escuela p o'l itecnica nacional facultad de ingenierÍ ... · 1.1.3. conversor análog digitao...
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E S C U E L A P O ' L I T E C N I C A N A C I O N A L
F A C U L T A D D E I N G E N I E R Í A E L É C T R I C A
" C O N T R O . L D E T E M P E R A T U R A
D E U N C A L D E R O "
GUSTAVO ALAN GOMEZJURADO SLATINKA
TESIS PREVIA A LA OBTENCIÓN DEL TITULO DE INGENIERO 'EN
ELECTRÓNICA Y TELECOMUNICACIONES EN- LA ESCUELA POLITÉCNICA
NACIONAL.
QUITO, NOVIEMBRE DE Í987
Certifico que el presente
trabajo ha sido realizado
en su totalidad por el
señor Alan Gómezjurado
Slatinka.
Ing. Marco Barragan
Director de Tesis
D E D I C A T O R I A
A mi esposa, a mis hijos
y a rni madre.
A G R A D E C I M I E N T O
Deseo expresar mis sinceros agradecimientos a todos quienes han
hecho posible ,1a realización de esta.tesis. De manera especian
al ingeniero Marco Barragán, director de la misma.
También al señor Juan Arturo Crespo y a la señorita ximena
Casares por su valiosa ayuda en la edición de la misma.
Alan Gomesjurado S.
C O N T E N I D O
Página
. INTRODUCCIÓN . I
CAPITULO I: •
GENERALIDADES
1.1. Descripción General •--• 1
1 T ~] C* /-i v\- /~\ , , „ *3. _L . J. . ocHoU-L O
1.1.2. Amplificador --• • 4
1.1.3. Conversor Análogo Digital . 4
1.1.4. Control Digital 6
1. J.. 3 . ínter £ a c e ~: ~ : /
1.2. Especificaciones -• 7
1.3. Estudio de los Diferentes Sensores de Temperatura - 9
1.3.1. Sensores Mecánicos --• 9
1.3.2: .Sensores Eléctricos -' 10
1.3.3. Sensores a Distancia -• 21
CAPITULO II:
DISEÑO
2.1. Introducción 24
2.2. Diseño del Control de Temperatura --• 25
2.2.1. Parte Análoga é Hibrida — --• 27.
¿.*£.*c.. Parte Digital — • 47
2.3. Diseño del Medidor de Temperatura ---• 86
2.4.- Indicadores y Protecciones 92
2.5. Corrección de la Linealidad : 102
lo futuro nos referiremos simplemente a calderos, por ser este
término generalizado.
El objetivo de este proyecto es el de desarrollar un control
de tres posiciones (apagado - fuego lento - fuego alto), que nos
permita mantener la temperatura de un caldero en un valor
constante, selecciónatele a voluntad, mediante un selector de
valor nominal. -Cuando el valor real de la temperatura está bajo
el valor nominal se comanda el encendido del caldero. Asimismo,
para versatilizar al aparato, se ha pensadp^en la posibilidad de
que, dependiendo del diferencial de temperatura, también
seleccionado a voluntad, se pueda tener la posibilidad de fuego
alto y fuego lento, • El rango de funcionamiento deseado está\\e la 'temperatura ambiente corno limite___in_fer_ior y los 300
grados centígrados como limite superior,
Cuando sometimos a consideración el temario de esta tesis
para su respectiva aprobación, no especificamos la exactitud de
nuestro control; sin embargo, se pueden obtener controles extran-
jeros para el rango de medición deseado con una exactitud de +/-
dos grados centígrados. Para nuestro diseño, planteamos de una
manera algo audaz el intentar obtener una exactitud de +/- un
grado centígrado, por lo menos en base a un análisis teórico,
pues el cumplir con .esto prácticamente implicarla el disponer de
elementos más adecuados y sustancxalmente más costosos para el
sensor y la etapa de amplificación. Nos interesa entonces, por
lo menos de una manera teórica o matemática, encontrar un sistema
capaz de tener la exactitud de +/- un grado centígrado. Se
dejarán indicadas las características de los elementos que para
ello se requiera y las recomendaciones necesarias para alcanzar
este objetivo. Sin embargo, sabemos desde ya que en la prácti-
catnuestro control podría tener una menor exactitud, pues solo en
base al sensor que disponemos (PtlOO clase B), será imposible
lograrlo, contentándonos con alcanzar .+/- dos grados centígrados.
Para lo cual nos valemos de un sistema que minimice el error.
Por otro lado, como una cualidad adicional del control, éste
permite que se realice la medición de una.temperatura adicional
valiéndose de otro sensor simultáneamente y sin alterar al proce-
so de control. Como elementos adicionales tendremos un sistema
de vigilancia que apague el control de llegar a ocurrir situa-
ciones no deseadas, tales como estar fuera del rango ó la rotura
del sensor.
Para la comunicación con el usuario se dispone de
microswitches para la selección de valores nominales e indica-
dores luminosos para la interpretación de los resultados.
Como salidas de control se tienen a los contactos de dos
relés, por medio de los cuales se pueden comandar a sistemas de
mayor potencia, según el control, habilite fuego lento y fuego
alto. El aparato a construirse, deberá cumplir los objetivos
anotados, pero -realizando un compromiso' entre costo y exactitud,
pues interesa obtener un buen control pero con el menor costo y
teniendo como principal base para ello a los circuitos de tecno-
logía TD?L,
•Además será realizado de una manera experimental, utilizando.
el sistema "wire-wrap" .
A manera de guia se ha incorporado en el capitulo I un aná-
lisis de los diferentes sensores de temperatura.
En el capitulo II presentamos la descripción de los
diferentes bloques que conforman nues.tro aparato, asi como las
configuraciones de los circuitos eléctricos utilizados.
En el capitulo III realizamos el análisis de los resultados,
definiendo la exactitud alcanzada y haciendo las recomendaciones
necesarias para mejorarla.
Por últimoF en los apéndices presentamos las hojas técnicas de
los circuitos utilizados, asi, como también un detalle de la
distribución de los circuitos integrados en la tarjeta de
control.
Como notaciones especiales, cabe indicar que hemos utilizado
el simbolo oC en lugar de °C, para referirnos a grados centigra-
.dos, por dificultad en la. transcripción; y, además, hemos utili-
zado algunos términos extranjeros como "AND", "OR", "LATCH", etc.
por ser éstos de uso común en electrónica en nuestro medio,
IV
CAPITULO III:
RESULTADOS EXPERIMENTALES
3.1. Pruebas y Mediciones
3.2. Conclusiones. 131
APÉNDICES
1. Hojas de Datos
2. Distribución de Elementos en Tarjeta de Control.
BIBLIOGRAFÍA
I N T R O D U C C I Ó N
En los últimos años se ha alcanzado un gran adelanto en "la
industria, el que ha requerido de una mayor calidad como por
ejemplo precisión en los procesos de control. Uno de los más
comunes, . asi como importante es el control de la temperatura,
pues interviene en casi todo proceso de la industria química, la
elaboración de bienes de uso y de productos alimenticios.
En el Ecuador se observa que no existen controles de tempera-
tura de fabricación nacional, encontrándonos pues que en este
campo existe una total dependencia del exterior. Una de las
razones .para esta dependencia se debe a que los controles de
temperatura son secretos de fábrica y sólo se dispone de una
información muy limitada de ellos, siendo reducida la bibliogra-
fía en este campo.
Es asi que con los antecedentes indicados, hemos pensado en
la ayuda que podría prestar el diseño de un sistema de control
que iguale o sobrepase las características de eficiencia de los
de controles extranj eros.
Cabe mencionar que con el titulo de esta tesis nos referimos
específicamente a calderos, sin embargo, este control puede abar-
car otros tipos de sistemas a ser controlados, siempre y cuando
estos no requieran de controles adicionales como por ejemplo, la
presión o, que la energía que los alimenta pueda ser conectada o
interrumpida sin la necesidad de consideraciones especiales. En
CAPITULO I
G E N E R A L I D A D E S
1.1. Descripción General
1.2. Especificaciones
1.3. Estudio de los Diferentes Sensores de Temperanura
1.1. DESCRIPCIÓN GENERAL
El sistema de control de temperatura basa su funcionamiento
en el esquema mostrado en la figura 1.1.. El propósito
fundamental, como podemos apreciar, es el crear señales de
control capaces de comandar a una válvula, que permita o no el
paso de combustible a un caldero»
En base a este esquema podemos dar las características más
importantes -que deben tener los elementos básicos que constituyen
el sistema de control. En el siguiente capitulo, describiremos
el funcionamiento del sistema sobre la base de un diagrama de
bloques más detallado.
combustible
CALDEROrSensor
AMPLIFICADORCONVERSOR
A/D INT ERFACEválvulas
CONTROL'DIGITAL
figura 1.1.Diagrama de Bloques Simplificado del Sistema de Control
1.1.1. SENSOR
El sensor es el elemento que nos permite medir una cantidad
física, que representa el valor de la variable que se desea
controlar y suministra una señal eléctrica o mecánica
proporcional a ésta. Sn base a la señal eléctrica o mecánica,
podernos realizar la medición o el control de la cantidad . física
sensada.
Un sensor de temperatura en nuestro sistema de control es el
punto de partida. La fidelidad con la que se sensa la
temperatura, nos permite tener una mayor exactitud en el sistema.
El sensor modificará alguna de sus características con la
-variación de la temperatura. La forma como se influye en estas
características es la siguiente:
- Las moléculas de gas o fluido que rodean al sensor, poseen
una energía que es proporcional a la temperatura y a la
constante de Boltzmann (K) . Según la energía de las
moléculas, éstas tendrán una mayor o menor velocidad,
chocando continuamente con el sensor y, según la velocidad
de los choques, éste se calienta más o'menos modificando
asi sus características.
- En la .práctica .existe un gran número - de sensores de
temperatura. Con el fin de orientar en la selección del
sensor, presentaremos en una sección posterior un estudio
conciso-sobre ellos.
1.1.2. AMPLIFICADOR
Generalmente las señales eléctricas que se obtienen a la
salida de un sensor de temperatura son pequeñas y además, la
variación que la temperatura produce se presenta como una
reducida variación respecto al nivel de referencia. Sin embargo,
puede ocurrir además que el diferencial de temperatura no tenga
un comportamiento lineal.
En base a estos tres parámetros: valor pequeño, variación
pequeña y variación no necesariamente lineal, es preciso la
utilización de un amplificador, que nos permita acoplar los
valores del sensor al conversor análogo-digital (A/D), al mismo
tiempo que produzca una variación lineal con la temperatura a la
entrada del mismo.
1.1.3. CONVERSOR ANALOGO-DIGITAL
La cuantización de la señal análoga, -se realiza mediante un
circuito conversor análogo-digital. Debe cuidarse que el grado
de exactitud en la medida, análoga no sea afectado- en su
transformación a medida digital.
Hay un gran número de diseños de conversores A/D; sin
embargo, hay un numero muy limitado de conversores disponibles en
pequeñas cantidades y de bajo costo en el mercado.
Las clases de conversores A/D más comunes son:
- Conversor de aproximaciones sucesivas
- Conversor tipo contador
- Conversor de integración
- Conversor tipo paralelo
- Conversor voltaje a frecuencia.
Cada uno de estos conversores será más útil según su
aplicación especifica, basándose en su velocidad, exactitud y
costo.
Puesto que no es del interés de esta tesis un análisis
detallado de los conversores, expondremos muy rápidamente sus
características.
- Conversor de aproximaciones sucesivas.- Es muy utilizado en
la interconexión de computadores. Permite una alta
resolución (16 bits) y alta velocidad. Su funcionamiento
se basa en comparar la entrada analógica con un voltaje de
referencia generado internamente. Según el resultado de
las diferentes comparaciones, obtiene un valor digital de
la señal análoga. Requiere de un circuito muestreador
retenedor (sample-hold S/H), para que la entrada análoga no
varié mientras se realizan las comparaciones.
- Conversor tipo contador.- Compara la entrada analógica
con la salida de un conversor digital-análogo, cuya entrada
digital es generada por un contador. En el momento que las
dos señales son iguales, el contador para, y el valor que
indica es el valor digital.
- Conversor de integración.- Realiza la conversión de' una
manera indirecta. La señal análoga se convierte en una
función de tiempo. Se tienen pulsos cuyo ancho depende del
valor análogo, y mientras dura el pulso, se tiene un
sistema de reloj que envia también pulsos a un contador.
- Conversor tipo paralelo.- Utiliza comparadores colocados en
paralelo. Es sumamente rápido/ pero tiene el inconveniente
que el numero de comparadores aumenta conforme aumenta la
resolución.
- Conversor voltaje a frecuencia.- Funciona en base a la
carga y descarga de un condensador, cuya relación produce
una frecuencia que depende del valor del voltaje a la
entrada. Es muy utilizado en voltímetros digitales. Tiene
un alto rechazo al ruido y permite una gran exactitud.
1.1.4. CONTROL DIGITAL
Siempre con referencia a la "figura 1.1., este dispositivo es
el cerebro del sistema de control, Entre las funciones más
importantes que cumple el control están las siguientes:
- Permite al operador comunicarse con el equipo por medio de
dispositivos de entrada-salida, tales como switenes de
selección para los valores de temperatura y del diferencial
de temperatura, indicadores luminosos, etc. •
- Permite el trabajo adicional del sistema como medidor de
temperatura independiente del control, por medio de un
segundo sensor.
- Controla los datos de salida necesarios para comandar las
válvulas de combustible.
- Presta una vigilancia del sistema que permite tomar las
correcciones necesarias en caso de falla, por ejemplo,
si se tiene sobretemperatura, etc.
1.1.5. INTERFACE
El . circuito de interface tiene como finalidad acondicionar
los valores digitales de salida para que se pueda tener un
control en un elemento que requiere de una mayor potencia.
1.2. ESPECIFICACIONES
En esta sección vamos a escribir las características que
deseamos obtener para nuestro aparato.
Debemos definir tanto la temperatura rninima como máxima de
trabajo como la precisión deseada. Respecto al valor mínimo,
debemos tomar en cuenta dos aspectos. SI primero, que debido a
la forma como diseñaremos el sistema, no podremos trabajar con
temperaturas negativas; y, el segundo, que en caso de que la
temperatura ambiente sea mayor que la temperatura seleccionada,.
no dispondremos de un sistema de refrigeración; sin embargo
podríamos utilizar alguna señal de control con este fin.
Por lo expuesto podemos definir que el limite inferior para
nuestro control es la temperatura ambiente. En relación al
limite s-uperior, tenemos también dos consideraciones.
Físicamente el limite máximo es de 399 grados centígrados, pues
no podemos escoger una temperatura mayor. Sin embargo, por'
disponibilidad del sensor, escogemos que el limite sea de 300
grados centígrados. •
Según las especificaciones de una RTD que trabaja hasta 300
grados centígrados (ver apéndice 1), la precisión máxima que se
puede obtener directamente con ella es +/-'0,75 grados centígra-
dos; es por esto que definimos como nuestro objetivo +/- 1 grado
centígrado de precisión. Además, la selección del diferencial de
temperatura se la hará de grado en grado con un limite máximo de
99 grados centígrados.
Otra característica que debemos definir, es la rapidez a la
que se realiza el control. Esta dependerá en realidad del
volumen del caldero; es decir, en un caldero más grande la masa
a calentarse será mayor; y, por tanto, el tiempo que se requiere
para ello será-también mayor. Podemos considerar como suficiente
un periodo entre uno y treinta segundos entre cada control. Como
explicaremos posteriormente, el periodo de control será 2,8
segundos. ,
Como característica extra, el aparato deberá permitirnos
realizar la medición de una temperatura adicional
simultáneamente a lo que se realiza el control. .
Por último, como salidas de control, tendremos un sistema
capaz de ser adaptado a un servbcontrol que permita abrir o
cerrar a válvulas que controlan el paso de combustible al calde-
ro; asi como también el valor de la temperatura en indicadores
luminosos.
8
1.3. ESTUDIO DE LOS DIFERENTES SENSORES DE,TEMPERATURA
Este tema tiene como finalidad dar una orientación en la
selección de los diferentes sensores como se indicó en 1.1.1..
Conociendo correctamente los diferentes sensores, sus rangos de
trabajor .características físicas y comportamientos, podemos tener
una guia, y una ayuda concisa en la selección del más apropiado
para un determinado fin.
1.3.1. SENSORES MECÁNICOS
Este tipo de sensores varia alguna característica mecánica
con la temperatura.
1.3.1.a. Sensores Bimetálicos
•El principie del funcionamiento de éstos es el siguiente: Si
unimos dos láminas metálicas intimamente, y si cada una de éstas
tiene un diferente coeficiente de dilatación; al aplicar calor,
la una se dilatará más que la otra y la pieza tenderá a doblarse.
Esta característica puede ser utilizada en sistemas de control de
tipo "ON-OFF", o con una escala graduada según la mayor o menor
deflexión del metal.
Entre los metales de alto coeficiente de dilatación podemos
citar al latón y bajo coeficiente al INVAR (aleaci-ón de niguel v
acero).
1. 3 .1. b . Sensores de Fluido
Estos basan su funcionamiento en la variación de la presión
de un fluido liquido o gaseoso con la temperatura. Al variar la
temperatura en un fluido, éste tenderá a contraerse o expandirse
en proporción directa.
Si el fluido está en una proporción fija en el interior de un
cilindro, al expandirse variará la presión interna, circunstancia
que es aprovechada por un sistema de medición o control.
1.3.2. SENSORES ELÉCTRICOS
Estos sensores varían algunas de sus características de forma
que se traduzca en una variación eléctrica.
1.3.2.a. Bolómetros
Son aquellos elementos que varian su resistencia 'con la
temperatura. Entre éstos podemos encontrar los siguientes:
- Con. Conductores .- Al aumentar la temperatura en un
conductor, los electrones.libres existentes adquieren una
mayor movilidad. Esta produce un mayor número de choques
y disminuye la posibilidad de conducir corriente,
aumentando la resistibidad (^ } y en consecuencia la
resistencia.
- ' R=f-l/A
Como la resistencia se incrementa al aumentar la temperatura,
se habla de un coeficiente de temperatura ( c< } positivo. El
nombre con que se conoce a estos elementos es terrnoresisten -
cías o RTD (Resistance Temperature Detector).
10
Las características que nos interesa que tenga una RTD son:
- Alta resistencia a la temperatura de referencia (Ro), que
puede ser cero grados centígrados o la temperatura
ambiente. .
.- Buena linealidad en la variación de la resistencia con la
temperatura.
- Alto coeficiente de temperatura.
Para que la resistencia de referencia sea alta necesitamos
que el área del conductor sea la menor posible en cambio que la
longitud sea la mayor posible.
Debido a estas características es que físicamente una RTD, es
un alambre fino, enrollado y encapsulado, es decir forrado por
algún material que lo proteja.
• La linealidad en la variación de la* temperatura depende
directamente del material utilizado y de su pureza.
La ecuación que describe el comportamiento de una RTD es:
2 3Rt=Ro(l+o<.T+yfi.T +-¿l-T + )
siendo c< , B r K1 coeficientes de temperatura.
Dentro -de ciertos rangos y para ciertos elementos se puede
considerar válida a la siguiente aproximación lineal.
Rt=Ro(l+oC-T)
Asi, por su linealidad, amplio rango de uso, resistencia a
la oxidación, a los ataques químicos y estabilidad con el
tiempo, los metales más utili-zados son: cobre, níquel y platino.
11
Sus características se observan en la tabla 1.3.1. .
Metal
..
platino
niguel
cobre
Rango ¡ Coef . de! temp.
[oc] ¡fphm/ohm-oCj
-430/+950J 0.00392i
-150/-f300¡ 0.00540i
-200/+100¡ 0.00425iíiI
Resis- ¡tividad ¡
r/Aohm/cm]¡
9.83 ¡i
6.83 !i
1.58 ¡iii!
Preci-sión[oC]
0.01
0.50
0.10
j Aplicacionesi¡i
¡ estabilidad, medi-¡ cion, instrumentos¡-mayor salida! menor precisión¡estable para baja¡ temperaturaii
tabla 1.3.1.Características de Termoresistencias
Las curvas de resistencia relativa en función de la
temperatura se encuentran en la figura 1.3.1..R(T)
R(25°C)
2
100 200 300 400 500figura 1.3.1
Características de Resistencia Temperatura para Termoresistencias
Otras características son la estabilidad de sus valores con
el tiempo y la facilidad en la fabricación de sensores RTD en
serie.
Una característica que es muy importante considerar en el
diseño con una RTD, es que la corriente que por ésta puede
12
circular no debe sobrepasar de ciertos limites, pues esta disipa
una .potencia I2R, la .cual a su vez crea un efecto propio de
calentamiento creando asi un error en la medición. Además
requiere de.un cierto tiempo para reaccionar a las variaciones de
temperatura. Este es menor en sensores más pequeños y va de 0,5
segundos a 5 -segundos.
- Con Semiconductores.- Los sensores construidos de material
semiconductor reciben el nombre de termistores y, existen de
dos clases:
I) Termistor NTC (Negative Temperature Coeficient)
Disminuye su resistencia al aumentar la temperatura.
El semiconductor NTC se forma al agregar impurezas al
óxido, de un metal del grupo de transición (Co, Ni, Fe,
etc.)-
Los electrones en el semiconductor llegan fácilmente
a la banda de conducción cuando es aumentada la
temperatura. De esta manera se tiene un mayor numero de
electrones en la banda de conducción, disminuyendo por
tanto la resistencia. Este termistor es el más utiliza-
do. .
Un NTC inicialmente disminuye grandemente su resisten-
' cia, pero conforme aumenta la temperatura, esta, variación
es menor, asi tenemos una ley de variación de tipo
exponencial, pues:
En una primera aproximación podemos decir que la
13
resistibidad de un termistor es f=-A exp (+B/T). (Siendo
A-y B constantes dependientes del material).
De esta manera:
•Rt = Ro exp (+B/T)
Para • una mejdr aproximación podemos utilizar la
siguiente fórmula.
2 3 4Rt = Ro exp (B/T + C/T + D/T + ...)
II) Termistor PTC (Positiva Temperatura Coeficient)
Aumenta su resistencia al subir la temperatura.
Ss un tipo de semiconductor de fabricación especial.
Cuando se encapsula al elemento sensor, se lo hace en
un medio oxigenado, de tal manera que los átomos de
oxigeno son absorbidos y pasan a formar parte del
semiconductor.
Se prepara a base de Titanato de Bario (BaTiO^ ),
es un perosquito que-tiene un comportamiento similar
al de un cristal ferroeléctrico bajo la temperatura
_de Curie; temperatura critica en la cual el dipolo
eléctrico (carga eléctrica) que posee el material sin
necesidad de tener aplicado un campo desaparece,
perdiendo asi esta característica. El campo
eléctrico propio anula las barreras debidas al
oxigeno y el material se conforma como NTC.
Cuando la temperatura ha sobrepasado la
temperatura de Curie, los electrones liberados por el
14
semiconductor tratan de fluir, pero son absorbidos
por el oxigeno, formándose una barrera y aumentando
asi la resistencia y funciona como PTC.
Si aumentamos aún más la temperatura (160-200
grados centígrados), se vence esta barrera y existe
flujo de electrones, disminuyendo la resistencia.
Asi la característica del PTC es sólo para un
cierto rango de temperatura.
La aproximación matemática para el rango que se
comporta como PTC es de tipo:
Rt = A + C exp(BT) • .
siendo A, B y C constantes dependientes del material,
dopado etc.
Tanto el comportamiento del NTC, como del PTC se
tienen en la figura 1.3.2..
•X<Loq R6 * -.
PTC
figura 1.3.2.Características de Resistencia.Temperatura para Termistores
Una gran ventaja es que pueden ser fabricados en
muy variadas formas y tamaños, teniéndose incluso
15
algunos del tamaño de la cabeza de un alfiler, por
esto pueden ser colocados en lugares donde ningún
otro sensor pueda caber.
Pueden también, mediante la variación del dopado,
ser fabricados con una gran variedad de valores para
Ro (la resistencia a la temperatura de referencia).
Otra ventaja es que tienen una gran sensitividad
lo que facilita su uso pues no se requiere mayor •
cuidado en la amplificación de sus señales. Existen
termistores que pueden tener variaciones en la resis-
tencia de hasta 10% por grado centígrado.
