sistema sensor para el monitoreo de la presion …
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SISTEMA SENSOR PARA EL MONITOREO DE LA PRESION PLANTAR
AUTOR: Juan Camilo Bustamante
DIRECTOR: Margarita Narducci, PhD
FACUTAD DE INGENIERIA
DEPARTAMENTO DE ELECTRONICA
BOGOTA D.C. MAYO DE 2018
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Agradecimientos
Agradezco a mis padres Juan Enrique y María Fernanda y a mi hermano Daniel por su
gran apoyo durante este proceso de aprendizaje y por su increíble forma de ver al mundo
desde una perspectiva matemática. Adicionalmente quisiera agradecer a la directora cuya
paciencia y ayuda hacen de este trabajo de grado una realidad. Finalmente, a Laura, que
en medio de las dificultades y los retos de mi vida me ha acompañado y apoyado
incondicionalmente.
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Contenido 1. INTRODUCCION ................................................................................................................ 4
2. MARCO TEORICO .............................................................................................................. 5
2.1 Enfermedades relacionadas con presión plantar ........................................................... 5
2.2 La presión plantar y características de la señal ............................................................. 6
2.3 Sistemas de medida de presión plantar.......................................................................... 7
2.4 Sensores de presión de contacto .................................................................................... 8
2.5 Sensor de temperatura / Efecto de la temperatura ....................................................... 10
2.6 Topologías circuitales para sensores de presión .......................................................... 11
3. OBJETIVOS ....................................................................................................................... 15
3.1 OBJETIVO GENERAL .............................................................................................. 15
3.2 OBJETIVOS ESPECIFICOS ...................................................................................... 15
3.3 REQUERIMIENTOS Y LIMITACIONES ................................................................. 15
4. DESARROLLO .................................................................................................................. 16
4.1 Arquitectura general de la solución ............................................................................. 16
4.2 Sensor de Presión y adaptación electrónica ................................................................ 16
4.2.1 Selección del sensor de presión ........................................................................... 16
4.2.2 Simulaciones de la etapa de adaptación .............................................................. 20
4.2.3 Simulaciones de Amplificación y filtrado ........................................................... 23
4.3 Sensor de Temperatura y sincronización ..................................................................... 27
4.4 Sistema de adquisición ................................................................................................ 27
4.5 Sistema de visualización ............................................................................................. 31
5. PROTOCOLO DE PRUEBAS ............................................................................................ 32
5.1 Prueba de la etapa de adaptación ................................................................................. 32
5.2 Prueba del Sensor ........................................................................................................ 32
5.3 Prueba de la deriva por temperatura. ........................................................................... 33
5.4 Validación del sistema ................................................................................................ 33
6. EXPERIMENTACION Y ANALISIS DE RESULTADOS ............................................... 33
6.1 Pruebas etapa de adaptación ........................................................................................ 34
6.2 Pruebas del Sensor ...................................................................................................... 36
6.3 Prueba de Deriva por Temperatura. ............................................................................ 38
6.4 Validación del sistema ................................................................................................ 40
7. CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES .................................................................. 41
8. BIBLIOGRAFIA ................................................................................................................. 41
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1. INTRODUCCION
Según la Organización Mundial de la Salud el gasto global en salud en el año 2012 fue de 6.5 trillones
de dólares [1], de estos 6.5 trillones de dólares, 67 billones corresponden a problemas de salud derivados
del sedentarismo [2]. La principal causa de este alto costo son las enfermedades degenerativas y
progresivas derivadas del sedentarismo, que requerirían de monitoreo y medicación constante.
Enfermedades como la diabetes, los problemas coronarios y la obesidad se encuentran en la lista de
enfermedades relacionadas al sedentarismo. En este entorno un dispositivo que sea capaz de mantener
un monitoreo permanente de variables asociadas al sedentarismo, que pueda adicionalmente registrar la
evolución de un paciente y, eventualmente realizar un diagnóstico y control sobre la rutina física de los
sujetos a través de alarmas, podría reducir el sedentarismo y las enfermedades crónicas y degenerativas,
para mejorar la calidad de vida de las personas sin interrumpir sus actividades diarias. Adicionalmente
un sistema con estas características ayudaría a disminuir el costo asociado al tratamiento de estas
enfermedades.
Debido al problema expuesto anteriormente, se buscó desarrollar una solución de bajo costo que cuente
con una resolución y estabilidad apropiada para monitorear la variable: presión plantar. Este dispositivo
va a contar con un sensor capacitivo, que a través de un sistema de adquisición pueda determinar la
presión plantar en un punto específico, ajustando su medida a la temperatura actual en el pie, para ser
monitoreada por el usuario en un display.
En el presente informe se detalla el proceso de diseño e implementación de la etapa de adaptación
electrónica, la configuración de la tarjeta de desarrollo y la implementación del control de deriva por
temperatura. Este proceso parte desde el capítulo 2, en el cual se expone el marco teórico que envuelve
los conceptos aplicados en este desarrollo, los cuales incluyen: características y análisis de las señales
deseadas, diferentes tipos de transductores de presión y topologías de adaptación electrónica y
finalmente control de deriva por temperatura. En el capítulo 3 se plantean los objetivos, las
especificaciones y limitaciones del sistema. Posteriormente el capítulo 4 se reúnen los conceptos
necesarios para explicar el diseño y la implementación en hardware. Una vez implementado en
hardware, en el capítulo 5 se incorpora un protocolo de pruebas que permita caracterizar y comprobar
el funcionamiento del sistema y de cada uno de sus bloques. Finalmente, en el capítulo 6 se analiza el
alcance y el desempeño del sistema para concluir con recomendaciones y futuros desarrollos basados
en los resultados obtenidos.
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2. MARCO TEORICO
2.1 Enfermedades relacionadas con presión plantar
Los pies del ser humano contienen una cantidad considerable de información sobre la salud,
esto se ve evidenciado en la cantidad de enfermedades relacionadas con los pies. Las ulceras,
una de las condiciones más comunes en los pies, pueden indicar enfermedades como la diabetes,
la ateroesclerosis, Fenómeno de Raynaud o incluso problemas circulatorios [3]. Una forma de
detectar las ulceras es el cambio en la presión plantar de un paciente, ya que estas deforman el
pie y cambian los puntos de apoyo.
Figura 1: Evolución de las Ulceras en la planta del pie de un paciente con diabetes, ilustración tomada de [4].
En la Figura 1, se muestra la evolución de una ulcera en la planta del pie para un paciente con
diabetes, en principio, esta se presenta como una úlcera lo cual genera una zona de baja presión
plantar ya que el tejido va despareciendo hasta que eventualmente se forma un absceso[4]. Una
vez se forma el absceso, hay una alta probabilidad de que este degenere en gangrena, en la cual
ya se muere el tejido, y se presenta como una zona de muy baja presión plantar, ya que el punto
de apoyo en el tejido desparece por completo.
Es importante mencionar que los problemas circulatorios, las enfermedades coronarias y la
diabetes están fuertemente asociados al sedentarismo, el cual puede ser monitoreado mediante
la presión plantar para detectar los movimientos del paciente.
Los cambios de presión plantar, especialmente en medidas estáticas, pueden significar ya sea
un cambio en el arco del pie o una ulcera en formación. Otras enfermedades que pueden ser
detectadas con el cambio de la presión plantar son: Parálisis Cerebral, Espina Bífida y Derrame
Cerebral las cuales representan una amenaza importante contra la vida [5]. La evolución de estas
enfermedades puede ser monitoreada con los cambios en el arco de la planta del pie. La mayoría
de estas enfermedades representan evoluciones lentas en términos de presión plantar, con
cambios muy sutiles y en la mayoría de los casos difíciles de detectar.
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Figura 2: Comparación entre un pie normal y un pie con el arco elevado (Pes Cavus), ilustración tomada de [6].
En la Figura 2 se realiza una comparación grafica entre un pie normal, y un pie que tiene el arco
elevado, que como se había mencionado anteriormente, puede indicar una enfermedad en
desarrollo. El principal indicativo de arco elevado es una zona de baja presión en la zona media
del pie, y un aumento de presión en la zona delantera.
2.2 La presión plantar y características de la señal
La presión plantar es una medida de la presión en el área de la planta del pie. Esta medida
generalmente se realiza en kPa o en psi y está fuertemente asociada a la posición, la actividad y
al peso de la persona que está siendo medida. En [7], se analiza la señal de presión plantar a
profundidad, concluyendo que los rangos de presión normales se encuentran entre los 0-1900
kPa (0-275 psi) en casos extremos (nivel deportivo) y 0-800 kPa (0-116 psi) en uso cotidiano.
Adicionalmente se plantea el ancho de banda de la señal entre 0-200 Hz, que considera los
valores de presión plantar mientras la persona se mantiene estática y mientras camina o corre.
