~ S.E.I.T. D.G.1.T S.E.P.

CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACI~N Y DESARROLLO TECNOL~GICO

.I cenidet

INVERSOR TFUFÁSICO ALIMENTADO EN TENSIÓN Y REGULADO EN CORRI~NTE PARA APLICACIONES EN EL ACCIONAMIENTO DE UN

MOTOR DE INDUCCI~N

T E S I S II

I

I I INGENIERIA ELECTR~NICA 6

P R E S E N T A : CEkJTRO DE 1EdF;Q&$4< & >

RAÚL CONTRERAS JUÁREZ C E N l D P T

PARA OBTENER EL GRADO DE: MAESTRO EN CIENCIAS EN I

II

DIRECTORES DE TESIS: DR. SERGIO A HORTA MEJÍA

1; M C RODOLFO A ECHAVARRÍA SOLÍS /-ZÑG3;l I1

'I CUERNAVACA, MORELOS FEBRERO 1997

/I .I 3 7 0 8 0 5

'I

!I S.E.P. 11

I

S.E.I.T. D.G.1.T

I

CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACI~N Y DESARROLLO TECNOL~GICO

/j cenidet INVERSOR TRIFÁSICO ALIMENTADO EN TENSIÓN Y REGULADO EN

MOTOR DE INDUCCIÓN C O ~ N T E PARA APLICACIONES EN EL ACCIONAMENTO DE UN

T E S I S 'I

PARA OBTENER EL GRADO DE: MAESTRO EN CIENCIAS EN INGENlERíA ELECTR~NICA P R E C E N T A : RAÚL CONTRERAS JUÁREZ

I

I:

DIRECTORES DE TESIS: DR. SERGIO A. HORTA MEJÍA

M.C. RODOLFO A. ECHAVARRÍA SOLiS

JURADO CALIFICADOR: Presidente: Dr. Jaime Arau Roffiel

Secretario: M. I. Hugo Calleja Gjumlich 1" Vocal: M. Ph. Gildardo Jiménez Munguía

2' Vocal: Dr. Sergio A. Horta Mejia

11

CUERNAVACA, MORELOS ,I FEBRERO 1997

S.E.P. S.E.1.T

!i

C E h O NACIONAL DE INVEST¡GACION Y DESARROLLO TECNOL6GICO cenidet II

ii I

ACADEMIA DE LA MAESTlÚA EN ELECTRÓNICA

.FORMA R l l ACEPTACION DEL TRABAJO DE TESIS

it li

S.N.1.T

Cuernavaca, Mor. a 12 de Enero de 1997.

Dr. Juan Manuel, %caño Castiiio Director del chidet Presente I!

At’n. Dr. Sergio Horta Mejia Jefe del Depto. de Electrónica

Después de haber revisado el trabajo de tesis titulado: * Inversor trifásico alimentado en tensión y regulado en ?corriente para aplicaciones en el accionamiento de un motor de inducción , elaborado porlei,alumno: Raúl Contreras Juarer, y dirigido por el Dr. Sergio A. Horta Mejia y el M. C. Rodolfo A. Echavarria Solis, el trabajo presentado se ACEPTA para proceder a su

n

n impresión. . .

A T E N T A M E N T E

M. Ph. Gildardo Jiménez Munguía

8; B. P. . . .-pT.-,

D. C. I. 7 ,... 2a,.. Y~CIM;,l 5-i I;;VfS?:GACIPe

. ; .. . .:!tu TIll$4iOGl(il : . -Ic:EICC!3il ACH)EMI(A

.. ._ C.C.P.: Dr. Jaime Arau Rofiel/ Pdte. de la Academia de Electrónica Ing. David Chávez Aguilar I Jefe del Depto. de Servicios Escolares Expediente.

. .i

Inicrior Iiiicmudo Pulrniru SM C.P. 62490 Apurludo I’wtii S I f A C.1’. ri20Sü. Ciicniuvuui Mor.. M h i w cenidetl I/

‘rcis. (73) IR-7741 y 12-76-13,~ax. 12-24-34

stgp I¡ SISTEMA NACIONAL DE INSTITUTOS TECNOLOGICOS

CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACION Y DESARROLLO TECNOLOGICO

Cuernavaca, Morelos a 22 de Enero de 1997.

!I

Ing. Raúl Contreras Juárez Candidato al: grado de Maestro en Ciencias en Ingeniería Electrónica Presente

I!

Después de haber sometido a revisión su trabajo final de tesis titulado: ''INVERSOR TRIFÁSICO ALIMENTADO EN TENSIÓN Y REGULADO EN CORRIENTE PARA

habiendo cdmplido con todas las indicaciones que el jurado revisor de tesis le hizo, le comunico que se le co'ncede autorización para que proceda a la impresión de la misma, como requisito para la obtención del grado.

APLICACIONES EN EL ACCIONAMIENTO DE UN MOTOR DE INDUCCIÓN" , y

Reciba un cordial saludo

A T E N T A M E N T E

C.C.P.: Jefe de Servicios Escolares Expediente

m m Interior Internado Palmira s/N C.P. 62490

Tels (73) 18-77-41 y 12-76-13, Fax 12-24-34 A p d o P o d 5-164, C.P. 62050, CuemavacaMor., M6úw '"-71

DEDICATORIA

i! Mi tesis la dedico a:

Dios: po r darme t o d o en la vida.

Mis padres: Jesús Contreras Vázquez y Lucina Juárez de Contreras por darme la vida, amor, comprens ióny apoyo para llegar a este momento t a n importante .

Mis abuelitos: Herminia e Ignacio (t) por cuidarmey darme valiosos consejos.

Mis tíos: Enrique, Ignac ioy Alejandro Juárez po r t o d o su a p o y o y motivación para seguir siempre adelante. I'

Mis herm'anos: Gabriel, Rafael, Patricia y Miguel con los que he compart ido gran par te de mi vida:$,;:?--:

'I

ii

Mi novia Minerva: porque en ti encontré el g ran amor, cariño, comprensión y apoyo en el momento que más lo necesitaba.

AGRADECIMIENTOS

I

A mis asesores: Dr. Sergio A. Horta Mejíay Rodolfo Echavarría por enseñarme a desenvolverme mejor y compartir sus valiosos conocimientos. :I

A todos mis profesores de Cenidet: M. I. Hugo Calleja, Dr. Jaime Arau, M. C. Francisco Canales, M. Ph. Gildardo Jiménez y Or. Jesús Lepa por ser grandes

personas y estar siempre en la mejor disposición de ayudarnos.

AI DrjJ. Manuel Ricaño C. por su compromiso con nosotros en darnos la confianza de terminar nuestra maestría.

A mis compañeros de generación: Francisco Anzures José Domínguez Ramón Lizardi

Armando Mendoza Sergio Pinto

Juan S. Valderrábano

Y los 7 de potencia: Javier Correa (Dewan) Sergio Rocha (Enjeti)

Elías José Juan Rodríguez (Kassakian) Jesús Rosales (Pressman) Ciro A. Nuñez (Chebyshev)

Héctor Suárez (Chtysis)

Por los grandes momentos que pasamos tanto en el trabajo como en el nu ,I trabajo.

A m i s amigos Rodolfoy Manolo que me ayudaron en todo momento.

todos mis compañeros de Cenidet de todas las especialidades.

'.4 CONACYT que me brindó el apoyo para sustentar mis gastos.

:; AI CENIDET porque entre todos hacemos una gran escuela.

iGRACIAS A TODOS!

I

... . ... - !!

.I

I1

LISTA oEsiutroLos

I

LISTA DEI SÍMBOLOS

Amplitud de la señal moduladora Vector en un plano Amplitud máxima de la setiai moduladora Densidad de flujo magnético en el Stator Transistor bipolar Campo magnético resultante Campo magnético en el rotor Camp magnético giratorio del estator Capacitor Comente alterna Comente directa Factor de potencia Inversor alimentado en comente Ciclo de trabajo Convertidor digital-analógico Diodo función de la fcem Error o señal actuante Tensión inducida en las barras del rotor Vector espacial de la contraelectromotriz Amplitud de la contraelectromotriz Amplitud nominal de la fuerza contraelectromotriz Posición Memoria borrable Tensión en el rotor Energía de conmutación de encendido del IGBT por pulso a 10 Energía de conmutación de apagado del IGBT por pulso a Im frecuencia de salida Frecuencia de las tensiones y comentes de alimentacidn Factor de potencia Frecuencia de conmutación Fuerza contraelectromotriz Frecuencia de conmutación máxima Frecuencia de conmutación minima Función de la fcem estimada Frecuencia de la señal moduladora Frecuencia de la sedal portadora Frecuencia de conmutación Función de transferencia del controlador PI Compuerta del transistor de potencia Ancho de la banda de histiresis Transistor bipolar de compuerta aislada Comente de salida Comente del rotor Comente de estator Comente de rotor Comente magnetizante Comente de fase

III

LISTA DES¡MBOLOS

'1 .Comente de carga I iComcnfe de referencia de una fase ,, Comente de fase sensada '

iL . * 1.

i . Ai. ;,Error de comente de línea

iI i Segmentos de subida y caida de la comente de Salida . + . -

1. ,a. 2Al Banda de histéresis I* Comente de referencia l.n1

imR

l,d

i,, bdml

i(k) i'(k+l) I,,n1 1, Comente continua de colector rchl Comente pico de colector IFM Comente en el diodo ICP : .. Corriente de salida pico K ' ! !! Ganancia del sistema

Ni il Ganancia del control proporcional ! Ganancia integral : I i ! Ganancia en función de VA y Vdc

I(p Ki Ks Kc Ganancia proporcional I Li L. Inductancia magnetizante r, L M Par m Pendiente mi '' Indice de modulación M.,r ' Par de referencia

M. Par estimado MOSFET mi Comente de magnetización m. Par eléctrico M... / i Parmáximo n :, Número de pares de polos

Orden del armónico N NP !: Número de pulsos por ciclo n.1 ': Velocidad de deslizamiento (rev/min) n. ' ' Velocidad angular del rotor (rev/min) n. PSPICE

c PI Proporcional integral PWM P. .' Potencia de salida P P. '. Potencia de entrada ai rotor o par Pml Potencia mecánica interna

Corriente magnetizante del rotor Comente magnetizante del rotor estimada Fasor espacial de la comente de estator en el eje d Fasor espacial de la comente de estator en el eje q Comente de referencia del estator en el eje d Vector espacial de la comente en el instante k Vector de la corriente de referencia en el instante de muestre0 (k+l) Comente de referencia del estator en el eje q

, I

'I

Longitud de una barra del rotor Inductancia de dispersión del estator

Inductancia de dispersión del rotor Inductancia del estator por fase

'' Cambio de la variable manipulada

Transistor de efecto de campo de metal óxido semiconductor

m í 0 ,!

'1 1.

Velocidad del canipo magnético giratono (rev/min) Paquete computacional de simulación de circuitos electrónicos

Modulación por anchura de pulsa

Número de polos del devanado

IV

LISTA DE SIMBOLOS

:!

I/ potencia disipada por cada IGBT y Potencia disipada por cada diodo

Pérdidas en conducción I Pérdidas de conmutación I Resistencia de estator por fase

.I Resistencia de rotor Resistencia de estator Resistencia equivalente Resistencia de compuerta I; ': Resistencia térmica disipador-ambiente

i i .Resistencia térmica unión encapsulado del IGBT 11 Resistencia térmica unión-encapsulado del diodo " Resistencia térmica encapsulado-disipador del IGBT

Resistencia térmica disipador-ambiente Interruptor Deslizamiento en el punto de par máximo

Rectificador controlado de silicio

'I

I/

''

.: Sistema de alimentación ininterrumpible

I Transistores de inducción estáticos .. Deslizamiento

1 ~

.' . . . Periodo de muestre0 I:

: ,: :i .: Tiempo integral .j Constante de tiempo integral .: Temperatura en el disipador I Temperatura en el encapsulado ',

.:

1

Contenido armónico total Par producido en la máquina Tiempo integral o constante de tiempo de compensación de la red

Tiempo de duración en el estado presente Tiempo de duración en el estado siguiente Tiempo en el estado cero Transistor de potencia

I/

Temperatura de unión en el IGBT Temperatura de unión en el diodo Rango de temperatura Tiempo de encendido

I! Tiempo de elevación ' y Tiempo de apagado

Tiempo de caída i .: Tiempo de recobro inverso del diodo i Temperatura de unión máxima

Temperatura de unión en el IGBT Tiempo Valor de la salida del controlador

,j Inversor alimentado en tensión Tensión de alimentación de CD

: Tensión fase-neutro de alimentación Velocidad relativa de las barras del rotor con respecto al campo magnetic0

, Fuente de tensión equivalente , Estados de conmutación

(1 Vector de tensión

V I! il

.- -7.. . . . .. . ~

U S T A DE ShfBOLOS

Componente de secuencia cero Tensiones linea a t i em S e w de comando de salida del controlador PI Componente fundamental de la tensión de salida Amplitud de la setlal portadora Vector espacial de tensión Tensiónes de fase Tension colector emisor Tension de alimentación Tensión compuerta emisor Tensión de Saturación colector-emisor Tensión colectoranisor de saturación Caída de tensión en sentido directo del diodo Velocidad de sincronismo (radseg) Velocidad de deslizamiento ( fadkeg ) Velocidad angular del rotor (radlseg) Velocidad del campo magnético giratono (radkeg) Velocidad eléctrica de rotación del rotor Frecuencia de alimentación ( 2 d d Velocidad nominal (radseg) Reactancia magnetizante Reactancia de dispersión del estator Reactancia de dispersión del rotor Reactancia equivalente Impedancia de la carga Ángulo entre el vector de tension y el eje real Posición del rotor Coeficiente de dispersión Flujo del rotor Infinito

U S T A DE FIGURAS

j¡

LISTA DE: FIGURAS !I

'i

,:INTRODUCCI~N

Fig. A !¡Diagrama a bloques del conjunto accionador.

" CAPÍTULO I

Fig. I. 1 Fig. 1.2'

Fig. 1.3 Fig. 1.4 Fig. 1.5

Fig. 1.6 Fig. 1.7 Fig. 1.8 Fig. 1.9 Fig. 1.10 Fig. 1.1 1 Fig. I. 12 Fig. I. 13 Fig. I. 14

Desarrollo del par producido en un motor de inducción. Circuito eléctrico equivalente del motor de inducción en regimen permanente. Equivalente Thevenin del motor visto desde la rama magnetizante. Curva típica pardeslizamiento de un motor de inducción. Curva par-deslizamiento para un motor alimentado con fuente de

'1 corriente. ., Circuito equivalente Thevenin del motor de inducción para una fase. !: Inversor monofásico alimentado en comente con tiristor. '' Inversor trifásico fuente de comente con IGBTs. .j Formas de onda de la comente de carga de la fig. 1.8. 11 Inversor trifásico alimentado en tensión y regulado en comente.

'I Circuitos equivalentes para una carga conectada en estrella.

~ Tension y corriente de fase en un inversor tnfásico con carga RL.

/I

I:

Formas de onda para conducción a 180".

Tensiones de fase para la conducción a 180'.

CAP~TULO II !

Fig. 11. I Fig. 11.2 Fig. 11.3

Fig. 11.4 Fig. 11.5 Fig. 11.6

Fig. 11.7 Trayectoria de comente cuando existe el máximo error de comente. Fig. 11.8 Trayectoria de comente para dos ciclos. Linea continua: cero &em.

~ Línea punteada:fcem no cero. Fig. 11.9 // Formas de onda de comente y tensión en el controlador de comente por

': histéresis. Fig. 11.10 ': Diagrama a bloques del controlador PI con comparación por rampa y

' frecuencia de portadora constante. Fig.II.11 .'! Componente fundamental de la tensión de fase vs. índice de modulación

. Inversor alimentado en tensión (VSI). 8 ; Controlador de comente por histéresis para una fase.

I histéresis.

I( Líneas de conmutación para la fase a. d i! Diagrama de conmutación de un controlador por histéresis de tres '.! controles independientes localizados en el plano complejo.

Corrientes de fase y frecuencia de conmutación en un controlador por

Vectores de comente en el plano complejo.

mi.

I;

PAG.

xi11

2

5 6 7

8 8 12 12 13 14 14 15 15 16

19 20 20

21 21

21 21

22

23

25

21

w

~ ..... - ~- --

LISTA DE FIGURAS

Fig. 11.12

Fig. 11.13 Fig. 11.14 Fig. 11.15

Fig. 11.16 Fig. 11.17

Fig. 11.18

Fig. 11.19 Fig. 11.20

Fig. 111.1

Fig. 111.2 Fig. 111.3 Fig. 111.4

Fig. 111.5

Fig. 111.6 Fig. 111.7 Fig. 111.8

Modelo del sistema en el dominio de la frecuencia para el controlador con comparación por rampa. Diagrama a bloques del controlador de comente predictivo. :Circuito equivalente de un accionador de motor trifásico. ,Ejemplo del control de comente predictivo representado en un diagrama '!vectorial. :Estados de conmutación en el plano vectorial. I;Cálculo del vector de tensión óptimo. (a) Modelo. (b) Diagrama IIvectorial. ;:Esquema de modulación PWM. (a) Sectores en el plano complejo. (b) .<Componentes de tensión. (c) Tiempos de conducción. !i :Control de posición utilizando el control por comente. I! Control de par utilizando regulador de comente real.

