Interruptores y multiplexores analógicos básicos

 

INTRODUCCIÓN

 

Conmutadores analógicos de estado sólido y multiplexores se han convertido en un componente esencial en el diseño de los sistemas electrónicos que requieren la capacidad de controlar y seleccionar una ruta de transmisión especificada para una señal analógica. Estos dispositivos se utilizan en una amplia variedad de aplicaciones incluyendo multi- canal de los sistemas de adquisición de datos, control de procesos, instrumentación, sistemas de video, etc

 

Interruptores y multiplexores de la década de 1960 fueron diseñados con dispositivos MOSFET discretos y fueron fabricados en pequeñas placas de circuito impreso o módulos. Con el desarrollo de los procesos de CMOS (Dando buenos transistores PMOS y NMOS sobre el mismo sustrato), conmutadores y multiplexores rápidamente gravitó a la forma de circuito integrado a mediados de la década de 1970, con la introducción de productos como populares de la serie AD7500 de Analog Devices (introducido en 1973). A dieléctricamente-aislado familiares de estas partes introducidas en 1976 permitió sobretensiones de entrada de ± 25 V (más allá del suministrar rieles) y era insensible a prenderse arriba.

 

Estos conmutadores y multiplexores primeros CMOS se diseñan típicamente para manejar los niveles de señal de hasta a ± 10 V cuando se opera en ± suministros 15-V. En 1979, Analog Devices introdujo el popular ADG200 la serie de conmutadores y multiplexores, y en 1988 se introdujo la serie ADG201 que fue fabricado en un proceso CMOS compatible lineal patentado (LC2MOS). Estos dispositivos permiten señales de entrada hasta ± 15 V cuando se opera en ± suministros 15-V.

 

Un gran número de conmutadores y multiplexores se introdujeron en los años 1980 y 1990, con el tendencia a la baja en la resistencia, el cambio más rápido, voltajes más bajos, menor

costo, menor poder, y los paquetes de montaje en superficie más pequeñas.

 

Hoy en día, conmutadores analógicos y multiplexores están disponibles en una amplia variedad de configuraciones, opciones, etc, que se adaptan a casi todas las aplicaciones. On-resistencias menos de 0,5 S, micromicroamperio fugas corrientes, anchos de banda de señal superior a 1 GHz, y el funcionamiento de 1,8 V de alimentación solo son ahora es posible con la tecnología CMOS moderno. Productos industriales están también disponibles que operan en

± 15 V usando suministros de Analog Devices iCMOS proceso ® (CMOS industrial).

 

Aunque CMOS es de lejos el proceso de IC más popular hoy en día para los conmutadores y multiplexores, procesos bipolares (con JFET) y procesos bipolares complementarios (también con capacidad de JFET) a menudo se utilizan para aplicaciones especiales como la conmutación de vídeo y multiplexación en el alto características de rendimiento requeridas no son alcanzables con CMOS. Interruptores CMOS tradicionales y multiplexores sufren de varias desventajas en las frecuencias de vídeo. Su tiempo de conmutación es por lo general no lo suficientemente rápido, y requieren buffering externa con el fin de impulsar vídeo típico cargas. Además, la pequeña variación de la CMOS interruptor de encendido y la resistencia con el nivel de señal (RON modulación) puede introducir una distorsión no deseada en la ganancia y la fase diferencial. Basan multiplexores en tecnología bipolar complementaria ofrecer mejores soluciones a las frecuencias de vídeo-con evidente aumenta la potencia y el coste por encima de los dispositivos CMOS.

 

CMOS Switch Basics

 

El apagón analógico ideales no dispone de la resistencia, infinita demora fuera de impedancia y cero, y puede manejar grandes señales y tensiones de modo común. Bienes CMOS conmutadores analógicos cumplen ninguno de estos criterios, pero si entendemos las limitaciones de conmutadores analógicos, la

mayoría de estas limitaciones se pueden superar.