Figura 3: Medición de la Presión Plantar (Escala de 0 a 27 psi), imagen tomada de [8].
En la Figura 3, se muestra una medición de la presión plantar realizada con un Matscan, que es
una placa de sensado especialmente diseñada para medir esta variable [8]. En este caso en
particular se visualiza la medición como mapa de calor, que es una de las formas en las cuales
se representa esta medida a nivel comercial. En este caso la medida es estacionaria, lo cual
significa que la frecuencia no supera los 10 Hz y la presión no sobrepasa los 800 kPa (116 psi).
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Figura 4: Medición de la presión en un pie diabético, imagen tomada de [9]
En la Figura 4, se muestra una medición de la presión plantar en un pie diabético, es importante
mencionar que esta medida es estática. Como se aprecia en la imagen, la presión pico en el pie
es de 300 kPa en el área del talón y en el antepié. En este caso en particular se nota una carga
anormal en el pie, lo cual puede indicar una ulcera en formación.
2.3 Sistemas de medida de presión plantar
En la actualidad, se encuentran disponibles en el mercado distintos sistemas y sensores
diseñados para la medida de presión plantar, a continuación, se presentan algunos de los sistemas
y sensores que se utilizan en el mercado. Es importante mencionar que los sensores utilizados
para la presión plantar son de contacto debido a que deben soportar la aplicación de fuerza
directamente sobre su superficie
Nombre Tipo de
Sensor
Aplicación Presentación Cantidad
de Sensores
Precio Especificaciones
(Rangos de
Presión,
Resolución)
Tekscan
Pressure
Mapping
Plate
(Matscan)
Capacitivo Kioskos
Dr.Scholls,
Ortopedia
general
“Force Plate” 250,000 1000-
2000
USD
0-800 kPa
Resolución 2 kPa
Tekscan
Flexiforce
Piezoelectrico Sistemas de
medicion de
fuerzas.
Sensor unitario. 1 67 USD N/A
PPS Capacitivo Rendimiento
deportivo,
Adecuacion de
calzado de alto
rendimiento
Suelas flexibles 25
500 USD 0-2000 kPa,
Resolución 8 kPa
Go-Tec
Sensor
Capacitivo Pie Diabetico,
Ortopedia
general
“Force Plate” 2,304 N/A 0-900 kPa,
Resolución 5 kPa
Boditrak Resistivo Ortopedia
General
“Force Plate” N/A 300 USD 0-1200 kPa.
Tekscan F-
Scan
Resistivo Ortopedia,
“Smart Shoes”
Suelas Flexibles 3.9 / cm2 600USD 0-1000 kPa
Resolución 4 kPa
Tabla 1: Comparación de sensores y sistemas existentes.
En la Tabla 1, se muestra una comparación de sistemas de medición de presión plantar
disponibles en el mercado. Con base en esta tabla, se propone una solución de bajo costo, basada
en un sensor de alta resolución que permita hacer medidas dentro del rango de 0-800 kPa.
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2.4 Sensores de presión de contacto
Para la medición de presión de contacto se utilizan una variedad de sensores que operan bajo
diferentes principios físicos. A continuación, se presentan y analizan algunas de las diferentes
técnicas de medición de presión de contacto: Piezoeléctrica, piezoresistiva y capacitiva.
Los sensores de presión piezoeléctricos producen un voltaje en respuesta a una presión aplicada
debido al efecto piezoeléctrico el cual esta descrito por las siguientes ecuaciones:
𝑆 = [𝑠𝐸]𝑇 + [𝑑𝑇]𝐸
𝐷 = [𝑑]𝑇 + [𝜀𝑇]𝐸
Ecuaciones tomadas de [10].
Estas ecuaciones representan la relación entre presión (S), stress (T), desplazamiento (D) y
campo eléctrico (E). s representa la matriz de coeficientes de conformación, mientras que d
representa la matriz de coeficientes de acoplamiento piezoeléctrico. Finalmente, 𝜀 representa la
permitividad eléctrica del material.
Una de las grandes ventajas de este tipo de sensores es que, al producir un voltaje en respuesta
a la presión, se simplifica la adecuación del sensor a un sistema de adquisición, sin embargo,
debido a su alta impedancia, son susceptibles a ruido [11]. Otra de las desventajas de este sensor
es su precio con respecto a los otros sensores. En la Figura 5, se aprecia el diagrama funcional
del sensor piezoeléctrico, en cual se puede visualizar el principio de funcionamiento descrito
anteriormente.
Figura 5: Sensor piezoeléctrico de presión, imagen tomada de [12].
Otro tipo de sensor de presión de contacto es el piezoresistivo, el cual cuenta con una membrana
flexible en que la se encuentras elementos resistivos en sus extremos. El funcionamiento básico
del sensor consiste en un cambio de resistencia en respuesta a una deflexión de la membrana en
respuesta a la presión aplicada. Estos tienden a ser más delicados que los piezoeléctricos debido
a las zonas de la alta tensión mecánica generada por la presión aplicada [13]. Adicionalmente,
los sensores piezoresistivos son más susceptibles a ruido térmico debido a las zonas dopadas
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para generar las resistencias. Los sensores piezoresistivos funcionan bajo los parámetros dados
por la siguiente ecuación:
𝑉𝑟 = 𝑅0𝐼 [1 + 𝜋𝐿𝜎𝑥𝑥 + 𝜋𝑇(𝜎𝑦𝑦 + 𝜎𝑧𝑧)]
Ecuación tomada de [14]
En la anterior ecuación se relaciona el voltaje sobre la resistencia en un sensor piezoeléctrico
(𝑉𝑟) de acuerdo a las componentes longitudinal (𝜋𝐿) y transversal (𝜋𝑇) de los coeficientes
piezoresistivos, las componentes de stress por tensión (𝜎𝑥𝑥) (𝜎𝑦𝑦) (𝜎𝑧𝑧) la resistencia de
referencia (𝑅0) y la corriente que pasa por el sensor (𝐼).
Un montaje típico de un sensor de presión piezoresistivo se muestra en la Figura 6 a
continuación:
Figura 6: Sensor piezoresistivo de presión, imagen tomada de [8].
Además de los sensores piezoeléctricos y piezoresistivos, existe un tercer tipo de sensor de
presión utilizado comúnmente, que es el sensor capacitivo. El sensor capacitivo es un sensor
cuyo funcionamiento se basa en un cambio de capacitancia proporcional a la presión sobre la
membrana flexible, que produce una deflexión en las placas paralelas que componen el sensor
[12]. Este tipo de sensor es altamente resistente al ruido y tiene una gran sensibilidad a cambios
sutiles de presión. Sin embargo, estos sensores tienen una serie de desventajas, En primer lugar,
para factores de escala reducidos, la capacitancia de referencia de estos sensores tiende a ser
baja, esto significa que los cambios en presión se traducen a cambios mínimos de capacitancia
(del orden de femto Faradios) lo cual dificulta su adaptación electrónica. En segundo lugar, estos
sensores son propensos a ruido por vibración y aceleración debido a la construcción de la
membrana. A continuación, se muestra el principio de funcionamiento de estos sensores.
El cambio de la capacitancia en el sensor esta descrito por la siguiente relación:
𝐶 = 𝜀𝐴
𝑑
Ecuación tomada de [15]
En la anterior ecuación se describe el cambio de la capacitancia C de acuerdo con la constante
dieléctrica 𝜀 , el área efectiva A y la deflexión de la placa d.
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figura 7:: Sensor Capacitivo de presión, imagen tomada de [16]
En la anterior figura se muestra el esquemático básico del sensor capacitivo, en el cual se ve la
membrana y la cavidad con la cual se varia la capacitancia con respecto a la deformación de la
membrana.
Además de la variedad de sensores disponibles, hay diferentes métodos de fabricación de
sensores, entre ellas, una de las más modernas es MEMS (Micro-Electro-Mechanical Systerms),
que son, como sus siglas lo indican, sistemas Micro-ElectroMecanizados. Estos sistemas
abarcan los microsensores, que es un área tecnológica en crecimiento ya que no solo
miniaturizan los componentes, sino que facilitan su construcción e integración con tecnologías
IC (Integrated Circuits). Adicionalmente, se tiene la ventaja que al utilizar la tecnología CMOS-
MEMS, se pueden utilizar técnicas de construcción de circuitos integrados con los cuales se
pueden ubicar varios sensores en un mismo substrato, esto no solo reduce el costo de fabricación
de muchos dispositivos, sino también facilitan el diseño de sistemas de alta complejidad [17].
En el caso particular de este trabajo de grado, se planea trabajar con un sensor capacitivo de
presión basado en tecnología CMOS-MEMS.
