:

Fig14. Esquema eléctrico del AGC

Como no se ha implementado un circuito restador la tensión de referencia es negativa, de esta forma evitamos incorporar más circuitería a todo el sistema.

+15V

-5V

+15V

-15V

-15V

+15V

-15V

C1

0.1u

1 2R310k

2

1

R11k

2

1

R8

100k

21

C4

10u1

2

C43 1u1

2

R5 2k

2 1

R10

D1

D1N4151

C2

0.1u

12

+

-U1C

124

10

98

411

U5

MPY634

12

67

1110

148

4

12

X1X2

Y1Y2

Z1Z2

+VS

-VS

SF

OUT

C3200p

1

2

R9 120k21

R6

100k

2

1

C5 1u1 2

+

-

U1B

1245

67

411

R290k

2

1

R7

100k

21

R410k

2

1

V(Iredeléctrica)

Vcontrol

Vout

DETECTOR DE PICODETECTOR DE PICO

MULTIPLICADORMULTIPLICADOR

PIPI


81

Rectificador de doble onda de precisión Como se tiene en el diagrama de bloques, se necesita de un rectificador de doble onda para rectificar la señal de la resta entre la tensión proporcional a la red eléctrica y la tensión proporcional a la corriente. Esta señal es la que ira a compararse con la señal diente de sierra variable en frecuencia, para así variar el ciclo de trabajo del convertidor “buck-boos” DCM que implementa el LFR. El circuito que se desarrolla es el siguiente:

Fig15. Esquema eléctrico del rectificador de precisión

Se presenta una simulación del circuito empleado.

Fig16. Señales de salida del rectificador

-15V-15V

+15V+15V

R25

50k

21

R26

100k

21

R29

47k

2

1

R28

33k

2

1

R31

100k

21

D3 D1N4149

R30

100k

21

D2

D1N4149

+

-

U3B

124

5

67

411

+

-

U3C

124

10

98

411

R27Vredelectrica - V(Iredelectrica)

(8Vpp - 4Vpp= 4Vpp)

Vrectificada (2Vp)


82

Como es lógico en este tipo de circuitos, se dispone del potenciómetro R27 para ajustar a la perfección la amplitud de cada semiciclo de la señal rectificada. Si las amplitudes de cada semiciclo no son las mismas se tendrán problemas en el momento de control del LFR, ya que se estaría haciendo trabajar asimétricamente al ondulador y por tanto las potencias en cada semiciclo serían distintas. Este hecho haría que el transformador intentara que las potencias en cada semiciclo fuesen las mismas y por tanto introduciría unas modificaciones en el semiciclo pertinente para que las áreas de potencia fuesen iguales. Estas modificaciones en los semiciclos se traducen en cambios abruptos en la corriente inyectada que pueden ser perjudiciales para los Mosfets de conmutación de la etapa Push-Pull. Se muestra una simulación aproximada de estas anomalías en la corriente de la red cuando la asimetría de la señal rectificada es muy notable:

Fig17. Asimetría en transformador

No conviene que haya mucha diferencia de amplitud en cada semiciclo rectificado para así poder conservar la integridad de todas las etapas del ondulador. VCO El bloque VCO (Voltage Controlled Oscilators) es un circuito electrónico que controla la frecuencia de una señal diente de sierra mediante la tensión que se le aplica en su entrada. Esta etapa ha sido objeto de estudio y modificación respecto al circuito VCO que se utilizaba con anterioridad en el ondulador. Como se había justificado en los objetivos del proyecto, se intenta compactar cada módulo interno para así obtener un circuito total más sencillo, fácil de identificar y más robusto. Gracias a los avances tecnológicos de ciertos productos electrónicos, se dispone en el mercado de un generador de funciones integrado llamado MAX038. Este generador de funciones substituye con creces a otros que existían que por su poco rango de variación de frecuencia se hacían inservibles para el ondulador.


83

Con anterioridad el circuito que se empleaba proporcionaba una variabilidad de frecuencia de 20kHz a 300kHz, controlado por una tensión que iba de 0V a 5V. Como se ha comentado el MAX038 proporciona unas características técnicas que lo hacen muy útil para el ondulador.

Fig18. MAX038

Características técnicas: § Rango de frecuencia 0.1Hz a 20MHz § Señales triangulares, diente de sierra, senoide, pulso y cuadrada § Ajustes independientes de frecuencia y duty-cycle § duty-cycle variable entre 15% a 85% § baja impedancia 0.1Ω § baja distorsión señal senoide 0.75% § Influencia de temperatura 200ppm/°C

Como se quiere crear una señal diente de sierra, lo primero que se debe hacer es programar el generador de funciones para obtenerla. Primeramente se debe seleccionar que el generador de funciones nos de en su salida una señal triangular, por tanto tal y como indica el fabricante se debe insertar en los pines A0 y A1 un nivel lógico alto y bajo respectivamente.

Posteriormente se selecciona que la señal triangular que proporciona el generador de funciones sea un diente de sierra, es decir que su duty-cycle sea próximo al 100%. En este caso el generador puede llegar al 85% .


84

Para obtener el 85% de duty-cycle se debe introducir una tensión en el pin DADJ(V) de un valor cercano a –2,5V, tal y como indica el fabricante en la siguiente gráfica.

Fig19. Duty cycle vs Dadj voltage

Se emplea una tensión de referencia que da el mismo generador de funciones de un valor de 2,5V. Esta tensión se encuentra en el pin número uno, y lo único que se hace es negarla con un circuito integrado negador ICL7660 e introducirla en el pin DADJ.

Fig20. Esquema de conexión DADJ

Una vez programado el generador de funciones para obtener el diente de sierra, se pasa a configurarlo para que varíe la frecuencia de la señal según la tensión que se le aplique y en el rango que se necesita. El rango mínimo de variación es de 20kHz-300kHz. La frecuencia de la señal diente de sierra que ofrece el generador de funciones se controla mediante un pin denominado IIN. A esta entrada denominada IIN se le coloca una resistencia en serie y por tanto cuando se le aplica una tensión se genera internamente una corriente que hace que la señal diente de sierra tome el valor de una determinada frecuencia.

INVERSORICL7660CPA

+2,5V

-2,5V


85

El rango de frecuencia donde se va a mover el generador de funciones queda determinado según el condensador que se incorpore en el pin denominado COSC. Según la grafica del fabricante se tiene que:

Fig21.tabla de frecuencias obtenibles

Como se puede observar en la gráfica, sería interesante optar por un condensador de un valor entre 100pF-300pF. De este modo se podría obtener la variación de frecuencia de la señal diente de sierra deseada. Se escoge un valor de 160pF ya que se aproxima a la media aritmética de ambos valores de condensador citados. Con este valor de condensador el generador es capaz de darnos una variación de la frecuencia de la señal diente de sierra de 17kHz-450kHz. Este valor sin duda es muy superior y aconsejable que con el que se conseguía anteriormente y empleando un único componente que siempre mejora la robustez total de todo el ondulador. Hay que pensar que este integrado substituye a todo un conjunto de componentes electrónicos discretos que se utilizaban para implementar el VCO y que en el caso concreto del ondulador se necesitan cuatro módulos, tantos como paneles fotovoltaicos a controlar.


86

Por lo tanto con esta configuración final del generador de funciones, este nos da en su salida una señal de 2Vpp con una frecuencia comprendida entre 17kHz-450kHz, dependiendo de la tensión que se aplique en la entrada IIN.