Analizando las características de los termis-
tores f vemos que son óptimos en aplicaciones donde no
es necesaria una gran precisión o donde se desea
controlar un pequeño rango de temperatura; pues, su
alinealidad impide su uso directo en otras aplica-
ciones .
Se utilizan principalmente en rangos . de
temperatura que van de -100 grados centígrados a +300
grados centígrados, aunque recientemente se .han
desarrollado termistores para alta temperatura cuya
aplicación es entre 500 y 1000 grados centígrados.
En la aplicación de los termistores es fundamen-
tal considerar la disipación del elemento., para no
tener un autocalentamiento y asi evitar errores debi-
16
dos a éste.
Debemos tomar en cuenta que, mientras más se
reduce el tamaño de un termistor más se incrementa el
riesgo de autocalentamiento; pero, por otro lado, se
disminuye la constante de tiempo, que es el periodo
en el que el sensor reacciona a una variación brusca
de temperatura. Esta constante de tiempo puede ser
desde O,5 segundos hasta 10 segundos.
1.3.2.b. Termocuplas
La termocupla consiste en la unión intima de dos metales
diferentes, lo que produce en los extremos de los alambres una
diferencia de potencial que depende de la temperatura. Su
diagrama se muestra en la figura 1.3.3..
T2
v T2 >
figura 1.3.3.Diagrama de una Termocupla
Este comportamiento se basa en el efecto Seebeck, según .el
cual al producirse la unión de dos varillas de metal y al tener
una diferencia de temperatura entre sus extremos, se produce un
flujo de electrones que tienden a ir desde el extremo caliente
al más frió. En el extremo caliente los electrones tienen una
mayor .movilidad debido a la energía térmica y, por tanto, tienden
a desplazarse al lado:frió. La facilidad en desplazarse varia
según el materialr dependiendo de su conductividad térmica.
17 • •
Además, esta facilidad en desplazarse depende del mayor o menor-
diferencial de temperatura entre los extremos de las varillas.
Al haber mayor concentración de electrones en el lado frió, éste
•se carga negativamente, creándose asi una fuerza electromotriz
(fem) entre los extremos de las varillas.
Matemáticamente tenemos que:
/T2fera= \T
'TI
donde: QA y QB son constantes de transporte térmico en los dos
metales, y que en la práctica son relativamente independientes de
la temperatura. TI y T2 son las temperaturas de los extremos de
las varillas.De donde resulta:
• fem=o('(T2-Tl)
y: o<, la constante, en Volts/oC
Con la termocupla no medimos una fern que depende de la
temperatura real/ sino de una temperatura relativa que depende
de la referencia a la que se coloca el un lado de la varilla. Si
esta referencia es la temperatura ambiente, es necesario crear
una compensación de sus variaciones.
Existen varios tipos de termocupla, cuyas características se
observan en la tabla 1.3.2"..
Es de interés que una termocupla ..tenga una buena linealidad y
que desarrolle una fuerza electromotriz alta.
Las curvas características se muestran en la figura 1.3.4..
18
Termocuplatipo
J
T
. K
E
S
R
Material
Fe-Cons tantán
Cu-Constantán
Cromel-Alumel.Cromel-Constan .
. Pt-Pt/Rh 10%
Pt-PT/Rh 13%
Rango[OC]
-190/+760
-200/+371
-190/+1260
-10Q/+1260
0 / 1482
0 / 1482
.
F.E.M.[mv/oC]
0.055
0.052
0.040
0.010
0.012
'
Salida[mv]
-6.5/42
-5.0/19
-4.8/51
0 /15
tabla 1.3.2.Características de Termoouplas
30
20
10
fem[mVJ
Tipo R
*— -—4 »
200 400 600 800 1000 1200T[OC]
figura 1.3.4.• Características de F.E.M. Temperatura para Termocuplas
Del análisis de la figura 1.3.4. se desprende que el princi-
pal inconveniente es el bajo valor de fuerza electromotriz.
Luego, para evitar errores en la medida, debe tenerse una. alta
impedancia de entrada en el medidor. Para su control se necesi-
19
tan amplificadores de mucha precisión, inmunes al ruido y de alta
impedancia de entrada, circunstancias que encarecen un poco al
sistema.
Como ventajas de las termocuplas están el hecho de tener un
amplio rango de operación y una rápida respuesta a las varia-
ciones de temperatura. Se puede además incrementar la fuerza
electromotriz al utilizar una termopila, que no es sino una
combinación de termocuplas en serie.
1.3,2.c. Sensores por Oscilación de un Cristal
Estos sensores utilizan cristales piezoeléctricos; que osci-
lan a una frecuencia, la que varia al cambiar la temperatura,
Esto nos permite medir temperaturas entre -40 grados centígrados
y 230 grados centígrados,
Un sensor típico.puede variar IKhz con cada grado centígrado
de variación en la temperatura y de una manera relativamente
lineal.. Otras ventajas 'a más de la linealidad, son la posibili-
dad de acoplarlo directamente a un medidor digital y su bajo
costo.
Como desventaja tenemos un tiempo de respuesta relativamente
largo.
1.3.2.d, Sensores por Variación de la Capacidad de un Condensador
Estos sensores utilizan un principio similar al de los
crista-les piezoeléctricos, pues se varia la frecuencia de . un
oscilador al variar la capacitancia de un condensador con la
20
temperatura.
1.3.2.e. Sensores con Diodos
Estos sensores se utilizan en aplicaciones donde no es
necesaria mucha precisión. Cuando aplicamos una corriente
constante a través del-diodo, la caida de voltaje directa es
proporcional a la variación de la temperatura. Son muy utiliza-
dos como protección de sobretemperaturas en un circuito
eléctrico, mas no en la medición misma de la temperatura.
1.3.2.f. Sensores con Integrados
Son sensores muy lineales y de precio relativamente bajo. Son
ideales para temperaturas entre -55 grados centígrados y 150
grados centígrados. Estos pueden variar la corriente de salida
del sensor o el voltaje. Su inconveniente está en el gran tamaño
del sensor.
1.3.3. SENSORES A DISTANCIA
En este grupo de sensores, se realiza la medición de la
temperatura de un cuerpo a cierta distancia de éste. Estos
sensores son los pirómetros ópticos y pirómetros de radiación.
Tanto el uno como el otro son utilizados principalmente para la
medida de temperaturas muy altas, a las cuales los sensores
explicados anteriormente hubieran sido destruidos.
1.3.3.a Pirómetros Ópticos
Este sistema de medición de temperatura se basa en la compa-
ración de la incandescencia de un cuerpo o un horno con el color
21
de un filamento en un mismo plano óptico. Por medio de un con-
trol se varia la incandescencia del filamento hasta que iguale a
la del sistema a medirse. La intensidad de la corriente que
circula por la lámpara es proporcional a la temperatura medida.
Este sistema se utiliza principalmente para temperaturas entre
los 760 y los 3500 grados centígrados.
Influye mucho en la medición de temperatura con un pirómetro
óptico, la clase de material que produce la incandescencia y
además el estado de la superficie del cuerpo emisor. Por esto,
se-- tendrán factores de emisión con los que se debe hacer una
corrección de la temperatura leida.
1.3.3,b- Pirómetro de Radiación
Estos pirómetros se basan en la ley de Boltzmann que dice que
.la intensidad de la energía radiante emitida por la superficie de
un cuerpo, aumenta proporcionalmente a la cuarta potencia de la
temperatura del cuerpo. Para su funcionamiento se concentra la
radiación receptada en una termocupla, en base a la cual puede
realizarse la medición de la temperatura. Hay factores que
interfieren en la medición como la distancia al punto cuya tempe-
ratura se desea medir, la sensitividad del detector y la facili-
dad de emitir del material.
Son bastante costosos y son fabricados para poder medir una
gran variedad de temperaturas. Asi, un pirómetro de radiación de
lente de fluoruro de calcio puede medir temperaturas de 50 gradas
centígrados y, por otro lado, un lente de pyrex permite medir
temperaturas en el orden de 1800 grados centígrados.
22
CAPITULO II
D I S E Ñ O
2.1. Introducción
2.2. Diseño del Control de Temperatura
2.3. Diseño del Medidor de Temperatura
2.4. Indicadores y Protecciones
2.1. INTRODUCCIÓN
El control de temperatura.está formado por un conjunto de
circuitos que cumplen diversas funciones.
En la figura'2.111. presentamos un diagrama de bloques que nos
permite explicar el funcionamiento general del equipo. En este
diagrama podemos identificar los circuitos fundamentales que
mencionamos anteriormente; es decir, el amplificador, el conver-
sor análogo digital, la interface y el control digital. Como
complemento a éstos, agregamos otros circuitos que son más útiles
desde el punto de. vista del operador. En los siguientes párrafos
explicaremos la función que cumplen estos circuitos adi'cionales'.
La selección. de valores de referencia, la realizamos por
medio de microswitches, por' intermedio de los cuales podemos
escoger el valor de la temperatura a la cual queremos • fijar
nuestro control y, por otro lado, escogernos el diferencial entre
la temperatura real y la deseada para la selección de fuego alto
y fuego bajo.
La selección de modo de operación nos permite que, a más . de
que se realice el control de la temperatura, podamos proceder a
la medición de una temperatura adicional, por intermedio de un
sensor independiente.
El- conjunto de indicadores está formado por "displays",
donde podemos dar la información de la temperatura real, medida
en el sistema de control o por el sensor adicional. Además,
tenemos un conjunto de diodos emisores de luz (LEDS), donde
24
• CONTADORES . -ftn INDICADORES
válvula
MEDIDOR
ADICIONAL
SELECCIÓNDE MODO DE
OPERACIÓN
CONVERSOR A/D
SELECCIÓN
DE VALORES
DESEADOS
GENERADOR
DEFRECUENCIAS
FUENTESDE
PODER
combustible figura 2.1.1.Diagrama de Bloques
indicamos si el funcionamiento es con fuego alto o fuego lento,
si se está trabajando con otro medidor y si existe un bloqueo
debido a alguna falla.
El generador .de frecuencias nos permite generar las señales
de reloj necesarias en el equipo. Es básicamente un oscilador y
por medio de divisiones sucesivas y la combinación, entre éstas,
obtenemos las frecuencias inferiores. i > '• - • • -, :
•12.2. DISEÑO DEL CONTROL DE TEMPERATURA
De acuerdó con la figura 2.1.1. podemos considerar dos sec-
ciones. La primera que representa el tratamiento que se da a la
señal que se obtiene del caldero, y la segunda que es la prove-
niente 'del sensor de temperatura adicional. En nuestro control
25
de temperatura trataremos sobre la primera: es decir, la prove-
niente del caldero.
El control consiste en mantener fija y a un valor .deseado la
temperatura de un-caldero; esto es, mantener constante el valor
de la señal proveniente del mismo. Para esto procedemos a ampli-
ficar a un valor manejable, el de la señal análoga proveniente
del sensor. A este valor lo digitalizamos a' través del conversor
análogo-digital y luego comparamos éste con el valor de referen-
cia seleccionado a voluntad. Según el resultado de la compara-
ción, producimos señales ' que controlan las válvulas de com-
bustible del caldero, pero para diferenciar entre fuego alto, y
fuego lento, comparamos el diferencial real ( ATr) entre la
temperatura medida y la temperatura deseadaf con un diferencial
seleccionado (ATs), de tal manera que si el diferencial real es
mayor que el seleccionado se tenga fuego alto y, caso contrario,
se tenga fuego lento.. Esta posibilidad es de gran utilidad en el
momento del encendido del caldero, pues, permite una mayor velo-
cidad en el encendido, o en su defecto, para evitar oscilaciones
en el momento del apagado cuando se alcanza la temperatura
deseada.
De acuerdo con el diagrama de bloques de la figura 2.1,1.
consideramos como bloques del control de temperatura a los
siguientes dispositivos:
- amplificador
- conversor A/D
- control digital propiamente dicho
26
- generador de frecuencias
- generador de señales de referencia
- interface
Comenzamos por el diseño de los dos primeros dispositivos
mencionados, es decir, el amplificador y el conversor A/D.
2.2.1. PARTE ANÁLOGA E HÍBRIDA
En esta sección, trataremos sobre los procesos y
transformaciones que va a tener la señal producida por la
variación de temperatura hasta ser convertida en una señal
digital" proporcional a la temperatura.
Básicamente a la sección la hemos dividido en dos partes; la
primera donde seleccionamos el sensor más apropiado, y la
segunda en la que explicamos el diseño.
2.2.1.a. Selección del Sensor
De acuerdo con el estudio sobre los diferentes sensores
presentados anteriormente, observamos que los más útiles para
nuestro sistema son el termistor, la termoresistencia y la termo-
cupla, pues los restantes sensores, nos sirven tan sólo para un
rango muy limitado y pequeño; o, por otro lado, los sensores sin
contacto directo tienen su aplicación para temperaturas mucho más
altas a las de nuestro interés.
Como expresamos anteriormente, nuestro objetivo está en rea-
lizar el control en un intervalo comprendido entre la temperatura
27
ambiente y los 300 grados centígrados. En base a esta considera-
ción, analizaremos las diferentes posibilidades:
Si utilizamos en nuestro sistema un termistor, tenemos que,
debido a su alta alinealidad para el rango completo, no será
posible obtener.una precisión aceptable en la medida empleando
métodos convencionales, tales como' agregar resistencias en serie
y en paralelo al termistor.
Para lograr una mayor exactitud, será necesario, entonces,
dividir el rango de temperatura en sub-rangos,.cada uno de éstos
controlado por un sensor independiente. Este mecanismo encarece-
rla el precio de nuestro sistema, a más de dificultar la medición
debido al volumen fisico que implican varios sensores.
Otro mecanismo para cumplir nuestro objetivo serla realizar
la medición.con un único sensor, y corregir al final el resulta-
do, grabando las tablas de temperatura proporcionadas por el
fabricante en "PROMS", de tal manera que se tenga una corrección
punto por punto en la medida. Esto nos producirá una gran exac-
titud en el sistema; pero no todos los fabricantes proporcionan
esta información de los elementos, o bien no está dada para todos
los puntos -de interés.
Podríamos obtener un resultado similar respecto a la correc-
ción de la linealidad, creando una curva que compense las
alinealidades al momento de sumarla a la curva proveniente del
sensor. Esto lo conseguimos por medio de redes de diodos y
resistencias en las que se tienen señales que dependen de la
conducción o no de los diferentes diodos. Cada diodo empie.za a
28
conducir a un determinado voltaje, según su polarización y nos da
a la salida un valor preestablecido de voltaje que sumado al de
la curva proveniente del. amplificador, nos permite corregir la
alinealidad. Sin embargo, esta corrección puede no ser suficien-
te para nuestros requerimientos, o bien para permitirnos la exac-
titud necesaria, serla de difícil cálculo y calibración, pues
requerirla de muchos pasos de corrección, lo que implica una red
de diodos grande.
Si utilizamos como sensor una termocupla, tendremos como
primer inconveniente el hecho de que ésta no nos permite medir
una temperatura absoluta, sino que nos proporciona un valor
relativo.
En este caso tendremos que fijar la temperatura en uno de los
extremos de la termocupla, o en su defecto, crear un mecanismo de
compensación de las variaciones en la temperatura de referencia.
Otro inconveniente es debido a la baja sensitividad del
sensor; puesto que la fuerza electromotriz que se obtiene a la
salida de una termocupla está en el orden de decenas de micro
voltios, por tanto, será necesario utilizar un sistema de alta
amplificación muy sensible, con un alto rechazo al ruido y
corrientes de fuga sumamente pequeñas, pues de suceder lo contra-
rio , ocurriría que los errores introducidos por estos factores,
fácilmente sobrepasen el valor de señal medido. Un sistema con
amplificadores de. instrumentación es bastante costoso y en nues-
tro medio dificil de conseguir.
Una de las posibilidades que resta es que utilicemos una RTD;
29 '
no obstante, tendremos gue, según vimos en la tabla 1.3.1. (capi-
tulo I ), no es posible utilizar una RTD de cobre por su rango de
trabajo, quedando las RTD de platino y de niquel.
El principal incoveniente de un control en base a una RTD es
el alto costo d'el sensor. El precio de éste es mayor mientras
más grande es el rango permitido de medición, y también como ya
lo expresamos cuando realizamos el estudio de los sensores, es de
desearse una resistencia a la temperatura de referencia lo más
alta posible, factor gue afecta al precio del sensor, pues a
mayor resistencia, mayor precio.
En nuestro caso, hubo la suerte de contar con una RTD de
platino de 100 ohmios (Pt 100) , por tanto, nuestro sistema será
realisado en base a ésta.
2.2.1.b Diseño
Las características de interés de la RTD disponible son:
Ro = 100 ohmios a O grados centígrados.
iPtlOO = ImA reguiere corriente constante para estabili-
dad en valores, y de valor pegueño para
evitar autocalentamiento.
100 < R < 212 ohmios variación aproximada de R entre O
y 300 grados centígrados.
En base a estas características debemos ahora diseñar la
etapa de amplificación, de tal manera gue tengamos el voltaje
suficiente como para gue la parte hibrida, esto es, el conversor
análogo-digital (A/D), pueda traducir este voltaje ya sea a un
30
tren de pulsos o directamente a un valor digital en código bina-
rio o BCD.
Puesto gue debemos definir qué niveles de salida requerimos
de nuestro amplificador, debemos escoger qué clase de conversor
A/D utilizaremos, para lo cual hemos tomado en cuenta los
siguientes aspectos del mismo :
- Tenemos tres posibilidades de obtener la señal de salida; en
código binario, en código BCD o como tren de pulsos. Si
escogemos un código binario, para poder esperar 300 grados
centígrados, requerimos por lo menos 9 bits, esto implica
que necesitaríamos un conversor de 10 bits.
- Puesto que las variaciones de temperatura son relativamente
lentas, no requerimos de un conversor A/D muy rápido. Por
esto podemos descartar el uso de conversores tipo paralelo o
de aproximaciones sucesivas, pues la principal finalidad de
éstos, es el ser rápidos; y, por tanto, son costosos.
- Además, seria conveniente el poder obtener el valor directa-
mente en BCD, pues nuestros valores seleccionados a voluntad
están en ese sistema y adicionalmente podemos llevar los
resultados directamente a los "displays", Por esta razón,
descartamos el conversor tipo contador, pues sus respuestas\n sólo en sistema binario,
- Por otro lado, en el conversor de integración, existe la
versión cuyas salidas son directamente en BCD, y tal ves es
el que más nos convendría, pero fue muy difícil conseguirlo,
31
por tanto, el conversor en base al que realizaremos nuestro
sistema será el conversor voltaje a frecuencia (V/F), cuyo
principio de funcionamiento se basa también en la carga y
descarga de un condensador,. igual que el conversor de
integración,, pero con éste necesitamos implementar un siste-
ma que nos cuente la frecuencia resultante y asi poder
cuantificar la conversión..
Una vez escogido el tipo de conversor A/D tenemos entonces
que ver las funciones que debe cumplir el amplificador.
Este, circuito cumple con las siguientes funciones:
- Acoplar las variaciones producidas por la temperatura en el
sensor, de tal manera que se tenga-una señal eléctrica
proporcional a la temperatura a ser medida. En nuestro
caso la señal eléctrica que producimos es un voltaje.
- Proporcionar una corriente constante r circulando a través
del sensor. Como ya explicamos, el control en la corriente
elimina errores y un posible autocalentamiento.
- Corregir alinealidades en la variación de las
características del sensor con la temperatura.
- Amplificar a valores manej ables la señal de voltaj e,
llegándose a valores donde la operación del conversor
análogo-digital tenga un comportamiento más lineal.
El conversor escogido, es el circuito LíV1331(ver apéndice 1J ,
Este trabaja con'un rango de voltajes de entrada que va desde
cero a 40 voltios, pero según el apéndice 1 observamos que traba-
ja de una manera más lineal entre cuatro y 20 voltios.
Si trabaja linealmente a partir de cuatro voltios, y si
escogemos que para cero grados centígrados el amplificador nos dé
este voltaje, esto implica que a la salida del conversor voltaje-
frecuencia, tengamos una frecuencia mínima, la que debe ser
restada para tener una contabilización correcta. Por facilidad
en esta resta, escogemos que la frecuencia para cero grados
centígrados sea de 4000 pulsos mientras habilitamos los conta-
dores; proceso que es controlado por medio de la señal Ckb como
explicaremos posteriormente.
Como veremos en el momento del diseño de los relojes de
control, el tiempo durante el. cual se contabilizan los pulsos
provenientes del conversor V/F es de 0,7 segundos; esto - es,
mientras la señal Ckb es 1L.
En el momento de la calibración, estos tiempos podrán sufrir
pequeñas variaciones, siendo por el momento un punto de partida.
Con estas suposiciones, podemos decir:
para O oC . 4000 pulsos implican fconversor = 5,714 KHz
para 300 oC 7000 pulsos implican fconversor =10,0 KHz
Estos valores de frecuencia están dentro del rango de trabajo
en que el conversor V/F es lineal y que según los datos del
apéndice 1 es hasta 10 KHz.
Asumiendo que. esta • variación de frecuencia es totalmente
33
lineal, necesitamos que a la entrada del conversor V/F se tenga
una variación lineal entre .cuatro y 12 voltios, de tal manera -que*
se tenga la máxima variación posible por cada grado centígrado
* que cambie la temperatura.
El encontrar un amplificador que cumpla con lo antedicho, no
es tan fácil. Entonces explicaremos como llegamos a definir el
amplificador más apropiado paso a paso, aunque rápidamente.
Por el requisito de una gran linealidad, tratamos primero de
£ hacerlo con amplificadores operacionales, trabajando como inver-
sores. Al utilizar uno solo, tenemos dos problemas:
- El voltaje de salida es cercano a cero voltios.
- La variación del voltaje de salida es minima.
Si ponemos varios amplificadores en cascada, -en cambio, si
a. bien eliminarnos los problemas de las muy pequeñas variaciones y
niveles de voltaje, nos topamos con otros problemas:
- La fuente de referencia para nuestro sistema debe ser muy
precisa, pues su influencia en el resultado final es 'muy
grande.
ik ,V - El offset y el corrimiento (drift),' propio de los amplifica-
dores operacionales, presentan demasiada influencia en el-
sistema. De esta manera nos vemos obligados a descartar el uso
C!G amplificadores con estas configuraciones, pese a su gran
ventaja que es la li'nealidad en la amplificación.
Para eliminar grandemente la influencia de las variaciones de£
34
la fuente de referencia, es necesario poner la RTD en un sistema,
que las compense, para lo que utilizamos un puente de Weathstone
a la entrada del amplificador, como observamos en la figura
2.2.1.
Vb
«I R2
Vi
R/r
R5
«—i> voR3 R2 (R5+R4)-R1 R 4 ' R 5___ : ____________
R3 R4 (R1+R2)TTU.V JJ
figura 2.2.1.Circuito Amplificador Simple con Puente de Weathstone
En este momento hemos creado un circuito que por su naturale-
za es no lineal, por lo tanto, necesitaremos seleccionar los
valores de las resistencias, de tal manera que la alinealidad que
se produzca sea minima.
No obstante, este circuito todavía no presta facilidades para
compensar el offset del sistema,, lo que podemos solucionar al
utilizar un 'aislador de impedancias en los puntos VI y V2 7
quedándonos como circuito el de la figura 2.2.2..
Este circuito tiene varias ventajas respecto a los ante-
riores, y son:
- Se tiene una independencia del puente-de Weathstone respecto al
35
amplificador.
Permite compensar las variaciones debidas al offset sin Ínter-
ferir en el resto del circuito.
Es poco sensible a las variaciones de la fuente de alimentación
(Vs).
Rt
R3
-ra=r
5600 ohm
5646 ohm
5600 ohm
5600 ohm
1000 ohm
1000 ohm
82 Kohm
82 Kohm
12 V
15 V
R4
R2 + R4
Vo = A - ( V2 - VI )
Vs V2R3 + Rt
Rl + R3 + Rt
R8-( R7 + R5 ) R7vO — '*~: * v 2. "~ * vi
R5 • ( R6 + R8 ) ' . R5
figura 2.2.2.Circuito Amplificador Perfeccionado
•Vs
36
- Permite corregir el efecto de la variación de la resistencia de
los alambres de conexión, cuando varia la temperatura ambiente.
Según la figura 2.2.2. para que Vo sea positivo y se -tenga
una variación positiva del voltaje con el aumento de la
temperatura, debe cumplirse que V2 > VI y nuestra RTD debe
estar en el ramal de las resistencias R3 o R2. Escogemos el
ramal de R3 .