2.5 Sensor de temperatura / Efecto de la temperatura
En conjunto con los sensores de presión, se utiliza un sensor de temperatura. Este sensor se
utiliza para controlar la deriva del sensor de presión presente en cambios de temperatura. En
general, debido a las propiedades de los materiales, los sensores de presión tienden a cambiar
su salida en proporción de la temperatura [18], por tal motivo es preciso calibrar los sensores de
presión monitoreando la temperatura en el área alrededor del sensor. Para realizar esta
calibración, se implementa un sistema de compensación de la deriva, con el cual se puede ajustar
el sistema de adquisición para compensar los cambios de la medida según la temperatura. En la
mayoría de los casos, la compensación de la deriva es proporcional, ya que en el rango de
temperatura de esta aplicación (25 °C a 38 °C), la deriva causa un cambio lineal en la lectura
del sensor [19]. La deriva por temperatura de un sensor esta descrita por la siguiente ecuación:
𝑦 = (𝑎0 + 𝑎1𝑇) + (𝑏0 + 𝑏1𝑇)
Ecuación tomada de [19]
En la ecuación anterior, la deriva esta modelada linealmente, en donde:
𝑎0 = 𝑜𝑓𝑓𝑠𝑒𝑡 𝑎 𝑡𝑒𝑚𝑝𝑒𝑟𝑎𝑡𝑢𝑟𝑎 𝑎𝑚𝑏𝑖𝑒𝑛𝑡𝑒
𝑎1 = 𝑜𝑓𝑓𝑠𝑒𝑡 𝑎 𝑙𝑎 𝑡𝑒𝑚𝑝𝑒𝑟𝑎𝑡𝑢𝑟𝑎 𝑑𝑒 𝑙𝑎 𝑚𝑒𝑑𝑖𝑑𝑎
𝑏0 = 𝑡𝑎𝑧𝑎 𝑑𝑒 𝑐𝑎𝑚𝑏𝑖𝑜 𝑑𝑒 𝑙𝑎 𝑚𝑒𝑑𝑖𝑑𝑎 𝑎 𝑡𝑒𝑚𝑝𝑒𝑟𝑎𝑡𝑢𝑟𝑎 𝑎𝑚𝑏𝑖𝑒𝑛𝑡𝑒
𝑏1 = 𝑡𝑎𝑧𝑎 𝑑𝑒 𝑐𝑎𝑚𝑏𝑖𝑜 𝑑𝑒 𝑙𝑎 𝑚𝑒𝑑𝑖𝑑𝑎 𝑎 𝑡𝑒𝑚𝑝𝑒𝑟𝑎𝑡𝑢𝑟𝑎 𝑑𝑒 𝑙𝑎 𝑚𝑒𝑑𝑖𝑑𝑎
𝑇 = 𝑇𝑚𝑒𝑑𝑖𝑑𝑎 − 𝑇𝑎𝑚𝑏𝑖𝑒𝑛𝑡𝑒
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Figura 8: Efecto de la temperatura en sensores de presión, imagen tomada de [20]
En la Figura 8 se muestra el efecto de la temperatura en la medida de presión, que como se
describió anteriormente consiste en un cambio lineal.
Para utilizar los sensores de temperatura para el control de deriva, se deben utilizar sensores de
temperatura de contacto. En el caso del control de deriva, la resolución del sensor es altamente
relevante, ya que la respuesta ante la temperatura de un sensor de presión puede deberse a
variaciones de temperatura del orden de 0.1 °C [19].
2.6 Topologías circuitales para sensores de presión
La topología más utilizada para la lectura de sensores de presión es el puente de Wheatstone,
especialmente para sensores piezoresistivos y capacitivos ya que estos son elementos pasivos
que cambian su valor debido a la presión ejercida sobre ellos.
Figura 9: Topología básica de un Wheatstone Bridge, ilustración tomada de [22].
Como se aprecia en la Figura 9, el puente de Wheatstone es, en su forma más básica, un arreglo
de 4 resistencias que permiten tener una salida de voltaje diferencial entre los puntos de
encuentro de cada par de resistencias en serie. Esta salida diferencial es la clave del puente de
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Wheatstone, ya que, al variar la resistencia de cualquiera de los dos lados del puente, se genera
una diferencia de potencial [22]. Adicionalmente, el puente de Wheatstone es una solución de
bajo costo, debido al uso de elementos pasivos, y de bajo consumo ya que solo necesita una
fuente de voltaje para su funcionamiento.
Además del puente de Wheatstone resistivo, existen otras topologías, como por ejemplo el
puente de Wheatstone capacitivo [23]. El principio de funcionamiento del puente capacitivo es
el mismo que el resistivo sin embargo su topología es un poco diferente.
Figura 10: Puente de Wheatstone Capacitivo, ilustración tomada de [24].
Como se muestra en la Figura 10, en vez de las resistencias en el “brazo” derecho del puente, se
encuentran dos condensadores, uno de ellos el sensor, y el otro un condensador de referencia.
En la figura se observa el condensador Cx como condensador de sensado y R2 variable, en este
caso en particular R2 puede ser utilizado para ajustar el balance del puente. El puente es excitado
por una señal AC, por lo tanto, el voltaje de salida estará modulado en amplitud de manera
proporcional al cambio en Cx.
Cuando el puente se encuentra balanceado se cumple la siguiente relación:
𝐶𝑥 = 𝐶1 (𝑅1
𝑅2)
Esta relación facilita la implementación del puente de Wheatstone capacitivo como medidor de
capacitancia ya que se pueden establecer R1 y R2 iguales y C1 estático, para que el balance del
puente dependa exclusivamente del cambio en capacitancia de Cx. Con estas consideraciones
en mente la relación de voltaje es de la siguiente forma
𝑉𝑑𝑖𝑓𝑓 = 𝑉𝑖𝑛(𝑍𝑅2
𝑍𝑅1 + 𝑍𝑅2−
𝑍𝐶𝑥
𝑍𝑐1 + 𝑍𝐶𝑥)
Esta topología facilita la medida de los sensores capacitivos en dos aspectos, el primero es la
baja complejidad del montaje y la segunda es el hecho de que la salida de este circuito sea un
voltaje diferencial.
Además del puente de Wheatstone, hay otras técnicas para medir capacitancia, una de ellas es
utilizar el sensor capacitivo como componente de un oscilador y así por medio de la presión,
cambiar la frecuencia central. Este método resulta costoso y complejo debido a que el oscilador
tiene que ser muy sensible a los cambios de capacitancia, ya que el cambio de frecuencia tiene
que representar la resolución deseada del sistema. Adicionalmente, se debe realizar la medida
por detección de cambios de frecuencia lo cual complica mayor complejidad en la etapa de
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adaptación electrónica [24]. La ventaja de este sistema es que evita el uso de un convertidor
analógico-digital. A continuación, se muestra un esquemático básico de un temporizador
utilizado para medir capacitancia.
Figura 11: Esquemático de temporizador utilizado para medir capacitancia, imagen tomada de [24].
Como se aprecia en la Figura 11, se utiliza un microcontrolador para leer la salida del
temporizador, y poder contar los pulsos para establecer la frecuencia del temporizador la cual
esta relacionada a la capacitancia de la siguiente manera:
𝐹 =1
𝐶 ∗ (𝑅1 + 2𝑅2) ∗ 𝑙𝑛2
Ecuación tomada de [24]
Otra de las técnicas utilizadas para la medición de sensores capacitivos involucra los
amplificadores de transimpedancia, los cuales están diseñados para convertir una señal de
corriente en una señal de voltaje. Estos amplificador son utilizados para el manejo de sensores
de alta impedancia, y sirven como convertidores de capacitancia a voltaje.
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Figura 12: Amplificador de transimpedancia implementado con sensor capacitivo, imagen tomada de [25].
La topología presentada en la Figura 12 muestra la implementación de un amplificador de
transimpedancia como convertidor capacitancia – voltaje, en el cual se aprovecha el
funcionamiento del amplificador de transimpedancia para traducir los cambios en capacitancia
en cambios en voltaje [25]. Estos dispositivos cuentan con una alta resistencia contra el ruido y
un buen manejo de sensores de alta impedancia, sin embargo, debido al costo relativamente
elevado y la susceptibilidad ante capacitancias parasitas, se presenta como una opción de alta
complejidad frente al puente de Wheatstone.
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3. OBJETIVOS
3.1 OBJETIVO GENERAL
Diseñar e implementar un sistema de adquisición y monitoreo de señales de presión
plantar.
3.2 OBJETIVOS ESPECIFICOS
a. Diseñar e implementar la etapa de instrumentación del sensor de presión.
b. Seleccionar e integrar un módulo de conversión Analógica-Digital.
c. Diseñar e implementar un módulo de monitoreo de la presión en un display.
d. Diseñar un protocolo de pruebas de laboratorio para evaluar el funcionamiento
del sistema de medición de presión.
e. Evaluar el desempeño del sistema.