Fig22. Señal de salida del MAX038

El esquema circuital del MAX038 se repite para los cuatro generadores de funciones que existen en el ondulador, ya que se tienen cuatro paneles fotovoltaicos a controlar y por tanto se necesitan variar la tensión de control de cuatro “buck-boost” que implementan el LFR. Este esquema es el siguiente:

+5V

-5V

U7

MAX038

1

2 6 9 11 15 18

10

17

13

12

14

5

19

34

78

16

20

REF

GN

DG

ND

GN

DG

ND

GN

DG

ND

IIN

VC

C

PDI

PDO

SYNC

COSC

OUT

A0A1

DADJFADJ

DV+

V-

U6

ICL7660CPA

67

83

2

4

5

LVOSC

V+GND

CAP+

CAP-

VOUT

C15

1u1

2

C39

1u1

2

R61 12k

21

C16165p

1

2

R62

1k

21

C1310u

1

2

C14

10u1

2

Tensión de control VCO

-2,5V+2,5V

17kHz-450kHz


87

Como se puede observar el generador de funciones ya ofrece la señal diente de sierra que se requería para el control LFR de cada panel. Pero esta señal que se tiene aún no es la idónea para ser comparada con la señal de doble onda rectificada, ya que carece de la amplitud necesaria y se debe eliminar el offset que presenta para que varíe de 0V a 12V. Para realizar este acondicionamiento de señal se diseña un simple amplificador inversor que introduce un offset negativo ajustable y una ganancia igual a seis.

Fig23. Esquemático del circuito acondicionador diente de sierra

Por lo tanto la señal final que se obtiene del diente de sierra tiene el siguiente aspecto:

Fig24. Señal diente de sierra final

La razón de que la señal este acotada entre 12 voltios y 0 voltios es porque se compara con la señal rectificada de doble onda que tiene una amplitud de 4Vp. Como se sabe, este ondulador trabaja con un convertidor “buck-boost” que hace la función de LFR siempre y cuando este trabaje en modo discontinuo (DCM). Por este hecho, el convertidor siempre trabajará en modo discontinuo siempre y cuando el valor de amplitud de la señal rectificada no supere a ½ del valor total de amplitud del diente de sierra.

-5V

+15V

-15V

C441u

1

2

R45

6.2k

21

R49

+

-

U4A

124

3

21

411

R53 1k21

R57

1k

21

C37

1u

1 2

C38

1u

1 2

VgeneradorDiente de sierra

V diente de sierra1V

-1V

12V


88

Según lo comentado se tiene que: Si se define

raentedesierAMPLITUDdictificadaAMPLITUDre

m =

y se tiene que el convertidor “buck-boost” trabaja en modo discontinuo (DCM) siempre y cuando se cumpla el siguiente requisito

210 ≤≤ m

Por lo tanto aplicando las amplitudes que se han diseñado para el control LFR:

310

31

124

≤≤⇒=== mVpVp

raentedesierAMPLITUDdictificadaAMPLITUDre

m

De este modo se garantiza que el control LFR siempre haga trabajar al convertidor “buck-boost” en modo discontinuo asegurando que cumpla con el cometido de conductancia equivalente. Para garantizar que este circuito sea eficaz se debe utilizar un amplificador operacional de un gran ancho de banda, ya que se desea amplificar por seis señales con frecuencias máximas de 450kHz. En este caso se utiliza el EL2444 con una ganancia unidad situada a 120MHz, tal y como muestra el fabricante del componente para la configuración inversora que se emplea.

Fig25. Respuesta en frecuencia


89

Comparador La implementación del bloque comparador es muy sencilla, únicamente se emplea un comparador con alimentación asimétrica de +15V. Este comparador es el LM311 con unas características técnicas excelentes para el propósito de comparación a alta frecuencia.

Fig26. Figura del comparador

Fig27. Características eléctricas del comparador

Se observa en la hoja de características que el tiempo de respuesta típico es de 200ns, como se trabaja con frecuencias no superiores a 450kHz (2,2us) este componente asegura la buena conmutación de la comparación para el control LFR.


90

El circuito que se usa es el siguiente:

Fig28. Esquema eléctrico del comparador

La señal de salida del comparador se lleva directamente al dirver de control del Mosfet del convertidor “buck-boost” en DCM. Haciendo una simulación aproximada, se puede ver que forma de onda se obtiene en la salida del comparador para realizar el control del LFR. Suponiendo que la señal diente de sierra tiene un valor de frecuencia igual a 6kHz, se toma este valor para poder hacer una simulación sin problemas de representación ya que se sabe que la mínima frecuencia es de 17kHz, se tiene que:

Fig29. respuestas del circuito Se observa que la gráfica superior representa las entradas del comparador, tanto el diente de sierra que proviene del generador de funciones MAX038 como la señal rectificada de media onda que proviene del lazo de control. La gráfica inferior sería la salida del comparador y por tanto la señal de control del convertidor que trabaja como LFR.

+15V

R41

1k

2

1

C27 1u12

+

-

U11

LM311

2

37

5 64 1

8


91

Se puede deducir que la señal de control tendrá un período de 100Hz igual al de la señal rectificada, pero que variará el duty-cycle a lo largo del período. Es fácil ver que si varía la frecuencia del diente de sierra también lo hará el duty-cycle de la señal de control LFR. Obtención de las señales eléctricas

§ SEÑAL DE INTENSIDAD DE LA RED ELÉCTRICA:

Para implementar el lazo de control teniendo en cuenta la intensidad que el ondulador esta inyectando en la red eléctrica se necesita algún elemento que sea capaz de ofrecer esa intensidad eléctrica en forma de tensión. Por tal motivo se utiliza un sensor Hall denominado LA55-P (50A) Dispone de tres terminales: § Terminal +: Tnsión de alimentación +15V. § Terminal -: Tensión de alimentación –15V. § Terminal m: Medida.

Y el circuito de obtención de la señal es el siguiente

Fig30. Buffer

§ SEÑAL DE TENSIÓN DE LA RED ELÉCTRICA: De la misma manera se necesita tomar una muestra de la tensión de la red eléctrica. Esta se toma de uno de los devanados adicionales del transformador de 15Vp, únicamente se ajusta el valor de la señal con un simple divisor de tensión formado por una resistencia y un potenciómetro de alto valor resistivo ya que nos interesa que el consumo sea mínimo.

Fig31. Obtención muestra de tensión red eléctrica

-15V

-15V

+15V

+15V

+

-

U2D

124

12

1314

411

S1

LA55

1

3

2V

+

VOUT

V-

R40200

2

1

SensorHALL

Seguidorde

tensión

Vout

VAC

R20

1k

2

1

R21

Tensión devanado15V

Muestra de tensiónde la red eléctrica


92

En ambos casos, la obtención de las señales se hace de una forma eficaz y sencilla. El único problema que se presenta es el siguiente; al conectar el ondulador en la red eléctrica se inducen una serie de armónicos que perjudican las señales obtenidas, tanto la señal proporcional a la tensión de red como el de la corriente. Este es un problema grave ya que si el objetivo del lazo de control de corriente es intentar evitar que nuestro ondulador inyecte armónicos a la red, no se puede permitir el hecho de controlar el LFR con señales que no sean limpias ya que podríamos empeorar los resultados obtenidos. Por este motivo detrás de cada circuito de obtención de señal se coloca una etapa de filtro paso bajos de 18dB/octava con una frecuencia de corte de 1kHz, suficiente para eliminar de una forma cómoda el ruido que no nos interesa y no afectar a las señales de 50Hz y los primeros armónicos de corriente importantes que se están tomando. El circuito que se implementa es el siguiente:

Fig32. Esquema del filtro pasa bajos

Simulando este circuito se pueden ver los resultados obtenidos imaginando que sobre una señal obtenida tenemos un ruido adicional.

