escuela politÉcnica nacional · en ac. en todo circuit quo e realiza el control de potencia, es de...
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ESCUELA POLITÉCNICA NACIONAL
FACULTAD DE INGENIERÍA ELÉCTRICA
DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN DE UN MODULO DIDÁCTICO
INVERSO Y SIMÉTRICO.
TESIS PREVIA A LA OBTENCIÓN DEL TITULOEN INGENIERÍA EN ELECTRÓNICA Y CONTROL
JOHNNY FABIÁN RACINES VIZUETE
AGOSTO-1995
AGRADECIMIENTO.
AL Dr . HUGO BANDA POR DARME LA
OPORTUNIDAD DE CUBRIRME EN SU
SOMBRA DE SABIDURÍA. MI ETERNA
GRATITUD'.
A MIS AMIGOS VÍCTOR Y JULIO.
DEDICATORIA.
A MIS PADRES POR DARME LO
MEJOR DEL MUNDO. ....AMOR
ÍNDICE
CAPITULO I:
Página NO
Aspectos generales 1
1.1. Definiciones básicas 2
1.1.1 Control de fase directo 2
1.1.2 Con tro 1 de fase inverso 4
1.1.3 • Control de fase simétrico 5
1.2. Anal is is matemát ico 7
1.2.1 Control de fase directo-carga resistiva 12
1.2.2 Control de fase inverso-carga resistiva 15
1.2.3 Control de fase simétrico-carga resistiva... 18
CAPITULO II: '
Diseño del equipo 21
2. 1 Especificaciones del diseño .- . . . 21
2.2 Dimensionamiento de los elementos de
potencia 23
2.3 Cálculo de los elementos para el control
del activado y apagado de los elementos
de potencia , 25
2.3.1 Diseño de los manej adores de base para los
transistores de potencia 25
2.3.2 Diseño de los snubbers 28
2.3.2.1 Snubber de apagado 29
2.3.2.2 Snubber de encendido 33
2.3.2.3 Snubber de sobrevoltaje 37
NO 2
2.4 Especificaciones del módulo de control 38
2.5 Circuitos auxi liares 41
2.6 Fuentes de alimentación 46
CAPITULO III:
Pruebas y resultados experimentales 53
Aspectos generales de la construcción 53
3.1 Operación con Control de fase directo 58
3.2 Operación con Control de fase inverso 77
3.3 Operación con Control de fase simétrico 96
3.4 Efectos que produce la variación de la carga. 107
3.5 Efectos sobre la red: armónicos, factor de
potencia, potencia reactiva y distorsión
armónica 108
CAPITULO IV:
Conclusiones y recomendaciones 112
4.1 Análisis de los resultados obtenidos con
control de fase directo 112
4.2 Análisis de los resultados obtenidos con
control de fase inverso 113
4.3 Análisis de los resultados obtenidos con
control de fase simétrico 114
An álisis económico 116
Análisis técnico 121
4.4 Conclusiones 122
4.5 Recomendaciones 124
Bibliografía... 128
CAPITULO I
ASPECTOS GENERALES
El control de fase es un proceso rápido para encender
y apagar un interruptor que conecta una fuente AC a la carga
para controlar un pedazo de esta en cada ciclo.
Este es un método altamente eficiente para poder variar
el rango de potencia para cargas tales como lámparas,
calentadores, motores, fuentes, etc.
Para poder realizar control de fase AC, se debe de
disponer de un circuito de control, cuya finalidad va a ser
el de conectar o desconectar un elemento semiconductor que
va a servir como interruptor en el circuito de potencia.
Se utiliza a los elementos semiconductores como
interruptores, debido a su gran desarrollo, lo que ha
permitido disponer actualmente de elementos capaces de
manejar grandes potencias, con muy bajos tiempos de
conmutación y a costos relativamente reducidos.
El funcionamiento del control de fase AC es eficiente,
tanto para cargas resistivas como para cargas inductivas a
pesar de tener limitaciones importantes como es la distorsión
del voltaje en la carga debido al fraccionamiento de la onda
senoidal, el aumento de la potencia aparente producida por
la potencia reactiva y por la potencia de distorsión, y la
generación de radiofrecuencia.
1.1 DEFINICIONES BÁSICAS.
Existen muchas maneras para realizar un control de fase
de la corriente alterna, utilizando interruptores estáticos.
Entre los principales se pueden mencionar:
- Control de fase directo
- Control de fase inverso
- Control de fase simétrico.
A continuación se describen las principales
características de estos modos de control de la corriente
alterna, asumiendo que están alimentando una carga puramente
resistiva.
1.1.1 CONTROL DE FASE DIRECTO.
El control se efectúa dentro de cada semiciclo dejando
pasar una parte del mismo, gracias al paso natural por cero
de la corriente, los tiristores no necesitan un bloqueo
forzado. Cuando el interruptor de potencia conecta la carga
a ' la fuente, luego de un cierto ángulo de activado a con
respecto al cruce por cero de la onda de entrada,
bloqueándose luego al final . del semiciclo mediante
conmutación natural.
Los circuitos que se utilizan para este control son muy
simples y confiables.
Entre sus características están:
- fácil de implementar
- conmutación natural
- control continuo de potencia
- genera interferencia en radio frecuencia;
- alta distorsión armónica.
J--t2J
FIGURA 1.1: Control de fase directo.
Donde: ti = a ( a
t2 = y ( Y
t3 = it + a
J0 = TI ( p
= ángulo de activado )
= ángulo de conducción )
= ángulo de apagado )
1.1.2 CONTROL DE FASE INVERSO/
El control se efectúa dentro de cada semiciclo dejando
pasar una parte del mismo, esto ocurre cuando el interruptor
de potencia conecta la carga en el cruce por cero, y lo
desconecta en un ángulo 6 (J3 < TT ) , para conseguir esto se
debe realizar una conmutación forzada, esto implica que sus
circuitos sean complejos.
Vín
FIGURA 1.2: Control de fase inverso
Donde: ti = £ ( {3 = ángulo de apagado )
ti = y ( Y = ángulo de conducción )
t3 = TT + j0
a = O ' ( a = ángulo de activado )
Entre sus características están:
- conmutación forzada
- sistema de control mas complejo
- control continuo de potencia1
- la generación de interferencias es mínima.
- alta distorsión armónica.
1.1.3 CONTROL DE FASE SIMÉTRICO.
Este tipo de control es producto de la combinación de
los dos controles anteriores (control de fase directo, más
el control de fase inverso), es decir que el interruptor se
conecta en un ángulo a y se desconecta con un ángulo B = TT -
a (conmutación forzada).
Entre sus características están:
- conmutación forzada
- circuito mucho mas complejo
- genera interferencias en radio frecuencia.
- baja la- distorsión armónica.
Vín
ti
FIGURA 1.3: Control de fase simétrico.
Donde: ti = a ( a = ángulo de activado )
t2 = y ( Y = ángulo de conducción
t3 = K + a
|3 = ir - a ( {3 = ángulo de apagado )
1.2 ANÁLISIS MATEMÁTICO
FIGURA 1.4 Circuito generalizado para Controlde fase.
Utilizando el circuito generalizado de la figura 1.4,
se pueden establecer las relaciones básicas que permiten
analizar la operación de un circuito para el control de fase
en AC. En todo circuito que realiza el control de potencia,
es de interés el determinar algunas variables eléctricas
para, a través de ellas, evaluar sus características de
operación, por ejemplo: Potencia activa, potencia aparente,
potencia reactiva, potencia de distorsión, factor de
potencia.
Para el análisis matemático generalizado, se supone que
los componentes del modelo circuital son ideales y que la
forma de onda de la fuente de alimentación es puramente
sinusoidal .
vf = Z*Vf *sen wt ( 1 • 1 )
Independientemente de la forma de control de fase la
corriente que entrega la fuente, y circule a través de la
carga es periódica, de forma sinusoidal recortada.
La función en el tiempo de dicha forma de onda de
corriente , puede ser descompuesta en una Serie de Fourier .
n"1 (1.2)
donde :
= c = JA* + Bn2 t 1 - 3 )n y"/j -"n
2 r= — / i- *cos (nu^t) *dvt ( 1 - 4 )TJo
T
J3/3 = —f±R*sen(nwt^'*~*- ( 1 - 5 )
A^ 2 f-'
J " Bn '
Con respecto a los terminales de la fuente, se puede
determinar la potencia instantánea.
p = vf*!. (1-7)
Su valor medio, se expresa como:
T
P = — /Vf*iR*dtTJ 1.8
Sustituyendo las expresiones de voltaje y corriente, se
tiene:
1.9
Integrando , resulta :
P = -Vf*TRI*cos (0J,) (1.10)
En esta expresión, I»* es el valor RMS de la componente
fundamental de la corriente que atraviesa la carga y 0 es el
ángulo de desfase entre la componente fundamental de la
corriente , y el voltaje aplicado por la fuente .
La potencia reactiva se define como una componente en
cuadratura con la potencia media o potencia real, por lo
tanto ,
Q = Vf*IR1*sen (<!>!) (1.11)
La potencia aparente que entrega la fuente, está dada
por el producto del valor RMS del voltaje de fuente y el
valor RMS de la corriente que entrega la fuente.
S = Vf*Ims (1.12)
10
El valor RMS de la corriente que entrega la fuente , se
define como:
En circuitos con formas de onda distorsionadas , se puede
ver claramente que,
S2 * p2+Q2 (1.14)
Precisamente a esa potencia que hay que agregar en
cuadratura, para que la igualdad se establezca, se la
denomina potencia de distorsión.
_iD = [S2-(P2+Q2)] 2 (1.15)
La relación entre la potencia media y la potencia
aparente, determina el factor de potencia del circuito.
_ P
P " " (1.16)
(1.17)R1
fp = — ÍLL+COS0,Jjws
En la ecuación 1.18 del factor de potencia, se identifican
dos términos:
a) El factor espectral, dado por la relación entre el
valor RMS de la componente fundamental de la onda de
corriente y el valor RMS de la onda de corriente; y,
11
b) E1 factor de desplazamiento, dado por el coseno del
ángulo de desfase entre el voltaje aplicado y la onda
de la componente fundamental de la corriente.
Finalmente, otro parámetro de interés es el denominado
distorsión armónica total de la corriente (DAT), que viene
definido en base a la descomposición en Serie de Fourier de
la función de la corriente.
_-r- 2 -i 2
í ^ ' (1-18)
I 2 -DAT = l(-fZ) -1] 2 (1.19)
¿Rl
Del análisis matemático generalizado, se puede ver que
para el caso en que el voltaje de la fuente se considera
puramente sinusoidal, todas las variables eléctricas de
interés, quedan determinadas por la componente fundamental
de la corriente, y por el valor RMS de la corriente a través
de la carga.
Establecidas las relaciones generales, a continuación
se particulariza para cada uno de los tipos de Control de
fase, asumiendo que la carga es puramente resistiva.
12
1.2.1 CONTROL DE FASE DIRECTO - CARGA
RESISTIVA.
Para las formas de onda de voltaje y corriente dadas en
la figura 1.1, se tienen las siguientes relaciones:
La función de corriente a través de la carga, entre a y ir,
está representada por:
±R = fó*IK*sen(wt )=,/?*— *sen(wt) ' '
Su valor RMS está dado por:
n 2rr
(wt ) ]2cíwt
(1.21)
(1.22)
El valor RMS sobre la carga será simplemente ,
23)
La componente fundamental de la corriente ig , se puede
calcular utilizando las formulas de Euler.
2rr2 r=- [v/Í^J^+senívt ) *cos(vt)27T (1-24
13
n-*[cos(2a) -
(1.25)
2fT
/
* f 7 T - a
]durt
*sen(wt) )dwt
sen(2arr
cos(2a) - - a
( 1 . 2 6 )
( 1 . 2 7 )
(1 .28)
geji(2a) )2 (1.29)
(1.30)
,- a + sen (2a
cos(2a) - sen(2a) . 22 '
(1.31)
La potencia media entregada por la fuente resulta,
p = vf r (1 .32)
p = sen(2a)
-ir, —
(1 .33 )
( 1 . 3 4 )
p =Vf2-rrjR
- a + sen(2a)2 ;
1.35)
R
La potencia reactiva es igual a:
14
V2 (1.36)p = RMS
RQ = vf*—S* (eos (2a) - 1)
n (1.37)
Q = .^L*(cos(2a) - 1) < O (1-38)
Como se puede apreciar en la ecuación 1.38, el control
de fase directo de la corriente alterna, genera potencia
reactiva inductiva.
La potencia aparente es igual a:
2 (1.39)
El factor de potencia resulta:
f .i - + gen(2a) . ,4rr 2
(1.40)
La DAT de la corriente es igual a:
j 2 1
DAT = [ -2£ - 1 ] 2
1 . 41
)2 ~ 2
„ , sen(2a) ,22 ^ (1.42
15
1.2.2 CONTROL DE FASE INVERSO - CARGA
RESISTIVA.
Para las formas de onda de voltaje y corriente dadas en
la figura 1.2, se tienen las siguientes relaciones:
La función de corriente a través de la carga, entre O y B ,
está representada por la ecuación 1.20.
Su valor RMS está dado por:
wtO n-
(1.43)
„ Vf 1 _ sen (2/3) 1/2 = V*MS-'-RMS p L n- " O ' J p
R " 2 R (1.44)
El voltaje RMS sobre la carga será simplemente,
1/2— - j -
(1.45)
La componente fundamental de la corriente ig , se puede
calcular utilizando las formulas de Euler.