 

Conmutadores CMOS tienen una excelente combinación de atributos. En su forma más básica, la Transistor MOSFET es una resistencia controlada por voltaje. En el estado "on", su resistencia puede ser menos de 1 O, mientras que en el estado "off", la resistencia aumenta a varios cientos de megaohms, con corrientes de fuga micromicroamperio. Tecnología CMOS es compatible con circuitería lógica y puede ser densamente empaquetados en un IC. Sus características de conmutación rápida están bien controlados con el mínimo parásitos del circuito.

 

Transistores MOSFET son bilaterales. Es decir, pueden cambiar voltajes positivos y negativos y conducir corrientes positivas y negativas con la misma facilidad. Un transistor MOSFET tiene un voltaje resistencia controlada que varía no linealmente con la tensión de la señal como se muestra en la Figura 1.

 

Figura 1: Interruptor ON-MOSFET Resistencia contra el voltaje de señal

 

El proceso complementario-MOS (CMOS) da buena P-canal y MOSFET de canal N. Conexión de los dispositivos PMOS y NMOS en paralelo forma el interruptor básico bilateral de CMOS Figura 2. Esta combinación reduce la resistencia de conexión, y también produce una resistencia que varía mucho menos con el voltaje de la señal.

 

SYMBOLSPMOSNMOS ALTERNOS

Figura 2: Basic CMOS switch usa par complementario de

Minimizar RON Variación debida a la señal Swings

 

La Figura 3 muestra el cambio en la resistencia con voltaje de canal para ambos de tipo

N y de tipo P dispositivos. Esta resistencia no lineal puede causas de los errores en la exactitud de corriente continua, así como la distorsión de corriente alterna. La Interruptor bilateral CMOS resuelve este problema. En la resistencia se reduce al mínimo, y la linealidad es también mejorado. La curva inferior de la Figura 3 muestra la mejora de la planitud de la resistencia de conexión característica del interruptor.

 

Figura 3: CMOS interruptor ON-resistencia en función del voltaje de señal

 

La serie de conmutadores CMOS ADG8xx están diseñados específicamente para menos de 0,5 S en- resistencia y se fabrican en un proceso de sub-micrones. Estos dispositivos pueden llevar corrientes de hasta 400 mA, operan en un solo 1,8 V a 5,5 V de alimentación (dependiendo del dispositivo en particular), y son calificados en un rango de temperatura ampliado de -40 ° C a +125 ° C. Típico de la resistencia con la temperatura y el nivel de señal de entrada se muestra en la Figura 4.

 

 

SWITCHDRIVERSWITCH Transferfunction COMBINADO

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Figura 4: ON-Resistencia Versus señal de entrada para

ADG801/ADG802 CMOS Switch, VDD = 5 V

 

FUENTES DE ERROR EN EL INTERRUPTOR CMOS BASIC

 

Es importante comprender las fuentes de error en un conmutador analógico. Muchos efecto ac y dc rendimiento, mientras que otros sólo afecta ac. La figura 5 muestra el circuito equivalente de dos adyacentes Interruptores CMOS. El modelo incluye las corrientes de fuga y capacitancias de unión.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Figura 5: Circuito equivalente de dos conmutadores CMOS Adyacentes

SEÑAL DE ENTRADA DE NIVEL-V

DC errores asociados con un solo interruptor CMOS en el estado en el se muestran en la Figura 6. Cuando el interruptor está encendido, el rendimiento de corriente continua se ve afectada principalmente por el interruptor de encendido y la resistencia (RON) y las fugas actual (ILKG). Un atenuador resistivo es creado por la combinación RG-RON-RLOAD que produce un error de ganancia. La corriente de fuga, ILKG, fluye a través de la resistencia equivalente de RLOAD en paralelo con la suma de RG y RON.