Hablamos .dicho que debido al uso de un circuito tipo puente,
creamos una influencia no lineal; para minimizar este efecto
debemos escoger las resistencias adecuadamente.
Por simplicidad en el análisis del puente, vamos a procurar
que las resistencias Rl, R2, R3, R4, sean de valor similar.
Puesto que nos interesa medir 300 grados centígrados, con una
precisión de un grado, quiere decir que no podemos introducir una
alinealidad mayor que 0,33%. Además., debemos cuidar que por
nuestro sensor circule una corriente de aproximadamente IraA
constante.
Escogemos para nuestra fuente a- Vs = 12 voltios. Para que
cumplamos" con lo expuesto Rl, R2, R3, R4, deben ser
aproximadamente de 5,6 Kohmios, asi se cumple que I(RTD) =
l,062mA que es aproximadamente ImA. Además, sabemos que para:
O grados C -> Rt(min) = 100-ohmios
300 grados C -> Rt(max) = 212"ohmios
Para todo el rango de variación de la temperatura, la varia-
ción de I(RTD) no.será mayor a 0,99%, por lo que podemos decir
37 ' -
tengamos, la máxima variación posible. Esto, según indicamos,
requerirla que para cero grados centígrados sea cuatro voltios y
para 300 grados centígrados sea 12 voltios; pero, para evitar
que se saturen los circuitos operacionales en caso de utilizar la
misma fuente de 12 voltios y con el fin de limitar la amplifica-
ción necesaria, escogemos que para 300 grados centígrados sea
alrededor de 10 voltios, que podría implicar una amplificación
del circuito operacional A = 100 veces. De esta manera para 300
grados centígrados obtendremos. 9,84 voltios con una sensibilidad
de A = 19,46 rnV/oC en la entrada al conversor V/F.
Hasta ahora siempre hemos considerado nuestro punto de parti-
da para cero grados centígrados el valor de 4 voltios, con el fin
de trabajar en la parte más lineal del conversor V/F. El
problema es que para que todas nuestras suposiciones correspondan
entre si, esto debe cambiar.
Como veremos al analizar la forma como afectan al sistema las
variaciones de las resistencias del amplificador, será sumamente
útil que 'éstas tengan valores fijos con resistencia de baja
tolerancia.
Hablamos escogido la ganancia del sistema de A = 100, pero
tenemos el problema que para que se cumpla con la sensibilidad,
para cero grados centígrados tendríamos 87 3 voltios y para 300
grados seria 14,1 voltios que haria que se saturen los operacio-
nales aún con fuente de +/- 15 voltios.
Debido a este problema, reducimos nuestra amplificación del
sistema a A = 82 veces, con este valor tendremos una sensibilidad
39
= 15,95 mV /oC , que para todo el rango de variación seria
4,7867 voltios. Con estos datos:
7000 pulsos representan 10 KHz y corresponden a Vo(300)=11,1683V.
4000 pulsos representan 5,714 KHa y corresponden a
Vo(100)=6,3815 V. . '
De esta manera nuestro volaje de partida para cero grados
centígrados es ahora 6,3815 voltios,• y además necesitamos que el
amplificador operacional trabaje'con +/- 15 voltios. Con estos
datos podemos seleccionar los valores definitivos para R2 y R4.
Asi sabemos que: Vo = (V2 - VI)- A
para que se cumpla que: Vo = 6,3815 V para cero grados centígra-
dos tenemos que: VI = 5,9752 V
de donde: Rl = 5.600 ohm
R2 = 5.646 ohm
R3 = 5.600 ohm
R4 = 5.600 ohm
A = 82
Nos falta aún determinar qué valores deben tener las
resistencias R5, R6, R7 y R8, escogiendo para cumplir con la
amplificación deseada: R5 = R6 = 1 Kohm
R7. = R8 = 8 2 Kohm.
En este punto tenemos que, matemáticamente nuestro diseño
está solucionado; esto es, asumiendo que nuestros operacionales
sean ideales.
Escogemos para IC1, IC2 al circuito LE/1310 y para IC3 al
40
circuito LM301, cuyas características se enseñan en el apéndice 1.
Nuestra meta para el control de tempertura es una exactitud
de +/- 1 grado centígrado; es debido a esto y a que en la entrada
al amplificador, tenemos variaciones de sólo 200 /A V/oC, por
tanto, hay que considerar que nuestros amplificadores operacio-
nales no son ideales.
Vamos a analizar a .continuación como afectan a nuestro siste-
ma los siguientes factores:
- las variaciones de la -fuente de alimentación (Vs)
- la influencia de una ganancia no infinita
- la ganacia de modo común (CMRR)
- la 'influencia de la variación en las resistencias
- las variaciones con la temperatura ambiente
- las influencias del offset de entrada.
- Respecto a la influencia de la fuente de .alimentación tenemos:
la variación de voltaje por grado centígrado es A =194,6/íV/oC
A( V2 - VI ) debida a A Vs será:
R3+Rt R4A(V2-Vl)=Avs-(
Rl+R3+Rt R2+R4
para O oC A(V2-V1)= 0,00647 AVs
para 300 oC A(V2-V1)= O.,01133 A Vs
habrán, dos influencias: para cero grados centígrados nos produce
un offset, y para 300 grados centígrados un error adicional.
. Para que éste sea en ambos casos menor a un grado centígrado,
A(V2-V1) debe ser menor a 195 ,(X voltios .
41
De esto tenemos para cero grados centígrados - > Avs < 30 mV
para 300 grados centígrados -> Avs < 15 mV.
Con estos datos sabemos que nuestra fuente debe tener
una exactitud de -I-/- 15 mV mínimo.
- La influencia de una ganancia no infinita del amplificador
operacional será :
R8 1_ ___„ _ — — _„_„_„__ «T/''") 1 1 ,
R6+R8 R5 1: : o,
R5+R7 Av
R7
R5
1
R5+R7
AV-R5
. \fiV X
1J.
Según el apéndice 1 , • para el circuito LM 301 Av(mini~
mo) =25000 y asumiendo gue V2 = VI tenemos que a partir de la
fórmula anterior se cumple :
Para cero grados centígrados nos da Vo=-3,296 V y para 300 oC
Vo=~3,328 V. Siendo la diferencia dif= 31,43mV, ésta nos da un
error -que equivale a dos grados centígrados, debido a la
diferente amplificación para cada ramal del puente de Weathstone.
Sin embargo , utilizando la ganancia de lazo abierto típica
Av = 160.000, tenemos un error de 5 mV.gue estarla dentro de
tolerancia.
Además, existe una influencia que es la reducción del voltaje
de salida, pues con los valores correctos para VI y V2 , obtenemos
Vo (O oC) = 3,113 V y Vo (300 oC) = 7,886 V, factor que no afecta
a nuestro sistema, pero debe ser tomado en cuenta en el momento
de la calibración . Sin embargo , para una ganancia tiplea
42
Av = 160.000; estos valores son más cercanos a los originalmente
calculados.
- Para la influencia de la ganancia de modo común (CMRR),
tenemos que ésta afectará sólo a la parte del amplificador
que trabaja como no inversor.
VAvo (error) = • A
CMRR
siendo "V" el valor máximo que-se tiene para V2. Del apéndice 1
tenemos para el circuito LM307 CMRR = 70db mínimo (G = 3162).
Con estos datos calculamos que Avo (error) = 158 mV que
equivaldría a un error de diez grados centígrados/ pero como la
variación de v2 'no es respecto a cero voltios sino respecto a V2
(mínimo)/ podemos considerar el error sólo debido a la diferencia
en el puente/ obteniendo asi: Avo (error real) - 2 mV.
- Respecto a la influencia de las variaciones en las
resistencias del amplificador/ partimos de que éstas tendrán una
precisión del 1%. Si tanto R5 y R6 como R7 y R8 varían en el
mismo sentido/ la influencia es nula o despreciable; pero/ si
las -resistencias del lado positivo del operacional varían en
forma contraria a las del lado negativo, podemos/ en el peor de
los casos, tener un error de 120 mV, que equivale a ocho grados
centígrados.
- Respecto a la influencia de .las variaciones de temperatura
ambiente/ tenemos que en esta sección debemos analizar la
influencia del corrimiento (drift) que se presenta tanto en el
43
voltaje de offset como en la corriente de offset.
El efecto del corrimiento del voltaje de offset será
multiplicado por la ganancia del sistema y además serán sumados
los efectos de cada amplificador operacional utilizado.
Los circuitos IC1, 1C2 (LM310) tienen corrimiento que es
igual a lO^V/oC (típico), y el circuito IC3 (LM301) igual a 30
/IV/oC (máximo) .
Avo (drift) = 2 - lO/íV/oC-82 + 30/íV/ oC-82
que nos da para el peor de las casosAvo (drift) = 4/1 mV/oC
A este valor debemos sumar la diferencia del corrimiento en
la corriente de offset, ésta es importante en IC3 donde "drift I"
= 0,6 nA/oC. .A partir de ésto obtenemos que Avo (drift I) =
42 /(V/ oC.
Sumando tenemos Avo (drift total) = 4,14_mV / bC.
- Respecto a la influencia del offset de entrada, tenemos que
del apéndice l'será de 10 mV máximo (LM310, LM301). Este efecto
también es aumentado debido a la amplificación y además se sumará
la influencia de todos los operacionales que intervienen, de esto
el A(error offset) = 2,4 V.
Analizando las últimas consideraciones, podemos ya darnos
cuenta de que hay que poner especial cuidado en el momento de la
calibración y además, qué problemas y limitaciones esperamos para
nuestro aparato. También, podemos definir en caso de requerirse
un cambio de circuitos operacionales, qué características mínimas
deben tener. Resumiendo éstas tenemos:
44
fuente 12 +/- 0,015 voltios
ganancia de lazo abierto Av > 80000
ganancia de modo común CMRR > 80 db
resistencias del amplificador precisión 0,1%
corrimiento de voltaje < 3üV/ oC
. offset de voltaje debe permitir compensación*
De estas caracteriticas, podemos cumplir algunas, pero otras
nos veremos imposibilitados. Es asi como en el caso de las
resistencias no podremos obtenerlas en la presición deseada. Este
factor puede traernos problemas en conseguir nuesro obj etivo,
puesto que' como vimos la influencia de éstas puede darnos un
error máximo de ocho grados centígrados.
Además, seria deseable cambiar nuestros circuitos operacio-
nales por otros de mejores características, pero éste encarecerla
al sistema, a más de -que no son fáciles de conseguir. Con los
operacionales escogidos, tenemos la certeza de estar dentro de
+/•- 1 grado centígrado de error, siempre y cuando la temperatura
de los circuitos integrados no varié más de cuatro grados centí-
grados .
Las demás características han sido cumplidas en mayor o menor
grado dentro de tolerancia. - .
Hasta el momento hemos definido y diseñado a nuestro amplifi-
cador. Matemáticamente los valores de interés son:
- para cero grados centígrados . Vo = 6,3815 V
- para 300 grados centígrados Vo = 11/1683 V.
A partir de estos datos debemos diseñar el conversor V/F, de
45 '
tal manera que para cero grados centígrados tengamos 5,714 KHz y
para 300 grados centígrados tengamos 10 KHz, como expresamos
anteriormente. Hablamos ya escogido para este efecto el circuito
LM331. El circuito que utilizaremos es el de la figura 2.2.4..
Según datos que ofrece el fabricante (ver apéndice 1), y
analizando el circuito integrado, tenemos que deberá cumplirse
para una mayor linealidad en la conversión que Cl»Ct y Rl»Rs.
Además Ri debe ser similar a Rl.
En base a esto escogemos: Cl ~ 1 tt F
Ct = 0.01/ÍF
Rt = 6,8 K ohm
Rl = 100 K ohm
con estos datos obtenemos Rs = 11.886 ohm.
C+15V)Vp (+5V)
-15V
Ri = 100 KohmCi = 22 nFRe = 50 KohmRb = 22 KohmRa = 47 ohmCl = 1/íFRd = 22 Kohm
figura 2 . 2 . 4 .Conversor Voltale - Frecuncia
46
La resistencia Ra la utilizamos para crear una histéresis en
la carga y descarga del condensador "Cl" y asi asegurar una mayor
linealidad. El condensador Ci nos permite filtrar un poco el
voltaje de entrada, escogemos Ci = 22 nF,
El potenciómetro Re junto con Rfo nos permiten corregir un
poco la frecuencia en base a un ajuste de offset.
Puesto que la señal de salida va a comandar circuitos TTL,
requerimos que ésta tenga cinco voltios de amplitud', lo que
conseguimos al conectar la salida (open collector) a través de
una resistencia que.limita la corriente a una fuente de cinco
voltios.
Hasta este momento hemos convertido la variación de la terrno-
resistencia en una frecuencia proporcional. Tenemos definidos
todos los valores, tanto de resistencias, como de condensadores.
En primera instancia con éstos deberíamos obtener los valores
deseados, pero como veremos en el capitulo tercero, requeriremos
algunas modificaciones, y además sólo entonces veremos si los
factores reales de los amplificadores operacionales y del conver-
sor V/F nos permiten obtener la precisión de un grado centígrado
en nuestro sistema.
Nos falta ahora diseñar todas las operaciones que se realizan
de una manera digital.
2.2.2' Parte Digital
Esta sección comprende las siguientes partes:
47
a) la que nos permite contar los pulsos provenientes del
conversor A/D.
b) la que permite determinar el valor del diferencial de
temperatura real (Atr).
c) la sección donde realizamos las comparaciones entre los
valores reales y deseados.
d) el generador de las frecuencias-necesarias y señales de
sincronismo para la interconexión de las secciones anteriores.
e) el interface,
2.2.2.a.Contador de los Pulsos Provenientes del Conversor A/D •
Una vez que hemos transformado la temperatura medida en un
tren de pulsosr será necesario un sistema que nos permita cuanti-
ficar la cantidad de pulsos que tenemos.
Como es de nuestro interés presentar el valor de la medición
directamente .en grados centígrados en un indicador luminoso
(display), podemos considerar como una gran ayuda el utilizar
contadores -7490 (módulo 10, asincrónico, transición negativa)/ de
tal forma que se la pueda realizar directamente. Sus
características se encuentran en el apéndice 1.
Un inconveniente que tenemos por el uso de estos contadores,
lo veremos al realizar la determinación del diferencial de tempe-
ratura real.
En resumen, en nuestro sistema; entonces, contaremos una
cantidad de pulsos . que llevados a un indicador luminoso nos
48
indiquen la temperatura entre cero y 300 grados centígrados.
Si contamos simplementer por ejemplo un máximo de 300 pulsos,
corremos el riesgo de perder un pulso al-inicio/ o de agregar uno
al final del conteo. Con esto estaremos creando un error, el que
podemos eliminar muy fácilmente al contar, por ejemplo/ 3000
pulsos en lugar de 300, para que luego procedamos a eliminar el
digito menos significativo.
Utilizaremos el circuito de la figura 2.2.5..
Roí * «r .
il-LL-
Rotl) 7490(A)
R5(íRS$Qa Qb Qc Gd '
CJ ' '*— i«í
será modificadoposteriormente.
) 2D 3D 4Dñ¿7475(A)í
A memoria 7475(B)A memoria 7475(E) X ,
A comparador 7485(A) A comparador 7485(A)
figura 2 . 2 . 5 .Circuitos de Conteo y Memorización de la Temperatura Real
A comparador
7485(A)
49
El sistema presentado funciona de la siguiente manera:
Los pulsos provenientes del conversor V/F (A), van al conta-
dor de las décimas de grado a la entrada A. La salida Qd de éste
alimentamos a la entrada A del contador de las unidades y asi
sucesivamente hasta el contador de las centenas.
Puesto que el sistema cuenta en módulo 10 (Qa realimentada a
la entrada B) , cuando pasa de 9(1001) a O(-OOOO) la transición
negativa en Qd activa al siguiente contador, obteniendo asi un
contador decimal de O a 9999.
Los pulsos existirán continuamente a la salida del conversor
V/F a partir del encendido del sistema, de tal manera que nace
la necesidad de que limitemos el tiempo de conteo. Este problema
lo resolveremos con la señal tiempo base (Ckb), señal que permite
habilitar o no el paso de pulsos a los contadores, y que la
analizaremos posteriormente.
Además, para este efecto, los contadores 7490 disponen de
cuatro entradas Ro(l), Ro(2), R9(l), R9(2), las que nos permi-
ten, según la tabla 2.2.1., borrar los contadores o habilitarlos
para el conteo.
Analizando la tabla 2.2.1. podemos fijar :
Ro(2) -> 1L
R9(l) -> OL
R9(2) -> 1L
Realizaremos entonces el control a través de la entrada Ro(l)
50
teniendo que 1L borra los contadores y OL permite el conteo.
Entradas de Inicializ ación
Ro(l)
H 'HXXLLX
Ro(2)
HHXLXXL
R9(l)
LXHXXLL
R9(2)
XLHLLXX
Qd
LLH
Salidas
Qc Qb
L LL LL Lcuentacuentacuentacuenta
ii
Qa
LLH
tabla 2.2.1.
La señal que tendremos en Ro(l) será una onda cuadrada de
periodo suficientemente largo para que durante su permanencia en
OL, podamos contar los pulsos que nos representarán la
temperatura real medida.
Además, realizamos un control adicional a Ro'(l), pues la
señal "A" que representa a los pulsos del conversor V/F es
controlada también por la señal Ckbr de tal manera que sólo se
tengan -pulsos durante el tiempo en que los contadores 7490(A)
están habilitados por la señal Ro(l).
En el momento en que Ro(l) cambia a 1L, toda la información
de los contadores será borrada y, por -lo tanto, perdida. Para
evitar esto, necesitamos almacenar y memorisar la información
antes de que se produzca el borrado.
Para este efecto utilizaremos.los circuitos 7475(A) que son
"LATCHES", que permiten memorizar una señal dependiendo de que se
habilite su entrada "ENABLE" o no. Cada circuito 7475 guarda un
51
número en BCD, asi que utilizaremos tres integrados para las
centenas, decenas y unidades, procediendo en este paso a eliminar
el dígito menos significativo de las décimas de grado, obteniendo
asi una exactitud de un grado centígrado en la medición.
En la misma figura 2.2;5, podremos observar el circuito de
medida de los pulsos aclopados a la memoria para su posterior
utilización.
Además, en este paso realizaremos una modificación en el
circuito .de las centenas. En el punto anterior hablamos visto
que debido a las condiciones necesarias para una mayor linealidad
en el conversor V/F, requeríamos que para la temperatura de cero
grados centígrados, éste ya trabaje con un voltaje, el que nos
produce a la salida del conversor V/F, pulsos aún sin tener
temperatura. Este valor escogimos que sea 4000, pulsos pues de
esta manera, nos será más fácil corregir. " Nuestro interés es
restar los 4000 pulsos que llegan al contador. El dígito menos
significativo • fue eliminado anteriormente, faltándonos entonces
sólo restar 400 pulsos.
Un mecanismo sencillo de lograrlo es el impedir simplemente
que mientras ocurren los primeros 400 pulsos, los resultados que
van a la memoria de las centenas sean tomados en cuenta.
Esto lo logramos con el uso de un sencillo circuito combina-
cional, que. es el de la figura 2.2.6.. Esté se aplica sólo entre
las salidas del contador de las centenas y su respectivo "LATCH".
Si observamos.el comportamiento de este circuito, tendremos
52
la tabla 2.2.2,.
Qo
UJoceoo
ou
1D
4D
LUh-
ÜJ
<
cro
figura 2.2.6.Circuito Combinacional
Analizando la tabla 2.2.2., podemos ver que antes de que se
represente 500 pulsos en las salidas de las centenas del contador
se tiene OL en las salidas para las memorias, consiguiendo así la
eliminación de 400 pulsos.
CONTADOR MEMORIA A NUMERO
Q3
000000001
Q2
00001-111X
Ql
0011.0011X
QO
01010101X
4D
000000001
3D
000000001
2D
00000011X
ID
00000101X
BCD.
00000123
sin uso
tabla 2.2.2.
Cuando las cuentas llegan a 800 o 900 pulsos, se tiene que en
las memorias tendremos el equivalente a C y D en hexadecimal, lo
que asumimos no ocurrirá, pues implicarla que se tenga una tempe-
ratura de sobre 400 .grados centígrados. Además, de ser
necesario, podemos utilizar esta circunstancia para crear un
53
control que apague todo el sistema, de llegarse a producir éste.
Si observamos las características de funcionamiento de los
circuitos 7475(A) presentados en el apéndice 1, veremos que
nuestra señal ENABLE (G), permite memorizar cuando es OL; y,
cuando es 1L permite transferir los valores de las entradas D a
las salidas Q.
La formación de la señal de control "G" será explicada poste-
riormente, indicando solamente por el momento, que ésta deberá
ser OL, una vez que ha terminado el periodo de conteo y antes de
que los datos- en las salidas de los 7490(A) .sean borrados.
2.2.2.b. Determinación del Valor del Diferencial Real de Tempe-
ratura (A tr)
En nuestro sistema de control, hablamos hablado sobre la
posibilidad de realizar un control de fuego lento y fuego alto,
dependiendo de la comparación entre el diferencial real de tempe-
ratura A Tr y el seleccionado ATS, como hablamos explicado en
la sección 2.2.,
Para poder cumplir con este objetivo, primeramente 'debemos
determinar el diferencial real de temperatura Air.
Podemos definir aATr como la diferencia entre la temperatura
seleccionada (Ts) y la temperatura real medida (Tr).
A Tr= Ts-Tr
De esta fórmula, observamos que será necesario realizar una
resta de dos valores digitales. Hablamos dicho anteriormente que
54
el hecho de realzar el conteo de los pulsos provenientes del
conversor V/F, utilizando los contadores 7490, tenia un inconve-
niente. Para explicar éste, primero debemos expresar que, si
hubiéramos realizado el conteo en el sistema binario y no en
sistema BCD (módulo 10), la resta podría ser llevada a cabo
empleando técnicas que cuentan con el soporte de circuitos
integrados, tales como el 74181, que es una unidad aritmética
lógica, que nos permite realisar directamente la resta de dos
números binarios o, en su defecto, emplear métodos para la resta
utilizando sumadores (7483) .
Sin embargo,- el conteo en sistema binario, si bien es más
fácil de diseñar en la determinación de Z\Tr, requerirla, por
otro lado, del uso de conversores de Binario-BCD (74185), para
que pueda ser presentado en indicadores el valor de la medición.
Estos conversores tienen un precio comparativamente"alto.
Cuantitativamente, -este sistema seria un 270% más costoso que
realizando, la resta en BCD, de la manera que explicaremos a
continuación :
La forma como procederemos a obtener el valor de ATr será
contando el número de pulsos que son necesarios para que un
contador que, partiendo del valor de la temperatura real,
aumente su valor hasta igualar el valor de la temperatura
seleccionada.
Como podemos notar, estamos partiendo de la suposición de que
el diferencial de temperatura real será siempre mayor o igual a
cero, esto es, que la temperatura real sólo podrá igualar y no
55
sobrepasar a la temperatura seleccionada. Esta consideración será
verdadera la mayor parte del tiempo, pero no podemos descartar la
posibilidad de que se tenga Tr > Ts, caso en el cual no será
necesario obtener Air, pues automáticamente debemos realizar el
control necesario para impedir que se mantenga esta situación, lo
cual explicaremos posteriormente.
El circuito utilizado en la obtención de Air, es el de la
figura 2.2.7..
El circuito del sistema antes mencionado consta de tres
contadores 74190, estos son contadores " UP/DOWN", sincrónicos/
activados por la transición positiva y con posibilidad de- cargar
de
7de 7475CA)
Tr unidadesde 7475(A)
Tr decenas Tr centenas
CK_LE ^^ITCK 74190
—-PL G&QbCcQd
K
)CK
i±A B C O
74190 Lr~
"- foQcgdj3CK 74190 '
Qa Qb QcGd
Ao Al A2A37485CB)
B5a m co oa coa:a: cí r
Ao A1A2A37485(B)
B3CG m oa ca cacD*s n r* s^ n<X < cr
_$_
Rol
A
CK1
7490(8)
QACBXil
t
?B2
AoAl A2A37/ífí5(0)
B3cG CQ ca CD 00 CQ
A
J^
Rol490
QArecccr
T realunidades
T realdecenas
figura 2.2.7.Circuitos para la Determinación de AT Real
56
un valor inicial asincrónicamente a las salidas. Sus
características las encontramos en el apéndice 1.