A2 r
l = - =- / [/2"*Jfí*se/3(wir) *cos(w±) ]durt
_ - - . p - - ' - - -* -
rr \ /7T
16
- cos(2/3)](1.47)'
B, =
+ T~ / [ 3"*J**sen(vt) *aen(wt) ]dwt1.48)
1.49)
(1.50)
rr\l-cos(2ei)2 + { f t _1.51
B,(1.52)
COS0! =
sen (2/3)2
- eos (2/3) .22 '
- sen(2p) 22 y
1.53
La potencia media entregada por la fuente resulta,
TT
J = -•*•* R
1.54
1.55
P = 'JIMS
(1.56)
(1.57)
17
La potencia reactiva es igual a:
RO = Vf+—^*(1 - eos (2/3) )n r
(1.58)
~^(í - 008(2/3)) > O
(1.59)
Como se puede apreciar en la ecuación 1.59, el control
de fase inverso de la corriente alterna, genera potencia
reactiva capacitiva .
La potencia aparente es igual a:
2 (1.60)
El factor de potencia resulta:
71
La DAT de la corriente es igual a:
1.61
DAT =JflJ (1.62)
. ^/0 sen (2/3) . ,i[7T*(/3 - - -/±¿-)3 J:
DAT - f( )2 - 1] "
18
1.2.3 CONTROL DE FASE SIMÉTRICO - CARGA
RESISTIVA.
Para las formas de onda de voltaje y corriente dadas
en la figura 1.3, se tienen las siguientes relaciones :
La función de corriente a través de la carga, entre a y £
está representada por la ecuación 1.20.
Su valor RMS está dado por
r 2-RHS
R
j ¡ - i p
2n i
aen(2a) 1 l / i
]2dwt
( 1 . 6 4 )
( 1 . 6 5 )
El voltaje RMS sobre la carga será simplemente,
VV
1.66)
-"-« (1.67)
Reemplazando la ecuación 1.67 en la ecuación 1.65, se obtiene
lo siguiente:
- 2a( 1 . 6 8 )
19
La componente fundamental de la corriente ig/ se puede
calcular utilizando las formulas de Euler .
*cos(fcrt)
f [fó*IR*sen(wt) *cos(wtr) jdwtR
= O ( 1 . 7 0 )
pB = -L
1 2/r
n+p
frr-trr * * /
n1 - 2a + sen(2a) ]( 1 . 7 2 )
= B. ( 1 . 7 3 )
IR1 - ^(rr - 2a + sen(2a)) ( 1 . 7 4 )
B,COS0, = —^ » 1
ri Cx ( 1 . 7 5 )
La potencia media entregada por la fuente resulta,
— *(nr - 2a + sen(2a))"" (1-76)
Vf • (1.77)
20
Vf2 .n _ 2a + Ben(2a))
(1-7
p =
(1.79)
La potencia reactiva es igual a:
0 = 0 (1.80)
Como se puede apreciar en la ecuación 1.80, el control
de fase simétrico de la corriente alterna, no genera potencia
reactiva .
La potencia aparente es igual a:
Vf2 1S = -i±-[ — (n - 2a + sen (2a)]R n (1.81)
El factor de potencia resulta:
, 1fp = [ — (n- - 2a + sen (2a))] *
n (1.82)
El DAT de la corriente es igual a:
I 2 ±DAT = [ (— —) - 1] 2
DAT = r 2a - sen(2a)rr - 2a + sen(2a)
(1.83)
En el siguiente capitulo, se describen las
características y especificaciones del módulo didáctico,
diseñado para estudiar los tipos de control de fase descritos
en esta sección.
CAPITULO II
21
DISEÑO DEL EQUIPO
2.1 ESPECIFICACIONES DEL DISEÑO.
Los requerimientos necesarios para realizar un buen diseño
contemplan el conocimiento de la carga que se va a manejar.
Para el diseño del equipo se ha tomado en cuenta aspectos
técnicos funcionales y de construcción. El sistema diseñado,
da facilidad para el montaje, y pruebas. Se ha modularizado
cada una de sus partes, diseñando tarjetas para cada uno de los
bloques que se presentan en la Figura 2.1. Las tarjetas son del
mismo tamaño y se han instalado en un gabinete metálico de
20*40*60 cm.
MÜBULD tí 1
FUENTES
DE
ALIMENTACIÓN
MÜDULD tí e
CONTROL
DIRECTO INVERSO
Y SIMÉTRICO
MODULO tt 4
EIECTffi E CRUCE
PDR CERO Y
IÜQD\ OYAIfl
CIRCUÍ
SEL E
DE CO
TQ DE
:CIDNNTROL
HODULD tt 3
HODULG tí 6
BJT PRINCIPAL
DRIVER 1
SNUBBER 1
BJT AUXILIAR
DRIVER 2
SNUBBER Z
MGDULO tt 5
CARGA
Fig. 2.1 Diagrama de bloquesconstruido.
del sis tema
El equipo tiene todos los puntos necesarios para realizar
las mediciones de voltajes y corrientes en los distintos
elementos de interés y puntos de conexión para la carga. Además
22
tiene indicadores para determinar el estado de funcionamiento
del equipo.
El módulo didáctico requiere de alimentación monofásica.
Es capaz de manejar carga de tipo R-L hasta de 1 KVA, con un
factor de potencia en retraso de 0,8. Permite aplicar las
técnicas de control de fase AC directo} inverso y simétrico en
forma independiente.
CIRCUITO DE POTENCIA
Fig. 2.2: Circuito de potencia del sistema construido.
Para que el sistema pueda manejar carga inductiva, es
necesario un circuito de control de potencia capaz de manejar
la energía almacenada en la inductancia de la carga. Para ello,
se requieren dos interruptores de potencia que funcionen en
23
forma sincrónica (Fig. 2.2.a). Las condiciones de
funcionamiento de Sj y S- son las siguientes:
a) En ningún instante deben estar simultáneamente cerrados
S¡ y S2.
b) Sj podrá cerrarse únicamente cuando la corriente a través
de la carga sea cero y S* este abierto.
c) S^ deberá cerrase cuando S« se abra y deberá permanecer
cerrado mientras dure la descarga de la energía almacenada
en la inductancia de carga.
Las condiciones de funcionamiento deben ser observadas en
cualquiera de los dos sentidos de circulación de la corriente
alterna.
Los interruptores de potencia del sistema construido,
están realizados en base al circuito de la figura 2.2.b. Los
elementos de potencia son transistor de tipo Darlington. Para
que los interruptores formados por Q, y Q2 sean bidireccional es ,
se utilizan rectificadoras de potencia en configuración puente.
2.2 DIMENSIONAMIENTO DE LOS ELEMENTOS DE POTENCIA.
La parte de potencia del s istema únicamente lo va a
constituir el diseño de los interruptores (transistores y
diodos de potencia), a través de los cuales va a circular la
corriente máxima de carga en algún instante en la operación del
s istema.
24
Considerando la potencia, frecuencia de operación y la
técnica de conmutación, se escogieron transistores de potencia
tipo Darlington como interruptores del sis tema.
El Darlington de potencia, se lo dimensiona para dos veces
la corriente nominal del sistema, es decir, para una corriente
semejante a los 20A.
El voltaje colector - emisor máximo del Darlington debe
ser mayor que el voltaje máximo de línea, es decir:
Vcemáx > Vmáx(línea)
Otro parámetro de consideración en la elección del
transistor son sus t iempos de conmutación, especialmente el
t iempo de apagado del disposit ivo ya que de él dependen en muy
buena parte las pérdidas dinámicas del semiconductor.
Dichas pérdidas son muy elevadas con tiempos de apagado
altos. El tiempo de apagado del dispositivo debe escogerse de
acuerdo a la máxima frecuencia de trabajo de los transistores.
Con estos parámetros se elige el Darlington de potencia
ECG99 que existe disponible en el mercado local,.el mismo que
tiene las siguientes especificaciones:
PD = 250W.
Ic = 15A,
tf = 0.5 useg. typ.
Vces = 500V.
25
Vceo = 400V.
Vebo = 5V.
hfe = 300 mín.
De datos se puede obtener la máxima corriente de la base
que se debe inyectar al transistor:
IBmáx = ICmáx/hfe = 15 A/300 = 50 mA.
2.3 CALCULO DE LOS ELEMENTOS PARA EL CONTROL DEL
ACTIVADO Y APAGADO DE LOS ELEMENTOS DE
POTENCIA.
2.3.1 DISEÑO DE LOS MANEJADORES DE BASE PARA LOS
TRANSISTORES DE POTENCIA.
El diseño de los manejadoras de base para circuitos con
transi stores de potencia son considerablemente más complejos
para condiciones de operación severas. El bajo hfe de los
transistores de potencia significa que sus corrientes de base
son .grandes, una mejor alternativa es utilizar transistores
Darlington para el manejador de base.
Para los transistores de potencia hay que considerar una
corriente de base negat iva que es usada para acelerar su
apagado, caso contrario este tiempo sería muy grande y por
consiguiente la potencia disipada en el apagado sería excesiva.
26
El diseño del mane j ador de base debe tener una buena
confiabi1idadj de lo contrario sobrevo1tajes y oscilaciones
podrían ocurrir a través del transistor de potencia.
El emisor del transistor de potencia debe ser considerado
como punto de referencia de voItaje para el correspondiente
circuito manejador de base.
La fuente auxiliar necesaria para el manej ador de base
debe estar aislado a través de un transformador y su referencia
debe ser el emisor del transistor de potencia. Se propone el
circuito de la Figura 2.3 para el manejo de los transistores
Darlington de potencia.
I PULSOS
RB
Q-
\: -os v >-
DARUNGTON
Fig. 2.3 Manejador de base para un Darlington depotencia.
27
Los transistores Q-t- y Q- deben ser capaces de conducir
la IflBj|r del transistor de potencia (dar 1 ington) , por lo cual se
los selecciona con un cierto rango de seguridad, es decir, para
que soporten 1 A máx. Estos transistores son el ECG382 (NPN)
y e 1 ECG383 (PNP) y tienen las siguientes especificaciones:
ECG382 ECG383
VCBO = 120V. VCBO = 120V.
VCEO = 100V. VCEO = 100V.
VEBO = 5V. VEBO = 5V.
ICmáx = 1A. ICmáx = 1A
PD = 0,9W. , PD = 0,9W-
ft = 14-OMHz. ft = 140MH2.
hfe = 200 mín. hfe = 200 mín.
Hay que recordar que el transistor del manejador de base
Q+ NPNj trabaja en la región activa normal RAN y el Q- PNP en
régimen de conmutación.
Se considera la fuente auxiliar V^, = +05 VDC.
Vb+ = Ic(Q+)*RB + VCT(0+) + VBE(on) (2.1)
Para condiciones de operación se considera Ic = 0.1 A.
Entonces: RB = (05 - 2 - 1)V./0.1A = 20 Q.
PRB = (O, 1)2*2Q = 0.2W.
La resistencia RB seleccionada es de 20 fí y de 10W, por
seguridad.
28
La fuente auxi liar V^~ = ~05 VDC, s ir ve para el apagado
más rápido del transistor de potencia.
2.3.2 DISEÑO DE LOS SNUBBERS.
Los snubbers para transistores convencionales yDarlington
de potencia, son circuitos utilizados para proteger al
trans istor durante las conmu tac iones que se producen. Exist en
básicamente tres tipos de snubbers:
Snubber de apagado.
- Snubber de encendido.
Snubber de sobrevoltaje.
Para explicar la necesidad de los snubbers se puede decir,
que durante la conmutación de apagado en un convertidor
reductor por ejemplo sin snubbers, el voltaje colector - emisor
del transistor comienza a crecer pero la corriente permanece
igual durante un cierto tiempo hasta cuando el diodo de
conmutación comienza a conducir, entonces la corriente en el
transistor comienza a decrecer y la velocidad de decrecimiento
es determinada por la propiedad del transistor y del manejador
de base. El voltaje en el transistor puede ser expresado como:
V = Vd - L —
(2.2)
Donde Lo = Ll + L2 •*- . . . , que significan la presencia de las
inductancias parásitas, que resultan en un sobrevo1 taje.
Durante el encendido del transistor la corriente comienza
29
a crecer a una velocidad que depende de las propiedades del
transistor y del manejador de base.
2.3.2.1 SNUBBER DE APAGADO.
Para evitar problemas en el apagado, este snubber provee
de voItaje cero a través del transistor mientras la corriente
se extingue. Este snubber lo constituye una red R - C - D a
través del transistor como muestra la Figura 2.4.
Df
Ds
RsBJT
loCARGA
Cs
Fig. 2.4 Esquema circuital de un snubber de apagadocon conversor reductor.
Previo al apagado, la corriente en el transistor es lo y
el voltaje es esencialmente cero. En el apagado, la presencia
del snubbe-r hace que la corriente del transistor se reduzca
30
como una constante di/dt y (lo - ic) fluye en el capacitor Cs
a través del diodo Ds. Existe -una caída de corriente en un
tiempo tf. La corriente del capacitor puede ser escrita como:
Jo.t (2.3)Ce t£í
Esto es vá l ido para : O < t < tfi
IDf
tfi
IGs
IDf IDf
tfi
ICs
vGs
Cs < Cs1 Cs - Cs1
vGs
Cs > Cs1
Fig. 2.5 Formas de onda de voltaje y corriente enel capacitor Cs durante la transición deapagado.
Donde ip es cero antes del apagado. El voltaje del capacitor
es el mismo a través del transistor.