3.3 REQUERIMIENTOS Y LIMITACIONES
Resolución 2 kPa
Ancho de Banda 200 Hz
Rango de presión 0-800 kPa
Alimentación: Dual 5 V, -5 V
Sistema limitado a 1 solo sensor.
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4. DESARROLLO
En el presente trabajo de grado, se propone desarrollar un sistema de adquisición y compensación
alrededor de un sensor de presión capacitivo. A partir de esta idea general, se plantea la siguiente
arquitectura:
4.1 Arquitectura general de la solución
Figura 13: Diagrama en bloques de la solución propuesta.
En la Figura 13 se muestra el diagrama en bloques propuesto para la solución de la temática de
este trabajo de grado. Esta solución está compuesta por 8 bloques fundamentales:
1. Sensor de presión y puente de Wheatstone: Este bloque se encarga de acondicionar la
señal del sensor de presión y convertirla en una señal diferencial de voltaje.
2. Amplificación: En la amplificación se acota la señal en un rango tal que se proporcione
la resolución y rango de lectura deseados.
3. Filtro: El filtro de esta aplicación se utiliza para limitar la señal en banda y evitar ruido
de alta frecuencia.
4. Detector de Envolvente: Se utiliza para capturar la señal de interés, ya que el puente de
Wheatstone necesita una señal de excitación que es utilizada como la portadora de la
señal de interés.
5. ADC: El ADC se utiliza para convertir la señal analógica obtenida en una señal digital
para ser interpretada en una tarjeta de desarrollo.
6. Sensor de Temperatura: El sensor de temperatura se utiliza para tener una temperatura
de referencia con la cual se pueda controlar la deriva del sensor de presión.
7. Tarjeta de Desarrollo: En este bloque se procesan las señales obtenidas para ser
visualizadas correctamente por el usuario
8. PC: bloque se utiliza como medio de visualización y procesamiento de la señal.
4.2 Sensor de Presión y adaptación electrónica
4.2.1 Selección del sensor de presión
Para este trabajo de grado, se consideró utilizar el primer sensor MEMS capacitivo y de
contacto, disponible comercialmente. Este sensor se pensó como una opción viable ya que
su tamaño de 1.2mm x 0.6mm x 0.5mm y su resolución de 1fF/mbar lo hacen atractivo
como una posible mejora de los sistemas que actualmente existen.
El sensor mencionado anteriormente es producido por Protron Mikrotechnik. El cual tiene
un arreglo de capacitores compuesto por 16 membranas deformables de poly-silicio
construidas sobre electrodos aislados. Adicionalmente el material no conductivo basado en
silicio minimiza las capacitancias parásitas en el sustrato [25].
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A continuación, se muestra una imagen del sensor en su empaque:
Figura 14: Sensor capacitivo de presión MEMS en su empaque, imagen tomada de [26].
El sensor escogido cuenta con las siguientes especificaciones:
Alta sensitividad: 1fF/mbar.
Rango de medición 30 kPa – 800 kPa
Tamaño del chip: 1.2mm x 0.6mm x 0.5mm
Tamaño de cada sensor/membrana 6,4 × 10−9 𝑚2.
Capacitancia de referencia:10 pF.
Este sensor cuenta con 2 rangos de medida con diferentes comportamientos dentro de su
rango general, de 30 kPa a 130 kPa y de 200 kPa a 800 kPa.
El primero de estos rangos tiene el siguiente comportamiento según el fabricante:
Figura 15: Capacitancia vs Presión (Rango de baja presión), imagen tomada de [26].
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A partir del comportamiento exponencial de la capacitancia evidente en la Figura 15, se
realizó un análisis en Excel para obtener una ecuación que represente el cambio de
capacitancia de acuerdo al cambio de presión en este rango.
La ecuación polinómica obtenida de aplicar la regresión a los datos es la siguiente:
𝐶𝑎𝑝𝑎𝑐𝑖𝑡𝑎𝑛𝑐𝑖𝑎(𝑝𝐹) = 3.2321(𝑃𝑟𝑒𝑠𝑖𝑜𝑛(𝑏𝑎𝑟))2
− 5.3218(𝑃𝑟𝑒𝑠𝑖𝑜𝑛(𝑏𝑎𝑟)) + 7.9485
Con un coeficiente de determinación de:
𝑅2 = 0.9897
Para el rango de alta presión el fabricante presenta la siguiente gráfica:
Figura 16: Capacitancia vs Presión (Rango de alta presión), imagen tomada de [26].
Utilizando los datos presentados en la Figura 16, se procesaron de la misma forma en
Excel, utilizando las herramientas de regresión.
Para esta grafica se obtiene una ecuación logarítmica:
𝐶𝑎𝑝𝑎𝑐𝑖𝑡𝑎𝑛𝑐𝑖𝑎 (𝑝𝐹) = 3.6135 ∗ ln(𝑃𝑟𝑒𝑠𝑖𝑜𝑛 (𝑏𝑎𝑟)) = +5.2407
Con un coeficiente de determinación de:
𝑅2 = 0.9999
Con estas dos ecuaciones, se puede determinar entonces la presión en bares con respecto a
la capacitancia teniendo en mente que la presion en kPa se obtiene de la siguiente manera:
𝑃𝑟𝑒𝑠𝑖𝑜𝑛 (𝑘𝑃𝑎) = 𝑃𝑟𝑒𝑠𝑖𝑜𝑛 (𝑏𝑎𝑟) ∗ 100
Para los sensores basados en membranas de silicio, es importante considerar un sistema de
amortiguamiento que permita aplicar presión en el rango de interés sin romper dicha
membrana. Para esto, se asume una fuerza puntual de 6,24N. Este valor es obtenido de la
referencia [7] al aplicar una presión de 800kPa sobre un sensor de área 7.8 × 10−6 𝑚2.
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Al aplicar 6,24N sobre el área del Protron pressure sensor 6,4 × 10−9 𝑚2, se obtendría una
presión de 975MPa y este valor está muy por encima del valor máximo de presión que la
membrana puede soportar 800kPa. Se decide entonces, utilizar una plantilla como
mecanismo de amortiguamiento. Para estudiar cómo se dispersa la fuerza sobre la plantilla,
se realiza una simulación mecánica de elementos finitos en el software ANSYS. Se asume
un área promedio del pie de 27cm por 8cm o 0,0216 𝑚2.
Para seleccionar el material de la plantilla, se revisaron diferentes productos utilizados en
suelas ortopédicas. Uno de los materiales más utilizados es el Neopreno. Las propiedades
mecánicas del Neopreno: densidad = 960 kg/m3, módulo de Young = 80000 Pa y módulo
de Poisson = 0.499.
Se crea en ANSYS una plantilla de Neopreno de área rectangular de 0,0216 𝑚2 y grosor
de 1cm. Se malla la estructura (8435 elementos). Se define una simulación estática y se
limitan los grados de libertad de movimiento de la plantilla a los extremos y se aplica una
fuerza puntual de 6.24 N
En la Figura 17 se observa que la máxima concentración del desplazamiento debido a la
fuerza, área roja de la figura, se extiende en un área de aproximadamente 0.3 cm x 0.3 cm.
En el caso del Neopreno, con la fuerza de 6,24 N aplicada al área mencionada anteriormente,
se obtuvo una presión de 693 kPa, la cual se encuentra dentro del rango del sensor.
20
Figura 17: Resultado de simulación en ANSYS.
4.2.2 Simulaciones de la etapa de adaptación
Para la adaptación del sensor de presión, se seleccionó el puente de Wheatstone como la
solución de menor costo a la hora de la implementación. Esta selección se debe al hecho de
que se necesita una cantidad muy baja de componentes y su funcionamiento básico permite
un análisis sencillo y efectivo de los cambios en presión.
Al tener un sensor capacitivo se utiliza una topología de puente de Wheatstone capacitivo
que produzca cambios en el voltaje diferencial de acuerdo al cambio de capacitancia del
sensor. En este caso en particular se utilizan los siguientes componentes:
𝑅1 = 𝑅2 = 1 𝐾Ω
𝐶1 = 10 𝑝𝐹
El valor de C1 es escogido tal que sea igual a la capacitancia de referencia del sensor. Y los
valores de las resistencias son iguales para obtener un balance en el puente de Wheatstone.
Con estos valores en mente, se plantea el siguiente circuito en el software de simulación
TINA® de Texas Instruments.
21
Figura 18: Puente de Wheatstone capacitivo en TINA.
A partir de este circuito se realiza una simulación donde se quiere observar el cambio del
voltaje diferencial VM1 en función del cambio en Capacitancia del sensor. En este caso en
particular, la entrada al puente de Wheatstone se establece a 1 KHz con una amplitud de 1
V y con un offset de 1V. Esta señal de prueba se establece de este modo ya que se necesita
una señal positiva con frecuencia superior a los 200 Hz debido a que esta señal es la
excitación del puente de Wheatstone y no se debe confundir con los cambios en capacitancia
que se representan en cambios en voltaje.