El principio de este sistema consiste en cargar al contador
74190 con el valor dé temperatura real. Una vez que se ha reali-
zado esto, habilitamos el funcionamiento del contador en forma
ascendente (UP).
La salida de los contadores es comparada en magnitud por
intermedio de tres circuitos 7485(B) con .el valor de temperatura
seleccionada y el momento que las dos magnitudes: valor del
contador y Ts, son iguales, termina el conteo. Mientras tanto,
simultáneamente, procedemos a contar el número de pulsos que
fueron necesarios para igualar las dos magnitudes, en dos conta-
dores 7490(B), resultado que representa el valor del diferencia].
real de temperatura (ATr).
De acuerdo con la figura 2.2.7. y, según.las característi-
cas observadas en el apéndice 1, para un funcionamiento correcto
de los circuitos 74190 conectados en cascada, necesitamos varias
señales de control:
- Una señal ENABLE (K), la que permite controlar 'si
realizamos o no el conteo.
- Otra señal necesaria será LOAD (L), la que nos permite
transferir los datos que se encuentran en las entradas
A,B,C,D, a las salidas Qa,Qb,Qc,Qd respectivamente.
La señal, de reloj (CK) será alimentada al contador de las
unidades, ya que los contadores 74190 van en cascada. Durante
57
el proceso de conteo, cuando ocurre el cambio de nueve a cero
(ver apéndice 1), se produce un pequeño pulso "RIPPLE CLOCK", el
que .sirve como reloj para el contador de las decenas y de igual
forma entre decenas y centenas.
Por último, puesto que siempre contarán en modalidad "UP",
se podrá fijar la entrada "UP/DOWN" en OL.
Las salidas Qa, Qb, Qc, Qd de los circuitos 74190 son lleva-
das a los comparadores de magnitud 7485(B) a'las entradas AO,
Al, A2, A3 . Las restantes entradas BO, Bl, B2, B3 son alimenta-
das con la información en BCD, de la temperatura seleccionada por
nosotros a voluntad.
Analizando las características del circuito 7485 (ver
apéndice 1), observamos que para poner dos o más comparadores'de
magnitud en cascada, de tal manera que cuando se cumpla que
A > B, tengamos un 1L en la salida A > B, el menos significativo
deberá tener las entradas:.
A<B en OL
A=B en OL
A>B en 1L
Las salidas de las unidades son alimentadas a las entradas de
cascada del comparador de las decenas y asi sucesivamente.
Posteriormente, las salidas del comparador de las centenas
serán utilizadas para generar las señales de control de los
circuitos 74190 generando las señales: ENABLE (K), y para e]
control del reloj de los contadores 7490(B) llamada CK1.
58
Los contadores 7490(B) son utilizados en módulo 10, por
tanto, como se explicó anteriormente, Qa debe estar conectada a B
y la salida Qd del menos significativo debe conectarse a la
entrada A del siguiente contador.
El contador de las unidades.recibirá entonces la misma canti-
dad de pulsos que el contador 74190, mientras la señal K habi-
lita el conteo.
El control de borrado y conteo en las 7490(B), se lo realiza
a través de la señal en la entrada Ro(l), señal que la llamare-
mos (R) .
Todas las señales de control, es decir, L, CK, CK1, K y R
serán explicadas posteriormente.
Hasta el momento hemos explicado la manera de cuantificar la
temperatura real medida, asi como el diferencial de-ésta respecto
a la temperatura seleccionada. • Podemos decir que con esto hemos
diseñado la parte del control que corresponde a la medida de los
parámetros reales; nos falta ahora realizar la comparación de
parámetros reales y deseados, de lo cual obtendremos las señales
que permitirán controlar las válvulas de combustible.
2 . 2 . 2 . c. Comparador de Parámetros Reales y_ Deseados
Nuestro sistema es el de la figura 2.2.8..
En nuestro sistema contamos al momento 'con cuatro datos . que
nos indican el valor de los parámetros reales y seleccionados.
59
Estos son:
- temperatura real (Tr) - temperatura seleccionada (Xs)*
- diferencial real de - diferencial seleccionado de
temperatura (A'Tr) temperatura (A.Ts) •
Procederemos a comparar las magnitudes de estos cuatro va-
lores para lo-que utilizaremos comparadores 7485.
Para la comparación entre Tr y Ts utilizamos tres compara-
dores (ccmp T) y para la comparación deATr y ATS dos compara-
dores (comp A. T). Como explicamos anteriormente, conectamos en
cascada los comparadores y fijamos las entradas A<B en OL, A=B en
OL, A>B en 1L en el comparador menos significativo para "cornpAT"
y las entradas A<B en OL, A=B en 1L, A>B en OL para "comp T",
según el apéndice 1.
En el caso de la temperatura, la información de Tr será
conectada a las entradas AO, Al, A2, A3 y la de Ts a BO, Bl, B2,
B3 de "comp T", y para el diferencial de temperatura, ATJ: conec-
tamos a las entradas BO...B3 y ATS a AO...A3 respectivamente de
"comp AT" .
Del proceso de comparación, tendremos como salida tres
informaciones de la comparación entre Tr y Ts y tres de esta
comparación entre Axr y ATS .
Observando la tabla 2.2.3., tenemos que las salidas del
comparador más significativo dependerán de cuál de las variables
A o B es mayor, o en efecto de si éstas son iguales.
60
T
<?h-01
Tr\s
SELECTORUNIDADES
J J J i
SELECTORDECENAS
J1LL
74147A B C D0 0 0 0
U- -Ts inv T- -T +\:
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SELECTORCENTENAS
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|
Ts decenas fs centenas
-
-
ATSQ
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/\Ts inv.O U O 0
7414710/BCO
SELECTOR
DECENAS AT
figura 2.2.8.Comparación de Valores Reales v Seleccionados
61
En nuestro sistema de control necesitamos el siguiente
comportamiento:
mientras Tr < Ts -> habilita paso de combustible
Tr = Ts -> habilita paso de combustible
Tr > Ts -> bloquea paso de combustible
además si: ATr >ATs -> fuego alto
ATr =ATS -> fuego lento
ATr <ATs -> fuego lento
En este momento debemos hacer una.aclaración: Las señales de
Ts y A Ts, son seleccionables a voluntad por medio de
microswitches, como veremos posteriormente; sin embargo, el
resultado de .la selección queda con su lógica invertida; por
ejemplo, un número nueve será normalmente en BCD "1001", pero el
valor de nuestra selección será "0110", que corresponde al número
seis en BCD. Para corregir este error utilizaremos inversores,
pero el valor de Ts que va a nuestros comparadores, no será
invertido por simplificar el cableado en nuestra platina de
control. Para • contrarestar esto, modificamos el valor de Tr
invirtiéndolo, proceso que pudimos observarlo en la figura
2.2.5., donde como ya explicamos, utilizamos "LATCHES" para
memorizarlo.
Los valores que van a "COMP T" son aquellos que salen de las
salidas negadas de los "LATCHES" 7475(A).
Hemos corregido la diferencia en la representación entre Tr y
Ts, pero tenemos que tomar en cuenta ahora que un número que
62
antes hubiera sido más pequeño que otro, debido a la inversión de
1L por OL y OL por 1L, se comporta como más grande y viceversa.
COMPARADOR '
COMP. T -
COMP A T
VARIABLES
A
Tr invert
AAA
ATS
AAA
1
DE ENTRADA
B
. Ts invert.
> B= B< B
ATr
> B= B< B
VARIABLES
1LOL
' OL
1L1LOL
DE
OL1LOL
OLOLOL
SALIDA
OLOL1L
OLOL1L
tabla 2.2.3.
Según lo gue acabarnos de explicar y, tomando en cuenta la
tabla 2.2.3., como Tr representa la variable A de "comp T", siem-
pre que la salida A > B -> 1L, tendremos que se cumple Tr < Ts.
De tal manera que cuando A < B..-> 1L será sólo cuando Tr > Ts y
debamos bloquear el paso de combustible. Esta salida la denomina-
remos "m" y se usa para habilitar el paso de combustible en la
válvula que controla el fueqo lento, después de pequeñas modifi-
caciones que serán explicadas posteriormente.
Para permitir también la posibilidad de fuego alto, incremen-
tamos el flujo de combustible por una segunda válvula al flujo ya
existente, a través de la válvula de fuego lento. Esta posibi-
lidad será siempre que ATr>£o?s que, según la tabla 2.2.3,
corresponde a la salida A > B -> 1L. Esta salida la llamamos "n"
y nos controlará entonces la válvula de fuego alto, después de
pequeñas modificaciones que serán explicadas más adelante.
2.2.2, d. Generación de Frecuencias y. Señales de Sincronismo
. Esta sección es fundamental en nuestro sistema, pues el
correcto funcionamiento del aparato depende enteramente de que
cada señal de control ocurra en el momento preciso.
Nos preocuparemos primero de generar una frecuencia básica y,
a partir de ésta, producir otras que son submúltiplos. Con la
interrelación de éstas, podemos crear todas las señales
necesarias.
Antes de hablar de la generación de nuestra frecuencia bási-
ca, hay que tomar en cuenta los requerimientos:
Para determinar el valor deseado de ésta, tendremos que tomar
en cuenta que nuestro aparato,-.no sólo va a tener la posibilidad
de controlar la temperatura, sino que simultáneamente o mejor
dicho alternadamente, debe permitirnos la posibilidad de medir
la temperatura a través .de otro sensor. Este proceso lo expli-
caremos en un próximo punto.
'Nuestra primera señal de control será Ckb (Reloj de tiempo-
base). Los pulsos provenientes del conversar voltaje frecuencia,
son permanentes; ^significa que, durante todo el tiempo tenemos
pulsos. Para poder tener una cuantificación de los pulsos,
necesitaremos una señal de control que permita o no el paso de
ellos a los contadores; asi, durante el tiempo en que Ckb está en
1L, los pulsos pueden pasar a los contadores, y durante el
tiempo en que Ckb está en OL, se bloquea el paso de éstos.
Ahora, estamos en el problema de seleccionar el periodo que
debe tener la señal Ckb. Este dependerá de la frecuencia a la
que trabaja el conversor V/F; a mayor frecuencia, menor periodo.
Por los requerimientos del contador, sabemos que :
para O grados centígrados tenemos O pulsos
para 300 grados centígrados tenemos 3000 pulsos
Esto - nos- acarrea dos problemas. El primero, puesto que
posteriormente vamos a realizar restas, puede ocurrir que llegue-
mos a obtener como resultado de éstas -1 o -2, lo que complicarla
nuestro sistema enormemente. Según esto, tenemos que serla muy
práctico trabajar con un cierto offset.
El segundo problema, es que para voltajes cercanos a cero
voltios, el conversor V/F es muy inestable,- teniendo un voltaje
de transición a partir del cual trabaja correctamente.
Además, como expresamos en el momento del diseño del ampli-
ficador, es conveniente poner un offset, de tal manera que a la
salida tengamos para cero grados centígrados 4000 pulsos en el
contador; pues, posteriormente restamos los 4000 pulsos y el
resultado es el deseado. Entonces, ' nuestros requerimientos
actuales serán:*
para O grados centígrados,tendremos 4000 pulsos
para 300 grados centígrados/tendremos 7000 pulsos
Analizando la frecuencia de trabajo del conversor voltaje
65
frecuencia, tenemos que ésta es lineal entre O Hz y 10 Khz (ver
apéndice 1J, pasada esta frecuencia el incremento es no lineal.
Por otro lado, un ciclo completo de control y medición de
nuestro aparato será dos veces el periodo de Ckb. Si bien es
cierto que este tiempo no es muy critico, y no necesita ser muy
rápido, por cuanto la masa que se calienta es muy grande y las
variaciones de temperatura serán lentas; no podemos, de todas
formas, escoger un tiempo muy largo. Ante esto, si hacemos que
el conversor nos dé para 300 grados centígrados de temperatura
una frecuencia de 10 Khz y, ya que se realiza sólo el conteo de
frecuencia cuando Ckb está en 1L, implica que:
T(Ckb)/2 = T(10 Khz}-7000
siendo T(10 Khz) = 0,0001 seg.
implica que T(Ckb) =1,4 seg.
Por lo antedicho, y por el resultado obtenido, tenemos que
se realizará cada 2,8 segundos una corrección del valor de tempe-
,ratura, lo que a nuestro modo de ver es todavía suficientemente
exacto para poder tener un correcto control .
Tenemos seleccionada entonces la primera variable correspon-
diente a la señal .Ckb.
T(Ckb) = 1,4 seg. f(Ckb) = 0,7143 Hz
Otra señal importante es el reloj Ck2; ésta, según podemos
ver en_la figura 2.2.12. (pag.74), es una señal cuyo, periodo es
1024 veces más pequeño que T(Ckb); esto es:
66
T(Ck2) = T(Ckb) / 1024
T(Ck2) = 1,367187 m seg. f(Ck2) = 731,4285 Hz
La razón para esto explicaremos más adelante.
La señal Ck2 viene a ser la señal base para los contadores,
por medio de 'los cuales calculamos el diferencial real de tempe-
ratura; esto es, los contadores 74190 y 7490(B), es decir, las
señales CK y CK1.
La manera como generamos entonces las señales es la
siguiente :
Producimos primero Ck2 y.dividimos a éste, de tal manera que
512 pulsos de Ck2 nos dé 1/2 pulso de Ckb. Generamos Ck2 por
medio de un timer 555, haciéndolo trabajar como oscilador;, es
decir, corno un multivibrador aestable.
El circuito utilizado es el de la figura 2.2.9..
Para el diseño nos valemos de los siguientes datos proporcio-
nados por el fabricante (ver apéndice 1), esto es:
Tl=07693- (RAH-RB) -C
T2=0,693*RB-C
T = TI + T2 = 0,693'(RA +2-RB)-C
1,44•e— :
(RA+2-RB)•C
V
De esto tenemos que para obtener f(Ck2) = 731,4285 Hz
RA= 5659 ohm (4,7Kohm + lOOOohm variables)
67 •
+5V
C =
27 kohm
33 nF>RA
RB27
8
Timar
5 5 5
10 nF
590ohm
CK2
figura 2.2.9.Generación de la Frecuencia Ck2
Como hemos indicado, la señal.Ckb, tiene que ser dividida
exactamente para 1024, y surge el problema de cómo hacerlo sin
utilizar un considerable número de circuitos integrados.
Después de analizar varias posibilidades (555, PLL, etc.),
encontramos que en nuestra opinión,, el mejor sistema es utilisan-
do el circuito integrado 4020 (CMOS), Este circuito es básica-
mente un contador binario de 14 pasos, que permite la posibili-
dad de ser reseteado, iniciando la cuenta nuevamente.
Cabe ahora dar una explicación del por qué T(Ckb) es 1024
veces T(Ck2). Comencemos recordando que la importancia de Ckb,
es, por un lado, si su salida es 1L, habilitar el paso de pulsos
a los contadores que cuentan la frecuencia, proveniente del
conversor V/F, como se explicó anteriormente; y, por otro lado,
mientras Ckb es OL permite a nuestros circuitos efectuar las
operaciones necesarias para el correcto control de la
68
temperatura. Durante este tiempo, como parte del control, el
conjunto de contadores 74190 ( ver figura 2.2 11. - pag.73) ,
cuenta en modalidad ascendente hasta que los comparadores de
magnitud 7485(B) igualen con el valor deseado de temperatura.
Continuando con la explicación, ahora vamos a suponer como
limite físico máximo de nuestro control 399 grados centígrados, y
que al momento se tenga como temperatura inicial los cero grados
centígrados; hasta que los comparadores de magnitud igualen el
valor de 399, serán .necesarios 399 pulsos de Ck2. Entonces,
nuestro divisor deberla ser de 2x399; esto es, 798 veces mayor
el periodo de Ckb que el de Gk2. Si esta relación es mayor que
798, no afecta a nuestro sistema, pues simplemente, terminan las
operaciones de control y permanece en estado de espera hastct que
la señal Ckb cambie de estado y otra vez se inicie el proceso.
Pero si esta relación es menor, se crea un limite físico al
circuito para cumplir su trabajo en casos extremos.
Aclaremos que nuestra finalidad es un sistema de control
hasta 300 grados.centígrados y además, la caja negra que repre-
senta el control en si, . podría ser aplicada no sólo a
temperatura, sino a cualquier variable que nos dé a la entrada,
pulsos de una manera apropiada'y que pueda trabajar en base a un
. control de tres posiciones.
Según lo expresado, entonces, dividimos a Ck2 para 1024,
con el fin de obtener Ckb, para lo que requerimos de diez pasos
de división, o sea diez bits; pues, si utilizamos un bit
menos, tendríamos una división para 512, la que sólo nos permi-
69
tiria medir hasta 256 grados centígrados .
En la realidad, la señal obtenida no es directamente Ckb, sino
la señal Raf que corresponde al complemento de Ckb. (Ver figura
2.2.10.).
1 2 512 513 1023 1024 1 2
Ra
Ckb.
figura 2.2.10.Gráfico de Señales Básicas
La manera como conseguimos la división para 1024 es realimen-
tando la salida Qll del circuito 4020 a la entrada reset del
mismo. De esta manera, en Q10 tenemos la relación deseada fver
apéndice 1 ) .
Todas las otras señales de control las producimos a partir de
estas señales Ck2 , Ra y Ckb,
Asi, entre las señales de reloj que quedaron pendientes, y
tomando como referencia la figura 2.2.11. (pag.73), tenemos:
- Señal "A" : es la frecuencia controlada que ingresa a los
contadores 7490 (A) .
- Señal Ro(l): es la que controla el borrado de los conta-
dores 7490(A) .
- Señal G: permite mernorizar la salida de los contadores
7490 (A) (temperatura real) en las memorias 7475 (A) .
70
- Señal L; permite cargar el valor real de temperatura en los
contadores 74190.
- Señal CK: es el tren de pulsos para el contador 74190.
- Señal CK1: es el tren de pulsos para el contador 7490(B)
donde se determina el valor del diferencial real de
temperatura Air.
. - Señal R: permite borrar la salida de 7490(B).
- Señal K: habilita el conteo en los contadores 74190.
Existen además otras señales que se las puede observar en la
figura 2.2.11. como son Lad, Lx, Ckmult, las cuales tienen su uso
debido a la posibilidad de nuestro aparato de medir una cierta
temperatura y simultáneamente controlar otra diferente.
En esta sección sólo explicaremos la señal CKmult, por ser
utilizada en la generación de algunas de las señales que acabamos
de mencionar.
Señal CKmult (reloj para multiplexado).- Esta señal no es
sino la división para dos de la señal Ra, lo cual realizamos por
medio de un circuito J-K, 74107. Según podemos ver en el
apéndice 1, si aplicamos la señal Ra y si las; entradas J y' K
están, conectadas a 1L con cada transición negativa .de aquella,
tendremos que las salidas Q y Q negada cambian al estado comple-
mentario de su nivel previo; es decir, producimos una oscilación
de una frecuencia de igual valor a la mitad que la señal de Ra.
Ver figura 2.2,12. (pag.74).
71
Esta señal la llamamos CKmult y la utilizaremos para realizar
alternadamente un control de la temperatura. Mientras ésta es 1L
permite que el sistema funcione como control y durante el tiempo
que es OL, funciona como medidor.
Procederemos entonces a explicar la generación y la razón de
las señales de control, seqún van siendo necesarias en el
sistema. Para esto tendremos presente siempre a las figuras
2.2.11., 2.2.12., 2,2.13..
Partimos de que tenemos una frecuencia permanente "fa", la
que representa a la temperatura, medida. A-esta señal la observa-
mos a la salida del bloque III de la figura 2.2.11..
. La señal "fa" hacemos que pase a. través de una compuerta AND,
la que es habilitada un tiempo después de que el equipo es encen-
dido, proceso que se logra cargando un condensador e impidiendo
que se habilite la compuerta, mientras el condensador no se ha
cargado. Una vez encendido, el equipo, la señal a la salida es
permanente, y es la señal "f" a la salida del bloque IV.
En el bloque V procedemos a habilitar el paso de estos pulsos
únicamente mientras la señal Ckb es 1L. Durante este intervalo,
los contadores 7490(A) (bloque VI) contarán una cantidad de
pulsos equivalentes a la temperatura real.medida. La señal que
se aplica a los contadores 'la llamamos "A" y el bloqueo lo reali-
zamos con una compuerta AND,
Por otro lado, como hablamos expresado en la sección 2.2.3;,
al mismo tiempo realizamos la habilitación de los contadores
72
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7490(A) por intermedio de la señal Ro(l), la cual mientras es OL
permite el conteo y cuando es 1L resetea los contadores.,
procediendo a borrarlos, quedando asi listos para un nuevo
conteo.
En este punto debemos tomar en cuenta algunos detalles, por
ejemplo, que antes de producir el borrado, el resultado del
conteo previo, debe ser almacenado en una memoria, esto lo
hacemos con la memoria 7475ÍA) (bloque VIII), cuya señal de
control es G. Esta permite memorisar cuando es OL, y transfiere
los valores de las entradas a las salidas mientras es 1L.
Entonces, por lo antedicho, la señal G deberá convertirse .en
un OL, un instante después de terminar el conteo y la señal Ro(l)
será 1L, sólo después de que G sea OL y se haya memorizado el
valor contado..
La señal G la generamos invirtiendo dos veces a la señal Ckb
lo que es suficiente, pues hemos conseguido un pequeño retardo a
partir de la finalización del conteo.
Para qenerar la señal Ro( 1) ,. .producimos un pulso en 1L llama-
do RoA y activado con la transición nagativa de la señal G. Este
pulso lo obtenemos con el circuito 74123.(ver apéndice 1).
En este circuito conectamos las entradas B y CLR a 1L, y
alimentamos la señal G a la entrada A, consiguiendo asi que se
active con la transición negativa.
Ponemos una resistencia externa R - 10 .Kohm y C = 10 nF con
lo que obtenemos en la salida Q un pulso positivo de 25 mili-
76
segundos de duración.
Más adelante realizamos la función OR entre las señales RoA y
G, con la que producimos una continuidad en la señal de salida,
señal que la llamamos Ro(1) negada, siendo ésta invertida
posteriormente y obteniéndose asi la señal de control Ro(l) para
los contadores 7490(A).
Para visualizar mejor las señales explicadas, como un
detalle de la figura 2.2.12., tenemos la figura 2.2.14..
CKb
ROA
Rol Tfigura 2.2.14,
Detalle Aclarativo
Otro grupo de señales muy importantes son: CK, CK1, L, y K,
que tienen su utilidad en la determinación del diferencial real
de temperatura ( A"Tr) .
Los valores de la temperatura real, almacenados en las memo-
rias 7475(A) deben ser cargados en los contadores 74190. Esto lo
realizamos por medio de la señal L, señal que debe ser OL mien-
tras se cargan los datos, y 1L una vez que fueron memorizados
los mismos y antes de que ocurra el primer pulso (transición
positiva) de la señal CK en los contadores 74190. Además reali-
Earenos estas operaciones únicamente cuando estamos trabajando en
77
modalidad de control. es decir, sólo mientras la señal CJtmult
está en 1L.
La manera como obtenemos una señal de las características
indicadas, es generando primero un pulso negativo Ll por medio
de un circuito monoestable 74123.
Por medio de la transición negativa de la señal Ckb produci-
mos un pulso de una duración de 70 milisegundos, de forma
similar a cuando generamos la señal RoA, siendo:
R = 22 Kohm
C = 10 nF
De la salida Q negada, obtenemos un pulso negativo como el
deseado, pero tanto durante la fase de control, como la de
medición. Para eliminar el pulso durante la fase de - medición,
relizamos una operación OR entre -las señales Ckrnult negada y Ll
con lo que obtenemos la señal L deseada. Ver figura 2.2.15.,
CKb'
L1
CKwJlt
J
U "~~~~~LT~
CK
figura 2 . 2.15.Detalle Aclarativo
78
- Una vez cargados los datos en los contadores 74190, procede-
mos a realizar la cuenta ascendente, hasta que con los compara-
dores 7485(3), tengamos que el valor que está en los contadores
iguale al valor de la temperatura seleccionada.
