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INSTITUTO TECNOLÓGICO DE MORELIA Maestría En Ciencias En Ingeniería Electrónica

Práctica 3. Convertidor Buck-Boost

Sistemas de alimentación Conmutados Dr. Javier Correa Gómez

Ing. Luis Antonio Mendoza Gómez

20/11/2009

Sistemas de Alimentación Conmutados ITM

PRÁCTICA 3. CONVERTIDOR BUCK-BOOST

2

Contenido Objetivo ......................................................................................................................................................... 3

Introducción .................................................................................................................................................. 3

Análisis del circuito ................................................................................................................................... 4

Desarrollo .................................................................................................................................................... 11

Descripción de la práctica ....................................................................................................................... 11

Equipo Utilizado ...................................................................................................................................... 11

Material Utilizado ................................................................................................................................... 11

Circuito .................................................................................................................................................... 12

Cálculos Realizados para el convertidor elevador. ................................................................................. 12

Cálculos realizados para el circuito de control. ...................................................................................... 16

Comparación de resultados obtenidos en la simulación y en la práctica ............................................... 19

Comparación de la señal de control antes y después del driver en la práctica .................................. 19

Comparación de la corriente en la fuente y MOSFET en la teoría y práctica ..................................... 20

Comparación del voltaje en la fuente en la teoría y práctica ............................................................. 21

Comparación del voltaje en el inductor en la teoría y práctica .......................................................... 22

Comparación del rizo de corriente en el inductor en la teoría y práctica ..................................... 23

Comparación del voltaje compuerta-surtidor en la teoría y práctica ........................................ 24

Comparación del voltaje drenador-surtidor en la teoría y práctica ........................................... 25

Comparación del voltaje en el diodo ánodo-cátodo en la teoría y práctica .............................. 26

Comparación de la corriente en el diodo en la teoría y práctica .................................................. 27

Comparación del voltaje en la salida en la teoría y práctica ........................................................ 28

Comparación del rizo de voltaje en la salida en la teoría y práctica ............................................ 29

Conclusiones ............................................................................................................................................... 31

Referencias .............................................................................................................................................. 32



3

Objetivo El alumno aprenderá a analizar y diseñar el circuito básico de un convertidor conmutado

reductor-elevador “Buck-Boost”, obtendrá las ecuaciones necesarias para conocer su comportamiento y diseño, aprenderá a analizar los resultados obtenidos en la simulación del circuito y proporcionará sus experiencias en la práctica.

Introducción

El convertidor buck-boost en un convertidor utilizado para la inversión de la polaridad de voltaje de salida con respecto a la entrada. Su voltaje de salida puede ser tanto reducida como elevada, dependiendo del ciclo de trabajo.

A continuación se muestra un esquema básico de un convertidor reductor-elevador.

Figura 1. Circuito básico para un convertidor buck-boost.

Un posible inconveniente del convertidor reductor-elevador es que el interruptor no está referido a tierra, esto complica el control del interruptor. Este “inconveniente” no tiene ninguna consecuencia si la fuente de alimentación es aislada del circuito de carga.

Este convertidor es muy usado debido a la estabilidad del voltaje que ofrece, permitiendo

aplicaciones en fuentes de propósito especial UPS, además de que su construcción y diseño es de un bajo costo.



4

Análisis del circuito El convertidor reductor-elevador o “buck-boost”, como su nombre lo dice, tiene la capacidad de

reducir o elevar el voltaje de salida con respecto al voltaje de entrada. Este voltaje de salida es regulado

mediante el ciclo de servicio, un posible inconveniente es que el interruptor no está referenciado a

tierra, lo que puede complicar su control, también cabe señalar que la polaridad del voltaje de salida es

inversa al voltaje de entrada.

