UNIDAD 2: COMPONENTES DE UN SISTEMA DE COMUNICACIO OPTICO

Introducción

Hemos visto en los capítulos anteriores todas las familias de dispositivos que conforman los componentes optoelectrónicos. La pregunta es si todos ellos son capaces de aportar una mejora sustancial a la era de las comunicaciones. Aunque los ordenadores ópticos que realizan los cálculos a velocidad de la luz no son realidad todavía, sí que existen muchas aplicaciones donde los componentes fotónicos han sobrepasado a los componentes electrónicos. Un ejemplo claro son las comunicaciones ópticas. Las redes de comunicaciones ópticas han sobrepasado a las redes electrónicas y se han establecido como redes de alto rendimiento.

Aunque el uso de la luz para transmitir información comenzó probablemente con el descubrimiento del fuego, en la edad moderna las comunicaciones ópticas nacieron con el LED y el LD y la aparición de fibras ópticas de bajas pérdidas. Siendo las fibras ópticas elementos imprescindibles en las comunicaciones ópticas se exige que los dispositivos que hacen uso de estas fibras sean completamente compatibles con ellas. Uno de los desarrollos más grandes se está dando en los componentes ópticos para aplicaciones de comunicaciones ópticas vía fibra óptica. Es en estas aplicaciones donde las exigencias a los componentes son más grandes.

Después de ver las características de LEDs, LDs y detectores ópticos la pregunta clara es si de verdad se necesitan LDs de sólo 3Å de ancho de espectro y no es suficiente con un LED con un ancho de espectro de 200Å a una longitud de onda de 8800Å y con 100µW para un sistema de transmisión a 1Gbps. Para responder a esta pregunta hay que conocer los fundamentos de los sistemas de comunicación en general y de los sistemas de comunicaciones basados en fibra óptica en particular.

El sistema de comunicación óptica

Las comunicaciones ópticas es el área que más está evolucionando en los últimos tiempos y esto a pesar de que aún no existen los componentes ópticos que nos permitan explotar al máximo todas las posibilidades que nos ofrecen estas comunicaciones. En la actualidad sólo se utiliza una pequeña parte de la capacidad del sistema lo que sugiere que aún nos queda un gran desarrollo por delante. Las principales ventajas de las

comunicaciones ópticas vienen de la fibra óptica y sus propiedades. La información se transmite a través de una fibra óptica. Para ello se codifica la señal electrónica y se convierte en señal óptica, se inyecta en la fibra, se transmite, tal vez a cierta distancia se conmuta y/o se amplifica y finalmente se detecta y se demodula. En sistemas reales la señal óptica se atenúa y es pues necesaria su amplificación (repetidores). Los circuitos para conmutar las señales y así dirigirlas de un canal a otro son dispositivos bastante complejos que incluyen detectores, LDs y electrónica digital para tomar decisiones.

El Emisor

Para que un dispositivo emisor de luz pueda emplearse para transmitir información se necesita que cumpla una serie de condiciones. Las más importantes son:

Que produzca un haz monocromático Que la radiación se pueda acoplar a la fibra óptica con facilidad, Que la potencia óptica se pueda modular por medios electrónicos Que la respuesta sea suficientemente rápida.

Los emisores preferidos en Comunicaciones Ópticas son dispositivos optoelectrónicos semiconductores que operan en el infrarrojo próximo (Fig. 12), concretamente diodos emisores de luz (LED) y diodos láser (LD).

EL LED

El LED es un dispositivo sencillo de manipular y económico, que se adapta bien a enlaces de Comunicaciones Ópticas de poco alcance y moderado ancho de banda.

Figura 12. Materiales III-V empleados en dispositivos optoelectrónicos

EL LED

El LED es un dispositivo sencillo de manipular y económico, que se adapta bien a enlaces de Comunicaciones Ópticas de poco alcance y moderado ancho de banda. Tienen habitualmente un diagrama de radiación lambertiano (coseno), es decir, bastante abierto, por lo que se adaptan mejor a fibras ópticas con apertura numérica alta, como las fibras multimodo. Es común utilizar LEDs asociados a fibras multimodo de índice gradual en redes de área local.

Respuesta eléctrica y óptica

Desde el punto de vista eléctrico, el LED es un diodo que se polariza en directa, y necesita para su funcionamiento una fuente de corriente. La respuesta óptica del LED es lineal con la corriente que lo atraviesa, hasta llegar a saturación. La luz emitida por un LED se genera en la propia unión p-n del diodo, por recombinación de pares electrón-hueco. Los fotones generados tienen la energía del gap, por lo que podrían ser fácilmente reabsorbidos por el material, a menos que se adopten precauciones: reduciendo al mínimo el espesor de una de las caras (LEDs de emisión superficial) y/o aumentando el gap de las zonas p y n para evitar la absorción (doble heteroestructura). Simultáneamente (Fig. 13) se ajustan los índices de refracción de las capas, con el fin de guiar la luz hacia el extremo deseado.

Figura 13. Doble heteroestructura empleada en LEDs y LDs. Se consiguen simultáneamente tres efectos: evitar la reabsorción de los fotones generados, confinar la recombinación de portadores, y guiar la luz hacia la salida.

EL LD

Los diodos láser son los dispositivos preferidos para Comunicaciones Ópticas de largo alcance, en combinación con fibras ópticas monomodo. Aunque su diseño se ha ido sofisticando en los últimos años, un LD es en esencia un LED al que se le ha acoplado in situ una cavidad resonante, instalándole dos espejos en caras opuestas, o simplemente tallando dichas caras. Los más elementales son dobles heteroestructuras; actualmente se emplean de forma habitual láseres de pozos cuánticos, formados por una pila de estructuras de pocos nm de espesor. Las ventajas más notables de estos láseres son su velocidad y su baja corriente umbral. Actualmente se trabaja en dispositivos aún más pequeños, como los microláseres de cavidad vertical.

Respuesta eléctrica y óptica

Los láseres se atacan en directa en corriente, como los LEDs. Su curva característica potencia óptica – corriente no es lineal, sin embargo. Un LD típico muestra a bajas corrientes un comportamiento lineal, aunque con poca eficiencia de conversión. Por encima de un corriente umbral, se produce un brusco aumento de la potencia emitida. Este aumento se da cuando el dispositivo comienza a tener ganancia óptica, es decir, cuando empieza a comportarse como láser (hasta ese momento, su comportamiento era el de un LED. Simultáneamente se producen cambios en el espectro de emisión, el cual se estrecha, haciéndose mucho menor que la banda de emisión del semiconductor de procedencia (es decir, que la emisión LED).

Figura 14. Característica P-I de un LD en función de la temperatura

Como láser, el LD es también lineal, con una pendiente muy superior a la anterior, hasta llegar a saturación. Suponiendo despreciable la potencia emitida hasta llegar al umbral, la potencia en la zona de trabajo láser puede expresarse simplemente como:

siendo la eficiencia cuántica. Los driver para LDs deben diseñarse teniendo presente su característica.

Fig. 19

Para controlar un LD, se le inyecta constantemente una corriente ligeramente superior a la del umbral, y sobre ella se superpone la corriente de señal. El valor de la corriente umbral de un dispositivo LD depende fuertemente de la temperatura. A medida que aumenta, aumenta también el valor umbral. Este punto es de crucial importancia para la manipulación de un LD: cualquier pequeña variación de temperatura puede alterar significativamente la potencia de salida. Por esta razón, los LDs comerciales suelen incorporar un fotodiodo de control interno, que mide continuamente la potencia de salida. Ello permite a su vez que el dispositivo puede trabajar en modo potencia constante, inyectando la corriente necesaria en cada caso para que la potencia se mantenga. Opcionalmente, puede también trabajar en modo corriente, manteniendo constante la corriente y variando la potencia.

El ReceptorEl receptor de un sistema de Comunicaciones Ópticas está formado por dos bloques funcionales fundamentales:

El bloque detector. Su principal componente es un detector de luz, generalmente un dispositivo optoléctrónico semiconductor, que se encarga de transformar la luz recibida en corriente eléctrica.

El circuito de recepción. Se ocupa de amplificar y depurar la señal recibida. Consta de diversos módulos: amplificador, filtro, comparador, etc.

EL DETECTOR:Existen dos fotodetectores fundamentales en Comunicaciones Ópticas: el fotodiodo p-I-n (PIN) y el fotodiodo de avalancha (APD). La diferencia fundamental es que el segundo

posee amplificación interna por generación secundaria de pares. Cuando no está iluminado, su respuesta característica es la típica de un diodo.

Figura 18

Los fotodiodos convierten la luz en corriente eléctrica siguiendo un proceso de formación de pares e--h+ opuesto al que se produce en los emisores. Esa conversión de fotones a electrones es numérica, es decir, un fotón produce un par e--h+ siempre que tenga energía suficiente para ello. Si tiene una energía superior, se sigue produciendo el mismo par, por lo que la eficiencia energética del fotodetector varía con la longitud de onda. El parámetro que se emplea para medir la eficiencia externa del fotodetector es la responsividad:

Tal como está formulada, se observa que la responsividad de un fotodetector ideal aumenta monótonamente con la longitud de onda mientras se mantenga constante el rendimiento cuántico . Esto es aproximadamente cierto durante toda la banda, y deja de serlo bruscamente cuando se desciende de la energía del gap. En la figura 18 se observa un ejemplo para fotodetectores de Si, cuyo gap equivale a =1,1 µm. La responsividad de los fotodetectores reales sigue la misma tendencia, como puede observarse.

