cenidet vicente amad… · son una fuente de inspiración para seguir preparándome. a mis...

cenidet

Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecno lógico Departamento de Ingeniería Electrónica

TESIS DE MAESTRÍA EN CIENCIAS

“Convertidor Front-End para Sistemas de Iluminación basados en LEDs de Potencia”

presentada por

Vicente Amador Solano de la Cruz Ing. en Electrónica por el I. T. de Cuautla

como requisito para la obtención del grado de: Maestría en Ciencias en Ingeniería Electrónica

Director de tesis: Dr. Carlos Aguilar Castillo

Cuernavaca, Morelos, México. 11 de Febrero de 2011

cenidet

Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecno lógico Departamento de Ingeniería Electrónica

TESIS DE MAESTRÍA EN CIENCIAS

“Convertidor Front-End para Sistemas de Iluminación basados en LEDs de Potencia”

presentada por

Vicente Amador Solano de la Cruz Ing. en Electrónica por el I. T. de Cuautla

como requisito para la obtención del grado de: Maestría en Ciencias en Ingeniería Electrónica

Director de tesis: Dr. Carlos Aguilar Castillo

Jurado: Dr. Mario Ponce Silva - Presidente

Dr. Jesús Aguayo Alquicira - Secretario Dr. Carlos Aguilar Castillo – Vocal

Dr. Abraham Claudio Sánchez – Vocal Suplente

Cuernavaca, Morelos, México. 11 de Febrero de 2011

Dedicatorias

A mi prima Edith† que aunque ya no estás presente, te llevo en mi corazón. Fuiste y serás por siempre un gran ejemplo en mi vida.

A mis adorados padres Silverio y Verónica, porque siempre he recibido su cariño, comprensión y me han motivado a seguir preparándome en todo momento. Son mi mayor ejemplo de superación. Sin ustedes no sería lo que soy. Los amo papás.

A mis mamitas Maximina (chimi) y Eudocia (lochita), por todo su amor y atenciones, no cabe duda que sus oraciones me ayudaron a salir avante en momentos difíciles.

A mis hermanos Carmen y Silverio porque siempre conté con su apoyo incondicional, por sus palabras de aliento y sobre todo por su amor y fe en mi. Gracias hermanitos, me siento muy orgulloso de ustedes.

A la familia Barrera Bazaldua, mi nueva familia. Don Sergio, Doña

Mago, Iraís y Gustavo, gracias por toda la confianza, palabras de aliento y cariño que han depositado en mi persona. Su gran ejemplo de superación y trabajo diario han sido sin duda alguna mi motor para seguir adelante. Los quiero mucho.

Al amor de mi vida, mi esposa Araceli (Ara), por tu amor incondicional, comprensión, apoyo, palabras de aliento, confianza y porque hiciste que viera la vida con mayor alegría. A ti mi vida, te amo con toda mi alma.

Agradecimientos

A mi Dios porque a pesar de todos los momentos difíciles que viví, siempre

estuvo a mi lado para darme la mano e impulsarme a seguir adelante. A mi asesor el Dr. Carlos Aguilar Castillo, por brindarme su amistad, apoyo,

paciencia, consejos e invaluables conocimientos que guiaron el desarrollo de este trabajo de tesis. Gracias por su asesoría, realmente fue un verdadero honor trabajar bajo su tutela.

A mi revisor el Dr. Jesús Aguayo Alquicira, gracias por su valiosa amistad y

por escucharme cuando más lo necesitaba. Además, agradezco sus sugerencias para mejorar este trabajo de tesis.

A mi revisor el Dr. Mario Ponce Silva, le estoy muy agradecido porque siempre me motivo a seguir adelante con sus valiosos consejos. Gracias por su amistad.

Agradezco infinitamente a todos mis queridos maestros del CENIDET, quienes me han transmitido conocimientos invaluables: el Dr. Carlos Aguilar Castillo, Dr. Jesús Aguayo Alquicira, Dr. Mario Ponce Silva, Dr. Abraham Claudio Sánchez, Dr. Jorge Hugo Calleja Gjumlich, M.C. José Martín Gómez López y el Lic. Alberto Abarca. Son una fuente de inspiración para seguir preparándome. A mis entrañables amigos de la generación Shenai:

Carmen Juárez, no sabes que gusto me dio compartir a tu lado este proceso de aprendizaje. En ti encontré una gran amiga que siempre me escuchó y motivó a salir adelante cuando más lo necesite. Siempre te voy a recordar.

Vicente Solano (R), gracias por tu apoyo incondicional, compañía, respaldo

y por escucharme en esos momentos en los que tus consejos me levantaron el

ánimo. Gracias amigo y hermano por permitirme compartir esta gran aventura a tu lado.

Rodolfo Vargas, te doy las gracias por ser un amigo leal y pendiente de nuestra amistad. Los momentos en que convivimos hacían que las preocupaciones se olvidaran por un instante.

Irán Loeza, sin duda alguna un gran amigo. Tu personalidad alegre siempre supo como hacerme sentir de buen humor. Gracias por obsequiarme tu valiosa amistad. Eres el claro ejemplo de que ante la adversidad, se puede salir adelante.

Gabriel Beltrán, gracias por todos tus consejos, momentos de convivencia, enseñanzas y sobre todo tu invaluable amistad.

A mis amigos los controleros, Miguel Beltrán, Felipe Sorcia, Alejandro Vidal, Julio Rodríguez, Diego Langarica, Abraham Castellanos y Erick Chumacero. Sin duda alguna fue una gran experiencia de vida la convivencia a su lado.

A mis amigos de otras generaciones, Alejandro Blanco, Juan Carlos Yris, Eusebio, Wendy, Fabby, Elena, Saúl, Alejandro Estrada y Edwing. Gracias por sus consejos, vivencias y haberme transmitido su experiencia.

Sin duda he dejado de mencionar muchas otras personas que hicieron más

placentera mi estancia en Cuernavaca. No obstante, a todos ustedes les reitero mi más sincero agradecimiento.

Al Consejo Nacional de Ciencia y Tecnología (CONACYT) por el apoyo económico que me permitió dedicarme de tiempo completo a la realización de este trabajo.

A la Dirección General de Educación Superior Tecnológica (DGEST) por el apoyo económico brindado para concluir con mis estudios de maestría.

Finalmente, agradezco al Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico (CENIDET), por permitirme crecer profesionalmente.

Convertidor Front-End para sistemas de iluminación basados en LEDs de potencia

Autor:

Vicente Amador Solano de la Cruz

(RESUMEN)

Uno de los principales problemas que enfrenta el sector eléctrico es el desperdicio de

energía que se produce como consecuencia del uso de equipos con bajos niveles de eficiencia de

operación. Es por ello que investigadores en el área de la electrónica de potencia han orientado

sus líneas de investigación hacia el desarrollo de sistemas con mejores niveles de eficiencia de

operación. Una de las líneas de investigación encargada de un sector que constituye

aproximadamente el 20% del consumo de energía es el de iluminación. Dentro de este sector, el

alumbrado público representa un consumo energético de 17.8TWh.

En la actualidad, una tecnología de iluminación que empieza a ganar terreno en el mercado

del alumbrado público es la que utiliza LEDs de potencia. En los últimos años, la industria de

iluminación de estado sólido se ha centrado en el desarrollo de lámparas con LEDs potencia que

integran cada vez mayores prestaciones para aplicaciones de alumbrado público. Donde por

mencionar algunas de sus características principales, vale la pena destacar su tiempo promedio de

operación mayor a 50,000 horas, bajo costo de mantenimiento y el constante avance en el

mejoramiento de la eficacia lumínica.

Precisamente este trabajo de investigación estuvo enfocado al estudio, selección e

implementación de una topología Front-End CD/CD o de enlace, que permitiera maximizar las

características operativas en lámparas de LEDs de potencia. Para ello el convertidor seleccionado

tiene que cumplir con las siguientes características: topología simple y aislada, conmutación a

voltaje cero en sus interruptores principales, amplio intervalo de variación de tensión de entrada y

un nivel de eficiencia mayor al 90%. Finalmente y a través de un estudio de simulación entre las

posibles topologías a seleccionar, la que mostró mejores características de operación fue el

convertidor resonante medio puente LLC. Pruebas experimentales mostraron un excelente

desempeño en la topología seleccionada, debido a que se obtuvo una eficiencia promedio del 93%

y conmutación a voltaje cero en sus interruptores principales ante variación de tensión de entrada

y carga.

Front-End converter for lighting systems based on power LEDs

Author: Vicente Amador Solano de la Cruz

(ABSTRACT)

One of the main problems in the electricity sector is the waste of energy that occurs as a

result of the use of equipment with low operating efficiency. Due to these problems, researchers in

the field of power electronics have directed their lines of research in the development of systems

with high operating efficiency. One line of research to a sector that represents approximately 20%

of energy consumption is lighting. Within this sector, public lighting energy consumption is a

17.8TWh.

A lighting technology that is beginning to grow up in the public lighting market is that uses

power LEDs. In recent years, solid state lighting industry has focused on the development of power

LED lamps with integrated increased benefits for public lighting applications. Where to mention

some of its main features, worth mentioning the average operating time more than 50,000 hours,

the low cost of maintenance and the constant advance in improving the luminous efficacy.

Precisely this research was focused on the study, selection and implementation of a Front-

End DC/DC topology, which maximizes the operational characteristics of power LED lamps. To do

this the selected topology must meet the following characteristics: simple and isolated topology,

zero voltage switching in main switches, wide range variation of input voltage and a high level of

efficiency above 90%. Finally, through a simulation study among the possible topologies to select

the topology that showed best performance characteristics was the half-bridge LLC resonant

converter. Experimental tests showed an excellent performance in the selected topology, because

it reached an average efficiency of 93% and zero voltage switching in their main switches with

varying input voltage and load.

i

Contenido Lista de figuras…………………………………………………………………………………………………………………………

v

Lista de tablas…………………………………………………………………………………………………………………………. Nomenclatura............................................................................................................................... Acrónimos…………………………………………………………………………………………………………………………….....

xi

xiii xvii

Capítulo 1. INTRODUCCIÓN 1 1.1 Antecedentes…………………………………………………………………………………………………………………….. 2 1.1.1 Generación y consumo de energía eléctrica en México………………………..…………….……… 2 1.1.2 Situación del consumo de energía eléctrica en iluminación………………………………………… 2

1.1.3 Estudio comparativo entre los diferentes tipos de fuentes luminosas………………………… 3

1.1.4 Tecnología de iluminación de estado sólido para alumbrado público…………………………. 6 1.1.4.1 Características de las principales lámparas de LEDs de potencia en el

mercado para aplicaciones de alumbrado público…………………………………….... 8

1.1.4.2 Ventajas y desventajas de los LEDs de potencia en alumbrado público…………. 8 1.1.4.3 Características de las lámparas de LEDs de potencia disponibles en cenidet……. 10

1.2 Ubicación y planteamiento del problema………………………………………………………………………….. 11 1.3 Objetivos………………………………………………………………………………………………………………………...... 13 1.3.1 Objetivo general…………………………………………………………………………………………………….... 13 1.3.2 Objetivos particulares…………………………………………………………………………………………….... 13 1.4 Alcances y metas……………………………………………………………………………………………………………….. 13

Capítulo 2. MARCO CONCEPTUAL Y ESTADO DEL ARTE 15 2.1 Tendencias en los sistemas de alimentación conmutados ……………………………………….………… 16 2.1.1 Sistemas de alimentación centralizados……………………………………………………....…………… 16 2.1.2 Sistemas de alimentación distribuidos (SDP)……………………………………………………………… 17 2.1.2.1 Convertidor Front-End o de enlace……………………………………………………………….. 18 2.1.2.2 Convertidores de carga…………………………………………………………………………………. 18 2.1.2.3 Ventajas y desventajas en un SDP…………………………………………………………………. 19 2.2 Estado del arte de los convertidores Front-End o de enlace ………………………………………………. 19 2.2.1 Convertidores de enlace CD/CD para aplicaciones de mediana y alta potencia…………. 20 2.2.2 Características de un convertidor de enlace en un sistema de iluminación basado en

LEDs de potencia…………………….……………………………………………………………….…………………

23

ii

2.2.3 Topologías empleadas como convertidores de enlace CD/CD en sistemas de iluminación basados en LEDs de potencia……………………………………………………………...

24

2.2.4 Conclusión del estado del arte………………………………………………………………………………... 26 2.3 Selección de las topologías de prueba adecuadas para la aplicación…………………………………… 27 2.3.1 Estudio del comportamiento de eficiencia en las topologías de prueba…………………….. 28 2.3.1.1 Convertidor flyback o de retroceso………………………………………………………………. 28 2.3.1.2 Convertidor forward o directo……………………………………………………………………… 29 2.3.1.3 Convertidor medio puente simétrico (MPS)…………………………………………………. 31 2.3.1.4 Convertidor medio puente asimétrico (MPA)……………………………………………….. 33 2.3.1.5 Convertidor resonante medio puente LLC……………………………………………………. 34 2.3.2 Conclusión de los resultados del protocolo de simulación y selección de la topología. 36

Capítulo 3. CONVERTIDOR RESONANTE MEDIO PUENTE LLC 39 3.1 Descripción general del convertidor resonante medio puente LLC…………………………………….. 40 3.2 Operación del convertidor resonante medio puente LLC……………………………………………………. 41 3.2.1 Frecuencia de conmutación por debajo de la frecuencia de resonancia……………………. 42 3.2.2 Frecuencia de conmutación igual que la frecuencia de resonancia……………………………. 48 3.2.3 Frecuencia de conmutación por arriba de la frecuencia de resonancia…………………….. 50 3.3 Análisis del comportamiento del convertidor resonante medio puente LLC……………………….. 51 3.3.1 Estado del arte de los análisis matemáticos utilizados……………………………………………….. 51 3.3.2 Análisis del convertidor resonante medio puente LLC……………………………………………….. 53 3.3.2.1 Red de conmutación……………………………………………………………………………………… 53 3.3.2.2 Red resonante……………………………………………………………………………………………….. 56 3.3.2.3 Red rectificadora de carga……………………………………………………………………………… 61 3.3.2.4 Obtención de la función de transferencia del modelo global del convertidor.. 63 3.3.2.5 Comportamiento de las curvas de ganancia características…………………………… 65 3.4 Descripción general de la metodología de diseño seleccionada…….…………………………………… 66

Capítulo 4. DISEÑO E IMPLEMENTACIÓN DEL PROTOTIPO 69 4.1 Procedimiento de diseño del convertidor resonante medio puente LLC………………………..…… 70 4.2 Simulación del convertidor diseñado………………………………………………………………………………….. 77 4.2.1 Selección del tipo de interruptores M1 y M2……………………………………………………………..… 78 4.2.2 Obtención de las señales características en el convertidor diseñado………………………….. 81 4.3 Implementación de la etapa de potencia……………………………………………………………………………. 85 4.3.1 Selección de los dispositivos conmutadores……………………………………………………………….. 4.3.2 Diseño y construcción del transformador (transformador + inductor resonante Lr)……. 4.3.3 Selección de los capacitores………………………………………………………………………………………. 4.3.4 Diseño y construcción de la PCB de potencia……………………………………………………………..

85 87 89 89

4.4 Acondicionamiento de las señales de control ……………………………………………………………………. 90 4.4.1 Selección de los dispositivos de control……………………………………………………………………… 90 4.4.2 Diseño y construcción de la PCB de control………………………………………………………………… 92 4.5 Implementación del prototipo…………………………………………………………………………………………… 92

iii

Capítulo 5. RESULTADOS EXPERIMENTALES 95 5.1 Esquema general del banco de pruebas……………………………………………………………………………… 96 5.2 Identificación de las variables de control……………………………………………………………………………. 96 5.3 Protocolo de pruebas…………………………………………………………………………………………………………. 98 5.4 Resultados experimentales…………………………………………………………………………….…………………… 99 5.4.1 Variación de Vin………………………………………………………………………………………………………… 99 5.4.2 Verificación de conmutación a voltaje cero ZVS………………………………………………………… 101 5.4.3 Variación de nivel de carga……………………………………………………………………………………….. 103 5.5 Conclusión de los resultados de investigación……………………………………………………………………. 104 5.5.1 Comportamiento de la eficiencia ante variación de Vin………………………………………………. 105 5.5.2 Comportamiento de la frecuencia de conmutación ante variación de Vin…………………… 105 5.5.3 Comportamiento de la eficiencia con diferentes niveles de carga y de Vin………………….. 106

5.5.4 Comportamiento de la frecuencia de conmutación con diferentes niveles de carga y de Vin…………………………………………………………………………………………………………………………

107

5.5.5 Validación de la metodología de diseño…………………………………………………………………….. 108 5.5.6 Figura del funcionamiento del prototipo experimental………………………………………………. 109

Capítulo 6. CONCLUSIONES Y TRABAJOS FUTUROS 111 6.1 Conclusión general……………………………………………………………………………………………………………… 112 6.2 Conclusiones particulares…………………………………………………………………………………………………… 112 6.2.1 Conclusión respecto a la selección de la topología de enlace CD/CD………………………. 112 6.2.2 Conclusión de la metodología de diseño utilizada……………………………………………………… 113 6.2.3 Conclusión respecto los resultados experimentales obtenidos…………………………………. 114 6.3 Trabajos futuros…………………………………………………………………………………………………………………. 115 Anexo 1. Desarrollo detallado de la ecuación de ganancia del convertidor resonante medio

puente LLC…………………………………………………………………………………………………………………

118 Anexo 2. Procedimiento de diseño del transformador integrado (transformador +Lr)…………… 123

v

Lista de figuras

Capítulo 1. INTRODUCCIÓN Figura 1.1 Distribución del consumo de energía eléctrica en México……………………………..… 2

Figura 1.2 Consumo de iluminación en diversos sectores.……………………………………………..… 3

Figura 1.3 Fuentes de energía luminosa……………………………………………………..…….……………… 3

Figura 1.4 Principales fabricantes y centros de investigación de la tecnología LED…………… 5

Figura 1.5 Evolución del alumbrado público…….………………………………………………………………. 6

Figura 1.6 Nuevo sistema de iluminación autónomo basado en LEDs de potencia………….. 7

Figura 1.7 Aplicación principal de un sistema de iluminación autónomo basado en LEDs

de potencia………………………………………………………………………………………………………

7

Figura 1.8 Diferentes tipos de lámparas de LEDs de potencia disponibles en el mercado… 8

Figura 1.9 Distribución de iluminancia a varias altitudes y patrón de radiación a 6m de altura……………………………………………………………………………………………………………….

11

Figura 1.10 Estructura física de la lámpara de LEDs……………………………………………………………. 11 Figura 1.11 Estructura típica de un SDP orientado a sistema de iluminación basado en

LEDs de potencia………………………………………………………………………………………………

12 Capítulo 2. MARCO CONCEPTUAL Y ESTADO DEL ARTE Figura 2.1 Diagrama a bloques típico de un sistema de alimentación centralizado………..... 16 Figura 2.2 Diagrama de la arquitectura típica en un SDP………………………………………………….. 17

Figura 2.3 Estructura interna de un convertidor de enlace CA/CD…………………………………… 18 Figura 2.4

a) topologías primarias inversoras, b) topologías rectificadoras en la etapa de

salida……………………………………………………………………………………………………………….

20

Figura 2.5 Rectificador síncrono doblador de corriente y características de operación…… 21 Figura 2.6 Convertidor medio puente asimétrico que utiliza la técnica denominada

“Range Winding”……………………………………………………………………………………………..

21 Figura 2.7 Convertidor medio puente asimétrico con etapa elevadora de entrada “baby-

boost”……………………………………………………………………………………………………………..

22 Figura 2.8 Convertidor de enlace con tiempo de sostenimiento extendido……………….……. 22 Figura 2.9

a) Convertidor resonante LLC, b) Convertidor puente completo con conmutación suave y almacenamiento de energía en el inductor del lado primario…………………………………………………………………………………………………………..

23 Figura 2.10

Estructura típica de un SDP orientado a un sistema de iluminación basado en

LEDs de potencia………………………………………………………………………………………………

24

Figura 2.11 Esquema de alimentación propuesto con posible aplicación a la generación de luz blanca…………………………………………………………………………………………………………

25

vi

Figura 2.12

Esquema de alimentación basado en un convertidor flyback mono etapa con CFP…………………………………………………………………………………………………………………..

25 Figura 2.13

Diagrama esquemático de un convertidor SEPIC mono etapa con CFP y control dimming…………………………………………………………………………………………………………..

26

Figura 2.14 Convertidor flyback utilizado en la simulación ………………………………………………. 28

Figura 2.15 Eficiencia del convertidor flyback ante variaciones de la tensión de entrada y

carga………………………………………………………………………………………………………………..

29

Figura 2.16 Convertidor forward utilizado en la simulación………………………………………………. 30

Figura 2.17 Eficiencia del convertidor forward ante variaciones de la tensión de entrada y

carga………………………………………………………………………………………………………………..

31

Figura 2.18 Convertidor MPS utilizado en la simulación …………………………………….……………… 32

Figura 2.19 Eficiencia del convertidor MPS ante variaciones de la tensión de entrada y

carga………………………………………………………………………………………………………………..

32

Figura 2.20 Convertidor MPA utilizado en la simulación ………………………………………….………… 33

Figura 2.21 Eficiencia del convertidor MPA ante variaciones de la tensión de entrada y

carga………………………………………………………………………………………………………………..

34

Figura 2.22 Convertidor resonante medio puente LLC utilizado en la simulación…….……….. 35

Figura 2.23 Eficiencia del convertidor resonante medio puente LLC ante variaciones de la

tensión de entrada y carga……………………………………………………………………………

35

Figura 2.24 Comparación de los resultados de simulación de la eficiencia ante variación

de tensión de entrada.…………………………………………………………………………………….

36

Figura 2.25 Comparación de los resultados de simulación de la eficiencia ante variación

del nivel de carga……….…………………………………………………………………………………….

37

Capítulo 3. CONVERTIDOR RESONANTE MEDIO PUENTE LLC Figura 3.1 Estructura general del convertidor resonante medio puente LLC ………………..… 40

Figura 3.2 Curvas de ganancia típicas en un convertidor resonante LLC.………………………… 41

Figura 3.3 Formas de onda con Fsw<Fr…………………………………………………………………………….. 42

Figura 3.4 Circuito equivalente para el intervalo [t0-t1]…………………………………………………… 43



Figura 3.7 Circuito equivalente para el intervalo [t3-t4]…………………………………………………… 46 Figura 3.8 Circuito equivalente para el intervalo [t4-t5]…………………………………………………… 46



Figura 3.11 Formas de onda para la condición de operación Fsw=Fr………………………………….. 49

Figura 3.12 Formas de onda con Fsw>Fr…………………………………………………………………………….. 51

vii

Figura 3.13 Etapas que constituyen el convertidor resonante medio puente LLC.……………… 53

Figura 3.14 Modelo inicial de la red de conmutación y sus formas de onda características. 54

Figura 3.15 Forma de onda de corriente de entrada en los interruptores )(tisw y de salida

)(, ti Ftr ……………………………………………………………………………………………………………..

54

Figura 3.16 Modelo final de la red de conmutación…………………………………………………………… 55

Figura 3.17 Respuesta en frecuencia a la excitación del primer armónico en el tanque

resonante LLC…………………………………………………………………………………………………..

57

Figura 3.18 Frecuencias de resonancia características y regiones de trabajo……………………… 58

Figura 3.19 Primer circuito equivalente del convertidor resonante LLC y su función de

transferencia……………………………………………………………………………………………………

58

Figura 3.20 Circuito final del convertidor resonante LLC en función de impedancias

complejas…………………………………………………………………………………………………………

59

Figura 3.21 Circuito de la etapa rectificadora cuando irect,F(t)>0 e irect,F(t)<0……………………… 61

Figura 3.22 Señales características en la etapa rectificadora …………………………………………….. 61

Figura 3.23 Modelo equivalente de la red rectificadora de carga ……………………………………… 63

Figura 3.24 Modelo global del convertidor resonante LLC ………………………………………………… 64

Figura 3.25 Curvas de ganancia con diferentes valores de Lrel y Q ………………………………..…… 66

Capítulo 4. DISEÑO E IMPLEMENTACIÓN DEL PROTOTIPO Figura 4.1 Comportamiento de la variación de Vin con relación a Fsw………………………………. 72 Figura 4.2 Incremento del margen de ganancia en Mmax………………………………………………….. 73 Figura 4.3 Familia de curvas con valores de ganancia……………………………………………………… 74 Figura 4.4 Familia de curvas de ganancia…………………………………………………………………………. 76 Figura 4.5 Voltaje de bloqueo VDS en diferentes tipos de interruptores………………………….. 79 Figura 4.6 Capacidad de corriente IDSpk en diferentes tipos de interruptores.………………….. 79 Figura 4.7 Clasificación de los interruptores de acuerdo a su nivel de potencia y

frecuencia………………………………………………………………………………………………………..

79 Figura 4.8 Circuito utilizado en el estudio de eficiencia de los interruptores de

prueba……………………………………………………………………………………………………………..

80 Figura 4.9 Curvas de eficiencia en el convertidor con los interruptores de prueba…………… 81 Figura 4.10 Circuito de simulación final utilizado para obtener sus señales

características………………………………………………………………………………….……………...

82

Figura 4.11 Señales simuladas de eficiencia, Po y Vo para Vin,nom=176VCD…………………………... 82

Figura 4.12 Formas de onda características en la etapa de entrada del convertidor resonante cuando Vin,nom=176VCD y Fsw=90kHz....................................................

83

Figura 4.13 Niveles de IDSM1,M2 pico para diferentes valores de Vin ante la variación de Fsw…. 84

Figura 4.14 Niveles de eficiencia ante variación de Vin........................................................... 84 Figura 4.15 Niveles de eficiencia ante variación de PO........................................................... 85 Figura 4.16 Modelo equivalente del transformador + inductor resonante Lr......................... 87

viii

Figura 4.17 Estrategia de construcción con la técnica de devanado seccional....................... 88 Figura 4.18 Diseño final a escala de la PCB de potencia......................................................... 90 Figura 4.19 Esquemático del circuito de control propuesto................................................... 91 Figura 4.20 Figura 4.21

Diseño final a escala de la PCB de control............................................................ Implementación final del prototipo…………….......................................................

92 93

Capítulo 5. RESULTADOS EXPERIMENTALES

Figura 5.1 Diagrama a bloques del banco de pruebas utilizado………………………………………… 96 Figura 5.2 Ubicación de las variables primarias………………………………………………………………… 97 Figura 5.3 Nivel de tensión en la carga VO, corriente promedio en la carga IO, corriente

en el tanque resonante ILr y VDSM2 en el interruptor inferior para Vin=126VCD……………………………………………………………………………………………………….

99 Figura 5.4

Nivel de tensión en la carga VO, corriente promedio en la carga IO, corriente en el tanque resonante ILr y VDSM2 en el interruptor inferior para Vin=176VCD……………………………………………………………………………………………………….

