convertidor de bypass para un panel solar...

Convertidor de Bypass para un Panel Solar BP585

TITULACIÓN: Ingeniería Técnica Industrial en Electrónica Industrial

AUTOR: José Mª Romero Martínez.

DIRECTOR: Roberto Giral Castillón.

Junio / 2011.


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Agradecimientos

A mi familia por comprenderme en los momentos más difíciles.

A Roberto Giral, por su dedicación, ayuda y paciencia.

A Josep Mª Bosque y al resto de miembros del GAEI por haber aportado cada uno de ellos su importante grano de arena.


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Índice 1 MEMORIA DESCRIPTIVA................................................................................. 7

1.1 Objetivo del proyecto ....................................................................................... 8 1.2 El panel fotovoltaico......................................................................................... 8

1.2.1 Introducción.............................................................................................. 8 1.2.2 Definición ................................................................................................. 8 1.2.3 Tipos de conexión de las células .............................................................. 9

1.2.3.1 Conexión serie ..................................................................................... 9 1.2.3.2 Conexión paralelo................................................................................ 9

1.2.4 Curva I-V............................................................................................... 10 1.2.5 Curva P-V.............................................................................................. 11 1.2.6 Esquema de la célula fotovoltaica .......................................................... 11 1.2.7 Consecuencias del sombreado en los paneles PV. Puntos calientes....... 12 1.2.8 Diodos de bypass .................................................................................... 13 1.2.9 Seguimiento del punto de máxima potencia: MPPT .............................. 14

1.3 Panel fotovoltaico BP585 ............................................................................... 15 1.4 Emulador de paneles fotovoltaicos................................................................. 16

1.4.1 Introducción............................................................................................ 16 1.4.2 Breve principio de funcionamiento de circuito de ajuste ....................... 17

1.4.2.1 Ajuste de la corriente de cortocircuito ISC ........................................ 18 1.4.2.2 Ajuste de la tensión de circuito abierto VOC .................................... 19

1.5 “Minimizing the effects of shadowing in a PV module by means of active voltage sharing” ......................................................................................................... 20

1.5.1 Introducción............................................................................................ 20 1.5.2 Problemática del uso del diodo de bypass en sistemas MPPT ............... 20 1.5.3 Bypass activo.......................................................................................... 21 1.5.4 Control .................................................................................................... 23 1.5.5 Conclusiones........................................................................................... 24

1.6 Batería............................................................................................................. 25 1.6.1 Etapas de carga ....................................................................................... 25 1.6.2 Batería seleccionada ............................................................................... 25

1.7 Convertidores CC-CC .................................................................................... 26 1.7.1 Introducción............................................................................................ 26 1.7.2 Convertidor Buck ................................................................................... 26 1.7.3 Convertidor Boost .................................................................................. 28

1.8 Control en modo deslizamiento...................................................................... 30 1.9 Etapa de potencia............................................................................................ 31

1.9.1 Introducción............................................................................................ 31 1.9.2 Configuraciones...................................................................................... 34

1.9.2.1 Configuración Buck .......................................................................... 34 1.9.2.2 Configuración Boost.......................................................................... 35

1.9.3 Elementos principales............................................................................. 36 1.9.3.1 Condensadores de entrada y salida................................................... 36 1.9.3.2 Inductores .......................................................................................... 36 1.9.3.3 Diodos................................................................................................. 38 1.9.3.4 Filtro de amortiguamiento ................................................................ 38 1.9.3.5 MOSFETs .......................................................................................... 39 1.9.3.6 Circuito de alimentación ................................................................... 40


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1.9.3.7 Driver ................................................................................................. 41 1.9.3.8 Sensor de corriente ............................................................................ 42

1.10 Etapa de control .............................................................................................. 43 1.10.1 Circuito para la obtención de masa virtual ............................................. 44 1.10.2 Lazo de tensión....................................................................................... 45 1.10.3 Lazo de corriente .................................................................................... 47

1.10.3.1 Circuito restador del lazo de corriente.......................................... 48 1.10.3.2 Circuito inversor del lazo de corriente.......................................... 48 1.10.3.3 Comparador con histéresis ............................................................ 49

2 MEMORIA DE CÁLCULO................................................................................ 51 2.1 Buck y Boost .................................................................................................. 52

2.1.1 Buck........................................................................................................ 52 2.1.2 Boost....................................................................................................... 53

2.2 Cálculo para el cable utilizado en el diseño de la bobina de 33 μH ............... 53 2.3 Cálculo del ajuste de la tensión de circuito abierto del emulador de módulos PV 53 2.4 Cálculo de parámetros a partir de diversas medidas en el convertidor .......... 55 2.5 Cálculo de la salida del sensor de corriente.................................................... 56

3 SIMULACIONES................................................................................................. 58 3.1 Introducción.................................................................................................... 59 3.2 Lazo abierto .................................................................................................... 59

3.2.1 Buck........................................................................................................ 59 3.2.2 Boost....................................................................................................... 60

3.3 Lazo de corriente cerrado ............................................................................... 61 3.3.1 Buck........................................................................................................ 61 3.3.2 Boost....................................................................................................... 62

3.4 Lazo de tensión cerrado.................................................................................. 63 3.4.1 Buck........................................................................................................ 63 3.4.2 Boost....................................................................................................... 64

4 RESULTADOS EXPERIMENTALES .............................................................. 65 4.1 Introducción.................................................................................................... 66 4.2 Convertidor Buck y convertidor Boost........................................................... 66

4.2.1 Sistema en lazo abierto ........................................................................... 67 4.2.1.1 Buck ................................................................................................... 67 4.2.1.2 Boost ................................................................................................... 70

4.2.2 Sistema con lazo de corriente cerrado .................................................... 71 4.2.2.1 Buck ................................................................................................... 72 4.2.2.2 Boost ................................................................................................... 73

4.2.3 Sistema con lazo de tensión cerrado....................................................... 75 4.2.3.1 Buck ................................................................................................... 75 4.2.3.2 Boost ................................................................................................... 76

4.3 Emulador de paneles fotovoltaicos................................................................. 77 4.3.1 Ajuste manual de la curva I-V del emulador.......................................... 77 4.3.2 Caracterización de la curva I-V.............................................................. 78 4.3.3 Obtención de la curva P-V...................................................................... 81

4.3.3.1 Ensayo para la misma ISC.................................................................. 81 4.3.3.2 Ensayo para ISC de cada módulo diferentes..................................... 83 4.3.3.3 Conclusiones ...................................................................................... 85

4.4 Panel solar ...................................................................................................... 86


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4.4.1 Introducción............................................................................................ 86 4.4.2 Caracterización de la curva I-V.............................................................. 87

4.4.2.1 Curva característica I-V sin sombreado ........................................... 87 4.4.2.2 Curva característica I-V para sombreado fijo .................................. 88 4.4.2.3 Curva característica con sombreado I-V variable ............................ 90

4.4.3 Obtención de la curva P-V...................................................................... 91 4.4.3.1 Día soleado sin sombreado en las dos secciones .............................. 91 4.4.3.2 Día prácticamente soleado con sombreado en una de las secciones93 4.4.3.3 Día nublado con sombreado en una de las secciones ...................... 95

4.4.4 Carga de una batería ............................................................................... 97 4.4.4.1 Introducción....................................................................................... 97 4.4.4.2 Circuito para la comparación de las corrientes de carga de la batería 98 4.4.4.3 Obtención de la corriente de salida del convertidor y el panel PV2 99

5 CONCLUSIONES .............................................................................................. 101 6 PLANOS.............................................................................................................. 103

6.1 Relación de planos........................................................................................ 104 7 PRESUPUESTO ................................................................................................. 117

7.1 Amidamientos............................................................................................... 118 7.1.1 Capítulo 1 – Placa de potencia ............................................................. 118 7.1.2 Capítulo 2 – Placa de control................................................................ 120 7.1.3 Capítulo 3 – Otros accesorios............................................................... 120

7.2 Precios unitarios ........................................................................................... 121 7.2.1 Capítulo 1 – Placa de potencia ............................................................. 121 7.2.2 Capítulo 2 – Placa de control................................................................ 122 7.2.3 Capítulo 3 – Otros accesorios............................................................... 122

7.3 Aplicación de precios ................................................................................... 123 7.3.1 Capítulo 1 – Placa de potencia ............................................................. 123 7.3.2 Capítulo 2 – Placa de control................................................................ 124 7.3.3 Capítulo 3 – Otros accesorios............................................................... 124

7.4 Resumen del presupuesto ............................................................................. 125 7.4.1 Presupuesto de ejecución material........................................................ 125 7.4.2 Presupuesto de ejecución por contrata ................................................. 125 7.4.3 Presupuesto global................................................................................ 125

8 BIBLIOGRAFIA ................................................................................................ 126


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Abreviaturas D Duty Cycle IEEE Institute of Electrical and Electronics Engineers MLCC Multilayer Ceramic Capacitor MPP Maximum Power Point MPPT Maximum Power Point Tracking PI Control Proporcional Integral PV Photovoltaic


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1 MEMORIA DESCRIPTIVA


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1.1 Objetivo del proyecto El objetivo de presente proyecto es realizar la implementación práctica de la idea inicial descrita de manera teórica en la publicación “Minimizing the effects of shadowing in a PV module by means of active voltage sharing” aceptada y publicada por la asociación técnico-profesonal IEEE (Institute of Electrical and Electronics Engineers). En este artículo se propone la idea de un circuito que posibilita extraer más potencia de un módulo PV cuando se produce un sombreado en alguna de sus secciones. El circuito, es un convertidor Buck-Boost bidireccional, capaz de minimizar los efectos de sombreado en un panel a través de un control de corriente que logra igualar las tensiones de entrada de cada una de las dos secciones de un panel PV. Una vez creado el prototipo del circuito, se conectará al panel BP585 y se cargará durante un tiempo una batería de 12 V y 47 Ah, comparando el resultado obtenido frente a los datos logrados con el uso convencional de los diodos de bypass.

1.2 El panel fotovoltaico

1.2.1 Introducción Inicialmente, se explicarán varios conceptos básicos de los módulos fotovoltaicos que permitirán una mayor compresión de este documento.

1.2.2 Definición La energía solar fotovoltaica es, junto a la energía solar térmica, la principal vía para el aprovechamiento de los rayos del sol. Consiste en transformar de manera directa la radiación solar en electricidad a través de, generalmente, láminas semiconductoras llamadas células fotovoltaicas. Un panel o módulo fotovoltaico está formado por una serie de células fotovoltaicas conectadas eléctricamente, según el valor de los parámetros deseados, de manera que logran producir una energía eléctrica de una corriente y tensión determinadas.

Figura 1.2.1. Las células PV están conectadas eléctricamente.


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1.2.3 Tipos de conexión de las células Dependiendo como se conecten las células entre sí, se podrá obtener una tensión o una corriente mayores.

1.2.3.1 Conexión serie En esta conexión, la tensión total de circuito abierto corresponderá a la suma de la tensiones de circuito abierto de las n células que forman parte del circuito. Comercialmente, las células fotovoltaicas están conectadas en esta configuración.

nVV cellOC ⋅= (1.2.1)

Figura 1.2.2. Conexión serie de células fotovoltaicas.

1.2.3.2 Conexión paralelo A diferencia del caso anterior, con la conexión en paralelo se suman las corrientes de cortocircuito de cada célula. De este modo tenemos que:

mII cellSC ⋅= (1.2.2)

Figura 1.2.3. Conexión paralelo de células fotovoltaicas.


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1.2.4 Curva I-V La curva característica I-V de un módulo PV nos permite conocer los valores de corriente y tensión que puede proporcionar el panel. En esta curva podemos apreciar varios parámetros que la definen. Son las siguientes: Corriente de cortocircuito (Isc): Es el valor máximo de corriente que se obtiene de un panel fotovoltaico bajo las condiciones estándar de medición (CEM). Como su propio nombre indica, se consigue cortocircuitando la salida del módulo.

Tensión de circuito abierto (Voc): Es el valor máximo de tensión que se obtiene de un panel fotovoltaico bajo las condiciones CEM. En estas condiciones no hay conexiones en los bornes del panel y la corriente, por lo tanto, se hace nula.

Punto de máxima potencia (MPP): En ingles, Maximum Power Point, es la potencia máxima generada por el panel fotovoltaico bajo unas condiciones de trabajo determinadas, donde el producto de la tensión y la corriente que lo definen es el más grande ( MAXMAXMAX VIP ⋅= ).

Corriente en el punto de máxima potencia (IMAX): Es el nivel de corriente que corresponde a PMAX. Tensión en el punto de máxima potencia (VMAX): Es el nivel de tensión que corresponde a PMAX.

Figura 1.2.4. Curva I-V de un módulo fotovoltaico.


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1.2.5 Curva P-V La curva P-V de un módulo viene dada por el producto entre la tensión y la corriente de cada punto de la curva I-V. La figura 1.2.5 muestra la superposición entre las dos curvas descritas. Como era de prever, el MPP en la curva de potencia está situada en el punto más alto de esta.

Figura 1.2.5. Superposición de las curvas P-V e I-V.

1.2.6 Esquema de la célula fotovoltaica Una célula fotovoltaica puede modelarse de manera muy ideal como una fuente de corriente en paralelo con un diodo. En la siguiente figura podemos ver su esquema.

Figura 1.2.6. Esquema de una célula fotovoltaica.


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A continuación se definen sus principales parámetros:

LI : Corriente fotogenerada. Es la corriente generada como consecuencia de la generación de portadores en la iluminación.

:DI Corriente de diodo. Es la corriente en oscuridad debido a la recombinación de portadores.

SR : Resistencia en serie. Es la resistencia ocasionada en general por los contactos metálicos con el semiconductor. En una célula fotovoltaica ideal, esta resistencia serie es nula.

SHR : Resistencia de derivación o shunt. Es la resistencia provocada por las pérdidas ocasionadas en el material. Idealmente, esta resistencia tiene un valor infinito.

1.2.7 Consecuencias del sombreado en los paneles PV. Puntos calientes Cada célula solar tiene su propia curva I-V. En el momento en el que se produce un sombreando en una celda que forma parte del panel la característica de su curva cambia respecto a las demás, lo cual repercute en su propia potencia máxima, comportando que también la potencia extraída total se vea afectada.

Figura 1.2.7. Efecto del sombreado en el rendimiento de un módulo fotovoltaico. Del mismo modo, cuando una célula se halla sombreada, se comporta como una carga, y en vez de producir energía la consume. Al disipar la energía producida por las demás, la célula afectada se calienta por efecto Joule y puede llegar a dañarse irreversiblemente. Este efecto lleva por nombre punto caliente (“hot spot”). Este problema será mayor en la medida que la radiación solar sobre el resto de células también lo sea.


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1.2.8 Diodos de bypass Las células que no están sombreadas obligarán a las que tienen una radiación solar baja a polarizarse con tensión negativa para poder conducir la corriente de la sección y, por lo tanto, disipar potencias que pueden ser superiores a las que pueden soportar. Asimismo, la operación de las células sombreadas en una región de tensión negativa, provocará que la tensión total del conjunto se vea reducida e incluso se haga también negativa. Una solución adoptada para evitar esta circunstancia pasa por el empleo de los llamados diodos de bypass.

Figura 1.2.8. Diodos de bypass.

Los diodos de bypass permiten un camino alternativo para que la corriente fluya alrededor de las células sombreadas, consiguiendo de esta forma reducir las pérdidas de tensión en el módulo. Cuando en un módulo está sombreado, el diodo de bypass conectado en paralelo con este se polariza en directa, y comienza a pasar corriente a través de él. De este modo se reduce de forma importante la cantidad de calor en el área sombreada.

Figura 1.2.9. Curvas I-V con y sin los diodos de bypass.

La figura 1.2.9 muestra las ventajas del empleo de los diodos de bypass. En este caso particular, el panel fotovoltaico lleva conectados 2 diodos de bypass, uno cada 18 células, como el panel BP585 que se utilizará en los ensayos del presente proyecto.


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La curva de color rojo muestra el comportamiento del panel cuando no existe sombreado en ninguna de sus secciones. Por otra parte, la curva de color azul corresponde a del un sombreado parcial en una de sus secciones. Como se puede ver, la corriente ha disminuido drásticamente, lo cual repercute de forma importante en la potencia total extraída del módulo. Finalmente, la última curva ilustra el resultado obtenido con el mismo sombreado parcial anterior, usando diodos de bypass. En este caso, debido a la polarización directa del diodo de la sección afectada, las células no sombreadas fuerzan a las de baja radiación a una corriente máxima bajo las condiciones de cortocircuito.

1.2.9 Seguimiento del punto de máxima potencia: MPPT De forma generalizada, un MPPT (Maximum Power Point Tracking) es una tecnología cuyo cometido es sacarle el máximo rendimiento a una instalación fotovoltaica. De esta manera permite extraer de los módulos fotovoltaicos la máxima potencia. Este sistema electrónico puede estar integrado en un convertidor, y es capaz de variar el punto de operación de los módulos modificando el “duty cycle” de dicho convertidor. El ejemplo de la figura 1.2.10 muestra la curva de potencia de un módulo PV para distintas condiciones de radiación solar sin emplear un controlador MPPT. Partiendo de unos niveles en los cuales se extrae prácticamente la máxima potencia posible, se puede apreciar que, al aumentar la radiación, el punto máximo que puede obtenerse en bornes de la batería conectada a la salida se aleja del MPP real del panel.

Figura 1.2.10. Curvas P-V sin controlador MPPT para diferentes radiaciones.

En la figura 1.2.11, sin embargo, se distingue que, utilizando un MPPT integrado en un convertidor a la salida del módulo para un valor de radiación más alto, el sistema realiza un seguimiento del punto máximo de la potencia. Vi corresponde a la tensión de salida del módulo fotovoltaico.


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Figura 1.2.11. Curvas P-V con controlador MPPT para diferentes radiaciones.

1.3 Panel fotovoltaico BP585 El panel fotovoltaico que se ha empleado en la consecución de los objetivos de este proyecto, ha sido el PV BP585. Este módulo está compuesto por dos grupos de 18 células fotovoltaicas de silicio monocristalino, fabricadas a través de tecnología SATURNO (tecnología de contactos enterrados por láser). Cada una de las células están conectadas en serie, son peudocuadradas y miden 125 mm. de lado. Las principales características eléctricas del módulo BP585 las muestra la siguiente tabla.

Características eléctricas BP 585

Potencia máxima nominal (Pmax) 85 W Tensión en Pmax (Vmp) 18 W Corriente en Pmax (Imp) 4,72 A Corriente de cortocircuito (Isc) 5 A Tensión en circuito abierto (Voc) 22,1 V Máxima desviación de potencia ± 5 % Máximo tensión del sistema 600 V Desviación por ºT (W) -(0.5 ± 0.05) % /ºC

Tabla 1.3.1. Características eléctricas del módulo BP585.

El comportamiento eléctrico de cada módulo viene dado en parte por la curva I-V, la cual variará principalmente con las condiciones ambientales (temperatura, radiación,…). En la siguiente imagen se muestra la curva característica del módulo PV considerando diferentes temperaturas.


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Figura 1.3.1. Curvas I-V para diferentes temperaturas.

1.4 Emulador de paneles fotovoltaicos

1.4.1 Introducción El emulador de paneles fotovoltaicos permite simular el comportamiento de módulos solares con niveles de sombreado distintos para cada módulo. Este dispositivo es sin duda una herramienta muy útil, ya que facilita la realización de pruebas experimentales de una forma sencilla y rápida para distintas condiciones que resultarían difíciles de conseguir con las placas solares. Del mismo modo, podemos entrever el comportamiento que tendrá el convertidor frente al panel solar.

Figura 1.4.1. Emulador de paneles solares.