 

No sólo puede causar aumento de RON errores-que puede ser calibrado usando un sistema de ajuste de ganancia, pero su variación con la tensión de la señal aplicada (RON modulación) puede introducir distorsiones para los que no es sin calibración. Circuitos de baja resistencia están más sujetos a errores debido a RON, mientras que la alta circuitos de resistencia se ven afectados por corrientes de fuga. La Figura 6 también da ecuaciones que muestran cómo estos parámetros influyen en el rendimiento dc.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Figura 6: Factores que afectan al rendimiento de DC Interruptor de encendido Estado: RON, RLOAD y ILKG

 

Cuando el conmutador está en OFF, la corriente de fuga puede introducir errores como se muestra en la Figura 7. La fuga corriente que fluye a través de la resistencia de carga desarrolla un error de voltaje correspondiente en la salida.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Figura 7: Factores que afectan al rendimiento de DC OFF Condición: ILKG y RLOAD

Corriente de fuga crea tensión error en VOUTequal a: VOUT = ILKG × RLOAD

 

 

La figura 8 ilustra los componentes parásitos que afectan al rendimiento de corriente alterna de interruptores CMOS. Capacidades externas adicionales se degradarán aún más el rendimiento. Estas capacidades afectan paso de cables, la diafonía y ancho de banda del sistema. CDS (capacidad de drenaje-fuente), CD (drenaje- capacitancia a tierra), y cload todo el trabajo en conjunto con RON y RLOAD para formar el conjunto función de transferencia.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Figura 8: Consideraciones sobre el rendimiento dinámico: Traslado Precisión Versus Frecuencia

 

 

En el circuito equivalente, CDS crea un cero de frecuencia en el numerador de la función de transferencia Una (s). Esto se produce por lo general cero a altas frecuencias debido a que el interruptor de encendido y la resistencia es pequeña. La ancho de banda es también una función de la capacitancia de salida de conmutación en combinación con CDS y los Capacitancia de carga. Este polo de frecuencia aparece en el denominador de la ecuación.

 

La función de transferencia de dominio de la frecuencia material compuesto se puede volver a escribir como se muestra en la Figura 9 que muestra el diagrama de Bode global para el cambio en el estado de. En la mayoría de los casos, el punto de interrupción polo frecuencia se produce primero por el efecto dominante de la capacitancia de salida de CD. Por lo tanto, a maximizar el ancho de banda, un interruptor debe tener una entrada baja y capacidad de salida y la baja en el resistencia.

 

La capacidad de paso serie, CDS, no sólo crea un cero en la respuesta en el estado ON, se degrada el rendimiento de conexión de interfaz del conmutador durante su estado OFF. Cuando el interruptor está apagado, CDS acopla la señal de entrada a la carga de salida, como se muestra en la Figura 10.

 

 

 

 

 

 

 

 

Figura 9: Diagrama de Bode de CMOS interruptor de transferencia

Función en el Estado SOBRE

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Figura 9: Diagrama de Bode de CMOS interruptor de transferencia

Función en el Estado SOBRE

 

 

Figura 10: Consideraciones sobre el rendimiento dinámico: Fuera de aislamiento

 

 

Los grandes valores de CDS producirán grandes valores de paso de cables, proporcional a la entrada frecuencia. La Figura 11 ilustra la caída de OFF-aislamiento como una función de la frecuencia. La forma más sencilla para maximizar el OFF-aislamiento es elegir un interruptor que tiene el menor CDS como posible.

Aislamiento OFF Afectados por el exterior R y C de carga

 

Figura 11: Fuera de aislamiento frente a la frecuencia

 

 

La Figura 12 muestra típica interruptor CMOS analógico OFF-aislamiento como una función de la frecuencia para el ADG708 multiplexor de 8 canales. De la CC a varios kilohercios, el multiplexor tiene cerca de 90 dB aislamiento. A medida que aumenta la frecuencia, una cantidad cada vez mayor de la señal llega a la salida. Sin embargo, incluso a 10 MHz, el interruptor se muestra todavía tiene casi 60 dB de aislamiento.

 

Figura 12: FUERA DE aislamiento frente a la frecuencia de

ADG708 8-Channel Multiplexer

 

 

La

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 -V

  Paso formas de onda de ± (VDDSS) se aplican a la CQ, la capacitancia de la puerta de los interruptores de salida.