CAP~TULO m 'I Señal senoidal que muestra la salida para todas las localidades de ' memoria.

!I Diagrama a bloques del generador de señales de referencia tnfásicas. ': Generación del PWM senoidal. I/ Diagrama a bloques del controlador propuesto para cada rama del

i (a) Diagrama a bloques de un controlador PI, (b) y (c) Gráñcas que i/ representan una entrada escalón unitario y salida del controlador. I Algoritmos del control PI; (a) No interactuate, (b) Paralelo.

11 Curva de caracterización de los parámetros de un controlador utilizando 'I el método de Ziegler-Nichols.

.. . inversor. I.

I,

Respuesta al escalón unitario de UM planta. /i Fig. 111.9 ii Circuito implementado para obtener la respuesta del sistema al escalón. Fig. 111. I O I Respuesta del sistema a un escalón. Fig. 111.11 11 Controlador PI desarrollado tipo paralelo, Fig. 111. 12 Fig. 111.13 ' Figura que muestra la comparación por histéresis evitando los cruces

i,

Comparador con histéresis con retroalimentación positiva.

i!

Fig. 111.14 ¡: Fig. 111.15 .I

:I

Fig. 111.16 ,I

,> Fig. IV.l I:

Fig. iV.2 :I

!! /I

Fig. N . 3

falsos provocados por el ruido. Rama de un inversor trifásico. Diagrama a bloques del circuito de control de tiempo muem implementado. Diagrama a bloques del circuito de protección utilizado.

CAPÍTULO IV

Inversor tnfásico alimentado en tensión y regulado en comente. Esquema que muestra los rangos de utilización de los Dispositivos de Potencia de acuerdo a su capacidad de manejo en potencia y frecuencia de conmutación. Acondicionador de señales para el sensor de efecto Hall.

21 29 30 31

32

33

34 36 38

40

41 41

42

46 46 41 41

48 48 49 50

51 52

52 53

55

56 58

VI11

-

LISTA D E FIGUR4S

t

Fig. 1v.4 $Circuito impulsor implementado. 59 60

~i~ 1v.5 ;;Mbdelo térmico del puente tnfásico.

,:CAPITULO V . ,

Fig. v. 1 ': Diagrama del accionador junto con el banco de pmebas. Fig. V.2 ,: Señales de referencia en la entrada del controlador; 3 A, 60 Hz. Fig. V.3 I, Formas de onda de las comentes de las tres fases; 3 A, 60 Hz. Fig. v . 4 ii Señal de comente en una fase dentro de la ZOM de sobremdulación; 3

:! A, 60 Hz. Fig. V.5 I Señales de comente con carga mecánica; 3 A, 60 Hz. Fig. V.6 Señales de corriente de fase sin carga mecánica; 3 A, a 20 Hz. Fig. v . 7 : Señales de comente de fase con carga mecánica; 3 A, a 20 Hz. Fig. V.8 I! Señales de comente de fase sin carga mecánica; 2 A, a 60 Hz. Fig. V.9 !: Señales de corriente de fase con carga mecánica; 2 A, a 20 Hz. Fig. V. 10 1; Señales de comente de fase sin carga mecánica; 1 A, a 60 Hz. Fig. V. 11 i/ Señales de corriente de fase con carga mecánica; 1 A, a 20 Hz. Fig.V. 12 i/ Contenido armónico de .comente para diferentes amplitudes y

I' frecuencias. I!

Fig. V. 13 .: VCE e I. en una fase; 3 A, 60 Hz. Fig. V. 14 I! Señal de control y comente de fase; 3 A, 60 Hz. Fig. V.15 V,, y comente de UM fase; 3 A, 60 Hz. Fig. V. 16 .. VCE de una rama del inversor tnfásico. Fig. V.17 1 Tensión entre fases, VFf. Fig. V. 18 ' Tiempo muerto entre las señales de control de una rama. Fig. V. 19 .! Señales que muestran la comparación por rampa. Fig. V.20 ,; Respuesta transitoria al activar la etapa de control; 3 A, 60 Hz. Fig. V.2 I '1 'Respuesta transitoria para una fase al activar la etapa de control; 3 A, 60

Hz. Fig. V.22 :i .Respuesta para una referencia de 1 A, 60 Hz. Fig. V.23 .Escalón en amplitud de .8 A a 3 A con la señal de error generada: Fig. V.24 .. 'Escalón en amplitud de .8 A a 3 A con un di/& = 6.35 Nms. Fig. V.25 :/ Escalón en frecuencia de 10 Hz a 60 Hz. Fig. V.26 ::' Escalón en frecuencia desde 60 Hz a 10 Hz.

i; CAPITULOYI

Fig. VI.1 i/ Diagrama a bloques del conjunto accionador. Fig. Vi.2 .: Configuración típica de un filtro activo de comente.

65 66 66

67 67 68 68 68 69 69 69

70 71 71 72 72 72 73 73 74

74 75 75 75 76 76

79 79

m i .APÉNDICE A

Fig. A.1 . Diagrama esquemático simulado en PSPICE. 81

Fig. A.3 " Señales de corriente de fase y compuerta en un segmento del periodo. Fig. A.2 '' .. , Comente de referencia y comente de fase ; 3.4, 60 Hz. 83

84 Fig. A.4 :/ ' Comente de fase y comente de referencia; 2 4 60 Hz. 84

Ix

LISTA DE FIGURAS

Fig. A S Comente de referencia.y comente de fase; IA, 60 Hz. 85 Fig. A.6 ::Seguimiento de la comente ante un cambio en la referencia; O - 3 A, 60

!Hi. 85 Fig. A.7 ;;Acercamiento de la señal mostrando el error de comente. 86 Fig. A.8 :Escalón en amplitud de 1-3 Amp. 86

I/ ' APÉNDICE B

' Diagrama a bloques del circuito de control implementado. Fig. B. 1 88 Fig. B.2 '! Circuito de control y referencias 1. 89 Fig. B.3 ', Circuito de control y referencias 2. 90

I; TABLAS

Tabla 11. I Secuencia de los interruptores de acuerdo a su sector Tabla 11.2 Comparación de los controladores de comente. Tabla 111.1 Parhe t ros del controlador PI. Tabla IV. 1 I! Especificaciones del módulo CM75 DY-24H.

34 35 49 51

X

INTRODUCCION

La Electrónica de Potencia es una de las áreas de investigación que en la actualidad presenta may{res perspectivas de desarrollo. Sus trabajos pueden llegar a todos los sectores, desde la industria, hospitales, edificios, centros comerciales, hasta las áreas rurales.

un; de las técnicas de conversión y control de la energia eléctrica son 10s convertidores CD-CA que a su vez se dividen en dos campos de aplicación:

!i

:: ACCIONADORES DE MOTORES (Frecuencia y tensión variables). SISTEMAS DE ALIMENTACIÓN (Frecuencia y tensión fijas)

De! estos dos campos de aplicación, la tendencia en la etapa de potencia es la utilización'] de los IGBT's (Insulated Gate Bipolar Transistor) en el rango de mediana potencia, dispositivos de potencia que nos ofrecen características hibridas de salida a un transistor 6ipdar y de entrada a un MOSFET.

Anteriormente los motores de CA trabajaban a velocidad constante, impuesta por la frecuencia: de alimentación. Las técnicas de regulación de velocidad (por ejemplo: cambio del número de polos, sistemas Scherbius y Kramer) presentaban inconvenientes tales como alto costo, complejidad, mantenimiento y baja coníiabilidad entre otras['*21. Las nuevas técnicas % control hacen al motor de inducción el más utilizado por las ventajas de robustez, confiabilidad, elevada relación potencidpeso, bajo costo, poco mantenimiento y mejor capacidad para operar en un ambiente adverso (sucio o explosivo)[3'.

Los accionadores de motores de CA han ido incrementándose de manera sorprendente, debido al desarrollo de componentes electrónicos de potencia y a la mejora de las características de los motores de inducción'? Empleando la teoría de campo orientado de los mckores de inducción puede realizarse la regulación de manera dinámica, teniendo una amplia aplicación en los sistemas de posicionamiento y servomecanismos['J

I

I/ " En aplicaciones de alta precisión se requiere que los sistemas accionadores tengan

caracterísiicas de rápida respuesta transitoria, insensibilidad a los cambios en los parámetros de la plania y una rápida recuperación a las cargas impulsivas. Entonces, una alternativa de operar al 'motor en régimen dinámico es el Control por Campo Orientado. Este control es una técniCa que permite la separación de dos componentes que forman la comente de estator' una componente produce el flujo del entrehierro y otra produce el par. De esta manera se puede controlar de forma independiente el par y el flujo. El desacoplo de las componentes se logra controlando la magnitud y fase de la comente de estator bajo condiciones dinámicas o estáticas " 16]

I1

XI

Por io tanto es importante tener un control en comente para tener mejores prestacionec’ del sistema accionador. Las ventajas de alimentar al motor en corriente son las 1 . siguientes: I d ,

1’. Simplificación del modelo del motor. 2. Buenas características dinámicas por su fácil control de flujo. 3 . Es independiente de las variaciones de los parámetros del motor. 4. Bajo contenido armónico (THD) en las comentes de fase.

Para alimentar al motor se requiere un convertidor CDKA y un controlador de corriente, que deberá proporcionar los pulsos de disparo a los dispositivos de potencia necesarios para obtener en la carga una corriente iL que sea lo mas parecida a la corriente de referencia. Estas corrientes son generadas por el control por campo orientado descrito anteriormente.

Existen dos alternativas para que el inversor opere como fuente de comente:

a) Inverso; alimentado en corriente (CSI). b) Inverso! alimentado en tensión (VSI) y regulado en comente

~ 11 El beneficio en alimentar al inversor en comente es de que puede operar en lazo

abierto, pero; su principal desventaja radica en tener un inductor demasiado grande en la etapa de filtiado , lo cual se refleja en un mayor costo, complejidad, volumen y menor eficiencia. Al alimentar al inversor en tensión esta desventaja no se presenta aunque se tenga que cerrar el lazo de retroalimentación.

En: este trabajo se presenta un análisis de los distintos controladores de comente, además d&’ la constnicción del convertidor CD-CA que será utilizado para el accionamiento de motoreh de inducción operando en régimen dinámico. Los controladores de ~omente[~”’*~ se clasifican en tres grupos:

a) Controlador por histéresis b) Controlador PI con comparación de rampa y frecuencia de portadora constante c) Controlador predictivo

I i ; Este trabajo de tesis se ubica en el desarrollo de un convertidor CD-CA alimentado

en tensión y regulado en comente que será utilizado para el accionamiento en répimen dinámico de’tun motor de inducción.

p I/

En la figura A se muestra un diagrama a bloques de un accionador de motor de inducción’ operando en régimen dinámico. El trazo punteado indica los bloques que serán analizados y desarrollados en este trabajo de tesis.

w

...................................

I I . . . . . . . . . . . . . . . . . . ................................ I

Fig. A Diagrama a bloques del conjunto accionador.

I!

OBJETIVO

I I/

OBJETIVO.

El objetivo del presente trabajo es desarrollar un convertidor CDlCA que sea capaz de proporcibnar comentes tnfásicas dadas por las comentes de referencia, para alimentar a un motor be inducción, Estas corrientes pueden vanar tanto en frecuencia como en amplitud. 'I

mi

La alimentación del inversor tnfásico está compuesto por medio de un rectificador trifásico y un:filtro. La ecuación que rige la tensión promedio en un rectificador tnfásico puente compieto es la siguiente:

3 v, = -45 v,, x

La tensión de salida del rectificador trifásico y filtro, es entonces: I!

1: V, =AV, . , = 311.76V

que es la tensión de entrada al inversor trifásico.

Las especificaciones eléctricas de salida que debe tener el inversor tnfásico son: I¡

II

! P , = l K W

I1

Io = O - 3A f,= O - 60 Hz

La importancia principal del presente trabajo es de conjuntarlo con otro bloque que se refiere al estudio de la máquina de inducción, generándose ahí una serie de ecuaciones que propofcionarán las comentes de referencia necesarias para que siga un determinado movimien& ,el motor de inducción. Este trabajo tiene gran aplicación en sistemas de posicionaijento y servomecanismos.

Se 'analizarán las distintas técnicas de control en comente y se implementará la que ofrezca mejÓres prestaciones. Además se proporcionará señalización de encendidolapagado y protección :contra sobrecomente.

:I

XIV

__ _ _ ~ . - I/

CONTENIDO

'I

CONTENIDO 'I

'I /I

En ;y1 capítulo I se presentan las ecuaciones básicas del motor de inducción alimentado (ien tensión y sus características más importantes; posteriormente se realiza un estudio más .detallado del motor de inducción alimentado como fuente de comente, destacando!lsus ventajas para el control de un motor en régimen dinámico. Por otra parte se realiza una comparación de los dos tipos de inversores de acuerdo a su alimentación: Inversor alimentado en corriente (CSI) e Inversor alimentado en tensión (VSI).

I

i

.I

En(e1 capítulo I1 se realiza un análisis de los tres controladores de comente existentes, ,discutiendo las ventajas y desventajas de cada uno de ellos. Con base a lo antenor se realiza Una selección del controlador de comente óptimo. Al final del presente capitulo se incluyen dos: de las aplicaciones de los controladores de comente para el control de los motores d& inducción.

/i

I,

En:el capítulo 111 se presenta el procedimiento de diseño del controlador de comente seleccionho. Se consideran aspectos tales como la generación de las referencias de corriente, la sintonización, el control de tiempo muerto y las protecciones.

En el capítulo IV se presenta el diseño de la etapa de potencia del inversor, con ia selección "del dispositivo de potencia, diseño térmico, circuitos impulsores y algunos aspectos criticos del diseño. 1 , .

En el capitulo V se presentan los resultados obtenidos para distintas señales de referencia: Además se incluyen pruebas realizadas al sistema como escalón de frecuencia, de amplitud 'b de carga y la medición de los errores encontrados en la comparación de las corrientes de referencia y las comentes de carga.

I

En el capítulo VI wpresentan las conclusiones del trabajo de tesis y las sugerencias para futur'os trabajos en esta área de investigación.

1 Ed el apéndice A se muestran algunas de las simulaciones efectuadas en PSPICE con

los valores correspondientes de los parámetros del motor y del sistema total implementado en ia práctica.

P& último, en el apéndice B se incluye el diagrama del circuito de control ,

impleme&ado.

il

ij

Capítulo I

I I!

!I

Esiudio !! del motor de inducción e inversor

1

cAPimo I ESTUDIO DEL MOTOR DE I N D U C C I ~ N E I ~ v E R S O R

1,

i!

1.1 INTRODUCCION

Se estima que el 75% de las aplicaciones de motores eléctricos requieren que la velocidad del motor se reduzca, el par se incremente o ambas cosas[1o1. Existe una gran cantidad de aplicaciones en ventiladores, Compresores y bombas, pero destacan las de altas prestaciones en servomecanismos que se han incrementado por el importante desarrollo de la automatización industrial. En años recientes con,:el surgimiento de la Teoría de Campo Orientado, se han conseguido avances significativos en las prestaciones dinámicas del motor de inducción; esto acompañado del progreso de los dispositivos de potencia y la microelectrónica, que permite al motor de inducción actuar fuera del control dg velocidad variable dado por la relación voltsíhertd"], el cual tiene aplicación en funcionamiento en régimen permanente.

1.2 FUNDAMENTOS DE LOS MOTORES DE INDUCCI~N

1.2.1 Principio de Funcionamiento I! 'I

El motor de inducción recibe este nombre porque la tensión del rotor (que produce la corriente y el':campo magnético) se induce sin que existan conexiones fisicas. Un motor de inducción se distingue porque no necesita una corriente de excitación para funcionar.

I! I!

I!

rci

Fig. I. 1 Desarrollo del par producido en un motor de inducción.

2 i!

CAPiTULO I ESTUDIO DEL MOTOR DE INDUCCIÓN E IIWZRSOR

El motbr de inducción tiene un devanado en su estator que se excita desde una fuente externa de Cd. Su rotor consiste en una estructura laminada con ranuras oblicuas en las que se ha fundido un material conductor, lo que produce un rotor sólido, cilíndrico, en corto circuito. También son llamados asíncronos, porque su velocidad de operación es ligeramente menor a la velocidad de sincronismo ,; 112 13)

En la figura I. 1 se describe el desarrollo del par producido en un motor de inducción. En (a), el campo magnético giratorio del estator Bs induce una tensión en las barras del rotor. En (b), la tensión del rotor produce una corriente, que se encuentra atrasada con respecto a la tensión debido a la inductancia del rotor. En (c), la corriente del rotor produce un campo magnético BR que se encuentra atrasado 90" con respecto a la comente y que al interactuar con el campo magnético resultante Bnii, produce en la.máquina un par en sentido contrario a las manecillas del reloj.