En este momento, si observamos la salida A > B del comparador
de las centenas, tendremos un cambio de estado y a éste lo utili-
zaremos para impedir que se puedan contar más pulsos, tanto en
los contadores 74190, como en los contadores 7490(B), donde como
hablamos explicado en 2.2.3., se determinaba el valor del
diferencial -real de temperatura. La señal que obtenemos de la
salida 'A > B la llamaremos K.
Para el reloj de los contadores 74190 necesitamos de la señal
CK. Esta no es sino la señal Ck2 (reloj de frecuencia base),
habilitada sólo mientras Ckmult y Ckb son 1L, lo que obtenemos
por medio de una compuerta AND,
Por otro lado, el reloj para los contadores 7490(B), será la
señal CK1 y ésta no es más.que el reloj CK, habilitado mientras
la señal K no cambia de -estado a 1L. La señal K queda en 1L hasta
que otra vez se produce el pulso de carga a los contadores 74190.
La señal CK1 la obtenemos realizando una operación AND entre
las señales CK y K invertida, (Ver figura 2.2.16.).
Nos falta aún explicar la generación de la señal R, la
misma que permite borrar los contadores 7490(B); ésta puede ser
simplemente la señal Ckmult negada, teniéndose que si es 1L borra
los contadores y durante el tiempo que es OL, habilita el conteo.
79
De esta manera hemos definido todas las señales necesarias
para controlar el funcionamiento de nuestro aparato en modalidad
de control. Deberemos crear algunas otras para permitir el
correcto control de las válvulas de combustible, asi como el
trabajo del sistema en modalidad de medidor,, las que serán expli-
cadas oportunamente.
,_ — — 1
K
CK
CK1 jiruiruin ...
i
JUUIJTJUl
figura 2.2.16.Detalle Aclarativo
2. 2 .2.e. Interface
Hasta el momento hemos explicado el diseño del control de
temperatura, la generación de las señales de sincronismo, y
tenemos como resultado de esto, dos señales gue las llamamos
"m" y !'n" y que nos permite controlar las válvulas de fuego bajo
y alto respectivamente.
Sin embargo, esto no lo hacen directamente, sino que todavía
van a ser objeto de ciertos cambios, (Ver figura 2.2.17.); ade-
más, para visualizar correctamente la explicación a continuación,
debemos tener en cuenta las figuras 2.2.11. y 2.2.12. (pag.73 y
74) .
La señal "m" la obtenemos de la salida A < B del comparador
7485 (A) como resultado de la comparación del valor seleccionado
con el valor real de temperatura. Esta información es confiable
80
L
una vez que se ha memorizado la información del valor total,
contado en los circuitos 7490 (A); sin embargo, ocurrirá que
mientras habilitamos a la señal "A" y durante el tiempo en que la
señal G que controla las memorias es 1L, esta comparación no es
la correcta. Por lo expuesto, debemos memorizar la señal "m"5Vr150
,Em
[fUB 7485 (A[)
[A>B 7485(C})
CKmult
OL
figura 2.2.17.Circuito de Interface
una vez que la señal G es OL y tenemos el resultado de la conta-
bilización en memoria. Esto lo realizamos por medio de un cir-
cuito 7475(C) y controlamos su entrada G (Gate) por medio de la
señal L complemento que la llamamos Em, (Ver figura 2.2.18.).
Nos interesa que la válvula de control de combustible esté
habilitada aún mientras Tr = Ts ; por tanto, siempre que la señal
"m" sea OL debe ocurrir esta circunstancia. Es por esto que con
el fin de activar el relé de fuego lento (ver figura 2.2.17.},
la salida de la memoria 7475(C) que tomamos en cuenta, es la Q
81
complemento, señal que llamamos "mi" y que la hacemos pasar por
una compuerta NAND, La otra entrada de ésta la utilizamos para
el circuito de vigilancia, con el fin de impedir que se active el
relé bajo ciertas circunstancias no deseadas, como explicaremos
oportunamente. La salida de esta compuerta es aplicada a la base
de un transistor, haciendo que el mismo conduzca y active al
relé, por medio del cual podemos comandar ya otros circuitos de
mayor potencia, capaces de controlar las válvulas de combustible.
"m"resultado correcto
resultado incorrecto resultado Incorrecto
figura 2.2.18.Detalle Aclarativo
Respecto a la señal "n", podemos decir que ésta requiere
también de circuitos que la fijen y memoricen sólo cuando ésta
tiene el valor correcto. -Este caso ocurrirá una vez que se
determine el valor de ATr; es decir, cuando la señal K es 1L y
antes de que por medio de la señal R sean borrados los contadores
7490(B). Pero, puede ocurrir que el diferencial ATr sea mayor a
99, en este caso, la información en la salida A > B de los
circuitos 7485(C) volverá a ser incorrecta, puesto que los conta-
dores 7490(B) empiezan nuevamente a contar desde cero.
82
Este problema lo solucionamos por medio de una memoria, para
lo que utilizamos un "flip flop" tipo JK 74107. Este es progra-
mado con su entrada J en 1L y su entrada K en OL, de tal manera
que ya sea cuando se cumple que ATr es mayor que ATS; o, en
su defecto/ que se sobrepase el diferencial ATr de 99, se tendrá
una transición negativa en la señal "n" y este cambio de estado
es tomado como señal de reloj para el "flip flop", produciendo un
1L en la salida Q de éste, señal que la llamamos "ni".
Una vez que se termina el periodo de control, cuando la señal
R pasa a ser 1L, generamos por medio de ésta un borrado y nuestra
señal "n" pasa a ser.lL y al mismo tiempo, a través de Ckmult
borramos la salida "niy del circuito 74107 y vuelve a ser OL
hasta que se produzca un nuevo proceso de control. Sin embargo,
esta señal "ni" debe ser controlada nuevamente para que sólo
produzca un cambio en las válvulas cuando estamos-en modalidad de
control. Para esto utilizamos otra memoria 7475(D) y controlamos
su salida por medio de la señal "En".
Esta señal es un pulso positivo capaz de transferir la
información a las válvulas, sólo cuando aquella es la correcta.
Luego del pulso ésta queda en OL guardando en memoria el valor
previo. A la salida Q del circuito 7475(D) la llamamos "n2".
Este pulso "En" es generado a partir de la señal• K, la que sólo
se produce en modalidad de control y cuando se ha terminado de
cuantificar ATr. A la señal K la llevamos a un circuito
monoestable 74123, el que produce 'el pulso "En", sólo cuando hay
una transición positiva en la señal K. Este tiene una duración de
25 milisegundos para lo que utilizamos a R = lOKohm y C - lOnF.
83
Como aclaración de las señales explicadas tenemos la figura
2.2.19..
Cuando se tenga la situación en que Tr = Ts y A Ts = A Tr = O,
tendremos un comportamiento un poco diferente que debe ser tomado
en cuenta. Debido a que en esta situación no existe variación en
K (1L), la señal "n2" permanecerá también en su estado previo; es
decir, 1L habilitando fuego alto. De acuerdo con esto, cuando
seleccionamos ATS =0, habilitamos a nuestro circuito a que
realice el control con fuego alto hasta que la temperatura real
sobrepase a ,1a seleccionada.
J
figura 2.2.19.Señales de Control para la Válvula de Fuego Alto
Cuando la temperatura real es mayor a la seleccionada, tampo-
co tendremos el pulso En, . por tanto, realizamos un control adi-
cional , que si fuego lento no es accionado, sea imposible el
acceso a fuego alto. Esto lo logramos por medio de una compuerta
NAND, obteniendo asi la señal "n3" complemento, y para que tenga-
mos un 1L cuando se habilita, la pasamos por un circuito inversor
obteniendo la señal "n3M fver tabla 2.2.4.).
84
De esta manera hemos obtenido las señales "mi" y "n3", las
que comandarán los indicadores luminosos y los transistores que
controlan a los relés que habilitan o impiden el paso de
combustible.
mi
0' o11
n2
0101
n3
111
• 0
n3
0001
FL
OFFOFFONON
FA
OFFOFFOFFON
tabla 2.2.4.
Las dos señales "rnl" y "n3" recibirán el mismo tratamiento
para el control del indicador luminoso y el relé respectivo que
consiste en hacer pasar la señal por una compuerta NAND de
colector abierto, teniendo asi que cuando es OL activa al sis-
tema, resultando el circuito de la figura 2.2.20.. Además por
medio de esta compuerta realizamos un control de vigilancia en
casos extremos, según veremos posteriormente.
ml/n3
vigilanci
ECG 159
figura 2.2.20.Control de los Relés
Mientras es OL se encenderá el indicador luminoso y limitarnos
la corriente que circula por éste a través de la resistencia Rd,
siendo ésta 560 ohmios. De igual manera, el control del relé lo
85
realizamos por medio de un transistor PNP (ECG 159). Este conduce
y entra el relé, la resistencia Rr limita la corriente y -fue
determinada experimentalmente puesto que carecíamos de las carac-.
teristicas de la corriente de activado y desactivado del relé.
El valor de ésta es de 150 ohmios.
2.3 . DISEÑO DEL MEDIDOR DE TEMPERATURA
El objeto dé este punto consiste en ampliar el uso de nuestro
sistema de control para medir una temperatura adicional
simultáneamente a la que es controlada, versatilizando de esta
manera al sistema.
Existen varios mecanismos para lograr nuestro objetivo, pero
es de 'nuestro interés, el encontrar uno que modifique lo menos
posible a los circuitos ya existentes.
2.3.1. MODIFICACIONES AL CONTROL
Definiremos antes de comenzar con la explicación, qué es lo
que deseamos que ocurra al seleccionar la modalidad de medidor.
La selección a trabajo como medidor, la hacemos a través de
un microswitch. Vamos a tener, adicionalmente, un indicador que
muestre esta situación, y mientras ella ocurre, el valor de la
medición será llevado a los indicadores luminosos, y el valor de
temperatura medido para el control, será considerado para el
control, mas no será mostrado en éstos indicadores.
Básicamente, al activar al aparato para medición, deberemos
86
tener una relación con tres sistemas: el amplificador, los indi-
cadores luminosos y el sistema de vigilancia.
La manera como afectará al amplificador, será conectando o
desconectando al sensor para la medida en el circuito de amplifi-
cación. Por otro lado, el efecto en los indicadores luminosos
será habilitando que pase-a éstos el resultado de la medición y
no el del control, Respecto al sistema de vigilancia, éste
deberá impedir que se realice una medición, si no está colocado
un sensor y el circuito está abierto, o también, en el caso de
que se salga de los limites de medición.
Como explicamos ya en 2.2.2.a., el control alternadamente con
la medición, depende del estado, lógico de la señal Ckmult; asi,
mientras está en 1L permite controlar y mientras es OL medir,
siendo esta señal la base para el sistema de medición.
Para explicar las modificaciones al sistema de control-, será
útil tener como referencia la figura 2.2.11. (pag. 73), y se
empleará el sistema de la figura 2,3.1.. En ésta podemos obser-
var los siguientes aspectos:
Una ves que seleccionamos con el switch SI y activamos al
sistema para trabajo como medidor, se enciende el indicador
luminoso LIO que avisa que se está en modalidad de medición y se
tiene en el punto Pl un OL. Este debe permitir que mientras .la
señal Ckmult sea OL se conmute en el amplificador al sensor de
temperatura para medición (Rtrn), Esta conmutación hablamos pen-
sado hacerla por intermedio de switches análogos, tales como los
87
circuitos 4052, 4053 CMOS, pero nos topamos con dos problemas:+5V * 12V
L10
figura 2.3.1.Sistema de Conmutación
Modo de Control - Modo de Medidor
El primero, que estos circuitos tienen en sus contactos una
resistencia alta de activado para nuestra aplicación; y, el
segundo, que la resistencia no es estable para variaciones de
temperatura ambiente, cambiando unos pocos ohmios por cada grado
centígrado que ella aumente o disminuya, lo que nos impide su
uso, pues nuestro amplificador requiere de mucha estabilidad.
Por lo expresado, es necesario utilizar relés para conmutar los
sensores. Como vemos en la figura 2.3.1.. el relé será activado
cuando en el punto P3 se tenga un OL y éste es OL sólo cuando la
señal Ckrel es 1L y está activado el switch SI.
Anteriormente hablamos dicho que la selección de Rt y Rtm se
la haria por intermedio de la señal Ckmult. El problema en esto
es que cuando ocurre el cambio de estado en Ckmult a 1L , entra
el relé Rh3, y, mientras éste cambia, hay un intervalo durante
el cual se pierde información, ya que la velocidad de conmutación
del relé es mucho menor que la de un switch análogo. Esto
ocurría mientras la señal Ckb es 1L y se realizaba el conteo de
la frecuencia proveniente de los sensores. Por esto vimos la
necesidad de producir el cambio del relé en un tiempo durante el
cual no interesan las variaciones de la frecuencia; esto es,
cuando Ckb es OL y se realizan los cálculos para el control.
Para esto creamos la señal Ckrel que no es sino la señal Ckmult
desfasada, y la. generamos a partir de la señal Ckb dividiéndola
para dos, por medio de un circuito JK 74107 activado por la tran-
sición negativa.
Para activar el relé Rh3, realizamos un control valiéndonos
de un transistor PNP (ECG 159), el que conduce cuando P3 es OL y
bloquea cuando es 1L. Para determinar el valor de la resistencia
Rc3, que limita la corriente, lo hicimos de manera experimental,
pues no disponíamos de datos sobre la corriente de activado y
desactivado del relé; ésta es de 330 ohmios.
Con la misma señal Pl realizaremos el control a los indica-
dores luminosos; estos muestran, el valor que está en las memorias
7475(B). En las entradas de éstos, mientras Ckmult es 1L, se
tiene el valor de la temperatura real (Tr) que deseamos controlar
y cuando Ckmult es OL el valor real de la temperatura medida por
el sensor adicional (Tad). En ambos casos, este valor es el
correcto una vez que ha terminado el conteo de la frecuencia
proveniente del conversor V/F y ha sido guardado en las memorias
7475(A) (al finalizar Ckb = 1L). Entonces, deberemos crear una
señal de control que, en este caso, es la señal Lx y que controla
89
a la memoria 7475(B). Con el fin de permitir que dependiendo del
estado del switch SI se indique en el display a Tr o Tad, hacemos
que cuando SI esta abierto, Lx habilite a Tr y cuando SI está
cerrado, Lx habilite a Tad, factor que lo logramos creando las
señales L y Lad y haciendo a través de un circuito multiplexer
74157 que cuando SI está abierto, Lx = L y cuando SI está cerra-
do, Lx = Lad.
Esta situación, asi como otros puntos explicados poco antes,
pueden ser visualizados a través de la tabla 2.3.1. y la figura
2.3.2..
SI ¡ Pl ¡ C
on ! OL !
on | OL ¡
off ¡ IL ¡
Off ¡ IL ¡
Ckmult
IL
OL
IL
OL
¡ Ckreü
¡ OL
! IL
¡ OL
! IL
. ¡ P2 ¡ P3 ¡ Rh3
| IL ! IL ¡ off
! IL ! OL J on
¡ OL ¡ IL ¡ off
¡ OL ¡ IL ¡ off
ii1 r,v '1 -"- !_ I
! Lad
¡ Lad
! L
! L |
tabla 2.3.1.
rk-rpí
CKb
Ckmult ,
L1 *—•**—— — — • •- •-'•— •
I
,
LX51
Relojes
iii
I 1 I iii
1 ! I ; Ii
Ü ' U Li Ü Ui
U U '~ ! U\ ! U
n n hDFF „ ,£. _n. nú
figura 2 . 3 , 2 .para el Funcionamiento como Medidor Adicional
90
Asi mismo en la figura 2,3.2. podemos ver que tanto la señal
L como Lad son creadas a partir de la señal Ll, señal que fue ya
explicada en el punto 2.2.2.d.; ellas dependen del estado de
Ckmult.
Hemos hablado sobre las modificaciones al circuito a fin de
poder visualizar a Tad, pero aun nos falta hablar sobre la
vigilancia, la que será explicada en el siguiente punto, pues
parte de esta será comün en cualquier modalidad, ya sea control o
medidor.
Hasta el1 momento hemos definido como funciona nuestro sistema
como medidor, asi como las señales necesarias para su control.
Si pensamos en los cambios hechos al circuito, notaremos que en
realidad han sido mínimos; esto no implica que no se hayan reali-
sado más controles,- ya que en-realidad fueron implícitamente
considerados en el momento que diseñábamos las señales de reloj y
sincronizmo. Asi por ejemplo, las señales CK, CK.1, K y L fueron
señales donde para su diseño ya considerábamos que el aparato
iba a trabaj ar también como medidor adicional, pues éstas
dependen del estado lógico de la señal Ckmult y sólo ocurren
mientras estamos en estado de control.
Todas las consideraciones que hemos hecho no hubieran sido
suficientes, pues las señales de control para las válvulas de
combustible "m" y "n" podian ser influenciadas también por Tad;
es asi como ejercemos un control también sobre éstas, permitien-
do que sólo se puedan producir cambios en .-el control de las
válvulas de combustible cuando está en el estado de control
91
CCkmult = 1L).
Entonces, durante la face de medidor, parte de los circuitos
consideran a Tad como la temperatura que deseamos controlar y
realizan algunas operaciones que, sin embargo, no tienen efecto
para el control como explicamos en 2.2.2.e..
De esta manera hemos terminado - el diseño del circuito como
medidor, faltándonos sólo explicar pequeñas consideraciones en
la selección de los valores deseados, asi como en las
protecciones.
2.4. SELECCIÓN, INDICACIÓN Y PROTECCIONES
En esta sección explicaremos brevemente cómo seleccionamos
los valores deseados, cómo indicamos los resultados y qué
protecciones se requieren para una mayor seguridad en el funcio-
namiento del aparato.
La selección de valores deseados la hacemos por medio de
microswitches; escogimos que para cada digito existan diez de
ellos. El microswitch que es activado pone en su salida un OL,
con lo que comandamos a un circuito 74147 que es un decodificador
de prioridad de diez lineas decimales a cuatro lineas BCD. Pues-
to que las salidas son también activas con OL, ponernos un inver-
sor en éstas, obteniendo asi el número BCD, como para ser
procesado. El circuito es el de la figura 2.4.1..
Para la indicación a los displays, de igual manera partirnos
de que nuestro número está en BCD y a éste lo hacemos pasar a
92
través de un decodificador de siete segmentos 7447, cuyas salidas
pueden ya comandar a indicadores luminosos (displays) puesto que
sus salidas son de colector abierto; por ello requerimos además
de resistencias para activar los diferentes leds de cada indica-
dor controlando su corriente. Su circuito es el de la figura
2.4.2..5V
I R = 390 x 10
> <>
I* C
> ;: :
\* ¿/ - <
; i> ;
iL ¿ , í•*/ ^^/ *"
> í: ?/ °/ *•
>
j/
c
c74147
c
MICROSWITCHES
figura 2.4.1.Selección de Datos
R = 330 x 7
A
B 7447C
D
RBO
? ? iu L-J .
> \ ; >
1 iL
Tfigura 2.4.2.
Indicación de Valores
Además como hablamos expresado anteriormente, van a haber
ciertas circunstancias no deseadas que pueden ocurrir en nuestro
sistema, las que requieren de un sistema de vigilancia con el fin
de evitar interpretaciones equivocadas en nuestro aparato. Pode-
mos definir varios tipos de vigilancia; estas son:
- Vigilancia en el momento del encendido del aparato.
93
- vigilancia en el caso de que se mida una temperatura inferior a
cero grados centígrados.
- Vigilancia en caso de que se sobrepase de 399 grados
centígrados.
- Protección en caso de rotura del sensor.
- Protección en caso de que trabajando en modalidad de medidor,
no esté conectado un sensor adicional.
Como podemos observar todas éstas son necesarias para dar una
mayor flabilidad a nuestro aparato.
En el momento del encendido, evitamos por un tiempo pruden-
cial que se puedan energizar los relés de fuego lento y alto, asi
como también que puedan pasar los pulsos que representan a la
temperatura; todo esto•sólo mientras el sistema se estabiliza y
pueda empezar a realizar el control de manera adecuada.
Esto es controlado por medio de la carga de un condensador;
asi, por un lado, como ya explicamos en la sección 2.2.2.d.,
realizábamos un control de la frecuencia "fa" que representa a la
temperatura a través de una compuerta AND la que era habilitada
una vez que se carga el condensador en una de sus entradas. Nos
faltó en esta sección definir el tiempo que seria conveniente
retardar la habilitación. Sabernos que cada 2,8 segundos se
realiza un ciclo completo de control-medición, por tanto, si
retrazamos aproximadamente tres segundos a la habilitación será
suficiente, lo que conseguimos con R = 82 Kolim y C = 47/1 F.
94
De igual manera, con el mismo circuito RC , impedimos que
puedan ser habilitados los relés de fuego lento y alto. El lugar
donde actúa este retardo será observado posteriormente según
expliquemos los demás sistemas de vigilancia.
Respecto a la vigilancia de temperaturas menores que cero
grados centígrados, debemos indicar que esto es necesario ya que
en tal circunstancia tendremos de todas formas pulsos que simula-
rán como si tuviéramos algún valor de temperatura bajo los 100
grados centígrados, puesto que eliminamos los 4000 primeros
pulsos, pero sólo a través del contador que representa los
miles, mas no en los otros contadores. De igual manera, como el
limite físico del aparato en lo que respecta a la temperatura
máximar es 399 grados centígrados, debemos impedir también que se
sobrepase éste. Esto lo conseguimos con el circuito de la figura
2.4.3..
+5V
6,38
figura 2.4.3.Vigilancia del Rango de Temperatura
95
En la figura observamos que la entrada Vo que representa el
valor de voltaje proporcional a la temperatura. Es comparada
análogamente con dos valores preestablecidos. Sabemos por lo
expresado en 2.2.1.b. que Vo (OoC) = 6,3815 voltios y Vo (300 oC)
= 11,1683 voltios.
Con estos datos podemos definir que siempre que Vo < 6,3815
voltios, el sistema debe bloquear pues tenemos una temperatura
menor a cero grados centígrados; de igual manera si se excede el
limite superior de 399 grados centígrados, tendremos que se
cumplirá que, el voltaje Vo > 12,6312 voltios. Estos valores son
teóricos y sufrirían pequeñas variaciones al momento de la
calibración..
Siempre que se salga de los limites preestablecidos para Vo;
esto es: 6,3815 < Vó < 12,6312, deberá actuar la vigilancia.
Asi, si es por el lado inferior,. el comparador IC-inf. saturará
en + 15 voltios, y si es por el lado superior, el comparador
IC-sup saturará también en + 15 voltios, mientras que para va-
lores intermedios la salida de los dos circuitos operacionales
será cercana a cero voltios. A la salida de estos circuitos la
llamamos Vinf y Vsup respectivamente.
En este momento debemos hacer una interface. para acoplar los
niveles de voltaje de las señales Vinf y Vsup, pues éstos traba-
jan entre cero y 15 voltios y necesitamos que sean del orden de
cinco voltios para operar a circuitos TTL. Esto lo conseguimos
al hacer un puente divisor de tensión, limitando el voltaje de
éste por intermedio de un diodo sener de 5,1 voltios.
96
• Con el fin-de utilizar el mismo sistema tanto para Vsup, como
para Vinf, alimentamos estas señales al divisor de tensión por
•medio de un diodo para cada señal, creando por medio de ésta una
V-
especie de compuerta OR.
Nos interesa que , de ocurrir una situación que merece un
bloqueo, circule por el diodo zener suficiente corriente para
polarizarlo con seguridad. Para esto seria suficiente la resis-
tencia Rv que limite la corriente, siendo la carga la compuerta
NAND; pero por otro lado, cuando no requerimos de un bloqueo,
hace falta • que Vv sea un OL, esto es para circuitos TTL un
voltaje menor a 0,8 voltios. Si sólo tuviéramos a la resistencia
Rv, este valor cuando es OL seria muy cercano al valor de O.. 8
voltios teniendo el riesgo de que no sea tomado en cuenta como
tal, es por esto que agregamos la resistencia Rz en paralelo al
diodo zener obteniendo un valor muy cercano a cero voltios para
la condición OL,
Los valores escogidos para Rv y Rz son: Rv = 1,5 Kohm
Rz = 1,5 Kohm
valores con los que aseguramos un correcto trabajo en OL como en
1L,
Continuando con la explicación de la misma figura 2.4.3., y
partiendo de que si se requiere un bloqueo Vv será 1L y si todo
está normal Vv, será OL, obtenemos la señal Cv que no es sino la•
inversión de Vv, proceso que lo realizamos por medio de una
compuerta NAND.