V = Vv CB v CE
fci ,dt « JQ- f c 2i Ca 2 . Vtí
(2.4)
Lo cual es válido durante el tiempo de caída de la corriente.
31
Las formas de onda de voltaje y corriente se muestran en
la Figura 2.5, para tres valores' de capacitor de snubber Cs.
Para valores pequeños de capacitor, el voltaje del capacitor
alcanza Vd (E) antes de que la caída de corriente termine.
Para el valor de capacitor Cs = Csl, provoca que e 1
voltaje del capacitor alcance E exactamente cuando la caída de
corriente ha terminado; Csl puede ser calculado por
substitución de t = tfi y VCs = Vd, por lo tanto, tenemos:
Jo»tfi (2.5)ml 2.Vd
Para el caso del diseño, se tiene:
lo = 10 A.
tfi = 2 us.
Vd = 170 VDC.
Resulta que: Csl = 0.588 uF.
Se ha seleccionado Cs = 0.1 uF y 1000V.
La presencia de Cs provoca que la corriente en el apagado
se incremente hacia lo y el diodo de conmutación debe ser de
recuperación rápida.
La presencia de Rs hace que se reduzca la descarga que
sufre el transistor por parte del capacitor en la transición
de encendido.
32
La resistencia del snubber de apagado debe ser escogida
de forma que la corriente pico a- través de ella sea menor que
la corriente de recuperación reversa del diodo de conmutación;
así :
E . _ (2.6). < Jrr v 'Rs
Generalmente Irr = 20% lo o menos, por tanto, la
expresión anterior queda así:
=0.2*Jo < 2 ' 7 >Rs
Rs = 170V./(0.2*10)A. > 85 Q.
La corriente de carga lo va a circular durante el tiempo de
crecimiento de la corriente tr = 2 us. que constituye un
pequeño porcentaje del período total (en el peor de los casos
a máxima frecuencia) = 120Hz. Este porcentaje representa el
O.24% máximo, lo cual indica que la corriente media a través
de Rs es del 0.24% de la corriente de carga lo.
pRg = IR s 2*Rs = ( 0 . 0 0 2 4 * 1 0 ) 2 * 8 5 = 0 . 0 4 8 9 6 W .
Con estos datos se ha seleccionado la resistencia Rs =
330Q y PRg = 10W.
Algunas ventaj as podrían mencionarse al respecto del
snubber de apagado durante la transición de encendido del
transistor:
Toda la energía del capacitor es disipada en la
33
res istencía Rs.
No ocurre disipación de energía adicional en el transistor
debido al snubber de apagado.
La corriente pico que el transistor debe conducir no es
incrementada debido al snubber de apagado.
2.3.2.2 SNUBBER DE ENCENDIDO.
DfRGA
Ls
DLs
RLs
Fig. 2.6 Snubber de encendido en presencia de untroceador reductor.
El snubber de encendido es usado solamente para reducir
las pérdidas por conmutación a altas frecuencias. Este snubber
trabaja reduciendo el voltaje a través del interruptor. El
snubber de encendido puede estar colocado en serie con el
transistor o en serie con el diodo de conmutación, tal como
muestra la Figura 2.6. La inductancia de este snubber Ls en
el instante del encendido hace que sea más lenta la subida de
34
corrí ente a través de los transistores de potencia, haciendo
que se proteja contra el di/dt.
Vd
te
vCE vCE
Ls grande
Fig. 2.7 Formas de onda de voItaje y corriente enel transistor para valores de Ls grande ypequeño.
La reducción de voltaje a través del transistor se debe
a la caída de tensión a través de Ls , esta reducción está dada
por la ecuación 2.8.
Ls -Jo
(2.8)A V.
tri
donde: tri es el t iempo de crecimiento de la corriente, como
se muestra en la Figura 2.7, donde para pequeños valores de Ls ,
di/dt es determinado solo por las carácter!sticas del
transistor y el circuito manejador de base, de forma igual que
sin snubber de encendido. La corriente pico de recuperación
reversa en el diodo es también la misma que sin snubber de
encendido. Para reducir la corriente pico de recuperación
reversa en el diodo hay que poner un valor de Ls más grande,
35
como muestra la Figura 2.7. En este caso el di/dt es
controlado por Ls y el voltaje a través del transistor es casi
cero durante el t iempo de crecimiento de la corriente.
Durante el estado de encendido del transistor, Ls conduce
la corriente de carga lo. Cuando el transistor se apaga, la
energía es almacenada en el inductor del snubber, y está dada
por :
_ Ls.lo2La ~ 2
(2.9)
Esta energía será disipada en el resistor del snubber R, .
La constante de tiempo del snubber es tr = Ls/R,s .
Para la selección de la resistencia R, deben ser
considerados ciertos factores.
Durante el apagado del transistor, el snubber de encendido
genera un sobrevoltaje a través del transistor y está dado por:
(2.10)
Para el se leccionamiento de R, , se ha considerado el peor
de los casos:
A cana* = 100%Vd = 170V. (2.11)
lo = 10A.
Por lo tanto, RU' = 17 P_ .
Durante el estado de apagado, la corriente en la
induct ancia debe decrecer a un val or bajo, por ejemplo a
36
0.1*Io, de modo que el snubber puede ser efectivo durante el
próximo encendido. Por eso, el mínimo intervalo para el estado
de apagado del transistor debería ser:
< (2.12)L off-tst&te J p
**Ls
Considerando el peor de los casos, es decir, a máxima
frecuencia = 120 Hz y máxima relación de trabajo 8 = 0.9.
°-°5 ma. (2.13)
Entonces: 0.05 ms > 2*3* Ls/RL3
donde: Ls < 141.66 uH .
Se ha trabajado con una Ls = 25 uH. , con la cual se ha
obtenido buenos resultados prácticos. El calibre del conductor
de 'la bobina debe soportar la corriente de carga lo, por lo que
se utilizó el calibre # 13 en conductor esmaltado.
De la ecuación 2.9, se tiene:
Eu = 0.00125 J.
Debido a que la energía de la inductancia Ls se descarga
sobre la resistencia R, , podemos conocer la potencia de Rr .
(2.14)Tch
Por lo tanto, se elige PR, = 5W.
37
2.3.2.3 SNÜBBER DE SOBREVOLTAJE.
Este snubber minimiza el sobrevoltaje debido al apagado
por presencia de inductancias parásitas. Inicialmente el
transistor está conduciendo, y el voltaje V/, a través del
capacitor del snubber de sobrevo1taje es igual a- Vd.
En el apagado del BJT, se asume que el tiempo de caída de
corriente es pequeño, la corriente a través de Lo es
esencialmente lo cuando la corriente en el transistor decrece
hasta cero.
Vd
Ros/
Cov
Fig. 2.8 Esquema circuí tal de un snubber desobrevoltaje en un conversar reductor.
En un sobrevoltaje por ejemplo, la variación de voltaje
colector - emisor máximo = 0.1*E, es aceptable.
38
*Xo (2.15)
tfi
además:
Subst itu yendo la- ecuación 2.15 en 2.16, se tiene:
ov E 170 V
Por tanto: Cov = 1.176 uF .
Se ha seleccionado un condensador Gov = 2uF , 400V.
(2.16)
100*0. 1*10A*2 us (2.17
2.4 ESPECIFICACIONES DEL MODULO DE CONTROL.
El circuito de control está diseñado de tal forma que se
pueda seleccionar los tres tipos de control mediante un
selector de cuatro posiciones, el circuito total de control
está constituido esencialmente de señales que generan control
PWM (modulación por ancho de pulso),j así:
39
FIG. 2.9: Circuito de control de fase directo.
El control de fase directo se lo realiza por comparación
de una señal rampa de amplitud constante sincronizada con la
red y una señal de voltaje de referencia continuo de nivel
variable, el cual determina el tiempo que se activa el
interruptor principal durante cada semiperíodo de la onda
sinusoidal de entrada, este circuito se lo puede ver en la
figura 2.9.
El control de fase inverso, es básicamente el circuito de
control de fase directo pero invertido por lo que no es
necesario un circuito adicional, sino simplemente invertir la
señal del control de fase directo haciendo la comparación
individualmente, tomando la señal de la etapa inversora del
40
circuito de control de fase directo con un voltaje de
referencia continuo de nivel variable como se muestra en la
figura 2.10.
FIG. 2.10: Circuito de control de fase inverso.
El control de fase simétrico se lo hace comparando una
señal sinusoidal rectificada con una señal de referencia de
voltaje continuo de nivel variable como se muestra en el
circuito de la figura 2.11.
41
ECG3J7
526.2 K
•ÍZVa
<, 2
<
( RM> 10K
1
3P7
iüK
U12
ECG51IR5310 K
FIG. 2 . 1 1 Circuito de control de fase simétrico.
2.5 CIRCUITOS AUXILIARES.
Como circuitos auxiliares se tiene: el circuito detector
de sobrecorriente en el transistor principal, el circuito para
la lógica cíe activado de los transistores de potencia, el
circuito detector de cruce por cero de la corriente de carga,
el circuito para señal externa de referencia para act ivado de
los transistores de potencia y el circuito de indicación del
estado de funcionamiento del equipo construido.
El circuito detector de sobrecorriente del transistor
principal se lo hace tomando la señal de corriente de colector
42
mediante una resistencia de potencia. Esta es filtrada por un
filtro pasa bajos, amplificada 'y comparada con un nivel de
referencia. La salida del comparador act iva un SCR si exis te
sobrecorriente y prende un LED en el panel de señalización.
Este circuito se lo puede ver en la figura 2.12.
ENCLAVAMIENTOCOWAHADOfl
V
flLTRO PASA DAJOS AMPUflC/vDOR
FIG. 2.12: Circuito detector de sobrecorriente
El circuito para la lógica de activado de los transistores
de potencia, cumple con la finalidad de determinar las
condiciones de operación del circuito y activar a los mismos
si estas son favorables, caso contrario los desactiva. Este
circuito se presenta en la figura 2.13.
43
FIG. 2.13: circuito de lógica de activado de lostransistores.
El circuito detector de cruce por cero de la corriente de
carga tiene corno objetivo determinar que la corriente de carga
se Haga cero en el un semiciclo de activado cuando el
transistor principal está apagado y se pueda activar el
transistor principal en el otro semiciclo, caso contrario, si
la corriente de carga en el un semiciclo no se hace cero, no
podrá el transistor principal ser act ivado en el siguiente
semiciclo. Este circuito se lo puede ver en la figura 2.14.
44
FIG. 2,14: Circuito detector de cruce por cero de lacorriente de carga.
El circuito de control por señal externa, facilita el
control del activado de los transistores de potencia mediante
un nivel de voltaje continuo de referencia externo ingresado
por el usuario que debe estar entre 0-10 Vdc, con este circuito
al ser seleccionado esta opción desactiva las señales de
control internas mediante un relé y deja pasar a los
comparadores el nivel de referencia externo. Este circuito se
encuentra ilustrado en la figura 2.15.
El circuito de indicación es para que el operador pueda
observar el estado de funcionamiento del equipo mediante
45
indicadores luminosos LEDs, este circuito está hecho en base
a comparadores que activan o ' desactivan los indicadores
dependiendo de la señal de entrada si es un alto (5Vdc) o e s
un bajo (OVdc) respectivamente, comparando con un nivel de
referencia de 2 .5Vdc, también con este circuito se puede hacer
una prueba de 1 amparas mediante un pulsador que se encuentra
en el panel que hace que el nivel de comparación sea menor que
OVdc, por lo tanto todos los LEDs se encienden si están
correctos. Este circuito se presenta en la figura 2.16.
FIG. 2.15: Circuito de contro1 por señal externa.
46
FIGURA 2.16: Circuito de prueba de LEDs.
2.6 FUENTES AUXILIARES.
En la Figura 2.1, ei módulo # 1 corresponden a los
circuito de fuentes de alimentación o polarización DC a los
distintos circuitos del sistema, ellos son: el circuito de
control, los circuitos manejadores de base de los Darlingtons,
el circuito detector de cruce por cero de corriente y el
circuito de la lógica de activado de los interruptores de
po teñeia.
47
Fig. 2.17 Circuito de las fuentes de control.
El primer grupo corresponden a las fuentes del circuito
de control que tienen los siguientes valores:
Fuente de +12 VDC a 1 A,
Fuente de +05 VDC a 1.5 A,
Fuente de -05 VDC a 1,5 A y,
Fuente de -12 VDC a 1 A.
En la figura 2.17 se muestra el circuito correspondiente
a este grupo de fuentes. Las fuentes de la figura 2.17 están
hechas en base a reguladores de voltaje integrados y a
configuraciones prácticas y valores dados por los fabricantes
de estos elementos, así: la fuente de +12 VDC esta construida
en base a un regulador de voltaje positivo fijo que es el CI
48
LM78I2 de 1 A de capacidad, la fuente de +05 VDC está
construida en base a un regulador de voItaje variable que es
el CI LM317 de 1.5 A, la fuente de -05 VDC está construida
en base a un regulador de voltaje negativo variable con el CI
LM337 de 1.5 A de capacidad y la fuente de -12 VDC está
construida en base a un regulador de vo Itaje negat ivo fijo que
es el CI LM7912 de 1 A de capacidad.
El segundo grupo corresponden a las fuentes para el
circuito manejador de base del Darlington principal que tienen
los siguientes valores:
Fuente de 4-05 VDC a 1.5 A, y
Fuente de -05 VDC a 1.5 A.
