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Nota: Los archivos .ms9 se abren con Multisim. Si no sabe cómo se usa el programa, puede hacer una pregunta en el foro de simuladores de circuitos en YoReparo o consultar los siguientes tutoriales del Ing. Alberto Picerno:

Introducción a los simuladores de circuito � sIntroducción al Multisi � mDibujo de un circuito sencillo en Multisim �Instrumental en Multisi � mCapturas de esquemáticos con Multisim �


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Descarga de diagramas y manuales de servicioCon La Biblia de las Fuentes Conmutadas, le obsequiamos una cuenta por 3 meses del Club de Diagra-mas, para que descargue los diagramas y manuales de servicio mencionados en esta obra.

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Derechos de Autor

Esta publicación no puede ser reproducida, total ni parcialmente, ni registrada o transmitida por un sistema de recuperación de información, en ninguna forma ni por ningún medio, sea mecánico, fotoquímico, electrónico, magnético, electroóptico, u otro, sin autorización previa por escrito del titular de los derechos de autor.

Aviso de Resonsabilidad

El autor y publicador de este libro han hecho el máximo esfuerzo posible para asegurar la cer-teza y precisión del material contenido en este texto. Sin embargo, la información contenida en este libro es vendida sin garantías, ni expresas ni tácitas. Ni el autor del libro, ni YoReparo.com, ni tampoco quienes distribuyen y venden el libro, se hacen responsables por cualquier daño causado sea directa o indirectamente por las instrucciones contenidas en este libro, o por el software y hardware descrito en este.

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En lugar de indicar cada aparición de un nombre de marca como tal, este libro utiliza los nom-bres sólo de manera editorial y en beneficio del propietario de la marca sin la intención de infracción de la marca.


Dedicatoria

Este libro se lo dedico a dos personas que están en los extremos opuestos de sus vi-das.

A un hombre sabio con muchos años de vida y de profesión, que sin ser ingeniero me mostró el único camino que existe para aprender a reparar fuentes conmutadas. A mi amigo Paco Valet, un gallego de ley que nunca tuvo reparos en enseñar lo que sa-bía, porque le gusta enseñar y porque me demostró que enseñando bien, el que mas aprende es el profesor.

Todo lo que yo hice con este libro fue actualizar las técnicas de Paco y doy fe que fue muy poco lo que pude cambiar; agregar una sección de conocimientos básicos desa-rrollada con simulaciones de Multisim y agregarle los métodos de reparación de las nuevas y complejas fuentes de los TVs de LCD y plasma (en el tomo II de esta obra).

Y a mi ayudante Pablo Ruggeri, Pablito, un joven muy humilde que se formó a mi lado y que hoy es mi mano derecha y al que considero casi como a un hijo, que come en mi mesa, se alegra con mis triunfos y pena con mis fracasos, siendo siempre el primero que se ofrece a colaborar para solucionarlos.

A Paco y a Pablo: gracias por todo.


Tabla de contenidos

Acerca de este libro ......................................................................................................................................... 7

Prólogo ................................................................................................................................................................. 9

1. Principios fundamentales de las fuentes conmutadas ....................................................... 11La forma de señal de la sobretensión � .......................................................................................... 18El convertidor de tensión de las viejas autorradios � .............................................................. 21Conclusiones � ........................................................................................................................................... 23

2. El transistor bipolar como llave electrónica ............................................................................ 24El transistor bipolar como llave � ..................................................................................................... 25Características de la llave transistor bipolar � ............................................................................ 28Circuitos prácticos de excitación de base � .................................................................................. 35Conclusiones � ........................................................................................................................................... 37

3. Componentes periféricos de la llave electrónica ................................................................... 38El dispositivo llave � ............................................................................................................................... 40El transformador de pulsos � .............................................................................................................. 43La regulación sin realimentación � .................................................................................................. 45Reajuste del período de actividad � ................................................................................................. 46Conclusiones � ........................................................................................................................................... 48

4. Regulación de la tensión de salida y el oscilador .................................................................. 49La llave autooscilante � ......................................................................................................................... 51La etapa de control � .............................................................................................................................. 55Mediciones de regulación e indicaciones de reparación � ..................................................... 57Conclusiones � ........................................................................................................................................... 59

5. Tipos de Fuentes Conmutadas .......................................................................................................... 60Fuentes de transferencia directa � ................................................................................................... 61Fuentes de transferencia indirecta � ............................................................................................... 62Fuentes de transferencia combinada � ........................................................................................... 63Conclusiones � ........................................................................................................................................... 64


6. Fuentes de transferencia indirecta ................................................................................................ 65Teoría del funcionamiento de las fuentes de transferencia indirecta � ............................ 66Bloques de protección y control � .................................................................................................... 69Circuitos de amortiguación (Snubber circuit) � ......................................................................... 70Conclusiones � ........................................................................................................................................... 75

7. Fuente TV SANYO CPL 6022 (chasis LA4) ................................................................................... 76Fuentes SANYO y similares � ............................................................................................................. 79¿Cómo se prueba una fuente Sanyo CLP6022 (chasisLA4)? � .............................................. 80Algunas variantes de la fuente analizada � ................................................................................... 87Conclusiones � ........................................................................................................................................... 89

8. Fuente TV SANYO 6736-00 (chasis 83P) y CLP2121-00 (chasis 83P) ........................ 90Breve descripción de la fuente SANYO 6736-00 � .................................................................... 91Teoría del bloque medidor de tensión � ........................................................................................ 93Los bloques de medición y control del SANYO 6736 � ............................................................ 95El oscilador básico y la protección del SANYO 6736 � ............................................................. 96El híbrido JUO114 � ................................................................................................................................ 97

9. CI TDA4601 .................................................................................................................................................. 100Funcionamiento detallado del TDA4601 de los TVs HITACHI CPT14-20R � ................. 102Regulación � ............................................................................................................................................... 105El arranque de la fuente � .................................................................................................................... 106El funcionamiento de la fuente en régimen permanente � ................................................... 108El circuito completo de fuente � ........................................................................................................ 109Método de reparación � ........................................................................................................................ 111Circuitos similares en otras marcas y modelos de TV � .......................................................... 115Conclusiones � ........................................................................................................................................... 117

10. Fuentes de VCR JVC HRJ4xx y PHILIPS VCR354 .................................................................... 118Funcionamiento � .................................................................................................................................... 119Fallas típicas � ........................................................................................................................................... 122Método universal de prueba � ............................................................................................................ 124Medición de los resistores de bajo valor de una fuente � ....................................................... 127Conclusiones � ........................................................................................................................................... 127

11. TEA5170 y TEA2261 (maestro/esclavo) ................................................................................. 128Concepto maestro/esclavo � ............................................................................................................... 132Funcionamiento resumido del maestro y del esclavo � .......................................................... 135Conclusiones � ........................................................................................................................................... 137

12. CI TEA 2261 (esclavo) ......................................................................................................................... 138El amplificador de error sólo con esclavo � .................................................................................. 139El oscilador y el modulador PWM � ................................................................................................. 143El protector de corriente de pico y de valor medio � ............................................................... 146Conclusiones � ........................................................................................................................................... 149


13. CI TEA5170 (maestro/esclavo) ..................................................................................................... 150Encendido del esclavo � ........................................................................................................................ 151Funcionamiento del maestro � ........................................................................................................... 153Funcionamiento completo detallado � ........................................................................................... 154Método de ajuste y prueba (esclavo) � ........................................................................................... 157Método de ajuste y prueba (maestro/esclavo) � ........................................................................ 159Conclusiones � ........................................................................................................................................... 163

14. Fuente Monitor Samsung 550 ........................................................................................................ 164La fuente de los Samsung 550 � ........................................................................................................ 165Conclusiones � ........................................................................................................................................... 168

15. Fuentes de transferencia combinada ........................................................................................ 169Circuito simulado a inductor � ........................................................................................................... 170Oscilogramas de corriente � ................................................................................................................ 172Conclusiones � ........................................................................................................................................... 176

16. Fuente TV Philips GR1-AL (funcionamiento) ........................................................................ 177El circuito de arranque � ....................................................................................................................... 179La llave autooscilante � ......................................................................................................................... 179Sección de medición y encendido � ................................................................................................. 180La sección de control o PWN � ........................................................................................................... 181La fuente de 16V y de 5V � ................................................................................................................... 182Conclusiones � ........................................................................................................................................... 183

17. Fuente TV Philips GR1-AL (protecciones) ............................................................................... 184Protección contra sobrecarga � ......................................................................................................... 185Protección por sobretensión en la fuente de 5V � ..................................................................... 187Protección por sobretensión de la fuente de 115V � ................................................................ 188Conclusiones � ........................................................................................................................................... 191

18. Fuente TV Philips GR1-AL (método de reparación) .......................................................... 192El arranque del horizontal � ................................................................................................................ 194El método de reparación � ................................................................................................................... 196Conclusiones � ........................................................................................................................................... 202

19. CI STR50103 ............................................................................................................................................. 203El circuito completo del STR50103 y similares � ....................................................................... 205Método de reparación � ........................................................................................................................ 209Conclusiones � ........................................................................................................................................... 211

20. Variantes CI STR50103 ...................................................................................................................... 212Circuito del BROKSONIC CTVG 5454LSTC20” � .......................................................................... 213EL TV DAENIX DTC1400 M � .............................................................................................................. 214El circuito del TV DEWO DCL 2011 EB � ........................................................................................ 217Circuito del Philco 14B29RC y similares � .................................................................................... 217


ApéndicesA. Fuentes de tensión � .......................................................................................................................... 219B. � Fuentes de corriente constante ................................................................................................. 222C. � Leyes de Kirchhoff ........................................................................................................................... 225D. � Los transformadores en Multisim ............................................................................................ 227E. � Teorema de Thévenin .................................................................................................................... 234F. � Teorema de Norton y las fallas eléctricas .............................................................................. 238G. � Circuitos reales y circuitos aproximados .............................................................................. 244H. � Los transistores MOSFET ............................................................................................................ 246I. � Funcionamiento detallado del CI DP104C ............................................................................. 249

Epílogo .................................................................................................................................................................. 253

Acerca del autor Ing. Alberto Picerno ..................................................................................................... 254

Índice de marcas y modelos ........................................................................................................................ 258

Descarga de archivos ...................................................................................................................................... 261


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Acerca de este libro

Esta obra está dirigida a lectores de muy diferentes niveles técnicos:

Los técnicos con experiencia y buen conocimiento de las leyes matemáticas de la elec- �trónica no requieren ayuda alguna para entenderlo.

Aquellos que alguna vez estudiaron esas leyes pero las han olvidado, encontrarán un �apéndice al final de cada capítulo que los ayudará a entender el libro.

A los novatos, en cada capítulo les indico cuáles lecciones de � Electrónica Completa (http://electronicacompleta.com) deben leer antes de proceder al estudio de cada capítulo.

Pero todos deberán estudiar esta obra, lo que no es sinónimo de leer. Son dos cosas bien dis-tintas. Estudiar significa leer, resolver los problemas, cerrar el libro y pensar, escribir las ecua-ciones y sobre todas las cosas realizar las simulaciones y modificarlas analizando el resultado. Los laboratorios virtuales son niveladores de conocimientos, con ellos un estudiante del pri-mer mundo y otro del tercer mundo, pueden aprender los mismos temas con el mismo esfuer-zo, que ahora es mucho menor que antes de la existencia de esos programas. Un estudiante de electrónica de mi época, que no tenía acceso a un laboratorio real, no aprendía nada. Ahora yo le puedo transmitir a distancia un verdadero trabajo práctico que le fije sus conocimientos.

Pero esta obra no solo es formativa. Es también una obra de consulta porque en ella están vol-cadas casi todas las fuentes utilizadas en las diferentes marcas y modelos de equipos viejos, nuevos y de última generación.

Este curso está organizado del siguiente modo: primero se verán los principios fundamenta-les y una reseña histórica cortita porque la intención es entrar en tema rápidamente. Luego se indicará cómo realizar el banco de prueba y las fuentes de alta tensión (con el Variac o el SuperEvariac) y una fuente regulada de 0 - 30V cuya construcción le indicaremos paso a paso. Luego se indicarán los diferentes tipos teóricos de fuentes conmutadas y a continuación se comenzarán a analizar las fuentes más comunes de los TVs de plaza, generando un método de trabajo preciso y seguro, que permita realizar un presupuesto exacto.

Nuestro curso tiene una novedad aún mayor, que seguramente lo dejará sorprendido; algunos de los circuitos que en él se muestran no son simples impresiones en tinta. Estarán dibujados en un laboratorio virtual Multisim o LiveWire y podrán ser simulados en su computadora sin


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gasto alguno, para desplegar un circuito vivo al cual le podrá realizar todos los cambios desea-dos para analizar su comportamiento.

En el momento actual las fuentes son tan complicadas que muchas veces debemos recurrir a aplicar un método para repararlas. En este curso Ud. aprenderá a generar métodos seguros de reparación. Pero existe una ayuda invalorable en las asociaciones de técnicos; hoy un técnico que no visite asiduamente un foro como por ejemplo YoReparo.com no puede reparar nada. Se acabaron los tiempos del técnico solitario que reparaba de memoria. Yo mismo no me animo a encarar un simple TV a TRC moderno si no tengo el correspondiente manual de servicio del Club de Diagramas.

Como valor agregado a este curso prácticamente todas las entregas tienen un corto apéndice donde se explican los más importantes conceptos teóricos necesarios para entender fácilmen-te nuestro curso de fuentes conmutadas. Es el lector quien debe decidir si tiene ese concepto bien sólido o si debe repasarlo muy rápidamente leyendo el apéndice.


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¿Qué etapa de un TV o de un vídeo o de cualquier otro equipo, lidera el campeonato de fa-llas? La fuente de alimentación pulsada. ¿Que etapa es infaltable en todos los equipos de

electrónica de entretenimiento? La fuente de alimentación pulsada. ¿Cuál es la etapa que más cambios y adelantos adoptó durante los últimos 10 años? La fuente de alimentación pulsada. ¿Qué etapa de un TV fue menos tratada en forma teórica y práctica por los autores? La fuente de alimentación pulsada.

A no dudarlo, la fuente de alimentación de un equipo moderno es el “Talón de Aquiles” de los técnicos electrónicos. La razón es que esa etapa es siempre del tipo pulsada o conmutada para abaratar costos y que por fuerza en ella se desarrollan las máximas potencias eléctricas del equipo. Y donde hay potencia eléctrica hay calor y donde hay calor puede haber fuego, si no trabajamos con todo nuestros conocimientos y si no empleamos los adecuados dispositivos de carga y aislación.

En la jerga se dice: “La fuente no te perdona” como queriendo decir que en otras etapas se pue-de trabajar por tanteo (mis alumnos saben que a esa forma de trabajar la llamo “el método del indio Tocapotee” y es muy empleada en la actualidad por una gran legión de técnicos improvi-sados, aparecidos de la nada, en estas épocas de elevado índice de desempleo). Ahora bien, si uno está trabajando en la etapa de FI puede cambiar materiales aleatoriamente y probar sin mayor peligro porque es una etapa que pone juego algunos milivatios. Pero si cambia materia-les de la fuente de alimentación y prueba; lo más probable es que el material se queme y peor aún pueden quemarse todos y cada uno de los circuitos integrados del TV (si por ejemplo la fuente arranca sin regulación).

Una fuente de TV a TRC puede generar 100W cuando funciona bien y quizás 200 cuan- �do funciona mal y con 200W se puede cocinar un pollo.

Una fuente de un plasma puede entregar 400W cuando funciona bien y tal vez 800W �cuando funciona mal y con esa potencia se puede cocinar una parrillada completa.

Un error y pufff se quema ese circuito integrado que no se consigue.

Si no sabe arreglar una fuente conmutada, si no tiene un adecuado método de prueba, o no po-see los instrumentos necesarios para realizar una reparación absténgase de realizarla, porque un TV de última generación sale muy caro y en los tiempos que corren los clientes no abundan

Prólogo


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y son todos muy nerviosos cuando entregan un equipo de US$ 4.000. Y además los abogados ya son sensibles a esos valores.

Ud. necesita un “Banco de prueba de fuentes para no arriesgar su vida y la de sus TVs.

Actualmente, cuando se acerca un cliente a un negocio de electrónica, en lugar de saludar esgrime el siguiente latiguillo: “Quiero un presupuesto exacto, porque si me sale caro no lo arreglo porque estoy muy mal económicamente”. En estos casos por lo general tragamos sali-va y pensamos: “¿Como le digo a este buen hombre que si yo hago un presupuesto exacto ya realicé el 90% del trabajo porque sólo me queda cambiar el/los componentes dañados? Tengo que decirle que sí, que con mucho gusto voy a hacer un presupuesto exacto, gratuito y urgente, porque al cliente siempre tiene razón y si me contrata para hacerle un servicio a cambio de dinero el puede poner las reglas de la contratación… hasta cierto punto”.

En una palabra, hay que disponerse a realizar un presupuesto exacto (y además gratuito). La pregunta es: ¿Cómo reemplazo la fuente de alimentación para saber si el resto del equipo fun-ciona o fue arrastrado a una muerte precoz por la falla de la fuente? En estos tiempos es muy común encontrarse con equipos que ya tuvieron intentos de reparación por otros técnicos (y por otros no técnicos, incluido el propio usuario y el nene que estudia electrónica en una ignota escuela).

La respuesta es que hay que poseer una fuente de potencia que reemplace a la fuente propia del equipo por ejemplo un SuperEvariac, un tester digital y un tester analógico, sí o sí, no hay alternativa. Si tiene osciloscopio, será de gran ayuda, pero en todo el curso vamos a tratar de evitar su uso como elemento imprescindible.


Principios fundamentales de las fuentes conmutadas

1

En este capítulo

La forma de señal de la sobretensión

El convertidor de tensión de las viejas autorradios

Conclusiones

Novatos

Electrónica Complet � a (lecciones 1 - 10)

Apéndice � Fuentes de tensión



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Me gustaría saber quien fue el científico que recibió la primer descarga inductiva sobre su humanidad, porque seguramente él fue el inventor de la fuente conmutada.

En efecto, cualquier estudiante curioso que esté trabajando con inductores y baterías de baja tensión, va a terminar generando alguna descarga sobre su cuerpo. Todos saben que las ba-terías de baja tensión no producen descargas peligrosas, por eso es común manipularlas sin precaución. Pero si su circuito tiene algún inductor, debe tener cuidado porque teóricamente no existe un limite a la tensión que se pueda generar. Los 12 V de la batería se pueden trans-formar en miles de voltios si se utiliza un inductor adecuado.

Por ejemplo si Ud. quiere medir la resistencia del primario de un transformador de alimenta-ción con el tester y mantiene unido un cable del primario a la punta del tester con una mano y el otro cable a la otra punta del tester con la otra mano; es muy probable que al abrir el circuito reciba una descarga.

En este curso suponemos que Ud. tiene un conocimiento general sobre el uso del laboratorio virtual que utiliza normalmente. Si no es así lo invitamos a que ingrese a Lecciones de Simu-ladores de Circuitos en Electrónica Completa (http://electronicacompleta.com/simulado-res-de-circuitos/) que seguramente lo va a ayudar a dar sus primeros pasos.

Para empezar, vamos a armar un pequeño circuito como el que mostramos en la figura 1 en Multisim y en la figura 2 en LiveWire para aprender los principios fundamentales de las fuen-tes conmutadas. La idea es usar sólo una llave, un inductor y una batería de 1V. Pero como las llaves de los laboratorios virtuales tienen una resistencia infinita cuando están abiertas, la completamos con un resistor de 10 Mohms en paralelo y un resistor de 1 mOhms en serie que además nos sirve para medir la corriente por el circuito.

Fig.1 Archivo de Multism <Abrir circuito1-1.ms9>


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El osciloscopio que nos permitirá ver las señales que se desarrollan tiene dos canales. Con uno medimos la tensión sobre la llave (rojo) y con el otro la corriente circulante por el circuito (verde).

Fig.2 Archivo de LiveWire

Nota para usuarios de LiveWire: En el LiveWire no es necesario agregar el resistor en para-lelo. Se debe ajustar el tiempo de simulación entrando en la solapa tool > simulation > timing control y ajustar allí la ventana “time base” en 1 uS. Luego se deben ajustar los ejes del gráfico a + - 1 KV y a 120 uS. Por último la llave pulsador debe predisponerse para ser operada con la tecla A aunque también puede operarse con el mouse haciendo clic sobre ella.

Observe que solo tenemos cinco componentes: una batería de 1V, una llave controlada por la barra espaciadora del teclado con un resistor en paralelo y un inductor de 1 Hy. Además, tene-mos conectado un osciloscopio sobre la llave. Ud. debe ajustar la base de tiempo del oscilos-copio a 200 mS/div es decir que para recorrer toda la pantalla de izquierda a derecha demora 2 Seg.. La escala vertical del osciloscopio la predisponemos en una baja sensibilidad de por ejemplo 10KV/div. En esas condiciones encendemos la mesa de trabajo y el experimento se pone en marcha. Observe que el haz del osciloscopio demorará mas de 1S en llegar al centro de la pantalla (de acuerdo a la computadora que está usando) el tiempo real puede no coincidir con el indicado en el reloj del experimento que se observa en la parte inferior a la izquierda de la pantalla del Multisim.

Si el circuito es más complicado el programa tarda más en realizar los cálculos y la graficación. Entonces el reloj del experimento avanzará más lentamente, de modo que para graficar un segundo de la experiencia virtual se pueden tardar 10, 20 o más segundos reales.

Primero vamos a analizar de qué depende el crecimiento de la corriente. Comience con la llave cerrada y observe que la corriente aumenta a razón de 1A x Seg. y que al abrir la llave se produce un pulso positivo muy alto y luego otro negativo muy alto (en realidad es imposible


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saber cuál es el primero). Cambie el valor del inductor a 500 mHy y verá que ahora cambia a razón de 2A x Seg. y el pulso sigue siendo muy alto. Vuelva al inductor de 1 Hy cambie la bate-ría a 2V y verá que la corriente aumenta a razón de 2A x Seg. Esto significa que la velocidad de crecimiento de la corriente varía en forma directamente proporcional a la tensión aplicada e inversamente proporcional a la inductancia del inductor. Y que si a un inductor de 1 Hy se le aplica una tensión de 1V la corriente crece a 1A en un segundo.

Estas relaciones son muy importantes en el trabajo con fuentes conmutadas y le recomenda-mos al alumno que cambie valores en el circuito y vea los resultados hasta familiarizarse con el tema.

Cierre la llave con la barra espaciadora durante diferentes tiempos y vuelva a abrirla. (Nota: si la llave no opera, lleve el puntero del mouse a la mesa de trabajo y pique con el botón de la izquierda, allí comenzará a operar la llave; lo que ocurrió es que el control seguramente se en-contraba activo sobre el osciloscopio). Observe que cada vez que abre la llave, luego de dejarla cerrada, se produce en la pantalla del osciloscopio un pulso de diferente tensión y que hay una relación directa entre tiempo de llave cerrada y sobretensión.

Este es un fenómeno inesperado pero explicable. Ocurre que un inductor es un componente reactivo del tipo de los capacitores, y un componente reactivo acumula e intercambia ener-gía. El capacitor guarda esa energía en forma de energía eléctrica y el inductor en forma de energía magnética. La energía se acumula lentamente a medida que crece la corriente y luego puede ser extraída a una gran velocidad o viceversa. De acuerdo al circuito esto puede produ-cir sobretensiones o tensiones reducidas que resulten interesantes para el diseño de fuentes conmutadas. Observe el lector que las tensiones se consiguen como efecto de transferencias de energías y no como disipaciones en resistores. En el primer caso, si trabajamos con compo-nentes reactivos puros (capacitores e inductores ideales) las transformaciones se realizan con un elevado rendimiento. En el segundo caso, dada la generación de calor, la transformación se realiza con un pésimo rendimiento y sólo pueden ser realizadas en sentido descendentes de las tensiones (si a una fuente de 12V se le conecta un divisor resistivo sólo se puede esperar que la tensión baje).

Analicemos el caso de nuestro sencillo circuito. Cuando la llave se cierra, comienza a circular corriente por el inductor. ¿Qué valor tendrá esa corriente inicial? Sin ninguna duda debe co-menzar con un valor nulo que se va incrementando poco a poco.

La razón es muy simple y similar al capacitor, que se opone a los cambios de tensión sobre sus placas. Si está cargado con 100 V y lo queremos descargar con un resistor observaremos que la tensión solo cambia gradualmente. Al mismo tiempo puedo observar que si no conectó nin-gún resistor sobre él; es capaz de mantenerse cargado por un largo periodo de tiempo lo cual significa que su resistencia de aislación es muy alta (tenga en cuenta que un capacitor real es muy parecido a uno ideal). Como una importante conclusión podemos decir que un capacitor se opone a los cambios de tensión.

El inductor es casi como la contrapartida del capacitor. Se opone a los cambios de corriente y lo hace de la única manera posible; generando fuerzas contraelectromotrices, es decir que


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genera una tensión que a su vez genera una corriente por el mismo inductor que se opone al cambio de la corriente original. En nuestro circuito la corriente sube por ejemplo hasta 1A y en ese momento abrimos la llave. Es evidente que al faltar la fuente de energía la corriente no puede seguir subiendo; pero el inductor no puede permitir que se corte; por lo tanto se va a reducir y al hacerlo va a generar una tensión sobre él que aplicada al resistor de fuga generará una corriente algo menor a 1A y descendente. La velocidad del descenso depende del circuito externo al inductor. Si solo tiene la resistencia de 10 Mohms debe generar una tensión dada por la ley de Ohms de V = I x R = 10 MV. En la simulación es menor (200 KV) porque la llave tiene cierta capacidad parásita que modifica el circuito.

Llegado a este punto el lector estará pensando que recuerda muchas manifestaciones de la vida diaria del capacitor como acumulador de energía, pero no recuerda ni una sola del induc-tor. Por ejemplo muchas veces recibió una descarga por andar manipulando algún capacitor que había quedado cargado desde mucho tiempo atrás. Pero no recuerda que algún inductor le haya producido ningún efecto por alguna carga recibida con anterioridad. Por lo tanto parece que los inductores no son capaces de acumular energía.

Desde luego que no es así. Hay dos hechos que nos hacen equivocar escandalosamente:

un inductor real tiene elevadas pérdidas, por lo que se descarga muy rápidamente �

para que mantengan acumulada la energía magnética se los debe poner en cortocircui- �to y no en circuito abierto como es el caso del capacitor.

Como vemos el inductor y el capacitor son antagónicos en todo. El capacitor necesita que las cargas acumuladas estén quietas en el dieléctrico y por eso se lo mantiene abierto. En cambio el inductor necesita que las cargas circulen para producir un campo magnético y por eso se lo debe mantener en cortocircuito. Si las cargas se detienen no generan campo magnético.

En EEUU se construyó un inductor con un superconductor sumergido en helio líquido (a muy baja temperatura). Se le hizo circular una corriente y luego se lo cortocicuitó. Y ese inductor viajo en avión por todas las universidades de EEUU para demostrar la teoría. Como no tene-mos el suficiente dinero para realizar la misma experiencia yo le pido que me crea: un induc-tor ideal es capaz de mantener un campo magnético que lo rodee sin necesidad de consumir energía.

Volvamos a nuestro experimento virtual para afianzar el conocimiento adquirido. ¿Qué le pa-rece que puede ocurrir, si en lugar de mantener la llave cerrada por un tiempo de 1 segundo la mantenemos cerrada por menos tiempo? La respuesta es evidente y se confirma en la práctica. Como la corriente tiene menos tiempo para crecer el inductor genera una menor tensión al abrirse la llave, que ahora llega a los 120KV.


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Fig.3 Otra corriente final implica otra sobretensión <Abrir circuito1-3.ms9>

Este fenómeno es el mas importante de las fuentes conmutadas porque gracias a él las fuentes conmutadas mantienen constante la tensión de salida. Por eso le volvemos a pedir que juegue con el circuito hasta que el fenómeno quede grabado en su mente.

El fenómeno de la sobretensión es claro, pero, ¿por qué razón la corriente crece lentamente durante tiempo en que la llave está cerrada? Ya lo dijimos pero vale la pena repetirlo, porque la corriente genera un campo magnético que a su vez genera una tensión sobre el inductor que se opone al efecto de la batería; y cuanto más grande es el inductor, más se opone a que la corriente crezca rápidamente. Esto se llama autoinducción y es la característica que define a un inductor.

Realmente se produce algo similar a lo que ocurre con el capacitor, si lo queremos cargar des-de una fuente de corriente; la energía eléctrica acumulada va depender del tiempo que la fuen-te esté conectada. Por lo tanto, si la llave sólo se cierra un tiempo mínimo, el campo eléctrico acumulado también será mínimo y la manifestación de este campo al cortocicuitar el capacitor será prácticamente inexistente.

Realice varias pruebas, anotando el valor de la capacidad y el tiempo de carga hasta llegar a cierta tensión o a la inversa la tensión de carga en función del tiempo que dura cerrada la llave. Veremos que de modo similar a la inductancia, un capacitor de 1 Farad se carga a 1 V en el tiempo de 1 segundo. Si realizamos otras mediciones con un valor de inductancia 10 veces menor se podrá observar que la tensión crece a una velocidad 10 veces mayor.


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Fig.4 Circuito de carga de un capacitor

Ahora conocemos el fenómeno y sabemos cómo variarlo, pero aún no sabemos todo, por ejem-plo, ¿qué ocurre si no conectamos ningún resistor sobre la llave? ¿Cómo se produce la sobre-tensión y hasta que valores puede llegar? Es muy simple y fácil de comprender. El inductor se opone a que cambie el valor de corriente circulante por el circuito. Mientras la llave está cerrada la corriente va creciendo, por ejemplo hasta llegar a 1 A. Al abrir la llave se produce un cambio notable en la resistencia del circuito que pasa de unos pocos Ohms (en general la resistencia del bobinado) a un valor prácticamente infinito. En el circuito que utilizamos el in-ductor es ideal y no tiene resistencia. La única resistencia existente es la agregada de 1 mOhm evidentemente despreciable. El inductor, por lo tanto, trata de modificar la tensión para que siga circulando 1 A y genera una sobretensión sobre la llave abierta, con el fin de que circule corriente. Pero para que circule corriente por un circuito abierto se debe superar la tensión de ruptura del aire. En la práctica se llega a generar tal tensión que se produce un arco en la llave (observe como las leyes de la electrónica tratan de cumplirse aún en las peores condiciones y si no hay resistor donde hacer circular corriente, se lo crea haciendo saltar un arco en el aire o en el aislador que puede llegar a destruirlo).

“Es un caso extremo que no tiene utilidad practica”, dirá Ud.. No, es uno de los primeros fenó-menos eléctricos que el hombre utilizó desde comienzos del siglo XX. En efecto así funciona el encendido de un automóvil que genera la chispa en la bujía para que explote la mezcla de combustible y aire.

Vamos a hacer alguna prueba más conectando un resistor de 1K sobre el inductor para obser-var cómo se reduce el pulso de sobretensión. Ahora, cuando se abre la llave, existe un paso de circulación para la corriente y entonces se cumple la ley de Ohm. En nuestro caso, por ejemplo,


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si abrimos la llave cuando la corriente llega a 1 A esa corriente se deriva por el resistor de 1K y por lo tanto genera una tensión dada por la ley de Ohm. En efecto 1A x 1K es igual a 1KV.

Fig.5 Cálculo de la sobretensión sobre un resistor conectado sobre el inductor

Para que se puedan observar los oscilogramas con más claridad, desplazamos el haz de co-rriente hacia abajo ubicando el eje verde tres divisiones hacia abajo. Observe que la sobre-tensión llega en exactamente a 1 KV. Podría haber llegado a un valor levemente inferior si consideramos que en el circuito hay capacidades distribuidas en el inductor y en la llave que son una pequeña carga para la sobretensión. Esto nos indica que el Multisim realiza las simu-laciones con un gran realismo teniendo en cuenta inclusive las capacidades parásitas de los componentes.

La forma de señal de la sobretensión

Hasta ahora sólo observamos la sobretensión como un pulso sin detalles. Llegó la hora de expandir la escala horizontal del osciloscopio para observar cual es la ley de variación de

la tensión. En principio debe considerar que el osciloscopio de su Multisim tiene memoria, lo cual facilita las observaciones de nuestro fenómeno (se trata de un fenómeno que no es repe-titivo). En efecto, si fuera repetitivo podríamos utilizar el sincronismo de la base de tiempo del osciloscopio (que opera como el sincronismo de cualquier osciloscopio real) para detener las imágenes. Nosotros vamos a emplear el carácter de osciloscopio con memoria para detenerla. Simplemente termine la simulación con la llave general de la mesa, amplíe el osciloscopio y ubique el pulso de sobretensión sobre la pantalla con el cursor que se encuentra debajo de la misma.


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Fig.6 Forma real de la variación de tensión

Es como si volviéramos el tiempo atrás y lo ubicáramos donde más nos interesa. Inclusive podemos variar las escalas para obtener imágenes ampliadas en el tiempo o con mayor sensi-bilidad vertical. Esto es lo que hicimos en la figura 7.

Fig.7

Observe la forma de onda superior (corriente). Vea que no tiene cambios bruscos; cuando la llave se abre, la corriente que estaba aumentando, comienza a disminuir exponencialmente hasta hacerse nula debido a que la llave no se abre instantáneamente. Para completar el ejer-


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cicio vamos a agregar un capacitor sobre la llave. Ver las figuras 8 y 9 con un acortamiento de los tiempos.

Fig.8 Oscilación amortiguada en la apertura de la llave

Fig.9 Ídem pero con el tiempo de barrido más corto <Abrir circuito1-9.ms9>

Aquí tenemos un interesante efecto de transferencia de energía y disipación, que debemos analizar con todo detenimiento. En principio, éste es un circuito realmente muy utilizado des-de principios del siglo XX (salvo por los valores de los componentes); es el circuito de encendi-do de un automóvil. Todo comienza cuando los platinos se cierran. Allí comienza a circular una corriente creciente. En ese momento el capacitor está en cortocircuito y por lo tanto descar-


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gado. Cuando el platino se abre, el inductor tiene su máxima energía en forma de campo mag-nético. El inductor tiene dos componentes conectados sobre el; un resistor y un capacitor. En principio puede olvidarse del resistor que analizaremos más tarde. El inductor debe mantener la corriente circulando y lo hace utilizando al capacitor. Cuando un capacitor es recorrido por una corriente se carga. El resultado es que comienza a aparecer una tensión sobre el capacitor que se hace máxima cuando el inductor entregó toda la energía que tenía acumulada (la co-rriente es igual a cero y se puede decir que campo magnético y corriente son proporcionales). Allí no termina el fenómeno, ahora es el capacitor el que está plenamente cargado y por lo tanto lleno de energía. Esa tensión queda aplicada al inductor y por él comienza a circular una corriente en el sentido contrario al anterior.

Si no existiera el resistor los intercambios de energía magnética (L) y eléctrica (C) se produ-cirían sin pérdida y durarían una eternidad. Pero el resistor existe y en cada ciclo transforma energía en calor haciendo que los picos máximos sean cada vez más pequeños hasta llegar a cero. Esta señal tiene nombre, se llama oscilatoria amortiguada y es el intercambio de energías que sigue la ley mas común de la física.

El convertidor de tensión de las viejas autorradios

¿Dónde se utilizó el principio de las fuentes conmutadas por primera vez en el campo de la electrónica? En los TV dirá Ud.. No, fue en las radios para automóviles de los años 50

del siglo pasado. En efecto el transistor no estaba difundido aún y las radios eran a válvulas. Requerían una tensión del orden de los 100V para el circuito de placa y en el automóvil solo existían los 12 V de la batería.

Suponemos que inspirado en el propio circuito de encendido del vehículo a alguien se le ocu-rrió la idea de realizar un convertidor continua a continua. En principio se necesitaba una llave que interrumpiera la tensión continua de batería a una frecuencia considerablemente alta, luego esa corriente pulsátil se hacia pasar por un inductor para generar una sobretensión y por ultimo esa sobretensión se rectificaba de modo que cargara un capacitor electrolítico de alto valor.

En nuestro circuito utilizamos un generador de funciones y una llave controlada por tensión, pero en realidad se utilizaban unos contactos que oscilaban unidos a un diapasón en una fre-cuencia de aproximadamente 300 Hz y que eran auto-oscilantes porque poseían una bobina que los energizaba por pulsos. Ni que decir que este dispositivo que conmutaba mecánicamen-te a un ritmo tan acelerado duraba muy poco y era frecuente su recambio; tanto que estaba montado sobre un culote que a su vez descansaba sobre un zócalo para que se pudiera cam-biar sin desoldar.


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Fig.10 Fuente pulsada a vibrador para radio de auto a válvulas <Abrir circuito1-10.ms9>

Si Ud. cambia el tiempo de actividad del generador de funciones, modifica el tiempo en que la llave está cerrada, cargando al inductor con un campo magnético. Con un tiempo de actividad más bajo, la llave está cerrada más tiempo el inductor admite más carga y genera una sobre-tensión mayor. Pruebe con diferentes tiempos y observe la tensión indicada por el tester.


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ConclusionesEn este primer capítulo realizamos una reseña histórica de las fuentes conmutadas y sobre todo repasamos los principios de funcionamiento y las leyes que rigen a los induc-tores y que tanto vamos a utilizar más adelante.

Hicimos un esfuerzo considerable, para explicar porque no es simple reconocer al induc-tor como un componente acumulador de energía. Vimos que su hermano el capacitor es por fabricación casi ideal (tiene muy pocas pérdidas) pero en el caso del inductor las pérdidas son considerables (generalmente por la resistencia del alambre). Pero aún si fuera ideal, seguramente no se lo tendría por un acumulador de energía dado que luego de cargarle un campo magnético, se requiere que permanezca en cortocircuito para con-servarlo.

En el próximo capítulo comenzaremos a ver circuitos prácticos. Veremos que nuestra lla-ve debe ser reemplazada por un transistor bipolar o MOSFET y nos detendremos a anali-zar las características de excitación de los mismos para favorecer la velocidad de conmu-tación. En realidad se trata de un tema que parece teórico pero es realmente práctico, ya que el recalentamiento de los transistores está absolutamente ligado a la excitación.


El transistor bipolar como llave electrónica

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En este capítulo

El transistor bipolar como llave

Características de la llave transistor bipolar

Circuitos prácticos de excitación de base

Conclusiones

Novatos

Electrónica Complet � a (lecciones 11 - 15)

Apéndice � Fuentes de corriente constante



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En el capitulo anterior trabajamos con llaves movidas a mano para generar tensiones de fuente. En éste reemplazaremos esas llaves por dispositivos electrónicos prácticos. Actual-

mente se utilizan solo dos dispositivos para realizar conmutaciones de potencia:

los transistores bipolares clásicos de potencia �

los MOSFET (metal oxido semiconductor field efect transistor = transistor de efecto de �campo con compuerta aislada).

Los transistores bipolares son históricamente los más utilizados ya que se caracterizaban por su bajo costo y su gran confiabilidad; sin embargo son difíciles de excitar y por esa razón la tendencia es a reemplazarlos por transistores MOSFET que prácticamente no requieren po-tencia de excitación y que actualmente menos que los transistores bipolares. En el momento actual existe una combinación de transistor bipolar con MOSFET llamado GATOS que fueron creados con la intensión de combinar las ventajas del transistor bipolar en lo que respecta a su baja resistencia cuando conducen, con el manejo de la excitación a través de una compuerta aislada. Por el momento estos dispositivos son caros, pero no dudamos que en poco tiempo mas estarán presentes como una propuesta más.

Nosotros estudiaremos las diferentes llaves como elementos disociados, pero recuerde que la tendencia actual es incluirlos dentro de un circuito integrado híbrido o monolítico. Sin em-bargo, dada las dificultades de fabricación, la mayor parte de las fuentes están resueltas en un circuito integrado monolítico que posee hasta la etapa driver. El circuito se completa con la llave de potencia que se ubica en las cercanías. No obstante recuerde que todas las variantes están presentes en algún caso particular; a saber

Circuito integrado monolítico con llave de potencia externa �

Circuito integrado monolítico con llave de potencia interno �

Circuito integrado híbrido con llave de potencia interna �

Circuito discreto �

El transistor bipolar como llave

Los transistores bipolares, originalmente diseñados como amplificadores lineales son uti-lizados actualmente como llaves digitales. En los amplificadores lineales los transistores

pueden tomar un estado de conductividad entre el colector y el emisor que depende de la corriente aplicada a la base. En la figura 1 podemos observar un simple transistor BC548 exci-tado desde una fuente de tensión continua y con un resistor de colector de 1K.


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Fig.1 El transistor polarizado en la zona activa <Abrir circuito2-1.ms9>

Se trata de un circuito muy simple con un potenciómetro que opera como si fuera una fuente de señal continua, un transistor y dos resistores. Uno para polarizar la base y el otro como car-ga de colector, para poder observar si Q1 es equivalente a una llave abierta o cerrada.

La idea es observar las características del circuito con el transistor usado de llave. Observe que según la posición del potenciómetro, la juntura de base conduce y se genera una corriente indicada por la tabla de base. Inicialmente debe ajustar el potenciómetro con la tecla A para bajar (y A y mayúsculas para subir) para obtener una tensión de colector de 6V. En estas condi-ciones se puede decir que entre el colector y el emisor del transistor se produce una resisten-cia de 1K obtenida por el cociente de la tensión y la corriente indicada por la tabla de colector. (6,16V/5,84mA =1.054K).

Nota: En las tablas aparece una frecuencia que no es más que el ruido del circuito, no la tenga en cuenta.


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Evidentemente, en este caso, estamos muy lejos de poder considerar al transistor como una llave cerrada, sobre todo porque si hacemos circular una corriente alterna por el colector en-contraremos que se genera la correspondiente tensión alterna.

Nota: I1 es un generador de corriente alterna y no el clásico de tensión alterna, puede consi-derarlo como un generador de tensión inteligente que mide la resistencia del circuito y ajusta la tensión para que circule la corriente elegida que en este caso es de 3 mA.

Fig.2 Transistor en conducción activa <Abrir circuito2-2.ms9>

Observe que el osciloscopio indica que en el punto donde se inyecta la señal existe una re-sistencia considerable (exactamente 266 Ohm) porque con una corriente alterna de 3 mA se produce una caída de tensión de unos 0,8 V eficaces.

Para que el transistor se comporte como una llave cerrada debe tener una resistencia entre colector y emisor de un valor despreciable. Veamos que sucede si se incrementa la corriente de base con el potenciómetro mientras se observa la caída de tensión en el osciloscopio. Como vemos la tensión alterna se va reduciendo hasta hacerse prácticamente despreciable cuando la tensión continua de colector del transistor llega a unos pocos mV. Recién allí podemos con-siderar que la llave/transistor se cerró. A esta condición se la llama condición de saturación del transistor porque un nuevo incremento en la corriente de base no provoca una nueva re-ducción de la resistencia equivalente entre el colector y el emisor del transistor. De cualquier modo no se puede decir que la llave tenga resistencia nula, sino que tiene una resistencia baja que depende del transistor utilizado y de la condición de saturación. También se puede decir que lejos de la saturación, a todo incremento de corriente de base, le corresponde un incremento de la corriente de colector casi constante. Pero cuando se llega a tensiones muy bajas de colector a emisor a un incremento dado de corriente de base no le corresponde el


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correspondiente incremento de la corriente de colector y entonces se dice que el transistor está saturado.

Aconsejamos al lector que siga realizando experiencias con el circuito de la figura 2 levantan-do y bajando la tensión del potenciómetro. Y observando como cambia la tensión alterna y continua de colector. Calcule el valor equivalente de resistencia en cada caso.

Características de la llave transistor bipolarPara que un componente pueda recibir el nombre de “llave” debe tener:

una resistencia baja al estar cerrada (resistencia de conducción) �

una resistencia elevada cuando está abierto (resistencia de aislación) �

De hecho el transistor sin excitación de base es un aislador entre colector y emisor ya que sólo circula la corriente de fuga. Pero esa corriente no es nula y debe ser considerada. Esa corrien-te depende de la tensión inversa aplicada a la barrera base emisor y se llama condición de bloqueo. Genéricamente podemos decir que no es suficiente que la tensión de base a emisor esté por debajo de 600 mV para asegurar que el transistor esté cortado. De hecho debemos recordar que el semiconductor utilizado está sometido a la aplicación de tensiones de colector muy elevadas luego del corte. Y un corte poco eficaz causa su destrucción inmediata. Por lo ge-neral un diseñador asegura que en el momento del corte se produzcan por lo menos tensiones inversas de base del orden de los 2 a 3 voltios. Mayores tensiones pueden ser contraproducen-tes sobre todo si se generan a baja impedancia ya que la juntura no soporta más que alguna decena de voltios en inversa.

Aquí es importante realizar un análisis de la transformación de energía eléctrica en térmica porque la mayoría de los problemas no catastróficos de las fuentes se deben a algún problema de este tipo.

Cuando la llave esta abierta, tiene una gran tensión aplicada pero no circula corriente por ella; por lo tanto la disipación (W = E x I con I = 0) será nula. Cuando la llave está cerrada circula una elevada corriente por ella, pero la tensión sobre la misma será prácticamente nula (W = E x I con E = 0). Desde luego que estamos hablando de condiciones ideales que no siempre se cumplen. En realidad existe cierta caída de tensión sobre la llave cerrada y cierta corriente circulando con la llave abierta, pero la potencia generada no suele ser importante y puede despreciarse.

¿Esto significa que la llave no se calienta? No, de ninguna manera. Se puede calentar y mucho. Lo que queremos decir es que no se calienta por la disipación cuando está cerrada o cuando está abierta. ¿Y cuándo se calienta entonces? Se calienta en el preciso momento de la conmu-


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tación, cuando pasa del cierre a la apertura, o de la apertura al cierre. En conclusión: si la con-mutación es rápida (flanco abrupto de la tensión de base) y ocurre pocas veces por segundo (frecuencia baja), hay poca disipación. Si es lenta o se repite muchas veces por segundo hay mucha disipación.

¿Y de qué depende que un transistor conmute rápidamente? Depende de su circuito de excita-ción. En la figura 3 mostramos un simple circuito realizado con un transistor de conmutación Zetex tipo CTX658. Observe que simplemente debe conmutar una carga resistiva de 10K so-bre una fuente de 100V.

Fig.3 Excitación de una llave transistor

En la pantalla del osciloscopio, ubicamos la excitación de base en la parte inferior (con el eje cero en –5V) y la tensión de colector en la superior. Observe que la señal de excitación es una


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onda cuadrada de 10V de una frecuencia de 20 KHz. El oscilograma de base está muy lejos de ser rectangular, así que lo primero que le pedimos al alumno es que tome la punta conectada al colector y lo conecte sobre la salida del generador para estar seguro que el problema no es de generación. Una vez que haya comprobado que el generador tiene una onda perfectamente rectangular con los flancos bien verticales le pedimos que reconecte el osciloscopio en el co-lector.

Fig.4 Oscilograma de tensión de entrada y corriente de colector <Abrir circuito2-4.ms9>

Observe que la señal de colector sigue a la de base con bastante exactitud salvo la amplitud y la inversión de fase propia de un transistor (recuerde que el canal B del osciloscopio se puede in-vertir con la tecla – para hacer comparaciones mas exactas). Observe que cuando la tensión de base se hace inversa el transistor se corta y la tensión de colector sube hasta el valor de fuente. Cuando la juntura de base se polariza en directa, el transistor se satura y la tensión de colector


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llega prácticamente a cero. La corriente de colector se puede observar sobre el resistor R3 en serie con el miliamperímetro. En la figura 4 se puede observar la corriente de colector junto con la señal de salida del generador. Observe que desplazamos los ejes para que las señales se puedan observar mejor (arriba se observa la corriente). Observe que además de la inversión de fase hay pequeños corrimientos del orden de 1 o 2 uS que son una falla del circuito que deberemos mejorar.

Observe que I(dc) indica 4,94 mA es decir prácticamente 5 mA. En efecto, el transistor conecta un resistor de 10K sobre una fuente de 100V y hace circular 10 mA, pero lo hace sólo durante la mitad del tiempo. Esto significa una corriente pico I de 10mA y una promedio de 5mA. En realidad los retardos del transistor se comportan de modo tal que el periodo de actividad es menor y por eso la indicación es de solo 4,94 mA.

Fig.5 Forma de señal de corriente de colector con R1 de 100 Ohms.


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Si cambiamos la resistencia de base para excitar la base con menor impedancia, encontramos que con R1 de 100 Ohm la forma de señal en colector se corrige, haciéndose mas parecida a la del generador. Además la tabla ahora indica 5,31 mA. Es decir que mide más de lo ideal pero que como ya sabemos es más parecido a lo real porque ahora la corriente de colector tiene un tiempo de actividad muy cercano al 50%. Las oscilaciones que se producen en el flanco ascen-dente deben a que el Multisim es tan exacto en sus simulaciones que considera las capacidades e inductancia parásitas del transistor BC548B. En nuestro caso esas oscilaciones no nos mo-lestan así que las pasamos por alto.

Para entender dónde se producen las perdidas del circuito debería utilizarse un graficador de potencia instantánea. Solo que ese instrumento no existe en la realidad. Con el Multisim se puede realizar una graficación de V de colector y I de colector para observar en que momentos se produce potencia W (recuerde que W = E x I).

Fig.6 Oscilograma de V e I de colector <Abrir circuito2-6.ms9>

Observe que la gráfica de potencia estaría siempre a nivel bajo, salvo en las conmutaciones en donde se producen dos picos importantes porque allí se observan valores diferentes de cero para ambas señales. (I y V). La razón es que durante las conmutaciones se obtiene tensión y corriente al mismo tiempo, no porque lo exija la carga sino porque la corriente de colector no llegó a cero cuando la tensión aplicada todavía persiste (lentitud de la llave). Lo más importan-te es reducir esos picos de potencia tanto en amplitud como en duración, porque esto significa que se mejoró el rendimiento del sistema.

Analizaremos ahora por qué razón se producen retardos en la conmutación de una llave tran-sistor (observe en la figura que llegan a valores de unos 3 uS) y cómo se los puede mejorar.


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Un transistor llave debe trabajar saturado. Esto significa que la juntura base emisor tiene más portadores que los necesarios para que la tensión de colector llegue a un valor nulo. En la prác-tica alcanzaría con el valor justo de corriente que produzca la saturación, pero eso es absolu-tamente imposible de asegurar en la práctica. En efecto, una producción real de transistores no puede mantener invariable un factor de amplificación de corriente (beta) determinado, por lo tanto el circuito se debe diseñar para que la corriente de base alcance con el transistor mas duro de la producción y por las dudas se debe dar un factor de seguridad de por lo menos el 20 o el 30%.

Imaginemos al transistor saturado al final del periodo de conducción. En la base existen más portadores que los necesarios para producir la saturación. Si en ese momento simplemente se invierte la tensión de base no podemos suponer que la juntura de colector se abra inmediata-mente. En efecto, hasta que la juntura de base no se vacíe el colector no se entera del cambio de la condición del generador. Los portadores extras pueden considerarse acumulados en el capacitor parásito de base emisor y se los debe extraer lo mas rápidamente posible. Y como sabemos la corriente necesaria para vaciar ese capacitor depende tanto de ese valor de capa-cidad como del circuito externo.

En nuestro circuito de ejemplo la corriente de base se puede modificar de dos modos:

modificando la resistencia de base �

modificando la tensión de salida del generador �

Ambos efectos parecen iguales pero no lo son. Los portadores sobrantes se pueden retirar más rápidamente si se utiliza un circuito de baja impedancia y si no se hace circular más corriente que la necesaria. Si editamos las características del transistor utilizado, nos encontraremos que el beta promedio del mismo es de 170. En nuestro circuito utilizamos una tensión directa de base de 5 V (10 V pap de onda cuadrada) y un resistor de 10K. La corriente que pasará por ese resistor despreciando la tensión de barrera del transistor es de 5V/10K = 0,5 mA. Con esa corriente podríamos hacer circular hasta una corriente de colector de 0,5 x 170 = 85 mA pero solo estamos haciendo circular una corriente de 100V/10K = 10 mA. Es decir que estamos sobreexcitando al transistor en un orden de 8,5 veces. Los portadores de carga están en una cantidad 8,5 veces mayor que la necesaria.

La solución en nuestro caso no pasa por aumentar el valor de resistencia porque en ese caso tardaremos más en descargar al capacitor de base. Lo que conviene hacer es reducir la tensión de base y al mismo tiempo el resistor de base. Por ejemplo intentemos reducir el resistor a 100 Ohms y ajustemos la corriente de base para que tenga un valor igual a doble de lo necesario es decir 10mA/170 x 2 = 0,12 mA.

Observe cómo se reduciría la duración de los pulsos de potencia instantánea debido a que el cruzamiento de V e I es ahora mucho más corto. En realidad la amplitud de los pulsos de po-tencia instantánea no se reducirían mucho, pero si lo haría la duración, que prácticamente se anuló.


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La mejora en el rendimiento general se puede observar en el circuito de la figura 7 en donde se puede observar como prácticamente se anula el tiempo en donde se cruzan la tensión y la corriente. Al mismo tiempo se puede observar que en la tabla, la corriente de la fuente pasó de un valor de 5,3 mA cuando excitábamos con 10K a un valor de 5,18 mA con 100 Ohms.

Fig.7 Reducción del tiempo de cruzamiento de V e I

No vamos a abandonar nuestro circuito, sin antes observar con más detalle la forma de señal de corriente de base, pero esta vez junto con la de tensión de base.

Observe que para hacer conducir al transistor primero aparece la tensión positiva de base. En ese preciso momento se genera un pico de corriente de base que carga al capacitor de la juntura y una vez que esta cargado comienza a conducir el colector porque se satura el tran-sistor. Observe que el operativo de carga del capacitor dura muy poco (despreciable con una base de tiempo de 1 uS/div) cuando antes duraba unos tres microsegundos. También se puede observar que cuando se corta el transistor se produce un corto periodo de corriente negativa


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de base. Esa corriente se debe a la extracción de los portadores sobrantes de la base cuando el generador pasa al semiciclo negativo.

Fig.8 Oscilograma de la corriente de base

Circuitos prácticos de excitación de base

Históricamente las fuentes conmutadas tenían una excitación de base similar a la del driver horizontal de TV. Es decir que tenían un pequeño transformador excitador que cumplía

con las condiciones exigidas de baja impedancia de excitación de base y que permitía ajustar la excitación simplemente cambiando la relación de espiras.

Evidentemente un transformador bobinado arrastra una mano de obra humana que no con-dice con los criterios actuales de fabricación. Por lo tanto, el transistor llave debe ser excitado


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con una salida directa de un circuito integrado que por lo general contiene una etapa de salida de potencia de simetría complementaria tal como la de un amplificador analógico de potencia de audio con fuente única. Es decir un generador de onda rectangular con muy baja impedan-cia de salida (como el generador de funciones de un Multisim cuando se ajusta la tensión de offset de modo que la excursión de señal vaya de 0 a máximo). El simple acoplamiento a capa-citor no genera una adecuada corriente de base del transistor llave, dado que luego de que el capacitor se carga no hay prácticamente corriente de base.