El comportamiento de las señales explicadas lo podemos
97
observar -en la tabla 2.4.1.
r
V <
6.38
V >
Vo
6.
<
12
ii
3815 ¡
12.63 |
.6312 ¡i
Vsup
0
0
15
¡ Vinf
! 15
! o
1 °
¡ Vv
! 5,1
! oj 5.11
! cv
¡ OL
! IL! OL1I
tabla 2.4.1.
La señal Cv por si sola podría ser ya la señal que vigile el
bloqueo de nuestro aparato, pero como expresamos anteriormente,
no sólo debemos vigilar ciertas situaciones, sino gue también
debemos protejer . al sistema de control, en caso de rotura o
ausencia de alguno de los sensores. Por esto realisaremos
algunas modificaciones a la señal Cv antes de llegar a nuestra
señal de vigilancia final.
Siempre que alguno de Ids sensores esté roto o falte
conectarlo, tendremos un OL en la señal.Cv. Ahora, seria conve-
niente determinar si es la ausencia del sensor adicional o la
rotura o ausencia del sensor para el control, lo que crea esta
situación. Si es el sensor adicional,, simplemente deberíamos
evitar que éste sea seleccionado, mas no deberíamos interrumpir
el control propiamente dicho; pero, si es el sensor para el
control el que falla, debemos bloquear todo. Un sistema que
cumple con lo antedicho es el de la figura 2.2.4..
. Para conseguir esto cada vez que se produce un OL en Cv
generamos un OL permanente a través de una compuerta J-K
74107(B), a la que conectamos su entrada J en OL y su entrada K
98
en IL de tal manera que en la salida Q de ésta tengamos el OL
deseado señal que llamamos Cr; a ésta la utilizamos para evitar
que el relé Rh3 que intercambia el sensor del control y el sensor
adicional, pueda accionar al sensor adicional. Hablamos visto
que la conmutación' del relé Rh3 era controlada por la señal
Ckrel, asi, mientras ésta era 1L, habilitaba al sensor adicional,
y cuando era OL al sensor del control. Este proceso era realiza-
do por medio de un circuito J-K 74107(A)/ cambiando cíclicamente
de un estado al otro. Este circuito tiene una entrada de borra-
do (CLR), la que al ser IL permite el trabajo normal del circui-
to, pero al ser OL pone la salida Q que corresponde a la señal
Ckrel, también en OL; lo que implicarla desde el punto de vista
del control/.que el relé Rh3 sólo permita conmutar al sensor para
el control. En base a ésta controlamos la señal Ckrel y, por
tanto, al relé Rh3, en caso de rotura o ausencia de alguno de
los sensores.
DIODO
EMISOR
ROJO
a Resetde 4040
figura 2.4.4.Sistema de Protección en caso de Rotura del Sensor
99
Con esto hemos conseguido simplemente que cada vez gue actúa
la vigilancia se conmute inmediatamente al sensor de control; si
fue debido a una falla en éste mismo sensor, deberíamos además
bloquear el sistema; pero si fue debido al sensor adicional,
habríamos eliminado el problema, pues se desactivarla el relé
Rh3 . Experimentalmente observamos que el periodo de activado-
desactivado del relé Rh3 era de alrededor de 30 mili segundos , lo
que implicarla que después de este tiempo la señal Cv deberla
cambiar de estado lógico a 1L, si fuera el problema en el sensor
adicional.
En base a lo expresado, con la transición negativa de Cv, el
momento que detecta alguna falla a más del control a la señal
Ckrel, que ya explicamos, vamos a activar a un circuito 74123 ,
que es un monoestable por medio del cual vamos a producir un
pulso positivo (CvO) de una duración de 60 milisegundos aproxima-
damente, el que será utilizado para dar tiempo a que el relé Rh3
cambie y se estabilice el estado lógico de la señal Cv. Para
ello utilizarnos R = 3,3 Kohm y C =
Mientras este pulso está en 1L, la señal Cvl que controla -la
habilitación a las válvulas de combustible , es también 1L e
impide el bloqueo, pero una vez transcurrido este tiempo y si la
señal Cv continúa en OL (implica sensor del control 'con
problema), ordenará que se realice el bloqueo de las válvulas de
fuego alto y fuego lento.
Aún hay algunos detalles que deben ser superados, y éstos
son:
100
Cuando funciona el aparato en modalidad de medidor, siempre
que el relé Rh3 conmuta de un sensor a otro, habrán instantes en
los que la señal Cv, tendrá una transición negativa, haciendo que
reaccione la vigilancia y se suspenda el funcionamiento de Ckrel.
Con el fin de evitar esta situación ya que ella ocurre sólo
en momentos que no afectan 'a la contabilización del sistema,
podemos evitar su influencia por medio de una compuerta OR,
haciéndolo entre las señales Cv y Ra, de tal manera quer sólo si
Ra es OL (etapa de cuantificación de la frecuencia) y; además,
ocurra que Cv es OL se pueda realizar un bloqueo al sistema. La
señal resultante la llamaremos Cvx y será ésta entonces la que
activa - a las compuertas 741G7ÍB) y 74123, Además, ésta 'es
llevada a un indicador luminoso rojo de tal manera que si acciona
la vigilancia éste se encienda.
Si, por otro lado, Cv es OL, debido al sensor de control,
ocurrirá que la señal Cvl oscila al igual que la señal de . reloj
Ra. Para evitar esta oscilación debemos hacer que se ejerza un
control a los relojes y lo hacemos a través de la entrada RESET
del circuito 4040 CMOS, circuito por medio del cual realizábamos
la división de la frecuencia base Ck2.
Al resetear a éste se imposibilita al sistema a que . siga
trabaj ando. Además, la señal Cvl apagará los indicadores de
siete segmentos a través de la entrada BI de éstos y desconecta
las válvulas de fuego alto y bajo.
Expresamos anteriormente que al momento del encendido debemos
también evitar que se conmuten las válvulas de combustible por un
101
tiempo prudencial de tres segundos hasta que se estabilice el
sistema. Esto lo hacemos a través del mismo circuito RC que
controla a la frecuencia "fa" para los contadores, haciendo que
éste habilite a una compuerta AND, y que junto con la señal Cvl
permitan controlar a 'las válvulas de fuego alto y bajo.
Con esto hemos definido completamente a nuestro sistema de
control, pero como veremos en el capitulo III, el sistema no es
capaz de cumplir con la linealidad y precisión deseada; es por
esto que nos es necesario realisar algunas modificaciones en el
amplificador, a fin de compensar estas deficiencias y alcanzar
nuestro objetivo, como veremos en el siguiente punto.
2.2.2.f. Corrección de la Linealidad
La razón para éste punto, se vio al realizar las primeras
mediciones en nuestro aparato, funcionando ya como un conjunto,
pues al sumarse los errores debidos a la no linealidad en el
puente de Weathstone y la RTD, no fue posible conseguir una
precisión menor a +/- 3 grados centígrados para todo el rango de
medición. ' -
Para corregir este problema, tendremos que definir de una
manera diferente a las variaciones de voltaje con la temperatura.
Esto puede ser visualizado en base a la figura 2.2.20. y la tabla
2.2.5..
Del análisis de estas tres curvas, tenemos que la curva
numero 1, es la que .nos representa el valor real de V2, sin la
102
influencia de compensación alguna.
A V2
100 156 212
figura 2.2.20.Variaciones del Voltaje con la Temperatura
Tempera t.[oC]
0
20
90
160
230
300
Resist. | V2RTD[ohm] ¡curv.l
100.00- ¡6,0531i
107.79 ¡6,0572i
134.70 ¡6,0713i
161.42 ¡6,0352i
186.82 ¡6,0984i
212.02 ¡6,1115ii
V2curv. 2
6,0531
6,0570
6,0706
6,0842
6,0979
6,1115
V2curv. 3
6,0531
6,0572
6,0716
6,0858
6,1000
6,1142
dife.1-2 [mv]
0
+0,2053
+0,6935
+1,0160
+0,5889
0
dife.1-3 [mVJ
'o
-0,0137
-0,2469
-0,5769
-1,5874
-2,6926
tabla 2.2.5.
La curva número 2, es aquella según la cual tratamos de
diseñar nuestro aparato hasta ahora; pero en la parte media,
donde el error es el máximo, éste fue demasiado alto.
La curva número 3 corresponde al valor de V2 obtenido en base
a la ecuación dada por el fabricante (ver apéndice 1), para la
103
variación de Rt entre cero y 850 grados centígrados, pero elimi-
nando el término que depende de la temperatura cuadrática.
Rt = 100 (1 + 0,003908 t)
La razón de* esta curva se debe a que, si deseamos compensar
el- error existente entre las curvas 1 y 2, tendríamos una
característica difícil de compensar, pues aumenta inicialmente
hasta el valor -medio del rango de medición y la otra mitad dismi-
nuye hasta llegar a ser cero nuevamente. Por otro lado, la
diferencia entre las curvas 1 y 3, es siempre negativa y aumenta
de una manera cuadrática. Para el valor de 300 grados centígra-
dos donde la variación es máxima, el error es de - 13 grados
centígrados, observando que en la realidad necesitamos una mayor
corrección; sin embargo, representa un menor problema crear una
curva que cumpla con la corrección necesaria.
Para, visualizar mejor la corrección necesaria, recordamos que
a la curva V2 (dependiente de la temperatura), restamos un valor
fijo predefinido (VI), y esta diferencia la amplificamos 82 veces
obteniendo asi el valor de Vo, valor que representa nuestro
resultado final de la etapa de amplificación. Puesto que V2 no
-es lineal, el valor Vó no lo será tampoco, siendo estas dos
curvas idénticas en sus formas.
Lo que nos interesa, entonces, es obtener una curva Vo
lineal. En .base a ésta creamos otra curva que llamamos Vcomp
(compensación)., .la que realimentamos para obtener la linealidad
adecuada.
104
La cuantificacion de los errores la observamos en la tabla
2.2.6. .
Temperatura[ oC ]
0
20
90
160
230
300
error V2[ mV ]
0
- 0,0137
- 0,2469
- 0,5769
- 1,5878
- 2,6926
error Vo[ mV ]
0
1,1234
- 20,2458
- 47,3058
- 130,1996
' - 220,7932
Vo deseado[ V ]
6,67668
7,01375
8,18981
9,36021
10,52499
11,68419
tabla 2.2.6.
En base a estos datos, debemos obtener una curva que los
compense; esto es, debemos sumar una curva inversa. La señal vo
es de polaridad positiva; de tal manera que debemos sumar valores
positivos para compensarla. Un mecanismo para lograrlo será el
de la figura 2.2,21..
VofvJ
figura 2.2.21.Curva de Linealización
105
En este gráfico podemos ver que la curva ideal de compensa-
ción es simulada por la suma de dos rectas, obteniendo asi una de
características similares, pero cuidando siempre que la diferen-
cia entre dos (curvas ideal y simulada), no exceda de 16,69 mV,
valor que representa un grado centígrado de error.
Un circuito por medio del cual obtenemos la compensación
deseada es el de la figura 2,2.22., De éste podemos deducir los
siguientes aspectos:
- Puesto que Vo es positivo, el valor Vcomp será negativo y el
efecto que queremos que produzca la realimentación es el de
aumentar el valor de Vo, por tanto, es realimentado a la entra-
da negativa del circuito operacional.
- El valor de Vcomp es generado a través de Vo, que tiene eni
realidad un error 82 veces mayor que V2, debido a la'amplifica-
ción en el circuito IC3. Este debe ser atenuado a través de
Rg, de tal manera que obtengamos la corrección necesaria para
la señal V2.
figura 2.2,22.Circuito de Compensación
106
Para guiarnos en el cálculo de los valores tenemos que:
RaVd = Vb + — ( Vo - Vb )
Ro + Ra
Cuando Vd es mayor que cero el diodo conduce y se tiene una
recta de pendiente P = - Rf / Ro, esto es asumiendo que la.
resistencia de conducción del diodo es nula;
El voltaje a partir del cual empieza a conducir el diodo/
está dado porRO
v = VbRa
de donde podemos definir que la fuente Vb debe ser negativa y
utilizaremos la fuente de menos 15 voltios.
La influencia de las dos redes de resistencias y diodos es
sumada, obteniendo asi la curva Vcomp deseada, pero aún existe un
problema y es el siguiente: mientras los diodos están
deshabilitados, el valor de Vcomp es de cero voltios, tal como se
esperaba. Por la forma como está diseñado nuestro amplificador,
el valor V3 es un valor fijo cercano a los seis voltios y de
igual manera, V4 es un valor variable superior a los seis vol-
tios. Bajo este concepto y, por los valores de resistencias del
amplificador, en la entrada negativa del circuito operacional,
tendremos un valor de voltaje intermedio entre V3 y V4. Debido a
éste se genera una circulación de corriente a través de la resis-
tencia Rg y, - para mantener el equilibrio del sistema, ésta es
suplida por el circuito operacional a través de R7; por tanto,
aumenta el valor de Vo, aún antes de que se habilite a la compen-
107
sación. Este es un efecto no deseado que debe ser evitado;
además, experimentalmente, observamos que por efectos internos,
debidos a la realimentación, no sólo aumenta el voltaje Vo por
compensar la corriente que fluye por Rg, sino que también aumenta
ligeramente el voltaje en el terminal negativo del circuito
operacional por efectos de' la resistencia interna del mismo (260
Mohm aproximadamente). Este pequeño aumento hace que crezca la
corriente a través de R5 yf por tanto, aumente aún más el voltaje
Vo.
Existe además otro efecto en la salida Vo del circuito IC3,
esta vez ya no debido al sistema de corrección de la linealidad,
sino porvcausa de la ganancia no infinita del operacional. Este
efecto fue analizado ya en el punto 2.2.1. y se presentaba como
una disminución del valor del voltaje de salida respecto al
calculado, y como una atenuación adicional conforme aumentaba la
diferencia en las entradas (V4 - V3). El primero de estos es
anulado con el aumento que se produce en la señal Vo, por el
efecto que genera el flujo de corriente.a través de Rg al
realizar la realimentación. El otro es compensado por medio del
voltaje que sumamos a través de la señal Vcomp.
De todas formas, requerimos además realizar alguna corrección
en el nivel de Vo (por la influencia de la realimentación), pues
pese a que los efectos no deseados son atenuados por la ganancia
no infinita del circuito IC3, éste es todavía muy -alto.
Para corregir esto, lo hacemos a través del voltaje V3,
disminuyéndolo, de tal manera que decrezca la corriente a través
108
de R5 y; por ende, disminuye el voltaje Vo. Para reducir a V3,
lo hacemos por medio del voltaje VI en el puente de Weathstone,
variando con ello la relación (V4 - V3} a la entrada del
amplificador. En el ajuste deberemos prever que siempre se
cumpla la relación Vo (300 oC) = 1,75 x Vo (O oC), pues de lo
contrario podríamos generar un error-mayor al que pretendíamos
corregir.
109
C A P I T U L O I I I
R E S U L T A D O S E X P E R I M E N T A L E S
3.1. Pruebas y Mediciones
3 , 2 . Conclusiones
3.1. PRUEBAS Y MEDICIONES
En esta sección haremos un análisis comparativo de los
valores medidos, con referencia a los de diseño. Esta
comparación nos servirá de base para analizar si cumplimos o no
nuestros objetivos, asi como también para definir los pasos
necesarios para la calibración del aparato, o consideraciones
especiales para disminuir los errores.
Sin embargo, como expresamos en el momento del diseño,, y
puesto gue varios de los elementos utilizados no son tan estables
a las - variaciones de temperatura ambiente, deberemos tomar en
cuenta efectos no deseados que incluso pueden perjudicarnos en
alcanzar nuestra meta.
3.1.1.MEDICIONES DEL SENSOR
El sensor utilizado para las mediciones fue una RTD de
platino PtlOO, colocada dentro de un cilindro cuyo interior se
encontraba lleno de aceite térmico. Utilizamos el si-stema de la
figura 3.1.1., y funciona de la siguiente manera:
Si aplicamos lentamente calor al cilindro, éste se calienta y
transmite de una manera uniforme el calor a través del aceite
térmico a toda la RTD y por medio de un ohmetro tomamos las
medidas de resistencia de grado en grado. Para definir los
grados centígrados utilizamos un termómetro de cero a 300 grados
centígrados, con divisiones de un grado.
111
_TL
figura 3.1.1.Sistema de Prueba para RTD
Respecto a.los resultados de estas mediciones, podemos anotar
lo siguiente: el termómetro no trabaja de una manera lineal para
todo el rango y además hay errores creados por falta de
apreciación, pues pese 'a realizar un calentamiento lento, el
cambio de temperatura en la escala del termómetro no lo fue
tanto. Para las temperaturas superiores cabe anotar gue no nos
fue posible alcanzarlas pues carecíamos de los medios adecuados,
llegando sólo a alcanzar los 230 grados centígrados.
Las mediciones obtenidas las utilizaremos sólo como una
justificación de que las características dadas por el fabricante
para una RTD PtlOO según. DIN43760 (Deutches Industrie Normen
Normas para la Industria Alemana), son válidas, además se pondrá
el valor medio de éstas por cuanto se observó gue el sensor
producía una pequeña histéresis. Pese a que fueron tomadas cada
grado centígrado, consideramos que no tiene sentido el incluir
toda la tabla y lo haremos sólo cada 25 grados centígrados, como
112
para poder definir una tendencia:
Temperatura
•25
50
'75
100
125
150
175
200
225
PtlOODIN43760[ohmnios]
109,73
119,40
128,98
138,50
147,94
157,31
166,61
175,84
184,99
PtlOOMedidas[ ohmnios ]
106,9
117,0
127,4
137,5
147,5
157,2
166,1
176,6
186,1
ErrorDiferencia
- 2,83
- 2,4
- 1,58
- 1,00
- 0,44
- 0,11
+ 0,21
+ 0,76
+ 1,11
Tabla 3.1.
Del análisis de estos datos se desprende lo siguiente:
El fabricante especifica para el rango de 300 grados centígra-
dos un error máximo,de +/- 0,64 ohmnios en una RTD tipo B y +/-
0,27 en una de tipo A. . Prácticamente para los valores entre
100 y 200 grados -centígrados cumplimos las especificaciones de
una RTD tipo B.
Los errores de apreciación en la lectura del termómetro, asi
como el error propio del termómetro, no les dan valor suficien-
te a los datos medidos, por tanto, los utilizamos sólo para
indicar una semejanza con los valores dados por el fabricante y
con fines .prácticos consideraremos la tabla según DIN43760 como
113
válida.
A manera referencia! expondremos una comparación de las fór-
mulas conseguidas: a) con los valores medidos; b) con los
proporcionados según la norma DIN4370; y, c) ecuación dada por el
fabricante.
Estas son:
a) Rt = 0,39014 x T x 10"V 98,4736 [ohmnios] r = 0,99983
b) Rt = 0,37324 x T x 10*+ 100,8949 [ohmnios] r = 0,99983
c) Rt = 0,39080 x T x 10"3-h 100 - 0,586195 x T x 10"6 [ohmnios]
3.1.2. MEDICIONES DEL AMPLIFICADOR
Para cumplir con esta sección realizamos las . mediciones
necesarias para cuantificar el correcto funcionamiento del ampli-
ficador , asi como los pasos necesarios para la calibración de
éste.
En esta etapa se sumaron los errores debidos a la RTD, al
puente de Weathstone y al amplificador. Ya en el diseño expresa-
mos que en este punto se darian los mayores errores, y fue sólo
en el momento de medir y realizar el ajuste que nos dimos cuenta
que era necesario algún mecanismo que mejore- la linealidad, como
lo expresamos en 2.2.f.. Hasta ahora.se analizó cada sección
como un ente separado y por lo menos matemáticamente cumplíamos
con los obj etivos propuestos.
En el análisis teórico de la sección 2,2.1., obtuvimos al-
114
ganos resultados que nos indujeron a pensar en la existencia de
alteraciones considerables debidas a la variación de temperatura,
es -por esto que antes de ajustar el aparato, consideramos
necesario tenerlo energizado por lo menos por una hora.. Además;
antes de realizar ninguna medición, procedimos a calibrar nuestro
sistema.
Teniendo como referencia al'sistema de la figura 2.2.2. (pag.
36), observamos que es necesario calibrar cuatro potenciómetros»
requeriendo previamente que el amplificador esté calibrado, para
luego acoplar al circuito que corrige .las alinealidades. Con este
fin podemos definir como necesarios los siguientes ajustes:
- Ajuste del voltaje VI, valor que permite cumplir la relación Vo
(300 oC) = 1.75 x Vo (O o C), realizándolo por medio del
potenciómetro Pl.
- Ajuste del offset de los acopladores de impedancia IC1, IC2, y
lo hacemos a través del potenciómetro P2.
- Ajuste del offset en el amplificador IC3, utilizando para ello
el potenciómetro P4,
- Acoplamiento de las ganancias del lado positivo y negativo del
amplificador IC3, lo cual realizamos con el potenciómetro P3.
Para realisar estos ajustes asi como las pruebas del circuito
amplificador, utilizamos tres resistencias predefinidas que
simulan al sensor y estas son: 100 ohm (O oC), 212 ohm (300 oC) y
161.42 ohm (160 oCK Estas nos permitirán ajustar los valores al
inicio, en la parte media y la parte superior del rango de medi-
. 115
ción. Como el comportamiento de nuestro amplificador tiene una
característica logarítmica, de una manera similar al análisis
que realizamos en base-a'la figura 2.2.3. (pag. 38), estos tres
valores nos permiten cuantificar el error para realizar las
correcciones necesarias.
Asimismo/ el valor para el voltaje Pl que hace que se cumpla
la relación entre Vo (300 oC) , y Vo (0. oC) , según la tabla 2.2.6.
(pag. 105), es VI ~ 5,97167 voltios.
Con los datos anotados realizaremos el ajuste en los
siguientes pasos:
1. Ajustamos Pl de tal manera que obtengamos VI = 5/971 voltios.
2. Reemplazamos a Rt por la resistencia de 100 ohmnios y, a
través de P2 ajustamos de tal manera que en V3 midamos 5,971
voltios y en V4 obtengamos 6,053 voltios.
3. Zafamos los cables de V3 y V4 y los colocamos a cero voltios.
4. Ajustamos P4 de tal forma que en Vo obtengamos cero voltios
+/- un milivoltio.
5. Colocamos las entradas V3 y V4 en la salida de IC2.
6. Ajustamos P3 para obtener en Vo cero voltios +/- un milivol-
tio.
7. Repetimos los pasos cuarto al sexto hasta que se cumplan y
no se requieran otros ajustes.
8. Colocamos las entradas V3 y V4 en sus respectivos lugares.
116
Con estos pasos hemos ajustado al amplificador; considerando
útil ahora realizar las mediciones necesarias con el fin de
cuantificar el error y proceder a corregirlo.
El primer problema con el que nos topamos fue al conectar el
voltímetro en Vo, pues debido a la resistencia interna de éste
(R > lOMohm) se afectaba al valor de la frecuencia de salida del
conversor V/F, implicando con esto una disminución en Vo, esto se
debe a que las corrientes que en el sistema fluyen son pequeñas y
más que eso la variación en ella por cada grado - centígrado es de
alrededor de 350 nA. También notamos que afectaban al sistema
influencias tales como el movimiento de un cuerpo cerca del
cableado, lo que nos induce a pensar en la necesidad de un blin-
daje al sistema de amplificación.
En vista de esto y puesto que la salida del conversor V/F no
sufría alteración al ser medida, realizaremos primero el análisis
de éste a fin de tener un patrón de referencia.
Sobre el conversor V/F podemos enunciar lo siguiente: Cuan-
do colocamos los valores de los elementos, según los cálculos del
diseño, notamos que la frecuencia resultante era diferente a - la
teórica.
La fórmula dada por el fabricante se cumple parcialmente/
pues sólo para ciertas condiciones muy rígidas es correcta, ya
que no considera todos los factores. Es asi que en ella inter-
vienen dos periodos de carga y descarga del condensador CL,
siendo despreciado el periodo de carga. De las informaciones
dadas por el fabricante, éste corresponde a t = 1,1 RtCt, lo que
117
implica que este periodo de carga debe ser lo menor posible.