En la figura 2.18 se muestra el circuito correspondiente
a este grupo de fuentes. Las fuentes de la figura 2.18 están
construidas en base a reguladores de voltaje integrados y a
configuraciones prácticas y valores dados por los fabricantes
de estos elementos, así: la fuente de +05 VDC está construida
en base al regulador de voltaje positivo variable que es el CI
LM317 de 1.5 A de capacidad, la fuente de -05 VDC está
construida en base a un regulador de voltaje negativo variable
con el CI LM337 de 1.5 A de capacidad.
El tercer grupo corresponden a las fuentes para el
circuíto manejador de base del Darlington auxiliar que tienen
los siguientes valores:
Fuente de +05 VDC a 1.5 A, y
Fuente de -05 VDC a 1.5 A.
49
Fig. 2.18: Circuito de fuentes correspondiente almanejador de base del Darlington principal
En la figura 2.19 se muestra el circuito correspondiente
del grupo de fuentes del manejador de base # 2.
Las fuentes de la figura 2.19 están construidas en base
a reguladores de voltaje integrados y a configuraciones
prácticas y valores dados por los fabricantes de estos
elementos, así i la fuente de +05 VDC está construida en base
al regulador de voltaje positivo variable que es el CI LM317
de 1.5 A de capacidad, la fuente de -05 VDC está construida
50
en base a un regulador de voItaje negativo variable con el CI
LM337 de 1.5 A de capacidad.
Fig. 2.19 Circuito del grupo de fuentes del mane j adorde base del transistor auxiliar.
El cuarto grupo corresponden a las fuentes del circuito
detector de cruce por cero de la corriente de carga y lógica
de activado de los transistores, tienen los siguientes
valores:
Fuente de +12 VDC a 1 A,
Fuente de +05 VDC a 1 A, y
Fuente de -05 VDC a 1 A.
51
Fig. 2.20: Circuito de fuentes del detector decruce por cero de la corriente decarga y del circuito de lógica deact ivado de los transistores.
En la figura 2.20 se muestra el circuito correspondiente
a este grupo de fuentes. Están hechas en base a reguladores de
voltaje integrados y a configuraciones prácticas y valores
dados por los fabricantes de estos elementos, así: la fuente
de +12 VDC esta construida en base a un regulador de voltaje
positivo fijo que es el CI LM7812 de 1 A de capacidad, la
fuente de +05 VDC esta construida en base al regulador de
voltaje positivo fijo que es el CI LM7805, y la fuente de -05
VDC está construida en base a un regulador de voltaje negativo
fijo que es el CI LM7905 de 1 A de capacidad.
52
Una vez diseñado y construido el sistema se presenta á
continuación los detalles visuales, pruebas y resultados del
funcionamiento del equipo para diferentes condiciones de
operación.
CAPITULO III
53
PRUEBAS Y RESULTADOS EXPERIMENTALES.
ASPECTOS GENERALES DE LA CONSTRUCION
Además de los módulos mencionados en el capítulo anterior
se tienen en el interior los transformadores de alimentación
para los grupos de fuentes mencionados anteriormente, la
inductancia mínima necesaria para el control de fase inverso,
y un ventilador necesario para el enfriamiento de los
Darlington de potencia.
En el panel frontal en su parte interior se puede apreciar
todas las conexiones necesarias para medición y conexiones de
los distintos elementos exteriores como son: el selector de
controles, los potenciómetros, el pulsante de encendido, los
indicadores (LEDs) y los terminales para medición, además se
puede ver la conexión para la señal de control externa.
En el panel frontal parte exterior, se puede apreciar un
esquema del circuito de potencia, donde se incluyen terminales
en todos los puntos de interés, los cuales son necesarios para
las distintas mediciones que se deseen efectuar en cada uno de
los "elementos del circuito de potencia, se incluye también
terminales para conectar de la carga. Se presenta también los
indicadores (LEDs) para visualizar los distintos eventos que
pueden suceder en la operación del sistema, un pulsador para
probar si los indicadores (LEDs) están correctos, un conmutador
de cuatro posiciones que son: desactivado de las señales de
control, control, de fase directo, control de fase inverso y
54
control de fase simétricOj terminales para medir las señales
que van a las bases de cada' uno de los Darlington, un
interruptor para activar las fuentes del circuito de control
y la alimentación al circuito de potencia a la línea de alterna
de 110 Vac.
El montaje de las tarjetas correspondientes a cada uno de
los módulos mencionados está sobre una es truc tura metalica
construida como soporte de canales de material aislante
(acrílico) para evitar cualquier contacto con materiales
conductores que puedan provocar un cortocircuito. El montaje
se lo ha realizado de tal manera que cualquier cambio o chequeo
de elementos sea efectuado con relativa facilidad, cada tarjeta
es desmontable. Los detalles visuales del sistema construido
se presenta a continuación en fotografías que exponen los
aspectos constructivos del módulo didáctico. En la fotografía
#1 se presenta la vista principal del equipo, en la fotografía
#2 se ilustra una vista lateral de equipo con la finalidad de
apreciar el montaje del vent ilador 5 en la fotografía #3 se
exhibe el panel frontal en su parte interior con el proposito
de apreciar las conexiones de los distintos elementos que se
encuentran instalados en el, y la foto #4 muestra la vista
interior del gabinete metálico del equipo detallando el montaje
de las tarjetas de circuitos y la ubicación de los
transformadores así como la inductancia.
Todas las fotos mencionadas anteriormente se presentan a
continuación:
55
CONTROL DE FASE AC DIRECTO-INVERSO-SWETRICO
L
FOTO # 1: Vista principal del equipo.
FOTO # 2: Vista lateral del equipo.
56
FOTO # 3: Vista posterior del panel frontal.
FOTO # 4: Vista interna del sistema.
57
Las pruebas del equipo son las referentes a los voltajes
y corriente en los distintos e 1 ementes, verificación de las
formas de onda en la carga de los distintos controles; control
de fase directo, control de fase inverso y control de fase
simétrico. Tambi en se verifica el comportamiento del s istema
con distintos tipos de carga como son carga resistiva (R), y
carga resistiva inductiva (R-L), el rango de trabajo para los
distintos controles y comportamiento ante los distintos eventos
planteados tales como un sobrevo1taje, sobrecargas. Estas
pruebas se pueden ver en las figuras tomadas a través de un
digítalizador y graficador de señales que se presentan más
adelante en este capítulo.
Las mediciones realizadas en el equipo han sido las
referentes a los valores de voltaje, corriente, potencia
activa, potencia aparente, factor de potencia de entrada y-
salida, para determinar el comportamiento del sistema en cuanto
se refiere al rendimiento con distintos valores de corriente,
ángulos de activado ángulos de apagado para los controles y
tipos de carga antes mencionados. Así como los armónicos de
voItaje y corriente en la línea y la carga en cada uno de los
controles y tipos de carga mencionados.
3.1 OPERACIÓN CON CONTROL DE FASE DIRECTO.
Las formas de onda de las pruebas realizadas en este tipo
de control se pueden ver en las figuras mostradas más adelante,
fueron tomadas a través de un digitalizador y graficador de
señales.
A continuación se presentan las formas de onda de voltaje
y corriente en los distintos elementos y puntos de interés que
conforman el sistema diseñado para distintos tipos de carga.
Así se presentan las formas de onda para carga R-L, carga
puramente resistiva R. Estas formas de onda se presentan a
cont inuación, en cada una se especifica la carga utilizada.
Forma de onda para
Contro 1 Directo
CARGA:
Res ist iva
ESCALAS:
X = 2 mS/div
y = 50 V/div
a = 44"
FIGURA 3.1: Voltaje en la carga.
59
Forma de onda para
Control Directo
CARGA:
Res ist iva
ESCALAS:
X = 2 mS/div
y = 1 A/div
a = 44°
\A 3.2: Corriente en la carga
Forma de onda para
Control Directo
CARGA:
Res ist iva
ESCALAS:
X = 2 mS/div
y = 50 V/div
a = 44°
FIGURA 3.3: VCE del transistor TI
60
Forma de onda para
Control Directo
CARGA:
Resistiva
ESCALAS:
x = 5 mS/div
y = 5 V/div
a = 44°
FIGURA 3.4: Vgg del transistor Ti
Forma de onda para
Control Directo
CARGA:
Res is t iva
ESCALAS:
X = 2 mS/div
y = 5 V/div
a = 44"
FIGURA 3.5: VBE del transistor T2.
Forma de onda para
Contro 1 Directo
CARGA:
Res is t iva
ESCALAS:
X = 2 mS/div
y = 50 V/div
a = 44°
FIGURA 3.6: VCE del transistor T2
Forma de onda para
Control Directo
CARGA:
Res i st iva-induct iva
L = 41.2 mH
ESCALAS:
x = 1 mS/div
y = 50 V/div
a = 44°
FIGURA 3.7: Voltaje de carga.
62
Forma de onda para
Control Directo
CARGA:
Resistiva-induct iva
L = 41.2 mH
ESCALAS:
X = 2 mS/div
y = 1 A/div
a = 44°
7\
FIGURA 3.8: Corriente de carga.
Los valores medidos para el análisis de los resultados
experimentales se presentan a continuación en las tablas de
datos para distintas condiciones de operación del equipo} como
son carga resistiva y carga resistiva-inductiva, en función del
ángulo de activado alfa. Junto con las tablas se presentan los
gráficos de rendimiento de potencia del conversor y la curva
característica de control vs salida del sistema. También se
presentan los armónicos de voltaje y corriente a la entrada y
salida del conversor. En las tablas se indican las variables
medidas en la entrada y la salida del sistema para los tipos
de carga antes mencionados} así como los armónicos de voltaje
y corriente a la entrada y salida del conversor.
(f.
TA
BLA
* 1:
T
AB
LA D
E D
AT
OS
EN
LA
EN
TR
AD
A D
EL
CO
NV
ER
SO
R
CO
NT
RO
L D
E F
AS
E D
IRE
CT
O C
AR
GA
RE
SIS
TIV
A
ALF
A
Gra
dos 0 10 20 30 40 50 60 70
80 90
100
110
120
130
140
150
160
170
BE
TA
Gra
dos
180
180
180
130
180
180
180
180
180
180
180
180
180
180
180
180
180
180
GA
MA
Gra
dos
180
170
160
150
140
130
120
110
100 90 80 70 60 50 40 30 20 10
P KW
0,53
0,53
0,53
0,52
0,51 0,5
0,46
0,42
0.37
0,32
0,26
0,18
0,15
0.09
0.06
0,02
0.02
0
S
KV
A 0,53
0,53
0.53
0,53
0.52
0.52 0,5
0,49
0.46
0,44
0,42
0,34
0.33
0.27
0,24
0.18
0,14
0.08
Fp
Gra
dos 99 98 98 95 91 81 80 71 62 53 46 35 27 14 14 0
Fd
Gra
dos 99 99 99 98 96 94 91 85 78 70 66 57 49 35 30 2
V
Volti
os 11
8
117
116
119
118
119
118
119
117
119
121
119
120
121
123
121
121
123
VI
Volti
os 11
7
117
116
119
118
119
117
119
117
119
120
119
120
121.
123
120
121
123
D(V
ol)
%
c 3 c 2 2 3 5 3 5 4 2 5 4 4 3 4 4 3
I
Am
perio
s 4,6
4,6
4,5
4.6
4,5
4.5
4,3
4.2
3,9
3.6
3.4
2,9
2.7
2,2
1.9
1.8
0,9
0.7
11
Am
perio
s 4,6
4.6
4,5
4.5
4.4
4.4 4
3.8
3.5
3,1
2.7
2,2
1.9
1,5 1 1
0.4
0.2
D(C
orr¡
)
»/ /o
¿ 6 11 16 21 27 37
. 44 55 61 78 88 99 99 99 99 99 99
TA
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A R
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A
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A
Gra
dos
0 10 20 30
40
50 50 70 80 90
100
no
120
130
140
150
160
170
BE
TA
Gra
dos
180
180
180
180
180
-180
180
180
180
180
180
180
180
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3.2 OPERACIÓN CON CONTROL DE FASE INVERSO.
Las formas de onda de las pruebas realizadas en este tipo
de control se pueden ver en las figuras mostradas más adelante,
fueron tomadas a través de un digi tal izador y graficador de
señal es,
A continuación se presentan las formas de onda de voltaje
y corriente en los distintos elementos y puntos de interés que
conforman el sistema diseñado para distintos tipos de carga.
Así se presentan las formas de onda para carga R-L, y carga
puramente resistiva R. Estas formas de onda se presentan a
continuación, en cada una se especifica la carga utilizada.
Forma de onda para j
control Inverso
CARGA:
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ESCALAS:
X = 2 mS/div
y = 50 V/div
3 = 136°
FIGURA 3.15: Voltaje en la carga
78
Forma de onda para
Control Inverso
CARGA:
Res ist iva
ESCALAS:
X = 2 mS/div
y = 1 A/div
3 = 136°
r
FIGURA 3.16: Corriente en la carga,
Forma de onda para
Control Inverso
CARGA:
Res is t iva
ESCALAS:
X = 2 mS/div
y = 50 V/div
3 - 136°
FIGURA 3.17: Vcg del transistor TI
79
Forma de onda para
Control Inverso
CARGA:
Resistiva
ESCALAS:
x = 5 mS/div
y = 5 V/div
P = 136°
FIGURA 3.18: V0E del transistor TI.