Fig.9 Excitación de base a capacitor <Abrir circuito2-9.ms9>

Este problema se soluciona muy simplemente con el agregado de un diodo en inversa con la juntura base emisor.

Con esto se soluciona el problema pero el reparador debe tener en cuenta ese diodo de base porque su ausencia suele producir un defecto muy peligroso. En efecto los fabricantes suelen diseñar las fuentes de modo que llegue a la tensión de trabajo suavemente en el orden de un par de segundos. Cuando falla la excitación (diodo o electrolítico) la fuente llegue a la tensión de trabajo en forma oscilatoria amortiguada en donde el primer pico de la oscilación significa un incremento de la tensión regulada por encima del valor de trabajo. Esto implica aplicarle una mayor tensión a la etapa de salida horizontal durante un corto tiempo y con ello varían to-das las tensiones auxiliares que se deriven del fly back. Con esta alternativa podemos observar que se corre el riesgo de dañar por sobretensión a alguno o a todos los componentes activos del TV.


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Fig.10 Corrección con un diodo de base a masa <Abrir circuito2-10.ms9>

Cuando el electrolítico de base se seca o el diodo en inversa se abre, se suele presentar el pro-blema enunciado además de un sobrecalentamiento del transistor llave. Cuando tenga dudas sobre el estado del electrolítico coloque un tester de aguja sobre la salida de la fuente y obser-ve que su indicación aumente suavemente y que no se pase del valor nominal.

Si el equipo tiene un protector de sobretensión a diodo zener el problema puede ser distin-to. Simplemente se encuentra el protector en cortocircuito. Uno supone que la fuente debe regular mal, así que desconecta el TV de la fuente y usa una carga simulada; desconecta el protector quemado, mide la tensión y la encuentra normal (evidentemente ya pasó el pulso de encendido). Apaga la fuente, conecta otro protector, vuelve a probar y el protector se quema. Conclusión: si encuentra un protector quemado y la fuente regula en el valor nominal cambie el capacitor de acoplamiento a base y el diodo de inversa por precaución.

ConclusionesEn esta sección analizamos el comportamiento de la llave transistor y analizamos los posibles circuitos de excitación utilizados en las fuentes conmutadas. Vimos la impor-tancia fundamental de realizar las conmutaciones muy rápidamente y su efecto sobre el consumo o las pérdidas del circuito. Por último, analizamos el acoplamiento capacitivo de base y como se debe modificar el circuito para lograr un incremento suave de la ten-sión de fuente.


Componentes periféricos de la llave electrónica

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En este capítulo

El dispositivo llave

El transformador de pulsos

La regulación sin realimentación

Reajuste del período de actividad

Conclusiones

Novatos

Electrónica Complet � a (lección 16)

Apéndice � Leyes de Kirchhoff y Los transformadores en Multisim



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Existen muchas formas de estudiar las fuentes conmutadas. Nosotros elegimos el camino práctico luego de haber analizado teóricamente al transistor bipolar como conmutador.

Esto significa que vamos a llegar al circuito completo de una fuente conmutada partiendo de una simple llave a transistor bipolar y un inductor.

La fuente que vamos a desarrollar no pertenece a ningún equipo en particular y pertenece a todos porque se trata de una sencilla fuente discreta a transformador de ferrite, del tipo que puebla muchos TVs y videos modernos de bajo costo.

Esta fuente discreta fue elegida por sus valores didácticos ya que se pueden visualizar absolu-tamente todos los parámetros de la misma, los oscilogramas, las tensiones continuas y sobre todo se puede determinar para qué sirve cada uno de los componentes que vamos agregan-do.

La fuente terminada tiene una maravillosa característica. Se comporta como una fuente real y nos va a permitir la realización de prácticas de reparación tan reales, que le brindaremos al alumno un circuito en correcta condiciones y otros con componentes fallados para que el los encuentre siguiendo un método de reparación.

Suponemos que el alumno se estará realizando la siguiente pregunta: “¿No es mejor realizar una práctica real?”. En algunos aspectos una práctica simulada tiene ventajas sobre la real. Lo mejor de la simulación es que los circuitos siguen funcionando a pesar de las sobrecargas a que se puedan ver sometidos. Por ejemplo, nuestra fuente elemental no tiene protección de sobrecorriente (se agrega luego) y si se baja la resistencia de carga se puede observar como aumenta la corriente de emisor y la potencia instantánea en la llave transistor. Aún realizando un cortocircuito la fuente sigue funcionando lo que nos permite observar en detalle la condi-ción de falla y desarrollar las protecciones con gran sencillez.

Otra gran ventaja es la facilidad con la que se pueden cambiar los valores de los componentes pasivos. También es posible editar los componentes activos y cambiar los parámetros. Por ejemplo se puede utilizar un transistor comercial con un beta de 20 y cambiarlo con la fuente funcionando a 10 o a 40 mientras se observa el oscilograma de la potencia instantánea, o un instrumento que mida la potencia promedio, o simplemente el consumo desde la red para car-ga y tensión de entrada constante.

El método didáctico que vamos a emplear es este artículo es lo que el autor llama “diseño conceptual” que consiste en ir armando el dispositivo de a poco sin realizar cálculos con la computadora. Se colocan los componentes y se modifican los valores hasta conseguir las ca-racterísticas deseadas. Así llegaremos a diseñar la fuente completa sin realizar más que cálcu-los mentales.


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El dispositivo llave

Vamos a realizar una fuente basada en un transistor bipolar de potencia genérico, dado que es muy común. En principio, dibujaremos un transistor excitado por un generador de

funciones, predispuesto como generador de señal rectangular con un periodo de actividad del 20%. La carga del transistor es inductiva con un capacitor en paralelo para evitar ringing (li-teralmente campanilleo, se refiere a oscilaciones después de los flancos de las señales rectan-gulares como los observados en el capítulo anterior). La salida del circuito es un simple diodo rectificador que carga a un capacitor electrolítico. La carga la simulamos con el resistor R5.

Fig.1 Primer fuente con llave electrónica

Por el momento suponga que la fuente de 600V, el diodo correspondiente y el resistor de 1 Ohm colgados del colector del transistor, no existen. El generador de señal rectangular aplica una tensión 15 KHz con 6V de amplitud a la base, a través de un resistor de 100 Ohms, lo que por supuesto alcanza y sobra para saturar al transistor. Esa señal puede observarse en la parte inferior de la pantalla del osciloscopio con el cero sobre –10V. Durante un 20% del tiempo, la


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señal de base supera el nivel de cero y hace conducir al transistor. En ese momento la señal de colector observada en la parte superior del osciloscopio está a potencial de masa y el inductor se carga de energía magnética tomando corriente de la fuente. El resto del tiempo la tensión de base estará alta y el transistor estará cortado. La corriente por el inductor que estaba cre-ciendo deja de hacerlo y comienza a descender; esto implica que la tensión de colector que estaba por debajo de la de fuente comienza a crecer rápidamente (al ritmo permitido por C2 y R3) y sólo se detiene cuando el diodo D2 se pone en directa, momento en que el crecimiento de la tensión de colector se hace mucho mas lento porque comienza a cargarse C1 de .47 uF. Luego de un tiempo, el transistor vuelve a conducir y C1 se descarga levemente sobre la carga quedando preparado para el siguiente ciclo.

Nota: por lo general el valor de C1 es mayor al utilizado para reducir el ripple de salida pero nosotros lo dejamos en un valor pequeño por razones didácticas y para acelerar la simulación. El alumno puede modificarlo y observar los resultados sobre el ripple que la tabla muestra como V(p-p).

El capacitor electrolítico de salida se carga a un valor de 368V completando nuestra fuente convertidora de tensión continua en continua. La tensión de salida es altamente dependien-te de la carga resistiva y por supuesto del tiempo de actividad del generador. Si por ejemplo levantamos el resistor de 220 Ohms a 500 y el tiempo de actividad al 30% obtendremos un nuevo valor de tensión de colector que puede observarse en la figura 2.

Fig.2 Oscilogramas y salida de continua a 510 Ohms de carga y 30% de TA

Observe que la tensión de colector crece a unos 450V y podría ser aumentada con solo agran-dar el periodo de actividad al 50% momento en que la tensión de colector llega a los 600V y el diodo D1 se pone en directa entregando energía a la fuente V2. Por lo tanto el circuito de co-


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lector se comporta como una protección de sobretensión para casos en que la fuente se queda sin carga o el periodo de actividad se agranda demasiado.

Fig.3 Funcionamiento de la protección de 600V

Repasando: nuestro circuito es similar al del encendido de un auto pero no es igual. Observe que la forma de señal en colector no es la oscilatoria amortiguada clásica. En efecto lo que aquí ocurre es que la tensión de colector sube rápidamente porque el capacitor en paralelo con la bobina es de pequeño valor (1000 pF), pero no puede superar la tensión de la salida porque el diodo de carga no se lo permite. Por eso la tensión se mantiene más o menos constante en el colector debido a la energía magnética acumulada en la bobina. El diodo de carga opera como un diodo amortiguador o de recuperación.

Aunque podríamos decir que soólo tenemos una protofuente ya nos alcanza para ponerle nombre. A este tipo de fuente se la llama de transferencia indirecta porque la energía de la fuente V1 se transfiere a L1 durante la primer parte del ciclo y la energía de L1 se transfiere al capacitor de salida C1 durante la segunda parte del ciclo. Jamás pasa energía directamente desde V1 a C1.

Solo resta explicar que los resistores de pequeño valor en serie con los diodos y los capacitores en paralelo operan como matapulsos anti irradiación, lentificando levemente la entrada y sali-da de los diodos. El capacitor de 100 pF conectado entre el colector y masa cumple una función similar. El resistor en paralelo con el inductor sirve para que dicho componente sea más real evitando así las oscilaciones no amortiguadas que se producen sin carga.


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Nuestra fuente debe generar una tensión continua de salida sin interferir el funcionamiento de otras etapas del equipo. Las irradiaciones de una fuente pulsada pueden interferir sobre las secciones de entrada de antena de los equipos generando algo similar al ruido blanco en video y sonido.

El transformador de pulsos

¿Por qué decimos que nuestro circuito es una protofuente? Porque por lo general V1 es un puente de rectificadores y un electrolítico que rectifica la red de energía domiciliaria. Eso

significa nuestra fuente pulsada debería tener aislación galvánica y no la tiene, es decir que tendría chasis vivo. Además en este circuito no se puede modificar la tensión de salida más que modificando el período de actividad del generador. Salvo en algunos TVs muy antiguos que no tenían conector de audio y video, esto es prácticamente inadmisible. Esto significa que el inductor de nuestra fuente básica debe reemplazarse por un transformador. Los principios de funcionamiento no pueden variar; si el primario de un transformador 1:1 está fuertemente acoplado al secundario puede considerarse que ese transformador es un inductor salvo por el hecho de la aislación galvánica entre el primario y el secundario.

Fig.4 Fuente con transformador de pulsos <Abrir circuito3-4.ms9>

Pero al cambiar el inductor por el transformador se adquiere un nuevo grado de libertad cir-cuital. En efecto la modificación de la relación de espiras nos permite obtener la deseada re-lación de conversión de CC a CC de nuestra fuente, independizándonos en cierta forma del tiempo de actividad. Además en el apartado siguiente observaremos que el transformador nos permite realizar una fuente autooscilante con el simple agregado de unos pocos componentes pasivos. Por ahora simplemente vamos a colocar un transformador en lugar del inductor y va-mos a ver las modificaciones que implica su colocación. La fuente que estamos diseñando en


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forma virtual es una clásica fuente de TV de 20” con una tensión de 112V aproximadamente, para una potencia de unos 80W.

En el emisor del transistor llave Q1 se agregó un pequeño resistor que cumple funciones de sensor de corriente. Este resistor no es necesario para que la fuente funcione, solo se lo utiliza para medir la corriente de emisor del transistor. Sobre él se puede conectar una de las puntas del osciloscopio para observar una tensión proporcional a la corriente que pasa por la llave transistor. En serie con el capacitor de salida y la carga resistiva se agregó otro resistor similar para poder medir la corriente por diodo D2 (no es imprescindible para el circuito pero es el único modo de observar el oscilograma de corriente por el circuito secundario.

A pesar del agregado del transformador nuestro circuito sigue siendo el de una fuente de trans-ferencia indirecta. Nuestro circuito tiene un funcionamiento muy simple; cuando el generador tiene un potencial alto sobre su salida, Q1 conduce. La corriente comienza a crecer en forma de rampa por el primario de T1 al cual le dimos una inductancia de 1 mHy. La corriente sigue creciendo durante todo el periodo de actividad cargando al núcleo del transformador con un campo magnético. En ese periodo la pata inferior del transformador está conectada a masa y la superior a los +300V. Debido a la polaridad del transformador en el secundario ocurre lo mismo pero como el transformador no acopla la componente continua el diodo D2 tiene aplicada una tensión negativa al ánodo y no conduce. C1 esta siendo descargado por R5. En preciso momento en que cambia la salida del generador el transistor se corta y se invierte la tensión sobre el primario y por supuesto por el secundario de modo que D2 se pone en directa y comienza a cargar a C1 y se produce la carga 1de C3.

Fig.5 Oscilogramas de corriente y tensión de la fuente a transformador <Abrir circuito3-5.ms9>

Como la relación de espiras es reductora el circuito rectifica aproximadamente 112V sobre C1 cuando se conectan 300V como fuente primaria. Recuerde que este es solo un caso presentado


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como ejemplo para lo que podría ser un TV de pantalla normal, pero el mismo circuito puede entregar 12V para un videograbador o para un amplificador de audio.

Los oscilogramas correspondiente puede observarse en la figura 5, en donde mostramos la tensión de colector relacionada con la corriente de emisor del transistor. Observe que la forma de señal de colector no es perfectamente rectangular. Esto se debe a la influencia de la carga del capacitor de salida C3 (que varía durante el periodo de carga) y a la inductancia del prima-rio que no puede tener un valor infinitamente alto.

En la parte superior de la pantalla a la izquierda se muestra la corriente de emisor arriba y en la parte inferior (con el cero corrido a la segunda división) se muestra la corriente por el se-cundario. Observe que el oscilograma de corriente muestra un máximo de 3 mV que dividido por el valor de resistencia de 1 mOhms nos indica que se produce un pico de corriente de 3 A en el momento del corte del transistor. En realidad también existe un pulso de muy corta dura-ción cuando comienza a aumentar la corriente; ese pulso se produce por la carga instantánea del capacitor C3 y se puede anular si se lo quita pero entonces se produce en el capacitor CE del transistor que muy variable en producción y se irradia más fácilmente. Dicho pulso no es un problema de simulación, realmente existe y si luego se pretende utilizar la señal de emisor, para construir por ejemplo un protector de sobrecorriente, esta señal debe ser filtrada ade-cuadamente.

Observe que cuando se corta la corriente de emisor aparece la corriente en el secundario. Si el transformador fuera 1:1 los valores de corriente máxima deberían ser iguales porque no puede existir una discontinuidad de corriente. En cambio cuando el transformador tiene otra relación de transformación la corriente de secundario se debe dividir por dicha relación para que coincida con la de primario.

En los oscilogramas de tensión de primario (arriba) y de secundario (abajo) se puede observar que la forma de señal no es rectangular. En efecto si observa las formas de corriente, verá que existe un lapso de tiempo en donde no hay conducción por el transistor y la corriente por el diodo cesó un poco antes (cuando se terminó la energía acumulada en el núcleo). En ese inter-valo de tiempo que antes no habíamos mencionado el transformador estaría a circuito abierto si no fuera por C3, C2 y R3. Justamente la señal en ese intervalo de tiempo es una senoide amortiguada con un valor medio igual a la tensión de fuente de 300V.

La regulación sin realimentación

Nuestro circuito, tal como fue planteado, no tiene posibilidad de ajustar la tensión de salida ante variaciones de los dos parámetros más importantes de la fuente:

la tensión continua de entrada (en nuestro caso de 300V) �

la resistencia de carga R5 �


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Al variar R5 se desbalancea el estado de carga sobre el capacitor C3. En efecto la carga es la misma, pero la descarga es mayor y por lo tanto la tensión de salida se reduce. Algo similar ocurre cuando variamos la tensión del primario, por ejemplo, reduciéndola. Ahora el régimen de carga del capacitor se reduce pero como se conserva constante el régimen de descarga la tensión sobre C3 se reduce.

En este caso se dice que el circuito no tiene regulación. Para que el lector comprenda perfec-tamente este fenómeno vamos a incrementar la carga de nuestro circuito en un 10% y vamos a reducir la tensión de entrada en el mismo porcentaje para observar cuanto varía la tensión de salida.

Fig.6 El mismo circuito con una carga resistiva y una tensión de entrada menor

Observe que la tabla de salida nos indica que la tensión cayó aproximadamente 12V, sin em-bargo, el comportamiento de nuestra fuente es considerablemente bueno, porque podríamos esperar que la tensión se hubiera reducido en el orden del 20%. Como fuere, la variación es inadmisible y se impone una regulación automática de la tensión de salida que trataremos en el próximo capítulo. En éste analizaremos cómo regular la salida a mano, variando el paráme-tro más importante de la fuente, que es el periodo de actividad.

Reajuste del período de actividad

¿Cómo haría Ud. para que la tensión de salida se mantenga en el valor deseado de 100V? Por supuesto que la respuesta es simple: leería el valor de la tensión de salida y si ese valor es

superior al deseado reduciría el tiempo de actividad del oscilador. Si fuera mayor al deseado lo reduciría. Así de simple. Por supuesto que existen otras formas de variar la tensión de salida pero todas son inadecuadas por alguna razón. Por ejemplo, se podría regular el valor de la ten-


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sión primaria (inadecuado porque la reducción resistiva produciría calor) o el acoplamiento entre el primario o secundario de transformador (muy difícil de realizar).

El cambio del tiempo de actividad es lo más indicado porque el transistor llave siempre pasa de conducción a corte, sin producir más calor que el imprescindible en cada cambio de estado. Sin embargo debemos aclarar que en todas las fuentes autooscilantes no se puede cambiar el tiempo de actividad sin modificar la frecuencia de oscilación. De hecho muchas fuentes tienen un tiempo de conducción fijo y el cambio del periodo de actividad sólo se puede lograr cam-biando la frecuencia de trabajo. Nuestra fuente cambia ambas cosas al mismo tiempo siendo éste el comportamiento más común entre las fuentes.

No importa que la frecuencia cambie, siempre que no lo haga a frecuencias peligrosas. Por ejemplo, si la frecuencia aumenta por encima de 200 KHz, es posible que el transistor resulte lento y comience a disipar energía térmica en exceso, debido a que se producen demasiadas conmutaciones por segundo. También es posible que la frecuencia se reduzca demasiado e ingrese en la banda audible o produzca interferencias notables en la imagen.

Vamos a regular nuestra fuente para que recobre la tensión de salida de 100V por simple modificación del periodo de actividad. Haga funcionar la fuente con 250V de fuente primaria y una carga de 100 Ohms. Pique sobre el generador de funciones y modifique el periodo de actividad hasta que la tensión de salida recobre su valor correcto de 100V.

Fig.7 Reajuste de la tensión de salida por cambio del tiempo de actividad

Como se puede observar con un valor de tiempo de actividad de 67% se logra estabilizar la salida nuevamente en 100V. Ahora le pedimos al lector que vuelva a los valores originales de tensión de fuente primaria de 300V, resistencia de carga de 120 Ohms y tiempo de actividad de 50%.


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En esa condición la tensión de salida es de 100V. Vamos a comprobar que si sólo modificamos la frecuencia del generador de funciones, sin modificar el tiempo de actividad, la tensión de salida prácticamente no se modifica. En efecto le pedimos que cambie la frecuencia a 70 KHz y compruebe que la tensión de fuente prácticamente no cambió.

ConclusionesEn este capítulo llegamos a una disposición de fuente muy cercana a la definitiva. En el próximo completaremos la fuente, haciéndola autooscilante e incluyendo los dispositi-vos de regulación de la tensión de salida. Observe que nuestra fuente es sólo un disposi-tivo didáctico pero lo más importante es que cuenta con todos los órganos de una fuente comercial permitiéndonos comprobar su funcionamiento. Inclusive, en un futuro inme-diato utilizaremos el mismo circuito con materiales fallados para que el lector aprenda las técnicas de reparación que en las prácticas reales son difíciles de realizar porque se producen fallas destructivas.


Regulación de la tensión de salida y el oscilador

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En este capítulo

La llave autooscilante

La etapa de control

Mediciones de regulación e indicaciones de reparación

Conclusiones

Novatos


Apéndice � Teorema de Thévenin



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Ya conocemos la mayoría de los bloques que constituyen una fuente pulsada. Hasta ahora analizamos el funcionamiento del transistor llave, el transformador de pulsos y el rectifi-

cador de secundario. En este capítulo vamos a agregar el oscilador (que en nuestro caso fun-ciona utilizando el mismo transistor llave por tratarse de un circuito autooscilante), la etapa de control del período de actividad o regulador del circuito y el medidor de tensión de salida o circuito de medición.

El oscilador de una fuente pulsada es el encargado de generar la señal alterna original de exci-tación de la base del transistor llave. Ese oscilador puede ser un bloque oscilador separado con sus propios componentes pasivos y activos o puede estar autocontenido en la misma etapa del transistor llave, simplificando el diseño. En el primer caso la frecuencia de oscilación es más estable; en el segundo la frecuencia se ve afectada por la regulación; pero como ya vimos en el capítulo anterior nuestra fuente era insensible prácticamente a los cambios moderados de frecuencia.

Un oscilador no es más que una variante de un amplificador. Se trata simplemente de un am-plificador con realimentación positiva. En efecto la realimentación negativa reduce la amplifi-cación y la distorsión de un amplificador. La positiva aumenta la amplificación y la distorsión de modo que llegado a un determinado nivel de realimentación la señal realimentada es mayor que la original y en ese momento se puede asegurar que el fenómeno de la amplificación se realimenta a si mismo, produciendo una señal de salida sin necesidad de generar la correspon-diente señal de entrada.

Llegado a este punto los alumnos siempre realizan la misma pregunta: “¿A que frecuencia se producirán las oscilaciones?”. Intuitivamente podemos contestar que será a aquella frecuencia en la que la realimentación positiva se hace máxima. En efecto no pude ser a otra frecuencia, ya que el amplificador no puede oscilar más que a una sola frecuencia, lo hará a aquella que pri-mero cumpla con la condición “de amplificación total mayor a uno”. Si se exagera la realimen-tación positiva el oscilador tendrá una forma de onda no sinusoidal producto de una elevada distorsión, pero siempre seguirá oscilando a una sola frecuencia, con un elevado contenido de armónicas, tal que inclusive la señal de salida se puede parecer más a una onda rectangular que a una sinusoidal.

En el caso de las fuentes conmutadas, se busca precisamente que la forma de señal del tran-sistor sea una onda rectangular lo más perfecta posible para reducir la disipación por falta de una velocidad de conmutación adecuada.

Con respecto a los bloques de medición (de la tensión de salida y de control del período de actividad), debemos aclarar aún en qué basan su funcionamiento. Los osciladores, ya sean autocontenidos o no, se diseñan con un período de actividad propio o intrínseco superior a lo necesario para establecer la tensión de salida adecuada en la peor de las condiciones. Es decir, que con la máxima carga y la mínima tensión de entrada, nuestro dispositivo no controlado, debe generar una tensión algo mayor a la correcta. Es decir, que al transistor llave, le debe so-brar período de actividad cuando trabaja en forma libre.


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Las etapas de medición y control deben analizar la tensión de salida y reducir el período de actividad en el valor necesario para establecer la tensión de salida correcta con una mínima tolerancia. Y si cambia la carga, o la tensión de red, la etapa de control variará el período de actividad rápidamente para compensar dicha variación.

Aún sin conocer el circuito completo, el lector debe haber observado ya que nuestra fuente es un verdadero peligro para el funcionamiento del equipo que alimenta. En efecto, una falla en el control, puede aumentar la tensión de salida a niveles peligrosos que dañen a todo el apa-rato. Por esa razón, es que la mayoría de las fuentes poseen etapas de protección que cortan el funcionamiento cuando la tensión de salida supera un nivel predeterminado. Estas etapas de protección pueden estar incluidas en el medidor de tensión de salida, en el transistor llave mismo, o ser exteriores a la fuente operando como un cortocircuito sobre la salida que quema el fusible de entrada a la fuente.


Para que el lector comprenda como funciona nuestra fuente vamos a tomar el último circui-to de la misma y lo vamos a modificar para que la base tenga acoplamiento capacitivo tal

como lo indicamos en el capitulo 2. Además vamos a conectar el osciloscopio en la señal de entrada a la base y en la derivación inferior del transformador de pulsos para poder establecer una comparación entre ellas.

Fig.1 Circuito de medición a lazo abierto de una fuente autooscilante <Abrir circuito4-1.ms9>

Por el momento no le de importancia al resistor R2 del cual luego vamos a explicar su funcio-namiento en detalle. La sección agregada C5, R1 y D1 ya fue explicada. Le explicamos nuestra idea actual. Nosotros queremos sacar el generador de funciones y que la fuente funcione sola, sin ayuda externa, regulando a un valor de tensión de salida superior al normal (es decir con


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un tiempo de actividad alto para que se lo pueda acortar y así regular la salida en el valor co-rrecto). El osciloscopio lo conectamos sobre el generador que aún estamos usando y sobre un punto del circuito en donde se genere una señal similar a la del oscilador pero con una ampli-tud un poco mayor. Luego cuando conectemos ese secundario del transformador al capacitor C5 se producirá una realimentación positiva y el circuito autooscilará. En la figura 2 se puede observar el oscilograma de XSC1.

Fig.2 Oscilograma de la medición de lazo abierto <Abrir circuito4-2.ms9>

Observe que la señal más alta es la señal de salida (en rojo). En la parte superior se observa la señal de entrada con una menor amplitud. Esto significa que al unir ambos terminales se producirá una realimentación positiva que provocará las oscilaciones del circuito tal como lo enunciara un científico que estudió los osciladores y que se llamaba Barkhausen.

Barhausen decía que para que un circuito oscile se deben cumplir dos condiciones.

La condición de amplitud: El circuito debe poseer realimentación de la salida a la entra- �da y esa realimentación debe ser tal que abriendo el circuito una señal aplicada a la entrada debe retornar desde la salida con una amplitud idéntica a la señal aplicada (condición de amplitud).

La condición de fase: Además esas señales deben estar en fase (condición de fase). �


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Si esas condiciones se cumplen, el amplificador está justo en la condición de oscilación. Por su-puesto que en todos los osciladores se hace regresar una señal algo más grande que la aplicada para asegurarse la oscilación.

De cualquier modo hay que aclarar que no es conveniente exagerar, porque cuando la señal es demasiado grande, se producen distorsiones, salvo que se trate de osciladores no sinusoidales en donde la señal realimentada puede ser muchas veces más alta que la necesaria.

Si unimos el secundario con la base y probamos, el circuito no oscila. Es necesario aplicar una corriente de arranque en la base del transistor que genere algo de corriente en el colector. Esa corriente pasa por el primario y genera alguna pequeña tensión en el secundario que se vuelve a aplicar a la base y que genera una corriente mayor de colector y así sucesivamente hasta que el circuito termina oscilando en forma estable.

Además de los bloques de medición y control, existe un bloque que llamaremos de arranque y sirve para generar la primera señal, que la realimentación devuelve con mayor amplitud. En varios ciclos, la señal tendrá una amplitud suficiente como para que el oscilador funcione permanentemente y el sistema de arranque ya no tenga necesidad de existir. Pero en general el sistema de arranque se deja conectado para simplificar el circuito.

El lector curioso habrá observado desde el capítulo anterior la existencia del resistor R2. Este resistor es el resistor de arranque de nuestra fuente y es de fundamental importancia para el funcionamiento de la misma. Todas las fuentes conmutadas requieren algún sistema de arranque para comenzar las oscilaciones. En muchos casos una vez establecidas las mismas ,el sistema de arranque se levanta del circuito para que no consuma potencia. En otros como el nuestro se deja conectado permanentemente aceptando la potencia desperdiciada.

Fig.3 Circuito de la fuente autooscilante sin regulación <Abrir circuito4-3.ms9>


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En la figura 3 de la página anterior, se puede observar el circuito de la fuente autooscilante sin sección de regulación. En realidad, el secundario de realimentación positiva debería estar ais-lado del secundario de la tensión de salida para que la fuente mantenga la aislación galvánica entre la red de energía y el TV, pero en el Multisim no tenemos ese transformador y utiliza-mos un transformador de audio con el programa modificado. De cualquier modo, si queremos medir con el mismo osciloscopio señales en el primario y en el secundario, no tenemos más remedio que arruinar la aislación galvánica con las dos masas del osciloscopio. Por lo tanto, usamos la misma masa para el primario y para el secundario pero recordando que en realidad están aisladas.

En la figura 4 se puede observar el comienzo de las oscilaciones sobre los oscilogramas de colector en rojo y de base en verde del transistor llave. Observe que al conectar la fuente se establece una tensión de unos 900 mV en la base que comienza a hacer crecer muy lentamen-te la corriente por el transistor reduciendo la tensión de colector. Esta reducción aumenta la tensión en el secundario de realimentación con lo cual el transistor va hacia la saturación; de este modo se precipitan los acontecimientos debido a la realimentación positiva y la tensión de base crece cada ves mas rápidamente hasta que el transistor se satura (oscilograma inferior en rojo).

Fig.4 El comienzo de las oscilaciones

Comenzadas las oscilaciones podemos olvidarnos del resistor de arranque. Ahora el transistor permanecerá saturado mientras dure alta la tensión del bobinado de realimentación y esto depende del estado de carga del capacitor de base y de la saturación del núcleo del transfor-mador. Cuando el mismo se cargue o el núcleo se sature, se reducirá la corriente por la base y el transistor se cortará rápidamente levantando la tensión de colector por encima del valor de


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fuente. En este estado, la tensión del bobinado de realimentación se hará fuertemente negativa y el capacitor de base se cargará negativamente haciendo circular corriente por el diodo D1. Este estado de corte tiene una duración que depende de la energía magnética acumulada en el transformador. Cuando dicha energía se agote, la tensión negativa del secundario de realimen-tación se reducirá y comenzará un nuevo ciclo de saturación.

La etapa de control

Una etapa de control de una fuente debe tomar la tensión continua de la salida, compararla con un referencia estable (un zener por lo general) y modificar el período de actividad en

función del resultado de la comparación.

Si la tensión es alta, debe reducir el periodo de actividad �

Si es baja debe aumentarlo �

Fig.5 Fuente con regulador <Abrir circuito4-5.ms9>

Toda esta operación se debe realizar manteniendo aisladas las masas de la salida y de la entra-da, es decir con buena aislación galvánica. En nuestra fuente experimental, conectamos tanto el secundario como el primario a la misma masa para no tener problemas con el retorno de los instrumentos. En la realidad, basta con que el bobinado de realimentación tenga una masa aislada para conectarla a la masa del primario; el secundario de salida tendrá su propia masa


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aislada del primario y del bobinado de realimentación. Así nuestro dispositivo fuente tendrá aislación galvánica permitiendo, por ejemplo, el uso de conectores de audio y video en un TV.

En la vida real, la aislación de la medición de tensión se consigue con un acoplamiento por optoacoplador desde la tensión de salida a la etapa de control. Como el Multisim con el cual fue diseñada originalmente la fuente educacional, no tiene en su librería un optoacoplador, utilizamos una fuente de corriente controlada por tensión con la cual se puede construir un optoacoplador virtual. Un optoacoplador es una combinación de un led infrarrojo como en-trada y un optotransistor como salida. El optotransistor no deja de ser un transistor y por lo tanto se puede reemplazar con una fuente de corriente. En el control de la misma utilizamos un resistor que representa el consumo del led.

En la figura 5 de la página anterior, se puede observar nuestra fuente completa con optoaco-plador simulado y realimentación positiva sobre el transistor llave. Póngala a funcionar y ob-servará que en 1,5 mS regulará en 112 V.

Para que el transistor de control Q3 conduzca, se debe cumplir dos condiciones como en cual-quier transistor NPN, por un lado la base debe tener alguna corriente en directa y el colector debe ser positivo con respecto al emisor. La tensión de colector está derivada en parte desde el bobinado de realimentación y en parte desde la fuente primaria. Un oscilograma sobre el colector de Q3, tomando como referencia el colector del transistor llave Q1, nos permite obser-var que el resistor R10 conforma una onda cuasi diente de sierra sobre R11 + C7.

Fig.6 Oscilogramas comparados del colector de Q3 y Q1

Nota: observe que el eje cero del oscilograma superior fue corrido dos divisiones hacia arriba de modo que solo una parte del diente de sierra tiene potencial positivo.

La condición de tensión positiva sobre el colector sólo se cumple al final del diente de sierra. Si en ese momento la tensión de salida supera los 112V del diodo zener, el optoacoplador simu-


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lado genera corriente por la base y el transistor Q3 conduce levantando la tensión de emisor. Cuando la tensión de emisor de Q3 aumenta, conduce el transistor driver Q2 y cortocircuita la juntura base emisor del transistor llave, adelantando el final de la conducción.

En la figura 7 se puede observar el mismo oscilograma, pero con una base de tiempo mas rá-pida para observar el fenómeno del arranque de la fuente. En el arranque, el colector de Q3 tiene una tensión positiva adecuada para conducir, pero no lo hace porque no tiene corriente de base aportada por el optoacoplador. Un poco después (donde ubicamos el cursor 1) la ten-sión de la salida supera los 112V y el transistor Q3 conduce acortado el periodo de actividad y reduciendo de ese modo la carga del capacitor de salida C1.

Fig.7

Posteriormente se observa que todos los ciclos tienen sólo un pequeño sector positivo, ya que la frecuencia aumentó bruscamente, con lo cual se corrige indirectamente el período de acti-vidad.

Mediciones de regulación e indicaciones de reparación

Nuestra fuente corrige la tensión de salida, pero no se puede esperar que esa corrección sea infinitamente grande. Es decir, que si aumento la carga, la tensión se debe reducir aunque

sea levemente. En principio debemos establecer con exactitud la corriente de carga máxima y mínima así como la tensión de entrada máxima y mínima. Si se trata de un TV de 20”, por ejemplo, podemos considerar que consumirá entre 0,5 y 1 A. En cuanto a la tensión de entrada, deberíamos admitir entre 200 y 350 V salvo que sea un modelo para 220/110 automático en


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donde debería regular entre 120 y 350V (en general, esto se consigue con fuentes mas elabo-radas que usan circuitos integrados).

La medición a la tensión de entrada mínima y la carga máxima, nos da un valor de 108V que pasada a valores porcentuales indica que la fuente cayó un 4% aproximadamente. En cuanto a la medición a la máxima tensión de entrada, con la mínima carga nos encontramos con un valor de 115V, es decir de aproximadamente un 3%. Tan importante como la tensión de salida, es el valor de la frecuencia máxima a la cual se llega en el segundo caso, ya que un valor dema-siado alto puede provocar elevadas perdidas en el núcleo del transformador, o en el dispositivo usado como llave.

¿Es importante el tema de la regulación en el trabajo de reparación, o sólo es un concepto teóri-co útil para el ingeniero que diseña el TV? Es sumamente útil, en efecto, muchos TVs funcionan correctamente con la tensión nominal de red, pero en cuanto la misma sube unos pocos volts, la fuente deja de regular y aplica una tensión elevada al equipo pudiendo dañar componentes muy caros o importantes. El caso contrario es también muy común. En cuanto la tensión de red baja unos pocos volts, las fuentes defectuosas dejan de funcionar y el TV se apaga.

Por esa razón es que Ud. no debe dar por reparada una fuente hasta haberle medido la regula-ción y mucho menos utilizar el propio equipo como carga de la fuente. En efecto esa es la me-jor manera de buscar problemas. En principio Ud. no puede estar seguro del funcionamiento de un equipo cuando haya encontrado que la fuente necesitaba una reparación. La fuente se puede dañar por sí sola, pero también es muy probable que se halla dañado por una falla en el resto del equipo (por ejemplo un cortocircuito o un exceso de consumo).

La tarea primordial del reparador es aislar las etapas defectuosas. Si luego puede llegar a en-contrar el componente específicamente dañado puede considerar que obtuvo un éxito rotun-do en su trabajo. Pero si sólo puede llegar a varios sospechosos de poco precio, no debe dudar en cambiarlos a todos. Luego, si siente curiosidad, podrá medirlos y determinar cual es el verdadero culpable de la falla.


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ConclusionesCon este capítulo terminamos la primera parte teórica de fuentes conmutadas. Hasta aquí podemos asegurar que el lector ya tiene los conocimientos necesarios para encarar la reparación de cualquier fuente pulsada del tipo que fuere. En los capítulos 5 y 6 vamos a seguir tratando otros temas teóricos como la clasificación de las fuentes y las redes de snubber para recién el capítulo 7 comenzar a analizar las diferentes fuentes existentes en el universo de la electrónica.

La reparación de fuentes conmutadas requiere un análisis cuidadoso de todas y cada una de las diferentes fuentes existente en este momento o utilizadas en el pasado. En efecto, al taller de reparaciones no llegan sólo las fuentes de última generación. Un ta-ller es como un museo en donde se pueden observar los últimos 25 años de la industria electrónica. Pero a diferencia del museo, todos esos dispositivos electrónicos deben vol-ver a funcionar y en perfectas condiciones, porque para su dueño, es el dispositivo que lo entretiene diariamente y él no sabe de dificultades técnicas, falta de repuestos, poca información, etc, etc... Él espera que nosotros reparemos su equipo y lo hagamos econó-micamente y sin demoras.


Tipos de Fuentes Conmutadas

5

En este capítulo

Fuentes de transferencia directa

Fuentes de transferencia indirecta

Fuentes de transferencia combinada

Conclusiones

Novatos




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Las fuentes deben estudiarse ordenadamente para que no ocurra que estudiamos dos veces un circuito muy similar. Por eso lo mejor es realizar un ordenamiento en función del tipo

de circuito.

Vamos a ordenar las fuentes en cuatro grandes grupos en función de cómo se trasmite la ener-gía desde el circuito primario al secundario. A todos los efectos vamos a considerar que nues-tro circuito primario es el directamente conectado a la red y que termina en el capacitor elec-trolítico principal que se carga al valor de pico de la red o a valores algo menores.

Fuentes de transferencia directa

El circuito secundario es aquel que entrega la tensión a la/las carga/cargas. La energía pue-de ser transferida en forma directa. De la red a la carga dando lugar a las “Fuentes de Trans-

ferencia Directa” cuyo esquema podemos observar en la figura 1.

Fig.1 Fuente de transferencia directa <Abrir circuito5-1.ms9>

Si tiristor D1 se dispara con el pico de la tensión de red, tenemos el caso más elemental en donde el tiristor podría reemplazarse por un diodo rectificador común. En este caso la tensión de salida no puede ser elegida ni regulada. Estas fuentes rectifican aproximadamente 155V en lugares donde la red de canalización es de 110V y 310V en lugares donde la red es de 220V. Evidentemente estas fuentes no son aisladas y esa característica hace que se las utilice muy poco en la actualidad en donde todos los TVs tienen entrada de audio y video.

Si D1 se dispara después de llegar al pico máximo positivo el capacitor C1 se cargará a un valor que depende del punto de disparo y es así como estas fuentes regulan y reducen tensión. Todo depende del bloque que llamamos de control y del encendido preciso del tiristor.

Si bien estas fuentes perdieron actualidad las mencionamos porque en ellas se basa el funcio-namiento de lo que llamamos el Variac electrónico. Para probar fuentes hace falta tener un au-totransformador regulable o variac pero como es un dispositivo caro se lo reemplaza con una fuente a tiristor y un circuito de control que se explica en la sección de instrumental especial entregada por separado. Este circuito es en el fondo una Fuente de Transferencia Directa y es útil estudiarlo.


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Para entender porque a las fuentes de transferencia directa se las llama así, debemos analizar primero las “Fuentes de Transferencia Indirecta” que forman la segunda clasificación de fuen-tes conmutadas y por mucho la mas común en la actualidad.


Las Fuentes de Transferencia Indirecta son las que ya estudiamos en los capítulos anteriores como ejemplo de fuentes conmutadas. Nosotros sabemos que esa fuente tiene un modo

muy particular de trabajar que podemos dividir en dos tiempos. En el primer tiempo acumu-lan energía en el trasformador de pulsos y en el segundo la transfieren a la carga. Pueden tener un tercer tiempo en donde el núcleo del transformador ya descargó toda su energía y aun no se cerró el transistor para un nuevo ciclo.

En la figura 2 se puede observar el esquema más elemental de las Fuentes Conmutadas de Transferencia Indirecta.

Fig.2 Fuente de transferencia indirecta <Abrir circuito5-2.ms9>

En el primer tiempo se carga el núcleo del transformador con la energía de la red que circula por la llave J1 (acumulación de energía magnética). En el momento adecuado, se abre la llave y la energía acumulada se transfiere al capacitor C1 por intermedio del diodo D1.

Observe entonces la diferencia entre las dos fuente clasificadas hasta ahora. En la Fuente de Transferencia Directa la energía de la red se toma y se consume al mismo tiempo. En el resto del tiempo la llave (tiristor) está abierta. En las de transferencia indirecta en el primer tiempo se acumula y en el segundo se transfiere.


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Existe un tercer grupo de fuentes que se ubican como fuentes de transferencia combinada en donde se agrega un componente llamado diodo recuperador de fuente y cuyo circuito se

puede observar en la figura 3.

Fig.3 Fuente de transferencia combinada <Abrir circuito5-3.ms9>

En su debido momento se estudiaran estas fuentes en profundidad pero aquí adelantamos que deben su nombre a que en un primer tiempo transfieren energía de la red al inductor L1 al mismo tiempo que transfieren energía al capacitor C1 y de allí a la carga. En el segundo tiempo solo transfieren energía del inductor al capacitor C1.

Por ultimo existen las que el autor considera como circuitos de fuentes especiales. Un ejem-plo muy específico son las fuentes que combinan la función de fuente de alimentación con la función de etapa de salida horizontal de un TV. Estas fuentes también son denominadas “Fuente – Horizontal con un solo Transistor” y en realidad fue una experiencia frustrante para los ingenieros que las utilizaron debido a la dificultad que existe para aislar una falla como de horizontal o de fuente.

A continuación realizaremos una tabla en donde ubicamos a estas diferentes fuentes en forma de 4 grupos.

Grupo Denominación 1º tiempo 2º tiempo1 Transferencia directa Transfiere Corta2 Transferencia indirecta Acumula Transfiere3 Transferencia combinada Transfiere y Acumula Transfiere4 Especiales (fuente) Acumula (hor)

TrazadoTransfiere Varios

Tabla 4 Clasificación de las fuentes


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El tema de la clasificación de fuentes no termina aquí. Lo volveremos a tratar ya que cada gru-po admite a su vez varias subdivisiones más que extienden la clasificación.

ConclusionesEn este capítulo clasificamos las fuentes según sus diferentes modos de transferir la energía en cuatro grandes grupos.



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Teoría del funcionamiento de las fuentes de transferencia indirecta

Bloques de protección y control

Circuitos de amortiguación (Snubber circuit)

Conclusiones

Novatos


Apéndice � El teorema de Norton y las fallas eléctricas



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Teoría del funcionamiento de las fuentes de transferencia indirecta

Volvamos al circuito de la figura 2 del capítulo anterior. ¿Cómo son las formas de onda co-rrespondiente a este circuito? Las ecuaciones magnéticas y eléctricas permiten analizarlo

con una gran sencillez si consideramos que los dos tiempos básicos siempre se amplían a 3 tiempos en los casos prácticos. Esta división en tres tiempos nos permiten analizarla matemá-ticamente en forma sencilla.

Fig.1 Fuente de transferencia indirecta <Abrir circuito6-1.ms9>

En la figura se observa un circuito simulado en donde se utiliza en forma genérica una llave J1. Esta llave es una llave controlada por tensión que representa tanto a un transistor bipolar como a un MOSFET. El circuito básico es siempre el mismo; pero cuando se utilizan componen-tes reales es conveniente ubicar al dispositivo llave en otra posición equivalente por razones de excitación. En efecto tanto en un caso como en otro es conveniente que el terminal de emi-sor (o el terminal de fuente en un MOSFET) estén conectados a la masa caliente.

Esto modifica la disposición del primario sin cambiar el circuito en sí.


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Fig.2 Disposición más adecuada para la excitación <Abrir circuito6-2.ms9>

Observe que en serie con la llave S1 se coloca un resistor de pequeño valor (R1 de 1 mOhm). Este resistor no tiene una función específica en el circuito, es decir que su ausencia no modifi-ca el funcionamiento. Se lo agrega para medir sobre él una tensión que nos permita conocer la corriente del circuito primario. Más adelante estudiaremos que dicho resistor puede existir en la realidad relacionado con el circuito de protección de sobrecorriente.

El trasformador T1 tiene un punto en la parte superior de sus dos bobinados que indica el comienzo o el final de los bobinados. Esto significa que para que el circuito trabaje en contra-fase (cuando circula corriente por el primario no circula por el secundario) se debe conectar el diodo auxiliar en el terminal inferior del secundario porque al cerrarse la llave se coloca el positivo de la fuente en la parte superior del primario y en ese momento el terminal homóni-mo del secundario es negativo.

Con todo esto podemos analizar los oscilogramas del circuito que son significativos por si mismo.


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Fig.3 Oscilogramas de la fuente de transferencia indirecta

En la parte superior (en verde) está representada la corriente por la llave. Observe que al ce-rrarse la llave la corriente comienza a crecer linealmente, hasta que llegado un determinado instante de tiempo, la llave se abre de modo que la corriente de primario se corta.

En ese momento debería conducir instantáneamente el diodo auxiliar, pero no se puede pre-tender que conduzca en forma instantánea; por otro lado el transformador tiene cierta parte del campo magnético primario que no pasa por adentro del secundario (inductancia de dis-persión) y por lo tanto no importa que el diodo se cierre instantáneamente porque ese cierre no se refleja en el primario. Esto significa que en la tensión de primario (en rojo) se produce un sobrepulso peligroso que se observa sobrepasando la pantalla del osciloscopio. Note que la tensión sobre la llave se desplazó hacia abajo para poder observarla sin inconvenientes.

Anteriormente dijimos que se podían encontrar 3 puntos importantes en los oscilogramas del circuito. Al tiempo T1 se cierra la llave y comienza a crecer la corriente de primario en verde. Al mismo tiempo se observa que la tensión sobre la llave se hace igual a cero siendo este uno de los puntos importantes de la tensión del primario.

En el instante de tiempo T2 la llave se abre dando lugar al corte a cero de la corriente de prima-rio y a la generación del pulso ascendente casi infinito de la tensión sobre el mismo. En cuanto la inductancia de dispersión se queda sin energía y el diodo auxiliar conduce la tensión se reduce inmediatamente y podemos decir que la tensión sobre el secundario será igual a la ten-sión sobre el capacitor C1 (si consideramos al diodo como ideal con barrera nula). Esa tensión puede transferirse al primario a través de la relación de transformación del transformador que en nuestro caso es igual a 2 (el total del secundario tiene la mitad de vueltas que el pri-


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mario). La tensión máxima del primario se puede calcular en forma aproximada considerando que sobre el bobinado se obtiene una tensión igual a la del secundario (118V en nuestro caso) multiplicado por la relación de espiras (2 en nuestro caso) que hace una tensión de 236V. Esta tensión se suma a la tensión de fuente con lo que se obtiene una tensión de 236 + 155 = 391 V aproximadamente en nuestro caso.

El tercer instante de tiempo que debemos considerar, es el momento en que se agota la ener-gía acumulada en el transformador. En efecto esto puede ocurrir antes que vuelva a conducir la llave. En ese instante no conduce ningún dispositivo. La llave todavía no se cerró y el diodo recuperador ya está abierto. En este instante la tensión del primario no se puede mantener en el valor calculado porque el diodo no conduce y comienza a descender. Este descenso en-cuentra como único componente activo la capacidad distribuida del bobinado primario y la del secundario reflejada al primario, por eso se produce una oscilación amortiguada hasta que la llave se vuelva a cerrar. La tensión media durante este tiempo, al no circular corriente por el inductor, debe ser igual a la tensión de la fuente original de 155V. Es decir que la oscilación amortiguada se realiza hacia arriba y hacia debajo de 155V.

Bloques de protección y control

Los bloques básicos de una fuente deben completarse con los bloques de protección y con-trol. Sin ellos la fuente no podría funcionar más que unos instantes; la mayor parte de las

diferencias entre las fuentes se encuentran en estos circuitos y por ello deben ser estudiados en profundidad.

Otros de los inconvenientes con que se encuentra habitualmente un reparador es la falta de oscilogramas. Cualquier reparador con experiencia sabe que si tiene dos TVs iguales para re-parar tiene un trabajo mucho menos complejo que si tiene que imaginarse las formas de onda y las tensiones continuas. Si se puede conseguir el manual de service y existe el oscilograma que necesitamos tenemos el problema resuelto, pero eso no siempre es posible.

Desde aquí proponemos una solución diferente y muy moderna que estamos seguros que es la solución que van a adoptar todos los fabricantes en el futuro. El uso de los laboratorios virtua-les. Si una fuente tiene su circuito simulado es como tener un TV mellizo en la estantería que nos permite comparar oscilogramas, tensiones continuas y otras cosas. Inclusive podríamos decir que en cierto sentido es mejor porque en el laboratorio virtual podemos probar cosas que no se pueden probar en el caso real.

El problema que suele presentarse para realizar las simulaciones es que los fabricantes de cir-cuitos integrados específicos aun no entregan las simulaciones de los mismos y es muy impro-bable que existan en las librerías del laboratorio virtual. Pero si la fuente no utiliza integrados o tenemos el circuito interno de los mismos se los puede virtualizar aunque sea un esfuerzo muy grande.


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Circuitos de amortiguación (Snubber circuit)

El circuito básico puede completarse con el agregado de tres redes de snubber que mostra-remos una a una. En la figura 4 agregamos la red más importante, la red de protección de

sobretensión en la llave electrónica o red de snubber superior.

Fig.4 Red de protección por tensión sobre la llave electrónica <Abrir circuito6-4.ms9>

Con el agregado de la red de snubber superior, los oscilogramas sobre la llave se modifican de modo tal que ya no existe el pico de sobre tensión que podría quemar la misma. Observe la figura 5 y 6 en donde se pueden apreciar los oscilogramas más importantes que son la tensión sobre la llave, la corriente por la llave, la corriente por el diodo auxiliar y la tensión del secun-dario.

El primer oscilograma es la señal sobre la llave que utilizamos como referencia. Observe que cuando la llave está abierta la tensión es alta y del valor calculado en la entrega anterior de 356V. En cuanto a la corriente máxima se puede observar un valor de 1,5mV sobre un resistor de 1 mOhm es decir 1,5 A.


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Fig.5 Tensión sobre la llave y corriente por la llave y Fig.6 Corriente por el diodo auxiliar y tensión del secundario

Observe que cuando se cierra la llave la corriente comienza a crecer lentamente y que crece a ritmo constante hasta el valor máximo. Este crecimiento ocurre a un ritmo que depende del valor de la inductancia y de la frecuencia de trabajo de la fuente, como se aclarará posterior-mente en la sección de cálculos.

Cuando la corriente del primario decae a cero comienza a circular corriente por el secundario (fuente de trasferencia indirecta). Esta corriente comienza en un valor de 3 A y decae lenta-mente hasta cero. En principio parecería que no se cumple la premisa fundamental de que los inductores no permiten que la corriente cambie de golpe porque aquí hay un cambio de 1,5 a 3 amperes pero esto tiene una explicación clara. En realidad lo que no puede cambiar de golpe es el campo magnético del núcleo. Si sólo tenemos un bobinado esto es equivalente a que no se produce un cambio brusco de corriente por el mismo, pero en nuestro caso existen dos bo-binados, que además no tienen la misma cantidad de vueltas. En efecto el transformador que estamos utilizando tiene una relación de transformación 2:1 y esto significa que en el secun-dario deben circular 3 A para generar un campo magnético idéntico al que se generaría con una corriente de 1,5 A circulando por el primario. Esto también se podría explicar reflejando la corriente del secundario al primario a través de la relación de transformación como Ip = Is/2 en donde podríamos observar que los 3 A del secundario equivalen a una corriente de 1,5 A por el primario.

Otros detalles a observar son la tensión de secundario que debe tener un valor pico a pico igual a la de primario dividido por dos, dada la relación de transformación. En el primario la tensión máxima es como dijimos de 356V y la mínima de cero. En el secundario tenemos una tensión 96,8V y –76V lo cual hacen una tensión pico a pico de 172,8V que multiplicada por 2 (la relación de transformación) generan una tensión de 346V aproximadamente igual a la de primario.


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¿Cuál es la conclusión práctica, para el reparador, que se puede sacar de esta sección? Que la red de snubber superior es fundamental para la vida de la llave, cualquiera sea ésta. Si su llave se quema misteriosamente al encender la fuente con la tensión de trabajo de entrada controle con el tester el diodo de protección el resistor y el capacitor de la red de protección corres-pondiente. También puede arrancar la fuente con muy baja tensión utilizando un EVARIAC y controlar el oscilograma sobre la llave; si aparece un pulso finito y alto no siga aumentando la tensión, simplemente la red de snubber no funciona. Si no tiene osciloscopio utilice el circuito detector serie que utiliza para probar el pulso de retrazado horizontal.

La siguiente red de snubber que estudiaremos es la inferior que se ubica directamente sobre la llave y que suele tener un capacitor de pequeño valor del orden de los 300 pF en lugar del de 10 nF que se utiliza en la red superior.

Fig.7 Red de snubber inferior

La acción de esta red es suprimir las oscilaciones amortiguadas que se producen cuando se agota la energía acumulada en el campo magnético. Observe que la corriente del secundario comienza en 3A y se reduce con un ritmo determinado por el valor de inductancia del secun-dario (en nuestro caso como el transformador divide por dos tiene la mitad de vueltas que el primario y cuatro veces menos de inductancia). Si el valor de corriente llega a cero antes que vuelva a cerrarse la llave existe un intervalo de tiempo en donde la llave quedará abierta y no hay energía acumulada que mantenga al diodo del secundario conduciendo. En ese caso, la energía acumulada en la capacidad distribuida de los bobinados (que se trata de reducir al mínimo valor posible al construirlo) solo puede descargarse sobre la inductancia de magneti-zación (L del primario con el secundario abierto) del transformador.