El circuito básico que se realizó en la práctica es el de un simple convertidor reductor-elevador

no aislado, donde el comportamiento básico de este convertidor se puede explicar de la siguiente

manera, cuando el interruptor esta encendido, el voltaje de entrada es directamente inyectado al

inductor, teniendo como resultado la acumulación de la energía en el mismo, en esta etapa el capacitor

alimenta a la carga, y cuando el interruptor se apaga, el inductor es conectado a la carga y al capacitor,

de esta manera, la energía que almacenó el inductor es transferida al capacitor y a la carga. [1]

DCV

L

DQ

CRL

+

-

Vo

t

Q

ton toff ton

Ts

Figura 2. Circuito básico reductor-elevador "buck-boost" y su señal de control

Se analiza el circuito del convertidor reductor-elevador en su modo de conducción continuo

para encontrar la función de transferencia en voltaje, donde la corriente que pasa a través del inductor

nunca llega a cero durante el ciclo de conmutación, así pues, se examina un periodo completo de

conmutación y suponiendo que todos los elementos en el circuito son ideales,

+

DCL

DQ

CRL

+

-

Vo

-

VLVIN

Figura 3. Qon, Doff

(1)



5

+

DCL

DQ

CRL

+

-

Vo

-

VIN ILVL

Figura 4. Qoff, Don

(2)

Se analiza el voltaje de en un periodo completo,

Así pues la función de transferencia del circuito será,

(3)

Se analiza el rizo de corriente en el inductor,

Desde que la corriente del inductor no puede cambiar repentinamente, una trayectoria debe

existir para la corriente del inductor cuando el interruptor está abierto. Esta trayectoria es dada por el

diodo, comúnmente llamado diodo de libre corrimiento. El propósito de este diodo no es el de rectificar,

sino el de direccionar el flujo de corriente en el circuito y asegurarse de que siempre exista una

trayectoria para el flujo de corriente en el inductor. También es necesario que el diodo sea capaz

encender y apagar tan rápido como la frecuencia de conmutación. Así, el diodo permite al regulador

reductor convertir la energía almacenada en el inductor y llevarlo a la carga.



6

Cuando el interruptor se cierra, la corriente en el inductor incrementa linealmente. Cuando el

interruptor se abre, el diodo de libre corrimiento causa un decremento de manera lineal en la corriente.

En el modo de conducción continuo, se obtiene una señal triangular, con un valor de corriente

promedio, como se muestra en la siguiente figura,

t

Q

ton toff ton

Ts

t

IL

I2

I1

IL promΔI

Figura 5. Corriente de rizo del inductor L

Se analiza un periodo completo de conmutación para obtener el rizo de corriente en el inductor

,

(4)

,

(5)



7

Ahora bien si,

(6)

Se obtiene el rizo de voltaje en el capacitor, sí,

(7)

t

Vo

I2

I1

Vo promΔV

t

IC

I2-I0

I1-I0

tonIo=Δq

Figura 6. Rizo de voltaje en el capacitor

De la figura 7, se deduce que,

(8)



8

Se analiza el interruptor Q, donde se determina que el voltaje que debe soportar el interruptor,

en este caso el MOSFET, es el voltaje de entrada más el voltaje de salida,

(9)

Analizamos la corriente en el interruptor, suponiendo que no existen perdidas en el circuito,

,

Así pues,

(10)

Así pues se deduce el comportamiento de voltaje y corriente del transistor como se muestra,

t

Q

ton toff

Ts

ton

t

VDS

VIN

t

IQ

I2

I1

Figura 7. Comportamiento de Voltaje y Corriente en el MOSFET

El voltaje que debe soportar el diodo, será el voltaje de entrada más el voltaje de salida,

(11)



9

Ahora se analiza el circuito en modo frontera para encontrar el valor crítico del inductor L y la

resistencia de carga ,

t

Q

ton toff ton

Ts

t

IL

I2IL promΔI

t

VL

VIN

-VO

Figura 8. Comportamiento de la corriente en la frontera

Corriente promedio del inductor,

Sí,

(12)

Además

, donde (13)

y

(14)

Ahora bien, despejando ,

(15)



10

Se sustituyen las ecuaciones (11) y (12) en la ecuación (14) para obtener el valor crítico del inductor,

Se despeja L,

(16)

Simplificando la ecuación (13), entonces el valor crítico del inductor será,

(17)

El valor de la resistencia de carga ,

(18)

Con estos cálculos y consideraciones, se puede realizar un convertidor reductor-elevador, en su

modo de conducción continuo, tomando en cuenta los valores críticos para no caer en el modo de

conducción discontinuo, que para efectos de esta práctica es lo que se requiere [2].