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Este prototipo consta de cuatro módulos, cada uno de los cuales puede emular un panel solar o sección de este. En el presente proyecto se harán pruebas con dos de ellos, que conectados en serie simularán las dos secciones de 18 células del panel PV BP585.

1.4.2 Breve principio de funcionamiento de circuito de ajuste El emulador de paneles podría definirse de una manera muy conceptual como una fuente de corriente controlada por tensión. La corriente es controlada por el circuito de ajuste de la figura 1.4.2. Asimismo, conectando una carga activa a la salida y haciéndola trabajar como una fuente de tensión, una fuente de corriente, o una carga resistiva se puede barrer la característica I-V de la curva emulada.

Figura 1.4.2. Circuito de ajuste de un módulo del emulador.

La tensión oV , correspondiente a la salida del circuito genérico del emulador, determina el valor de la tensión de referencia REFI , la cual es proporcional a la corriente XI . Del mismo modo, podemos deducir que XI es la diferencia entre las corrientes FI e DI .


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Considerando que la corriente FI es un valor constante y la corriente DI es la que pasa a través de los 6 diodos, la función ( )oX VfI = tomará la forma de la característica de los diodos, con la corriente cambiada de signo. De este modo se consigue la curva I-V del panel solar.

Figura 1.4.3. Obtención de la característica de la curva del panel solar.

1.4.2.1 Ajuste de la corriente de cortocircuito ISC La parte del circuito encargada de permitir ajustar la corriente de cortocircuito SCI de la curva I-V, podría modelarse como una fuente de corriente y corresponde a la figura 1.4.4.

Figura 1.4.4. Circuito de ajuste de la corriente Isc.

Analizando el circuito, teniendo en cuenta las expresiones que definen las diferentes corrientes del transistor, tenemos que:

015 67 =⋅−−⋅−− RIVRIV BBEE (1.4.1)

( ) 0,1

>>+

=⇒⎭⎬⎫

+=⋅=

ββ

BI

IIIIII E

BBCE

BC (1.4.2)


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Como se ha citado previamente DFX III −= . Esto significa que podemos establecer una corriente de cortocircuito determinada modificando la corriente de colector del transistor bipolar. A partir de las ecuaciones (1.4.1) y (1.4.2), se obtiene una expresión de CI cuya variable independiente es una resistencia:

7

15R

VVI EB

C−−

= (1.4.3)

De este modo, ajustando 7R podemos ajustar la corriente SCI . En realidad, 7R corresponde a un resistor conectado en serie con un potenciómetro que puede ser ajustado fácilmente por el usuario.

1.4.2.2 Ajuste de la tensión de circuito abierto VOC

Figura 1.4.5. Circuito de ajuste de la tensión Voc.

De un modo similar, podemos ajustar OCV . Analizando la parte de circuito general de ajuste que ilustra la figura 5 tenemos que:

( ) ⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛+⋅−=⇒−⋅=

+⋅−⇒

⎪⎭

⎪⎬

⎫

+⋅=

=+⋅−

5

4

54

4

54

4 166

RRVnVVVV

RRRVV

RRR

VV

VVVV

BEDoBEDoooA

ABEDo

(1.4.4) En este caso el usuario ajustará OCV a través de otro potenciómetro que corresponderá a

5R .


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1.5 “Minimizing the effects of shadowing in a PV module by means of active voltage sharing”

1.5.1 Introducción Como se ha citado en el primer apartado de la memoria, el circuito convertidor que se pretende implementar ha sido propuesto en el artículo “Minimizing the effects of shadowing in a PV module by means of active voltage sharing”. En el presente capítulo se pretende describir los aspectos más significativos del mismo, de los que no hemos servido para desarrollar físicamente la idea conceptual del bypass activo. Tanto la explicación teórica del artículo como los resultados obtenidos mediante simulaciones con PSIM, han sido basados en la conexión de un convertidor MPPT a la salida del circuito propuesto, obteniendo en algunos casos un 40 % más de potencia extraída que si se empleasen los diodos de bypass comunes. En nuestro caso, no hemos hecho uso de ningún circuito para el seguimiento del punto de máxima potencia, sino que se ha conectando una batería directamente al sistema.

1.5.2 Problemática del uso del diodo de bypass en sistemas MPPT Pese a que en la actualidad se siguen comercializando paneles sin diodos de bypass, también es cierto que muchas soluciones coexisten para hacen frente a los problemas de sombreado en los módulos fotovoltaicos. Este es el caso de los convertidores MPPT (cd-ac y cc-cc) y los típicos diodos de bypass.

Figura 1.5.1. Módulo fotovoltaico con diodos de bypass conectado a un convertidor MPPT.

En la figura anterior se puede ver la configuración típica en la cual dos diodos dividen un módulo fotovoltaico en dos secciones conectadas en serie a un convertidor MPPT asociado al panel genérico. Si se produce un sombreado en la sección B2, el diodo de bypass conectado en paralelo con el mismo se polarizará en directa y la tensión decrecerá hasta tal punto que la sección afectada no generará potencia eléctrica.


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Asimismo, el empleo de diodos de bypass comportará múltiples picos en la curva de potencia P-V, por lo que puede confundir al controlador MPPT asociado al convertidor. La figura 1.5.2 ilustra algunas curvas de potencia obtenidas con el módulo fotovoltaico BP585, con diodos de bypass, para diferentes condiciones de radiación solar y sombreado. Podemos comprobar que, efectivamente, salvo en las mismas condiciones de radiación, en el resto de curvas obtenidas se producen diversos picos. Eso hecho puede provocar que para estas curvas el controlador MPPT trabaje en un punto de operación equivocado, y como consecuencia no se obtenga la máxima potencia disponible en una de las secciones del módulo. Este problema podría ser solucionado colocando en cada sección delimitada por los diodos de bypass un microconvertidor. Sin embargo, comportaría un aumento de complejidad y costes económicos que podrían llegar a ser realmente significativos.

Figura 1.5.2. Curvas de potencia usando diodos de bypass bajo distintas condiciones de sombreado.

1.5.3 Bypass activo La solución propuesta para lograr sobreponernos a la problemática descrita en el apartado anterior es la del bypass activo. En la siguiente figura puede verse su circuito genérico.


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Figura 1.5.3. Esquema del circuito del bypass activo.

Los parámetros u1 y u2 corresponden a las señales de control. En ningún caso estas deben hacer que sus correspondientes transistores asociados conduzcan al mismo tiempo, por lo que cuando uno de ellos esté en ON, el otro permanecerá en OFF.

Con este sistema sólo existirá un único punto máximo, lo cual permitirá que el controlador MPPT sea capaz de rastrearlo sin ningún tipo de problema. En la siguiente figura se muestran diferentes curvas de potencia para una radiación S1 = 0,94 S (sección 1) y S2 = 0,4 S (sección 2), empleando diodos de bypass comunes frente a la solución propuesta. En este último caso, se ha simulado el circuito para diferentes valores de “duty cycle”, que determinan el tiempo de conmutación de los transistores.

Figura 1.5.4. Curvas de potencia con bypass activo bajo diferentes condiciones de sombreado.

Bajo estas condiciones, la solución del diodo de bypass tiene dos puntos máximos de potencia, el mayor de 39,84 W y 9,14 V. Por otro lado, con la solución del bypass activo se tiene un único punto máximo para cada uno de los “duty cycles” estudiados, siendo D = 0,5 una buena aproximación del más óptimo (D = 0,516, Ps = 55,67 W,


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Vs = 17,71 V). Para un 50 % de “duty cycle”, el punto de máxima potencia MPP es de 55,30 W y 17,82 V. D = 0,5 define la misma condición de tensión para ambos módulos fotovoltaicos, con un controlador MPPT externo que maximiza la extracción de la potencia. De hecho, cada módulo PV está operando alrededor de un MPP individual. La siguiente tabla muestra las ventajas de trabajar con el bypass activo, con un “duty cycle” del 50 %, frente a los diodos de bypass, en términos de potencia y tensión máximos.

Tabla 1.5.1. Comparación máxima de tensión y potencia: diodos de bypass frente al bypass activo (D = 0,5).

Como se puede apreciar, el bypass activo extrae más potencia de los módulos PV. Del mismo modo, también proporciona una tensión no dispersa en el punto de operación del sistema externo MPPT. Las condiciones de operación, definidas por D = 0,5, en las cuales proporciona una potencia de extracción satisfactoria en unas condiciones no coincidentes de las secciones, tal como muestra la tabla 1.5.1, pueden ser expresadas en los siguientes términos:

221

sVVV == (1.5.1)

1.5.4 Control La estructura propuesta del bypass activo, mostrada en la figura 1.5.3, puede ser controlada mediante diferentes vías y con diferentes tipos de control, tales como PWM, modo deslizamiento, implementación digital o analógica, lazo abierto o cerrado, etc. Con respecto al objetivo de control, en la figura 1.5.4 se puede advertir que puede ser extraído un valor de potencia cercano al máximo si se consigue que las tensiones V1 y V2 sean iguales para un “duty cycle” del 50 %, para unos determinados niveles de sombreado e radiación. Una manera sencilla para regular el sistema con D = 0,5, consiste en aplicar a los interruptores una señal de control con un “duty cycle” del 50 %, generada a través de un oscilador externo. Con este enfoque en lazo abierto (ninguna de las variables se retroalimentan), podría originarse una respuesta transitoria lenta. Asimismo, si se tuviesen en cuenta las pérdidas en el sistema, la regulación no podría llegar a ser lo buena que se desearía.


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Desde un enfoque en lazo cerrado, sí se considera la retroalimentación de las tensiones del módulo fotovoltaico (tensiones en los condensadores). Un buen diseño del controlador permitirá una mejor regulación y respuesta transitoria. Un aspecto importante es que para una misma radiación en cada una de las secciones del panel PV (S1 = S2), no se aprecia ninguna mejora del bypass activo frente al uso de los diodos de bypass. Es por esa razón por lo que es conveniente desactivar el sistema y evitar de este modo pérdidas de conmutación en los transistores. Si se detecta cuándo la corriente media en el inductor es cercana a cero, se podrán precisar los momentos de baja radiación, y por lo tanto la posibilidad de evitar pérdidas de conmutación que repercutirían de manera negativa en la extracción final de potencia.

Figura 1.5.5. Estructura de control del bypass activo.

La figura anterior muestra un esquema típico de control de corriente. Básicamente consiste en un lazo interno de corriente, un lazo externo de tensión, y un bloque de zona muerta que desconecta el sistema cuando la corriente de referencia dada por el regulador de tensión es pequeña. El control de corriente regula la corriente que pasa a través del inductor mediante las señales de control u1 y u2 de los MOSFETs, las cuales serán inhibidas por el bloque de zona muerta si la corriente de referencia del inductor está comprendido entre los valores correspondientes a IΔ+ y IΔ− . De la misma manera, estos límites deberán ser definidos teniendo presente ciertas consideraciones que hacen referencia a la eficiencia.

1.5.5 Conclusiones El artículo propone una estructura de bypass activo que permite extraer una mayor potencia de un módulo PV compuesto por dos secciones, frente a la solución típica de los diodos de bypass y bajo las mismas condiciones de sombreado y radiación. Asimismo, el bypass activo está compuesto por una serie de elementos que, bajo unos mismos niveles de radiación y sombreado en las dos secciones, prácticamente no provocarán pérdidas puesto que el control de circuito quedará inhabilitado. Otra de las ventajas de esta solución radica en que elimina los múltiples picos producidos bajo unas condiciones distintas en las secciones del módulo, lo cual comporta que el controlador MPPT podrá alcanzar el punto máximo para cualquier condición de sombreado.


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De la misma manera, consiguiendo que las tensiones V1 y V2 se igualen, se obtendrá un “duty cycle” óptimo con el que se logrará extraer la máxima potencia disponible en uno de los módulos (MPPT interno). Asimismo, con el empleo de un MPPT externo que posibilite la tensión VS óptima se logrará que ambas secciones operen en sus correspondientes MPPs.

1.6 Batería

1.6.1 Etapas de carga En general, las etapas de carga de una batería suelen ser tres, tal y como muestra la figura 1.6.1. Para describirlas se considerará una batería de 12 V.

Figura 1.6.1. Fases de carga de una batería.

En la primera fase (Fase Bulk), la batería acepta el máximo de corriente de carga disponible. Esta fase finaliza entre un valor de tensión de 14,4 V y 14,6 V, cuando la batería está cargada entre un 80 y un 90 %. En la siguiente fase (Fase Absorción) la tensión se mantiene constante hasta que progresivamente se va completando la carga. Asimismo, en esta fase la corriente va disminuyendo. En la fase posterior (Fase Flotación), la tensión disminuye hasta un valor cercano a 13,7 V, suficiente para compensar la autodescarga.

1.6.2 Batería seleccionada La batería seleccionada para conectarla a la salida del convertidor es de plomo-ácido, de 12 V y 47 Ah. De esté modo será capaz de entregar 4,7 A durante 10 horas siempre que su voltaje no baje de 10,5 V. Es importante destacar que no es recomendable cargar una batería de coche con más de un 10 % de su capacidad en Ah. En nuestro caso, pues, no superará los 4,7 A, valor inferior a la corriente de cortocircuito del panel PV que debe soportar sin problemas el convertidor.


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1.7 Convertidores CC-CC

1.7.1 Introducción Los convertidores CC-CC son circuitos de potencia que convierten una tensión continua en otro nivel de tensión continua y, en general, proporcionan una salida regulada. Existen varios tipos, entre los que destacan el convertidor Buck y el convertidor Boost. Para el siguiente análisis de estos, se tendrán en cuenta las siguientes consideraciones:

1. El circuito trabaja en régimen permanente. 2. La corriente del inductor es positiva (modo continuo). 3. El valor del condensador es muy grande y la tensión de salida es contante a

Vo. 4. El periodo de conmutación es T. 5. Todos los componentes son ideales.

1.7.2 Convertidor Buck Este circuito actúa como reductor, de tal manera que la tensión de salida es menor que la de entrada. Su esquema es el que ilustra la figura 1.7.1.

Figura 1.7.1. Esquema básico del convertidor Buck. Como se considera que tanto el filtro paso bajo (L-C) como los elementos restantes que componen el circuito son ideales, la tensión obtenida a la salida será la media de la tensión de entrada del filtro. Cuando el interruptor está cerrado la entrada del filtro (Vd), corresponderá a Vi, tal como muestra la figura 1.7.2. Igualmente, podemos apreciar que el diodo se polariza en inversa.


27

Figura 1.7.2. Circuito cuando el interruptor está cerrado.

De la misma manera, cuando el interruptor se abre la tensión del filtro es nula, como podemos ver en la siguiente figura. Para que esto ocurra, en ambos casos la corriente en la bobina debe ser positiva y el diodo debe conducir. Asimismo, en la figura 1.7.3 vemos que el diodo se polariza en directa y deja de este modo que la corriente pase por el inductor.

Figura 1.7.3. Circuito cuando el interruptor está abierto.

Figura 1.7.4. Tensión salida con interruptor conmutando periodicamente.

Si se considera que el interruptor conmuta de posición de forma periódica y su “duty cycle” es D (figura 1.7.4), la tensión media de salida corresponderá a:

DVdttVT

dttvT

V i

DT

i

T

oO ⋅=== ∫∫00

)(1)(1 (1.7.1)


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1.7.3 Convertidor Boost El convertidor Boost es un convertidor en el cual la tensión de salida es superior a la de entrada. Al igual que en el caso anterior, este circuito funciona conmutando periódicamente un interruptor electrónico.

Figura 1.7.5. Esquema básico del convertidor Boost. Cuando el interruptor está cerrado (figura 1.7.6) tendremos que el diodo quedará polarizado en inversa.

Figura 1.7.6. Circuito cuando el interruptor está abierto.

Si se analiza la malla en la que está la fuente tenemos que:

dtdILVV L

iL ⋅== (1.7.2)

De este modo, la variación de la corriente que pasa a través de la bobina vendrá dada por:

LV

DTI

tI iLL =

Δ=

ΔΔ (1.7.3)

Finalmente, despejando LIΔ obtendremos:

( )LDTV

I icerradoL =Δ (1.7.4)


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De la misma manera, cuando este interruptor se abra el diodo se polarizará en directa y proporcionará un camino a la corriente del inductor, tal como muestra la figura 1.7.7.

Figura 1.7.7. Circuito cuando el interruptor está cerrado.

Analizando el circuito, tenemos:

dtdILVVV L

oiL =−= (1.7.5)

LVV

dtdI oiL −

= (1.7.6)

La variación de la corriente del inductor será:

( ) ( )( )L

TDVVI oi

abiertoL−−

=Δ1

(1.7.7)

En régimen permanente, la variación de la corriente es cero.

Figura 1.6.8. Corriente del inductor.

( ) ( ) 0=Δ+Δ abiertoLcerradoL II (1.7.8)

De la expresión anterior se puede obtener, finalmente:

DV

V io −

=1

(1.7.9)


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Finalmente, teniendo en cuenta las consideraciones para el análisis de los convertidores Buck y Boost, su potencia de entrada será igual a la de su salida.

ooiioi IVIVPP === (1.7.10)

1.8 Control en modo deslizamiento El control en modo deslizamiento es un tipo de control no lineal, y es un caso particular de los sistemas de regulación con estructura variable. En este sistema, la ley de control cambia durante el proceso de control a través de una serie de normas definidas que dependen del estado del sistema. Su nombre es debido a que la conmutación entre dos estados (acción de control) pretende conseguir que el sistema llegue a una línea de conmutación y que luego deslice a través de ella. Un control en modo deslizante comporta que un sistema determinado permanezca sobre una superficie de conmutación (o deslizamiento) S(x) mediante una adecuada acción de control. Un control en modo deslizante obliga al sistema a permanecer en la superficie de deslizamiento. El sistema se posiciona en un punto de equilibrio, por lo que la superficie de deslizamiento debe incluir dicho punto. Al producirse una conmutación, el sistema es obligado a desplazarse hacia la línea de deslizamiento y cambiar de este modo a la otra región, tal como podemos apreciar en la figura 1.8.1.

Figura 1.8.1. Control en modo deslizante.

En el presente proyecto, la superficie de conmutación es S(x) = iREF(t) – iL(t) = 0, siendo iREF(t) la salida de un lazo de tensión de tipo proporcional-integral cuyo error es la diferencia entre las tensiones de las dos secciones del panel. Al controlador, se le ha añadido un polo adicional de alta frecuencia. Para limitar la frecuencia de conmutación, se utiliza un comparador con histéresis, de forma que la señal de control lógica u(t) pasa de “0” a “1” cuando S(x)>ΔH y pasa de “1” a “0” cuando S(x)<–ΔH (recordemos que u(t) = u1 = !u2). Al utilizar interruptores bidireccionales se garantiza el modo de conducción continua, en el que, al ser la histéresis simétrica, los valores medios en equilibrio de la corriente del inductor y de su referencia son iguales.


31

1.9 Etapa de potencia

1.9.1 Introducción

Figura 1.9.1. Etapa de potencia.

La función de la etapa de potencia es la de suministrar las señales de disparo de los interruptores, y de este modo lograr controlar el convertidor. Como se ha citado previamente, el convertidor del presente proyecto es un Buck-Boost bidireccional en corriente. En la siguiente figura se muestra el esquema de la planta y sus conexiones con el driver y el sensor de corriente utilizados.

Figura 1.9.2. Esquema del circuito de potencia.