100 Figura 5.5

Nivel de tensión en la carga VO, corriente promedio en la carga IO, corriente en el tanque resonante ILr y VDSM2 en el interruptor inferior para Vin=198VCD……………………………………………………………………………………………………….

101 Figura 5.6

Verificación de la condición de ZVS en el interruptor inferior M2 para Vin=126VCD……………………………………………………………………………………………………….

102

Figura 5.7

Verificación de la condición de ZVS en el interruptor inferior M2 para

Vin=176VCD……………………………………………………………………………………………………….

102

Figura 5.8

Verificación de la condición de ZVS en el interruptor inferior M2 para Vin=198VCD……………………………………………………………………………………………………….

103

Figura 5.9

a) Prueba del prototipo con 10% de carga, b) Prueba del prototipo con 100%

de carga para Vin=176VCD…………………………………………………………………………………

104

Figura 5.10

Gráfico comparativo de las eficiencias obtenidas ante variación de tensión de

entrada………………………………………………………………………………………………………………………

105

Figura 5.11

Gráfico comparativo del comportamiento de la frecuencia de conmutación

ante variación de tensión de entrada……………………………………………………………….

106

Figura 5.12

Gráfico comparativo del comportamiento de la eficiencia ante variación de

carga con diferentes niveles de Vin…………………………………………………………………..

107

Figura 5.13

Gráfico comparativo del comportamiento de la frecuencia de conmutación

ante variación de carga y de Vin……………………………………………………………………….

107

Figura 5.14

Gráfico comparativo de las curvas de ganancia “modelo-teórico

experimental”………………………………………………………………………………………………….

108

Figura 5.15 Operación del banco de pruebas experimental……………………………………………….. 109

ix

ANEXOS

Anexo 1

Desarrollo detallado de la ecuación de ganancia del convertidor resonante

medio puente LLC

Figura A.1 Circuito final del convertidor resonante LLC en función de impedancias complejas…………………………………………………………………………………………………………

118

Anexo 2

Procedimiento de diseño del transformador integrado (transformador +Lr)

Figura B.1 Estructura interna del transformador implementado……………………………………… 127 Figura B.2 Diferentes diseños del transformador de potencia………………………………………….. 128 Figura B.3 Procedimiento de construcción del transformador de potencia……………………… 128 Figura B.4 Transformador de potencia realizado……………………………………………………………… 128

xi

Lista de tablas Capítulo 1. INTRODUCCIÓN Tabla 1.1 Compendio de características generales en los dispositivos de iluminación……. 4

Tabla 1.2 Compendio de características generales en diferentes lámparas de LEDs de

potencia.………………………………………………………………………………………………………….

8

Tabla 1.3 Características generales en sistemas de iluminación para alumbrado público.. 9

Capítulo 2. MARCO CONCEPTUAL Y ESTADO DEL ARTE Tabla 2.1 Ventajas y desventajas en un DPS……………………………………………………….………..... 19 Tabla 2.2 Parámetros de diseño del convertidor Front-End deseado.……………………………… 27

Capítulo 3. CONVERTIDOR RESONANTE MEDIO PUENTE LLC Tabla 3.1 Características del convertidor resonante medio puente LLC ……..………..………… 41

Tabla 3.2 Comparación del comportamiento de los intervalos de tiempo en los modos de operación Fsw=Fr y Fsw<Fr……………………………………………………………………………..

48

Tabla 3.3 Comparación del comportamiento de los intervalos de tiempo en los modos de operación Fsw>Fr y Fsw<Fr……………………………………………………………………………..

50

Tabla 3.4 Características del método de diseño ………………………………………………………..…… 66

Capítulo 4. DISEÑO E IMPLEMENTACIÓN DEL PROTOTIPO Tabla 4.1 Especificaciones operativas de las lámparas de LEDs de potencia a utilizar……… 70 Tabla 4.2 Especificaciones de diseño del convertidor resonante LLC..…………………………….. 70 Tabla 4.3 Resumen de los parámetros obtenidos por la metodología de diseño ……….…… 76 Tabla 4.4 Parámetros de diseño utilizados en el protocolo de simulación………………………. 77

Tabla 4.5 Esfuerzos de tensión y corriente calculados.……………………………………………………. 80 Tabla 4.6 Características de los interruptores sujetos a prueba ……………………………………… 80 Tabla 4.7 Esfuerzos de tensión y corriente en D1 y D2……………………………………………………. 86 Tabla 4.8 Características del diodo seleccionado…………………………………………………………… 86

Tabla 4.9 Tipos de capacitores y valores de capacitancia ……………………………………………….. 88

Tabla 4.10 Características de los dispositivos de control seleccionados…….……………………… 90

xii

Capítulo 5. RESULTADOS EXPERIMENTALES

Tabla 5.1 Variables primarias utilizadas…………………………………..……………………………………… 97 Tabla 5.2 Variables secundarias……………………………………………………………………………………… 97

ANEXOS

Anexo 2 Procedimiento de diseño del transformador integrado (transformador +Lr)

Tabla B.1 Parámetros de diseño del transformador integrado………………………………………… 123 Tabla B.2 Frecuencia de operación de los posibles materiales magnéticos a utilizar…….… 123 Tabla B.3 Productos de áreas en los tipos de núcleos disponibles en el laboratorio…..…… 124 Tabla B.4 Determinación de Np y NS………………………………………………………………………………… 125

Tabla B.5 Estrategia de medición de los parámetros magnéticos……………………………………. 127

Tabla B.6 Valores de los parámetros magnéticos medidos en el transformador.…….……… 127

xiii

Nomenclatura ρ Densidad de corriente

ω Frecuencia angular

π Número pi

Ac Área de ventana para la bobina

Ae Área efectiva del núcleo

AeAc Producto de ventana

Áreaprim Área del calibre del alambre en el devanado primario

Áreasec Área del calibre del alambre en el devanado secundario

βmax Densidad de flujo magnético máximo

βmaxop Densidad de flujo magnético máximo de operación

CB Capacitor del bus de entrada

cd Unidad de medida de la energía luminosa emitida por una fuente de luz

c.m. Circular mil

Co Capacitor de salida

COSS1, COSS2 Capacitancia parásita en el interruptor 1 y 2

Cr Capacitor resonante

D Ciclo de trabajo

D1, D2 Diodos en el etapa de salida 1 y 2

di/dt Pendiente de corriente de salida

Eff, η Eficiencia promedio de operación

Fi Frecuencia de resonancia inferior

Fmax Frecuencia máxima de operación

Fmin Frecuencia mínima de operación

Fnom Frecuencia nominal de operación

Fr Frecuencia de resonancia superior

Frel Frecuencia normalizada

Fsw Frecuencia de conmutación u operación

Hup-time Tiempo de sostenimiento

Hz Hertzios

I(D1,D2) Corriente pico en el diodo de salida 1 y 2

IDC Valor promedio de la corriente de entrada

IDS(M1), IDS(M2) Corriente drenaje – fuente en los interruptores 1 y 2

IDSpk Esfuerzo de corriente en los interruptores 1 y 2

xiv

iin Corriente instantánea de entrada

Iin Corriente promedio de entrada

ILm Corriente en el inductor magnetizante

ILr Corriente en el inductor resonante

io Corriente instantánea de salida

IO Corriente promedio de salida

irect,F(t) Componente fundamental de la señal de corriente en el devanado

secundario del transformador

Irms(prim) Corriente rms en el devanado primario

Irms(sec) Corriente rms en el devanado secundario

)(, ti Ftr Componente fundamental de la forma de onda de corriente de entrada

K Unidad de medida de la temperatura en Kelvin

kHz Kilohertzios

gl Longitud del entrehierro

Lik Inductancias de dispersión en el transformador

Lm Unidad de medida de intensidad luminosa (lumen)

Lm Inductancia magnetizante del transformador

LP Inductancia en el devanado primario del transformador

Lr Inductancia resonante

Lrel Relación de inductancias LP/Lr

LS1 Inductancia en el devanado secundario 1

LS2 Inductancia en el devanado secundario 2

Lx Mide la cantidad de lúmenes que inciden sobre la superficie iluminada

m Frecuencia normalizada

M Ganancia de voltaje

M1, M2 Interruptores primarios 1 y 2 en el arreglo medio puente

Mmax Ganancia máxima

Mmin Ganancia mínima

Mnom Ganancia nominal

n, N Relación de transformación

Np Número de vueltas del primario

Np,min Número de vueltas mínimo en el devanado primario

S Número de vueltas en el devanado secundario

)(AVGinP Potencia promedio de entrada

Pin Potencia de entrada

)(AVGOP Potencia promedio de salida

PO Potencia de salida

xv

Ptot,lamp Potencia total del arreglo en paralelo de las lámparas

Q Factor de calidad

Qr Interruptor selector de rango de devanado

RAC Resistencia equivalente de carga

RDSON Resistencia serie equivalente en los interruptores 1 y 2

RGM1, RGM2 Resistencia de compuerta en M1 y M2

RL Resistencia de carga

RLP Resistencia parásita en el devanado primario

RLs1, RLs2 Resistencia parásita en el devanado secundario 1 y 2

t Intervalo de tiempo

T Periodo de conmutación

td Tiempo muerto

tfall Tiempo de bajada

ton Tiempo de encendido

trise Tiempo de subida

trr Tiempo de recuperación inversa

VAK1, VAK2 Tensión de bloqueo en el diodo 1 y 2

VCD Tensión de entrada de la fuente

VDS(M1), VDS(M2) Esfuerzo de tensión en los interruptores 1 y 2

VF Caída de tensión en el diodo

VGS(M1), VGS(M2) Tensión de compuerta – fuente en los interruptores 1 y 2

Vin,max Tensión de entrada máximo

Vin,min Tensión de entrada mínimo

Vin,nom Tensión de entrada nominal

VLamp Tensión de alimentación de las lámparas

VLm Tensión en el inductor magnetizante

VO Tensión promedio de salida

Vrect,F(t) Componente fundamental de la señal de tensión en el devanado secundario

del transformador.

Vsw Tensión en el nodo central de la configuración medio puente

Vsw,F(t) Tensión fundamental de entrada en el tanque resonante

W Unidad de potencia eléctrica

Zin Impedancia de entrada en el tanque resonante

ZO Impedancia de salida

W Unidad de potencia eléctrica

xvii

Acrónimos Altium Designer Software de diseño de circuitos impresos

CA Corriente alterna

CA/CD Corriente alterna a corriente directa

CD Corriente directa

CD/CD Corriente directa a corriente directa

CFP Corrector del factor de potencia

DPS Sistema distribuido de potencia

FIDE Fideicomiso para el Ahorro de Energía

Front-End Convertidor pre-regulador o de enlace

HID Lámpara de alta intensidad de descarga

IRC Índice de rendimiento del color

LEDs Diodos emisores de luz

Mathcad Software matemático

MCC Modo de conducción continuo

MCD Modo de conducción discontinuo

MOSFET Transistor de efecto de campo con semiconductor de óxido metálico

MPA Convertidor medio puente asimétrico

MPS Convertidor medio puente simétrico

PCB Placa de circuito impreso

Pspice Software orientado a la simulación de circuitos eléctricos

PWM Modulación de ancho de pulso

ZCS Conmutación a corriente cero

ZVS Conmutación a voltaje cero

CENIDET CAPÍTULO 1: INTRODUCCIÓN

1

CCaappííttuulloo 11

Introducción

En este capítulo introductorio se definen las directrices del trabajo de investigación a

través de la ubicación y planteamiento del problema, la definición de los objetivos y los

alcances y metas propuestos.


2

1.1 Antecedentes

1.1.1 Generación y consumo de energía eléctrica en México

El consumo no eficiente de la energía eléctrica en el mundo ha generado una notable

preocupación en la comunidad científica y tecnológica. Esto ha motivado el estudio y desarrollo

de nuevos sistemas que permitan mejorar la eficiencia de operación y por ende produzcan un

considerable ahorro de la energía eléctrica.

En general, el 47% de la energía eléctrica en el mundo se produce utilizando procesos

que implican la quema de combustibles fósiles, básicamente, recursos naturales no renovables.

En México se estima que el 76.6% de la capacidad instalada del sector eléctrico corresponde a

tecnologías que utilizan combustibles fósiles, mientras que el 23.4% restante corresponde a

fuentes alternas de generación de energía. Estos índices son bastante preocupantes, puesto

que los combustibles fósiles son recursos no renovables y se estima que en un periodo de no

más de 50 años empezarán a escasearse [1].

De acuerdo con las estadísticas del Fideicomiso para el Ahorro de Energía (FIDE), se

estipula que el consumo de energía en México es de aproximadamente 183.9 TWh. Esta cifra se

genera principalmente como consecuencia del uso de tres clases de equipos eléctricos y

electrónicos: motores, iluminación y equipos domésticos. De ellos, el 18% de la energía que se

produce se consume en equipos de iluminación [1-2]. La figura 1.1 muestra un panorama

general de la situación de consumo de energía eléctrica.

Figura 1.1. Distribución del consumo de energía eléctrica en México

1.1.2. Situación del consumo de energía eléctrica en iluminación

En México existen tres sectores que sobresalen debido a que tienen el mayor consumo

en iluminación: el sector doméstico, comercial y municipal. Este último sector representa una

importante oportunidad de mejora en el área de alumbrado público, donde el consumo total

de energía es de 17.8TWh [2-3]. La figura 1.2 muestra el consumo de iluminación en diversos

sectores.

18%

46%

17%

9%10%

Iluminación Motores Refrigeración Aire acondicionado Procesos


3

Figura 1.2. Consumo de iluminación en diversos sectores.

El elevado consumo de energía en este rubro, se debe principalmente a que un gran

porcentaje de los sistemas de iluminación instalados, presentan bajos niveles de eficacia

lumínica [3-4].

Dado que los sistemas de iluminación en el sector municipal propician un alto consumo

de energía, representan un interesante campo de investigación abierto en muchos sentidos

donde se puede utilizar la electrónica de potencia para evaluar y desarrollar nuevas tecnologías

que permitan atacar directamente esta problemática.

1.1.3. Estudio comparativo entre los diferentes tipos de fuentes luminosas

En los últimos años, se han realizado diversos estudios en los cuales se comparan las

principales características entre las fuentes de iluminación convencionales y una tecnología de

iluminación de estado sólido que día con día avanza con paso firme para que en un futuro no

muy lejano, pueda consolidarse como una opción sustentable para el ahorro de energía [4-8].

La figura 1.3 muestra una gráfica comparativa con las características que presentan las

principales fuentes de generación de luz artificial proyectadas hacia el año 2012.

Figura 1.3. Fuentes de energía luminosa [5].

19%

27%54%

Doméstico Comercial y servicios Municipal

EFICACIA LUMINOSA TIEMPO ESTIMADO DE VIDA


4

Bajo el mismo contexto, la tecnología de iluminación con LEDs de potencia ofrece como

principal beneficio el extenso tiempo estimado de vida, bajo costo de mantenimiento y su

constante incremento en los niveles de eficacia frente a las fuentes convencionales de

iluminación. Es por ello que estos emisores de luz empiezan a ganar terreno a algunas fuentes

de iluminación tradicionales de baja potencia, sobre todo porque las ventajas que presentan

son muy atractivas. La tabla 1.1 muestra datos comparativos entre equipos comerciales de

iluminación del fabricante Philips [7].

Tabla 1.1. Compendio de características generales de algunos dispositivos de iluminación.

Fuente luminosa/Características

Incandescencia Electroluminiscencia Otras

Principio de funcionamiento

Llevar a la incandescencia un filamento hasta que

produzca luz

Producir una descarga eléctrica con o sin electrodos que genere radiación visible o

ultravioleta, en el caso de ultravioleta dicha radiación es convertida en luz mediante una

capa de fósforos adherida a la superficie interior del tubo de descarga.

Emisión de fotones en una

unión PN mediante la

aplicación de un campo eléctrico

continuo.

Tipo de lámpara

Convencional

Halógena (R7S Base

100 W)

Fluorescentes (PL-H

120W/830)

Vapor de mercurio HID

Vapor de sodio de alta presión

(Ceramalux Comfort 100W)

LED (Luxeon Rebel ES)

Flujo luminoso máximo (Lm)

1700 1400 9000 4400 8000 320

Potencia (W) 100 100 120 100 100 3.5

Eficacia lumínica (Lm/W)

17 14 75 44 80 92

Vida útil máxima (Hrs) 1000 2000 20000 24000 15000 >50000

Índice de rendimiento de color (%)

100 100 82 50 60 70

Costo de adquisición por mil lúmenes (pesos)

5 8.5 44 38 10.6 313

Aplicaciones

Doméstica, escaparates,

talleres.

Escaparates, proyectores, doméstica, estadios.

Doméstica, oficinas, tiendas

pequeñas, anuncios.

Bodegas, tiendas de

autoservicio, oficinas grandes.

Alumbrado público, túneles.

Señalización, iluminación

general.

Principales fabricantes de LEDs de potencia en el mundo

Gracias a la exitosa vinculación entre los principales fabricantes de la tecnología de

iluminación con dispositivos de estado sólido (Phillips Lumileds, CREE Inc, Nichia Corp., Osram)

y uno de los más importantes centros de investigación (Lighting Research Center), los avances

en mejoramiento de las características en estos dispositivos son una realidad.

Sólo por citar un ejemplo, en los últimos años, las características de eficiencia lumínica en

el LED de potencia han evolucionado notablemente, que en un periodo de tres años, paso de

35 Lm/W en el 2006 a 100 Lm/W en el 2009.


5

Figura 1.4. Principales fabricantes y centros de investigación de la tecnología LED.

Pruebas experimentales realizadas recientemente por CREE Inc., indican en sus reportes

que uno de los nuevos modelos de LEDs de potencia blancos, alcanzó los 161 lúmenes por watt,

un récord a nivel mundial en eficacia en este tipo de tecnología.

Desafortunadamente aún no se encuentra disponible en el mercado pero es una

indicación de que la luz en estado sólido no ha alcanzado su máximo potencial y se pronostica

por lo tanto, una tendencia alentadora en el desarrollo de mejores características. En este

momento, Cree se encuentra comercializando unidades que alcanzan los 120 lúmenes por watt.

Impacto económico y ambiental de la tecnología de iluminación de estado sólido

Sólo para generar una idea del impacto tanto económico como ambiental que está

causando esta tecnología, de acuerdo con datos estadísticos emitidos por el Departamento de

Energía de los Estados Unidos [8] establecen que, en los próximos 20 años, una rápida adopción

de la iluminación basada en LEDs de potencia permitirá:

• Reducir la demanda de electricidad para su consumo en iluminación en un 62%.

• Eliminar 258 millones de toneladas métricas de emisiones de carbono.

• Evitar la construcción de 133 nuevas plantas de energía.

• Anticipar un ahorro financiero que puede exceder los 115 billones de dólares.

Consientes de las grandes bondades que ofrecen estos dispositivos como una nueva

forma de generar iluminación, en países como Estados Unidos y China se empiezan a impulsar

programas piloto que promueven el remplazo progresivo de los sistemas de iluminación

convencionales por LEDs de potencia.

Los sectores en los cuales se han impulsado principalmente estos cambios son:


6

• Universidades de EUA y China a través del programa LED University.

• Implementación de lámparas de LEDs de potencia para alumbrado público en avenidas

importantes y grandes estacionamientos.

Puede verse entonces que los dispositivos de iluminación de estado sólido, representan

una alternativa prometedora para el ahorro de energía eléctrica, además de una interesante

línea de investigación abierta en muchos sentidos: materiales, eficacia y electrónica de potencia

asociada con el estudio e implementación de sistemas de alimentación adecuados para el

manejo eficiente de la energía en estos dispositivos.

1.1.4. Tecnología de iluminación de estado sólido para alumbrado público

El uso de la tecnología de iluminación de estado sólido en las calles tiene su principio en la

década de los noventas, cuando en algunas ciudades de los Estados Unidos y Europa decidieron

dar paso al progresivo reemplazo de las lámparas incandescentes de los semáforos por los

LEDs. Los resultados tuvieron tanto éxito que en la actualidad, la adopción masiva de la

tecnología de iluminación de estado sólido en semáforos y señalamientos es una realidad.

Lo mismo ha pasado con la forma en la que se venía realizando el alumbrado público.

Puesto que ha evolucionado continuamente en los últimos años; desde la lámpara

incandescente, de sodio, halogenuros metálicos hasta recientemente las lámparas de LEDs.

Estas lámparas están cambiando la manera en la cual se realiza la tarea de iluminar avenidas,

calles, autopistas, etc [9-11]. La figura 1.5 muestra una línea del tiempo referente a la evolución

que ha experimentado la tecnología de iluminación en el alumbrado público.

Figura 1.5. Evolución del alumbrado público


7

En la actualidad, la tendencia en el alumbrado público apunta hacia el reemplazo

progresivo de los sistemas de iluminación cotidianos (lámparas de vapor de sodio y

halogenuros metálicos de baja potencia) por sistemas de iluminación que integran el uso de

lámparas de LEDs de potencia con alimentación autónoma a través de un panel solar y un

arreglo de baterías [12]. Ver figura 1.6.

Figura 1.6. Nuevo sistema de iluminación autónomo basado en LEDs de potencia

Cabe destacar que estos modernos sistemas de iluminación están experimentando un

desarrollo vertiginoso en aplicaciones principalmente relacionadas con el alumbrado de

autopistas y avenidas. La figura 1.7 muestra una aplicación típica de este sistema de

iluminación autónomo basado en la tecnología de LEDs de potencia.

Figura 1.7. Aplicación principal de un sistema de iluminación autónomo basado en LEDs de potencia

En México, la asimilación e implementación de este tipo de tecnologías apenas se

empieza a abordar. Sin embargo, aún existe mucho trabajo por realizar en cuanto al estudio

detallado, selección e implementación de topologías de CD/CD (adecuadas para alimentar

estas lámparas) que permitan maximizar el aprovechamiento de las bondades que ofrece esta

tecnología.


8

1.1.4.1 Características de las principales lámparas de LEDs de potencia en el mercado para

aplicaciones de alumbrado público.

En el mercado existe una gran variedad de lámparas de LEDs de potencia; cada una con

características distintas de costos, eficacia, índice de rendimiento al color, formas, tamaños y

tecnologías [13]. En la figura 1.8 se muestran algunos tipos de lámparas de LEDs de potencia

disponibles en el mercado.

Figura 1.8. Diferentes tipos de lámparas de LEDs de potencia disponibles en el mercado

En la tabla 1.2, se muestran las principales características de operación que presentan

algunos modelos de lámparas de LEDs de potencia [13,14].

Tabla 1.2. Compendio de características generales en diferentes lámparas de LEDs de potencia.

Modelo Fabricante Potencia

[W] Alimentación

Flujo Luminoso

[Lm]

Costo

Dlls

BBE SP90 Bang-Bell Electronics Co 28 85-264VCA / 12 y 24VCD 2100 $376 LR24-38SKA35 Cree Co 52 120-277VCA 3800 $737

BBE LU6 Bang-Bell Electronics Co 168 85-264VCA/ 12 y 24VCD 15000 $1300 DBR2 Roadway LIGHTING SCIENCE 300 347/480VCA 23000 $1600

1.1.4.2 Ventajas y desventajas de los LEDs de potencia en alumbrado público

De acuerdo con [15,16], algunas de las ventajas que presentan los dispositivos de

iluminación de estado sólido frente a las lámparas convencionales son las siguientes:

• Cada año experimenta un constante incremento en los niveles de eficacia (Lm/W) y por

tanto, el desarrollo de lámparas cada vez más competitivas con las fuentes de

iluminación tradicionales. Ver tabla 1.3.

• Encendido instantáneo.

• Tiempo promedio de operación mayor a 50,000 horas.

• No contienen mercurio, lo cual beneficia al medio ambiente.

• Debido a su estructura física difícilmente se dañan con un golpe externo.


9

• Bajo costo de mantenimiento.

En la tabla 1.3 se muestra la forma en la cual han evolucionado las características de la

tecnología LED a través de los años.

Tabla 1.3. Evolución de las características en los LEDs de potencia.

Características/Tecnología LED 2002 LED 2007 LED 2010 LED 2012 LED 2020

Eficacia lumínica (Lm/W) 25 75 100 150 200

Tiempo promedio de vida

(kHrs) 20 >20 >50 >100 >100

Flujo luminoso (Lm) 25 200 500 1,000 1500

Potencia (W) 1 2.7 5 6.7 7.5

Costo de adquisición por mil

lúmenes (pesos) 100,000 3,300 154 <65 <26

Índice de rendimiento de color

(%) 75 80 >80 >80 >80

Penetración en el mercado de

iluminación

Baja

iluminación Incandescente

Incandescente,

fluorescente, HID

Incandescente,

fluorescente, HID

Todo

A lo largo de este punto se han mencionado todas las bondades que posee la tecnología

de iluminación mediante LEDs de potencia, sin embargo, de acuerdo con la tabla 1.3 y [16] se

tienen las siguientes desventajas:

• La temperatura impacta fuertemente en el desempeño de la lámpara sobre todo

si no se tiene un adecuado diseño térmico.

• Existe un importante inconveniente que ha frenado su implementación masiva;

elevado costo de adquisición con relación a las fuentes de iluminación

convencionales. Sin embargo, la buena noticia es que debido a la gran revolución

en el mejoramiento de las características en los LEDs de potencia, los precios de

adquisición se están reduciendo rápidamente. Es por ello que en un periodo de no

más de 5 años, se espera que los costos sean bastante competitivos al que

presentan las fuentes convencionales de iluminación. Por el momento, es

importante mencionar que la inversión inicial es recuperada en los primeros años

a través del tiempo promedio de vida y el ahorro de energía que genera esta

tecnología.

Por último y a manera de conclusión, se puede decir que los sistemas de iluminación

actuales basados en lámparas de LEDs de potencia, están empezando a crear un pequeño nicho

de oportunidad en el mercado del alumbrado público. Esto, gracias al constante mejoramiento

en sus características operativas que le permiten competir con lámparas fluorescentes y

algunas de alta intensidad de descarga de baja potencia.


10

1.1.4.3 Características de las lámparas de LEDs de potencia disponibles en cenidet

Las lámparas de LEDs de potencia (disponibles en CENIDET) que se utilizaron fueron del

fabricante Bang-Bell Electronics (BBE), modelo SP90 de 28W y 38W alimentadas con 12VCD.

Este tipo de lámparas se emplean para reemplazar fuentes de iluminación convencionales

de baja potencia como: lámparas de mercurio de alta presión, de sodio de alta presión,

halogenuros metálicos entre otras [14].

Algunas de las características más importantes que presentan las lámparas de LEDs de

potencia se enuncian a continuación [14]:

• Revolucionario diseño fotométrico: Tiene un control inteligente de la distribución de la

iluminación y un patrón de radiación rectangular que garantiza la uniformidad de la

brillantez en la superficie iluminada. La figura 1.9 muestra las características de la

distribución de iluminancia a varias altitudes.