Para mejorar este factor cambiamos a Rt = 10 Kohm y Ct = 3300 pF;
pero esto no fue suficiente pues de todas formas la frecuencia
resultante era mayor a la teórica. Otro factor que no especifica
el fabricante es la característica que debe tener el condensador
CL, pues la razón para el aumento de la frecuencia real es que
debido a las pérdidas en la carga del mencionado condensador, el
periodo de descarga es más corto y, por tanto, la frecuencia es
mayor.
Corregimos entonces estos dos factores, influencia del pe-
riodo de carga y pérdidas en CL, variando la corriente de carga,
la que es controlada a través de Rs, cuyo valor resulta Rs = 5464
ohmnios.
Para realizar entonces las mediciones en el conversar V/F
necesitamos poner en su entrada diferentes voltaj es, Los
resultados medidos fueron los de la tabla 3.2.
Temperatura[oC]
0
20
90
160
, 230
300
VoltajeVo [V]
6,677
7,014
8,190
9,360
10,525
11,684
Frecuencia[Hs]
5714
6000
7000
8000
sooo.
10000
Frecuencia[Hz]
5714
6004
7016
8022
9031
10033
Error[%]
0
0,067
0,229
0,275
0,344
0,330
Error[OC]
0
+ 0,28
+1,12
+1,54
+2,17
+2,31
tabla 3.2.
118
Del análisis de estos datos, podemos expresar lo siguiente:
el error resultante es bastante bajo, sin embargo, este pequeño
error causa una no linealidad excesiva que se refleja como dos
grados centígrados de error para todo el rango. Podríamos
calibrar de una manera diferente al sistema, haciendo que el
error sea cero para 160 grados centígrados, con lo que estaríamos
dentro del rango de +/- un grado centígrado; pero, esto no nos
conviene, pues corno observamos el error es positivo, aumentando
al crecer Vo, mientras que la característica del puente y del
sensor tienen un error negativo. Por tanto, este error en el
conversor V/F nos corrige un poco la linealidad del sistema.
Con . estos valores que se han obtenido, tenemos una referen-
cia, para que en base a una relación directa, podamos definir los
valores del voltaje Vo sin la influencia de factores externos
tales como la calda de voltaje al conectar el voltímetro.
Al realizar estas mediciones para los valores de 100, 160 y
300 grados centígrados, observamos que la salida Vo era bastante
menor a la. teórica. A través de la fórmula de la amplificación
del- circuito, considerando la ganancia no infinita del operacio-
nal IC3, obtenemos que los datos medidos corresponden a una
ganancia Av = 25000.
Compensamos esta situación por medio del voltaje de entrada
al lado negativo del operacional (V3); asi, obtenemos para la
situación más óptima los resultados de la. tabla 3.3., para un
voltaje V3 = 5,932 voltios.
119
valores medidos[Voltios]
valores deseados[Voltios]
error [ % ]
error [oC]
Vo (OoC)
6,677
6,677
0
0
vo (leooc)
9,293.
9,360
"
0,716
-3,996
Vo (SOOoC)
11,418
11,684
2,277
-15,938
tabla 3.3,
En este momento estamos en condiciones de acoplar al circuito
adicional que nos permite corregir la linealidad. Sin embargo,
puesto que la característica del conversor V/F corrige ya un poco
la linealidad, el error-es de 2 oC para 160 oC y de 9 oC para
300 oC.
Al acoplar el circuito de compensación debemos tener en
cuenta tres aspectos:
- El primero, que si las resistencias Ro y Ra del circuito son
de valor muy bajo, el operacional IC3 suplirá más corriente
pudiendo llegar a su limite y, en vez de aumentar el voltaje,
éste disminuya pues la corriente -es la máxima.
- El segundo, que se deberá corregir la influencia de la
- corriente que fluye a través de la resistencia Rg por medio de
la variación del voltaje V3.
120
~ Por último, puesto que con el ajuste de este sistema debe
obtenerse como resultado una frecuencia lineal, el ajuste será
repetitivo hasta encontrar el punto de compromiso.
Fijamos los valores de Rol y Ro2 puesto que estos influyen en
la pendiente, y en el nivel del inicio de la conducción. Escoge-
mos para estos. Rol = 2,2 Kohm, y Ro2 • ~ lOKohm. Para Ral y Ra2
usamos dos potenciómetros de 5 Kohm y para Rf otro de 200 Kohm.
Realizamos el ajuste del primer sistema haciendo que la recta
generada por Ro2 y Ra2 no influya. Con este primer sistema
compensamos aproximadamente para la temperatura de cero a 180
grados centígrados; y sólo entonces habilitamos a que active el
segundo sistema y compense el valor de la temperatura hasta los
300 grados centígrados. Al mismo tiempo y cíclicamente realiza-
mos el ajuste del voltaje V3 hasta conseguir la exactitud de +/-
dos grados centígrados.
Los resultados obtenidos luego del ajuste son los de la tabla
3.4. .
Analizando la tabla notamos que hemos conseguido para todo el
rango una. exactitud de +/- dos grados centígrados. Pero aun
tenemos otro problema, la estabilidad con las variaciones de
temperatura ambiente es mala, a causa de los elementos utiliza-
dos, considerando imprescindible para una medida confiable en el
tiempo, el cambio de elementos, tales como resistencias, conden-
sadores e incluso los circuitos operacionales por otros de mejor
calidad.
121
Temperatura
0
20
90
160
230
300
ii¡ Frecuencia¡ [deseada]
iij 5714.iii
¡' 6000iii¡ ' 7000iiii 8000iiij 9000iií¡ 10000I1
Frecuencia[real]
5730
5989
6993
7997
9006
9986
Error[ % ]
+ O,' 280t
- - 0,183
- 0,100
- 0,038
-f 0,067
- 0,140
Error[oC]
+ 1
- 1
- 1
0
0
- 1
tabla 3.3.
Más adelante realizaremos algunas sugerencias para mejorar la
exactitud, asi como la fidelidad de los valores con el tiempo.
3.1.3. MEDICIONES DE LA PARTE DIGITAL
En este punto realizamos la comprobación de las señales de
reloj, asi como de ciertos detalles del control propiamente
dicho.
Las pruebas de las principales señales de reloj nos dieron
los resultados de la figura 3.1.2.. Los tiempos los damos en
nanosegundos y se han medido tomando como referencia a la transi-
ción positiva de la señal Ra. 'Para su comparación es necesario
tener como referencia a la sección 2.2.2., anotando solamente que'
éstas cumplen correctamente su función.
122
Rn
r i-^L. KD
rKF1
n
U
KOA- •
Rol
Pn1
i*20-
.
— 3QÍ- ,
4o
Íj -. r , ,
¿.uU UU j
. 1 ' 1"" SO 1 -i • -- 7^,nnn **"" 1 , ,,
1. .
lfi
C!<2
figura 3,1,2.Valores Reales de los Circuitos de Reloj
En la figura vemos que la señal Rol negada tiene un pulso de
aproximadamente 10 nanosegundos de duración, el cual en la reali-
dad no es deseado y se debe a los retardos propios de las
diferentes compuertas. Sin embargo, el tiempo de duración de
éste es lo suficientemente corto y al ser invertido por los
mismos retardos, y por los niveles lógicos a los que reaccionan
las compuertas, éste sea prácticamente eliminado y no es capaz de
borrar a los contadores 7490 (A) antes de lo deseado, pues nece-
sitarla un tiempo mínimo en 1L mayor a tw > 15 nanosegundos,
según lo que especifica el fabricante.
Otra sección donde debemos tornar muy en cuenta las influen-
cias de . los retardos es al determinar el diferencial real de
temperatura.
En la figura 2,2.12. (página 74), observamos que en la señal
de reloj CK1, el pulsoATr-1 es completo pero el último pulso Air
es sólo un pequeño pico. Experimentalmente observamos que este
es un pulso de 50 nanosegundos de duración, tiempo suficiente
para que el contador 7490(B) cambie su resultado. La existencia
de este pulso,- implicó que en nuestro sistema tomemos como señal
K a la salida A > B del comparador 7485(B), en lugar de la salida
A = B que inicialmente hablamos pensado. Las señales observadas
son las de la figura 3.1.3. y las medidas son dadas en
nanosegundos.
CK 1 _T1I
!30. j si O
"K
CK1 ¡50
figura 3.1.3.Mediciones de la Señal CK1
Nos falta aun comprobar las señales que controlan los
transistores de' fuego lento y alto. Respecto a estas señales
pudimos comprobar que funcionan según lo esperado, considerando
necesario exponer sólo algunos detalles del camino de control de
la señal "n" . Mientras el dif erencialAo?r no sobrepase de 99 no
es necesaria ninguna consideración especial; pero, caso contra-
rio, se diseñaron sistemas que vigilen esta circunstancia. La
124
figura 3.1.4. muestra los resultados observados, para el caso que
ATS = 98 yATr = 102.
CK1L !*L ¿i. .1QQ. JJÜl 102 5U
i ——— —— r '
.1resul tado í ncorrecto-íi
R
"ni"
"En11
"n2"
31/íseg
figura 3.1.4.Comportamiento de la Señal "n2"
También observamos que cuando seleccionamos ATS = O y Ts = Tr
todavia alimenta fuego alto, puesto que no existe transición
positiva en la señal K; y, por ende, no se genera el pulso En/
permaneciendo n2 en su estado previo, En este caso habilita
fuego alto/ siempre que Ts Tr.
Respecto a los relés de fuego lento y alto, puesto que care-
cíamos de información sobre sus corrientes de activado, desacti-
vado encontramos que para los valores de resistencias escogidas,
por los relés circula una corriente de 6.67 mA cuando son activa-
dos y 6.62 ; A cuando son desactivados consiguiendo con esto que
los relés trabajen correctamente,
3.1.4. OTRAS MEDICIONES
Hasta el momento hemos analizado el comportamiento del arnpli-
125
ficador y del sistema de control, faltándonos ato detallar
algunos aspectos del uso de nuestro sistema en modalidad de
medidor y otros respecto a la vigilancia interna para el correcto
funcionamiento.
Respecto al primer punto, al trabajar con un medidor adicio-
nal- pudimos observar que al utilizar como señal de control
CKmult, el valor que mediamos era menor al real, al trabajar
alternadamente. La razón de esto fue el tiempo de reacción y de
conmutación del relé, tiempo durante el cual no se tenia informa-
ción para el conversor V/F y; por ende, el resultado del conteo
fue menor. El resultado medido es el de la figura 3.1.5.. Los
tiempos están dados en railisegundos.
r i^k
Ckmul tr
Rh^
f>rH
Rh^
— 26, ¿H
r-J5 i x-t 3 _} ^
inestable! I
valor estable— *•
.
H
valor estable —
1
J
->-
figura 3.1.5.Conmutación del Relé Rh3
Del análisis de estas pruebas llegamos a la conclusión que
hay un periodo de aproximadamente 30 milisegundos, tiempo durante
el cual conmuta el relé £h3 y fue necesario que este no ocurra
' . 126
mientras la señal Ckb es 1L, pues en este periodo cuantifleamos
el valor de la medición. Como expresamos en el punto 2.3. con la
creación de la señal Ckrel para el control de Rh3, se logró que
mientras Ckb es 1L, los pulsos a los contadores sean estables,
como observamos al realizar las mediciones y lo expresamos en la
figura 3.1.5..
Realizamos también algunas mediciones con el fin de utilizar
multiplexers análogos en vez del relé Rh3, .pero la resistencia de
activado propia de éstos,, requería de ciertas adecuaciones - en el
circuito del puente de Weathstone y la inestabilidad con las
variaciones de temperatura de•funcionamiento fueron considerable-
mente mayores, además de que existia una diferencia entre las
resistencias de activado de uno u otro canal del multiplexer,
siendo estos problemas de difícil solución.
De igual manera, experimentalmente obtuvimos el valor de la
resistencia limitadora de corriente para el activado/desactivado
del relé Rh3 teniendo que con 330 ohmnios circula una corriente
de 20,66 mA, y en la base del transistor de control circula 0/16
mA, con lo que conmuta el relé con seguridad.
En lo referente a.las mediciones realizadas en el sistema de
vigilancia, podemos indicar lo siguiente:
El .sistema acoplador de voltajes diseñado para encajar los
niveles de 15 voltios con la lógica TTL, funcionó correctamente;
pero, como expusimos, fue necesario determinar los valores de las
resistencias experimentalmente,. a fin de conseguir un correcto
nivel de 1L y OL a la entrada de la compuerta AND (TTL). Con -los
127
valores seleccionados de 1,5 Kohm para las dos resistencias
obtuvimos 1L = 5,049 voltios, OL = O voltios y la corriente que
fluye a través del diodo zenner. en la situación 1L, es 1,5 mA,
valor suficiente para, polarizarlo con seguridad. además, la
corriente a través de Rv es de sólo 4,98 mA, valor que no carga
en demasia a los circuitos operacionales IC sup. o 1C inf..
El circuito que interrumpe a las válvulas de combustible en
caso de rotura del sensor, también funcionó correctamente, y tal
como se pensó para el caso de ausencia de cualquiera de los dos
sensores. Una vez que actúa la conmutación del sensor adicional
al de control, es necesario volver, a energizar'si se desea utili-
zar el medidor adicional.
Experimentalmente vimos la necesidad de realizar un control
adicional a la señal.Cv pues, cada vez que conmutaba el sistema
de un sensor a otro, habian situaciones que simulaban la ausencia
del sensor. Solucionamos ello por medio de una compuerta OR y el
sistema funciona a la perfección.
Como mediciones adicionales observamos que el control funcio-
na correctamente de una manera dinámica y continua.
3.1.5. RECOMENDACIONES Y COMENTARIOS
En este punto realizaremos una serie de sugerencias con el
fin de corregir o eliminar la influencia exagerada en el sistema
de las variaciones de la temperatura ambiente y por el autocalen—
tamiento propio de los elementos utilizados.
128
En el transcurso de la calibración y las mediciones, observa-
mos que momentáneamente, se puede conseguir errores menores
incluso que +/- 1 grado centígrado, pero conforme pasa el tiempo,
él potenciómetro que simula a la RTD se calienta y se empieza a
tener variaciones. Ahora no sólo es éste el causante de estas
variaciones, pues de una u otra manera, ya sea un circuito o una
resistencia, pueden ejercer su influencia al variar la
temperatura.
Por ejemplo, el circuito 555 donde generamos la frecuencia
Ck2, frecuencia que debe ser muy estable, pues esta es dividida
para 1024 a fin de obtener la señal Ckb. Un pequeño error en
ella de 0,1 % debido a la división, nos genera ya un error que
puede estar en el orden de los siete grados centígrados.
Puesto que nuestro interés fue el diseñar un control que por
lo menos de una manera teórica nos permita obtener la exactitud
de +/- un grado centígrado,. realizaremos las recomendaciones
pertinentes sobre el tipo de .circuitos que deberíamos utilizar en
el sistema en lugar de lo que actualmente usamos y son las
siguientes:
- Las resistencias utilizadas para el puente de Weathstone, asi
como para el amplificador actual son de 1% de precisión y
tienen una variación de +/- 500 ppm/oC, estas cualidades son ya
excesivas y serla recomendable utilizar otras-de por lo menos
0,1% de precisión y 20 ppm/oC [según las normas de EIA (Elec-
tronics Industries Asociátion) se puede encontrar hasta de
0,01% de precisión y una estabilidad con la temperatura de +/-
129
10 ppm/oC].
De la misma forma, serla aconsejable utilizar los condensadores
de polycarbonato, mica o polestirene, pues son más estables con
la temperatura.
También, los potenciómetros deben ser estables a las varia-
ciones de ella.
El lo referente a los amplificadores operacionales utilizados,
podríamos sugerir dos posibilidades:
1. Existen amplificadores de instrumentación que constan ya en
un sólo circuito integrado de los circuitos IC1, IC2, IC-3.
Además, tienen excelente precisión y linealidad e incluso
permiten que la ganancia sea programable. En caso de usar
uno de estos, seria aconsejable el uso del circuito AD 522 o
AD 524 de la forma "Analog Devices" o el. AM-201"A de la firma
Intersil.
2. Si realizamos el amplificador con circuitos discretos/
podríamos utilizar para IC1, IC2 el AD 545M, pues posee
entrada "Fet"; y, además el corrimiento de voltaje es 3
flV./oCf valor minimo que requerimos, según expusimos al anali-
zar teóricamente al sistema de amplificación. Para el cir-
cuito IC3 podria ser utilizado el circuito AD 547, pues
cumple con todos los requerimientos tanto de corrimiento
como de ganancia de lazo abierto minima.
En cuanto al conversor V/F se refiere, el circuito utilizado
fue óptimo, pero para mejorar su precisión podríamos utilizar
130
para el condensador CL uno de polestirene, pues requerimos que
a más de tener estabilidad en la temperatura, se tenga bajas
pérdidas, además las resistencias deberán ser de precisión. De
no conseguir con estas adecuaciones una notable mejoría en la
linealidad, podríamos utilizar el circuito AD650 de la firma
"Analog Devices".
- Otra recomendación en la generación de la señal Ck2 seria si
ésta es generada en base a un oscilador de cristal y podría
utilizarse el circuito 4060 CMOS que es un contador de 14
pasos/ similar al 4040 utilizado por nosotros pero que además
tiene un sistema que permite acoplar un cristal y generar por
si sólo la frecuencia. A fin de no necesitar de más pasos de
división, serla conveniente que el circuito sea de máximo 1
MHz.
Con las correcciones realizadas hasta el momento, tendríamos
la certeza de que el sistema nos darla una frecuencia muy estable
y dependiente solamente de la no linealidad propia de la RTD y
del puente de Weathstone.
Respecto a la RTD, seria imprescindible utilizar una Pt 100
tipo A, pues sólo ésta permite la exactitud suficiente en los
valores para todo el rango; la tipo B nos da máximo 1,8 oC de
precisión en el rango indicador,
Para corregir las variaciones todavía existentes, podríamos
realizar un sistema similar al utilizado pero con elementos
estables o, mejor aún, el valor que está en las memorias 7475(B),
131
antes de llevarlo a los circuitos 7447 para el control de los
indicadores, podrían ser llevados a memorias PROM (6 kbytes),
pudiendo realizarse asi una sencilla corrección grado por grado,
Cuando vimos la necesidad en el diseño de realizar una
compensación de la linealidad, pensamos en memorias PROM como el
más adecuado. El problema que se nos presentó es que el voltaje
y la frecuencia de la medición no eran estables, entonces, mal
podríamos realizar con este medio una corrección si para un mismo
valor de temperatura nos producirla diferentes valores de
entrada,
Respecto al ajuste, nos interesa sobremanera, que la relación
Vo{300 oC) = 1,75 Vo(0 oC) se cumpla, no importa que los valores
de referencia.no estén tan exactos, pues esto puede ser compensa-
do con la variación de la frecuencia,
Además, al ajustar, es preferible que la frecuencia sea
ligeramente mayor de la teórica que menor, pues al eliminar el
dígito de las décimas de grado en el contador 7490(A), hacemos
una corrección aproximando siempre al inmediato inferior.
Además, siempre hemos considerado qué el sensor estará inmer-
so en el material cuya temperatura se desea medir.
3.2. CONCLUSIONES
En el transcurso del diseño y de la fabricación del control
de temperatura, hemos adquirido un amplio conocimiento en lo que
a circuitos operacionales se refiere. Podemos decir que éstos
132
han sido la parte critica del sistema, o mejor dicho han sido los
elementos en los que más difícil ha sido cuantificar sus errores,
asi como de realizar su calibración. La idea general que se
tiene sobre ellos, siempre ha sido algo superficial; conocemos su
uso considerándolos con características ideales y de una manera
aislada, sabemos que éstas no son tan ciertas. Para la mayor
parte de las aplicaciones éste puede ser un factor sin importan-
cia, pero en nuestro sistema, donde las variaciones de las
corrientes y los voltajes son sumamente pequeños, se transformó
en un punto vital.
De una manera teórica podemos decir que no hemos tenido
limitaciones en cumplir con nuestro objetivo; hemos dado las
bases suficientes para obtener un control de +/- un grado centí-
grado de exactitud, dependiendo ésta sólo de la estabilidad en
los valores del sensor. En la parte práctica, por otro lado,
hemos tenido siempre el inconveniente de que las variaciones de
temperatura interfirieron, Este factor demoró y limitó el
diseño, pero nos permitió realisar un completo análisis de los
errores, diferenciar las influencias de unos u otros, a fin de
eliminar la influencia de las variaciones de temperatura. Es asi
como podemos decir que aislando la influencia de ésta, hemos
conseguido con elementos muy comunes y baratos un control de
temperatura con exactitud +/- dos grados centígrados para todo el
rango de temperatura, desde la temperatura ambiente hasta los 300
grados centígrados.
Al realizar el diseño del aparato se consideró corno factor
133
importante el costo total del aparato, es asi que, descartando el
costo del sensor, todo el sensor no tiene un costo mayor a cien
dólares.
En la práctica, existen una gran variedad de medidores y
controles de temperatura, los hay en muy variados precios y
características, pero obtener un control de las características
del planteado por nosotros, implicarla un alto costo, pese a que
existen circuitos llamados acondicionadores de señal, los cuales
pueden ser obtenidos para acoplar a elementos sensores específi-
cos simplificando mucho el cableado y la mano de obra para la
fabricación del aparato. Sin embargo, la calidad que deben tener
éstos, la exactitud en su fabricación y el muy sofisticado
instrumental de ajuste que se requiere, incrementan nuevamente
su costo.
Respecto al instrumental que se utiliza para calibrar un
aparato de éstos, podemos indicar, que- por ejemplo un voltímetro
de 3 1/2 dígitos no es suficiente, pues para calibrar
correctamente el valor «VI, una mínima variación genera ya
pequeños errores. Ssto nos da una idea del grado de sensibilidad
necesaria en este instrumental.
Por otro lado, al realizar la modificación al sistema de
medidor adicional, sacrificamos el tiempo de procesamiento de la
información, pero a cambio de esto simplificamos el circuito.
Nos pareció interesante el hecho de seleccionar A Ts a fin de
escoger fuego alto o fuego lento, pues podríamos darle dos usos:
el primero para acelerar el encendido y el segundo para evitar
. 134
oscilaciones. Estos dependiendo del diferencial seleccionado y
de la cantidad de energía que controlamos con cada posibilidad de
fuego.
También el hecho de tener una vigilancia más depurada, consi-
deramos que versatiliza al sistema al mismo tiempo que lo hace
más seguro.
Como posibles mejoras podríamos tener, la posibilidad de
disponer de una señal que controle la refrigeración en caso de
estar sobre la temperatura deseada.
También podríamos utilizar.la información en las salidas de
los contadores 7490 (B), esto es el valor deATr, con el fin de
realizar un control más depurado y no tan sencillo como -el de
tres posiciones que diseñamos.
Como otra posibilidad adicional podríamos considerar a la
caja negra que representa al control, como adaptable a otros
tipos de control diferente a la temperatura como podrían ser
presión, fuerza y torgue.
También nos ha parecido interesante la diferencia que hay
entre los diferentes manuales de elementos. Es asi que, por
ejemplo,, "National Semiconductor" da una información limitada en
algunos puntos, comparando con "Analog Devices" que da una -gran
información capaz de poder realizar un diseño más depurado. Es
asi también que a cambio de ello se tiene un costo mayor.
Respecto a las explicaciones realizadas para el diseño, hemos
135
considerado que se han planteado con alguna profundidad/ pues una
mayor amplitud en la explicación hubiera alargado mucho este
texto.
Asimismo, • en las conclusiones hemos expresado sólo lo más
importante, pues un gran numero de.comentarios han sido expuestos
ya de manera oportuna en el desarrollo del tema.
Por último, podemos indicar que la - tecnología utilizada
(TTL), ha sido mantenida para el diseño por cuanto fue ésta la
idea inicial. Si bien actualmente podría realizarse este tema
con la ayuda del microprocesador, no lo consideramos necesario
pues a nuestra manera de ver la.parte más compleja del deseño no
fue el control digital en si sino la etapa de amplificación.