Inyección de carga Modelo Cuando se hace valer la entrada de control del interruptor, hace que el circuito de control para aplicar un voltaje grande cambiar (de VDD a VSS versa, o viceversa) en la puerta del interruptor CMOS. Esta fa

v

cantidad de acoplamiento de carga depende de la magnitud de la capacitancia de la puerta-drenaje. La inyección de carga introduce un cambio de paso en la tensión de salida cuando se cambia como se muestra en

T, es una función de la cantidad de inyección de carga,

 capacitancia,

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

  Figura 14: Efectos de la inyección de carga de salida

parámetro de corriente alterna que afecta el rendimiento del sistema es la inyección de carga que lleva pduring conmutación. La Figura 13 muestra el circuito equivalente del mecanismo de inyección de carga que cambiar la tensión de salida,. VOU (Que es a su vez una función de la puerta-drenaje CQ) y la capacidad de carga, C0V

Otro problema causado por la capacitancia cambia es la carga retenida al cambiar de canal. Esta carga puede causar transitorios en la salida de conmutación, y la Figura 15 ilustra el fenómeno. Supongamos que en un principio S2 S1 es cerrado y abierto. CS1 y CS2 se cargan a -5 V. Como se abre S2, la -5 V permanece en CS1 y CS2, como S1 se cierra. Por lo tanto, la salida del amplificador Un ve un-5V transitoria. La salida no se estabilizará hasta que la salida del amplificador de una descarga completamente CS1 y CS2 y se establece que

he aquí

 

-5V Transitorio cuando las señales de multiplexación

Cruce de señal está relacionada con las capacitancias entre dos interruptores. Esto se modela como CSS capacitancia se muestra en la Figura 17.

 

Figura 17: Equivalente a canal a canal Crosstalk

Circuito para interruptores adyacentes

 

La figura 18 muestra el rendimiento típico crosstalk del ADG708 8 canales multiplexor CMOS.

 

 

Figura 18: Cruce de señal frente a la frecuencia de ADG708 8-Channel Multiplexer

 

Por último, el interruptor en sí tiene un tiempo de establecimiento que debe ser considerado. La Figura 19 muestra el función de transferencia dinámica. El tiempo de establecimiento se puede calcular, debido a que la respuesta es una función del interruptor de circuito y de las resistencias y capacitancias. Uno puede asumir que se trata de un solo polo

sistema y calcular el número de constantes de tiempo son necesarios para cumplir con el sistema deseado precisión como se muestra en la Figura 20.

 

Figura 19: Multiplexor Tiempo de asentamiento

 

 

 

Figura 20: Número de Constantes de tiempo requerido para que liquide a

1 LSB precisión para un sistema unipolar

 

 

Tiempo de estabilización es el tiempo requerido para el interruptor outputto estabiliza dentro de una banda de error dada del valor final. RESOLUCIÓN, # DE BITSLSB (% FS) # DE

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APLICANDO el apagón analógico

 

Tiempo de conmutación es una consideración importante en la aplicación de conmutadores analógicos, pero el tiempo de conmutación no debe ser confundido con el tiempo de establecimiento. Encendido y apagado son simplemente una medida de la retardo de propagación a partir de la entrada de control para la conmutación del interruptor, y son causadas en gran medida por retardos de tiempo en los circuitos de accionamiento y el nivel de cambio (véase la Figura 21). Los valores TON y tOFF son generalmente se mide desde el punto del borde de ataque de entrada de control de 50% para el punto del 90% nivel de la señal de salida.

 

 

 

Figura 21: Aplicación del conmutador analógico: Dinámico

Consideraciones sobre el rendimiento

 

 

Consideraremos a continuación las cuestiones implicadas en la amortiguación de un interruptor CMOS o salida del multiplexor utilizando un amplificador operacional. Cuando un multiplexor CMOS cambia las entradas de un amplificador sumador inversor, debe tenerse en cuenta que la resistencia de conexión, y su cambio no lineal en función de la tensión de entrada, causará errores de ganancia y la distorsión como se muestra en la Figura 22. Si las resistencias son grandes, el interruptor corriente de fuga puede introducir errores. Resistencias pequeñas minimizar las fugas de error actual, pero aumentan el error debido al valor finito de RON.