Forma de onda para
Control Inverso
CARGA:
Resis t iva
ESCALAS:
X = 2 mS/div
y = 5 V/div
P = 136"
FIGURA 3.19: Vnlf del t ransistor T2
80
Forma de onda para
Control Inverso
CARGA:
Resis t iva
ESCALAS:
X = 2 mS/div
y = 50 V/div
P = 136°
FIGURA 3.20: VCE del transistor T2
Forma de onda para
Control Inverso
CARGA:
Res ist iva-induct iva
L = 41.2 mH
ESCALAS:
x = 1 mS/div
y = 50 V/div
P = 136°
\A 3.21: Voltaje de carga.
Forma de onda para
Control Inverso
CARGA:
Res is t iva-inductiva
L = 41.2 mH
ESCALAS:
X = 2 mS/div
y = 1 A/div
(3 = 136"
7
FIGURA 3.22: Corriente de carga,
Los valores medidos para el análisis de los resultados
experimentales se presentan a continuación en las tablas de
datos para distintas condiciones de operación del equipo, como
son carga resistiva y carga resistiva-inductiva, en función del
ángulo de apagado beta. Junto con las tablas se presentan los
gráficos de rendimiento de potencia del conversor y la curva
característica de control vs sal ida del sistema.
En las tablas se indican las variables medidas en la
entrada y la salida del sistema para los tipos de carga antes
mencionados j así como los armón i eos de voltaje y corriente a
la entrada y salida del conversor.
TAB
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170
180
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0,39
0.45 0,5
0.51
0,53
0.54
0,55
0,55
S
KV
A 0,12
0.16 0,2
0,25
0,29
0,32
0.38
0,39
0,42
0.46
0,49 0,5
0,53
0,52
0,54
0,55
0,55
0,55
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96
3.3 OPERACIÓN CON CONTROL DE FASE SIMÉTRICO.
Las formas de onda de las pruebas realizadas en este tipo
de control se pueden ver en las figuras mostradas más adelante,
las mismas que fueron tomadas a través de un digitalizador y
graficador, en cada una se especifica la carga utilizada.
A continuación se presentan las formas de onda de voltaje
y corriente en los distintos elementos y puntos de interés que
conforman el sistema diseñado. En este control se presentan las
formas de onda únicamente para carga R~L, debido a que en este
tipo control es necesario una pequeña inductancia en serie a
la carga, por lo cual no se puede tener carga puramente
res is t iva.
Forma de onda para
control Simétrico
CARGA:
Resist iva inductiva
L ' 41.2 mH
ESCALAS:
X = 2 mS/div
y = 50 V/div
(3 = 136°
ct = 22a
X
\A 3.29: Voltaje en la carga
97
Forma de onda para
Control Simétrico
CARGA:
Res ist iva induct iva
L = 41.2 mH
ESCALAS:
X = 2 mS/div
y = 1 A/div
3 = 158°
a = 22"
\
FIGURA 3.30 Corriente en la carga.
Forma de onda para f
Control Simétrico
CARGA:
Resist iva induct iya
L = 41.2 mH
ESCALAS:
X = 2 mS/diy
y = 50 V/div
0 = 158°
a = 22°
FIGURA 3,31: VCE del transistor TI
98
Forma de onda para
Control Simétrico
CARGA:
Resistiva inductiva
L = 41.2 mH
ESCALAS:
x = 5 mS/div
y - 5 V/div
(3 = 158°
a = 22°
FIGURA 3.32: VfiE del transistor TI
Forma de onda para
Control Simétrico
CARGA:
Res ist iva induct iva
L = 41.2 mH
ESCALAS:
X = 2 mS/div
y = 5 V/div
P = 158°
a = 22°
FIGURA 3.33: Vflg del t ransistor T2
99
Forma de onda para
Control Simétrico
CARGA:
Res ist iva induct iva
L = 41.2 mH
ESCALAS:
X = 2 mS/div
y = 50 V/div
(3 = 158°
a = 22°
FIGURA 3.34: VCE del transistor T2,
Los valores medidos para el análisis de los resultados
experirnen tales se presentan a continuación en las tablas de
datos para distintas condiciones de operación del equipo, como
es carga resistiva-inductiva, en función de los ángulos de
act ivado alfa y de apagado beta. Junto con las tablas se
presentan los gráficos de rendimiento de potencia del conversor
y la curva característica de control vs salida del sistema.
En las tablas se indican las variables medidas en la
entrada y la salida del s istema para el tipo de carga antes
mencionado, así como los armónicos de voltaje y corriente a la
entrada y salida del conversor.
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107
3.4 EFECTOS QUE PRODUCE LA VARIACIÓN DE LA CARGA.
Como se pueden apreciar en los gráficos adquiridos
mediante el digital izador de senales, cuando e 1 conversor está
trabajando con carga puramente resistiva, la conmutación de los
transistores se realiza con flancos verticales y sin
per turbaciones, esto se cumple para los controles de fase
directo e inverso, mientras que cuando el sistema trabaja con
carga res ist iva-induct iva, con estos tipos de controles, se
producen oscilaciones en el voltaje de salida.
En el control de fase simétrico no es posible utilizar el
s istema con carga puramente resistiva ya que para cuando a =
p = 90° que sería el punto donde se comienza a act ivar el
sistema , los transistores rio tienen el suficiente tiempo de
apagado, lo que lleva a que se produzcas muchas perturbaciones,
para disminuir este punto crítico se opto poner una inductancia
mínima, es decir la carga que se utiliza debe ser R-L.
Al tener una carga R-L, los tiempos de encendido y apagado
están en función del retardo que tiene la corriente con
respecto al voltaje, situación que lleva a que no se pueda
tener un total control de act ivado o apagado en cada
semiperiodo, este efecto se ve mucho más amplificado cuando se
pone mayor carga. Debido a estos efectos es por lo que se
limito el rango de control del encendido y apagado en un rango
menor al 5% del período total.
108
Para el control directo e inverso con carga puramente
resistiva, bastaría que el módulo trabaje con un solo
interruptor (un solo transistor), y el sistema sería mucho más
sencillo de imp1 ementar, caso contrario se necesita el
interruptor complementario a fin de que la energía almacenada
en la inductancia tenga un camino de disipación.
Para el control simétrico al hacer más inductiva la carga
se logra aumentar el rango de control del ángulo a, el sistema
se vuelve más estable cuando se aproxima al ángulo crítico (a
= 90) .
3.5 EFECTOS SOBRE LA RED: ARMÓNICOS, FACTOR DE
POTENCIA, POTENCIA REACTIVA Y DISTORSIÓN
ARMÓNICA.
De las mediciones obtenidas del equipo y presentadas en
los numerales anteriores, se puede observar que los armónicos
de voltaje en los controles de fase directo, inverso y
simétrico son pequeños en el orden del 1 al 4% del valor de la
fundamental.
Para el control de fase directo los armónicos de
corriente aumentan en magnitud a medida que el ángulo de
activado a se incrementa, también se puede notar que con carga
resistiva los armónicos son más grandes que con carga inductiva
para un mismo armónico y con idéntico ángulo de activado. Como
109
se puede ver en la figura 3.11 y 3.14, el efecto sobre el
voltaje de la red al conectar a este conversor tanto carga
resistiva como carga resistiva-inductiva, es introducir
pequeños porcentajes de armónicos. En cuanto se refiere a los
armónicos de corriente para carga resistiva, ios porcentajes
en la entrada son similares a los armónicos de corriente
obtenidos en la carga, tal como se puede ver en la figura
3.11, para carga resistiva-inductiva los porcentajes de
armónicos en la entrada son mayores a los de carga, esto se
puede apreciar en la figura 3.14. Estos armónicos de corriente
varí an con el ángulo de act ivado a, a mayor ángulo de act ivado.
mayor es el porcentaje de los armónicos en los dos tipos de
carga analizados. El porcentaje de los armónicos de voltaje en
la carga tamb i en aumentan con el ángulo de act ivado a.
El factor de potencia en la línea es dependiente del tipo
de carga y del ángulo de activado a, entonces a mayor a menor
es el factor de potencia en los dos tipos de carga. La potencia
reactiva va aumentado como consecuencia de la inductancia de
carga y del ángulo a, estas son causas para la variación del
factor de potencia.
En el control de fase inverso los armónicos de corriente
aumenta a medida que el ángul o de apagado 3 disminuye, en este
control se observa que los armónicos son mayores para carga
inductiva comparado con carga únicamente resistiva para un
mismo valor del ángulo de apagado (3 y un mismo armónico. Como
se puede ver en la figura 3.25 y 3.28, el efecto sobre el
110
voltaje de la red al conectar este conversor tanto con carga
resistiva como con carga resistiva-inductiva, es introducir
pequeños porcentajes de armónicos. En cuanto se refiere a los
armónicos de corriente para carga resist iva, los porcentajes
en la entrada son similares a los armónicos de corriente
obtenidos en la carga como se puede ver en la figura 3.25, para
carga resistiva-inductiva los porcentajes de armónicos en la
entrada son mayores a los de carga, esto se puede apreciar en
la figura 3.28. Estos armónicos de corriente varían con el
ángulo de apagado 3) a menor ángulo de apagado mayor es el
porcentaje de los armónicos en los dos tipos de carga
analizados. El porcentaje de los armónicos de voltaje en la
carga aumentan mientras más pequeño sea el ángulo de apagado.
El factor de potencia en este control disminuye a medida
que el ángulo de apagado baja y también depende del tipo de
carga. La potencia reactiva va aumentando como consecuencia del
ángulo de apagado, mientras menor sea el ángulo de apagado
mayor es la potencia reactiva.
En el control de fase simétrico se puede apreciar que el
efecto de los armónicos de corriente sobre la red es una mezcla
de los dos controles anteriores, en este caso los armónicos
dependen del ángulo de conducción y, a menor ángulo de
conducción menor valor de los armónicos, en este caso se
obtienen valores de armóni eos menores que para los contro les
anteriores. Como se puede ver en la figura 3.37, el efecto
sobre el voltaje de la red al conectar este conversor
111resistiva~inductiva, es introducir pequeños porcentajes de
armónicos. En cuanto se refiere a los armónicos de corriente
en la carga, los porcentajes de armónicos en la entrada son
mayores a los de carga, esto se puede apreciar en la figura
3.37. Estos armónicos de corriente varían con el ángulo de
conducción YJ a menor ángulo conducción menor es el porcentaje
de los armónicos en el tipo de carga analizado. El porcentaje
de los armónicos de voltaje en la carga aumentan mientras más
pequeño sea el ángulo de conducción.
El factor de potencia también es dependiente de la carga,
en este caso solo resistiva-inductiva, pero también disminuye
a medida que el ángulo de activado y disminuye. La potencia
reactiva aumenta a medida que el ángulo de activado disminuye.
La distorsión armónica de voltaje en los tres tipos de
control están en el orden del 5%. Mientras que las distorsiones
de corriente son dependientes del ángulo de activado, apagado
o de ambos, dependiendo del tipo de control seleccionado.
A continuación se presentan las conclusiones y el análisis
de los resultados obtenidos al implementar este módulo
didáct ico.
CAPITULO IV
112
CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES.
4.1 ANÁLISIS DE LOS RESULTADOS OBTENIDOS CON
CONTROL DE FASE DIRECTO.
De las mediciones y pruebas realizadas en el capítulo
anterior se puede comprobar que los resultados son los esperados
para el objet ivo planteado en esta tesis, es decir la
implementación de los controles de fase directo, inverso y
simétrico para un convertidor AC-AC.
Para el control de fase directo carga resist iva (R) se
obtiene una conmutación perfecta de los transi stores de potencia
como se puede ver en la figura 3.1, además se puede apreciar que
el Vce del transistor principal Ti es el complemento del voltaje
de carga como se indica en la figura 3.3. Con carga resistiva
inductiva (R-L) se puede apreciar claramente que la conmutación
es defectuosa, no es perfecta, esto sucede en el apagado del
transistor principal, donde se obtienen picos de voltaje en cada
cruce por cero de la onda de voltaje de entrada, esto se puede
ver en la figura 3.7, este efecto sucede debido a que el
transistor T2 no entra en conducción (saturación) inmediatamente
por efecto del puente de diodos de potencia que no son de
recuperación rápida y por lo tanto tienen un t iempo de retardo
para entrar en conducción.
113
Con respecto a los armónicos de corriente y de voltaje en la
salida, estos se pueden ver en las tablas 5 y 6} los armónicos
de voItaje y de corriente aumentan a medida que se aumenta el
ángulo de activado a, esto sucede tanto para carga resistiva como
para carga resistiva-inductiva, también se puede apreciar que las
armónicas de orden impar son de mayor valor que las armónicas de
orden par. La característica de voltaje de salida vs. el voltaje
de control es una curva que aproximadamente es una sinusoidal,
esto se debe a que la portadora es una señal rampa y la modulante
un nivel de voltaje continuo. La comparación es lineal en todo el
rango de variación de ángulo de activado a.
4.2 ANÁLISIS DE LOS RESULTADOS OBTENIDOS CON
CONTROL DE FASE INVERSO.
Para el control de fase inverso carga resistiva (R) se
obtiene una conmutación perfecta de los transistores de potencia
como se puede apreciar en la figura 3.15, también se puede ver
que el Vce del transistor principal TI es igual al valor en el
instante en que se produce la conmutación, esto se puede apreciar
en la figura 3.16. Con carga resistiva inductiva (R-L) se puede
apreciar claramente que la conmutación es defectuosa, no es
perfecta, esto sucede en el apagado del transistor principal,
donde se obti enen picos de voltaj e elevados en cada semiciclo de
la onda de voItaje de entrada, esto se puede ver en la figura
114
3.20. Este efecto sucede debido a que el transistor T2 no entra
en saturación inmediatamente por efecto del puente de diodos de
potencia que no son de recuperación rápida, lo que ocasiona un
tlempo de demora para entrar en conducción.