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En general, los elementos que componen el convertidor son los MOSFETs, el inductor, los diodos de potencia, y la resistencia de sensado a través de la cual el dispositivo AD8210 medirá la corriente del mismo y por lo tanto la del inductor. En realidad, el sensor de corriente medirá la caída de tensión en bornes de esta resistencia, y se obtendrá una tensión de referencia que será proporcional a la corriente que pasa a través del inductor. Dependiendo de si conduce uno u otro MOSFET, podemos distinguir un incremento o decremento de la corriente IL que pasa a través del inductor. MOSFET Q1: ON Caso 1 MOSFET Q2: OFF En este primer caso, el MOSFET de lado alto está en conducción. De este modo tenemos que la parte del circuito que relaciona la tensión de inductor con la de los condensadores queda como muestra la figura 1.9.3.

Figura 1.9.3. Circuito para Q1 = ON, y Q2 = OFF.

Teniendo en cuenta el sentido de la corriente del inductor mostrada en la figura anterior, se puede deducir que:

dtdILVV L

L == (1.9.1)

tLVI

tI

dtdI

LV

LLL Δ=Δ⇒

ΔΔ

== (1.9.2)

De esta forma vemos que, durante el tiempo en el que el MOSFET de lado alto está en conducción, el valor de la corriente que pasa a través de inductor es creciente, tal como muestra la figura 1.9.4.


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Figura 1.9.4. Función t

LVI L = con Q1 = ON.

MOSFET Q1: OFF Caso 2 MOSFET Q2: ON En la figura 1.9.5 podemos ver que en esta nueva situación, el circuito se cierra con el condensador situado entre la entrada VC2 y masa.

Figura 1.9.5. Circuito para Q1 = OFF, y Q2 = ON.


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De la figura anterior podemos deducir que:

dtdILVVV L

L =−⇒−= (1.9.3)

tLVI

tI

dtdI

LV

LLL Δ−=Δ⇒

ΔΔ

==− (1.9.4)

La corriente del inductor, por lo tanto, diminuye hasta alcanzar el umbral inferior.

Figura 1.9.6. Función tLVI L −= para Q1 = OFF y Q2 = ON.

1.9.2 Configuraciones Dependiendo del lugar donde se conecten la tensión de entrada y la carga de salida, el convertidor implementado puede operar como Buck o como Boost. De hecho, así se configuró en las pruebas experimentales iniciales llevadas a cabo para confirmar que este funcionaba como debía.

1.9.2.1 Configuración Buck

La figura 1.9.7, mostrada más abajo, muestra las conexiones efectuadas para que el circuito opere como reductor. La parte del circuito en rojo corresponde propiamente al circuito Buck. Podemos apreciar que este incluye varios elementos que no contiene el convertidor Buck típico, tales como el capacitor C2, encargado de estabilizar la tensión de una de las secciones del módulo, y la resistencia de sensado R2, que debido a su pequeño valor prácticamente no afecta a la tensión obtenida a la salida. Igualmente, podemos ver que en este tipo de configuración, el MOSFET Q1 es el dispositivo de conmutación. Por otra parte, el diodo D3 será el encargado de proporcionar un camino a la corriente de la bobina cuando el MOSFET de lado alto no conduzca.


35

Las señales ‘HG’ y ‘LG’, correspondientes al control de los MOSFETs, las genera el driver 27222. Asimismo, para una mayor claridad en la descripción del circuito, en la figura se ha omitido el dispositivo sensor de corriente AD8210, que está conectado en los extremos del resistor R2.

Figura 1.9.7. Configuración Buck del circuito.

1.9.2.2 Configuración Boost

Figura 1.9.8. Configuración Boost del circuito. En la figura anterior se visualiza la localización de la entrada y la salida del circuito para que este opere como Boost. Asimismo, al igual que en el caso anterior, se puede ver que existen varios elementos que no están el circuito típico de este convertidor: el capacitor C1, encargado de fijar un valor de tensión más estable, el diodo D1 que evita que la corriente de salida pueda fluir en sentido contrario, y el filtro conectado a la salida que reduce las interferencias electromagnéticas.


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1.9.3 Elementos principales

1.9.3.1 Condensadores de entrada y salida La tensión de salida de las dos secciones que componen en módulo fotovoltaico es continua pero presenta un rizado. Debido a esto, con tal de fijar un valor de tensión más estable, se han colocado condensadores en paralelo a la entrada del convertidor. De la misma manera, se han empleado condensadores de distintas características. Por un lado, los condensadores cerámicos multicapa (MLCC) son los primeros que absorberán parte de la corriente de rizado. Luego los condensadores electrolíticos acabarán de filtrar la señal resultante. Los condensadores de tipo cerámico no presentan valores muy altos (en nuestro caso son de 10 µF), minimizan el ruido a frecuencias altas y presentan una resistencia en serie ESR mínima. Asimismo, los condensadores seleccionados se escogieron con un dieléctrico del tipo X5R, ya que estos muestran un mejor comportamiento en los rangos de temperatura y tensión. Por otro lado, los capacitores electrolíticos admiten capacidades más elevadas (en nuestro circuito presentan un valor de 220 µF) e introducen una alta ESR, lo cual repercute en la pérdida de potencia. Es por esa razón por la que previamente este rizado se suaviza con los condensadores cerámicos. Ambos tipos de condensadores soportan una tensión de 25 V. A la salida del convertidor se ha colocado un condensado de desacoplo de 1 μF, que igualmente ayudará a mantener un nivel de tensión más estable.

1.9.3.2 Inductores En primer lugar tenemos el inductor del convertidor. Este componente pasivo va conectado en serie junto a la resistencia de sensado. Su valor es de 33µH y su diseño se ha realizado mediante el software gratuito “Inductor Design de Magnetics”, una empresa proveedora de componentes magnéticos para la industria electrónica, especialmente de núcleos para aplicaciones tales como bobinas o filtros. Este programa permite diseñar una bobina a partir del valor de unos parámetros de entrada introducidos por el usuario. En este caso específico, estos parámetros se muestran en la siguiente imagen.


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Figura 1.9.9. Parámetros de entrada para el diseño del inductor del convertidor. El resultado de los cálculos efectuados por el programa a partir de los parámetros dados son: Part Number: 77076-A7 Permeability: 60 Inductance Factor: 56 mH/1000 Turns Core Area: 0,683 cm2 Path Length: 9,13 cm Turns: 27 Wire Size: #18 AWG DC Resistance: 0,021 Header P/N: Wound Core Dimensions: 38,5 mm x 13,6 mm Inductance (full load): 35,16 μH Inductance (no load): 40,82 μH Core Losses: 7,8 mW Copper Losses: 566,9 mW Total Losses: 574,8 mW Temp. Rise: 9,3 ºC El núcleo toroidal escogido es el Magnetics 77076-A7. Asimismo, los datos de diseño especifican que se tienen que bobinar 27 vueltas con un cable cuya sección es de 0,823 mm2 (AWG 18). El valor de la inductancia del inductor se ha ajustado más si cabe a lo requerido recortando la longitud del cable. Para llevar a cabo un diseño final más cercano al deseado se han realizado diversas medidas en bornes del inductor. Para efectuar esta tarea se ha hecho uso del analizador de inductancia “1910” y la fuente de corriente “1320”, ambos de “QuadTech”.


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Los parámetros promedio definitivos del inductor diseñado son: LPLENA CARGA (5 A) = 33 µH ESR50 kHz = 86 mΩ LVACÍO = 35,8 µH ESR50 kHz = 99 mΩ ESRCONTINUA-50 kHz = 11,5 mΩ Por otro lazo, también se han analizado los valores de los otros dos inductores utilizados. De igual modo, sus parámetros se muestran a continuación: Inductor 30 µH LPLENA CARGA (5 A) = 30 µH ESR50 kHz = 354 mΩ Inductor 11 µH LPLENA CARGA (5 A) = 11,24 µH ESR50 kHz = 68,6 mΩ

1.9.3.3 Diodos En el circuito podemos distinguir tres diodos. En primer lugar tenemos dos diodos de potencia, cada uno de los cuales va conectado entre el drenador y el surtidor de su correspondiente MOSFET. Estos dispositivos son necesarios puesto que, pese a que cada MOSFET incorpora su propio diodo parásito, estos suelen ser lentos y pueden causar problemas en el funcionamiento correcto del sistema. Los diodos de potencia elegidos soportan con creces los valores de tensión y corriente requeridos. Igualmente, a la salida del convertidor se ha conectado un diodo de bloqueo cuyo cometido es el de impedir que la batería que se conecte a la salida no se descargue a través del circuito.

1.9.3.4 Filtro de amortiguamiento Este filtro está compuesto por un inductor en paralelo con una resistencia, ambos en serie con otro inductor, tal como muestra la figura 1.9.10.

Figura 1.9.10. Filtro de amortiguamiento.

Su misión es la de filtrar el rizado de corriente en la salida y reducir las interferencias electromagnéticas causadas por la conmutación.


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Si se considera que únicamente hay conectada una fuente de tensión a la salida del circuito y que sólo está el elemento L1 del filtro tendríamos el circuito de la figura 1.9.11, siendo el condensador C/2 uno de los que forman parte del filtro de entrada del convertidor.

Figura 1.9.11. Circuito LC.

De este modo se tendrían dos polos en el eje imaginario, provocando que la red no fuese asintóticamente estable. Este problema se supera incluyendo en el circuito el resistor R1. Asimismo, la función del inductor L2 es la de filtrar el ruido a alta frecuencia, ya que sin esta el rizado hubiese pasado a través de la resistencia hacía la salida. Gracias a la colocación de este inductor, el rizado de conmutación se filtrará a través del condensador. El circuito de tercer orden resultante se ha ajustado para que la parte real de sus polos esté situada en el semiplano izquierdo según una distribución de Butterworth (s+ωn)·(s2+ωns+ωn

2).

1.9.3.5 MOSFETs Los dispositivos escogidos como interruptores corresponden a transistores MOSFETs. Estos se han elegido teniendo en cuenta una serie de parámetros. En primer lugar, que su resistencia RDS(on), de la cual depende las pérdidas de conducción, sea pequeña. Del mismo modo, deben soportar los niveles de corriente y tensión con las que trabajará en el circuito. Pese a que en un principio se seleccionaron otros, finalmente se optó por usar los del modelo FQP90N10V2. Su RDS(on) es de 0,01 Ω, y soportan unos valores de tensión y corriente superiores a los requeridos. Un aspecto a señalar es que en cada uno de estos dispositivos se han conectado diversas resistencias en varios de sus terminales. En primer lugar, se ha colocado una resistencia en serie en la puerta de cada transistor. Su función es la de amortiguar las oscilaciones producidas por efectos parásitos provocados por la capacidad puerta-drenador y la inductancia del drenador. Estas oscilaciones ralentizan el disparo del transistor. Las resistencias de puerta suelen tener un valor comprendido entre 1 y 25 Ω. En nuestro caso, ambos resistores han sido elegidos con un valor de 10 Ω y controlarán la velocidad de conmutación de los transistores.


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Figura 1.9.12. Resistores conectados en los MOSFETs.

Igualmente, se ha colocado otra resistencia entre la puerta y el surtidor. Su cometido es el de proporcionar un camino de descarga a la puerta durante el estado de apagado. Su valor es superior al del caso anterior. En este caso se seleccionaron dos resistencias de 100 kΩ.

1.9.3.6 Circuito de alimentación En el cátodo del diodo de bloqueo citado anteriormente se ha conectado el regulador de tensión L7805 que proporcionará la tensión necesaria (5 V), para alimentar a los diferentes dispositivos que forman parte de los bloques de potencia y de control que lo requieran. Asimismo, gracias a este dispositivo se logrará proporcionar un valor de masa virtual necesaria en algunos puntos específicos del circuito. Su esquema lo muestra la figura 1.9.13.

Figura 1.9.13. Esquema del regulador L7805.


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1.9.3.7 Driver

En la topología del convertidor empleado en el que la configuración reductora requiere de un MOSFET de canal n, se necesita que el circuito de excitación del MOSFET sea flotante con respecto a la masa del circuito. Del mismo modo, es preciso que un circuito suministre la corriente necesaria a la compuesta de los transistores con tal de cargar las capacidades de entrada de los MOSFETs y así asegurar que los mismos operen de una manera adecuada. El circuito encargado de realizar tal propósito es el driver. En un principio, el primer driver en el que se pensó fue en el dispositivo IR2110, ya que es un driver de lado alto; sin embargo, este dispositivo requiere una alimentación superior a 5 V. Finalmente, el dispositivo escogido fue el LM27222.

El LM27222 es un driver de lado alto y bajo típicamente usado es convertidores de topología reductora síncronos. Este dispositivo puede alimentarse entre un rango comprendido entre 4 V y 7 V y su corriente máxima de salida es de 4,5 A. Otra de las principales características que cabe destacar es que incorpora un circuito de protección que impide que las señales LG y HG correspondientes a las salidas de lado bajo y lado alto, respectivamente, conduzcan al mismo tiempo. De este modo se evitan posibles problemas de solapamiento.

Figura 1.9.14. Aplicación típica del dispositivo LM27222.

En la figura 1.9.14 podemos ver una aplicación típica de este dispositivo. Los pines “LEN” e “IN” corresponden a las señales de inhibición y control (salida de dispositivo 555) respectivamente. Para que alguno de los dos transistores pueda conmutar, es necesario que la señal “LEN” esté a nivel alto. De hecho, siempre lo está a menos que se desconecte a través del “jumper” soldado para este propósito. Igualmente, para que el MOSFET de lado bajo se dispare también “LG” debe estar a nivel alto. Por otro lado, para que el MOSFET de lado alto conmute necesita que las señales de los pines “LEN”, “HG” e “IN” también permanezcan a ese nivel.


42

Para que el driver pueda generar las señales necesarias para lograr conmutar los MOSFETs, es necesario un circuito adicional: el circuito de “bootstrap”. En la figura anterior, podemos ver los elementos que lo componen. Básicamente está compuesto por un diodo “Schottky” (D1), a través del cual el condensador C2 se carga prácticamente a la tensión de alimentación. Este diodo tiene una caída de tensión baja y una alta velocidad de conmutación, aspectos necesarios para lograr que la carga del condensador sea lo suficientemente rápida. El driver LM27222 tuvo que soldarse a un adaptador ya que es un SOIC de 8 pines.

1.9.3.8 Sensor de corriente Para conocer el valor de la corriente que pasa a través del inductor se ha empleado un sensor de corrente. Este dispositivo es el encargado de medir la caída de tensión del resistor colocado en serie junto a la bobina, obteniendo a partir de ella una tensión proporcional a la corriente del inductor. El sensor seleccionado es el circuito integrado AD8210.

Figura 1.9.15. Esquema típico del dispositivo AD8210.

El AD8210 permite medir corriente de manera bidireccional y puede alimentarse con una tensión de alimentación típica de 5 V. Una de las particularidades de este dispositivo es que, aplicando una tensión de referencia externa del mismo valor a los pines VREF1 y VREF2, produce una salida de “offset” con ese mismo valor cuando la entrada diferencial es cero.

En la implementación práctica de este dispositivo, las tensiones VREF1 y VREF2 se han alimentado a 2,5 V, y por lo tanto permitirán un “offset” de 2,5 V a la salida.


43

Igualmente, en la entrada del dispositivo se ha colocado un filtro (figura 1.9.16) que asegurará el correcto comportamiento del sensor, evitando posibles ruidos. Este circuito está situado en el adaptador del sensor (debido a que el encapsulado del dispositivo AD8210 es del tipo SOIC de 8 pines, se tuvo que conectar y soldar previamente a un adaptador).

.

Figura 1.9.16. Filtro colocado a la entrada del dispositivo AD8210.

1.10 Etapa de control

Figura 1.10.1. Esquema simplificado de la etapa de control.

La etapa de control es la encargada de generar los pulsos de disparo de los MOSFETs partiendo de la comparación de las dos tensiones de entrada del convertidor de bypass. Como ya se han comentado en apartados anteriores, el control aplicado es en modo deslizamiento.


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En este caso particular, un comparador por histéresis indicará cuando una tensión alcanza unos determinados umbrales, los cuales serán proporcionales a un valor máximo y mínimo de corriente, actuando en consecuencia sobre el “Set” y el “Reset” de un biestable, que activará uno u otro MOSFET. La etapa de control está formado por dos lazos: un lazo externo de tensión y un lazo interno de corriente. En la siguiente figura se ilustra los bloques que los componen.

Figura 1.10.2. Lazo de corriente y lazo de tensión.

En primer lugar, un controlador PI comparará las dos tensiones de entrada del convertidor y producirá una acción de control que reducirá la desviación de ambas señales a cero. Seguidamente, la tensión de salida del sensor de corriente, la cual será proporcional a la corriente del inductor con un factor de conversión de 1 V/A, será restada a la salida del PI, obteniendo un error. Este último valor será invertido y amplificado antes de llegar al comparador por histéresis, que implementará el control en modo deslizamiento.

1.10.1 Circuito para la obtención de masa virtual Existen distintas partes del circuito que necesitan una tensión de referencia de 2,5 V (Vcc/2) que actúa como masa virtual de forma que las distintas etapas pueden analizarse como si estuviesen alimentadas de forma bipolar entre +Vcc/2 y –Vcc/2. Para la obtención de la misma se ha diseñado un circuito que consiste básicamente en un divisor de tensión conectado a un seguidor de tensión, tal como se puede apreciar en la siguiente figura:

Figura 1.10.3. Obtención de masa virtual.

La resistencia de 10 kΩ permite que la resistencia equivalente de Thevenin de las dos entradas del operacional tenga el mismo valor y por lo tanto sean simétricas.


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Del mismo modo, un potenciómetro colocado en serie junto a una de las resistencias permitirá ajustar el valor de salida de amplificador operacional.

1.10.2 Lazo de tensión El lazo de tensión se encarga de generar la señal de referencia de la corriente que pasa a través del inductor.

Figura 1.10.4. Lazo de tensión.

Este lazo está compuesto básicamente por el controlador PI. Las entradas VC2 y VC12, han sido reducidas en unos factores de 1/3 y 1/6, respectivamente, mediante dos divisores de tensión. De esta manera se evita que amplificador operacional, que no puede suministrar más de la tensión de su alimentación (5 V), se sature. Los condensadores C2 y C9 se han colocado para filtrar ruido a alta frecuencia. Con estos condensadores se ha agregado un polo adicional que atenuará en el lazo de control la frecuencia de conmutación y sus harmónicos. De la misma manera, las resistencias de entrada R3, R4 y R15 han sido dispuestas con esos valores para lograr que la ganancia total de regulador PI sea la misma que la simulada inicialmente con PSIM). Como se ha citado anteriormente, la salida corresponde a la acción de control del regulador, que a su vez es la consigna de la intensidad del lazo de corriente. Del mismo modo, a la salida podemos ver conectados 4 diodos referenciados a masa virtual. La función de estos es la de limitar la tensión de salida del regulador PI. De este modo, si en algún momento el PI no funcionase de forma correcta, estos diodos evitarían que el amplificador operacional se saturase a las tensiones de alimentación, lejos de su zona de trabajo lineal y, por lo tanto, le costase menos volver a su funcionamiento normal.


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Considerando que C2 = C9, R2 = R16, C3 = C8, y que el valor de las resistencias equivalentes de las dos entradas del amplificador operacional son iguales (Req1 = Req2), la función de transferencia del PI vendrá dada por:

( )⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ +

⋅+⋅

⋅+

⋅⋅−=

21

3222

321

Req11)(2)(12)(0

RCRCsCs

CRs

sVCsVCsV (1.10.1)

Considerando que el valor del condensador C2 es muy pequeño, podemos aproximar la expresión de la siguiente manera:

( )s

CRsRsVCsVCsV 32

1

Req12)(2)(12)(0

⋅+

⋅⋅−= (1.10.2)

De donde extraemos:

Req12RK p = (1.10.3)

32 CR ⋅=τ (1.10.4)

Siendo Kp y τ la ganancia de la acción proporcional y la constante integral respectivamente.