EL CIRCUITO RECEPTOR:El circuito de recepción, en especial el amplificador, se he de estudiar conjuntamente con el detector porque incide directamente sobre el ruido del sistema, y por tanto sobre la relación señal/ruido (S/N), que determina los parámetros fundamentales de diseño del

sistema. El ruido del sistema es la suma de varios términos, algunos procedentes del propio fotodetector (ruido shot y ruido térmico) y otros del amplificador (corriente y tensiones de ruido). El amplificador más común en circuitos de recepción de Comunicaciones Ópticas es el de transimpedancia (fig. 19)

Fig 19

EVALUACIÓN DE LA SEÑAL EN RECEPCIÓNLa señal recibida por el fotodiodo, una vez amplificada, pasa por una serie de circuitos cuya función es recuperar la información original con la mayor fidelidad posible. Si se trata de una transmisión digital, la señal pasa normalmente por un filtro y un circuito de decisión. Para evaluar la calidad de la señal recibida se utiliza el diagrama de ojo (Fig.-20). Es una representación en osciloscopio de los pulsos recibidos, los cuales:

No tienen todos ellos la misma amplitud, debido a la presencia de ruido. Se adelantan o atrasan respecto a su reloj, por la presencia de jitter1.

Cuantos mayores sean estas distorsiones, más "cerrado" aparecerá el ojo, y más difícil será establecer el umbral de discriminación entre niveles altos (marca) y bajo (espacio).

1 Se denomina jitter (término inglés para fluctuación) a la variabilidad temporal durante el envío de señales digitales, una ligera desviación de la exactitud de la señal de reloj. El jitter suele considerarse como una señal de ruido no deseada. En general se denomina jitter a un cambio indeseado y abrupto de la propiedad de una señal. Esto puede afectar tanto a la amplitud como a la frecuencia y la situación de fase. El jitter es la primera consecuencia de un retraso de la señal.

Figura 20

Tasa de error y Sensibilidad del Receptor

Cálculo de la BER

La tasa de error de bit o BER mide el promedio de errores ocurridos en la transmisión.

En el receptor, si estamos detectando una señal ruidosa, habrá “ceros” que se puedan confundir como “unos” y “unos” que se puedan confundir como ceros, dependiendo de lo ruidosa que sea la señal y de donde coloquemos el umbral de decisión (ID).

En la figura siguiente se puede observar un histograma de la distribución de unos y ceros. El eje vertical representaría los niveles de corriente detectados para unos y para ceros. Las funciones representan la probabilidad de detectar un uno para una corriente “y” (p(y|1)) o un cero para una corriente “y”(p(y|0)). La probabilidad de error viene dada por:

Es decir la probabilidad de recibir un uno “a” por la probabilidad de detectarlo con una corriente inferior a la umbral (P1(ID)) (se detectaría como un cero) más la probabilidad de recibir un cero “b” por la probabilidad de detectarlo con una tensión superior a la umbral (P 0(ID)) (se detectaría como un uno). P(0/1) sería el área rayada que queda por debajo del umbral y P(1/0) sería el área rayada que queda por encima del umbral.

Estas probabilidades se calcularían para una corriente “I” como:

2.2. Gratings de Bragg

2.2.1. IntroducciónLas redes de difracción de Bragg o Bragg gratings, se han convertido en un componente fundamental para la mayor parte de las aplicaciones relacionadas con las comunicaciones ópticas, tales como: compensación de la dispersión cromática de una fibra, enrutamiento, filtrado, control y amplificación de señales ópticas dentro de la nueva generación de redes de telecomunicación de alta densidad basadas en WDM.

Una red de difracción es una superficie reflexiva con una serie de líneas, o surcos, paralelas, las cuales provocan que la luz incidente se refleje. La siguiente figura muestra como se la luz se separa en sus diferentes longitudes de onda al incidir sobre la superficie de la red de difracción. Este efecto se observa por ejemplo, cuando reflejamos la luz con un CD.

Fig 2.2.1: La red de difracción separa la luz en diferentes longitudes de onda. Reflexión de la luz en un CD

En un gratting de fibra el índice de refracción no es uniforme. Estas variaciones en el índice de refracción de la fibra provocan la refracción de la luz, el llamado efecto Bragg. La dispersión de Bragg no es exactamente igual al fenómeno de la difracción en una red de difracción. Un grating de Bragg, como un gratting de fibra, tiene la propiedad de reflejar selectivamente una banda de frecuencias estrecha centrada en la longitud de onda de Bragg, λB. Esta longitud de onda es proporcional al periodo de variación del índice de refracción, Λ, y al índice de refracción efectivo de la guía de onda.

λB = 2neffΛ

Cada vez que la luz atraviesa una zona con un índice de refracción más grande, parte se refleja hacia atrás. Si la longitud de onda coincide con la separación de las regiones de la fibra con un índice de refracción mayor, la onda reflejada en cada una de estas zonas forma una interferencia constructiva, como se muestra a continuación.

Fig.2.2.2: Los grattings de fibra reflejan las longitudes de onda de la luz que coinciden con el periodo del grating y dejan pasar el resto de longitudes de onda

Los gratings de Bragg de fibra se fabrican mediante una exposición parcial de la fibra a luz ultravioleta, siguiendo un patrón establecido de intensidad. La incidencia de luz ultravioleta provoca en el núcleo de la fibra la ruptura de los enlaces atómicos del cristal de óxido de silicio dopado con germanio que lo compone, cambiando el índice de refracción. Mediante este proceso se consigue generar una modulación del índice efectivo de refracción de los modos que se transmite por la fibra óptica, a lo largo de una longitud establecida.

Una de sus principales características reside en la flexibilidad a la hora de conseguir diversas respuestas espectrales. Para ello se pueden modificar varios parámetros físicos de su estructura, tales como, longitud, apodización, chirp e índice de refracción.

2.2.2. Gratings de Bragg periódicos

Se diferencian tres tipos de gratings de Bragg periódicos: uniforme, apodizado y chirpeado.

Uniforme: El más simple de los tres. En él la periodicidad de la variación del índice de refracción es constante a lo largo de la guía.

Fig. 2.2.3.: Grating de Bragg periódico

Éstos tienen más importancia a nivel teórico ya que tienen un alto cross-talk, como se puede ver en el siguiente espectro de potencia reflejada. Este problema es solucionado por los gratings de Bragg apodizados.

Fig. 2.2.4.: Espectro de potencia de un grating de Bragg uniforme

Apodizado: A diferencia de los anteriores el índice de refracción es menor en los extremos del grating, como se muestra en la siguiente figura.

Fig. 2.2.5.: Grating de Bragg apodizado

Esto provoca que el lóbulo principal del espectro de potencia reflejada se ensanche y disminuyan los lóbulos secundarios, como se muestra en la siguiente figura. Empleando una variación gaussiana del índice de refracción se consigue una diferencia de -30 dB entre el lóbulo principal y el lóbulo secundario. El problema que presenta es que la anchura del lóbulo principal del espectro de la potencia reflejada se ha ensanchado, por lo que el rango de longitudes de onda reflejadas es más amplio.

Fig. 2.2.6. : Espectro de potencia de un grating de Bragg apodizado

Chirpeado: En este caso la frecuencia de variación del índice de refracción cambia linealmente con la distancia. Como la longitud de onda reflejada es proporcional al periodo de variación del índice de refracción, así se logra que distintas longitudes de onda sean reflejadas en distintos puntos de la guía. En el ejemplo de la figura, suponiendo que la señal se propaga de izquierda a derecha, las longitudes de onda bajas se reflejan al comienzo del grating, mientras que las longitudes de onda altas son reflejadas al final.

Fig. 2.2.7. : Grating de Bragg chirpeado

Como diferentes longitudes de onda son reflejadas en distintos puntos de la fibra, éstas recorren un camino diferente y por tanto adquieren distintos retardos. Esto es aprovechado para compensar la dispersión cromática (como se muestra en la siguiente figura) y ciertas no linealidades que aparecen en la transmisión.

Fig. 2.2.8. : Compensación de la dispersión cromática mediante el uso de un Grating de Bragg de Fibra chirpeado y un ciruclador

2.2.3. Gratings de Bragg de fibra comerciales

La siguiente imagen se trata de un filtro DWDM basado en Grating de Bragg de Fibra del fabricante JDS Uniphase.

A continuación se muestran algunas su característica espectral para el modelo de 25 y 50 GHz., así como sus especificadores extraídas de las hojas de especificaciones del fabricante

2.3. Acopladores y otro componentes pasivos

2.3.1. IntroducciónLos acopladores (o acopladores direccionales) son componentes pasivos. Éstos operan en el dominio óptico y se emplean en la distribución y combinación de señales, la realización de multiplexación y demultiplexión por longitud de onda, la construcción de otros componentes ópticos y la monitorización de sistemas.