• Diseño único de lentes y estructura física de la lámpara: La lente (con estructura

matricial) juega un papel de protección y de mejoramiento de la eficiencia de la

iluminación que ofrecen los LEDs (1W) en su estructura interna. Además, la estructura

física de la lámpara proporciona una excelente disipación de temperatura para crear las

condiciones adecuas de operación en estos dispositivos. La figura 1.10 muestra la

estructura física de la lámpara de LEDs.

• Control inteligente de corriente: Este tipo de lámparas cuentan con un control

inteligente de corriente que se encarga de proporcionar los niveles adecuados de

corriente ante variación de la tensión de alimentación.

• Alto índice de rendimiento de color (IRC): Se caracterizan por tener un elevado IRC>75.

• Elevada eficiencia de la lámpara: La eficiencia en este tipo de lámparas es >90%.

• Flujo lumínico: El flujo lumínico es de alrededor de 2100 Lm para la lámpara de 28W y

de 2900 Lm en la lámpara de 38W.

• Eficacia lumínica en los LEDs: El arreglo serie-paralelo en la matriz de LEDs poseen una

eficacia ≈ 80Lm/W.

• Tiempo de operación: Tienen un tiempo de operación promedio >50,000 horas.


11

Figura 1.9. Distribución de iluminancia a varias altitudes y patrón de radiación a 6m de altura

Figura 1.10. Estructura física de la lámpara de LEDs.

1.2 Ubicación y planteamiento del problema

El consumo no eficiente de la energía eléctrica representa un problema grave a nivel

mundial reflejado en un impacto ambiental y pérdidas económicas. Existen diversos sectores

que presentan un alto consumo de energía eléctrica, dentro de los cuales, el de iluminación

representa la quinta parte. El elevado consumo de energía en este sector, incentiva a la

investigación, desarrollo e implementación de nuevas tecnologías de iluminación con mayores

prestaciones de ahorro de energía.

En la actualidad, los sistemas de iluminación basados en LEDs de potencia son

considerados como una tecnología prometedora que seguramente en unos cuantos años se

convertirá en una excelente alternativa de ahorro de energía. Esto, debido a que sus niveles de

eficacia se están incrementando muy rápidamente, al grado de que ya pueden ser comparados

con el de algunas lámparas convencionales de baja potencia.


12

Sin embargo, para poder aprovechar al máximo las características que presentan estos

dispositivos, se deben de generar las condiciones adecuadas de operación, acondicionando la

tensión de línea mediante un sistema distribuido de potencia (SDP) [17-18]. En el siguiente

capítulo se describe de forma detallada cada una de las partes que integran a un SDP,

prestando especial atención al convertidor Front-End CD/CD o de enlace, etapa en la cual se

trabajará en esta tesis.

Debido a lo antes expuesto y conscientes del potencial de mejora que posee este

convertidor de enlace en un SDP orientado a aplicaciones de iluminación de estado sólido, se

requiere determinar con base a un estudio cualitativo de los convertidores PWM aislados y

resonantes, la elección de una topología de enlace CD/CD que cumpla con las especificaciones

de diseño y desempeño con alto nivel de eficiencia. En la figura 1.11 se muestra la estructura a

desarrollar sobre la cual se invertirán los esfuerzos de investigación.

Figura 1.11. Estructura típica de un SDP orientado a un sistema de iluminación basado en LEDs de potencia.

Dado el amplio campo de investigación que se tiene en el mejoramiento del desempeño

de los dispositivos LEDs y teniendo enfrente la posibilidad de desarrollar un convertidor de

enlace CD/CD con características que permitan un manejo eficiente de la energía en estos

dispositivos, en este trabajo de investigación se propone analizar, seleccionar e implementar un

prototipo que sirva de plataforma para trabajos futuros con LEDs de potencia, que cuente con

las siguientes características de operación:

• Bus de CD principal de 12VCD.

• Proporcionar aislamiento entre la etapa de potencia y la etapa de carga.


13

• Generar una potencia máxima de operación de 66W (nivel de potencia del arreglo en

paralelo de las lámparas).

• Eficiencia > 90%.

1.3 Objetivos

1.3.1 Objetivo general

Analizar el estado del uso de la tecnología de manejo de LEDs para aplicaciones de

alumbrado público empleando un convertidor de enlace CD/CD.

1.3.2 Objetivos particulares

• Analizar las topologías reportadas en el estado del arte referente al convertidor de

enlace.

• Proponer una alternativa de implantación para el convertidor de enlace CD/CD de un

esquema de alimentación basado en LEDs de potencia.

• Obtener datos experimentales de la fuente de alimentación.

• Validar la metodología de diseño utilizada con los resultados experimentales

1.4 Alcances y metas

En este trabajo de investigación, uno de los alcances principales se centra en obtener un

panorama general de la tecnología de iluminación de estado sólido y su aplicación en sistemas

de iluminación para alumbrado público. Así mismo, comprender la información bibliográfica

referente a los convertidores de enlace CD/CD, para que con base a un estudio de simulación,

se seleccione la topología adecuada para ser implementada como un prototipo de laboratorio

funcional que integre las siguientes características:

• Tensión de entrada: 126-176-198VCD (En el capítulo 4 se explicará la razón de estos

valores).

• Tensión de salida del Bus de CD principal: 12VCD.

• Eficiencia >90%.

• Conmutación a Voltaje Cero (ZVS).

• Potencia máxima: 66 watts.

• Aislamiento.


14

Referencias Bibliográficas

[1] Secretaria de energía, Dirección General de Política Energética. “Prospectiva del

sector eléctrico 2008-2017”. México D.F., 2009. (www.energia.gob.mx).

[2] Comisión Federal de Electricidad. “Demanda de electricidad”. México, D.F., Mayo

de 2008. (www.cfe.gob.com).

[3] Instituto Valenciano de la Exportación en México (IVEX). “Nota: Iluminación en

México”. México, 2008 (www.ivex.es).

[4] Gerardo Vázquez Guzmán. Tesis de maestría: “Tecnología de iluminación mediante

LEDs de potencia”. Cenidet, Cuernavaca, Morelos, Abril de 2006.

[5] Ph.D Narendran Nadarajah. “Solid State Lighting Workshop”. Executive

presentation. New York, May 2008 (www.lrc.rpi.edu/programs/solidstate/index.asp)

[6] Colin J. Humphreys. “Solid-State Lighting”. Cambridge University, UK. MRS Bulletin,

Volume 33, pag. 459-470. April, 2008. (www.mrs.org/bulletin).

[7] Pwww.ecat.lighting.philips.com/l/us/

[8] U.S. Department of Energy. “Energy Efficiency of White LEDs”, October 2006, Pacific

Northwest National Laboratory (www.eere.energy.gov).

[9] Tsung-Chieh, Chen. “LED street light design technology”, March 2009.

(www.aoptk.com)

[10] U.S. Department of Energy (Energy Efficiency and Renewable Energy). “Overview of

Outdoor Area Lighting”, April 2010. (www1.eere.energy.gov/buildings/ssl

/outdoor_overview).

[11] Masaki Ono, Yoshiharu Chikazawa. Application note: “Street Lighting with LED Light

Sources”, OSRAM, January 2009.

[12] www.enertiaengineering.com/products/solar-street-lights/comparison-tables

[13] www.myledlightingguide.com

[14] DMX Technologies China. “High Power LED Street Manual”, p. 30. July, 2008. China.

[15] Philips. White paper: “Street Lighting”. September, 2008.

[16] Lumec. White paper: “LEDs for outdoor lighting applications”. May, 2006.

[17] Bo Yang. Theses: “Topology Investigation for Front End DC/DC Power Conversion

for Distributed Power System”. Faculty of the Virginia Polytechnic Institute and

State University. September, 2003. Blacksburg, Virginia.

[18] Bing Lu. Theses: “Investigation of High- density Integrated Solution for AC/DC

Conversion of a Distributed Power System”. Faculty of the Virginia Polytechnic

Institute and State University. May, 2006. Blacksburg, Virginia.

CENIDET CAPÍTULO 2: MARCO CONCEPTUAL Y ESTADO DEL ARTE

15


Marco conceptual y estado del arte

El contenido en este capítulo se estructura en tres partes. En la primera sección se

muestra el marco conceptual relacionado con el trabajo de tesis. Estos conceptos tratan temas

referentes a la tendencia de los sistemas de alimentación conmutados, la definición,

clasificación, aplicaciones e importancia de los sistemas distribuidos de potencia en los

sistemas electrónicos. Así mismo, se describe cada una de las partes que integran a un sistema

distribuido de potencia, centrando la atención a la etapa del convertidor de enlace de CD/CD.

En la segunda sección se realiza la revisión del estado del arte de los convertidores de

enlace CD/CD clasificados de acuerdo con su nivel de potencia. Así mismo se resumen sus

características principales y se describen sus aplicaciones.

Por último, en la tercera sección se realiza una selección de topologías de prueba

revisadas en el estado del arte, para que a través de un protocolo de simulación planteado se

comparen sus comportamientos de eficiencia ante variación de tensión de entrada y nivel de

carga. Esto, con la finalidad de seleccionar la topología más adecuada para la aplicación a

desarrollar en este trabajo de tesis.


16

2.1 Tendencias en los sistemas de alimentación conmutados

La evolución en torno a los sistemas de alimentación, dentro del ámbito de esquemas y

prestaciones es inherente al desarrollo de los sistemas electrónicos. El progreso de los sistemas

de alimentación trata de cubrir los aspectos de mejora en eficiencia, reducción de costos,

incremento de la densidad de potencia, integración de corrección del factor de potencia y en

algunos casos, incluir la característica de respaldo de energía con la finalidad de proporcionar

un mayor número de prestaciones dentro del mismo sistema de alimentación [1-4].

Por otro lado, los sistemas de alimentación se dividen en dos grandes grupos: los

centralizados y distribuidos; los primeros representan esquemas que han sido empleados

típicamente, mientras los segundos son esquemas que en la actualidad presentan un amplio

panorama de aplicaciones, así como un fuerte desarrollo y aceptación, debido a una serie de

características interesantes que los hacen ideales para los requerimientos de los sistemas de

alimentación actuales. En este capítulo se profundiza en sistemas de alimentación distribuidos

(SDP), debido a que el enfoque en esta tesis está orientado a la propuesta de un convertidor de

enlace CD/CD para sistemas de iluminación basados en LEDs de potencia.

2.1.1 Sistemas de alimentación centralizados

La arquitectura tradicionalmente empleada por los sistemas de alimentación se

denomina centralizada; la cual tiene una localización específica dentro del equipo. En un

sistema de alimentación centralizado todo el procesamiento de potencia se realiza en una

fuente de gran volumen, que proporciona las tensiones finales requeridas por la carga. Un

esquema típico de alimentación centralizado es el que se muestra en la figura 2.1.

Tensión de

línea

Tarjeta lógica Tarjeta lógica

Carga 1Carga 2

Etapa de conversión

+5 +12 -12 GND

BUS de

distribución

Figura 2.1. Diagrama a bloques típico de un sistema de alimentación centralizado


17

2.1.2 Sistemas de alimentación distribuidos (SDP)

Un SDP se caracteriza por la distribución de funciones de procesamiento de potencia en

varias unidades de conversión de energía, siendo éstas el convertidor de enlace, el cual tiene

como función principal el convertir la tensión de línea de tal forma que provea un bus

intermedio de CD, típicamente de 48 VCD, 24 VCD o 12VCD; y una serie de convertidores CD/CD

denominados convertidores de tarjeta o convertidores on-board, los cuales acondicionan la

tensión específica para la carga [1-4].

Cabe señalar que existen básicamente dos arquitecturas de alimentación distribuidas:

bus en CA y bus en CD; sin embargo, los SDP con bus en CA no han sido aceptados debido a los

problemas que presentan relacionados con la redundancia de etapas de conversión CA/CD y

mala regulación en la carga [2]. Por tal motivo, el enfoque de SDP será hacia los de bus de

salida de CD. En la figura 2.2 se muestra la arquitectura típica en un SDP en la que se pueden

observar las etapas que forman a este tipo de sistemas.

Figura 2.2. Diagrama de la arquitectura típica en un SDP

Algunas de las características principales en un SDP se enuncian a continuación [3,4]:

• Integran nuevas e interesantes funciones como modularidad, redundancia y excelente

respuesta dinámica necesarias en situaciones de cargas críticas.

• Tienen la capacidad de manejar una elevada tensión de transferencia de energía a la

carga. Esto permite reducir las pérdidas asociadas con la distribución de energía.

• El convertidor de tarjeta está colocado en una posición muy cercana a la carga. Esto

influye directamente en la minimización de pérdidas debido a parásitos.

• Para un SDP, el convertidor de enlace es independiente de los requerimientos de la

carga. Cada convertidor en la carga también es independiente de otras cargas. Esto

genera un beneficio significativo para la rápida evolución de los requisitos del sistema.


18

• En un SDP cuando la tecnología evoluciona, únicamente el convertidor asociado con la

carga debe ser rediseñado. Por lo tanto el impacto en todo el sistema es minimizado.

Los SDP se emplean comúnmente en aplicaciones como sistemas de potencia para

servidores y equipos de telecomunicación.

2.1.2.1 Convertidor Front-End o de enlace

Un convertidor de enlace está compuesto internamente por dos etapas de conversión de

energía. La primera convierte la entrada de CA en un bus intermedio regulado de 400VCD con

corrección del factor de potencia (CFP). Por otra parte, la segunda etapa denominada

convertidor de enlace CD/CD, convierte los 400VCD en un bus de CD aislado de 48VCD o 12VCD

para finalmente ser entregados al convertidor de la carga [3,4]. La figura 2.3 muestra la

estructura típica en un convertidor de enlace CA/CD.

Figura 2.3 Estructura interna de un convertidor de enlace CA/CD

Así mismo, cabe destacar que el convertidor de enlace, guarda vínculos en el diseño

total del SDP y con algunas características deseadas hacia la carga y hacia la tensión de línea.

2.1.2.2 Convertidores de carga

El concepto de SDP ha tenido éxito debido a la aparición de nuevas técnicas de conversión

y de montaje que permiten el desarrollo de convertidores con elevada densidad de potencia

(potencia/unidad de volumen). La alta densidad de potencia genera que la etapa de conversión

tenga un volumen reducido, y por ende, sea fácilmente integrada dentro de la misma etapa de

la aplicación específica; por tal motivo, a este tipo de convertidores se les conoce como

convertidores on-board o de tarjeta [1-4].

Un dato importante a destacar radica en que el diseño de los convertidores de carga,

debe ser realizado para manejar un amplio rango de tensión de entrada. Debido a que la

tensión de salida del convertidor de enlace CD/CD, presenta una baja dinámica de regulación.


19

Por último, con el continuo desarrollo tecnológico en las técnicas de construcción de

dispositivos semiconductores e integración de componentes magnéticos, los convertidores de

carga son cada vez más eficientes con mayor densidad de potencia.

2.1.2.3 Ventajas y desventajas en un SDP

De acuerdo con [1-4], una de las principales ventajas de un SDP viene dada por la alta

calidad de la energía entregada a la carga. Lo anterior se debe al hecho de introducir su

convertidor de alimentación dentro de la misma carga. El convertidor de carga tiene la

capacidad de proporcionar una tensión de salida bien regulada aún ante variaciones de la

tensión de entrada.

Otra gran ventaja radica en su estructura topológica, con la cual se puede integrar una

mayor confiabilidad al sistema, reducción por pérdidas de distribución, reflejado en un

incremento de eficiencia y por último, son sistemas bastantes flexibles y expansibles.

En contraparte, de acuerdo con [1-2] los SDP involucran mayor costo y dos problemas

técnicos difíciles de resolver: el “ruido” y la disipación de calor. Es decir, cuando se colocan

varios convertidores en el sistema, el ruido que producen es alto y por lo tanto es necesario

controlarlo. El segundo aspecto a considerar es el calor, debido a que la fuente de alimentación

es colocada dentro de las tarjetas de aplicación específica, haciendo necesario asegurar que el

calor generado en el proceso de conversión se disipe de manera adecuada. En la tabla 2.1 se

muestra un resumen general de las características más importantes en un SDP.

Tabla 2.1 Ventajas y desventajas en un SDP

Ventajas Desventajas

• Alta calidad de la energía

• Ahorro de tamaño y espacio

• Aislamiento

• Reducción en las pérdidas por distribución

• Flexibilidad

• Expandibilidad

• Costo extra

• Ruido

• Disipación de calor

2.2 Estado del arte de convertidores Front-End o de enlace

En este punto se muestra el estudio del estado del arte y la selección de una topología

CD/CD adecuada, que pueda ser utilizada en la segunda etapa de conversión de energía (etapa

que genera bus de CD hacia los convertidores de carga) en un convertidor de enlace.


20

2.2.1 Convertidores de enlace CD/CD para aplicaciones de mediana y alta potencia

De acuerdo con el estado del arte, las topologías comúnmente empleadas en la etapa de

CD/CD de un convertidor de enlace son variantes de los siguientes convertidores: puente

completo, medio puente, forward y flyback. La topología puente completo y medio puente,

proporcionan la mejor combinación entre una estructura simple y la capacidad de realizar

conmutaciones suaves con una notable reducción de estrés en los dispositivos a potencias

mayores a 1kW [3-7]. En la figura 2.4 se muestran las topologías primarias comúnmente

utilizadas en un convertidor de enlace CD/CD.

Figura 2.4 . a) topologías primarias inversoras, b) topologías rectificadoras en la etapa de salida.

De acuerdo con [3-7], los principales inconvenientes que presentan estas topologías

básicas son los siguientes:

• Reducido intervalo de variación de tensión de entrada Vin.

• Grandes pérdidas en la etapa rectificadora de salida. Este problema se genera debido al

fenómeno de recuperación inversa en los diodos de salida.

• No tienen etapa de sostenimiento de energía o “Hold up”. Este requerimiento es

necesario para resolver problemas de regulación de la tensión en la carga cuando la

tensión de línea no existe.


21

Características

Vin VO PO[W] η [%] Fsw

400VCD 50VCD 1K 95 100kHz

Tomando en cuenta la problemática anterior, en la literatura revisada se proponen las

siguientes técnicas.

En [5] se propone usar un rectificador síncrono operando en modo onda cuasi cuadrada

con la finalidad de reducir las pérdidas por conducción y recuperación inversa. Esta alternativa

ayuda a conseguir conmutaciones suaves y una eficiencia mayor al 95%. Ver figura 2.5.

Figura 2.5. Rectificador síncrono doblador de corriente y características de operación.

Por otra parte, para solucionar el problema de sostenimiento de energía, en [6] se

propone usar una técnica denominada “Range Winding”. Esta técnica consiste en cambiar la

relación de transformación en el convertidor de acuerdo con diferentes niveles de tensión de

entrada. Comúnmente se emplea la topología medio puente asimétrico. Su principio de

operación se basa en regular la ganancia a través de dos alternativas; ciclo de trabajo e

interruptor selector de la relación de transformación Qr. Ver figura 2.6.

Figura 2.6. Convertidor medio puente asimétrico que utiliza la técnica denominada “Range Winding”

De la misma forma, en [7] se propone una estructura novedosa que consiste de un

convertidor medio puente asimétrico y un convertidor elevador en la etapa de entrada

denominado “baby-boost”. La parte del convertidor “baby-boost” debe de operar únicamente

Características

Vin VO PO[W] η[%] Fsw n

360-400VCD 50VCD 1K 95 100kHz 10:7


22

durante el tiempo de sostenimiento. Este requerimiento obliga al convertidor a operar en un

amplio rango de tensión de entrada. Así pues, con esta nueva técnica se logra una mayor

eficiencia, densidad de potencia y amplio rango de tensión de entrada. Ver figura 2.7

Figura 2.7. Convertidor medio puente asimétrico con etapa elevadora de entrada “baby-boost”

En [8] se propone una topología convertidora simple con tiempo de sostenimiento

extendido, además de un reducido capacitor de almacenamiento. Este convertidor puede

operar en modo de corrección del factor de potencia (CFP) o en modo de sostenimiento de

energía como un convertidor elevador. Esta condición de operación es determinada de acuerdo

al estado de la línea (encendido o apagado). Esta característica mejora la densidad de potencia

del sistema de alimentación. Por otro lado, el prototipo experimental mostró un tiempo de

sostenimiento de 2.5 veces mayor al presentado en métodos tradicionales [5,6]. Ver figura 2.8.

Figura 2.8. Convertidor de enlace con tiempo de sostenimiento extendido

Por último, en [9] se proponen dos tipos de convertidores de enlace CD/CD, los cuales

son adecuados para aplicaciones de mediano nivel de potencia con baja tensión y alta corriente

de salida.

Características

Vin VO PO [W] η[%] FBBC FAHB Hold-up

300-400VCD 12VCD 600 93.7 350kHz 100khz 28ms

Características

Vin VO PO[W] η[%] Fsw

220VCA 56VCD 2.5K - 100kHz


23

El primer circuito se trata de un convertidor resonante LLC, que muestra ventajas

esenciales en alta eficiencia de conversión y alta densidad de potencia. Además es una

topología que posee simplicidad en su estructura, amplio rango de variación de tensión de

entrada y técnica de conmutación suave ZVS en sus interruptores. Por otra parte, el segundo

circuito se trata de un convertidor puente completo “Phase-Shift” con conmutación suave. Esta

característica hace que el convertidor tenga una elevada eficiencia de conversión. Sin embargo,

su principal desventaja radica en que tiene un control complejo y una estructura que implica el

uso de una mayor cantidad de elementos semiconductores. Este convertidor puede ser

operado en modo de conducción continuo (MCC), modo de conducción en la frontera (MCF) y

modo de conducción en discontinuo (MCD). Cabe destacar que la consideración de óptimo

diseño, indica que los modos de operación MCF y MCD pueden ayudar a obtener una alta

eficiencia en la conversión. Ver figura 2.9.

Figura 2.9. a) Convertidor resonante LLC, b) Convertidor puente completo con conmutación suave y almacenamiento de energía en el inductor del lado primario.

2.2.2 Características de un convertidor de enlace en un sistema de iluminación basado en

LEDs de potencia

Un sistema de alimentación basado en LEDs de potencia requiere que el convertidor de

enlace genere un bus de CD con una tensión regulada y aislada; esta puede ser 5, 12 o 24 Volts.

La tensión obtenida tiene como finalidad alimentar a una determinada topología (“driver”) que

maneja como carga LEDs de potencia. Debido a lo antes expuesto y conscientes del potencial

de mejora que posee este convertidor de enlace, en el siguiente punto se realiza una breve

revisión de las principales topologías empleadas en un sistema de iluminación basado en LEDs

de potencia [10]. Ver figura 2.10.

Características

Topología Vin VO PO[W] η[%] Fsw

Convertidor resonante medio puente LLC 300VCD 12VCD 300 96.2 100kHz Convertidor puente completo con conmutación suave y almacenamiento de energía en el inductor del lado primario

300VCD

12VCD

300

95.8

100kHz


24

Convertidor de en lace C A/C D

Tensión de

L ínea

C FP CD /CDAislado

Dim m ing(opcional)

PW M

PW M

PW M

SDP de baja tensión

Figura 2.10. Estructura típica de un SDP orientado a un sistema de iluminación basado en LEDs de

potencia.

Algunas de las características que presenta esta arquitectura son las siguientes:

• Genera mayor confiabilidad en el sistema. Esto es gracias a que posee la capacidad de

seguir operando aunque con una menor eficiencia.

• Aislamiento entre la carga y la etapa de potencia.

• Mejora la eficiencia de conversión de cada uno de los convertidores conectados en la

carga.

2.2.3 Topologías empleadas como convertidores de enlace CD/CD en sistemas de

iluminación basados en LEDs de potencia

El crecimiento acelerado en la iluminación de estado sólido ha despertado el interés de

los diseñadores de fuentes de alimentación. Las fuentes de alimentación utilizadas para estos

dispositivos han sido de diferentes tipos y de características muy variadas. Se ha encontrado el

uso de algunas topologías en distintas aplicaciones y algunas más que están siendo objeto de

investigación. Por ejemplo, en [11] se propone un convertidor de enlace que cumple las

funciones de generar un alto factor de potencia, aislamiento y baja distorsión armónica total en

la corriente de entrada. Su operación consta de dos etapas: la primera de ellas, consiste en

utilizar una topología flyback para reducir la tensión de línea a una tensión de 12VCD y en la

segunda etapa se tiene un convertidor reductor con rectificación síncrona, con el fin de reducir

de 12VCD a una tensión de 3.5VCD. Al operar el convertidor flyback en MCD, además de hacer la

función de pre-regulación se aprovecha la característica de corrección de factor de potencia.

Ver figura 2.11


25

Figura 2.11. Esquema de alimentación propuesto con posible aplicación a la generación de luz blanca.

Un esquema de alimentación que también fue diseñado con el objetivo de alimentar LEDs

de potencia [12], es el que se muestra en la figura 2.12. El esquema consiste de un convertidor

flyback con una sola etapa de conversión que además posee un método de control de corriente

constante. Con esto, se logra una mayor eficiencia y un alto factor de potencia. Este circuito es

muy simple y además su implementación no es costosa.

Figura 2.12. Esquema de alimentación basado en un convertidor flyback mono etapa con CFP.

Un esquema de alimentación adicional encontrado en la bibliografía [13] se muestra en la

figura 2.13. Se trata de un convertidor SEPIC mono etapa en modo de conducción en la frontera

y control de luminosidad para múltiples “drivers” de LEDs. Además, incluye características de

alto factor de potencia (FP) y alta eficiencia. Otro aspecto importante es que elimina el filtro de

entrada usado en el convertidor flyback para atenuar los armónicos de corriente. El único

inconveniente radica en que no cuenta con aislamiento.

Características

Vin VO PO[W] η[%] Fsw1 Fsw2

127VCA 3.5VCD 30 <90 100kHz 50kHz

Características

Vin VO PO[W] η[%] Fsw1 Ilamp[A]

110VCA 6-22VCD 18 88 100kHz .43-.86


26

Figura 2.13. Diagrama esquemático de un convertidor SEPIC mono etapa con CFP y control dimming.

2.2.4 Conclusión del estado del arte

La revisión y estudio del estado del arte de los distintos convertidores de enlace CD/CD ha

demostrado que existen dos clasificaciones principales de acuerdo con el nivel de potencia que

manejan y su aplicación final.

La primera clasificación se trata de los convertidores CD/CD para potencias de 100W a

2.5kW. Los convertidores utilizados en estos niveles de potencia son comúnmente derivación

de las topologías primarias: medio puente, puente completo, forward y flyback. Además,

muestran eficiencias elevadas mayores al 93%. Aplicaciones típicas para estos niveles de

potencia se enfocan al desarrollo de sistemas de potencia para servidores y equipos de

telecomunicación [3-8].