Un aspecto a señalar es que en el proceso previo al artículo publicado y citado previamente sobre el que se basa el montaje llevado a cabo en el presente proyecto, se determinaron una serie de parámetros, correspondientes a los márgenes de estabilidad, que posteriormente ayudaron a precisar los valores aproximados de los parámetros Kp y KI=Kp/τ que debía tener el controlador PI. Estos parámetros hacen referencia al margen de fase y a la frecuencia de cruce. A continuación se muestran las expresiones obtenidas de K y τ para un margen de fase de 60º:

cϖτ 3

= (1.10.5)

3⋅⋅= cCK ω (1.10.6)

Siendo C uno de los condensadores de entrada del convertidor.


47

En al análisis en frecuencia de un sistema, el margen de fase es la cantidad de retardo de fase adicional en la frecuencia de cruce que se requiere para llevar el sistema a la frontera de la inestabilidad (fase). Por otro lado, la frecuencia de cruce es la frecuencia en la cual la magnitud es 0 dB. El margen de fase que se determinó es de 60º (suficiente para obtener un comportamiento satisfactorio) y la frecuencia de cruce de unos 3 kHz, que supone un ancho de banda también idóneo para mantener las dos tensiones de entrada iguales. Las constantes Kp y τ del controlador serán de aproximadamente 7 y 92 μs respectivamente si C=220 μF. Para permitir el uso valores estándar de resistores y condensadores, los valores de Kp y τ de la implementación final han sido de 6 y 100 μs, lo que, combinándolo con un valor de C ligeramente mayor (260 μF) y un retardo de conmutación estimado de 200 ns, supone disminuir ligeramente el margen de fase. En la figura 1.10.5 se muestran las gráficas de la respuesta en frecuencia de la ganancia de lazo obtenidas con PSIM.

Figura 1.10.5. Graficas de la respuesta en frecuencia de la ganancia de lazo.

1.10.3 Lazo de corriente

Para un análisis más conciso de esta parte del esquema de control, se describirán de forma individual los principales bloques que lo conforman.


48

El lazo de corriente toma el valor de referencia del lazo de tensión y entrega las señales de control a la etapa de potencia.

1.10.3.1 Circuito restador del lazo de corriente En la siguiente figura se muestra el circuito en la que una de sus entradas corresponde a la salida de regulador PI, IREF.

Figura 1.10.6. Circuito restador del lazo de corriente.

Es esta parte del lazo, a IREF se le resta el valor de salida del sensor de corriente, es decir, a una tensión proporcional a la corriente real que pasa por el inductor, y se multiplica después por una ganancia. Su función de transferencia es la siguiente:

( ) GNDLREFA VIIRRV +−⋅=

75 (1.10.6)

1.10.3.2 Circuito inversor del lazo de corriente

Figura 1.10.7. Circuito inversor del lazo de corriente.

En esta parte del circuito, la tensión de salida del restador se invierte con una ganancia ajustable por el potenciómetro R14. Cambiando el valor de este elemento podrá ajustarse la frecuencia de conmutación. Si se aumenta al valor del potenciómetro, la ganancia de inversor disminuirá, y por tanto, la frecuencia de conmutación también lo hará.


49

Debido a que en la entrada no inversora está conectada la masa virtual, la tensión de salida VB vendrá determinada por la siguiente expresión:

( ) GNDAGNDB VVVRR

RV +−⋅+

=1413

18 (1.10.7)

1.10.3.3 Comparador con histéresis Un comparador con histéresis es un circuito que presenta una estructura no lineal y su salida únicamente acepta dos niveles de tensión: nivel alto, y nivel bajo. El comparador con histéresis, por lo tanto, genera un pulso de disparo cuando en valor de tensión en su entrada está situado entre unos umbrales específicos, los cuales están establecidos por la ventana de histéresis. El comparador de ventana (detector de ventana) detecta cuando una tensión de entrada está comprendiente entre dos valores de tensión determinados. Este circuito puede implementarse de una manera sencilla mediante dos tensiones de referencia que establecerán el límite superior (VTH) e inferior (VTL). En la siguiente figura se muestra un ejemplo básico de un comparador de ventana:

Figura 1.10.8. Ejemplo de un comparador de ventana. En nuestro caso particular, el encargado de implementar el comparador por histéresis será el dispositivo LM555. Este circuito integrado está constituido básicamente por dos amplificadores, los cuales funcionan como comparadores, y un biestable R-S. La siguiente figura ilustra el esquema interno simplificado del dispositivo conectando a la etapa de control.


50

Figura 1.10.9. Comparador con histéresis del circuito a partir de un comparador de ventana El comparador por histéresis del circuito presenta una alimentación unipolar, por lo que tiene una única tensión de alimentación. La entrada VB, procedente del amplificador inversor, se compara con unos valores umbrales de 2/3 Vcc y 1/3 Vcc. Si VB alcanza un valor superior a 2/3 de la tensión de alimentación del circuito (5 V), se activará el “Reset” del biestable, el control estará a nivel bajo y en consecuencia se disparará el MOSFET de lado bajo. Por contra, si VB se hace más pequeño que 1/3 de Vcc, el biestable cambiará al estado “Set” y se dispará el MOSFET de lado alto. Asimismo, entre el pin de control y Vcc se ha conectado un resistor de 10 kΩ que garantizará una tensión de salida de 5 V.


51

2 MEMORIA DE CÁLCULO


52

2.1 Buck y Boost Para comprobar que el convertidor funcionase correctamente como Buck y como Boost, se tuvieron que calcular previamente los valores teóricos de las tensiones y corrientes de entrada y salida deseadas, así como los diferentes valores de carga resistiva. Estos últimos vienen determinados en parte por el rango de valores de corriente del inductor que se desea analizar (-5 A a 5 A). En ambos casos, considerando las especificaciones de análisis descritas en el apartado (1.6.1), tenemos que la potencia de entrada en ambos casos será igual a la de salida. De la misma manera, consideraremos que el “duty cycle” será fijo y tendrá un valor de D = 0,5.

2.1.1 Buck Si se quiere obtener Vi = 16 V tendremos lo siguiente:

VVDVV io 85.016 =⋅=⋅= (2.1.1) De la misma manera, si se pretende que el valor máximo de IL (Io) sea de 5 A,

AADII oi 5,25,05 =⋅=⋅= (2.1.2)

En este caso, la carga resistiva conectada a la salida vendrá dada por:

Ω=== 6,158

AV

IV

Ro

o (2.1.3)

La siguiente tabla muestra los datos teóricos de las principales variables para distintos valores de IL.

Vi (V) Ii (A) Vo (V) Io (A) Ro (Ω) Po (W) D 16 0,5 8 1 8,00 8 0,5 16 1,0 8 2 4,00 16 0,5 16 1,5 8 3 2,67 24 0,5 16 2,0 8 4 2,00 32 0,5 16 2,5 8 5 1,60 40 0,5

Tabla 2.1.1. Valores teóricos Buck.


53

2.1.2 Boost En las pruebas experimentales con el circuito operando como Boost, se ha considerado una tensión de entrada Vi = 8 V. Igualmente, el valor máximo de Ii (-IL) será de 5 A. Tenemos, por lo tanto, que:

VVD

VV i

o 165,01

81

=−

=−

= (2.1.4)

( ) ( ) AADII io 5,25,0151 =−⋅=−⋅= (2.1.5)

Si el valor de la resistencia viene dado igualmente por lo expresión 2.1.3, podemos obtener fácilmente la siguiente tabla de valores.

Vi (V) Ii (A) Vo (V) Io (A) Ro (Ω) Po (W) 1-D 8 1 16 0,5 32,00 8 0,5 8 2 16 1,0 16,00 16 0,5 8 3 16 1,5 10,67 24 0,5 8 4 16 2,0 8,00 32 0,5 8 5 16 2,5 6,40 40 0,5

Tabla 2.1.2. Valores teóricos Boost.

2.2 Cálculo para el cable utilizado en el diseño de la bobina de 33 μH Como se ha citado anteriormente, en el inductor diseñado se ha empleado el núcleo toroidal de “Magnetics” 77076-A7. Del mismo modo, se deben bobinar 27 vueltas con un cable cuya sección es de 0,823 mm2 (AWG 18). Debido a que en nuestro caso se va a emplear un hilo de cobre esmaltado de 0,07 mm2 disponible en el laboratorio, tendremos que:

cablesmm

cablemmAWG 1207,01823,018 2

2 =⋅→ (2.2.1)

2.3 Cálculo del ajuste de la tensión de circuito abierto del emulador de módulos PV

Inicialmente, cuando se pretendió ajustar la tensión de circuito abierto Voc del emulador de paneles PV, la tensión mínima ajustable era superior a la deseada (8,5 V). Debido a esa problemática, se tuvieron que hacer diversas modificaciones en la parte de circuito encargada del ajuste de este parámetro.


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Figura 2.3.1. Circuito de ajuste de Voc del emulador. La figura anterior muestra el circuito que permite ajustar Voc. Considerando que la tanto la caída de tensión de cada diodo como VBE es 0,6 V, si sustituimos valores en la expresión (1.4.4) anteriormente definida, tenemos que:

( ) VkkVVVo 1,17

17,416,06,06 =⎟⎟

⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛ΩΩ

+⋅−⋅= (2.3.1)

Como se puede apreciar, la tensión de salida mínima del módulo es muy superior a la que se pretende alcanzar para llevar a cabo las pruebas experimentales previas a la conexión del módulo PV. Si observamos la expresión anterior, para cambiar el valor mínimo de Voc es necesario que la resistencia R4 sea menor de lo que es ahora. Para lograrlo sin desconectar la propia R4, se ha colocado en paralelo con esta otro resistor. De la misma manera, para determinar ese valor, se ha fijado un valor mínimo de salida de 7,5 V, suficiente para la tensión en circuito abierto que se quiere establecer.

Figura 2.3.2. Resistencia equivalente.

Considerando que R corresponde a la resistencia equivalente de R4 en paralelo con la resistencia nueva que se colocará para disminuir el valor del conjunto (figura 2.3.2), se tiene que:

( ) VkRVVV 1,17

116,06,065,7 =⎟⎟

⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛Ω

+⋅−⋅= (2.3.2)


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Si despejamos R, obtenemos:

Ω=Ω⋅⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−

−⋅= kk

VVVR 5,111

6,06,065,7 (2.3.3)

Finamente, R6 se hallará de la siguiente manera:

64646//4

RRRRRRR

+⋅

== (2.3.4)

Ω=Ω−ΩΩ⋅Ω

=−⋅

= kkkkk

RRRRR 2,2

5,17,45,17,4

446 (2.3.5)

2.4 Cálculo de parámetros a partir de diversas medidas en el convertidor Al realizar los ensayos experimentales, algunas variables del circuito tales como la corriente del inductor IL y la corriente de salida Io, han sido obtenidas a partir de otras variables medidas. Las expresiones que nos han llevado a definirlas se han conseguido a partir del estudio del sentido de las diferentes corrientes del circuito.

Figura 2.4.1. Sentido de las corrientes de circuito. En la figura anterior se muestra el sentido de estas corrientes. En la entrada se aprecia el circuito equivalente de las dos secciones del módulo fotovoltaico. Igualmente, podemos advertir que a la salida se ha conectado una carga resistiva que irá variando entre valores próximos a cortocircuito y circuito abierto. Asimismo, se han conectado dos amperímetros para determinar los valores de IA e IC. Si prestamos atención al circuito podemos determinar que:

CAL III −= (2.4.1) De este modo, cuando las secciones del módulo tengan el mismo sombreado, IL será prácticamente nula, y por lo tanto IA e IC tendrán el mismo valor.


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Por otro lado, podemos determinar la corriente de salida a partir de dos expresiones, que corresponden a:

2L

AoIII −= (2.4.2)

2L

BoIII += (2.4.3)

En realidad se compararan los resultados de ambas expresiones para verificar que el valor de salida de la corriente sea correcto. Los valores de las expresiones se calcularán para cada valor de carga resistiva aplicado. Dichos valores se muestran en diferentes tablas de los resultados experimentales.

2.5 Cálculo de la salida del sensor de corriente A partir de la expresión de VOUT del dispositivo AD8210 se ha determinado el valor de la resistencia de sensado de nuestro circuito. De la misma manera, debido a las tensiones externas aplicadas al sensor de corriente, se tuvo que sumar un valor de offset a la salida. Asimismo, cuando se llevaron a cabo los ensayos experimentales con el lazo de corriente cerrado, se calcularon una serie de valores de IREF para unos determinados valores de la corriente del inductor.

Figura 2.5.1. Esquema simplificado del dispositivo AD8210.


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La expresión de la tensión de salida dada por el fabricante del dispositivo es:

( ) 20⋅⋅= SHUNTSHUNTOUT RIV (2.5.1) Teniendo en cuenta que ISHUNT ≈ IL, RSHUNT = 10 mΩ, y que VREF1 y VREF2 se han conectado a 2,5 V, la expresión final en este caso quedará de la siguiente forma:

VIA

mVVImIV LLREFOUT 5,22,05,22010 +⋅=+⋅⋅Ω== (2.5.2)

El rango de corrientes del inductor que nos interesa está comprendido entre -5 y 5 A. De este modo, tenemos por ejemplo que para una IL de 0 A, IREF tendrá un valor teórico de:

VVAA

mVI REF 5,25,202,0 =+⋅⋅= (2.5.3)

Para comparar el valor teórico de IL para una determinada IREF con los resultados experimentales, se ha creado una tabla con valores comprendidos en el rango descrito anteriormente. Teniendo presente la expresión 2.5.4, se obtiene:

IL (A) IREF (V)-5 1,5-4 1,7-3 1,9-2 2,1-1 2,30 2,51 2,72 2,93 3,14 3,35 3,5

Tabla 2.5.1. Valores teóricos de IL e IREF.


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3 SIMULACIONES


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3.1 Introducción Una de las etapas que se no se pudieron obviar fue la de la simulación del circuito con PSIM bajo diferentes situaciones, que posteriormente se confirmaron en mayor o menor medida con las pruebas experimentales. Inicialmente, el circuito que se simuló fue relativamente ideal, ya que en un principio lo que se buscaba era verificar que la idea del bypass activo pudiese ser posible con la confirmación de algunos resultados simulados. Posteriormente, este circuito fue substituido por otro más próximo a lo que posteriormente iba a implementarse. De este modo, por ejemplo, se sustituyó el bloque del controlador proporcional-integral por un amplificador operacional y diversos elementos pasivos; del mismo modo, se suprimieron los dos resistores iniciales conectados en serie para la obtención del valor equitativo de tensión en cada sección del módulo fotovoltaico. A continuación van a mostrarse algunas de las señales obtenidas simulando el circuito en lazo abierto y lazo cerrado. Estos resultados también han servido para contrastarlos con los obtenidos más tarde en la fase experimental.

3.2 Lazo abierto

3.2.1 Buck En primer lugar se han simulado en circuito abierto las señales de las tensiones de entrada y salida del circuito funcionando como Buck. La señal de “Control” la proporciona una fuente de tensión de onda cuadrada con un “duty cycle” de 0,5 y una frecuencia de 55,7 kHz, obtenida a partir de varias simulaciones previas. De la misma manera, la señal de inhibición está conectada a una fuente de tensión de un impulso, de tal manera que el circuito comienza a funcionar a los 10 ms.

Figura 3.2.1. Circuito trabajando como Buck. Lazo abierto.


60

En la figura 3.2.2, se puede ver que, efectivamente, la tensión de entrada es el doble que la de la de salida. De igual manera Vo logra hacerse constante a los 20 ms tras una serie de oscilaciones iniciales surgidas a partir del instante de 10 ms.

Figura 3.2.2. Señales Vo y Vi del circuito operando como Buck.

3.2.2 Boost

Figura 3.2.3. Circuito trabajando como BoostLazo abierto.

En el Boost se puede apreciar igualmente que se obtiene lo esperado. En este caso, la tensión de salida no llega a los 16 V debido a la caída de tensión del diodo conectado a la salida. Asimismo, al igual que en el caso anterior, en la salida se puede ver que inicialmente, cuando empiezan a conducir los MOSFETs, la señal se estabiliza pasados unos 10 ms.


61

Figura 3.2.4. Señales Vo y Vi del circuito operando como Boost.

3.3 Lazo de corriente cerrado En esta situación, se ha conectado el lazo de corriente a la planta. La señal IREF ha sido proporcionada por una fuente de tensión cuyo valor se ha ido variando dependiendo de si el circuito maniobraba como Buck o como Boost.

Figura 3.3.1. Circuito lazo de corriente.

3.3.1 Buck En la figura 3.3.2 se ha simulado el circuito operando como Buck. La tensión IREF es de 3,3 V y la resistencia de carga Ro = 2 Ω. De este modo, se tiene que el valor medio de la corriente que pasa por el inductor es de 4 A, tal como se esperaba.


62

Figura 3.3.2. Señales IREF e IL del circuito operando como Buck.

3.3.2 Boost

Figura 3.3.3. Señales IREF e IL del circuito operando como Boost.


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En la figura anterior se visualizan las señales de IREF e IL para una carga resistiva conectada a la salida de 8 Ω. Igualmente, la corriente medida que pasa a través del inductor es de -4 A debido a que IREF = 1,7 V.

3.4 Lazo de tensión cerrado En la siguiente figura podemos ver el circuito que regula la tensión de entrada.

Figura 3.4.1. Circuito lazo de tensión.

3.4.1 Buck En la figura 3.4.2 podemos apreciar claramente que el controlador PI regula la tensión sin ningún problema. Desde el inicio de la simulación, se cumple que 2212 VCVC ×= .

Figura 3.4.2. Señales VC12 y VC2 del circuito operando como Buck.


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3.4.2 Boost En este caso podemos apreciar en la figura 3.4.3 que el PI, a diferencia de la situación anterior, logra regular correctamente pasados los 2 ms.

Figura 3.4.3. Señales VC12 y VC2 del circuito operando como Boost.


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4 RESULTADOS EXPERIMENTALES


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4.1 Introducción Antes de conectar el convertidor al panel solar BP585, se ha determinado que sería adecuado realizar diversas pruebas experimentales previas de forma exitosa. Este proceso se ha realizado de forma escalonada, de modo que a medida que se han ido logrando unos resultados en una parte del circuito se ha analizado otra más amplia que contenía la anterior. Este método de trabajo ha permitido evitar una complejidad mayor en cuanto a la búsqueda de la causa de unos hipotéticos resultados erróneos. En primer lugar se han realizado pruebas con el sistema en lazo abierto para cerciorarnos del buen funcionamiento de la planta y por consiguiente de los elementos de potencia. Para ello se ha hecho trabajar al circuito en modo Buck y Boost, con diferentes valores de carga teniendo muy presente los valores de tensión y corriente que deberá soportar el circuito cuando se conecte al panel fotovoltaico. Una vez comprobado el buen funcionamiento de la etapa de potencia se ha hecho lo propio conectando el circuito de control y se ha verificado que los lazos de tensión y de corriente actúan correctamente. Seguidamente, se han efectuado ensayos con el emulador de paneles y cuando estos han resultado ser satisfactorios, el convertidor de bypass se ha conectando a un panel PV. El último ensayo ha consistido en cargar una batería con el circuito de bypass activo conectado entre esta y el panel.

4.2 Convertidor Buck y convertidor Boost

En las pruebas experimentales iniciales llevadas a cabo para comprobar que el circuito funcionase correctamente en lazo abierto y lazo cerrado, se ha incluido a la entrada del convertidor unos diodos similares a los diodos de bypass conectados en cada una de las secciones del módulo fotovoltaico. En la siguiente figura se muestra el circuito añadido.

Figura 4.2.1. Circuito de entrada con diodos de bypass.