 

tONand tOFFshould no debe confundirse con el tiempo de establecimiento. tONand tOFFare simplemente una medida de la propagación delayfrom entrada de control a la operación del conmutador analógico. It iscausedby retrasos de tiempo en la unidad / de circuitos lógicos nivel shifter. tONand tOFFare mide desde la punta de la controlinput 50% hasta el punto de la señal de salida del 90%. tonelada, tOFFtON, tOFF

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Figura 22: Aplicación del conmutador analógico: Unidad

Ganancia Inversor con entrada cambiada

 

Para minimizar el efecto del cambio RON debido al cambio en la tensión de entrada, es recomendable poner los interruptores de multiplexación en el amplificador operacional unión sumadora como se muestra en la Figura 23. Esto asegura los interruptores son sólo modulada con alrededor de ± 100 mV en lugar de la plena ± 10 V-, pero una separada Se necesita resistencia para cada tramo de entrada.

 

 

 

Figura 23: Aplicación del conmutador analógico: Reducir al mínimo la influencia de. RON

 

. RONcaused por. VIN, degrada la linealidad de VOUTrelative de VIN.

. RON provoca error de ganancia general en VOUTrelative de VIN.

. VSWITCH = ± = ± 10V10kO10kO.VSWITCH 10V10kO10kO Interruptor conduce un terreno virtual. Interruptor ve sólo ± 100 mV, ± 10 V no, minimiza. RON. . VSWITCH = ± = ± 100mV10kO10kO10kO10kO10kO.VSWITCH 100mV10kO10kO10kO10kO10kO

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Es importante conocer la cantidad de capacitancia parásita ha sido añadido a la unión sumadora como resultado de la adición de un multiplexor, porque cualquier capacitancia añadida a ese nodo introduce fase desplazar al amplificador de respuesta del bucle cerrado. Si la capacitancia es demasiado grande, el amplificador puede volverse inestable y oscilar. Una pequeña capacitancia, C1, a través de la resistencia de realimentación puede ser requerido para estabilizar el circuito.

 

 

El valor finito de RON puede ser una fuente significativa de error en el circuito que se muestra en la Figura 24. La de establecimiento de ganancia de resistencias deben ser de al menos 1000 veces más grande que el interruptor de encendido y resistencia a garantizar 0,1% de ganancia de precisión. Los valores más altos producen una mayor precisión pero menor ancho de banda y mayor sensibilidad a las fugas y la corriente de polarización.

 

 

Un mejor método de compensar RON es colocar uno de los interruptores en serie con la resistencia de realimentación del amplificador de inversión tal como se muestra en la Figura 25. Es una suposición segura que la múltiples conmutadores, fabricados en un solo chip, son idénticos en características

absolutas y el seguimiento de exceso de temperatura. Por lo tanto, el amplificador es la ganancia de bucle cerrado estable en ganancia unitaria, ya del total de las resistencias de alimentación directa y los comentarios coinciden.

 

 

 

 

Figura 24: Aplicación del conmutador analógico: Minimizar los Efectos

de. RON Con grandes Valores de la resistencia

 

. Ronis pequeño en comparación con la carga 1MOswitch. Efecto sobre la precisión de la transferencia se reduce al mínimo. Bias efectos actuales actuales y las fugas son ahora muy importantes. Ancho de banda del circuito degrada. 1MO1MO1MO1MO

 

Figura 25: Aplicación del conmutador analógico: El uso de Switch "Chupete"

en Opinión para minimizar el error de ganancia debido a. RON

 

 

El mejor diseño multiplexor impulsa la entrada no inversora del amplificador como se muestra en la figura 26. La impedancia de entrada alta de la entrada no inversora elimina los errores debidos a RON.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Figura 26: Aplicación del conmutador analógico: Reducir al mínimo la influencia de la RON. Uso de la configuración no inversor