Con respecto a los armónicos de corriente y de voltaje en la
carga se pueden apreciar en las tablas 19 y 20, se ve que los
armónicos de voltaje y de corriente aumentan a medida que se
d isminuye el ángulo de apagado p, esto sucede tanto para carga
resistiva como para carga resistiva-inductiva, también se puede
apreciar que los armónicos de orden impar son de mayor valor que
los de orden par. La característica de voltaje de salida vs. el
vo Itaje de control es una curva que aproximadamente es una
sinusoidal , esto se debe a que la portadora es una señal rampa y
la modulante un nivel de voltaje continuo. La comparación es
lineal en todo el rango de variación de ángulo de apagado 3-
4.3 ANÁLISIS DE LOS RESULTADOS OBTENIDOS CON
CONTROL DE FASE SIMÉTRICO.
Para el control de fase simétrico carga resistiva inductiva
(R-L) se puede apreciar claramente que la conmutación es
defectuosa, no es perfecta, esto sucede en el apagado del
transistor principal, donde se obtienen picos de voltaje en cada
semiciclo de la onda de voltaje de entrada. Esto se puede ver en
115
la figura 3.29, este efecto sucede debido a que el transistor T2
no entra en saturación inmediatamente por efecto del puente de
diodos de potencia que no son de recuperación rápida, por lo
tanto tienen un tlempo de demora entrar en conducción.
Con respecto a los armó ni eos de corriente y de vo itaje en la
salida se pueden apreciar en las tablas 33 y 34, se ve que los
armónicos de voltaje son pequeñas comparadas con las de los otros
controles y los armónicos de corriente aumentan a medida que se
incrementa el ángulo de activado a¡ también se puede apreciar que
el quinto armónico es de valor alto con relación a los otros
armónicos. La característica de voltaje de salida vs. el voltaje
de control es una curva que aproximadamente es una recta, esto se
debe a que la portadora es una señal sinusoidal y la modulante un
nivel de voItaje continuo.
116
ANÁLISIS ECONÓMICO.
A continuación se presenta una lista detallada de todo el
material utilizado y sus precios en el mercado nacional.
ÍTEM ELEMENTO
1 Condensadores:
2.200uF, 40V
0.22uF, 50V
lOuF, 50V
O.luF, 50V
47uF, 50V
0.047UF, 50V
0.luF, 1000V
0.22uF, 400V
2 Res istencias:
1/4W
lOfi, 20W
3300, 10W
220, 10W
150Q, 10W
0.10, 25W
3 Puente Rec.
6A, 200V
40A, 400V
CANTIDAD PRECIO UN. PRECIO TOT.
24
12
3
3
2
2
2
100
1
2
2
2
3
6
2
2
1
1
2
4
3
3
3
4
. 500
300
500
300
.000
500
.000
.500
50
.000
.000
.000
.000
.000
20
7
6
3
1
2
5
5
4
6
6
6
12
.000
.200
.000
900
.000
.000
.000
.000
.000
.000
.000
.000
.000
.000
4. 500
15.000
27.000
30.000
117
4
5
6
7
8
9
10
11
12
13
14
Regulador-:
LM337
LM317
LM7805
LM7905
LM7S12
LM7912
Relés :
12V, 2A
12V, 12A
C . I . TTL
Portaleds
Transf or :
110V/12V, 2A
Terminal es
Selectores :
3 Pos . , 10A
7 Pos . , 2A
Pu 1 sador :
ON/OFF, 15A
Per i 1 las
Dis ipadores :
Grandes
Pequeños
Inductancias :
3
3
i
1
1
1
5
1
2
7
5
50
1
1
1
4
2
10
4.000
4.000
2. 500
2. 500
2.500
2.500
3 . 000
12.000
2.800
1 .000
20. 000
250
6.800
8. 500
65.000
2.500
6. 500
2.000
12.200
12.000
2. 500
2. 500
2.500
2.500
15 . 000
12.000
5. 600
7.000
100 . 000
12.500
6.800
8.500
65.000
10.000
13.000
20.000
1
1
1
1
11
1
1
1
1
2
2.3
4
2
3
7
10
12
2
24
50.000
42.000
107.603
46.500
2.400
2.500
2.500
2. 500
2. 500
17 . 000
500
16.500
2.000
5.000
3 . 500
400
800
1 . 600
500
50.
42.
107.
46.
26.
2.
2.
2.
2.
34.
11.
66.
4.
15.
24.
4.
9.
3.
12.
11
000
000
603
500
400
500
500
500
500 .
000
500
000
000
000
500
000
600
200
000
De Carga
15 Acrí1 ico:
16 Gab. Metal ico:
20x40x60 cm.
17 Vent ilador
18 Trans istores:
ECG123A
ECG128
ECG129
ECG382
ECG383
ECG2317
19 Diodos :
Señal
ECG599
ECG587
20 Borneras:
10 Terminales
6 Terminales
21 Conectores :
3 pines
6 pines
8 pines
externos
22 Amplif. Oper.
LM347 8 4.000 32.000
119
LM324
LM741
23 Inversor:
ECG40106B
24 SCR
ECG5400
25 Optoacoplador:
ECG3042 -
26 Potenciómetros
10K
100K
10K
27 Sócalos:
J. 4 p i n e s
8 pines
SUBTOTAL
VARIOS (10%)
TOTAL
1
4
2.200
2.000
11 .000
2.230
4.500
2. 200
8.000
22.000
2.230
18.000
10
3
2
12
12
2.500
2.500
15.000
800
400
25.
7.
30.
9.
4.
000
500
000
600
800
S/.2'045.460
204.546
s/. 2J250.006
En la tabla anterior se puede observar el costo del sistema
en cuanto tiene que ver con los elementos y demás accesorios que
se encuentran instalados en el equipo.
120
La implementación práctica del presente trabajo se ha
llevado a cabo a partir de una serie de pruebas. Al realizar
dichas pruebas, se tuvieron problemas debido a los cuales se
destruyeron algunos elementos cuyo valor representa también parte
del costo del desarrollo del equipo. Además para realizar las
pruebas iniciales se adquirieron elementos que luego no fueron
utilizados o fueron reemplazados por elementos de mejores
características. Esto representa un costo adicional en el
equipo, este costo se estima que es aproximadamente, el 10% del
costo totalj valor económico perdido entre elementos no
utilizados y elementos destruidos.
El tiempo requerido para realizar el sistema también debe
ser tomado en cuenta 3 puesto que representa un trabajo
intelectual al servicio de la construcción del convertidor AC-AC,
que a pesar de no tener que ver directamente con costos,
indirectamente eleva el costo del equipo.
Por lo expuesto, el costo del equipo no puede ser
determinado tan solo por los elementos que lo componen sino que
además se debe tomar en cuenta todo lo que representan pérdidas;
además debe incluirse de alguna manera el tiempo tomado en el
diseño y en la construcción del equipo para que este opere de
manera satisfactoria. Se atribuye un costo adicional del 25% del
costo total al tlempo de diseño y construcción.
121
ANÁLISIS TÉCNICO:
En vista del precio de costo del equipo y aun cuando no se
haya tomado en cuenta la parte de ingeniería, resulta más
rentable el diseño y construcción de un equipo de esta clase con
ciertos requerimientos muy particulares a tener que adquirir uno
mediante alguna casa fabricante conocida. Esto constituye un
argumento muy importante para la construcción de este tipo de
dispos i t ivos.
122
4.4 CONCLUSIONES.
El diseño y construcción del convertidor AC-AC con
transistores que se presenta en esta Tesis, es el resultado de
muchas horas de diseño y pruebas que han concluido en este
trabajo de ingeniería. Este tema ha sido desarrollado tanto en su
diseño teórico como en su elaboración práctica con el fin de
consolidar las bases teóricas adquiridas y proveer al laboratorio
de Electrónica de Potencia de un equipo que permita realizar
prácticas de laboratorio para demostrar y analizar la técnicas de
control de fase directo, inverso y simétrico.
Cabe señalar la gran importancia que tiene realizar un
proyecto con elaboración práctica dado que al experimentar se
verifican los tratados teóricos con respecto al tema escogido, se
adquiere seguridad y se desarrollan destrezas para realizar
futuros trabajos prácticos.
Las señales graficadas en el tercer capítulo
correspondientes a corrientes de carga presentan ciertas
alteraciones lo cual se debe al muestreo mismo de la señal
análoga en el osciloscopio para luego ser enviada al plotter.
Mayor distorsión presentan aque 11 as señales que son sensadas
sobre resistencias de bajo valor. Dichas resistencias podrían ser
aumentadas en valor con el objeto de mejorar la señal, pero con
123
la desventaja de que la potencia sobre dichas resistencias se ve
incrementada.
Al respecto de la eficiencia del equipo, esta fue graficada
en el tercer capítulo que está aproximadamente entre el 80% al
95%. En la eficiencia medida, se consideran todas las pérdidas
existentes en el convertidorj tanto en los semiconductores como
son diodos de potencia, transistores, resistencias de medición y
snnubers, así corno en los elementos magnéticos que intervienen en
e 1 circu ito.
De todo lo diseñado en el presente trabajo se puede afirmar,
en base a los resultados obtenidos, que la totalidad de la
sustentación teórica de la Tesis se ajusta en forma adecuada a la
realidad práctica, así, el conjunto de todos y cada una de las
afirmaciones hechas en el desarrollo del diseño, se van uniendo
entre si, hasta formar un sistema de control completo que logra
el principal objetivo propuesto.
124
4.5 RECOMENDACIONES.
A pesar de los resultados positivos que ha arrojado el
presente trabajo de Tes is y en base de la exper iencia adquirida
con el desarrollo del presente trabajo, caben algunas
recomendaciones con el propósito de mejorar el funcionamiento del
s istema mismo. así también con el propósito de lograr una mayor
comprensión del comportamiento del sistema.
En el desarrollo de una Tesis práctica es importante que se
comience primero haciendo un análisis de s imu 1 ación mediante
alguna ayuda computacional con el propósito de obtener una idea
del sistema a construirse y aprovechar de mejor manera las
características de los distintos componentes a utilizarse, así se
puede hacer una mejor selección de los componentes que se
utilizaran en la construcción del sistema, de este modo se
evitaría las pruebas con distintos elementos que a más de demorar
el desarrollo incrementan el costo del equipo.
En el plano teórico, es de desear que se implemente un
programa de simulación digital que incluya las características
del convertidor y de la carga como un sistema único, de tal
manera de poder predecir con precisión el comportamiento del
sistema. En especial, cuando se requiera construir un equipo
similar pero de mayor potencia, se requerirá por seguridad
125
desacoplar la parte de control de la parte de potencia} por tanto
se recomienda hacer el circuito de control con una referencia
diferente de las referencias de los emisores de cada transistor.
Para nuestro caso y de acuerdo a las pruebas efectuadas al equipo
y debido a la potencia del mismo no resulta problemática esta
s i tuación.
El diseño de las redes snubbers conectadas a cada transistor
de potencia se recomienda realizarlas bajo dos criterios; el
primero consiste en un buen diseño teórico, incluso existen
ciertas herramientas como la simulación mediante programas
computacionales existentes, y el segundo criterio es observar si
los resultados están dentro del rango esperado.
El buen funcionamiento del convertidor va a depender mucho
de un correcto diseño de la red snubber. Así en el snubber de
encendidOj al hacer una buena selección de la inductancia Ls
asegura que la rapidez de crecimiento de la corriente sea
atenuada de manera que en el transistor de potencia la
conmutación se produzca dentro de la zona de operación segura.
En el apagado es conocido que las pérdidas dinámicas o en la
conmutación son críticas a altas frecuencias, en nuestro caso no
es prob1ema. En- cada transición de apagado del transistor existe
picos de sobrevoltaj e que son comparables al valor pico de la
fuente primaria, dichos picos son reducidos a un pequeño valor en
126
presencia de una snubber de sobrevoltaje bien seleccionado. Para
nuestro caso, el máximo sobrevoltaje obtenido en presencia del
snubber es del 5% o 20% del valor de voltaje pico primario.
Para futuros trabajos similares de construcción de
convertidores AC-AC, se recomienda efectuar una modelación y
análisis por computador, en donde se permita estudiar el
comportamiento del convertidor ante modos de conducción continua
y discontinua mediante algunas estrategias de control, ya sea por
variación de ancho de pulso de encendido o durante el apagado.
Luego de esta etapa de prediseño se debería pasar con cierta
seguridad a la selección de los diferentes componentes del
s is tenia. Con este seguimiento se puede ahorrar t iempo y costo del
equipo.
Debido a que la corriente de línea es de tipo puisatoria,
existe contenido armónico de di cha corriente que puede causar
serias interferencias con sistemas de comunicación, para lo cual
se recomienda en el futuro la construcción de un filtro adecuado
en la entrada del convertidor.
Al diseñar un equipo es conveniente utilizar diseños ya
probados, en tesis o trabajos anteriores, que se necesiten para
no tener pérdidas de tiempo en volver a diseñarlos, y dedicar más
esfuerzo al objetivo mismo de la Tesis. Por ejemplo se puede
utilizar diseños de snubbers, de disipadores de calor, de fuentes
127
de polarización, etc. También es útil aprovechar equipos
construidos que se encuentran en el mercado y que satisfagan las
necesidades del equipo que se desea construir.