Las configuraciones en que se presentan estos dispositivos son:

• Acopladores: estructura con N puertos de entrada y N de salida (con N = 2). Este dispositivo divide el campo que entra por uno de los puertos de entrada entre los 2 terminales de salida.

• Divisores (splitter) y taps: estructura con 1 puerto de entrada y 2 puertos de salida. La diferencia entre un splitter y un tap es el elevado coeficiente acoplamiento en este último.

• Combinadores: estructura con 2 puertos de entrada y 1 de salida (misma estructura que un splitter pero al revés).

Otros componentes ópticos pasivos son los aisladores ópticos que transmiten la luz en una única dirección. Éstos son muy importantes en los sistemas de comunicaciones ópticos para evitar que las reflexiones de las señales alcancen a otros dispositivos y puedan dañarlos, como por ejemplo a los lasseres. Otro componente óptico pasivo es el circulador. El circulador es un tipo de aislador óptico cuya funcionalidad es permitir el paso de toda la luz que entra por uno de sus puertos hacia el siguiente puerto.

2.3.2. Fundamentos

Estos componentes están caracterizados por la matriz de scattering , que expresa la relación entre los campos eléctricos de cada puerto de salida con los campos eléctricos de las entradas.

El parámetro α se denomina coeficiente de acoplamiento o de acoplo, y determina cuanta potencia se dirige a cada puerto de salida. La potencia óptica acoplada de una fibra a otra puede ser variada a modificando la longitud de la región de acoplamiento y el grado de reducción del radio de la fibra (como se muestra en la figura el radio de las fibras que forman el acoplador se reduce gradualmente antes de la región de acoplamiento), entre otros parámetros.

Fig. 2.3.1.: Estructura de un acoplador 1x2, también llamado divisor o splitter

Principio de funcionamiento:

Explicaremos el funcionamiento de los acopladores a través de un acoplador 2 x 2. Una forma común de construir un acoplador es fundiendo dos fibras. Como se muestra en la siguiente figura.

Fig. 2.3.2.: Estructura de un acoplador 2x2 construido por la unión de dos fibras

En el acoplador 2 x 2 del ejemplo, P0 es la potencia de entrada, parte de esta potencia se transmite a los puertos de salida, P1 (potencia transmitida por la fibra 1) y P2 (potencia acoplada a la fibra 2), y otra pequeña parte es reflejada a hacia las entradas, P3 y P4; cuyos valores están comprendidos entre -50 y -70 dB por debajo de la potencia de entrada.

En este tipo de dispositivos el coeficiente de acoplamiento depende de la longitud de onda de la señal óptica, por lo que se llaman acopladores selectivos en frecuencia; aunque se pueden construir acopladores independientes de λ, que es el caso más común. La principal utilidad de los acopladores selectivos en frecuencia es acoplar un láser de bombeo en un amplificador de fibra dopada con erbio, Erbium Doped Fiber Amplifier (EDFA).

Los parámetros que caracterizan a un acoplador son:

El coeficiente de acoplamiento,

Pérdidas en exceso, excess loss , es decir, las pérdidas del dispositivo,

Pérdidas de inserción, insertion loss, este parámetro se refiere a las perdidas asociadas a un camino en concreto.

Pérdidas de retorno, return loss, este parámetro mide el aislamiento entre la potencia de entrada y la potencia óptica reflejada en el mismo puerto,

Crosstalk , este parámetro mide el aislamiento entre la potencia de entrada y la potencia óptica reflejada en otro puerto de entrada,

2.3.3. Acoplador estrella pasivoUn acoplador en estrella pasivo, Passive Star Coupler (PSC), es un dispositivo de N puertos de entrada que, idealmente, reparte por igual la potencia óptica que entrada por cualquiera de sus entradas entre sus N puertos de salida,

Un PSC puede ser construido concatenando acopladores 2 x 2. Luego para implementar un PSC de

N puertos se necesitan acopladores 2 x 2. Así, un PSC con 8 puertos requiere 12 acopladores 2 x 2. Esta arquitectura es poco flexible, ya que se requiere que N sea potencia de 2, N = 2 n, con n=1.

Fig. 2.3.3.: Passive Star Coupler (PSC) construido mediante la concatenación de acopladores 2x2

2.3.4. Interferómetro de Mach-Zender La estructura básica de un interferómetro de Mach-Zender (MZI, Mach-Zender Interferometre ), consta de dos acopladores direccionales de 3dB (un splitter y un combinador con α = 0.5 ) interconectados mediante dos caminos de diferentes longitudes, siendo la diferencia Δl. La señal introducida por una de las entradas se divide en dos replicas iguales al atravesar el splitter. Debido

a la diferencia de caminos se introduce un desfase en una de las réplicas. Dependiendo de la longitud de onda de la señal se tendrá una interferencia constructiva o destructiva a la salida al combinarse las señales.

Fig. 2.3.4.: Estructura básica de un Mach-Zender (MZI, Mach-Zender Interferometre)

Las utilidades de este dispositivo dependen del número de puertos de entrada y salida. Normalmente se emplea como filtro si tiene una entrada y una salida; como multiplexor si tiene dos entradas y una salida; y como demultiplexor si tiene una entrada y dos salidas.

2.3.5. Arrayed Wave guide Grating , AWG El AWG, cuya estructura se muestra en la siguiente figura, es una generalización del MZI, en lugar de tener dos caminos entre la entrada y la salida existen muchos caminos. Es un dispositivo muy versátil, puede emplearse bien como multiplexor o demultiplexor (nótese que en el ejemplo de la figura hay una fibra en un extremo y varias en el otro), o bien, como encaminador por longitud de onda estático.

Fig. 2.3.7. : Estructura Arrayed Wave guide Crating, AWG

2.3.6. Aislador óptico y circulador

Aislador Óptico Los aisladores ópticos son dispositivos que transmiten la luz en una única dirección. Éstos son muy importantes en los sistemas de comunicaciones ópticos para evitar que las reflexiones de las señales alcancen a otros dispositivos y puedan dañarlos, como por ejemplo a los láseres.

La siguiente figura muestra un esquema con el funcionamiento de este dispositivo. Como se observa la luz puede entrar al dispositivo tanto por la derecha como por la izquierda. La luz de entrada no esta polarizada por lo que al encontrarse el primer polarizador sólo pasará la polarización vertical. Luego, el rotador de Faraday gira 45º a la derecha la polarización de la luz que lo atraviese independientemente de la polarización de ésta. El segundo polarizador transmite la luz cuya polarización esté 45º desplazada hacia derecha respecto de la vertical. Como este es el caso la luz sale del aislador. Si se considera el caso de que la señal entre por la derecha del aislador óptico, como se ve esta no saldrá por el otro extremo ya que el polarizador número 1 transmite la luz polarizada verticalmente y la señal llega a éste con polarización horizontal, por lo que queda bloqueada.

Fig. 2.3.8. : Esquema básico de un aislador óptico

Este esquema provoca muchas perdidas en la señal de entrada pues sólo transmite la luz que este polarizada verticalemetne a su entrada, lo cual es muy dificil de controlar. Para ello surge otro esquema, que se muestra a continuación, independiente de la polarización de la señal de entrada.

Fig. 2.3.9.: Esquema de un aislador óptico independiente de la polarización de la señal de entrada

Cuando la luz atraviesa en SWP, Spatial Walk-off Polarizator , este envía cada polarización por un camino distinto, en este caso no desvía la polarización vertical y desvía unos grados hacia la derecha la polarizaión horizontal. En el caso (a), tras ser separadas las dos polarizaciones y atravesar el rotador de Faraday, que gira 45º hacia derecha la polarización de la señal que lo atraviesa, las dos polarizaciones atraviesan una lámina en λ/2. Este componente, a diferencia del rotador de Faraday, rota la polarización de la señal 45º pero el sentido de rotación depende del sentido de propagación de la señal. Finalmente al alcanzar el último SWP ambas polarizaciones se combinan a la salida del aislador. Por contra, cuando una señal reflejada entra al aislador por la salida de este, gracias al SWP las dos polarizaciones son desviadas sin alcanzar el otro extremos y por tanto la reflexión es bloqueada.

Circulador óptico

El circulador es un tipo de aislador óptico con varios puertos cuya funcionalidad es permitir el paso de toda la luz que entra por uno de sus puertos hacia el siguiente puerto. Como se muestra en el siguiente esquema la luz que entra por el puerto 1 se dirige al puerto 2, la entra por el puerto 2 se dirige al 3 y así sucesivamente.

Fig. 2.3.10. : Circulador óptico

En la siguiente figura se muestra el esquema de un circulador de cuatro puertos, 3 de ellos de entrada/salida y el cuarto sólo de salida. El funcionamiento de este esquema se basa en el visto para el aislador óptico independiente de la polarización de la señal de entrada. Éste está formado por rotadores de Faraday, láminas en λ/2 y SWP Spatial Walk-off Polarizator. Como puede observarse la señal que entra por el puerto 1 se dirige únicamente al puerto 2, la señal que entra por el puerto 2 se dirige al 3 y así sucesivamente.