 

Interruptores CMOS y multiplexores se utilizan a menudo con amplificadores operacionales para hacer ganancia programable amplificadores (PGA). Para comprender el efecto de la RON sobre su rendimiento, considere la figura 27, un pobre Diseño PGA. Un amplificador operacional no inversor tiene 4 diferentes resistencias de ganancia-set, cada uno conectado a tierra por un interruptor, con un RON de 100-500 O. Incluso con RON tan bajo como 25 O, la ganancia del 16 error sería 2,4%, peor que la precisión de 8 bits! RON también cambia con la temperatura, y de conmutador a conmutador.

 

± 10V ± 10V ± 10VRF10kO10kO10kO10kO ± 10V ± 10V ± 10VRF10kO10kO10kO10kO

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Figura 27: Un PGA mal diseñado usando los interruptores CMOS

 

Para intentar "arreglar" este diseño, las resistencias pueden ser aumentados, pero compensados ruido y podría entonces ser un problema. La única manera de mejorar la precisión con este circuito es el uso de relés, con prácticamente sin RON. Sólo entonces los pocos meses de relé RON ser un pequeño error vis-à-vis 625 O.

 

Es mucho mejor usar un circuito insensible a RON! En la Figura 28, el interruptor se coloca en serie con la entrada inversora de un amplificador operacional. Puesto que la impedancia de entrada del amplificador operacional es muy grande, el interruptor RON es ahora irrelevante, y la ganancia está determinada únicamente por las resistencias externas. Nota-RON puede añadir un pequeño error de desplazamiento si op amp corriente de polarización es alto. Si este es el caso, puede ser fácilmente compensado con una resistencia equivalente al VIN.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Figura 28: Alternate PGA configuración minimiza los efectos de RON

625O1.43kO3.33kO10kO- + RF = 10kOG = 16 G = 8G = 4 G = 2VINVOUT - + 500O1kO1kOG = 1G = 2VINVOUT

1-GHz CMOS INTERRUPTORES

 

Los ADG918/ADG919 son los primeros switches mediante un proceso CMOS para ofrecer un alto aislamiento y baja pérdida de inserción hasta y más de 1 GHz. Los switches presentan pérdida de inserción baja (0,8 dB) y relativamente alta de aislamiento (37 dB) cuando se transmite una señal de 1 GHz. En la escuela aplicaciones de frecuencia con potencia el rendimiento de 18 dBm o menos a 25 ° C, que son una función de los costos alternativa eficaz a los conmutadores de arseniuro de galio (GaAs). Un diagrama de bloques de los dispositivos son se muestra en la Figura 29, junto con el aislamiento y la pérdida en comparación con parcelas de frecuencia dadas en la Figura 30.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Figura 29: 1-GHz CMOS de 1,65 V a 2,75 V-Switches 02:01 Mux / SPDT

 

 

 

 

 

Figura 30: El aislamiento y la respuesta de frecuencia de

AD918/AD919 Switch 1-GHz

 

 

 

Aislamiento (dB) VS. FREQUENCYLOSS (dB) VS. FRECUENCIA INTERRUPTOR SWITCHREFLECTIVE ABSORCIÓN

El ADG918 es un interruptor de absorción con 50-O piernas derivación terminados que permiten impedancia a juego con el circuito de aplicación, mientras que el ADG919 es un interruptor reflectante diseñado para su uso donde las terminaciones son externos al chip. Ambos ofrecen un bajo consumo de energía (<1 μA), pequeño paquetes (DIP 8-lead y 3 mm x 3 mm de plomo marco paquete de escala de chip), el control de un solo pin niveles de voltaje que son compatibles CMOS / LVTTL, haciendo que los interruptores ideales para wireless y aplicaciones de conmutación de RF de propósito general.