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La pregunta que Ud. se debe estar haciendo es por qué analizamos esta red sólo ahora que se acabó la energía acumulada en la inductancia secundaria del transformador. Cuando la tensión sobre la llave estaba en el máximo, el capacitor C3 se carga a plena tensión porque D3 conduce. Esta acción prácticamente no se nota porque C3 de 220 pF queda conectado en paralelo con C2 de 10 nF en paralelo para la CA. Pero cuando termina el segundo tiempo la tensión de la llave cae y D3 se abre quedando R5 conectado en serie con C3 conectado sobre la llave. Esta capacidad C3 es mucho mayor que la capacidad distribuida y se produce una oscilación de tan baja frecuencia que el tercer tiempo es mucho menor que el periodo de la oscilación. Además se trata de una oscilación mucho mas amortiguada por la presencia de R5.

En la figura 8 se puede observar el efecto de atenuar la oscilación amortiguada del primario con su capacidad distribuida por intermedio de una red RCD.

Fig.8 Oscilación amortiguada del primario

Observe que ahora la tensión de la llave no cae en forma oscilatoria sino que lo hace en forma abrupta hasta el único valor posible si los componentes reactivos están descargados es decir hasta la tensión de fuente y se mantiene allí hasta que la llave se vuelva a cerrar.

La reducción de la oscilación se traduce en un aumento de la eficiencia del sistema.

Por último, nos queda analizar una red RC montada sobre el diodo auxiliar. Esta red tiene un doble efecto:

evita la destrucción del diodo por las tensiones de pico que se generan sobre él al co- �nectarle bruscamente una corriente importante

evita irradiaciones espurias cuyas armónicas superiores puedan ser captadas por el �sintonizador del equipo


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En la figura 9 se puede observar el circuito completo con la tercera red de snubber.

Fig.9 Circuito completo con la tercera red de snubber

El resistor de 10 Ohms limita la corriente inicial de carga a valores perfectamente adecuados para el diodo rápido. El capacitor cierra el circuito a una longitud muy corta para los armó-nicos superiores. En la figura 10 se pueden observar los oscilogramas correspondientes de tensión y corriente sobre el secundario.

Fig.10 Tensión y corriente sobre el secundario


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ConclusionesEste capítulo es posiblemente el más teórico de todo el libro pero contiene una teoría que nos puede ayudar a resolver problemas prácticos. Es posible que aún sea demasia-do pronto para que los reparadores trabajen con laboratorios virtuales pero el autor no duda que por lo menos deben comenzar a utilizarlos porque allí está el futuro de la enseñanza electrónica a nivel de manuales técnicos de los productos de electrónica de entretenimiento.

Este capítulo es adecuado también para los estudiantes universitarios que necesitan pre-sentar tesis de trabajo con temas poco tratados.


Fuente TV SANYO CPL 6022 (chasis LA4)

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En este capítulo

Fuentes SANYO y similares

¿Cómo se prueba una fuente Sanyo CLP6022 (chasisLA4)?

Algunas variantes de la fuente analizada

Conclusiones

Novatos




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A continuación estudiaremos las fuentes del tipo discretas, autooscilantes, no enganchadas, con medición en destino y acoplamiento a optoacoplador.

Todos los tipos de fuentes autooscilantes, contienen cuatro bloques muy bien identificados por su función:

1. El oscilador de autobloqueo u oscilador básico (dispositivo llave de potencia)

2. La sección de arranque

3. La etapa de medición de la tensión de salida controlada

4. La etapa de control del periodo de actividad

Oscilador de autobloqueo

El Bloque 1 u oscilador de autobloqueo, es el encargado de generar la corriente de prima-rio del transformador de pulsos, mediante el bobinado de realimentación positiva y la red de realimentación. En la mayoría de las fuentes, este oscilador básico genera (en el secundario controlado) una tensión algo mayor que la nominal (por supuesto que en ese momento, en el primario se aplica la mínima tensión de red rectificada. En una palabra, el oscilador básico es un conversor continua a continua no controlado y está diseñado para el peor caso que es cuando la red tiene baja tensión. A esto deberíamos agregarle que si la carga de la fuente es variable, debe ser la carga máxima (máximo consumo o menor resistencia de carga.

Para que a nuestra fuente podamos darle el nombre de fuente pulsada, se requiere que el resto de las etapas le agreguen la posibilidad de regular la tensión de salida en el valor prefijado.

Sección de arranque

El bloque 2, o sección de arranque, fuerza la circulación de un pulso de corriente por el prima-rio, que da comienzo a las oscilaciones. Una vez que el oscilador arranca este bloque debería ser desconectado, pero en la mayoría de los casos se lo deja activo porque su acción no molesta al resto de los bloques.

Medición de la tensión de salida controlada

El bloque 3 o de medición de la tensión de salida controlada, admite varias variantes. En prin-cipio todo depende de que se trate de una fuente aisladora o no aisladora.

Si no es aisladora, el problema se simplifica porque la tensión del rectificador secunda- �rio a ser medido está galvánicamente conectado al bloque de control del período de activi-dad o bloque 4.


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Cuando la fuente es aisladora, la tensión continua de la salida controlada está referida �a la masa fría y el bloque de control a la masa caliente. En este caso, se requiere algún com-ponente que permita acoplar una tensión continua de control. El componente más usado es el optoacoplador a led y transistor bipolar, pero algunos circuitos transforman la tensión continua en una señal PWM y la acoplan por intermedio de un pequeño transformador de pulsos. Posteriormente, en la sección caliente, esta señal PWM se vuelve a transformar en una continua para ser aplicada al bloque de control.

Una alternativa económica consiste en realizar un bobinado auxiliar bifilar con el correspon-diente a la tensión controlada y conectar su terminal de masa a la masa caliente. El otro ter-minal, se rectifica con un diodo y un capacitor electrolítico. El fuerte acoplamiento permite transferir la tensión a medir, al primario aunque con ciertas limitaciones en lo que se refiere a la precisión del método de control.

Control del período de actividad

La etapa 4, o de control del tiempo de actividad, permite acortar el período de conducción libre del dispositivo llave, de modo de regular la tensión de salida al valor nominal. Por lo ge-neral, el control se realiza con un transistor conectado entre el electrodo de control de la llave de potencia y masa. Este electrodo permanecería en su estado de conducción más tiempo del necesario, si no fuera porque se agrega un transistor llave de baja potencia que acorta ese se-miperiodo libre.

Clasificación de fallas

General � : ocurre cuando la fuente no genera ninguna tensión en sus rectificadores auxi-liares

Catastróficas � : cuando la fuente funciona pero no regula en su valor nominal (entrega mayor o menor tensión que la nominal)

De control y protección � : Todas las fuentes tienen una protección de algún tipo. Por lo general miden el pico de corriente por el dispositivo llave y lo fuerzan a quedar abierto en caso de superarse un valor límite prefijado. Otras pueden limitar el tiempo de actividad máximo y otras emplean las dos limitaciones al mismo tiempo.

Dentro de las fallas catastróficas, tal vez podríamos generar otra categoría, si observamos el hecho de que la fuente regula o no regula. Por ejemplo, una fuente de 104V puede generar 120V pero estos 120V no cambian al modificar el preset de ajuste. Si cambiaran, significaría que la fuente regula pero el sistema de medición lo hace a un valor inadecuado. Al no cambiar la salida, significa que muy probablemente el circuito que controla el periodo de actividad fun-ciona incorrectamente o no funciona y decimos que la fuente oscila en el modo libre.


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Una falla de protección puede confundirse con una falla catastrófica, pero cuando el reparador se propone reparar la fuente, se supone que ya realizó la prueba de descargarla en todos sus rectificadores secundarios (lo clásico es sacar los diodos auxiliares) y dejó funcionando solo aquel necesario para generar la regulación y que posee conectado el bloque de medición o voltímetro.

Nota: algunas fuentes requieren una tensión de secundario más además de la que se mide

Además, la salida medida debe tener conectada una carga, para probar la fuente en el modo más cercano a la realidad. En principio lo mas indicado es una carga de unos 600 Ohms 100W (carga suave). Si la fuente en esas condiciones arranca y regula adecuadamente, el problema se encuentra en la/las carga/s y no en la fuente misma, que parece no funcionar porque entró en el modo protegido por exceso de consumo.

Una verdadera falla de protección ocurre cuando por ejemplo la fuente se corta con bajos va-lores de corriente circulando por el dispositivo llave. Esta es una falla mucho más común de lo que pueda suponerse y ocurre porque los resistores sensores de sobre corriente, suelen ser el componente más flojo de la cadena en caso de producirse una falla (un transistor llave de potencia en cortocircuito, por ejemplo). Cuando estos resistores se queman, suelen cambiar el color de sus bandas de identificación y confundir a los reparadores, es muy común entonces encontrar estos resistores cambiados por resistores 10 o cien veces mayores que el nomi-nal. En otros casos el reparador lee perfectamente bien las bandas de colores pero el que se equivoca es el comerciante al venderle los nuevos resistores, por tenerlos mal ubicados en la estantería. Recuerde: estos resistores suelen ser de valores menores a 1 Ohm y por lo tanto su ultima banda debe ser plateada (divisor por 100). Si el resistor esta sobrecalentado esta banda plateada se suele transformar en una banda negra o marrón.

Los resistores sensores de sobrecorriente o shunts suelen ser del orden 0,68 Ohms y no pue-den ser medidos con un tester analógico o digital porque las puntas del tester y sus conectores suelen ser de mayor valor.

Fuentes SANYO y similares

SANYO utiliza la que quizás es la fuente más simple utilizada en TV. Pero dentro de su simpleza contiene todos los bloques necesarios para un adecuado funcionamiento y por lo tanto es ideal para estudiarlas aquí como ejemplo.

SANYO CPL 6022 (chasis LA4)(http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/sanyo-m74/tv-sanyo-clp6022-00-chassis-a3-cpdf-f85933.html)


http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/sanyo-m74/tv-sanyo-clp6022-00-chassis-a3-cpdf-f85933.html

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Hay infinitos métodos de prueba, adaptados al uso de cada reparador particular y no podemos evaluar cuál es el mejor para todas las fallas en general. Con algunos aparecerá su falla antes que con otro. Lo mejor es aprender un método y seguirlo en todos los casos para no cometer errores.

Algunos reparadores usan el criterio de comenzar revisando el bloque de medición, luego el bloque de control y por ultimo el circuito de arranque y el oscilador básico. Otros comienzan revisando el bloque de arranque, el oscilador básico, el control y la medición de tensión.

Vamos a aplicar este segundo criterio por ser más didáctico, dado que así aprendemos como funciona una fuente, que primero arranca y luego estabiliza. Pero en la práctica de la repara-ción suele dar resultados mas rápidos medir primero la etapa “voltímetro” con un Evariac y luego el oscilador básico con el mismo dispositivo.

¿Cómo se prueba una fuente Sanyo CLP6022 (chasisLA4)?Si no funciona:

1. Saque Q512, D514, Q511 y R511 conectados sobre el circuito de base del la llave de po-tencia, para que solo quede funcionando el transistor llave.

2. Levante todos los cátodos de los diodos secundarios, coloque un diodo auxiliar, que sepa que funciona bien, en la pata 12 y un capacitor de 100uF uF x 350V con una carga resistiva de 600 Ohms 50W. Es decir que le proponemos sacar todas las cargas y luego agregar un diodo, un capacitor y una carga resistiva que siempre debemos tener preparada para estar seguros de que esos componentes están en buenas condiciones. Al mismo tiempo que po-nemos una adecuada carga estamos desconectando el circuito de medición de tensión.

Fig.1 Carga de prueba <Abrir circuito7-1.ms9>


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3. Alimente la fuente con un Evariac sobre el capacitor electrolítico principal C507 y co-mience con 30V.

4. Conecte el tester en el capacitor agregado (reemplazo de C561 indicado como C1 en la figura 1 y observe que indique menos de 130V.

5. Ajuste la tensión a 130V con el Evariac.

Resumiendo, sólo queda activo el transistor llave, el transformador de pulsos y su circuito de realimentación positiva y un rectificador agregado sobre el secundario del transformador de pulsos, como carga del oscilador básico que sabemos que está en buenas condiciones.

Si no arranca, el problema esta circunscripto al transistor llave y sus materiales aso- �ciados.

Si el Evariac acusa un consumo muy grande, verifique el transistor llave con el tester y �si no indica ningún consumo verifique si el transistor no esta abierto.

Ahora queda por verificar el bloque de arranque y el β del transistor (a baja corriente). Una forma practica de realizar esta prueba es desconectar la pata 6 del transformador de pulsos y conectar un resistor de 1K entre el colector del transistor llave y el +B.

En estas condiciones queda activo solo el circuito de la figura 2 que puede resolverse a mano o con un laboratorio virtual.

Fig.2 Medición del β del transistor <Abrir circuito7-2.ms9>


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Si se obtiene aproximadamente 2.5V de caída sobre el resistor agregado de colector, se puede asegurar que el transistor tiene un β = 10 que es aproximadamente lo normal en este tipo de transistor. Si la tensión es de 5V el β será de 20 y así proporcionalmente. Este es un excelente método para probar el transistor en el propio circuito sin desoldarlo y controlar al mismo tiempo la red resistiva de arranque. Aquí suponemos que el lector pueda seguir adelante por sus propios medios, si sobre el resistor de 1K agregado al colector no hay tensión. Es decir que medirá la tensión de base a masa con la base conectada y desconectada para saber si la falla esta en la red de arranque o en el transistor.

Sabiendo que hay corriente de colector y que ésta tiene el valor correcto, corresponde desol-dar el transformador y probar las condiciones del mismo con el propio circuito. ¿Qué compo-nentes son imprescindibles para que una fuente del tipo de la figura oscile? En realidad muy pocos.

El transformador de pulsos no debe tener cortados los bobinados 3-7 y 1-2 y no debe �tener espiras en corto en ningún bobinado.

El transistor que opera como llave de potencia Q513 (2SD1710) o similar debe estar en �buenas condiciones

Deben estar en buenas condiciones la red de realimentación formada por R519 de 22Ω �el capacitor C514 de .1μF y el diodo D517 y la red de arranque que ya conocemos formada por R520, R521, R522, R526, y R515.

Observe que esta fuente es aislada, por lo tanto la masa de la sección secundaria (fría) esta aislada de la primaria (caliente). Pero si Ud. trabaja con un Evariac, ya tiene aislación de red y por lo tanto puede conectar las masas fría y caliente provisoriamente entre sí para no cometer errores de medición. Recuerde al terminar la reparación que esta unión de masas debe ser eliminada.

Si la fuente no arranca:

1. Se debe verificar que los componentes del bloque de control hayan sido desconectados (D514, Q511, R511 y Q512)

2. Medir con el tester D517, D516, D518, D519, R517, R519 y R523. Suponemos que L511 y R524 ya fueron indirectamente verificados cuando se probó el beta del transistor.

En las condiciones indicadas, nuestro aparato de prueba comenzaba a oscilar con una tensión de fuente de 60V; razón por la cual indicamos el uso de una fuente de 70V. Con 60-70V de fuen-te, sin el control del optoacoplador, la tensión de salida está alrededor de 140V que es valor óptimo para probar el circuito de medición.

¿Y si no oscila? En principio parece que solo queda por probar el transformador de pulsos, pero no es así. Al componente más importante de la etapa (el transistor llave de potencia) solo lo medimos en forma aproximada a muy baja corriente de colector; llegando al punto en que


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se sospecha del transformador de pulsos, es evidente que vale la pena reemplazar primero el transistor, simplemente porque es fácil hacerlo.

De cualquier modo, existe una prueba dinámica del transformador de pulsos, el transistor y los componentes asociados, que solo requiere el uso de un dispositivo para excitar un transis-tor llave de potencia.

Un excitador para transistor de salida horizontal, puede servir para probar una etapa auto-oscilante de fuente, siempre que el reparador tenga en cuenta que debe trabajar con tensión de fuente más baja y midiendo siempre la tensión sobre los secundarios para evitar generar mayor tensión que la indicada. De hecho, es conveniente trabajar a la cuarta parte de la tensión aproximadamente, porque solo estamos probando el trasformador y sus circuitos asociados. Inclusive, hay que considerar que al utilizar un generador externo para excitar la base, se anula la protección de sobre corriente del transistor llave de potencia y existe alguna probabilidad que el mismo muera en el intento de prueba. Por eso, lo mejor es utilizar un dispositivo con un transistor llave propio y probar solo el transformador de pulsos.

Esto significa que hay que agotar todos los recursos disponibles en nuestro laboratorio para medir los componentes asociados al transformador de pulsos y el transformador de pulsos mismo. Los componentes asociados son diodos, resistores y capacitores conectados sobre el primario que en principio pueden ser verificados con el tester (por los menos los resistores y los diodos) y por recambio o medición los capacitores.

En nuestro caso especifico compruebe el resistor R525 y los capacitores C516 y C534 porque el resto de los componentes ya fueron verificados y los diodos auxiliares están desconectados (C561 y D551 fueron reemplazados por nuestro diodo de prueba con la carga de 600 Ohms 50W) y solo queda por probar el transformador.

Un transformador de pulsos, puede tener bobinados cortados que son fácilmente identifica-bles con un óhmetro, o bobinados con espiras en corto que solo se pueden verificar con un tester, si el mismo tiene medición de inductancia. Pero aun así, el reparador debe saber cual es el valor de inductancia correcto que es un dato que no existe en el circuito.

Si el mismo primario tiene espiras en cortocircuito, se puede esperar que esa inductancia se reduzca unas 100 veces y si el cortocircuito esta en un secundario se puede esperar una reduc-ción de mas de 30 veces.

Nota: estos son solo valores aproximados porque el cortocircuito puede estar entre puntas del bobinado o ocupar solo una espira y eso influye en el modo en que el cortocircuito se refleja sobre el primario completo.

En algunos casos, el cortocircuito del transformador ocurre solo a tensiones altas y por lo tan-to la prueba con bajas tensiones no indica fallas. Es en este caso, sobre todo, que se debe pro-bar la fuente con el generador de señales especial para tranformador de pulsos. Esta prueba es muy sencilla. Desconecte el resistor R524 de la base y conecte el terminal desconectado a


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un canal de su osciloscopio. El otro canal debe conectarlo en el colector del transistor con una punta divisora por 10. Tome el circuito probador y conéctelo entre base y masa.

Alimente la etapa por la pata 3 del transformador con alrededor de 10V con el Evariac y ob-serve que aparezcan las señales de colector con forma de onda rectangular, indicando que el transistor amplifica y que el transformador no tiene espiras en cortocircuito. Recuerde que con una carga inductiva la tensión de colector sobrepasa la de fuente. Si usó 10V como fuente seguramente en colector debe tener unos 20V de pico. Aumente la tensión de fuente hasta que el diodo agregado en el secundario genere 130V sobre el capacitor. Y observe que el haz conec-tado al circuito de base (en R524) entregue una tensión de varios volt.

Si el transformador tiene un bobinado en cortocircuito, la forma de onda de colector no llegará a la saturación, ni sobrepasará el nivel de fuente, indicando que ese transformador deberá ser cambiado.

Si no tiene osciloscopio use la sonda medidora para salida horizontal en el colector del transis-tor y en los bobinados secundarios.

Si todas las mediciones fueron bien realizadas y se reemplazaron los componentes dañados, en este momento su fuente básica debe estar oscilando a pleno y Ud. puede ajustar la tensión de salida del diodo auxiliar (en nuestro caso 130V) variando la tensión de la fuente del Evariac alrededor de los 70V. Ahora corresponde verificar el funcionamiento de la sección de regula-ción, que esta dividida en dos secciones. La primer sección (o sección de medición) está en la parte fría sobre la tensión de 130V. La segunda sección (de control) está en la parte caliente, antes del oscilador básico de potencia.

En este punto de la prueba, ambas secciones están desconectadas. Solo está conectado el osci-lador básico. Para probar la sección de medición de 130V, hay que desoldar el optoacoplador y reemplazarlo por un led ubicado entre las patas 1 y 2. Ahora debe reconectar el diodo auxiliar D551 y desconectar el agregado, conectar el tester digital sobre la salida de 130V y observar que el led se encienda con tensión de 130V y superiores y permanezca totalmente apagado con tensiones menores.

Nota: esta sección puede repararse sin utilizar el oscilador primario, simplemente aplique tensión del Evariac sobre C561(D551 queda en inversa) y realizar la misma observación an-terior.

Las fallas en esta sección, que habitualmente se llama sección de medición o voltímetro, pue-den ser un diodo led permanentemente encendido o permanentemente apagado.

Si el led esta encendido con tensiones de salida comprendidas entre 6V y mas de 130V es se-guramente porque Q553 esta conduciendo entre colector y emisor, esta conducción puede de-berse a que el transistor está en cortocircuito o a que esta cortado la rama inferior del divisor de ajuste R552, VR551 y R553.


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Para controlar este divisor en forma activa, lo mejor es ajustar la tensión en 106V para asegu-rar una circulación de corriente de 1mA por el divisor. En esta condición, en el punto medio de VR551 existirá una tensión de 4.7 a 6.7V de acuerdo a la posición del cursor del preset. Si el led se enciende a partir de los 15V aproximadamente, verifique el zener D561 que seguramente está en cortocircuito. Una forma práctica de probar esta sección consiste en colocar el preset en el centro, ajustar la tensión de salida en 106V y medir la tensión del zener D561 de 6V y la tensión de base de Q553 que es de 5.7V aproximadamente. En esa condición se debe compro-bar que el led agregado este apagado y que la tensión en la unión de R555 y R556 sea de 34V.

Por último debemos verificar el sector de control del tiempo de actividad. Como ya sabemos si el transistor llave Q513 funciona libre, el tiempo de actividad es el máximo y la fuente ge-nera una tensión superior a la nominal. En condición de falla puede ocurrir precisamente lo contrario, que el tiempo de actividad se haga mínimo dando la sensación de que la fuente no arranca.

Para entender el funcionamiento de esta fuente primero debemos respondernos esta pregun-ta: ¿Quién alimenta al fototransistor y a su transistor amplificador Q511?

Estos transistores se alimentan del único lugar posible una fuente de tensión obtenida por los resistores de arranque R520, R521 y el resistor R522 de 15K. En principio la idea es tomar como fuente la tensión no regulada de 310V; pero los resistores a utilizar deben ser grandes y por lo tanto caros. Como ya existen dos resistores de esas características para el arranque; el fabricante los utiliza para los dos usos. En principio el lector puede pensar que esa fuente no es de CC, ya que el resistor R522 no esta retornado a masa sino a la base del transistor llave que por supuesto tiene una señal.

En principio la unión de los resistores de arranque y R522 podrá tener una señal que conside-ramos como un ripple igual a unos 600mV positivos (barrera de base) y 1.2V negativos (que luego explicaremos como se forman). Es decir 1.8V de ripple a la frecuencia de oscilación de la fuente, pero ¿qué valor de tensión continua es de esperase en ese punto?.

En principio se puede calcular por el teorema de Thévenin que ese divisor es equivalente a una fuente de tensión igual a 300 x (R522/R522+R521+R520) = 300 x (15/120+120+15) = 4500/255 = 17V Con una resistencia interna de aproximadamente 14K obtenida haciendo el paralelo de 15K con (120+120+15)K.

Como se puede observar el ripple calculado de 1.8V es prácticamente de un 10% del valor de la fuente y por lo tanto el capacitor C813 de .047uF puede filtrarlo de modo que podamos considerar que el transistor del opto y Q511 se alimentan de una fuente Thévenin tal como se observa en la figura 3 de la página siguiente.

En principio este circuito se puede probar en forma pasiva es decir sin hacer funcionar al oscilador básico. Desconecte el transistor Q513. Coloque Ragr de 1K y el diodo led Agr., el po-tenciómetro de 500K con un resistor en serie de 1K, en lugar del opto; tome la fuente regulada de 0 a 35V del Evariac y ajústela en 17V y conéctela a la unión de R521 con R522 (también se puede utilizar una fuente de 12V sin mayores inconvenientes).


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Fig.3 <Abrir circuito7-3.ms9>

Con el potenciómetro a máximo valor, el transistor Q511 está cortado y por lo tanto Q512 no tiene corriente de base (también esta cortado). En estas condiciones el led estará encendido.

Cuando el potenciómetro tiene valores del orden de los 100K el transistor Q511 comienza a conducir, haciendo conducir a su vez a Q512 que apaga gradualmente el led.

En el funcionamiento pasivo, los diodos D517, D516, D518 y D519 (del circuito general) no operan porque en la pata 1 del transformador de pulsos no hay señal.

Nota: una variante para esta prueba, consiste en desconectar el colector de Q513 y conectarlo a un led, un resistor de 1K y una fuente de 12V. Conectar el Evariac al terminal positivo de C561 y probar el circuito con su propio optoacoplador.

Este es un excelente método que permite hacer una prueba general del control de la fuente, que no es mala idea realizar ante cualquier problema del tipo “no funciona, o no regula” aún antes de comenzar a probar el funcionamiento del oscilador básico. Es decir, que la reparación de esta fuente se puede encarar con el método paso a paso indicando anteriormente o con este método rápido que acabamos de enunciar.

Solo nos quedan por analizar las protecciones de la red de realimentación, observe la exis-tencia de dos redes de diodos y resistores conectados entre el terminal 1 del transformador de pulsos. El transistor Q512, debe conducir solo en los semiciclos positivos de la oscilación, acortando el tiempo de conducción libre. Para evitar cualquier conducción arrítmica se agrega


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D516 y R517 que polarizan la base de Q512 con un pulso negativo que lo fuerza a mantenerse cortado durante el corte del transistor llave.

La red D516, D519 y R523 no opera cuando la fuente regula normalmente ya que los pulsos de la pata 1 del transformador de pulsos no superan los 6.6V. Pero cuando la fuente se embala por mal funcionamiento, aumenta la amplitud de la señal en todas las patas del transformador, incluyendo la 1 y la red conduce haciendo conducir a Q512 que corta a Q513.

Algunas variantes de la fuente analizadaExisten una gran cantidad de fuentes similares tanto de Sanyo como de otras marcas que es-tudiaremos a continuación.

Las principales variantes suelen ocurrir sobre los bobinados secundarios. En el TV Sanyo CLP6022 Chasis LA4 que tomamos como modelo básico, los bobinados generan 180V para el amplificador de video, 130V para el horizontal, 24 para el vertical y 12 y 18V para uso general. Todas estas tensiones son permanentes y la sencillez del circuito no requiere mayores expli-caciones.

Otras fuentes prácticamente idénticas a las de Sanyo forman parte de los televisores TAMAS-HI 1961XT y BROKSONIC CTVL4545. La única novedad en estos casos es la existencia de una fuente de 12V conmutada por el micro IC801 a través de su pata 8 PWR.

Observe que el transistor V507, controla al transistor llave V508. Cuando la pata 8 del micro esta alta V508 conecta entre si los puntos de prueba TP502 y TP503 generando la alimenta-ción de los reguladores de 9 y 12V.

Lo mismo ocurre en el TV Sanyo CLP2051 cuya fuente solo tiene variaciones mínimas con res-pecto a la analizada a nivel de los choques anti irradiación de base del transistor llave.

SANYO CLP2051http://www.clubdediagramas.com/servicios/ver_archivo.php?archivo_id=1735)

BROKSONIC CTVL4545(http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/broksonic-m124/ctvg4545lstpdf-f23789.html)


http://www.clubdediagramas.com/servicios/ver_archivo.php?archivo_id=1735

http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/broksonic-m124/ctvg4545lstpdf-f23789.html

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El Sanyo CLP3310 contiene el mismo circuito básico que los anteriores, pero difiere en el cir-cuito de medición que está realizado con un circuito integrado; a su vez contiene un control de encendido desde el micro realizado con un segundo optoacoplador D312 que opera directa-mente sobre un segundo transistor Q315 conectado entre base y masa del transistor llave de potencia.

Observe que además se agrega una red de diodos de protección que operan a través de la pata 19 del micro IC701. Podríamos decir que todos estos diodos son sensores de baja tensión. Cuando un punto protegido queda a potencial bajo esa señal llega a la pata 19 del micro y este da la orden de cortar la fuente por la pata 33 dirigido al segundo optoacoplador.

Cada una de las tensiones auxiliares tiene su propio diodo (B8 12V, B6 12V, alimentación del regulador IC352, B2 26V, B3 22V y B1 140V). Pero además se suman la tensión B5 200V, del fly-back a través del divisor R473, R470, B5 5V del fly-back y la tensión de retorno del bobina-do vertical del yugo a través de Q381.

Una variante de esta ultima fuente, existe en el TV Sanyo C20LV33D y C27LW33S-00 Chasis LA3-A en donde se observan algunos cambios a nivel del transistor Q561 que es un PNP en lugar del NPN de la fuente tipo TAMASHI. En este circuito el mismo transistor que enciende el TV, es además el regulador de fuente con el consiguiente ahorro de un transistor de media potencia.

Pero como el control por la pata 7 del micro (PWR) sigue siendo un alto para TV encendido se debe usar un transistor inversor extra entre Q661 y el micro. Ahora se observan dos transisto-res indicados como el Q852 y Q694.

También se observa un transistor llave ubicado en la fuente de 24V comandado por la misma pata PWR del micro, tanto la fuente +7V como la de +24V tiene diodos conectados al “bus” de “POWER FAIL” (falla de potencia).

SANYO C20LV33D/C27LW33S-00 (Chasis LA3-A)(http://www.clubdediagramas.com/servicios/ver_archivo.php?archivo_id=14353)

SANYO CLP3310 (Chasis A4A)(http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/sanyo-m74/cpp3310tx01-cdpdf-f18180.html)



http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/sanyo-m74/cpp3310tx01-cdpdf-f18180.html

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Los TVs Sanyo CLP2051C/C14LT13M/C20LV23M/C20LE90BC chasis LA3C y el FISHER FTM 6114/6120/6121 presentan una novedad con respecto al corte de la fuente de 130V cuando la fuente de 24V del vertical se corta.

En efecto, la existencia del diodo D642 asegura que cuando C643 se queda sin tensión el emi-sor del transistor de medición deja de tener 6.8V que es la tensión de referencia y pasa a estar a un potencial de 0.6V. Esto significa que se va a encender abruptamente el led del optoacopla-dor y la fuente reducirá su tiempo de actividad hasta que solo salgan 12V aproximadamente por la fuente de 130V.

ConclusionesEste capítulo es una muestra de lo que puede hacer un reparador cuando posee conoci-miento, algo de instrumental y un buen lugar a donde recurrir para obtener información ordenada y métodos de trabajo. Con un solo método puede atender varios TVs de dife-rentes marcas y modelos sin que le quede duda de cómo probar sus fuentes.

SANYO CLP2051C/C14LT13M/C20LV23M/C20LE90BC (chasis LA3C)(http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/sanyo-m74/tv-sanyo-c-20lv23m-c-14lt13mpdf-f85935.html)


http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/sanyo-m74/tv-sanyo-c-20lv23m-c-14lt13mpdf-f85935.html

Fuente TV SANYO 6736-00 (chasis 83P) y CLP2121-00 (chasis 83P)

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En este capítulo

Breve descripción de la fuente SANYO 6736-00

Teoría del bloque medidor de tensión

Los bloques de medición y control del SANYO 6736

El oscilador básico y la protección del SANYO 6736

El híbrido JUO114

Novatos


Apéndice � Circuitos reales y circuitos aproximados



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¿Medición en destino o medición en origen? A la hora de catalogar las diferentes fuentes esta es una de las preguntas que debemos realizarnos. La estructura de la fuente no sufre cam-

bios fundamentales pero el método de reparación debe ser debidamente modificado porque en un caso existe un optoacoplador y en el otro no.

Si no hay optoacoplador, no hay aislación galvánica. Mentira, las fuentes más económicas no tienen optoacoplador pero mantienen la característica de ser fuentes aisladas. Lo único que pierden es algo de regulación contra variaciones de carga pero tienen un funcionamiento ade-cuado y preciso contra variaciones de la tensión de red. También existen fuentes comúnmente llamadas maestro esclavo que transforman la tensión a medir en una alterna y la envían al primario para su análisis.

Sintetizando, las fuentes aisladas pueden transmitir la información del voltímetro por tres métodos diferentes al control de la parte caliente:

un bobinado en paralelo con aquel secundario que se desea medir �

un optoacoplador �

un pequeño transformador de pulsos �

Aquí vamos a concentrarnos sobre la fuente de los equipos SANYO 6736-00 (chasis 83P) y CLP2121-00 (chasis 83P), que acoplan el voltímetro con un bobinado en paralelo con el se-cundario que se quiere medir.

En realidad vamos a concentrarnos fundamentalmente sobre las diferencias entre estas fuen-tes y que ya fueron analizadas en el capitulo anterior.

Breve descripción de la fuente SANYO 6736-00 El lector ya conoce el modo de analizar una fuente separada en cuatro bloques:

1. el bloque de arranque

2. el bloque oscilador

3. el bloque de medición

4. el bloque de control


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El bloque de medición puede estar situado en el origen (zona caliente o primaria) o en destino (zona fría o secundaria).

Cuando está situado en destino la información del bloque debe trasladarse a la zona �caliente a través de un dispositivo que acople la tensión continua y presente aislación gal-vánica como el optoacoplador.

Cuando el bloque medidor se encuentra en el origen opera sin ayuda de ningún dispo- �sitivo y entonces la fuente es más económica.

En el circuito completo de la fuente, se puede observar el bobinado de referencia (aquel que genera la tensión a regular) que se encuentra sobre el bobinado 3 – 1 (la pata 3 es el terminal de la masa caliente o virtual del primario). Observe que la tensión del bobinado de referen-cia se rectifica con el diodo D332 que carga a los electrolíticos C327 y C325 en serie con una tensión negativa de 28V (no sabemos por qué el fabricante utilizó dos capacitores de 10 uF en serie en lugar de uno de 4,7 uF; suponemos que lo hizo por algún problema de disponibilidad en su deposito o de costos).

Esta tensión negativa, ingresa al híbrido para su medición y su conversión a una señal PWM que varíe el tiempo de actividad libre del oscilador básico construido alrededor del transistor Q311 (llave de potencia de la fuente). El verdadero regulador de esta fuente es el transistor T1 del híbrido que opera en una disposición del tipo comparador de tensión. Los transistores T2 y T3 operan como amplificadores de la señal del comparador utilizando una fuente de tensión intermedia de –5,2V (obtenida de la derivación 2 del transformador de pulsos que es a su vez la derivación de realimentación).

El bloque de arranque está aquí circunscripto a solo dos componentes; los resistores R311 (120K) y R312 (270K) que hacen circular una pequeña corriente por el transistor llave para que comiencen las oscilaciones.

La sección secundaria solo posee diodos rectificadores y capacitores electrolíticos desde se obtienen tensiones continuas de 16, 26, 130 y 180V. Sobre los diodos se pueden observar las correspondientes redes antirradiación que en algunos casos poseen inductores de bajo valor para un mejor filtrado.

SANYO 6736-00 (Chasis 83P) (http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/sanyo-m74/tv-sanyo-c-20lv23m-c-14lt13mpdf-f85935.html)


http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/sanyo-m74/tv-sanyo-c-20lv23m-c-14lt13mpdf-f85935.html

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Teoría del bloque medidor de tensiónEs perfectamente evidente, que un bobinado acoplado al primario genera una tensión que si no existiera regulación variaría conjuntamente con la tensión de red. Imagínese una fuente pulsada con una PWM fija. Al bobinado primario se le agrega un secundario desde el que se toma la energía para la etapa de deflexión horizontal con un diodo y un capacitor. Esta fuente se alimenta con una tensión continua obtenida desde la red a través de un puente de diodos.

Si la tensión de red cae, la tensión rectificada por el puente también lo hace y el transistor llave transfiere menor tensión al secundario. En consecuencia cae la tensión enviada a la etapa de salida horizontal.


Si se conecta otro bobinado con la misma cantidad de vueltas que el secundario, ambos bobi-nados pueden fabricarse en forma bifilar y se consigue un elevado acoplamiento entre ellos. De cualquier modo, aún si el tercer bobinado no es bifilar, en él se va a generar una tensión alterna que debidamente rectificada tiene la misma tensión continua que nuestra fuente para la etapa de deflexión horizontal. Lo más importante es que sobre esta salida se producen las mismas variaciones de la tensión de salida con la tensión de red.


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Para que el lector no tenga dudas al respecto le recomendamos simular el circuito de la figura con su computadora comparando la tensión de salida sobre C354 y la tensión negativa sobre C4+C6.

Observe que realizamos dos cambios para que la simulación funcione mejor:

bajamos 10 veces la capacidad de salida para acelerar el proceso de cálculo del Multi- �sim

agregamos un resistor de 20K sobre C4+C6 que simula el consumo de la sección de �medición y control del JUO114

La transferencia entre salida y referencia es evidente y prácticamente no necesita demostra-ción. Si cae la tensión del primario, debe caer la tensión del secundario. La variación de la tensión del bobinado agregado al modificar la carga ya es algo un poco mas difícil de entender, pero de hecho basta con analizarlo del siguiente modo. Si cae la tensión sobre la salida para el horizontal, también debe caer la tensión en el correspondiente bobinado y lo mismo ocurrirá con cualquier bobinado acoplado a él. Por carácter transitivo también caerá la tensión sobre el capacitor asociado al bobinado agregado y nuestra fuente tendrá una tensión de referencia que podemos conectar galvánicamente a la masa caliente.

Solo debemos agregar que cuando se trabaja con diodos reales que tienen resistencia interna se produce una caída de tensión de salida que no tiene correspondencia con la caída de la tensión alterna de salida y por lo tanto no podrá ser transferida al bobinado agregado. Esto implica que la tensión de nuestro bloque medidor de tensión varía menos que la tensión de salida ante variaciones de tensión de red.

Posteriormente completaremos la fuente; utilizando la tensión continúa rectificada desde el bobinado agregado para variar la señal PWM. De ese modo lograremos que la fuente regule, encontrando que la regulación contra variaciones de carga no es muy buena pero es perfecta-mente utilizable en TV.

Al bobinado agregado se lo suele llamar bobinado de referencia y es bastante común que se lo utilice también como bobinado de realimentación positiva para el oscilador. En ese caso suele tener una relación de espiras distinta de 1:1 con respecto al bobinado de salida. Esto significa un empobrecimiento del acoplamiento pero que no genera problemas importantes.


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Los bloques de medición y control del SANYO 6736

En la figura 2 se puede observar que el bloque medidor esta compuesto principalmente por D302, C327+C325, T1 y los materiales anexos que forman un comparador de tensión.

Para un mejor análisis armamos el circuito del bloque en Multisim agregando el circuito del generador PWM incluyendo la base del transistor llave.

Fig.2 Bloque medidor <Abrir circuito8-2.ms9>

En el bloque medidor la tensión mas importante es la que llamaremos U3 presente sobre los capacitores electrolíticos de medición (C327+C325). Esta tensión es de –28V cuando la ten-sión de salida es de 130V. Debe existir una proporcionalidad extrema entre estas tensiones para que la fuente regule perfectamente.

La tensión U3 se medirá posteriormente en un transistor con disposición comparadora. En el emisor del transistor se coloca un zener de 7,5 V y un resistor de polarización que lo mantiene conduciendo generando de este modo la tensión continua de referencia de nuestra fuente. Como sea, el emisor tendrá una tensión fija de 7,5V a pesar de las fluctuaciones de la tensión U3 y esta tensión es el punto de comparación de nuestra fuente; si esa tensión varía la fuente la acompañará y variará la tensión de salida.


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En el punto medio del preset se obtendrán aproximadamente 8,2V cuando el mismo esté ajus-tado y la tensión U3 tendrá el valor nominal de –28V. Este punto puede considerarse como el punto de transición de la tensión de salida de colector.

En efecto, el colector esta conectado a los –28V por intermedio de un divisor resistivo (y un capacitor de pequeño valor) de modo que cuando la tensión de base de T1 se encuentre un poco por arriba de 8,2V el transistor se satura y el divisor entrega una tensión muy baja a los transistores amplificadores T2 y T3 (que los mantiene cortados). En cambio si la tensión de base del comparador está levemente por debajo de 8,2V el mismo está cortado y el divisor entrega tensión alta que hace conducir a los transistores amplificadores.

¿Cuál es la fuente que mantiene conduciendo a los transistores T2 y T3 conectados en casca-da? Es una fuente especialmente formada tomando tensión de la derivación de realimentación. Observe que D333 y C330 generan una tensión de –5V que alimenta a T2 en forma directa y a T3 a través de R329.

Más adelante explicaremos cómo se genera una PWM en la base del transistor llave, es decir cómo es que la conducción de T2 y T3 se sincroniza con la señal del oscilador de autobloqueo variando su período de actividad libre en función de la tensión del bobinado de referencia.

Observe que en este caso los transistores amplificadores hacen algo más que llevar la tensión de base a masa para cortar al transistor llave. En efecto cuando conducen envían la base a –5,2 V asegurando realmente el corte rápido del transistor.

El oscilador básico y la protección del SANYO 6736

Como se puede observar, se trata de un oscilador de autobloqueo discreto construido al-rededor de un transistor bipolar NPN del tipo 2SD1403. El dispositivo de arranque está

constituido por dos resistores conectados a la tensión principal no regulada y la red de reali-mentación esta constituida por el resistor R335 el diodo D335 y el capacitor C333.

Sintéticamente existen dos caminos de circulación de corriente de base, el directo a través del diodo para hacer conducir la base (corriente hacia la base) y el inverso para descargar el capacitor equivalente interno de base, que está saturado de portadores. El diodo presenta una alta resistencia a la circulación de corriente desde la base a masa y entonces viene en su ayuda el capacitor con la resistencia en serie que permiten una importante circulación de corriente hacia un potencial negativo que es el que presenta el terminal 2 del transformador de pulsos en el momento en que deseamos cortar la fuente.

En la mayoría de las fuentes se coloca un resistor de pequeño valor en el terminal de masa de la llave electrónica (en nuestro caso el emisor del transistor bipolar) que cumple la importante función de generar una tensión proporcional a la corriente que circula por la llave. Si se moni-


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torea esa tensión, se puede cortar el funcionamiento de la fuente cuando ella está entregando mayor corriente que un valor máximo autorizado. En una palabra que el valor medio de la corriente entregada por la fuente y el valor de pico de la tensión obtenida sobre el resistor agregado tienen una proporcionalidad exacta y por lo tanto el valor de pico es perfectamente utilizable como valor para detener el funcionamiento de la fuente como una medida de segu-ridad.

En nuestra fuente el resistor en cuestión es el R330, pero a diferencia de la mayoría de las fuentes en donde solo se utiliza la tensión sobre el en caso de fallas, en este caso cumple una función permanente para generar el acortamiento del período de actividad libre y ajustar así la salida.

Este resistor está retornado a la masa del electrolítico de la fuente no regulada de entrada (C310). Observe que el emisor del transistor llave esta conectado a la masa virtual. La corrien-te de colector tomada desde el positivo del electrolítico atraviesa el primario del transforma-dor, entra por el colector, sale por el emisor, entra en la masa virtual y finalmente vuelve al terminal negativo del electrolítico. Con respecto a la masa virtual el negativo del electrolítico tiene una señal en rampa negativa que se aplica por medio de C330 a la tensión de fuente de –5,2V indicada como U1.

Es decir que la tensión aplicada a la pata 2 del híbrido, tiene una componente continua de aproximadamente 5,2V negativos a la que se suma una rampa de un valor pico de aproximada-mente 1V con el pico hacia abajo.

En la pata 2 del híbrido se conecta el emisor de T2 que es un transistor NPN cuya base está conectada a un potencial de –7,2V cuando la fuente regula su salida en 130V y este potencial cambia muy rápidamente apenas la salida sufre cualquier cambio. Esto significa que en algún punto de la rampa T1 tiene tensión de base como para conducir y que ese instante de tiempo puede avanzarse o retrocederse levemente de acuerdo a la tensión continua de la base. Cuan-do T2 conduce hace conducir a T3 y el transistor llave lleva su base a negativo abruptamente cortando antes que su periodo de actividad libre lo haga por si mismo.

El híbrido JUO114

Un circuito integrado para fuente de alimentación debe ser un dispositivo preciso y confia-ble ya se trate de un híbrido o de un monocristalino. El JUO114 es factible de fallar como

cualquier otro semiconductor y a la hora de remplazarlo el reparador puede tener un bonito problema porque el repuesto original es imposible o muy difícil de conseguir.

Primero pregunte en las casas de electrónica a ver si algún fabricante local vende algún re-emplazo, armado sobre una plaqueta de circuito impreso. Si no lo consigue en su zona no se preocupe, por suerte no es imposible construirlo si uno tiene el circuito y las indicaciones correspondientes que nosotros le vamos a dar.


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Como sea que lo consiga, comprado o armado, no es cuestión de conectarlo y a probar. Primero se debe probar el módulo solo y posteriormente se lo debe colocar en el TV. La prueba no es compleja y nos permite conocer aún más a esta fuente tan común y tan didáctica.

La prueba se realiza con una simple fuente regulada y variable que debe cubrir un rango de tensiones de 3 a 35V. El consumo es muy bajo así que basta con una fuente de 0,5A. La segunda tensión de fuente de –5,2V se genera con un divisor de tensión externo aunque si Ud. tiene una segunda fuente regulada puede utilizarla para generar esta tensión que se aplicará a la pata 2 del híbrido directamente y a través de un resistor de 12 Ohms a la pata 4 (para imitar lo más posible al circuito). En la figura 3 se puede observar el circuito del híbrido solamente, realiza-do en Multisim para que Ud. lo pruebe en su PC.

Fig.3 Circuito interno del JUO114 <Abrir circuito8-3.ms9>

Simplemente conecte la fuente. Conecte un preset de 1K en las patas 6, 8 y 9 (o mejor cablee el que está en la plaqueta principal del TV para que quede ajustado con el proceso de prueba) y realice el siguiente procedimiento:

1. Ajuste el cursor completamente hacia masa

2. Mida la tensión de salida en la pata 3 del híbrido. Debe ser de 0V porque Q2 y Q3 están al corte cuando la entrada esta por debajo de la tensión del zener.

3. En la pata 9 del híbrido se establece una tensión de -7,2V y en la pata 8 otra de –23,5V. Cuando el cursor toca los -7,2V la tensión de base está por debajo de la tensión de emisor y


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Q1 está cortado. En esa condición los tres resistores de base de Q2 generan en su base una tensión que está por debajo de la tensión de fuente de -5,2V y por lo tanto este transistor está cortado. Con Q2 cortado Q3 también lo está y la tensión de salida debe estar por lo tanto en un valor nulo.

4. Lleve el cursor del preset hacia el potencial más negativo de la pata 8. En esa condición la base de Q1 tendrá un potencial más negativo que el emisor y el transistor conducirá lle-vando el potencial de la base de Q2 a niveles menos negativos y por lo tanto más cercanos a cero. Como se trata de un transistor NPN con el emisor a una fuente fija de –5,2V en de-terminado momento conducirá e inyectará una importante corriente de base sobre Q3 que conducirá a su vez hasta el punto de saturarse y llevar la salida a –5V aproximadamente para cortar al transistor llave.

5. Con el preset en la mitad de su recorrido la tensión de salida debe tener aproximada-mente la mitad de salida entre los dos valores extremos indicados anteriormente es decir aproximadamente 2,5V. Si este valor está corrido debe ajustarse con el preset para asegu-rarse que la fuente completa regule en la tensión de salida nominal.


CI TDA46019En este capítulo

Funcionamiento detallado del TDA4601 de los TVs HITACHI CPT14-20R

Regulación

El arranque de la fuente

El funcionamiento de la fuente en régimen permanente

El circuito completo de fuente

Método de reparación

Circuitos similares en otras marcas y modelos de TV

Conclusiones


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Los circuitos discretos más exitosos siempre son transformados en CIs que se vuelven más exitosos aún. Entre las fuentes discretas más exitosas existe una, conocida simplemente

como fuente Siemens, que diera lugar posteriormente al circuito integrado TDA4600 y su saga (4601, 4602 etc.).

Este circuito integrado es utilizado por una gran cantidad de TVs de todas las marcas y se caracteriza por su sencillez y robustez. Solo contiene los componentes de baja potencia, ya que el transistor llave de potencia se conecta exteriormente. Para quemar un 4600 hay que esforzarse porque esta muy bien protegido de modo tal que es que no sólo se protege a sí mis-mo, sino que protege a su componente asociado, el transistor de potencia, que suele ser otro clásico de la electrónica el BU208A original sin diodo recuperador.

Debemos aclarar que entre algunos reparadores el TDA4600 se ganó una mala fama que no merece. En efecto, este integrado se utiliza en diferentes modelos de TVs Hitachi en los que suelen aparecer fallados varios resistores de alto valor. Debemos aclarar que esos resistores se queman por fallas en las redes de alimentación (pulsos de alta tensión) y que su muerte, no tiene nada que ver con el TD4600 al que dejamos libre de culpa y cargo.

¿El TDA4600 tiene oscilador interno? No, se trata de un circuito auto oscilante, adentro del integrado solo existe la sección de control y protección del auto oscilador.

El bobinado de realimentación está marcado como 9-15 y está realimentado al TDA4600 por dos vías. Una vía simple de CA formada por el resistor R644 conectado a la pata 2 y otra vía compleja formada por D647 (rectificador de tensión negativa) y R647 que realimentan la co-rriente continua para el control del tiempo de actividad. El oscilador básico se completa con la red de acoplamiento de base formada por C631, D634 y R633. Por ultimo el circuito se comple-ta con el transistor llave de potencia T634 y el bobinado 1-7 del transformador de pulsos.

El bloque de arranque esta formado el diodo D616 conectado a la red de alimentación domici-liaria el resistor R616. En el arranque D633 opera como recortador de pulsos negativos sobre la pata 9 del integrado que es la pata de fuente. Posteriormente la energía para la alimentación de fuente proviene del bobinado 11-13 y D633 cumple la función específica de rectificador auxiliar.

Las patas 4 y 5 cumplen funciones de protección de baja tensión de red y de corriente pico por el transistor llave y la pata 1 es una salida de la fuente regulada interna de referencia.


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Funcionamiento detallado del TDA4601 de los TVs HITACHI CPT14-20R

Si en un TV pretendiéramos realizar una fuente de alimentación convencional del tipo trans-formador rectificador y reguladores analógicos nos encontraríamos con varios problemas in-salvables, a saber:

Un transformador convencional con primario de 220 V 50 Hz y varios secundarios (en �nuestro caso 3 para obtener 110, 24 y 12 Vcc) resultaría muy voluminoso, pesado y caro

Deberíamos tener un regulador de tensión analógico para cada salida, con sus corres- �pondientes disipadores, dado el bajo rendimiento de conversión

Un puente de rectificadores por cada salida �

Tres capacitores electrolíticos de alto valor dado que la frecuencia de riple es tan baja �como 100 Hz

Por estas razones el uso de una fuente pulsada se hace imprescindible. De todas las posibles fuentes conmutadas se optó por realizar una basada en el moderno circuito integrado TDA4601 dada su confiabilidad y su funcionamiento no enganchado con la deflexión horizontal.

La fuente diseñada logra la regulación con un solo circuito integrado y un solo transistor de potencia. Debido a que la frecuencia de trabajo del orden de los 30 kHz, se puede utilizar un pequeño transformador con núcleo de ferrite, también los capacitores electrolíticos resultan proporcionalmente reducidos. Como todo circuito electrónico pulsado, esta fuente presenta desventajas; a saber:

Debido a la alta frecuencia de trabajo se requieren correctos blindajes y filtrados para �evitar que la fuente irradie. Además requiere un buen filtro de línea para evitar que trans-mita espurios a la red de canalización

Circuitalmente es de funcionamiento más complicado que las convencionales �

Los capacitores electrolíticos no deben presentar características inductivas importan- �tes

CI TDA4601 (http://www.clubdediagramas.com/archivo/hoja-de-datos-datasheet-a774/siemens-m4693/tda4601pdf-f23939.html)


http://www.clubdediagramas.com/archivo/hoja-de-datos-datasheet-a774/siemens-m4693/tda4601pdf-f23939.html

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El transistor de conmutación, solo disipa durante el cambio de estado, por o tanto se �requiere un transistor muy rápido para obtener un buen rendimiento. En los estados esta-bles de la conmutación (abierto/cerrado) existe una disipación, que es mínima si la tensión de saturación del transistor es baja

Los diodos rectificadores del secundario del transformador de pulsos deberán ser del �tipo rápido.

A pesar de estas desventajas la fuente conmutada es por mucho la más económica y confiable en aparatos de consumo masivo. Debemos agregar que el integrado TDA4601 presenta ade-más de las ventajas enumeradas anteriormente otras dos realmente importantes:

La fuente queda protegida contra sobrecargas. �

Si la tensión de red esta por debajo de 60 V se bloquea para evitar un funcionamiento �inadecuado.

La base de funcionamiento es el viejo convertidor de CC/CC basado en un oscilador de auto-bloqueo.

Nos detendremos brevemente en el funcionamiento del autobloqueo porque esto nos permiti-rá entender más fácilmente el funcionamiento del integrado.

Fig.1 Circuito de realimentación positiva entre colector y base

Como se puede observar en la figura 1, este es un circuito muy realimentado positivamente entre colector y base. Cuando se conecta la fuente, comienza a circular corriente por el bobi-


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nado de colector, esta corriente va hacia el colector del transistor, capacitor de colector y el rectificador de colector. El acoplamiento a través del bobinado de base es tal, que el campo magnético generado por la corriente de colector, produce una tensión positiva en la base que refuerza la corriente de colector y así sucesivamente hasta que el transistor se satura. Esta saturación va a persistir mientras la corriente de colector siga aumentando. Si en el colector tuviéramos un inductor puro; como éste está conectado a una tensión continua la corriente crecería hasta el infinito y el transistor seguiría saturado para siempre. Pero el inductor de colector no es puro, tiene cierta resistencia en serie y lo importante para el oscilador de au-tobloqueo es que tiene un núcleo que se satura haciendo que el acoplamiento hacia la base se reduzca drásticamente.

También se debe considerar el capacitor de acoplamiento de base. Al conectar el oscilador a la fuente este capacitor se encuentra descargado y la corriente de base lo va cargando más o me-nos lentamente de acuerdo a su capacidad. Pero un instante después el mismo esta cargado, la corriente de base se hace muy pequeña y el transistor se corta.

Cualquiera sea el mecanismo del corte, en el momento que el mismo se produce nos encontra-mos con un campo magnético máximo en el inductor del colector y en paralelo un capacitor descargado. Entre ambos elementos se produce un intercambio de energía, la corriente de colector se reduce y comienza a aumentar la tensión de colector tan rápidamente como lo permita el capacitor de colector y el rectificador de colector. La teoría indica que la tensión crecería hasta el doble de la tensión de fuente si no fuera por el circuito recortador de colector que la limita al valor deseado por el diseñador.

A partir de allí el transistor queda bloqueado por un tiempo que depende del tiempo que que-de cargado el capacitor de base. Este capacitor comienza a descargarse sobre el bobinado de base y el resistor de base a masa de modo de hacer conducir nuevamente el transistor en un tiempo bien determinado por la constante RC.

Cuando el capacitor se descargue lo suficiente como para que la base comience a conducir se completa el ciclo de oscilación, el transistor conmuta rápidamente debido a la realimentación negativa y todo vuelve a comenzar desde el principio.