En años recientes se ha impulsado la idea de implementar topologías resonantes que

proporcionan eficiencias mayores al 95%, amplio intervalo de variación de tensión de entrada,

técnicas de conmutación suave en sus interruptores y por lo tanto, una mayor confiabilidad en

el sistema. Particularmente, la topología resonante medio puente LLC representa una opción

interesante para ser implementada como un convertidor de enlace CD/CD [3,4,9].

Por otra parte, la segunda clasificación se refiere a los convertidores de enlace CD/CD

para niveles de potencia menores a 100W. Las topologías utilizadas son derivación de la

topología primaria flyback y presentan eficiencias que fluctúan del 80-90%. Esto muestra por

ende, una problemática de eficiencia muy diferente cuando se trabaja en potencias menores

que 100W. Las aplicaciones reportadas para estos niveles de potencia se centran

principalmente al manejo de dispositivos de iluminación de estado sólido [10-13].

A manera de conclusión, resulta interesante extrapolar las topologías primarias y el

convertidor resonante medio puente LLC a un nivel de potencia menor a 100W y comparar de

manera cualitativa, sus comportamientos de eficiencia ante variaciones de tensión de entrada y

Características

Vin VO PO [W] η[%] Fsw1 IO [A]

127VCA 46VCD 64 >90 100kHz 1.4


27

carga. Esto, con la finalidad de poder seleccionar el convertidor de enlace CD/CD más adecuado

para un sistema de iluminación de baja potencia basado en LEDs de potencia.

2.3 Selección de las topologías de prueba adecuadas para la aplicación

De acuerdo con el estudio y revisión del estado del arte [3-13], las topologías de enlace

CD/CD adecuadas para la aplicación a desarrollar en este trabajo de tesis son las siguientes:

• Convertidor PWM flyback.

• Convertidor PWM forward.

• Convertidor PWM medio puente simétrico (MPS).

• Convertidor PWM medio puente asimétrico (MPA).

• Convertidor resonante medio puente LLC.

Cabe aclarar que las topologías seleccionadas, fueron sometidas a un protocolo de

simulación en Pspice. Se establecieron las mismas condiciones de diseño y prueba, con la

finalidad de obtener resultados comparables entre sus comportamientos.

Los parámetros de diseño de los convertidores de prueba se muestran en la tabla 2.2.

Tabla 2.2. Parámetros de diseño del convertidor de enlace deseado.

Protocolo de simulación

A continuación se presenta el protocolo de simulación utilizado para conocer el

comportamiento de la eficiencia en las topologías seleccionadas:

1.- Variación de la tensión de entrada: Aquí se estudió la eficiencia del convertidor ante

una variación en el nivel de tensión de alimentación. El rango de variación de tensión de

entrada fue de 126VCD hasta 198VCD. Todo lo anterior con una potencia fija de 66W.

2.- Variación del nivel de carga: Aquí se exploró la eficiencia del convertidor ante

variaciones en el nivel de la carga ( ± 17% de Po). Para todas las pruebas se utilizó como tensión

nominal de entrada 176VCD.

Parámetros de diseño

Vin [VCD] VO[VCD] PO [W] Fsw[ kHz ]

176 12 66 100


28

2.3.1 Estudio del comportamiento de eficiencia en las topologías de prueba

En este punto se muestran las características en cada una de las topologías de prueba, así

como su comportamiento de eficiencia ante variación de tensión de entrada y carga.

2.3.1.1 Convertidor flyback o de retroceso

El convertidor flyback es ampliamente utilizado para aplicaciones de alta tensión y baja

potencia. Presenta la característica de que no integra un inductor en su etapa de salida, lo cual

representa una ventaja de costo y tamaño frente a los demás convertidores aislados. También

es una topología utilizada en aplicaciones de múltiples salidas, dado que las salidas responden

más rápidamente al no tener inductor de filtrado. Además, es un convertidor que presenta una

estructura simple, robusta y proporciona aislamiento [14]. Sin embargo, el elevado esfuerzo de

tensión en el interruptor principal, la “baja” utilización de la estructura magnética y el elevado

rizado a la salida son sus principales desventajas.

En la figura 2.14 se muestra el circuito utilizado en la simulación, con los valores de los

elementos que fueron obtenidos previamente mediante un diseño rápido de la topología en

Mathcad.

Figura 2.14. Convertidor flyback utilizado en la simulación

En la figura 2.15 se muestran los resultados obtenidos por el protocolo de simulación.


29

176120 140 160 180 20083

84

85

Tensión de entrada

Eficiencia(%

)

85.3%

Tensión de entrada (Volts)

Variación del

13% de Vin,nom

Variación del

28% de Vin,nom

0 20 40 60 80 100 12080

81

82

83

84

85

86

Figura 2.15. Eficiencia del convertidor flyback ante variaciones de la tensión de entrada y carga

2.3.1.2 Convertidor forward o directo

Partiendo de la estructura básica del convertidor Buck se pueden obtener diversas

topologías mediante la inserción de aislamiento en diferentes posiciones. Una de las

estructuras más comunes derivadas del convertidor buck es el convertidor forward [14]. Esta

topología es relativamente simple comparada con las topologías del tipo puente, además

representa una opción popular para ser implementada como una fuente conmutada para

potencias no mayores a 500W.

Esta topología presenta ventajas interesantes, de las cuales las más notables son:

simplicidad en su estructura, generación de aislamiento entre la carga y la etapa de entrada y

bajo nivel de rizado en la salida. Por otra parte, sus desventajas están relacionadas con

elevados esfuerzos en su interruptor principal, utilización no optimizada del transformador y

necesidad de “reset” en el transformador.


30

La figura 2.16 muestra el circuito de simulación utilizado con los valores de los elementos

que fueron obtenidos previamente.

Figura 2.16. Convertidor forward utilizado en la simulación

En la figura 2.17 se muestran los niveles de eficiencia obtenidos en la simulación del

convertidor forward.

120 140 160 180 20086

87

88

89

90

Tensión de entrada

Eficiencia(%

)E

ficie

ncia

(%

)


31

0 20 40 60 80 100 12085

86

87

88

89

90

Figura 2.17. Eficiencia del convertidor forward ante variaciones de la tensión de entrada y carga

2.3.1.3 Convertidor medio puente simétrico (MPS)

Las topologías tipo puente y medio puente, se caracterizan por que el nivel de tensión que

soportan sus interruptores durante el estado de corte es la tensión de entrada y no el doble, o

más, tal como ocurre con los convertidores forward, flyback y push-pull [14].

Ahora bien, el convertidor medio puente tiene sólo dos interruptores en el lado primario.

Puede ser configurado con diferentes señales de control, lo cual hace que opere de una forma

muy diferente. Es decir, de modo simétrico o asimétrico. Se dice que el convertidor opera de

modo simétrico cuando las señales de control aplicadas a sus interruptores, son idénticas una

con la otra con 180° de defasamiento. Por otra parte, cuando las señales de control aplicadas

son complementarias entre sí, se dice que el convertidor está operando de modo asimétrico

[14, 15].

En este caso, el convertidor MPS es conocido como una topología aislada de conmutación

dura. Lo anterior, debido a las limitaciones que impone la presencia de una inductancia de

dispersión que afecta al performance en el convertidor. Para reducir los efectos del problema

antes expuesto se acostumbra colocar redes snubber para absorber los problemas de sobretiros

ocasionados por la inductancia de dispersión durante el periodo en el cual ambos interruptores

están apagados. Algunas de las ventajas en este convertidor están relacionadas con un

reducido nivel de esfuerzos en los interruptores y una buena utilización de la estructura

magnética [15].

En la figura 2.18 se muestra el convertidor MPS con los parámetros de simulación

utilizados.


32

Figura 2.18. Convertidor MPS utilizado en la simulación.

En la figura 2.19 se muestran los niveles de eficiencia obtenidos en el convertidor MPS a

través del protocolo de simulación.

87%

176


120 140 160 180 20084

85

86

87

88

0 20 40 60 80 100 12084

85

86

87

88

89

Figura 2.19. Eficiencia del convertidor MPS ante variaciones de la tensión de entrada y carga.


33

2.3.1.4 Convertidor medio puente asimétrico (MPA)

El convertidor MPA es una topología aislada muy interesante que posee características

únicas. Una de las más importantes radica en que, los dos interruptores primarios, pueden

alcanzar conmutación a voltaje cero (ZVS por sus siglas en inglés) con la ayuda de la inductancia

de dispersión [14,15]. Cuando los dos interruptores trabajan de forma complementaria, se

anula el efecto de sobretiro causado por la inductancia de dispersión. Además los esfuerzos en

los interruptores son reducidos.

En contraparte, el elevado esfuerzo de tensión en los diodos del filtro de salida y la

pérdida de ZVS en condición de bajo nivel de carga, son las principales desventajas en esta

topología.

En la figura 2.20 se muestra el circuito de la topología MPA utilizado en la simulación, con

los valores de los elementos que fueron obtenidos previamente mediante un diseño rápido en

Mathcad.

176V

Rs1D1

2.18

Rg2

M2

Ls150m

CO

2.5u

RL

Vin

5Ω

Parámetros

3.31m

Fsw=100kHz

D = 2.25us

LORLO

5m 30u

Rg1

M15Ω

Ls2

50m

3.31m

Rs2D2

Lp

100m

Rp

100m

Cb

0.47u

Mbr10h100

Mbr10h100

Figura 2.20. Convertidor MPA utilizado en la simulación

El comportamiento de la eficiencia en la topología MPA ante variación de la tensión de

entrada y carga, se muestra en la figura 2.21.


34

89.8%

176


Eficie

ncia

(%

)

120 140 160 180 20087

88

89

66

Potencia de salida (Watts)

0 20 40 60 80 100 12086

87

88

89

90

91

89.8%

Vin=176VCD

Figura 2.21. Eficiencia del convertidor MPA ante variaciones de la tensión de entrada y carga.

2.3.1.5 Convertidor resonante medio puente LLC

El convertidor resonante LLC es una topología aislada con características interesantes. A

diferencia de los convertidores PWM aislados y topologías resonantes tradicionales, posee un

amplio intervalo de variación de tensión de entrada y carga con niveles de eficiencias elevados.

Aunado a lo anterior, tiene como su principal virtud, el usar conmutación a voltaje cero ZVS en

los interruptores del lado primario, con lo cual se logra minimizar las pérdidas por conmutación

y alcanzar alta eficiencia [16-18].

Este interesante convertidor se utiliza ampliamente en diversas aplicaciones como lo son:

paneles LCD, televisiones de plasma, consolas de videojuegos y adaptadores para

computadoras portátiles. La figura 2.22 muestra el circuito de la topología resonante LLC

utilizado en la simulación, con los valores de sus elementos previamente calculados.


35

Figura 2.22. Convertidor resonante medio puente LLC utilizado en la simulación

En la figura 2.23 se muestran los resultados obtenidos por el protocolo de simulación.

120 140 160 180 20092.5

93

93.5

94

94.5

Tensión de entrada

Eficiencia(%)

0 20 40 60 80 100 12090

91

92

93

94

Figura 2.23. Eficiencia del convertidor resonante medio puente LLC ante variaciones de la tensión de

entrada y carga.


36

Nota. En el capítulo 4 se justifica con detalle la selección y la asignación de valores de

cada uno de los elementos que integran al convertidor mostrado en la figura 2.22.

2.3.2 Conclusión de los resultados del protocolo de simulación y selección de la topología

A manera de aclaración, resulta de suma importancia mencionar que el objetivo principal

del protocolo de simulación, fue el presentar de forma rápida resultados de eficiencia desde el

punto de vista cualitativo y poder seleccionar el convertidor de enlace adecuado. Se utilizaron

dispositivos semiconductores posibles a emplear (de acuerdo a los esfuerzos de tensión y

corriente característicos en cada topología); con sus modelos integrados u obtenidos de la

página de internet del fabricante. Además se incluyeron resistencias parásitas en inductores

con la finalidad de obtener resultados que integren pérdidas adicionales; aunque cabe aclarar

que se anexaron de manera arbitraria.

Los resultados obtenidos después de haber simulado las topologías de prueba se

describen a continuación.

En la figura 2.24 se muestra claramente que el convertidor resonante medio puente LLC,

presenta una eficiencia del 94%, mayor a la obtenida en los demás convertidores de prueba

ante variaciones en la tensión de entrada. Este valor de eficiencia, representa un importante

logro en niveles de potencia menores a 100W donde los valores típicos son del 80% al 90%.

Flyback

Forward

MPS

MPA

LLC

120 140 160 180 20080

85

90

95

Figura 2.24. Comparación de los resultados de simulación de la eficiencia ante variación de tensión de

entrada.

Así mismo, en la figura 2.25 se aprecia que el mejor comportamiento de eficiencia ante

variación de la carga es el que presentó la topología resonante medio puente LLC.


37

Eficie

ncia

(%

)

0 20 40 60 80 100 12080

85

90

95

Figura 2.25. Comparación de los resultados de simulación de la eficiencia ante variación del nivel de

carga.

De acuerdo con los resultados del protocolo de simulación y desde el punto de vista

cualitativo, el circuito que presentó un mejor comportamiento ante variaciones de tensión de

entrada Vin y de carga Po fue el convertidor resonante medio puente LLC.

Por tanto, y fundamentando la justificación de la elección del convertidor con base a los

resultados obtenidos, se propone trabajar de manera definitiva con el circuito resonante medio

puente LLC.


[1] Héctor Suárez Aparicio. Tesis de maestría: “Evaluación del desempeño de un pre-

regulador cargador de baterías de alto rendimiento en MCD y MCC para

aplicaciones en sistemas de alimentación distribuidos”. Cenidet, Cuernavaca,

Morelos, Febrero de 1997.

[2] Carlos Aguilar Castillo. Tesis de doctorado: “Topologías integradas de

cargadores/descargadores de baterías con CFP para sistemas de alimentación

distribuidos”. Cenidet, Cuernavaca, Morelos, Octubre de 1998.








38

[5] Pit-Leong Wong et al. “Quasi-Square-Wave Rectification for Front-End DC/DC

Converters”. Power Electronics Specialists Conference, 2000.PESC 00. 2000 IEEE 31st Annual Volume 2, Page(s):1053 – 1057.

[6] Bo Yang, Peng Xu and Fred C. Lee. “Range Winding for Wide Input Range Front-End

DC/DC Converter”. Power Electronics Specialists Conference, 2001.APEC 01. Volume 1, Page(s):476 – 479.

[7] Yan Xing, Lipei Huang et al. “A Combined Front End DC/DC Converter”. Applied Power Electronics Conference and Exposition, 2003. APEC '03. Eighteenth Annual IEEE Volume 2, Page(s):1095 – 1099.

[8] Yisheng Yuan, Liuchen Chang et al. “A New Front-End Converter with Extended

Hold-Up Time”. Power Engineering, 2007. Large Engineering Systems Conference on. Page(s):275 – 278.

[9] Chen Zhao, Xinke Wu, Zhaoming Qian (IEEE Senior Member). “Design and

Comparison of Two Front-end Dc/Dc Converters: LLC Resonant Converter and Soft-

switched Phase-shifted Full-bridge Converter with Primary-side Energy Storage

Inductor”. Applied Power Electronics Conference and Exposition, 2009. APEC 2009. Twenty-Fourth Annual IEEE. Page(s):1073 – 1077.

[10] Bernie Weir (Power Regulation Group Director, ON Semiconductor). “Trends and

Tradeoffs in Powering LED Luminaires”. LED Journal, pag. 8-11, November/December 2008. (www.ledjournal.com).

[11] Gerardo Vázquez Guzmán. Tesis de maestría: “Tecnología de iluminación mediante

LEDs de potencia”. Cenidet, Cuernavaca, Morelos, Abril de 2006. [12] Pan Tian Fu, Chiu Huang Jen et al. “An Improved Single-Stage Flyback PFC Converter

for High-Luminance Lighting LED Lamps”. Electronic Measurement and Instruments, 2007. ICEMI '07. 8th International Conference on Page(s):4-212 - 4-215.

[13] Hsiu-Ming Huang, Shih-Hsiung Twu et al. “A Single-Stage SEPIC PFC Converter for

Multiple Lighting LED Lamps”. Electronic Design, Test and Applications, 2008. DELTA 2008. 4th IEEE International Symposium on. Page(s):15 – 19.

[14] Simong Ang, Alejandro Oliva. “Power Switching Converters”. Second edition, 2005, Taylor and Francis Group.

[15] Yu-Chieh Hung, Fu-San et al. “Design and Implementation of Symmetrical Half-

Bridge DC-DC Converter”. Power Electronics and Drive Systems, 2003. PEDS 2003. The Fifth International Conference on Volume 1, 17-20 Nov. 2003 Page(s):338 - 342 Vol.1

[16] Christophe Basso. Application Note: “Understanding the LLC Structure in Resonant

Applications”. ON Semiconductor. January, 2008. [17] Hang- Seok Choi. Application Note AN-4151: “Half-Bridge LLC Resonant Converter

Design Using FSFR- series Fairchild Power Switch (FPS)”. Fairchild Semiconductor. September, 2007.

[18] STMicroelectronics. Application Note AN-2450: “LLC Resonant Half-Bridge

Converter Design Guideline”. October, 2007.

CENIDET CAPÍTULO 3: CONVERTIDOR RESONANTE MEDIO PUENTE LLC

39


Convertidor resonante

medio puente LLC

En este capítulo se describe de manera formal el convertidor resonante medio puente

LLC. Sus ventajas, desventajas, modos de operación y señales características. Así mismo se

elabora una revisión del estado del arte de las formas en que investigadores han realizado el

análisis matemático en esta topología. Se efectúa una evaluación en ellas y posteriormente se

selecciona el análisis matemático más conveniente que pueda ser derivado en una metodología

de diseño simple.


40

in

o

V

VnM

⋅⋅= 2

rr

rCL

F⋅⋅⋅

=π21

rp

iCL

F⋅⋅⋅

=π21

3.1 Descripción general del convertidor resonante medio puente LLC

El convertidor resonante LLC miembro de los convertidores resonantes serie-paralelo

(CRSP), opera de manera general bajo el siguiente concepto.

Maneja un ciclo de trabajo constante del 50% y mediante la variación de la frecuencia de

conmutación Fsw en un intervalo determinado, controla el nivel de tensión de salida Vo ante

variaciones de la tensión de entrada Vin y nivel de carga RL. Así mismo, utiliza la inductancia

magnetizante del transformador para alcanzar la condición de ZVS en el encendido de los

interruptores M1 y M2 en un amplio rango de variación de Vin y RL. Esto se logra gracias a que en

el instante de tiempo en que empiezan a conducir los interruptores, sus diodos internos

conectados en antiparalelo los sujetan a un nivel de tensión muy bajo comparado con el de Vin.

De este modo, gracias a que la topología LLC posee una estructura multi-resonante con

dos frecuencias de resonancia características; Fi (frecuencia de resonancia inferior dada por Lr y

Cr) y Fr (frecuencia de resonancia superior dada por Lp y Cr), la característica de ZVS se conserva

aún cuando la frecuencia de conmutación Fsw está por arriba o por debajo de la frecuencia de

resonancia superior Fr. El convertidor alcanza el mejor nivel de eficiencia cuando opera cerca de

Fr a tensión nominal de entrada [1-4].

La figura 3.1 muestra la estructura general de la topología resonante LLC.

Figura 3.1. Estructura general del convertidor resonante medio puente LLC.

A manera de resumen, la tabla 3.1 muestra las ventajas y desventajas que presenta esta

topología.


41

Tabla 3.1 Características del convertidor resonante medio puente LLC.


-Es una topología de conmutación suave.

-Proporciona aislamiento.

-Bajo esfuerzo de voltaje en los interruptores del lado primario.

-Amplio rango de variación de la tensión de entrada sin impactar notablemente en la eficiencia de operación.

-No existe procedimiento analítico en pequeña señal que describa propiamente su comportamiento.

3.2 Operación del convertidor resonante medio puente LLC

Como se puede observar en la figura 3.2, el convertidor resonante medio puente LLC se

caracteriza por tener dos regiones de operación; ZVS y ZCS. Sin embargo, y debido a que esta

topología presenta un mejor comportamiento con alta eficiencia en la región de ZVS se evitará

trabajar en la región ZCS o región de operación prohibida.

0.5 1 1.50

1

2

3

4

M fsw 0, ( )

M fsw 0.2, ( )

M fsw 0.4, ( )

M fsw 0.6, ( )

M fsw 0.8, ( )

M fsw 1, ( )

M fsw 5, ( )

M fsw 10, ( )

M fsw 15, ( )

Figura 3.2. Curvas de ganancia típicas en un convertidor resonante LLC.

Por tanto, y estableciendo la región de ZVS como zona de trabajo del convertidor, sus

modos de operación se clasificarán de acuerdo con la relación entre la frecuencia de

conmutación Fsw y la frecuencia de resonancia superior Fr como sigue:

• Frecuencia de conmutación por debajo de la frecuencia de resonancia Fsw <Fr.

• Frecuencia de conmutación igual que la frecuencia de resonancia Fsw =Fr.

• Frecuencia de conmutación por arriba de la frecuencia de resonancia Fsw >Fr.


42

A continuación, se explica detalladamente cada uno de los modos de operación con sus

formas de onda características y sus respectivos circuitos equivalentes.

3.2.1 Frecuencia de conmutación por debajo de la frecuencia de resonancia

Cuando la frecuencia de conmutación está por debajo de la frecuencia de resonancia

Fsw<Fr, la ganancia es M>1 con la capacidad de operar en la región de ZVS o ZCS. Aunque cabe

aclarar que, esta condición de operación, depende del valor de la carga del convertidor.

Además, este modo de operación se caracteriza porque la corriente en el inductor

resonante ILr, siempre será igual con la corriente en el inductor magnetizante ILm un instante de

tiempo antes de que M1 o M2 entren en estado de bloqueo.

En la figura 3.3 se muestran las formas de onda simuladas en esta condición de operación,

donde el ciclo de conmutación está integrado por siete intervalos de tiempo.

Figura 3.3. Formas de onda con Fsw<Fr.


43

Intervalo de tiempo [t0-t1]

El circuito equivalente se muestra en la figura 3.4. Para este intervalo, M2 y D2 están en

estado de conducción.

El interruptor M2, impone un nivel de potencial cero o tierra al nodo central de la

configuración medio puente Vsw, debido a que la capacitancia parásita COSS1 en M1, finaliza su

carga de energía por medio de la fuente de alimentación Vin. La corriente fluye de drenaje a

fuente, lo cual indica que M2 se encuentra operando en el primer cuadrante. Por otra parte, la

corriente que fluye en el devanado primario del transformador ILp, es igual a la diferencia entre

la corriente en el inductor resonante ILr y la corriente magnetizante ILm.

En la etapa de salida, el diodo D1 se encuentra en estado de bloqueo, por tanto, está

sometido a un nivel de tensión equivalente a OAK VV ⋅−= 21 . En el caso contrario, D2 está

conduciendo e impone un nivel de tensión reflejado sobre el inductor magnetizante Lm de

OLm VV ⋅−= . Esto provoca que el nivel de corriente magnetizante ILm, disminuya linealmente

con una pendiente de mO LV /⋅− . En este intervalo de tiempo, Lr y Cr son los elementos que

participan en el proceso de resonancia y por lo tanto, los encargados de proporcionar la energía

a la carga. Este intervalo de tiempo finaliza en t=t1, cuando la corriente en ILr=ILm y la corriente

en el diodo ID2=0.

Figura 3.4. Circuito equivalente para el intervalo [t0-t1]


El circuito equivalente se muestra en la figura 3.5. Para este intervalo, M2 se encuentra en

estado de conducción y D2 cambia su estado a bloqueo.


44

En el instante de tiempo t=t1, la corriente ILr alcanza el valor de la corriente ILm en la región

negativa. Esto provoca que no exista circulación de corriente en el transformador. El diodo D2,

entra en estado de bloqueo y la tensión reflejada a través de Lm desaparece. El inductor

magnetizante ahora se encuentra en serie con Lr y Cr. Esto significa que la frecuencia de

resonancia, cambia de la frecuencia de resonancia superior Fr a la frecuencia de resonancia

inferior Fi. En la figura 3.3 se puede apreciar que la forma de onda en ILr, está integrada por una

pequeña oscilación sinusoidal de menor frecuencia. Esto representa el cambio en las

frecuencias de resonancias de Fr a Fi.

Por otra parte, en la etapa de salida los diodos D1 y D2 se encuentran en estado de

bloqueo. La energía que se requiere para alimentar la carga, es tomada del capacitor de salida

Co. Este intervalo de tiempo finaliza en t=t2 cuando el interruptor M2 se apaga.



El circuito equivalente se muestra en la figura 3.6. Este intervalo de tiempo es conocido

como tiempo muerto. Es decir, tanto M1 como M2 se encuentran en estado de bloqueo. El

tiempo muerto, es una estrategia que se utiliza para garantizar que M1 y M2 no conducirán al

mismo tiempo.

En este intervalo de tiempo, la capacitancia parásita COSS1 en M1, se encuentra

descargando su energía a través de la corriente ILr. Cuando COSS1 se encuentra totalmente

descargada, su diodo conectado en antiparalelo DM1 se activa antes de que M1 empiece a

conducir. Mientras tanto, la capacitancia parásita COSS2 en M2, incrementa su nivel de carga

hasta que en el nodo central de la configuración medio puente Vsw, se alcanza el nivel de

tensión de Vsw= (Vin+VF).


45

Se puede decir que el tiempo muerto, representa el tiempo necesario para descargar por

completo la capacitancia parásita COSS1 en M1. Lo anterior, antes de que M1 entre en estado de

conducción. En caso contrario, existirán problemas relacionados con conmutaciones duras.

En lo que respecta a la etapa de salida, el devanado secundario del transformador

continúa en condición de circuito abierto. Los diodos D1 y D2 están apagados. Por tanto, la

energía que alimenta la carga es tomada de Co. Este intervalo de tiempo finaliza en t=t3, cuando

M1 y D1 entran en conducción.



El circuito equivalente se muestra en la figura 3.7. En el instante de tiempo t=t3, el

interruptor M1 conduce en el tercer cuadrante debido a que la corriente en el inductor

resonante ILr es negativa. Esto es, fluye en dirección contraria a la polarización de la fuente de

alimentación Vin a través del diodo DM1. En esta etapa, Cr se encuentra en resonancia con Lr.

Por otra parte, en la etapa de salida del convertidor, el diodo D1 se encuentra

conduciendo corriente hacia el capacitor de salida Co. Lo cual impone un nivel de tensión

reflejado sobre el inductor magnetizante Lm de OLm VV ⋅= . Esto provoca que el nivel de

corriente magnetizante ILm, incremente linealmente con una pendiente de mO LV /⋅ . Mientras

tanto, el diodo D2 se encuentra en estado de bloqueo y su tensión inversa es equivalente a

OAK VV ⋅−= 22 . Este intervalo de tiempo finaliza en t=t4, cuando ILr e IDS(M1) son igual a cero.