Si se :conecta el estator a un sistema trifásico de tensiones, por sus devanados circula un sistema trifákco de corrientes. Estas corrientes producen un campo magnético BS , que gira en sentido conttario a las manecillas del reloj. La velocidad de rotación de este campo magnético está dada por:

o, =- 4+~ rad/seg P

I. 1

ó bien, I!

Donde .on o n, es la velocidad de sincronismo, fi es la frecuencia de las tensiones y comentes de aiimentación, y p es el número de polos del devanado. Este campo magnético alcanza las barras del rotor e induce tensiones en ellas.

!:

lí La tensión inducida en las barras de un rotor determinado, está dado por la ecuación

I/

!! e, = ( v x B ) . I 1.3

donde v = velocidad relativa de las barras del rotor con respecto al campo magnético B = laensidad de flujo magnético en el estator 1 = longitud de una barra del rotor

El movimiento relativo del rotor con repecto al campo magnético del estator es 'el que produce 1a;)ensión inducida en las barras del rotor. En la parte superior del rotor, la velocidad relativa de sus barras con respecto al campo magnético es hacia la derecha, de manera que la tensión inducida en:ellas está orientada hacia afuera del plano, mientras que en la barras situadas en la parte inferior, la tensión inducida tiene sentido contrario, sucediendo lo mismo con las comentes del rotor. li

3

c A p i w L o ~ESTUDIO DEL ,+IOTORDEIM)UCCION E I~WFRSOR

if

Sin embargo, como en conjunto el rotor es inductivo, el valor pico de dicha corriente está atrasado con respecto al valor pico de la tensión. La comente del rotor produce entonces un campo magnético B~ en ei mismo.

Finalmente, el par producido en la máquina está dado por

:i 1.4

Este par es de sentido contrario a las manecillas del reloj; por lo tanto, ei rotor se acelera en esa dirección., Sin embargo, la velocidad del motor tiene un límite. Si el rotor llegara a girar a la velocidad sín&ona, sus barras estarían estacionanas con respecto al campo magnético y entonces no se induciría tihsión. Si eind fuera igual a cero, no habría corriente en el rotor y por lo tanto, tampoco habría campo'!magnético.

II

/i Sin campo magnético en el rotor el par producido sería cero y por la fricción, el rotor se

frenaría. Entdnces un motor de inducción puede girar a velocidades cercanas a la sincrónica, pero nunca alcanzará exactamente la velocidad síncrona.

Deslizamiento 'I

6 Lo comentado anteriormente determina una diferencia de velocidades producida entre ( I ) la

velocidad de! sincronismo del campo magnético giratorio, esencialmente función de la Frecuencia para una mabuina de inducción determinada, y (2) la velocidad de deslizamiento que gira como resultado del par producido por la interacción en su campo y el campo magnético giratorio"". Esta diferencia de'lvelocidades se denomina velocidad de deslizamiento y está dada por:

II

o,, =o,-o, radíseg 1.5

I ó bien

li //

ns, = ns - n? rev/min 1.6

Donde ar y n, representan la velocidad angular del rotor, en radianes por segundo y revolucioneipor minuto respectivamente. El otro término que se utiliza para describir el movimiento relativo es el deslizamiento s, que corresponde a la velocidad relativa expresada en unidad o porcentaje. Es una cantidad muy importante en el estudio del motor de inducción, y está dado por:

1.7

Se puede observar que, si el rotor gira a velocidad síncrona, s = O; y si el rotor no tiene movimiento,:: s = 1. Todas las velocidades normales del motor están comprendidas entre estos dos límites.

4

.~ .~ .- - - I!

I,

mi CAP~TULO I ESTUDIO DEL ,MOTOR D E IMUCCIÓN E IN~ZRSOR

1.2.2 Modelo del Motor I1

A continuación se presenta el circuito equivalente del motor de inducción [IJ':

R S L i

o 1 I

:: Fig. 1.2 Circuito eléctrico equivalente del motor de inducción en regimen permanente.

Este circuito representa el equivalente monofásico en estrella, donde:

.!I L, = Inductancia magnetizante. Li = Inductancia de dispersión del estator. L2 = Inductahcia de dispersión del rotor. VI = Tensión fase-neutro de alimentación. Xi = Reactancia de dispersión del estator. X2 = Reactaficia de dispersión del rotor.

i, = Comente de estator. ii = Comente de rotor. i, = Comente magnetizante. X,,, = Reactancia magnetizante. R = Resistencia de rotor R= Resistencia de estator.

If

Basándonos en el circuito eléctrico equivalente del motor y suponiendo una alimentación trifásica senoidal equilibrada, describiremos las principales ecuaciones y características del comportamieho del motor alimentado con fuente de tensión, y posteriormente se presenta un estudio más detallado del motor alimentado en comente.

!I 1.3 MOTOR ALIMENTADO CON FUENTE DE TENSIÓN

!!

Para kl análisis del circu'ito empleamos el equivalente Thevenin visto desde la rama magnetizante, donde la malla formada por la fuente de alimentación VI, la resistencia de estator R, y las reactancias Xi, X, es reemplazada por la fuente de tensión equivalente V., una resistencia equivalente y una reactancia equivalente K , en serie con XZ y K, como se muestra en la figura I.3[161.

II !! 5

CAP¡TULO I ESTUDIO DEL MOTOR DE INDUCCION EINVERSOR

Fig. 1.3 Equivalente Thevenin del motor visto desde la rama m a g n e t i t e . 'I

Las ecuaciones que caracterizan ai motor de inducción alimentado en tensión se desciben a continuación: ~

Expresión , ./ de par en función del deslizamiento:

2 R, 3v, -

Ecuación del deslizamiento en el punto de par máximo:

1.8

1.9

Expresion del par máximo:

M m a x = 3ve2 I. 10

1 ,, 8, "

Con dase en la ecuación 1.9 se observa que existen dos puntos de par máximo, uno positivo y otro negativo. En la figura 1.4 se muestra la forma típica de la curva par-deslizamiento, donde se puede observai los dos puntos de par máximo. El par máximo positivo es menor que el par m h o negativo.

6

CMíTULO I ESTUDIO DEL MOTOR DE INDLICCION E INVERSOR

M-} ......... ~ ....... ~ i CARGA

FRENO

;I s O o

GENERADOR I SIN CARGÁ I I

Fig. 1.4 Curva tipica pardeslizamiento de un motor de induccion. li

Las características más importantes al alimentar al motor con fuente de tensión son:

L La curva par-deslizamiento es prácticamente simétrica con respecto a la velocidad ' j de sincronismo donde s = O

En la zona de pequeños deslizamientos, el factor de potencia (F.P.) se mantiene alto ~j y prácticamente constante. 1'0 El consumo de comente es prácticamente proporcional al par en la zona de I pequeños deslizamientos, aumentando mucho cuando aumenta el deslizamiento. ,:* Existe un punto de par máximo en la zona de operación como motor.

El par a plena carga es es aproximadamente la mitad del par máximo y es ,' ligeramente menor que el par de arranque (s = I) hablando de un motor tipo "B. .:* La velocidad sin carga es casi igual a la velocidad síncrona, esto es s i~ O, y a plena 1' / / carga el deslizamiento es de un valor muy pequeño. ,;* La máquina de inducción trabaja como generador cuando se opera a velocidades '' mayores que la velocidad de sincronismo, mientras que actúa como freno cuando se /I le obliga a girar en dirección opuesta a la que está operando.

:I

1.4 MOTOR ALIMENTADO CON FUENTE DE CORRIENTE ;I

!!

Si se'itoma la corriente de estator ii de un convertidor trabajando como fuente de comente (figura I. l), las características de funcionamiento del motor varían con respecto a la alimentación en tensión, reflejándose esta variación en la curva par-deslizamiento, como se observa en la figura 1.5.

7

i

O - I 1

/I c a p i r u L o I ESTUDIO DEL ,MOTOR D E I M > U C C I ~ N E I N V E ~ O R

-

... Iii'

v i

Fig I 5 Curva par-deslizamiento para un motor almentado con fuente de cornel

2

ite.

La tensión en las terminales del motor se calcula encontrando la impedancia equivalente del estator El equivalente Thevenin visto desde el estator se presenta en la figura 1.6.

I:

Fig. 1.6 Circuito equivalente Thevenin del motor de inducción para una fase. li

La potencia de entrada al rotor o par podemos expresada como: Ij

La expresión del par eléctrico desarrollado por el motor es: I'

1.11

1.12

8

CAPÍTULO I ESTUDIO DEL MOTOR DE INDUCCIÓN E INVERVOR

Combinando las dos ecuaciones anteriores, encontramos el par en función de la comente de rotor:

R , I s . , me = 3p- ' 2

01

I. I3

De la figura I 2 y por medio de un divisor de comente obtenemos la expresión de la corriente ,I

de rotor en función de la corriente de estator'

I. 14

De la'misma manera puede obtenerse la ecuación de la comente de magnetización en función de la comente de rotor, expresada por.

li

1.15

Introduciendo la ecuación 1.14 en 1.13 obtenemos el par en función de la comente de I1

estator: I

1.16 3pR, X i s

M =

Si derivamos la ecuación anterior con respecto a s y se iguala a cero, se obtiene el deslizamiento de par máximo:

R ~ - s 2 ( X 2 + X , ) 2 = 0

Despejando s se tiene:

RR = +- R, s,,, = f x Z + x m OIL,

I. 17

1.18

Si ihtroducimos la ecuación anterior en la ecuación 1.16 obtenemos la ecuación del par máximo dada por.

'I

9

c.iTuLo IESTUDIODEL MOTORDE INDUCCION E INWSOR li

I. I9

En este caso la curva par-deslizamiento es totalmente simétrica respecto ai deslizamiento igual a cero. Además, el par máximo no depende de la frecuencia de alimentación, sino del valor de la corriente d$ estator.

!I La ecuación de par máximo despreciando el efecto de la resistencia de estator cuando

alimentamos en'.tensión es: il

ii

De laicomparación de I. 19 y 1.20 podemos observar que:

~*, %z %ax

1.20

1.21

Por lo que podemos concluir que el deslizamiento de par máximo alimentando el motor con corriente es 'hnacho menor que cuando se alimenta con tensión, siendo su relación del orden de el coeficiente de dispersión cs.

'I El par de arranque lo obtenemos cuando s=l en la ecuación 1.16, obteniendo la siguiente

I expresión:

Donde: Ij

II x=x2+x,

1.22

1.23

que es la reactancia del motor. El par de arranque al alimentar en comente es muy pequeño, ya que es equivalente a intentar arrancar alimentando en tensión y comente reducida. Es por esto que resulta 'boco útil alimentar en comente cuando se trabaja a frecuencia fija, en los cuales se requiere pa(m&&no de arranque. Básicamente la alimentación en comente se emplea en sistemas de frecuencia iarikble, trabajando en la zona de pequeños deslizamientos.

De la figura 1.5, se pueden anotar los siguientes puntos: il * El par eléctrico máximo depende de la comente de estator impuesta i l y de la ; frecuencia. Este par es mucho menor que en el caso de alimentación en tensión. il

10

c,wimLo I ESTUDIO DEL MOTOR D E INDUCCION E INVERSOR

I1 :;Para una determinada corriente i t , si disminuye el deslizamiento aumenta la comente iImagnetizante i,. Entonces, también aumenta el flujo y el par desarrollado por la I/

- :máquina. 'I , El par de arranque (s = I) es de un valor muy pequeño, y menor que en el caso de la .I alimentación en tensión. ij

I' " La ecuación I. 18 indica la presencia de dos puntos de par máximo de igual magnitud ib y diferente signo, por lo que la curva par-deslizamiento es totalmente simétrica con 8. respecto a la velocidad de sincronismo.

1.4.1 Ventajas al Alimentar al Motor en Corriente I1 '.

DepeAdiendo de cada aplicación es necesario realizar un estudio para.detemiinar la topología y el control'/ adecuado. Sabemos que para nuestra aplicación, que es el control de posición, necesitamos Controlar la corriente de estator y el flujo del rotor (&), que es necesario estimarlo en base a la coriiente de estator, la velocidad y la posición.

I: ii

Al alimentar en corriente al motor de inducción se obtienen las siguientes ventajas:

1. ¿a.simplificación del modelo del motor, lo que facilita los cálculos de la estrategia de la

2. Menores variaciones de los parámetros del motor ante cambios en la temperatura y par

3. Tener buenas características dinámicas por el fácil control de flujo. 4. Obtener corrientes de alimentación con bajo contenido armónico. Esto tiene relación con

hstimación seleccionada.

be carga.

!a selección adecuada del controlador de comente.

i/ /I li

1.5 TIPOSDE INVERSORES

El uso de inversores es muy común en aplicaciones industriales tales como el accionamiento de motoreside inducción de CA de velocidad variable, calentamiento por inducción, y los sistemas de aliment&ion inintemimpibles (SAi). La entrada puede ser una batería, una celda solar o una fuente de CD'""'. Como se expuso antes, el caso de interés en este trabajo es el uso de inversores que operani:co.mo fuente de corriente. A continuación se presenta una descripción de las alternativas que existen ;para conseguir esto.

1.5.1 Inversor Alimentado en Corriente (CSi) iJ

En ¡in inversor alimentado en comente (CSI), la comente de salida se mantiene constante independientemente de la carga, y la tensión de salida es obligada a cambiar para mantener esta condición. 'Se requieren diodos en serie con los interruptores para bloquear las tensiones inversas sobre los *smos

I!

. .. _. . . .

C A P ~ T ~ ~ L O I EST~~DIO DEL MOTORDE INDUCCI~N E INVERSOR

En fun&& de la potencia que maneja el convertidor, se selecciona el dispositivo. Esto da lugar a distintas topologías de potencia, las cuales se muestran en las figuras siguientes.

'! !I Por ejemplo para trabajar a mas altas potencias, pueden utilizarse tinstores, para el apagado

de ellos solo se necesitan dos capacitores. Por ejemplo si Ti y T2 conducen, Ci y CZ se cargan con la polaridad mostraaa (fig. 1.7). Luego el disparo de T, y T, producen la polarización inversa de TI y T2 por lo tanto son apagados. DespuQ ocurre lo contrario a lo anteriormente expuesto. De la misma manera opera un inversor trifásico.

tVS L

I I I

Fig. 1.7 Inversor monofásico alimentado en comente con tinstor.

La figura 1.8 muestra el circuito de un inversor trifásico alimentado en comente utilizando IGBT's. Las formas de onda para las señales de compuerta y las comentes de linea para una carga conectada en estrella aparecen en la figura 1.9 En cualquier instante solo conducen simultáneamente dos transistores. Cada dispositivo conduce para 120". La ecuacion de la comente para la fase o se puede expresar como

41 nx n=1.3.5. ... nx 6

i , = c Leos-sen {at+:)

iL I I I I

1.24

Fig. 1.8 Inversor trifaSico alimentado en comente con IGBT's

12

t

IL

o

CAPITULO I ESTUDIO DEL MOTOR DE INDUCCION E INVERSOR

11 211

IC

, -01 T

:I ., '

Fig. 1.9 Formas de onda de la comente de carga de la fig. 1.8.

il Pueden aplicarse diferentes técnicas PWh4 a fin de variar la comente de la carga y mejorar la

calidad de SA forma de onda. I1

El inversor fuente de comente (CSI) es similar a un inversor fuente de tensión (VSI). En un VSI, la for4a.de onda de la tensión línea a linea es similar a la comente de línea de un CSI. Las ventajas de1:CSI son las siguientes:

Dado que la comente en CD de entrada es controlada y limitada, un disparo equivocado de los Ibispositivos de conmutación, o algún corto circuito, no provoca problemas serios. Lacomente pico de los dispositivos de potencia está limitada. Son más sencillos los circuitos de control para los tiristores.

II

La principal. desventaja de un CSI radica en que requiere de un reactor voluminoso y costoso. Sin embargo, el CSI puede operar en lazo abierto,utilizando algunas de las técnicas PWM.

1.5.2 Inverior Alimentado en Tensión (VSi) y Regulado en Corriente I/

Los 'inversores tnfásicos normalmente se utilizan en aplicaciones en alta potencia. Pueden estar compüestos por tres inversores monofásicos de medio puente. Las señales de compuerta de cada inversor monofásico deben adelantarse o atrasarse 120", uno con respecto a los otros, a fin de obtener tensiones tnfásicas equilibradas.

il

13

I.

9'

li O 92 O

93 O

94

O 95 O

96

O

il

it I!

cApÍTuLo I ESTUDIO DEL MOTOR DE I N D U C C I ~ N E I N V E ~ O R

I I 01

1 I I 01

I I I O1

i W l

1 O1

71 271

T[ 27[

ll 271

ll 2x

ll 2ll

ll 27[

'

r O1 ?ab

ii

I Se puede obtener una salida tnfásica a partir de la configuración de seis transistores y seis diodos como :e muestra en la figura I. 10. A los transistores se les puede aplicar dos tipos de señales de control: conducción a 180" y conducción a 120".

i I

VS

O

VS

O

vs O

ii

O1 ll

27[ ?bC

O1 7l 271

?ca

O1 71

2 l l

I!