Fig33. Señal de salida del filtro


93

Como se puede apreciar este circuito elimina los armónicos de la señal de entrada y en la salida obtenemos esa misma señal pero sin ningún armónico que nos pueda afectar al control del LFR. Se observa que el circuito añade un cierto atraso en la fase, esto no es nada perjudicial ya que para la obtención de la señal de corriente se utiliza el mismo sistema y por tanto al final tenemos las dos señales en fase. Se debe situar la frecuencia de corte del filtro paso bajos a un valor lo suficientemente alejado como para no atenuar los armónicos de corriente que queremos corregir con el lazo de control. Estos armónicos se sitúan en su totalidad en 150Hz aproximadamente, por tanto con una frecuencia de corte de 1kHz aseguramos que pasen todos esos armónicos para poder corregirlos. c) JUSTIFICACIÓN DEL LAZO DE CONTROL Véase esta filosofía de control desde un punto de vista más teórico para comprender lo que hace el diagrama de bloques. Primeramente interesa obtener el error entre la señal senoide de la tensión de la red y la señal distorsionada de la intensidad de red ; y luego sumar el error a la tensión de red e introducir dicha señal para el control LFR , por lo tanto:

V tensión de red – (V intensidad de red + V thd) + V tensión de red =

= 2V tensión de red – (V intensidad de red + V thd)

nota: (Vintensidad de red + Vthd) , es la intensidad de la red eléctrica más la distorsión harmónica total.

De esta manera se observa que la tensión proporcional a la red eléctrica tendrá el doble de amplitud que la muestra de corriente de la red, en este caso se seleccionó que la tensión de red fuese de 8 Vpp y la tensión de la muestra de corriente fuese 4 Vpp. En resumen con este sistema se obtiene la tensión proporcional de la red eléctrica más el error existente entre la tensión y la corriente de la red, por tal de introducir esta señal al control del LFR y hacer constar de alguna manera la distorsión armónica total de la corriente en el control empleado.

Tensión a comparar con el diente de sierra V tensión de red + Vthd


94

Con las siguientes representaciones gráficas obtenidas del ondulador se observa lo que se esta justificando:

Figura 34. Tensión e intensidad de la red eléctrica Figura 35. (V tensión de red+Vthd) rectificada En estas graficas, se puede ver en la figura 34 como la corriente inyectada en la red eléctrica (señal de color azul) tiene una gran componente harmónica total en comparación con la señal senoide de la tensión de la red (señal de color verde). En este caso el control detecta esta anomalía y observando la figura 35, se ve como la señal final resultante que ira al control LFR lleva incorporadas las irregularidades de la señal de corriente de red eléctrica superpuestas a la tensión de red eléctrica. De una forma intuitiva se podría decir que el control intenta inyectar los harmónicos contrarios a los que inyecta el ondulador para así compensar el resultado final.


95

d) GANANCIA DE LAZO Para obtener unos buenos resultados en el control proporcional que se aplica en el ondulador LFR, es importante tener una ganancia de lazo de un valor elevado. Desgraciadamente por la configuración del ondulador, la ganancia de lazo que se obtiene no es muy elevada y por tanto la corrección en la señal de corriente de la red eléctrica es significativa pero no lo suficiente como para corregir la señal hasta el punto de crear una senoidal perfecta. Si se modela de una forma simplificada el sistema de control se obtiene el siguiente diagrama de bloques.

Fig36. Modelo AC-LFR

Se obtiene la siguiente función de transferencia:

st

st

KeKe

icaVredeléctricaIredeléctr

−

−

+=

12

Si se hace la consideración de que Vredeléctrica tiene como valor la unidad, y que K<<1 como se partía de la hipótesis inicial, se tiene que:

KicaIredeléctr 2= Sabiendo que la potencia que entrega el ondulador sigue la siguiente expresión

)(2

22 tDL

TsVpPinPout ⋅⋅≈≈

siendo wotmtDwotmtD 222 sin)(sin)( ⋅=⇒⋅=

y si se tiene que wotVTVout sin⋅=

entonces se puede representar la Ired eléctrica como

VTwotm

LTs

VpwotVTwotm

LTs

VpicaIredeléctrsin

2sinsin

2

22

222 ==


96

Si se substituyen los parámetros de la fórmula por los del ondulador, siendo: Vp ⇒ Tensión de los paneles = 30V m ⇒ relación de amplitudes señal diente sierra vs señal de control = 1/3 VT ⇒ Tensión secundario transformador = 55√2V L ⇒ Inductancia convertidor Ts ⇒ tiempo de conmutación → para 700W se tiene un Ts de 50us y para 100W de 7us.

==

⋅==112.0)100(8.0)700(

320002WKmínWKmáx

TsKicaIredeléctr

Por tanto se observa que la ganancia máxima del ondulador es de 0.8 y la mínima de 0.112, de esta forma se concluye que el control proporcional no tiene una gran ganancia de lazo y que la corrección será mucho peor mientras más pequeña sea la potencia que se inyecta en la red eléctrica.


97

e) ESQUEMA ELÉCTRICO


98

3.2.2 - CONTROL MPPT A continuación se detalla el control MPPT que se les aplica a los paneles fotovoltaicos para que el ondulador pueda inyectar el máximo de potencia a la red eléctrica aprovechando toda la energía que estos pueden ofrecer al sistema. Antes de entrar en como el ondulador implementa el MPPT, se pretende realizar una breve explicación de que es un sistema fotovoltaico y cuales son sus características. 3.2.2.1 - INTRODUCCIÓN Sin ningún género de dudas la energía solar es una fuente de energía limpia, renovable y gratuita. Por este tipo de ventajas es una fuente energética muy valorada y en continuo desarrollo para poder aprovechar sus ventajas al máximo. La conversión de energía solar a eléctrica se lleva a cabo a través de los paneles fotovoltaicos.

Fig37. Célula fotovoltaica.

La mayoría de estas células fotovoltaicas están construidas con cristal de silicio. Existen esencialmente cuatro tipos de paneles fotovoltaicos que son los más usados: (a-Si), CdTe, CIGS y GaAs. Actualmente existen muchos tipos de paneles fotovoltaicos y con técnicas de fabricación muy distintas para intentar aumentar la eficiencia individual de cada panel, por ejemplo en febrero del 2000 se obtuvo un tipo de panel fotovoltaico con una eficiencia oficial del 32.6% todo un logro para este tipo de sistemas energéticos, ya que en sus inicios esta eficiencia era solamente del 6% siendo los laboratorios Bell los primeros creadores de esta célula fotovoltaica.


99

El circuito eléctrico equivalente de una de las células fotovoltaicas es el siguiente.

Fig38. circuito equivalente célula solar

y las curvas de tensión-corriente y potencia-tensión para una célula ideal serían.

Fig39. Curva tensión_ potencia panel solar

Existe un punto donde la potencia del panel es máxima. Por este motivo el ondulador implementa un control MPPT para situar las condiciones de carga del panel fotovoltaico en el punto óptimo de máxima potencia y así aumentar su rendimiento al máximo.


100

Como se ha comprobado el rendimiento de una célula es muy pequeño y por tanto se necesita aprovechar al máximo la poca energía que nos ofrece, en caso contrario no sería rentable su uso. 3.2.2.2 - IMPLEMENTACIÓN MPPT Un sistema fotovoltaico (PV) es una fuente de energía no lineal, la corriente / potencia de salida depende de la tensión que pueda ofrecer el panel en sus extremos. Por otro lado, la máxima potencia generada por el sistema cambia con la radiación solar incidente y la temperatura de trabajo del panel. Entonces para incrementar la relación potencia de salida / coste de la instalación el panel debe trabajar siempre con la máxima potencia de salida (MPP), sino toda la instalación dejaría de ser rentable. Por todo lo expuesto anteriormente, se debe diseñar un control en “tiempo real” basado en un microcontrolador para el seguimiento del punto de máxima potencia de los paneles fotovoltaicos (MPPT) para obtener una alta eficiencia de conversión sin incrementar el coste de la instalación del sistema fotovoltaico. En este ondulador se emplea un simple algoritmo MPPT que ajuste la potencia de los paneles fotovoltaicos a través de un control digital del seguimiento del punto de máxima potencia para controlar la conductancia del convertidor y así maximizar la transferencia de potencia y la eficiencia de todo el sistema fotovoltaico. El sistema que se tiene es el siguiente; se disponen de cuatro paneles fotovoltaicos de los cuales se trata la potencia total de ellos a través de un módulo MPPT y así obtenemos la máxima potencia disponible en ese instante, posteriormente esta energía obtenida se introduce en un inversor para poder inyectar la potencia a la red eléctrica. En esta representación se puede ver lo explicado de una forma mas visual.