Establecidas las oscilaciones podemos notar que existen dos semiperíodos. El periodo de con-ducción que esta determinado por la inductancia de colector y su saturación o la carga del capacitor de base y el semiperiodo de corte, que esta determinado por la característica de descarga del capacitor de base.

El circuito rectificador de colector interviene provocando que en cierto momento, el intercam-bio de energía deje de ser libre y la tensión de colector deje de crecer, evitando sobrepasar el valor máximo del transistor. Este valor de tensión depende de que tan descargado esté el capa-citor del limitador (que se cargó en el periodo anterior) es decir depende del valor RC.

El TDA4601 modifica fundamentalmente el coeficiente de realimentación y el tiempo que dura saturado el transistor, para lograr modificar la frecuencia y el tiempo de actividad. Con esto se logra que la fuente entregue tensión estabilizada, pero no debemos olvidar que se trata de un


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oscilador autorealimentado, es decir que no tiene ningún generador interno que excite la base del transistor conmutador. O sea que si el transformador no provee la realimentación positiva adecuada el circuito no oscila.

Regulación

El transistor llave (Q902) al cerrarse, aplica al bobinado 1-3 los 310 Vcc provenientes de la rectificación directa de la red. Ya que el transformador no permite el acoplamiento de co-

rriente continúa a los secundarios, podemos decir que el valor medio de la tensión en los mis-mos es cero. Si Q902 cambia su tiempo de actividad (relación de tiempo de cerrado a abierto) también cambia la tensión de pico en los secundarios y por lo tanto la tensión de las salidas rectificadas. Este ajuste se logra a través de VR951.

Fig.2 Cambio en el período de activad

Si ahora cae la tensión de red, el circuito integrado modificará el tiempo de actividad, de modo de mantener constante la tensión sobre C908, fijada en el punto anterior. Indirectamente si la tensión sobre C908 es constante también lo será la tensión sobre cada salida auxiliar. (Des-preciamos la caída sobre los diodos debido a las fluctuaciones de consumo y la debida a la resistencia interna de cada bobinado).

Es decir que el TDA4001 emplea un sistema de medición en origen. Observe que el rectificador D905 rectifica tensión negativa sobre C908. Esto no tiene mayor importancia en tanto la lógica

VCE 0902 VCE 0902

VSEC T902 VSEC T902

T T

T T


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de control interna lo tenga en cuenta para cambiar el tiempo de actividad adecuadamente. En realidad la tensión negativa no se aplica directamente al integrado, sino que se aplica por un atenuador formado por VR951 y R912 pero con este ultimo conectado a un potencial positivo regulado que sale por la pata 1 del integrado.

Existe un circuito balanceado sobre la pata 3 en donde se produce una tensión de equilibrio dada la tensión negativa rectificada y la tensión positiva regulada. Ese equilibrio se puede mo-dificar por el ajuste de VR951 y de ese modo se ajusta la tensión de salida de la fuente.

El arranque de la fuente

Como todos sabemos la mayoría de las fallas de fuente se producen durante el periodo de arranque. Para evitar este problema el TDA4601 realiza un arranque secuenciado, que mi-

nimiza la posibilidad de fallas. Si el arranque se debe abortar por condición de sobrecarga o por falta de suficiente tensión de red, es necesario cortar el funcionamiento de Q902 en forma total y para ello es necesario colocar entre base y emisor una tensión negativa de por lo menos 6 V. Sabiendo esto veamos como se realiza el arranque secuenciado:

Desde la red a través de R921 se carga C910 hasta una tensión de 12,5 V (el semiciclo negativo es anulado por D908).

Cuando la tensión sobrepasa los 8,5 V ya comienza a actuar el bloque 2, que carga lentamente a C913 (esta corriente circula por la base de Q902 y por lo tanto produce la correspondiente corriente de colector en el mismo, pero como su crecimiento es lento, no se producen campos magnéticos variables en el primario del transformador y por lo tanto no se inducen tensiones en los secundarios).

Si la tensión V9 no llega a 7,5 V el arranque se aborta automáticamente.

Cuando C913 esta cargado, el bloque de control, recibe tensión regulada de 4,3 V desde el bloque 3.

Es ahora el bloque 11 (control) el que continua con la secuencia, primero lee de la pata 5, para saber si la tensión de red es suficiente (como lo hace a través del puente de diodos de red indirectamente esta controlando si estos y el electrolítico principal (C309) funcionan correc-tamente).

Si esta tensión es normal da la orden al bloque 8 de mandar un frente abrupto y positivo de tensión por su pata 8. Esto da comienzo a las conmutaciones de Q902 con C913 cargado a plena tensión (con negativo en la base y positivo en la pata 7). Esto significa que en caso de ne-cesidad se puede enviar la salida a cero y el transistor llave quedará con una tensión negativa aplicada a su base para que se corte completamente.


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Con el comienzo de las conmutaciones de Q902, comienza a producirse tensión en los bobi-nados secundarios de T902 incluyendo al bobinado de realimentación que es de fundamental importancia. En efecto el integrado reconoce la amplitud del pico negativo vía D905-C908-VR951-pata 3 y la conmutación (flanco negativo de la señal de realimentación) vía R911-pata 2.

En la pata 3 se coloca un amplificador de CC (bloque 4) cuya salida provee una información proporcional a la tensión de salida de la fuente, con destino al bloque de control.

El bloque 5 es un detector de pasaje por cero que emite un pulso positivo cada ves que Q902 comienza a conducir y un pulso negativo cada ves que este se corta. Esta sección provee la ne-cesaria realimentación positiva para que el dispositivo oscile adecuadamente.

En este punto debemos bifurcar la explicación, ya que el bloque de control puede optar, por continuar con la secuencia de arranque, si la corriente de colector de Q902 tiene valores nor-males y/o la tensión de línea es normal, o abortarla en caso contrario.

Los datos para tomar esta decisión los proveen los bloques 9 y 10, por lo tanto debemos expli-car su funcionamiento. El bloque 10 es simplemente un Schmidt Triger, este circuito cambia el estado de su salida cuando la tensión en la pata 5 es menor que 2.2 V (tensión sobre el capa-citor principal del puente de diodos menor que 62 V porque se trata de un TV 220/110 auto-mático y ese valor corresponde aproximadamente al 50% de 110V). En este caso el bloque de control aborta el arranque y permanece en ese estado, hasta que se apague el TV y se lo vuelva a encender con buena tensión de red.

Fig.3 Funcionamiento del simulador de corriente de colector


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El bloque 9 nos permite determinar en forma aproximada, la corriente pico de colector de Q907, sin colocar ningún resistor en serie con éste (se trata de resistores de muy bajo valor y por lo tanto difíciles de fabricar de modo que no sean inductivos). Como sabemos hasta llegar al punto de saturación del núcleo de T902, la corriente de colector de Q907 crece linealmente mientras éste permanezca saturado. Del mismo modo la tensión sobre C916 también crecerá linealmente, mientras Q907 esta saturado (Q907 es un transistor interno cuyo colector está conectado sobre la pata 4). En la figura 2 se muestra un detalle de este funcionamiento.

Si la tensión de pico en la pata 5 supera los 2,2 V, el bloque de control asume que estamos en condición de sobrecarga, es decir, que el tiempo en que el transistor Q902 esta conduciendo es demasiado grande, pudiendo provocar la destrucción de este por exceso de corriente de colec-tor. En este caso también se aborta el arranque quitando la excitación de base de Q902.

Si el arranque se completa normalmente, el bloque de control pasa a ajustar la frecuencia y el tiempo de actividad mediante los bloques 6 y 7 a fin de lograr que C908 se cargue a -30 V, condición que implica que los secundarios de T902 estén rectificando las tensiones auxiliares correctas de 12, 24 y 110 V. En realidad el integrado modifica el tiempo de actividad, la fre-cuencia se modifica como una consecuencia no deseable debido a que se trata de un sistema autooscilante no enganchado con el horizontal.

El bloque 8 (regulador de corriente de base) mantiene al transistor Q902 con la corriente jus-tamente necesaria para saturar el colector. Las razones son las siguientes: Si bien un exceso de corriente de base no afecta mayormente al funcionamiento del transistor como llave; si lo afec-ta en su rendimiento. En principio demasiada excitación significa que el integrado consume mas energía que la necesaria, pero por sobre todas las cosas, un exceso de excitación se tradu-ce en una conmutación más lenta, debido a que el transistor no se cortará hasta que todos los portadores acumulados en la base no la hallan abandonado. Para logra que la excitación sea la correcta el bloque de control compara, la señal de la pata 4 con la existente en las pata 8 que es la auténtica salida. La pata 7 sirve para determinar la corriente de salida (permite medir la tensión sobre R902 que a su ves es proporcional a la corriente de base). En realidad la compa-ración se establece entre la tensión sobre R902 y la tensión de la pata 4 y el resultado de esta comparación varía la ganancia del bloque 8 ajustando de este modo la corriente de base a su valor óptimo de acuerdo al consumo.

El funcionamiento de la fuente en régimen permanente

Durante el uso normal del TV, las fluctuaciones de brillo de la imagen y el nivel del sonido, modificaran la carga equivalente que debe alimentar la fuente. A su vez la tensión de red

puede fluctuar entre valores muy grandes; el bloque de control debe monitorear permanente-mente la tensión sobre C908 que se ve afectada por ambos parámetros y modificar el tiempo de actividad tratando de estabilizar este valor en aproximadamente -30 V.


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También durante el funcionamiento normal puede producirse una condición de sobrecarga o de muy baja tensión de red, que haga necesario cortar la fuente, para ello los circuitos corres-pondientes permanecen en estado de alerta aún luego del arranque, predispuestos a cortar a Q902 en caso de necesidad.

La red que alimenta a la pata 9 desde los 220 V es de muy bajo rendimiento, por lo tanto es conveniente modificar el circuito con el agregado de D908 y TH902. Cuando se termina el tran-sitorio de encendido, el termistor TH902 está sobrecalentado por lo que esta rama práctica-mente no provee corriente. Es el diodo D908 que rectificando tensión desde T902 se encarga de alimentar al circuito integrado, con un buen rendimiento de conversión. El reemplazo del diodo por el termistor TH902 podría hacernos suponer que va a circular corriente alterna por la pata 9. Desde luego esto no es cierto ya que D908 (antes del comienzo de las oscilaciones) puede suponerse conectado a masa, evitando de este modo la circulación de corriente inversa por la pata 9. Mientras comienzan las oscilaciones TH902 se calienta lo suficiente como para que podamos considerar despreciable la corriente que circula por él. Establecidas plenamen-te las oscilaciones, IC901 se alimenta por rectificación de la pata 7 de T902 debido a D908 y C910, con un elevado rendimiento.

El circuito completo de fuente

Analizaremos la fuente completa comenzando por la entrada de 220 V. La llave SW1 es la llave general que se recomienda operar cuando el TV no se va a usar por un largo periodo de tiempo. Es obvio que con esta llave abierta el TV no puede encenderse con el control remoto. F901 es el fusible general y C901 es un capacitor para el filtrado de impulsos provenientes de la línea de canalización y hacia la misma. Idéntica función cumple T901 que actúa como filtro de RF. El termistor TH901 produce la desmagnetización de la mascara de sombra del tubo de imagen, operando solo cuando la llave SW1 se abre el tiempo suficiente como para que TH901 se enfríe. El puente de diodos D901 al 904 rectifica la CA de la red cargando a C907 a 310 Vcc para 220 Vca en la red. C903 al 906 evitan que los transitorios de encendido de los diodos produzcan interferencias de RF. El relé RL901 permite encender el TV con el control remoto y R901 es un resistor que limita los pulsos de corriente por los diodos a un valor adecuado, sobre todo cuando el TV arranca con C907 descargado.

Varias etapas deben permanecer alimentadas mientras el TV esta apagado esperando la orden de arranque desde el remoto o desde el pulsador de encendido. A saber el receptor y amplifi-cador de rayos infrarrojos, el led que opera como piloto D0032, el microprocesador IC0001 y la memoria IC0002 (que funcionan todos con una tensión de fuente de 5 V) y la alimentación

HITACHI NP91(http://www.clubdediagramas.com/servicios/ver_archivo.php?archivo_id=7482)



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de la bobina del relé RL901 que funciona con 10,4 V. Para alimentar todas estas etapas existe una fuente auxiliar que permanece siempre encendida (salvo cuando opera SW1). T903, D911 y D912 cargan a C907 a aproximadamente 40 V con 220 VCA de red. Esta tensión se regula a 10,4 V mediante el transistor Q903 que opera del siguiente modo: entre base y masa se coloca un diodo zener que se hace conducir con R923 y R922 y R918, este diodo coloca entonces la base a un potencial fijo de 11 V, por lo tanto el emisor estará regulado a una barrera por debajo de base, es decir en 10,4 V. Sobre le emisor se coloca un filtro de riple C918 desde donde se alimenta directamente el relé y por intermedio de R919 a un diodo zener de 5 V (D919), que tiene su propio capacitor de filtro (C925). Q903 tiene protección contra cortocircuitos en el emisor, por intermedio de R918, en caso de cortos, cae la tensión del colector de Q903 con lo cual se limita la corriente entregada por la fuente. L920 actúa como filtro de RF.

Cuando se enciende el TV desde el remoto o desde el panel frontal el micro lleva la tensión de la pata 18 a 5 V, con esto se satura Q0010, Q0006 operando como repetidor alimenta la bobina del relé produciendo el encendido del TV. En este momento el diodo D914 comienza a alimen-tar al capacitor C918 y como lo hace con 12 V coloca la juntura de Q903 en inversa con lo cual este se corta. D918 evita que a la tensión producida al cortarse la corriente por la bobina de RL901 dañe al transistor Q0006.

Volveremos ahora sobre algunos elementos que rodean al integrado y que no fueron nombra-dos en su oportunidad por claridad en la explicación.

L901, L902, L903, L911, L912, L910, C927, C926 y C924 son todos los elementos colocados, para eliminar la radiación de espurios que se producen en el momento que conmutan los dio-dos. En este caso, como se trata de una fuente pulsada no sincronizada con el horizontal, la falta o deterioro de algunos de estos elementos se nota por un empobrecimiento de la relación señal a ruido de las etapas de RF.

D910 protege a Q902 por sobretensiones inversas en la juntura base emisor, pero su función principal es descargar en parte a C913 cuando Q902 esta cortado, de este modo, cuando ven-ga el próximo pulso positivo C913 se cargará, siendo esta corriente de carga la que sature a Q902. R903 tiende a igualar el funcionamiento de la etapa con transistores de beta máximo y mínimo, ya que el bloque de control asume un dado valor de beta para establecer la corriente de base, también protege al transistor ya que la tensión de rotura de colector es mayor cuando entre base y masa existe una baja resistencia. R909 y D920 completan las protecciones del integrado, si por cualquier motivo la fuente comienza a entregar mas tensión que la normal, C911 aumenta también su tensión hasta que D920 entra en su codo de zener y levanta la ten-sión de la pata 4, con lo cual se apaga la fuente. R914 y R915 mejoran la regulación de la fuente, recordemos que la tensión se regula por la carga de C908. ¿Cuanto se carga este? depende en-tre otras cosas de la barrera de D905, o mejor aún que tan parecida es la curva E/I de D905 y la de los diodos del secundario, ya que esta es la tensión que nos interesa regular. El agregado de estos resistores empeoran la caída de tensión directa de D905. Además junto con C909 forma un filtro pasabajos de modo de evitar que pequeños pulsos espurios carguen a C908. R913 y C912 agregan un filtraje extra a la tensión de referencia de la pata 1 antes de ser utilizada en el divisor de tensión de la pata 3.


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D913 y C921; D917 y C922; D915 y C920 forman los rectificadores de tensión auxiliares de 24, 12 y 100 V respectivamente. C923 y R920 forman una red que conectan las etapas aisla-das por T902 a la red de canalización pero a través de una elevada impedancia lo que las hace poco peligrosas. Si estas no existieran, en días secos, el viento, puede generar electricidad por frotamiento en la antena, esta tensión puede ser tan alta que perfore la aislación de T902 con el consiguiente daño a personas y equipos. D907, R904 y C914 son elementos que conforman la forma de onda de colector de modo que esta será prácticamente rectangular dada la no exis-tencia de un capacitor de sintonía entre colector y masa.

El transistor Q901 facilita el arranque con bajas tensiones de red ya que por la pata 9 de T902 se puede rectificar más tensión que por la pata 7. El transistor se dispone como un regulador tipo repetidor de tensión de base. Ésta se mantiene estable en 11 V por intermedio de un zener D921. De este modo en emisor obtenemos 10,4V que son suficientes para alimentar a IC901. Este circuito deja de funcionar en condiciones normales de red y en régimen permanente debi-do a que D908 rectifica llevando a la pata 9 a 12,5 V en este caso Q901 esta en inversa dejando circular corriente por su colector. De este modo, evitamos que esta rama de bajo rendimiento afecte el rendimiento general de la fuente.


Para realizar mediciones es necesario utilizar un transformador separador de 220/220 el que estará dimensionado para una carga de por lo menos 100 W (el consumo del TV ronda

los 60 W aproximadamente). Si Ud. posee un E-variac desconecte el puente de rectificadores del capacitor C907 dejando el puente armado. Aplique una tensión continua de 150V al capa-citor principal C907 con lo cual está alimentando en forma aislada todo el circuito de primario. Pero si se observa bien el circuito de arranque es por CA por R921 y TH902 que están conecta-dos a un polo de la red. Conecte el cable de alimentación a la salida de CA de baja potencia que tiene el SuperEVARIAC y que se utiliza para la reactivación de tubos. De este modo el circuito de arranque puede ser probado perfectamente con el chasis aislado e inclusive puede probar la fuente permanente de 5V con absoluta seguridad.

Cuando termine la reparación y vuelva a conectar todo en forma original y recuerde que el uso de una lámpara incandescente de 150W en serie con la red, puede evitar el deterioro de Q902, IC901, F901 y diodos de fuente (en caso de mal funcionamiento de alguna protección), sin ocasionar ningún cambio importante en las condiciones de funcionamiento normal, ya que si la lámpara tiene la potencia adecuada caerán sobre ella solo unos 20V.

Cuando se sospecha que la fuente esta regulando alta, deberá levantarse todas las cargas de secundario (levantar D916, D917, R708 y R711) y conectar una resistencia de carga de 200 Ohms 100 W sobre C920. Si trabaja con la carga activa descripta en la sección de instrumentos especiales debe ajustar el consumo a 0,5 A aproximadamente. En estas condiciones se debe proceder a reparar la fuente sin peligro alguno para el resto del TV.


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En los casos de transistor Q902 quemado, se recomienda revisar todas las protecciones del circuito, antes de dar por reparada la fuente, a pesar de que ésta, arranque con el simple cam-bio de Q902, debe recordarse que cualquier condición de funcionamiento incorrecto es detec-tada por IC901 evitándose daños al transistor. Solo una muy pequeña parte de los transistores fallarán por defectos de fabricación.

Los métodos de reparación se pueden escribir en nuestro idioma corriente o indicarlo en lo que se llama gráfico de fallas. En nuestro caso presentamos un diagrama de fallas creado por el autor.

Fig.4 Símbolos de los diagramas de fallas

Ejemplos:

M/ VCE0301 Medir tensión colector emisor del transistor 0301 �M/VP5IC701 Medir tensión entre pata 5 y masa del CI IC701 �M/VP6IC701 Ídem referido a la pata 6 �O/FIL.TRC.ENC Observar si está encendido el filamente del tubo �V/R705/R706 D701 Verificar el resistor R705 al R706 y el diodo D701 �D/D707 Desconectar el diodo D707 �R/C711 Reemplazar el capacitor C711 �M/P2IC401 = P4IC401 Medir la tensión en la pata 2 del CI IC401 y compararla con la �

tensión de la pata 4

Motivo

Observación /Medición y desición

Acción

Dirección

Medición de CC con tester

Medición de CA con osciloscopio

V/ VerificarD/ DesconectarC/ Conectar

R/ ReemplazarP/ PulsarG/ Girar

Orden genérica que nos lleva a otro diagrama de fallas

M/CC

M/CA

O/


114

En la figura 5 se puede observar las fallas catastróficas de fuente de alimentación que involu-cran a todo el TV, que queda sin imagen y sin sonido.

Fig.5 Fallas catastróficas (verde = SI / rojo = NO)

Sin imagen sin sonido

Piloto encendido

M/+310VCC

M/P9IC901

D/0916/D917D915

M/VC908

Reconectar diodos uno a uno midiendo VC908 y revisar la carga defectuosa

V/F901/T901

V/D901 ALD904/R001

V/TH902/R921C910 /D908/IC901

M/P5IC901 M/P1IC901 M/P4IC901 M/P4IC901OSC.3.1

V/R907/R917R905 V/C912/IC901 V/R916/R906/

/IC901/C916V/R916/R906//IC901/C916

M/+12VP M/VC917

M/VCEQ0010

V/0919/C925C/+5V

V/D911/D912//T903

V/Q903/D913/R923/R922//R918/L920/C917/C918

V/Q0006/D918RL901/R901

V/VP18-IC0001L10/R40/Q10

M/VBEQ902PSC.3.2

M/P71IC901OSC.3.3

M/P21C901OSC.3.4

V/Q902/T902//L910

V/C913/L902/D910/R903/R902/L901V/IC901

V/R914/R915/C909/D905/C908/R911/T902

<8.5V

>8.5V

BAJA

<2.2V <3.8V

<4V>2.2V >3.8V

>4V


115

En la figura 6 se pueden observar fallas no catastróficas es decir aquellas en la que la fuente funciona pero lo hace inadecuadamente es decir con mucha o poca tensión de salida.

Fig.6 Fallas no catastróficas

Ancho y altura excesivos

D/D916/D917R708/R711

C/R de 200Ωsobre C920

M/VC920105a115V

>115v

>4.6v

4a / 4.6V

2a / 2.4V

M/VPIC901

M/VP3C901<2V

V/R912/R910VR951/D905/C908

V/IC901

V/IC901

A/VR951V/VERT./HOR.

4.1 a / 4.5V

2a / 2.4V

<4.3V

Ancho y altura reducidos

M/VO1IC901

M/VP3IC901

V/IC901/C912

V/IC901

V/R910/R912C912/C909

<2v>2.4v


116

Circuitos similares en otras marcas y modelos de TV

Estos equipos tienen otra variante de encendido más inteligente. Si un fabricante se decide a utilizar un relé no es lógico que lo ubique sobre un secundario, porque de ese modo cuando el TV este apagado la fuente esta conectada y trabajando y un transitorio de tensión la puede quemar. Si el relé se ubica antes del rectificador en puente, se resuelve un problema pero se genera otro. Se debe colocar un transformador y un regulador para generar 5V de continua destinados al microprocesador y al receptor infrarrojo del control remoto.

No tiene sentido poner aquí todas las variantes de circuitos; pero si es conveniente incluir aquellas que tienen cambios significativos. Por ejemplo el circuito del Daenix DTC1470M que presenta un cambio importante para el caso en que no se pueda conseguir el termistor PH81.

Este componente no es imprescindible. Su función es reducir la potencia disipada sobre él; de modo que no sea necesario utilizar un resistor de elevada potencia. Se puede reemplazar por un resistor de 10K 5W y un diodo 1N4007 en serie. Esta modificación se pueda realizar en cualquier marca y modelo de TV que use TDA4006.

CONTINENTAL 5995(http://www.clubdediagramas.com/servicios/ver_archivo.php?archivo_id=82564)

GOLSTAR CNT4175/9175(http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/lg-goldstar-m71/cnt9175-fuentezip-f850.html)

SERIE DORADA SD 1430/2030(http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/serie-do-rada-m100/serie-dorada-1430-2030-seccin-fuente-y-horizontalzip-f751.html)

DAENIX DTC1470M(http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/daenyx-m563/diagrama-fuente-daenyx-dtc1470m-tongkook-ct1400jpg-f85947.html)



http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/lg-goldstar-m71/cnt9175-fuentezip-f850.html

http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/serie-dorada-m100/serie-dorada-1430-2030-seccin-fuente-y-horizontalzip-f751.html

http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/daenyx-m563/diagrama-fuente-daenyx-dtc1470m-tongkook-ct1400jpg-f85947.html

117

Este modelo tiene como variante el apagado por un relé conectado sobre la tensión de 110 V que alimenta al horizontal. Se ahorra la fuente auxiliar de 5V para el micro y de 12V para el relé.

Otra variante, también destinada a generar una baja tensión permanente pero en este caso de 12V, se presenta en el TV Kenia K2014R o White-Westinghouse W-2014R o Noblex 20TC-676. Estos fabricantes prefieren utilizar un oscilador de autobloqueo especial. El transistor Q50 es el oscilador básico realimentado desde la pata 3 de TSP50 a través de R53 y C54 con D52 como limitador de tensión positiva a 0,6V y negativa a 6,2V. El diodo D53 evita que C54 se cargue a pico produciendo la descarga durante los semiciclos negativos. El circuito del transistor Q51 lo transformador en un limitador del tiempo de actividad tomando como tensión de control la carga de C55. C52 es el rectificador de red de la fuente auxiliar. Este tipo de fuente se utiliza para mejorar el rendimiento de la fuente permanente pero es muy susceptible a fallas debido al pequeño tamaño de Q50 y al hecho de que se encuentra a merced de los transitorios de red.

DREAN 3332 DR(http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/itt-drean-m101/itt-drean-3332-b-seccin-fuentezip-f760.html)

WHITE WESTINGHOUSE 33020 DR(http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/westig-house-m1384/fuente-drean-3332-westinghouse-33020-drpdf-f85945.html)

KENIA K2014RNOBLEX 20TC-676WHITE WESTINGHOUSE W-2014R(http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/noblex-m105/fuente-tv-kenia-k2014r-white-westinghouse-w-2014r-noblex-20tc-676pdf-f85950.html)


http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/itt-drean-m101/itt-drean-3332-b-seccin-fuentezip-f760.html

http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/westighouse-m1384/fuente-drean-3332-westinghouse-33020-drpdf-f85945.html

http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/noblex-m105/fuente-tv-kenia-k2014r-white-westinghouse-w-2014r-noblex-20tc-676pdf-f85950.html

118

Sólo en equipos de 220/110V automáticos, el transistor Q801 se agrega para que la fuente funcione aun con baja tensión de red de 110V (aproximadamente 60V eficaces). En algunos casos rebeldes de TVs que funcionen en 220V hay muchos componentes innecesarios que si fallan pueden alterar el funcionamiento aún en 220V. Por lo tanto aconsejamos desoldar Q801, R804, D806 y ZD82 y probar. Si la fuente funciona bien puede dejarla modificada.

El White Westinghouse WW250 posee una fuente realmente muy compleja, una auxiliar de baja tensión con un circuito de control construido alrededor de un STRD1005 con un transis-tor excitador externo 2SC2331Y. La red R826, R827, R828 y el capacitor C836 conforman el bloque de arranque de la fuente auxiliar. Estos TVs son 220/110 automáticos pero a diferencia de los casos anteriores utilizan un circuito integrado STR80145 que modifican el circuito rec-tificador de modo que en 110V opera como doblador de tensión y en 220V como rectificador puente. De este modo la fuente principal se alimenta siempre con 310V tanto en 110 como en 220V. Como protección de la tensión no regulada se conecto un circuito Crossbar modificado que opera haciendo conducir al tiristor Q806 cuando la tensión supera los 350V.

ConclusionesEn este capítulo explicamos cómo funciona la fuente de transferencia directa con circui-to integrado más conocida y la explicamos tomando como ejemplo al TV Hitachi NP91 famoso por la falla de sus resistores R906, R916, R907 y R917. Esta falla es tan frecuente que le aconsejamos al reparador que verifique estos resistores antes de realizar otras pruebas simplemente por experiencia de reparador (comúnmente llamada olfato).

WHITE WESTINGHOUSE WW250(http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/westig-house-m1384/diagrama-de-la-fuente-white-westinghouse-ww-250pdf-f85952.html)

TONGKOOK CT1400(http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/tongkook-m5013/diagrama-fuente-daenyx-dtc1470m-tongkook-ct1400jpg-f85948.html)


http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/westighouse-m1384/diagrama-de-la-fuente-white-westinghouse-ww-250pdf-f85952.html

http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/tongkook-m5013/diagrama-fuente-daenyx-dtc1470m-tongkook-ct1400jpg-f85948.html

Fuentes de VCR JVC HRJ4xx y PHILIPS VCR354

10

En este capítulo

Funcionamiento

Fallas típicas

Método universal de prueba

Medición de los resistores de bajo valor de una fuente

Conclusiones

Novatos

Apéndice � Los transistores MOSFET


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Esta fuente es ya clásica en videograbadores cuyo consumo es relativamente bajo 25W (comparado con el consumo de un TV que se estima en 75W). Para obtener un buen fun-

cionamiento con tan poco consumo no se requieren circuitos integrados especiales. Utilizando una llave de potencia a transistor bipolar se puede resolver la fuente con dos transistores de señal y un transistor de potencia (considerando solo la sección primaria, es decir el oscilador básico y la sección de control PWM). En muchos casos esos dos transistores de señal se resuel-ven en un solo transistor de alto beta. Si se utiliza una llave a MOSFET (como en nuestro caso) solo se requiere un transistor de señal de beta normal habida cuenta de las características de excitación del MOSFET.

Nuestra fuente presenta las siguientes características:

Tipo � : transferencia indirecta

Llave � : MOSFET de potencia

Medición � : en destino

Oscilación � : autooscilante

Arranque � : atenuador y capacitor

Aislamiento galvánico � : por optoacoplador

Funcionamiento

Al conectar la fuente a la red se genera un escalón de tensión sobre el capacitor principal C810 que alimenta el borne superior del primario del transformador de pulsos. Al mismo tiempo se genera un escalón de tensión de aproximadamente 50V sobre el resistor R615 conectado al electrolítico principal por R804 y R805. Este escalón es diferenciado por C812 y aplicado a la compuerta del MOSFET (en ese momento Q802 esta cortado porque en el secundario no hay energía y el transistor del optoacoplador PC801 no recibe luz).

La tensión aplicada a la compuerta es suficiente para que el MOSFET conduzca reduciendo su tensión de drenaje. Como el terminal de fuente está conectado a la masa caliente por un resistor de pequeño valor (R808 de 0,39 Ohms) esto significa cerrar el transistor llave por un instante. Comienza a circular una rampa ascendente de corriente por el bobinado primario

JVC HR-4xx (http://www.clubdediagramas.com/archivo/-a/-m/fuente-jvc-video-con-fetpdf-f33409.html)


http://www.clubdediagramas.com/archivo/-a/-m/fuente-jvc-video-con-fetpdf-f33409.html

121

que se dirige hacia masa y genera una tensión positiva sobre el bobinado de realimentación de acuerdo al sentido del bobinado.

La señal de realimentación se conecta entre el terminal de fuente y la compuerta pero debido a R808 es como si prácticamente estuviera conectado a la masa caliente.

Si no consideramos a Q802, la fuente permanece en este estado de conducción hasta que se cargue el capacitor C821 a través de R810 y R615 (considere que la carga de C812 será 20 veces mas lenta que la de C821 así que podemos considerar que casi no se carga en cada ciclo de oscilación).

Este período de actividad libre es suficientemente largo como para que la tensión de salida de 12 V sobre C857 supere cómodamente este valor. Pero cuando el valor supera los 12 V el diodo LED del optoacoplador se enciende y se aplica un pulso positivo a la base de Q802 que lo hace saturar. De este modo se corta la tensión de la compuerta y la llave de potencia se abre antes de tiempo regulando la tensión de salida.

A diferencia de otros circuitos en donde la regulación se consigue por un modulador PWM que tiene siempre dos señales de entrada (una rampa y una tensión continua proporcional a la tensión regulada de salida) en este caso no existe la continua regulada por el transistor del op-toacoplador. En su lugar la tensión aplicada a la base del transistor PWM es una señal de tipo trapezoidal a la que se le cambia el nivel de arranque del trapecio haciendo que el transistor del opto conduzca más o menos.

Fig.1 Detalle del generador PWM <Abrir circuito10-1.ms9>

Con el circuito de la figura 1 se puede demostrar, que cambiando el valor del preset que re-presenta al fototransistor del optoacoplador, la forma de señal del osciloscopio cambia, per-


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mitiendo que el transistor conectado sobre C818 haga conducir al transistor PWM (Q802) un poco antes o un poco después, ajustando de ese modo la tensión de salida de los secundarios.

La sección de medición está compuesta por el transistor Q851 con su emisor conectado a la masa fría y su base al divisor R858 y R854 a través del zener D851. El divisor está conectado a la tensión M12V que sale de la plaqueta principal.

Fig.2 Circuito del voltímetro <Abrir circuito10-2.ms9>

El circuito de la figura 2 es una simulación en Multisim en donde la fuente a controlar, la M12V, está representada por la batería V2 y el preset R2. Cambie el preset. Comience con el cursor contra masa. Observará que en esa condición el transistor Q802 está cortado porque su ten-sión de base es igual a cero. Por supuesto que el led estará apagado. Si comienza a aumentar la posición del cursor observará que al llegar a 12,5 V el led se enciende de golpe. Esta es la condición de regulación que nos garantiza que la salida se mantendrá regulada.

La fuente tiene además varios secundarios, que no ameritan mayores comentarios, por ser simples rectificadores rápidos en algunos casos con filtrado capacitivo para evitar irradiacio-nes. La salida de 12 V posee un diodo protector de 18V que se pone en cortocircuito si la ten-sión supera ese valor. El capacitor C858 se utiliza para acoplar a la base del transistor Q851 (comparador) cualquier resto de zumbido de 100 Hz que pueda tener la tensión de salida re-gulada. Ese acoplamiento modula la señal PWM de modo tal que reduce el zumbido de salida.

El optoacoplador PC802 no tiene relación alguna con el funcionamiento de la fuente. Se lo utiliza para enviar pulsos de red al microprocesador, ya que el reloj de tiempo real que este


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posee, está sincronizado con la frecuencia de red. Observe que el led está conectado entre la masa caliente del primario y uno de los polos de entrada. De este modo siempre posee una tensión de 110V de CA disponible para encender el led. Esta tensión genera una corriente del led determinada por R802 + R803. El zener D805 opera como protector del diodo led y para evitar que este tenga una elevada tensión en inversa.

Los componentes R809, C813, D809 y D810 forman la red de smooting del bobinado primario que limita el sobrepulso sobre el MOSFET. El capacitor C813 se carga a un valor algo superior que la tensión de fuente no regulada de modo que cuando el transistor se corta la tensión ape-nas puede superar los 650V aproximadamente. Esta tensión queda determinada por el perio-do de actividad de la fuente y por el valor de la capacidad (C813) y la resistencia de descarga de la red (R809).

Fallas típicasA continuación indicamos las fallas más comunes de esta fuente en orden de importancia y dificultad de reparación.

El MOSFET y el transformador de pulsos

El fenómeno de esta falla no puede determinarse con exactitud, pero las máquinas presentan el transistor MOSFET en cortocircuito entre drenaje, fuente y compuerta. Luego de cambiarlo y controlar el oscilador básico, la sección de medición y la de control se observa que la fuente sigue sin oscilar.

Una observación visual meticulosa sobre el transformador de pulsos indica una barra marrón clara sobre la cinta blanca que cubre el bobinado. En ese lugar se encuentra el bobinado de base que evidentemente sufrió un recalentamiento. Lo que resulta difícil de determinar es si la falla del bobinado terminó quemando el MOSFET o si la falla del MOSFET recalentó el bobi-nado.

Un análisis del circuito nos indica que la compuerta está conectada al bobinado de base por in-termedio de un capacitor de .1 uF y aunque la misma quede conectada directamente al drenaje no puede hacer circular corriente continua hacia el bobinado de base.

El hecho es que un cambio del transformador vuelve las cosas a fojas cero y la fuente arranca sin inconvenientes. El transformador debe ser reemplazado por un componente original de Philips o JVC ya que los intentos de desarmarlo sin romper el núcleo y el carretel fueron infruc-tuosos y entonces no se puede proceder a su desarme para el rebobinado.


124

El capacitor de arranque

El capacitor C812 de 2,2 uF x 50V trabaja en un lugar donde se genera una temperatura eleva-da. Por esa razón, esos capacitores se secan y pierden capacidad. En determinado momento la corriente de arranque no alcanza para que comiencen las oscilaciones.

Nota: por lo general los capacitores se dañan haciendo que se incremente la resistencia de la unión entre el terminal y las chapas de aluminio. Esto significa que una medición de baja corriente (tester digital con medidor de capacidad) suele indicar que el componente está en buenas condiciones. Por eso, se recomienda su reemplazo directo o una medición con un me-didor de impedancia de capacitores.

Resistor shunt cortador o desvalorizado

Por lo general, cuando se pone en cortocircuito el MOSFET circula una corriente muy intensa por el resistor shunt medidor de corriente de primario. Esa corriente debería quemar el fusi-ble, pero en muchos casos se quema primero el resistor shunt. Si Ud. encuentra el transistor MOSFET en cortocircuito y no se quemó el fusible, mida el resistor shunt que debetener una resistencia de .39 Ohms. Ese resistor tan pequeño no puede ser medido simplemente con el tester digital que generalmente tiene más resistencia en sus cables y en sus puntas de prueba que la resistencia a medir utilice un medidor de bajas resistencias.

En muchos casos el resistor no se llega a quemar pero se desvaloriza y aumenta de valor. Si aumenta por ejemplo al doble de su valor la fuente arranca y corta porque considera que hay una carga excesiva (en realidad la corriente de corte se redujo a la mitad de su valor).

Observe que el terminal de fuente del MOSFET no está conectado a la masa del electrolítico C810 sino a la línea de masa virtual del lado caliente de la fuente. Entre esta masa y la masa del electrolítico se coloca el resistor de shunt. Por él circula un pulso de corriente con forma de rampa ascendente cuyo valor de pico depende de la tensión de red; del consumo del videogra-bador y del rendimiento de la fuente. Ese pico de corriente genera un pico de tensión negativo que forma la base del pulso de tensión aplicado a la compuerta a través del transistor PWM. Si esa tensión es muy negativa el MOSFET se corta y se protege.

El efecto funciona como un limitador de corriente. Es decir que la tensión de salida no se man-tiene, sino que cae, para que la corriente de salida se mantenga en un valor determinado. El hecho concreto que se produce en la máquina depende del valor del resistor shunt. Si tiene valores del orden de la decena de Ohms, la fuente tiene tensiones del orden de 1 V y el video-grabador esta prácticamente apagado. Si tiene valores de 1 Ohm la tensión de salida puede ser de 10 V pero con grandes fluctuaciones en el momento en que la máquina carga el cassette, esas fluctuaciones pueden llegar a apagar el micro y abortar la operación de carga.


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Zumbido en audio y barras oscuras en la imagen

Esta falla ocurre cuando la salida de fuente tiene zumbido de 100 o 50 Hz. Puede ocurrir que la señal de audio aparezca muy poco afectada pero que se observen dos o una barra oscura horizontales con transiciones suaves que están quietas o tienen un movimiento lento en PALN y mucho más rápido en NTSC si en su país hay red de 50Hz (si Ud. vive en un país con red de 60 Hz el fenómeno es el inverso).

Esta falla puede ocurrir por tres componentes.

Si sólo se observa una barra en la imagen es porque el puente de rectificadores tiene un �diodo cortado y hay rectificación de media onda.

Si aparecen dos barras es porque están secos los capacitores C810 o C858. �

Enumeramos las fallas más comunes que no requieren mayores pruebas. Cuando se hayan se-guido esa indicaciones y la fuente siga presentando fallas, se requiere la aplicación del método universal de prueba que indicamos a continuación.

Método universal de pruebaSe trata de una secuencia de pruebas conducente a encontrar un componente fallado en forma ordenada y meticulosa que debe aplicarse cuando la fuente no tiene una de las fallas típicas.

Si bien se pueden generar varios métodos de prueba para la misma fuente el autor recomienda el que describimos a continuación por haber sido probado en diferentes oportunidades con absoluto éxito.

Etapa de medición

La verificación comienza por la etapa de medición. Comience desconectado el optoacoplador y conectando un led de luz visible en lugar del led del opto. Posteriormente aplique la fuente de baja tensión variable del SuperEVARIAC con valores de 8 y 16V en la salida AL12V. Sin conectar la máquina a la red comience a aumentar la tensión. Observará que con valores infe-riores a 12V el led permanecerá apagado y al llegar a 12V (aproximadamente) se enciende y permanece encendido a valores superiores.

Esta sencilla prueba es suficiente para indicar que el sistema de medición funciona correcta-mente.


126

Etapa de control

Ahora se debe reconectar el optoacoplador y conectar provisoriamente las masas fría y ca-liente con un cable con dos cocodrilos (su presencia debe ser muy evidente para evitar que las masas queden conectadas una vez terminada la prueba). Agregue un resistor de 1K entre el colector del opto y la fuente variable. Conecte un tester digital como óhmetro entre la com-puerta del MOSFET y la masa virtual (terminal de fuente del MOSFET). La polaridad del tester debe ser con el negativo a masa. Comience a probar el circuito con 8 V sobre AL12 siempre sin conectar la máquina a la red. Observará que por debajo de 12V el tester indica una resistencia muy elevada, que se reduce manifiestamente al llegar a la tensión de regulación.

Oscilador básico

Desconecte todos los diodos auxiliares y conecte un circuito de carga para el bobinado 13-12 de modo de reemplazar a los diodos D852 y D854 y el capacitor C852 que debe tener en pa-ralelo una carga de 12 Ohms 20W (puede usar la carga activa ajustada para un consumo de 1 A aproximadamente). De ese modo se puede probar la fuente por separado del resto de la máquina. Además el led del optoacoplador estará apagado y el transistor de control Q802 no podrá operar reduciendo el tiempo de conducción de la llave.

Como vemos el oscilador funcionará libre y nos permitirá probar los componentes principales de la fuente. Por supuesto, que al funcionar sin control, se puede quemar el MOSFET por sobre-tensión. Para evitarlo en lugar de conectar la fuente a la red se la debe conectar a un EVARIAC y comenzar aprobar con una tensión de 70 V sobre el capacitor de la fuente no regulada C810 y si la fuente oscila se mide la tensión de salida sobre el capacitor agregado en el secundario ajustando la tensión de entrada para 12V.

Si la fuente oscila � significa que el problema no está realmente en la fuente sino en alguno de los secundarios. Mida los diodos con el tester predispuesto como medidor de diodos y si están bien páselo a óhmetro y mida la resistencia en los puntos donde estaban conectados los diodos. En todos los casos deberá encontrar valores superiores a 100 Ohms. Si todo esta bien, conecte los diodos uno a uno para saber cuál es la fuente que genera el problema.

Si no oscila � hay que determinar si existe la corriente de arranque. En esta fuente no existe una corriente de arranque permanente como en la mayoría de las fuentes. Por lo tan-to no se puede recurrir al simple arbitrio de cortar la realimentación para que no oscile y medir la corriente por el bobinado primario. Aquí se debe recurrir a una medición diferente que además nos permite verificar el buen funcionamiento del transformador de pulsos.

Desconecte el capacitor de acoplamiento a base C821 para que la fuente no pueda oscilar. Des-cargue el capacitor del diodo auxiliar agregado y desconecte el resistor de carga. Verifique con el tester digital que el capacitor electrolítico agregado tenga tensión nula sobre sus armaduras y deje el tester conectado allí.


127

Conecte la fuente a la red y observe que el tester indique una tensión de aproximadamente 1 V. Esto significa que la corriente de arranque existe y que el MOSFET generó un pulso de corriente por el primario que se transfirió al secundario cargando el capacitor. Esa carga se mantiene en tanto el capacitor utilizado no tenga muchas perdidas, lo que nos permite realizar la verificación con comodidad. La carga del tester no tiene mayor importancia porque por lo general es mayor a 1 Mohm y la contante de tiempo con el electrolítico que es de 470 uF sería de 470 uF x 1 Mohm = 470 segundos.

En caso de que el capacitor aparezca descargado deberíamos buscar el problema en la red de snubber del primario que puede tener su capacitor en cortocircuito de modo que al cortase el transistor MOSFET porque el capacitor de arranque C812 se cargó a pleno se genera un pulso de primario que hace conducir a los dos diodos de snubber colocando en el primario solo una tensión de 1,2V. Como el transformador de pulsos tiene una relación de espiras del orden de 10 veces la tensión sobre el secundario será de aproximadamente 0,12V y no podrá ser recti-ficada por el diodo agregado.

Dado que ya realizamos la prueba del transistor conversor PWM Q802 no podemos culpar al mismo de un problema de arranque y las dudas recaen entonces sobre la red de snubber misma. Aconsejamos medir los resistores con el óhmetro sin sacarlos del circuito y si están en buenas condiciones cambiar el capacitor C812 o medirlo con un probador de impedancia de capacitores electrolíticos que realice una medición a elevada corriente.

Por descarte ahora podemos decir que si la fuente no pasa la prueba de arranque, el problema debe estar en el transformador de pulsos, aunque haya pasado la prueba visual. Dado su costo y su dificultad para conseguirlo, es posible que Ud. quiera realizar una prueba extra. Deje el tester sobre el secundario observando que su indicación sea cero. Tome una fuente de CC de 6V conéctela a la masa viva y con el cable positivo toque sobre la compuerta del MOSFET, si no aparece tensión sobre el capacitor agregado y ya verificó la red de snubber, significa que el transformador tiene alguna espira en cortocircuito. En anteriores capítulos indicamos otro de tipo de prueba para un transformador de pulsos.

Si la prueba de arranque dio positiva (es decir que el capacitor agregado se cargó con aproxi-madamente 1V o más) el problema debe estar en el bobinado de realimentación o en la red de realimentación. Mide la continuidad del bobinado con el tester si aun no lo hizo y verifique R810, R811 y R812. Pase el tester a medición de diodos y controle D808 sin sacarlo del circuito impreso.


128

Medición de los resistores de bajo valor de una fuente

Esta fuente tiene un resistor de .39 Ohms muy susceptible de fallar si el MOSFET y el fusible se quemaron. No se puede usar el tester para medir estos valores tan bajos de resistencia.

Entonces estamos en presencia de una paradoja. El componente que más probabilidades tiene de estar fallado no puede ser medido. Nuestro consejo es:

1. Construya un medidor de baja resistencia

2. Mida los shunt sin desconectarlos el circuito utilizando el método de los cuatro termina-les descripto junto a los datos de armado

3. Compre los resistores (siempre compre uno o dos más)

4. Sáquele la pintura a uno y verifique su carácter de no inductivos

5. Mídalos con el probador de bajas resistencias

6. Colóquelos en el circuito

ConclusionesEn este capítulo nos introdujimos en el mundo de los transistores unipolares o MOSFET presentando a aquel que más utiliza en las fuentes de alimentación modernas: el MOS-FET de empobrecimiento de canal N. En efecto, éste es el más adecuado para realizar lla-ves digitales y salvo cuando se necesiten MOSFET complementarios los otros no tienen aplicación práctica.

Como aplicación del MOSFET de canal N explicamos cómo se repara la fuente de video-grabadores Philips y JVC, que tienen fallas muy características.


TEA5170 y TEA2261 (maestro/esclavo)

11

En este capítulo

Concepto maestro/esclavo

Funcionamiento resumido del maestro y del esclavo

Conclusiones


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Recordemos los diferentes modos de clasificación de las fuentes conmutadas; según dife-rentes cualidades de las mismas:

conmutadas o lineales �

aisladas o no aisladas �

con medición en origen o en destino �

con llave a transistor bipolar, MOSFET o tiristor �

transferencia directa, transferencia indirecta, transferencia combinada �

discretas o con circuitos integrados, monolíticos o híbridos �

libres o enganchadas con la etapa horizontal �

El autor prefiere ordenarlas una vez conocido su funcionamiento, por ahora estamos

analizando las fuentes de trasferencia indirecta, que son las más numerosas en la actualidad por su característica de fuentes aisladoras.

Como introducción vale analizar el nombre genérico de fuentes tipo “Maestro/Esclavo” que utiliza el fabricante de sus circuitos integrados (traducido de la expresión en inglés “Master/Slave”). El nombre proviene del uso de dos circuitos integrados. Uno, el TEA5170 denominado “maestro”, se ubica en destino, es decir sobre la salida mas importante, que es la del horizontal del TV (tensión de aproximadamente 130V) y el otro el TEA2261, que funciona al servicio de éste y se ubica en la parte caliente o viva de la fuente y se llama “esclavo”. Es decir que el maes-tro es el más pequeño y el esclavo es el más grande.

Es obvio que entre el maestro y el esclavo debe existir una comunicación y la misma debe proveer aislación galvánica. Esta comunicación se realiza con un pequeño transformador de pulsos que cuesta sólo unos pocos centavos de Dólar y es tanto o más eficiente que el mejor optoacoplador.

El maestro y el esclavo tienen sus funciones divididas, aunque esa subdivisión no es muy es-tricta. En efecto, existen televisores que no tienen maestro y por lo tanto el esclavo debe tener la suficiente inteligencia como para trabajar solo. En el fondo podemos decir que el maestro solo cumple funciones muy limitadas que se reducen al control de arranque y la precisión con que se controla la tensión de salida (regulación).

El arranque de una fuente de TV es algo muy importante y muchas veces los fabricantes no le dan la importancia que realmente tiene. Los monitores de PC en cambio lo tienen muy en cuenta porque en caso contrario no funcionarían por mucho tiempo dado las enormes exigen-cias a que son sometidos los fly-backs y los transistores de salida horizontal que deben funcio-nar a frecuencias hasta cuatro veces mayores a las de TV. La experiencia indica que la tensión


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de fuente debe aplicarse a la etapa de deflexión horizontal con un crecimiento lo más lento posible. Los monitores tienen una etapa reguladora PWM entre la fuente y la salida horizontal y es esa etapa la encargada de aplicar la tensión con una pendiente lenta de varios segundos de modo tal que ni siquiera se aprecia el soplido de establecimiento de la tensión extra alta tan característico de los TVs (tampoco se manifiesta el fenómeno del erizamiento del vello del brazo que es históricamente uno de los métodos aplicados por los reparadores para establecer la presencia de AT en el metalizado interior de la pantalla del tubo).

La fuente de un TV debe arrancar con una pendiente del orden de los 50V/Seg aproximada-mente (significa que se termina de establecer en unos 2 segundos). Esto se controla por el in-cremento lento del periodo de actividad del transistor llave; la medición precisa de la tensión en destino y el control del modo en stand by (listo para encender).

¿Vale la pena estudiar estos dos integrados con mucho detalle? Estos integrados forman parte de una gran cantidad de TVs y por eso consideramos que deben estudiarse profundamente. Por otro lado consideramos que su estudio es conveniente desde el punto de vista didáctico para completar el análisis de las fuentes de transferencia indirecta.

Por otro lado nos permite presentar fuentes con llave a MOSFET y a transistor bipolar cuyos circuitos son muy similares entre si y solo se diferencian en lo concerniente a esos dispositi-vos.

A continuación les presentamos algunos TVs que utilizan este CI.

En su versión transistor bipolar:

AKIO 33TC30AUDINAC AC255ITT SAT 145 SAT 205OLIMPIC 14C WC/20A WCSANSEI TVR1416 TVR2016 TVR2026SERIE DORADA 20GLTALENT TVP9420WHITE WESTINGHOUSE WW115 WW14(http://www.clubdediagramas.com/servicios/ver_archivo.php?archivo_id=3310)



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En su versión MOSFET:

Otras versiones:

GENERICA CHASIS P66 Y RM123(29”)ITT NOKIA SAT 251KENIA C7029 – CT230WNOBLEX 29TC699TALENT TVP 2996(http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/ittnokia-m2122/noblex-29tc699-talent-tvp2996-kenia-c7029-c7230w-itt-nokia-sat251pdf-f85964.html)

TELEFUNKEN TK2936 MP292 TK2136 ST(http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/telefunken-m83/diagrama-tv-telefunken-tk-2936-st-chassis-p-66pdf-f85965.html)

AUDINAC ST2110TALENT TVR2116WHITE WESTINGHOUSE WW321(http://www.clubdediagramas.com/servicios/ver_archivo.php?archivo_id=49956)

GENERAL ELECTRIC 14/20 GE00ZENITH SAM 2149/2653Y(http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/zenith-m72/sar-2953-bt-che1pdf-f13186.html)

GENERAL ELECTRIC AR1400 AR2000RCA RAR 14102010/14202020/14502050/2150/1460M/2060M/14702070 (Chasis TX-91)(http://www.clubdediagramas.com/servicios/ver_archivo.php?archivo_id=3815)

NOKIA SAT321/421(http://www.clubdediagramas.com/servicios/ver_archivo.php?archivo_id=33535)



http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/ittnokia-m2122/noblex-29tc699-talent-tvp2996-kenia-c7029-c7230w-itt-nokia-sat251pdf-f85964.html




http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/telefunken-m83/diagrama-tv-telefunken-tk-2936-st-chassis-p-66pdf-f85965.html




http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/zenith-m72/sar-2953-bt-che1pdf-f13186.html

http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/zenith-m72/sar-2953-bt-che1pdf-f13186.html





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Concepto maestro/esclavoLas fuentes analizadas en capítulos anteriores conllevan una característica de nacimiento que no puede ser evitada: es difícil o imposible engancharlas con el horizontal y su frecuencia pue-de ser muy cambiante, porque en el fondo este es el parámetro que ellas varían para ajustar el funcionamiento, de modo que varíe el período de actividad como un parámetro secundario. Esto se entiende porque la frecuencia de oscilación de las mismas depende del mismo com-ponente que genera la tensión de fuente, es decir el transformador de pulsos y de otros (por ejemplo el capacitor de acoplamiento de base que debe diseñarse teniendo en cuenta otras consideraciones energéticas ajenas a la frecuencia de funcionamiento).

En el concepto maestro esclavo se parte de la premisa de tener:

un oscilador a RC con una frecuencia fija �

un oscilador a RC con una frecuencia semifija �

Esta frecuencia puede ser a su vez:

asincrónica, en una frecuencia que no tenga relación con la frecuencia horizontal �

cuasi sincrónica (en la misma frecuencia pero sin lazo de enganche) �

sincrónica con el horizontal (o enganchada) �

El concepto es importante porque las fallas por interferencias operan de modo muy diferente en cada caso. Las fuentes asincrónicas, cuando generan interferencias, lo hacen en forma que la pantalla presenta unas rayas que se mueven e inclinan en función del consumo del TV. Van cambiando de acuerdo al brillo medio de la imagen y al sonido como formando un nido de víboras en movimiento dadas las fluctuaciones de la frecuencia de fuente.

Si la fuente tiene un oscilador separado la frecuencia del mismo es independiente del consumo y el dispositivo llave electrónica generará interferencias en formas de líneas rectas. Si dicha señal es armónica de la frecuencia horizontal (2H, 3H, etc.) estas líneas estarán fijas y vertica-les, con una línea por cada transición del dispositivo llave dentro de un ciclo horizontal. Si la frecuencia no es armónica las líneas aparecerán en forma diagonal pero fijas.