CONTROLPDOR DE CORRIENTE

' I

I/

I/ Fig. 1.10 Inversor trifásico alimentado en tension y regulado en comente.

CONDUCCIÓN A 1804

Fig. 1.1 1 Formas de onda para conducción a 180".

14

. .. - . . --

CAF'ITULO I ESTUDIO DEL ,UOTOR DE Ih'DUCCIbN E Ih"EmoR

En esta configuración cada transistor conducirá cada 180". Tres transistores se mantienen instante de tiempo. Cuando el transistor Q, esta activado, la terminal a se

positiva de la tensión de entrada. Cuando se activa el transistor Q4, la negativa de la fuente de CD. En cada ciclo existen seis modos de

60". La secuencia de operacion es la siguiente: 123, 234, 345, 456, terminal a se

561, 612. Por id tanto las señales de excitación mostradas en la figura I. i t están desplazadas 60" unas de otras, pira poder obtener tensiones tnfásicas equilibradas.

Existen seis modos activos de operación en un ciclo completo, los circuitos equivalentes aparecen en la figura I. 12.

1 2 3 , ,

L L ' !i

n n n

4 5 6

Fig. I. I2 Circuitos equivalentes para una carga conectada en estrella.

01 v93

O -vs/3

vcn '~ / '

, i ;, I

01

I !! ! !

Fig. 1.13 Tensiones de fase para la conducción a 180'.

Con cargas resistivas, los diodos defree-wheeling no tienen función. Si la carga es inductiva, la comente es atrasada con respecto a la tensión, tal y como se muestra en la figura I. 14.

Fig. I. 14 Tension y comente de fase en uiinvenor trifisiw con carga RL

Si nos referimos a la figura 1.10, ocurre lo siguiente:

Cuando Q 4 está desactivado, la única trayectona para la comente de línea negativa i, es a través de Di:. De ahí que la terminal de la carga a esté conectada a la fuente de CD a través de DI hasta que se invierta la polaridad de la comente.de carga en t = ti. Durante el pedodo O 5 t ti, el transistor Q,ino conduce. En forma similar, la conducción del transistor Q4 inicia en t = tz.

,

16

I

Capítulo 11

Estudio y selección del control

17

CAF~TULO 11 ESTUDIO Y SELECCIONDEL CONTROL

11.1 INTRODUCCI~N

Los;inversores PWM con control en corriente ofrecen ventajas primordiales en el funcionamiento de los accionadores de CA, destacando la inmunidad a las variaciones de los parametros del motor ante cambios de temperatura. Esto demanda un controlador de corriente con una buena respuesta dinámica. Los controladores de corriente pueden dividirse en tres grupos [i9.201.

a) Controlador por histéresis b) Controlador por rampa c) Controlador predictivo

11.2 PROPIEDADES GENERALES DE LOS CONTROLADORES DE CORRIENTE

%tes de analizar los diferentes controladores, se examinarán las propiedades generales de'eilos. Los conceptos vector de comente y vector de tensión se utilízan porque es important1 su representación dentro de un plano vectorial, para observar exactamente su movimiento1 y por 10 tanto podemos determinar el comportamiento natural de cada controladhr/j2". El vector tensión se define por la siguiente expresión:

I

7 = -(va 2 + ZVb + ZZVJ 3 donde I I!

11. I

II.2

la cual defide un vector en un plano complejo, asociado con las tres tensiones de fase.

componente de secuencia cero VO, utilizando las siguientes expresiones.

1 1 De :orma contraria, las tensiones trifásicas pueden obtenerse a partir de V y el

11.3 = lvlcose + v,,

I1.4

II.5 donde 8 es el ángulo entre el vector de tensión y el eje real.

.

CAPiTULO I1 ESTUDIO Y SELECCIÓNDEL CONTROL

La figura 11.1 muestra el esquema básico de un inversor tnfásico alimentado en tensión, El punto medio de la tensión de alimentación se toma como referencia de tierra.

Fig. U.1 inversor alimentado en tensión (VSI)

Cuando existe un cambio de estado de conmutación en una rama del inversor, el vector de tensión resultante depende de las otras dos ramas. Por ejemplo, si la fase " a " conmuta de 1 a O, podemos tener los siguientes vectores de tensión:

- v,(A+,B-,C-) + V8(A-,B-,C-) v2(A+,B+,C-) + v,(A-,B+,C-) V, (A+, B+, C+) + V4 (A-, B+, C+) v,(A+,B-,C+) -f v,(A-,B-,C+)

- - - - -

Para que un controlador de comente opere en forma adecuada, debe aplicarse una tensión suficiente para forzar a la comente a la dirección deseada.

Por otra parte, si el neutro se conecta al punto medio del bus de CD, las tensiones linea a tierf.a,v,, vbg, VEZ son iguales a las tensiones línea-neutro. De tai manera que la suma de las tensiones línea-neutro es cero y el inversor no puede aplicar los comandos V, y V8['!

11.3 CONTROLADOR DE CORRIENTE POR HISTÉRESIS 1,

Este controlador de comente es sencillo en cuanto a su construcción, tal como se muestra en la figura 11.2. Se observa que a la comente de referencia de una fase i.*, se le resta la d m e n t e sensada en la salida i.. El error se detecta por un comparador que incorpora una bandalde histéresis determinada por ZAI. El estado de conmutación TA+ apagado y TA- encendidd'aparece cuando la corriente empieza a exceder un valor determinado, dado por i. +AI. La c&qnutaciÓn inversa, TA+ encendido y TA- apagado, se presenta cuando la comente sensada tiknde a ser menor que la comente deseada mas su incremento de comente (¡,:AI). Se agregauri bloque de control de tiempo muerto para permitir que uno de los interruptores se apague! antes de encender el otro y así evitar posibles cortos circuitos en el bus de CD.

/j 19

CAPhULO I1 ESTUDIO Y SELECCIÓN DEL CONTROL

En este tipo de control, la frecuencia de conmutación no permanece constante y cambia a cada instante debido a la acción de laf~ern.‘~~’.

; a

Fig. U.2 Controlador de comente por histeresis p m una fase.

Mientras el sistema es muy simple y proporciona buena regulación, este controlador presenta su: mayor desventaja en producir una alta frecuencia de conmutación PWM que cambia a lo’ largo del periodo de la fundamental. La figura 11.3 muestra la forma de onda de salida, ilustrando la naturaleza variable de la frecuencia de conmutación PWM. Desafortun$damente, la variación de la frecuencia de conmutación también tiene otro problema q k s e opone a las necesidades de un buen control de comente, debido a que existe una mayor frecuencia de conmutación cuando aparece la más baja frecuencia de referencia. El controlador por histéresis también tiene la desventaja de que el error de comente puede llegar al doble della banda de histéresis como se explicará más adelante.

Fig. lI.3 Comentes de fax y frecuencia de conmutación en un controlador por histéresis

El flncionamiento del controlador se puede explicar en términos de un diagrama de conmutación en el plano complejo, como se muestra en las figuras 11.4-Ii.7. La figura ii.4 muestra el vector de la corriente de referencia i*, el vector actual de comente i y el vector de comente de error Ai en el plano complejo (eje-a) de un sistema de referencia tnfásico. El error de 1a:comente de línea Aia es la proyección de Ai sobre el eje a. El controlador por histéresis conmuta por la fase “a ”del inversor cuando Ai, excede la banda de histéresis, y se representa ‘por las dos líneas de conmutación dibujadas perpendicularmente al eje ‘Y (figura 11.5). Las líneas de conmutación se.locaiizan a una distancia h, igual a la banda de histéresis desde el extremo del vector de referencia de comente. De igual manera se pueden dibujar las líneas de c8Mutación de las fases ‘b”y ‘Vi el diagrama resultante de conmutación completo se muestra’ed la figura 11.6.

20

cuiruo 11 ESTUDIO Y S E L E C C I ~ N DEL CONTROL I

..

i ij Un diagrama de conmutación establece que la trayectoria de máxima comente puede

alcanzar el doble de la banda de histéresis, 2h. La figura 11.7 muestra una trayectoria de corriente que cruza la banda de histéresis. Esto ocurre cuando el vector de tensión inicial VI (A+ ,B-, C-)? obliga al vector de comente a desplazarse a la linea de conmutación -A, la cual resulta en un vector de tensión cero Vs (A-, B-, C-) , entonces tratara de cruzar en la misma dirección del vector de tensión porque la suma de las comentes es ceroLz4’.

1)

!

~

8

.................. 0 -B.,, ~ , ............. , .A - ... + A i ..*8

’/;,’ .

Fig. ü.4 Vectores de comente en el plano complejo. Fig. U.5 Lineas de conmutacion para la fase a.

m I

Fig. U.6 Di&a&a de conmutacion de un controlador por histeresis de tre& controles independientes locahdos en

el plano complejo.

Fig. U.7 Trayectoia de comente cuando existe el máximo m r de wmente.

21

CAPiTULO II ESTUDIO Y SELECCIONDEL CONTROL I t

El funcionamiento correcto del controlador es seguir la operación en el interior del hexágono. Así que siempre que el error de comente toca una de las lineas cambia a otro vector, dirigiendo el error de corriente hacia otra trayectoria.

La figura 11.8 muestra una trayectoria de corriente indicada por la línea continua, que representa un ciclo completo. El vector de tensión inicial Vi (A+, B-, C-), fuerza al vector de corriente a cruzar en la misma dirección que el vector de tensión, asumiendo que lafcem y la resistencia son Cero. El vector de corriente alcanza la línea de conmutación +C provocando un cambio en el vector de tensión a V2 (A+, B-, C+). Después el vector de comente llega a - A produciendo el vector de tensión V, (A-, B-, C+). Continuando con el mismo razonamiento,i los seis estados de conmutación se aplican repetidamente y se puede llegar a tener una frecuencia de conmutación grande si la inductancia es baja y se toma una banda de histéresis pequeña. La línea punteada representa la trayectoria de la corriente cuando existe una fcem. ,;

h /I '

\I

Fig. U.8 T:ayectona de comente para das ciclos. Linea continua: cero fcem. Linea punteada: fcem no cero 1,

il.3.1 Frecuencia de Conmutación

Para fihJs de análisis consideremos el caso donde el neutro del motor se conecta al punto medio de ¡a fuente de alimentación de CD como referencia, y tomamos solamente una carga inductiva a la salida, como se mostró en la figura 11.1. Por lo tanto, sabemos que al utilizar esta conexión, cada fase es independiente de las otras. La figura 11.9 muestra la comente y la tensión de una rama del inversor'*''.

I 'I .

La coriiehte i, tiende a cruzar la banda de histéresis infenor en el punto 1, donde A+ se enciende. La comente i.' sube lineaimente y alcanza la banda superior en el punto 2, donde ahora A- se enciende. Entonces podemos escribir los siguientes intervalos de ti y t i

di: - dt

L- - O.SV,,

di; - dt

L- - -0.5Vd,

11.6

Ir. 7

donde Vdc es lapnsión en el bus de CD

22

Ili CAPÍTULO 11 ESTUDIO Y SELECCI~NDEL CONTROL '!

OSVdc I "

Fig U 9 Formas de onda de comente y tensLon en el controlador de comente por histeresis

entonces 1 :

11.8

I ,

donde L = inductancia de una fase e i,' e i; son los segmentos de elevación y caída de la corriente de salida También podemos escribir:

, :,

I t , + t , = T , = -

fc

11.9

11.10

11.11

I donde t i y tZ son los intervalos de conmutación, fc es la frecuencia de conmutación y HB es la amplitud de la banda de histéresis. Sumando (11.9) y (11.10) y sustituyendo en (II.ll), obtenemos , . , :I

restando (11.10) "de (11.9)

-0 di: di; 1 di:

tl-+t,----- dt dt f, dt

di: di- di 4 H B = t , - - t 2 2 - ( t -t*)- dt

dt dt

11.12

II. 13

23

. - - - -----__ 1

i

I I

CM/TULOII ESTUDIO YSELECCIONDEL CONTROL

sustituyendo (11.8) en (II.13), obtenemos

di di,' 1 di: di 1 dt fc dt

4HB=(t, +t,)--(t, -t2)-=---(t, - t i ) - dt dt

sustituyendo (I1 8) en (11.12) y simplificando

11.14

11.15

sustituyendo (11.1'5) en (11.14)

r 1

11.16

sustituyendo (11.6) en (11.16) y simplificando

! I(.

entonces, la frecuencia de conmutación está determinada por

il A

11 'I

-1 1-- f c = (HB)L

11.17

U.18

donde m = dilL/!¡t es la pendiente de la comente de referencia. La ecuación 11.18 indica que para una banda de histéresis especificada, la frecuencia de conmutación varía de acuerdo a los valores de VdC y m. La pendiente m puede descomponerse de la siguiente manera:

La frecuencia de conmutación máxima y mínima se describen como:

, etc. 2 2n e n a t = - , - 0.125Vd,

fc- = ( H B F R 2

11.19

11.20

14 I!

'i 1; 25

c , w i r u L o 11 ESTUDIO Y S E L E C C I ~ N D E L CONTROL i t sustituyendo (11.8) en (11.13), obtenemos ,

di * di: 1 di: di

dt dt f, dt dt 4HB=(t1 +t,)--?--(t,,-t,)-=---(t, - t * ) -

sustituyendo (11.8) en (11.12) y simplificando

I1

II

.:.

!

sustituyendo (11.15) en (11.14) I

I 4m=-

f c

sustituyendo (11.6) en (11.16) y simplificando

HB=

entonces, la frecuencia de conmutación está determinada por:

11.14

11.15

11.16

11.17

íi .18

donde m = di.*/dt es la pendiente de la comente de referencia. La ecuación 11.18 indica que para una banda de histéresis especificada, la frecuencia de conmutación varía de acuerdo a los valores de Vdc y m. La pendiente m puede descomponerse de la siguiente manera:

= ~ . ~ o ~ ~ ~ < i + c o s ~ o t ) dt

La frecuencia de conmutación máxima y mínima se describen como:

, etc. e n o t = - , - 2 2X - 0.125Vd, fc,, - (fw- x 2

II. 19

11.20

24

CAP¡TULO II ESTUDIO Y SELECCION DEL CONTROL

El controlador PI se utiliza para proporcionar una alta ganancia en CD que dispone de una rápida respuesta y baja ganancia en altas frecuencias, con el fin de corregir errores de estado estable.,

Una descripción más detallada es la siguiente: el controlador PI genera una señal de comando u;", la'cual se compara con una señal triangular. Si el comando es mayor que la amplitud de la señal triangular, el comparador debe proporcionar un pulso para obtener una polaridad positiva, es decir aplicar un pulso a TA+. Cuando el comando de tensión es menor que la onda triangular, la conmutación será de polaridad negativa (T, encendido).

El contiolidor opera a una frecuencia de conmutación constante determinada por la señal triangular. La tensión de salida es proporcional al comando de tensión y la onda triangular, siempre y cuando la amplitud de la onda triangular sea igual o menor a la amplitud de u;", Entonces la componente fundamental de la tensión de salida se expresa por:

11.23

donde kA=(i/2)(Vdc/VA), Vdc es la tensión de la alimentación de CD y VA es el valor de pico de la señal triangular. La tensión u;. es.la que determina la tensión de salida.

La razón,del comando de tensión de entrada con la tensión de la onda triangular es la amplitud del indice de modulación mi, por lo tanto la ecuación (II.23) puede ser nuevamente escrita como: 1

1 u,, = - Vdc mi m, 5 1 2

11.24

Así que la tensión de salida es linealmente proporcional al comando vi.. Cuando la amplitud de la t e n s h del comando excede a la de la onda triangular, las intersecciones de las dos señales de comparación empiezan a eliminarse y consecuentemente desaparecen conmutaciones provocando la sobremodulación. En este caso, puede mostrarse que la tensión de salida se expresa,por la siguiente

uoUz = mi - 'dc[ sen-' ( i / m i ) + ( i / m i ) J m ] mi ) i 11.25 r[ , ,

Un esquemai de la variación de la componente fundamental de la tensión de salida como una función del índice de modulación mi, se muestra en la figura 11.11.

26

c m í r u L o 11 ESTUDIO YSELECCIONDEL CONTROL I

1

2 - W C n

O 1.0 2.0 3 .O 4.0 5.0 INDICE DE MODULACION -mi

Fig.ü. 1 I Componente fundamental de la tension de fase vs. indice de modulacion mi

Se observa que al aumentar mi la tensión de salida se aproxima a la amplitud correspondiente a una forma de onda cuadrada. Cuando mi > 1 se entra en la zona de sobre- modulación, lo que implica la pérdida de pulsos de conmutación. El elemento de histéresis se incluye para prevenir la conmutación múltiple en la etapa del inversor si la razón de cambio de Iá tensión de entrada

iI.4.1 Análisis en el Dominio de la Frecuencia

excede a la de la onda triangular.

La modulación P W M produce la tensión linea-neutro, la cual es proporcional a la razón de la amplitud de la onda senoidal y la triangula$2’1. El diagrama a bloques del modelo en el domini! de la frecuencia del controlador PI con comparación por rampa se muestra en la figura 11.12.

E

!: I Fig. II. 12 yodelo del sistema en el dominio de la frecuencia para el controlador con comparación p r rampa.