Fig40. Partes del ondulador


101

Fig41. Diagrama bloques del ondulador.

De esta manera lo que se tiene que diseñar es un circuito capaz de hacer variar las condiciones de carga del panel fotovoltaico para que siempre de su máxima potencia en la salida. Se puede observar de una forma gráfica, el efecto de aplicar un control MPPT para un sistema fotovoltaico y el efecto de no aplicarlo viendo la potencia que suministra todo el sistema.

Fig42. Comparativa MPPT

Queda demostrada la gran importancia del control MPPT para obtener el máximo de potencia en todas las circunstancia a las que se ven sometidos los paneles fotovoltaicos.


102

Viendo la gráfica se puede comprobar como la potencia total obtenida mediante un control MPPT es mucho mayor que sin aplicar dicho control, justificando así su implementación y uso en este ondulador. El único modo accesible de cambiar las condiciones de trabajo de un panel fotovoltaico, es variar la resistencia / conductancia de la carga que se presenta en sus extremos.

Fig43. recta de carga en un panel Fig44. Punto de máxima potencia

Para ello un nuevo sistema de control MPPT es el que se desarrolla en este ondulador, se trata de un único convertidor DC/DC buck-boost el cual se controla mediante una unidad microcontroladora que envía una señal de control PWM para el convertidor haciendo que su conductancia (1/RL) varíe y se sitúe en el punto óptimo de máxima potencia. La principal diferencia entre el método usado para el control MPPT y el de otras técnicas de control es que la potencia de salida de los paneles fotovoltaicos se usa directamente para controlar el convertidor DC/DC, esto reduce drásticamente la complejidad de todo el sistema. De esto resulta un sistema de alta eficiencia, bajo coste y fácil de reconfigurar según el número de paneles a controlar. Según se ha comentado para implementar el MPPT se sigue un esquema como el siguiente:

Fig45. Diagrama bloques AC-LFR


103

Siendo estrictos con el diseño del ondulador, este inyecta potencia a la red eléctrica y por tanto detrás del convertidor back-boost DC/DC hay una etapa Push-Pull para adaptar esa potencia en DC a la potencia AC que deseamos inyectar. Por tanto todo el sistema de control más el ondulador se pueden ver de la siguiente manera:

Fig46. AC-LFR

Observando que se tiene de una forma simplificada un bipuerto donde se transfiere la energía desde los paneles fotovoltaicos hasta la red eléctrica, controlando el punto de máxima potencia de los paneles. Para implementar el LFR se emplea un convertidor buck-boost trabajando en modo de conducción discontinuo (DCM). Esta demostrado que estos convertidores trabajando en modo DCM se comportan como una conductancia variable dependiendo directamente del tiempo de conmutación con el que trabaja el interruptor.

)(2

)( 22

tDLTsm

tG =

Para obtener una mayor información sobre cómo trabaja el convertidor “buck-boost” en modo discontinuo y conocer la función de transferencia en este régimen de funcionamiento nos podemos referenciar al apartado 1.7 del estado del arte que lleva por titulo Análisis del convertidor “Buck-Boost”.


104

3.2.2.3 – CAMBIO ALGORITMO MPPT Uno de los objetivos del proyecto, era implementar un algoritmo de control MPPT más eficaz que el que se empleaba con anterioridad. El algoritmo que se empleaba para el control del punto de máxima potencia era el siguiente.

Fig47 .Algoritmo MPPT anterior

Se observa en este diagrama de flujo que se están empleando para el control del MPPT dos informaciones simultáneamente, como son la tensión del panel fotovoltaico y la potencia que entregan los paneles. El muestreo de tensión se llevaba a cabo para determinar en que región de la curva característica I-V del panel fotovoltaicos estaba trabajando y así modificar el signo del incremento o decremento del tiempo de conmutación según la potencia crezca o decrezca. En este tipo de algoritmo se muestrean dos variables por panel. Además el algoritmo debe realizar cálculos con ambas señales, considerando que se tienen cuatro paneles fotovoltaicos a controlar, el tiempo necesario para ajustar el periodo óptimo de cada panel puede ser elevado. La versión propuesta en este trabajo utiliza como entrada de información la potencia que entrega el panel fotovoltaico, de esta forma se implementa un control de MPPT que tendría un tiempo de computo menor que el anterior, y que podría tener mayor rapidez de convergencia hacía el punto de máxima potencia MPP.

Sensar V(k) I(k)

Calcularpotencia

P(k)>P(K-1)?

V(k)>V(k-1)? V(k)>V(k-1)?

Vref=Vref-c Vref=Vref-cVref=Vref+c Vref=Vref+c

Fin


105

Nuevo algoritmo de control MPPT

Fig48. Algoritmo MPPT propuesto

En este caso el algoritmo solo tiene en cuenta la potencia que el panel fotovoltaico esta entregando y controla dicha potencia para que sea siempre máxima. Con este tipo de algoritmo se espera que el programa alcance el valor óptimo de frecuencia de conmutación del convertidor “buck-boost” más rápidamente que en el algoritmo anterior, es decir que converja a un valor determinado en menos tiempo. Hay que destacar que implementando dicho programa solo se necesitan cuatro conversiones analógicas digitales para poder controlar en “tiempo real” la potencia que están entregando los cuatro paneles fotovoltaicos.

RESISTENCIA=10kO

SENSADO POTENCIA

P(n)=P(n-1)?

P(n)>P(n-1)?

SI

NO

SI

NO

FrecMax de 450kHz

Incrementar/decrementarResistencia INVERTIR incrementar/decrementar


106

Localización de un máximo fijo.

Fig. 49 control MPPT

Siguiendo los puntos que se representan: P2a-P1a: El algoritmo iniciaría la búsqueda del punto de trabajo del panel fotovoltaico, por lo tanto se haría un decremento de la frecuencia de conmutación de convertidor para pasar del punto P2a al punto P1a ya que a menos frecuencia más potencia se obtiene. P1b-P2b: Si se continua bajando la frecuencia de conmutación el panel puede ofrecer más potencia que anteriormente pero aún no se sitúa en el punto máximo ya que se encuentra en P2b, por tanto aumenta más la frecuencia y pasa al punto P1b, superando el máximo. En este caso el punto P1b se sitúa en una región de la curva del panel de menos potencia, de esta forma no hemos aumentado la potencia sino que la hemos decrementado. P1c-P2c: Como anteriormente se había situado en un punto de menos potencia, en este caso se hace lo contrario y aumenta la frecuencia como medida de corrección situándose en el punto P2c. Como ahora la potencia es menor se hace lo contrario y baja la frecuencia situándose en el punto óptimo o el de máxima potencia como es el punto P1c. El algoritmo ira incrementando la potencia que entrega el ondulador subiendo la frecuencia de conmutación del LFR y así acercándose al punto máximo de potencia. Dependiendo el incremento que aplique el control llegará a un determinado estado en que oscilará entre unos puntos donde este situado el punto de máxima potencia, en ese momento el algoritmo se quedará de forma permanente en esa frecuencia de conmutación hasta que alguna de las características del panel varíen.


107

Si por ejemplo las condiciones de iluminación solar cambiaran de forma muy drástica, el controlador de MPPT seguiría una estrategia de control como la que sigue en esta representación gráfica: Adaptación a un cambio de el máximo.