Figura 19: Señal de entrada al puente de Wheatstone
En la Figura 19 se muestra la señal de prueba utilizada para comprobar el
funcionamiento del puente de Wheatstone planteado, a partir de esta entrada, se obtienen
las siguientes salidas:
22
Figura 20: Salida del puente de Wheatstone en 4 casos de capacitancia en particular.
En la Figura 20 se presenta la salida de la simulación en 4 casos de capacitancia del sensor:
6 pF(110 Kpa) , 7 pF(150 kPa), 8 pF(225 kPa) 9pF(322 kPa) 10 pF(375 kPa). Estos valores
de capacitancia se encuentran dentro del rango de capacitancias que se deben medir, y
basado en estos se comprueba el funcionamiento correcto del puente de Wheatstone
capacitivo.
Con esta simulación se puede concluir que solo se puede llegar hasta los 375 kPa en la
medida utilizando un capacitor de referencia de 10 pF, por este motivo se decide utilizar un
capacitor de 13 pF que permita tener la escala completa.
Ahora se debe comprobar que se cumpla con la resolución de 2 kPa. Para esto se realizan
los siguientes cálculos:
𝑅𝑒𝑠𝑜𝑙𝑢𝑐𝑖𝑜𝑛: 2 𝑘𝑃𝑎 = 0.02𝑏𝑎𝑟 = 20 𝑚𝑏𝑎𝑟
𝑆𝑒𝑛𝑠𝑖𝑡𝑖𝑣𝑖𝑑𝑎𝑑 𝑑𝑒𝑙 𝑠𝑒𝑛𝑠𝑜𝑟 =1 𝑓𝐹
1𝑚𝑏𝑎𝑟
𝐶𝑎𝑚𝑏𝑖𝑜 𝑑𝑒 𝑐𝑎𝑝𝑎𝑐𝑖𝑡𝑎𝑛𝑐𝑖𝑎 = 20 𝑓𝐹 = 0.02 𝑝𝐹
Con este cambio de capacitancia en mente, se corre la simulación de nuevo variando la
capacitancia del sensor en 0.02 pF para obtener el cambio de voltaje en función del cambio
de capacitancia.
23
Figura 21: Simulación de la sensitividad del puente de Wheatstone.
De acuerdo con lo visto en la simulación de la sensitividad del sensor, se deben detectar
cambios de:
∆𝑉𝑝 = 617,49 𝜇𝑉
∆𝑉𝑝𝑝 = 1.235 𝑚𝑉
Con lo obtenido en las ecuaciones presentadas anteriormente se puede concluir que se deben
detectar cambios de amplitud de al menos 1.235 mV o cambios en voltaje pico de 617.49
uV.
4.2.3 Simulaciones de Amplificación y filtrado
Una vez se obtiene la señal del puente de Wheatstone, esta debe ser adaptada a los límites
del ADC, no solo para lograr máxima excursión, sino también para evitar sobrepasar sus
límites y tener la máxima resolución posible en la conversión. En este caso en particular se
decidió utilizar un amplificador de instrumentación, el cual cuenta con alto CMRR, alta
impedancia de entrada, facilidad para el control de la ganancia, y finalmente manejo de
señales diferenciales.
Para esta aplicación en particular se plantea un circuito con el amplificador de
instrumentación INA 128, el cual tiene 130 dB de CMMR, ganancia ajustable por 1
resistencia (1-10000 V/V), Alta impedancia de entrada 10^10 Ω en modo diferencial y es
un dispositivo de bajo consumo (700 uA). Adicionalmente es un dispositivo disponible
actualmente en Colombia con un costo de COP 22,015 en empaque de montaje superficial.
Para calcular la ganancia del INA se tiene la siguiente ecuación:
24
𝐴𝑣 = 1 + 50 𝐾Ω
𝑅𝐺
Como se quiere ajustar el valor de la señal para la máxima excursión del ADC, lo cual
asegura que el ADC se puede utilizar para obtener la máxima resolución posible. Con un
valor de referencia de 4V en el ADC, el cual es el valor máximo establecido en la
conversión, se debe tener una ganancia de:
𝐴𝑣 = 2
Con:
𝑉𝑟𝑒𝑓 = 4𝑉
Se calcula entonces RG:
2 = 1 + 50 𝐾Ω
𝑅𝐺
𝑅𝐺 = 50 𝐾Ω
Figura 22: Esquemático del amplificador de instrumentación INA128 en TINA.
En la Figura 22 se muestra el circuito planteado en TINA, con el cual se obtiene la siguiente
salida:
25
Figura 23: Entrada(verde) vs Salida (Rojo) INA 128.
En la Figura 23 se presenta la salida del INA128, el cual tiene el comportamiento
esperado en términos de ganancia, lo cual garantiza la máxima excursión del ADC.
Después de la amplificación, se utiliza un filtro para acotar el ancho de banda de la señal,
con el evitar ruido de alta frecuencia y dejar pasar la señal de interés. Para este filtro, se
tomó en cuenta el ancho de banda de la señal que sale del amplificador para diseñar un filtro
de 4to orden.
En este caso se tienen las siguientes consideraciones para su diseño:
𝐹𝑟𝑒𝑐𝑢𝑒𝑛𝑐𝑖𝑎 𝑠𝑒ñ𝑎𝑙: 1 𝐾ℎ𝑧
𝐴𝑡𝑒𝑛𝑢𝑎𝑐𝑖𝑜𝑛 𝑑𝑒𝑙 𝑓𝑖𝑙𝑡𝑟𝑜 ∶ 80 𝑑𝐵
𝑂𝑟𝑑𝑒𝑛 𝑑𝑒𝑙 𝑓𝑖𝑙𝑡𝑟𝑜 ∶ 4𝑡𝑜 𝑂𝑟𝑑𝑒𝑛
𝐹𝑟𝑒𝑐𝑢𝑒𝑛𝑐𝑖𝑎 𝑑𝑒 𝑐𝑜𝑟𝑡𝑒 ∶ 2 𝐾𝐻𝑧
𝑅𝑖𝑝𝑝𝑙𝑒 𝑒𝑛 𝑙𝑎 𝑏𝑎𝑛𝑑𝑎 𝑑𝑒 𝑝𝑎𝑠𝑜 ∶ 1 𝑑𝐵
𝐺𝑎𝑛𝑎𝑛𝑎𝑐𝑖𝑎 𝑒𝑛 𝑙𝑎 𝑏𝑎𝑛𝑑𝑎 𝑑𝑒 𝑝𝑎𝑠𝑜 ∶ 1
Con base en las consideraciones presentadas anteriormente se selecciona la topología
multiple-feedback, debido a la simplicidad de su aplicación, Adicionalmente se seleccionó
un filtro con respuesta Bessel para evitar el overshoot y mantener bajo ripple en la banda de
paso. La función de transferencia de un filtro con respuesta Bessel es:
𝐻(𝑠) =𝜃𝑛(0)
𝜃𝑛(𝑠
𝜔0)
Como se trata de un filtro de 4 orden se tiene la siguiente función de transferencia basada
en los polinomios de Bessel:
𝐻(𝑠) =1
𝑠4 + 10𝑠3 + 45𝑠2 + 105𝑠 + 105
Con base en esta función de transferencia se calculan los componentes necesarios para las
2 etapas del filtro multiple-feedback.
26
𝑅1 = 𝑅2 = 4.87 𝐾Ω
𝑅3 = 2.94 𝐾Ω
𝑅4 = 𝑅5 = 3.16 𝐾Ω
𝑅6 = 1.54 𝐾Ω
𝐶1 = 𝐶3 = 10 𝑛𝐹
𝐶2 = 22 𝑛𝐹
𝐶4 = 51 𝑛𝐹
Una vez se tiene la topología del filtro, se debe escoger el amplificador operacional en base
al GBW especificado anteriormente. El amplificador operacional seleccionado es el TL072,
esto se debe a que es un dispositivo de bajo consumo, con 3 MHz de ancho de banda en
ganancia unitaria, además de ser de bajo costo
A partir de la topología, y los componentes seleccionados se plantea el siguiente circuito:
Figura 24: Filtro anti-alias montado en TINA.
Con este circuito en TINA se realiza un análisis en frecuencia que arroja el siguiente
resultado:
27
Figura 25: Respuesta del filtro En TINA.
A partir de la Figura 25 se puede concluir que el filtro tiene frecuencia de corte de 2KHz de
acuerdo con lo planteado en el diseño del filtro.
4.3 Sensor de Temperatura y sincronización
El sensor de temperatura es una parte esencial del sistema el cual tiene que contar con alta
resolución, bajo tamaño y bajo consumo. Por estos motivos, se escogió el sensor de temperatura
Si7021 el cual cuenta con una resolución de 0.3 °C y comunicación I2C, la cual facilita la
implementación con la tarjeta de desarrollo. Este sensor además cuenta con unas dimensiones
de 17.8mm x 15.3mm x 3.0mm, y cuenta con un consumo de 150 uA en medida y 60 nA es
standby.