Fig. 2.3.1. : Esquema de un circulador.

Los circuladores son muy útiles para construir dispositivos ópticos Add/Drop junto con grating de Bragg de fibra. Estos dispositivos permiten extraer añadir una longitud de onda. En la siguiente figura se muestra un ejemplo.

Fig. 2.3.12. : Dispositivo Add-Drop formado por un circulador, una gratign de fibra de Bragg y un acoplador

A la entrada del circulador llega una señal WDM que es transmitida hacia el puerto 2 del circuladro, donde hay un grating de bragg de fibra tal que refleja la señal en λ2 de forma que al volver al puerto 2 del circulador es dirigida al puerto 3 de éste, de forma que se ha extraido un

canal concreto de la señal WDM de entrada. Para añadir a la señal WDM una nueva señal en λ2 se emplea un acoplador.

2.3.7. Acopladores y otros componentes ópticos pasivos comerciales

Acoplador

La siguiente imagen es un acoplador Fused Coupler del fabricante JDS Uniphase.

La siguiente gráfica recoge las perdidas de insercción del el acoplador con un coeficiente de acoplamiento del 50%.

La siguiente tabla extríada de las hojas de características del fabricante recoge las especificaciones de este componente.

En esta figura se recoge la nomenclatura establecida por el fabricante JDS Uniphase para denominar este tipo de componentes así como un ejemplo:

Interferómetro de Mach Zender

El siguiente dispositivo es un modulador basado en un MZI, junto con un diagrama con su estructura interna, en el que mediante unos electrodos se varía el índice de refracción, del fabricante JDS Uniphase.

Las siguientes tablas de las hojas de características del fabricante recoge las especificaciones de este componente.

El siguiente gráfico recoge la nomenclatura del fabricante pare estos dispositivos:

Arrayed Waveguide Grating, AWG

El siguiente imagen se trata de un Arrayed Waveguide Grating, AWG, de JDS UNIPHASE que se emplea como multiplexor y demultiplexor de 40 canales, junto con el espectro de este dispositivo.

La siguiente tabla resumen las principales características de este dispositivo.

El siguiente gráfico representa la nomenclatura del fabricante de este componente,

Circulador óptico

En siguiente imagen se muestra un circulador óptico de tres puertos del fabricante JDS Uniphase.

La siguiente tabla recoge las principales características de este dispositivo, junto con la nomenclatera fijada por el fabricante para nombrar a éste dispositivo,

2.4. Filtros

2.4.1. Filtros ópticos

Existen una gran variedad de dispositivos ópticas que pueden trabajar como filtros. Un filtro óptico es un dispositivo capaz de seleccionar una banda de longitudes de onda y de eliminar el resto. Las principales aplicaciones de los filtros ópticos, que lo convierten en un dispositivo clave en los sistemas de comunicaciones ópticas son:

• La eliminación del ruido, introducido por ejemplo por los amplificadores ópticos.

• La ecualización de la respuesta de los amplificadores ópticos

• La selección de canales en sistemas WDM.

Para realizar estas aplicaciones de forma óptima estos dispositivos deben tener unas pérdidas de inserción reducidas. Idealmente, su banda de paso debe ser plana para evitar así la distorsión de la señal. Además la banda de transición de su repuesta debe ser abrupta para evitar la diafonía (cross-talk) con los canales próximos. También es necesario que su comportamiento sea independiente de la polarización de la señal.

2.4.2. Filtros de interferencia

Los filtros de interferencia se construyen mediante el apilando de una serie de delgadas capas de dos materiales con distinto índice de refracción, de orden alternados, sobre un substrato de cristal. Estos materiales suelen ser dieléctricos, por lo que también se les conoce como filtros dieléctricos.

La diferencia en el índice de refracción entre dos capas consecutivas provoca la reflexión. El fenómeno es el mismo que la reflexión de Fresnel que sucede en los conectores con un hueco de aire con la fibra.

Este dispositivo sólo permite que se transmitan un rango estrecho de longitudes de onda, las cuales están determinadas por las propiedades del material, y refleja el resto. Las longitudes de onda transmitidas vienen dadas por la siguiente expresión,

Nλ = 2nDcosθ

donde N es un entero, n es el índice de refracción de la capa, D es el grosor de la capa y θ es el ángulo de incidencia de la luz con respecto a la normal. Como se muestra en la siguiente figura, sólo aquellas longitudes de onda cuyo periodo coincida con la longitud de dos capas de distinto índice de refracción son transmitidas a través del filtro.

Fig. 2.4.1.: Longitudes de onda seleccionadas en un filtro de interferencia

A diferencia de los gratings de fibra, que reflejan de forma selectiva un rango estrecho de longitudes de onda, los filtros de interferencia transmiten un rango estrecho de longitudes de onda. Esto hace que los filtros de interferencia sean muy importantes en el diseño de demultiplexores ópticos.

2.4.3. Filtro de Fabry-Perot

Este dispositivo se basa en el resonador de Fabry-Perot, FP. Un resonador FP, es una cavidad de índice de refracción n, con dos espejos paralelos altamente reflexivos. Cuando una radiación óptica entra en esta cavidad, aquellas longitudes de onda que cumplen una determinada condición se transmite a través de la cavidad FP. Esta condición está determinada por el espesor de la cavidad, D; el índice de refracción de ésta, n; el ángulo de incidencia de la luz, θ ,

2nDcosθ = Nλ

donde N es un número entero.

En la figura siguiente se muestra la estructura del filtro de Fabry-Perot y la función de transferencia para distintos valores del coeficiente de reflexión, R.

Fig. 2.4.2. : Estructura de un filtro de Fabry-Perot y su función de transferencia, donde TFP(f) es la expresión de la función de transferencia, FSR es el rango espectral libre.

Como se muestra las frecuencias correspondientes a los picos de transmisión son periódicas, siendo la separación entre dos picos consecutivos, FSR (Free Sepectral Range). Como se observa en la figura según aumenta el coeficiente de reflexión los picos se hacen más estrechos, es decir, la selectividad del filtro aumenta. Los parámetros característicos de un filtro de Fabry-Perot son:

FSR

La función de transferencia del filtro es periódica con la frecuencia. Este periodo es precisamente el rango espectral libre (FSR) del filtro. Por lo tanto, a múltiplos del FSR se repite la función de transferencia. En las siguientes dos figuras se puede apreciar este fenómeno.

Fig. 2.4.3. : Relación frecuencia/FSR

Fig. 2.4.4.: Función de transferencia periódica

FWHM, FINURA y relación de contraste.

Fig. 2.4.5.: Ancho de banda a -3dB del máximo

Puede sacarse de la ecuación anterior que al aumentar el valor de reflectividad disminuye el valor de FWHM , por lo que el filtro es más selectivo. Esto se puede comprobar en la función de transferencia siguiente.

Fig. 2.4.6.: Aumento de la selectividad al aumentar la reflectividad

La función roja es la más selectiva, ya que tiene la reflectividad mayor y por lo tanto el FWHM menor, es decir un menor ancho de banda a -3dB.

Otra forma de medir la selectividad en el filtro de Fabry-Perot es por medio de la finura ( F ), definida por:

De la expresión anterior, es claro que la finura del filtro (selectividad) será tanto mejor cuanto más cercana a la unidad este el valor de la reflectividad de los espejos. Así que, cuanto mayor sea la finura, mayor será la selectividad. Utilizando el ejemplo de la figura anterior, se pueden comparar a continuación diferentes funciones de transferencias, cada una de ellas con un valor de finura distinto.

Fig. 2.4.7.: Finura de diferentes filtros de Fabry-Perot

A partir de la expresión de la FWHM y de la expresión de la finura, se obtiene la relación de contraste del filtro, que expresa la relación entre los valores máximo (en la resonancia) y mínimo (entre resonancias) de T( f ).

CONFIGURACIÓN DEL FILTRO

Para el correcto funcionamiento del filtro, el FSR tiene que ser mayor o igual a la banda que ocupan los canales que se quieren filtrar, de lo contrario al seleccionar un canal se estaría seleccionando también un canal situado en un periodo espectral adyacente. Visto de otro modo, el FSR tiene que ser mayor o igual que el número de canales (N) por el espaciado que hay entre ellos (Δf).

Para ver el efecto causado por un FSR mayor y otro menor que la banda ocupada por los canales a filtrar, a continuación se exponen dos ejemplos. El sistema WDM utilizado será uno de 16 canales con un espaciado entre ellos de 50 GHz centrado en 193,1 THz. El índice de refracción del filtro será de 3.5, el coeficiente de reflexión 0.99 y el coeficiente de absorción 0.

FSR < N·Δf

En este ejemplo queremos conseguir un FSR menor que N·Δf,

N·Δf = 16 x 50 GHz = 800 GHz

por lo tanto, queremos un FSR < 800 GHz, como y podemos variar la longitud para conseguir el valor deseado.

Eligiendo una L = 94,606 µm se obtiene un FSR = 452,693 GHz y como se puede observar en la gráfica siguiente, en la banda que se sitúan los canales a filtrar aparece la función de transferencia repetida dos veces, esta claro entonces que no se seleccionará un único canal.