Fig.50 Control MPPT

P1a-P2b/P1b-P2b: Los puntos marcarían la región de oscilación en la cual el control MPPT se movería cerca del punto de máxima potencia para unas determinadas condiciones del panel fotovoltaico. P1c-P2c: Si de repente cambian las condiciones de iluminación y por lo tanto también lo hace su curva característica, el punto de máxima potencia se encuentra en otro lugar y el control MPPT iniciaría de forma automática su búsqueda. El control intentaría adaptarse a las nuevas condiciones del panel fotovoltaico y se pondría a trabajar para obtener el nuevo punto de máxima potencia, variaría la conductancia del convertidor DC/DC mediante la frecuencia de conmutación y así tendería al punto óptimo de la curva. 3.2.2.4- IMPLEMENTACIÓN MPPT La filosofía de control MPPT va directamente relacionada con el control de la frecuencia de conmutación del interruptor del convertidor “buck-boost”, que es el encargado de variar su conductancia para que en los extremos del panel fotovoltaico siempre haya una resistencia de carga que maximice la transferencia de potencia. Por tanto se debe diseñar un control que sea capaz de variar esa frecuencia para cumplir con su cometido. Como el ondulador esta provisto de un control MPPT manual, es decir, mediante unos potenciómetros ajustables se puede variar la frecuencia del diente de sierra desde un mínimo de 17kHz a un máximo de 450kHz, todo ello gracias a que esta tensión que controlan los potenciómetros hace variar la frecuencia de conmutación de la etapa VCO, que se implementa mediante un generador de funciones llamado MAX038.


108

De esta forma para el control automático del punto de máxima potencia se quiere aprovechar esta misma filosofía y aplicarla para que el microcontrolador PIC del que se dispone sea el encargado de variar el valor de unos potenciómetros digitales que serán habilitados cuando se seleccione desde el panel principal de control el modo automático. Obsérvese un diagrama de bloques simplificado:

Fig51. Circuito control MPPT

En este diagrama de bloques solo aparece el control de un panel fotovoltaico, hay que pensar que se disponen de cuatro paneles y que por tanto todos estos bloques se multiplican por cuatro menos la señal del lazo de control que es la misma para todos. La etapa multiplicadora es un circuito exterior que se encarga de obtener la corriente y la tensión de cada panel fotovoltaico y multiplicarlo para escalar su valor desde un mínimo de 0V hasta un máximo de 5V, de esta forma el conversor analógico /digital del microcontrolador puede obtener una lectura directa de esta potencia sin ninguna tensión de referencia, ya que él mismo se alimenta con una tensión igual de 5V. La selección de control MPPT manual o automática y la obtención de la tensión de control del VCO se hacen desde un mismo módulo. Este módulo también incorpora el microcontrolador con las entradas de potencia que provienen de la etapa del multiplicador.

Relé

Potmanual

PotDigital

Vcc

VCOMAX038

uControladorPIC

SPIX

CorrienteCorrientepanelpanel

tensióntensiónpanelpanel

A/D

-

+

Señal lazo de control

Señal controlBack-Boost

Vcont

50Hz

17kHz-450kHz


109

De este modo el módulo que se diseña para el control MPPT es el siguiente.

Fig52. Módulo control MPPT

3.2.2.5 - MÓDULO MPPT

Como se ha dicho con anterioridad el control MPPT puede ser implementado de una forma manual por la acción del usuario o automática pasando el control al microcontrolador que se emplea. a) CONTROL MANUAL MPPT En el panel frontal del ondulador se sitúan cuatro potenciómetros para controlar la potencia máxima que son capaces de entregar los cuatro paneles que se quieren controlar. La habilitación de estos potenciómetros se lleva a cabo mediante un interruptor que selecciona el modo manual y un relé electromecánico cuádruple activa la conexión eléctrica de estos. La variación resistiva de los potenciómetros modifica la tensión que va a parar a cada generador de funciones MAX038 que se comportan como VCO, de este modo se puede controlar la conductancia de cada convertidor “buck-boost” que hay situado como carga de cada panel a controlar. Para obtener un grado de robustez se acota el valor de variación de la tensión VCO con un boque denominado acondicionamiento de señal, formado por un divisor de tensión. De esta forma para la tensión mínima que el circuito es capaz de proporcionar se obtiene una señal de diente de sierra de una frecuencia de 17kHz y para la máxima tensión permitida se tiene una frecuencia de 450kHz. Hay que destacar que el usuario en este caso es el encargado de maximizar la potencia que son capaces de ofrecer los paneles de una forma visual, observando en el osciloscopio la señal de corriente que se esta inyectando en la red eléctrica.

uC PIC

Relé cuádruplo

Potdigital

Potdigital

Potdigital

Potdigital

Potmanual

Potmanual

Potmanual

Potmanual

Acondtensión

Acondtensión

Acondtensión

Acondtensión

Entrada Potenciapaneles

SalidaControlVCO’s

Selección manual/automático

MÓDULO MPPT


110

b) CONTROL AUTOMÁTICO MPPT En este caso si desde el panel frontal se selecciona mediante el interruptor el modo automático, el relé electromecánico habilita la conexión eléctrica de los potenciómetros digitales y permite la alimentación del microcontrolador PIC. Al estar alimentado el microcontrolador PIC, este pasa a controlar el valor resistivo de los cuatro potenciómetros digitales para poder maximizar la potencia entregada por los cuatro paneles fotovoltaicos. De algún modo el microcontrolador seguirá el algoritmo programado del seguimiento de máxima potencia y hará variar la tensión de control de los cuatro VCO’s para modificar la frecuencia de conmutación de cada convertidor que se sitúa como carga de cada panel fotovoltaico. Los potenciómetros digitales y los manuales son del mismo valor resistivo de 10kΩ para que sean compatibles con el módulo de acondicionamiento de señal y obtener las mismas variaciones de frecuencia de conmutación.

Potenciómetro digital Se emplea el potenciómetro digital dual MCP42010.

Este integrado incorpora dos potenciómetros digitales que varían su resistencia de 10kΩ en 256 posiciones gracias a un registro de 8 bits. Aunque la instrucción es de 16 bits ya que se necesitan 8 bits adicionales para interpretar que instrucción se quiere realizar y a que potenciómetro nos referimos.


111

La comunicación con este dispositivo se realiza mediante el bus SPI, y es el microcontrolador el encargado de dar dichas instrucciones. A continuación se presenta una grafica temporal de la comunicación que se debe emplear y la información que requiere el potenciómetro digital.

Fig53. diagrama temporal de la escritura del dato al potenciómetro digital

Fig54. instrucciones del potenciómetro digital


112

Por tanto el microcontrolador enviará el valor de los potenciómetros digitales a través del bus SPI y modificar su valor para intentar maximizar la energía entregada por cada panel fotovoltaico a controlar.

Fig55. Comunicación SPI

Como se tienen cuatro potenciómetros digitales para controlar con un mismo microcontrolador PIC, el fabricante aconseja utilizar la configuración daisy-chain. Esta configuración permite controlar todos los potenciómetros ya que cada integrado va aguardando los datos a transmitir para el otro mediante una comunicación serie entre ellos. Véase una representación más gráfica de lo que se explica.

Fig56. configuración Daisy-chain


113

Fig57. escritura en Daisy-Chain

Por lo tanto con esta microcontrolador nos garantizamos el pleno control de los cuatro paneles fotovoltaicos con un único microcontrolador PIC. c) MICROCONTROLADOR El microcontrolador que se emplea es el PIC16F876

Fig58. Microcontrolador

Este dispositivo es que se adapta mejor a las necesidades del módulo de control MPPT, ya que dispone de cuatro canales de conversión A/D y de la comunicación serie SPI para poder controlar los potenciómetros digitales.

Entrada PotenciaPaneles

A/D

ComunicaciónSPI


114

Se muestra el organigrama detallado del programa de control MPPT que emplea el microcontrolador PIC para los cuatro paneles fotovoltaicos.