La corriente ,he línea I puede encontrarse con los siguientes parámetros:

I* Comente de referencia E Fuerza contraelectromotriz Z Impedancia de la carga K Ganancia del sistema

27

CM~TULO II ESTUDIO Y SELECCI~N DEL CONTROL

r 1 8)

El fasor tensión,línea-neutro está dado por la siguiente ecuación:

v = K(I * -I) 11.26

y la tensión línea-neutro que se obtiene del modelo del motor está dado por: , .I

I # V = I Z + E 11.27

igualando las $cuaciones anteriores y despejando la corriente de carga, obtenemos la siguiente ecuación.

I *

N * - E K + Z

I =

donde la ganfincia del sistema está dada por la siguiente expresión.

K = K,G

11.28

11.29

donde Ks'eS' la ganancia en función de la amplitud de la triangular AV y la tensión de entrada (Vdc). , ,/

I ,

I I!

"& K, =- 2 AV

y G es la f h i ó n de transferencia del controlador PI, que en este caso es: 1 I/

1 + jwT, '=Kc( joT, )

11.30

11.3 1

donde Kc"es la ganancia proporcional y Tc es el tiempo integral o constante de tiempo de compensación de la red Utilizando el modelo del motor de inducción para el cálculo de la impedancia y además sustituyendo (11.20) en (11.18), la expresión de la comente queda de la siguiente forma

11.32

I t

, .<

, I1

' 4 CAPiTULO IIESTUDIO YSELECCIONDEL CONTROL

Considerando que Tc = T s = Lt / rs y simplificando la ecuación anterior, obtenemos: I .I

I t

Así que podemos observar que la ganancia Kc debe ser lo más grande posible para poder eliminar el efecto de E y que la comente I* sea lo más cercana a la referencia I.

11.5 CONTROLADORES DE CORRIENTE PREDI(3"i'VOS i d

Con este tipo de controlador, la corriente de estator se optimiza y puede describirse seleccionando' un vector de tensión óptimo para reducir el error de la comente. Entonces, el patrón de la chrriente está preestablecido para todos los estados posibles que tiene un inversor trifásico. Seis estados son activos y dos estados son de salida cero. En cada ciclo de reloj se seíec'ciona el estado de conmutación del inversor de tal manera que mantenga la corriente dentro de un círculo prescrito. Si bien es un principio muy atractivo, es muy dificil de implementar en la práctica debido a:

1 I1 a) la necesidad de calcular posibles trayectorias de comente para todos los estados de

conmutación en cada ciclo de reloj 'I li

b) la necesidad de conocer el valor instantáneo de la fcem del motor, un parhe t ro que no es fácil de medi$2s1.

1 I1 El esquema a bloques es mostrado en la figura 11.13.

Fig U 13 Diagrama a bloques del controlador de comente predichvü

En este esquema, el vector de comente del motor se controla por un solo bloque, en comparación con los tres bloques que requieren los 2 controladores descritos anteriormente y las comentes son muestreadas en un tiempo T

I

29

I

CAPhJLO II ESTUDIO YSELECCfóN DEL CONTROL

i I

!I El vector espacial de corriente y el vector espacial de corriente de referencia se

calculan a partir de cada corriente de fase, para que después sean comparadas. Después se realiza un cálculo para encontrar el vector espacial de tensión óptimo para reducir a cero el vector error d e corriente. Este cálculo se basa en el circuito equivalente del motor que se muestra en la figura 11.14.

I I I I ü

& i Fig. U. 14 Circuito equivalente de un accionador de mom üifásico.

El vector de tensión requerido en cada instante de muestre0 está dado por:

11.34 d . dt V(k) = e(k) +L-[i(k)] + Ri(k)

donde .V es el vector espacial de tensión, e es el vector espacial de lafcem, i es el vector espacia¡ de la corriente, L es la inductancia del estator por fase y R es la resistencia de estator por fase.

,I

I:

Particularmente en motores sincronos de imán permanente, la reacción de armadura es despreciable, así que la fcem puede determinarse con precisión con la información de la velocidad y ia'posición. Si la fcem es senoidal, se puede calcular como: ,.

e, =E, sen(nQ) iI.35

donde E, es (a amplitud de la fcem, n es el número de pares de polos y 0 es la posición del rotor. La amplitud de la fcem es una función de la velocidad del motor y se determina por:

iI.36

donde Emc,,,> es la amplitud nominal de la fcern, 0 es la velocidad del motor y c I h m es la velocidad nominal

La posición 0 se obtiene del sensor de posición o encoder. En casos donde la fcem no

II

es senoidal, se puede calcular como

30

.-

CU'jTULO I1 ESTKID?O YSELECCIÓNDEL CONTROL !I

11.37 e, =Em. f (B)

donde E, es la amplitud de la fcem y f(e) es la función de la fcem estimada. Regresando al motor de inducción, la ecuación 11.34 puede escribirse como:

L T

V(k) = e(k) +- [ i'(k + 1) - i(k)] + Ri(k) 11.38

donde i(k) es ehector de comente actual en el instante k, i'(k+l) es el vector de la comente de referencia enle1 instante de muestreo (k+l) y T es el penodo de muestreo. II

El principio del control de comente predictivo se ilustra en el diagrama vectorial mostrado en la f;gura 11.15.

II

"3 Y 2 "3 "2

id

Fig. ü.15 Ejemplo del control de comente predictivo representado en un diagrama vectorial. I!

El vector de tensión requerido para forzar que el vector de la comente de fase siga al vector de la Comente de referencia, se obtiene con la suma de los tres vectores e(k), (L/T)Ai(k) y R¡(k).

Un inversor trifásico tiene 8 estados de conducción, por lo que una modulación PWM puede proporcfonar el vector de tensión V requerido. Por ejemplo en la figura II.lS(b), la conmutación va del estado Vi 'al estado V3 con un ciclo de trabajo determinado por los valores de VA 9 VB. Estos valores pueden determinarse como [*'I:

2 V, = -Ivl sena Jj-

11.39

VA = Ivl cosa- 0.5V, II.40

31

CAP¡TlJLO 11 ESTUDIO Y SELECCI~N DEL COMROL

Los tiempos de duración de los estados 1 y 3, y el estado de tensión cero quedan determinados por:

v, t,* = 1.5-T 'dc

' V B t , = 1.5-T 'dc

11.4 I

11.42

t, =T- ( tA +t , ) 11.43

donde T es el periodo de muestreo y Vde es la tensión de entrada de CD. Con la condición de que tA+ tB + tz = T puede demostrarse que el vector de tensión obtenido cae dentro del hexágono mostrado en la figura 11.16.

lm

Fig. U. 16 Estados de conmutación en el plano vectorial.

I/

ii.5.1 Cálculo del Vector Óptimo

El vector óptimo de tensión es el vector que reduce el vector error de comente a cero en el próximo instante de muestreo. Si nos referirnos a la figura 11.17 podemos volver a la ecuación:

L V(k) = e(k)+-[i'(k T +l ) - i (k ) ] +Ri(k)

El vector V(k) puede representarse én parte real y parte imaginaria como:

11.44

II.45

32

I 33

cApiruLo 11 ESTUDIO YSELECCI~NDEL CONTROL

Los tiempos de duración de los estados 1 y 3, y el estado de tensión cero quedan determinados por:

"8

Vd, t , = 1.5-T

11.41

11.42

t, =T-( t , f t , ) 11.43

donde T es el periodo de muestreo y Vdc es la tensión de entrada de CD. Con la condición de que tA+ tB + tz = T puede demostrarse que el vector de tensión obtenido cae dentro del hexágono mostrado en la figura 11.16.

Im

Y2 I Y3

Fig. ii. 16 Estados de conmutación en el plano vectorial

II.5.1 Cálculo del Vector Óptimo

El vector óptimo de tensión es el vector que reduce el vector error de corriente a cero en el próximo instante de muestreo. Si nos referimos a la figura 11.17 podemos volver a la ecuación:

11.44 L T V(k) = e(k)+-[i'( k + I) - i(k)] +Ri( k)

El vector V(k) puede representarse en parte real y parte imaginaria como:

II.45 L T Re[ V(k)] = e, (k) +- [i:(k + I) - i , (k)] + Fü, (k)

32

!i

C A P h J L O I I ESTUDIO YSELECCIÓNDEL CONTROL

Fig. II.17 Cálculo del vector de tensión óptimo. (a) Modelo. (b) Diagrama vectorial

La amplitud y el ángulo de V(k) puede obtenerse de la forma siguiente:

Entonces podemos calcular los valores de V, y V, de la fig. I1.18(b) como:

V, =-IV(k)lsena

V, =IV(k)lcosa- . V,

2 85

v2 v3

11.47

11.48

II.49

v4 v5

33

. ~'

.- . .

CAP¡TlLLO II WiTUDIO Y SELECCIONDEL CONTROL

li

I!

v3

ib)

T

1

(C)

Fig. U.18 Esquema de mcdulacion PWM. (a) Sectores en el plano complejo (b) Componentes de tension. (c) Tiempos de conducción.

y. entonces podemos obtener los valores t,, t,, y tz definidos en la figura II.l8(c) como:

t = 1.5( Vx / V,)T

t, = 1.5(Vx /V,)T

11.51

11.52

11.53

I!

I! t ,=T- t , - t ,

Por último, los estados activos e intemptores para la modulación se determinan por la siguiente tabla:

I'

Tabla II.1 Secuencia de los interruptores de acuerdo a su sestor

34

ii

capirciLo IIESTUDIO YSELECCIONDEL CONTROL

y. DINÁMICA

CONSTRUCCI~N FRECUENCIA

CONTROLADOR CWKTER~STIU

11.6 SELECCIdN DEL CONTROL

HISTÉRESIS PI-PWM PREDICTIVO Buena Buena Regular

Sencilla Regular Complicada Alta y variable Intermedia y cte. Baja y cte.

Hasta ahora, se ha estudiado el funcionamiento de cada controlador de corriente, por lo tanto podemos enumerar sus ventajas y desventajas de tal manera que podamos seleccionar el que más se adapte a la aplicación y que nos ofrezca los mejores resultados. La tabla

! siguiente muestra las diferencias entre los tres controladores:

Ventajas: '1 Buen funcionamiento dinámico por su rápida respuesta.

~ Implementación sencilla ya que solo presenta un comparador de histéresis.

Desventajas: Frecuencia de conmutación variable en todo el periodo de la señal fundamental. Frecuencia de conmutación alta y. depende de los valores instantáneos de la tensión de entrada, banda de histéresis y la pendiente de la corriente de referencia.

El controlador PI con comparación por rampa y frecuencia de portadora constante presenta las siguientes:

Ventajas: ~ Presenta una .alta ganancia en CD ya que incorpora un controlador PI que proporciona una

rápida respuesta transitoria y elimina errores de estado estable. :' Frecuencia de.conmutación constante debido a la acción de la portadora triangular que

modula a la señal que se obtiene del controlador PI, y con esto presentamos un mqor espectro en la señal de salida.

Desventajas: La única desventaja la presenta con respecto al controlador predictivo, ya que para un rizo determinado en la comente, se obtiene con una frecuencia de conmutación mayor.

Para el controlador predictivo se obtienen los siguientes puntos:

35

CAJ'¡TLILO I1 ESTUDIO Y SELECCIÓN DEL CONTROL

Ventajas: Frecuencia de conmutación constante que se determina por el instante de muestreo. Frecuencia de conmutación menor que los anteriores controladores para una misma amplitud de rizo.

Desventajas; I¡ [ Es dificil de implementar en la práctica ya que deben realizar algunos cálculos y

estimaciones; por ejemplo la fcem, un parametro que no es fácil de medir. Tiempo de respuesta mayor, porque se requiere el conocimiento de los parámetros del motor y las condiciones de operación para realizar las operaciones.

Entonces podemos concluir que nuestra mejor alternativa está en el controlador de corriente Pi con comparación por rampa y frecuencia PWM constante, principalmente por su rápida respuesta transitoria y su bajo THD en las comentes generadas. Además, la desventaja que presenta ante el controlador predictivo en cuanto a su menor frecuencia de conmutación, la ganamos por tener una implementación más sencilla.

11.7 APLICACIONES DE LOS CONTROLADORES DE CORRIENTE 1 ii.7.1 Aplicaciones en Control de Motores

La ventaja hndamental de los controladores de comente en accionadores de motores se debe al hecho de que la corriente en el motor es controlable, y regulando de una manera eficaz podemos,obtener muy buenas características en THD lo que redunda en un mejor funcionamiento del motor de inducción.

&ref

? I

Fig. E l 9 Control de posición utilizando el control por comente.

36

CAP¡TULO II ESTUDIO YSELECCIONDEL COWROL

La frec~enCia de conmutación es un valor determinante para un mejor THD, y va en con el d ibs i t ivo de potencia a manejar. Podemos utilizar los MOSFET a bajas

potencias Y con I.ma frecuencia de conmutación mayor sin embargo, las pérdidas en el inversor son altas debido a la resistencia en ~onducciónl~~1,

La figura 11; 19 muestra el diagrama a bloques de un control de posición con regulador de corriente. El modelo de flujo proporciona los valores estimados de par, comente magnetizante de rotor y posición del fasor de flujo de rotor,

I

El bloque I es el regulador de velocidad, cuya entrada es la señal de error de la velocidad y su salida el par de referencia (M& con que debe actuar el motor. El par de referencia se compara con el par estimado M. del motor para proporcionar la señal de entrada al regulador de par (bloque 2).

El bloque 3 proporciona una referencia constante de la corriente magnetizante del rotor i,f en la zona de velocidades por debajo de la nominal. Por encima de la velocidad nominal ésta se reduce entrando en la zona de campo debilitado funcionando por encima de la velocidad base. Esta corriente i,, de referencia se compara con la i, estimada en el modelo de flujo y llega al bjoque 4.

I La salida del bloque 4 es la señal iid de referencia. El.desacoplo de las componentes de

referencia se realiza en componentes rectangulares, calculando, mediante la posición estimada del fasor de flujo pi las componentes de las comentes de estator i.1, is2 e id. Después se utiliza el controlador de corriente para proporcionar los pulsos necesarios para que la amkX'Ite de estator siga a las corrientes de referencia;

El integrador del bloque 5 que caicuia la posición:

ds _ _ -- - o ,dt

11.54

Í se puede sustituir mediante sensores de posición (encoder)

Otra de las estructuras del control vectorial del motor de inducción es el control del par. El objetivo es que las corrientes estatóricas sigan a las referencias i d a y i d . Las comentes de referencia son transformadas para obtener comentes de referencia reales aplicadas a los rebuladores de comente. La implementación para este tipo de control es de tipo anaiógica Do', ;según se muestra en ia figura 11.20.

37

fl CAPiTULO II ESTUDIO YSELECCIONDEL CONTROL

INVERSOR MI

ij iwu

io& ill>*

Fig.iI.20 Control de par utilizando regulador de comente real

38

Capítulo 111

I

Desarrollo del controlador seleccionado

'!

39

-

I!

I I

En este ca$tulo se presenta el diseño del controlador Pi con comparación por rampa y Frecuencia PWM~constante. A manera de resumen a continuación se presentan sus ventajas principales:

1. Frecuencia de portadora constante. Con esto se garantiza que no se excederá la

2. Su implementación no es tan complicada como el controlador predictivo. 3 . Incorpora un controlador PI,; por lo tanto proporciona una alta ganancia en CD,

4. Al incorporar elementos analogicos, su respuesta dinámica es buena. 5 . Bajo THD en la comente.

frecuencia de conmutación del dispositivo de potencia utilizado.

una rápida respuesta transitoria y una reducción del error de estado estable.

1

I

111.2 GENERACIÓN DE LAS SENALES DE REFERENCIA (i')

Como se mencionó anteriormente, en el presente trabajo se incluye el desarrollo y construcción de un Inversor Alimentado en Tensión con regulación de comente; por lo tanto la etapa de :potencia y el regulador de comente correspondiente. Por lo tanto es necesario tener las~tres comentes de referencia que se conectan al controlador propiamente

Para la con'stmcción de esta etapa se utilizaron dos memorias EPROM en las cuales se graba la información de la onda senoidal. La memoria es direccionada por medio de un contador que cambia su frecuencia para' variar la frecuencia fundamental. Las salidas de la memoria determinan la amplitud normalizada de la forma de onda senoidal. Esto puede observarse en la f ib ra III.1.

1 dicho, las cuales deberán variar tanto en amplitud como en frecuencia. I

!

?BW (FFFH WOOH OBWH mwn DIRECCIONES DE MEMORIA

Fig. IU I Sefíal senoidal que muestra la salida para todas las locaiidades de memona

40

C@iTLXOffIDESARROUO DEL C O N T R O L A D O R S E L E c c ~ o ~ ~ ~

I

Posteriormente, la salida que se obtiene de la memoria se conecta a un convertidor digital-análogo y su salida entrega la onda senoidal. Después se hace pasar por un filtro pasabajos para obtener la señal adecuada. El filtro pasabajos fue sintonizado a una frecuencia de corte' de 60 Hz, ya que es la frecuencia máxima a la que se va a trabajar. Por último, la señal es~acondicionada para que no esté montada sobre un nivel de CD y por medio de un amplificador se proporciona ;la ganancia deseada.