11

Desarrollo

Descripción de la práctica Analizar y diseñar un circuito convertidor reductor-elevador “buck-boost”, en su configuración

básica, que cumpla con las siguientes características:

.

.

Equipo Utilizado Osciloscopio.

Multímetro.

Fuente de CD fija (12V).

Fuente de CD fija (10V).

Tablero de conexiones (Protoboard).

Simulador OrCad y PSpice.

Material Utilizado Resistencias, varios valores.

Potenciómetros de precisión.

Capacitores de poliéster, electrolíticos.

Circuito Integrado TL494 (circuito de control PWM).

Circuito Integrado IR2110 (Driver).

MOSFET IRF640.

Disipador de calor.

Resistencia de potencia.

Diodo de recuperación rápida MUR120.

Toroide capaz de trabajar a 100KHz.

Alambre para bobina.



12

Circuito

Figura 9. Circuito convertidor reductor, utilizado en la simulación.

Cálculos Realizados para el convertidor elevador.

Se calcula el periodo ,

(19)

Se calculan, el ciclo de servicio y tiempo de encendido mínimos y máximos para los

voltajes de salida requeridos,

o y .

(20)

Así pues, el tiempo de encendido ,

(21)

Q

IRF640

0

C RLVin

D MUR120

CTRL

TD = 0TF = 10n

PW = {D/f }PER = {1/f }

V1 = 0

TR = 10n

V2 = 15

PARAMETERS:

f = 100kD = .6

L

1

2



13

o y .

(22)

Así pues, el tiempo de encendido ,

(23)

Se analiza el circuito para los valores máximos, ,

Se obtiene el valor del inductor L.

(24)

Se obtiene la corriente de salida , mediante la siguiente ecuación,

(25)

Así pues, se obtiene el valor de la resistencia de carga ,

(26)

Se deduce el valor del capacitor C,

(27)

Se calcula el valor del inductor crítico,

(28)

El valor crítico de la resistencia de carga será,

. (29)



14

La corriente mínima para que el convertidor opere en modo de conducción continua, será,

(30)

Se analiza el circuito para los valores mínimos, ,

Se obtiene el valor del inductor L.

(31)

Se obtiene la corriente de salida , mediante la siguiente ecuación,

(32)

Así pues, se obtiene el valor de la resistencia de carga ,

(33)

Se deduce el valor del capacitor C,

(34)

Se calcula el valor del inductor crítico,

(35)

El valor crítico de la resistencia de carga será,

. (36)

La corriente mínima para que el convertidor opere en modo de conducción continua, será,

(37)



15

Se agrupan los valores máximos y mínimos obtenidos

,

. .

,

.

Ahora bien, como se desea que y , cuando el convertidor

alcance los valores máximos, entonces se eligen los valores del inductor y capacitor cuando ,

, por los tanto, se fijan tales valores y se calcula el valor máximo en la carga al que se

puede llegar para seguir operando en modo de conducción continuo al variar el ciclo de servicio del

% hasta .

(38)

Entonces el rango el cual se puede variar la resistencia de carga sin caer en modo de conducción

discontinuo será,

(39)

Se elige una resistencia de carga de 100 que, aunque se sacrifica un poco de potencia, se

puede compensar las pérdidas de voltaje que se pueden obtener en los elementos, esto con el propósito

de que el voltaje de salida sea lo más cercano posible al voltaje propuesto.

Se calcula el voltaje máximo que sebe soportar el MOSFET.

(40)



16

Cálculos realizados para el circuito de control.

Tomando en cuenta las especificaciones y consideraciones recomendadas en la hoja de datos

del circuito de control TL494 utilizado, se realizaron los siguientes cálculos [4].