Fig59. Algoritmo MPPT propuesto

El algoritmo primeramente inicializa todos los registros internos del microcontrolador así como las variables de usuario creadas para el programa. Por tal de inicializar a un valor los potenciómetros digitales, el algoritmo los programa mediante la comunicación serie SPI a su valor máximo de 10kΩ que corresponde a obtener una frecuencia de conmutación máxima del convertidor de 450kHz. Se intenta diseñar una búsqueda del punto de máxima potencia seguro y por tanto se parte de la mínima potencia que se puede inyectar a la red eléctrica para así ir incrementándola sin peligro de superar algún limite que comprometa la seguridad del ondulador.

INICIO PROGRAMAMPPT

INICIALIZACIONESREGISTROS

R’s DIGITAL = 10KOSPI

¿FIN ESPERA1mS?

NO

SI

OBTENER 4 POTENCIAS (A/D)

PARA N=1 HASTA 4

Panterior=Pnueva?SI

Pnueva>Panterior?

INCRE/DECRE RES INVERT INCRE/DECRE

NO

SI

NO

ENVIAR R SPI


115

Como se trabaja con un cristal oscilador de 4MHz el microcontrolador ejecuta las instrucciones y obtiene los resultados a aplicar a una velocidad mucho mayor que la dinámica de nuestro sistema a controlar. Por este motivo se introduce una retardo de espera de un milisegundo para que la modificación de la frecuencia de trabajo del convertidor no inestabilice todo el control MPPT. Una vez finalizada la espera se proceda a la obtención del valor de potencia entregado por cada panel fotovoltaico, para ello se utilizan cuatro canales de conversión A/D y se guardan los resultados en unas variables internas del programa. Seguidamente se pasa a ejecutar el control MPPT para cada panel que se tiene y se procede de la siguiente manera. § Si Potencia sensada = Potencia anterior ⇒ el valor de resistencia no se

modifica § Si Potencia sensada > Potencia anterior ⇒ se sigue

incrementando/decrementando su valor resistivo porque hace aumentar la potencia.

§ Si Potencia sensada < Potencia anterior ⇒ se hace lo contrario de incrementar/decrementar su valor resistivo porque hace disminuir la potencia.

Una vez modificado o respetado el valor de resistencia del los diferentes potenciómetros digitales, se pasa a transferir dicho valor a los potenciómetros mediante la comunicación serie SPI. El algoritmo ejecuta un bucle infinito donde se queda controlando el valor de potencia entregado por cada panel, tal y como deseábamos. A continuación se muestra el programa en código máquina diseñado para el control MPPT y verificado su funcionamiento mediante el simulador que facilita el fabricante del microcontrolador PIC de MICROCHIP.


116

d) CÓDIGO CONTROL MPPT

;/////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////// ;/////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////// ;//////////////PROGRAMA CONTROL MPPT PARA CUATRO PANELES FOTOVOLTAICOS/////////////////// ;/////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////// ;/////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////// #include <p16f876.inc> ;...........VARIABLES DEL PROGRAMA........................................................ CS EQU H'00' ;habilitación de potenciometros digitales NPOT1 EQU 0X20 ;valores de potencia actuales NPOT2 EQU 0X21 NPOT3 EQU 0X22 NPOT4 EQU 0X23 VPOT1 EQU 0X24 ;valores de potencia anteriores VPOT2 EQU 0X25 VPOT3 EQU 0X26 VPOT4 EQU 0X27 R1 EQU 0X28 ;valor de resistencia R2 EQU 0X29 R3 EQU 0X30 R4 EQU 0X31 CONTADOR1 EQU 0X32 ;contadores CONTADOR2 EQU 0X33 RR EQU 0X34 ;variable auxiliar RMAX EQU 0x35 ;resistencia máxima permitida RMIN EQU 0X36 ;resistencia mínima permitida SLOPE1 EQU 0X37 ;incremento de resistencia positivo/negativo SLOPE2 EQU 0X38 SLOPE3 EQU 0X40 SLOPE4 EQU 0X41 ZERO EQU 0X42 ;...........INICIO DEL PROGRAMA DE CONTROL MPPT.......................................... org 00h goto inicio ;...........INICIALIZACIÓN DE LOS REGISTROS.............................................. inicio BSF STATUS,RP0 ;selección bank1 MOVLW b'00000000' ;selección RA3..RA0 MOVWF ADCON1 ;como entradas analógicas MOVLW b'11111111' MOVWF TRISA ;puerto A como entrada MOVLW b'00000000' MOVWF TRISB MOVWF TRISC ;puerto B y C como salida BCF STATUS,RP0 ;selección bank0 CLRF PCLATH CLRF INTCON MOVLW 0X03 MOVWF SSPCON ;set sync serial port control register CLRF NPOT1 CLRF NPOT2 CLRF NPOT3 CLRF NPOT4 CLRF VPOT1 CLRF VPOT2 CLRF VPOT3 CLRF VPOT4 CLRF SLOPE1 CLRF SLOPE2


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CLRF SLOPE3 CLRF SLOPE4 CLRF ZERO CLRF RMIN ;reset registros MOVLW 0XFF MOVWF R1 MOVWF R2 MOVWF R3 MOVWF R4 MOVWF PORTB ;set CS y RS MOVWF RMAX ;set RMAX a 255 GOTO TRA ;iniciar valor potenciometros a 10k ;...........RETARDO PARA OBTENER LAS LECTURAS A/D........................................ Delay MOVLW 0X11 ;retardo para las conversiones A/D 1ms MOVWF CONTADOR1 D0 MOVWF CONTADOR2 D1 DECFSZ CONTADOR2,F GOTO D1 DECFSZ CONTADOR1,F GOTO D0 ;fin del retardo ;...........CONVERSION A/D DE LAS POTENCIAS DE CADA PANEL................................ ;//////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////// MOVLW b'11000001' ;CONVERSION A/D PANEL 1 (CHO) MOVWF ADCON0 BSF ADCON0,2 ;start new A/D conversion loop BTFSC ADCON0,2 GOTO loop MOVF ADRESH,W MOVWF NPOT1 ;optencion de la potencia panel 1 ;//////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////// MOVLW b'11001001' ;CONVERSION A/D PANEL 2 (CH1) MOVWF ADCON0 BSF ADCON0,2 ;start new A/D conversion loop1 BTFSC ADCON0,2 GOTO loop1 MOVF ADRESH,W MOVWF NPOT2 ;optencion de la potencia panel 2 ;//////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////// MOVLW b'11010001' ;CONVERSION A/D PANEL 3 (CH2) MOVWF ADCON0 BSF ADCON0,2 ;start new A/D conversion loop2 BTFSC ADCON0,2 GOTO loop2 MOVF ADRESH,W MOVWF NPOT3 ;optencion de la potencia panel 3 ;//////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////// MOVLW b'11011001' ;CONVERSION A/D PANEL 4 (CH3) MOVWF ADCON0 BSF ADCON0,2 ;start new A/D conversion loop13 BTFSC ADCON0,2 GOTO loop13 MOVF ADRESH,W MOVWF NPOT4 ;optencion de la potencia panel 4