Una segunda señal se genera de l a misma forma, pero desfasada 120' con respecto a la primera. La teriera se obtiene por la suma algebraica de las anteriores, tal como se muestra en la figura 111.2.

Fig.IU.2 Diagrama a bloques dei generador de señales de referencia irifisicas

111.3 TÉCNICA PWM SENO ID AL^ ~

I

I I

La generación del patrón PWM s seno id al se muestra en la figura 111.3. Se obtiene mediante la comparación de una señal moduladora con forma de onda senoidal y una señal triangular como portadora. Mediante la variación de la amplitud de la señal moduladora se puede variar la tensión de salida, mientras que la frecuencia fundamental de salida viene dada por la frecuencia de esta misma señal.

Fig. iü.3 Ge&ración del PWM senoidal

41

~

~~ -- . _- ~ -

i ~

CflfTULO 111 D~SRRROLLO DEL CONTROIADOR S E L E C C ~ O ~ ~ O

I

La principal ventaja de esta técnica radica en que es posible realizar una variación ontinua de la tension y frecuencia de salida, siendo por lo tanto este tipo de PWM óptimo tara la aplicacióri de control de motores de CA.

Para mejorar la ganancia de tension del componente fundamental existen otros tipos .erivados del PWM senoidal, tales como el PWM senoidal modificado y el PWM con iyección de armónicos; aunque dependiendo del tipo puede presentar un valor mayor de iertos armónicos, b circuitos de control Complejos[”’].

1

! I

11.4 CONTRO~ADOR DE COMENTE j

A continuación se presenta el desarrollo de cada uno de 10s bloques que conforman ,ste controlador Y en e1 apéndice B se muestra el esquema general del circuito de control.

El controlaaor de corriente PI %on comparación por rampa y frecuencia PWM onstante consta de 4 etapas principales: ~

1. Generadoi de la señal triangular ~

3. Bloque de~histéresis ~

,! !

!

2. Controlador PI I

4. Control de tiempo muerto ! !

El diagrama a bloques del controlador desarrollado se muestra en la figura In.4, el :ual consta de tres controladores independientes, uno para cada fase o rama del inversor.

I

CONTROL TA+

MUERTO TA- TIEMPO

CONTROL TE+ TIEMPO MUERIO TB-

CONTROL TC+ TIEMPO MUERTO TC-

!

I1

Fig. III!4 Diagrama a bloques del controlador propuesto para cada rama del inversor. ’

I :’ I\

i l. I //

42

II C&’¡TULO IIIDESARROUO DEL CONTROLADOR SELECCIONADO

Primero debemos conocer el funcionamiento de este tipo de modulación P W y de qué manera se ,generan los pulsos de disparo. En esta modulación, los ángulos de conmutación resultan de la comparación entre una moduladora y una portadora, como se muestra en la figura 111.3. Donde la señal moduladora es de una amplitud A y una frecuencia

, f = UT; y la señal portadora o triangular de una amplitud fija de IVA y una frecuencia f,; si 1 Np es el número de,pulsos por ciclo, entonces: i

111.1

y la tensión de salida se controla por medio de la amplitud de la señal moduladora (A), teniendo una amplitud máxima:

O 5 A <;Ama, ; A,,,- = VA 111.2 I!

Si A > &,,, se entra en la zona de sobre-modulación, lo que provoca una pérdida de pulsos hasta llegar a ser una forma cuadrada. En esta zona aparecen armónicos de bajo orden. En base a lo anterior, se puede concluir lo siguiente:

A VA

para O 5 - 5 1

:I

todos los armónicos menores al orden N, se eliminan.

A VA

para-)l

ií1.3

III.4

aparecen armónicos de bajo orden. Siendo A N A el índice de modulación.

De una manera similar actúa la comparación por rampa (fig. 11.10 del cap. XI). El I patrón comando o señal generada por el controlador PI que proviene anteriormente de una comparación de dos comentes (comente de referencia y comente de estator), es la señal moduladora, la cual debe ser de una amplitud menor a la portadora para no entrar en la zona de sobre-modulación y trabajar a una frecuencia de conmutación constante.

La rampa generada se determinó que fuera de una amplitud de 12 volts para trabajar en un rango adecuado con los dispositivos de control y una frecuencia de 20 KHz, con el fin de aprovechar completamente la frecuencia que manejan los IGBT’s.

La señal generada por el controlador PI, que es la señal moduladora, está en función de la tensión de salida para que la comente de carga siga a la referencia.

43

CAPITULO III DESARROLLO DEL CONTROLADOR SELECClONrlDO

Se debe tomar en cuenta que Una adecuada sintonkación del controlador PI dará de

a 1, ya que como resubdo una w%d moduladora que impida la operación en la sobremodulación. Se recomienda que el índice de modulación sea 10 más

~ de esta forma se aprovecha mejor el bus de CD.

'1 LlI.4.1 Controlador PI li I 1

El controlador que se propone es del tipo PI, el cual tiene como objetivos principales: el mejorar las características de respuesta transitoria y reducir los errores de estado estable. También debe proporcionar un medio para trabajar en una condición nominal de operación y automáticamente regular el circuito al punto de operación nominal, retardando o adelantando los tiempos a los cuales los intemptores son encendidos o apagados. La parte proporcional cambia un ángulo de disparo por una cantidad proporcional al error de corriente. La parte integral actúa sobre el error y opera con una constante de tiempo mayor para corregir los errores de estado estable, generados por la incertidumbre de

i! 1 los parámetros y perturbaciones del sistema'32'. I

La parte más importante de un sistema operando en lazo cerrado es el controlador, el cual se utiliza para reducir el error existente de la comparación de la señal fijada y la señal variable del proceso. Idealmente, la variable a controlar nunca debería alejarse de la referencia. Entonces, el controlador debe ser capaz de mantener la salida en el valor prefijado y tratando de que el error tienda a cero. Por lo tanto un controlador debe tener tanto una rápida respuesta como un error de estado estable casi nulo. A continuación se presenta un resumen de las dos etapas del controlador PI utilizado.

A) Proporcional

Con el control proporcional sk toma la accion correctiva de manera que sea proporcional al error. El controlador proporcional permite un mejor control en la variable del proceso porque podemos trabajar con los valores intermedios de 10s ParhetrOS. SU salida cambia proporcionalmente al valor del error. Entonces, la relación entre la salida del controlador m(t) y la señal de error actuante es:

i/

o bien, expresada en transformada de Laplace:

III.6

donde m(t) es un cambio de la variable manipulada'(cantidad que cambia para obtener la corrección), K, es la ganancia del control proporcional y e(t) es el error o la señal actuante. El controlador proporcional es esencialmente un amplificador de ganancia ajustable.

44

B) Control Integral

En un controlador con acción de control integral, el valor de la salida del controlador u(t) varía en razón proporcional a la señal de error e(t), es decir:

o bien

u(t) = Ki J: e(t)dt

111.7

111.8

donde K, es una constante ajustable. La función de transferencia del controlador integral es: I I '

111.9

Si duplicamos e@), u(t) varía a doble velocidad. Ante un error igual a cero, el valor de u(t) permanece estacionario. Algunas veces este tipo de control se denomina control de reposición o restablecimiento. El controlador proporcional presenta un cierto error de

, estado estable, que puede reducirse utilizando un control integral. Este control fuerza la ;I señal de salida de tal manera que el error; presente sea cero.

C) Controi Proporcional - Integral '

Los controladores integrales casi nunca se utilizan solos, generalmente siempre van acompañados de otro controlador porque presentan una mala respuesta ante transitorios aunque son capaces de llevar el error a cero. Entonces, combinando los controladores proporcional con integral, se pueden obtener grandes ventajas. El controlador proporcional

11 actúa rápidamente ante un cambio en la referencia, mientras que la parte integral lleva el error de estado estable a cero.

La acción de un controlador proporcional-integd se define por la siguiente

!

ecuación:

u(t)=K,e(t)+-te(t)dt KP Ti

y la función de transferencia del controlador es:

III.10

m.11

il 45

+PiTLILO IIIDESARROLLO DEL COhTROL1DORSELECcloN~o

! !I I 'I

donde K, es la ganancia proporcional y Ti se denomina tiempo integral. Ambos valores, K, Y Ti son ajustables. El tiempo integral regula la acción de control integral, mientras que una modificación en:K, afecta tanto a la parte integral como a la parte proporcional. El recíproco del tiempo integral Ti es la cantidad de veces que se repite la acción proporcional.

La figura III.S(a) muestra un diagrama a bloques de un controlador proporcional /I integral. Si. la señal de error e(t) es unaifunción escalón unitario como se observa en ia fig.

111,5(b), la salida del controlador u(t) pasa a ser la indicada en la figura III.5(c).

, .. (al

.......................

! i

(b) iC)

Fig Dl 5 (a) Diagrama a bloques de un controlador PI, (b) y (c) Gráficas que representan una en- escalón unitario y salida del controlador

I1 'I

La forma 'en que se pueden combinar estos dos controladores se muestra en la siguiente figura.

E M el-=- UIS) {-> u14

Els)

KP

lbl

Fig. iü.6 Algoritmos del control PI; (a)No hteractuante, (b) Paralelo.

/¡

La función de transferencia parael no interactuante es:

III. 12

46

I/ c :p i ruLo I I I D E S ~ O L L O DEL CONTROUDOR SELECCIONADO

y para la combinación en paralelo es:

111.13

'I iii.4.2 Sintonización del Controlador PI I

El controlador seleccionado fue el controlador PI por las ventajas antes mencionadas. Se implementó en forma analógica el de tipo paralelo, porque los controladores proporcional e integral se conectan en forma independiente, por lo tanto podemos realizar el ajuste de uno sin afectar al otro.

El proceso de la selección de los parámetros del controlador para que cumpla con las ij especificaciones de operación se conoce como sintonización del controlador, Ziegler y I' Nichols propusieron reglas para determinar los valores de la ganancia proporcional 1<p y del

tiempo integral zy, basados en las características de la respuesta transitoria de la planta. En este método, se obtiene experimentalmente la respuesta de la planta a una entrada escalón unitario como se muestra en la figura 111.7. Estas curvas de respuesta al escalón se pueden generar experimentalmente o a partir de una simulación dinámica de la planta.

ij

Fig. m.7 Respuesta al escalón unitario de una planta.

La respuesta a un escalón en lazo abierto de un sistema se obtiene de manera gráfica. De ella se caracterizan dos parámetros (L y a). En ellos va implícito el retardo del sistema y el error de estado estable [331 Primeramente se determina el punto donde la respuesta tiene

11 una pendiente máxima y se traza una línea tangente Las intersecciones de la línea tangente con los ejes de referencia determinan los valores de L y a tal como se muestra en la figura 111 8

Fig. m.8 Curva de caracterización de los parámetros de un controlador u t i i i i d o el metodo de Ziegler-Nichols.

I! ! I

47

C4PiTULO IIIDLTARROLLO DEL CONTROLWOR SELECCIONMO

En forma práctica, la manera en que se sintonizó el controlador es generando un escalón en lazo abierto, justamente donde se reliza la comparación con la señal portadora.

Esta acción se llevó a cabo sintonizando sólo un controlador, trabajando con el inversor en puente completo monofásico y alimentando una fase del motor con una tensión equivalente a trabajar en un sistema trifásico. En la figura 111.9 se muestra el diagrama a bloques del esquema para sintonizar.

i i ~

'I

TA-

T A t

Fig.,m.9 Circuito implementado para obtener la respuesta del sistema al escalón. 1 !

Inicialmente cuando no se aplica el escalón, el inversor conmuta a 20 KHz con.un ciclo de trabajo del 50%, es por eso que la comente de salida tiene un valor promedio de O A. Ai aplicar el escalón se incrementa la señal con la que se compara la portadora, por lo tanto aumenta el ciclo de trabajo y entonces circula una comente promedio, que en este caso fue de 2 A, que es un punto intermedio de la comente que demanda el motor que será utilizado, La respuesta obtenida al conectar un escalón para producir una comente de 2 A, se muestra en la figura 111.10 y se observa que alcanza su valor. máximo en un tiempo aproximado de 1 I ms.

-

1 Vldiv

0.5 Ndiv

2 ms/div Fig. Di 10 Respuesta del sistema a un escalán.

48

En la gráfica anterior se pueden de interés se tiene lo siguiente:

i

obtener los valores de L y a definidos, para el caso

~P

111.15

! l í a = 11.33 I PI

I i y Fig. IIi. 11 Controlador PI desarrollado tipo paralelo

I I

:0.9/a = 10.2 1 3 ~ = 4 . 5 ~ lo3

49

K,= 102

Partiendo de estos valores, se

T, = 441 7ps

realiza una sintonización fina de los parhetros

.- - .. -. -. .

CAPfTULO IIIDESARROLLO DEL COhTROZADORS8LKCCfON~ 'I

III.4.3 Bloque de Eiistéresis

En este bloque se utiliza un comparador con histéresis como se muestra en la figura 111.12. La tensión de salida Vo se divide entre RI y R2 y se retroalimenta a la entrada no inversora, entonces se crea una tensión de referencia que depende de Vo, por lo tanto se

::. genera una comparación entre las dos entradas del comparador produciendo una banda de histéresis.

1

5 v O

I

I/

Fig. iü. 12 Comparador con histéresis can retraalimentación positiva

La tensión de umbral superior V n se determina cuando Vo = +%at y se expresa por la siguiente ecuación:

v - R 2 (+vsat) IiT - R, +R,

!

III. 16

i Si la señal' de entrada VI.' es menor a Vw, la tensión de salida Vo es +Vsat. Si V,' aumenta hasta llegar a V,, Vo llega a -Vsat.

La tensión de umbral inferior V L ~ se determina cuando Vo = -%at y se expresa por:

II1.17

En este caso, la tensión Vo permanece en -Vsat cuando V,' es mayor a VLT y VO cambia a +Vsat cuando V,' es menor a VLT.

La figura 111.13 muestra la ventaja de que evita los cambios falsos en la tensión de salida debidos a los transitorios, entonces con el solo hecho de aplicar una ventana de histéresis al comparador, podemos eliminar estas conmutaciones no deseadas.

I/ I 50

C . / T U L O IIIDESARROLLO DEL CONTROIADORSELECCIONADO

li

I!

!I

VI ; Vur LA, ............................................................................. hjq;coNRul-i

1 '', \ILJLI ........................ I. ,\ ,q ........ I .......... 1, O \ (,/ y i \

-\/sat

'Fig. m. 13 Figura que rnuestia la comparación por histéresis evitando los cruces falsos provocados por el mido.

Las líneas punteadas son las tensiones de umbral Vm y VLT. Puede observarse que la retroalimentación positiva elimina los cruces falsos que proporcionaría un comparador de cruce por cero convencional.

- I $1 i

Se realizaron pruebas considerando una ventana de histéresis de 2.5 V, tomando en cuenta los niveles de la tensión de entrada Vi.' que cambia entre f 12V. Con esto se obtuvieron resultados aceptables y se garantiza que la conmutación múltiple no aparezca.

La salida del comparador LM3,Il se encuentra entre O y 5 V por tener una configuración de colector abierto; con base a estas condiciones se determinaron los valores de R1 y R2 de 6.8KQ.

Kí.4.4 Generación de Tiempo Muerto

¡I

:I En las técnicas de modulación es posible suponer, para fines de análisis, que los interruptores de potencia trabajan de manera ideal, es decir, que las conmutaciones son instantáneas. Sin embargo, en el caso real, cualquier dispositivo de conmutación necesita un tiempo finito para realizar las conmutaciones.

I .

Si hacemos referencia a la figura 111.12, es necesario introducir un tiempo entre el ii apagado de Q, y el encendido de Qz,i ya que si quedan en conducción simultánea se

ocasiona un corto circuito que produce su destrucción. A este tiempo se le denomina "tiempo m ~ e r t o ~ > ' ~ ~ ' .

51

CAP¡TULO IIIDESARROLLO DEL CONTROLQDOR SELECCIONADO

Fig. m. I4 Rama de un inversor infisico.

Ai incluir los 'tiempos muertos", los instantes de conmutación reales varían con respecto a los teóricosB5'. Pero en realidad, este fenómeno no nos afecta ya que el control está diseñado para actuar en cada instante en un tiempo muy corto, es decir que si la señal :entregada a la carga no es del valor establecido se mandará una señal de encendido o apagado con el fin de corregir el error. ~

III.4.4.1 Implementaeion del Control :de Tiempo Muerto

1 .' ~ Para el caso del presente accionador, la duración del tiempo muerto de

acuerdo a las características de los dispositivos de potencia utilizados fue de 12p. El diseño de este bloque de control se hizo de manera digital por las siguientes ventajas:

No existe variación del tiempo muerto ante cambios en la temperatura. No presenta sobreimpulsos reflejados por la señal complementaria, ya que cuenta

Se utilizó una máquina de Mealy para su implementación, donde las salidas dependen de las entradas y de los estados presentes'361. Se utilizó una memona EPROM, un contador para dar el tiempo muerto especificado, junto con un reloj de una frecuencia alta para evitar que no se presenten variaciones en el tiempo. En la figura iiI.15 se presenta el diagrama de bloques del circuito generador de tiempo muerto implementado.

con un Latch sincronizado por medio de un reloj que elimina este problema.