46



El circuito equivalente se muestra en la figura 3.8. En este intervalo de tiempo, a

diferencia del pasado, ILr ahora es positiva, lo cual provoca que el interruptor M1, conduzca en

el primer cuadrante y el interruptor M2 continúe apagado. De esta forma, la energía de la

fuente de alimentación Vin se trasfiere directamente hacia la carga a través de D1. El diodo D2

aún se encuentra en estado de bloqueo. Es importante destacar que, en esta etapa, el punto

de resonancia sigue siendo establecido por Cr y Lr.

Este intervalo de tiempo finaliza en t=t5, cuando la corriente ILr alcanza el valor de la

corriente ILm antes de que el interruptor M1 se apague.



47


El circuito equivalente se muestra en la figura 3.9. En el instante de tiempo t=t5, el nivel de

corriente en D1 cae a cero. Así mismo, ILr alcanza el valor de ILm antes de que M1 termine de

conducir. Para este intervalo de tiempo, Cr se encuentra en resonancia con Lr+Lm y aparece el

cambio de Fi a Fr.

En lo que respecta a la etapa de salida, tanto D1 como D2 están apagados y su tensión de

bloqueo es igual a cero. Lo anterior, debido a que el devanado secundario del transformador se

encuentra en condición de circuito abierto. Por tanto, no existe una conexión entre la etapa de

entrada del convertidor y la etapa de salida. Esto provoca que, la energía que se requiere para

alimentar a la carga, sea tomada del capacitor de salida Co.

Esta fase de operación termina en t=t6, cuando M1 entra en estado bloqueo.



El circuito equivalente se muestra en la figura 3.10. En este intervalo de tiempo, la

capacitancia parásita COSS1 en M1 se encuentra cargando energía a través de la corriente

procedente de Vin. Mientras tanto, la capacitancia parásita COSS2 en M2, disminuye su nivel de

energía. Como consecuencia de esto, el nivel de tensión en Vsw toma un valor negativo que

provoca la conducción del diodo DM2. Gracias a esto, M2 podrá cambiar su estado de bloqueo a

conducción con ZVS.

En lo que respecta a la etapa de salida, el devanado secundario del transformador

continúa en condición de circuito abierto. Los diodos D1 y D2 están apagados. Por ende, la

energía que alimenta la carga es tomada de Co.


48

Esta fase de operación termina en t=t7, cuando M2 y D2 entran nuevamente en estado

de conducción para dar paso a la fase inicial [t0-t1].


3.2.2 Frecuencia de conmutación igual que la frecuencia de resonancia

Este modo de operación se puede dividir en cinco intervalos de tiempo. De los cuales, la

mayor parte de ellos con sus circuitos equivalentes, son similares a los presentados en el modo

de operación anterior. Existen pequeñas variantes que giran entorno al instante de tiempo en

el cual, el valor de ILr con respecto a ILm es el mismo. En este caso, ILr siempre será igual a ILm en

el instante de tiempo en que M1 o M2 se apaguen. Debido a lo anterior, y para no hacer

repetitiva la descripción en los intervalos de tiempo se hará referencia a los intervalos

explicados en el modo de operación anterior a través de la tabla 3.2.

Tabla 3.2 Comparación del comportamiento de los intervalos de tiempo en los modos de operación Fsw=Fr y Fsw<Fr

INTERVALOS DE TIEMPO CON EL MISMO COMPORTAMIENTO

Fsw=Fr Fsw<Fr Comentarios

[t0-t1] [t0-t1] Cambia comportamiento en intervalo final. La fase termina

en t=t1, cuando ILr=ILm y M2-> OFF.

[t1-t2] [t2-t3] Se tiene el mismo comportamiento


[t3-t4] [t4-t5] Cambia comportamiento en intervalo final. La fase termina

en t=t4, cuando M1-> OFF.



49

Es importante destacar que, para el caso particular del convertidor resonante LLC, la

condición de ZVS en los interruptores está garantizada en los modos de operación Fsw=Fr, Fsw<Fr y

Fsw>Fr. Caso contrario sucede con los convertidores resonantes serie y paralelo, ya que para

asegurar ZVS es necesario operar forzosamente en Fsw=Fr.

Por último, cuando Fsw=Fr la impedancia en el tanque resonante es cero. Por tanto,

debido a que existe una trasferencia de energía directa desde la fuente de alimentación hacia la

carga la ganancia de voltaje es M=1.

En la figura 3.11 se muestran las formas de onda simuladas en este modo de operación.

Además se puede apreciar que el ciclo de conmutación está integrado por seis intervalos de

tiempo.

Figura 3.11. Formas de onda para la condición de operación Fsw=Fr.


50

3.2.3 Frecuencia de conmutación por arriba de la frecuencia de resonancia

Cuando la frecuencia de conmutación está por arriba de la frecuencia de resonancia

Fsw>Fr, la ganancia siempre es M<1 con ZVS en los interruptores principales. Por otra parte, un

parámetro característico en este modo de operación, es que, la corriente del tanque resonante

ILr, es más grande que la corriente magnetizante ILm en el instante de tiempo en que M1 o M2

entran en estado de bloqueo.

Este modo de operación se divide en cinco intervalos de tiempo. Cabe destacar que, la

mayor parte de ellos con sus respectivos circuitos equivalentes, son iguales a los presentados

en el modo de operación Fsw<Fr. Debido a lo anterior, y para no redundar en la descripción de

los intervalos de tiempo, se hará referencia a los intervalos explicados en el modo de operación

Fsw<Fr a través de la tabla 3.3.

Tabla 3.3 Comparación del comportamiento de los intervalos de tiempo en los modos de operación Fsw>Fr y Fsw<Fr

INTERVALOS DE TIEMPO QUE TIENEN EL MISMO COMPORTAMIENTO

Fsw>Fr Fsw<Fr Comentarios

[t0-t1] [t0-t1] Cambia comportamiento en la fase final del intervalo.

t=t1, ILr>ILm cuando M2-> OFF.



[t3-t4] [t4-t5] Cambia comportamiento en fase final del intervalo. t=t4,

ID1>0 cuando M1-> OFF.


En este modo de operación, la corriente de apagado en los interruptores M1 y M2 es

mayor que en los modos de operación Fsw=Fr y Fsw<Fr. Un valor elevado de corriente de

apagado, conduce a excesivas pérdidas por apagado. Además, los diodos del lado secundario

son apagados con grandes di/dt lo cual puede causar grandes pérdidas de recuperación inversa

y altos niveles de estrés. Por tanto, no es conveniente trabajar en este modo de operación y se

recomienda que el convertidor funcione en la medida de lo posible en los modos de operación

Fsw<Fr y Fsw=Fr ante un amplio intervalo de variación de Vin.

En la figura 3.12 se muestran las formas de onda simuladas en este modo de operación.


51

Figura 3.12. Formas de onda con Fsw>Fr.

3.3 Análisis del comportamiento del convertidor resonante medio puente LLC

En este punto se elaborará una breve revisión del estado del arte de los análisis

matemáticos realizados a la topología resonante LLC. Esto, con la finalidad de seleccionar el

método matemático más conveniente, que se traduzca en un modelo matemático simple,

capaz de describir con el error mínimo posible el comportamiento de la topología seleccionada.

Además se busca que el modelo matemático obtenido, sea traducible en una metodología de

diseño simple.

3.3.1 Estado del arte de los análisis matemáticos utilizados

Algunos de los trabajos previos realizados entorno a la obtención de un modelo

matemático y una metodología de diseño del convertidor resonante LLC [5-9], han conducido al

empleo de diversas metodologías de análisis, cada una con sus ventajas y desventajas.


52

Por ejemplo, en [5] se describe un método matemático simplificado aplicable a cualquier

topología resonante. Éste se basa en el supuesto de que la transferencia de energía entre Vin y

RL, es esencialmente debido a la componente fundamental de corrientes y voltajes en el

circuito a través de las series de Fourier. Lo anterior, conduce al primer trabajo de investigación

que analiza las topologías resonantes a través de la técnica de aproximación a la fundamental

o primer armónico.

Por otra parte en [6] se emplea la técnica de aproximación a la fundamental a la topología

resonante LLC. A través de este método de análisis se estableció un primer procedimiento de

diseño. Sin embargo, existen algunas limitaciones de diseño práctico, relacionadas con

problemas de pérdida de ZVS en los interruptores primarios M1 y M2 de la topología.

En [7] se realizó un análisis matemático exacto que conduce a la obtención de un

complejo modelo matemático en estado estable que no puede ser fácilmente utilizado para

derivar un procedimiento de diseño simple.

En [8] se utilizan dos métodos complementarios para obtener una mayor exactitud en el

modelo matemático a obtener. El primero método consiste en un trabajo de simulación que

considera al convertidor resonante LLC como una “caja negra”. Es decir, se le inyecta una

pequeña señal de perturbación a diferentes frecuencias y puntos de operación para

posteriormente monitorear su respuesta a la salida. Esto conduce a la obtención de las

características de pequeña señal en la topología resonante LLC. Sin embargo, representa un

método intuitivo, tardado y con elevados niveles de error. Por otra parte, el segundo método

consiste en aplicar una técnica denominada “análisis de la función extendida”. Ésta consiste en

obtener y estudiar el efecto de los polos y ceros en el funcionamiento de la topología resonante

LLC para así poder derivar un modelo de pequeña señal. Sin embargo, los métodos de análisis

descritos no conducen a la obtención de una metodología de diseño simple.

Por último, en [9] se retoma el análisis del convertidor LLC a través de la técnica de

aproximación a la fundamental, en donde se obtiene de una manera simple, su ecuación de

ganancia característica derivada en una metodología de diseño práctica. Esta metodología,

considera a las inductancias parásitas en el transformador y en todo el circuito, para obtener

ZVS en los interruptores y por ende, generar niveles de eficiencia mayores al 90%.

Como se puede observar, la técnica de análisis que deriva en un mejor compromiso entre

simplicidad y obtención de una metodología de diseño es la que se presenta en [9]. Por lo

tanto, para este trabajo de tesis, la metodología de análisis y diseño, será desarrollada con la

técnica de aproximación a la fundamental o primer armónico propuesta por [9].


53

3.3.2 Análisis del convertidor resonante medio puente LLC

En la figura 3.13 se muestran cada una de las etapas que constituyen la estructura básica

de la topología resonante LLC. Estas etapas, son estudiadas desde el enfoque de la técnica de

análisis de aproximación a la fundamental, con la finalidad de obtener las ecuaciones que

describen el comportamiento global en el convertidor.

Figura 3.13. Etapas que constituyen el convertidor resonante medio puente LLC.

Como se puede apreciar, la estructura general de la topología resonante consta de tres

etapas; red de conmutación, red resonante y red rectificadora de carga. A continuación, se

describe a detalle cada una de ellas.

3.3.2.1 Red de conmutación

La red de conmutación tiene la encomienda de generar una señal de tensión cuadrada

con un rango de amplitud de 0 a Vin volts. Esto con la finalidad de controlar los interruptores M1

y M2 alternadamente con un ciclo de trabajo fijo del 50%. En la práctica es común introducir un

pequeño tiempo muerto para evitar la condición de corto circuito en los interruptores.

En la figura 3.14 se muestra el modelo inicial de la red de conmutación y sus señales

características que serán de utilidad para determinar sus ecuaciones.


54

Figura 3.14. Modelo inicial de la red de conmutación y sus formas de onda características

Tomando en cuenta las consideraciones establecidas en la figura 3.14, la tensión a la

salida de la red conmutadora )(tVsw (al 50% del ciclo de trabajo) es una señal cuadrada

(integrada por un número infinito de ondas sinusoidales) que puede ser expresada mediante las

series de Fourier como sigue:

)(12

2)(

...5,3,1tnsen

nV

VtV

nin

insw ω

π =Σ+=

(3.1)

Por tanto, la señal que alimenta al tanque resonante considerando únicamente la

componente fundamental (n=1) de (3.1) es:

)(2

)(, tsenVtV inFsw ωπ

⋅=

(3.1.1)

Otro aspecto importante dentro del modelo de la red de conmutación, son sus formas de

onda de corriente que se muestran en la figura 3.15.

2

2

224

82

8

2 π+⋅⋅⋅⋅

⋅=m

swL

L

osw

L

TRn

Rn

Vi

Figura 3.15. Forma de onda de corriente de entrada en los interruptores )(tisw y de salida )(, ti Ftr


55

Cabe destacar que, estas formas de onda, fueron obtenidas bajo el precepto de que la

frecuencia establecida por el tanque resonante Fr, es la misma que la frecuencia de

conmutación Fsw en los interruptores. Esta condición de operación, provoca que el tanque

resonante presente una impedancia finita (mínima) en la frecuencia fundamental y una

impedancia infinita (en realidad muy grande) con todos los demás armónicos. Es por ello que

en la figura 3.15, la forma de onda de corriente )(, ti Ftr a la salida de la red de conmutación es

sinusoidal con amplitud pico igual a pkI .

Considerándose lo anterior, la señal de corriente )(, ti Ftr se define con la siguiente

ecuación:

)()(, θω −⋅= tsenIti pkFtr (3.2)

Donde

θ representa el ángulo de desfasamiento entre )(, ti Ftr y )(, tV Fsw

θ < 0 cuando Fs<Fr, θ = 0 cuando Fs=Fr y θ > 0 cuando Fs>Fr

La corriente de CD, o valor promedio de la corriente de entrada (cuando M1 está

conduciendo) puede ser obtenida promediando (3.2) sobre un periodo de conmutación

completo como sigue:

)cos(2

)cos(1

)(1

)(1

)(

0

0,

θπ

θπ

θω

⋅⋅=⋅⋅=

⋅−⋅⋅=

⋅⋅=

∫

∫

rmspk

T

pk

sw

T

Ftr

sw

DC

II

dttsenIT

dttiT

tI

sw

sw

(3.3)

Ahora con las ecuaciones (3.1.1), (3.2) y (3.3), el modelo final de la red de conmutación es

el que se muestra en la figura 3.16.

)cos(2

)( θπ

⋅⋅= rmsDC ItI

)()(, θω −⋅= tsenIti pkFtr

)(2

)(, tsenVtV inFsw ωπ

⋅=

Figura 3.16. Modelo final de la red de conmutación


56

Como se puede apreciar en la figura 3.16, se tiene un circuito equivalente de la red de

conmutación constituido por dos partes. La primera, a la izquierda, representa la etapa de

entrada, en donde la tensión de alimentación es impuesta por la fuente Vin; mientras la

corriente consumida de la fuente, es vista como el valor promedio (CD) de la corriente en el

tanque resonante )(tIDC . Por otra parte en el lado derecho se representa el circuito

equivalente que maneja el tanque resonante, donde se modela la componente fundamental

de la forma de onda de tensión )(, tV Fsw y corriente de salida )(, ti Ftr .

El valor de la potencia promedio de entrada se obtiene como sigue:

)cos(2

2)( θ

π rmsinAVGin IVP ⋅⋅⋅

=

(3.4)

Una forma práctica de estimar la potencia y corriente de entrada en el circuito se obtiene

a continuación [9]:

η0

max

PPin =

in

in

inV

PI max

max =

(3.4.1)

(3.4.2)

Donde η representa la eficiencia del convertidor (valores que fluctúan del 88% al 92%

para baja tensión y 92% al 96% para alta tensión)

3.3.2.2 Red resonante

Su función principal consiste en filtrar el contenido armónico de alto orden en las señales

de corriente y tensión a la entrada del tanque resonante. Esencialmente sólo permite fluir una

forma de onda de corriente )(, ti Ftr y tensión )(, tV Fsw sinusoidal, siempre y cuando se le aplique

una forma de onda de tensión cuadrada )(tVsw a la entrada. Esta forma de procesar la energía,

permite que los interruptores realicen conmutaciones suaves con ZVS y por ende se incremente

la eficiencia en el convertidor.

En la figura 3.17 se muestra la respuesta en frecuencia característica del tanque resonante

LLC ante la excitación al primer armónico o frecuencia fundamental.


57

Figura 3.17. Respuesta en frecuencia a la excitación del primer armónico en el tanque resonante LLC

Por otra parte, como se pudo observar en la figura 3.13, el tanque resonante está

integrado por un capacitor resonante Cr en serie con dos inductores; inductor resonante Lr e

inductor magnetizante Lm. Estos elementos generan dos frecuencias de resonancia en el

convertidor. La primera se trata de la frecuencia de resonancia superior Fr; es determinada por

Lr y Cr. La segunda es la frecuencia de resonancia inferior Fi; es determinada por el efecto de las

inductancias (Lr +Lm) en el devanado primario y Cr. En (3.5) y (3.6) se definen estas frecuencias.

rr

rCL

F⋅⋅⋅

=π21

rp

iCL

F⋅⋅⋅

=π21

(3.5)

(3.6)

En la figura 3.18 se muestran las frecuencias de resonancia características Fr y Fi en cada

una de sus regiones de operación.

El desplazamiento entre estas dos frecuencias, desde el punto de vista de tensión de

entrada Vin y carga RL, dependerá de la condición de RL y la variación de Vin del convertidor. Es

decir, cuando el valor de RL y Vin se aproximan a su valor nominal, la frecuencia de conmutación

Fsw se desplazará hacia Fr. Por otra parte, cuando el valor de RL y Vin disminuyen se necesitará

un valor elevado de ganancia para compensar esta variación. La forma en la cual se consigue lo

anterior se logra desplazando Fsw en dirección de Fi.

Para propósitos específicos de diseño, con referencia a la figura 3.18 se debe de evitar

operar en la región capacitiva o ZCS debido a que los interruptores M1 y M2, experimentarán el

efecto de recuperación inversa reflejado en pérdidas por conmutación.


58

Figura 3.18. Frecuencias de resonancia características y regiones de trabajo.

Después de haber conceptualizado la función básica de la red resonante LLC, en la figura

3.19 se presenta un primer circuito equivalente del convertidor resonante LLC, que será de

utilidad para establecer los primeros criterios que ayudarán a encontrar su función de

transferencia )(sH . Se observa que el modelo del transformador real (con derivación central)

es reemplazado por un modelo de “transformador ideal”, en donde para propósitos de

simplificación del análisis, las inductancias de dispersión en el devanado primario y secundario

no se tomaron en cuenta. Así mismo se aprecia que la etapa de salida, fue reemplazada por una

resistencia equivalente Req cuyo valor será determinado más adelante.

Figura 3.19. Primer circuito equivalente del convertidor resonante LLC y su función de transferencia.

R eq

L P L m

C r L r

N : 1

L S

V sw,F V

rect,F

Transformador ideal

H(s)


59

En la figura 3.20 se muestra el circuito equivalente final que será analizado desde el

enfoque de impedancias complejas con la finalidad de encontrar su función de transferencia

)(sH .

Figura 3.20. Circuito final del convertidor resonante LLC en función de impedancias complejas.

De acuerdo con lo anterior, la impedancia de entrada )(sZ in se expresa como sigue:

)()()( sZsZsZ psin += (3.7)

Donde la impedancia serie )(sZ s , integrada por Lr y Cr se obtiene como sigue:

r

rsCs

LssZ⋅

+⋅= 1)(

(3.7.1)

Así mismo, la impedancia paralelo )(sZ p , constituida por el arreglo paralelo entre Lm y

RAC (representa la relación de transformación y la resistencia equivalente de carga en la etapa

de salida) se expresa como sigue:

eqmp RnLssZ ⋅⋅= 2)(

ACmp RLssZ ⋅=)(

(3.7.2)

Además se sabe que la impedancia de salida )(sZ o es:

)()( sZsZ po = (3.8)

Por lo tanto, la función de transferencia se expresa como sigue:


60

os

o

Fsw

Frect

ZZ

Z

nV

V

nsH

+⋅=⋅= 11

)(,

,

(3.9)

Donde el factor

n

1 es debido a la relación de tensión del devanado secundario sobre el

primario.

Tomando en cuenta lo anterior y sustituyendo (3.7.1) y (3.7.2) en (3.9) se tiene:

r

rACm

ACm

sCsLRsL

RsLsHnM

1)(

++=⋅=

(3.10)

Desarrollando y simplificando (3.10) se tiene:

−⋅+

−+=⋅=

→

mmQi

mL

sHnQFM

rel

jssw11

11

1

1)(),(

2

ω

(3.11)

Donde por definición se tiene [9]:

ACrrAC

rr

ACr

r

rr

rsw

r

sw

rmp

r

mrel

RCFR

LF

RC

LQ

CL

mFmF

F

Fm

LLL

L

LL

⋅⋅⋅⋅=⋅⋅⋅=⋅=

⋅=⋅⋅⋅=⋅⋅=

=

+=

=

ππ

ππω

2

121

22

(3.11.1)

(3.11.2)

(3.11.3)

(3.11.4)

(3.11.5)

El desarrollo detallado de (3.11) se presenta en la sección Anexo 1.


61

3.3.2.3 Red rectificadora de carga

Se encarga de generar una tensión y corriente de CD a la salida del convertidor LLC. Lo

anterior, debido a la rectificación de la corriente de CA )(, ti Frect y de la tensión )(, tV Frect en su

entrada.

Se puede decir que, en la etapa de entrada, se tiene una señal de corriente sinusoidal

)(, ti Frect fluyendo a través del transformador. A su vez, esta corriente fluye alternativamente en

los diodos rectificadores D1 y D2 de acuerdo a su polaridad como se muestra en la figura 3.21.

Figura 3.21. Circuito de la etapa rectificadora cuando irect,F(t)>0 e irect,F(t)<0

Examinando detalladamente los circuitos de la figura 3.21, se observa que la corriente

)(, ti Frect influye directamente en los valores de tensión )(, tV Frect en los devanados del

secundario del transformador. Esto es, si la corriente )(, ti Frect es positiva, D1 conduce y

oFrect VtV =)(, . Caso contrario ocurre cuando )(, ti Frect es negativa, debido a que D2 conduce y

oFrect VtV −=)(, .

Las señales típicas en la etapa rectificadora se muestran en la figura 3.22.

irect,F (t)

t

Figura 3.22. Señales características en la etapa rectificadora


62

Como se puede apreciar en la figura 3.22, la etapa de entrada del circuito será alimentada

por la componente fundamental de una forma de onda cuadrada de tensión )(, tV Frect y una

señal de corriente sinusoidal )(, ti Frect . Las ecuaciones que definen estas señales se muestran a

continuación:

Para la señal de tensión )(, tV Frect en (3.12) se expresa su componente fundamental.

⋅⋅⋅= ∑

= ...5,3,1

, )(14

)(n

oFrect tsenn

VtV ωπ

)(4

)(, tsenVtV oFrect ωπ

⋅⋅=

(3.12)

Donde los valores pico y rms de esta señal de tensión se muestran en (3.12.1)

opkFrect VV ⋅=π4

,,

ormsFrect VV ⋅⋅=π22

,,

(3.12.1)

Para la señal de corriente )(, ti Frect a la entrada de los diodos rectificadores D1 y D2, en

(3.13) se expresa su componente fundamental.

)(,,, tsenIi pkFrectFrect ω⋅= (3.13)

Por otra parte, el valor de la corriente outFrecti ,, a la salida de los diodos rectificadores D1 y

D2 es:

FrectoutFrect ii ,,, =

)(,,,, tsenIi pkFrectoutFrect ω=

(3.14)

Donde el valor promedio de la corriente de salida OI (corriente CD que fluye en la carga

RL) se obtiene como sigue:

pkFrectO

aveoutFrectO

II

iI

,,

,,,

2

π=

=

(3.14.1)


63

Ahora con (3.12.1), (3.13) y (3.14.1) el valor de la resistencia equivalente de carga RAC está

dado por:

2

22

,

,2

2

8

2

4

)(

)(

πππ L

O

o

Frect

Frect

eqAC

Rn

I

V

n

ti

tVn

RnR

⋅⋅=⋅

⋅

⋅=

⋅=

⋅=

(3.15)

En la figura 3.23 se presenta el modelo equivalente de la red rectificadora de carga.

)(,,, tsenIi pkFrectFrect ω⋅=

)(4

)(, tsenVtV oFrect ωπ

⋅⋅=

pkFrectO II ,,

2

π=

Figura 3.23. Modelo equivalente de la red rectificadora de carga

3.3.2.4 Obtención de la función de transferencia del modelo global del convertidor

Hasta este instante se han determinado los modelos equivalentes de todas las secciones

en el convertidor resonante LLC. Así como sus respectivas funciones de transferencia.

Con estos datos es posible establecer el modelo global del convertidor resonante LLC

mediante la unión de los diagramas de bloques de las figuras 3.16, 3.19 y 3.23 como se

presenta en la figura 3.24. Esta figura será de utilidad para determinar la función de

transferencia de CD en el modelo global del convertidor resonante LLC.


64

Figura 3.24. Modelo global del convertidor resonante LLC

De acuerdo con la figura 3.24, la relación global de tensión de entrada-salida (estas

tensiones son valores en CD) se puede determinar como sigue:

( )

)(2

1

2)(

22

,,,,

,,,,

sH

V

VsH

V

V

V

V

V

V

V

V

V

V

in

in

o

o

rmsFrect

o

rmsFsw

rmsFrect

in

rmsFsw

in

o

⋅=

⋅⋅⋅

⋅⋅=

⋅⋅=

ππ

(3.16)

Por último, considerando la relación establecida en (3.10) y sustituyéndola en (3.16), la

ecuación de ganancia de CD en el modelo global del convertidor resonante LLC se expresa como

sigue:

min,

max

,

2

2

2

in

o

nomin

onom

in

o

V

VnM

V

VnM

n

M

V

V

⋅⋅=

⋅⋅=

⋅=

(3.17)

(3.18)


65

3.3.2.5 Comportamiento de las curvas de ganancia características

En la figura 3.25 se muestran las curvas de ganancia características en el convertidor

resonante LLC a partir de la graficación de la ecuación (3.11). Estas gráficas tienen como

finalidad mostrar el comportamiento de las curvas de ganancia ante la variación del factor de

calidad Q, Frel (representa la relación entre Fsw y Fr) y por último Lrel (representa la relación entre

el inductor magnetizante Lm y Lr).