Figura 26: Sensor de Temperatura Y humedad, imagen tomada de [27].
Como se mencionó anteriormente, este sensor cuenta con comunicación I2C, por la cual puede
enviar la temperatura en un paquete de 14bits a demanda del usuario. Esto quiere decir que se
puede enviar un valor de temperatura por cada muestra de la señal de interés. Esto simplifica la
sincronización con el sistema en general ya que se muestrean los datos de manera simultánea y
se obtiene un ajuste a la deriva muestra a muestra.
4.4 Sistema de adquisición
Para el sistema de adquisición, se debe considerar el hecho de que se tiene una señal modulada
por los cambios en presión, por tal motivo, se debe utilizar un método de demodulación para
poder adquirir la señal de interés.
El sistema más sencillo de demodulación AM es un detector de envolvente, el cual se utiliza
para capturar la señal de interés, descartando la portadora. Este circuito cuenta con la ventaja de
ser de fácil implementación y bajo costo en la demodulación de señales AM.
28
Figura 27: Detector de Envolvente, imagen tomada de [28].
Como se muestra en la Figura 27, el detector de envolvente está compuesto por dos secciones
fundamentales, la primera es un rectificador de media onda, y la segunda es un filtro pasa-bajas.
Basado en esta topología, se pueden calcular los valores de los componentes de la siguiente
manera:
Se conocen la frecuencia de la señal portadora y la señal moduladora:
𝑓𝑚 = 200 𝐻𝑧
𝑓𝑐 = 1000 𝐻𝑧
Adicionalmente se sabe que para el filtro pasa-bajas se tiene la siguiente constante de tiempo:
𝜏 = 𝑅𝐶
Para evitar exceso de ripple o recortes en la señal, se debe mantener la siguiente relación:
1
𝑓𝑚 > 𝜏 >
1
𝑓𝑐
Con esta relación en mente se puede escoger un valor de tau:
5 𝑚𝑠 > 𝜏 > 1 𝑚𝑠
𝜏 = 3 𝑚𝑠
Con base en esta constante de tiempo se pueden calcular tanto la resistencia como el
condensador de la siguiente forma:
3 𝑚𝑠 = 𝑅𝐶
Se selecciona un condensador de:
𝐶 = 1 𝑢𝐹
Con lo cual se obtiene una resistencia:
𝑅 = 3000 Ω
Con estos valores en mente se propone el siguiente circuito como detector de envolvente:
29
Figura 28: Detector de Envolvente en TINA
Figura 29: Simulación Detector de Envolvente
En la Figura 29, se realizó la simulación del detector de envolvente con una señal de 200 Hz con
el fin de corroborar el funcionamiento. En la simulación se notaron 2 aspectos importantes, el
primero es un ripple de 50 mV, y el segundo es la presencia de un transitorio en el encendido
inicial del circuito. Estos dos aspectos deben ser tomados en cuenta en la adquisición de la señal.
A continuación del detector de envolvente se puede digitalizar la señal utilizando un conversor
analógico-digital, el cual tiene que tener las siguientes características:
Resolución en voltaje 600 uV
Frecuencia de muestreo > 400 hz
Comunicación serial
Bajo consumo.
Bajo costo.
Con estas especificaciones en mente se decidió utilizar el ADC 1115, el cual tiene las siguientes
especificaciones:
Resolución 16 bits
Frecuencia de muestreo 860 Hz
Comunicación I2C
Corriente de consumo en Conversión continua: 150 uA.
30
Precio: 10 USD
La resolución de 16 bits implica lo siguiente:
𝑁𝑢𝑚𝑒𝑟𝑜 𝑑𝑒 𝑣𝑎𝑙𝑜𝑟𝑒𝑠 𝑑𝑒 𝑠𝑎𝑙𝑖𝑑𝑎: 65,535
Esto significa, en una escala de 0 a 5 V una resolución máxima de:
0.0763 𝑚𝑉
Con esta resolución se pueden detectar los 613.36 uV necesarios para cumplir con la resolución
establecida en términos de presión. Sin embargo, este valor es asumiendo el hecho de que los
16 bits de conversión son efectivos y no hay ruido presente.
Además de los elementos mencionados anteriormente, el sistema necesita una tarjeta de
desarrollo capaz de comunicarse con el ADC y el sensor de presión, para enviar este par de
señales a un sistema de visualización.
Las características de esta tarjeta de desarrollo deben estar de acuerdo con los siguientes
parámetros:
Tamaño reducido.
Comunicación I2C.
Comunicación USB.
Bajo costo
Una cantidad considerable de microprocesadores cumplen con estos parámetros, sin embargo,
se tomó en cuenta la disponibilidad de los mismos en Colombia y la facilidad de su
implementación. Con lo anterior en mente se decidió utilizar como tarjeta de desarrollo el
Arduino Nano de Gravitech.
El Arduino Nano cuenta con las siguientes ventajas:
14 Pines I/O Digitales.
Tamaño 1.778 cm x 4.318 cm.
Comunicación serial I2C.
Librerías integradas del sensor de temperatura y el ADC.
Monitor serial vía USB.
IDE simple y efectivo.
31
Figura 30: Arduino Nano Gravitech, imagen tomada de [29]
4.5 Sistema de visualización
Una vez se adquieren los datos de interés mediante el hardware descrito anteriormente, se deben
presentar estos datos de forma organizada en un display. El Arduino Nano presentado
anteriormente entrega los datos de presión y temperatura de manera serial al PC, en donde
pueden ser visualizados utilizando Matlab como monitor serial del Arduino.
Una vez los datos se encuentran en Matlab, estos pueden ser visualizados de diversas formas:
gráficamente, a nivel de lista, o incluso en vivo.
Figura 31: Diagrama de Flujo de la adquisición de Datos.
En la Figura 31, se propone un diagrama de flujo de la adquisición de datos, con el cual se
pueden obtener gráficas, datos en vivo y estadísticas basadas en los datos recopilados utilizando
la tarjeta de desarrollo.
Para Ilustrar el funcionamiento del sistema al nivel de software se presenta el siguiente
diagrama:
32
Figura 32: Diagrama de flujo de procesamiento de datos.
Como se muestra en la Figura 32 , el sistema parte del voltaje, para calcular la capacitancia del
sensor, posteriormente, ubica el rango de la medida según la capacitancia de acuerdo a los
parámetros establecidos por el fabricante. Después convierte ese valor de capacitancia en un
valor de presión según los modelos matemáticos extraídos de las graficas presentadas por el
fabricante. Finalmente, compila los 4 datos para ser desplegados en el display
5. PROTOCOLO DE PRUEBAS
5.1 Prueba de la etapa de adaptación
La primera prueba a realizar sobre este sistema es la etapa de adaptación electrónica, la cual está
compuesta por el amplificador de instrumentación y el filtro. En esta prueba se tienen que
comprobar los siguientes parámetros:
CMRR
Ganancia
Rango dinámico del sistema
Nivel de Ruido
BW
En primer lugar, se comprueba el Rango dinámico y el nivel de Ruido del circuito utilizando
la siguiente metodología:
1. Polarización del circuito y comprobación de voltajes de polarización.
2. Generar una señal de prueba desde un generador de funciones arbitrarias y medirla antes
de introducirla al circuito.
3. Conectar la señal de prueba en la entrada del circuito y comprobar que la salida se
encuentre dentro de los parámetros calculados en términos de ganancia y frecuencia.
4. Capturar la señal obtenida utilizando un sistema de adquisición como un osciloscopio
digital.
5. Acondicionar e introducir los datos a Matlab.
6. Una vez en Matlab, se puede utilizar un analizador de espectro para visualizar la
relación entre la señal de interés y cualquier otra señal que se encuentre dentro de la
medida.
7. Con esta relación se puede conocer el Nivel de Ruido y el Rango dinámico del sistema.
5.2 Prueba del Sensor
33
Para realizar la prueba del circuito con el sensor conectado se debe seguir el siguiente
procedimiento:
1. Conectar el impreso del sensor de presión con el impreso que contiene la etapa de
adaptación electrónica.
2. Polarización del circuito y comprobación de voltajes de polarización.
3. Generar una señal de 1 KHz para ser introducida al Puente de Wheatstone.
4. Conectar la salida de la etapa de adaptación al sistema de adquisición.
5. Utilizando diferentes pesos, aplicar presión al sensor utilizando el amortiguador de
Neopreno para observar y registrar la respuesta en función del peso aplicado.
6. Garantizar un rango de pesos que permitan medir la resolución de 2 kPa del sistema
además del Rango de la medida de 0-800 kPa.