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Los diodos D1 y D2 se han colocado para evitar que la corriente fluya hacia la fuente de alimentación. Asimismo, el resto de diodos que conforman el circuito corresponden a un puente rectificador implementado por el dispositivo KBL405, de características similares al puente rectificador incluido en el panel BP585 (FBI6D de FAGOR).

4.2.1 Sistema en lazo abierto En este primer ensayo la placa de control no se ha conectado todavía, sino que la señal de control la proporciona un generador de funciones. Esta señal será cuadrada, de una amplitud de 5 V, un “duty cycle” del 50 %, y una frecuencia de 55,7 kHz.

4.2.1.1 Buck La primera prueba que se ha llevado a cabo ha sido verificar que el convertidor de bypass opera correctamente. Asimismo, que la corriente que pasa a través de la bobina pueda alcanzar sin problemas los 5 A. En la siguiente figura se muestran las conexiones efectuadas en el circuito con los diodos de bypass conectados a la entrada del convertidor.

Figura 4.2.2. Conexiones de entrada del circuito trabajando como Buck.

En la tabla 4.2.1 podemos ver cómo a medida que vamos disminuyendo el valor de carga resistiva de la salida aumenta la corriente de entrada, y la caída de tensión del diodo de protección situado a la entrada de circuito va incrementando. Asimismo, podemos apreciar que la corriente de salida supera sin problemas los 5 A y se cumplen de manera aproximada las relaciones propias del convertidor Buck, DVV io ⋅= e

DII oi ⋅= .


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Vi' (V) Vi (V) Ii (A) Vo (V) Io (A) Ro (Ω) Po (W) F (kHz) D 16,47 16 0,5 7,7 0,98 7,80 7,50 55,7 0,5 16,57 16 1,0 7,54 1,93 3,91 14,6 55,7 0,5 16,71 16 1,5 7,24 3,00 2,35 21,6 55,7 0,5 16,77 16 2,0 7,16 3,91 1,83 28,0 55,7 0,5 16,91 16 2,5 6,98 5,00 1,35 33,7 55,7 0,5 16,97 16 3,0 6,81 5,89 1,16 40,2 55,7 0,5

Tabla 4.2.1. Valores obtenidos del circuito en lazo abierto. Buck.

También podemos ver que a medida que se va disminuyendo la resistencia a la salida la tensión de salida también lo hace, alejándose del valor teórico que le correspondería (8 V). Estas variaciones son debido a las pérdidas en el circuito, mayores a medida que la corriente que fluye a través del mismo circuito se hace más grande.

Figura 4.2.3. CH1:señal “HG”; CH2: señal “LG”, referenciadas a masa (Ii = 1A). La figura 4.2.3 muestra la señal de las entradas de puerta de los dos MOSFETS, ambas referenciadas a masa, para cuando la corriente Ii = 1 A. En el convertidor Buck, el MOSFET que conmuta es el de lado alto. Se puede apreciar que cuando este MOSFET está a nivel alto, el MOSFET Q2 permanece en OFF, y viceversa. El driver 27222 permite aplicar una tensión VGS de 5 V a cada transistor. Podemos advertir que la señal del canal CH2, correspondiente a la tensión de puerta del MOSFET Q2, tiene una amplitud en conducción de 5 V. Por otro lado, la señal de puerta en el CH1 es de aproximadamente 21 V, 5 V superior a la tensión de entrada. Esta tensión hace posible que el MOSFET Q1 pueda dispararse.


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Figura 4.2.4. MOSFETS y nodo “SW”. En la figura 4.2.5 se visualiza la señal en la puerta del MOSFET Q1 y la del nodo común de los dos transistores para una corriente de entrada Ii = 3 Α. En ella podemos señalar que, al aumentar la corriente, se han producido oscilaciones visibles de conmutación, minimizadas si cabe por la resistencia de 10 Ω colocada en serie con la puerta del transistor. Asimismo, se aprecia la labor del circuito de “bootstrap”, que proporciona los 5 V para que el MOSFET Q1 conmute. De este modo tenemos que para el nivel alto del transistor, “HG” = “SW” + 5 V.

Figura 4.2.5. CH1:señal “HG”; CH2: señal “SW”, referenciadas a masa (Ii = 3A).


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4.2.1.2 Boost En este caso, el transistor del convertidor trabajando como Boost será el MOSFET Q2. La figura 4.2.6 ilustra las conexiones de entrada del circuito con diodos de bypass.

Figura 4.2.6. Conexiones de entrada del circuito trabajando como Boost.

En la tabla 4.2.2 vemos que el circuito eleva, aunque la tensión de salida, como en el caso anterior, se hace más pequeña a medida que Ro disminuye.

Vi' (V) Vi (V) Ii (A) Vo (V) Io (A) Ro (Ω) Po (W) F (kHz) D 8,56 8 1 14,7 0,47 31,1 7,00 55,7 0,5 8,75 8 2 14,24 1,01 14,1 14,4 55,7 0,5 8,90 8 3 13,96 1,45 9,70 20,3 55,7 0,5 9,04 8 4 13,50 2,02 6,70 27,5 55,7 0,5 9,21 8 5 13,19 2,53 5,20 33,5 55,7 0,5 9,37 8 6 12,86 3,12 4,10 40,5 55,7 0,5

Tabla 4.2.2. Valores obtenidos del circuito en lazo abierto. Boost.

La corriente iI , que pasa a través del inductor del convertidor, supera sin problemas los 5 A. La señal “LG” resultante es prácticamente la misma señal que la que muestra la figura 4.2.3, aunque con un pico visible de tensión producido por el aumento de la corriente de entrada (Ii = 5 A). Sin embargo, surgieron problemas debido a los picos significativos producidos en la conmutación del MOSFET Q1. Tanto es así que el driver LM27222 quedaba dañado constantemente. Eso fue debido a que estos picos de tensión eran superiores a los que podía soportar el dispositivo controlador. Para solucionarlo, se conectaron dos diodos zener cuya misión fue limitar la tensión teniendo en cuenta las especificaciones máximas que puede soportar el driver. De este modo, se colocó un zener (22 V) entre el pin “SW” y la salida del diodo Schottky del circuito de “bootstrap”.


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Del mismo modo, el otro zener (5 V) se empleó para limitar la tensión del pin “CB” correspondiente a la tensión de “bootstrap”. Una vez hecho esto ese problema no volvió a surgir. En la figura 4.2.7 se visualizan las señales “HG” y “SW” resultantes una vez colocados los zeners. Aunque los valores de pico son grandes, ya no superan los límites anteriores.

Figura 4.2.7. CH1:señal “HG”; CH2: señal “SW”, referenciadas a masa (Ii = 5 A).

4.2.2 Sistema con lazo de corriente cerrado

Una vez alcanzados unos resultados satisfactorios en los ensayos anteriores, el siguiente paso es conectar el control a la planta. En este caso, primeramente cerraremos el lazo de corriente de la placa de control. Para lograrlo, conectaremos la salida del sensor de corriente AD8210 a la entrada inversora del restador del circuito de control. De igual forma, aplicaremos a la salida del PI, que se ha desconectado para este ensayo, una tensión proporcional a los valores de LI que nos interesa estudiar. La figura 4.2.8 muestra las conexiones descritas en el esquema de control.

Figura 4.2.8. En el ensayo en el que se cierra el lazo de corriente, el PI queda desconectado


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4.2.2.1 Buck La tabla 4.2.3 ilustra los valores obtenidos. Como se puede apreciar, la relación proporcional entre la tensión IREF e IL es satisfactoria, y por la tanto el dispositivo AD8210 realiza una medida correcta de la corriente. IREF = 2,5 V se ha incluido en la tabla para dejar constancia de que igualmente coincidía con una corriente IL nula. IREF (V) IL = Io (A) Vi' (V) Vi (V) Vo (V) Ii (A) Ro (Ω) Po (W) F (kHz)

2,5 0 - 16 - - - - - 2,7 1 16,53 16 7,75 0,52 7,7 7,80 50,04 2,9 2 16,64 16 7,41 0,96 3,9 14,1 50,35 3,1 3 16,77 16 6,63 1,41 2,2 20,0 50,29 3,3 4 16,86 16 6,20 1,82 1,6 24,8 51,05 3,5 5 16,98 16 6,13 2,30 1,2 30,5 51,33

Tabla 4.2.3. Valores obtenidos del circuito con el lazo de corriente cerrado. Buck

Las figuras 4.2.8 y 4.2.9 muestran las señales de salida del sensor y la corriente que pasa a través de la bobina para 1 y 5 A. Podemos ver que, efectivamente, se cumple de

forma aproximada la relación prevista en el diseño VIA

mVI LREF 5,2200 +⋅⋅= .

Figura 4.2.8. CH1:señal IL sonda; CH2: señal IREF (Io= 1 A).

De mismo modo, a medida que el valor de IL aumenta se distingue con más claridad los picos en la señal IREF en el momento en el que se produce la conmutación de los MOSFETS.


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Figura 4.2.9. CH1:señal IL sonda; CH2: señal IREF (Io= 5 A).

4.2.2.2 Boost Al igual que en el caso anterior, los datos obtenidos de IL son proporcionales a su respectivo valor de tensión IREF.

Tabla 4.2.4. Valores obtenidos del circuito con el lazo de corriente cerrado. Boost.

En las figuras 4.2.10 y 4.2.11 podemos ver una vez más que se cumple la proporcionalidad descrita anteriormente entre IREF e IL.

IREF (V) IL =- Ii (A) Vi' (V) Vi (V) Vo (V) Io (A) Ro (Ω) Po (W) F (kHz)2,5 0 - 8 - - - - - 2,3 -1 8,62 8 13,76 0,50 27,6 7,00 41,19 2,1 -2 8,85 8 16,31 0,84 19,4 13,7 62,06 1,9 -3 9,06 8 15,67 1,28 12,3 20,0 62,56 1,7 -4 9,27 8 13,32 1,95 6,90 26,1 63,08 1,5 -5 9,43 8 12,65 2,46 5,10 31,2 -


74

Figura 4.2.10. CH1: señal IL sonda; CH2: señal IREF (Ii= -1 A).

Figura 4.2.11. CH1: señal IL sonda; CH2: señal IREF (Ii= -5 A).


75

4.2.3 Sistema con lazo de tensión cerrado En este ensayo se ha cerrado el lazo de tensión, y por lo tanto el control queda completamente conectado a la planta. Inicialmente esta prueba no resultó salir como se esperaba, ya que el PI no regulaba correctamente las dos tensiones de entrada. Esto fue debido a que el diodo zener del controlador no limitaba de forma correcta la tensión de salida del mismo. Cuando se hizo trabajar el circuito como Buck, la tensión VC12 sí era prácticamente el doble que VC2; sin embargo, no se cumplía esa relación en el caso del Boost. Para solucionarlo, se tuvo que sustituir el zener por una agrupación de diodos como se ilustra en la figura 4.2.12.

Figura 4.2.12. Diodos que sustituyen al diodo zener, que no limitaba de forma correcta la tensión Iref.

4.2.3.1 Buck En la tabla 4.2.5 se muestran los valores de las tensiones de entrada. Se puede ver que, una vez solucionado el problema de la limitación de IREF, la tensión VC2 es prácticamente la mitad que VC12, por lo que el lazo de tensión opera de forma correcta. De la misma manera, también se aprecia un progresivo aumento del valor de IREF respecto al ensayo anterior, cuando no trabaja el PI.

IREF (V) IL = Io (A) Vi' (V) Vi = VC12 (V) VC2 (V) Ii (A) Vo (V) Ro (Ω) Po (W) 2,726 1 16,50 16 7,95 0,53 7,80 7,80 7,80 2,945 2 16,60 16 7,94 1,05 7,68 3,84 15,4 3,161 3 16,70 16 7,93 1,58 7,53 2,52 22,5 3,377 4 16,81 16 7,92 2,12 7,39 1,86 29,5 3,598 5 16,88 16 7,90 2,69 7,23 1,46 36,0

Tabla 4.2.5. Valores obtenidos del circuito con el lazo de tensión cerrado. Buck


76

La figura 4.2.13 ilustra la señal de las tensiones VC12 y VC2. En ella podemos ver que en ambas señales aparece un pequeño rizado, que hubiese podido llegar a ser problemático si se hubiese prescindido del filtro de condensadores colocados a la entrada del convertidor.

Figura 4.2.13. CH1: señal VC12; CH2: señal VC2 (Io= 5 A).

4.2.3.2 Boost

En la tabla 4.2.6 se aprecia igualmente que se cumple la relación 2212 VCxVC = . A diferencia del ensayo con el circuito trabajando como Buck, los valores de IREF han disminuido ligeramente respecto al ensayo anterior operando como Boost.

IREF (V) IL = -Ii (A) Vi' (V) Vi = VC2 (V) VC12 (V) Vo (V) Io (A) Ro (Ω) Po (W)2,290 -1 8,52 8 16,05 15,17 0,44 34,3 6,70 2,043 -2 8,69 8 16.00 14,91 0,96 15,5 14,2 1,840 -3 8,85 8 16,00 14,63 1,39 10,6 20,3 1,618 -4 9,00 8 15,96 14,54 1,84 7,90 26,9 1,404 -5 9,12 8 16,00 14,37 2,27 6,40 32,7

Tabla 4.2.6. Valores obtenidos del circuito con el lazo de tensión cerrado. Boost.


77

En la figura 4.2.14 vemos que VC12 es prácticamente el doble que VC2, y que aparece el mismo rizado que en el caso anterior.

Figura 4.2.14. CH1: señal VC12; CH2: señal VC2 (Ii= -5 A)

4.3 Emulador de paneles fotovoltaicos

4.3.1 Ajuste manual de la curva I-V del emulador El emulador de paneles dispone de dos mandos de potenciómetro que permiten al usuario ajustar la característica de la curva del panel a través de los valores de SCI y

OCV , tal como muestra la figura 4.3.1.

Figura 4.3.1. Ajuste de los módulos y conectores de entrada y salida.


78

En primer lugar, se deberá alimentar diferentes partes del circuito genérico a V15± . Asimismo, se aplicará una tensión de entrada al módulo del emulador. El primer ajuste a realizar corresponderá al de SCI . Para ello, se deberá cortocircuitar la salida y modificar mediante el mando de ajuste de dicha corriente su valor hasta alcanzar el deseado. Un vez hecho esto, se procederá al ajuste de la tensión de circuito abierto OCV a través del su correspondiente mando conectando únicamente a la salida un multímetro para visualizar la tensión que se desee fijar. En los diferentes ensayos llevados a cabo, OCV se ha fijado a 8.5 V, y la corriente SCI en valores comprendidos entre 3 y 2 A.

4.3.2 Caracterización de la curva I-V Conocer la característica de la curva generada por el emulador nos permite determinar si podemos efectuar ensayos similares a los pretendidos con el panel PV BP585. Para obtener la curva I-V se requiere aplicar a la salida de emulador un barrido de corriente, tensión, o impedancia, en este caso proporcionado por la carga electrónica variable LD300, de AIM-TTI INSTRUMENTS. Para lograrlo, se ha ajustado un módulo del emulador con los parámetros AI SC 5,2= y VVOC 5,8= , y se ha programado la carga para que se comporte como una fuente de corriente, una fuente de tensión y una carga resistiva. Al efectuar diversas pruebas con las tres posibilidades, se ha determinado que la curva más favorable se ha obtenido generando con la carga electrónica una rampa de tensión. Inicialmente, esta rampa se ha conseguido ajustando la carga activa en modo TRANSIENT, de modo que generase transitorios entre unos límites aproximados de 0 a y 9 V. De mismo modo, se han ido modificando los valores de frecuencia y slew rate en la carga activa hasta lograr una forma de onda prácticamente triangular. El problema que se nos presentó fue que, para una corriente inferior a aproximadamente 1,8 A, la curva I-V presentaba muchas oscilaciones. Esto ha podido ser debido a que a partir de ese tramo, la corriente de la curva es prácticamente vertical, provocando un conflicto entre el control del emulador y la carga activa. Finalmente, se ha optado por aplicar a la carga activa una señal puramente triangular de baja frecuencia desde un generador de funciones; de este modo, a partir de este barrido de tensión, se ha conseguido obtener la curva más óptima dentro de los distintos ensayos realizados para su caracterización.


79

Figura 4.3.2. Diagrama de conexiones de los distintos instrumentos para caracterizar la curva I-V.

Figura 4.3.3. Curva I-V de un módulo. Eje X: CH1, tensión de salida. Eje Y, corriente en la carga.

Debido a que se ha considerado que la curva I-V adquirida es lo suficientemente buena como para realizar diversos ensayos, se ha procedido a caracterizar la curva de los módulos 2 y 4 conectándolos en serie. Para lograrlo, ha sido necesario conectar unos diodos de bypass entre la salida del emulador y la carga activa, tal como muestra la figura 4.3.4.


80

Figura 4.3.4. Conexión en serie de los paneles 3 y 4 con diodos de bypass.

En las figura 4.3.5 se puede observar la curva característica obtenida de los dos módulos en serie para distintos valores de Isc.

Figura 4.3.5. Curva I-V de dos módulos 3 y 4. Eje X: CH1, tensión de salida. Eje Y, corriente en la carga.


81

4.3.3 Obtención de la curva P-V Una vez verificado que la curva definida por los dos módulos conectados en serie del emulador es cercana a lo esperado, el último paso a realizar consiste en comparar la potencia de salida obtenida conectando el convertidor entre la salida del emulador y la carga, y únicamente la carga. Para ello, en los terminales de salida se conectará la carga electrónica funcionando como carga resistiva ente unos valores próximos a cortocircuito y circuito abierto. Para una mayor facilidad para la obtención de datos, se ha incorporado al circuito un interruptor, cuya misión será desconectar la alimentación de los dispositivos del convertidor, y de este modo inhabilitar el mismo del circuito genérico cuando se requiera.

Figura 4.3.6. Conexión y desconexión del convertidor.

4.3.3.1 Ensayo para la Isc de cada módulo igual

En primer lugar se ha efectuado un ensayo considerado que las corrientes de cortocircuito de cada módulo son iguales.

⎩⎨⎧

=⇒=⇒

AIPanelAIPanel

SC

SC

5,245,22

La tabla 4.3.1 muestra las tensiones de entrada del convertidor y la corriente que pasa por el inductor. Asimismo, también la corriente y la tensión de salida, a partir de las cuales se ha obtenido la potencia para diferentes valores de carga resistiva.

R (Ω) IC (A) VC12 (V) VC2 (V) Vo (V) Io (A) Po (W) Carga 0,5 0,01 2,66 -0,36 1,25 2,48 3,100

1,5 -0,001 5,04 0,81 3,65 2,44 8,906 Convertidor 1,5 0,000 5,06 0,88 3,65 2,44 8,906

2,0 -0,001 6,24 1,94 4,88 2,44 11,91 2,0 -0,001 6,23 1,96 4,87 2,44 11,88 2,5 0,000 7,54 3,30 6,11 2,45 14,97 2,5 0,010 7,52 3,76 6,07 2,44 14,81 3,0 0,000 8,74 4,32 7,32 2,44 17,86 3,0 0,000 8,67 4,33 7,26 2,42 17,57 3,5 0,000 9,75 4,87 8,41 2,41 20,27


82

3,5 0,000 9,69 4,85 8,33 2,39 19,91 4,0 -0,010 10,86 5,57 9,43 2,36 22,25 4,0 -0,040 10,77 5,38 9,35 2,34 21,88 4,5 0,00 11,63 5,93 10,31 2,29 23,61 4,5 0,00 11,55 5,77 10,23 2,27 23,22 5,0 0,00 12,30 6,32 10,92 2,18 23,81 5,0 -0,12 12,22 6,10 10,85 2,17 23,54 6,0 -0,01 13,22 6,77 11,87 1,98 23,50 6,0 -0,18 13,15 6,56 11,80 1,96 23,13 8,0 -0,01 14,24 7,26 12,98 1,62 21,03 8,0 -0,23 14,19 7,08 12,93 1,61 20,82 10,0 0,00 14,79 7,51 13,61 1,35 18,37 10,0 -0,23 14,75 7,35 13,57 1,35 18,32 15,0 -0,01 15,48 7,23 14,40 0,97 13,97 15,0 -0,22 15,44 7,69 14,38 0,97 13,95 20,0 -0,01 15,85 8,00 14,82 0,75 11,11 20,0 -0,21 15,82 7,88 14,80 0,75 11,10 50,0 -0,01 16,50 8,29 15,69 0,31 4,864 50,0 -0,17 16,47 8,20 15,66 0,31 4,855

Tabla 4.3.1. Valores obtenidos para los módulos 2 y 4 con la misma Isc.