0.5 1 1.50

1

2

3

4

M fsw 0, ( )

M fsw 0.2, ( )

M fsw 0.4, ( )

M fsw 0.6, ( )

M fsw 0.8, ( )

M fsw 1, ( )

M fsw 5, ( )

M fsw 10, ( )

M fsw 15, ( )

0.5 1 1.50

1

2

3

4

M fsw 0, ( )

M fsw 0.2, ( )

M fsw 0.4, ( )

M fsw 0.6, ( )

M fsw 0.8, ( )

M fsw 1, ( )

M fsw 5, ( )

M fsw 10, ( )

M fsw 15, ( )

Lrel=5

M(Fsw,Q)

Pico de ganancia máximoMmax

m=Fsw/Fr


66

0.5 1 1.50

1

2

3

4

M fsw 0, ( )

M fsw 0.2, ( )

M fsw 0.4, ( )

M fsw 0.6, ( )

M fsw 0.8, ( )

M fsw 1, ( )

M fsw 5, ( )

M fsw 10, ( )

M fsw 15, ( )

fsw

Figura 3.25. Curvas de ganancia con diferentes valores de Lrel y Q

La figura 3.25 muestra claramente que la ganancia de voltaje es M=1 para cualquier

combinación de Lrel y Q en Fr. Además, a medida que Q aumenta debido a que RL incrementó

su valor, la ganancia pico máximo disminuye en cualquier condición de Lrel. De la misma forma,

con un valor elevado de Lrel la distancia entre la frecuencia del pico máximo de ganancia y la

frecuencia de resonancia se incrementa y el valor de la ganancia pico disminuye. Cada

combinación de Lrel y Q proporciona un pico de ganancia diferente.

3.4. Descripción general de la metodología de diseño seleccionada

Una de las mayores dificultades que presenta el convertidor LLC es la complejidad en sus

modos de operación. Esto ocasiona que sea muy difícil implementar un procedimiento de

diseño derivado de un análisis de pequeña señal, tomando como referencia las señales

características del comportamiento en el convertidor.

En la actualidad, diversos investigadores [5,6,9] han optado por emplear un análisis

matemático simple, utilizando la aproximación a la fundamental o primer armónico. Los

resultados obtenidos han sido favorables, debido a que se ha logrado obtener un modelo

matemático que puede ser derivado en una metodología de diseño simple [9].

Es por ello que en este trabajo de tesis se utilizará una metodología de diseño obtenida a

través de la técnica de aproximación a la fundamental propuesta por [9].

En la tabla 3.4 se muestran algunas ventajas y desventajas que presenta la metodología

de diseño a utilizar.


67

Tabla 3.4. Características del método de diseño


-Método de análisis simple basado en series de Fourier. -Procedimiento de diseño amigable. -Es muy preciso cuando el punto de operación se encuentra muy cercano a la frecuencia de resonancia y sus alrededores.

-Presenta un elevado error cuando el convertidor no está operando cerca de la frecuencia de resonancia.





http://scholar.lib.vt.edu/theses/available/etd-09152003-180228/






Applications”. ON Semiconductor. January, 2008.

[4] Clark Person. Theses: “Selection of Primary Side Devices for LLC Resonant

Converters”. Faculty of the Virginia Polytechnic Institute and State University. April,

2008. Blacksburg, Virginia.


[5] Steigerwald, R.L. “A comparison of half-bridge resonant converter topologies”.

Power Electronics, IEEE Transactions on. Apr 1988. Volume 3, Page(s): 174 - 182.

[6] Duerbaum, T. “First harmonic approximation including design constraints”.

Telecommunications Energy Conference, 1998. INTELEC `98. Page(s): 321-328.

[7] Lazar, J.F. , Martinelli, R. “Steady-state analysis of the LLC series resonant

converter”. Applied Power Electronics Conference and Exposition, 2001. APEC '01.

Sixteenth Annual IEEE Volume 2, Page(s): 728 - 735.

[8] Bo Yang, Lee, F.C. Zhang, A.J. “LLC resonant converter for front end DC/DC

conversion”. Applied Power Electronics Conference and Exposition, 2002. APEC

2002. Volume 2, Page(s): 1108 - 1112.

[9] Hangseok Choi. Application Note AN-4151: “Half-Bridge LLC Resonant Converter

Design Using FSFR- series Fairchild Power Switch (FPS)”. Fairchild Semiconductor.

September, 2007.


68

CENIDET CAPÍTULO 4: DISEÑO E IMPLEMENTACIÓN DEL PROTOTIPO

69


Diseño e implementación

del prototipo

En este capítulo se describen las actividades relacionadas con el diseño e implementación

del prototipo. Se explica con detalle la metodología de diseño utilizada y se valida a través de la

realización de un protocolo de simulación.

También se muestra la forma en que se seleccionaron los dispositivos de conmutación y la

metodología de diseño y construcción del transformador+Lr integrados en un mismo núcleo.

Por ultimo, se propone un circuito de control en lazo abierto y se establecen los criterios

generales de diseño y construcción de la PCB en la etapa de potencia y control para su

implementación final.


70

4.1 Procedimiento de diseño del convertidor resonante medio puente LLC

En este punto se presenta un procedimiento de diseño práctico constituido por seis pasos.

Se basa en la técnica de aproximación a la fundamental o del primer armónico propuesta por

[1]. A continuación se presenta de manera detallada el desarrollo de cada uno de los pasos que

integran el procedimiento de diseño.

Nota. Las ecuaciones que se van a citar en el desarrollo de la metodología de diseño

fueron tomadas de la referencia [1].

Paso 1. Definición de las especificaciones del sistema

Especificaciones de la lámpara de LEDs de potencia a utilizar: Una de las especificaciones

de diseño más importantes que se tienen que considerar en el convertidor resonante LLC, son

las características operativas de la carga a manejar. Para el caso particular de esta tesis, se

utilizará un arreglo en paralelo de dos lámparas LEDs de potencia (disponibles en CENIDET) con

las especificaciones mostradas en la tabla 4.1.

Tabla 4.1. Especificaciones operativas de las lámparas de LEDs de potencia a utilizar

Parámetro Valores

Tensión de alimentación de la lámpara [VLamp] 12VCD Potencia total del arreglo en paralelo de las lámparas [Ptot,lamp] 66W

Intervalo de variación de tensión de entrada (Vin,min-Vin,nom-Vin,max): El diseño del

convertidor tiene que contemplar un intervalo de variación en la tensión de entrada de

Vin,min=126VCD, Vin,nom=176VCD y Vin,max=198VCD. Estos niveles de tensión de CD, representan de

manera simbólica los valores pico de la variación de la tensión de línea donde, Vin,min=90Vrms,

Vin,nom=125Vrms y Vin,max=140Vrms. Aunque cabe aclarar que este intervalo de variación fue

elegido de manera arbitraria.

Especificaciones de diseño del convertidor resonante LLC: Ahora, con las especificaciones

operativas de la carga definida y el intervalo de variación de tensión de entrada establecido, las

especificaciones de diseño en el convertidor resonante LLC son las que se muestran en la tabla

4.2.

Tabla 4.2. Especificaciones de diseño del convertidor resonante LLC

Parámetro de diseño Valores

Tensión de entrada mínimo [Vin,min] 126VCD

Tensión de entrada nominal [Vin,nom] 176VCD

Tensión de entrada máximo [Vin,max] 198VCD Tensión promedio de salida [VO] 12VCD Potencia de salida [PO] 66W Frecuencia de resonancia [Fr] 100kHz


71

Eficiencia estimada (Eff): La eficiencia de conversión de energía debe ser estimada para

calcular la máxima potencia de entrada con una potencia máxima de salida dada. Si no existen

datos de referencia disponibles, usar Eff=0.88~0.92 para aplicaciones de bajo nivel de tensión

de salida y Eff=0.92~0.96 para aplicaciones de alto nivel de tensión de salida. Finalmente, con la

eficiencia estimada, la máxima potencia de entrada Pin se determina como:

ff

oin

E

PP =

(4.1)

Tomando en cuenta los parámetros de diseño establecidos con anterioridad y con una

eficiencia del 92% (este valor se eligió debido que se maneja un nivel de tensión de salida bajo),

sustituyéndolos en (4.1) se tiene:

WE

PP

ff

Oin 739.71

92.

66 ===

(4.2)

Paso 2. Determinar la relación de transformación s

p

n =

Es recomendable elegir valores de Lrel entre 3 y 7 [1,3], lo cual en la práctica, resulta en un

pico de ganancia estándar de 1.1-1.2 en la frecuencia de resonancia rF . Un valor pequeño de

Lrel resulta en un valor elevado de pico de ganancia. Sin embargo, se debe de tener especial

cuidado en no utilizar valores de Lrel menores a los antes mencionados. Debido a que se reduce

el acoplamiento del transformador y deteriora la eficiencia del convertidor.

Con la información proporcionada, primero se determinará el valor de la ganancia mínima

con la siguiente ecuación:

1min −

=rel

rel

L

LM

(4.3)

Considerando Lrel con un valor de 5 y sustituyendo en (4.3) se tiene:

118.115

5min =

−=M

(4.3.1)

Con el valor de la ganancia mínima obtenida, la relación de vueltas del transformador se

obtiene como sigue:

min

max,*)(*2M

VV

V

n

FO

in

s

p

+==

(4.4)


72

Donde FV representa la caída de tensión en el diodo rectificador de salida y su valor es

de 0.9V.

58.8118.1*)9.012(*2

198 =+

==s

p

n

(4.4.1)

Paso 3. Determinar el valor de la ganancia nominal y ganancia máxima de tensión en la red

resonante

Para calcular los valores de ganancia nominal y ganancia máxima se utilizan las siguientes

ecuaciones:

nomin

Onom

V

VnM

,

2 ⋅⋅=

17.1176

1258.82 =⋅⋅=V

VM nom

min,

max

2

in

O

V

VnM

⋅⋅=

63.1126

1258.82max =⋅⋅=

V

VM

(4.5)

(4.5.1)

(4.6)

(4.6.1)

En la figura 4.1 se muestra la relación que guarda la variación de Vin con el nivel de

ganancia y frecuencia de conmutación.

Figura 4.1. Comportamiento de la variación de Vin con relación a Fsw

Para minimizar la variación de la frecuencia de conmutación, el convertidor resonante LLC

tiene que operar alrededor de la frecuencia de resonancia rF . Cuando el convertidor resonante

LLC es alimentado por la tensión nominal de entrada Vin,nom=176VCD, deberá ser diseñado para


73

operar cerca o en rF . Se sugiere diseñar el convertidor para que funcione en el modo de

operación Fsw<Fr y Fsw=Fres.

Paso 4. Calcular la resistencia equivalente de carga ACR .

Con el valor de la relación de transformación obtenida en (4.4.1), la resistencia

equivalente de carga se calcula como sigue:

o

oAC

P

VnR

2

2

2

**8

π=

Ω=== 2.13066*

12*58.8*8*

*82

222

2

2

ππ o

o

ACP

VnR

(4.7)

(4.7.1)

Paso 5. Calcular los elementos de la red resonante

Para obtener el valor de los elementos pasivos en el tanque resonante, primero se tendrá

que determinar un pico de ganancia máximo práctico. Es decir, se tendrá que adicionar un

margen de 10 a 20% en el valor de la ganancia máxima (Mmax) obtenida en el paso 3. Esto tiene

como finalidad, asegurar los niveles de ganancia necesarios para compensar el intervalo de

variación de tensión de entrada. Además de garantizar que la operación práctica del

convertidor resonante se encuentra en la pendiente negativa de la curva de ganancia

característica (región de ZVS). En la figura 4.2 se muestra con mayor detalle lo mencionado.

Para este diseño se utilizará un margen del 20% adicional a Mmax.

96.12.1*max%20max, == MM (4.8)

Figura 4.2 Incremento del margen de ganancia en Mmax


74

Con el valor obtenido en (4.8) y con Lrel=5, se puede localizar el valor aproximado de Q en

la familia de curvas de la figura 4.3 [1]:

Figura 4.3. Familia de curvas con valores de ganancia [1].

Como se puede notar, la intersección entre el valor de Mmax,20% con la curva Lrel=5,

proporciona el valor aproximado de Q. De acuerdo con la figura 4.3 el valor de Q es:

28.0=Q (4.9)

Sin embargo, por efectos prácticos se aproximará al siguiente valor:

3.0=Q (4.9.1)

Ahora, con el valor de Q obtenido, los elementos pasivos en el tanque resonante se

obtienen como se muestra a continuación:

ACr

rRFQ

C****2

1

π=

nFk

C r 75.402.130*100*3.0**2

1 ==π

(4.10)

(4.10.1)


75

rr

rCF

L*)*2(

12π

=

( ) Hnk

Lr µπ

1.6275.40*100*2

1 ==

(4.11)

(4.11.1)

A continuación se muestran las ecuaciones que derivan en la obtención del valor de la

inductancia magnetizante.

rrelP LLL *=

HHL p µµ 8.3101.62*5 ==

rpm LLL −=

HLm µ7.248=

(4.12)

(4.12.1)

(4.13)

(4.13.1)

Paso 6. Determinar las frecuencias de operación del convertidor.

La obtención de las frecuencias de operación se realizará a través de la graficación de

(4.14). En la pendiente negativa de la curva de ganancia donde se tenga plena carga (Q=0.3), se

identificarán los niveles de ganancia en el convertidor. De este modo y con referencia al eje de

Fsw se obtendrán finalmente los valores de las frecuencias de operación correspondientes al

nivel de Vin en el convertidor.

−

⋅⋅+

−⋅+

=

sw

r

r

sw

sw

r

rel

sw

F

F

F

FQj

F

F

L

QFM2

11

1

1),(

(4.14)

La figura 4.4 muestra la región de operación obtenida a través de la metodología de

diseño. Se puede notar que el intervalo de variación de la frecuencia de conmutación es de

Fsw,min=64kHz, Fsw,nom=90kHz y Fsw,max=102kHz. En la práctica el prototipo deberá mostrar un

comportamiento parecido al mostrado en la figura 4.4, con frecuencias de conmutación

cercanas a las obtenidas a través de la ecuación de ganancia.


76

Figura 4.4. Familia de curvas de ganancia.

En la tabla 4.3 se presenta un resumen de los parámetros obtenidos a través de la

metodología de diseño.

Tabla 4.3. Resumen de los parámetros obtenidos por la metodología de diseño

Parámetro calculado Valores

Potencia de entrada [Pin] 71.7W

Relación de transformación [n] 8.58

Ganancia mínima [Mmin] 1.118

Ganancia nominal [Mnom] 1.16

Ganancia máxima [Mmax] 1.6

Resistencia equivalente de carga [RAC] 130.2Ω

Ganancia máxima práctica para asegurar ZVS [Mmax,20%] 1.96

Factor de calidad [Q] 0.3

Capacitor resonante [Cr] 40.75nF

Inductor resonante [Lr] 62.1μH

Inductor primario [Lp] 310.8μH

Inductor magnetizante [Lm] 248.7μH

Frecuencia de conmutación mínima [Fsw,min] 64kHz

Frecuencia de conmutación nominal [Fsw,nom] 90kHZ

Frecuencia de conmutación máxima [Fsw,max] 102kHz


77

4.2 Simulación del convertidor diseñado

Con la finalidad de verificar el funcionamiento del convertidor de acuerdo con las

especificaciones mostradas en la tabla 4.2, se realizarán simulaciones en Pspice definidas por

un protocolo de simulación.

El protocolo de simulación está constituido por los siguientes pasos:

1. Realizar un estudio de eficiencia de los posibles interruptores M1 y M2 a emplear a

través de un trabajo simulación. Se seleccionarán tres distintos modelos de

interruptores sujetos a prueba de acuerdo con los esfuerzos de tensión y de

corriente requeridos en el convertidor. Finalmente, se simulará el convertidor LLC

con cada uno de los interruptores de prueba y se elegirá el modelo de interruptor

que presente una mayor eficiencia de operación ante la variación de Fsw.

2. Mostrar las formas de onda características en la topología resonante con el

modelo de interruptor que presentó mayor eficiencia.

En la tabla 4.4 se muestran los valores de algunos parámetros de simulación utilizados en

el protocolo de simulación.

Tabla 4.4. Parámetros de diseño utilizados en el protocolo de simulación

Parámetros Valores

Tensión nominal de entrada [Vin,nom] 176VCD

Potencia de salida [Po] 66W

Tiempo muerto [td] 250ns

Resistencia parásita en el devanado primario RLP 100mΩ

Resistencia parásita en el devanado secundario 1 y 2 [RLs1, RLs2] 50mΩ

Resistencia de compuerta en M1 y M2 [RGM1, RGM2] 10Ω

Capacitor de salida [CO] 4.7μF*

Es importante mencionar que, los resultados de simulación tienen el objetivo de

presentar un comportamiento aproximado a lo que se pretende obtener en la práctica. Para

ello se incluirán resistencias parásitas en inductores con la finalidad de integrar pérdidas

adicionales; aunque cabe aclarar que sus valores se anexarán de manera arbitraria.

*El capacitor de salida se obtuvo a través de un método iterativo de simulación, en donde

se probaron distintos valores comerciales de capacitancias y se seleccionó el que presentó un

mejor comportamiento de acuerdo a las características operativas del convertidor. En este caso

fue Co=4.7μF.


78

4.2.1 Selección del tipo de interruptores M1 y M2

Antes de realizar la selección de los interruptores M1 y M2 sujetos a prueba, se calcularán

sus esfuerzos de tensión VDS y de corriente IDS como se muestra a continuación.

Debido a que la estructura entre M1 y M2 es del tipo medio puente, el esfuerzo de tensión

VDS en los interruptores será igual a la tensión máxima de entrada Vin,max:

max,inDS VV =

VVDS 200=

(4.15)

(4.15.1)

Para el valor de corriente pico IDSpk en M1 y M2 se tiene:

⋅⋅⋅+⋅⋅⋅⋅⋅=

2

2442 2

88

2

Lm

TRn

Rn

VI O

O

ODSpk π

AIDSpk 48.2=

(4.16)

(4.16.1)

Cabe aclarar que el valor obtenido en (4.16.1), corresponde al instante de tiempo en que

Fsw=Fr. Este modo de operación y Fsw>Fr, se caracterizan por tener los menores niveles de

corriente en el tanque resonante. Sin embargo, y debido a que el convertidor tiene la capacidad

de trabajar en el modo de operación Fsw<Fr; donde se tienen los mayores niveles de corriente,

se recomienda ampliar de manera práctica el margen del valor de DSpkI como sigue:

AI DSpk 44.73 =⋅ (4.16.2)

Con esta consideración práctica realizada debido a la limitante que presenta el método de

análisis, donde las ecuaciones son obtenidas bajo la consideración Fsw=Fr, se garantiza que los

interruptores M1 y M2 funcionen de forma segura inclusive en el modo de operación Fsw<Fr.

Ahora bien, para seleccionar el tipo de interruptor se tomarán en cuenta las

recomendaciones realizadas en [2]. En esta referencia se presenta un estudio en donde se

establecen recomendaciones generales para seleccionar, de acuerdo con los esfuerzos de

tensión y corriente previamente calculados, el tipo de interruptor más adecuado para la

aplicación. En las figuras 4.5, 4.6 y 4.7 se muestra una clasificación general de los tipos de

interruptores existentes en el mercado; con sus niveles característicos de tensión de bloqueo

VDS, corrientes de conducción IDSpk y frecuencias características de operación.


79

Figura 4.5.Voltaje de bloqueo VDS en diferentes tipos de interruptores [2].

Figura 4.6. Capacidad de corriente IDSpk en diferentes tipos de interruptores [2].

Figura 4.7. Clasificación de los interruptores de acuerdo a su nivel de potencia y frecuencia [2].


80

En la tabla 4.5 se muestran los esfuerzos de tensión y corriente calculados.

Tabla 4.5. Esfuerzos de tensión y corriente calculados

VDS[V] IDSpk[A]

200 7.5

Como se puede observar en la tabla 4.5 y en las figuras 4.5 a 4.7, el tipo de dispositivo

adecuado para la aplicación es el MOSFET. Debido a que representa un dispositivo económico,

de fácil adquisición, posee un excelente desempeño en altas frecuencias Fsw>100kHz y es ideal

para el nivel de potencia de la aplicación Po=66W.

Ahora, con el tipo de dispositivo conmutador elegido, en la tabla 4.6 se muestran las

características (obtenidas de la página del fabricante) de tres modelos de interruptores

(MOSFETs) comerciales adecuados para los niveles de VDS e IDS calculados.

Tabla 4.6. Características de los interruptores sujetos a prueba

Modelo VDS[V] IDS[A] RDSON[mΩ]

IRF340 400 10 550

IRF630 250 9 400

IRF840 500 8 750

Con los interruptores de prueba seleccionados se procederá a verificar sus desempeños, a

través de un estudio de eficiencia ante la variación de la frecuencia de conmutación Fsw. Este

estudio consiste en simular cada uno de los interruptores de prueba en el convertidor

resonante LLC (figura 4.8) y determinar sus niveles de eficiencias. Finalmente se seleccionará el

que presente mayor nivel de eficiencia. La figura 4.9 muestra los resultados obtenidos.

176V

Rs1D1

2.18

Rg2

M2

L250m

CO

4.7u

RL

Vin

5Ω

Parámetros

Fsw=65-105kHz

Rg1

M15Ω

L3

50m

Rs2D2

62u

Cr

40.78n

Lr

Lm

248.7u

RLp

100m

L1

Fr=100kHz

Parámetros

Lp 0.31*Al

Ls Lp*.126*.126Al 0.001

K K1

K_Linear

COUPLING=1

L1

L2

L3

Lp

Ls

Ls

Mbr10h100

Mbr10h100 Figura 4.8. Circuito utilizado en el estudio de eficiencia de los interruptores de prueba


81

85

88.75

92.5

96.25

100

IRF630

IRF840

IRF340

9X104

94%

91%

90%

Fsw

6 104x 8 10

4x 1 105x 1.2 10

5x

Vin=176Vcd

RL=2.18Ω

Figura 4.9. Curvas de eficiencia en el convertidor con los interruptores de prueba

Como se puede observar en la figura 4.9, el modelo de interruptor que obtuvo un mayor

nivel de eficiencia fue el IRF630 con un 94%. Por tanto, este será el interruptor seleccionado.

4.2.2 Obtención de las señales características en el convertidor diseñado

Este punto tiene como finalidad verificar que la metodología de diseño utilizada, cumple

con las especificaciones requeridas de Vo, Po y alta eficiencia en el circuito. Para lo cual, el

convertidor será sometido a las siguientes pruebas de simulación:

1. Obtener valor de Po, Vo y eficiencia.

2. Verificar condición de ZVS en M1, M2 y obtener la forma de onda de corriente en el

inductor resonante ILr.

3. Obtener gráfica de corriente pico de drenaje-fuente IDSpk en los interruptores M1, M2

para diferentes niveles de Vin (126VCD-176VCD-198VCD) ante variación de Fsw.

4. Obtener gráfica de eficiencia ante variación de Vin (126VCD-198VCD).

5. Obtener gráfica de eficiencia ante variación de carga (10-66W) con Vin,nom=176VCD.

En la figura 4.10 se presenta el circuito de simulación final que se va a utilizar para

determinar sus señales características.


82

Figura 4.10. Circuito de simulación final utilizado para obtener sus señales características

Obtención de Po, Vo y eficiencia

En la figura 4.11 se aprecia que los niveles de Po, Vo y eficiencia obtenidos en la simulación

son los requeridos por las especificaciones de diseño. Se muestra una potencia de salida

Po=66W, una tensión de salida promedio Vo=12V y una eficiencia del 94%. La frecuencia de

operación Fsw fue de 90kHz. Tal y como se estipuló en la figura 4.4 para el nivel de alimentación

nominal.

Figura 4.11. Señales simuladas de eficiencia, Po y Vo para Vin,nom=176VCD


83

Obtención de señales características de entrada en el tanque resonante

En la figura 4.12 se exponen las formas de onda características en la etapa primaria del

convertidor.

En la parte superior se muestran las señales de control en los interruptores M1 y M2. En la

parte central se observa que en las señales de IDSpk en M1 y M2 existe la condición de ZVS. Por

último, en la parte inferior se muestran las formas de onda características de corriente en ILr e

ILm en la condición de operación Fsw<Fr, Vin,nom=176VCD y Fsw=90kHz.

Como se puede observar, debido a que el valor de la frecuencia de conmutación Fsw es

muy cercano al de Fr=100kHz, la forma en que funciona el circuito resonante y sus formas de

onda, son similares a las que se mostraron en el capítulo 3 para el modo de operación Fsw=Fr.

Uno de los principales beneficios que se obtienen al trabajar cerca de la frecuencia de

resonancia, es precisamente el manejo de menores niveles de corriente en el tanque

resonante. Esto se traduce en menores pérdidas en los interruptores y por tanto, elevados

niveles de eficiencia.

Figura 4.12. Formas de onda características en la etapa de entrada del convertidor resonante

cuando Vin,nom=176VCD y Fsw=90kHz.

Gráfica de corriente pico de drenaje-fuente IDSpk en los interruptores M1 y M2 para diferentes

valores de Vin ante variación de Fsw.

En la figura 4.13 se presentan los niveles de corriente pico de drenaje-fuente IDSpk, en los

interruptores M1 y M2 para diferentes valores de Vin ante la variación de Fsw. Este estudio tiene

por objetivo el mostrar evidencia de que los mayores niveles de corriente pico en la


84

configuración medio puente, se obtienen en frecuencias de conmutación alejadas de la

frecuencia de resonancia. Lo anterior, en el modo de operación Fsw<Fr.

6 104× 7 10

4× 8 104× 9 10

4× 1 105× 1.1 10

5× 1.2 105×0

1.6

3.2

4.8

6.4

8

IDS

M1

,M2[A

]

Figura 4.13. Niveles de IDSM1,M2 pico para diferentes valores de Vin ante la variación de Fsw.

Gráfica de eficiencia ante variación de Vin.

En la figura 4.14 se presentan los niveles de eficiencia obtenidos con Po=66W ante la

variación de Vin. La gráfica muestra evidencia de altos niveles de eficiencia de operación en el

convertidor. Esto se debe principalmente a que se encuentra operando con condición de ZVS. El

nivel de eficiencia obtenido con la tensión nominal de entrada Vin,nom=176VCD fue del 94%.

120 140 160 180 20085

86.833

88.667

90.5

92.333

94.167

96

Figura 4.14. Niveles de eficiencia ante variación de Vin


85

Gráfica de eficiencia ante variación de carga (10-66W)

En la figura 4.15 se muestran los niveles de eficiencia obtenidos variando el nivel de carga.

0 20 40 60 8085

86.833

88.667

90.5

92.333

94.167

96

Figura 4.15. Niveles de eficiencia ante variación de PO

Como se puede observar, el nivel de variación de eficiencia con diferentes niveles de

carga es de alrededor del 2%. En efecto, esta cantidad representa una mínima diferencia de

eficiencia ante la variación de un amplio intervalo de carga.

4.3 Implementación de la etapa de potencia

En este punto se describe la forma en la que se llevó a cabo la selección de los dispositivos

semiconductores en la etapa de potencia, el diseño y construcción del transformador de

potencia, selección de capacitores y las consideraciones de diseño y construcción de la PCB de

potencia.

4.3.1. Selección de los dispositivos conmutadores

Selección de los interruptores M1 y M2

La selección detallada del tipo de interruptor se determinó tomando en cuenta los

esfuerzos de tensión y corriente calculados en 4.2.1 y a un estudio realizado en [2].