Fig. 2.4.8.: Función de transferencia para un FSR < N·Δf

Fig. 2.4.9.: Canales filtrados para un FSR < N·Δf

Para los valores de este ejemplo y ya que no se cumple que FSR ≥ N·Δf , se obtiene una función de transferencia que permite pasar dos canales.

FSR ≥ N·Δf

En este caso queremos que se cumpla que FSR ≥ N·Δf por lo tanto FSR = 800GHz. Realizando los mismos cálculos que en caso anterior obtenemos:

Eligiendo una L = 46,354 µm se obtiene un FSR = 923,922 GHz, por lo tanto se cumple la condición FSR ≥ N·Δf . De este modo, se obtiene la siguiente función de transferencia.

Fig. 2.4.10.: Función de transferencia para un FSR ≥ N·Δf

Fig. 2.4.11.: Canales filtrados para un FSR ≥ N·Δf

Al cumplirse FSR ≥ N·Δf, no se repite la función de transferencia dentro de la banda ocupada por los canales a filtrar, entonces sólo se selecciona un canal si el FWHM es lo suficientemente estrecho.

Si además de cumplirse la condición FSR ≥ N·Δf, la frecuencia a filtrar cumple que:

se tiene la función de transferencia centrada en la frecuencia deseada y por lo tanto un máximo, lo que permite seleccionar el canal.

La ecuación anterior se obtiene a partir de la función de transferencia del filtro de Fabry-Perot, ya que si queremos un máximo en una frecuencia determinada se tiene que cumplir que:

despejando queda la ecuación,

Siguiendo el ejemplo anterior, si se quiere filtrar la frecuencia de 193,1 THz y se tiene un FSR = 923,922 GHz, el valor de m tiene que se entero para tener un máximo de la función de transferencia en la frecuencia deseada, en este caso m = 209. En las figuras 2.4.10 y 2.4.11se aprecia como se esta seleccionando, únicamente, la frecuencia de 193,1THz, ya que se cumple las condiciones,

FSR ≥ N·Δf

.

Por lo tanto, se puede desplazar la resonancia modificando el cambio de fase que experimenta la señal al atravesar la cavidad, es decir, el producto βL. La forma más cómoda cosiste en modificar el valor de la longitud de la cavidad, aunque también se puede modificar el índice de refracción si la cavidad está rellena de un cristal liquido y aplicamos un voltaje que cambie la orientación de los cristales.

2.4.4. Filtros de Mach-Zender

El esquema de un filtro de Mach-Zehnder, está compuesto por dos acopladores de -3dB y dos tramos de fibra de diferente longitud, uno de L + ΔL y otro L. El substrato utilizado es normalmente silicio y las regiones de la guía de ondas son de SiO2, el cual tiene un elevado índice de refracción.

Fig. 2.4.12.: Esquema de un filtro Mach-Zender

Para describir el funcionamiento del MZI, vamos a considerar que opera como un demultiplexor, es decir, utiliza una única entrada, en este caso la Entrada 1. Las explicaciones siguientes se harán tomando como referencia el esquema anterior.

Si se le aplica una señal de entrada al filtro MZI, al llegar ésta al primer acoplador direccional, su potencia se divide por igual entre el brazo de arriba (de longitud L) y el de abajo (de longitud L+ΔL). Pero la señal en uno de los brazos experimenta un salto de fase de π/2 con respecto al otro. Concretamente, la señal que se acopla al brazo de arriba no sufre ningún cambio, sin embargo la parte de la señal que se acopla al brazo de abajo sufre un cambio de fase de π/2. Tras propagarse a lo largo de los brazos, las señales llegan al segundo acoplador direccional. En este punto, la señal que se propaga por el brazo de abajo experimenta un desfase adicional de βΔL, debido a la diferencia de longitud entre los dos caminos. Para la Salida 1, la señal procedente del brazo de abajo sufre otro retraso de fase de π/2 respecto a la señal que se transmite por el brazo de arriba, de esto modo la diferencia de fase relativa total entre las dos señales en la Salida 1 es de π/2 + βΔL + π/2. Sin embargo para la Salida 2, la señal transmitida por el brazo de arriba sufre un cambio de fase de π/2, quedando una diferencia de fase relativa total entre las dos señales de π/2 + βΔL - π/2 = βΔL.

Si se considera βΔL = k π y k impar, las señales en la Salida 1 se añaden en fase. Por ejemplo, si k =3, la diferencia de fase entre las señales es 3 π + π = 4 π, con lo cual al final están en fase. Por otro lado, en la Salida 2 las señales se añaden en oposición de fase, es decir con una diferencia de fase igual a π, cancelándose entre ellas. Se deduce de todo esto, que las señales que pasan de la Entrada 1 a la Salida 1 son las que tienen un βΔL = k π siendo k impar y las señales que pasan de la Entrada 1 a la Salida 2, son las que tienen un βΔL= k π siendo k par.

La respuesta en frecuencia óptica que cumple lo expuesto hasta ahora es la siguiente

donde ΔΦ=βΔL= 2πnfΔL/c.

H11(f) representa la función de transferencia de la Entrada 1 a la Salida 1, y H21(f) representa la función de transferencia entre la Entrada 1 y la Salida 2.

La representación de la matriz anterior] se pueden observar en las siguientes figuras. Comparando las dos funciones se aprecia el impacto del desfase π que hay entre H11(f) y H21(f).

Fig. 2.4.13.: Función de transferencia en la salida Seno, H11(f)=sen2(Δφ/2)

Fig. 2.4.14.: Función de transferencia en la salida Seno, H21(f)=cos2(Δφ/2)

Rango espectral libre, FSR (Free Spectral Range), FWHM, Finura

Al igual que la función de transferencia del filtro de Fabry-Perot, este filtro también tiene una respuesta periódica, sin embargo su característica es sinusoidal. En este caso la ecuación del Rango Espectral Libre (FSR) es

FSR = 1 / τ

siendo τ=nΔL/c (= Índice de refracción, ΔL= Diferencia de longitud, c = Velocidad de la luz en el vacío).

Para este filtro, el FWHM se calcula de forma analítica, aunque de diferente forma dependiendo de la salida escogida.

FWHM para la salida seno

Fig. 2.4.15.: Representación seno

Como se aprecia en la función anterior, lo que se pretende es obtener primero f1 y f2, para luego calcular el FWHM. f1 y f2 son las frecuencias para las cuales la función vale - 3dB con respecto al máximo. Entonces se tiene:

si se define

se obtiene

entonces

una vez que se dispone de estas dos frecuencias, el FWHM es:

FWHM para la salida coseno

Fig. 2.4.16.: Representación coseno

En primer lugar, al igual que para la salida seno, se calcula la frecuencia para la cual la función vale - 3dB con respecto al máximo. En este caso se tiene:

siendo

por lo tanto

y como se puede apreciar en la Figura anterior, ahora con multiplicar la frecuencia por dos, ya se obtiene el FWHM.

FWMH = 2f

Una vez obtenido el FWHM se puede calcular la Finura (F) de la siguiente forma:

En las figuras con las funciones de transferencia de las salidas seno y coseno, se observa que la función de transferencia no es tan selectiva como la del filtro de Fabry-Perot. Esto se explica cualitativamente, ya que la salida del interferómetro de Mach-Zehnder está compuesta por la interferencia entre dos señales, mientras en el caso del filtro de Fabry-Perot la señal de salida se obtiene a partir de la interferencia de infinitas señales.

FILTROS MZI EN CASACADA

Para implementar filtros ópticos muy selectivos a partir de los filtros MZI, hay que intercalarlos en cascada. Para conseguir que sea muy selectivo se tiene que cumplir dos condiciones: En primer lugar todos los acopladores empleados en la implementación tienen que ser de 3 dB ( ). En segundo lugar, el periodo espectral de cada interferómetro ha de seguir una ley precisa. El primer interferómetro en colocarse es el de menor periodo espectral, que denominaremos FSR1. A

continuación van colocándose interferómetros con periodos espectrales cada vez más grandes. Si

el interferómetro colocado es i-ésimo lugar posee un periodo espectral dado por , entonces un filtro compuesto por una cascada de M filtros MZI posee una función de transferencia dada por:

Para ello la diferencia de longitudes entre los brazos del interferómetro i-ésimo ha de ser ΔL i = ΔL12i-1, donde ΔL1 es la diferencia de longitud entre los brazos del primer interferómetro.

En la figura siguiente se muestra un filtro en cascada MZI que cumple la función de transferencia anterior,

Fig. 2.4.17.: Filtros MZI en cascada

A continuación, se van a representar las funciones de transferencia de los filtros por separado y en cascada, tanto para la salida seno como coseno, con el objetivo de ver cómo influye cada uno de ellos en la respuesta final. Algo a tener muy en cuenta, es donde caen los ceros de la función de transferencia de cada filtro, ya que van a determinar los canales que se van anular. Las representaciones se harán con los siguientes parámetros:

1. Índice de refracción equivalente: 1.5 para todos los filtros. 2. Diferencia de longitud entre los brazos: ΔL1 = ΔL, ΔL2 = ΔL/2, ΔL3 = ΔL/4, ΔL4 = ΔL/8, siendo

ΔL= 999,308 µm.