118

;...........CONTROL MPPT DE CADA PANEL A CONTROLAR....................................... ;//////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////// MOVF NPOT1,W ;PANEL 1 SUBWF VPOT1,W BTFSS STATUS,Z ;¿son iguales valores potencia anterior y nueva? GOTO DIST1 ;no lo son GOTO FIN1 ;si lo son DIST1 MOVF NPOT1,W SUBWF VPOT1,W BTFSS STATUS,C ;si NPOT1>VPOT1 ir a NMAY1 GOTO NMAY1 CALL INVEROPERA1 ;si no es mayor la potencia nueva invertir la operación NMAY1 MOVFW R1 CALL OPERA1 ;realizar la operación MOVWF R1 FIN1 MOVFW NPOT1 MOVWF VPOT1 ;guardar la potencia obtenida ;//////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////// MOVF NPOT2,W ;PANEL 2 SUBWF VPOT2,W BTFSS STATUS,Z GOTO DIST2 GOTO FIN2 DIST2 MOVF NPOT2,W SUBWF VPOT2,W BTFSS STATUS,C ;si NPOT2>VPOT2 ir a NMAY2 GOTO NMAY2 CALL INVEROPERA2 NMAY2 MOVFW R2 CALL OPERA2 MOVWF R2 FIN2 MOVFW NPOT2 MOVWF VPOT2 ;guardar la potencia obtenida ;//////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////// MOVF NPOT3,W ;PANEL 3 SUBWF VPOT3,W BTFSS STATUS,Z GOTO DIST3 GOTO FIN3 DIST3 MOVF NPOT3,W SUBWF VPOT3,W BTFSS STATUS,C ;si NPOT3>VPOT3 ir a NMAY3 GOTO NMAY3 CALL INVEROPERA3 NMAY3 MOVFW R3 CALL OPERA3 MOVWF R3 FIN3 MOVFW NPOT3 MOVWF VPOT3 ;guardar la potencia obtenida ;//////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////// MOVF NPOT4,W ;PANEL 4 SUBWF VPOT4,W BTFSS STATUS,Z GOTO DIST4 GOTO FIN4 DIST4 MOVF NPOT4,W SUBWF VPOT4,W BTFSS STATUS,C ;si NPOT4>VPOT4 ir a NMAY4 GOTO NMAY4 CALL INVEROPERA4 NMAY4 MOVFW R4 CALL OPERA4 MOVWF R4 FIN4 MOVFW NPOT4 MOVWF VPOT4 ;guardar la potencia obtenida


119

;..........TRANSMITIR INFORMACIÓN A POTENCIOMETROS DIGITALES............................. TRA BCF PORTB,CS ;seleccionar el potenciometro MOVLW b'00010001' ;escribir en segundo PD en pot 1 CALL TRANSMIT MOVFW R1 CALL TRANSMIT ;escribir el valor de la resistencia MOVLW b'00010010' ;escribir en segundo PD en pot 2 CALL TRANSMIT MOVFW R2 CALL TRANSMIT ;escribir el valor de la resistencia MOVLW b'00010001' ;escribir en primer PD en pot 1 CALL TRANSMIT MOVFW R3 CALL TRANSMIT ;escribir el valor de la resistencia MOVLW b'00010010' ;escribir en primer PD en pot 2 CALL TRANSMIT MOVFW R4 CALL TRANSMIT ;escribir el valor de la resistencia BSF PORTB,CS ;deshabilitar el potenciometro ;...........VOLVER A INICIAR EL PROGRAMA................................................. GOTO Delay ;...........TRANSMISION DE DATOS VIA SPI................................................. TRANSMIT BCF STATUS,RP0 MOVWF SSPBUF BSF STATUS,RP0 bucle BTFSS SSPSTAT,BF GOTO bucle BCF STATUS,RP0 RETURN ;...........ACOTAR VALOR MAXIMO DE LA RESISTENCIA DIGITAL................................ ACOTMAX SUBWF RMAX,W BTFSS STATUS,Z GOTO DIF MOVLW b'00000001' SUBWF RR DIF RETURN ;...........ACOTAR VALOR MINIMO DE LA RESISTENCIA DIGITAL................................ ACOTMIN SUBWF RMIN,W BTFSS STATUS,Z GOTO DIFF MOVLW b'00000001' ADDWF RR DIFF RETURN


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;...........REALIZAR LA INVERSIÓN DE OPERACION........................................... ;//////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////// INVEROPERA1 MOVFW SLOPE1 SUBWF ZERO BTFSS STATUS,Z GOTO DIF1 BSF SLOPE1,0 RETURN DIF1 BCF SLOPE1,0 RETURN ;//////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////// INVEROPERA2 MOVFW SLOPE2 SUBWF ZERO BTFSS STATUS,Z GOTO DIF2 BSF SLOPE2,0 RETURN DIF2 BCF SLOPE2,0 RETURN ;//////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////// INVEROPERA3 MOVFW SLOPE3 SUBWF ZERO BTFSS STATUS,Z GOTO DIF3 BSF SLOPE3,0 RETURN DIF3 BCF SLOPE3,0 RETURN ;//////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////// INVEROPERA4 MOVFW SLOPE4 SUBWF ZERO BTFSS STATUS,Z GOTO DIF4 BSF SLOPE4,0 RETURN DIF4 BCF SLOPE4,0 RETURN ;...........REALIZAR LAS OPERACIONES..................................................... ;//////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////// OPERA1 BTFSC SLOPE1,0 GOTO SUMA1 RESTA1 MOVWF RR CALL ACOTMIN MOVLW b'00000001' SUBWF RR MOVFW RR RETURN SUMA1 MOVWF RR CALL ACOTMAX MOVLW b'00000001' ADDWF RR MOVFW RR RETURN ;//////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////// OPERA2 BTFSC SLOPE2,0 GOTO SUMA2 RESTA2 MOVWF RR CALL ACOTMIN MOVLW b'00000001' SUBWF RR MOVFW RR RETURN SUMA2 MOVWF RR CALL ACOTMAX


121

MOVLW b'00000001' ADDWF RR MOVFW RR RETURN ;//////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////// OPERA3 BTFSC SLOPE3,0 GOTO SUMA3 RESTA3 MOVWF RR CALL ACOTMIN MOVLW b'00000001' SUBWF RR MOVFW RR RETURN SUMA3 MOVWF RR CALL ACOTMAX MOVLW b'00000001' ADDWF RR MOVFW RR RETURN ;//////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////// OPERA4 BTFSC SLOPE4,0 GOTO SUMA4 RESTA4 MOVWF RR CALL ACOTMIN MOVLW b'00000001' SUBWF RR MOVFW RR RETURN SUMA4 MOVWF RR CALL ACOTMAX MOVLW b'00000001' ADDWF RR MOVFW RR RETURN ;//////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////// ;////////////////////////////FIN DEL PROGRAMA MPPT/////////////////////////////////////// ;//////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////// end


122

3.2.2.6 – ESQUEMA ELECTRICO MPPT


123

3.3 - RESULTADOS EXPERIMENTALES 3.3.1- GRAFICAS DE CORRIENTE INYECTADA A continuación se presentan los resultados obtenidos al aplicar al ondulador AC-LFR la realimentación de corriente, para obtener una mejor en la distorsión harmónica total de la señal de corriente que se inyecta en la red eléctrica. Se pretende hacer una comparativa de los resultados que se obtenían sin aplicar la realimentación de corriente y los que se obtienen aplicándola, corroborando los resultados obtenidos en las simulaciones realizadas. El estudio se hace para distintas potencias de panel fotovoltaico, para así poder apreciar la corrección que se implementa en todas las condiciones de radiación solar recibida en los paneles fotovoltaicos. 3.3.1.1 - POTENCIA INYECTADA 245W (Ired VS Vred) Con realimentación de corriente: Sin realimentación de corriente:

Fig60. Gráfica con realimentación de corriente Fig61. Gráfica sin realimentación de corriente

En las graficas expuestas se observa que al aplicar la realimentación de corriente la señal obtenida de corriente de red se asemeja más a la señal de tensión senoidal de la red eléctrica, esto índica que el control aplicado ejerce su efecto y elimina en cierto modo la distorsión armónica. Se observa que dicho control también ejerce una influencia de centrado de la señal ya que en la gráfica de corriente sin realimentación se obtienen una señal descentrada respecto a la tensión de red.