Si se trata de una fuente cuasi sincrónica se producirán interferencias con líneas prácticamen-te verticales y casi fijas; por último el peor caso se produce con las fuentes asincrónicas que generan una interferencia siempre móvil y por lo tanto muy molesta.

En las fuentes sincrónicas, el diseñador busca que las transiciones mas importantes (apagado de la llave) se produzcan cuando el haz está borrado (tiempo de retrazado horizontal) para que no se perciban en la pantalla. De cualquier modo la transición de encendido caerá en una zona activa del vídeo y por lo tanto factible de generar una interferencia visible, pero como la


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corriente conmutada es menor (prácticamente nula) la interferencia será mínima o inexisten-te.

Vemos entonces que se prefieren en principio las fuentes sincrónicas porque si producen in-terferencias, las mismas son prácticamente invisibles y fijas

Nota: si se observara alguna interferencia, esta podría ser levemente móvil debido a la varia-ción del tiempo de actividad con el consumo.

En el TEA 2261 hay un oscilador a RC, por lo que cabe la posibilidad de sincronizarlo con el horizontal. Sin embargo el concepto es diferente pero conducente hacia lo mismo. El 2261 (es-clavo) se engancha con el 5170 (maestro), que a su vez se engancha con el horizontal tomando señal del fly-back. Por carácter transitivo entonces el esclavo está enganchado y las señales de excitación del dispositivo de conmutación son sincrónicas con la salida horizontal.

El concepto general de la arquitectura maestro/esclavo se puede observar en la figura 1 de una manera muy resumida.

Fig.1 Concepto general de la arquitectura Maestro/Esclavo

Observe cómo el esclavo excita al dispositivo llave que transfiere energía al secundario median-te el transformador T1. En el secundario se rectifica esa energía para alimentar al horizontal con tensión continua. Esa misma tensión o una proporción de la misma se envía al maestro que modifica el periodo de actividad de su generador. El maestro se comunica con el esclavo por medio del pequeño transformador de pulsos T802 que termina de garantizar la aislación galvánica (el otro eslabón de la cadena de aislación galvánica es el transformador T1).

Es evidente que la figura analizada es de una gran simplicidad por lo que no puede representar la realidad exacta. Tal como presentamos las cosas el sistema es sincronizado porque el maes-tro está sincronizado con una señal del fly-back.


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Fig.2 Enganche con el horizontal

En realidad el sistema está sincronizado con el horizontal solo después del arranque suave y cuando está ajustando la tensión de salida con precisión sobre el destino. Hasta ese momento el control opera del siguiente modo:

Paso 1

Cuando se conecta el TV a la red y se enciende la llave mecánica principal de encendido, el TV debe arrancar en la condición de stand-by. (En algunos casos la misma llave principal opera también el encendido completo mediante un pulsador de fin de carrera). En esa condición la fuente debe arrancar regulando a baja tensión de salida (en este caso un 10% menos de la tensión nominal). Sin embargo uno de los bobinados del secundario debe ser capaz de entre-gar la suficiente tensión como para que un regulador de 5V genere la tensión para el micro y el receptor de remoto. En esa condición el micro esta en condiciones de enviar una tensión al IC802 para que este comience a enviar señales al IC801 y lo haga pasar de la condición de es-pera a la de funcionamiento. Esta señal también debe operar la sección osciladora horizontal del jungla ya que éste deberá generar señales con destino a la etapa de salida horizontal para completar el encendido. Esta señal llamada POWER es un escalón de unos 10V destinado al “maestro” para que se despierte y comience a regular la salida con precisión.

Durante el stand-by el consumo es muy pequeño y el tiempo de actividad puede llegar a valo-res tan chicos que el circuito trabaja con muy poco rendimiento (los tiempos de conmutación se hacen similares al tiempo total de conducción del transistor y este pierde rendimiento de conversión). La solución de este problema es generar señales de excitación en el modo burst es decir una salva de pulsos de base, un descanso, otra salva, etc. esto puede generar un ripple algo más alto en la tensión de fuente pero es muy efectivo con respecto al rendimiento.

Paso 2

Cuando se enciende definitivamente el TV, se genera un cambio del modo burst al modo de regulación aproximada con carga normal y control en origen (los pulsos de excitación de base se generan de manera local a partir de un oscilador RC propio del esclavo (en realidad es el


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mismo que antes generaba el modo burst). La realimentación de tensión continua para ajus-tar la tensión de salida se obtiene de un rectificador sobre un bobinado primario. El pasaje del modo burst al modo normal se realiza de modo tal que la tensión de salida llega cerca del valor de trabajo en forma suave, para darle tiempo a todos los capacitores electrolíticos a que se carguen lentamente y no generen sobrecorrientes de carga.

Paso 3

Una vez que la tensión de salida esté próxima al valor nominal, el maestro comienza a generar una señal de control propia que se transmite al esclavo. Este es el modo de ajuste definitivo y preciso de la tensión de fuente realizado en destino sobre la carga del horizontal. La trasla-ción del control puede generar señales de excitación erróneas durante pequeños intervalos de tiempo en función de la aleatoriedad de fase inicial entre los osciladores del maestro y del esclavo. El esclavo tiene un sistema que le permite saber el estado del transformador de pul-sos (magnetizado cuando conduce el transistor llave) pudiendo demorar la conducción en el momento de la transición de mando.

Funcionamiento resumido del maestro y del esclavoAunque parezca extraño, la explicación comienza por el esclavo. En efecto, lo hacemos así por-que existen equipos que sólo usan ese integrado y esto significa que el mismo puede funcionar solo, ya que cuenta con todos los órganos necesarios para hacerlo.

El esclavo se alimenta con una tensión de 10V aproximadamente. Esa tensión sale de dos luga-res diferentes de acuerdo al momento en que se analice el sistema.

Si lo hacemos en el momento del arranque en donde el transformador de pulsos no �tiene energía acumulada, la energía se toma de uno de los polos de la red.

Si lo hacemos un poco después (con la fuente arrancada) la energía proviene de la pro- �pia fuente aunque por supuesto se trata de una transformación de la energía de red.

La energía de la red de alimentación se transmite al esclavo por medio de un circuito de alta impedancia; generalmente un resistor de ½ W (o más modernamente un termistor). La ener-gía necesaria para que el sistema arranque es bastante pequeña considerando que solo se requieren algunos pocos pulsos en la base del transistor de conmutación para que el trans-formador comience a aportar la tensión de 12V. Si la fuente no arranca o arranca y se detiene porque opera alguna protección (que se analizarán mas adelante), la energía por la fuente de alta impedancia no alcanza y la excitación se corta. En ese estado, el consumo es pequeño y se vuelve a producir otro intento de arranque un poco después. Este sistema de excitación se


137

conoce por su nombre en Inglés como excitación en el modo Burst (literalmente: salva) y va mucho más lejos que el arranque.

Establecida una tensión de fuente adecuada, el dispositivo arranca pero en el modo “a la es-pera” o “stand by” es decir que no debe aparecer imagen ni sonido. En ese estado el equipo queda en condiciones de recibir la señal de encendido desde el control remoto o desde el panel frontal. En stand by la fuente provee casi la tensión de funcionamiento (en general un 10% o un 20% menos) y el consumo es muy pequeño porque no funciona la salida horizontal (y con ella todas las etapas que se alimentan desde el fly-back). Por otro lado, la etapa amplificado-ra de audio y la etapa vertical deben estar cortadas. Por lo general, la misma señal de fuente horizontal del jungla se utiliza para realizar estas conmutaciones y más aún para alimentar al maestro de modo que este sepa sin ninguna duda cual es la condición de la fuente. Estas con-mutaciones quedan a cargo de una señal generalmente llamada “power”.

Con tan bajo consumo, el tiempo de actividad del transistor llave se hace muy reducido y co-mienzan a tener importancia creciente los tiempos de conmutación. Esto implica una reduc-ción inaceptable del rendimiento que debe solucionarse por algún medio. La solución es vol-ver a emplear el modo de excitación por burst. El período de actividad se reduce solo hasta un valor que no afecte al rendimiento y entonces el esclavo opera automáticamente en el modo burst para que la tensión de salida no se incremente demasiado.

Cuando el usuario enciende el TV ocurren dos cosas:

La fuente queda cargada por la etapa de salida horizontal que se excita desde el jungla �a través de la etapa driver

El maestro queda alimentado a través de un transistor llave comandado por la señal �POWER proveniente del micro.

Recién en este momento el transistor de conmutación va a trabajar en el modo continuo (no burst) y el control va a estar en destino. Aquí la tensión de salida se realimenta por medio de un divisor a la entrada del maestro para que él genere una señal PWM de salida. Esta señal se aplica al transformador de acoplamiento con destino a la pata de entrada del esclavo.

Desde el mismo momento en que comienza a funcionar el oscilador del maestro ya esta funcio-nando la etapa de salida horizontal y el maestro se engancha con la señal del mismo, usando por lo general el bobinado del fly-back destinado al filamento del tubo.


138

ConclusionesAsí presentamos los dos circuitos integrados que forma parte de la fuente que estamos analizando. Hicimos algunas aclaraciones sobre su nombre como maestro/esclavo y ex-plicamos las características más sobresalientes de los mismos.

En el próximo capítulo vamos a analizar el diagrama en bloques de los integrados y va-mos a entrar en el análisis de las protecciones de la fuente para poder, más adelante, ge-nerar un método de prueba y ajuste simple que nos permita reparar la fuente sin arries-gar sus componentes principales.


CI TEA 2261 (esclavo)12

En este capítulo

El amplificador de error sólo con esclavo

El oscilador y el modulador PWM

El protector de corriente de pico y de valor medio

Conclusiones


140

Cuando se utiliza esclavo solamente la fuente arranca, a muy baja tensión, la incrementa lentamente y realiza la preregulación funcionando en el modo cuasisincrónico; es decir

oscilando a aproximadamente la misma frecuencia que el oscilador horizontal, pero sin estar enganchada con el mismo. La preregulación es la única posibilidad que tiene esta fuente para regular la tensión de salida y consiste en medir la tensión de un bobinado primario acoplado al de la salida horizontal.

Cuando se utiliza maestro y esclavo luego de la preregulación se genera el enganche y la re-gulación definitiva. En este caso se realiza el control de encendido y apagado del TV por la aplicación de la tensión de fuente al CI maestro.

Cuando se repara una fuente maestro/esclavo se modifica el circuito para que funcione como esclavo solamente conectando las patas 1 y 2 a masa y luego se la prueba exhaustivamente en esa condición. Recién cuando se observe que el esclavo funciona, se conecta la sección maes-tra y se prueba la fuente completa. En lo que sigue por lo tanto, tratamos la reparación de una fuente con esclavo solamente, pero recordando al alumno que el conocimiento adquirido se trasladará luego a todas las fuentes. Además nos olvidaremos de que tipo de integrado esta-mos analizando, porque una vez analizada la excitación tanto el 2261 como el 2262 presentan las mismas características.

El amplificador de error sólo con esclavo

¿Por dónde comenzamos a explicar el funcionamiento del TEA2261 y cómo mido una vez que arrancó? ¿Debemos hacerlo por el oscilador o por el amplificador de error? ¿Dónde co-

necto el osciloscopio como primera medición? Se puede comenzar de diferentes modos, pero la experiencia indica que conviene comenzar a explicar por el amplificador de error y conectar el osciloscopio para medir la excitación de base. Pero antes debemos hacer un comentario so-bre el modo de separar el funcionamiento del maestro y del esclavo.

Repasemos el procedimiento completo. Primero prepare la fuente anulando el maestro si no se trata de una fuente con esclavo solamente. Si además, desconecta el colector del transistor de conmutación, podrá trabajar de un modo seguro para probar la excitación. En realidad, la segunda acción ya anula al circuito secundario y probablemente no se requiera la primera, pero como el método requiere que las patas 1 y 2 estén conectadas a masa para los siguientes pasos procedemos a hacerlo adelantadamente.

En la figura 1 de la página siguiente dibujamos sólo la parte del circuito que participa en el control local del esclavo.


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Fig.1 Circuito de control en origen

El amplificador de error tiene su entrada no inversora conectada una fuente de referencia in-terna de 2,6V. La ganancia del mismo es la relación entre R6 de 22K y el paralelo de R5 con la serie de R7 y el preset que puede estimarse en 820 Ohms. Esto significa que el amplificador de error tiene una ganancia de unas 25 veces. Con un cálculo muy preciso se puede determinar que para que la pata 8 tenga una tensión de 2,6V (la fuente de referencia) sobre el electrolítico son necesarios 14,5V aproximadamente siendo esta la tensión de regulación del bobinado de control (presente sobre C1).

El amplificador de error sólo genera una tensión continua de control. Posteriormente esta ten-sión se aplica a un modulador PWM interno que tiene como portadora a la señal del oscilador. Esta señal PWM se aplica posteriormente a una salida de potencia que genera la excitación del transistor de conmutación. El transistor de conmutación regula así la potencia transferida al secundario y al bobinado primario de control de modo de cerrar el lazo de regulación (o de preregulación si suponemos que posteriormente actuará el maestro para realizar un control definitivo).

Como todo amplificador de error, a éste no es conveniente dejarlo funcionar a ancho de banda pleno. El agregado de C6 y C4 conforman la banda de trabajo para evitar que la señal de salida varíe muy rápidamente y produzca sobre correcciones de la tensión regulada.


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Si desea probar el circuito sin conectarlo a la red, debe reemplazar la tensión generada por el bobinado de control con una tensión equivalente. Esto se realiza con una fuente regulada va-riable aplicada tanto al capacitor C1 como al capacitor C5 de la figura 2. Si observa el circuito eso es precisamente lo que se realiza con D5 y D4, inclusive podría desconectarse la masa del bobinado de control y aplicar la fuente en el vivo, pero es preferible utilizar dos diodos con sus ánodos conectados al positivo de C1 y C5 y sus cátodos unidos entre si conectados a la fuente variable. La fuente regulada del SuperEVARIAC es ideal para esta función.

Fig.2 Conexión de prueba

Ajuste la fuente agregada en 0V y conéctela a la unión de los diodos agregados. Recuerde que las patas 1 y 2 deben estar a masa y la pata de fuente del transformador de conmutación debe estar desconectada. Conecte el osciloscopio en la base del transistor de conmutación como prueba inicial. Conecte la salida del EVARIAC ajustada en 0V al capacitor electrolítico del puen-te de rectificadores.

Si el osciloscopio tiene una toma de 3 patas para su alimentación quedará automática- �mente conectado a tierra y aislado del vivo de la red

En caso contrario conecte la masa del osciloscopio a una toma de tierra efectiva (jaba- �lina, caño metálico de agua, etc.)

Conecte el cable de alimentación del TV a la salida aislada de 220V/110V del EVARIAC; nunca lo conecte directamente a la red. Esto equivale al generador de CA indicado como conectado al diodo D1 de la figura 2.

Conecte el vivo del osciloscopio a la salida del TEA2261 (pata 14).


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Conecte la fuente de 0 a 30V del SuperEVARIAC a los diodos agregados de la figura 13.2.2 ajus-tada en 0V.

Como ya sabemos la fuente va a arrancar en el modo burst. Si tenemos el osciloscopio en un barrido de algunos mS/div vamos a observar que su pantalla se ilumina en forma de spot rápi-do. Cuando la pantalla está iluminada suba la tensión de la fuente y observará que la pantalla se ilumina en forma permanente indicando que pasamos del modo burst al modo normal. Este arranque completo se producirá con unos 13,5 V aproximadamente.

En estas condiciones se debe controlar que la excitación sea correcta y ésto implica medir la amplitud de la señal en la base o la compuerta (de acuerdo al TV) con el otro haz del oscilosco-pio y en la salida del integrado (que ya teníamos conectada). En el circuito completo se puede observar que cuando conduce el transistor superior de la salida la misma solo puede poner en directa a la serie de 4 diodos más la propia juntura base emisor (considere que el emisor está conectado a masa que no se va equivocar por mucho). El electrolítico se cargará entonces a cuatro barreras es decir 3,2V y por lo tanto un instante después cuando el transistor se corta aparecerá una inversa sobre la base de 2V.

Fig.3

Si no tiene osciloscopio use la sonda detectora y el tester digital y por lo menos podrá medir las tensiones pap existentes en el circuito.

Recuerde que Ud. puede trabajar tranquilo porque el transformador de pulsos esta alimenta-do con 0V y por lo tanto no hay peligro de generar tensiones altas y el EVARIAC aísla la parte caliente de la fuente.


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El oscilador y el modulador PWM

Según estamos realizando la prueba, ahora tenemos la señal de excitación permanentemen-te; cambie la tensión de la fuente y observará que se modifica el periodo de actividad de la

misma. Ahora vamos a comenzar aquí una descripción de los diferentes cambios que va su-friendo la señal desde el momento que se genera hasta que llega a la salida. Analicemos como funciona el esclavo para generar la salida de excitación.

Todo comienza en el oscilador a RC. En el momento actual los osciladores RC funcionan con un circuito similar al del 555. En nuestro caso no hay prácticamente referencias al tipo de oscilador utilizado. No importa, es suficiente con saber que si se conecta un capacitor a masa sobre la pata 10 y un resistor a masa sobre la pata 11, el oscilador funciona. La frecuencia de oscilación es de 15.625 Hz aproximadamente cuando se utilizan 56K y 1 nF sólo que algunos fabricantes prefieren que el 2261 comience a oscilar en una frecuencia menor y luego pase a la frecuencia de trabajo cuando comience a aparecer tensión sobre la pata 8 lo cual es una indicación de que el circuito arrancó.

Fig.4

Esto implica una modificación del circuito básico con el agregado de un transistor BC548 o similar. Si tiene el transistor probablemente el circuito comience a trabajar en 4 KHz y pase a 15KHz un poco después. De cualquier modo, aún con un transistor en corto o abierto debe funcionar en una u otra frecuencia. Para probar si oscila, puede conectar el osciloscopio en la


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pata 11 y observar una señal alterna simplemente con aplicar 12V a la pata 16 (fuente). Esto no significa que la señal llege a la salida. En efecto solo funcionará el oscilador, pero la salida estará cortada si no realizamos el arranque del modo adecuado.

Si no tiene osciloscopio verifique la señal del oscilador con la sonda de valor pap.

Si cuando realizamos el procedimiento normal de prueba no hay excitación, se debe probar el oscilador por separado. Conecte una fuente de 12V sobre la pata 16 y mida señal sobre las patas 11 y 12. Sin osciloscopio, le queda como alternativa aumentar el valor de C808 a 2 nF; de ese modo la frecuencia de trabajo será de 7.500 Hz aproximadamente y por lo tanto per-fectamente audible lo que permite su control con un amplificador de audio y unos auriculares o con un parlante amplificado para PC. Si existe un transistor para cambiar la frecuencia en el arranque, puede desconectarlo para que la frecuencia baje a aproximadamente la cuarta parte de 15.625 y luego reconectarlo.

En todos los osciladores RC existen diferentes formas de señal; en algunas patas se obtienen ondas rectangulares y en otras se obtienen dientes de sierra o señales combinadas en diente de sierra y cuadrada (genéricamente llamadas señales trapezoidales). Alguna señal con onda trapezoidal es sumamente apta para realizar un modulador PWM. No vamos a entrar en deta-lles de como funciona el modulador PWM porque ese circuito es inaccesible y no tiene sentido tratar de entender su funcionamiento. Pero Ud. puede tener una idea del mismo si se imagina un recortador de señales (parecido a un data slicer de un CD) con un eje de recorte variable, que no es otro que la señal del amplificador de error. A medida que el eje de recorte cambia se obtiene una señal PWM con un tiempo de actividad variable.

En las posiciones extremas del eje de recorte, se pueden producir tiempos de actividad peli-grosamente largos para el transistor llave. En esta parte del circuito se fija el recorte del tiem-po de actividad máximo en un nivel del 60% que no conlleva peligro para el dispositivo. Ese nivel es proporcional a la tensión existente sobre el capacitor electrolítico exterior C815. De ese modo, cuando el sistema arranca con el capacitor descargado el tiempo de actividad debe-ría ser del 100% pero el circuito produce una limitación del mismo a un valor pequeño que irá en aumento a medida que se carga el capacitor C809. Unos instantes después del encendido el capacitor se encuentra a plena carga y la limitación llega al valor nominal del 60%.

Este sistema se llama de arranque suave y es fundamental para que la tensión aplicada a la etapa de deflexión horizontal no crezca en forma de escalón lo cual reduce la vida del fly-back y de todos los componentes sometidos a altas tensiones.

¿Qué importancia tiene para el service todo este bloque? Mucha, porque a pesar de que no es una etapa que falle frecuentemente, sus fallas pueden ser catastróficas. Por ejemplo, un electrolítico C809 sobre la pata 9 que se encuentre en cortocircuito deja el límite superior del periodo de actividad en 0% lo cual significa que el modulador PWM no tiene señal de salida y no se produce excitación. Con el osciloscopio o la sonda se observará señal sobre el oscilador, pero en la salida no hay ni vestigios de la misma.


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También es importante que el reparador le de a cada cosa la importancia que realmente tie-ne. Por ejemplo si la entrada de tensión de error es baja del orden de los 12V, la excitación se produce sin inconvenientes y más aún, se encuentra en el máximo período de actividad con la intención de levantar el valor de la tensión de entrada del amplificador de error. Cuando conectamos la fuente regulada a través de los dos diodos como indica el método, el periodo de actividad depende del valor que le damos a la tensión de fuente. Con 12 V, que es la tensión recomendada para comenzar, la excitación tiene el periodo de actividad máximo del 60%. Si se levanta suavemente la tensión, se puede controlar el periodo de actividad cerca de los 13,3V pero es un ajuste muy sensible porque el sistema está trabajando a lazo abierto (sin realimen-tación) y el amplificador de error tiene una ganancia elevada (25 veces). Si quiere probar la modulación PWM con más comodidad puede paralelar R816 con 2K2 en forma provisoria. De ese modo la ganancia se reduce y se observa la modulación PWM variar con suavidad en la salida.

Por lo menos debe verificar que al aumentar la tensión de referencia, se reduzca el período de actividad hasta que por fin se corte a los 14,5V.

¿Qué ocurre si el capacitor de la pata 9 reduce mucho su capacidad o se abre? Ocurre que la tensión de salida crece muy rápidamente. Esto puede producir algo tan grave como que la fuente se corte por protección. Lo que ocurre es que las cargas de la fuente, además de la componente resistiva, tiene una gran componente capacitiva. Estas componentes capacitivas generan picos de corriente cuando se las carga con una señal que crece velozmente y ese pico de corriente puede hacer cortar la fuente al operar las protecciones correspondientes. Lo peor de esta falla es que sólo se produce cuando se carga la fuente con el TV y nunca cuando se prueba la fuente con carga resistiva o carga activa. Por esta razón le aconsejamos que si nota que el crecimiento de la tensión de salida es demasiado rápido (debe demorar por lo menos dos segundos en llegar al 95% del valor nominal) cambie sin más tramite el capacitor de la pata 9 asegurándose que el nuevo capacitor funcione correctamente (mida la capacidad y la resistencia equivalente serie).

El tiempo de arranque puede medirse con la fuente externa conectada a los dos diodos. Sim-plemente ajuste la señal de excitación para un tiempo de actividad del 50% modificando la tensión de la fuente. Luego apáguela y realice el proceso de arranque observando que el tiem-po de actividad aumente de 0 al valor final en 1 o 2 segundos.

Las salidas del modulador PWM se aplican a un bloque en donde podríamos considerar que la señal se vuelve a modular, pero esta vez en amplitud pasando de cero a máximo. Se trata del generador automático de burst o llave lógica. Este bloque no requiere componentes externos para su buen funcionamiento y genera una señal que se suele llamar “pulso primario”.

La señal del oscilador primario atraviesa una etapa destinada al cambio de mando. En nuestro caso, para realizar la prueba, las dos entradas de esta etapa están conectadas a masa con lo cual la señal del oscilador propio comanda la salida del bloque en forma permanente.


147

El protector de corriente de pico y de valor medio

La siguiente etapa a analizar es la de protección de sobrecorriente que funciona según el principio de la doble detección de nivel. Si se analiza en profundidad el problema de las

sobrecorrientes se observa que existen dos problemas a resolver.

Los picos muy elevados de corriente dañan al transistor de conmutación en forma ins- �tantánea

Aquellos que sin ser tan altos, se producen en forma repetitiva, generan un incremento �del valor medio de corriente y con él la producción de calor que pueden quemar al transis-tor llave poco a poco.

En definitiva el transistor se cocina arrebatándolo a fuego rápido o calentándolo a fuego lento pero termina cocinado.

Para proteger efectivamente al transistor existen por lo tanto dos amplificadores operaciona-les operando como detectores de dos niveles distintos de tensión. Uno detecta picos de 0,9V y el otro de 0,6.

Si se produce un solo pico con un valor superior a 0,9 V, el procesador lógico corta de �inmediato la excitación

Si se produce un pulso de 0,6V, se pone en funcionamiento una protección por conteo �dentro de un lapso fijo de tiempo

Cuando la cuenta supera un valor determinado se corta la excitación. �

El tiempo depende de un circuito con dos generadores de corriente y una llave que puede ob-servarse en la figura 5 de la página siguiente.

Cuando se diseña un detector del tipo indicado, se necesita un temporizador para realizar el corte cuando se producen varios pulsos cortos. En efecto para producir el corte se deben recibir más de una determinada cantidad de pulsos en un tiempo determinado. En el 2261 se emplea un temporizador con generadores de corriente y un capacitor externo. El generador de corriente conectado a masa, fija la pendiente de descarga del capacitor de la pata 8, de modo que si está cargado al valor de disparo, tarda 250 mS en descargarse a cero. Cuando la llave se cierra el capacitor se carga a una velocidad tal que tarda unos 80 mS para llegar al valor de disparo. El sistema cuenta pulsos durante el intervalo de carga y descarga del capacitor C833. El diseñador del TV no puede modificar el número de pulsos de sobrecorriente pero puede cambiar el periodo de conteo cambiando C833. Por ejemplo por el agregado de otro capacitor electrolítico de 1 uF se puede duplicar el periodo de conteo de 330 mS (250mS + 80 mS) a 660 mS.


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Fig.5 Protecciones

Parecería que este hecho no tiene mayor importancia para el service, pero no es así, en reali-dad es de vital importancia porque podemos arribar a la conclusión de que:

un capacitor desvalorizado hacia abajo como C833 reduce el periodo de conteo, es de- �cir que endurece el sensor

un capacitor desvalorizado hacia arriba lo incrementa haciéndolo mas sensible �

El lector debe entender que no nos estamos refiriendo al nivel del disparo sino a la cantidad de pulsos permitidos dentro del intervalo de conteo.


149

Con referencia a cómo se toma la muestra de corriente hay mucho para decir. En principio se conectan uno o dos resistores entre el emisor y masa del transistor llave para generar una ten-sión proporcional a la corriente que circula por el transistor. Este método es excelente porque según la ley de Ohm la tensión presente es V = R x I y por lo tanto con dos resistores en paralelo de 0,27 Ohms (0,135 Ohms) nos queda un factor de escala de 0,135 V/A o 135 mV/A. Sobre los resistores es común encontrar picos de 1V aproximadamente por lo que deducimos que la corriente de pico por el transistor es de 1000/135 = 7,4 A. En cuanto a la forma de onda ya sabemos que se trata de una rampa pero que no ocupa todo el tiempo sino que dependiendo del consumo y de la tensión de red puede ocupar del 30 al 40% del tiempo. Como sabemos el límite de tiempo de conducción está fijado en 60%.

Fig.6 Corriente de colector del transistor llave

Si el resistor fuera absolutamente puro cumpliría la ley de Ohm para corriente continua y su función como sensor seria ideal. Pero es imposible fabricar un resistor ideal que no tenga in-ductancia y por lo tanto la señal censada tendrá pulsos espurios que pueden hacerla inutiliza-ble. ¿Por qué un inductor en serie con el resistor genera señales espurias? Porque el inductor genera tensiones sobre él, proporcionales a la variación de la corriente que lo circula (varia-ción de I /variación de T) y al valor de la inductancia. por lo tanto (luego de llegar al máximo), cuando se genera una variación muy grande de la corriente en un pequeño tiempo, se genera un pulso de tensión negativo muy alto, que puede llegar a oscilar con las capacidades del cir-cuito y hacerse luego positivo.

En la práctica se pueden observar una gran cantidad de pulsos finos sobre la onda original; mis alumnos dicen que la señal se vuelve peluda porque eso es lo que parece realmente. Ocurre que en realidad el dispositivo está midiendo la corriente de emisor que no es precisamente igual a la corriente de colector. La diferencia es exactamente la corriente de base y la corriente de base tiene forma de onda rectangular con pulsos de variaciones rápidas que por supuesto generan los correspondientes pulsos sobre el resistor de emisor. Ud. Puede suponer que la corriente de base es pequeña comparada con la de colector pero cuando se trata de transis-tores de potencia la cosa no es tan así porque el beta puede ser tan bajo como 5 y entonces la corriente de base es el 20% de la corriente de colector y toma mucha importancia.


150

Por todas estas razones se debe completar el circuito de censado con un divisor resistivo (R850, R816) para ajustar el punto de disparo (o quizás deberíamos decir los puntos de dispa-ro). Pero sobre todo con un capacitor que alise los picos espurios (C812).

Si Ud. acaba de reparar un equipo y cambió los resistores de emisor, seguramente va a te-ner dificultades. En efecto, los resistores que vienen de fábrica están especialmente diseñados para reducir la inductancia (tipo no inductivo). Su construcción es simplemente un cilindro de cerámica con una capa continua de carbón o una fina capa de metal aplicado por sublimación. Los resistores que Ud. puede comprar en el comercio local son de cualquier tipo (no intente que el vendedor entienda lo que es un resistor no inductivo porque va a perder el tiempo). Muchos son espiralados con base metálica o de carbón y no son aptos para este uso salvo que haga una modificación en el circuito. En efecto, si su fuente corta sin que pueda encontrar el motivo simplemente agregue un capacitor de hasta 1000 pF en paralelo con C812 que es de 220 pF. Al autor no le gusta indicar cambios en un circuito que el no diseñó, pero en este caso no hay ninguna posibilidad de que el circuito funcione hasta que no se compense el uso de un componente inapropiado.

ConclusionesEn este capítulo explicamos en detalle el funcionamiento del TEA 2261 del cual todavía nos faltan algunas etapas que se analizarán en el próximo. Las etapas faltantes son el censado de baja y alta tensión de fuente (o monitoreo) y la etapa que analizando todos los sensores opera el corte de la excitación. Esta última etapa es un pequeño procesador lógico que supervisa el funcionamiento general de todo el integrado.


CI TEA5170 (maestro/esclavo)

13

En este capítulo

Encendido del esclavo

Funcionamiento del maestro

Funcionamiento completo detallado

Método de ajuste y prueba (esclavo)

Método de ajuste y prueba (maestro/esclavo)

Conclusiones


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Si Ud. tiene un equipo con esclavo, solamente con lo visto hasta el capítulo anterior ya tiene suficiente información sobre el funcionamiento del mismo para que se anime a arreglarlo.

Pero si Ud. tiene un sistema completo maestro/esclavo solo tiene la mitad de lo que necesita, la otra mitad viene en este capítulo.

¿Por qué algunos equipos tienen los dos integrados y otros solamente uno? Porque con un in-tegrado se consigue un funcionamiento solo aceptable del TV salvo que se utilice un optoaco-plador para transferir una tensión proporcional a la tensión de fuente de salida horizontal. En efecto, con un solo integrado y sin optoacoplador la regulación de la fuente es relativamente pobre. Esto significa que si cambia el brillo o el volumen la tensión de salida cambia porque el diodo rectificador de esa tensión tiene una resistencia serie que produce una caída y esa ten-sión no se compensa porque no esta dentro del lazo de realimentación.

En efecto el sistema básico solo tiene una regulación efectiva ante variaciones de la tensión de red. Con referencia al consumo solo tiene una regulación aceptable para un TV de pequeño tamaño pero incompatible con los TV de 29” de la actualidad (nuestras mediciones indican un 1,7% de regulación con variaciones de carga entre 2Kohms y 300 Ohms, es decir aproximada-mente 2 V en 130 V de salida.

¿Cómo se hace para regular ante variaciones de consumo un sistema sin maestro y sin op-toacoplador? Como ya viéramos en varias de las fuentes analizadas hasta aquí, a través del acoplamiento entre el bobinado secundario de fuente de la salida horizontal (+BH) y el bobi-nado de la tensión de referencia del primario (Vref). Cuando el horizontal consume mas, hace caer a Vref si el acoplamiento con +BH es grande y así se produce cierta regulación.

¿Por qué es necesario una buena regulación de la tensión +BH? Porque el ancho de la imagen es proporcional a +BH.

¿Por qué un TV de 29” necesita mejor regulación que uno de 14? Porque el de 29” tiene mayor consumo, pero sobre todo porque la imagen se ve más grande y se nota mas la variación de ancho con el brillo.

¿Por qué no se usa un optoacoplador? Porque en el estado actual de la técnica es más caro que un pequeño circuito integrado, un transformador de pulsos y algunos materiales periféricos. También es cierto que se consigue una más sencilla conmutación de encendido/apagado ope-rando sobre el maestro.

Encendido del esclavo¿En que momento se puede encender el esclavo? Cuando el capacitor electrolítico de tensión +BH tiene una tensión aproximadamente correcta (generalmente algo menor que la nominal). Es decir que ya se deben haber establecido las oscilaciones en el transformador y no debe haberse producido un abortamiento del arranque por condiciones incorrectas de funciona-miento.


153

El circuito completo del maestro como todo integrado tiene una fuente de alimentación que en este caso es la pata 2.

En este caso la fuente no parece estar conectada como tal, sino que se conecta a un compara-dor con histéresis. Todo esto es solo un modo didáctico, la realidad es que el terminal 2 es la alimentación del integrado, pero solo se hace efectiva cuando la tensión por el terminal supera un valor mínimo. El símbolo del comparador con histéresis significa que una vez que el inte-grado se alimentó para cortarlo hay que bajar la tensión bastante por debajo de la tensión de arranque. Con esto se evitan arranques y detenciones seguidas que pueden provocar daños a la fuente.

La alimentación de la tensión de fuente de 12V al integrado, se realiza precisamente desde el bobinado de baja tensión del transformador principal de pulsos a través de un circuito de control.

El bobinado L12 del transformador de pulsos genera la tensión que carga a C827 a través de D816 con C824 como eliminador de irradiaciones. R841 es un descargador que asegura que un nuevo arranque en caso de detención se realice sin tensión sobre C827. Como podemos ob-servar la tensión de 12V tiene varios usos. A nosotros nos interesa sobre todo la alimentación del maestro pero no podemos dejar de explicar que la misma señal del micro que enciende al maestro conecta también la fuente de la sección osciladora horizontal del jungla para que el transistor de salida horizontal se excite. Observe que la señal “power” proveniente del micro estará baja con el TV “a la espera” cuando el usuario enciende desde el remoto o desde el fren-te “power” pasa al estado alto y Q804 se satura por intermedio de D861.

En ese momento la base de Q803 baja hasta que el transistor se satura y alimenta a la pata 2 por medio de D822 y R843 con C833 como filtrado de fuente.

Con la misma señal power se excita un juego de dos transistores que manejan la tensión de fuente horizontal del jungla. Cuando Q805 se satura Q806 se corta y el resistor R835 alimenta la sección horizontal del jungla. Con “POWER” bajo Q806 queda saturado y el jungla no recibe tensión.

TEA 5170 (http://www.clubdediagramas.com/archivo/hoja-de-datos-datasheet-a774/sgs-thomson-m2596/tea-5170pdf-f93115.html)


http://www.clubdediagramas.com/archivo/hoja-de-datos-datasheet-a774/sgs-thomson-m2596/tea-5170pdf-f93115.html

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Funcionamiento del maestro

El maestro tiene un amplificador de error similar al del esclavo. Solo que éste controla di-rectamente la tensión de la fuente +BH por medio de un divisor de tensión formado por

R802+R828 y R832. Una proporción de +BH se aplica a la pata 5 en donde se compara con una tensión de referencia interna de 2V. El amplificador comparador tiene un resistor exterior R829 que controla la ganancia y un capacitor C831 que corta la respuesta en altas frecuen-cias.

Por otro lado se genera una oscilación con un oscilador a RC similar al de un 555 cuya frecuen-cia libre se ajusta en una frecuencia algo menor que la de horizontal por intermedio de R830 y C830. Este oscilador genera una rampa sobre la pata 8. Cuando funciona el horizontal se genera un pulso sobre la misma pata que se superpone a la rampa obligando al oscilador a que funcione en el modo forzado enganchado con el horizontal (por sincronismo directo). El pulso en la pata 8 se genera mediante la red conformadora y atenuadora R851 + C834 y R831 (con D817 operando como un sumador lógico). El circuito del oscilador se completa justamente con una etapa que compara una fuente de referencia de 2,7V con el pulso de la pata 8 de modo de realizar el cambio de estado del oscilador cuando se supera dicha tensión. La salida del com-parador sirve también para reconocer el pulso de sincronismo horizontal que se encuentra amplificado en la salida del comparador y se aplica través de una etapa de lógica de sincroni-zación al mismo oscilador para provocar la conmutación hacia abajo.

Un modulador PWM realizado con dos operacionales se encarga de tomar la portadora de frecuencia horizontal y modularla en forma proporcional a la tensión de error amplificada. De ese modo la señal generada en la salida por la pata 3 tiene un flanco enganchado con la salida horizontal y el otro que se modifica en función de la tensión continua de salida de la fuente de 130V. La tensión continua de control del operacional inferior limita el máximo valor del tiempo de actividad al 60% durante el funcionamiento estable. Un capacitor exterior C832 se encarga de que esta tensión crezca lentamente durante el arranque para evitar el conocido fenómeno del corte por sobrecorriente por carga de los electrolíticos.

Resumiendo, una variación en la tensión de error genera una variación de la tensión de error amplificada, que a su vez modifica el tiempo de actividad de la salida del modulador PWM. Este modulador tiene una portadora enganchada con el horizontal del TV. El mismo modu-lador tiene una limitación de máximo tiempo de actividad, que cuando se conecta el circuito a la fuente se encuentra en el mínimo valor de 5% para pasar un instante después a un valor del 75% (esto complementa el arranque suave del esclavo; recuerde que el esclavo limita en el 60% así que en realidad el maestro puede pedir un porcentaje mayor y el esclavo se revela y no pasa del 60%). La señal PWM y una muestra del oscilador se aplican a una etapa de lógica de salida que corta la excitación si se descubre alguna anomalía en la tensión de alimentación. Por último, la señal de la lógica se aplica a la etapa de salida de potencia que excita al transfor-mador de pulsos secundario.


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Funcionamiento completo detallado

Luego del arranque, el maestro envía pulsos continuamente al esclavo mediante un pequeño transformador de pulsos que se suele llamar transformador secundario. De acuerdo a la

necesidad de regular la tensión +BH el periodo de actividad variará entre 5% y 75%. En caso de apertura de la resistencia de carga equivalente al consumo de horizontal, los pulsos son comandados directamente por el esclavo, ya que el maestro no puede funcionar en el modo burst.

El maestro puede funcionar en un modo sincrónico o asincrónico. Cuando comienza a fun-cionar la etapa de deflexión horizontal lo hace en forma asincrónica ya que no existen pulsos de sincronismo; un instante después aparecen los pulsos y el maestro pasa a funcionar en el modo sincrónico. En ambos modos la tensión +BH se compara con una tensión de referencia interna de 2V.

La salida del amplificador de error y la rampa del oscilador RC son aplicadas a un generador PWM interno y la salida de este se envía a una etapa de control lógico que la acopla a la salida si la señal se encuentra dentro de sus parámetros normales. Analicemos ahora la señal del os-cilador que ingresa al modulador PWM. El bloque de salida lógica de sincronismo del oscilador es del tipo Latch RS (flip flop reset set) y se ocupa de cargar y descargar el capacitor externo del oscilador (C830) en forma rítmica a una frecuencia libre algo mas baja que 15.625 Hz.

Una vez generada la señal adecuada, la etapa lógica se encarga de seleccionar la señal correcta de acuerdo a la condición de trabajo (arranque o funcionamiento definitivo) para lo cual exis-ten dos generadores PWM, el de regulación y el de arranque suave. Finalmente la salida de la lógica se conecta a una etapa de salida push pull que amplifica la señal generada para poder atacar al transformador secundario de pulsos. La etapa lógica fija el tiempo máximo de con-ducción en un valor algo mayor que el del esclavo (75%) para permitir que sea este quien lo fije definitivamente.

Fig.1

El pasaje del modo sincronizado al modo normal se produce cuando se recibe un pulso sobre el resistor del oscilador (R830), durante la descarga del capacitor (C830). Como todo oscilador

Modo no sincronizado Modo no sincronizadoModo sincronizado

VctVtsy

Vrt

Wtrig- Wtrig+


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con sincronismo directo, el período libre del oscilador debe estar dentro del rango de captura para que el oscilador se sincronice. Tal como está diseñado, el maestro puede incrementar su periodo en un factor de 1,26 y permanecer enganchado. Si un pulso se produce durante la ventana de sincronización de inmediato comanda la descarga del capacitor en forma directa sincronizando el oscilador.

Habiendo aclarado el tema de la sincronización, vamos a realizar una descripción detallada de cada bloque.

El amplificador de error

Está diseñado como un inversor a operacional de modo que, teniendo el terminal de salida accesible desde el exterior, permite conectar un resistor externo que regule el porcentaje de realimentación. El capacitor en paralelo con el resistor sirve para recortar el ancho de banda del amplificador y evitar la amplificación de ruido parásito. El terminal no inversor del ampli-ficador se conecta a una fuente de referencia interna de 2V a la que no se puede acceder desde el exterior.

La etapa osciladora

Fue diseñada para trabajar hasta frecuencias del orden de los 250 KHz aunque por lo general solo se la trabaja a 15.625 Hz. El valor del resistor R conectado sobre la pata 8 determina la corriente de carga del capacitor a un valor dado por la fórmula Io = 2/R.

Fig.2

El capacitor de la pata 7 se carga a niveles de tensión que varían desde V1 = 1V a V2 = 2V du-rante un tiempo que se puede calcular por la fórmula T1 = CR/1,985. En cuanto a la descarga se realiza con un resistor interno R2 de 1K durante un tiempo que se calcula por la formula T2 = 1300 x C.


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La rampa se utiliza para limitar el tiempo de actividad. El máximo tiempo de actividad se cal-cula por la formula: DONmax = (1/T1+T2) x (0,73 T1 + T2).

El nivel de los pulsos de salida es igual VCC para toda tensión rectificada en el bobinado secun-dario que sea superior a 8V.

El bloque de monitoreo de VCC

Cierra la llave de habilitación de la salida para todo valor de tensión superior a 4V y la abre para valores inferiores a 3,8V es decir que tiene una histéresis de 0,2V. Esto asegura un arran-que adecuado generado por el esclavo.

Cuando la tensión supera los 4V el circuito arranca y genera pulsos de salida con destino al esclavo a través del transformador secundario de pulsos. El esclavo se sincroniza y todo el con-trol pasa al circuito secundario. Si por alguna razón la tensión de fuente se reduce por debajo de 3,8V la salida se apaga y el control vuelve al primario.

Usando un capacitor sobre la pata 1 que llamaremos Csf es posible generar una secuencia de arranque suave. Cuando la tensión de fuente se encuentra entre 0 y 4V la tensión sobre Csf es nula. Cuando VCC supera los 4V Csf se carga a una corriente de 3,7 uA. Tonmax (Vcsf) varía linealmente desde TONmin a TONmax de acuerdo a la tensión continua sobre Csf. Cuando la fuente se reduce por debajo de 3,8V un transistor interno descarga a Csf. En la figura 3 se pue-den observar las curvas correspondientes al arranque suave.

Fig.3


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Método de ajuste y prueba (esclavo)El circuito maestro/esclavo tiene dos presets que aparentemente ajustan lo mismo (la tensión de fuente +BH). Esto lleva confundir el reparador que termina haciendo un zafarrancho si pre-tende ajustar ambos preset al mismo tiempo.

Como concepto general recuerde que el preset del esclavo ajusta la tensión +BH en stand by y el preset del maestro lo hace en el modo de funcionamiento “TV encendido”. Ajustan lo mismo pero en diferentes condiciones. Si su TV no tiene maestro, el método de prueba y ajuste es muy sencillo.

Nosotros abandonamos el proceso de prueba y arranque cuando teníamos la energía de red desconectada por R808 y la fuente de baja conectada en lugar del bobinado 17-18 del trans-formador de pulsos principal (diodo de la tensión de fuente permanente de las patas 15 y 16 del integrado). En esas condiciones controlábamos la excitación sin inconvenientes y en forma permanente observando inclusive el periodo de actividad.

Ahora se debe reconectar el bobinado 17-18 y conectar la fuente de baja ajustada en cero volt sobre la pata 10 del transformador (fuente) y el osciloscopio con su punta divisora por 100 sobre el colector (o el drenaje) del transistor llave. Todas las cargas deberán estar desconec-tadas (tanto del resto del TV como del banco de prueba) y el tester digital se conecta sobre la tensión regulada de salida destinada al fly-back. Como precaución la fuente se conectará a la red mediante una lámpara serie de 150W

Es muy importante no cargar la salida hasta que se establezca la tensión nominal de salida porque de lo contrario la fuente no arranca.

Ahora se debe aumentar la tensión de la fuente de baja lentamente. Se observará que cuando se llega a los 25V la tensión de salida estará en el orden de los 70V.

La forma de señal de colector será la clásica pero con un bajo tiempo de actividad (del orden del 25%).

Este oscilograma puede ser diferente y es importante que el lector entienda el por qué de las diferencias. Primero hay que ver lo que ocurre en cada sección de la misma. Justo en la mitad del eje horizontal se produce un estado bajo que corresponde con el cierre del transistor lla-ve (la corriente crece en forma de rampa desde cero). Sin carga ese tiempo cerrado es muy pequeño (10 μS) luego el transistor se abre y se produce un pulso de 45V aproximadamente que dura otros 10 μS (en ese momento se produce una rampa descendente de corriente en el/los secundarios) esa rampa/s llega tener un valor nulo 10 μS después, momento en que no queda energía dentro del transformador que pueda mantener conduciendo a algún diodo secundario. En ese momento la tensión cae aproximadamente al valor de la fuente aplicada y se mantiene oscilando alrededor de ese valor hasta que comienza una nueva conducción del transistor llave. Esta oscilación depende de los valores de capacidad y resistencia de la red de snubber y puede ser una oscilación entretenida de mayor amplitud que la dibujada y de una


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frecuencia de unos 100 KHz aproximadamente. El valor medio corresponde con la tensión realmente aplicada al terminal superior del primario.

Fig.4

La parte mas importante de la señal es el período de conducción y el de corte que se modifica del siguiente modo. Cuando menor sea la resistencia de carga, más largo será el período de conducción (también llamado de acumulación) y el de transferencia. Esto se debe a que la ten-sión de salida se mantiene constante por el lazo de control y eso a su vez implica que la rampa tiene una pendiente constante (tanto la de colector como la del diodo de secundario). El resto es el tiempo muerto que se achicará a medida que los otros crecen con la carga.

El tiempo de acumulación depende de la tensión de la fuente aplicada al primario. Si se aplica una tensión baja el tiempo de acumulación será elevado y el pico será pequeño (alrededor del doble de la tensión de fuente). El tiempo de transferencia no varia con la tensión de primario, solo varía el tiempo acumulación siempre y cuando la tensión de la fuente sea suficiente como para que la fuente regule. Por lo tanto, si usamos una fuente de 25V observaremos que la ten-sión de salida no alcanza a regular (fluctúa alrededor de 75V) y el período de transferencia aumentará si subimos la tensión. Cuando lleguemos al valor nominal de regulación el tiempo de transferencia quedará fijo y solo observaremos que se reduce el tiempo de acumulación ya que aumenta la pendiente de acumulación por incremento de la tensión sobre una inductancia constante.

Con todo este conocimiento, el lector deberá incrementar la tensión de fuente hasta 35V y observar que la fuente regule en 130V de salida. Con esto nos aseguramos que la fuente regule con baja tensión de entrada a circuito abierto.

Para continuar ya necesita el E-variac porque ahora llegó el momento de realizar las pruebas definitivas que implican levantar la tensión de prueba hasta 300V. También necesitará resis-tores de carga entre 220 y 1500 Ohms. En realidad se aconseja conseguir 10 resistores de 1500 Ohms 30W y conectarlos en paralelo con llaves de electricidad hasta formar 150 Ohms.


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Muchos reparadores suelen colocar todo estos resistores y sus llaves en el mismo gabinete del E-variac.

La idea es muy simple. Vuelva a arrancar la fuente conectándola a la red pero con el E-variac ajustado en 30V sobre el bobinado primario y un resistor de 500 Ohms como carga (son tres resistores de 1500 Ohms en paralelo). En cuanto arranque controle que la salida llegue has-ta 130V y comience a regular. Si no regula en ese valor ajuste el preset de tensión de fuente VR801 para que regule. Comience a levantar la tensión del E-variac hasta llegar a 300V mien-tras observa la tensión de salida. Reajuste la tensión con VR801 si fuera necesario pero para ajustarlo con precisión primero le conviene variar la resistencia de carga entre 250 y 1500 Ohms para observar la regulación.

Por lo general estas fuentes regulan en aproximadamente 4 volt variando la tensión del E-variac entre 150 y 300V y la carga entre 250 y 1500 Ohms. Esta no es una gran estabilidad pero es el precio que se debe pagar por no usar el circuito integrado maestro y realizar la medición de tensión en el lado caliente.

¿Y si tengo un maestro/esclavo, como hago el ajuste? Para comenzar haga lo mismo que aca-bamos de indicarle transformando el “maestro/esclavo” en un “esclavo” solamente por puesta a masa de las patas 1 y 2. Luego quite las conexiones de masa y dispóngase a probar el funcio-namiento del maestro.

Método de ajuste y prueba (maestro/esclavo)

Si se utiliza un E-variac para el ajuste del maestro, ambos potenciómetros se ajustarían una sola vez en forma definitiva. Pero no es necesario usar el E-variac para ajustar el maestro

porque el esclavo la reemplaza con ventajas si se lo ajusta adecuadamente generando una ten-sión regulada +BH nominal de 130V, como se indicó en el punto anterior o conectándolo a red directamente luego de arrancarlo y probarlo con la fuente de baja.

En una palabra, si Ud. no tiene el E-variac, el preset del esclavo, se va ajustar dos veces. La pri-mera solo sirve como paso intermedio para ajustar el preset del maestro en forma definitiva. La segunda vez que se ajusta ya es la definitiva.

La siguiente prueba ya fue indicada con anterioridad pero aquí la repetimos en forma resumi-da para que sirva de repaso. Comience la prueba en las siguientes condiciones:

Carga de +BH totalmente desconectada. En los equipos NOBLEX 29T699 y similares, la carga se desconecta quitando el fusistor R427. Observe en el circuito que se debe agregar un puente realizado en líneas punteadas para que le llegue la tensión de fuente +BH al preset VR802.


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Patas 1 y 2 del 2261 aisladas del impreso y luego conectadas a masa porque la prueba comien-za como si solo existiera el esclavo.

Pata 17 del transformador de pulsos desoldada y en el circuito impreso correspondiente un cable para una fuente variable que llegue por lo menos hasta los 15V. La fuente suplanta el bobinado y alimenta al integrado por las patas 10 (fuente general) por la 15 (fuente del par de salida) y por el circuito de muestra del amplificador de error. Si no desea desoldar la pata del transformador de pulsos puede usar dos diodos 1N4001 con sus ánodos unidos entre sí y a la fuente regulada y sus cátodos uno al capacitor C813 y el otro a C820.

Un canal del osciloscopio se conecta a la pata 14 del 2261 y el otro a la base del transistor de conmutación.

La pata 10 del transformador de pulsos debe estar desoldada o debe retirarse el termistor R806 (este modo es más seguro) para comenzar la prueba sin tensión sobre los electrolíticos de la fuente primaria no regulada. Ya que es necesario conectar la fuente a la red para verificar el circuito de arranque.

Como medida de seguridad conecte la masas caliente y fría entre sí y a una jabalina o una adecuada toma de tierra. Ahora conecte el E-variac en la pata 10 del transformador de pulsos principal.

En las condiciones iniciales se prueba que el esclavo genere una adecuada señal de excitación en el modo burst. Para ello conecte el TV a la salida aislada de 220V CA del E-variac. Solo debe operar la llave de encendido general y observar el osciloscopio. Controle que entre los dos haces exista una diferencia igual a la tensión en directa de los diodos de base (2,8 V aproxi-madamente). Es conveniente que vuelva a realizar esta prueba conectando el TV a la salida de 165VCA y de 110VCA de la fuente variac electrónico para comprobar el arranque con baja tensión de red y en 110V.

Ahora se debe comprobar el funcionamiento en el modo de excitación permanente. Cuando la base está excitada por el circuito de arranque, conecte la fuente regulada de baja tensión ajustada en 12V. La excitación pasará al modo permanente con el período de actividad máximo del 60%. Aumente la tensión de fuente lentamente en determinado momento podrá observar que el periodo de actividad cambia bruscamente (alrededor de los 13V) para ir al mínimo del 10% en el modo permanente y que a los 13,5V se corta la excitación por exceso de tensión de fuente. Ajustar el sistema para períodos de actividad intermedios es muy difícil con el lazo de realimentación cortado pero con mucho cuidado se puede lograr.

Ahora vamos a probar el circuito de colector de la llave y todas las cargas del secundario. Para ello utilizaremos la fuente variac electrónico ajustada en 12V al terminal 10 del transforma-dor es decir que vamos a probar la fuente con 12V en lugar de 310V. De todos modos, tenga en cuenta que dado que la fuente no tiene carga es posible que llegue a la tensión nominal de 130V en el secundario por lo que debe trabajar con precaución. Luego de ajustar el E-variac en 12V apáguela y conéctela al terminal 10 del transformador de pulsos.


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Luego debe conectar el haz “A” del osciloscopio sobre el colector del transistor de pulsos con una punta divisora por 10 o por 100 y el “B” sobre el emisor con una punta x1. La masa del osciloscopio debe conectarse sobre la pata 4 del 2261. Conecte un tester digital sobre la salida de 130V.

Desconecte la unión entre las masas fría y caliente y conecte la fuente a la red en forma di-recta o a un segundo transformador aislador de baja potencia (con 100W sobra). Encienda el E-variac. Observe el tester para evitar que se generen tensiones superiores a los 130V (en realidad no debería ocurrir porque el circuito de tensión de referencia debe regular la tensión pero recuerde que aún no tenemos ajustado el preset del esclavo.