En la figura 4.3.7 podemos ver claramente que, se emplee o no el convertidor, las dos curvas I-V son prácticamente iguales. El hecho de haber emulado los dos módulos conectados en serie con el mismo sombreado, comporta que la corriente que pasa a través de inductor del convertidor es cercana a cero. Eso significa que éste no trabaja, tal y como se esperaba. También se puede apreciar que para tensiones bajas, el PI del circuito de control de nuestro circuito no funciona correctamente. Prueba de ello es que para los primeros datos capturados no se cumple que 2212 VCVC ⋅≈ .

0

0,5

1

1,5

2

2,5

3

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18

Vs (V)

Is (A

)

Curva I-V sin convertidor Curva I-V con convertidor

Figura 4.3.7. Curvas I-V obtenidas a partir de las medidas llevadas a cabo.


83

Por otro lado, idealmente las dos curvas de potencia deberían ser iguales; no obstante no es así, pues existen pérdidas ocasionadas en el convertidor. Casi la totalidad de valores la potencia obtenida es ligeramente superior sin el convertidor. En este caso particular, la diferencia entre el MPP de ambas es de aproximadamente 0,26 W.

0

5

10

15

20

25

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18

Vs (V)

Ps

(W)

Curva P-V sin convertidor Curva P-V con convertidor

Figura 4.3.8. Curvas P-V obtenidas a partir de las medidas llevadas a cabo.

4.3.3.2 Ensayo para la Isc de cada módulo diferente El último ensayo realizado con el emulador de paneles ha consistido en establecer, para cada uno de los dos módulos del mismo, diferentes corrientes de cortocircuito simulado un sombreado parcial en uno de ellos.

⎩⎨⎧

=⇒=⇒

AIPanelAIPanel

SC

SC

2432

R (Ω) IC (A) VC12 (V) VC2 (V) Vo (V) Io (A) Po (W)

Carga 0,5 0,90 3,05 -0,59 1,46 2,94 4,29 Convertidor 1,0 0,72 4,31 -0,57 2,76 2,76 7,62

1,5 0,49 5,17 -0,62 3,79 2,53 9,59 1,5 0,49 5,16 -0,62 3,77 2,52 9,50 2,0 0,27 5,97 -0,58 4,61 2,31 10,65

2,0 0,39 5,61 -0,54 4,29 2,14 9,18 2,5 0,01 6,41 -0,44 5,16 2,06 10,63 2,5 0,88 7,52 3,75 6,11 2,45 14,97 3,0 0,00 7,43 0,50 6,12 2,04 12,48 3,0 0,83 8,62 4,30 7,22 2,41 17,40 3,5 0,00 8,40 1,45 7,13 2,04 14,55


84

3,5 0,75 9,61 4,80 8,29 2,36 19,56 4,0 -0,01 9,47 2,54 8,15 2,04 16,67 4,0 0,64 10,55 5,26 9,17 2,29 21,00 4,5 0,00 10,47 3,52 9,16 2,03 18,59 4,5 0,58 11,39 5,69 10,03 2,23 22,37 5,0 0,00 11,44 4,50 10,10 2,02 20,40 5,0 0,52 12,12 6,04 10,74 2,15 23,09 6,0 0,00 12,91 5,88 11,59 1,93 22,37 6,0 0,46 13,23 6,60 11,91 1,99 23,70 8,0 0,00 14,24 6,93 13,00 1,62 21,06 8,0 0,23 14,27 7,11 13,03 1,62 21,11 10,0 0,00 14,86 7,34 13,67 1,36 18,59 10,0 0,11 14,84 7,40 13,64 1,36 18,55 15,0 0,00 15,57 7,77 14,49 0,98 14,20 15,0 -0,01 15,52 7,73 14,43 0,97 14,00 20,0 0,00 15,92 7,97 14,92 0,75 11,19 20,0 -0,07 15,87 7,91 14,86 0,75 11,14 50,0 0,00 16,54 8,30 15,74 0,31 4,879 50,0 -0,13 16,50 8,21 15,69 0,31 4,864

Tabla 4.3.2. Valores obtenidos para los módulos 2 y 4 en serie con distinta Isc.

En la figura 4.3.9, mostrada tras este párrafo, podemos intuir las ventajas del uso del convertidor. Inicialmente, como en el ensayo anterior, para tensiones bajas el lazo de tensión no regula bien, lo cual conlleva un peor rendimiento que si no estuviese conectado. Asimismo, a medida que va aumentando el valor de la carga resistiva, las tensiones de entrada también lo hacen y el control PI sí realiza su cometido correctamente. De igual manera, en la tabla se puede leer que, en este caso, como era previsible, la corriente que pasa a través de la bobina no es nula como en el caso anterior.

0

0,5

1

1,5

2

2,5

3

3,5

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18

Vs (V)

Is (A

)


Figura 4.3.9. Curvas I-V obtenidas a partir de las medidas llevadas a cabo.


85

En cuanto a las curvas de potencia (figura 4.3.10), se distingue claramente una mayor eficiencia por parte del uso del convertidor salvo en los primeros valores de carga resistiva, donde la potencia es menor, y tras la máxima diferencia entre ambas curvas. Para tensiones más altas, los tramos de las dos curvas se hacen prácticamente iguales.

0

5

10

15

20

25

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18

Vs (V)

Ps

(W)



4.3.3.3 Conclusiones Con la caracterización de las diferentes curvas características del emulador estudiadas, con unos ajustes de OCV e SCI similares a los parámetros que podemos encontrarnos en un panel solar, nos hemos encontrado que para corrientes bajas han aparecido distorsiones en la curva que podrían provocarnos interpretaciones cuanto menos dudosas en los ensayos realizados. A pesar de ello, se han obtenido resultados satisfactorios, incluso en esos puntos de comportamiento inciertos para los valores de carga mayores. Los ensayos previos a la conexión de nuestro circuito de bypass activo al panel solar han servido para que, a pesar de que tanto el emulador de paneles como el propio panel PV BP585 presenten algunas diferencias en su funcionamiento, tengamos una idea aproximada de comportamiento que puede tener nuestro convertidor frente a la última etapa de ensayos con módulos solares físicos.


86

4.4 Panel solar

4.4.1 Introducción Una vez realizados los ensayos con nuestro convertidor, con el emulador de paneles, y comprobado que los resultados alcanzados son aceptables, el paso definitivo no es otro que el de conectar el circuito de bypass activo a un panel solar físico, comprobar que se extrae más potencia del mismo con su empleo, y finalmente lograr cargar una batería con más corriente que si lo hiciésemos conectando directamente el panel a dicho acumulador eléctrico.

Figura 4.4.1. El panel PV BP585 utilizado es el superior de la figura.

El panel PV BP585 que se va a utilizar es uno de los que conforman la instalación fotovoltaica del edificio en el que está situado el Grup d´Automática i Electrònica Industrial (GAEI), lugar donde se ha realizado la totalidad el montaje y ensayos del prototipo que describe el presente proyecto. Un aspecto a señalar es que las conexiones de este panel han tenido que adecuarse para permitir conectar las entradas del convertidor a cada una de las dos secciones de 18 células que conforman el panel.


87

4.4.2 Caracterización de la curva I-V

4.4.2.1 Curva característica I-V sin sombreado A diferencia de la problemática que surgía al caracterizar la curva I-V con el empleo del emulador, en el panel no existe ningún lazo de control que provoque un conflicto con la carga electrónica. Eso quiere decir que se podrá lograr una característica de la curva prácticamente completa. El proceso de obtención es el mismo que con el que nos hemos servido en el caso del emulador. La carga activa forzará una tensión triangular proporcionada por un generador de funciones, la cual recorrerá la curva característica del panel. La amplitud de esta señal irá aproximadamente de 0 a hasta OCV . Asimismo, se ha tenido en cuenta que los diodos de bypass ya están conectados en la placa solar.

Figura 4.4.2. Diagrama de conexiones de los distintos instrumentos para caracterizar la curva I-V.

Igualmente SCI vendrá dada, entre otros factores, por el tiempo meteorológico, y la hora cuando se obtuvo. La curva que muestra la figura 1 se consiguió en un día soleado por la mañana. En ella podemos ver que alcanza una corriente prácticamente nula, a diferencia del ensayo anterior.


88

Figura 4.4.3. Curva I-V del panel BP585. Eje X: CH1, tensión de salida. Eje Y, corriente en la carga.

4.4.2.2 Curva característica I-V para sombreado fijo Para comparar la potencia extraída del panel PV, con el convertidor y sin él, se ha considerado aplicar una determinado sombreado fijo en un área de una de las dos secciones que lo conforman. La idea ha sido sombrear parcialmente y de forma horizontal una hilera de 9 células. En estas circunstancias, el diodo de bypass funciona, pero las estas células se calentarán igualmente por efecto Joule. De igual modo, el hecho de haber sombreado una serie de células hará se el calor citado se distribuya entre ellas. Antes de decidirnos por el sombreado que provocaremos para realizar los ensayos para comparar las diferentes potencias extraídas del panel, se caracterizaron varias curvas I-V.

Figura 4.4.4. Sombreado parcial horzonal de una hilera de 9 células.


89

Cada una ellas se han conseguido sombreando 1/4, 2/4 y 3/4, respectivamente, del área de nueve células situadas horizontalmente (media sección). En la figura de la siguiente página podemos ver las características de estas curvas. En ellas podemos apreciar cómo a medida que incrementamos el área de sombreado, el valor de la corriente constante para el tramo de tensión más alta se hace más bajo. Del mismo modo, podemos advertir que el diodo de bypass entra en conducción, evitando que la tensión en la sección sombreada se haga negativa. Después de observar las tres curvas logradas, nos decidimos por el sombreado B.

Figura 4.4.5. Diferentes curvas I-V del panel solar BP585 para distintos sombreados.


90

4.4.2.3 Curva característica con sombreado I-V variable Una vez realizados los ensayos con sombreado estático en el panel, se pensó que también podría ser interesante realizar algún ensayo con un sombreado más realista; que variase de posición sobre la superficie del panel a lo largo del día. Es por esa razón por la que se decidió realizar el último ensayo, el de cargar una batería, aplicando al panel un sombreado variable. Después de diversas caracterizaciones de curvas, logradas a partir de obstáculos de diferentes características y que provocaban distintos sombreados, se optó por un obstáculo que provocase un sombreados parcial en dos células o más, dependiendo del tramo del día.

Figura 4.4.6. Obstáculo para la obtención de la curva I-V.

En la figura 4.4.7 podemos ver la característica de la curva obtenida a partir de la cual se concluyó que el ensayo posterior iba a elaborarse con dos obstáculos de características muy similares. Esta curva fue obtenida para el obstáculo de la figura 6 durante un día soleado.

Figura 4.4.7. Curva I-V para un obstáculo cuyo sombreado sobre el panel cambia a lo largo del día.


91

4.4.3 Obtención de la curva P-V Como se ha citado anteriormente, en las pruebas para la obtención de la potencia para diferentes valores de carga resistiva, se ha sombreado la mitad del área de nueve células, pertenecientes a la misma sección. Al igual que en el caso de la realización de las pruebas experimentales con el emulador de paneles, se ha conectado la carga activa a la salida en modo resistencia, variando su valor entre números cercanos a cortocircuito y circuito abierto. Asimismo, se ha ido desconectando y conectando el convertidor para anotar los resultados pertinentes.

Figura 4.4.8. Conexión y desconexión del convertidor.

4.4.3.1 Día soleado sin sombreado en las dos secciones La tabla 4.4.1 ilustra los datos obtenidos para un día soleado sin ningún tipo de sombreado. En ella se aprecia que los valores de potencia obtenidos son muy similares, aunque ligeramente superiores si no usamos el convertidor. Como era de esperar, la corriente que pasa a través del inductor del convertidor es nula o muy cercana a ese valor.

R (Ω) IL (A) VC12 (V) VC2 (V) Vo (V) Io (A) Po (W) Carga 1,0 0,00 4,760 3,861 3,27 3,29 10,76

Convertidor 1,0 0,00 4,790 3,822 3,30 3,32 10,96 1.5 0,01 6,420 3,338 4,94 3,31 16,35 1,5 0,00 6,440 3,216 4,96 3,32 16,47 2,0 0,01 8,140 4,424 6,66 3,33 22,18 2,0 0,00 8,180 4,088 6,70 3,35 22,44 2.5 0,01 9,930 5,183 8,45 3,39 28,65 2,5 -0,01 9,880 4,928 8,39 3,37 28,27 3,0 0,00 11,59 5,909 10,12 3,39 34,31 3,0 -0,01 11,52 5,744 10,05 3,36 33,77 3,5 0,01 13,02 6,540 11,56 3,31 38,26 3,5 -0,04 12,95 6,456 11,50 3,29 37,83 4,0 0,01 14,01 7,080 12,59 3,15 39,66 4,0 -0,06 13,95 6,960 12,53 3,14 39,34


92

4,5 0,01 14,70 7,450 13,30 2,96 39,37 4,5 -0,12 14,65 7,31 13,26 2,95 39,12 5,0 0,01 15,23 7,70 13,86 2,77 38,39 5,0 -0,13 15,18 7,57 13,81 2,77 38,25 6,0 0,00 15,92 8,06 14,61 2,44 35,65 6,0 -0,15 15,90 7,92 14,58 2,43 35,43 8,0 0,00 16,75 8,50 15,55 1,94 30,17 8,0 -0,22 16,75 8,34 15,51 1,94 30,09 10,0 0,00 17,20 8,76 16,04 1,60 25,66 10,0 -0,28 17,22 8,58 16,05 1,60 25,68 15,0 0,00 18,05 9,06 16,92 1,14 19,29 15,0 -0,11 18,03 8,98 16,92 1,14 19,29 20,0 0,00 18,44 9,24 17,45 0,88 15,36 20,0 -0,10 18,39 9,15 17,38 0,88 15,29 50,0 0,00 19,08 9,54 18,28 0,37 6,764 50,0 -0,08 19,06 9,48 18,25 0,37 6,752 100,0 -0,01 19,26 9,63 18,57 0,18 3,343 100,0 -0,08 19,25 9,58 18,54 0,18 3,337 200,0 0,00 19,39 9,69 18,79 0,09 1,691 200,0 -0,08 19,37 9,64 18,75 0,09 1,687 400,0 0,00 19,43 9,70 18,89 0,04 0,756 400,0 -0,08 19,40 9,65 18,89 0,04 0,756

Tabla 4.4.1. Valores obtenidos sin sombreado en las dos secciones durante un día soleado.

De igual forma, salvo el primer valor obtenido, el lazo de tensión del circuito de control de convertidor regula correctamente. En la figura 4.4.9 vemos que, efectivamente, la curva en ambos casos es prácticamente la misma.

0

0,5

1

1,5

2

2,5

3

3,5

4

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20

Vs (V)

Is (A

)


Figura 4.4.9. Curvas I-V obtenidas a partir de la medidas llevadas a cabo.


93

En la figura 4.4.10 se muestran las dos curvas de potencia. Debido a las pérdidas ocasionadas en el convertidor, la diferencia entre el MPP de las dos es de 0,31 W.

0

5

10

15

20

25

30

35

40

45

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20

Vs (V)

Ps

(W)



4.4.3.2 Día prácticamente soleado con sombreado en una de las secciones Varios de los ensayos que se han decidido llevar a cabo han consistido en sombrear la misma sección para distinto tiempo meteorológico, con tal de ver las diferencias entre las diferentes curvas de potencia. En este apartado se han realizado medidas durante un día clareado. En la tabla 4.4.2 podemos ver que para los valores más bajos de carga resistiva, el PI, una vez más, no realiza correctamente su función. Del mismo modo ahora sí que se aprecian diferencias significativas entre los dos modos de funcionamiento.

R (Ω) IL (A) VC12 (V) VC2 (V) Vo (V) Io (A) Po (W) Carga 1,0 1,89 5,370 -0,68 3,710 3,71 13,76

Convertidor 1,0 1,84 5,270 -0,68 3,630 3,63 13,18 1,5 1,55 6,430 -0,66 4,900 3,27 16,02 1,5 1,97 5,640 -0,65 4,200 2,80 11,76 2,0 1,14 7,180 -0,63 5,680 2,84 16,13 2,0 1,76 5,610 -0,59 4,050 2,03 8,221 2.5 0,68 7,730 -0,59 6,150 2,46 15,13 2,5 2,18 8,840 4,43 7,150 2,87 20,52 3,0 0,32 8,140 -0,54 6,670 2,22 14,81 3,0 2,22 10,56 5,28 8,860 2,95 26,14 3,5 0,07 8,410 -0,45 7,010 2,01 14,09 3,5 2,14 11,91 5,94 10,21 2,92 29,81 4,0 0,00 8,840 -0,14 7,490 1,87 14,00


94

4,0 1,97 12,97 6,48 11,29 2,83 31,95 4,5 -0,01 10,03 1,08 8,640 1,92 16,59 4,5 1,76 13,67 6,83 12,04 2,68 32,27 5,0 0,00 10,71 1,86 9,370 1,87 17,52 5,0 1,60 13,97 6,97 12,40 2,48 30,75 6,0 0,00 12,73 3,82 11,37 1,89 21,49 6,0 0,92 15,92 7,95 14,37 2,40 34,49 8,0 -0,01 16,74 7,81 15,37 1,92 29,51 8,0 0,46 17,09 8,53 15,70 1,96 30,77 10,0 0,00 17,43 8,41 16,14 1,61 25,99 10,0 0,33 17,50 8,73 16,22 1,62 26,28 15,0 -0,01 18,13 8,90 17,03 1,15 19,58 15,0 0,21 18,15 9,05 17,04 1,15 19,60 20,0 0,00 18,47 9,11 17,43 0,88 15,34 20,0 0,14 18,43 9,19 17,39 0,88 15,30 50,0 0,00 19,14 9,50 18,30 0,36 6,588 50,0 0,00 19,11 9,48 18,27 0,36 6,577 100,0 -0,01 19,33 9,61 18,62 0,18 3,352 100,0 0,00 19,36 9,62 18,63 0,18 3,353 200,0 0,00 19,50 9,71 18,88 0,09 1,699 200,0 -0,02 19,48 9,69 18,85 0,09 1,696 400,0 -0,01 19,51 9,71 18,97 0,04 0,759 400,0 -0,02 19,55 9,72 18,98 0,04 0,759

Tabla 4.4.2. Valores obtenidos con sombreado en una de las dos secciones en un día prácticamente soleado.

La figura 4.4.11 visualiza las dos curvas I-V obtenidas. En ellas podemos ver que, durante el tramo que limita los dos puntos en los que se cruzan ambas curvas, la corriente en la curva del convertidor es visiblemente superior a la conseguida con el mismo desconectado. Esto se define en más potencia obtenida con el uso del bypass activo.