Salida Seno:

La función de transferencia para la salida seno es

En el primer filtro se tiene ΔL1 = 999,308 µm, por lo tanto

pudiéndose comprobar en la Figura 7 y matemáticamente que para las frecuencias: 192,4 THz, 192,6 THz, 192,8 THz, 193,0 THz, etc, esta función se hace nula.

Frecuencia = 192,4 THz; sen2 ( π·192,4 THz / 200 GHz) = 0

Frecuencia = 192,8 THz; sen2 ( π·192,8 THz / 200 GHz) = 0

Frecuencia = 193,2 THz; sen2 ( π·193,2 THz / 200 GHz) = 0

Fig. 2.4.18.: FT para el primer filtro en cascada

La diferencia de longitud del segundo filtro es ΔL2 = 499,654 µm, obteniéndose

En este caso los nulos caen en las frecuencias: 192,4 THz, 192,8 THz, 193,2 THz, 193,6 THz, etc,

Frecuencia = 192,4 THz; sen2 ( π·192,4 THz / 400 GHz) = 0

Frecuencia = 192,8 THz; sen2 ( π192,8 THz / 400 GHz) = 0

Frecuencia = 193,2 THz; sen2 ( π193,2 THz / 400 GHz) = 0

Frecuencia = 193,6 THz; sen2 ( π·193,6 THz / 400 GHz) = 0

Fig. 2.4.19.: FT para el segundo filtro en cascada

En el tercer filtro ΔL3 = 249,827 µm, entonces

En este caso los nulos caen en las frecuencias: 192,8 THz, 193,6 THz, etc.

Frecuencia = 192,8 THz; sen2 ( π·192,8 THz / 800 GHz) = 0

Frecuencia = 193,6 THz; sen2 ( π·193,6 THz / 800 GHz) = 0

Fig. 2.4.20.: FT para el tercer filtro en cascada

El cuarto filtro tiene ΔL4 = 124.913 µm, quedando

En este caso los nulos caen en las frecuencias: 193,6 THz, etc.

Frecuencia = 193,6 THz; sen2 ( π·193,6 THz / 1600 GHz) = 0

Fig. 2.4.21.: FT para el cuarto filtro en cascada

Como función resultante se obtiene

Fig. 2.4.22.: FT a la salida de la cascada de filtros MZI

Según va pasando la señal por los distintos filtros, estos añaden una atenuación y unos ceros en la respuesta final. Lo ideal es que estos ceros coincidan con los canales que se pretenden eliminar y así dejar sólo el canal deseado. Pero en este caso, caen varios ceros en un mismo canal y sin embargo otros no se consiguen eliminar. Como se puede apreciar en la función siguiente, no se obtiene un lóbulo principal sin perdidas, es decir, los canales filtrados van a tener siempre una atenuación.

Fig. 2.4.23.: Representación de todas las FT. Rojo: primer filtro en cascada, verde: segundo filtro en cascada, azul: tercer filtro en cascada, amarillo: cuarto filtro en cascada y violeta: función de transferencia total

Fig. 2.4.24.: Señal a la salida de la cascada de filtros MZI

Salida Coseno

La función de transferencia para la salida coseno es

Para el primer filtro ya que ΔL1 = 999,308µm. Las frecuencias que se anulan son: 192,5 THz, 192,7 THz, 192,9 THz, etc

Frecuencia = 192,5 THz; cos2 ( π·192,5 THz / 200 GHz) = 0

Frecuencia = 192,7 THz; cos2 ( π·192,7 THz / 200 GHz) = 0

Frecuencia = 193,0 THz; cos2 ( π·193,0 THz / 200 GHz) = 0

Fig. 2.4.25.: FT para el primer filtro en casacada

En el segundo filtro , ya que ΔL2 = 499,654 µm, las frecuencias que se anulan son: 192,6 THz, 193,0 THz, 193,4 THz, etc.

Frecuencia = 192,6 THz; cos2 ( π·192,6 THz / 400 GHz) = 0

Frecuencia = 193,0 THz; cos2 ( π·193,0 THz / 400 GHz) = 0

Frecuencia = 193,4 THz; cos2 ( π193,4 THz / 400 GHz) = 0

Fig. 2.4.26.: FT para el segundofiltro en casacada

En el tercer filtro , donde ΔL3 = 249,827 µm. En este caso los nulos caen en las frecuencias: 192,4 THz, 193,2 THz, etc.

Frecuencia = 192,4 THz; cos2 ( π·192,4 THz / 800 GHz) = 0

Frecuencia = 193,2 THz; cos2 ( π·193,2 THz / 800 GHz) = 0

Fig. 2.4.27.: FT para el tercero filtro en casacada

En el cuarto filtro y la ΔL4=

124,913 µm. En este caso los nulos caen en las frecuencias: 192,8 THz, etc.

Frecuencia = 192,8 THz; cos2(π·192,8 THz/1600 GHz) = 0

Fig. 2.4.28.: FT para el cuarto filtro en casacada

Para la salida coseno, tenemos un lóbulo principal sin perdidas por el cual se filtra el canal deseado, el resto de canales son atenuados, ya que la función de transferencia tiene un nulo a esas frecuencias. En la Figura siguiente se puede apreciar la representación para la salida coseno.

Fig. 2.4.29.: FT a la salida de la cascada de filtros MZI

En la siguiente figura se puede ver, también, que el filtro en cascada es más selectivo que un único filtro MZI.

Fig. 2.4.30.: Representación de todas las FT. Rojo: primer filtro en cascada, verde: segundo filtro en cascada, azul: tercer filtro en cascada, amarillo: cuarto filtro en cascada y violeta: función de transferencia total

Fig. 2.4.31.: Canales fitlrados a la salida

Si no se cumpliera la relación ΔL1 = ΔL, ΔL2 = ΔL/2, ΔL3 = ΔL/4 y ΔL4 = ΔL/8, la función de transferencia resultante no tendría la forma adecuada para filtrar un único canal. Un ejemplo de esto se muestran en la figura siguiente, en la cual los valores son: ΔL1 = ΔL, ΔL2 = ΔL/2, ΔL3 = ΔL/4 y ΔL4 = ΔL/8 .

Fig. 2.4.32.: FT para un filtro en cascada con los parámetros ΔL1 = ΔL, ΔL2 = ΔL/2, ΔL3 = ΔL/4 y ΔL4 = ΔL/8

En este caso, tenemos el mismo efecto que en el ejemplo de la salida seno. A continuación se muestran todas las funciones de transferencia juntas, la de color violeta es la respuesta final del filtro en cascada.

Fig. 2.4.33.: FTs para un filtro en cascada con los parámetros ΔL1 = ΔL, ΔL2 = ΔL/2, ΔL3 = ΔL/4 y ΔL4 = ΔL/8

Al igual que en filtro de Fabry-Perot la banda útil del filtro MZI es la correspondiente a un único periodo espectral.

Multiplexores

Multiplexores basados en gratings

Los multiplexores y demultiplexores ópticos son dispositivos esenciales en los sistemas WDM (Wavelength Division Multiplexing ). Estos dispositivos se pueden clasificar en dos grandes grupos: basados gratings de difracción y basados en filtros ópticos.

Los demultiplexores basados en gratings, como el de la figura, se basan en el fenómeno de la difracción de Bragg. La señal de entrada es reflejada por el grating , el cual la separa espacialmente las longitudes de onda de la señal de entrada, y mediante una lente estas señales son enfocadas cada una en una fibra óptica. El empleo de lentes de índice gradual en lugar de lentes convencionales simplifica el alineamiento de las señales y se consigue un dispositivo más compacto.

Fig. 2.7.1. : Estructura de demultiplexores ópticos basado en gratings (a) con lentes convencionales, (b) con lentes de índice gradual

Multiplexores basados en MZI

Los multiplexores basados en filtros se apoyan en el fenómeno de la interferencia óptica para seleccionar una longitud de onda. A partir de la combinación de varios MZI se puede construir multiplexores y demultiplexores con N canales, donde N = 2n.

En la siguiente figura, se muestra un multiplexor de 4 canales construido mediante la combinación de en 3 MZI. En esta estructura la diferencia de longitud entre los brazos de los MZI es tal que la potencia óptica de las dos entradas sólo aparece en una salida.

Fig. 2.7.2. : Estructura de un multiplexor óptico de 4 canales con 3 MZI 2x2

La estructura de un demultiplexor es similar. En la figura se muestra un demultiplexor de 8 canales, con una separación de 100 GHz entre canales consecutivos, construido con 7 MZI. En cada MZI las longitudes de onda se reparten entre cada salida.

Fig. 2.7.3. : Estructura de un demultiplexor óptico de 8 canales con 7 MZI 2x2

En el primer MZI la separación frecuencial entre los canales de cada salida es de 100GHz. Por la rama superior se dirigen los canales λ1 y aquellos que estén respecto de λ1 a una distancia que sea múltiplo impar de 100Ghz, mientras que por la rama inferior se dirigen los canales λ2 y aquellos que estén a una distancia respecto de λ2 que sea múltiplo par de 100Ghz. En las sucesivas etapas la separación frecuencial es del doble de la anterior logrando demultiplexar los 8 canales.