 

Latchup parasitaria en SWITCHES CMOS Y muxes

 

Debido multiplexores están a menudo en el front-end de un sistema de adquisición de datos, sus entradas generalmente vienen de lugares remotos, de ahí, que a menudo son sometidos a una sobretensión condiciones. Una comprensión del problema, ya que se refiere a dispositivos CMOS es especialmente importante. Aunque esta discusión se centra alrededor de multiplexores, que es pertinente a casi todos los tipos partes de CMOS.

 

La mayoría de los conmutadores analógicos CMOS se construyen utilizando procesos CMOS de conexiones aisladas. Una cruz- vista en sección de una sola célula interruptor se muestra en la Figura 31. Parásito SCR (controlado de silicio rectificador) Latchup puede ocurrir si el terminal del interruptor analógico tiene voltajes más positivos que VDD o más negativo que VSS. Incluso una situación transitoria, tales como el encendido con una tensión de entrada Actualmente, puede desencadenar una latchup parasitaria. Si la corriente de conducción es muy grande (varios cientos de miliamperios o más), se puede dañar el interruptor.

 

 

Figura 31: Sección transversal de un Junction-Aislamiento CMOS interruptor

 

El mecanismo de SCR parasitaria se muestra en la Figura 32. SCR acción se lleva a cabo cuando sea terminal del interruptor (o fuente de la fuga) es o bien un diodo caer más positivo que VDD o un diodo caer más negativo que VSS. En el primer caso, el terminal VDD se convierte en el SCR puerta de entrada y proporciona la corriente para desencadenar la acción SCR. En el caso en que la tensión es más negativo que VSS, el terminal VSS se convierte en la entrada de la puerta SCR y proporciona la corriente de la puerta. En cualquiera de los casos, la elevada corriente fluirá entre los suministros. La cantidad de corriente depende de la resistencias de colector de los dos transistores, que pueden ser bastante pequeño.

+ VDD, VSS

 

Figura 32: Circuito equivalente Transistor Bipolar de CMOS

Interruptor Muestra Parasitarias Latch SCR

 

En general, para evitar la condición Latchup, las entradas a los dispositivos CMOS nunca deben estar permitido que más de 0,3 V por encima de la alimentación positiva o 0,3 V por debajo de la alimentación negativa. Tenga en cuenta que esta restricción también se aplica cuando las fuentes de alimentación están apagados (VDD = VSS = 0 V), y por lo tanto, los dispositivos pueden latchup si la energía se aplica a una parte cuando hay señales presentes en las entradas. Manuracturers de dispositivos CMOS invariablemente ponen esta restricción en la tabla de hoja de datos nominales máximos absolutos. Además, la corriente de entrada bajo condiciones de sobretensión debe ser restringido a 5-30 mA, dependiendo del dispositivo en particular.

 

Con el fin de prevenir este tipo de SCR Latchup, un diodo en serie se puede insertar en la VDD y VSS terminales, como se muestra en la Figura 33. Los diodos bloquean la corriente de puerta SCR. Normalmente, el parasitaria transistores Q1 y Q2 tienen baja beta (por lo general menos de 10) y requieren una gran puerta comparativamente actual para disparar el SCR. Los diodos limitan la corriente de compuerta inversa para que el SCR no se dispara.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Figura 33: Esquema de Protección de diodo para CMOS interruptor

+ VDD, VSS + VDD-VSSCR2CR1 + VDD-VSSCR2CR1Diodes CR1 y CR2 bloque base actual unidad de Q1 y Q2in caso de sobretensión en S o D.

 

Si se utiliza la protección de diodo, el rango de voltaje analógico del conmutador se reduce en uno VBE caer en cada carril, y esto puede ser un inconveniente cuando se utilizan bajos voltajes de suministro.