De acuerdo con estos datos se seleccionó como tipo de interruptor el MOSFET. Donde el

modelo que presentó una mayor eficiencia de operación fue el IRF630. Por tal motivo, fue

seleccionado para la implementación práctica del prototipo.


86

Selección de los diodos de la etapa de salida D1 y D2

Antes de conocer el modelo adecuado para los diodos D1 y D2 se calcularán sus esfuerzos

de tensión y corriente como se muestra a continuación.

Cuando se tiene una configuración tap central en la etapa de salida, el nivel de tensión de

bloqueo en D1 y D2 se expresa como sigue:

( )FOAK VVV +⋅= 2

( ) VVAK 8.259.0122 =+⋅=

(4.17)

(4.17.1)

Para calcular el nivel de corriente en D1 y D2, se sabe que la corriente promedio de salida

IO=5.5A, por tanto, el nivel de corriente pico en D1 y D2 se expresa como sigue [1]:

OpkDD Ii ⋅=2

)2,1(

π

Ai pkDD 64.85.52

)2,1( =⋅

= π

(4.18)

(4.18.1)

En la tabla 4.7 se muestran los esfuerzos de tensión y corriente obtenidos en (4.17.1) y

(4.18.1).

Tabla 4.7. Esfuerzos de tensión y corriente en D1 y D2

VAK[V] i(D1,D2)pk[A]

25.8 8.64

De acuerdo con los esfuerzos de tensión y corriente obtenidos, es recomendable utilizar

diodos Schottky de muy alta velocidad, debido a que el convertidor maneja elevadas

frecuencias de conmutación Fsw>100kHz. Con esto se pretende evitar pérdidas por

recuperación inversa y elevados di/dt.

Tomando como referencia la tabla 4.7 y los resultados obtenidos en las simulaciones

pasadas, el modelo de diodo adecuado para la aplicación es el MBR10100 del fabricante On

SemiconductorTM. En la tabla 4.8 se muestran sus características obtenidas de la página de

Internet del fabricante.


87

Tabla 4.8. Características del diodo seleccionado

VRRM[V] VF[V] IF(AV)[A] trr(typ)[ns]

100 0.9 10 20

A manera de conclusión, los dispositivos conmutadores; MOSFETs y Diodos se eligieron de

acuerdo a los esfuerzos de tensión y corriente obtenidos a través de sus ecuaciones

características. Así mismo, con estos dispositivos en el convertidor simulado se logró obtener el

mejor comportamiento reflejado en una elevada eficiencia.

4.3.2 Diseño y construcción del transformador (transformador + inductor resonante Lr)

El convertidor resonante LLC medio puente, cuenta con dos elementos magnéticos que

juegan un papel determinante en su funcionamiento. El primero es el inductor resonante Lr,

mismo que será integrado en la estructura interna del transformador a través del valor de la

inductancia de dispersión Lik. El segundo elemento magnético es el transformador de alta

frecuencia; el cual se encarga de reducir el nivel de tensión visto por el devanado primario con

una determinada relación de transformación y generar aislamiento entre la etapa de entrada y

la carga. Ver figura 4.16.

Con la finalidad de utilizar un método de diseño adecuado para la construcción del

transformador de potencia, se consultaron diversas fuentes relacionadas al diseño de

componentes magnéticos en alta frecuencia [1,3,4]. El método de diseño utilizado será descrito

detalladamente en la sección Anexo 2.

Figura 4.16. Modelo equivalente del transformador + inductor resonante Lr.


88

Los aspectos generales que se tomaron en cuenta en el diseño del transformador fueron

los siguientes:

• De acuerdo con los parámetros de diseño, realizar un transformador con una relación

de transformación n=8.5, inductancia en el devanado primario Lp=310μH e inductancia

de dispersión Lik=62μH.

• Realizar la construcción del transformador utilizando la estrategia de devanado

seccional [1,3]. Esto, con la finalidad de obtener un valor elevado de Lik que finalmente

será el valor calculado de Lr. Ver figura 4.17.

• Aprovechar la inductancia de dispersión presente en el devanado primario y secundario

con el objetivo de ahorrar el componente magnético externo Lr.

• Utilizar hilo de litz para evitar el efecto piel provocado por el manejo de altas

frecuencias.

• Utilizar un núcleo de transformador adecuado para aplicaciones de alta frecuencia de

operación.

Figura 4.17. Estrategia de construcción con la técnica de devanado seccional

Cuando se requiere de un transformador con un valor de Lr relativamente grande, la

estrategia de construcción de devanado seccional es la adecuada para cumplir con el objetivo.

En esta técnica de diseño, el número de vueltas y la configuración del devanado son los factores

determinantes en el valor de Lr.

El valor de la inductancia en el devanado primario Lp, puede ser aproximado a su valor

calculado, utilizando un método iterativo práctico de ajuste en la longitud del GAP.


89

4.3.3 Selección de los capacitores

En la topología seleccionada, existen tres capacitores principales; capacitor de bus CB,

capacitor resonante Cr, y capacitor de salida Co.

El capacitor de bus CB, se implementó con uno del tipo electrolítico. Por otra parte, tanto

Cr como Co fueron implementados con capacitores del tipo MKP con baja resistencia serie y

adecuados para aplicaciones de alta frecuencia. Los valores de estos capacitores fueron

obtenidos de acuerdo al procedimiento de diseño utilizado y se muestran en la tabla 4.9.

Tabla 4.9 Tipos de capacitores y valores de capacitancia

Capacitor Tipo de capacitor Capacitancia

CB Electrolítico 220μF @ 250V Cr MKP 21nF @ 2000V Co MKP 4.7uF @ 2000V

4.3.4 Diseño y construcción de la PCB de potencia

Se realizó el proceso de diseño y construcción de la PCB de la etapa de potencia

considerando aspectos importantes como:

Diseño

• Utilizar un ancho adecuado en las pistas y aprovechar la máxima cantidad de cobre

posible de la PCB.

• Acomodar los dispositivos semiconductores M1 y M2, los más cercanos posibles para

evitar inductancias parásitas excesivas, provocadas por la longitud de las pistas.

• Colocar el lado primario del transformador lo más cercano posible a los dispositivos

conmutadores.

• Colocar sólo puntos de prueba de corriente esenciales para evitar problemas de ruido.

Construcción

• Realizar PCB a través de la máquina de impresos EP2006L.

• Estañar la PCB para evitar la oxidación natural de las pistas.

• Soldar adecuadamente los dispositivos evitando puntos de soldadura fría.

En la figura 4.18 se observa el diseño de la PCB de potencia a escala realizada con el

software Altium Designer Winter 09TM.


90

Figura 4.18. Diseño final a escala de la PCB de potencia

4.4 Acondicionamiento de las señales de control

Como ya se mencionó en el capítulo 3, para poder controlar de manera adecuada el

encendido y apagado de los interruptores M1 y M2 en la configuración medio puente, se

requiere de una etapa de control que cumpla con las siguientes características:

• Capacidad para realizar el control por variación de frecuencia.

• Generar dos señales de control complementarias aisladas, con un ciclo de trabajo fijo de

aproximadamente 50%.

• Las señales de control deben de contar con un amplio intervalo de ajuste de tiempo

muerto.

• Se debe tener la capacidad para realizar ajuste del valor de la frecuencia de resonancia

inferior Fi y frecuencia de resonancia superior Fr. Esto, con la finalidad de evitar que el

circuito opere en frecuencias dentro de la región de ZCS (frecuencias ubicadas en la

pendiente negativa de la curva de ganancia característica).

4.4.1 Selección de los dispositivos de control

La selección de los dispositivos de control se llevó a cabo tomándose en cuenta las

sugerencias expuestas en el punto anterior. Se realizó una revisión detallada en diferentes

notas de aplicación [5-8] que utilizaban distintos dispositivos de control. Finalmente y después

de evaluar los compromisos entre costos y funcionalidad, los dispositivos que mostraron el

mejor compromiso son los que se muestran en la tabla 4.10.


91

Tabla 4.10. Características de los dispositivos de control seleccionados

Dispositivos utilizados

Dispositivo Características principales Encapsulado

NCP1395A

Oscilador Controlado por Voltaje (VCO)

• Alto intervalo de frecuencia de operación (50kHz-1MHz)

• Tiempo muerto ajustable (150ns-1μs)

• Vcc>20V

IR2110

Driver especial para configuración Medio Puente

• Genera niveles adecuados de tensión y corriente para disparar los MOSFETs.

• Genera aislamiento entre la etapa de control y la de potencia.

• Vo=10-20V, Voffset=500Vmax, Io=2A

• ton/off = 120 & 91ns

El esquemático del circuito de control (en lazo abierto) propuesto se muestra en la figura

4.19.

Figura 4.19. Esquemático del circuito de control en lazo abierto propuesto

Como se puede apreciar, el circuito de control propuesto se divide en dos partes. La

primera se constituye por el oscilador controlado por voltaje NCP1395. Este integrado se

encarga de generar a través de los pines 10 y 11, dos señales complementarias con un ciclo de

trabajo aproximado del 50% [5,6]. La segunda parte del circuito está constituida por el driver


92

IRF2110. A este integrado se le ha designado la tarea de proporcionar los niveles adecuados de

corriente y tensión a las señales de control generadas por el integrado NCP1395 [7].

4.4.2 Diseño y construcción de la PCB de control

El diseño y construcción de la PCB de la etapa de control se realizó siguiendo

cuidadosamente las siguientes recomendaciones [7,8]:

• Realizar diseño a doble cara para minimizar el tamaño de la PCB y dividir trayectorias de

flujo de corriente entre la tierra de potencia PGND y la tierra analógica GND.

• Utilizar un ancho adecuado en las pistas y aprovechar la máxima cantidad de cobre

posible de la PCB.

• Acomodar los circuitos integrados NCP1395A e IR2110, lo más cercanos posibles para

evitar la introducción de ruido en las señales de control debido a las inductancias

parásitas.

• Las terminales de salida de la PCB de control, deben de coincidir con las terminales de

control de los interruptores en la etapa de potencia.

• Colocar capacitores de desacoplo de 100nF entre los pines de alimentación de los

circuitos integrados para evitar los efectos de las inductancias parásitas de las pistas.

En la figura 4.20 se muestra el diseño a escala de la PCB de control realizada a través del

software Altium Designer Winter 09TM.

Figura 4.20. Diseño final a escala de la PCB de control

4.5 Implementación del prototipo

En la figura 4.21 se muestra la implementación física del prototipo. Además se indica

cada una de las partes que lo constituyen.


93

Figura 4.21. Implementación final del prototipo




September, 2007.

[2] Hiram Morales Espinosa. Tesis de maestría: “Estudio y caracterización del par

interruptor-diodo en un convertidor cd-cd”. Cenidet, Cuernavaca, Morelos, Febrero de 2009.

[3] STMicroelectronics. Application Note AN-2450: “LLC Resonant Half-Bridge

Converter Design Guideline”. October, 2007. [4] Colonel Wm, T. Maclyman. “Transformer and Inductor Design Handbook”. Third

Edition, revised and expanded, 2004, Kg Magnetics Inc. [5] On Semiconductor. Application Note NCP1395A/B: “High Performance Resonant

Mode Controller”. March, 2006. [6] On Semiconductor. Application Note AND8257/D: “Implementing a Medium Power

AC-DC Converter with the NCP1395”. September, 2006. [7] International Rectifier. Application Note PD60147: “High and Low Side Driver:

IR2110”. March, 2004. [8] International Rectifier. Application Note AN-978: “HV Floating MOS-Gate Driver

ICs”. March, 2007.


94

CENIDET CAPÍTULO 5: RESULTADOS EXPERIMENTALES

95


Resultados experimentales

En este capítulo se describen las actividades relacionadas con la obtención de resultados

experimentales del prototipo implementado. Se explica con detalle el protocolo de pruebas

utilizado para obtener las señales características en la topología resonante LLC.

Por último, los datos generados a través de la aplicación del protocolo de pruebas, fueron

procesados con el propósito de generar gráficas y establecer conjeturas respecto al desempeño

del prototipo experimental.


96

5.1 Esquema general del banco de pruebas

Para proporcionar una idea general de los elementos que integran el banco de pruebas,

en la figura 5.1 se presenta un diagrama a bloques de cada una de las partes que lo integran y

que además hicieron posible la obtención de los resultados experimentales del prototipo

implementado.

Vo

Ir

Io

VDSM1

Figura 5.1. Diagrama a bloques del banco de pruebas utilizado

5.2 Identificación de las variables de medición

Antes de iniciar con el proceso de obtención de los datos a través del banco de pruebas,

es de vital importancia definir las variables que están involucradas en la actividad de medición.

Estas variables pueden ser clasificadas en dos tipos [1]:

• Variables primarias: Son las que se obtienen de forma directa con los

instrumentos de medición.

• Variables secundarias: Son el tipo de variables que se obtienen a través del

procesamiento de las variables primarias.

En la tabla 5.1 se muestran las variables primarias principales utilizadas en el proceso de

medición:


97

Tabla 5.1. Variables primarias utilizadas

Variable Descripción

)(AVGinV Tensión promedio de entrada

Iin Corriente promedio de entrada ILr Corriente en el inductor resonante

IDSM1 Corriente drenaje-fuente en M1 IDSM2 Corriente drenaje-fuente en M2 VDSM1 Tensión drenaje-fuente en M1 VDSM2 Tensión drenaje-fuente en M2

VO Tensión promedio de salida IO Corriente promedio de salida

Fsw Frecuencia de conmutación

En la figura 5.2 se muestra la ubicación de las variables primarias:

Figura 5.2. Ubicación de las variables primarias.

Por último, en la tabla 5.2 se muestran las variables secundarias obtenidas a través del

procesamiento de las variables primarias:

Tabla 5.2. Variables secundarias

Variable Descripción Cálculo

)(AVGOP Potencia promedio de salida OOAVGO VIP ⋅=)(

)(AVGinP Potencia promedio de entrada )()( AVGininAVGin VIP ⋅=

RL Resistencia de carga

2

)(

O

AVGO

LI

PR =

Eff

Eficiencia 100

)(

)( ⋅=AVGin

AVGO

P

PEff

D1

M2

Ls1

CORL

Vin

M1

Ls2

D2

Cr

Lr

Lm Lp

VD

Iin

VDSM1

IDSM1

IDSM2

VDSM2

ILr VO

IO


98

5.3 Protocolo de pruebas

El protocolo de experimentación utilizado está constituido por los siguientes pasos:

Paso 1. Pruebas del prototipo implementado

• Obtener las formas de onda de corriente en el inductor resonante ILr, corriente y

tensión de drenaje fuente en el interruptor M2, tensión promedio de salida VO y

corriente promedio de salida IO para Vin,min=126VCD, Vin,nom=176VCD y Vin,max=198VCD. Lo

anterior, utilizando como carga el arreglo en paralelo de dos lámparas de LEDs de

potencia; L1=28W y L2=38W, modelo SP90 High Power LED Street Lamp [2].

• Realizar prueba de eficiencia variando Vin desde el nivel de tensión mínimo de entrada

Vin,min=126VCD hasta el nivel de tensión máximo Vin,max=198VCD. La carga que se va a

utilizar en esta prueba consiste en un arreglo de resistencias RL=2.18Ω diseñado para

una potencia de salida PO=66W.

• Realizar la prueba anterior, manejando como carga el arreglo en paralelo de las dos

lámparas de LEDs de potencia.

• Realizar prueba de eficiencia variando el nivel de carga (arreglo de resistencias) de 10W

a 66W con tres niveles de Vin; 126VCD, 176VCD y 198VCD.

• Realizar medición de la tensión promedio de salida VO variando el nivel de la frecuencia

de conmutación Fsw=50kHZ-104kHz. Manejar como carga el arreglo de resistencias para

PO=66W. Finalmente, sustituir los valores de VO en (5.1) para obtener la curva de

ganancia de voltaje característica M.

)(

2

AVGin

O

V

VnM

⋅⋅=

(5.1)

Nota. El valor de las variables primarias necesarias para conocer el valor de la eficiencia

en todas las pruebas del convertidor, se obtuvieron con el osciloscopio utilizado. Se midieron

los valores promedios de las variables de tensión y corriente en la etapa de entrada y de salida,

para finalmente obtener la eficiencia a través de las ecuaciones mostradas en la tabla 5.2.

Paso 2. Registro de los resultados obtenidos

Los datos obtenidos por las diferentes pruebas experimentales realizadas, se procesaron

en el software computacional MathCad de tal manera que se obtuvieron las siguientes gráficas:

• Gráfica de eficiencia en función de la frecuencia de conmutación.

• Gráfica de eficiencia en función del nivel de tensión de entrada.

• Gráfica de eficiencia en función de la carga.


99

• Gráfica comparativa entre la ganancia del modelo equivalente de CA del convertidor

resonante LLC, ganancia del modelo matemático y ganancia experimental.

5.4 Resultados experimentales

Siguiendo cada uno de los puntos estipulados en el protocolo de pruebas, a continuación

se muestran los resultados experimentales obtenidos.

5.4.1 Variación de Vin

En esta prueba, el intervalo de variación de tensión de entrada fue de 126VCD hasta

198VCD. Se manejó como carga el arreglo en paralelo de las lámparas de LEDs de potencia.

Prueba realizada con Vin=126VCD y PO=66W

En la figura 5.3 se pueden observar las formas de onda de la tensión promedio de salida

VO, corriente promedio en la carga IO, corriente en el inductor resonante ILr y la tensión de

drenaje-fuente en el interruptor inferior VDSM2. Como se puede ver, los valores obtenidos

cumplen con los requerimientos establecidos por la metodología de diseño, aún en la peor

condición de operación cuando se tiene Vin,min. Por otra parte, las formas de onda

experimentales muestran gran similitud con las formas de onda teóricas en el modo de

operación Fsw<Fr.

Figura 5.3. Nivel de tensión en la carga VO, corriente promedio en la carga IO, corriente en el tanque

resonante ILr y VDSM2 en el interruptor inferior para Vin=126VCD


100

Otro aspecto importante que vale la pena destacar es el comportamiento de la frecuencia

de operación Fsw. El valor obtenido de forma experimental Fsw=65.3kHz es muy cercano al que

se obtuvo a través de la metodología de diseño Fsw=64kHz. Esto muestra un alto grado de

congruencia con lo obtenido en la metodología de diseño.


En la figura 5.4 se pueden observar las formas de onda de la tensión promedio de salida

VO, corriente promedio en la carga IO, corriente en el tanque resonante ILr y tensión de drenaje-

fuente en el interruptor inferior VDSM2. Los valores de tensión y corriente, fueron congruentes

con los obtenidos a través de la metodología de diseño, lo cual hace evidente un correcto

diseño del prototipo.



De acuerdo con la metodología de diseño, este es el punto de operación ideal para el

convertidor resonante LLC. La frecuencia de operación experimental para Vin,nom=176VCD es

kHzFsw 89= . Como se puede observar, la frecuencia de operación es muy cercana al valor de la

frecuencia de resonancia superior kHzFr 100= . Esto ocasiona que las formas de onda

obtenidas y la operación del prototipo experimental, sean muy parecidas a las que se presentan

en el modo de operación Fsw=Fr.


101

Prueba realizada con Vin=198VCD y Po=66W

La figura 5.5 muestra las formas de ondas obtenidas con el nivel de tensión de

alimentación máxima Vin,max=176VCD. Los valores de tensión promedio de salida en la carga VO y

la corriente promedio de salida IO, son los esperados de acuerdo con las especificaciones de

diseño del convertidor.



Además se observa que nivel de corriente en el inductor resonante ILr, tiene una

tendencia de disminución conforme la frecuencia de conmutación en los interruptores Fsw se

incrementa.

5.4.2 Verificación de conmutación a voltaje cero ZVS

En esta prueba se comprobó la condición de ZVSon en el encendido de los interruptores

ante variaciones en la tensión de entrada. El intervalo de variación de tensión de entrada fue de

126VCD hasta 198VCD .Todo lo anterior manejando como carga el arreglo en paralelo de las

lámparas de LEDs de potencia.


En la figura 5.6 se muestran las señales de corriente de drenaje fuente IDSM2 y tensión de

drenaje-fuente VDSM2 en el MOSFET inferior de la configuración medio puente. Se observa que

en el instante de encendido de M2, debido a la circulación de una corriente inversa (corriente

del tanque resonante) en su diodo conectado en antiparalelo, se sujeta a un nivel de tensión


102

mínimo (con relación a su tensión de bloqueo) creando la condición ZVSON. En este tipo de

convertidores resonantes, es normal notar un pico de corriente inverso en IDSM2 en el instante

de tiempo en que se activa M2. Con esto, se logran evitar traslapes de corriente y tensión

reflejados en conmutaciones duras en los interruptores.

Figura 5.6. Verificación de la condición de ZVS en el interruptor inferior M2 para Vin=126VCD


En la figura 5.7 se observa que la condición de ZVS se sigue conservando para este nivel

de tensión. Además el nivel de corriente IDSM2, se redujo debido a que el lado primario del

convertidor, maneja una menor cantidad de energía y al aumento de la frecuencia de

conmutación.



103


En la figura 5.8 se puede observar que ante el nivel máximo de tensión de entrada se

tiene ZVS en M2. Con esto se demuestra que el Convertidor Resonante Medio Puente LLC, tiene

la capacidad de conservar sus propiedades de ZVS aún cuando el intervalo de variación de Vin es

amplio.


5.4.3 Variación de nivel de carga

De acuerdo con las curvas de ganancia del convertidor LLC, ante variación en el nivel de

carga en la frecuencia de resonancia y alrededor de ésta, el valor de la ganancia tiene una

variación mínima. De la misma forma, el intervalo de variación de la frecuencia de conmutación

se minimiza.

A continuación, en la figura 5.9 se muestran los resultados experimentales obtenidos de la

prueba de variación en el nivel de potencia de salida (arreglo de resistencias), con una tensión

de entrada de 176VCD.


104

Figura 5.9. a) Prueba del prototipo con 10% de carga, b) Prueba del prototipo con 100% de carga para

Vin=176VCD

La figura 5.9 a) muestra en la señal ILr, la forma de onda característica de la corriente en

el inductor magnetizante ILm. Por otra parte, la variación de frecuencia entre los niveles de

carga de 10W a 66W varía de 92kHz a 90kHz. Esto demuestra lo establecido en la teoría; ante

variación en el nivel de carga se tiene un intervalo de variación de frecuencia reducido cuando

se trabaja en la frecuencia de resonancia y sus alrededores.

5.5 Conclusión de los resultados de investigación

A continuación se presenta un conjunto de gráficas en donde se procesaron los datos

obtenidos en las mediciones experimentales. Estos datos van a ayudar a comprender el

comportamiento del convertidor resonante LLC en su fase experimental.

a)

b)


105

5.5.1 Comportamiento de la eficiencia ante variación de Vin

En la figura 5.10 se presenta una gráfica con los datos de eficiencia obtenidos en la etapa

de simulación y experimental; manejándose como carga, un arreglo de resistencias RL=2.18Ω a

66W y la configuración en paralelo de las lámparas de LEDs de potencia (L1=28W y L2=38W). Lo

anterior, ante variaciones de Vin.

120 130 140 150 160 170 180 190 20085

86

87

88

89

90

91

92

93

94

95

Eficienciasim

Eficienciaresist

Eficiencialamp

Figura 5.10. Gráfico comparativo de las eficiencias obtenidas ante variación de tensión de entrada

Como se puede observar, la eficiencia registrada en simulación es mayor a la obtenida en

la prueba experimental con RL=2.18Ω y con las lámparas de LEDs de potencia. Esto muestra un

comportamiento natural, debido a que la simulación sólo genera una tendencia de

comportamiento visto desde un panorama cualitativo.

Las eficiencias experimentales obtenidas en el punto de operación nominal Vin,nom=176VCD

fueron de alrededor del 93%. Esto representa una elevada eficiencia para bajos niveles de

potencia (menores de 100W) que por lo general tienen eficiencias promedio del 80 al 88% [3-

5].

5.5.2 Comportamiento de la frecuencia de conmutación ante variación de Vin

En la figura 5.11 se presenta una gráfica comparativa de simulación y experimental del

comportamiento de la frecuencia de conmutación ante variaciones de Vin. Se observa una

tendencia similar en el comportamiento de la frecuencia de conmutación en los datos de


106

simulación y experimental ante la variación de la tensión de entrada. Para esa prueba se utilizó

una carga RL=2.18Ω y la configuración en paralelo de las lámparas de LEDs de potencia.

Otro punto importante a destacar en la información que se presenta en la figura 5.11, es

el reducido margen de variación de la frecuencia de conmutación que va desde 64kHz a

102kHz. Esto representa una de las principales características de la topología resonante LLC;

ante un amplio intervalo de variación de Vin, el margen de variación de la frecuencia de

conmutación es reducido.

120 130 140 150 160 170 180 190 20030

40

50

60

70

80

90

100

110

Figura 5.11. Gráfico comparativo del comportamiento de la frecuencia de conmutación ante variación

de tensión de entrada

5.5.3 Comportamiento de la eficiencia con diferentes niveles de carga y de Vin

En la figura 5.12 se muestran las eficiencias experimentales obtenidas del prototipo

diseñado. Se puede notar que el nivel de eficiencia aumenta conforme se incrementa el nivel

de carga y de Vin. Lo anterior, como consecuencia de la disminución del nivel de energía en la

etapa primaria del convertidor.


107

20 40 6050

60

70

80

90

100

Figura 5.12. Gráfico comparativo del comportamiento de la eficiencia ante variación de carga con

diferentes niveles de Vin

5.5.4 Comportamiento de Fsw con diferentes niveles de carga y de Vin

En la figura 5.13 se muestra el comportamiento de la frecuencia de operación

experimental, para diferentes niveles de Vin ante la variación de carga.

0 20 40 6060

70

80

90

100

110

Fre

cuencia

de c

onm

uta

ció

n

(kH

z)

Figura 5.13. Gráfico comparativo del comportamiento de la frecuencia de conmutación ante variación

de carga y de Vin


108

De acuerdo con la figura 5.13, en los diferentes niveles de Vin de prueba, la variación de la

frecuencia de operación Fsw ante el cambio en el nivel de carga fue de aproximadamente 2kHz.

Este comportamiento confirma las propiedades de las curvas de ganancia estudiadas en el

capítulo 3. Es decir, cuando el convertidor opera en Fr=100kHz o a sus alrededores, para

nuestro caso Fsw=90kHz (valor muy cercano al punto de resonancia), ante la variación del nivel

de carga, la frecuencia de operación prácticamente no varía.

5.5.5 Validación de la metodología de diseño

En la figura 5.14 se presenta una comparación entre las curvas de ganancia obtenidas del

modelo equivalente de CA del convertidor LLC (datos obtenidos de la simulación en Pspice), de

la ecuación de ganancia teórica (obtenida a través de la técnica de análisis de aproximación a la

fundamental) y la ganancia experimental del prototipo implementado.