7. Registrar las señales obtenidas utilizando los diferentes pesos.
8. Acondicionar e introducir los datos a Matlab.
5.3 Prueba de la deriva por temperatura.
Para realizar la prueba de deriva por temperatura se debe seguir el siguiente procedimiento:
1. Repetir los pasos 1 al 4 del numeral anterior.
2. Utilizar una cámara de calor HWS-70B/150B/250B que permita variar la temperatura
de manera precisa en intervalos de 0.5 grados centígrados.
3. Utilizar el sistema de adquisición para obtener el voltaje de salida y convertirlo en
cambios de presión.
4. Seguir este proceso hasta que se obtiene la deriva en el rango de temperatura de
interés. (25 a 38 grados centígrados)
5.4 Validación del sistema
Una vez se comprueba el funcionamiento correcto del sensor y de la etapa de adaptación del
circuito se procede a comprobar el funcionamiento del sistema de adquisición. Para comprobar
el funcionamiento del sistema completo más el sistema de adquisición se debe seguir el siguiente
procedimiento:
1. Conectar el impreso del sensor de presión con el impreso que contiene la etapa de
adaptación electrónica.
2. Conectar la salida del impreso que contiene la etapa de adaptación electrónica con el
detector de envolvente para después ser conectado al ADC.
3. Conectar el ADC a la tarjeta de desarrollo vía los pines digitales.
4. Conectar el sensor de temperatura a la tarjeta de desarrollo vía los pines digitales.
5. Conectar la tarjeta de desarrollo al PC vía USB.
6. Polarizar el impreso que contiene la etapa de adaptación electrónica.
7. Inicializar la comunicación serial con el PC.
8. Capturar los datos utilizando Matlab en el PC.
9. Comprobar el funcionamiento del sensor utilizando el protocolo descrito en 5.2.
10. Utilizar los datos obtenidos en 5.3 para generar el ajuste por deriva de temperatura.
En este procedimiento se prueban parámetros como:
Numero de bits efectivos en el ADC.
Funcionamiento del sensor de Temperatura
Adquisición de datos.
6. EXPERIMENTACION Y ANALISIS DE RESULTADOS
34
6.1 Pruebas etapa de adaptación
La primera prueba que se realiza sobre el sistema es la prueba de la etapa de adaptación, la cual
está compuesta por el amplificador de instrumentación y el filtro.
En primer lugar, se comprueba el funcionamiento del amplificador de instrumentación,
generando una señal de prueba de 1 Khz con una amplitud de 1,2 V.
Figura 33: Prueba de Ganancia de la etapa de adaptación electrónica.
En la Figura 33, se muestra la salida del amplificador de instrumentación cuando este es excitado
por un generador de funciones arbitrarias con amplitud 1.2 V y frecuencia 1 KHz. La señal de
salida del amplificador de instrumentación tiene las siguientes características:
𝐹𝑟𝑒𝑐𝑢𝑒𝑛𝑐𝑖𝑎 = 1 𝐾𝐻𝑧
𝐴𝑚𝑝𝑙𝑖𝑡𝑢𝑑 = 2.6 𝑉
A partir de esto se puede obtener la ganancia real del amplificador de instrumentación:
𝐴𝑣 =2.6 𝑉
1.2 𝑉
𝐴𝑣 𝑅𝑒𝑎𝑙 = 2.16
La ganancia real en este caso es ligeramente superior, esto se debe a la resistencia Rg utilizada,
ya que no solo cuenta con el 1% de tolerancia, sino que su valor nominal es de 49.9 Ohms.
35
Después de comprobar el funcionamiento del amplificador de instrumentación, se puede
conectar al filtro y obtener su respuesta en frecuencia además de medir su rango dinámico.
Figura 34: Respuesta Real del Filtro.
En la Figura 34 se muestra la respuesta real del filtro, como se puede apreciar en la figura el círculo
rojo indica el cruce por -3 dB, que ocurre en 1910 Hz, está a 90 Hz de la frecuencia de corte
establecida de 2000 Hz. Esta desviación en la frecuencia de corte puede estar asociada a la tolerancia
de los componentes pasivos, especialmente a los condensadores, ya que estos cuentan con una
tolerancia del 5 %.
Posteriormente se utiliza la función FFT del osciloscopio digital para generar una transformada de
Fourier, de la cual se puede obtener el rango dinámico del sistema.
36
Figura 35: FFT Adaptación electrónica.
En la Figura 35, se realizó la fft de la etapa de adaptación electrónica, con una señal de 1 kHz y
1.2 V de amplitud. En la figura esta señalado el pico en 1 Khz. A partir de la señal original de 1
kHz y 1.2 V de amplitud, se calcula en Matlab el SINAD(Signal to Noise and Distortion ratio).
𝑆𝐼𝑁𝐴𝐷 = 61.56 𝑑𝐵
Para medir el CMRR, se conectan las dos entradas del circuito de adaptación electrónica l mismo
generador y se utiliza una señal de prueba cuya amplitud sea igual al máximo rango en modo
común, que en este caso es de 8Vpp a 1 Khz.
A partir de esta señal se calcula la ganancia en modo común:
𝑉𝑖𝑛𝑐𝑚 = 8 𝑉𝑝𝑝
𝑉𝑜𝑢𝑡 = 9 𝑚𝑉𝑝𝑝
𝐴𝑣𝑐𝑚 = 1.125 ∗ 10−3
O en decibeles:
𝐴𝑣𝑐𝑚 = −58.97 𝑑𝐵
Para calcular el CMRR se utiliza la siguiente ecuación:
𝐶𝑀𝑅𝑅 = 20 ∗ log (𝐴𝑣𝑑
𝐴𝑣𝑐𝑚)
𝐶𝑀𝑅𝑅 = 65.66 𝑑𝐵
6.2 Pruebas del Sensor
37
La primera prueba que se realiza sobre el sensor es la prueba de resolución, como se mencionó
anteriormente, esta prueba se realiza con una plantilla que actúa como amortiguador y evita la
ruptura de la membrana del sensor.
Figura 36: Plantilla utilizada para las pruebas del sensor.
En la Figura 36, se muestra una fotografía de la plantilla utilizada para las pruebas del sensor,
adicionalmente, se muestran las 2 regiones principales donde se realizan las pruebas. La razón
principal por la que se utilizan estas 2 regiones en particular es la ausencia de materiales
diferentes al neopreno, y en segundo lugar porque se tiene un espesor de 0.5 cm en la región A
y 1.5 cm en la región B.
Adicionalmente, para aplicar diferentes pesos se utilizó una horma que distribuyera el peso en
la plantilla simulando un pie, esto implica una fuerza distribuida en el área de la plantilla para
evitar el uso de fuerzas puntuales que puedan romper el sensor. Es importante mencionar el
hecho que esta prueba no representa un prueba de la distribución anatómica del pie, sino de una
fuerza aplicada sobre la plantilla. En la figura a continuación se muestra el montaje:
Figura 37: Plantilla con horma encima.
A
B
38
Con este montaje se procedió a realizar la prueba de resolución tanto en el punto A como en el
punto B, teniendo en cuenta que el espesor de la plantilla es diferente. Para esta prueba, se fue
agregando peso a la horma hasta que en el sistema se notara un cambio significativo. Es
importante recordar que este peso está distribuido en un área de aproximadamente 260 cm^2.
Adicionalmente a una frecuencia de muestreo de 800 Hz, se toma el promedio de las medidas
durante 1 minuto.