 

Como se ha señalado, conmutadores CMOS y multiplexores también pueden ser protegidos de una posible sobrecorriente por la inserción de una resistencia en serie para limitar la corriente a un nivel seguro, como se muestra en la Figura 34, generalmente menos de 5-30 mA. Debido a la atenuador resitive formado por RLOAD y rlimit, este método funciona sólo si el interruptor acciona una carga relativamente alta impedancia.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Figura 34: Protección contra sobrecorriente Con resistencia externa

 

Un método común para la protección de entrada se muestra en la Figura 35, donde son diodos Schottky conectado desde el terminal de entrada a cada tensión de alimentación como se muestra. Los diodos eficazmente prevenir las entradas de inferior o igual a la tensión de alimentación por más de 0,3-0,4 V, evitando de este modo condiciones latchup. Además, si la tensión de entrada supera la tensión de alimentación, la corriente de entrada fluye a través de los diodos externos a los suministros, no el dispositivo. Diodos Schottky puede fácilmente manejar 50-100 mA de corriente transitoria, por lo tanto la resistencia rlimit puede ser muy baja.

 

 

Figura 35: Protección de la entrada con ayuda de diodos Schottky externos

ENTRADA + VDD-VSSRLIMITCMOS SWITCHOR MUXOUTPUTRLOAD ENTRADA + VDD-VSSRLIMITOUTPUTRLOADCMOS SWITCHOR MUXLIMIT EXCESIVA A 5-30mA

 

La mayoría de los dispositivos CMOS tienen diodos ESD de protección internos conectados a las entradas de la carriles de alimentación, por lo que los dispositivos menos susceptibles a Latchup. Sin embargo, los diodos internos comienzan la capacidad de soporte de corriente limitada de conducción de 0,6 V, y tienen, aumentando así la externa Diodos Schottky ofrece un grado adicional de protección. Sin embargo, los efectos de la fuga de diodo y la capacitancia debe ser considerado.

 

Tenga en cuenta que la protección latchup no proporciona una protección de sobrecorriente, y viceversa. Si tanto culpa condiciones pueden existir en un sistema, se deben utilizar dos diodos de protección y resistencias.

 

Analog Devices utiliza la tecnología de aislamiento de zanja para producir sus conmutadores analógicos LC2MOS. La proceso reduce la susceptibilidad Latchup del dispositivo, las capacitancias de unión, aumenta tiempo y la corriente de fuga de conmutación, y se extiende el rango de tensión analógica a los carriles de alimentación.

 

La Figura 36 muestra la vista en sección transversal de la estructura CMOS de zanja-aislado. El enterrada capa de óxido y las paredes laterales aislar completamente el sustrato a partir de cada transistor de unión. Por lo tanto, no se forma ninguna unión PN polarizada inversamente. Por consiguiente, el ancho de banda de reducción capacitancias y la posibilidad de SCR Latchup se reducen en gran medida.

 

Figura 36: Trench-Aislamiento LC2MOS Estructura

 

El ADG508F, ADG509F, ADG528F, ADG438F y ADG439F son ± 15V trinchera aislado LC2MOS multiplexores que ofrecen "protección de falla" de sobretensiones de entrada y salida entre -40 V y + 55 V. Estos dispositivos utilizan una estructura de serie de tres MOSFETS en la

ruta de la señal: una N-canal, seguido de un canal P, seguido de una N-canal. Además, la trayectoria de la señal se convierte en una alta impedancia cuando las fuentes de alimentación están apagados. Este estructura ofrece un alto grado de latchup y sobretensión-a expensas de RON superior (~ 300 O), y más variación RON con nivel de señal. Para más detalles de esta método de protección, consulte las hojas de datos de productos individuales.

 

 

 

 

 

 

REFERENCIAS:

 

1. Hank Zumbahlen, diseño Basic Linear, Analog Devices, 2006, ISBN: 0-915550-28-1. También disponible como Linear Circuit Design Manual, Elsevier-Newnes, 2008, ISBN-10: 0750687037, ISBN-13: 978 - 0750687034. Capítulo 7.

 

2. Walt Kester, conversión analógico-digital, Analog Devices, 2004, ISBN 0-916550-27-3, Capítulo 7. También disponible como El Manual de conversión de datos, Elsevier / Newnes, 2005, ISBN 0-7506-7841-0, Capítulo 7.

 

 

 

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