Se especifica la frecuencia de oscilación para el circuito de control que será la misma a la que se

desea que trabaje nuestro convertidor buck-boost,

(41)

Se propone un valor de (Pin 5), y quela frecuencia , entonces el valor de

(Pin 6), será,

(42)

Se calcula la corriente de carga del capacitor , por medio de la siguiente ecuación,

(43)

Se obtiene el tiempo que dura en cargarse la pendiente del capacitor, que es la que se

comparará con un voltaje de cd para regular el ancho de pulso.

(44)

Se deduce la pendiente de la señal de control, para especificar el voltaje de referencia , que

se necesita para fijar el tiempo de encendido a y 3.33 ,

(45)

Así pues, si el disparo se desea a 6 , entonces,

(46)

Entonces, se propone un divisor de voltaje, para ajustar el voltaje al calculado, donde el

ajuste de tiempo de encendido , se realizará con el amplificador de error, utilizado como un

seguidor de voltaje. Se aplica el voltaje de referencia que provee el circuito (5V), para tener un

tiempo de encendido estable, se calcula la resistencia del divisor para tener en la salida

del divisor de voltaje lo que proporcionará un ciclo de servicio de en la salida del PWM.

Si =10K

(47)



17

Así pues, si el disparo se desea a 3.333 , entonces,

(48)

Se calcula la resistencia del divisor para tener en la salida del divisor de voltaje lo

que proporcionará un ciclo de servicio de en la salida del PWM.

Si =

(49)

Utilizamos la salida de la señal de control como salida paralela o de una sola terminal

referenciada a tierra, mandando el Pin 13 a tierra.

TL494

1

2

16

15

14

13

12

11

10

98

7

6

5

4

3

100Ω

vcc

VREF

RtCt

4.7kΩ

REC

OUT

TO THE

DRIVER

IR2110

VREF

vcc

1kΩ

Figura 10. Configuración del Circuito de control PWM.

Para este tipo de circuitos se tiene un “problema”, que no se cuenta con convertidores como del

tipo boost, donde el MOSFET está conectado con un punto a tierra, en este caso, por la posición del

interruptor, donde se considera un interruptor de tipo “flotado”[5], se debe utilizar un circuito que

pueda disparar el MOSFET de una manera adecuada, para ello se utiliza el circuito IR2110, este circuito

es un driver, el cual tiene la aplicación especial de asegurar el disparo cuando el interruptor no está

referido a tierra, se utilizó el lado en bajo del IR2110 para el disparo del MOSFET [6], añadiéndole una

tierra al drenador (la del circuito de control) para cerrar el ciclo de disparo. El circuito utilizado para el

IR2110 fue el siguiente,



18

IR2110

1

2

14

13

12

11

10

9

8 7

6

5

4

3

26Ω

vcc

FROM

THE

TL494

CONTROL

CIRCUIT

OUT TO

THE

GATE OF

THE

MOSFET

Figura 11. Driver IR2110.

Así pues, el circuito final queda de la siguiente manera,

TL494

1

2

16

15

14

13

12

11

10

98

7

6

5

4

3

100Ω

vcc

VREF

RtCt

4.7k

Ω

REC

VREF

IR2110

1

2

14

13

12

11

10

9

8 7

6

5

4

3

vcc

1kΩ

26Ω

vcc

D

C RL

+

-

VoL

IRF640

MUR120

27µF100Ω

10V

480µHTierra para

cerrar el

circuito de

disparo

Vcc=12V

VREF=5V

Figura 12. Circuito final utilizado en el diseño del circuito reductor-elevador.



19

Comparación de resultados obtenidos en la simulación y en la práctica

Comparación de la señal de control antes y después del driver en la práctica

Se observa como la señal de control mejora su calidad al utilizar un driver.

Parámetros de las señales obtenidas: y .

Figura 13. Señal de control a la salida del TL494.

Figura 14. Señal de control a la salida del Driver IR2110



20

Comparación de la corriente en la fuente y MOSFET en la teoría y práctica

En el desarrollo de la práctica se observó que la demanda que se requería a la fuente de entrada

al estar conmutando era demasiada, llegando al punto que la fuente de alimentación lo no soportaba,

ocasionando que la señal infiltrara mucho ruido en todo el circuito, esto se solucionó añadiendo un

capacitor en paralelo con la fuente de alimentación, para reducir el ruido inducido al circuito, se puede

observar claramente en las señales mostradas.