'

I DW

W U SI - 1 2 -

Fig. JlI. 15 Diagrama a bloques del circuito generador de tiempo muerto.

52

CAP¡TULO If lDLTRRROiLo DEL COMROL4DORSELECCIONADO

~ . 4 . 5 Circuito de Protección

N I Es que el accionadot; este protegido de fallas que se presenten en un determinado momento, Principalmente por sobrecorriente, ya sea en la carga 0 en una de las ramas de los IGBT's. Para tal efecto se utilizó un sensor de efecto Hall, por su capacidad de sensar corriente'en CD, y su respuesta dinámica. La señal obtenida se acondiciona a un valor proporcional a la tensión de 1 V/A.

Para la protección es conveniente determinar los puntos críticos de los distintos módulos. Por ejemplo cada rama de 1os:dispositivos de potencia utilizados debe contar con una protección que limite las sobrecorríentes en sus dispositivos.de potencia.

;, i/

Por medio de una referencia que indica la comente límite de protección aplicada a un comparador, se obtiene una señal que habilitará o deshabilitará las señales de control que se proporcionan a los impulsores. Por ejemplo, al detectar una sobrecomente, el circuito de control apaga los IGBT's, señaliza la falla y espera un reinicio manual para volver a funcionar. Con esto se asegura que el inversor no volverá a trabajar hasta que la condición de fallo sea revisada y corregida. Por otra parte si la falla aún permaneciera, nunca se

~ volverán a proporcionar señales de control a los dispositivos. En este control también se 1) incluye la señalización de encendido/apagado y de sobrecomente. En la figura IU.16 se

muestra el diagrama a bloques del circuito de protección. En el Apéndice B se incluye a detalle el circuito eléctrico de estas etapas.

SEFJALES DE

CONTROL

A

Fig. IiI.16 Diagrama a bl%ues del circuito de protección utilizado

53

)I 'I

Capitulo IV

Desarrollo de la etapa de Dotencia

54

.I

CAP~TULOlVDESARROLLODE~ ETAPA DEPOTENCIA

1v.1 INTRODUCCI~N

En el capitulo I se discutió el funcionamiento de los dos tipos de inversores, de acuerdo a su alimentación (CSI y el VSI). Las ventajas del inversor VSI con respecto al CSI son las siguientes:

1. El filtro de entrada al inversor es de un tamaño menor. 2. Se puede utilizar una estrategia de control en comente obteniendo una rápida respuesta,

cerrando el lazo por medio de la comparación de las comentes de salida y de referencia,

1v.2 TOPOLOGÍA DEL INVERSOR

La etapa de potencia está formada por tres módulos de IGBT's que contienen una rama; circuitos impulsores para proporcionar a los dispositivos de potencia la tensión y comente suficiente para encenderlos y apagarlos; y sensores de efecto Hall para detectar la corriente de fase del motor.

La tensión de alimentación del d e r s o r fue generada desde la línea tnfásica, pasando por una etapa de rectificación y filtrado. La etapa de potencia implementada es la que se muestra en la figura IV. 1.

'

!I p

I I I I I I I

Fig. IV.I inversor trifasico alimentado en tensión y reguiado en corriente.

Las especificaciones eléctricas del inversor son:

Entrada: V~~=220&180& =311.76 V

Salida: P. = 1000 w I = 0 - 3 A f = O - 60 HZ

C A P ~ W L O IVDESARROLLODEU ETAPA DEPOTENCIA

1’ 1v.3 SELECCLÓN DE LOS DISPOSITIVOS DE POTENCIA

iV.3.1 Dispositivos de Potencia

I! En la figura IV.2 se muestra el h g o de potencia y frecuencia de conmutación de los dispositivos de potencia1’”.

/ / (VA)

IOOM IOM

I M

1 W K

10K

IK

1W

10

10 IW 1K , 10K 1 W K f M IW

‘I Fig. IV.2 Esquema que muestra los rangos de utili&ón de los Dispositivos de Potencia de acuerdo a su capacidad de manejo en potencia y frecuencia de conmutación.

En particular podemos destacar que los IGBT’s reúnen las ventajas de dispositivos Bipolares y MOS; además de presentar especificaciones de tensión y comente superiores al MOSFET, y

I) capacidad para trabajar a frecuencias de, conmutación mayores que un Transistor Bipolar. Esto I’ último permite al IGBT trabajar a frecuencias por encima del rango audible, que es una característica

deseable en convertidores de potencia, por ejemplo los sistemas de alimentación innintemunpibles (UPS) y los accionadores de motores de C.A[’*].

El IGBT se activa con solo aplicar una pequeña tensión en la compuerta, debido a 11 que presenta una alta impedancia de entrada. Por otra parte, es posible manejar grandes

capacidades de comentes (400 A), de tensión (1200 V) y frecuencias hasta los 25 d3g’.

Debido a estas características, y considerando que el campo de aplicación de los accionamientos de motores de C.A. está en la industria, en el rango de mediana y alta potencia, para la construcción del inversor considerado en este trabajo de tesis se selecciona

! el IGBT. De manera concreta se usarán módulos de 2 IGBT’s, los cuales además presentan la ventaja de facilitar el montaje y reducir el cableado de potencia.

i/

56

1 CAPhWLO IVDESARROLLO DEL4 ETAPA DEPOTENCIA li W.3.2 Módulo de IGBT's

Para la SelecciOn de 10s dispositivos de potencia, primeramente debe de saberse la capacidad de potencia a manejar a la salida. De acuerdo a la capacidad del motor a utilizar que es de % HP , se obtienen los valores de 220V / 3A de tensión y comente nominal

i respectivamente. por lo tanto el módulo debe ser de una capacidad mayor que estos últimos. I/

De tal manera que se escdgió el módulo CM75DY-24H fabricado por POWEREXD9', que al estar integrados en un módulo dos IGBT's, presenta las ventajas de reducir el efecto de las inductancias parásitas y obtener un fácil montaje.

Las especificaciones más importantes del dispositivo de potencia seleccionado se muestran en la tabla siguiente:

;>

Tabla N. 1 Especificadones del módulo CM75 DY-24H.

1) IV.4 SENSOR DE EFECTO HALL

El principio de funcionamiento del sensor de efecto Hall es el siguiente:

Si en un conductor o semiconductor circula una comente y se le somete a un campo magnético perpendicular a la dirección de la comente, se genera una tensión proporcional a la corriente y al campo magnético en las caras del conductor perpendicular a los mismos.

'1

Las ventajas de utilizar un sensor de efecto Hall son las siguientes:

Sensan comentes de CD y CA. Tamaño pequeño Buena inmunidad al ruido

Bi-direccional Rápida respuesta Fácil instalación

I/ 57

CAP~TULOIVDESA~OLLO DEL4 ETAPA DEPOTENCIA

I1

El sensor de comente utilizado es fabricado por F.W. BELL'40' y permite manejar corrientes de hasta 600 A.

I/

Un parámetro a tomar en cuenta 'es la comente de excitación del sensor, que no debe exceder de 40 mA. La excitación es proporcionada por una fuente externa y las otras dos terminales del sensor son acondicionadas por medio de un amplificador operacionai, para proporcionar el .nivel adecuado y la ganancia deseada. La figura IV.3 muestra el esquema

! general implementado.

R,

I t i 5 Vdc

Fig. IV.3 Acondicionador de señales para el sensor de efecto Hall.

donde 1 a Ri y Rz se ajustan a tal valor de obtener una sensitividad de salida fija.

a R3 y RJ se seleccionan para proporcionar la ganancia deseada. a & y & son los resistores de entrada y generalmente son de 10 kn mínimo para

evitar la carga a la salida del sensor a P i es el ajuste fino del offset

Estos circuitos se utilizaron para sensar dos de las comentes de fase del motor de inducción, y otro sensor se colocó en el bus de CD para realizar la protección contra corto

l

11 circuito

"IV.5 CIRCUITOS IMPULSORES

La función de un circuito impulsor es proporcionar una interfase entre las señales generadas por el circuito de control y la etapa de potencia. Además de proporcionar

iaislamiento galvánico y garantizar el encendido y apagado del dispositivo, acondicionando las señales a un valor de tensión y comente necesarios. La manera tradicional de diseñar un circuito impulsor es utilizar dispositivos discretos en su construcción, sin embargo,

I actualmente se dispone de circuitos integrados híbridos para realizar esta función.

Estos dispositivos están diseñados para trabajar a alta velocidad y convertir los lniveles lógicos de las señales de control a señales Óptimas en la compuerta del IGBT.

58

CAP~TULOIVDESARROLLODEU ETAPA DEPOTENCIA r

Incorporan un optoacoplador de alta velocidad con una muy buena inmunidad al mido, y son construidos para simplificar el diseño del circuito de compuerta, minimizando el número de componentes. El dispositivo utilizado es el M57957Ll4'', cuyo circuito básico es el que se muestra en la figura IV 4.

,I

I

Fig. IV.4 Circuito impulsor implementado.

Un aspecto critico de diseño es la selección adecuada de la resistencia de compuerta &. Por lo general para la selección de Rc, los fabricantes proporcionan tablas con los valores correspondientes a los distintos modelos de 'IGBT. Otra alternativa es realizar el cálculo de esta resistencia por medio de la siguiente ecuación, la cual aplica para dispositivos de 1200 V (Series E y H de POWEREx':2'):

11

I1

R, =313(AR)/Ic a3130(An)/Ic IV. 1

I¡ Sustituyendo los valores adecuados, se obtuvo un rango de variación de 4.223 hasta 42R. De acuerdo a los resultados obtenidos en la implementación se obtuvieron resultados aceptables con un valor de 8.2 R.

Otro aspecto critico del diseño es minimizar la inductancia parásita, esto requiere el uso de condensadores de desacoplo que deben colocarse lo mas cerca posible del circuito; éstos corresponden a los capacitores de 47 pF de la figura IV.3. Las tensiones para

.~ proporcionar los niveles de tensión de encendido y apagado de los IGBT's son +15V y - 1OV. Por otra pade, deben colocarse aiodos de avalancha para protección contra una .tensión mayor en la compuerta, y deben estar lo más cercano posible a los IGBT's.

" IV.6 DISENO TÉRMICO

Una vez que se determinan las características del accionador es necesario analizar el comportamiento térmico del inversor, con la finalidad de evaluar la resistencia térmica disipador-ambiente, ResA necesaria para evitar que bajo la peor condición de carga se alcance la temperatura de unión máxima, T,-, de los dispositivos de potencia, lo que

j provocaría su de~tmcción'~~'

CAP¡TVLOIVDESARROLLO D E L 4 ETAPA DEPOTENCIA

La capacidad de los semiconductores esta ligada a su ambiente térmico. El exceso de temperatura en los dispositivos semiconductores provoca la mayoría de las fallas. Éstas se deben a un exceso de temperatura que causa la pérdida del semiconductor O bien por un

' punto excesivamente caliente en la unión, produciendo un corto en ésta.

i! Un conjunto semiconductor-disipador bien diseñado, que mantenga su temperatura

dentro de los limites adecuados, es indispensable para obtener un producto confiable y libre de fallas en su operación.

Para el análisis, primeramente es conveniente considerar un modelo térmico del puente trifásico utilizando su analogía eléctrica, la cual se muestra en la figura iV.5.

1

I! Fig. IV.5 Modelo temico del puente tnfhsico

La resistencia térmica disipador ambiente para el caso de un inversor trifasico esta 4 dada por:

li IV.2

I donde

TJQ = Temperatura de unión en el IGBT &JC = Resistencia térmica unión encapsulado (IGBT)

= Resistencia térmica unión-encapsulado (diodo) &CS = Resistencia térmica encapsulado-disipador del módulo de IGBT's ResA = Resistencia térmica disipador-ambiente PQ = Potencia disipada por cada IGBT PD = Potencia disipada por cada diodo

Para poder resolver la ecuación, resulta necesario conocer las pérdidas en los

1

dispositivos de potencia A continuación se presentan las ecuaciones que las definen.

60

CAPiTULO IVDESARROLLO D E L I ETAPA DEPOTENCIA

d

I/

A) Pérdidas en los IGBT's

Las pérdidas totales en cada IGBT son las pérdidas en conducción (Pss), más las f pérdidas de conmutación (Psw):

I donde:

pa = pss + psw IV.3

IV.4

IV.5

"siendo:

'Icp= Corriente pico de salida I V C E ( ~ ~ ~ ) = Tensión colector-emisor de saturación D = Ciclo de trabajo de la señal PWM 0 = Ángulo de fase entre la tensión y la comente de salida Es~(on) = Energía de conmutación de encendido del IGBT por pulso, a la comente pico b Esw(,ñ> = Energía de conmutación de apagado del IGBT por pulso, a la comente pico ICP fsw = Frecuencia de conmutación de la señal PWM

B) Pérdidas en los diodos

La expresión que define las pérdidas en los diodos está dada por:

IV.6

donde: I/

V m = Caída de tensión en sentido directo del diodo

En el caso de la modulación PWM senoidal, el tiempo de conducción promedio es del 50%, mientras que la frecuencia de conmutación establecida fue de 20 kHz. Debido a que el motor es alimentado en comente, éste opera en regiones de bajo deslizamiento, por IO tanto su factor de potencia es alto[44', se considera un valor de 0.90; entonces se tiene lo siguiente:

j

D = 0.50 fsw = 20 kHz cose = 0.90

I'

61

ClP~TLILOIVDESARJZOUO D E L I ETAPA DE POTENCIA

'! LOS valores de las resistencias térmicas consideradas son las siguientes:

/jRe,c = 0.21 "C/w = 0.47 "C/w R e c ~ = O . l 5 ~ C / w

La temperatura de union máxima permitida para el IGBT es de 150 "C, mientras que la temperatura,imáxima del encapsulado es de 125 "C. Dando un margen de seguridad se propone:

I I1 T,Q = 120 "C TA 35 "C

Inicialmente obtendremos el diseño térmico para el. caso del motor operando en condiciones nominales, por lo tanto la corriente pico es:

I/ Icp = 4.24 A

De las hojas de datos del IGBT se obtiene:

V { E ( ~ ~ ~ ) = 2.5 V VFM = 3.4 V Esw(,,") = 1.2 d Eswcoa) = 0.65 ml

Sustituyendo los valores anteriores en IV.4, IV.5 y IV.6, obtenemos:

psw=11.77W P ~ ~ 1 3 . 7 1 W P ~ = 2 . 4 9 w

sustituyendo en IV.2, finalmente se obtiene:

& s A = O 8198 "C/W

11 Con este último valor se selecciona un disipador que presente una resistencia térmica menor El disipador utilizado es del tipo Aluetch del fabricante DESA cuya resistencia térmica es de O 45"CN.

Las ecuaciones que definen las temperaturas en los distintos puntos de1 sistema son las siguientes: /I Temperatura en el disipador

I

Ts = ~ ( P Q + PD )&SA + TA

(I Temperatura en el encapsulado:

IV.7

Iv.8

62

'I

TJQ = PQ%C + Tc IV.9

, de unión en el diodo:

Tm = PoRem + Tc IV. 10

los valores correspondientes se obtiene:

Tempera!

Tempera

sustituye

que son I

63

I

I I

Capítulo :V

Análisis de resultados

!!

64

capiTuLo V A N ~ S I S D E RESULTADOS I

11 1

!I En este capítulo se muestran los resultados obtenidos en el presente trabajo de tesis. Las prueba'$ realizadas fueron las siguientes: i/

Pruebas de seguimiento de las comentes de salida a las señales de referencia, a diferentes amplitddes y frecuencias. Pruebas para observar la respuesta dinámica, generando escalones en amplitud y frecuencia. Además se realizaron vanas mediciones al' circuito de control para mostrar comportamientos de las etapas del mismo.

11

I!

iI 1

Lag pruebas fueron realizadas con el siguiente equipo de medición:

O O O O O O

, Osciloscopio digital Impresora con interfase a osciloscopio Aislador de tensión Punta de corriente Banco de pruebas para motores Analizador de espectros

I!

I1 En la figura V I se muestra el banco de p m IS utilizado Un motor de CD o. JO

como generador actúa como la carga mecánica del sistema, cuyo devanado de campo es sometido a una tensión de excitación y en las terminales del devanado de armadura se conecta una resistencia para cambiar el par de carga 1 . :

/I

1 ACCClONADOR 1 0

MOTOR DE CA ii

i E

65

V. 2 PRUEBAS Y RESULTADOS I/

V.2.1 Señales de Corriente y THD I/

Antes de presentar los resultados obtenidos mencionaremos que solamente se mostraran las tres comentes de fase con su referencia en las figuras V 2 y V 3 . y posteriormente solo se mostrará una fase con su respectiva referencia con el fin de obtener una mejor visualización de ellas

1)

2 mddiv

Fig. V.2 Seriales de referencia en la entrada del controlador, 3A. 60 Hz.