0

0,5

1

1,5

2

2,5

3

3,5

4

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20

Vs (V)

Is (A

)


Figura 4.4.11. Curvas I-V obtenidas a partir de las medidas llevadas a cabo


95

En la figura 4.4.12 podemos distinguir de forma clara 3 tramos entre las dos curvas de potencia. En el primero, la potencia sin el convertidor es superior. Esto es debido a que, cuando el convertidor está funcionando, la tensión de entrada de una la secciones de panel es negativa, y no es proporcional a la tensión de la otra sección. Es el tramo en el que el lazo de control no opera de forma adecuada. En el segundo tramo, la potencia obtenida con el convertidor es superior, llegando incluso a doblar la potencia para la misma carga resistiva en varios casos. En este tramo, las dos tensiones de entrada de las dos secciones del panel son prácticamente iguales. Finalmente, en el tercer y último tramo, para valores de resistencia cercanos a cortocircuito, las potencias de ambas curvas tienden a igualarse. La diferencia entre su MPP es de 5 W favorable al uso del circuito de bypass activo.

0

5

10

15

20

25

30

35

40

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20

Vs (V)

Ps

(W)



4.4.3.3 Día nublado con sombreado en una de las secciones

La tabla 4.4.3 muestra los valores obtenidos para un día nublado. Podemos apreciar, que, como en el caso anterior, la corriente que pasa a través del inductor del convertidor no es nula y el circuito está funcionando.

R (Ω) IL (A) VC12 (V) VC2 (V) Vo (V) Io (A) Po (W) Carga 1,0 1,58 4,43 -0,69 2,90 2,91 8,439

Convertidor 1,0 1,61 4,48 -0,69 2,93 2,95 8,643 1,5 1,52 5,73 -0,69 4,21 2,82 11,87 1,5 1,60 5,50 -0,68 4,01 2,68 10,75 2,0 1,35 6,72 -0,67 5,24 2,62 13,73 2,0 1,56 5,54 -0,66 4,19 2,09 8,757 2,5 1,04 7,44 -0,65 6,00 2,40 14,40 2,5 1,73 6,69 3,34 5,31 2,12 11,26


96

3,0 0,81 7,69 -0,64 6,310 2,10 13,25 3,0 1,67 7,46 3,72 6,090 2,03 12,36 3,5 0,62 7,92 -0,62 6,590 1,88 12,39 3,5 1,63 8,37 4,17 6,990 2,00 13,98 4,0 0,44 8,13 -0,60 6,830 1,71 11,68 4,0 1,65 9,48 4,73 8,050 2,03 16,34 4,5 0,28 8,30 -0,58 7,040 1,56 10,98 4,5 1,67 10,57 5,27 9,170 2,04 18,71 5,0 0,17 8,45 -0,55 7,220 1,44 10,40 5,0 1,63 11,38 5,68 10,00 2,00 20,00 8,0 0,00 11,01 1,86 9,820 1,22 11,98 8,0 1,22 15,26 7,61 13,93 1,74 24,24 10,0 0,00 12,96 3,81 11,79 1,17 13,79 10,0 0,83 16,54 8,24 15,26 1,52 23,20 15,0 -0,01 17,33 8,17 16,14 1,10 17,75 15,0 0,44 17,67 8,80 16,52 1,12 18,50 20,0 -0,01 18,21 8,87 17,14 0,87 14,91 20,0 -0,01 18,09 8,79 17,02 0,87 14,81 50,0 0,00 19,04 9,40 18,19 0,36 6,548 50,0 -0,01 18,99 9,38 18,14 0,36 6,530 100,0 -0,01 19,15 9,47 18,42 0,18 3,316 100,0 0,00 19,12 9,46 18,40 0,18 3,312 200,0 0,00 19,22 9,52 18,59 0,08 1,487 200,0 -0,01 19,14 9,47 18,50 0,08 1,480 400,0 -0,01 19,56 9,69 19,01 0,04 0,760 400,0 0,00 19,56 9,69 19,00 0,04 0,760

Tabla 4.4.3. Valores obtenidos con sombreado en las secciones durante un día nublado.

0

0,5

1

1,5

2

2,5

3

3,5

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20

Vs (V)

Is (A

)


Figura 4.4.13. Curvas I-V obtenidas a partir de las medidas llevadas a cabo


97

En figura 4.4.14, podemos ver claramente los tres tramos entre las dos curvas de potencia descritas en el ensayo anterior; sin embargo, en este caso los valores de potencia son inferiores, como era de prever. Igualmente, existen puntos en los que con el convertidor se obtiene el doble de potencia que si estuviese desconectado.

0

5

10

15

20

25

30

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20

Vs (V)

Ps

(W)


Figura 4.4.14. Curvas P-V obtenidas a partir de la medidas llevadas a cabo.

4.4.4 Carga de una batería

4.4.4.1 Introducción

El último ensayo previsto no es otro que el de cargar una batería con el convertidor conectando entre el panel solar y la misma. De igual manera, se consideró que además sería interesante comparar las corrientes a las que se carga la batería, utilizando el convertidor y conectando directamente el panel solar al acumulador eléctrico. De esta manera podría demostrarse los ventajoso del uso del bypass activo es una aplicación cuotidiana. La primer opción que se barajó fue la de obtener el valor de la corriente de carga de la batería de una manera periódica durante gran parte del día, conectando y desconectando el convertidor. Este proceder tiene la problemática de que no se pueden capturar los datos de corriente con el convertidor funcionando y no haciéndolo en el mismo instante. Del mismo modo, se tendría que ir constantemente conectando y desconectando el convertidor a través de interruptor habilitado para tal tarea. Para superar ese hándicap, se decidió introducir en el ensayo un panel adicional.


98

4.4.4.2 Circuito para la comparación de las corrientes de carga de la batería La figura 4.4.15 muestra el circuito propuesto para alcanzar los objetivos del presente ensayo. En este podemos ver que la corriente que carga la batería corresponde a la suma de la corriente de salida del convertidor conectando al panel utilizado hasta el momento, más la corriente a la salida del otro panel fotovoltaico. El diodo conectado entre el panel PV2 y la batería tienen las mismas características que el que está en la salida del circuito de potencia, y su misión es impedir que la batería se descargue a través del panel. Este circuito se implementó físicamente en una placa adicional.


Como se ha citado anteriormente, para que el circuito de bypass activo sea ventajoso, debe producirse un sombreado en la superficie del panel al que va conectado. Igualmente, la intención es emplear, para el último ensayo, un obstáculo que provoque en el panel una sombra diferente a lo largo del día. Esto implica que para realizar de una forma relativamente correcta esta prueba experimental, los dos paneles deben tener un sombreado muy parecido. Además, también deberían estar lo más próximos posibles. Afortunadamente, se ha podido utilizar el panel contiguo que está a la misma altura que el que hemos utilizado hasta el momento. De la misma forma, también se han adecuado dos trozos de madera con la misma sección, grosor y longitud, basados en las características iniciales del obstáculo inicial escogido.

Figura 4.4.16. Los sombreados proyectados sobre los dos paneles deben ser prácticamente iguales.


99

4.4.4.3 Obtención de la corriente de salida del convertidor y el panel PV2 Para la obtención de las corrientes buscadas se han conectado dos amperímetros: uno en la salida del bypass activo y el otro en el cátodo del diodo de protección del panel PV2. Asimismo, se han capturado imágenes a través de una cámara de fotos cada 10 minutos y en intervalos de dos horas, tiempo en que se ha ido cargando la batería durante diversos tramos del día (de 10 a 12h, de 12:30 a 14:30 h, de 15 a 17 h, y de 17:30 a 19:30 h). La batería, como se ha citado en el inicio de la memoria, es de 12 V y 47 Ah. Se ha limitado la tensión máxima de carga a 14,5 V conectando la carga activa en paralelo con la batería trabajando en modo tensión. La tabla 4.4.4 muestra los resultados obtenidos.

Hora (hrs) Io1 (A) Io2 (A)INICIO 0,00 0,00 10:00 1,82 1,40 10:10 1,93 1,60 10:20 1,98 1,59 10:40 2,00 1,60 10:50 2,10 1,67 11:00 2,23 1,85 11:10 2,35 2,02 11:20 2,47 2,23 11:30 2,51 2,45 11:40 2,51 2,45 11:50 2,54 2,43 12:00 2,51 2,37 12:30 2,39 2,12 12:40 2,42 2,07 12:50 2,41 2,02 13:00 2,40 1,93 13:10 2,35 1,85 13:20 2,31 1,82 13:30 2,32 1,81 13:40 2,33 1,82 13:50 2,35 1,82 14:00 2,35 1,83 14:10 2,33 1,81 14:20 2,30 1,69 14:30 2,35 1,73 15:00 2,27 1,69 15:10 2,26 1,62 15:20 2,17 1,53 15:30 2,33 1,66 15:40 2,38 1,69 15:50 2,33 1,67 16:00 2,42 1,78


100

16:10 2,37 1,78 16:20 2,15 1,60 16:30 2,29 1,73 16:40 2,24 1,63 16:50 2,05 1,51 17:00 1,90 1,46 17:30 1,57 1,27 17:40 1,70 1,41 17:50 1,52 1,28 18:00 1,41 0,69 18:10 1,37 0,66 18:20 1,16 0,57 18:30 0,94 0,37 18:40 0,77 0,41 18:50 0,56 0,33 19:00 0,31 0,29 19:10 0,30 0,26 19:20 0,24 0,19 19:30 0,21 0,18

Tabla 4.4.4. Valores obtenidos de las corrientes de carga durante gran parte de un día soleado.

Si observamos la figura 4.4.17, podemos ver que los valores de la corriente de salida del convertidor (Io1) superan a los de la salida del panel PV2 (Io2) en cada uno de los todos los instantes estudiados. En el último tramo del día, a partir de aproximadamente las 19 h ambas corrientes se aproximan. Eso es debido a que en ese momento del día, la parte de la sombra producida por el obstáculo del panel PV2 se proyectó sobre el otro. Pese a ello, la corriente siguió siendo ligeramente superior a la salida del panel conectado al bypass activo.

0

0,5

1

1,5

2

2,5

3

10:00

10:40

11:10

11:40

12:30

13:00

13:30

14:00

14:30

15:20

15:50

16:20

16:50

17:40

18:10

18:40

19:10

Io1Io2

Figura 4.4.17. Valores de las 2 corrientes de carga de la batería a lo de varias horas de análisis Inicialmente la tensión de la batería era de 12,35 V. Horas después de haber realizado este ensayo estaba cargada a 12,75 V.


101

5 CONCLUSIONES


102

En el presente proyecto se ha creado un circuito Buck-Boost bidireccional basado en lo descrito en el artículo “Minimizing the effects of shadowing in a PV module by means of active voltage sharing”. Igualmente, previamente se han llevado a cabo una serie de análisis mediante simulaciones con PSIM que han ayudado posteriormente a alcanzar una implementación correcta de la idea sobre la que se ha basado este trabajo. Las pruebas experimentales se han efectuado de una manera escalonada, comprobando poco a poco el correcto funcionamiento del circuito. De este modo, hasta que no se ha logrado que el circuito de potencia operase de una manera satisfactoria, no se ha conectado el control a la planta. De la misma manera se ha hecho lo propio con el lazo de corriente y el lazo de tensión. Esta manera de proceder ha permitido evitar una complejidad mayor en cuanto a la búsqueda de problemas en un hipotético mal proceder del sistema. Asimismo, un paso previo a la conexión de convertidor de Bypass al módulo fotovoltaico ha sido el de comprobar previamente el correcto obrar del mismo realizando pruebas con un emulador de módulos solares. Los problemas más importantes surgieron durante las pruebas del circuito en lazo abierto. De hecho fue la etapa que más tiempo requirió. Los grandes picos provocados en la conmutación comportaron problemas graves en el driver. Del mismo modo, los MOSFETs inicialmente seleccionados se dañaban fácilmente. Superar esta dificultad comportó un mayor conocimiento del funcionamiento de los elementos que conforman la planta, ayudando posteriormente a culminar de forma satisfactoria el resto de pruebas experimentales. El circuito ha soportando sin ningún problema la corriente máxima a la que trabajará (ISC del panel BP585), incluso en lazo abierto se han realizado pruebas con corrientes más altas, llegando incluso a doblar los 5 A en algunos casos. De la misma manera se han realizado pruebas para diferentes condiciones meteorológicas y sombreados, obteniendo unos resultados igualmente favorables. Unos de los aspectos más interesantes llevados a cabo ha sido el de comparar los diferentes resultados obtenidos con el convertidor conectado y desconectado. En algunos casos, la potencia extraída con este ha llegado a ser el doble. Los objetivos propuestos, por lo tanto, han sido alcanzados. Asimismo, existen algunos aspectos que podrían mejorarse, como conseguir que para una carga resistiva muy baja conectada a la salida del convertidor, el lazo de tensión pueda regular de una forma correcta. Del mismo modo, la única manera de desconectar el convertidor de Bypass es haciéndolo de forma manual.


103

6 PLANOS


104

6.1 Relación de planos Los siguientes planos hacen referencia a las dos placas que conforman el circuito que describe el presente proyecto: las correspondientes a la etapa de control (85x70 mm) y la etapa de potencia (180x90 mm). Ambas han sido estañadas por las dos caras. Durante las pruebas experimentales se realizaron una serie de retoques en ambas placas que han permitido que el circuito funcionase de la manera adecuada, llegándonos a plantear la posibilidad de crear dos nuevas placas con las correcciones oportunas. Aunque no se llegaron a hacer los nuevos circuitos con las mejoras por motivos de falta de tiempo, sí se rediseñó el esquemático y el layout de las dos placas corregidas.

Plano Título 1 Circuito de control inicial (esquemático) 2 Circuito de control final (esquemático) 3 Circuito de control inicial (foto y componentes) 4 Circuito de control final (componentes) 5 Circuito de control inicial (fotolito TOP y BOTTOM) 6 Circuito de control final (fotolito TOP y BOTTOM) 7 Circuito de potencia inicial (esquemático) 8 Circuito de potencia final (esquemático) 9 Circuito de potencia inicial (foto y componentes) 10 Circuito de potencia final (componentes) 11 Circuito de potencia inicial (fotolito TOP y BOTTOM) 12 Circuito de potencia final (fotolito TOP y BOTTOM)

Tabla 6.1. Relación de planos.


105

R21

20k

X2IN/IN-OUT

1 2. .

VGND

R4

27k

R1210k

VC12

C2

33p

R5

100k

C7100n

C5

1u

VGND

C9

33p

+

-U3A

TLC22723

21

84

R2 100k

Control

X3OUT/OUT

1 2. .

R20POT/SMD

1 3

2

R1420k

1 3

2

C3

1n

VGND

X4IN/IN-OUT

1 2. .

VC2

R13

33k

VGND

R12k

R9

33k

+

-

U2ATLC2272

3

21

84

Vcc

R3

180

C6100n

Vcc

R61k

VC12

+

-

U3BTLC2272

5

67

84

Vcc

R1010k

VccR739k

R16

100k

Vcc

Vcc

D11 2

R1110k

+

-

U2B

TLC2272

5

67

84

VGND

R15

27k

IL

C8

1n

R18 120k

R19

10k

Vcc

C4100n

C110n

IL

Control

R23100k

C10100n

X1IN/OUT/IN-OUT

1 2 3

. . .

U1A

SYM 1 OF 1

? tlc555cp

32

81

6

5

74

OUTTRIG

V_D

DG

ND

THRES

CONT

DISCHRESET

Vcc

R2220k

R171k

VC2

R839k

Circuito de control inicial (esquemático)

0

Conv ertidor de By pass para un Panel Solar BP585

1 12

Friday , June 03, 2011

Univ ersitat Rov ira i Virgili

1José Mª RomeroRoberto Giral

Title

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GAEIGrup d'Autom àticai ElectrònicaIndustrial


106

D3

+

-

U2ATLC2272

3

21

84

VGND

R15

27k

R16

100k

Vcc

R18 120k

R19

10k

R1010k

Vcc

C4100n

C110n

Vcc

R23100k

C10100n

+

-

U2B

TLC2272

5

67

84

Vcc

X1IN/OUT/IN-OUT

1 2 3

. . .

C8

1n

VGND

R2220k

R171k

VGND

R839k

U1A

SYM 1 OF 1

? tlc555cp

32

81

6

5

74

OUTTRIG

V_D

DG

ND

THRES

CONT

DISCHRESET

Vcc

R21

20k

X2IN/IN-OUT

1 2. .

IL

R4

27k

C2

33p

VC2

R5

100k

C7100n

Vcc

C5

1u

C9

33p

VC2

+

-U3A

TLC22723

21

84

D1

X3OUT/OUT

1 2. .

VC12

R20POT/SMD

1 3

2

Vcc

R1420k

1 3

2

VGND

R9

33k

D4

X4IN/IN-OUT

1 2. .

VC12

R1210k

C11100n

R12k

IL

+

-

U3BTLC2272

5

67

84

R2 100k

Vcc

R3

180VGND

R13

33k

Control

R61k

R1110k

C3

1n

R739k

C6100n

VGND

Control

D2

Circuito de control f inal (esquemático)

0


2 12




Title

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107

Circuito de control inicial (f oto y componentes)

0


3 12




Title

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108

Circuito de control f inal (componentes)

0


4 12




Title

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109

Circuito de control inicial (f otolito TOP y BOTTOM)

0


5 12




Title

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110

Circuito de control f inal (f otolito TOP y BOTTOM)

0


6 12




Title

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111

R3 3.3

VRs+

C16

10n

VC2

Inhibit

10u

C5

Q1MOSFET

2

13

Control

J1

CON1

1

R4 3.3

VRs+

220u

C2

Vcc

C15

1u

Vcc

C171u

C13

10n

LG

X4IN-OUT/OUT

1 2. .

L3

33u

L1

30uH

IL

J3

CON1

1

HG

OUT+

C18330n

10u

C10 Q2MOSFET 2

13

U3

LM27222

1234

8765

SWHGCBIN

GNDLG

VccLEN

Vcc

J5

CON1

1

VGND

VC1210u

C3

X3OUT/OUT

1 2. .

LG

D4

SCHOTTKY

SW

L2

10u

J2

CON1

1

HG

10u

C1

10u

C11

C19100n

OUT+

IL

U2

sens_corrent

123

8765

-INGNDVR2

+INVR1

V+OUT

D1

DIODE

VC2

C61u

X1IN-OUT/IN

1 2. .

X5

CON2

1

2.

.

Inhibit

R1330m

U1L7805/TO220

1

3

2VIN

GN

D

VOUT

Vcc Control

R2

10m

10u

C12

X2IN-OUT/IN/OUT

1 2 3

. . .

VC12

D2

DRILL

J4

CON1

1

Vcc

10u

C4 VRs-

220uC8

10u

C9

VGND

Vcc

D3DRILL

R5100k

VGND

SW

C7

DRILL

C141u

VRs-

Circuito de potencia inicial (esquemático)

0


7 12




Title

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112

D2

C61u

VC12

C141u

J5

CON1

1

10u

C9

LG

Q2MOSFET 2

13

R1330mVRs+

Vcc

D5

ZENER 5.1 V

IL

J2

CON1

1

J4

CON1

1

X5

CON2

1

2.

.

VGND

X3OUT/OUT

1 2. .

220uC8

D6

ZENER 22 V

Q1MOSFET

2

13

Vcc

C15

1u

R5100k

Inhibit

VGND

R7 10

VRs-

Vcc

D1

DIODEVGND

220u

C2

HG

10u

C11

D3

Vcc

OUT+

U1L7805/TO220

1

3

2VIN

GN

D

VOUT

X2IN-OUT/IN/OUT

1 2 3

. . .

HG

X1IN-OUT/IN

1 2. .