136
A E N D I C E
H O J A S D E D A O? O
piatinum Mesisiance inermomeier tiements cncapsuitutsu
Series
GSpecialglass
1 Pt lOO
2Pt100
1 Pt 50
D¡mensions(miliimeters)25.4 míllimeters = 1.0 inch
Nominal TemperatureResis- Rangetance °COhms
CatalogNumber '
i x i oo :1220J°±550 1 ptioo
üHuniiiiiiniH»!
up to
•'•"; '• '•• V:i'<-/;^" :''' + 220 tó + 550V 'KiíS^**í-;-1,;*'íW ihtermítténti^ ! *£W
•?;-;:£?' h^^^^^*--! '': ^ :
1 X.-100 intermittentlyup to 600 G1250
intermittentlyupíoGOO
1 FG 7 3 6
í isa^MiJ „ -220to + 550^ « « . 2 X 1 0 0 intermitlent|y 2 PtlOO
f y - up to 600 G 60 50
intermittenílyup to 600
*• - — •« - - . • . " - •. Immediate delivery• • • * ' ' - ' '
ti 2X100
1 x 50
Up lO p.UU. ; : ;
>;22Qto;+55ÍQ;iintérhijíterítiy:/
,:*! f;- • , .1
' ' ' '
1 Pt50G645
1 PtSOO50°
- 220 to +
up to 600
1 PtSOOG3555
1 Pt lOOO 1x1000rJ.2.°!°.+J.S° 1PMOOO
up to 600
Gs, GsoPlatinum woundon glass, coatedwith enamel. Notfor use in directconíact withliquids orvapours.
1 PtlOO
- 22-.30-
,e° 10,2 1X100 -220to + 500 1 P t lOO} • . Gs2238
1 x 100 - to + 1 Pt lOOGs1218
1 Pt 100Gso 3 30
Gsg1 Pt lOO
] j -10 1 X 1 0 0 - 60 to + 350 1 Pt 1 00•I0-^ t Gsg 10 10
-^u- 1X100 -60to-i-350 1 PtlOO~\g 6 18
L-10 Discount Schedule 1 tolOunits = NET 11 to 24 units = 10% 25 to 100units = 20%
Self Heating Errorin °C/mW
flowing airv = 1 m/s
still air
Response Time ¡n Secondsflowing water moving airv = 0.2 m/s
50 % Response 90% Responsev - 1 m/s
50% Response 90% Response
0.04 0.17 2.9 12.0 38.0
0.06
0.12
0.02
0.26 0.7 2.7 12.5
0.40 1.0 3.0 ;.' 10.0
0.08 0.93 2.6 13.5
31.0-
33.0
45.0
0.02 0.13 2.6 \5 40.0
'Ifcf .26|
1. I
**\Í
¡1ÍSmm
0.02
0.17
0.04
0.05
0.11
0.26
0.2
0.23
. 0.09
' - • 0.64 • ;.,
. ' 0,20 • - - . - ' '(
0.24
. . ' 0.57
0.71
0.8
0.75
. 1.5 • >
' 1.0. • / ,
. ..0.9 '
0.4
,0.3
0.6
0.15
0.2
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, '• , 3.0 - • - . " . " / J
• 3.5 . ; - .i ' ••' '
2.6
. 0.9
2.3
0.6 .; • - • ; .
0.8
i'í:í!l8.0
; _ . " : " • ' 15.5
> .' 14.5
8.0
3.0
5.0
. ! ; : • : ' . . 1.25
2.5
56.0
52.0
45.0
26.0
12.4
15.0'.
.4.1
10.0
ÍD1 tó 500 units ™ 30% 501 to 1000 units - 40% L-11
DIN 43 760)
fe'/Chis chart üsting calibra tion valúesn ten degree increments isncludedforyourquick reference.:orthe complete Üsting in oneiegree increments, please see?ages A-42 to A-44.
:• "/' '"AV f lS t ' - ? ' - . < • '
"'>£'=& A$5&! - ' ' • • • ' • -r^&W: '. ' :,.' /^'vr^^-^í'^c^*?
• •r<í 7 ;i*^^¿í6ffl(
1 IC4LI1IUIII IIIIIVJIII^J 1
°C Ohm Ohm/°C
220 10.41 0.395210 14.36 0.417
-200 18.53 0.425190 22.78 0.427180 27.05 0.423170 31.28 0.420160 35.48 0.417150 39.65 0.415140 43.80 0.413130 47.93 0.4111 20 52.04 0.409110 56.13 0.407
-100 60.20 0.40590 64.25 0.40380 68.28 0.40170 72.29 0.39960 76.28 0.397
1 50 80.25 0.39640 84.21 0.39630 88.17 0.39620 92.13 0.39410 96.07 0.393
+ 0 100.00 0.39010 103.90 0.38920 107.79 0.38830 111.67 0.38740 115.54 0.38650 119.40 0.38460 123.24 0.38370 127.07 0.38280 130.89 0.38190 134.70 0.380
+100 138.50 0.378110 142.28 0.378120 146.06 0.376130 149.82 0.375
Nickel Winding
- 60 69.5 0.47- 50 74.2 0.49- 40 79.1 0.50- 30 84.1 0.52- 20 89.3 0.53- 10 94.6 0.54
0 100.0 0.56
^
DC Ohm Ohm/°C
140 153.57 0.375150 157.32 0.373160 161.05 0.371170 164.76 0.371180 168.47 0.369190 172.16 0.368
+200 175.84 0.367210 179.51 0.366220 183.17 0.365230 186.82 0.364240 190.46 0.362250 194.08 0.362260 197.70 0.360270 201.30 0.358280 204.88 0.358290 208.46 0.357
+300 212.03 0.355310 215.58 0.355320 219.13 0.353330 222.66 0.352340 226.18 0.351350 229.69 0.350360 233.19 0.348370 236.67 0.348380 240.15 0.346390 243.61 0.345
+400 247.06 0.344410 250.50 0.343420 253.93 0.341430 257.34 0.341440 260.75 0.339450 264.14 0.338460 267.52 0.337470 270.89 0.336480 274.25 0.335490 277.60 0.333
+ 10 105.6 0.5720' 111.3 0.5830 117.1 0.5940 123.0 0.6150 129.1 0.6260 135.3 0.6370 141.6 0.6680 148.2 0.6790 154.9 0.68
°C Ohm Ohm/°C
+500 280.93 0.332510 284.25 0.332520 287.57 0.330530 290.87 0.329540 294.16 0.327550 297.43 0.327560 300.70 0.325570 303.95 0.325580 307.20 0.323590 310.43 0.322
+600 313.65 0.321610 316.86 0.319620 320.05 0.319630 323.24 0.317640 326.41 0.316650 329.57 0.315660 332.72 0.314670 335.86 0.313680 338.99 0.311690 342.10 0.311
+700 345.21 0.309710 348.30 0.308720 351.38 0.307730 354.45 0.306740 357.51 0.304750 360.55 0.304760 363.59 0.304770 366.61 • 0.302780 369.62 0.301790 372.62 0.300
+800 375.61 0.299810 378.59 0.298820 381.55 0.296830 384.50 0.295840 387.45 0.295850 390.38 0.293
+100 161.7 0.70110 168.7 0.72'120 175.9 0.74130 183.3 0.76140 190.9 0.78150 198.7 0.80160 206.7 0.82170 214.9 0.82180 223.1 0.82
Allowable Deviation from Calibration Valúes
fcrmeet your Immedlate needs, Omegaslócksseveral pf the more popular ,,( !RTD elements In quantitles to meet ;•ÉJti '• -' •• —- "le'árly any requlrement. These areRdlcated In thefollowlng pages. / . : -Seásonable quantities of all elements ':rare usually stocked also; however,. v, -
less popular deslgns may i. 1Vrequire two to four weeks f or delivery.'
°C Pt-Resistance ElementsOhm corresp. °C
-220 +0.7 +1.8-200 +0.5 +1.2-100 +0.3 +0.7- 60
0 +0.1 +0.3100 +0.25 +0.6180
.
NÍ-Resístance ElementsOhm corresp. °C
±1.0 +2.1+0.2 +0.4±0.8 +1.1+1.3 +1.5
°C Pt-Resistance ElementsOhm corresp. °C
200 +0.45 +1.2300 +0.65 +1.8400 +0.85 +2.4500 ±1.0 ±3.0600 ±1.2 +3.6700 +1.35 ±4.2750 ±1.4 +4,5800 ±1.45 ±4.8850 ±1.5 ±5.1 J
L-7
c>Qj
rsT
C
DK 621.317.39 : 536.531 : 621.317.732 DEUTSCHE NORMEN Oktober198C
g '5 g |
- "i io 2 I S
Messen Steuerr Regeln
Elektrische ThermometerGrundwerte der MeBwiderstande f-jr Widerstandsthermometer
DIN
43760
Eléctrica: temperatura sensors; reference tables for sensing resisiors for resistance elements
Zussmmenhang mit der von der International Electrotechnical Commission (¡EC) in Vorbereiwng befindüchenPubükation, siehe Eríautervngen.
1 Geltungsbereich
Diese Norm gilt für MeBwiderstande zum Einsau in: MeGeinsatze für Widerstandsthermo-meter nach DIN 43762
2 Mitgeltende Normen
DIN 16 160 Te¡l 5 Thermometer; Begriffefür elektrische ThermometerDIN 43762 Elektrische TemperaturmeRgerate; MeEeinsatze für Widerstands-
thermometer
Wird boi Ándsrunqen m'chí einpszo^en
Deutsche Elektrotechnische Kommíssion im DIN und VDE (DKE]
Fortsetzung Seite 2 bis 6Erlauterungen Seite 6
SIEMENS-VervielfaKiguns (Uut DIN-Mcrkblatt 3)Bezugsquelle: ZTTVN oder rustánd' es Normcnbüro
. n n t i l n w^rlar; Círru^i Berlín 30 unfl KÓIn DIN 43 76Q Okr 1QRD
Seite 2 DIN 43760
3 Grundwerte: '} Nennwiderstand 100 H bei O °C
Tabelle 1.
Kurzzeichen desMeBwider standes
Widerstands-Werkstoff
MiTtlerer Temperatur-koeffizierrt des elektri-schen Widerstandeszwischen Ound + lOO°C
1Eínheit: ~~
K
Anwendungsbereich
MeBtemperatur°C
-200
-100
•- 60
0
100
180
200
300
400
500
600
650
700
800
850
Ni 100
Nickel
Nennwert: 0,00618
-60bis + 180°C2) 3)
Pt lOO
Platin
Nennwert: 0,003850
-200 bis + 850 °C 3)
Widerstand und zulassige Abweichung4)
Grund-wert 1)
a_
-
69,5
100,0
161,8
223,2
-
-
-
-
-
-
_
-
-
zulaAbwe
n--
±1.0
±0,2
±03±1,3
-
-
-
-
-
-
-
-
_
ssigechuna
°C
-
-
±2,1
±0,4
±1,1
±1,7
' -
-
-
-
-
-
-
-
-
Grund-wert 1}
n18,49
60,25
-
100,00
138,50
-
175,84
212,02
247,04
280,90
313,59
329,51
345,13
375,51
390,26
Klasn
±0,24
±0,14
zuláwige A
se A
°C
±0^5
±0^5
-
±0,06 ! ±0,15
±0,13
—
±0,20
±0^7
• ±033
±0,35
±0,43
±0(4€
-
-
-
±0,35
-
±0,55
.±0,75
±0,95
±1,15
±1^5
±1,45
-
-
-
bweíchung
Kla
n±0,56
±0^2
-
±0,12
±0^0
-
±0,48
±0,64
±0,79
±0,93
±1,06
±1,13
±1,17
±1,28
±1^4
tse B°C
±13
±OJB
-
±03±03-
±13
±13
±23
±23
±33
±3,6
±33
±43
±4^
Die Grundwerte gestuíi von 1 zu 1 °C, siehe Tabelle 2 und Tabelle 31) Begríff ,,Grundwerte" siehe DIN 16160Te¡l 5
Berechnungsgleichungen für die Grundwerte siehe Seite 32) MeKwiderstá'nde aus Nickel sollen für Dauermessungen nur bis 150 °C herangezogen und bís 180 °C nur kurz-
zeitig verwendet werden.3) Die Grenze der Dauerbenutzung wird bei MeRwiderstanden auch durch den verwendeten Isolierwerkstoff
bestimmt und ist vom Hersteller zu erfragen.4) Die zulassigen Abweichungen in °C sínd nach den Berechnungsgleichungen auf Seite 3 berechnet. Die zulás-
sígen Abweichungen in H sind mitHilfe derGrundwertreihen aus denzulassigen Abweichungen ín °C errechnet.
DIN 43760 Se*ae3,
Tabelle 2. Grundwerte ¡n £2 von 1 zu 1 °C für Mefcwiderstande Ni 100
°c
-60-50-40
-30
-20-10
0
-0
69,574,379,1
84.289,394,6
100,0
-1
—
73,878,6
83,688,894,199,5
2
—
73,378,1
83,188,393,598,9
, 3
_x
72,877,7
82,687,793,098,4
-4
—
72,377,2
• 82,187,292,597,8
5
—
71,976,7
81,686,791,997^
-6
—
71,476,2
81,186,291,496,7
-7
—
70,975,7
80,685,790,996,2
-8
—
70,575,2
80,185^90^95,7
-9
—
70,074,7
79,684,789,895,1
°C
0102030
4050607080
90100
110120130
140150160170180
0
100 p105,6111,2117,1
123,0129,1135,3141,7148,3
154,9161,8168,8176,0183,3
190,9198,7206,6214,8223,2
1
100,6106,1111,8117,7
123,6129,7136,0142,4148,9
155,6162,5169,5176,7184,1
191,7199,4207,4215,6
—
2
101,1106,7112,4118,2
124,2130,3136,6143,0149,6
156^163,2170^177,4184^
192,4200,2208^216,5
—
3
101,7107,2113,0118,8
124,8131,0137,2143,7150^
157,0163,9170^178^185,6
193^201,0209,1217,3
—
4
102,2107,8113,6119,4
125,4131,6137,9144,3150,9
157,7164,6171,6178,9186,3
194,0201,8209,9218,1
. —
5
102,8108,4114,1120,0
126,0132,2138,5145,0151,6
158,3165,3172,4179,6187,1
194,8202,6210,7219,0
• — •
6
103,3109,0114,7120,6
126,7132,8139,2145,6152,2
159,0166,0173,1180,4187,9
195,5203,4211,5219,8
—
7
103,9109,5115,3121,2
127,3133,5139,8146,3152,9
159,7166,7173,8181,1188,6
196,3204,2212,3220,7
—
8
104,4110,1115,9121,8
127,9134,1140,4146,9153,6
'160,4167,4174,5181,9189,4
197,1205,0213,2221,5
—
9
105,0110,7116,5122,4
128,5134,7141,1147,6154,3
161,1168,1175,3182,6190,1
197,9205,8214,0222,4
—
Berechnung der Grundwerte
Für die Grundwerte der MeBwiderstande Pt 100.und NÍ 100 gelten folgende Zahlenwertgleichungen:Für Pt 100 im Temperaturbereich von O bis 850°C:
J?t= 100 (1 + 3,90802- 10-3 -£-0,580195 • 10-6 .¡2)
Für Pt 100 im Temperaturbereich von —200 bis 0°C:#t = 100 [1+3,90802- 10-3 -¿-0,580195- 10~S - í2 -4,27350- 10~12(f -100)f3]
Für Ni 100 im Temperaturbereích von -60 bis 180°C:fít= 100 +0,5485-í+ 0,665- 10-3 . ¿2 + 2,805- 10-9 . t4
Hierin ¡st:Rl der Wtderstand ¡n £3. bei der Temperatur ít die Temperatur in DC
Die zulassigen Abweichungen fQr MeBwiderstande Pt 100 und Ni 100 sínd duren nachfolgende Zahlenwert-gleichungen festgelegt:
Für Pt 100:zulassige Abweichung in °C = ± (0,15 + 0,002 |f |) für Klasse Azulassige Abweichung in °C = ± (0,3 + 0,005 \ |) für Klasse B
Für Ni 100:zulassige Abweichung in °C = + (0,4 + 0,007 |í |) für O bis 1 80 °Czulassige Abweichung ín °C = ± (0,4 + 0,028 |í || für —60 bis O °CHierin ist |í| der Betrag der Temperatur.
Seite4 1 M 43 760
Tabelle 3. Grundwerte in H von 1 zu 1 °C für MeSwidentande Pt 100
°C
-200-190-180-170-160
-150-140-130-120-110
-100- 90- 80- 70- 60
- 50- 40- 30- 20 '- 10
0
-0
18,4922,8027,0831,3235,53
39,7143,8748,0052,1156,19
60,2564,3068,3372,3376,33
80,3184,2788,2292,1696,09
100,00
-1
22,3726,6530,9035,11
39,3043,4547,5951,7055,78
59,8563,9067,9271,9375,93
79,9183,8887,8391,7795,6999r61
-2
_
21,9426,2330,4734,69
38,8843,0447,1851,2955,38
59,4463,4967,5271,5375,53
79,5183,4887,4391,3795,3099,22
-3
.
21,5125,8030,0534,27
38,4642,6346,7650,8854,97
59,0463,0967,1271,1375,13
79,1183,0887,0490,9894,9198,83
-4
21)0825,3729,6333,85
38,0442,2146,3550,4754,56
58,6362,6866,7270,7374,73
78,7282,69
- 86,6490,5994,5298,44
— 5
—20,6524,9429,2033,43
37,6341,7945,9450,0654,15
58,2262,2866,3170,3374,3378,3282,2986,2590,1994,1298,04
-6
—
20,2224,5228,7833,01
37,2141,3845,5249,6453,74
57,8261,8765,9169,9373,93
77,9281,8985,8589,8093,73
. 97,65
-7
—19,7924,0928,3*532,59
36,7940,9645,1149,2353,33
57,4161,4765,5169,5373,53
77,5281,5085,4689,4093,3497,26
-8
—
19,3623,66
-9
18,9323,23
27,93 ! 27,5032,16
36,3740,5544,7048,8252,92
57,0061,0665,1169,1373,13
77,1381,1085,0689,0192,9596,87
31,74
35,9540,1344,2848,4152.5256,6060,6664.7068r7372,73
76,7380,7084,6788,6292,5596,48
°c
010203040
5060708090
100110120130140
150160170180190
200210220230240
250-260270280
' 290
300310320330340
3503603703SO390
0
100,00103,90107,7911 1 ,67115,54
119,40123,24127,07130,89134,70
138,50142,29146,06149,82153,58
157,31161,04164,76168,46172,16
175,84179,51183,17186,82190,45
194,07197,69201,29204,88208,45
212,02215,57219,12222,65226,17
229,67233,17236,65240,13243,59
1
100,39104,29108,18112,06115,93
119,78123,62127,45131,27135,08138,88142,66146,44150,20153,95
157,69161,42165,13168,83172,53
176,2117938183,53187,18190,81
194,44198,05201,65205,23208,81
212,37215,93219,47223 ,00226,52
230,02233,52237 ,00240,47243,93
2
100,78104,68108,57112,45116,31
120,16124,01127,84131.56135,45
139,26143,04146,81150,57154,32
158,06161,79165,50169,20172,90
176,57180,24183,90187,54191,18
194,80198,41202,01205,59209,17
212,73216,28219,82223,35226,87
230,37233,87237,35240,82244,28
3
101,17105,07108,96112,83116,70
120,55.124,39128,22132,04135,84
139,64143,42147,19150,95154,70
158,43162,16165,87169,57173,26
176,94180,61184,26187,91191,54
195,16198,77202,36205,95209,52
213,09216,64220,18223,70227,22
230,72234,22237,70241,17244,62
4
101,56105,46109,35113,22117,08
120,93124,77128,60132,42136,22
140,02143,80147,57151,33155,07
158,81162,53166,24169,94173,63
177,31180,97184,63188,27191,90
195,52199,13202,72
.206,31209,88
213,44216,99220,53224,06227,57
231,07234,56238,04241,51244,97
5
101,95
6
102,34105,85 i 106,24109,73 , 110,12113,61 : 113,99117,47 ' 117,85
121,32 121,70125,16 125,54128,98 129,37132,80136,60
140,39144,17147,94151,70155,45
159,18162,90166,61170,31174,00
177,68181,34184,99188,63192,26
195,88199,49203,08206,67210.24
213,80217,35220,88224,41227,92
231,42234,91238,39241,862¿5,31
133,18136,98
140,77144,55148,321 52,08155,82
159,55163,27166,98170,68174,37
178,04181,71185,36189,00192,63
196,24199,85203,44207,02210,59
214,15217,70221,24224,76228,27
231,77235,26238,74242,20245,66
7 Í 8
102,73106,63110,51114,38118,24
122,09125,92129,75133,56137,36
141,151¿4r93148,70152,45156,19
159,93163,65167,35171,05174,74
178,41182,07185,72189,36192,99
196,60200,21203,80207,38210,95
214,51218,05221,59225,1 1228,62
232,12235,61239,09242,55246,00
103,12107.02110,90114,77118,62122,47126,31130,13133,94137,74
141,53145,31149,07152,83156,57
160,30164,02167,72171.42175,10
178.78182,44186.09189,72193,35
196,96200,57204,16207,74211,31
214,86218,41221,94225,46228,97
232,47235.96239,43242,90246,35
9
103,51107,40111,28115,15119,01
122,86126,69130,51134,32138,12141,91145,68149,45153,20156,94
160,67164,39168,09171,79175,47
179,14182,80186,45190,09193,71
197,33200,93204,52208,10211,66
215,22218,76222,29225,81229,32
232,82236,31239,78243,24246,69
ii DIN 43760 SeiteB
Tabelle3 (Fortsetzung)
°c
400410420430440
450460470480490
500510520530540
550560570580590
600610620630640
650660670680690
700710720730740
750760770780790
800810820830840850
0
247,04250,48253,90257,32260,72
264,11267,49270,86274,22277,56
280,90284,22287,53290,83294,11
297,39300,65303,91307,15310,38
313,59316,80319,99323,18326,35
329,51332,66335,79338,92342,03
345,13348,22351,30354,37357,42
360,47363,50366,52369,53372,52
375,51378,48381,45-384,40387,34390,26
1
247,38250,82254,24257,66261,06
264,45267,83271,20274,55277,90
281 23284,55287,86291,16294,44
297,72300,98304,23307,47310,70
313,92317,12320,31323,49326,66
329,82332,97336,11339,23342,34
345,44348,53351,61354,67357,73
360,77363,80366,82369,83372,82
375,81378,78381 ,74384,69387,63
—
2
247,73251,16254,59258,00261,40
264,79268,17271,53274,89278,23
281,56284,88288,19291,49294,77
298,04301,31304,56307,7931 1 ,02
31 4,24317,44320,63323,81326,98
330,14333,28336,42339,54342,65
345,75348,84351,91354,98358,03
361,07364,10367,12370,13373,12
376,10379,08382,04384,98387,92
• —
3
248,07251,50254,93258,34261,74
265,13268,50271,87275,22278,56
281,89285,21288,52291,81295,10
298,37301,63304,88308,12311,34
314,56317,76320,95324,13327,30
330,45333,60336,73339,85342,96
346,06349,15352,22355,28358,34
361,38364,40367,42370,43373,42
376,40379,37382,33
• 385,28388,21
—
4
248,41251,85255,27258,68262,08
265,47268,84272,20275,56278,90
282,23285,54288,85292,14295,43
298,70301,96305,20308,44311,67
314,88318,08321 ,27324,45327,61
330,77333,91337,04340,16343,27
346,37349,45352,53355,59358,64
361,68364,71367,72370,73373,72
376,70379,67382,63385,57388,51
~~~
5
248,76252,19255,61259,02262,42
265,80269,18272,54275,89279,23
282,56285,87289,18292,47295,75
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*) Die zulássigen Abweichungen konnen nach Tabelle 1 positive oder negative Werte annehmen.
Erláutervngen
Diese Norm wurde überarbeitet vom Unterkomítee 921.1 ,,Eiektrische MeBwertaufneh-mer" der Deutschen Elektrotechnischen Kommission ¡m DIN und VDE (DKE).
Berücksichtigt wurden die in lEC-Schriftstück 65 B(Secretaríat)33 angegebenen Grund-werte und zulássigen Abweichungen für Platinmefiwiderstande.
FGr die Grundwerte und Toleranzen der Nickel-MeGwiderstande wurden Berechnungs-gleichungen angegeben. Die Ánderungen gegenüber der Ausgabe 1968 betragenmax. 0,1 Ohm.
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N O T A : POR SIMPLICIDAD EN EL CUADRO SE HAN REALIZADO .. LASSIGUIENTES NOTACIONES ESPECIALES:
Vcc = +
GND = -
= sin interés
Ckm = Ckmult
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