2 ms/div

Fig. V.3 Formas de onda de las comentes de fase; 3A, 60 Hz.

En la figura V.4 se muestra la señal de referencia i; y la comente de carga i. para una referencia de 3 A y 60 Hz de frecuencia fundamental sin carga mecánica.

66

'!

Fig. Y.4 Señal de corriente en una fase dentro de la zona de sobremodulación; 3 A, 60 &.

il

La distorsión que se observa en la comente de fase con respecto a la referencia, se debe principalmente a que bajo esta condición de carga, el motor no demanda esta corriente de referencia. Esto provoca que se opere en la zona de sobremodulación.

!I En la figura V.5 se muestra el mismo caso anterior, pero con una carga mecánica, de

modo que el m&or de inducción demanda mayor corriente. Se observa un buen seguimiento de la corriente de carga con respecto a la referencia.

I/

1.

2 Ndiv

5 ms/div

Fig. V.5 Señales de comente con carga m d c a ; 3 A, 60 Hz.

A continua& se muestran los resultados obtenidos bajo distintas condiciones de la señal de referenka y de carga mecánica. Se observa que la respuesta del sistema es de acuerdo a lo esperado, ya que no se opera en la zona de sobremodulación.

I1

67

~ . _ - . ~. - - - - - _ .

CAPITULO VANAUSIS DE RESULTADOS

10 mddiv

Fig. V 6 Señales de comente sin carga mecánica; 3 A, 20 Hz

I

\ / V I I ‘4.J I

10 mddiv

Fig. V.7 Sdales de comente con carga mecánica, 3 A, 20 FIZ

i.

2 Ndiv

.. 1.

-

i.

2 N d i v

. . 1.

5 ms/div

Fig. V.8 Sdales de comente sin carga mecánica; 2 A, 60 Ifi.

68

CAP¡TULO VANALISIS DE RESULTADOS

-

,I

81 1.

I)

2 N d i v !

. . 'I

1.

IO mddiv .!

' Fig. V.9 Señales de comente con carga mecánica. 2 A. 20 Hz.

I)

I!

:\ 't

i.

1 N d i v I/

1

_ . 1.

1/

5 d d i v

, Fig. V. 10 Señales de comente sin carga mecánica; 1 A, 60 b.

i. It

I

1 N d i v

_. 1.

10 mddiv

" Fig. V. I 1 Sebles de comente con carga mechica; 1 A, 20 IIZ.

69

- - - . - -. .. ~ ~

CAPÍTULO VAN.ÁLISlsDE RESULTADOS 1

En las figuras V.10 y V . l l puede observarse que es más significativo el rízo de la corriente, ya que se tiene una fundamental de menor amplitud.

De las formas de onda anteriores puede observarse que se mantiene la amplitud del rizo para todas las condiciones, siempre y cuando no se opere en la zona de sobremodulación.

Para sistemas de alimentación y en accionadores de CA es suficiente medir hasta el armónico Sin embargo, se evaluó el contenido armónico para distintas amplitudes y frecuencias hasta el armónico 30, además del armónico que aparece a la frecuencia de conmutación,,,que es el más significativo. En la figura V.12 se muestran los resultados obtenidos de THD para las distintas condiciones analizadas.

.I

./ 2.5%'

, 1 .o%'

'1 Amp. '2 Amp.

3 Amp.

'8 U.UY0"

1 ! 1 O Hi 20 HZ 30 HZ 40 HZ 50 HZ 60 H i

FRECUENCIA

:I Fig.V.12 Contenido armónico de la comente para d i f k t e s amplituddes y frecuencias

A Se puede :observar que se obtienen mejores resultados de distorsión armónica total

(THD) cuandoi!la,amplitud fundamental es mayor, debido a que la amplitud de los armónicos disminuye con Irespecto al fundamental. En cuanto a la frecuencia fundamental, existe una mejoría en el THD cuando la frecuencia es menor, ya que se tiene mayor número de conmutaciones ,por periodo. 11

70

CAPI~JLO VANALISJSDERESULT~OS

V.2.2 Formas de Onda de Tensión y Corriente

A continuación se muestran algunas formas de onda de tensión y corriente obtenidas, para una fase dei motor. Se observa que durante el apagado de los dispositivos de potencia no aparece sobretiro de tensión.

I

I/

'I - I I I I I I I I I I

100 Vidiv I

I

2 Ndiv .I

2 mddiv

e i. en una fase; 3 A, 60 Hz. Fig. V. I 3

2 Vldiv

1 Ndiv

Fig. V.14 S a l de control y comente de fase; 3 A 60 Hz.

71

CAPITULO VAN&ISISDERESULTMOS

100 V/div

1 Ndiv

50 pddiv

Fig. V. IS V a y comente de una fase; 3 A, 60 Hz. I4

-

150 Vldiv

,I

,I

! 150 Vldiv

20 pddiv

Fig. V. 16 VCE de una m a del inversor tnfeSico.

1 so Vldiv

Fig. V. 17 Tensi6n entre fm. vci

72

En la figura V 18 se muestra un detalle de las señales de control para los dispositivos de potencia de una rama, se observa que el tiempo muerto generado es de 12 ps

-

2 Vldiv

2 Vldiv

,i Fig. V. I8 Tiempo muerto entre las señales de control de una rama.

/I En la figura V.19 se muestra la señal generada por el controlador PI y la onda

triangular con, la cual se compara. En la parte inferior se muestran los pulsos PWM generados.

5 vrdiv

.SO d d i v

Fig. V. 19 Señales que muestran la comparación por rampa. - ,

73

C @ ~ L K O VANALISISDERESOLT~DOS

V.2.3 Respuesta del Sistema ante Escalón en Amplitud

A continuación se muestran los resultados de respuesta transitoria a que fue sometido el sihema implementado La siguiente prueba se realizó con la etapa de potencia energizada, sin señales de control en las compuertas de los IGBT's, observando una salida de corriente de cero En seguida se activa la señal de control y vemos que inmediatamente las corrientes de fase siguen a su referencia Se observa que para el peor caso (3 A), transcurre un tiempo aproximado de 450 ps en alcanzar la corriente de fase a la referencia

I1

I

2 mddiv 500 pfdiv

I! ,Fig. V.20 Respuesta transitoria al activar la etapa de control, 3 A, 60 Hz.

!

!

//

;, 1 Aldw

'I

I 5 mddiv

Fig) V.2 1 Respuesta transitoria para una fase al activar la etapa de umtrol: 3 A, 60 Hz.

14

,

C A P h m o VANALISIS DE R ~ u L T A D O S 1 -

I N d i v

1

N /

t 1 N d i v I t II

! i

ii 2 rnsidiv 100 psidiv

Fig. V.22 Respuesta para una referencia de I A, 60 HZ I1

En las siguientes figuras se muestra la respuesta transitoria para una amplitud de 1 A y 60 Hz, donde,ise incluye también la señal de error (ia - &').

2 N d i v

2 Ndiv

Fig. V.23 Escalón en amplitud de .8 A a 3 A con la setlai de error generada.

I/ En la figura V.24 se muestra el mismo escalón en amplitud pero visudiando el dddt.

- d

¡I

!

2 AJdiv I

I1

'I

2 d d i v 120 )is/div i!

'' Fig. V.24 Escalón en amplitud de .8 A a 3 A con un dúdt = 6.3SNms.

i/ 75

CAP~TCJLO Vkv .ÁLr~i s DERESULTADOS

I/ V.2.4 Respuesta del Sistema ante Escalón en Frecuencia

Por último, también se efectuaron pruebas al sistema ante escalones en frecuencia. Éstas se muestran en las figuras V.25 y V.26.

I

II

I/ 10 mddiv

Fig. V.25 Escalón en Gecuencia de 10 Hz a 60 Hz.

10 mddiv

i., 1.'

2 Ndiv

.. i. - I.

le., i.'

2 Ndiv

. . i. - I.

Fig. V.26 Escalón en frecuencia de 60 Hz a 10 Hz. 'i

76

ii

.. ~ - - . . - - -- . . ..

I1 I Capítulo VI

I

I1 Conclusiones I/

/I

c f l i m o n CONCLUSIONES

Como cónclusiones al presente trabajo de tesis se puede resumir en los apartados que a continuación se describen:

Para aplicaciones I/ de motores de inducción en 10s sistemas de posicionamiento y sewomecanismos, la regulación debe realizarse de manera dinámica utilizando diferentes técnicas de control. Una de estas "técnicas es el control por campo orientado que

la I/ magnitud y fase de las comentes de estator para el seguimiento de una cierta posición. Entonces es necesario incorporar un regulador de comente para generar el patrón de conmutaciones hacia el inversor en base a las referencias proporcionadas por el control por campo orientado.

* Si se requiere utilizar el motor de inducción para aplicaciones en régimen dinámico, la mejor opción'es alimentarlo en comente debido a las siguientes ventajas: a) SimpIifica{ión del modelo del motor b) Robustez ante variaciones en sus parámetros c) Buenas caraderísticas dinámicas d) Bajo conttnido armónico en las corrientes de fase.

1

o De la clasificación de los inversores 'en cuanto a su alimentación para la regulación en corriente: Indersor Alimentado en Tensión con Regulación de Comente (VSI) e inversor Alimentado gn Comente (CSI), es conveniente utilizar una topología VSI, principalmente por las ventajas que ofrece en cuanto ai menor costo, menor volumen del filtro de entrada, menor complejidad y mejor respuesta dinámica. Por lo tanto, es necesario realizar una regulación en comente. 11

I

Existen tres alternativas para la regulación en comente de un inversor VSI: a) Controlador por histéresis b) Controlador PI con comparación por rampa y frecuencia de portadora constante, y c) Controlador predictivo. Para la selección del controlador se tomó en cuenta: la frecuencia de los dispositivos de potencia, la sencillez del control, la rapidez de respuesta y el THD de las comentes de fase. El controlador que ofrece las mejores prestaciones es el controlador de comente con comparación por rampa Y frecuencia de pbrtadora constante. '

De acuerdo a los resultados obtenidos para distintas condiciones de amplitud y frecuencia en las señales de referencia, el THD es de un valor bajo manteniéndose alrededor del 3% en el peor de los casos, además que puede visualisarse en el capítulo V que el controlador ofrice una rápida regulación.

1

, '.

i

Se realizaron simulaciones en PSPICE con los valores reales y se obtuvieron que concuerdan con los valores prácticos.

!I 78

. . . . . . . . - -~ . .

I/ CAPÍRJLO M CONCLKISIOND

v1.2 TRABA~OS FUTUROS

Como continuación al trabajo de investigación desarrollado en esta tesis, se proponen los siguientes trabajos futuros:

O En base a la': evaluación del control en corriente utilizado, se sugiere realizar una comparación práctica al implementar un controlador de comente predictivo.

O Utilizar el VSI con el controlador desarrollado en el presente trabajo, en conjunto con el bloque de control por campo orientado, como se muestra en la figura VI. 1.

I/

I/

I/

, :.. ..............................................................

......................... I :trrrrr'1 : I !

CONTROLAWR DE CORRIENTE

Fig. VI. 1 Diagrama a bloques del conjunto accionadof.

O Utilizar el convertidor desarrollado como parte de un Filtro Activo de Comente para compensación!armÓnica en Sistemas Trifásicos. Esto forma parte de una línea de investigación vigente en el CENIDET. La configuración típica para esta aplicación se muestra en IA figura ~ 1 . 2 .

li

:; I

!i

I -- Carga No Lineal

Filtro Activo

Fig. VI.2 Configuración típica de un Film Activo de amente. 1

19

- - . - . .. .- . - -. .~. . . ..

I!

11 Apéndice A

U Simulaciones en Pspice 1

I! 80

'! APkAVICE A

APÉNDICE?~' ' :

En el presente apéndice se muestran las simulaciones efectuadas en PSPICE para verificar el comportamiento teórico del controlador.

Se construyó el circuito con un .solo controlador de corriente con los valores reales mostrados en la práctica. Por otra parte; los valores de la carga fueron los que se obtuvieron en la práctica con la caracterización 'del motor de inducción utilizado['61. El diagrama esquemático de' la construcción del circuito se muestra en la figura A.l y el listado del programa se presenta posteriormente.

I/

I/

1

VZ

O

Fig. A. l Diagram esquemAtico simulado en PSPICE.

II

1

81 **.

/j I APÉNDICEA

*CIRCUITO DE CONTROL

VT 36 O PüLSE(42112 -.00125m .025m .025m 0 . 0 5 ~ .05m) VCD+ 14 O 15 VCD- 150-15 1 VCD2 42 O 5 XAMPl 19 18 14 l5'20LM324 R2 16 ¡8 IOK . < '

R3 18 20 1OK '.

R4 17 19 10K R5 19 O IOK XAMP3 O 3 1 14 15 33 LM324

I

;PI R15 20 31 3.3K I'

R173133 33K , XAMP4 O 32 14 15 34 LM324 R16203247 Ci 3234.111 '

XAMP5 O 35 14 15 13 LM324 R18 33 35 10K R19 34 35 10K 11 R20 35 13 10K XAMP6 37 38 14 15 39 LM324 R6 13 38 IOK R7380 10K 11 R9 36 37 10K R8 37 39 IOK !

XCOMP 39 36 14 I5 26 LM339 RIO 36 O 6.8K I) RI I 36 26 6.8M R12 26 42 IK Qi 30 29 O N2222A R13 26 29 80K I!

R1430 42 IK

*CONTROL EN CORRIENTE HI I6 O VCDl 1 R30 16 O 1K

I

4

'!

!'

11 *ETAPA DE POTENCIA V2 1 O 180 VS 61 O sin(0 160,O 0 0 ) S9 61 70 69 O IGBT R41 70 71 10K

1

It

i!

;SENSAD0 DE CORRIENTE

81 R3161715K R32 71 72 10K R33 7273 IOK ~

R3473 17 IOK .'

XAMP7 O 71 14 15 72 LM324 XAMP8 O 73 14 15 17 LM324 WULSE 69 O P q S E ( O 15 4.167m O O O ) VCDl27 28 O

L128 3 18m I!

1 i 'I

82

. .- -- . .. . .. .. - . ~ .- . .

.4.W -

4.W

I/

APÉNDICE A

o V(16)

R1 2 27 2.95 1'

S I 5 2 26 O IGBT S2 7 3 30 O IGBT S3 6 O 30 O IGBT

DI 1 5 MUR860 D2 2 1 MUR860 D3 I 7 MUR860 D4 3 I MUR860 D526MUR860 , D6 O 2 MUR860 D73 8MUR860 ¡, D8 O 3 MUR860 .MODEL N2222ANP;N

.MODEL DIN751 D

.MODEL MUR860D :LIB DIODELIB ~

.LIB LINEAR.LIJ3

.OPTIONS VNTOd=lm

.OPTIONS ABSTOL=lSPA

.OPTIONS ITL4=20

.OPTIONS RELTOL=.Ol

.tran/op 50.000~ .O17 O uic ; *ipsp*

.END

,

S4 8 O 26 O IGBT, I¡

!

.MODEL IGBT VSWITCH RON=I

li 83

'PUENTE COMPLETO I!

Daternime run: 05n1195 Temperature: *,..

I

I 4.4mñ

-2ov I 4.0ma 4. lm 4.2ms 4.3ms

J Tillla

.Fig. A.3 Señales de comente d i fase y compuerta en un segmento del e o d o .

1 5 V(2Q

II

-3 w

Tempershire 27 O .PUENTE COMPLETO

Datuime nin ffin30196 W 55 U ' 3 0 V , , I

!I 84

APENDICE A I!

-4 w 4.w

ov.

4 o v

'PUENTE COMPLETO Temperature 27 O Dalef%ne run 01131196 1 1 23 25

m V(16) ,

,,

1 ' I

1 Fig. A.5 Comente de referencia y comente de fase; IA , 60 IIZ.

11

1 il

85

- .. . - . . ~ . . ..

- 2 . w

It 'PUENTE COMPLETO Dalemimenin ii/i4196 101544 Temperalure 27 O

4 o v

'PUENTE COMPLETO Dalemime run: 11114196 14:08:02 Ternmure: 27.0

-4ov J

4w / , i 1 I

4 V(161

Fig. A.8 Escal6: en amplitud de 1-3 h p .

86

!I

'I I Apéndice I1 B

Esquema general '1 del circuito de control

87

APENDKEB

I)

APÉNDICE~B

En el presente apéndice se mÜestra el diagrama a bloques del circuito de control implementado además 1 de los circuitos reales que cada bloque integra.

11

/COMPARADOR POR HISTERES~S

? - 7 TA t

TA - PI

L .... ~ .,,. ............................ -* eCmld~c~ansdoi I ...... ..

1 ' 1 ' \ / I I

" CONTROLADOR

PI

,, Fig. B. 1 Diagrama a bloques del circuito de control implemeritado,

!I

1

88

a "

...................................................................................

I/

............................................

2 I@,. p 'X a n

3 &

I n

8I-J 5

I ....................................................... I

....................................................... .....

J

89

I APÉNDICE B

......................

..........

, ,

~ .. ...

..................... p x

1 5

...................

, ...................................................................................................................................... ......... ........................................ I/

/I I/

,I

81

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