10u

C3

R3 3.3

VC210u

C1

Inhibit

10u

C4

OUT+

R4 3.3

Vcc

10u

C12

J1

CON1

1

LG

C19100n

X4IN-OUT/OUT

1 2. .

VC12

Vcc

U3

LM27222

1234

8765

SWHGCBIN

GNDLG

VccLEN

L1

30uH

SW

J3

CON1

1

R6 10

SW

L3

33u

D4

SCHOTTKY

IL

VRs-

C13

100n

VC2

10u

C10

C18330n

U2

sens_corrent

123

8765

-INGNDVR2

+INVR1

V+OUT

C171u

Control

R2

10m

10u

C5

Control

L2

11u

VRs+

Circuito de potencia f inal (esquemático)

0


8 12




Title

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113

Circuito de potencia inicial (f oto y componentes)

0


9 12




Title

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114

Circuito de potencia f inal (componentes)

0


10 12




Title

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115

Circuito de potencia inicial (f otolito TOP y BOTTOM)

0


11 12




Title

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116

Circuito de potencia f inal (f otolito TOP y BOTTOM)

0


12 12




Title

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7 PRESUPUESTO


118

7.1 Amidamientos

7.1.1 Capítulo 1 – Placa de potencia

CÓDIGO DESCRIPCIÓN DENOMINACIÓN CANTIDAD C01_1 Adaptador Driver LM27222 1 u C01_2 Adaptador Sensor de corriente AD8210 1 u C01_3 Aislador TO-220 4u C01_4 Arandela 5 u C01_5 Cable cobre 384/0,05 mm 0,5 m

C01_6 Condensador cerámico multicapa 10 μF 25 V

C1,C3,C4,C5,C9,C10, C11,C12 8 u

C01_7 Condensador electrolítico 220 μF 25 V C2,C8 2 u C01_8 Condensador poliéster 3,3 nF 2 u C01_9 Condensador poliéster 33 nF 1 u C01_10 Condensador poliéster 100 nF C19 1 u C01_11 Condensador poliéster 330 nF C18 1 u C01_12 Condensador poliéster 1 μF C6,C14,C15,C17 4 u C01_13 Conector Molex 2KK 2 vías hembra X1,X3,X4 3 u C01_14 Conector Molex 2KK 2 vías macho X1,X3,X4 3 u C01_15 Conector Molex 3KK 3 vías hembra X2 1 u C01_16 Conector Molex 3KK 3 vías macho X2 1 u C01_17 Diodo Schottky 15 A D4 1 u C01_18 Diodo Ultrarápido STTH12R06D D1 1 u C01_19 Diodo Ultrarápido RUR3060 D2,D3 2 u C01_20 Diodo Zener 5,1 V 0,5 W 1 u C01_21 Diodo Zener 22 V 0,5 W 1 u C01_22 Disipador Diodo salida 1 u C01_23 Disipador MOSFETs 1 u C01_24 Driver LM27222 U3 1 u C01_25 Hilo de cobre esmaltado 0,07 mm2 L3 13 m

C01_26 Inductor toriodal SPT68H-113MLB 11 μH L2 1 u

C01_27 Inductor toriodal Ariston 30 μH L1 1 u C01_28 Jumper X5 1 u C01_29 Núcleo toroidal Magnetics 77076-A7 L3 1 u C01_30 Placa PCB (180 x 90) mm 1 u C01_31 Regulador de tensión L7805 U1 1 u C01_32 Resistencia 1/4 W 3,3 Ω R3,R4 2 u C01_33 Resistencia 1/4 W 100 kΩ R5 3 u C01_34 Resistencia sensado 10 mΩ 3 W R2 1 u C01_35 Resistencia SMD 10 Ω 2 u C01_36 Resistencia 7 W 330 mΩ R1 1 u C01_37 Sensor de corriente AD8210 U2 1 u C01_38 Separador 6 mm 4 u C01_39 Tela aislante para disipación de calor 8 cm2 C01_40 Terminal banana 4 mm J1,J2,J3,J4,,J5 5 u


119

C01_41 Terminal conexión macho 16 vías 1 u C01_42 Test Point PCB 4 u C01_43 Tornillo 5 u

C01_44 Transistor MOSFET canal N FQP90N10V2 Q1,Q2 2 u

C01_45 Tuerca 5 u


120

7.1.2 Capítulo 2 – Placa de control CÓDIGO DESCRIPCIÓN DENOMINACIÓN CANTIDAD

C02_1 Amplificador operacional TLC2272 U2A,U2B,U3A,U3B 2 u C02_2 Condensador cerámico 33pF C2,C9 2 u C02_3 Condensador poliéster 1nF C3,C8 2 u C02_4 Condensador poliéster 10 nF C1 1 u C02_5 Condensador poliéster 100 nF C4,C6,C7,C10 5 u C02_6 Condensador poliéster 1 μF C5 1 u C02_7 Conector Molex 2KK 2 vías hembra X2,X3,X4 3 u C02_8 Conector Molex 2KK 2 vías macho X2,X3,X4 3 u C02_9 Conector Molex 3KK 3 vías hembra X1 1 u C02_10 Conector Molex 3KK 3 vías macho X1 1 u C02_11 Diodo bipolar 1N4148 4 u C02_12 Placa PCB 1u C02_13 Potenciómetro multivuelta 20 kΩ R14,R20 2 u C02_14 Resistencia 1/4 W 180 Ω R3 1 u C02_15 Resistencia 1/4 W 1 kΩ R6,R17 2 u C02_16 Resistencia 1/4 W 2 kΩ R1 1 u C02_17 Resistencia 1/4 W 10 kΩ R10,R11,R19 3 u C02_18 Resistencia 1/4 W 20 kΩ R21,R22 2 u C02_19 Resistencia 1/4 W 27 kΩ R4,R15 2 u C02_20 Resistencia 1/4 W 33 kΩ R9,R13 2 u C02_21 Resistencia 1/4 W 39 kΩ R7,R8 2 u C02_22 Resistencia 1/4 W 100 kΩ R2,R5,R16,R23 4 u C02_23 Resistencia 1/4 W 120 kΩ R18 1 u C02_24 Separador 6 mm 4 u C02_25 Test Point PCB 4 u C02_26 Timer TLC555CP U1A 1 u C02_27 Zócalo DIP-8 3 u

7.1.3 Capítulo 3 – Otros accesorios

CÓDIGO DESCRIPCIÓN DENOMINACIÓN CANTIDAD

C03_1 Cable cobre 7/0,2 mm 1 m C03_2 Terminal grimpar para carcasa hembra 18 u


121

7.2 Precios unitarios


CÓDIGO DESCRIPCIÓN P.U. (€) C01_1 Adaptador Driver LM27222 4,75 C01_2 Adaptador Sensor de corriente AD8210 5,64 C01_3 Aislador TO-220 0,24 C01_4 Arandela 0,05 C01_5 Cable cobre 384/0,05 mm 1,112 C01_6 Condensador cerámico multicapa 10 μF 25 V 0,33 C01_7 Condensador electrolítico 220 μF 25 V 0,3 C01_8 Condensador poliéster 3,3 nF 0,339 C01_9 Condensador poliéster 33 nF 0,269 C01_10 Condensador poliéster 100 nF 0,41 C01_11 Condensador poliéster 330 nF 1,016 C01_12 Condensador poliéster 1 μF 0,933 C01_13 Conector Molex 2KK 2 vías hembra 0,84 C01_14 Conector Molex 2KK 2 vías macho 0,81 C01_15 Conector Molex 3KK 3 vías hembra 0,94 C01_16 Conector Molex 3KK 3 vías macho 0,92 C01_17 Diodo Schottky 15 A 0,097 C01_18 Diodo Ultrarápido STTH12R06D 1,9 C01_19 Diodo Ultrarápido RUR3060 1,75 C01_20 Diodo Zener 5,1 V 0,5 W 0,027 C01_21 Diodo Zener 22 V 0,5 W 0,109 C01_22 Disipador Diodo salida 6,35 C01_23 Disipador MOSFETs 13,6 C01_24 Driver LM27222 1,79 C01_25 Hilo de cobre esmaltado 0,07 mm2 0,12 C01_26 Inductor toriodal SPT68H-113MLB 11 μH 1,55 C01_27 Inductor toriodal Ariston 30 μH 2,85 C01_28 Jumper 0,12 C01_29 Núcleo toroidal Magnetics 77076-A7 5,23 C01_30 Placa PCB 27,05 C01_31 Regulador de tensión L7805 0,65 C01_32 Resistencia 1/4 W 3,3 Ω 0,018 C01_33 Resistencia 1/4 W 100 kΩ 0,3 C01_34 Resistencia sensado 10 mΩ 3 W 0,69 C01_35 Resistencia SMD 10 Ω 0,039 C01_36 Resistencia 7 W 330 mΩ 0,42 C01_37 Sensor de corriente AD8210 4,6 C01_38 Separador 6 mm 0,18 C01_39 Tela aislante para disipación de calor 0,02 C01_40 Terminal banana 4 mm 2,5 C01_41 Terminal conexión macho 16 vías 1,269


122

C01_42 Test Point PCB 0,03 C01_43 Tornillo 0,07 C01_44 Transistor MOSFET canal N FQP90N10V2 2,62 C01_45 Tuerca 0,05

7.2.2 Capítulo 2 – Placa de control

CÓDIGO DESCRIPCIÓN P.U. (€) C02_1 Amplificador operacional TLC2272 1,66 C02_2 Condensador cerámico 33pF 0,62 C02_3 Condensador poliéster 1nF 0,204 C02_4 Condensador poliéster 10 nF 0,58 C02_5 Condensador poliéster 100 nF 0,41 C02_6 Condensador poliéster 1 μF 0,385 C02_7 Conector Molex 2KK 2 vías hembra 0,84 C02_8 Conector Molex 2KK 2 vías macho 0,81 C02_9 Conector Molex 3KK 3 vías hembra 0,94 C02_10 Conector Molex 3KK 3 vías macho 0,92 C02_11 Diodo bipolar 1N4148 0,074 C02_12 Placa PCB (85 x 70) mm 18,5 C02_13 Potenciómetro multivuelta 20 kΩ 0,96 C02_14 Resistencia 1/4 W 180 Ω 0,036 C02_15 Resistencia 1/4 W 1 kΩ 0,025 C02_16 Resistencia 1/4 W 2 kΩ 0,025 C02_17 Resistencia 1/4 W 10 kΩ 0,025 C02_18 Resistencia 1/4 W 20 kΩ 0,025 C02_19 Resistencia 1/4 W 27 kΩ 0,018 C02_20 Resistencia 1/4 W 33 kΩ 0,018 C02_21 Resistencia 1/4 W 39 kΩ 0,018 C02_22 Resistencia 1/4 W 100 kΩ 0,3 C02_23 Resistencia 1/4 W 120 kΩ 0,036 C02_24 Separador 6 mm 0,18 C02_25 Test Point PCB 0,03 C02_26 Timer TLC555CP 0,45 C02_27 Zócalo DIP-8 0,83


CÓDIGO DESCRIPCIÓN P.U. (€) C03_1 Cable cobre 7/0,2 mm 0,546 C03_2 Terminal grimpar para carcasa hembra 0,06


123

7.3 Aplicación de precios


CÓDIGO DESCRIPCIÓN CANTIDAD P.U. (€) TOTALC01_1 Adaptador Driver LM27222 1 u 4,75 4,75 C01_2 Adaptador Sensor de corriente AD8210 1 u 5,64 5,64 C01_3 Aislador TO-220 4u 0,24 0,96 C01_4 Arandela 5 u 0,05 0,25 C01_5 Cable cobre 384/0,05 mm 0,5 m 1,112 0,556 C01_6 Condensador cerámico multicapa 10 μF 25 V 8 u 0,33 2,64 C01_7 Condensador electrolítico 220 μF 25 V 2 u 0,3 0,6 C01_8 Condensador poliéster 3,3 nF 2 u 0,339 0,678 C01_9 Condensador poliéster 33 nF 1 u 0,269 0,269 C01_10 Condensador poliéster 100 nF 1 u 0,41 0,41 C01_11 Condensador poliéster 330 nF 1 u 1,016 1,016 C01_12 Condensador poliéster 1 μF 4 u 0,933 3,732 C01_13 Conector Molex 2KK 2 vías hembra 3 u 0,84 2,52 C01_14 Conector Molex 2KK 2 vías macho 3 u 0,81 2,43 C01_15 Conector Molex 3KK 3 vías hembra 1 u 0,94 0,94 C01_16 Conector Molex 3KK 3 vías macho 1 u 0,92 0,92 C01_17 Diodo Schottky 15 A 1 u 0,097 0,097 C01_18 Diodo Ultrarápido STTH12R06D 1 u 1,9 1,9 C01_19 Diodo Ultrarápido RUR3060 2 u 1,75 3,5 C01_20 Diodo Zener 5,1 V 0,5 W 1 u 0,027 0,027 C01_21 Diodo Zener 22 V 0,5 W 1 u 0,109 0,109 C01_22 Disipador Diodo salida 1 u 6,35 6,35 C01_23 Disipador MOSFETs 1 u 13,6 13,6 C01_24 Driver LM27222 1 u 1,79 1,79 C01_25 Hilo de cobre esmaltado 0,07 mm2 13 m 0,12 1,56 C01_26 Inductor toriodal SPT68H-113MLB 11 μH 1 u 1,55 1,55 C01_27 Inductor toriodal Ariston 30 μH 1 u 2,85 2,85 C01_38 Jumper 1 u 0,12 0,12 C01_29 Núcleo toroidal Magnetics 77076-A7 1 u 5,23 5,23 C01_30 Placa PCB (180 x 90) mm 1 u 27,05 27,05 C01_31 Regulador de tensión L7805 1 u 0,65 0,65 C01_32 Resistencia 1/4 W 3,3 Ω 2 u 0,018 0,036 C01_33 Resistencia 1/4 W 100 kΩ 3 u 0,3 0,9 C01_34 Resistencia sensado 10 mΩ 3 W 1 u 0,69 0,69 C01_35 Resistencia SMD 10 Ω 2 u 0,039 0,078 C01_36 Resistencia 7 W 330 mΩ 1 u 0,42 0,42 C01_37 Sensor de corriente AD8210 1 u 4,6 4,6 C01_38 Separador 6 mm 4 u 0,18 0,72 C01_39 Tela aislante para disipación de calor 8 cm2 0,02 0,16 C01_40 Terminal banana 4 mm 5 u 2,5 12,5 C01_41 Terminal conexión macho 16 vías 1 u 1,269 1,269 C01_42 Test Point PCB 4 u 0,03 0,12


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C01_43 Tornillo 5 u 0,07 0,35 C01_44 Transistor MOSFET canal N FQP90N10V2 2 u 2,62 5,24 C01_45 Tuerca 5 u 0,05 0,25

7.3.2 Capítulo 2 – Placa de control CÓDIGO DESCRIPCIÓN CANTIDAD P.U. (€) TOTAL

C02_1 Amplificador operacional TLC2272 2 u 1,66 3,32 C02_2 Condensador cerámico 33pF 2 u 0,62 1,24 C02_3 Condensador poliéster 1nF 2 u 0,204 0,408 C02_4 Condensador poliéster 10 nF 1 u 0,58 0,58 C02_5 Condensador poliéster 100 nF 5 u 0,41 2,05 C02_6 Condensador poliéster 1 μF 1 u 0,385 0,385 C02_7 Conector Molex 2KK 2 vías hembra 3 u 0,84 2,52 C02_8 Conector Molex 2KK 2 vías macho 3 u 0,81 2,43 C02_9 Conector Molex 3KK 3 vías hembra 1 u 0,94 0,94 C02_10 Conector Molex 3KK 3 vías macho 1 u 0,92 0,92 C02_11 Diodo bipolar 1N4148 4 u 0,074 0,296 C02_12 Placa PCB mm 1u 18,5 18,5 C02_13 Potenciómetro multivuelta 20 kΩ 2 u 0,96 1,92 C02_14 Resistencia 1/4 W 180 Ω 1 u 0,036 0,036 C02_15 Resistencia 1/4 W 1 kΩ 2 u 0,025 0,05 C02_16 Resistencia 1/4 W 2 kΩ 1 u 0,025 0,025 C02_17 Resistencia 1/4 W 10 kΩ 3 u 0,025 0,075 C02_18 Resistencia 1/4 W 20 kΩ 2 u 0,025 0,05 C02_19 Resistencia 1/4 W 27 kΩ 2 u 0,018 0,036 C02_20 Resistencia 1/4 W 33 kΩ 2 u 0,018 0,036 C02_21 Resistencia 1/4 W 39 kΩ 2 u 0,018 0,036 C02_22 Resistencia 1/4 W 100 kΩ 4 u 0,03 0,12 C02_23 Resistencia 1/4 W 120 kΩ 1 u 0,036 0,036 C02_24 Separador 6 mm 4 u 0,18 0,72 C02_25 Test Point PCB 4 u 0,03 0,12 C02_26 Timer TLC555CP 1 u 0,45 0,45 C02_27 Zócalo DIP-8 3 u 0,83 2,49


CÓDIGO DESCRIPCIÓN CANTIDAD P.U. (€) TOTAL C03_1 Cable cobre 7/0,2 mm 1 m 0,546 0,546 C03_2 Terminal grimpar para carcasa hembra 18 u 0,06 1,08


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7.4 Resumen del presupuesto

7.4.1 Presupuesto de ejecución material Capítulo 1: Placa de potencia 122,03 € Capítulo 2: Placa de control 39,79 € Capítulo 3: Otros accesorios 1,63 € Total de ejecución material 163,45 € El presupuesto de ejecución material asciende a CIENTO SESENTA Y TRES EUROS CON CUARENTA Y CINCO CÉNTIMOS.

7.4.2 Presupuesto de ejecución por contrata Presupuesto de ejecución material 163,45 € Gastos generales de empresa 12% 19,61 € Beneficio industrial 8% 13,08 € Total de ejecución por contrata 196,14 € El presupuesto de ejecución por contrata asciende a CIENTO NOVENTA Y SEIS EUROS CON CATORCE CÉNTIMOS.

7.4.3 Presupuesto global Presupuesto de ejecución por contrata 196,14 € IVA 16% 31,38 € Total de presupuesto global 227,52 € El presupuesto total asciende a DOS CIENTOS VEINTISIETE EUROS CON CINCUENTA Y DOS CÉNTIMOS.


126

8 BIBLIOGRAFIA


127

[1] Giral, R., Ramos-Paja, C.A.; Gonzalez, D.; Calvente, J.; Cid-Pastor, A.; Martinez-Salamero, L. Minimizing the effects of shadowing in a PV module by means of active voltage sharing. IEEE International Conference on Industrial Technology (IEEE-ICIT 2010). [2] Daniel W. Hart. “Electrónica de Potencia”, Prentice Hall, 2001. [3] Allan R. Hambley. “Circuitos”, Prentice Hall, 2001. [4] Muhammad H. Rashid, “Electrónica de potencia: Circuitos, dispositivos y aplicaciones”, Prentice Hall, 1995. [5] Apuntes de la asignatura, Electrónica de Potencia, ETIEI. J Maixé Altés. [6] http://www.wikipedia.org/ (último acceso: 1-6-2011). [7] http://www.mag-inc.com/ (último acceso: 1-6-2011). [8] http://es.farnell.com/ (último acceso: 1-6-2011). [9] http://solar512.com/solar_shading_article.html (último acceso: 1-6-2011). [10] http://www.tropical-rainforest-animals.com/build-your-own-solar-panel.html (último acceso: 1-6-2011). [11] http://iecon02.us.es/ASIGN/SEFER_2IE/practicas/Practica5.pdf (último acceso: 1-6-2011).

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