Como se puede observar en la gráfica, los niveles de error más elevados se presentan

fuera de la región de operación del convertidor. Esto demuestra un alto grado de precisión de

la metodología de diseño utilizada, debido a que se tiene un error máximo “teórico-modelo-

experimental” equivalente al 2.5%.

Además la región de operación (área sombreada) se encuentra en la pendiente negativa

de la curva de ganancia característica del convertidor. De acuerdo con la teoría y lo obtenido en

las formas de onda experimentales significa que se tiene la condición de ZVS en los

interruptores primarios y por tanto un elevado nivel de eficiencia.

0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 110 120 130 140 150 1600

0.128

0.256

0.383

0.511

0.639

0.767

0.894

1.022

1.15

1.278

1.406

1.533

1.661

1.789

1.917

2.044

2.172

2.3

Figura 5.14. Gráfico comparativo de las curvas de ganancia “modelo-teórico-experimental”


109

Por último, con los resultados obtenidos, se demuestra que la metodología de diseño

utilizada presenta un alto nivel de precisión en la frecuencia de resonancia y sus alrededores

(Fsw=64kHZ hasta 102kHz), que es donde se diseñó para operar el convertidor ante las distintas

condiciones de tensión de entrada y carga.

5.5.6 Figura del funcionamiento del prototipo experimental

En la figura 5.15 se presenta la operación del convertidor Front-End CD/CD manejando

como carga el arreglo en paralelo de las lámparas de LEDs de potencia.

Figura 5.15.Operación del banco de pruebas experimental


[1] Hiram Morales Espinosa. Tesis de maestría: “Estudio y caracterización del par

interruptor-diodo en un convertidor cd-cd”. Cenidet, Cuernavaca, Morelos, Febrero de 2009.

[2] DMX Technologies China. “High Power LED Street Manual”, p. 30. July, 2008. China. [3] Bo Yang. Theses: “Topology Investigation for Front End DC/DC Power Conversion




110





Applications”. ON Semiconductor. January, 2008.

CENIDET CAPÍTULO 6: CONCLUSIONES

111


Conclusiones

En este capítulo se presentan las conclusiones generadas respecto a la selección de la

topología de enlace CD/CD, la metodología de diseño utilizada, los resultados experimentales

obtenidos, así como posibles trabajos futuros.


112

6.1 Conclusión general

La tendencia en el alumbrado público, apunta hacia el reemplazo progresivo de algunos

sistemas de iluminación (lámparas fluorescentes, lámparas de vapor de mercurio y algunas

lámparas de vapor de sodio de baja potencia) por sistemas de iluminación que integran el uso

de lámparas de LEDs de potencia. Sin embargo, son una tecnología joven que necesita madurar

y alcanzar su máximo desarrollo para poder conseguir ahorros de energía significativos en

comparación con fuentes de iluminación convencionales.

No obstante, dadas las investigaciones actuales y debido al constante mejoramiento en

sus niveles de eficacia, se vislumbra que pronto podrán competir con los sistemas de

iluminación cotidianos que presentan los más altos niveles de eficacia en el mercado.

En México, la asimilación e implementación de este tipo de tecnologías apenas se

empieza a abordar. Sin embargo, aún existe mucho trabajo por realizar en cuanto al estudio

detallado, selección e implementación de topologías de enlace CD/CD adecuadas para

alimentar estas lámparas.

Debido a lo anterior, la investigación realizada en esta tesis se enfocó al estudio, selección

e implementación experimental de una topología de enlace CD/CD de alta eficiencia, que

permitiera maximizar el aprovechamiento de las características operativas en lámparas de LEDs

de potencia.

6.2 Conclusiones particulares

6.2.1 Conclusión respecto a la selección de la topología de enlace CD/CD

Uno de los aspectos centrales en este trabajo de tesis consistió en la selección de una

topología de enlace CD/CD con las mejores características operativas. El convertidor de enlace

CD/CD debe de tener un amplio intervalo de variación de tensión de entrada, elevada eficiencia

de operación mayor al 90% y sobre todo una estructura con aislamiento. Esto representó un

importante reto, puesto que para el nivel de potencia manejado PO=66W, los niveles de

eficiencia registrados en el estado del arte son de alrededor del 80% al 88% en el mejor de los

casos.

De acuerdo con la revisión y estudio del estado del arte [1,2], se identificaron posibles

topologías para ser implementadas como convertidor de enlace CD/CD:

• Convertidor PWM flyback.

• Convertidor PWM forward.

• Convertidor PWM medio puente simétrico (MPS).


113

• Convertidor PWM medio puente asimétrico (MPA).

• Convertidor resonante medio puente LLC.

Estas topologías de prueba se sometieron a un protocolo de simulación en Pspice. Se

establecieron las mismas condiciones de diseño y prueba, para comparar sus comportamientos

de eficiencia ante variación de variables primarias como, Vin, RL y Fsw.

Finalmente, se demostró que el convertidor resonante medio puente LLC fue la topología

con los mejores resultados de simulación y por tanto, la seleccionada para ser implementada en

un prototipo experimental.

Algunas de las ventajas que presentó esta topología sobre los demás convertidores de

prueba fueron las siguientes:

• Estructura aislada.

• Elevado nivel de eficiencia Eff=94%.

• Reducido intervalo de variación de la frecuencia de operación ante la variación de

carga y de tensión de entrada.

• Utiliza todos los elementos parásitos, incluyendo las capacitancias de unión de

todos los elementos semiconductores, inductancias de dispersión e inductancia

magnetizante del transformador para obtener ZVS en sus interruptores.

6.2.2 Conclusión de la metodología de diseño utilizada

Una de las mayores dificultades que presentó el convertidor resonante medio puente

LLC, fue la complejidad en sus diversos modos de operación vistos en el capítulo 3. Esto

ocasionó que fuera muy complicado tratar de implementar un procedimiento de diseño

derivado de un análisis en pequeña señal, tomando como referencia las señales características

del comportamiento en el convertidor.

Sin embargo, de acuerdo a la revisión del estado del arte, se encontró que diversos

investigadores [3-5] han optado por emplear un análisis matemático simple, utilizando una

técnica conocida como aproximación a la fundamental o primer armónico. Los resultados

obtenidos a través de este análisis matemático han sido favorables, debido a que se ha logrado

obtener un modelo matemático que puede ser derivado en una metodología de diseño simple

[5].

En este trabajo de tesis se decidió utilizar la metodología de diseño obtenida a través de

la técnica de aproximación a la fundamental propuesta por [5].


114

Los resultados obtenidos de simulación y experimental para el caso particular de esta tesis

fueron satisfactorios. Puesto que se cumplió con las especificaciones de funcionamiento para

el cual fue diseñado el prototipo.

Sin embargo, para formalizar el correcto funcionamiento de la metodología de diseño, se

creyó necesario validarla de la siguiente forma:

• Se utilizó una técnica de barrido de CA en Pspice para el modelo equivalente de CA

de la topología resonante. Los valores de Lr, Lm y Lp fueron calculados con la

metodología de diseño. De esta manera se obtuvo la curva característica de

ganancia M del modelo de CA, para la condición de plena carga.

• Con el software matemático Mathcad se graficó la ecuación de ganancia (3.11)

derivada de la metodología de diseño. Esto generó como resultado, la obtención

de la curva de ganancia M teórica para la condición de plena carga.

• Por último, y a través de la variación de la frecuencia de conmutación en el

prototipo experimental, se obtuvieron diferentes niveles de tensión promedio de

salida que finalmente fueron sustituidos en la ecuación (5.1) para obtener la curva

de ganancia M experimental.

De este modo, con la información obtenida a través de la comparación entre las tres

curvas de ganancia M, se pudo observar un comportamiento con una tendencia muy parecida,

con un error máximo “teórico-modelo-experimental” %5.2maxexpmod =tE en la región de

operación del convertidor (Fsw= 64kHz-102kHz). Este nivel de error representó un elevado grado

de precisión en la metodología de diseño utilizada, por tanto se justifica su utilización.

Por último, una de las características más importantes que presentó la metodología de

diseño, fue que garantizó la operación segura del convertidor en la región de ZVS o en la

pendiente negativa de las curvas de ganancia, ante variación de tensión de entrada y carga.

6.2.3 Conclusión respecto los resultados experimentales obtenidos

En este trabajo de tesis se logró implementar un convertidor de enlace CD/CD funcional

para un sistema de iluminación basado en lámparas de LEDs de potencia.

Algunas de las características más importantes que se obtuvieron en el prototipo

implementado fueron las siguientes:

• Tensión promedio de salida VO=12VCD

• Corriente promedio de salida IO=5.5A


115

• Elevado nivel de eficiencia de operación Eff=93.5% para un nivel de potencia

PO=66W.

• Condición de ZVS en los interruptores M1 y M2 ante variación de un amplio

intervalo de Vin y RL.

• Estructura física compacta (10cm x 11cm).

Con esto se comprueba que la selección e implementación de la topología resonante

medio puente LLC como convertidor de enlace CD/CD, ofreció grandes prestaciones que

permitieron su correcto funcionamiento en la aplicación desarrollada en esta tesis.

6.3 Trabajos futuros

Algunos de los trabajos futuros que se recomiendan realizar son los siguientes:

• De acuerdo con investigaciones realizadas a la topología resonante medio puente

LLC, se ha encontrado que a medida que aumenta el nivel de la frecuencia de

resonancia superior Fr, se pueden obtener mayores niveles de eficiencia Eff>95%.

Debido a esto, se propone escalar la frecuencia de resonancia superior a

Fr>200kHz con la finalidad de obtener un incremento sustancial en el nivel de

eficiencia y por tanto, una mayor densidad de potencia.

• Se propone realizar un estudio detallado de las técnicas de control para definir la

más adecuada que ayude a cerrar el lazo de retroalimentación en la topología

resonante LLC.

• Desarrollar la metodología analítica de la topología resonante medio puente LLC,

de tal forma que se eliminen los errores en ciertas áreas de operación que se

presentan en la técnica de aproximación a la fundamental.

• Investigar alternativas de topologías y/o de operación de las estructuras

resonantes para buscar que la operación natural del convertidor de enlace se

comporte como emulador de resistencia, es decir, obtener alto factor de potencia

y baja distorsión armónica total de la corriente de entrada.









116

[3] Steigerwald, R.L. “A comparison of half-bridge resonant converter topologies”.

Power Electronics, IEEE Transactions on. Apr 1988. Volume 3, Page(s): 174 - 182.

[4] Duerbaum, T. “First harmonic approximation including design constraints”.

Telecommunications Energy Conference, 1998. INTELEC `98. Page(s): 321-328.



September, 2007.

ANEXOS

117

AAnneexxooss

Con la finalidad de generar una idea más clara respecto a temas que requieren una

descripción más detallada, en este apartado se presenta información adicional de los capítulos

desarrollados en el trabajo de investigación.

ANEXOS

118

Anexo 1. Desarrollo detallado de la ecuación de ganancia del convertidor resonante medio

puente LLC

Para poder determinar la ecuación de ganancia característica en el convertidor resonante

LLC, se utilizará el método de impedancias complejas. Para lo cual, se tomará como referencia

la figura A.1.

Figura A.1. Circuito final del convertidor resonante LLC en función de impedancias complejas

De acuerdo con la figura A-1, el valor de la impedancia de entrada Zin(s) y de salida Zo(s) se

expresa como sigue:

)()()( sZsZsZ psin += (A.1)

Donde la impedancia serie Zs(s) y paralelo Zp(s) se definen como sigue:

rrs CsLssZ

⋅+⋅= 1

)(

eqmp RnLssZ ⋅⋅= 2)(

ACmp RLssZ ⋅=)(

)()( sZsZ po =

(A.1.1)

(A.1.2)

Por lo tanto, la función de transferencia se expresa como sigue:

os

o

Fsw

Frect

ZZ

Z

nV

V

nsH

+⋅=⋅= 11

)(,

,

(A.2)

ANEXOS

119

Donde el factor

n

1 es debido a la relación de tensión del devanado secundario sobre el

primario mostrado en (A.3).

primarioundario vn

v ⋅= 1sec

(A.3)

Tomando en cuenta lo anterior y sustituyendo (A.1.1) y (A.1.2) en (A.2) se tiene:

rrACm

ACm

sCsLRsL

RsLsHnM

1)(

++=⋅=

(A.4)

Considerando ωjs → en (A.4) se tiene:

ACm

ACm

rr

ACm

ACm

js

RLj

RLj

CjLj

RLj

RLj

sHnM

+⋅⋅⋅⋅⋅+

⋅⋅+⋅⋅

+⋅⋅⋅⋅⋅

=⋅=→

ωω

ωω

ωω

ω 1)(

(A.5)

Multiplicando numerador y denominador de (A.5) por ACm

ACm

RLj

RLj

⋅⋅⋅+⋅⋅

ωω

se tiene:

( )

⋅⋅⋅+

⋅⋅⋅⋅⋅⋅

⋅⋅+⋅⋅+

=⋅=

⋅⋅⋅+⋅⋅⋅

⋅⋅+⋅⋅⋅+

=⋅=

+⋅⋅⋅⋅⋅+

⋅⋅+⋅⋅⋅

⋅⋅⋅+⋅⋅

⋅⋅⋅+⋅⋅⋅

+⋅⋅⋅⋅⋅

=⋅=

→

→

→

ACm

AC

ACm

m

rr

js

ACm

ACm

r

rr

js

ACm

ACm

rr

ACm

ACm

ACm

ACm

ACm

ACm

js

RLj

R

RLj

Lj

CjLj

sHnM

RLj

RLj

Cj

LCjsHnM

RLj

RLj

CjLj

RLj

RLj

RLj

RLj

RLj

RLj

sHnM

ωωω

ωω

ωω

ωω

ωω

ωω

ωω

ωω

ωω

ω

ω

ω

11

1)(

11

1)(

1)(

2

Simplificando términos se tiene:

ANEXOS

120

⋅⋅+⋅

⋅⋅+⋅⋅+

=⋅=→

mACrr

js

LjRCjLj

sHnM

ωωω

ω111

1

1)(

Multiplicando términos en el denominador se tiene:

⋅⋅−

⋅⋅++⋅⋅+

=⋅=→

mrACm

r

AC

r

js

LCRjL

L

R

LjsHnM

2

111

1)(

ωωωω

Con la finalidad de eliminar la parte imaginaria en denominador de ACr RCj ⋅⋅⋅ω

1

multiplicar término por j

j.

⋅⋅−

⋅⋅−+⋅⋅+

=⋅=

⋅⋅−

⋅⋅⋅⋅

++⋅⋅+

=⋅=

→

→

mrACrm

r

AC

r

js

mrACrm

r

AC

r

js

LCRC

j

L

L

R

LjsHnM

LCRCjj

j

L

L

R

LjsHnM

2

2

11

1)(

111

1)(

ωωω

ωωω

ω

ω

Acomodando términos en denominador se tiene:

⋅⋅−⋅⋅+

⋅⋅−+

=⋅=→

ACrAC

r

mrm

r

js

RCR

Lj

LCL

LsHnM

ωω

ω

ω11

1

1)(

2

(A.5.1)

ANEXOS

121

Con la finalidad de expresar (A.5.1) en términos de Lrel, Q y m se establecen las siguientes

definiciones:

ACrrAC

rr

ACr

r

rr

rsw

r

sw

r

mrel

RCFR

LF

RC

LQ

CL

mFmF

F

Fm

L

LL

⋅⋅⋅⋅=⋅⋅⋅=⋅=

⋅=⋅⋅⋅=⋅⋅=

=

=

ππ

ππω

2

121

22

(A.5.1.1)

(A.5.1.2)

(A.5.1.3)

(A.5.1.4)

Tomando en consideración las definiciones pasadas, y sustituyendo el valor de

rFm ⋅⋅⋅= πω 2 en parte imaginaria del denominador de (A.5.1) se tiene:

−⋅⋅+⋅⋅

−+=

⋅−⋅⋅+⋅⋅

−+=

⋅

⋅⋅⋅⋅−⋅

⋅⋅⋅⋅+⋅⋅

−+

=

mmQj

LCL

M

mQmQj

LCL

M

mRLFm

R

LFj

LCL

M

mrrel

mrrel

ACrrAC

rr

mrrel

1111

1

1111

1

1

2

12111

1

2

2

2

ω

ω

ππ

ω

(A.5.2)

Sustituyendo valor de ω y multiplicando término mr LC ⋅⋅2

1

ω por

r

r

L

L se tiene:

ANEXOS

122

( )

−⋅⋅+

⋅⋅⋅⋅⋅⋅

−+

=

mmQj

LCFmL

L

L

M

rrrm

r

rel

1

2

111

1

2π

(A.5.3)

Finalmente, sustituyendo el valor de Fr en (A.5.3) se obtiene la ecuación de ganancia

característica en el convertidor resonante LLC:

( )( )

−

⋅⋅+

−⋅+

=

−⋅⋅+

−⋅+=

−⋅⋅+⋅

−+=

−⋅⋅+

⋅⋅⋅⋅⋅⋅⋅⋅

−+

=

−⋅⋅+

⋅⋅⋅

⋅⋅⋅⋅⋅⋅

−+

=

sw

r

r

sw

sw

r

rel

relrelrel

relrr

rr

rel

relrr

rr

rel

F

F

F

FQj

F

F

L

M

mmQj

mLmmQj

mLL

M

mmQj

LLCm

CL

L

M

mmQj

LLCCL

mL

M

2

22

2

2

2

11

1

1

111

11

1

1111

1

1

2

211

1

1

2

12

111

1

ππ

ππ

(A.5.4)

ANEXOS

123

Anexo 2. Procedimiento de diseño del transformador integrado (transformador +Lr)

El método de diseño que se utilizó para elaborar el transformador es una variante del

producto de áreas. En la tabla B.1 se enlistan los parámetros que serán de utilidad para el

diseño del transformador integrado.

Tabla B.1. Parámetros de diseño del transformador integrado

Especificaciones de diseño Valores

Tensión de entrada mínimo [Vin,min] 126VCD

Tensión de entrada nominal [Vin,nom] 176VCD

Tensión de entrada máximo [Vin,max] 198VCD

Tensión promedio de salida [VO] 12VCD

Corriente promedio de salida [IO] 5.5A

Potencia de salida [PO] 66W

Frecuencia de resonancia [Fr] 100kHz

Corriente rms en el devanado primario [Irms(prim)] 1.74A

Corriente rms en el devanado secundario [Irms(sec)] 6.1A

Resistencia equivalente de carga [RAC] 130.2Ω

Factor de calidad [Q] 0.3

Relación de inductancias LP/Lr [Lrel] 5

Densidad de corriente [ρ] 400A/cm2

Ganancia mínima [Mmin] 1.11

Ganancia nominal [Mnom] 1.16

Ganancia máxima [Mmax] 1.6

Frecuencia mínima de operación [Fmin] 64kHz

Frecuencia nominal de operación [Fnom] 90kHz

Frecuencia máxima de operación [Fmax] 104khZ

La metodología de diseño se desarrolla mediante una serie de pasos como se muestra a

continuación [1, 2]:

Paso 1. Seleccionar el tipo de núcleo adecuado para el transformador.

La elección del tipo de núcleo del transformador es una de las tareas más importantes en

el diseño de un componente magnético. Se debe prestar especial atención en el tipo de

material del núcleo, porque de ello dependerá su correcto funcionamiento en un intervalo de

frecuencias establecido y evitará la saturación del mismo. En la tabla B.2 se muestran diversos

tipos de núcleos adecuados para la aplicación.

Tabla B.2. Frecuencia de operación de los posibles materiales magnéticos a utilizar

Tipo de material Frecuencia de operación [kHz]

3C30 <200

3C85 <200

3C90 <200

3C93 <300

ANEXOS

124

Como se puede observar, cualquiera de los materiales descritos en la tabla B.2 pueden ser

utilizados para el nivel de frecuencia máxima que maneja la aplicación Fmax<120kHZ. Sin

embargo, el único material de ferrita disponible el almacén fue el 3C85. Por tanto, el material

3C85 será el seleccionado.

Paso 2. Seleccionar la densidad de flujo máxima (βmax).

De acuerdo con el fabricante de componentes magnéticos Ferroxcube, la densidad de

flujo máxima para un material del tipo 3C85 es de 3300G @100°C. Para garantizar el buen

funcionamiento del transformador, se debe de cumplir con la siguiente condición de diseño.

G3300max =β

Gop 19417.1

maxmax == ββ

(B.1)

(B.1.1)

Paso 3. Seleccionar el producto de áreas ( AeAc ⋅ ).

Para encontrar el producto de áreas del núcleo adecuado para la aplicación se utilizará la

siguiente ecuación:

( ) ( )opr

O

F

xPKAeAc

max

31010

βρ⋅

⋅⋅⋅=⋅

( ) ( ) 432

925.01941100

1010/4006668.0cm

GkHz

xcmAWAeAc =

⋅⋅⋅⋅=⋅

(B.2)

(B.2.1)

En la tabla B.3 se muestran los tipos de núcleos disponibles en el laboratorio con sus

respectivos productos de áreas.

Tabla B.3. Productos de áreas en los tipos de núcleos disponibles en el laboratorio

Tipo de núcleo Producto de áreas [cm4]

ETD49/25/16 4.41 ETD54/28/19 7.56

ETD59 13.25 EC70 5.88 RM14 3.32

E25/10/6 0.146

E55 12.18 E65/32/27 28.6

Como se puede observar, el núcleo que presenta un producto de áreas más cercano al

calculado en (B.2.1) es el RM14. Por tanto el núcleo seleccionado será el RM14 de material

3C85.

ANEXOS

125

Paso 4. Cálculo de la relación de transformación (n).

El valor de la relación de transformación se determina como sigue:

( ) min

max,

2M

VV

Vn

FO

in ⋅+⋅

=

( )( ) 5.8

9.0122

11.1198 =+⋅=

VV

Vn

(B.3)

(B.3.1)

Paso 5. Cálculo del número de vueltas mínimo en el devanado primario min,p% .

El número de vueltas mínimo en el devanado primario del transformador, se calcula

empleando la siguiente ecuación:

( )AeF

VVn% FO

p ⋅⋅⋅+⋅=βmin

min,2

( )vueltas

mxTkHz

VV% p 38.12

1098.135.0642

9.0125.824min, =

⋅⋅⋅+= −

(B.4)

(B.4.1)

Paso 6. Cálculo del número de vueltas en el devanado secundario S% .

Una vez determinado min,p% , el siguiente paso consistirá en encontrar la combinación

óptima entre el número de vueltas del primario Np y secundario S% , de tal forma que se

respete la condición establecida por:

min,pSp %%n% >⋅= (B.5)

La tabla B.4, muestra las posibles alternativas obtenidas a través de (B.5) para

determinar el número de vueltas en el devanado primario y secundario.

Tabla B.4. Determinación de Np y NS

Nsec Sp %n% ⋅= Observaciones Opciones

1 8.5 Np < min,p% ∴ No cumple con la condición 1

2 17.037 Np > min,p% ∴ Sí cumple con la condición 2



ANEXOS

126

Como se puede observar en la tabla B.4, las opciones 2, 3 y 4 son las que cumplen con la

condición propuesta en (B.5).

El criterio de selección del número de vueltas, se realizó implementando de forma física

las opciones 2,3 y 4 mostradas en la tabla B.4. Lo anterior, con la finalidad de obtener datos

magnéticos característicos relacionados con el valor de LP y Lr. La opción 3 fue la que presentó

los valores más cercanos a los requeridos, por tanto será la elegida.

De acuerdo con la opción 3, el número de vueltas en el devanado primario y secundario

es:

vueltas% P 265.25 ≅=

vueltas%S 3=

(B.6)

(B.7)

Paso 7. Cálculo del número de calibre en el devanado primario y secundario.

Devanado primario

)( primprim IrmsÁrea ⋅= ρ

..680 mcÁrea prim =

(B.8)

(B.8.1)

El calibre mas cercano al obtenido en (B.8.1) es el siguiente:

Por lo tanto, el calibre AWG#22 será el elegido.

Devanado secundario

(sec)sec IrmsÁrea ⋅= ρ

..1044.2 3

sec mcxÁrea =

(B.9)

(B.9.1)

El calibre mas cercano al obtenido en los cálculos es el siguiente:

Por lo tanto, el calibre AWG#16 será el elegido.

Nota. Para la implementación práctica se utilizó hilo de litz con calibre aproximado a los

calculados en el devanado primario y secundario.

AWG#22761.7 c.m.

AWG#162905 c.m.

ANEXOS

127

Paso 8. Estrategia de construcción del transformador.

Cuando el convertidor LLC requiere de una inductancia resonante Lr grande, se

recomienda construir el transformador con un embobinado seccional. Es decir, una sección del

carrete le corresponderá al devanado primario, y la restante al secundario. Esto es, sin mezclar

capas del devanado primario con el secundario y viceversa. En la figura B.1 se muestra la forma

en la cual se construyó el transformador.

Figura B.1. Estructura interna del transformador implementado

Paso 9. Estrategia de medición de parámetros magnéticos en el transformador.

Los parámetros Lp y Lr calculados con anterioridad, pueden ser medidos de acuerdo a lo

que se establece en la tabla B.5.

Tabla B.5 Estrategia de medición de los parámetros magnéticos

Parámetro Forma de medición

Lp Se mide con los devanados del secundario en circuito abierto

Lr Se mide con los devanados del secundario en corto circuito

Por último, los valores de los parámetros magnéticos medidos en el transformador

implementado se muestran en la tabla B.6.

Tabla B.6. Valores de los parámetros magnéticos medidos en el transformador

Longitud GAP gl [mm] Lp [uH] Lr[uH]

0.5 700 68

0.8 550 67

1.1 313 65

Como se puede notar, los valores obtenidos de Lp y Lr con una longitud de entrehierro

mmlg 1.1= (obtenida a través de un procedimiento de medición iterativo) son muy cercanos a

los calculados a través de la metodología de diseño.

ANEXOS

128

Paso 10. Implementación del transformador diseñado

A continuación se muestra una serie de figuras que describen con detalle la construcción

e implementación final del transformador de potencia.

En la figura B.2 se muestran los diferentes diseños que se realizaron para el

transformador de potencia.

Opción 2Opción 3Opción 4

Figura B.2. Diferentes diseños del transformador de potencia

La figura B.3 muestra de forma rápida los pasos que se llevaron a cabo para realizar el

proceso de construcción del transformador de potencia.

Figura B.3. Procedimiento de construcción del transformador de potencia

Por último, la figura B.4 muestra la implementación final del transformador de potencia.

Figura B.4. Transformador de potencia realizado

ANEXOS

129


[1] Colonel Wm, T. Maclyman. “Transformer and Inductor Design Handbook”. Third

Edition, revised and expanded, 2004, Kg Magnetics Inc.



September, 2007.

ANEXOS

130

cenidet vicente amad… · son una fuente de inspiración para seguir preparándome. a mis...

Documents