En la región A se vieron los siguientes resultados:
Medida estática sin peso aplicado:
𝑉𝑜𝑙𝑡𝑎𝑔𝑒 (𝑉): 1.30553820
𝑃𝑟𝑒𝑠𝑠𝑢𝑟𝑒 (𝑘𝑃𝑎): 103.57 𝑇𝑒𝑚𝑝𝑒𝑟𝑎𝑡𝑢𝑟𝑒(𝐶𝑒𝑛𝑡𝑖𝑔𝑟𝑎𝑑𝑒): 22.58
Medida estática con peso mínimo detectado:
𝑉𝑜𝑙𝑡𝑎𝑔𝑒 (𝑉): 1.29544481
𝑃𝑟𝑒𝑠𝑠𝑢𝑟𝑒 (𝑘𝑃𝑎): 114.38 𝑇𝑒𝑚𝑝𝑒𝑟𝑎𝑡𝑢𝑟𝑒(𝐶𝑒𝑛𝑡𝑖𝑔𝑟𝑎𝑑𝑒): 22.62
𝑃𝑒𝑠𝑜 𝑎𝑝𝑙𝑖𝑐𝑎𝑑𝑜 = 28.2 𝐾𝑔
En la región B se vieron los siguientes resultados:
Medida estática sin peso aplicado:
𝑉𝑜𝑙𝑡𝑎𝑔𝑒 (𝑉): 1.30654546
𝑃𝑟𝑒𝑠𝑠𝑢𝑟𝑒 (𝑘𝑃𝑎): 102.11 𝑇𝑒𝑚𝑝𝑒𝑟𝑎𝑡𝑢𝑟𝑒(𝐶𝑒𝑛𝑡𝑖𝑔𝑟𝑎𝑑𝑒): 24.12
Medida estática con peso mínimo detectado:
𝑉𝑜𝑙𝑡𝑎𝑔𝑒 (𝑉): 1.29401892
𝑃𝑟𝑒𝑠𝑠𝑢𝑟𝑒 (𝑘𝑃𝑎): 115.63
𝑇𝑒𝑚𝑝𝑒𝑟𝑎𝑡𝑢𝑟𝑒(𝐶𝑒𝑛𝑡𝑖𝑔𝑟𝑎𝑑𝑒): 24.04
𝑃𝑒𝑠𝑜 𝑎𝑝𝑙𝑖𝑐𝑎𝑑𝑜 = 47.5 𝐾𝑔
De estos resultados se puede obtener la resolución del sistema en kPa, cuando esta
amortiguado por la plantilla que es de:
𝑅𝑒𝑠𝑜𝑙𝑢𝑐𝑖𝑜𝑛 𝑧𝑜𝑛𝑎 𝐴 ≈ 11 𝑘𝑃𝑎
𝑅𝑒𝑠𝑜𝑙𝑢𝑐𝑖𝑜𝑛 𝑧𝑜𝑛𝑎 𝐵 ≈ 14 𝑘𝑃𝑎
Es importante mencionar que estas medidas se encuentran en el rango bajo de medición del
sensor.
6.3 Prueba de Deriva por Temperatura.
39
Utilizando el protocolo diseñado en el numeral 5.3, se realizaron las pruebas de deriva de
temperatura en el sensor con lo cual se obtuvieron los siguientes resultados:
Figura 38: Voltaje en el ADC vs Temperatura
En la Figura 38, se muestra la relación entre temperatura y voltaje en el ADC, estos valores
representan el promedio de valores mientras el circuito se encuentra en la misma temperatura,
es importante también aclarar que el largo de los cables afecta la lectura del voltaje ya que hay
más ruido presente.
A partir de el Voltaje el sistema calcula la presión en kPa, y se obtiene el siguiente resultado:
Figura 39: Presión calculada por el sistema vs Temperatura.
40
` A partir de esta prueba, se puede determinar que, en el rango de temperatura de interés, el sensor
no tiene una fluctuación importante (Menor a 2 kPa) en su medida de presión, lo cual significa
que para la aplicación de este sensor en particular no es necesario un ajuste de deriva por
temperatura.
Adicionalmente, esta prueba corrobora el hecho de la sensibilidad del sensor a la presión
atmosférica, esto es evidente, al ver que el promedio de presión en el sensor es de 103.80 KPa
lo cual coincide con la presión barométrica promedio en Bogotá de 1020 mbar (102 kPa). Por
este motivo, se considera necesaria una calibración del sensor previo a su uso, ya que se tiene
que establecer el 0 del sistema en la presión barométrica actual.
6.4 Validación del sistema
En primer lugar, para validar el funcionamiento del sistema se realiza una prueba general
sobre el sistema de adquisición, en esta prueba se determina los siguientes parámetros.
El número de bits efectivos se prueba utilizando el sistema para adquirir una señal de prueba
de 1Vp, con offset de 1V con frecuencia 200 Hz, posteriormente, se utiliza Matlab para
procesarla y obtener tanto el SINAD como el ENOB a partir de este.
Aplicando la función SINAD se obtiene el siguiente resultado:
𝑆𝐼𝑁𝐴𝐷 = 66.35 𝑑𝐵
Aplicando la siguiente ecuación para hallar el ENOB:
𝐸𝑁𝑂𝐵 =𝑆𝐼𝑁𝐴𝐷 − 1.76
6.02
𝐸𝑁𝑂𝐵 ≈ 10 𝑏𝑖𝑡𝑠
Adicionalmente, se muestra el display de los datos en el PC que se reciben de manera serial
vía la tarjeta de desarrollo.
41
Figura 40: Display de Variables de interés en la medida de presión.
En la Figura 40 se muestra el Display del sistema, el cual entrega los valores de Voltaje,
Presión, capacitancia del Sensor y finalmente temperatura.
7. CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES
El sistema propuesto en este trabajo de grado está diseñado para la adaptación de un sensor,
sin embargo, para una medida confiable de la presión plantar se necesitan múltiples puntos,
lo cual deja abierta la oportunidad para trabajos futuros en términos de multiplexación y
construcción de múltiples sensores.
El sensor utilizado es altamente sensible a la presión del aire del alrededor, lo cual genera
una cantidad considerable de ruido en la medida.
En el caso particular de este sensor, la deriva por temperatura no es un factor relevante en
el diseño de un sistema de instrumentación, ya que este no varía su capacitancia
significativamente dentro del rango de temperaturas de interés.
Este sensor, debido a su área reducida, debe ser utilizado en conjunto con una plantilla de
amortiguamiento que actué como dispersor de la fuerza para evitar que la membrana del
sensor sufra algún daño.
Utilizando la plantilla para el amortiguamiento, no solo se pierde resolución en términos de
presión, sino que, al utilizar un área más grande encima del sensor, se requieren cambios de
pesos significativos para ver cambios de presión.
Para la plantilla de amortiguamiento, se recomienda el uso de un material menos denso que
el neopreno, ya que este amortigua de manera significativa. Una opción viable es el
poliuretano ya que es menos denso y también se utiliza en plantillas para calzado.
El sensor que se propuso para este trabajo de grado no es lo suficientemente robusto para la
aplicación de presión plantar, esto se debe a la construcción del mismo y al hecho de que
no hay una adaptación mecánica que permita medir presión de contacto sin romper el sensor.
Un posible trabajo futuro incluye la comparación de la medida del sensor con la de un
equipo calibrado para la medición de la presión plantar.
Finalmente, se vio la oportunidad para un trabajo futuro en el hecho de que este sensor en
particular necesita de una calibración de acuerdo a la presión barométrica.
8. BIBLIOGRAFIA
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44
ANEXO 1
A continuación, se presentan las imágenes correspondientes a los layout de los circuitos
utilizados, además de las imágenes del diseño de las PCB.
Figura 41: Layout del Puente de Wheatstone
45
Figura 42: PCB del Puente de Wheatstone
En la Figura 42, se muestra una imagen de la PCB diseñada a partir del Layout en la Figura 41. Es
importante notar que los componentes se encuentran lo mas cerca posible para evitar ruido además de
mantener los caminos muy cortos y un tamaño reducido de 1.42 cm * 1.42 cm.
46
Figura 43: Layout del circuito de instrumentación
47
Figura 44: PCB del circuito de instrumentación
En la Figura 44 se muestra el PCB que fue diseñado a partir del Layout de la Figura 43, este PCB cuenta
con condensadores de desacople, puntos de prueba y conectores para jumper para facilitar su integración
las otras etapas.
48
ANEXO 2
A continuacion se presentan las imágenes correspondientes a los circuitos utilizados en las pruebas.
Adicionalmnente, se muestra el sistema completo integrado.
Figura 45: Imagen del Circuito de instrumentación
Figura 46: Imagen del puente de Wheatstone
49
Figura 47: Imagen de la tarjeta de desarrollo conectada con el ADC y el sensor de temperatura.
Ilustración 48: Sistema completo integrado para la toma de datos.
50
ANEXO 3
A continuación, se presenta el código utilizado para obtener los datos desde la tarjeta de desarrollo.
#include "Adafruit_Si7021.h"
#include <Wire.h>
#include <Adafruit_ADS1015.h>
Adafruit_Si7021 sensor = Adafruit_Si7021();
Adafruit_ADS1115 ads(0x48);
float Voltage = 0.0;
float Pressure = 0.0;
float Capacitance = 0.0;
float e =2.7182818284590452353602874713527;
void setup(void)
Serial.begin(9600);
ads.begin();
void loop(void)
long t0, t;
int16_t adc0;
adc0 = ads.readADC_SingleEnded(0);
Voltage = (adc0 * 0.1875)/1000;
Capacitance = (Voltage-1.6243)/-0.054;
51
if (Capacitance<6.6)
Pressure =-0.8914*(Capacitance*Capacitance)+(11.544*(Capacitance-
36.075));
if (Capacitance>6.6)
Pressure = 0.2346*pow(e,(0.2767*Capacitance));
Serial.print("\tVoltage (V): ");
Serial.println(Voltage, 7);
Serial.println();
Serial.print("\tPressure (kPa): ");
Serial.println(Pressure, 2);
Serial.println();
Serial.print("\tCapacitance (pF): ");
Serial.println(Capacitance, 2);
Serial.println();
Serial.print("\tTemperature (Centigrade): ");
Serial.println(sensor.readTemperature(), 2);
delay(1);