El de tensión de colector según la teoría debería ser una onda rectangular pero no se pueden ignorar los efectos capacitivos generador por el circuito de snubber conectado entre colector y masa (C818, R814 y D813). Por otro lado la falta de carga en los secundarios hace que tomen importancia las características inductivas del transformador de pulsos que resuenan con las capacidades redondeando las formas de onda.

Si Ud. cambió el transistor o los resistores de emisor, es muy importante observar en la forma de onda del emisor los pulsos finos de las conmutaciones; sobre todo el de encendido del tran-sistor que marca el comienzo de la rampa y el de apagado que marca el final. Ellos no deben superar al pico de la rampa ni deben acercarse al mismo. Como máximo pueden tener valores del 80% de la misma. Si superan ese nivel es porque los resistores de emisor son inductivos y deben ser cambiados. Si no consigue resistores no inductivos, solo le queda el recurso de mo-dificar el capacitor C812 que como máximo puede tener un valor de 1500 pF.

También es posible que la fuente corte si esos pulsos superan los 0,9 V o los 0,6V en forma re-petitiva, aún trabajando a baja tensión de fuente se encontraron casos en que la fuente cortaba por la característica muy inductiva del resistor de emisor. En este caso, conecte un capacitor de 1000 pF en paralelo con C812 y vuelva a probar. Como el período de actividad crece lentamen-te Ud. podrá observar un aumento progresivo de la forma de onda que le permite saber por qué corta la fuente. Algo que ayuda mucho es agrandar provisoriamente los dos capacitores del arranque suave del maestro y del esclavo para que el arranque sea más suave aún.

Si la tensión de fuente de 130V está alta, puede retocar el preset del esclavo aunque no vamos a ajustarlo definitivamente, hasta probar con la tensión de fuente primaria nominal de 310V.

Si todo está normal, llegó el momento de aumentar la tensión de fuente primaria mientras observa como cambia la tensión regulada +BH con una carga de aproximadamente 500 Ohms 50W. Lo ideal es hacerlo con el variac electrónico conectado a la pata 10 del transformador. Simplemente genere una tensión continua de 12V iniciales que debe levantar gradualmente hasta que la fuente arranque. Deténgase cuando llegue a 300V.

Levante el E-variac de a poco mientras mira la tensión de +BH y observe que la tensión de pico sobre el resistor de emisor a masa no llegue nunca a 600 mV ni se aproxime. Podrá notar que hay condiciones con baja tensión de red en donde se magnifican los pulsitos finitos de conmu-tación. Esto se debe a que con baja tensión el período de actividad se agranda con lo cual se


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incrementa la corriente pico de colector. Es importante que con ninguna tensión comprendida entre 150V y 300V de tensión de entrada se generen pulsos de conmutación que superen los 600 mV.

En este momento se debe reajustar el preset del esclavo en forma provisoria si es que +BH no tiene exactamente 130V para proceder a ajustar el maestro. Desconecte la fuente de la red con la llave mecánica de entrada del TV o desconecte el tomacorriente. Conecte un resistor de 10K con una llave del tipo HH en serie, entre la base de Q804 y el capacitor C827 (fuente de 12V) para simular la señal POWER. Deje la llave abierta y conecte la pata 10 del transformador de pulsos al circuito impreso porque las pruebas realizadas nos indican que todo funciona bien. Conecte el canal “A” del osciloscopio en la pata 3 del maestro con una punta x1 (salida para el transformador auxiliar) con la masa sobre la masa fría. El canal B puede dejarlo desconectado (incluyendo la masa que debe asegurarse de haber desconectado de la masa caliente). Man-tenga conectada la carga de 500 Ohms sobre los 130V.

Conecte el TV a la red, observe que arranque la fuente y genere los correspondientes 130V en +BH. El osciloscopio no mostrará ninguna señal. El tester estará indicando 130V. Opere la llave y se producirá un oscilograma sobre la salida del maestro. Se trata de una onda rectangular que puede tener un tiempo de actividad de 5% o de 70% dependiendo del ajuste de preset del maestro. Lo que ocurre es que, como tenemos las patas 1 y 2 conectadas a masa, el maestro trabaja aún a lazo abierto y el período de actividad no se estabiliza. Debe dejar el preset ajusta-do en el punto inestable si la salida +BH indica exactamente 130V. Este ajuste es definitivo así que puede sellarlo con esmalte si lo desea. Si no tiene osciloscopio puede medir la tensión de la pata 5 del maestro con el tester digital y ajustarla exactamente en 2V (de este modo estamos ajustando el factor de atenuación del atenuador del maestro).

Ahora nos queda el último paso de prueba y ajuste. Se trata de realizar el reajuste del preset del esclavo. Apague el TV con la llave mecánica. Levante las patas 1 y 2 de masa para dejar la fuente con todos sus lazos de realimentación conectados. Abra la llave simuladora de POWER y desconecte la resistencia de carga de 500 Ohms.

Conecte la fuente a la red con la llave mecánica y mida la tensión +BH se encontrará que indica mas del valor nominal (antes se ajustó con carga a 130V y ahora se prueba sin carga). Ajuste el preset para lograr exactamente 129V en la condición de “a la espera”. Mida las otras tensiones auxiliares de 12 y 24V.

Conecte una carga de 700 Ohms con el banco de prueba y simule una señal POWER con la llave HH. Observe que aparezca el oscilograma de salida del maestro con un periodo de actividad muy bajo. Varíe la carga hasta 200 Ohms y anote la tensión regulada y el periodo de actividad. Si la tensión de salida se mantiene estable en 130V, se puede considerar que el ajuste está terminado.


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ConclusionesCon este capítulo terminamos de explicar una de las fuentes más complejas de los TV modernos. Sabemos que es una fuente compleja que requiere un gran cuidado por par-te del reparador. Tratamos de explicar del modo más sencillo posible cómo se ajusta y cómo se repara este tipo de fuente que se usó en su momento para los TV de gran con-sumo. La solución actual del problema para TVs que consumen aún más (LCD y Plasma) no es del tipo maestro/esclavo, sino de simple medición en destino con optoacoplador y por supuesto sin enganche con el horizontal.


Fuente Monitor Samsung 550

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Novatos

Apéndice � Funcionamiento detallado del CI DP140C


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¿En qué se diferencia una fuente de monitor de otra de TV? Prácticamente en nada salvo qui-zás en algunos detalles menores que pasamos a enumerar:

La regulación de una fuente de monitor es por lo general menor que la de un TV. La �razón es que un monitor posee una etapa intermedia entre la fuente y la salida horizontal que tiene dos usos. Se utiliza para modificar la tensión de fuente en forma amplia cuando se cambia de definición de pantalla y luego para modificar esa tensión en forma leve, para ajustar la tensión extraalta a un valor constante. Si la tensión de fuente antes de la PWM cambia levemente no tiene importancia, porque la PWM la ajustará luego con precisión.

La frecuencia horizontal de un monitor es mayor que la de un TV. Si una fuente trabaja �enganchada, debe considerarse que lo esté en todas las definiciones actuales de pantalla.

Las interferencias por irradiación de fuente son mucho menos importantes porque un �monitor no tiene etapas de RF. En efecto, la parte mas sensible de un monitor son sus entra-das R G y B y se trata de tensiones de 0,75 V pap.

Las fuentes de monitores pueden generar tensiones altas del orden de los 170V cuando �las etapas PWM son reductoras o tensiones bajas del orden de los 50V para los casos en que son elevadoras.

Una fuente para monitor suele poseer más tensiones de salida que un TV. En efecto, en �la mayoría de los monitores, todas las tensiones salen de la fuente pulsada y prácticamente ninguna sale del fly-back salvo obviamente la tensión extraalta.

El filamento del tubo de los monitores se alimenta con tensión continua que sale de la �fuente pulsada. Esa tensión de 6,3V puede servirnos de guía cuando no poseemos el valor de ajuste de nuestra fuente pulsada. En efecto, dada la existencia del bloque PWM y de la posibilidad de ajustar el ancho desde un control exterior no podemos guiarnos por ese pa-rámetro para ajustar la tensión de fuente.

La fuente de los Samsung 550

Vamos a aprovechar este capítulo para analizar una fuente sin tener ningún conocimiento so-bre su funcionamiento. Es decir que el procedimiento normal sería buscar la especificación del integrado de fuente, leerla y luego comenzar a reparar; pero nosotros vamos a hacer un simulacro de una especificación que no se puede encontrar. En principio debemos observar la

SAMSUNG 550 CI DP1040(http://www.clubdediagramas.com/archivo/monitores-a4/samsung-m30/10-wiring-diagrampdf-f7295.html)


http://www.clubdediagramas.com/archivo/monitores-a4/samsung-m30/10-wiring-diagrampdf-f7295.html

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existencia de un optoacoplador que transfiera las tensiones de la sección de medición a la sec-ción de control. Nuestro circuito contiene un optoacoplador con el número de posición I602 pero a poco que se lo analice se observa que se trata de un circuito que acopla el pulso de AFC (automatic frecuency control) proveniente del fly-back. Este acoplador solo puede servir para el enganche de la fuente y no tiene nada que ver con el control de la tensión de salida de 50V dirigida a la etapa PWM.

Por lo tanto la regulación debe estar realizada en origen sobre un bobinado conectado a la masa caliente. Observando el circuito esa sección no puede ser otra más que el diodo D614 y sus periféricos.

Con el fin de analizar solo los componentes importantes observaremos que la energía de la fuente no regulada se obtiene de C608 y que este capacitor se carga desde la red con una ten-sión de 310V aproximadamente mediante un puente de rectificadores D601 y un filtro de línea L601.

Observando la sección fría de la fuente vemos que se generan de ella una multiplicidad de ten-siones que serán analizadas por separado. Para la reparación todo el circuito del secundario será reemplazado por un diodo rápido un capacitor de 220 uF por 350V y una resistencia de carga de 660 Ohms 70W. Es decir que levantamos todos los diodos auxiliares del secundario y reemplazamos el diodo D610 y el capacitor C621 por componentes probados. El consumo del monitor lo suplantamos con una resistencia de carga adecuada.

Para trabajar ordenadamente los siguientes componentes a ubicar son la sección de arranque, el oscilador, el transistor llave y los filtros de snubber.

El circuito se puede resumir como:

DRAIN (DRENAJE) Salida del mosfet interno hacia el transformador de pulsos. �

GND (Masa) �

VCC Fuente de alimentación del integrado �

F.B. (feed back) Realimentación de CC para la regulación de salida �

Comencemos por el circuito de arranque. Evidentemente el arranque se produce cuando se cierra la llave SW601. En ese momento se cierran las patas 1 y 2 y los resistores R609 y R610 generan una tensión en la pata 3 que produce el arranque del oscilador interno y la excita-ción de la llave MOSFET. Cuando se comienza a enviar corriente al transformador T601 este responde generando una tensión sobre el bobinado 1 – 2 y el diodo D606 comienza a cargar el capacitor C689. En el modo de arranque apenas se cierra SW601 el consumo del integrado debe ser mínimo para que los resistores R610 y R609 de alto valor puedan hacer arrancar al sistema. Cuando comienza funcionar el transformador pulsado el consumo pasa a ser el nor-mal en forma paulatina. Cuando se apaga el monitor la llave queda con la pata 1 conectada a la 3 y el capacitor C689 se descarga preparándose para un nuevo arranque.


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¿Cuáles son los componentes del oscilador y del arranque suave y del sincronismo? Por el aho-rro de patas estos componentes solo pueden estar conectados al terminal 4 y el 5. En efecto, por los valores de capacidad y resistencia es fácil deducir que C610 y R604 son la red RC del oscilador y C611 acopla el sincronismo y además realiza el arranque suave.

Una vez arrancado el oscilador, comienza a establecerse una señal rectangular sobre la pata 4 del transformador comenzando con un período de actividad muy pequeño que se incrementa progresivamente hasta que la tensión sobre C630 supera los 6,8V (zener más barrera de base), en ese momento el transistor conduce y no permite que sigua creciendo el tiempo de activi-dad. Es evidente que la relación de transformación de T601 logrará que en ese momento se establezcan los 50V de salida sobre nuestro capacitor y diodo agregados.

Observe que esta fuente posee dos redes de snubber. Por un lado C614, R612 y D613 y por otro C613, R606, R607 y D604. Estas redes ya fueron estudiadas en forma general en capítulos anteriores.

Sin las especificaciones del integrado no se puede avanzar más en nuestro análisis. Pero el alumno puede reconocer que aún sin datos se pudo avanzar bastante, de modo que muy difí-cilmente se requieran más datos.

Con referencia al modo de establecer un método de reparación, podemos indicar que esta fuente no es diferente a las vistas hasta aquí y por lo tanto se prueba del mismo modo, sólo que se debe recordar que esta fuente no es autooscilante y por lo tanto se debe probar el oscilador antes que nada.

Ante la falta total de tensión de salida debe proceder a desconectar todas las cargas levantando los diodos auxiliares y utilizar nuestro diodo auxiliar de prueba con su capacitor electrolítico y su resistor de carga de 600 Ohms. Desconecte la pata 8 del transformador de pulsos y conecte allí el EVARIAC con salida nula.

Conecte el cable de fuente del monitor a la salida de CA de baja potencia del SuperEVARIAC para que funcione el sistema de arranque. Conecte el osciloscopio o una sonda detectora de valor pap sobre la pata 4 de IC601 y un tester de aguja sobre la pata 3. Encienda el monitor y observe que la tensión en el tester de aguja supere los 9V y que el osciloscopio indique una señal de unos 2 V pap con un mínimo de 1V y un máximo de 3V y una frecuencia de unos 20 KHz (con la sonda solo podrá medir que la tensión pap sea de 2 V).

Al tener desconectada la pata 8 del transformador, la alimentación de fuente del integrado se realiza a alta impedancia (prueba del circuito de arranque R609 y R610). Cuando la señal del oscilador se envía a la etapa de salida esta consume y hace caer la tensión de fuente y el oscilador se corta. Al bajar el consumo vuelve a arrancar y así sucesivamente operando en el modo burst.

Conecte el tester sobre el diodo y el capacitor agregados sobre el secundario. Estando en el modo burst; comience a levantar la tensión de la fuente hasta que el tester llegue a 50V y se


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estabilice en ese valor. Si sigue aumentando, significa que no funciona el circuito medidor de tensión o que el integrado no acepta los cambios de tensión en la pata 4.

Para reparar la sección del voltímetro, puede utilizar la misma fuente. Levante la tensión del variac electrónico hasta obtener 6,5V sobre C630, mida en la base del transistor y deberá te-ner 0,3V. Si tiene otra tensión cambie el zener. Levante la tensión sobre C630 hasta que la base llegue a 700 mV y observe que no siga creciendo. Si sigue creciendo cambie el transistor. Si no sigue creciendo baje la fuente variac electrónico y mida la tensión sobre la pata 4 del integrado con un tester de aguja; deberá medir algo mas de 1 V. Suba la tensión del variac, cuando llegue a 6,8 V sobre C630 la tensión de la pata 4 debe comenzar a reducirse. Si se reduce y no hay regulación cambie el integrado.

Si el problema es que no tiene salida de tensión de 50V, debe comenzar verificando el oscila-dor. Si no oscila, verifique que el tester sobre la pata 3 indique más de 9V. La tensión estará variando pero en algún momento de la variación debe superar los 9V. Si el oscilador funciona bien, debería tener pulsos de salida por la pata 1, si no los tiene puede ser por un cortocircuito en alguna de las cargas o en el mismo transformador de pulsos.

Si el problema es que se quema el circuito integrado a poco de conectar el monitor a la red, debe verificar las redes de snubbing. Pruebe de realizar un arranque con poca tensión sobre C608 y verifique que el capacitor C614 tenga una tensión de aproximadamente 150V cuando aplique esa tensión continua con el EVARIAC. Verifique R606, R607, D684 y C613.

ConclusionesEn este capítulo estudiamos el funcionamiento de una fuente para monitores. Si Ud. sabe como funciona esta fuente, puede encarar la reparación de otras fuentes para monitores porque la diferencia entre las fuentes para monitores es mínima. Por lo general, sólo cambia el circuito integrado y las patas tienen otras ubicaciones, pero con un uso simi-lar.



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Circuito simulado a inductor

Oscilogramas de corriente

Conclusiones


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Las fuentes de transferencia combinada fueron muy usadas en los 1990s por su bajo precio y excelente rendimiento. Su principal defecto es que no son aisladoras y eso condiciona su

uso para TV sin salida ni entradas de audio y video. En el momento actual y desde hace unos 10 años se consideraba que un TV sin esas características no tenia posibilidades de venta. Por esa época comenzaron a aparecer optoacopladores de características sobresalientes en lo que respecta a respuesta en frecuencia. En efecto los optoacopladores comunes apenas son capaces de acoplar frecuencias de 100 KHz muy por debajo de los 4,5 MHz necesarios en TV; pero los especiales son capaces de acoplar 6 MHz y por lo tanto aptos para acoplar la entrada de video de un TV.

Aunque parezca increíble, era mas barato un TV con fuente pulsada no aisladora, una entrada de video con un optoacoplador de alta frecuencia (para el video) y otro de baja (para el audio) que una fuente pulsada aisladora. En realidad no se trataba solo de los optoacopladores; en efecto, el circuito requiere varios componentes relacionados con éstos, como ser transistores excitadores del led y sus resistores de polarización y por supuesto está el tema de la fuente de alimentación aislada, que por lo general se resuelve con un bobinado especial sobre el fly-back un diodo rápido y un capacitor electrolítico.

Ya sea sin entradas de audio video, o con entradas por opto acoplador, existen una enorme cantidad de TVs con fuentes de transferencia combinada sin aislación. Realmente podríamos decir que existen dos disposiciones de fuentes de transferencia combinada que cubren una gran cantidad de TVs de diferentes marcas, ya sea discretos o con circuitos integrados muy co-nocidos como el STR6020, el STR4511 y el famoso STR50103 y otros similares de otra tensión regulada (podríamos englobarlos como STR50xx).

De modo general podríamos decir que vamos a comenzar el estudio de fuentes de transferen-cia combinada de dos tipos:

A. con un simple inductor

B. con transformador

Circuito simulado a inductorEn la figura 1 de la página siguiente, se puede observar el circuito resumido de una fuente a inductor. Observe que la llave se encuentra entre la fuente de entrada V1 de 300V (no regu-lada rectificada) y el inductor L1. En el medio de ambos componentes se encuentra el diodo recuperador D1 conectado a masa. Este simple circuito genera una tensión continua de salida de 103 V aproximadamente, regulable cambiando el tiempo de actividad de nuestra llave con-trolada por tensión (13% aproximadamente) sobre una resistencia de carga de 300 Ohms. El resistor R2 representa las perdidas del inductor y no existe en la realidad.


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Cuando se cierra la llave J1 circula corriente por el circuito V1- J1 – L1 y C1 con R1 en paralelo. Esta corriente carga al capacitor C1 de acuerdo al tiempo que la llave dura cerrada. Si analiza-mos el funcionamiento desde que la tensión sobre C1 es igual a cero podemos asegurar que la corriente crece suavemente, con forma de rampa, debido a que L1 se opone a que la misma crezca rápidamente. El ritmo de crecimiento cumple con la ley general del electromagnetis-mo, que indica que la pendiente de la rampa es directamente proporcional a la tensión aplica-da e inversamente proporcional al valor de inductancia. Esto significa que no se trata de una rampa perfecta, porque a medida que se carga C1 se reduce la pendiente. No obstante cuando este circuito forme parte de una fuente regulada completa, la tensión sobre C1 se mantendrá estable y la pendiente de la rampa será constante.

Cuando la llave se abra, podemos decir que tanto el capacitor C1 como el inductor L1 se en-cuentran cargados; de energía eléctrica en un caso y magnética en el otro. El autor no descono-ce que los lectores deben estar preguntándose si no se trata de un error, ya que seguramente es la primera vez que leen que un inductor se carga. Sin embargo no hay ningún error, los inductores se cargan si se hace circular una corriente por ellos y luego se los pone en corto-circuito para que mantengan circulando la corriente. Que no sea nombrado por los autores es simplemente una cuestión de costumbre, porque los inductores reales son de relativamente


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baja calidad y conservan su carga por muy poco tiempo. El lector no debe dudar en el momen-to de afirmar que un inductor se carga de energía magnética.

Para entender lo que ocurre a continuación, debemos analizar la polaridad de la tensión apli-cada a L1 con la llave cerrada y considerar que el inductor generará una tensión con la pola-ridad invertida en cuanto la llave se abra. Con la llave cerrada la polaridad será positivo a la izquierda y negativo a la derecha (o deberíamos decir menos positivo a la derecha). Cuando la llave se abra, el inductor aplicará una tensión negativa a la izquierda y comenzará a fluir corriente por el diodo recuperador. Como sabemos el inductor no permitirá que la corriente cambie de sentido, solo aceptará que si estaba creciendo comience a decrecer. Esto signifi-ca, que aún decreciendo su valor sigue cargando al capacitor C1. Cuando se agote el campo magnético acumulado en el inductor, el mismo quedará funcionando a alta impedancia y se generará en la unión del diodo y el inductor una tensión continua igual a la de salida más una oscilación entretenida que depende de la inductancia y la capacidad distribuida de la bobina.

¿Qué hay de diferente con respecto a la fuente de transferencia indirecta vista en capítulos anteriores? En este caso, la carga recibe corriente siempre, salvo cuando se acaba la energía en el inductor. De allí el nombre de fuente de transferencia combinada. Es decir, no hay acumula-ción en el inductor y luego transferencia a la carga; hay acumulación y transferencia al mismo tiempo y por eso el sistema tiene un rendimiento superior.

Oscilogramas de corriente

Fig.2 Corriente por la llave (rojo) y corriente por el diodo recuperador (azul) <Abrir circuito15-2.ms9>


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Para verificar la certeza de nuestras aseveraciones, podemos utilizar el laboratorio virtual, midiendo corriente por el diodo recuperador y por la llave. Para hacerlo deberíamos agregar un resistor shunt en la pata de masa del diodo recuperador y otra en serie con la llave. Pero para medir todo con respecto a masa, el segundo shunt lo pondremos en la pata de masa de la fuente.

Fig.3 Oscilograma de corriente por el capacitor <Abrir circuito15-3.ms9>

Fig.4


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Es un excelente ejercicio para el lector observar las diferentes condiciones de trabajo de la fuente para una tensión de salida reajustada siempre en un mismo valor de aproximadamente 100V.

Por ejemplo para una tensión nominal de entrada de 300V y una carga de 600 Ohms se obtie-nen los oscilogramas que se observa en la figura 5.

Fig.5 Oscilogramas de tensión sobre el diodo recuperador (superior) y de corriente de salida <Abrir circuito15-5.ms9>

El oscilograma superior es sumamente importante para el reparador, porque con él se pue-de evaluar el correcto funcionamiento del sistema básico de llave diodo e inductor. En efecto durante la recuperación, el oscilograma de tensión debe indicar –0,6 V y cuando conduce la llave, 300V o la tensión de entrada que exista en ese momento. Cuando se termina la energía magnética acumulada en el inductor, la tensión pasa a ser igual a la salida pero con una osci-lación amortiguada superpuesta (en ese momento la llave esta abierta y el diodo está en in-versa; como no hay circulación de corriente no puede haber caída de tensión y en el terminal izquierdo de L1 aparece la tensión de salida mas lo que exista sobre él como oscilación debida a su inductancia y su capacidad distribuida).

Si aparece una tensión menor a la de entrada cuando la llave se cierra, busque algún �problema en la misma o en su excitación.

Si la tensión no llega a cero, busque algún problema en el diodo recuperador. �


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Si la tensión sobre el diodo está permanentemente igual a la tensión de entrada la llave �está en cortocircuito. Esto significa que si tiene como carga al propio TV el mismo va a que-dar alimentado con 300V y solo Dios sabe cuántas cosas se van a quemar.

Esto último es uno de los problemas más complejos y peligrosos de esta disposición de fuen-te, que las fuentes por transferencia indirecta no tienen, porque un transformador no puede acoplar la continua. Para reducir este riesgo inherente, la mayoría de estas fuentes tienen un diodo de protección de 120V, conectado sobre la salida, que se pone en cortocircuito cuando se sobrepasa su tensión de ruptura. Seguidamente se quema el fusible si no es que el reparador está trabajando con una lámpara serie de 200W. Como conclusión: no trabaje con fuentes de este tipo sin la protección de una serie.


Volvamos al oscilograma: abajo se pueden observar algunos valores importantes de tensión como ser en la columna channel A vemos una tensión de 110,149 como valor medio después de la recuperación y un valor de 299,998 durante el cierre de la llave. La tercera fila es la dife-rencia entre las dos tensiones anteriores (189,849).

Observe que el tiempo de actividad es tan pequeño como 12% debido a que con una carga de 600 Ohms se necesita transferir muy poca energía.


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Un caso opuesto, ocurre cuando se trabaja con poca tensión de red, de modo que la tensión de entrada llegue a 150V. En este caso, se debe incrementar el período de actividad a un valor para lograr la tensión de salida correcta.

Un TV de 220/110 automático debe funcionar hasta con tensiones de red de 75V. Esta tensión es tan baja que la fuente debe operar como elevadora y eso es algo que esa fuente no puede realizar de ningún modo. En efecto, una fuente de transferencia indirecta puede ser elevadora o reductora de acuerdo a la relación de espiras del transformador, pero una fuente de trans-ferencia combinada solo puede ser reductora, es decir que tiene un problema inherente a la regulación que no las hace aptas para bajas tensiones de red.

En la figura 7 se puede observar el caso limite aproximado con 90 % de tiempo de actividad cuando ponemos una tensión de entrada de 100V.


ConclusionesEn este capítulo, presentamos las fuentes de transferencia combinada, indicando su cir-cuito básico, en donde utilizamos una llave genérica controlada por tensión y un diodo recuperador. En el próximo capítulo, avanzaremos en el estudio de estas fuentes indican-do los circuitos necesarios para producir las oscilaciones. Comenzaremos primero por los circuitos discretos para pasar luego a los circuitos con STR50103 y similares.


Fuente TV Philips GR1-AL (funcionamiento)

16

El circuito de arranque


Sección de medición y encendido

La sección de control o PWN

La fuente de 16V y de 5V

Conclusiones


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Como el lector ya puede suponer, se trata de un TV de la gama más baja de Philips, sin nin-guna prestación que pueda encarecerlo como respuesta de Philips a los TVs asiáticos de

bajo precio.

La fuente de este TV es un dechado de simplicidad y economía. Comienza eligiendo el que tal vez pueda catalogarse como el dispositivo llave más económico que se pueda elegir: el MOS-FET BUK444. Este MOSFET y el diodo recuperador BYW95 forman la base de la economía de esta fuente, que agregado a la sencillez y pequeño tamaño del transformador chopper, permi-ten construir todo el TV en una plaqueta de reducidas dimensiones.

En el circuito, podemos comprobar que la fuente no tiene fuente auxiliar de 5V ya que en la condición de reposo (Stand By) los circuitos que requieren esa tensión se alimentan desde el bobinado auxiliar 5-10. En la condición de reposo, la fuente trabaja a una tensión de 70V por su salida principal que aumentan a 115V cuando se enciende el TV.

El transformador de pulsos es de sencilla fabricación a pesar de que tiene 4 bobinados: el que ya conocemos para generar baja tensión, el bobinado 2-13 de realimentación para el autoosci-lador y el bobinado 11-4 para el ajuste de la tensión de salida.

Este TV tiene versiones para 110V de tensión de red. En ellas la fuente funciona en 70V y se utiliza el primario del fly-back en un circuito de recuperación serie que levanta la tensión a 115V.

Los componentes más importantes son:

la fuente no regulada representada por el capacitor electrolítico C315 �

la llave electrónica TS320 �

el diodo recuperador D322 �

el inductor S322 L2-12 �

el capacitor de salida C346 �

Esos componentes se comportan tal como lo indicáramos en el capítulo anterior, dando lugar a la circulación de las dos corrientes indicadas en el gráfico. En el primer tiempo se produce el rulo (loop) más grande y en el segundo tiempo el más pequeño.

PHILIPS chasis GR1-AL(http://www.clubdediagramas.com/servicios/ver_archivo.php?archivo_id=30354)



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El circuito de arranque

Imaginemos que recién aplicamos tensión sobre C315. También se aplicará tensión sobre a R318 en serie con R319 y R321 con R320 actuando como atenuadora y con D320 como limi-

tador de tensión a 15V para no quemar la compuerta. Cuando la compuerta se hace positiva, la llave MOSFET se cierra y comienza a circular corriente por el inductor L2-12 cargando el capacitor de salida C346.

El circuito de arranque se completa con D340 que provee un arranque más suave. En efecto, cuando la salida es nula la tensión del punto A no puede ser otra que la tensión del zener D340 de 10V.

En ese caso, sobre D320 existe una tensión de 7V determinados por la relación de R319 a R320 y el zener D320 no funciona. Luego, cuando la fuente arranque, la pata 12 tendrá 115V y la tensión del punto A podrá crecer hasta 125V. Ahora la tensión sobre R320 podría ser de unos 80V si no existiera D320 y en el momento en que la pata 2 del transformador está práctica-mente a potencial de masa (recuperación). Es decir que la fuente arranca con poca tensión de compuerta (7V) y por lo tanto poca corriente y posteriormente conduce a pleno entrando en el régimen de saturación y corte cuando la tensión de salida llega al valor nominal.

Para verificar el funcionamiento de este doble sistema de protección por zener, se puede co-nectar el osciloscopio con la masa en los 115V y el vivo en el punto A. Se debe observar una onda cuadrada de 10V pap. Si no tiene osciloscopio utilice la punta de valor pico y obtendrá un resultado de 9,4V.

Nota: algunos modelos utilizan un diodo zener de 15V y por lo tanto las mediciones deberán indicar este valor.

Cuando el MOSFET se satura, se corta, porque la pata 2 del transformador queda a potencial de 300V y la compuerta lo acompaña (0,6V menos) por conducción directa de D320. Luego veremos que este bobinado genera una tensión que se superpone a los 300V manteniendo la conducción del MOSFET.


La corriente circulante por el bobinado principal durante el arranque inducirá tensiones en los otros bobinados. En la pata 13 aparecerá una tensión más positiva que en la 2, que

a su vez es más positiva que la 12 que opera como salida. El bobinado extra aplicará tensión entre compuerta y surtidor, ya que éste está prácticamente conectado al bobinado 2 (R322 es despreciable). Mientras la pata 13 sea positiva con respecto a la 2, circulará corriente de com-puerta solo por R326, C326 R321 ya que el diodo D325 impide la circulación por R325.


181

La fuente tiene un período propio de oscilación que ocurre por saturación del núcleo y por car-ga de C326. Pero de cualquier modo el circuito no llega nunca a esa condición. Antes se cierra el transistor PWM TS330 (exactamente cuando la tensión de salida llega a su valor nominal) y provoca un cambio de estado cortando la circulación de corriente por el MOSFET. En ese momento, la corriente por C346 comienza a bajar, lo que implica que la tensión en la pata 2 es menor que en la salida y por lo tanto será menor aún en la pata 13. El diodo D325 tendrá ahora la polaridad adecuada para conducir y descargar el capacitor C326 a una velocidad mayor que la de carga dado que R325 es de 220 Ohms y R326 de 1K8.

Observe que durante el corte del MOSFET, la tensión aplicada entre compuerta y surtidor no puede sobrepasar los 0,6V porque el zener D320 se pone en directa.

Extinguida la realimentación o cortado el transistor PWM volverá a reiniciarse el ciclo por conducción del MOSFET dada la polarización de la compuerta por R319 y R320.

Sección de medición y encendido

La sección de medición se construye con el transistor TS345 y el transistor de encendido TS348.

TS345 compara la tensión del zener D345 de 6,8V con una porción de la tensión de salida determinada por el divisor R340+R341 con R342+R348. Como R340 es un preset, todo el divisor se puede ajustar para que genere 109V en la base de TS345 cuando existen 115 V en la salida. Observe que si la tensión de salida cae, el transistor tiene menos corriente de colector y la etapa de control PWM reduce el periodo de actividad.

La etapa de medición debe responder solo a la gama de frecuencia que puede presentar la variación de la salida. Las variaciones de salida de una fuente pueden ser tan lentas como la correspondiente a CC, pero nunca mas rápida que las que permite el capacitor electrolítico de salida. Por lo general este capacitor por sí mismo puede mantener la tensión para el consumo variable a ritmo horizontal. El consumo variable de las bajas frecuencias de la etapa de audio y el propio zumbido de 100 Hz de fuente debe ser minimizado por la misma regulación y por eso la etapa de medición suele responder hasta algunos miles de Hertz. En nuestro caso la respuesta en frecuencia está cortada por C345.

Para que la tensión de reposo pase a un valor de 70V, se debe saturar el transistor TS348 con la señal Stand By proveniente del micro. Cuando este transistor se satura, R342 queda conectado a masa y el divisor divide por menos, de modo que con 70V en la salida ya conduce el transis-tor TS345.

¿Por qué se apaga el TV cuando la tensión de fuente se reduce a la mitad? Este descenso redu-cirá las tensiones del secundario de 12V que quedará reducido a 6V. Cuando el jungla TDA8305 recibe baja tensión en su fuente deja de oscilar.


182

¿Por qué una fuente ingresa al modo burst cuando el TV está en reposo? Todas las fuentes tie-nen un valor mínimo de tiempo de actividad que esta relacionado con el tiempo de apagado o time off del transistor llave electrónica. Este tiempo es una barrera infranqueable cuando se trata de mantener la tensión de salida con baja carga y/o alta tensión de red de canalización. Si la fuente llegó a su mínimo y la tensión de salida supera su tensión de trabajo, la llave PWM termina cortando la oscilación y recién vuelve a arrancar un instante después dando lugar al modo burst por un tiempo que depende de qué tan alta sea la tensión de entrada y qué tan alta sea la resistencia de carga.

Las fuentes con circuitos integrados suelen tener una limitación del tiempo de actividad míni-mo en valores más altos que las discretas para evitar que la fuente llegue a trabajar con tiem-pos de actividad muy cortos que tienen poco rendimiento.

La fuente del GR1-AL no es sincronizada. Las fuentes de este tipo se caracterizan por trabajar a una frecuencia libre que varia notablemente. Casi podríamos decir que trabajan a tiempo de conducción casi fijo y varían el tiempo de actividad cambiando la frecuencia. La frecuencia de conmutación aumenta para cargas de baja resistencia y disminuye al aumentar la tensión de red.

La sección de control o PWN

La etapa PWM (modulador por ancho de pulso) contiene a su vez dos secciones: una fuen-te negativa pulsante C337 y el verdadero modulador de ancho de pulso TS330. La fuente

negativa tiene la función de mantener a TS330 al corte oponiéndose a la corriente positiva suministrada por el circuito medidor de tensión de salida.

El bobinado 11-4 de S322 se conecta con la pata 11 a masa. Durante el segundo tiempo (con-ducción del mosfet y el recuperador) la pata 4 entregará una tensión negativa, que el diodo D337 con R337 en serie aplica al capacitor C337. Durante el primer tiempo se producirá la descarga de este capacitor ya que la pata 4 será positiva de modo que hace conducir al zener de 6,2 V D335 y el resistor R335 de 3K3. Esta fuente negativa de tensión se aplica a la base de TS330 por medio de una red RC (R333 y C333) para generar una corriente que se opone a la suministrada por el resistor R345. La resultante de ambas corrientes se aplica a la base de TS330 por R332.

Un análisis cuidadoso, nos indica que el transistor pasará rápidamente del corte a la satu-ración en algún momento de la rampa ascendente generando el cierre del transistor con un periodo de actividad determinado.

Cuando TS330 conduce el flujo en el transformador se invierte y comienza la recuperación de energía. La corriente de la rampa creciente se invierte y cuando vuelve la corriente del circuito medidor le gana a la rampa se produce el corte de TS330 y volviendo a conducir el transistor llave.


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La fuente de 16V y de 5V

Por fuentes permanentes se entiende aquellas que permanecen encendidas, aunque pueden estar a menos tensión, cuando el TV está en reposo. Todas las fuentes permanentes se de-

rivan de la fuente de 16V que cumplen varias funciones.

Alimentar el par complementario de salida de audio formado por los transistores �TS620 y TS625, que en la condición de reposo no generan consumo, por falta de excitación y porque el transistor inferior queda al corte con baja tensión de fuente.

Alimentar en forma permanente al regulador de 5V, ya sea en condiciones de funciona- �miento como de reposo.

En el momento en que el TV pasa de reposo a funcionamiento y en forma temporaria sumi-nistra energía a R146 y TS146 que alimentan al oscilador horizontal por la pata 11 del jungla TDA8305.

La tensión sobre el capacitor de la fuente de 16V tiene una caída muy violenta cuando el TV trabaja en reposo. En efecto, cae de 16 a 6V aproximadamente cuando la tensión de 110 solo cae a 70V. Esto se debe a que el bobinado tiene una fase tal que D350 conduce solo en el tiempo de recuperación y por eso su baja tensión de salida en reposo a pesar de que en ese momento esta fuente solo alimenta a los 5V. El lector debe recordar que al no tener carga una fuente pasa a tener un bajo período de actividad. Sobre el bobinado 5-10 se tiene entonces un pulso negativo de poca duración y elevada amplitud. Esto significa que el pulso positivo tendrá una gran duración y un pequeño valor.

R531 es un resistor de múltiple funciones. Por un lado limita los picos de corriente por el diodo recuperador evitando que se queme el diodo por corriente máxima. Por otro amortigua la irradiación de pulsos interferentes y por ser un resistor no inflamable se abre en caso de cortocircuito sobre la carga de los 16V.

C351 es mucho más grande de lo habitual (220 uF) no tanto por el filtrado del ripple propio como por el consumo variable de la salida de audio que es de mucha menor frecuencia.

La fuente de 5V alimenta al micro, a la memoria y al receptor infrarrojo. Se trata de un regula-dor serie bastante convencional con un transistor de media potencia y un transistor amplifi-cador de error. El transistor regulador TS355 tiene un resistor R355 que opera como shunt (o resistor de cebado) y permite el arranque del regulador. Cuando aparecen los 16V este resistor colabora suministrando unos 13 mA no regulados a la carga. En realidad la fuente provee el resto de la corriente variándola de modo tal que compensa la corriente no regulada entregada por el resistor.

La muestra de la tensión de salida de la fuente se aplica a la base de TS356.


184

El detalle mas particular es el modo de polarizar al zener D359. En el momento inicial el zener queda conectado al colector de TS355 porque el capacitor C360 está descargado. También lo está C361 y por lo tanto el zener tiene una corriente nula. Por lo tanto es como si el emisor de TS356 este solo conectado a masa. Cuando la tensión de C361 llegue a ser suficientemente alta para que el divisor R356 y R358 provea 0.7 volt a la base TS356 conduce y hace conducir a TS355 de modo que ya no hace falta el resistor shunt y el circuito sigue levantando la ten-sión de salida sobre C361 hasta que llega a 5V momento en que conduce el zener y levanta la tensión de emisor de TS356 cortándolo para que la salida no sigua creciendo. A todo esto el capacitor C360 se fue cargando lentamente con la caída de tensión sobre R359 y de modo que unos instantes después del encendido esta cargado y circula corriente por la base de TS360. En ese momento el transistor conduce y levanta la tensión POR (power on reset = reset al en-cendido) a 5V.

En una palabra, que este TV combina el regulador de 5V con el circuito de reset automático generando dos tensiones de 5V una directa y otra demorada. La primera se destina al micro, la memoria y el preamplificador IR y la segunda al reset del micro. El resistor R359 cumple una función importante aun cuando el TV está apagado ya que se encarga de descargar el capacitor C360.

Conclusiones El GR1-AL tiene una de esas fuentes que me animaría a decir que es prácticamente irre-parable sin un método de trabajo. En este capitulo le explicamos cómo funciona la fuente y para qué sirve cada uno de sus componentes. Dejamos para el próximo el tema de las protecciones y el método de reparación.


Fuente TV Philips GR1-AL (protecciones)

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Protección contra sobrecarga

Protección por sobretensión en la fuente de 5V

Protección por sobretensión de la fuente de 115V

Conclusiones


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Una fuente debe tener por lo menos una protección contra mal funcionamiento que consi-dere:

Sobrecorriente � . Cuando decimos sobrecorriente nos referimos a la sobrecorriente por el transistor llave, es decir, una sobrecarga en cualquiera de las tensiones de salida. En nuestra fuente particular sería una sobrecarga sobre la salida principal de 115V, en la de 5V para el micro o en la de 16V para el amplificador de potencia de audio. En el transistor llave no se puede saber cuál de las tensiones de fuentes tiene un cortocircuito o una sobrecarga; sólo se puede medir la corriente por el MOSFET y cortar el funcionamiento.

Sobretensión � . Con respecto a la sobretensión lo ideal es que la fuente sea capaz de re-conocer que la fuente tiene una salida mayor a la normal en cualquiera de las tres tensiones y cortar el funcionamiento. En nuestro caso existen una protección para 115 V y otra para 5V por considerarlas las mas importantes. El amplificador de audio se debe autoprotejer o debe estar preparado para manejar un exceso de tensión sin quemarse.

Cuando se trata de fuentes con circuitos integrados monolíticos por lo general las protecciones operan y la fuente no vuelve a encender hasta que el usuario no apague y vuelva a encender el TV. Cuando se trata de una fuente discreta por lo general solo se logra que corte y permanezca cortada mientras dura la sobrecarga. Si la sobrecarga es permanente, la fuente permanece apagada. Esto es una ventaja enorme para el reparador porque no hay peor falla que la que se produce aleatoriamente y hace cortar la fuente sin que sepamos por qué se cortó.

La fuente que nos ocupa suele enloquecer a los reparadores por una característica rara que no es común al resto de las fuentes. A esta altura del curso mis lectores ya no dudan cuando de reparar una fuente se trata. Primero se desvinculan las etapas que ofician de carga de la fuente y posteriormente se prueba la fuente con carga resistiva. De este modo si la fuente arranca embalada en tensión no se quema nada y el reparador se ahorra un disgusto. Con esta fuente y otras similares, si Ud. opera de ese modo la fuente no arranca y sin embargo todo está bien. Esta fuente debe arrancar sin carga y recién cuando la tensión de salida se establece en el valor de 115V se debe conectar la carga correspondiente.

Protección contra sobrecarga

Cuando la corriente instantánea que atraviesa el MOSFET TS 320 llega a un valor de 3A, la caída de tensión sobre el resistor R322 de 0,2 Ohms se hace igual a 600 mV y TS321 se

satura cortando la excitación del MOSFET.

La limitación de 3 A de valor instantáneo significa un valor mucho menor como corriente con-tinua de salida. Piense que el MOSFET solo conduce alrededor de la mitad del tiempo. Y cuan-do conduce los hace en forma de rampa de corriente empezando en una corriente nula y lle-gando a un valor máximo con crecimiento lineal. Esto significa un valor medio igual a la mitad del máximo es decir 1,5 A que como el transistor conduce la mitad del tiempo se convierten en unos 750 mA aproximadamente y como la fuente entrega 115V significan una potencia de


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unos 100W. Se podría decir que en forma aproximada la fuente corta cuando llega a entregar unos 100 W cuando el consumo promedio del TV es de unos 60W.

Fig.1 Protección por sobrecorriente

Esta fuente, como todas las fuentes, ajusta el tiempo de actividad para regular la tensión de salida. Pero si se produce una sobrecarga, reduce la tensión de salida para que el transistor llave no tenga una corriente instantánea superior a 3 A. Esto es similar a algunas fuentes de la-boratorio que permiten ajustar la tensión de salida a un determinado valor siempre y cuando no se alcance el límite de corriente. Una vez alcanzado el límite de corriente, la fuente ajusta la tensión de salida para que la corriente se mantenga en ese valor determinado.

La protección de sobrecorriente, ¿sirve contra fallas del propio circuito de fuente? Sirve, salvo que los componentes dañados sean los indicados en la figura 1. Si uno de ellos falla, la fuente no puede cortar, pero si la falla es, por ejemplo, en el medidor de tensión, o en el circuito de realimentación, o en generador PWM, de modo que se supere la tensión nominal de salida, la protección opera salvando al transistor MOSFET de una muerte segura.

Cuando se producen cortocircuitos sobre la salida, se nota un funcionamiento eficiente de esta protección. Por ejemplo, un transistor de salida horizontal TS517 o un tiristor de protección contra sobretensión disparado o en corto.

Cuando una de estas fuentes se protege, intenta arrancar cada 5 o 6 mS y se puede quedar le-yendo un cortocircuito por todo el tiempo necesario. Cuando se levanta el cortocircuito, arran-ca sin ningún problema como si nada hubiera pasado.

Ahora que conocemos la protección, vamos a analizar cómo se produce el arranque y el corte en presencia de una sobrecarga. Cuando la fuente recién se conecta a la red la salida es nula, por lo tanto, el proceso de arranque siempre comienza igual, sin importar la existencia o no de un cortocircuito a masa.

2

S322

R3220,20

TS320R321

100TS321


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Si la salida está en cero, en el punto A se obtiene una tensión de 10V debido a la tensión del zener. Para que el MOSFET comience a conducir necesita un potencial de aproximadamente 4V entre el surtidor y la compuerta.

Observe que se trata de una carga del capacitor C326 de .015 uF a través del divisor de tensión R319 y R320 de 100K y 150K respectivamente. La demora introducida en el crecimiento de la tensión de compuerta es de aproximadamente 6 mS. Pero transcurrido ese tiempo el MOSFET comienza a conducir y ahora sí, el resultado de esa conducción depende de la carga. Ya sea que la carga esté en cortocircuito o abierta, el bobinado de realimentación acelera el crecimiento de la tensión de compuerta (el incremento rápido se produce porque se levanta el terminal in-ferior de C326 por la aplicación de tensión entregada por el bobinado 13-2 del transformador chopper). La compuerta llega a tensiones de 6V con respecto al surtidor y el MOSFET conduce plenamente.

Si la carga está en cortocircuito, la corriente crece rápidamente hasta 3 A, momento en que opera la protección por conducción de TS321, que reduce a cero la tensión de la compuerta cortando la corriente por el MOSFET. Al mismo tiempo, se descarga el capacitor C326 por in-termedio de R325 y D325 y todo vuelve a comenzar generándose un ciclo de 6 mS.

Nota: este proceso se ejecuta 170 veces por segundo hasta que desaparezca el cortocircuito sin que se recaliente o se queme ningún componente.

Si no hay cortocircuito a la salida y la carga es el propio TV ocurre lo siguiente: hasta que arranque el horizontal no hay consumo sobre la fuente de 115V. Esto permite el crecimiento de la tensión de salida y con ella se suprime la acción limitadora de D340, permitiendo que el punto A crezca paulatinamente hasta 125V. Un poco antes de que el circuito medidor tome el control el horizontal ya arrancó si el TV esta en “encendido”. Si está en “stand by”, el control aparece antes pero el transistor de salida horizontal no se excita y la etapa no consume.

Si a esta fuente la cargamos con 400 Ohms arranca, pero no entrega más que unos 20V porque el diodo D340 limita la tensión del circuito de encendido a 30V. La tensión de salida se esta-blece por un balance energético en el punto A que es estable y dependiente de la carga. A la tensión de 20V para 400 Ohms le podemos agregar 40 o a 50 V para una carga de 550 Ohms. Si la dejamos descargada sube hasta 115V y en esa condición la podemos cargar hasta con 200 Ohms que no se corta.

Protección por sobretensión en la fuente de 5V

En la figura 2 podemos observar parte del regulador de 5V. Si este regulador entregara una tensión mayor a la nominal, por alguna falla interna (por ejemplo el transistor TS355 con

fugas, que es una de las fallas más frecuentes de la etapa), D365 de 5,6V conduce y a través de R365 hace conducir al transistor TS348, que es el transistor de stand by. De este modo, la


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fuente pasa a esa condición y como solo entrega 6,3V en lugar de los 16V protege a todos los circuitos conectados sobre los 5V.

Fig.2 Protección por sobretensión de 5V

Protección por sobretensión de la fuente de 115V

Un incremento de la tensión de salida de la fuente de 115V significa un incremento en la tensión de salida horizontal. Esto a su vez, significa un incremento proporcional de la ten-

sión extra alta, si es que esto fuera posible. Por supuesto que no lo es, ya que comenzarían a saltar arcos por todas partes.

Dada la peligrosidad de la falla, la fuente tiene una protección por sobretensión que puede observarse en la figura 3 basada en un tiristor conectado a su salida.

Cuando la salida supera los 115V, la base de TS537 tiene 600mV menos que el emisor y TS537 conduce levantado la compuerta del tiristor, que pone en cortocircuito la salida de 125V. Ese cortocircuito hace quemar el fusible de entrada VL300 por lo que el TV queda inutilizado. Jus-tamente por esa razón, la compuerta posee dos capacitores de filtrado:

S3222

12

10

5

R351

1

S325

0.5μH

C351220μf

+16V6.3V

R146 y T5146para arranquedel horizontal

Amplificadorfinal de audio

R355

820

TS355

TS356

D350

C350

1nS

Stand By

+5vA+5vA

C36168μfD365

5V6

R3653K

R3505K6

TS349

C36068μF

D3593V9

+5v8POR R357

150

R3591K

R35639K

R35911K

TS360


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para frecuencias altas y medias el capacitor C535 de 220nF �

para frecuencias bajas el capacitor C536 de 47uF que evitan que cualquier pulso fino �en la tensión de 115V sea ignorado y bajan la impedancia para evitar que pulsos irradiados hagan disparar al tiristor

Fig.3 Protección por sobretensión de los 115V

Para analizar las consecuencias de una protección de este tipo analizaremos tres casos de fa-llas bastantes probables y frecuentes.

MOSFET en cortocircuito

Si el MOSFET se pone en corto, no hay dudas que la tensión primaria de 300V intentará levan-tar la salida al ritmo que le permita la inductancia del primario. Por supuesto que no lo podrá hacer, porque de inmediato conduce el tiristor y quema el fusible VL300.

Si todo fuera cambiar el fusible, el sistema no sería seria ideal, pero por lo menos seria acep-table. Lamentablemente, el encendido del tiristor suele tener más consecuencias. Por un lado, un cortocircuito tan neto daña al transistor limitador de corriente TS321 porque la corriente por R322 levanta tanto su tensión de base emisor que quema la juntura. Por otro lado, también se quema el regulador de 5V TS355. Suponemos que la razón es que la corriente del cortocir-cuito debe circular obligatoriamente por el bobinado primario de chopper L2-12 y generar una elevada tensión en los bobinados auxiliares.

5

D535

C53647μF

Pin del flybackU550

D5376VB

R53768K

115V

R5381K8

R54015K


190

Falla en la etapa PWM o de medición

Una falla en la etapa PWM o en etapa de medición que haga aumentar peligrosamente la ten-sión de salida junto con un transistor limitador de corriente abierto, hace que pasemos al caso 1 con las mismas consecuencias.

Nota: lamentablemente no es una falla improbable, porque en muchos casos de cortocircuito del MOSFET, el reparador no revisa el estado del limitador y lo deja cortado.

Si el transistor limitador funcionara bien, el MOSFET se cortaría y la fuente debería volver a arrancar sin consecuencias para el fusible y otros componentes.

Mal funcionamiento de la propia protección

Para que el tiristor se dispare se requieren por lo menos 700 mV entre la compuerta y el cá-todo. Si observamos el circuito de la figura veremos que para que esto ocurra el colector del transistor TS537 debe llegar a 1,4V dada la existencia de los resistores R536 y R535 que for-man un atenuador por 2.

Para que el colector llegue a 1,2V debe circular una corriente de colector de colector de 0,7 mA. Si el transistor tiene un beta de 200, bastará con una corriente de base beta veces menor a la de colector es decir 3,5 uA.

¿Cuánto deberá subir la tensión de salida para que circulen 3,5 uA por la base del transistor? Para calcularlo debemos considerar que la tensión sobre R538 es siempre aproximadamente igual a la tensión de zener mas la barrera de base emisor es decir 6,8 + 0,6 = 7,4V.

Si sobre el resistor R538 caen 7,4 V, significa que por él circula una corriente de 7,4/1K8 = 4,1 mA. Esto significa que la corriente de base de 3,5 uA es despreciable y por lo tanto sobre la suma de R540 y R539 deben caer una tensión de 4,1 mA x 15+12K = 110,7 que sumados a la sección superior del divisor forman 110,7 + 7,4 = 118,1V.

Por lo tanto, el divisor de base y el zener deben ser componentes muy precisos y su cambio debe ser realizado muy cuidadosamente. En caso de cambiar alguno de estos componentes, se deberá probar el circuito con la fuente variac electrónico y ajustar R538 o R540 o R539 para lograr que la protección corte en 118V.


191

ConclusionesUna fuente no sólo debe ser intrínsecamente segura, sino que también debe tener ade-cuadas protecciones que cubran las falencias del diseño específico. La fuente del GR1-AL tiene un grave problema si el transistor llave se pone en cortocircuito. Y la protección diseñada hace lo que puede, que no es mucho, quemar el fusible. Y al quemar el fusible ocurren otras fallas encadenadas que no pueden evitarse.

En el próximo capítulo, vamos a analizar el encendido de este TV que suele generar más de un dolor de cabeza a los reparadores que jamás lo hayan arreglado. Este TV recibe la orden de encender por la pata de control de volumen del jungla. Si, aunque le parezca extraño es así y si uno no lo sabe, se queda revisando el circuito y no encuentra cómo arranca.


Fuente TV Philips GR1-AL (método de reparación)

18

El arranque del horizontal

El método de reparación

Conclusiones


194

Cada TV enciende de un modo distinto. Muchos directamente encienden la fuente a pleno, cuando el TV se conecta a la red. Posteriormente y con la fuente conectada al fly-back se

produce el encendido manejando la excitación del transistor de salida desde el jungla, que a su vez recibe la orden de encendido desde el micro.

¿Esta disposición tan común tiene algún inconveniente inherente? Simplemente que el tran-sistor de salida horizontal se usa como llave, aplicándole toda la tensión de fuente. Su colector tiene algo más de 100V y su base no tiene tensión. Cuando llega la excitación de base, comien-za a generar barrido. Si durante una tormenta se produce algún pulso en la base el transistor, enciende a plena corriente.

Otros TVs tienen la posibilidad de modificar la tensión de fuente y generar por ejemplo una tensión de 50V cuando están en stand by. En ese caso, el transistor de salida horizontal tiene media tensión aplicada y un pulso durante una tormenta es menos peligroso que en el caso anterior.

Otros TVs en stand by, mantienen la fuente apagada, por ejemplo con un relé sobre la tensión de entrada, pero deben mantener conectada permanentemente una fuente convencional de 5V para mantener alimentado al micro y sus accesorios.

La fuente del GR1 AL funciona a mitad de tensión en stand by, pero en esa condición genera una tensión de 6,8 V en su salida de 16V para el amplificador de audio. Esa tensión de 6,8V alcanza para alimentar a un regulador de 5V, que por fin alimenta al micro y sus accesorios ahorrándose la fuente convencional de 5V.