124

3.3.1.2 – POTENCIA INYECTADA 175W (Ired VS Vred) Con realimentación de corriente: Sin realimentación de corriente:

Fig62. Gráfica con realimentación de corriente Fig63. Gráfica sin realimentación de corriente En las graficas expuestas se observa que al aplicar la realimentación de corriente la señal obtenida de corriente de red se asemeja más a la señal de tensión senoidal de la red eléctrica, esto índica que el control aplicado en este caso también ejerce su efecto y elimina en cierto modo la distorsión armónica. En esta ocasión también ejerce una influencia de centrado de la señal ya que en la gráfica de corriente sin realimentación se obtienen una señal descentrada respecto a la tensión de red. 3.3.1.3 – POTENCIA INYECTADA 70W (Ired VS Vred) Con realimentación de corriente: Sin realimentación de corriente:

Fig64. Gráfica con realimentación de corriente Fig65. Gráfica sin realimentación de corriente


125

Se observa que en este caso la corrección de los armónicos inyectados en la red es menor aunque visible, pero aún así se vuelve a apreciar el centrado de la señal respecto a los resultados obtenidos de no aplicar la realimentación de corriente. Se puede observar como la corrección de la corriente eléctrica es menor para potencias pequeñas, esto se debe a que la ganancia de lazo cerrado del ondulador es muy pequeña para frecuencias de conmutación del convertidor back-boost muy elevadas. Tal y como se puede comprobar en la fórmula siguiente: La potencia se caracteriza por

)(2

22 tDL

TsVpPinPout ⋅⋅≈≈

y si Ts es mínima implica que la frecuencia es la máxima y por tanto el valor K que es el valor de realimentación del lazo de corriente (figura 66) decrece ya que es directamente proporcional al tiempo de conducción

K = 16000.Ts

Fig66. Ondulador AC-LFR


126

3.4 - CONCLUSIONES

3.4.1 – CONTROL LFR CON REALIMENTACIÓN DE CORRIENTE Se concluye mediante la simulación y la experimentación que utilizar un control lineal LFR con realimentación de corriente disminuye la componente armónica total que se inyecta hacia la red eléctrica. Por lo tanto se puede anunciar que el propósito de mejora del proyecto se ve cumplido. No obstante siendo honestos y críticos con los resultados que se obtienen, se debe indicar que las mejoras introducidas son menores de las que se esperaban en un principio. La causa principal de obtener unos resultados pobres se debe a la poca ganancia en lazo cerrado que presenta el ondulador AC-LFR y que hace que a potencias menores la corrección sea mucho menor ya que su ganancia desciende drásticamente. Quedaría por estudiar el efecto que tendría el aplicar un control no lineal de realimentación, ya que se cree que este tipo de control se adaptaría mejor a las no linealidades que presenta el ondulador y por tanto se podrían obtener unos resultados más satisfactorios, aunque quedaría por demostrar.

Salvo los problemas expuestos, se determina que la realimentación de corriente con control lineal ofrece una mejora en los armónicos inyectados en la red eléctrica gracias a un simple y económico circuito que también incorpora la miniaturización de otras etapas como pueden ser los VCO de cada panel. De esta forma se obtiene un módulo de control más robusto que el anterior e incorporando componentes de más prestaciones y menos consumo que ocupan un espacio efectivo menor. 3.4.2 – CONTROL MPPT Se concluye mediante simulación que el nuevo algoritmo de control MPPT cumple con las expectativas iniciales del proyecto, ya que se obtienen unos resultados similares que aplicando el antiguo control MPPT pero con un circuito más económico y fiable que el anteriormente empleado. Se destaca que el nuevo control MPPT tiene un tiempo de establecimiento o convergencia menor que el antiguo control para potencias menores, y para potencias mayores el tiempo de establecimiento prácticamente es igual al que se obtenía con el antiguo control. Se debe tener en cuenta que actualmente el control MPPT utiliza la mitad de conversores A/D que el antiguo control y que el tiempo de muestreo se ha multiplicado por cinco. Esto se traduce en un decremento del coste económico y también en la potencia consumida por el controlador. También se debe pensar que se usa un microcontrolador con muchas menos prestaciones que el anterior, ya que el tiempo de computo del algoritmo es menor al igual que el número de conversores que se necesitan.


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4. ANEXOS


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4.1 - PLANOS DEL ONDULADOR FOTOVOLTAICO

Se presentan los esquemas de los distintos módulos que componen el ondulador fotovoltaico ACLFR, así como los fotolitos de los módulos rediseñados como son la placa de control con realimentación de corriente, la etapa Push-Pull con las modificaciones que se han incorporado y le módulo de control MPPT. 4.1.1 - MODULO DE CONTROL LFR


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4.1.1.1 - ESQUEMA ELÉCTRICO

Fig. 1 Esquema


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4.1.1.2 - FOTOLITO SUPERIOR

Fig. 2 Fotolito superior

4.1.1.3 - FOTOLITO INFERIOR

Fig. 3 Fotolito inferior


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4.1.1.4 - CARA DE COMPONENTES

Fig.4 Cara de componentes


132

4.1.2- MODULO DE CONTROL MPPT


133


Fig. 5 Esquema


134






135


Fig. 8 Cara de componentes


136

4.1.3 - MODULO PUSH-PULL


137


Fig. 9 Esquema


138






139


Fig. 12 Cara de componentes


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4.1.4 - MODULO MULTIPLICADOR


141


Fig. 13 Esquema


142

4.1.5 - MODULO BUCK-BOOST


143


Fig. 14 Esquema


144

4.2 - FOTOGRAFIAS DEL ONDULADOR FOTOVOLTAICO

A continuación se presentan las fotografías tomadas del ondulador fotovoltaico donde se pueden apreciar los distintos módulos que lo forman, así como el panel de control del usuario. Lo que se pretende es dar una idea global de cómo esta constituido el ondulador AC-LFR. 4.2.1 – ONDULADOR AC-LFR

Fig. 15 Ondulador AC-LFR

4.2.2 – ALZADO ONDULADOR AC-LFR

Fig. 16 Alzado ondulador AC-LFR


145

4.2.3 – PERFIL ONDULADOR AC-LFR

Fig. 17 Perfil ondulador AC-LFR

4.2.4 – PLANTA ONDULADOR AC-LFR

Fig. 18 Planta ondulador AC-LFR

Una vez vistas las imágenes globales del ondulador, se ofrecen las fotografías de cada módulo situado en cada uno de su emplazamiento otorgado.


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4.2.5 – MÓDULO LAZO DE CONTROL DE CORRIENTE

Fig. 19 Lazo de control de corriente

4.2.6 - MÓDULO PUSH-PULL

Fig. 20 Push-Pull


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4.2.7 – MÓDULO CONTROL MPPT

Fig. 21 Control MPPT

4.2.8 - MÓDULO CONVERTIDORES BUCK-BOOST

Fig. 22 Convertidores Buck-Boost


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4.2.9 – MÓDULO MULTIPLICADOR

Fig. 23 Multiplicador

4.2.10 - TRANSFORMADOR

Fig. 24 Transformador


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4.2.11 – MÓDULO DE FILTRADO TENSIÓN PANEL

Fig. 25 Filtrado tensión del panel

4.2.12 – DISPOSICIÓN DE MÓDULOS EN EL AC-LFR

Fig. 26 Vista general


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4.3 - AGRADECIMIENTOS Se agradece infinitamente la oportunidad de participar en este proyecto y todo el apoyo prestado por el doctor Hugo Valderrama Blavi, y toda la ayuda recibida por parte del equipo del laboratorio I+D del “Grup d’Automàtica y Electrónica Industrial” de la URV que nos facilitaron todos los recursos que se necesitaban para implementar el proyecto. También se agradece a Mª Dolores, Agustín, David y Vanessa por su inestimable ayuda y su infinita paciencia.


151

5. BIBLIOGRAFÍA


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contribuciÓn al desarrollo de …deeea.urv.cat/public/propostes/pub/pdf/742pub.pdf · ......

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