Figura 15. Corriente en la fuente Vin y MOSFET

Parámetros de las señales obtenidas: .

Figura 16. Corriente en la fuente Vin y MOSFET con capacitor (izq. @ .) y sin capacitor (der. @ .)



21

Comparación del voltaje en la fuente en la teoría y práctica

Se puede observar cómo a pesar de reducir el rizo se sigue infiltrando un pequeño nivel, debido

a la conmutación del MOSFET.

Figura 17. Voltaje en la fuente Vin


Figura 18. Voltaje en la fuente Vin con capacitor (izq. @ 5v/div.) y sin capacitor (der. @ 5v/div.)



22

Comparación del voltaje en el inductor en la teoría y práctica

Se puede observar cómo se modifica el valor mínimo de la señal del inductor al variar el ciclo de

servicio ya que el valor mínimo corresponde al voltaje de salida del circuito reductor-elevador.

Figura 19. Voltaje del inductor en la simulación a 6µs (der.) y 3.33µs (izq.)

Parámetros de la señal obtenida: y .

Figura 20. Voltaje del inductor en la práctica a 6µs (der.) y 3.33µs (izq.)



23

Comparación del rizo de corriente en el inductor en la teoría y práctica

Se puede observar como la corriente se aproxima al modo frontera al estar trabajando con un

ciclo de servicio de .3333.

Figura 21. Rizo de corriente en el inductor IL en la teoría con d=.6 (izq.) y con d=.333 (der.)


Figura 22. Rizo de corriente en el inductor IL en la práctica con d=.6 (izq. @ .5v/div.) y con d=.333 (der. @ .2v/div.)



24

Comparación del voltaje compuerta-surtidor en la teoría y práctica

Figura 23. Voltaje compuerta-surtidor VGS en la teoría con d=.6 (izq.) y con d=.333 (der.).


Figura 24. Voltaje compuerta-surtidor VGS en la práctica con d=.6 (izq. @ 10v/div.) y con d=.333 (der. @ 5v/div.)



25

Comparación del voltaje drenador-surtidor en la teoría y práctica

Figura 25. Voltaje drenador-surtidor VDS en la teoría con d=.6 (izq.) y con d=.333 (der.).


Figura 26. Voltaje drenador-surtidor VDS en la práctica con d=.6 (izq. @ 10v/div.) y con d=.333 (der. @ 5v/div.)



26

Comparación del voltaje en el diodo ánodo-cátodo en la teoría y práctica

Figura 27. Voltaje en el diodo ánodo-cátodo VAK en la teoría con d=.6 (izq.) y con d=.333 (der.).


Figura 28. Voltaje en el diodo ánodo-cátodo VAK en la práctica con d=.6 (izq. @ 10v/div.) y con d=.333 (der. @ 5v/div.)



27

Comparación de la corriente en el diodo en la teoría y práctica

Figura 29. Corriente en el diodo ID en la teoría con d=.6 (izq.) y con d=.333 (der.).


Figura 30. Corriente en el diodo ID en la práctica con d=.6 (izq. @ 10v/div.) y con d=.333 (der. @ 5v/div.)



28

Comparación del voltaje en la salida en la teoría y práctica

Figura 31. Voltaje en la salida Vo en la teoría con d=.6 (izq.) y con d=.333 (der.).


Figura 32. Voltaje de salida Vo en la práctica con d=.6 (izq. @ 5v/div.) y con d=.333 (der. @ 1v/div.)



29

Comparación del rizo de voltaje en la salida en la teoría y práctica

Figura 33. Rizo de voltaje en la salida Vo en la teoría


Figura 34. Rizo de voltaje en la salida Vo en la práctica sin capacitor (izq. @ 1v/div.) y con capacitor (der. @ 1v/div.)