A su vez, la variación de tensión de stand by a funcionamiento permanente se utiliza para generar el arranque del oscilador horizontal del jungla y el encendido por excitación del tran-sistor de salida horizontal.

Cuando está encendido, en la mayoría de los TVs, el jungla posee una fuente separada para el oscilador horizontal, que se alimenta con un transistor de señal usado como llave. Esta llave es excitada por la señal POWER ON del micro. Cuando el micro lo ordena, el oscilador horizontal se alimenta y excita al transistor de salida encendiendo el TV.

En otros TVs, tal como el que nos ocupa, el encendido se produce de otro modo. El oscilador horizontal se alimenta desde el fly-back parece que el TV no pudiera arrancar nunca, ya que al conectar el TV a la red no hay energía en esta fuente. Pero siempre existe algún modo de exci-tar el oscilador momentáneamente desde alguna pata del jungla, como para que el transistor de salida comience a funcionar y genere la tensión que mantenga funcionando al oscilador horizontal.


195

El arranque del horizontal

En la figura 1 se puede observar el circuito relacionado con el encendido del GR1 AL. Obser-ve el interior del jungla. La pata 11 es de doble función, por un lado tiene una tensión con-

tinua proveniente del micro que ajusta el nivel de volumen y por otro, recibe un pulso que pasa al oscilador horizontal y lo hace funcionar por algunos segundos para producir el arranque. Los diodos D1 y D2 se encargan de trasladar la señal impulsiva de la pata 11 a los diferentes sectores del jungla que la necesitan para generar los pulsos de excitación.

Fig.1 Arranque del TV GR1 AL

El micro, al recibir la orden de encendido, genera un potencial bajo en la pata 19, que habitual-mente se encuentra en un potencial alto. En ese momento la salida de la fuente pasa al poten-cial de 115V con lo que aparecen los 16V sobre el amplificador de audio.

Para que el TV arranque, los 115V deben alimentar no sólo a la etapa de salida horizontal sino también a la etapa driver. Como la etapa driver necesita una tensión mas baja que 115V, se coloca un resistor R505 de 1K y el capacitor C505 de 100 nF, filtrando el ripple producido por el consumo pulsado de la etapa.

La salida de horizontal del jungla, es un transistor con el colector sobre la pata 26. Esto signi-fica que si esta pata no tiene un resistor de “pull up”, no hay salida. En un primer instante este resistor es R501 de 27K conectado a la tensión de 115V. Posteriormente, una vez arrancada la salida horizontal el fly-back genera 12V por la fuente llamada +12VA y entonces comienza


196

a contribuir el resistor R170. El resto de los componentes del circuito de base, son simples filtros anti irradiación.

En general, los reparadores esperan encontrar tensiones altas sobre la pata de salida del jun-gla y se sorprenden cuando en este TV solo leen 0,7 V de pico con un osciloscopio. Y se sor-prenden mucho más si trabajan con un tester de aguja, porque éste mide el valor medio de la señal, que es de aproximadamente 0,35V. Suponen que la etapa no excita y se forman una idea muy errónea de la falla.

La tensión de 0,7V es la normal porque el resistor anti irradiación R500 es de solo 47 Ohms y prácticamente no tiene caída de tensión. De este modo, cuando el transistor interno al jungla se abre, la tensión solo puede crecer hasta la tensión de barrera del transistor driver (0,7V). Cuando el transistor interno se cierra, solo quedarán sobre la salida unos pocos milivolt.

Inclusive si Ud. lee una tensión de salida del jungla mayor, es porque el circuito funciona mal. Lo más probable es que esté cortado S170 o menos probablemente R500 (el tester indicará aproximadamente 6V y el osciloscopio 12V de pico).

Hasta ahora hablamos de lo que ocurre si la pata de salida horizontal tiene salida normal. Pero para que esto ocurra debemos excitar a la pata de volumen con un pulso que se interrumpa al arrancar la salida horizontal. Observe atentamente el circuito; entre los 16V y la entrada de volumen (11) se coloca un transistor PNP que opera como llave. En los dos extremos de esta llave se ubican resistores de 100 Ohms (R146 y R147). La base del transistor llave tiene dos estados de tensión de acuerdo a que el fly-back entregue o no entregue tensión de 25V. Si entrega tensión, está a un potencial de 18,24V tal como lo podemos calcular resolviendo el di-visor resistivo correspondiente a mano o con un laboratorio virtual (cuando lo calcule a mano puede despreciar la caída en R143). Cuando el fly-back no entrega tensión, la base quedará a un potencial de aproximadamente 12V ya que el transistor TS146 se satura, la corriente circu-lante polariza el zener D147 que limita la tensión en 12V. El estado de saturación del transistor implica que el emisor y el colector se encontrarán a un potencial prácticamente idéntico de 12V y la base estará por lo tanto a un potencial 0,7 volt inferior es decir 11,3V.

Lo importante es que cuando el fly-back genera 25V (TV encendido), la base estará a un po-tencial de 18,24V y el emisor a 16V. Esto significa que el transistor está cortado y es como si toda la red superior de la pata 11 se desconectara. De este modo, el micro podrá controlar el volumen del sonido variando la tensión entre 1,2 y 2,2 V cuando la tensión de la pata 2 del micro varíe entre 0 y 5,4V al tocar el control de volumen.

Lo más interesante ocurre antes de que el TV se encienda. En stand by la tensión de fuente de la etapa de sonido es de 6,8 V, en esa condición no importa el estado de TS146 cortado o con-duciendo la tensión de la pata 11 será menor a 12V.

En el momento del arranque, cuando aparecen los 12V porque la fuente de la etapa de sonido pasó de 6,8V a 16V se produce la alimentación del oscilador a través del diodo interno D1. En ese momento, el detector de fase no requiere alimentación. Aparecen pulsos por la salida del jungla (pata 26) y el fly-back genera 25V. En esa condición TS146 se corta y desaparecen los


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12V en la pata 11. D1 se abre pero la salida del fly-back 12VA ya esta proveyendo tensión para mantener al oscilador funcionando y el TV permanece encendido.

Al abrirse D1, le da la oportunidad a D2 para que conduzca y comande el control de volumen. Observe que cuando ingresaron los 12V que encendieron al oscilador, D2 no los acopló por tratarse de un potencial muy positivo y con ésto se evita que el TV arranque con sonido al máximo.

El método de reparaciónSi el TV no funciona puede ser por cuatro causas principales, a saber:

1. El circuito de entrada o fuente primaria de 310V

2. Problemas en las cargas de la fuente

3. Problemas en el circuito de control o en la señal de encendido del micro

4. Problemas en el autooscilador de la fuente

El circuito de entrada o fuente primaria de 310V

Comenzando por el caso 1, vale la pena hacer algunas mediciones previas considerando las fallas más probables.

Conecte el TV a la salida de 220V aislados del E-Variac (usando la serie interna de 300W). Ve-rifique la existencia de tensión sobre el capacitor electrolítico principal C315.

Si aparecen los 315V y la fuente no arranca lo primero que debe hace es desconectar el �TV del E-Variac y descargar C315 con un resistor de 100 Ohms 1W.

Si no tiene 315V es muy probable que el fusible este quemado. (Descontamos que el �reparador ya verificó el resto de los componentes de la fuente no regulada).

Si el fusible está quemado le aconsejamos reemplazarlo por otro de las mismas características y probar nuevamente desconectando la bobina del desmagnetizador. El fusible nuevo no se va a quemar porque el E-Variac tiene la lámpara serie que lo protege.

Si la serie sigue indicando corto, desvincule el horizontal levantando el puente J545 que se encuentra en el vértice de la plaqueta al lado del fly-back.

Pruebe nuevamente y si sigue encendiendo tiene algún problema en el puente de rectificado-res (corto) o en el capacitor electrolítico principal C347.


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Si la serie quedó apagada lo mas probable es que el MOSFET esté en cortocircuito. Si se está preguntando cómo es que no enciende la serie si le estamos enviando 310V a la carga, le acla-ramos que al levantar el puente, se desconecta el tiristor de sobretensión. Antes de cambiar el MOSFET puede realizar una comprobación más. Mida la tensión sobre cualquiera de los elec-trolíticos de salida. Si sobre ellos tiene la misma tensión que sobre el electrolítico de entrada, significa que el MOSFET esta en corto con toda seguridad.

Problemas en las cargas de la fuente

Si la tensión sobre el electrolítico principal es correcta pero la salida tiene tensión nula tam-bién debemos desconectar la carga del horizontal por J545. Si la salida levanta el problema esta en la carga. Verifique el transistor de salida y el triac de protección de sobretensión. Todo esto se puede comprobar simplemente con la utilización del óhmetro.

Problemas en el circuito de control o en la señal de encendido del micro

Si la salida de la fuente es baja o no regula, primero se debe repasar la medición de tensión so-bre el electrolítico principal, pero esta vez midiendo no sólo la continua sino también el ripple. Luego desconecte el horizontal abriendo el puente J545.

Aquí corresponde observar como opera el led piloto. En este equipo el fabricante utilizo el criterio que dice:

Stand by = Piloto encendido �

Funcionamiento = Piloto apagado, pantalla encendida �

Al encender por la llave mecánica, el TV se enciende, pero sólo si fue apagado desde la llave mecánica. Si fue apagado desde el remoto, al encender desde la llave mecánica pasa a stand by.

Ahora, para confirmar problemas en el sector de encendido, debe desconectar el mismo de-soldando una pata de R349. Si la salida se normaliza, existe algún problema en el control de encendido. Si permanece baja, el problema está en la propia fuente, en el regulador de 5V o en el transistor TS348 de stand by defectuoso. Si saca TS348 (anula la condición de stand by forzando el encendido) y la fuente se normaliza, confirmamos que se trata de un problema en el circuito de encendido y no en la propia fuente.


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Problemas en el autooscilador de la fuente

Hasta aquí levantando dos conexiones y efectuando un par de mediciones hemos circunscrip-to el problema a la fuente especifica. Si bien se trata de un sector con muchos componentes, por lo menos ya tenemos acotada la falla.

Llegado a este punto, el problema puede ser subdividido en casos diferentes:

Fuente inoperante �

Fuente baja �

Fuente embalada �

Fuente inestable o que no regula frente a variaciones de carga como por ejemplo varia- �ciones netas de brillo

Fuente Inoperante

Si levantando el puente J545 la salida sigue sin tensión, es probable que el oscilador auto osci-lante no llegue a oscilar. Recordemos que un MOSFET se maneja por tensión en su compuerta y que esa tensión debe llegar a unos 4 V entre el surtidor y la compuerta para que el MOSFET empiece a conducir y origine una corriente apreciable por el bobinado 2-12 del transformador de pulsos. Esa corriente induce tensiones en el bobinado de realimentación, que incrementa la tensión original de la compuerta y así se produce la saturación del MOSFET.

Este proceso solo puede tener lugar si los resistores de arranque (R318 y R319) que llevan la tensión desde los 310V a la compuerta, no están cortados. Por la misma razón, habrá que verificar que los zeners D320 o D340 o el transistor TS321 no estén en cortocircuito. Estas últimas condiciones son verificables con un óhmetro sobre el TV apagado. Coloque el negativo del óhmetro en el surtidor del MOSFET y el positivo en el terminal positivo de electrolítico principal, deberá medir una resistencia de 580K. Luego coloque el terminal positivo del tester en la compuerta y deberá medir 150K.

También puede ser que no haya salida por cortocircuito del transistor TS330. En este caso el mosfet se mantiene al corte como en el caso anterior y la salida queda en un valor de unos 2,5V aproximadamente. TS330 en corto equivale a colocar R330 en paralelo con R320 y de ese modo la fuente no arranca porque la compuerta queda a un potencial de unos 0,26V con respecto al surtidor. Pero a pesar de que la fuente no arranque, se puede medir alguna tensión sobre la salida (sin carga) debido a la corriente que circula hacia la salida por R318 + D340 y por R318 + R319 + R320 + L2-12.

El transistor D322 es un ON4436 que no se consigue. Para encontrar un reemplazo, se debe observar que su colector puede tener tensiones considerablemente altas por lo que recomen-damos el uso de un BF459. Es muy común que algún reparador trasnochado y mal aconsejado


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lo reemplace por un BC548. En este caso, la fuente arranca y puede llegar normalmente a la condición de stand by; pero al querer pasar a estado de encendido no puede superar los 80V de salida, porque el transistor limita la tensión máxima de la compuerta que no supera los 150V (tensión de ruptura del BC548).

Las dos fallas indicadas hasta ahora pueden ser catalogadas como incruentas o no encadena-das porque no arrastran a otros componentes relacionados. Muy diferente es el caso de un diodo recuperador D322 en cortocircuito.

Como siempre, lo más importante es saber qué tensión aparece en la compuerta para determi-nar si el MOSFET conducirá o estará cortado. En este caso, el cálculo indica que la compuerta tendrá 6V y el MOSFET conducirá. Sólo que en su camino no encuentra al inductor L2-12, ya que el diodo está en cortocircuito y S320 y S321 tienen una inductancia despreciable. En con-clusión, el MOSFET pasa a mejor vida y en su triste destino arrastra al fusible y probablemente al transistor limitador de corriente TS321, ya que la caída de tensión sobre el resistor shunt puede llegar a varios voltios sobre una impedancia de solo 200 miliohms (se quema la juntura base emisor). En muchos casos también se quema el transistor regulador de 5V TS355.

Por lo tanto, si encuentra al MOSFET en corto, no se le ocurra cambiar y enchufar, porque se puede volver a quemar. Primero verifique el diodo recuperador y si lo encuentra quemado, verifique sus otros compañeros de infortunio.

También es posible que la salida no tenga tensión por algún componente abierto entre la mis-ma y el capacitor principal C315. El componente abierto puede ser cualquiera, incluyendo soldaduras y pistas cortadas. En cuanto a los componentes abiertos se puede tratar de S321, TS320, R322, S322 (L2-12).

Esta fuente tiene algunas fallas realmente curiosas cuando se la prueba sin carga e incluso con la carga de horizontal conectada. Puede ocurrir que tenga una salida absolutamente normal de 115V pero con la fuente sin producir oscilaciones; inclusive responde al ajuste de preset de tensión de salida en forma totalmente normal. Por supuesto que el TV no arranca (sin sonido y pantalla oscura).

Si la fuente no oscila, no puede existir tensión de 16V que se obtiene de un bobinado aislado. Si no hay 16V no puede aparecer la orden de arranque sobre la pata 11 del jungla IC130 y no hay pulsos horizontales de salida que hagan funcionar la etapa de salida. Únicamente queda como carga permanente el circuito de sobretensión de 115V.

Como la tensión no sobrepasa los 115V el protector no se cierra, pero su divisor R538, R539, R540 (entre todos suman un carga de 28,8K) y el diodo zener D537 en serie con R537 de 68K consumen una corriente de unos 7mA.

También el driver queda consumiendo algo, ya que esta polarizado desde los 115V e inclusive el propio circuito medidor de la fuente consume algo de corriente. El consumo total fue calcu-lado y verificado en un TV y es de 42 mA aproximadamente.


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Aun con las oscilaciones cortadas, la tensión de salida crecerá por los resistores de arranque que generan suficiente tensión en la compuerta como para hacer conducir levemente al mos-fet.

Cuando la tensión llegue a 115V el medidor de tensión TS345 comenzará a generar una co-rriente de colector que polarizará al transistor PWM y este consumirá corriente de la com-puerta bajando su tensión con lo cual se reducirá la corriente que circula por el mosfet. Es decir que la fuente se transforma en un regulador analógico que mantiene la salida en el valor fijado por el preset de ajuste de tensión de salida.

Si el TV se encuentra en esta condición se deben verificar los siguientes componentes:

Trasformador de pulsos con espiras en cortocircuito �

Transformador de pulsos con el bobinado 2-13 cortado �

R326, C326 abiertos �

Diodo recuperador abierto �

Pistas cortadas en la zona de realimentación �

Cuando esta falla (alguna falla de realimentación) se produce en forma intermitente y está conectado el puente J-545 se corre el riesgo de cortocircuito del MOSFET, arrastrando al pro-tector de sobrecorriente TS321 al regulador de 5V TS355 y el fusible. Es decir que si aparece el fusible, lo primero que se debe hacer es levantar el puente J-545 y repasar las soldaduras. Posteriormente se conectará la fuente sin carga y se moverá y golpeará la plaqueta buscando falsos contactos mientras se observa que la fuente siga oscilando.

Fuente baja

Un problema particular puede ser cuando se obtiene baja tensión de fuente. Hay que recordar que esta fuente tiene dos tensiones de trabajo, stand by y funcionamiento y que por lo tanto puede ocurrir que, a pesar de tratar de encender el TV, la tensión no salga de stand by (aproxi-madamente 60 o 70V). Primero verifique la existencia de la tensión de 5V (aún en stand by esta fuente tiene el valor correcto de 5V). Luego compruebe si se trata de un problema relacio-nado con el encendido de la fuente sacando el transistor de stand by TS348. Al desconectarlo la fuente tiene que aumentar su salida a 115V.

Si la salida sigue baja, el problema puede estar en el circuito de medición o el propio oscilador básico. Compruebe el circuito de medición desconectando la pata de 12 del transformador de pulsos y conectando el variac electrónico sobre la salida de fuente mientras mide la tensión de base del transistor PWM TS330. Si el preset de tensión de fuente está bien ajustado cuando llegue a 115V la base llegará a 0,7V.


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Controlado el circuito de medición, todo lo que queda es un mal funcionamiento que no per-mite que el MOSFET llegue a tiempos de conducción importantes. Por ejemplo, una fuga en el zener D320 o en el transistor limitador de corriente de hasta 47K, dejan a la fuente con tensio-nes de salida del orden de los 8V.

Las fugas en el transistor PWM afectan la salida bajando la tensión dentro de valores muy va-riables. Por ejemplo fugas superiores a unos 2 Mohms no afectan la salida. Fugas de 1 Mohms llevan la salida a 50 o 70V y con 500K la salida no pasa de unos 19V.

Si se abre C337 en el sector de generación de la señal PWM, la tensión de salida cae a unos 12V. Pero si en lugar de abrirse se desvaloriza a la mitad o presenta fugas del orden de los 50K, la salida sigue normal en 115V. Pero lo más importante es que la tensión continua sobre el capa-citor varía en forma directa con la capacidad; mitad de capacidad mitad de tensión continua medida con un tester de aguja. Con el capacitor en buenas condiciones se obtendrán entre –4 y –6V y si la capacidad cae a la mitad se obtendrán entre –2 y –3V. La tensión continua sobre C337 no permite determinar otras fallas. Por ejemplo si se abre el diodo D337 la tensión cae a –0,9V.

Fuente embalada

Cuando la fuente se encuentra embalada (más tensión de lo normal), el diagnóstico depende de que tan excedida se encuentre.

Si tiene menos de 120V, pruebe con el preset de ajuste de fuente para ver si puede cam- �biar la tensión. Si no puede, verifique el funcionamiento de la etapa de medición de tensión tal como lo indicamos anteriormente.

Si está pasada de 120 V, entonces tiene por lo menos dos problemas. Uno es la falta de �regulación y el otro es que no funciona el detector de sobretensión.

Una tensión excedida se ataca del mismo modo que una tensión reducida con la salvedad de que aquí el problema debe estar forzosamente en el medidor de tensión.

Si la fuente queda arrancando y cortando, el problema puede ser un circuito de protección de sobretensión con los resistores corridos de modo que corte en menos de 115V. Al desconectar la etapa de salida, la protección queda también desconectada y de ese modo podemos deter-minar si ella es la responsable de la falla.

La misma falla se presenta cuando funciona mal el detector de sobrecorriente. Este detector tiene solo dos componentes, el transistor y el resistor shunt. La barrera del transistor no pue-de cambiar salvo que directamente se abra. Pero éste es el caso inverso, protege con corrientes menores a la nominal. Por lo tanto, sólo cabe sospechar del resistor shunt. En principio, prue-be la fuente sin carga. Si arranca normalmente es muy probable que la falla este en el resistor shunt. Mida el resistor con el probador de resistores de bajo valor. Si lo tiene que cambiar asegúrese que se trate de un resistor no inductivo.


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Por último un valor superior al normal en el resistor shunt también genera que la fuente se vuelva inestable o que no regule ante variaciones de brillo. En realidad regula pero cuando el brillo es alto, corta y vuelve a encender produciendo una imagen inestable.

ConclusionesAsí terminamos de explicar el funcionamiento de la fuente PHILIPS TV GR1 AL. Probable-mente el lector debe entender ahora por qué le dijimos cuando comenzamos el estudio que sin ayuda, este TV, es muy difícil de reparar. Es evidente que tiene una gran cantidad de detalles a tener en cuenta mientras se lo repara.


CI STR5010319El circuito completo del STR50103 y similares


Conclusiones


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El lector conocedor del tema seguramente estará pensando que el circuito de un STR50103 no se parece al circuito básico de una fuente de transferencia combinada. Y en efecto tiene toda la razón del mundo. El circuito básico utiliza un inductor y los STRs utilizan un transformador.

Si utilizan un transformador, ¿quiere decir que son fuentes aisladoras? No, su principal defecto es justamente que no son aisladoras a pesar de que usan trafo. ¿Y entonces para qué lo usan? Usan un transformador porque por la estructura de su circuito no pueden conectar la llave electrónica a la fuente y el inductor después de la llave electrónica. Deben tener conectada la llave electrónica a la carga y entonces no existe una posición para el diodo recuperador. En la figura 1 intentamos explicar esto con mayor claridad. .

Fig.1 Distintos modos de conectar los componentes

En (1) se puede observar el clásico circuito de transferencia combinada.

En (2) se observa un circuito en donde la llave está ubicada del lado de la salida. Cuando la llave se cierra el inductor se carga de energía magnética, pero al abrirse no hay modo de que la energía acumulada circule por la carga y se genera un impulso de tensión que quema la llave.

En (3) se observa una solución muy interesante. Si se construye un transformador 1 a 1, con el sentido de bobinados indicado, se puede asegurar que toda la energía acumulada por el núcleo se transfiere a la carga por intermedio de D3, apenas se abre la llave. Con esto puede considerarse que el circuito 3 es equivalente al 1 pero con la llave electrónica en el lugar donde se deseaba es decir del lado de la salida. La ventaja de esta disposición circuital es evidente, el emisor del transistor llave tiene el emisor conectado a masa para la CA por medio de C3 y


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es simple modificar el circuito tal como se indica en (4). El transformador tiene la misma can-tidad de espiras en el primario (entre la llave y la salida) que entre el diodo recuperador y la carga.

En (4) se puede observar el circuito final, en donde se agrega una derivación en el secundario. La transferencia de energía es idéntica que en 3 ya que Nab es igual que Ncd. Pero en el bobi-nado Nde existe aproximadamente la décima parte de la tensión del primario que es el valor adecuado para la realimentación a la llave transistor. Por supuesto que esta tensión tiene una componente continua (igual a la tensión continua de salida) pero al acoplarla con un capacitor, dicha componente desaparece y sólo queda la componente alterna de realimentación positiva adecuada para que el transistor llave opere como oscilador.

El circuito completo del STR50103 y similaresA continuación, listamos televisores de distintas marcas y modelos que llevan este CI.

AKIO TC1491FR/TC2191FRAUDINAC AC201MDAENIX 1400DAYTRON DTH1349VMICROSONIC DTH1342VS 13’’NISATO NCG2044OLIMPYC DTH2047 20’’PHILCO 14B29RC/20B19RC(http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/philco-m86/philco-20b19rcpdf-f28109.html)

BROKSONIC CTVG4545LS 14’’/5454LST 20’’(http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/broksonic-m124/esquema-broksonic-ctvg-4545lstczip-f85445.html)

DAENIX DTC 1400 M DAYTRON DTC 2050/1450MOLIMPIC DCT 2001 M WESTINGHOUSE DCT 1450M(http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/daenyx-m563/fuente-daenyx-dtc-1400-m-olympic-dct-2001-m-daytron-dtc-2050-1450m-westinghouse-dct-1450-mpdf-f86074.html)


http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/philco-m86/philco-20b19rcpdf-f28109.html








http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/broksonic-m124/esquema-broksonic-ctvg-4545lstczip-f85445.html

http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/daenyx-m563/fuente-daenyx-dtc-1400-m-olympic-dct-2001-m-daytron-dtc-2050-1450m-westinghouse-dct-1450-mpdf-f86074.html




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DEWO DCL2011 EB (http://clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/dewo-m76/daewoo-shassis-c41-dcs20112011rar-f10985.html)

DEWO DCL412(http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/dewo-m76/dewo-chasis-c-38nrar-f86078.html)

DEWO DCL2011(http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/dewo-m76/dewo-tth1437-dcl2011-hannover-dth2037-panavox-dth1437-2037pdf-f88267.html)

FUJITRON GN22ASANWA K6821 MN(http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/sanwa-m2652/sanwa-k6821-chasis-vivojpgpdf-f21499.html)

HITACHI CPT2110/2111(http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/hitachi-m70/tv-hitachi-cpt-2011rpdf-f86076.html)

HITACHI CPT2000R(http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/hitachi-m70/tv-hitachi-cpt-2000rpdf-f86077.html)

HITACHI CPT2100(http://www.clubdediagramas.com/servicios/ver_archivo.php?archivo_id=3566)

JVC C2163AR (http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/jvc-m85/diagrama-jvc-c2163arpdf-f88295.html)

PANASONIC TC2140 NR (http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/panasonic-m2715/tv-panasonic-tc-2140nrpdf-f88293.html)

SHARP C2096Y (http://www.clubdediagramas.com/servicios/ver_archivo.php?archivo_id=55494)

WESTINGHOUSE SAT 202-142(http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/ittnokia-m2122/tv-itt-nokia-sat-202fu4pcx-chassis-p54scpdf-f86075.html)


http://clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/dewo-m76/daewoo-shassis-c41-dcs20112011rar-f10985.html

http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/dewo-m76/dewo-chasis-c-38nrar-f86078.html

http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/dewo-m76/dewo-tth1437-dcl2011-hannover-dth2037-panavox-dth1437-2037pdf-f88267.html

http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/sanwa-m2652/sanwa-k6821-chasis-vivojpgpdf-f21499.html

http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/sanwa-m2652/sanwa-k6821-chasis-vivojpgpdf-f21499.html

http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/hitachi-m70/tv-hitachi-cpt-2011rpdf-f86076.html

http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/hitachi-m70/tv-hitachi-cpt-2000rpdf-f86077.html


http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/jvc-m85/diagrama-jvc-c2163arpdf-f88295.html

http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/panasonic-m2715/tv-panasonic-tc-2140nrpdf-f88293.html


http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/ittnokia-m2122/tv-itt-nokia-sat-202fu4pcx-chassis-p54scpdf-f86075.html

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Todas estas fuentes pueden ser estudiadas al mismo tiempo debido a que son todas muy simi-lares entre sí.

Fig.2

En este circuito casi completo vamos a estudiar para qué sirven cada uno de sus componentes tanto internos como externos al STR.

C806 es el capacitor del puente de rectificadores y su función es operar como fuente no regu-lada del sistema. L3-8 de T802 es el inductor principal de la fuente que inyecta corriente en el terminal de entrada del CI (pata 3). R804 es el resistor de arranque que hace circular una corriente inicial de 300V/470K = 638 uA por la base de Q1 (en el arranque el emisor está a masa porque C811 esta descargado). Si suponemos que Q1 tiene un beta de 20 podemos supo-ner que circula una corriente de unos 12 mA por el colector. Esa corriente induce una tensión en L3-8 con el positivo en la pata 3. Esta tensión genera un pulso positivo en la pata 12 del transformador que refuerza la conducción del transistor a través de C809. Observe que la deri-vación del transformador (pata 10) esta conectada al emisor de Q1. Hasta que C809 se cargue por completo Q1 sigue conduciendo; este periodo de conducción libre depende de los valores de C809, el resistor R803 en serie y la resistencia equivalente de entrada del transistor.

Al reducirse la corriente de base Q1 se abre, ya que el bobinado L10-12 genera una tensión ne-gativa que se refuerza por el fenómeno de la realimentación positiva. El diodo D803 conduce y el capacitor C809 se carga con un potencial negativo hacia el transformador, es decir, contrario al anterior, preparándose para el siguiente período de conducción cuando C809 se haya carga-do completamente con el negativo hacia el transformador.


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Durante este segundo semiperíodo, en donde Q1 esta abierto, la energía magnética acumulada en el núcleo del transformador se descarga por el diodo recuperador D802 la bobina L6/7-10, hacia el capacitor C811 y la carga (el resistor R809 puede ser ignorado dado su pequeño valor de .22 Ohms).

El capacitor C811 se carga en sucesivos ciclos hasta que por último llega a la tensión de 103V, momento en que conduce Q3 que hace conducir a Q2 quien finalmente acorta el período de conducción libre regulando la tensión de salida. Si el lector tiene algunos conocimientos de matemáticas, podrá establecer la ecuación en donde esto ocurre. Esta ecuación nos dice que Q3 conduce cuando la tensión de base menos 0,6V (103.R3/R3+R4)-0,6 sea igual a la tensión del zener D1. De allí que variando los valores de R4 y R3 se pueda ajustar la tensión de salida. La pata 5, que no se usa, permite colocar resistores sobre R4 o R3 para modificar la tensión de salida. El resistor R2 hace circular corriente por el zener para que éste pueda trabajar en la parte mas recta de su característica I/V.

En este punto, sólo nos quedan por explicar las protecciones del circuito y los componentes anti-irradiación. El circuito no tiene una protección intrínseca contra exceso de tensión. Por lo tanto es responsabilidad del fabricante del TV agregar un protector tipo zener de 112V que se ponga en cortocircuito a llegar a esa tensión. También se puede utilizar un circuito con tiristor y zener de los que ya fueron estudiados en este curso.

La protección por sobrecorriente es muy simple y opera sobre el resistor R809 de .22 Ohms. Observe que este resistor esta ubicado en serie con la corriente en forma de rampa del emi-sor de Q1 que siempre se dirige al capacitor de salida y la carga. Cuando los pulsos negativos sobre este resistor, superan los 1,2V los diodos D804 y D805 los acoplan a la base de Q1 que se cortan inmediatamente limitando la corriente. El capacitor C810 compensa cualquier com-ponente inductiva que pudiera tener el resistor R809 capaces de generar pulsos espurios de tensión.

Este circuito no requiere redes de snubber. Sólo necesita un capacitor C809 de 4,7 nF sobre el transistor llave para suavizar la amplitud de las oscilaciones. Esta característica es compartida por todos los otros circuitos de transferencia combinada y se debe a que no hay una trans-ferencia brusca del componente que haga circular corriente (por ejemplo, corriente por el primario y luego por el secundario de las fuentes de transferencia indirecta). Aquí la corriente fluye hacia el capacitor de salida y la carga durante todo el tiempo.

El bobinado L12 puede tener una masa aislada de la masa viva. Este bobinado no puede tomar una corriente importante, pero esa corriente puede alcanzar para alimentar al microproce-sador y a al receptor de remoto en aquellos TVs que no utilizan fuente independiente de 5V. Inclusive existen casos en donde se lo utiliza para alimentar algún circuito preamplificador de video y sonido para agregar audio y video con optoacopladores.

El capacitor C807 evita la irradiación del diodo recuperador que se produce, por lo general, en el momento de su apagado. En muchos casos, se lo complementa con un pequeño inductor en serie con el diodo.


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El diodo D809 es el encargado de sincronizar la fuente con la deflexión horizontal para que las interferencias se produzcan en un cuya coordenada X sobre la pantalla se mantenga fija (una recta perfectamente vertical) y preferentemente con el apagado del transistor llave durante el retrazado horizontal (aprovechando que la pantalla esta en condición de borrado).


Una fuente de este tipo se repara como cualquier otra fuente, sólo que, por tratarse de cir-cuito integrado con muy pocos componentes, es difícil separar exactamente los bloques.

Como siempre debemos comenzar probando el funcionamiento de la etapa medidora de ten-sión que este caso esta unida a la etapa de control PWM.

Simplemente desvincule la carga de la etapa driver y salida horizontal y en principio deje la fuente sin carga. Levante el capacitor C809 para evitar que oscile (o haga un cortocircuito sobre el bobinado principal del transformador de pulsos L3-8) y mida la tensión de salida conectando la fuente a la salida de 220V aislados del reactivador de tubos (o a cualquier otra fuente aislada de 220V). Se sorprenderá cuando mida 103V ¿Cómo puede existir tensión sobre la salida si el oscilador de autobloqueo no funciona? Cuando quitamos la carga, esta fuente se transforma en una fuente regulada no pulsada.

Analicemos con más detalle: Q1 conduce porque R804 genera una tensión sobre su base. La tensión de salida aumenta hasta que al llegar a 103 V comienza a conducir Q3. Q3 hace condu-cir a Q2 y regula la corriente por Q1 para que la salida se mantenga fija en 103V.

¿Cuántas etapas controlamos con esta simple prueba? Prácticamente a todas, salvo el trans-formador de pulsos, el diodo recuperador, los componentes de realimentación positiva del oscilador y los capacitores anti-irradiación.

Lo más importante es que comprobamos el buen funcionamiento del STR por lo menos a baja corriente de salida. ¿Esta condición del STR es extraña y forzada? No, es una condición de falla muy común que se produce siempre que el STR tiene algún inconveniente que hace que deje de oscilar. El caso más común es cuando el transformador de pulsos tiene espiras en corto, o cuando se abre el capacitor C809, o cuando se pone en corto D903 o por último cuando se abre R803. También es posible que una falla del sector de sincronismo afecte la posibilidad de oscilación; pero en general ese tipo de fallas afecta también el circuito de arranque (R804) y entonces no existe la salida de tensión de 103V o está reducida en su magnitud.

Por lo tanto, para completar el método se aconseja sacar el diodo D806 y los diodos D804 y D805 (de protección por sobrecorriente) y luego cortocircuitar el bobinado primario del transformador chopper. Si se obtiene de 100 a 103 V de salida, se puede asegurar que el STR y el resistor de arranque R803 están en buenas condiciones.

Si la salida es mas baja, entonces se debe medir R804 con un tester digital. Si se lo encuentra en perfectas condiciones cambie el STR.


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Nota: recuerde que por lo menos debe desconectar a D804 o a D805 y a D806 porque cual-quiera de ellos en cortocircuito puede hacer que deje de circular corriente por la base de Q1 o que circule una menor magnitud. Por ejemplo, si un solo diodo D804 o D805 esta en cortocir-cuito quedan conectadas dos junturas de silicio en paralelo derivando la corriente de R804 y entonces dependiendo de cual sea la menor la otra puede quedar sin corriente alguna.

Una tensión entre 95 y 100V o entre 103 y 107 podría estar causada por un STR con proble-mas de precisión en los resistores del voltímetro, o en el diodo zener de referencia. En este caso si el STR es nuevo, puede intentar ajustar la tensión agregando resistores entre la pata 1 y la 5 (para aumentar la salida) o la pata 5 y la 4 (para reducirla).

El método indica que una vez que la salida en vacío llega al valor correcto, se deben reponer todos los componentes sacados salvo el diodo de sincronismo, cargar la fuente con un resistor de 500 Ohms y probar. Antes de colocar los componentes desoldados, debe tener la precau-ción de medirlos con el tester, porque, por ejemplo, un diodo de protección por sobrecorriente abierto, no afecta el funcionamiento normal hasta que debe operar cortando la fuente.

Si la fuente no oscila, debemos descartar un problema en el resistor de arranque porque ya fue probado. En otras fuentes ante un caso así, se recurría a hacer arrancar la fuente sin meca-nismo de regulación. En este caso esa posibilidad esta vedada porque no hay modo de desco-nectar el transistor Q2. La única posibilidad es desconectar el voltímetro realizando un corto-circuito entre la pata 5 y masa pero es una prueba absolutamente parcial porque no sabemos nada sobre la condición de Q3, R2, D1, R1 o Q2.

Quizás lo más conveniente es sacar el STR y medir la resistencia con un tester analógico entre una pata y todas las demás.

Si el STR no oscila, es seguramente porque no se cumplen las condiciones de Barkhausen para los osciladores. Este científico estudio profundamente el problema y sentenció: el producto de la ganancia del amplificador por la atenuación de la red de realimentación positiva debe ser superior a la unidad. El amplificador está formado en nuestro caso por Q1 y R809. La red de realimentación está formada por varios componentes. En principio, uno de los más importantes, es el transformador chopper. Cualquiera de sus bobinados con espiras en corto puede causar una pérdida de realimentación. Luego, nos encontramos con tres componentes fundamentales que son C809, D803 y R803. Ni que decir que un resistor abierto no acopla la realimentación positiva, lo mismo que un capacitor abierto o muy desvalorizado. En cuanto al diodo, debemos aclarar algo muy importante: si está en corto o con importantes fugas puede afectar la realimentación y evitar que el circuito llegue a oscilar; pero su peor falla es cuando se abre, porque el circuito oscila, pero Q2 no llega a excitarse plenamente y termina destru-yéndose por sobrecalentamiento. Muchas veces escuchamos a los reparadores despotricando contra la mala calidad de los híbridos, pero al preguntarle si probaron el diodo D803 suelen mirarnos con cara de no entender nada.

Hablamos de R809 como un componente que afecta la ganancia del amplificador, pero su valor afecta primero al valor de corte por sobrecorriente de la fuente. Lo que ocurre es que estamos probando la fuente con un resistor de 500 Ohms y se espera que estemos muy lejos del punto


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de corte. Por lo tanto, se aconseja medir R809 con nuestro probador de resistores de bajo va-lor.

Por último, nos queda determinar el estado de D802. Si este diodo esta abierto lo más pro-bable es que se destruya el STR por sobretensión en las primeras oscilaciones. Una fuga en el mismo puede provocar un sobrecalentamiento del STR que ahora debe alimentar esta fuga además de la carga. Lo mismo puede ocurrir si este diodo es lento. Por lo tanto recomendamos tener siempre a mano al probador de velocidad de diodos para utilizarlo tanto en la prueba de diodos como en la prueba de transformadores chopper.

ConclusionesLas fuentes con integrados STR50103 y similares forman una verdadera legión. En este capítulo las estudiamos profundamente y encontramos un excelente método de prueba. Un buen método no debe requerir instrumental especializado, en nuestro caso solo le pedimos un tester de cualquier tipo e instrumental armado por Ud. mismo. Ponga en práctica el método e infórmenos de sus experiencias.


Variantes CI STR5010320Circuito del BROKSONIC CTVG 5454LSTC20”

EL TV DAENIX DTC1400 M

El circuito del TV DEWO DCL 2011 EB

Circuito del Philco 14B29RC y similares


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Existen miles de variantes de circuitos que utilizan el STR50103 o similares como integrado de fuente. Nosotros vamos a ver los mas representativos para tener un panorama lo más

completo posible.

El circuito básico suele ser siempre exactamente el mismo. Las variantes suelen encontrarse en los circuitos de sincronismo, de arranque y de tensiones auxiliares, sobre todo en la de 5V permanente para el micro y el amplificador infrarrojo.

Entre todas las fuentes analizadas, una de las más completas es la correspondiente al TV Dae-nix DTC1400 M.

Circuito del BROKSONIC CTVG 5454LSTC20”

Este es posiblemente la más simple y mejor lograda de las variantes y por mucho el circuito más simple de reparar.

¿Cuáles son las características deseables en una fuente pulsada? Por supuesto que el costo y las prestaciones. En cuanto a las prestaciones, sabemos que no podemos pedirle a una fuente con STR103 que sea aisladora. Pero sí podemos pedirle otras cosas, como por ejemplo, que posea una buena regulación contra variaciones de carga y de red y sobre todo que tenga un circuito sencillo y fácil de reparar.

Observe que el problema de generar los 5 V permanentes para el micro fue resuelto por medio de un pequeño transformador de 220 a 12V que se conecta a un regulador de 5V construido con un transistor (Q110) y un diodo zener (D114).

Las fuentes de 103V y la auxiliar de 5V aparecen apenas se conecta el TV a la red pero el TV permanece apagado ya que el jungla LA7680 permanece apagado por no tener aplicada su tensión de alimentación.

Cuando el usuario enciende el TV desde un pulsador frontal o desde el control remoto, el micro genera una tensión de salida por la pata 1 que hace conducir a Q106. Éste reduce su tensión de colector y hace conducir a Q107 que se satura, aplicando la tensión del zener D105 a la salida. Como sobre la salida existe un zener de 7,5V, podemos decir que el jungla queda alimentado con esta tensión para que este genere la señal de excitación para la etapa driver.

BROKSONIC CTVG4545LST14’’/5454LST20’’(http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/broksonic-m124/esquema-broksonic-ctvg-4545lstczip-f85445.html)


http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/broksonic-m124/esquema-broksonic-ctvg-4545lstczip-f85445.html

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EL TV DAENIX DTC1400 M

El circuito correspondiente a este TV también se comercializo como Olimpic DCT2001 M, Da-ytron DTC 2050/1450M y Westinghouse DTC 1450 M.

Estos TVs tienen un relé de corte general SW801. Esto significa que todas las tensiones obte-nidas del STR se cortan al apagar el TV desde el control remoto. Para alimentar al micro y al receptor de control remoto, se agrega prácticamente una segunda fuente pulsada.

Al abrir el relé se desconecta un polo del puente de rectificadores D801. Esto significa que el chasis de nuestra fuente no queda con tensión respecto de tierra y por lo tanto se deben colocar dos diodos (uno por cada polo de la red) para asegurarnos que el capacitor de ten-sión no regulada de la fuente auxiliar C818 quede siempre cargado con una tensión de 300V aproximadamente. Visto de otro modo, no importa cuál de los polos sea el vivo y cuál el neutro, porque hay un diodo en los dos polos (D816 y D817). A pesar de que la llave esté abierta, se establece una circulación de corriente por los diodos superiores del puente a masa y de allí al capacitor C818.

Observe el pequeño valor de este capacitor, que nos indica que la fuente auxiliar sólo es capaz de entregar una pequeña energía. El transistor llave de esta fuente es Q804 y se conecta al pri-mario del transformador auxiliar T803. Observe que este bobinado posee un circuito recorta-dor en paralelo formado por R813, D815 y C817. Este transformador posee 3 bobinados más, aparte del bobinado de colector: a saber, un bobinado de realimentación, un bobinado para el voltímetro y un secundario para obtener una tensión que luego se regulará en 5V.

A continuación indicamos para qué sirve cada componente de esta fuente auxiliar.

C701 � Capacitor anti irradiaciónC702 � Capacitor auxiliarC703 � Capacitor de filtrado final de la fuente de 5VC818 � Capacitor de fuente con un resistor R617 de limitación de corriente de cargaC819 � Capacitor de la fuente voltímetroD701 � Rectificador auxiliarD702 � Diodo zener de referencia del regulador de 5V

DAENIX DTC 1400 MDAYTRON DTC 2050/1450MOLIMPIC DCT 2001 M WESTINGHOUSE DCT 1450M(http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/daenyx-m563/fuente-daenyx-dtc-1400-m-olympic-dct-2001-m-daytron-dtc-2050-1450m-westinghouse-dct-1450-mpdf-f86074.html)



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D703 � Diodo de compensación térmica de la fuente de 5VD704 � Diodo de protección de Q702D810 � Zener de referencia del voltímetroD811 � Diodo de la fuente negativa que opera como voltímetroD812 � Diodo zener de protección contra sobretensión de baseD813, C816, R811, D814 � Red de realimentaciónD815, R813, C817 � Red recortadora de la tensión de colector de Q804Q702 � Transistor de excitación del reléQ802 � Transistor PWM.Q893 � Transistor de sobrecorrienteR717 � Resistor de excitación conectado al micro.R720 � Resistor de caída de tensión para poder conectar el relé de 12V a 15VR721 � Resistor de consumo fijo de la fuente auxiliarR810, R816, R815 � polarización del transistor PWMR812 � resistor detector de sobrecorrienteR814 � Resistor de arranqueSW801 � Relé de encendido

Estos TVs se alimentan en realidad con 121 V. Como el STR no admite un ajuste mayor de ten-sión de salida que unos pocos volts, se recurre al fly-back en una disposición de recuperación serie elevadora para llevar la tensión al nivel deseado de 121V. Observe que la tensión de sali-da de 103V, se aplica al terminal 2 del fly-back a través de un diodo rápido (D809). Cuando el transistor de salida horizontal conduce, circula corriente por el diodo ingresando por la pata 2 con destino a la pata 1. En ese preciso instante, la pata 4 tiene un potencial determinado por la relación de transformación del primario (en nuestro caso 121V) de modo que el capacitor C814 se carga a esa tensión. Un instante después, el transistor se abre, pero el capacitor C814 mantiene su carga al valor de 121V.

Otra característica de este circuito es su variante para baja tensión de red. Es conocido por todos que las fuentes de transferencia combinada sólo pueden ser reductoras. En el limite una fuente de 103V podría trabajar con una tensión de red cuyo valor pico fuera 103V (valor eficaz de 103 x 1,41 = 145V).

Pero este es un límite teórico imposible de alcanzar, porque en ese caso el período de actividad de la fuente sería del 100%, lo cual es absolutamente imposible de realizar. Pero lo que sí po-demos decir es, que a medida que va bajando la tensión de red, cada vez es más difícil saturar el transistor llave. Si pretendemos hacer un TV que funcione con baja tensión de 110V, nos en-contraremos que debe regular desde 85V eficaces lo significa que sólo tendremos una tensión de entrada de unos 120V y con ella debemos conseguir 103V de salida.

Es lógico entonces, que se piense en utilizar el sincronismo desde el fly-back como una fuente extra de excitación, colaborando con realimentación de la pata 12 del transformador de pul-sos.


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En la pata 2 del STR tenemos una tensión de 103V de continua y sumada a ella la tensión realimentada y de sincronismo. En la mayoría de los circuitos, la tensión del fly-back se aco-pla por medio de un diodo y un resistor de 47 Ohms aproximadamente. El divisor R806/R818+R805+R806 genera una tensión del orden de 0,4 veces la tensión de entrada. Con la tensión de entrada nominal en 220V, este divisor genera una tensión de 120V por lo que el transistor Q801 esta abierto por tener mas tensión positiva en base que en el emisor (es un PNP). En esas condiciones, el pulso de sincronismo del fly-back se acopla por intermedio de R807 de 47 Ohms y se puede considerar que sólo opera como sincronismo sin contribuir prác-ticamente a la excitación.

Cuando la tensión de red baja el transistor Q801, conduce y se satura. En esa condición, el pul-so del fly-back se aplica por medio de R808 de tan solo 3 Ohms. Ahora sí, se puede considerar que más que un pulso de sincronismo, se trata de un pulso que contribuye a la excitación y por lo tanto la fuente extiende su funcionamiento a bajas tensiones de entrada.

Aunque no es algo que haya sido probado, el autor considera que el mismo transistor Q801 puede contribuir al arranque con baja tensión de red, por un mecanismo que se detalla a con-tinuación.

La corriente de arranque por R804 varía en proporción directa a la tensión de red. Puede ocu-rrir por lo tanto que con bajas tensiones de red no haya suficiente corriente como para generar el arranque correcto. Allí viene en ayuda el divisor de tensión R818, R805 y R806 que divide la tensión del electrolítico de entrada por R806/R818+R805+R806 = 0,4. De este modo, aún con una tensión eficaz de red de 100V, se obtiene una tensión sobre el capacitor de entrada de 141V, que dividida por el factor 0,4 se transforma en una tensión de 16V aplicados a la base de Q801.

Como el horizontal del TV aún no arrancó, se puede considerar que el capacitor C812 esta descargado y conectado a masa y evidentemente D807 no cumple función alguna porque la salida no tiene tensión y por lo tanto se puede considerar como conectado a masa en sentido contrario al de circulación de corriente de colector de Q801. Por lo tanto, el flanco de carga de C806 atenuado por el divisor de arranque con baja tensión aplica una tensión del orden de 16V a la base de Q801. Como el emisor está conectado a la pata 2 del STR a través del diodo D806, podemos asegurar que recibe un pulso de corriente importante que genera un arranque franco aún con baja tensión de red.

Cuando arranca el horizontal aparecen los pulsos de filamento en la pata 10 del fly-back, que se acoplan por C812. Dada la existencia del diodo D807, se puede asegurar que a la tensión al-terna acoplada por el capacitor se le suma la tensión de salida de la fuente de 103V y que todo ese paquete de señales se aplica a la base del transistor llave interno sincronizando la etapa con el horizontal por medio de R807 y D806.

Si Ud. vive en una zona con 220V de red este circuito de extensión del funcionamiento no es necesario y podría eliminarse en caso de dudas sobre su buen funcionamiento por lo menos para realizar una prueba. Pero si está trabajando con una fuente Evariac, recuerde que puede afectarse el funcionamiento con tensiones bajas de entrada.


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Por último, debemos mencionar que la alimentación del Jungla 7680 y el amplificador de au-dio LA4275 se realiza de un bobinado secundario del transformador de pulsos mediante el diodo D806 y el capacitor C813. Se obtiene una tensión de 19V que se aplica directamente al integrado de audio y a través de un regulador de 6,9V al jungla.

El circuito del TV DEWO DCL 2011 EB

Este TV utiliza un STR451 que podemos considerar idéntico al STR103 salvo por el hecho de que sólo posee 4 patas de salida.

Este integrado no tiene posibilidad de variar la tensión de salida con un resistor externo por-que no posee la pata 5. El circuito de sincronismo se simplificó porque el bobinado de sincro-nismo (3 vueltas de cable alrededor del núcleo del fly-back) esta retornado a la tensión de sali-da del STR. De este modo, la suma de la tensión continua de salida y los pulsos de sincronismo se realiza sin necesidad de emplear un diodo y un capacitor. Observe que esta fuente no posee limitador de corriente de salida.

Circuito del Philco 14B29RC y similares

DEWO DCL2011 EB (chasis C36-N)(http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/dewo-m76/daewoo-shassis-c41-dcs20112011rar-f10985.html)

AKIO TC1491FR/TC2191FRAUDINAC AC201MDAENIX 1400DAYTRON DTH1349VMICROSONIC DTH1342VS 13’’NISATO NCG2044OLIMPYC DTH2047 20’’PHILCO 14B29RC/20B19RC(http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/philco-m86/philco-20b19rcpdf-f28109.html)


http://www.clubdediagramas.com/archivo/televisores-tv-a5/dewo-m76/daewoo-shassis-c41-dcs20112011rar-f10985.html


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Este circuito es exactamente el mismo para una serie de TVs de marca Akio, Audinac, Brokso-nic, Daenix, Daytron, Microsonic, Nisato, Olimpyc y Philco.

Estos TVs no tienen relé de encendido. Apenas se conectan a la red, debe aparecer tensión en la salida. El encendido y apagado se produce por la excitación del transistor de salida horizon-tal. El circuito de sincronismo es el mismo si no consideramos al transistor llave de sincronis-mo con baja tensión de red.


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Fuentes de tensiónA

Todo circuito electrónico necesita una fuente de alimentación que le entregue energía eléc-trica. Las fuentes de energía pueden ser de tres tipos:

fuentes ideales de tensión �

fuentes ideales de corriente �

fuentes reales que se acercan al comportamiento ideal sin llegar jamás a igualarlo �

Una fuente ideal de tensión, produce una tensión de salida que es constante cualquiera sea la carga aplicada. El ejemplo de una fuente ideal de tensión es una batería perfecta cuya resisten-cia interna vale cero.

Fig.1

En la figura 1 se puede observar una fuente ideal de tensión y sobre la misma una carga variable o reóstato que nos permite determinar que la ten-sión de fuente no cambia al modificar la carga. Tal como lo indica el voltímetro la tensión de 12 V de la batería no depende de la carga aplicada. El mismo circuito contiene un amperímetro que nos permite determinar que la corriente consumida es inversamente proporcional a la resistencia de car-ga I = V/R tal como lo indica la Ley de Ohm.

Aconsejamos al lector que realice la experiencia de variar el reóstato, anotar la diferentes corrien-tes, y observar la tensión aplicada verificando la ley de Ohm.

Una fuente real de tensión es una fuente ideal con una pequeña resistencia interna conectada en serie. Por ejemplo una pila tipo AAA tiene una tensión de 1,5V y una resistencia interna menor a 1 Ohm cuando es fresca. Estos parámetros


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determinan lo que se llama corriente de cortocircuito de una batería que es la corriente que circula cuando la misma se pone momentáneamente en cortocircuito. En el caso que nos ocupa la corriente de cortocircuito es de 1,5V/1Ohm = 1,5 A como mínimo y por supuesto la tensión de la pila a circuito abierto (llamada FEM o fuerza electro motriz) debe ser de 1,5V.

Los datos anteriores nos permiten determinar el estado de carga de una pila con sólo medir la corriente de cortocircuito de la misma y la FEM. Una pila descargada puede dar una FEM de 1,5V, pero es muy probable que no pueda generar una corriente mayor que 200 mA medida con el tester digital o analógico utilizado como amperímetro. En la fig. 2 se puede observar el caso de una pila fresca del tipo AAA o 1050.

Fig.2 Medición de la corriente de cortocircuito de una pila

Del mismo modo una batería de automóvil tiene una FEM de 12V y una resistencia interna de 0,1 Ohm. La corriente de cortocircuito es en este caso de 12/0,1 = 120 A que evidentemente no pueden ser medidos con un tester.

La corriente por una carga siempre debe atravesar la resistencia interna de la fuente, eso significa que la carga debe tener por lo menos una resistencia de 10 o mejor 100 veces la resistencia interna. Es decir que una pila AAA debe tener una resistencia de carga superior a 10 Ohms. Como ejercicio va-mos a calcular cuál es la tensión de una pila AAA cuando se le aplica una carga de 50 Ohms a una pila recién fabricada (utilice el Multisim o el Li-veWire para confirmar los cálculos).

Fig.3 Tensión de salida de una pila con 50 Ohms de carga <Abrir ciruitoA-3.lvw>

¿Existen fuentes de tensión con resistencias inter-nas menores que la de una batería de automóvil? Si, pero son fuentes electrónicas de las que co-múnmente se llaman fuentes reguladas en donde la resistencia interna puede ser del orden de los 0,01 Ohm o aun menores. Pero esas resistencias internas son ficticias; es decir que la fuente elec-trónica presenta una resistencia interna muy baja hasta su corriente máxima de trabajo (que gene-ralmente no supera los 10A) luego la tensión cae o directamente se corta.


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Resumen Una fuente ideal de tensión genera una tensión constante. Esto equivale a decir que tiene una resistencia interna igual a cero. Una fuente real de tensión puede considerarse como una fuente ideal de tensión, en serie con una resistencia.

Una fuente de tensión constante tiene una resistencia interna que es por lo menos 100 veces menor que su resistencia de carga. Cuando se acepta un error menor que el 1 %, las fuentes de tensión constante pueden ser consideradas como ideales.


223

Fuentes de corriente constante

B

Todos utilizamos alguna vez una fuente de tensión constante (o fuentes de tensión simple-mente) y lo hicimos concientes de ello. El uso de pilas, baterías y fuentes reguladas, forma

una parte importante de nuestra actividad diaria. Muy probablemente hayamos utilizado tam-bién las fuentes de corriente, pero seguramente lo hicimos sin tener en cuenta ni su propio nombre; las usamos sin ser concientes de ello.