128
BIBLIOGRAFÍA
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129
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Harnden, Forest B. Golden.
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14. IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRIAL ELECTRONICS AND CONTROL,
Regenerative Braking Performance Analysis of a Thyristor-
Chopper Control led DC Series Motor, Vol IECI-28, NP. 4,
November 1981.
SOX3NV
T
MANUAL DEL USUARIO.
El módulo didáctico esta construido de tal manera que solo
basta conectar la carga que se desee, presionar el pulsador y
el sistema se activa, luego se selecciona el tipo de control de
fase y se puede proceder a realizar las mediciones.
En el equipo se puede controlar el ángulo de activado ó el
de apagado, para esto se tienen dos opciones:
a) Con una señal interna generada por el mismo equipo.
b) Utilizando una señal externa de O a 10 voltios DC para
poder realizar la misma función.
Para un correcto funcionamiento del equipo se debe de
cumplir los siguientes pasos:
1.- Conectar el equipo a una línea monofásica de 110 V. AC.
2_~ Presionar la botonera de encendido, si ocurre esto se
enciende una luz piloto roja.
3.™ Seleccionar con que tipo de señal se va ha realizar el
control (interna ó externa). Si se escogió señal interna,
continua con el siguiente paso, caso contrario continua en
el numeral 10.
SSBSKBS ^
4.- Conectar la carga escogida, la cual debe de estar dentro
de los parámetros de diseño, es decir carga R ó R-L con
fp-0,8
5.- Seleccionar que tipo de control se desea implementar, para
esto se debe de observar el panel de señalización.
6.- Con el potenciómetro variar el ángulo de control de fase.
£§n ^
7.- Regresar el potenciómetro a la posición inicial.
8_- Escoger otro control y regresar al paso 6
9_- Retirar la carga y apagar el sistema.
10.- Conectar la fuente DC regulable entre O y 10 voltios,
11.- Conectar la carga escogida, la cual debe de estar dentro
de los parámetros de diseño, es decir carga R ó R-L con
fp-0,8
12.- Seleccionar que tipo de control se desea implementar, para
esto se debe.de observar el panel de señalización.
13.- Desde la fuente DC se procede a variar los ángulos de
control.
14.- Escoger otro control y regresar al paso 12
15.- Retirar la carga y apagar el sistema.
NOTA:
El equipo dispone de protecciones, pero el cumplimiento
completo de este instructivo, mejora el funcionamiento y
duración de este.
CIR
CU
ITO
D
E E
NT
RR
DR
1
2
3
4
5
E
1:
IRC
; 1S
W2
: 2
SW
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33
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; 1F
US
IBL
4:
2R
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R C
ON
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C.
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8:
9
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29:
10
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0:
2R
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I ;D
7
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11
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LIT
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A
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FACULTAD DE INGENIERÍA ELÉCTRICA
CIRCUITO DE POTENCIA
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FACULTAD DE INGENIERÍA ELÉCTRICA
CIRCUITO CONTROL INVERSO Y DIRECTO
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ESCUELA POLITÉCNICA NACIONAL
FACULTAD DE INGENIERÍA ELÉCTRICA
CONTROL SIMÉTRICO
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FACULTAD DE INGENIERÍA ELÉCTRICA
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FACULTAD DE INGENIERÍA ELÉCTRICA
PRUEBA DE LED'S
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Collcctar-Base Vollago
Emillur-Rijsa Vollíi(]ü
Base Curren!
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Tolal Dcvice Dissipalion(., Te « 25"COcíate abovc 25°C
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2N3439, 2N3440 NPN2N5415, 2N5416 PNP
JAN, JTX, JTXV AVAILABLECASE 79-02, STYLE 1
TO-39 (TO-205AD)
ELEGTRICAL CHARACTER1STICS (TAI "" 25"C unless oiherwlso noled.l
Churac tu r l s t l c Symbol Mln Unlt
QFF CHARACTERISTICS
Collcclor-Eniilier Suslaínlng VoliagelD|IC - BOmAdc, IB = 0) 2N5415
2N5-1162N34392N3440
'Collcclor Cnloff CiirrenI(VCE « 300 Vdc, (u - 01 2N3439|VCE « 200 Vdc, IB « 0] 2N34-10
'Colluclor Cnlotí CiiffL-nl _(VCE « 4!íÜ Vdc. VBE - 1.5 Vdc) 2N3439|VCE - 300 Vdc, VBE - 1.5 Vdc| 2N3440
Colluclor CuioU Currtint(VcB " 175 Vdc, Ig - 0) 2N5415(VCB - 200 Vdc. IE - oj sNB-ne(Vcu - 360 Vdc, IE - 0) 2N3439(VCB - 250 vdc, IE - o) 2M3440
Eiiilliur Cutolf Ciiffonl|VEB " -1.0 Vtic, le « 0) 2N5415(VEB " 6.0 Vdc, |c = 0) 2N5416, 2N3439, 2N3440
vCEO(sus)
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200300350250
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•|lc - 20 mAdc. VCE ° 10 Vdc) 2N3439, 2N34-10
•|lc a 50 mAdc, VCE = 10 Vdc) 2N54152NG416
CollL-cior-Eniillor Samrallon Vallaos|ÍC •= 50 mAdc, IB » 4.0 mAdc) 2N3439, 2N3440
Base-Emíller Saluralíon VoílageHe •> 50 mAdc. IB " 4.0 mAric) 2N3439, 2N3440
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SMALL-SIGNAL DEVICES MOTOROLA SEMICONDUCTORS
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ELECTRICAL CHAflACTERISTICS (continuad) [TA - 25-C unless olhcrwíse noled.)
ChnrocterísUc S/mbol Min Uní!SMALL-SIGNAL CHARACTERISTICS
Clirrent'Garn — Bandwidlh Product(lC = 10 niAdc, VCE = 10 Vdc, I = 50 MHz) 2N3439, 2N3440
Oulpul Capitcrl.inca
(Ves - 10 Vdc, |g » 0, f = 1.0 MHz} 2N5415, 2N5416,2N3439. 2W3440
Input Capacitaiice|VE0 « S.O Vdc. lc - 0, f = 1.0 MHz)
SmolI-Signnl Currcnt Goln
(lc «• 5.0 mAdc, VCE - 10 Vdc, f -> 1.0 kH/](!C - 10.0 mAdc, VCE = 10 Vdc, f = 5.0 MHz] 2N5415, 2N5416
Rcnl Pnri oí Input Impcdíiiice(VCE " 10 Vdc, IC " 5.0 mAdc, f ~ 1.0 MHz)
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CAUTION: Tho suslalning vollogo musí not be meosurcd on B curvo tracor. |See FJg. 15.)
FIGURE 1 - SWITCHING TIMES TESTCIRCUIT
PNP2N5415, 2N5416
NOTE: Vcc nnij Rc nillmlnd lot ^cEloll) " 'SO V nnd lcai d«il(Bd,RB choieo íor doilied IB ,, V, SK 1 O V, V2 =
Por l(j «nd i,, DI li dIiconnoct"tJand V2 - 2.0 V
Fui PHP mu cltclilt,/«ví r t* « I I po l .r l t l . i .
NPN2N3439, 2N3440
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FIGURE 6 - THERMAL RESPONSE
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SINGLEPULSE
DCUHVESAPPLYFOHPOWEHPULSE T RAIN SHQWHR E A D T I M E A T t i
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FIGURE 7 - ACTIVE-REGION SAFE OPERATING ÁREA
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PMP — 2NS415, 2N5416
Tj • 70U°C deSONOINfi WIRE LIMITEDTHERMALLY LIMITEDPTc -Z^C (SINGLE PULSE)SECOHD BflEAKOOV/H LIMITEDCURVES APPLYHELOWRAIEDVcEO
10 70 30 50 70 ino 200 300VCE.COLLECTDR EMITTEH VDLTAGE(VILTS)
NPN-2N3439, 2N3140
TJ • ;ooacBOfiDINC \VlflE LIMITEDTHEHMALLY LIMITEDÉ>TC'2SUC|SIHGLE PULSE)CURVES APPLYBELOWHATEO VCED
10 20 30 50 70 100 IDO 300CE, CDLLECTOR-EMITTEH VOLTAGE (VOLTS)
SMALl'SIGNAL DEVICES MOTOROLA SEMICONDUCTORS
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FIGURE 8 -POWER DERATING
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ZN3433, 7M3 10 _
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Te, CASETEMPEf lATUREI°CI
Theie are two llmitailon* on thc power hnndling nbitity oí ttiarisíiior. avcrngo ¡unciion icmpernture and iccond btcnkrtown.Safe opcialíng área curvci Indícale lc-VCE '¡mil! oí llie lianiiiloiih.Tl musí be obscfvcd lor rcllatilc opcral!on;I.e,, tlie transf;|ot mu»nol be lUhjccicd lo grcülcr disiípntlon Ihan thc curveí Indic^tt.
The dala D( Figure 7 Ii boied on Tj(p>j - 200DC; TC ÍJ varinWtdcpcnding on conditiont. Second bfenkdown pulic llmiti are val id(or duiy cycla» lo \Q% provídrrri Tj|pkl c 300°C. Tjfp^] m.iyh*cnlculntcd Irom iha riain In Fitiuro G. Ai higli caie icinpcrniuiíi,Ihennal limiíattont wlll reduce ihc power thal can tw hancfltd loVnlucí leii ihnn Itie Hmiíatíoni Irnpoied by iccond bieakdo*yn.(See AN-415).
PNP2NS415, 2N5416
NPN2N3439 2N3440
FIGURE 9 - DC CUHRENT GAIN
2.00.5 1.0 Z.Q 5.0 10 20 50 100 700 500
tC. COUECTQfl CURHEHT [mAj
0.5" t.O 2.0 200 W)
tC .COLLECTOHCUHf lEHT (mA|
> O.B
.7 mA
FIGURE tO-COLLECTORSATURATION REGIÓN
mi i 2-°_ Tj - 75"C
mA.
0,1 0.2 0.5 1.0 7.0 5.0 10 20 50 100
! B ,BASECUnnEHT[mAl
0.1 O.Z 0.5 1.0 2.0 5.0 10 30 50 IDO
iB.BASECURRENr(mA)
MOTOROLA SEMICONDUCTORS SMALL-SIGNAL DEVICES
4-102
FIGUHE 11 - "QN" VOLTAGES
1.0
70 30 50 70 100 200 300 500
IC.COUECTÜHCUnHEHTlniA)
2.0 3.0 5.0 10 7Q 30 50 100 700
IC.COUECTQRCUnflENTImA) .
FIGURE 12 - TEMPERATURA COEFFICIENTS
+ O B
2.0 30 5.0 7.0 10 20 30 50 70 100 200
IC.CDLlECTOHCUflflEHUmA)
2.0 3.0 5.0 7.0 10 70 30 SO ÍO 100 200
IC. COLLECTOHCUnn ENTIBA)
FIGURE 13 ~ COLLECTOR CUTOFF HEGION
I 0< > U 3 107 "0.1 O -0.1 -02 - 0 3 -O.Í -05 -OG
VHL. HrtÜE IMtUtH VIH I/UIE (VtlLTS]
-0.4 -03 -02 - 0 1 O (Q .1 4Q.7 t03 10.4 10.5 l O G
VBE. BASE EM1ITER V U L T A G E (VOLTS)
SMAI.I. SICÍNAI. MOTOROLA SEMICONDUCTOnS
4-103
2N3439, 2N3440 NPN/2N5415, 2N5416 PNP
FIGURE 14 - BASE CUTOFF REGIÓN
103
10 1
10°
10-140
-IJ" 150°C
,«
75°C
— HEVEHSE" 1
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: - Z O O
-FDflVMRO*" 1 trrr
4 +0.3 +0.2 *0.t 0 -0.1 -O.Z -0.3 -0.4 -0.5 -0.6
V0E. BASE-EMIÍTER VOLTAGE (VOLTS)
103
? I07
3;
o;
i10"
ID*1
- T J * SQ'C-
UÜ"L
z5"c-
" 1 "
_^
__
-»—
— s —
— i—
; - 7 D O
-FOnWARO •" 1
í—
rrr
-0.4 -0.3 -0.2 -0.1 0 «0.1 +O.Z '0.3 "0.4 '05 'DI
VBE. BASE EMITTER VOLTAGE [VOLTS)
FIGURE 15 • ClflCUir USFO TO MEASUI1ESUSTAINING VOLTAGES
Flelny
Vc c{Oio50V.
100 inA)
fuOscilloscopo
2N3444 For Specincalions, Sec 2N3252 Dala.
MOTOROLA SEMICONDUCTORS SMALL-SIGNAL DEVICES
4-104
11 m* (fíl fl U O "fr r*1 ¡I •TU B Sf-2 ¿Zi dT* "S* 1 "fr H iCi B< O Note: Standard polarity is cathode to case.U¡T2O¡y3TL!r¡lCJÍl raGCUH BSa 0 . • Indícales polares anode tocase.