30

En las siguientes figuras se puede apreciar como al aumentar el ciclo de servicio para aumentar

el voltaje de salida, la fuente no soporta la demanda de potencia que el circuito exige, por lo tanto el

voltaje de la fuente de alimentación tiende a caerse.

Figura 35. Voltaje en la fuente V=10v. y ciclo de servicio d=.3333

Figura 36. Voltaje en la fuente V=9.72v. y ciclo de servicio d=.6

Cuando tenemos un ciclo

de servicio d=.3333, la

demanda en la fuente no

es tan grande ya que la

potencia de salida

requerida es poca, por

tanto, la fuente puede

mantener su voltaje

regulado a 10V.

Cuando tenemos un ciclo

de servicio d=.6, la

demanda en la fuente

comienza a ser

considerable ya que la

potencia de salida

requerida incrementa,

por tanto, la fuente

puede no puede

mantener su voltaje

regulado a 10V.



31

Conclusiones

Debido a la demanda del circuito regulador y la posición en la que se encuentra el interruptor, la fuente de alimentación de la etapa de potencia se ve afectada de gran medida, tal que, si esta

no es lo suficientemente robusta para soportar los cortes de voltaje que realiza el interruptor, se

infiltra mucho ruido provocado por la misma conmutación del interruptor, teniendo como

consecuencia la infiltración de ruido en el circuito, además de un voltaje de alimentación

inestable. Para ayudar a reducir el ruido infiltrado y que el voltaje de alimentación sea más

estable, se coloca un capacitor en paralelo con la fuente de alimentación, esto ayuda de gran

medida a mantener un voltaje estable, y con menos ruido, así como ayudar a los cambios

bruscos de voltaje ocasionados por la frecuencia de conmutación a la que se encuentra

trabajando el interruptor.

Debido a que el interruptor no está referido a tierra y la necesidad de tener un disparo seguro en el interruptor, un driver es agregado, el cual, además de limpiar la señal proveniente del

circuito de modulación de ancho de pulso TL494, el driver utilizado permite establecer una

configuración tal que asegura el disparo de los interruptores cuando no están referenciados a

tierra, o cuando de alguna manera se consideran que están “flotados”.

Es de gran importancia aislar la etapa de potencia de la etapa de control, utilizando fuentes diferentes, ya que el ruido que se puede generar en la etapa de potencia, puede ser infiltrado en

la etapa de control, teniendo consecuencias muy graves, como la variación no deseada del

ancho de pulso de control, teniendo repercusiones en la calidad del diseño.

En el diseño del convertidor reductor-elevador es de gran importancia tomar en cuenta los

valores de los elementos que se utilizarán, ya que la variación del ciclo de servicio para regular el

voltaje de salida puede llevar de la conducción de modo continuo a la conducción discontinua

del circuito.



32

Referencias

[1] THE POWER ELECTRONICS HANDBOOK, INDUSTRIAL ELECTRONICS SERIES, J. DAVID IRWIN,

TIMOTHY L. SKVARENINA, CRC PRESS, 2002, PAGES 135-146.

[2] DR. JAVIER CORREA GÓMEZ, SISTEMAS DE ALIMENTACIÓN CONMUTADOS “CONVERTIDOR

BUCK”, CURSO DE MAESTRÍA EN CIENCIAS EN INGENIERÍA ELECTRÓNICA, INSTITUTO

TECNOLÓGICO DE MORELIA, UNIDAD I.

[3] VREJ BARKHORDARIAN, POWER MOSFET BASICS, INTERNATIONAL RECTIFIER, EL SEGUNDO, CA.

[4] PATRICK GRIFFITH, DESIGNING SWITCHING VOLTAGE REGULATORS WITH THE TL494, TEXAS

INSTRUMENTS APPLICATION REPORT, DECEMBER 2003.

[5] JONATHAN ADAMS, BOOTSTRAP COMPONENT SELECTION FOR CONTROL IC’S, INTERNATIONAL

RECTIFIER, EL SEGUNDO, CA.

[6] INTERNATIONAL RECTIFIER, HV FLOATING MOS-GATE DRIVER ICS, APLICATION NOTE AN-978.

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