Una fuente de tensión tiene una resistencia interna muy pequeña, en tanto que una fuente de corriente constante (o simplemente fuente de corriente) tiene una resistencia interna muy grande. Es por eso que una fuente de corriente tiene una corriente de salida que no depende del valor de la resistencia de carga.

Fig.1 Ejemplo de fuente de corriente constante

Seguramente que un ejemplo nos permitirá en-tender más profundamente la diferencia entre una fuente de tensión y una fuente de corriente. La fuente de corriente más sencilla es una com-binación de una batería y una resistencia Rs muy elevada.

En este circuito, la corriente por la carga se puede calcular como Il = B1 / (RS+RL) y como RS tiene un valor de 100 Mohms las resistencias de carga pequeñas tienen tan solo un pequeño efecto sobre la corriente circulante. Por ejemplo cuando Rl = 10K la corriente por la carga es:

IL = 120V / (100 Mohm + 10 Kohm = 120 / 100,01 Mohms = 1.2 uA

En la figura 2 de la página siguiente, se puede observar una gráfica de la corriente por la carga en función de la resistencia de carga. Observe que la corriente por la carga es prácticamente constante si tomamos un rango de variación de la carga no mayor a 10 Kohms. En ese caso límite la corriente por la carga es el 99 % del valor ideal. En general se puede considerar que una fuente es de corriente constante es aquella fuente cuya resistencia interna es por lo menos 100 veces mayor que la resistencia de la carga.

RS100MS

RL+B1120V


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Fig.2 Grafico de la corriente en función de la resistencia de carga

RS > 100 RL

Esta condición es exactamente la opuesta a la con-siderada para una fuente de tensión constante. Se-gún ella una fuente de corriente tiene mejor regu-lación cuando su resistencia interna es muy alta, mientras que una fuente de tensión tiene mejor regulación cuando su resistencia interna es muy baja

Fig.3 Símbolo de la fuente de corriente

Las fuentes de tensión son de uso muy común, las pilas, las baterías, las fuentes a transformador y rectificador, las fuentes electrónicas reguladas, todas son fuentes de tensión. Entonces, ¿dónde se usan las fuentes de corriente? Su uso por lo gene-ral está limitado a partes internas de los circuitos integrados. Es decir que existe un símbolo para los generadores de corrientes que se puede observar en la figura 3.

Fig.4 El circuito más simple que utiliza una fuente de corriente

En la figura 4 se puede observar el circuito mas sencillo en donde se utiliza una fuente de corrien-te. Como vemos la fuente de corriente está conec-tada a un simple resistor RS. Cuando la corriente IS circula por el resistor genera una tensión dada por la ley de ohm.

VS = IS x RS

En este punto el alumno suele preguntarse que componente se suele representar con una fuente de corriente. El componente típicamente repre-sentado como una fuente de corriente es el tran-sistor bipolar en donde su corriente de colector es beta veces la corriente de base que se aplica al transistor.

IL

RL10kΩ

1.2μA

Punto del 99%

Para RL 10kΩ secomporta como fuentede corriente constante

IS

+

IS

VS

RS

+


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Fig.5 Circuito equivalente de un transistor

A la izquierda se observa un transistor debidamente polarizado con una fuente de tensión para la base y otra para el colector. A la derecha se observa el circuito equivalen te de colector con un generador de corriente que genera βxIb que al circular por RL genera la tensión de salida.

ResumenUna fuente ideal de corriente produce una corriente constante, sin importar cuál es el valor de la resistencia de carga. Una fuente de corriente constante es aquella cuya re-sistencia interna es por lo menos 100 veces mayor que la resistencia de carga. Cuando se aceptable un error menor al 1 %, las fuentes de corriente constante se pueden tratar como si fueran fuentes ideales de corriente.

B.lb

RL

RL

Rb

++

++B

Q1

Ve


226

Leyes de KirchhoffC

Entre las leyes mas importantes de la electrónica están la primera y segunda ley de Kir-chhoff. La primera ley de Kirchhoff dice que la suma de las corrientes entrantes a un nodo

es igual a la suma de las corrientes salientes del mismo.

Fig.1 Primera ley de Kirchoff

Invitamos al lector a modificar el valor de los resistores R1 y R2 o el de los generadores de corriente con la intención de comprobar el cumplimiento la primera ley con diferentes valores de corriente de los generadores y resistencias.

La segunda ley de Kirchhoff dice que en una malla cerrada de un circuito la suma de las caídas de tensión se iguala a la suma de las fuentes de tensión encontradas en la malla.

En la figura 2 de la página siguiente se observa un circuito con dos mallas cerradas: la malla 1 y la malla 2. Ambas mallas son cerradas y ambas deben cumplir con la segunda ley de Kirchhoff. Tome el tester y mida la caída de tensión sobre lo resistores R1 R2 R3 y R4. Recuerde cada vez que cambia la posición del tester debe reencender la mesa de trabajo para que el tester renueve la indicación.


227

Fig.2 Verificación de la segunda ley de Kirchoff

Luego compruebe la segunda ley para la malla 1 verificando la siguiente igualdad.

VR1 + VR2 + VR3 = V1 + V2 6,2 + 2,9 + 9,7 = 10 + 9

Compruebe la segunda ley para la malla 2

VR1 + VR2 + VR4 = V3 6,2 + 2,9 + 2,7 = 12

Cambie los valores de los resistores y las fuentes y verifique el cumplimiento de la segunda ley de Kirchhoff.


228

Los transformadores en Multisim

D

Los transformadores utilizados en el capítulo 3 no existen en la biblioteca del Multisim. El autor los creó modificando trasformadores existentes que cubran la banda de ultrasonido.

Esos transformadores se encuentran en la biblioteca como de TS-audio-10-1.

1. Tome ese transformador y péguelo en el circui-to.

2. Luego lo debe seleccionar picando dos veces so-bre él con el botón de la derecha, para cambiar sus parámetros seleccionar “Edit Model” y aparecerá el programa del componente tal como está en la biblioteca.

3. Modifíquelo como lo indica la figura siguiente y luego pulse “Changue Part Model” con lo cual solo cambiará el programa del transformador en el ar-chivo que esta corriendo y no en la biblioteca.


229

Cálculos y simulaciones de fuente

¿A qué conducen los cálculos que vamos a presentar en esta sección? A que el lector pueda medir los oscilogramas de una fuente y pueda realizar su propia simulación en un labora-

torio virtual. En general la mayor dificultad se encuentra en los componentes que no tienen datos concretos por estar diseñados específicamente para su función o porque no tenemos su hoja de datos.

Los transformadores se pueden diseñar de dos modos. En principio lo más sencillo es modifi-car un componente de la librería de nuestro laboratorio virtual, que más se asemeje al que ne-cesitamos. En nuestro caso en que trabajamos con Multisim tomamos el transformador ideal de la librería Multisim Master, que es la que aparece por defecto cuando abrimos el programa, y pedimos un transformador con punto medio.

Fig.2 Transformador ideal de la librería Multisim


230

Pegamos este transformador sobre nuestro circuito y posteriormente lo seleccionamos para modificarlo apareciendo la pantalla de la figura 3.

Fig.3 Selección del transformador ideal

Presionamos en Edit Model y aparece la pantalla de la figura 4 de la página siguiente que nos invita a modificar los parámetros del transformador.

Para variar la relación de transformación se deben cambiar los dos últimos renglones del pro-grama indicados por F1 y F2 de modo que terminen en 0.5 para nuestro caso en que el trans-formador es reductor por 2. Y los dos renglones indicados por E1 y E2 de modo que terminen en 0,25 es decir la mitad del valor anterior. Observe que F1 y F2 son los valores deseados en el secundario como proporción de la tensión de primario 0.5 es la inversa de la relación de transformación. Lo valores de 0.25 son para indicar la linealidad del transformador.

Luego se observan las inductancias principales, que son la inductancia de magnetización del primario (la inductancia del primario con el secundario en circuito abierto) indicada en el renglón Lm y la inductancia de dispersión o inductancia del primario con el secundario en cortocircuito indicada por Le. El valor más importante es el primero y se lo puede obtener de la medición de corriente por la llave.


231

Fig.4 Modificación de los parámetros del transformador

Determine el valor de pico y el tiempo de conducción con el osciloscopio y aplique la formula Lm = VeT / Ip En donde Ve es la tensión de entrada o tensión de red rectificada (310 o 155V generalmente) T es el tiempo de conducción de la llave (el período de trabajo dividido 3, por lo general) e Ip el valor de pico de la corriente por la llave, ambos medidos con un oscilos-copio. Estos datos salen de considerar que por un inductor ideal, al que se aplica una tensión continua, circula una corriente que va aumentando gradualmente en función del tiempo. Ese incremento es función de la tensión aplicada y del valor de la inductancia.

Para nuestro caso se obtiene una corriente pico Ip de 1,5 A con una tensión de 150V porque nuestro ejemplo es para una red de 110V. En redes de 220V se suelen utilizar inductancias de primario de valor doble al considerado.

Una vez determinado el valor de la inductancia de magnetización (en nuestro caso de 1 mHy) puede modificar el valor en la pantalla. El valor de la inductancia de dispersión puede deter-minarlo aproximadamente como mil veces menor que la inductancia de magnetización si no desea sacar el transformador del circuito para medirla. Posteriormente debemos modificar los valores de las resistencias de primario y secundario. Eso es muy simple ya que todo consiste en medir la resistencia de nuestro transformador utilizando el tester digital como óhmetro. Luego de modificar los valores el programa queda como en la figura 5 de la página siguiente.

Al cambiar los parámetros de este modo el transformador modificado se puede utilizar para la simulación con “changue part model” pero si desea usar el transformador como un com-ponente de la librería, se sale del programa, cuando se vuelve a ingresar sólo se encontraran los valores del transformador original. El camino para obtener un nuevo componente con un nombre creado por el usuario consiste en seleccionar el componente del circuito y luego ir a la solapa Tools > component wizard y seguir las indicaciones.


232

Fig.5 Modificación de valores del programa

El otro modo de modificar un trasformador pero sólo para el circuito en construcción consiste en seleccionar la librería Basic virtual y luego TS-virtual, pegar el transformador y luego selec-cionarlo y pulsar “edit”. Aparece una pantalla que ofrece los parámetros para modificar, como por ejemplo, relación de transformación, resistencias inductancias.

Fig.6 Pantalla del transistor ideal para ser modificada

El otro componente que por lo general necesitamos cambiar es el transistor llave. La librería del Multisim tiene una gran variedad de transistores pero es muy probable que no hallemos el nuestro. En ese caso se puede hacer un transistor ideal con las características deseadas del


233

mismo modo que hicimos nuestro transformador. En la figura 6 de la página anterior, se puede observar la pantalla del transistor ideal para ser modificada.

Llegado a este punto se puede realizar una simulación casi perfecta a partir de una fuente en funcionamiento ya que el resto de los componentes son fácilmente asimilables a componentes de la librería. Un caso aparte pueden ser las fuentes que tienen trasformadores con múltiples bobinados. El transformador ideal solo tiene un bobinado secundario con derivación central. Si se desea construir un transformador con dos bobinados simplemente utilice dos transfor-madores con los primarios en paralelo recordando que si ambos transformadores tienen la misma inductancia de magnetización, la inductancia total será el paralelo de las inductancias (en ese caso la mitad).

Fig.7 Simulación de trasformadores con múltiples bobinados

¿Qué nos queda por calcular en nuestra fuente? En principio no determinamos si la misma tendrá un tiempo muerto o donde no hay corriente por primario o secundario y que valor tendrá éste si existe. Esto puede ser un factor importante para el reparador porque ese tiempo muerto modifica las formas de onda presentes en el circuito.

El cálculo del tiempo muerto es muy simple.

1. Primero hay que determinar el período total de la señal con el osciloscopio que llamare-mos Tt.

2. Posteriormente medir el tiempo encendido o Ton y el pico de corriente de primario.


234

3. Luego establecer la ecuación de la corriente descendente del secundario transferido al primario y observar que en el mismo tiempo que la corriente sube hasta el valor pico debe descender hasta agotar la energía acumulada.

Eso significa que siempre debe existir un tiempo muerto para poder realizar una regulación que iguale el tiempo de llave cerrada y de agotamiento de energía dejando un solapado para el tiempo muerto. Esto no significa que la condición sin tiempo muerto no pueda existir. Existe y algunas fuentes trabajan en ese modo aunque se puede demostrar que no es el modo de mayor rendimiento.

Para completar el tema de las fórmulas relacionadas con las fuentes conmutadas sólo basta hablar del tema de la energía desarrollada en función de la inductancia y el valor de pico de corriente. La energía, en Joules, se calcula como P (J) = ½ L I2 en tanto que la potencia, en W, es la energía por el tiempo en que esta presente P (W) = ½ Lm Ip2 f = 1/Lm (Ve Ton).

Si el lector tiene interés en el diseño de fuentes, le aconsejamos que realice varios diseños ajustando la relación de transformación y el periodo de actividad de la fuente básica antes de pasar a diseñar el oscilador de autobloqueo. Recuerde que el Multisim posee un vatímetro que le permite optimizar el rendimiento de las fuentes. Por nuestro lado como ayuda a la repara-ción creemos haber cumplido con nuestro cometido.


235

Teorema de ThéveninE

Vamos a explicar el uso del teorema de Thévenin con un ejemplo que se presenta casi a diario en la resolución de circuitos electrónicos. Nos referimos al clásico circuito de pola-

rización de un amplificador a transistor con resistor de emisor y divisor de base que podemos observar en la figura 1.

Fig.1 Polarización de un transistor


236

Resolver este circuito con un laboratorio virtual es muy fácil. Pero la solución con lápiz y papel puede ser muy complicada si no se aplican las reglas que permiten simplificar el circuito. Lo primero es reemplazar la malla divisora de base por un circuito más simple compuesto por una batería y un resistor en serie.

La regla de Thévenin indica que la fuente B1 y los resistores R2 y R3 pueden reemplazarse del siguiente modo: descargue el divisor (levante la base) y calcule cuánta tensión entregan los resistores a circuito abierto. Estos resistores dividen por 5 es decir que la tensión de 10 V de fuente se reducirá a 2 V. Esa tensión será la de una fuente interna que en serie tendrá una resistencia obtenida como la resistencia del circuito considerando a todas las fuentes internas en cortocircuito. En nuestro ejemplo solo tenemos a la fuente de 10V. Si la consideramos en cortocircuito R2 y R3 quedan en paralelo y su resistencia será (R2.R3)/(R2+R3) = 4M/5K = 4.000/5 = 800 Ohms.

Nuestro circuito ahora se reduce al indicado en la figura 2.

Fig. 2


237

Evidentemente ambos circuitos 1 y 2 son equivalentes porque ambos producen la misma ten-sión de colector. Ahora nos encontramos con un resistor (el de emisor R4) que pertenece tanto a la maya de base como a la maya de colector. Con los datos existentes, al única posibilidad de resolución es recurrir a una manual de componentes que nos indique cuál es el beta (co-eficiente de amplificación de corriente) promedio del transistor utilizado. En nuestro caso es de 200 veces. Esto nos indica que la corriente de base será 200 veces mas pequeña que la de colector o lo que es lo mismo que el resistor de emisor de 10 Ohms se refleja en la base como de 10x200 Ohms o 2000 Ohms.

Con esto la red de base queda reducida a lo indicado en la figura 3.

Fig.3

Lo mas importante es que ya se puede calcular la corriente del circuito de base como (2 - 0,75)V/ 2800 Ohms = 446 uA. Por lo tanto la tensión de la base del transistor es igual a la caída de tensión sobre R1 (446 uA x 2000 = 892 mV) más la tensión de barrera de 0,75 V, lo que es igual a 892 + 750 = 1,65V. Ahora se puede obtener la tensión del emisor como la tensión de base menos la tensión de barrera de 1,65 - 0,75 = 0,9V.

Obtenida la tensión de emisor se puede saber cuál es la corriente de emisor por ley de Ohms sobre este resistor. A saber Ie = E/R = 0,9V/10 Ohms = 0.09 A o 90 mA. Ahora debemos deter-


238

minar cuál es la corriente de colector. La corriente de colector es igual a la corriente de emisor menos la corriente de base es decir 90 mA - 0,446 mA = 89,5 mA aproximadamente.

Esta corriente de colector genera una caída de tensión en el resistor de colector de 0,089 mA x 100 Ohm = 8,9V y esto significa que entre colector y masa habrá una tensión de 10 - 8,9 = 1,1V que prácticamente coincide con el valor entregado por el LiveWire de 1,48V.

¿Le pareció difícil? Realmente presentamos este caso para practicar todo lo visto y para que Ud. observe lo complejo que puede ser realizar hasta el más simple cálculo de polarización de un transistor. En realidad, no tienen sentido hacer los cálculos con una calculadora científica existiendo los laboratorios virtuales. Pero a pesar de la existencia de los mismos, el alumno debe conocer las leyes de la electrónica y su aplicación para saber como funcionan y como se diseñan los circuitos, a pesar de que los aproxime usando el LiveWire o Multisim.

ResumenTodo circuito conectado a una resistencia de carga, puede sustituirse por una fuente de tensión ideal y una resistencia en serie. La tensión Thévenin es igual a la tensión en la carga cuando la resistencia de carga está desconecta. La resistencia Thévenin es la resis-tencia equivalente que se ve desde la resistencia de carga.


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Teorema de Norton y las fallas eléctricas

F

El teorema de Norton está estrechamente relacionado con el teorema de Thévenin. Dado un circuito Thevenin, con una fuente y un resistor en serie el teorema de Norton demuestra

que se puede sustituir por el circuito equivalente como el de la figura1. El circuito Norton tiene una fuente ideal de corriente en paralelo con una resistencia de carga. Observe que la fuente de corriente produce una corriente fija de:

IN = VTH / RTH

y que la resistencia Norton tiene el mismo valor que la resistencia Thévenin:

RN = RTH

Fig.1 (a) Circuito Thévenin, (b) Circuito Norton

La corriente Norton, muchas veces es llamada corriente de carga en cortocircuito, porque es igual a la corriente que fluiría si la resistencia de carga del circuito Thévenin fuera cero. La resistencia Norton es fácil de recordar ya que es igual es igual a la resistencia Thévenin. Por ejemplo, si la resistencia Thévenin es 2 KΩ la resistencia Norton es de 2 KΩ. La única diferen-cia es que la resistencia Norton aparece en paralelo con la fuente de corriente, mientras que la resistencia Thévenin aparece en serie con la fuente de tensión.


240

Para consolidar este conocimiento vamos a realizar un ejemplo muy aclaratorio. La figura 2 (a) muestra un circuito Thévenin que vamos a Convertir en un circuito Norton.

Fig.2 Conversión de un circuito Norton a partir del circuito Thévenin

SOLUCIÓN

En primer lugar, cortocircuite los terminales de carga como se muestra en la parte de la figura b y calcule la corriente por la carga, que es

IN = 20 V / 2 KΩ = 10mA

Esta corriente de carga en cortocircuito es igual a la corriente de Norton. La resistencia Norton es igual a la resistencia Thévenin:

RN = 2 KΩ

En segundo lugar, dibuje el circuito Norton de la Figura 2 (c). La corriente Norton es igual a la corriente con la carga en cortocircuito (10 mA) y la resistencia Norton es igual a la resistencia Thévenin (2KV)


241

Detección de fallasDetectar fallas significa descubrir por qué un circuito no está comportándose como debe. Los teoremas de Thévenin y Norton son fundamentales para poder analizar mallas de componen-tes pasivos. En efecto un buen reparador sabe apreciar a simple vista la influencia o no de una rama de una malla en la determinación de las tensiones y corrientes.

Las fallas más comunes son los circuitos abiertos y los cortocircuitos. Dispositivos como los transistores, pueden quedar en circuito abierto y en cortocircuito de muchas maneras. Una fa-lla en un circuito puede provocar la superación del límite de potencia máxima de un transistor que es una de las formas de destruirlo.

Podríamos resumir las causas de fallas en un transistor del siguiente modo:

Falla por superar el límite de corriente �

Falla por superar el límite de tensión �

Falla por superar el límite de potencia �

Las dos primeras fallas suelen quemar un dispositivo en forma casi inmediata; la tercera pue-de requerir un tiempo determinado para generar calor salvo que la potencia sea superada por un factor muy grande.

Los resistores se abren cuando la potencia que disipan es excesiva. Por otro lado, un resistor se puede poner involuntariamente en cortocircuito, como se indica a continuación. Durante el horneado y soldadura de tarjetas de circuito impreso, una gota de soldadura puede conectar dos pistas cercanas. Esta situación se denomina puente de soldadura y cortocircuita cualquier dispositivo entre dos pistas contiguas. Por el contrario, una mala soldadura significa la no conexión o “circuito abierto” en la mayoría de los casos. Esto se conoce como una unión de soldadura fría.

Además de los circuitos abiertos y cortocircuitos hay otras muchas posibilidades de falla. Por ejemplo, aplicar temporalmente demasiado calor a una resistencia puede cambiar de forma permanente el valor del resistor en un gran porcentaje. Si el valor de la misma es critico, el circuito puede no funcionar adecuadamente después del daño térmico.

Recuerde siempre estas dos características sobresalientes de un dispositivo abierto:

La corriente a través de un dispositivo abierto es cero. Es evidentemente verdadera ya �que un dispositivo abierto tiene una resistencia infinita.

La tensión sobre el mismo es desconocida. Es transitivamente cierta, ya que según la �ley de Ohm:


242

V = I.R = 0.∞

En esta ecuación, debemos multiplicar 0 (cero) por ∞ (infinito) y entonces el resultado es ma-temáticamente indeterminado. Esto significa en la práctica que la tensión dependerá del resto del circuito porque no puede aplicarse la ley de Ohm sobre el dispositivo dañado.

Un dispositivo en cortocircuito es exactamente lo opuesto a un dispositivo en circuito abierto. Recuerde siempre estas dos características de un dispositivo en cortocircuito:

La tensión sobre un dispositivo en cortocircuito es cero, porque un dispositivo cortocir- �cuitado tiene resistencia nula. No puede existir tensión en una resistencia cero.

La corriente es desconocida. Es transitivamente cierta ya que según la ley de Ohm: �

I = V / R = 0 / 0

Matemáticamente la operación de “cero dividido por cero” tiene un resultado indeterminado. Para averiguar cuál es la corriente por el dispositivo debe estudiar el resto del circuito.

Fig.3 Circuito divisor de tensión

En la figura 3 se tiene un divisor constituido por las resistencias R1 y R2, al cual están conectadas R3 y R4 en serie. Antes de poder detectar las fallas en este circuito, hay que conectar las tensiones co-rrectas. Por tanto, lo primero que hay que hacer es calcular los valores de Va y Vb. El primero es la tensión entre el punto A y masa. El segundo es la tensión entre el punto B y masa.

Como la resistencia Thévenin del primer divisor (R1 y R2) es mucho menor que R3 y R4 (5 Ω frente a 200 KΩ), la tensión en el punto “A” es aproxima-damente de + 6 V. Además, como R3 y R4 son igua-les, la tensión en el punto “B” es aproximadamente de + 3 V. Si el circuito funcionara correctamente, se medirían 6 V entre el punto A y masa, y 3 V entre el punto B y masa. Estas dos tensiones son el primer dato de la tabla siguiente.


243

Cuando un reparador tiene poca experiencia debe recurrir a la confesión de “tabla de fallas” para organizar su modo de pensar.

Normalmente se comienza por medir todas las tensiones del circuito con respecto a masa. A partir de estas mediciones y de los conocimientos de electricidad básica que estamos ad-quiriendo, generalmente se pueden deducir la mayoría de las fallas más comunes. Luego de determinar el componente más sospechoso, se lo puede desoldar o desconectar y utilizar un óhmetro u otro instrumento para confirmar si la sospecha era cierta. Pero la acción de desol-dar, no es una práctica que deba aplicarse con deleite. Muchas veces los componentes se dañan en el intento de reparación y el reparador se forma una imagen poco clara de la falla. Un rápido análisis del circuito aplicando mentalmente Thévenin y Norton nos permite verificar con el óhmetro sin necesidad de desoldar componentes.

Falla Va VbCircuito correcto 6 V 3 V

R1 abierto 0 V 0 VR2 abierto 12 V 6 VR3 abierto 6 V 0 VR4 abierto 6 V 6 V

Nodo C abierto 12 V 6 VNodo D abierto 6 V 6 V

R1 en corto 12 V 6 VR2 en corto 0 V 0 VR3 en corto 6V 6VR4 en corto 6V 0V

Tabla Averías y pistas

¿Qué sucede con las tensiones cuando R1 esta en circuito abierto? Como no puede circular co-rriente por la resistencia R1 si está en circuito abierto, tampoco puede circular corriente por la resistencia R2. Según la ley de Ohm, la tensión en R2 es cero. Por tanto:

Va = 0 y Vb = 0, como se muestra en la tabla para R1 abierta.

¿Qué sucede con las tensiones cuando R2 está en circuito abierto? Como no puede circular co-rriente por R2, la tensión en el punto A es la tensión de alimentación. Como R1 es mucho más pequeña que R3 y R4, la tensión en el punto A es de aproximadamente 12 V. Como R3 y R4 son iguales, la tensión en el punto B pasa a ser de 6 V. Este es el motivo por el que aparecen en la Tabla 6-1 los valores de VA = 12 V y Vb = 6 V cuando R2 está abierta.

Si la masa C (o nodo C) tiene una soldadura fría, no puede pasar corriente por R2 y es como si R2 estuviese en circuito abierto. Por tal causa, aparecen los valores VA = 12 V y Vb = 6 V en la tabla 6-1 cuando el nodo C de la resistencia R2 no está a masa.


244

Sería conveniente que los lectores que no tienen experiencia práctica determinen los datos restantes de la tabla de la página anterior y los comparen con los datos verdaderos de la simu-lación, asegurándose de que comprende por qué aparece cada tensión para la falla indicada.


245

Circuitos reales y circuitos aproximados

G

¿Ud. sabe que un cable de 0,5 mm2 de unos 30 cm que está a 2,5 cm de la masa de una pla-queta tiene una resistencia de 0,016Ω una inductancia de 0.24 μH y una capacidad de 3,3

pF aproximadamente? Si tuviésemos que incluir los efectos de la resistencia, la inductancia y la capacidad de los cables en cada cálculo, emplearíamos una cantidad enorme de tiempo en completarlos. Esta es la razón por la que todo el mundo ignora la resistencia, la inductancia y la capacidad de los cables y de las pistas de circuito impreso en la mayoría de las ocasiones.

Por eso se realiza lo que se llama “aproximación ideal” (algunas veces llamada también la “pri-mer aproximación”) en donde se considera a los componentes como ideales (por ejemplo los resistores no tienen L y C) y los conductores de conexión son considerados de dimensiones nulas. En una palabra que se trabaja con el circuito equivalente más simple de ese dispositi-vo.

La “segunda aproximación” incluye algunas características más con el fin de mejorar el análi-sis. Generalmente este es el circuito de la mayor precisión que alcanzan muchos ingenieros y técnicos en el trabajo diario. Por ejemplo

la aproximación ideal a una pila de linterna es una fuente de tensión de 1,5 V sin resis- �tencia interna

la segunda aproximación es una fuente de tensión de 1,5 V en serie con una resistencia �Thévenin de 1Ω aproximadamente.

La “tercera aproximación” incluye otros efectos de menor importancia que solo se puede lo-grar en el campo de los laboratorios virtuales, ya que pretender considerar todos los compo-nentes parásitos del circuito es una tarea absolutamente imposible para un ser humano. Sólo las aplicaciones más exigentes requieren este nivel de aproximación.

El paso de aproximación a emplear depende de lo que se esté intentando hacer. Si se está in-tentando detectar fallas de funcionamiento en un circuito que en algún momento funcionó no es necesario hacer un análisis muy riguroso. En este caso la aproximación más adecuada es la ideal si la falla es catastrófica (dejó de funcionar). En aplicaciones críticas se puede necesitar hasta la tercera aproximación (fallas en las secciones de RF). Para la mayoría de las situaciones se utiliza la segunda aproximación.


246

Resumen La primera aproximación, es el circuito equivalente más simple de un dispositivo; es muy utilizado en la detección de fallas de equipos. La segunda aproximación incluye algunas características adicionales para mejorar la exactitud; es muy usada en el trabajo cotidia-no. La tercera aproximación es muy precisa, pero apenas se utiliza. Esta aproximación es la empleada por un laboratorio virtual por ejemplo el Multisim.


247

Los transistores MOSFETH

Existen cuatro tipos principales de transistores MOSFET. Didácticamente conviene analizar primero el mas común de todos que es el de canal N de empobrecimiento (o de deplexión)

prácticamente el único usado en fuentes de alimentación. Se hace una referencia a los otros tipos de FET en La Biblia del LCD y el Plasma.

El FET de semiconductor–oxido-metal, o MOSFET posee cuatro electrodos llamados “fuente” “compuerta” “drenaje” y “sustrato”. A diferencia del JFET, FET de juntura o simplemente FET o transistor de efecto de campo la compuerta está aislada galvánicamente del canal. Por esta causa, la corriente de compuerta es extremadamente pequeña tanto cuando la tensión de com-puerta es positiva como cuando es negativa.

La idea básica se puede observar en la figura 1 en donde se muestra un corte de un MOSFET de empobrecimiento de canal N.

Fig.1 Corte de un MOSFET de empobrecimiento

Se compone de un material N (silicio con impurezas dadoras) con una zona tipo P a la derecha y una compuerta aislada a la izquierda. A similitud de una válvula electrónica en donde los electrones libres circulan desde el cátodo a la placa en un MOSFET circulan desde el terminal de “fuente” al de “drenaje” es decir desde abajo hacia arriba en el dibujo. En la válvula lo hacen por el vacío y en el MOSFET por el silicio tipo N.

La zona P se llama sustrato (algunos autores la llaman cuerpo) y opera como si fuera una pared que presenta una dificultad a la circulación electrónica. Los electrones deben pasar por un estrecho canal entre la compuerta y el sustrato. La idea es que el silicio tipo N es un buen conductor pero en la zona del sustrato se agregan impurezas tipo P que cancelan esa conductividad haciendo que esa zona sea aisladora.

Sobre el canal se agrega una delgada capa de dióxido de silicio (vulgarmente vidrio) que opera como aislante. Sobre esta finísima capa de vidrio se realiza una metalización que opera como compuerta. Dado que la compuerta es aislada se puede colocar en ella un potencial tanto ne-gativo como positivo tal como se puede observar en la figura 2 de la página siguiente.

Drenador

Puerta

Fuente

Sustrato

SiO2


http://labibliadellcd.com

248

Fig.2 Los dos estados del MOSFET de empobrecimiento: (a) tensión de puerta negativa y (b) tensión de puerta positiva

En la figura 2 (a) se muestra un MOSFET de empobrecimiento con una tensión de compuerta negativa. La alimentación VDD obliga a los electrones libres a circular desde la fuente hacia el drenaje. Estos circulan por el canal estrecho a la izquierda del sustrato P. La tensión de com-puerta controla el ancho del canal. Cuanta más negativa sea la tensión de compuerta menor será la corriente que circula por el MOSFET debido a que el campo eléctrico empuja a los elec-trones contra el sustrato. Inclusive una tensión suficientemente negativa podrá eventualmente cortar la circulación de corriente.

Cuando se pone tensión positiva en la compuerta el canal N tiene toda su capacidad libre y el MOSFET se comporta como una llave cerrada. En las curvas de la figura 3 se puede observar el paralelismo extremo entre una válvula y un MOSFET.

Fig.3 (a) Curvas de salida (b) Curvas de transferencia

Drenador Drenador

Puerta Puerta

Fuente Fuente

(a) (b)

VDD

VGG

VGG

+

+

+

+

- -

-

-

IO IO

IOSS

VDD

VDD

VOSVGS (OFF)

VGS (OFF)

VGS

RD

+2

+1

0

-1-2

(a) (b)

Transistores de efectode campo


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En la figura 3 (a) de la página anterior, se puede observar la familia de curvas para diferen-tes tensiones de compuerta. Observe que la corriente de drenaje se mantiene prácticamente constante independientemente de la tensión de “drenaje-fuente” salvo en la zona inicial que se llama zona óhmica y que no es utilizada cuando el transistor funciona como llave.

La familia de curvas se suele dividir en dos secciones. Las que están por debajo de cero y hasta VGSoff se llama sección de empobrecimiento y las que están por encima sección de enriqueci-miento. Esto significa que el canal no sólo se puede angostar, en efecto si se colocan tensiones positivas en la compuerta las lagunas del sustrato son repelidas y el canal se ensancha.

En la figura 3 (b) de la página anterior, se puede observar la curva de transferencia de un MOS-FET de empobrecimiento en donde lDSS es la corriente de drenaje con la puerta en cortocir-cuito. Como la curva se extiende hacia la derecha esta no es la máxima corriente de drenaje. En efecto, tensiones positivas de compuerta generan una corriente de drenaje mayor.

El símbolo eléctrico de un MOSFET de canal N de empobrecimiento puede observarse en la figura 6 al lado de su dibujo en corte.

Fig.4 Símbolos eléctricos

La compuerta se representa como una línea vertical con una salida hacia la izquierda. A su de-recha se dibuja el canal como otra línea vertical fina con una salida superior que es el drenaje y otra inferior que es la fuente. La flecha en el sustrato P apunta hacia adentro en el MOSFET de canal N de estrechamiento como indicando que el canal es estrecho.

DrenadorDrenador Drenador

Puerta

Puerta Puerta

FuenteFuente Fuente

Sustrato Sustrato

(a) (b)


250

Funcionamiento detallado del CI DP104C

I

Nota: Los números de los componentes pueden variar.

Circuito de arranque

Fig.1 Sección de arranque <Abrir ciruitoI-1.ms9>

1. SW601 es una llave mecánica operada por un botón frontal del monitor a través de una varilla de plástico. Se trata de una llave inversora con autoretención, con un contacto. Cuan-do el monitor esta apagado, el contacto deslizante está hacia abajo y el resistor R605 y los resistores R609 y R610 producen una caída de tensión desde el capacitor principal de la


251

fuente no regulada C608. La tensión de 310 V se reduce a menos de 5V (de este modo se evita que se queme D606 por tensión inversa elevada, ya que este diodo es de baja tensión). Si su equipo tiene el diodo quemado, mida la resistencia entre la pata 2 de la llave y masa con el equipo apagado: debe ser de 4,7K.

2. Cuando el contacto deslizante va hacia arriba, los resistores R609 y R610 generan una tensión creciente sobre C609 de 22 uF que puede observarse en la figura 1 en donde se ob-serva en primer termino la tensión sobre el capacitor C608 en el momento del encendido y en el centro la tensión sobre la pata 3 de fuente del integrado.

3. En el momento en que la tensión sobre la pata 3 sobrepasa los 15V el comparador in-terno indicado como UVL (Under Voltaje Level = detector de bajo voltaje) opera y cierra el transistor llave. El transformador de pulsos genera una tensión por el bobinado de D606 que reemplaza la carga de alta impedancia desde C608 y mantiene las oscilaciones (la ten-sión de la pata 3 queda entre 18 y 19V aproximadamente en la operación normal). Observe que existe un diodo zener interno que limita la tensión a un valor máximo de 25V y que el comparador UVL tienen una tensión de comparación de 15V).

Fig. 2 Variación de la tensión de fuente


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Arranque suave (soft start)

Cuando el monitor se enciende se aplican 3,15V al capacitor C610 de la pata 4 por un ge-nerador de corriente interno de 4 uA. Pero esta tensión no puede llegar en forma directa al terminal del amplificador de error, ya que en el camino se interpone un circuito R C externo conectado sobre la pata 5.

Nota: esta pata sirve a su vez como entrada de sincronismo.

Esto significa, que la salida de pulsos controlada por la etapa PWM interna, comenzará con un período de actividad corto, que crecerá hasta el valor adecuado para producir la regula-ción de la fuente. En una palabra, en el arranque, el lazo de realimentación de CC no existe; la fuente arranca en un modo libre con baja tensión de salida y a medida que se carga Cs (C611), la tensión de salida aumenta hasta su valor nominal. Cuando llega al valor nominal, la fuente comienza a regular, es decir, comienza a trabajar en un modo forzado o realimentado.

Observe que Cs se carga a través del resistor interno Rc desde los 5V regulados internamente. Por lo tanto, luego de un tiempo el capacitor Cs estará cargado a plena tensión y un diodo in-terno llamado Ds entrará en inversa. Justo en el momento en que Ds deja de conducir (pata 5 en 3,15V aproximadamente), se pasa del modo libre al forzado y el control de la etapa PWM se realiza por la tensión de la pata 4 mediante el transistor Q602. En ese momento, conduce un diodo interno D2 enviando una corriente de 0,9 mA al colector de Q602 que carga al capacitor C610. El transistor se comporta como una fuente de corriente que descarga al capacitor y por lo tanto la tensión sobre el mismo depende de la tensión de la base.

Oscilador

El oscilador controla la frecuencia mediante la carga y descarga del capacitor CT(C610) me-diante una fuente de corriente de carga y otra de descarga. Los valores de tensión a los cuales se produce la conmutación del diente de cierra son de 1 y 3 V. El circuito utilizado es muy simi-lar al de un astable construido con un 555.

La frecuencia de trabajo es de aproximadamente 20 KHz (otros integrados similares como el 2S0800 y el 2S0680B trabajan en 26 KHz) y la amplitud pico a pico es la diferencia de 3 a 1 es decir 2V pap. El período de actividad del diente de sierra generado opera también como perio-do de actividad máximo de la fuente que es de 95%.

Sincronismo

Esta fuente esta sincronizada con la frecuencia horizontal con un sistema de sincronismo di-recto que ingresa por la pata 5 a través del capacitor C611. Desde un pequeño transformador auxiliar de pulsos (T602) y que garantiza la aislación galvánica.


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La señal de sincronismo no puede tener nunca menos de 0,6V, ya que un diodo (D607) tra-bajando en conjunto con R614 no lo permite. El capacitor Cs (C611) se mantiene cargado con una tensión de 5 V hasta la finalización del arranque suave. Esto significa que en la entrada + del comparador de sincronismo llega una señal continua de 5V con pulsos de sincronismo derivados del fly-back que se superponen a esa tensión continua.

El comparador de sincronismo compara esta señal de entrada con una tensión continua de 7 V generando una tensión de salida Vcomp que sólo contiene pulsos horizontales. Vcomp se envía a la lógica PWM para sincronizar el oscilador.


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Epílogo

Terminada la primer parte de este curso, todo aquel que lo siguió desde el principio y es-tudió los temas con profundidad, hoy puede decir que domina el tema de las fuentes con-

mutadas de los TV a TRC y de los videograbadores. Nuestro estudio fue profundo y extenso. Es obvio que no vimos todas las fuentes, ni todos los integrados de fuente, pero estamos seguros que el lector curioso podrá fabricar sus propios métodos de prueba para fuentes que no fueron tratadas.

Comenzamos por lo más elemental; un inductor conectado a una batería y hoy nos encon-tramos analizando complicadísimos circuitos de fuentes de última generación. Y además con equipos caseros construidos con muy poco dinero con prestaciones tan extraordinarias como un SuperEVARIAC, con transformador doble aislador para 1500W, que regula digitalmente desde 0 a 300V, mediante un microprocesador PIC.

Considere a esta primer parte como algo imprescindible para tratar los equipos más actuales, que son los LCDs, Plasma, Homes, DVDs y otros que van a poblar el segundo tomo de “La Bi-blia de las Fuentes Conmutadas”. Aquí sí que no se puede trabajar por el método de cambiar y probar, ya que son equipos caros y no se pueden cometer errores. Nosotros le vamos a ense-ñar a trabajar con esas fuentes que, por lo general, son lo que realmente falla en los equipos modernos.


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Acerca del autor Ing. Alberto Picerno

¿Quien soy? Es muy difícil responder a esa pregunta, pero contando algunos detalles de mi vida es posible que Ud. se forme una idea mas concreta que por mi propia opinión.

Mis antepasados fueron inmigrantes Italianos muy pobres que vinieron a “La América” para alejarse de la pobreza y las guerras. Mis abuelos maternos se dedicaban a reparar toneles de vino en Italia y en pocos años y con mucho sacrificio compraron un terreno, un carro playo, dos caballos de tiro, y montaron un galpón con un taller de reparaciones de toneles. Posterior-mente edificaron su casa en el mismo lugar que en donde hoy funciona mi escuela.

Mis abuelos paternos eran aun más pobres y se dedicaban a coser camisas viviendo en una pieza alquilada. Cuando mi padre tenía 9 años falleció mi Abuelo paterno y tuvo que aban-donar la escuela primaria para ir a trabajar. Y lo hizo en una fábrica de zapatos; una de las primeras fabricas no artesanales, montadas con máquinas modernas. Y lo que no aprendió en la escuela lo aprendió en la fábrica porque siempre tuvo una extraordinaria curiosidad que lo llevó a aprender todos los secretos de esas avanzadas máquinas. A los 16 años era el único oficial múltiple (el que podía manejar todas las máquinas) y como valor agregado también las sabía reparar. Y leía de corrido mejor que sus compañeros porque le gustaba la ciencia ficción (Verne sobre todo).

El mundo de esa época estaba recién conociendo las radios a galena y mi querido viejo visitaba los negocios que las vendían, para mirarlas, porque estaba construyendo una en su casa bajo la mirada dubitativa de mi tía y mi abuela que no sabia lo que estaba haciendo. Mi querido viejo copió todo lo que era de metal y madera y reemplazo el auricular por un teléfono en desuso, que le regalaron por hacer una instalación eléctrica, al auricular le agregó un cono de cartón como amplificador. Pero le faltaba la “piedra de Galena” y no sabia como obtenerla; hasta que un comerciante que vendía artículos eléctricos y lo veía todos los días mirando la radio de su vidriera le preguntó que problema tenía y compadecido, le regaló una “piedra de Galena”. El viejo completó su radio que comenzó a sonar asustando a mi abuela y mi tía que no sabían de este dispositivo de comunicación a distancia.

Por esa época mi padre comenzó a cortejar a mi madre, conocida de la colectividad, ya que mis abuelos eran todos de la misma ciudad de Potenza y visitaban a mi abuela paterna porque era la única de la colectividad que sabia escribir en Italiano. Mi padre terminó la primaria en una escuela para adultos; se casaron y vinieron mi hermana primero y luego yo.


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Mi madre era lo que se acostumbraba en esa época. Ama de casa y madre de 24 horas. Mi padre “Salvador” aunque todos lo llamaban “Don Salva” era una cosa excepcional, porque fue padre y maestro de ciencias y literatura. Y es el día de hoy que le doy más valor a lo que el me enseñó, que a todo lo que aprendí en la secundaria y en la terciaria. Porque el me enseñaba a formarme una meta y cumplirla como sea, sin detenerme por ninguna dificultad, primero me explicaba la teoría y luego la plasmaba en la práctica. Al principio experimentábamos en la cocina, que era el lugar donde se comía y se vivía, pero a raíz de los ruidos, olores, chispas y otras calamidades, mi abuela materna nos cedió “el cuartito de arriba”; una pequeña habitación de 2 por 4 que era alternativamente, laboratorio de física, de química, de reparación de artefactos eléctricos y electrónicos (ya estábamos en la época de las radios a válvulas) y armadero de dispositivos que salían en la revista “Hobby” y que yo leía como podía junto con los libros de Verne, porque tenia 6 años y recién estaba aprendiendo a leer; estoy seguro que no hay nadie que pueda de-cir que aprendió a leer con libros de ciencia ficción y revistas de aficionados a los hobbys.

De ese cuartito salían mis juguetes, porque a mi viejo en esa época no le gustaba (o no podía) comprar nada. El miraba en las juguetería del “Once” que es donde estaba la fábrica de zapatos y plasmaba lo que tenía en su cabeza en “el cuartito de arriba”. Y yo era su ayudante; con él aprendí a soldar, a cortar chapa, fundir piezas metálicas, arreglar ventiladores, teléfonos y todo lo que sonaba, iluminaba, o calentaba. Recuerdo, un avión a control remoto, un velero pirata, una lancha de carreras y tantas cosas más que el tiempo borró de mi memoria. Más adelante mejoró su poder adquisitivo por el reconocimiento de los dueños de la fábrica de zapatos y el viejo comenzó a comprar algunas cosas, el mecano; un tren eléctrico, la bicicleta. Ahora Don Salva se dedicaba a armar dispositivos con el mecano, hacer un recorrido fijo para el tren “por adentro del cuartito de arriba” y a adornar la bicicleta. El me enseñó el valor de personalizar las cosas, agregándole algo construido con mis propias manos.

Y llegaron mis 12 años y en esa época era de estilo que al terminar la primaria se le hiciera al hijo la pregunta fundamental “vas a estudiar o a trabajar”. Mi hermana había abandonado el 4º año de la escuela comercial a insistencia de su novio que tenia un buen pasar y decía que no hacia falta que estudiara y yo me di cuenta lo importante que era mi respuesta porque era la esperanza de Don Salva. Y mi respuesta fue que quería estudiar electrónica, pero que cuando supiera arreglar radios y televisores quería estudiar y trabajar para obtener práctica y ayudar a pagar los gastos de la casa.

Y me recuerdo a los 15 años trabajando en un taller donde se armaban 4 TVs Wells Gard-ner por día y yo era el técnico que los probaba y realizaba el servicio técnico. Me recibí en la escuela técnica Nro 28 con medalla de plata al segundo promedio de la promoción, hice el servicio militar como reparador teletipista y al terminar compre el diario Clarín busqué en el suplemento de pedidos, vi un aviso de la empresa Tonomac pidiendo técnicos, me presenté y empecé a trabajar al día siguiente en la línea de producción de una radio a transistores. Y yo pensaba que la mitad de mi sueldo que le daba al viejo ayudaba a mantener la casa; en realidad el abrió una caja de ahorro y depósito a mi nombre cada centavo que le di. Luego sacó plazos fijos y otras inversiones que me devolvió cuando me casé y tuve que comprar mi casa.

Y el viejo me hizo la segunda pregunta de rigor en aquella época al terminar el secundario: ¿vas a seguir estudiando? Y cuando le dije que si observé que se le nublaba la vista pero no llo-


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ró. Y yo pensé; si el viejo hubiera podido estudiar….Me inscribí en la Universidad Tecnologica Nacional Regional Bs As.

Al año de trabajo había recorrido todos los puestos de trabajo en las líneas de producción de Tonomac y me destinaron al laboratorio de desarrollo. Y diría que cumplí mi sueño de la teoría y la práctica porque lo que estudiaba en la Tecnológica lo aplicaba en Tonomac. Y además de encontrar el lugar, también encontré la época mas adecuada. En la Argentina estaba comen-zando a armarse una pujante industria electrónica de la mano del “Desarrollismo” y yo estaba justo en el medio del ella. Y puedo decir que ayudé a construir esa industria, desde la nada hasta el punto de exportar a toda América incluyendo Brasil, mientras estudiaba ingeniería.

LLegó el día en que me recibí de ingeniero. Y ese día el viejo lloró. Don Salva ya se había jubi-lado en la zapatería y para no ser menos yo seguía trabajando en Tonomac. Trabajé en el desa-rrollo de todas las radios modernas; los TV de blanco y negro y los de color. Como había pasado por todas las líneas de producción era el ingeniero más popular de la fábrica y un grupo de técnicos me hizo una propuesta que me cambiaría la vida: ¿por qué no das un curso de elec-trónica en el comedor? Yo jamás había enseñado, pero pensé en Don Salva. Tenía terminada la primaria acelerada nocturna y era mi maestro de ciencias. Si el me enseñó a mi yo le tengo que enseñar a mis amigos, pensé.

En la empresa tomaron muy bien el tema y casi inmediatamente me autorizaron a dar las clases y recuerdo que me pagaron bastante bien por ellas. Yo las hubiera dado gratis pero al ser pagas me permitía prepararlas mejor, tomarlas más en serio y sentirme un verdadero pro-fesor. El día que comenzaron las clases observe que tenía 40 inscriptos y me agarró el miedo escénico. No podía hablar a pesar de que me había preparado con mucho entusiasmo y había practicado a solas. Hasta que con esfuerzo dije mi primer palabra, y fue algo mágico, me sentí tan bien adelante de mis compañeros explicando lo que yo sabía, que es una de las sensaciones que más recuerdo después de mi casamiento y el nacimiento de mis hijos. Ese día supe que era un “maestro”. Podía diseñar mil TVs pero no tendría la misma satisfacción que al dar una clase. Formar a una persona. Muchos de los que estaban en mi primera clase aun vienen a mi escuela. Y otros no se olvidan de llamarme para el día del maestro para recordarme que yo les enseñé a ganarse la vida y me lo quieren agradecer.

Pero llegaron los días tristes en que aquella industria floreciente comenzó a marchitarse por falta de apoyo de los gobiernos militares. Y en la Argentina comenzó el antagonismo “campo o industria” cuando debería ser “campo e industria” y la industria prácticamente desapareció y Tonomac cerró.

Era la época de las zonas francas y yo me prendí en una patriada. Rediseñe un TV y me fui a la provincia de San Luis a radicarme con toda mi familia a transformar un pequeño armadero en una fabrica de TVs y esa fabrica llegó a producir unos 1.000 TVs por mes cuando Philips fabri-caba 2.000. Y también monté una escuelita en la fábrica que era lo que mas necesitaba. Hasta que el dueño murió en un accidente.

Estuve a punto de montar otra fabrica en la provincia de San Juan pero ya era prácticamente imposible competir con los TVs importados que no tenían recargos y me quedé sin trabajo


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y sin posibilidades de trabajar. Fabricando y diseñando… pero el campo de la enseñanza era inmenso. Yo había escrito algunos manuales técnicos de TV, los junté y me fui a ver al director de la única revista de electrónica que quedaba en la Argentina: Saber Electrónica. El ingeniero Vallejo leyó algunas páginas salteadas de los manuales y me dijo: “De aquí en más la revista va a publicar un artículo tuyo todos los meses. Elegí el tema.”

Y mi primer artículo fue “Los asesinos andan sueltos” que fue una serie en la cual explicaba en forma novelada porque fallaban los TVs. Ya no recuerdo cuantos años pasaron pero jamás faltó un articulo mío en la revista Saber y durante muchos años escribí dos por mes. Y llegó mi primer libro para venta en kioscos, también en Saber, que fue “La video enciclopedia”. Mi primer libro para venta en librerías fue para otra editorial Argentina, pero eso ya es historia reciente. Como sea, llegaron 43 libros más y cuando ya creí que no había mas sorpresas me viene a ver un joven Uruguayo llamado Mauricio Etcheverry y me propone escribir un eBook sobre LCD y Plasma.

Con mi gran intuición para los negocios pensé que no se vendería; que todo el mundo lo copia-ría y mis sabias palabras fueron “vas a vender un libro por provincia”. Me equivoqué dos veces al mismo tiempo. Si ya tenía un poco de fama en la Argentina por todo mi trabajo en el país, YoReparo.com me hizo famoso en el mundo de habla Hispana. Cuando me llegan los correos electronicos y me entero de que países del mundo llegan, les aseguro que mas de una vez tuve que recurrir a Internet para saber donde quedaba un ignoto país. ¿Y Don Salva? Don Salva esta en el cielo, observando la felicidad de su hijo cada vez que publica un libro o comienza un curso en su escuela; no en la mía, en la de él, porque la escuela está en “su casa”. Allí donde el me enseñaba. En cada libro y en cada clase está su alma y el lee sobre mis hombros y si es algo muy teórico; me golpea en el hombro y yo escribo la aplicación de esa teoría. El hombre es su propia conciencia y el medio ambiente que lo rodea; yo en mi caso agregaría y el alma de Don Salva.


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Índice de marcas y modelos

A

AKIO 33TC30 79AKIO TC1491FR/TC2191FR 79AUDINAC AC201M 87AUDINAC AC255 88AUDINAC ST2110 89

B

BROKSONIC CTVG4545LS 14’’/5454LST 20’’ 92BROKSONIC CTVG4545LST14’’/5454LST20’’ 109BROKSONIC CTVL4545 115

C

CONTINENTAL 5995 115

D

DAENIX 1400 115DAENIX 1400 115DAENIX DTC 1400 M 116DAENIX DTC 1400 M 116DAENIX DTC1470M 116DAYTRON DTC 2050/1450M 116DAYTRON DTH1349V 117DEWO DCL412 119DEWO DCL2011 130DEWO DCL2011 EB 130DREAN 3332 DR 130

F

FUJITRON GN22A 130

G

GENERAL ELECTRIC 14/20 GE00 130GENERAL ELECTRIC AR1400 AR2000 130GENERICA CHASIS P66 Y RM123(29”) 130GOLSTAR CNT4175/9175 131

H

HITACHI CPT2000R 131HITACHI CPT2100 131HITACHI CPT2110/2111 131HITACHI NP91 131

I

ITT NOKIA SAT 251 131ITT SAT 145 SAT 205 131

J

JVC C2163AR 131JVC HR-4xx 131

K

KENIA C7029 – CT230W 131KENIA K2014R 131


260

M

MICROSONIC DTH1342VS 13’’ 131

N

NISATO NCG2044 165NOBLEX 20TC-676 205NOBLEX 29TC699 205NOKIA SAT321/421 205

O

OLIMPIC 14C WC/20A WC 205OLIMPIC DCT 2001 M 205OLIMPYC DTH2047 20’’ 205

P

PANASONIC TC2140 NR 205PHILCO 14B29RC/20B19RC 205PHILIPS chasis GR1-AL 205

R

RCA RAR 14102010/14202020/14502050/2150/1460M/2060M/14702070 (Chasis TX-91) 205

S

SAMSUNG 550 CI DP1040 206SANSEI TVR1416 TVR2016 TVR2026 206SANWA K6821 MN 206SANYO 6736-00 (Chasis 83P) 206

SANYO C20LV33D/C27LW33S-00 (Chasis LA3-A) 206SANYO CLP2051 206SANYO CLP2051C/C14LT13M/C20LV23M/C20LE90BC (chasis LA3C) 206SANYO CLP3310 (Chasis A4A) 206SANYO CPL 6022 (chasis LA4) 206SERIE DORADA 20GL 206SERIE DORADA SD 1430/2030 206SHARP C2096Y 206

T

TALENT TVP 2996 213TALENT TVP9420 214TALENT TVR2116 214TELEFUNKEN TK2936 MP292 TK2136 ST 214TONGKOOK CT1400 214

W

WESTINGHOUSE DCT 1450M 217WESTINGHOUSE SAT 202-142 217WHITE WESTINGHOUSE 33020 DR 217WHITE WESTINGHOUSE W-2014R 217WHITE WESTINGHOUSE WW115 WW14 217WHITE WESTINGHOUSE WW250 217WHITE WESTINGHOUSE WW321 217

Z

ZENITH SAM 2149/2653 217


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