Multiplexores comerciales

MULTIPLEXOR WDM

El siguiente dispositivo es un multiplexor WDM de 13 canales del fabricante JDS Uniphase, constituido por un conjunto de filtros de banda ancha de bajas pérdidas que filtran 13 canales con un espaciado de 200GHz.

Las siguientes tablas muestran las longitudes de onda con las que trabaja el multiplexor así como las características de este dispositivo,

Amplificadores Ópticos

Introducción

Cuando una señal se propaga por la fibra óptica se necesitan emplear regeneradores para amplificar la señal debido a los efectos de la atenuación y la dispersión, así como de la longitud máxima permitida para la fibra entre transmisor y receptor, que no alcanza para cubrir todo la distancia del enlace.

Al principio se empleaban regeneradores o repetidores electrónicos. Estos realizan una conversión de la señal del dominio óptico al eléctrico, amplifican la señal eléctrica, la resincronización, recuperan su forma y realizan una conversión del dominio eléctrico al óptico. Atendiendo al procesado que se efectúa sobre una señal, los regeneradores se clasifican en tres tipos, como se muestra en la figura:

1R , Regeneration . Amplificación de la señal. Son por tanto transparentes al formato de la modulación y se pueden aplicar a señales analógicas. Por contra, añaden ruido y no contrarrestan los efectos de la dispersión y de las no linealidades.

2R , Regeneration & Reshaping. Además de amplificar, se recupera de la forma de la señal. Por tanto sólo son aptos para señales digitales.

3R , Regeneration, Reshaping & Reclocking. Además de amplificar y regenerar la señal, la sincroniza. Este tipo de regeneradores cancela los efectos de las no linealidades y de la dispersión.

Fig.2.8.1. : Ondas a la salida de los diferentes de tipos de regeneradores

Estos regeneradores que actúan en el dominio eléctrico no son adecuados cuando se trabaja con sistemas con varias longitudes de onda y de alta velocidad, además de ser caros y complejos debido al uso de electrónica de alta frecuencia. Por ello surgen los amplificadores ópticos.

Los amplificadores ópticos

Estos dispositivos generan una réplica de la señal de entrada pero con mayor nivel de potencia, operando completamente en el dominio óptico. Además pueden emplearse en otros procesos como la conmutación, la demultiplexación, o bien en la conversión de longitud de onda, aprovechando su comportamiento no lineal.

Las ventajas de estos dispositivos frente a los regeneradores:

Funcionamiento independiente del tipo de modulación de la señal. Tiene un amplio ancho de banda, por lo que amplifica varias longitudes de onda

simultáneamente.

Mayor simplicidad y por tanto menor probabilidad de fallos y menor coste que los regeneradores.

Permiten emplear reflectómetros ópticos para el testeo y supervisión de las líneas de fibra óptica.

Pueden ser integrados.

Las limitaciones más importantes que supone su empleo son:

Introducen un ruido adicional que es amplificado junto con la señal. Al no regenerar la señal se produce un efecto acumulativo de la dispersión.

Su ancho de banda es finito por lo que limita el número de canales en los sistemas WDM.

Su ganancia no es uniforme en todo el rango de amplificación, por lo que debe ser ecualizada.

Tipos de amplificadores ópticos según su aplicación.

La siguiente figura muestra las principales tipos de amplificadores según su aplicación:

Fig.2.8.2. : Tipos de amplificadores según su aplicación; (a) amplificador de línea; (b) preamplificador; (c) amplificador de potencia tras la fuente óptica; (d) amplificador de potencia delante de un divisor

Como amplificador de línea en un enlace con fibra monomodo, como el que se muestra en la figura (a), se emplea para elevar el nivel de potencia de la señal y compensar así las pérdidas sufridas por la propagación de la señal. Frecuentemente se instalan varios amplificadores en cascada a lo largo de la línea.

Como preamplificador front-end en un receptor, como muestra la figura (b), su misión es amplificar la señal antes de ser detectada por el fotodetector para mejora así la relación señal ruido.

Como amplificador de potencia situándose a continuación de la fuente láser, se emplea para elevar el nivel de potencia de la señal e incrementar la distancia de transmisión. En la configuración de la figura (c) su objetivo es compensar las pérdidas debidas al modulador externo. En la configuración de la figura (d) busca compensar las pérdidas que sufre una señal al atravesar un divisor.

Tipos de amplificadores

Los dos principales tipos de amplificadores ópticos son: los SOAs, Semiconductor Optical Amplifiers, y los DFAs, Doped-Fiber Amplifiers.

El fundamento de un amplificador óptico es el proceso de emisión estimulada al igual que en un láser. Su estructura es similar a la de un láser salvo que no posee una realimentación para evitar que el dispositivo oscile, de forma que puede elevar el nivel de potencia de la señal pero no generar una señal óptica coherente. En la siguiente figura se muestra un esquema del funcionamiento de un amplificador básico.

Fig.2.8.3. : Funcionamiento de un amplificador óptico

Una fuente de bombeo inyecta una energía en la zona activa del amplificador. Esta energía es absorbida por los electrones que incrementan sus niveles de energía produciéndose la inversión de población. Al ser alcanzados estos electrones por los fotones de la señal óptica de entrada caen a unos niveles energéticos más bajos dando lugar a un nuevo fotón, esto es el proceso de emisión estimulada, produciéndose así la amplificación de la señal.

La amplificación se produce dentro de un rango de frecuencias que dependen del material, así como su estructura.

En los SOA la zona activa está construida con aleaciones de elementos semiconductores como el fósforo, el indio, el galio y el arsénico. En los DFA es un núcleo de fibra óptica dopada con iones de tierras raras como el Erbio (Er), el Praseodimio (Pr), el Iterbio (Yb) o el Neodimio (Nd).

Amplificadores Ópticos de Semiconductor

La estructura de un SOA Semiconductor Optical Amplifiers , es muy similar a la de un láser semiconductor pero sin la realimentación que hace que éste oscile. Según como se evite esta oscilación se tienen tres subtipos de amplificadores.

Amplificadores de enganche por inyección . Son los menos empleados y consisten en láseres de semiconductor polarizados por encima del umbral que se emplea para amplificar una señal óptica de entrada.

Amplificador Fabry-Perot (FP) . Su estructura es básicamente como la de un láser de Fabry-Perot pero polarizado por debajo del umbral impidiendo así su oscilación. Su principal inconveniente es su respuesta en frecuencia, que al igual que un filtro de Fabry-Perot consiste en una serie de bandas de paso espaciadas periódicamente.

Amplificador de onda viajera (TWSLA, Travelling Wave SLA ) . En él se eliminan las reflectividades de los espejos de salida de la cavidad, evitando así la realimentación de la señal, por lo que la amplificación se produce por el paso de la señal una sola vez por el dispositivo. Este amplificador se suele alargar con respecto a los diodos láseres convencionales para aumentar la ganancia.

El amplificador de onda viajera es el tipo de SOA más empleado en la actualidad debido a sus prestaciones en saturación, ancho de banda y ruido. Su estructura consiste en una unión pn polarizada en directa con los extremos de la zona activa recubiertos con un material antirreflectante, como se muestra en la siguiente figura.

Fig.2.8.4. : Estructura de un SOA de onda viajera

Otros esquemas son los siguientes dos esquemas.

Fig.2.8.5: Estructura de un SOA de onda viajera, en la izquierda el medio activo se sitúa de forma no ortognal a las caras de entrada y salida; en la derecha las caras no son paralelas

El esquema de la izquierda consiste en situar el plano activo en una posición no ortogonal a las caras de entrada y salida. El objeto de esto es que la señal que incide sobre la superficie de salida no lo haga formando un ángulo de 90º con ésta, de forma que la poco señal reflejada por la cara

de salida no se realimente. En el último esquema, que tiene la misma misión que el anterior, las caras extremas no están paralelas entre sí.

Sus principales ventajas son,

La posibilidad de integración por su reducido tamaño. La facilidad de construcción a distintas longitudes de onda variando la composición del

material.

Sus principales inconvenientes son:

Su geometría rectangular produce pérdidas al acoplarlo con la fibra, y no amplifica por igual las dos polarizaciones de las señales.

Cuando las señales transmitidas poseen ciertos niveles de potencia aparecen fenómenos de naturaleza no lineal que producen distorsión y diafonías. Por ejemplo, debido a la saturación de la ganancia la señal de un canal puede modular la ganancia instantánea del amplificador de forma que la información de esta señal pase a las señales del resto de canales, esto es la modulación cruzada de ganancia (XGM, Cross-Gain Moulation) . Otro efecto similar al anterior que puede producirse en la fase es la modulación de cruzada de fase (XPM, Cross-Phase Modulation ).

Los efectos debido a los fenómenos no lineales son útiles para implementar, a partir de los amplificadores ópticos, convertidores de longitud de onda. Se aprovechan estos fenómenos para pasar la información de una señal en una longitud de onda a otra con distinta longitud de onda.