Penk RovorsoVoltagn
(PnV VoMsl
50
50
100
200
200
400
400
600
600
800
800
1000
1000
IFM Surge
Te at Ratedlo (°C) Max
Vpa tflated lo
na- NO.Package
M^lo. Averogo Rectlflad Forward CurrerH lAmpa)
3 A
ECG5800
ECG5801
ECG5802
ECG5804
ECG5806
•
ECG5808
ECG5809
150 A
+ 105 (TU
.9 V Typ1.0 V Max
Z18A
Axial
"ifl
ECG5830
ECG583T
ECG5834
ECG5835-
ECG5838
ECG5839'
ECG5842
ECG5843-
ECG5846
ECG5847'
ECG5848-
ECG5849'
40A '
+ 150
.9 V Typ1.1 V Max
6 A
ECG5850
ECG585T
ECG5854
ECG5855-
ECG5853
ECG5859*
ECG5862
ECG5863*
ECG58G6
ECG5867'
ECG5868
ECG58G9-
150 A .
. + 150
.9 V Typ1.1 V Max
219
DO-4
f ^
¥
6 A/22 A
ECG5812
_r
ECG5814
ECG5815
ECG5817
400 A
See ff Note
.8 V Typ
.9 V Max
Z2G
Axial
- B '
0
12 A
ECG5S70
ECG587T
ECG5874
ECG5875-
ECG5S7B
ECG5879*
ECG5882
ECG5883*
ECG5886
ECG5887-
ECG5S90
ECG589T
250 A •
+ 150
.9 V Typ1.1 V Max
219
DO-4
ft
$
ECG6013
300 A
+ 80
1.0 V Typ1.6 V Max
Z41B
TO-220
0.
II
15 A
ECG5940 '
ECG594T
ECG5344
ECG5945*
ECG5348
ECG5949-
ECG5952
ECG5953-
250 A
+ 150
.9 V Typ1.1 V Max
Z20
DO-5
^L-IÍTJ
^Sl
16 A
ECG5892
ECG5893-
1
ECG5896
ECG5897-
ECG5900
ECG5901*
ECG5904
ECG5905-
ECG5908
ECG5909'
ECG5910
HCG591 1 '
300 A
+ 150
.9 V Typ1.1 V Max
20 A
ECG5912
ECG5913*
ECG5916
ECG5917'
ECG5920
ECG59211
ECG5924
ECG5925*
ECG5928
ECG5929'
ECG5932
ECG5933'
400 A
+ 150
.9 V Typ1.1 V Max,
Z19
DO-4
tvv1
25 A
ECG5962
ECG59&3*
ECG59G6
ECG59671
300 A
+ 100
.9 V Typ1.1 V Max
227
Press Fit
' o '|0 = 6 A with PC Board Mlg., TA = GO°C, lo = 22 A, 1/8" Leads, TL = 60°C
Fast Recovery Ultra Fast RecoveryRovarso Racovory Timo, Trr=i200 na Mnx
Pnnk riovoraoVoltnga
[PnVVolta)
200
200
400
400
600
600
IFM Surge
Te at Raiedlo Í°C) Max
VpatRated lo
Fig. No.
Package
lo (Anips)
12 A .
ECG5818 '
ECG5819"
ECG5820
ECG582T
ECG5822
ECG5823'
200 A
+ 100
.9 V Typ1.1 V Max
Z19
DO-4
40 AECG600G
ECG6007*
ECG6008
ECG6009-
ECG6010
ECG6011-
350 A
+ 100
1 .0 V Typ1.4 V Max .
Z20
DO-5
V1 iji !
J^:1= ¿I
Ponk novoraoVollnyn
IPRV Volta)
200
400
600
IFM Surge(Per Diode)
Tc @ Ratcdlo Max (°C)
ForwardVoltage Drop@ Rated lo,Vp (Volts)(Per Diode)
ReverseRecoveryTime (ns)
Fig. No.
Package
lo. Avorngo Roctífíod ForwardCurront (Ampa)
8 AECG597
•
.100 A
+ 125
1.3
35
•
ECG598
.100 A
+ 125 -
1.5
60
Z41A
TO-220(2-Pin) roí
l!
15 AECG599
200 A
+ 150
1.0 "
35
Máximum Ratings at TC = 25°C
Doscríptlan
•NPN
ECG243
ECG245
ECG247
ECG249
ECG251
ECGZ349
ECG97
ECG99
ECG98
ECG274
ECG256
ECG270
ECG2316
ECG2317
ECG214
ECG215
ECG2335
-í-s--- -^
ECG257
ECG259., .-» i., v.f
ECG2326
ECG2332
ECG2334
ECG261
ECG2G3
ECG2343
ECG2315
ECG2336
ECG2330
ECG253
PNP
ECG244
ECG246
ECG24B
ECG250
ECG252
ECG2350
—
...
...
ECG27S
...
ECG271
...
...
...
—
ECG253
ECG2BO '•. L ,í J 1 d . ',
-:
...
...
ECG262
ECG264
ECG2344
...
—
...
ECG254
ColloctorTo Bnse
VoltsBVCBO
80
80
100
100
100
120
500
600
700
80
450
100
500
500
70
110
6G±15
80
ys.a
150
G0±10
60±10
TOO
100
120
400
50±10
60 ±10
80
ColloctorTo Emití a r
VoltsBVCEO
80
80
100
100
100
120
400
400
500
80
400
100
450
450
60
100
60*15
80
100
100
60±10
60±10
100
100
120
200
60±10
GOilO
80
EmíttorTo Basa
VoltsBVEBO
5
5
5
5
5
5
8
8
8
4
5
.8
5 .
5
5
6
6
6
5
5
7
6
6
5
5
5
6
7
0
5
Mnx.ColloctorCurront
IQ Ampa
8
10
12
16
20
50
TO
50
20
4 .
20
10
10
15
10
8
5
5
8
8
2
5
8
10
10
8
8
2
4
' Mnx.Basa
CurrontIQ mA
120
200
200
500
500
2000
2500
10,000
2500 -
80
2500
500
5000
1000
—...
"
100
120 ,
800
400
500
250
250
500
2000
...
200
100
Max.
DavlcfjDías. PD
Watts
100 '
150
150
150
160
300
150
250
175
50
150
125
105
105
60
60
80
70
75
40
v
20
40
65
65
125
60
45
10
40
TypCurra nt
Gflln
hFE
3,000
4,000
3,500
3,500
2,400
1,000 min
40 min
25 min
40 min
3,000
30 min
1,000 mió*
100 min
40 min
2,000 min
1,500 min
2,000 min
750 min
2,500
3,000 min
4,000 typ
4,000 typ
1,000 min
1,000 min
1,000 min
100 min
2,000 min
4,000 min
2,000
NPN/PNPEquivolont
Circuit
A/B
A/B
A/B
A/B
A/B
A/B
G
G
G
A/B
G
E/F
A
A
A.
A
J
A/B
A/B
A
H
H
A/B
A/B
A/B
G
1 .
H
A/B
Pnckage
Case/Fig./Bnslng
TO-3
Fig. T28 -• -.
Fig. T28A ^^-A^
^_^A?:^~?S^.x— C/CA5E
(CÍ/Í2)
TO-66 Fíg. T25 •
(ofyjj$) 'TO-3P (TO-2Í8) ' í O\. T48 fcScí!?al
CONNECTS rWÍlTOCOLLECTOR
TO-3PJ .Fig. T48-1 ' , ^
CONNECTS I]TO COLLECTOfl By
TQ-127 r^"| .Fig. T46 1 1
METAL ' Rn?CONTACT Wll lCOHNECTS TO || _COLLECTOR f| ^
BJJ U u b
TO-220F • tfS^vFig.T42-1 'M|
METAL ^¿9CONTACT . | fnrCONNECTS TO IICOLLECTOR B||E
TO-220Fig. T41 -^
TAB WfflCONNECTS ¡jFTO COLLECTOR I
BPle
TO-220J ffaFíg. T41-1 J lj
B>f .a
3fC 1 E
TO-126 r<TlFig. T45 - G\\J
METAL f, fCONTACTCONNECTS TO ICOLLECTOR ^C
Package Outlines - Sce Page 1-78
1-55
TranSÍStorS (cont'd) (Máximum Ratings at TC = 25°C Unless Otherwise Noted)
ECO Type
ECG378
ECG379
ECG3B1
ECG382
ECG383
ECG384
ECG38S
ECG386
ECG387 .ECG3S7MP'
ECG388
ECG389
ECG390
ECG391
ECG392
ECG393
ECG394
ECG395
ECG396
ECG397 '
ECG338
ECG399
ECG451thruECG469
ECG470
ECG471
ECG472
ECG473
ECG474
ECG475 ¡P
ECG470
ECG477
i DoBcrlptlon andApplication
PNP-Si, Pwr Driver, PO, Sw,Reg (Compl to ECG377)
NPN-SÍ, HV Hi Speed Pwr Sw
PNP-SÍ, AF Pwr Amp
NPN-Si, AF Driver[Compl to ECG383)
PNP-SÍ, AF Driver(Compl to ECG382)
NPN-Si, Sw, Linear Amp1
NPN-SÍ, HV Hi Speed Sw
NPN-Si, HV Hi Speed Sw
NPN-Si, Pwr Amp, Sw
NPN-Si, Hi Pwr AF Amp(Compl lo ECG68)
NPN-Si, Horiz Output
NPN-Si, Pwr Amp, Hi SpoedSw (Compl to ECG391)
PNP-Si, Pwr Amp, Hi SpeedSw (Compl to ECG390)
NPN-Si, Pwr Amp, Hi SpeedSw (Compl to ECG393)
PNP-Si, Pwr Amp, Hi SpeedSw (Compl tp ECG392)
NPN-SÍ, HV Pwr Amp, Sw
PNP-SÍ, Wide Band VHF/UHFAmp, Ose
NPN-Si, Linear Amp & HiSpeed Sw (Compl to ECG397)
PNP-Si, Linear Amp & HiSpeed Sw (Compl to ECG396)
PNP-Si, Vertical Defl, AudioAmp (Compl to ECG375)
NPN-SE, HV Video Output
See FET Selector Cuide .Page 1-57
NPN-Si, RFPO, 2-30 MHz,100 W, 12.5 V
NPN-Si, RFPO, 2-30 MHz,100 W, 28 V
NPN-Si, RF Drivor, PO, ' .136-171 MHz, 1.8 W
NPN-Si, RF Driver, PO,136-174 MHz, 2.2 W
NPN-Si, RF PO, 88 MHz, 6 W,174 MHz, 3 W
NPN-.SIhRrTFO, J36.jl74.MHz.^W'&Afldfl ?' M^K
NPN-SI, RFPOf 136-171 MHz,12" W
NPN-Si, RF PO, 136-174 MHz,45 W
ColloctorTo Bnae
VoltaBVCBO
80
700
150 .
120
120
375
550
800
180 -
400
1500 t
100
100
100
100
500 •
30
450 "
350
200
300
...
36
65 • .
36
36 • .
36 ' '
368-
36
36
CollectorTo Emltter' Volts
BVCEO
80
400
120
100
100
350
350
500
150 .
250
1500 (CES)
100
100 .
100
100
400
25
350
300
150
300
— '
18
36
16
18 • ,
18
18 ,
18
18
Basa toEmlttarVolta
BVEBO
5
9
5
5
5 '
9
6
6
6
5 .
5
5
5
5
5
6
3
7
6
•5
"I6 '
...
4
4
4 -
4
4 * •
4
1
4
Max,CollectorCurrentle Amp»
10
12 '
5
1
1
7
10-
20
50 •
16
4 - *
10
10
25
25
3 '..
50 mA
1
1 _ •
2 . .
.1 '
.,. . •
20-
15 •
.400
1
.600
1.5
3
D
Max. 'Dovlco
Días. PD
Watt»
50
100
80
.91TA = 2S°C)
.9(TA = 25"C)
45
150
175
250 .
250
100
80
80-
125
125
100
.360
<TA = 25°C)
10 . '
10
25
.9<TA = 25°C)
...
250' .
250 ' .
5 - -
7
9.5
11.5--
23
75
Froq.In
MHz't
50
4 mín •
9
140
140
1 mín
...
...
30 min
4 min
4 min
3
3
3
3
2.5.
2.3 GHz
15 mín .
15 min
5
50 min
—
—
—
400 min
—
—
350
350
—
CurrantGalnhFE
60 min
20 typ
60 typ
200 typ
200 typ
20 typ
20 typ
30 typ
70 Typ
30 typ
5 min
40 min
40 min
25 min
25 min
30 min
25 min
60 typ
50 typ
100 typ
100 min
...
10 min
10 min
20 min
10 min
5 min
10 typ
10 typ
20 typ
PackHga
Casa
TO-220
TO-220
TB-33
TO-92M
TO-92M
TO-66
TO-3
TO-3
TO-3
TO-3
TO-3
TO-3P(TO-218)
TO-3P(TO-218)
TO-3P(TO-218)
TO-3P(TO-218)
TO-3P(TO-21S)
TO-72
TO-39
TO-39
TO-220
T-16
....
RF-50F
RF-50F
TO-39
TO-39.
TO-202EC
TO-60
TO-60
RF-50F6
Flg.No.
T41
T41
T43
TI 8
TI 8
T25
T28
T28
T28A
T28
T28~
T48
T48
T48
T48
T48
T4
T6
T6
T41
T20
...
T58
T58
T6
T6
T40
T56
T56
T60
L
Ñolas:" MP-Mnichod palr ' Package Outlines - See Page 1-78/ FfoqUnncy ni wlllch common omlttor cunnnt fjnln la 70.0% oí low froqunncy gnln• Whon olíornolo pncknooa oro shown ¡l Indico loa s chango Is In progross. Allhough only ono package Is nvalloble bolh packagos will bo shown os long ns Iho obsoleta
pocknga may bo oncounturod In tlm (lold.
1-46 ' ' .