EDFA, Erbium Doped Fiber Amplifier

El EDFA es el amplificador de fibra dopada más empleado en la actualidad, ya que es posible amplificar señales en la tercera ventana (1550nm). El motivo puede deducirse del diagrama de niveles del erbio.

Fig.2.8.6: Diagrama de niveles energéticos del Erbio

Se puede ver en el diagrama de niveles de energía del erbio que la transición entre los niveles 4I13/2

y 4I15/2 corresponde a una longitud de onda comprendida entre 1530nm y 1560nm aprox. Luego al provocar una inversión de población entre dichos niveles se puede amplificar señales en la tercera ventana. El primer nivel excitado, 4I13/2 , desde el que las frecuencias de transición se corresponden con la tercera ventana, tiene un tiempo de vida medio de unos 10ms, mientras que en los dos superiores es de 0.001ms, por lo que el nivel 4I13/2 es un estado metaestable. Por lo tanto todo ion que llegue a estos niveles por medio del bombeo acabara cayendo al nivel 4I13/2 por emisión espontánea, y a su vez cara al nivel fundamental por emisión estimulada, produciéndose así la amplificación.

Al dopar con iones de erbio el núcleo de una fibra óptica se provoca un ensanchamiento de las bandas de transición. Esto a su vez provoca un ensanchamiento considerable del rango de longitudes de onda que pueden ser amplificadas. Este efecto puede mejorarse añadiendo al núcleo, aluminio y óxido de germanio.

Las dos longitudes de onda de bombeo más adecuadas son 1480nm (mediante un diodo láser de InGaAsP) y 980nm (mediante un diodo láser de InGaAs). El empleo de una u otra longitud de onda depende de ciertas características del proceso de absorción en cada uno de estos niveles, derivadas de los diferentes tipos de ruido al que pueden originarse, de la disponibilidad de las fuentes de bombeo o de la saturación de ganancia. El bombeo a 1480nm supone un amplificador más ruidoso pero más inmune a la saturación de ganancia. Mientras que el bombeo a 980nm proporciona un amplificador con prestaciones de ruido excelentes pero es más proclive a la saturación de ganancia. En ambos casos es posible obtener ganancias entre 30 y 50 dB.

Configuraciones de bombeo

Los elementos básicos para implementar un EDFA son:

El medio activo donde se produce la inversión de población. Formado por un tramo de fibra óptica de Si0 2 con el núcleo dopado con iones de erbio.

La fuente de bombeo óptico a 1480 o 980nm, formada por un láser semiconductor.

Fig.2.8.7. : Configuraciones de un EDFA

En la figura anterior se muestran las configuraciones posibles del EDFA. La primera configuración es la más empleada hoy en día. La señal que hay que amplificar y la señal de bombeo se inyectan al EDFA combinadas por medio de un acoplador. El primer aislador se emplea para impedir la propagación hacia fuera del EDFA del emisión espontánea (ruido ASE) que se genera y se propaga en sentido contrario al de la transmisión. El bombeo y la amplificación se realizan en el mismo sentido que la propagación. A la salida se coloca otro aislador que evita la entrada al EDFA y por tanto su amplificación de cualquier señal reflejada. Finalmente se emplea un filtro óptico para filtrar el ruido ASE, generado en el amplificador, que se encuentre fuera de la banda de la señal útil.

La siguiente configuración se diferencia de la anterior en que la señal de bombeo se inyecta al EDFA en sentido contrario a la propagación. El aislador de la entrada además de cumplir las funciones anteriores, tiene la misión de evitar la propagación de la señal de bombeo fuera del amplificador. La ventaja de esta configuración es permite ganancias más altas, pero sus características de ruido son peores.

La tercera configuración es una combinación de las dos anteriores. Consiste en un doble bombeo, por lo que se denomina bombeo dual o bidireccional . La ganancia por tanto puede llegar a duplicarse. Este esquema es muy empleado en la implementación de amplificadores repetidores.

Ganancia de un EDFA

La siguiente figura presenta la ganancia de un EDFA en función de la longitud de onda para diferentes valores de potencia de entrada, con una señal de bombeo a 1480nm.

El EDFA no presenta una ganancia uniforme con la longitud de onda. Debido a la saturación según crece la potencia de entrada la ganancia disminuye hasta llegar a un punto en que se mantiene constante. El máximo de ganancia se alcanza alrededor de los 1530-1535nm. Como puede verse en la figura a potencias altas la respuesta de la ganancia en todo el rangote la banda C (1530-1565nm) es bastante plano lo cual no sucede a potencia de entrada más bajas. Esto es un grave inconveniente en los sistemas WDM, ya que no todos los canales se amplifican por igual.

Fig.2.8.8: Representación de la ganancia de un EDFA respecto de la longitud de onda

Las características técnicas que hacen del EDFA el amplificador más utilizado son:

Como consecuencia de su geometría cilíndrica sus pérdidas de inserción en las uniones con la fibra óptica son muy reducidas.

Debido también a su geometría su ganancia es poco sensible a la polarización de la señal.

El ruido que genera es bajo.

La saturación de la ganancia no ocasiona distorsión.

Su principal inconveniente es que sólo opera en la tercera ventana, aunque se existen dispositivos similares pero dopados con otros elementos que pueden operar en otra ventana. Otro problema es que su ganancia no es uniforme para todas las longitudes de onda, aunque esto se solventa trabajando cerca de su saturación, pues la curva de ganancia es más plana.

La siguiente tabla resume los parámetros típicos de un amplificador EDFA.

Longitud de onda de bombeo 1480 nm 980 nm Eficiencia de bombeo (dB/mW) 5 10 Figura de ruido (dB) 5.5 3-4.5

Potencia de salida de saturación (dBm) 20 5 Ganancia (dB) 40 50 Potencia de bombeo (mW) 50-200 10-20

PDFA, Praseodymiun Doped-Fiber Amplifier

El fundamento de este tipo de amplificador es el mismo que el de los EDFA, la diferencia es que se emplea Praseodimio para dopar el núcleo de la fibra óptica, lo que permite a este dispositivo amplificar en la segunda ventana. La principal desventaja es que la ganancia es menor que con un EDFA.

Amplificadores de Raman

Este amplificador se basa en el efecto Raman, SRS Stimulated Raman Scattering . Esta no linealidad de las fibras ópticas tiene lugar cuando ésta es atravesada por una radiación monocromática de alta intensidad. Bajo ciertas condiciones, la radiación interactúa con el material dando como resultado la aparición de una nueva longitud de onda, de mayor intensidad que la inicial.

El efecto Raman estimulado, en principio es similar a una emisión estimulada, fenómeno en el cual se basan los amplificadores de fibra dopada. En la emisión estimulada, el fotón que interactúa con el medio provocando la emisión estimulada de otro fotón sigue presente. En el caso del Raman estimulado, después de la interacción entre el fotón y el medio, se genera un nuevo fotón de menor energía (menor frecuencia) y la diferencia de energía se transfiere al material dando lugar a vibraciones moleculares, desapareciendo el fotón inicial.

Las frecuencias que se pueden generar dependen las frecuencias características de las moléculas que componen el material. Si al tiempo que pasa por la fibra óptica la señal de bombeo pasa otra señal con una frecuencia característica del material, esta frecuencia será estimulada. En el caso de un material amorfo, como es una fibra óptica, las frecuencias características del material son un todo casi continuo, es decir, no son un conjunto de frecuencias claramente diferenciadas como ocurre con los materiales monocristalinos.

Gracias a este concepto se obtiene un nuevo método de amplificar una señal óptica. La señal que provoca la amplificación será la propia señal que transmite la información. Además, si por la fibra se transmite más de un canal, cada uno dará lugar al efecto Raman en su propia frecuencia, produciéndose la amplificación, siempre que estas frecuencias estén dentro del rango de frecuencias características del material.

Los principales inconvenientes que presentan estos amplificadores es la necesidad de una alta potencia de bombeo, cercana al vatio. Por el contrario una de sus ventajas es que cubre un margen de longitudes de onda no cubierto por los EDFA, por lo que pueden emplearse de forma complementaria. Este hecho queda reflejado en la siguiente figura, en la que se representa de forma aproximada las zonas de trabajo de cada uno. Como se ve empleando ambos amplificadores se obtiene en el rango comprendido entre los 1530 y 1600 nm una curva ganancia prácticamente plana.

Fig.2.8.9: Obtención de una ganancia constante con la longitud de onda, empleando un EDFA junto con un amplificador Raman

Amplificadores comerciales

Amplificador de fibra dopada de Erbio, EDFA

El siguiente dispositivo se trata de amplificador de fibra dopada de Erbio, EDFA, del fabricante JDS Uniphase que opera en la banda C. Este EDFA proporciona una ganancia plana de 10 a 16dB y ofrece tres variantes, com preamplicador, como amplificador de línea y como amplificador de potencia

Las características del EDFA se recopilan en la siguiente tabla para cada una de sus tres variantes,

En la siguiente imagen se muestra la nomenclatura de este dispositivo seguida por el fabricante