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UNIVERSIDADE FEDERAL DE ITAJUBÁ

INSTITUTO DE SISTEMAS ELÉTRICOS E ENERGIA

COMPARAÇÃO ENTRE TÉCNICAS DE MODULAÇÃO PWM PARA

CONVERSORES MULTINÍVEIS

Bruno Pinto Braga Guimarães

Itajubá, junho de 2018

UNIFEI – ISEE Trabalho Final de Graduação

I

UNIVERSIDADE FEDERAL DE ITAJUBÁ

INSTITUTO DE SISTEMAS ELÉTRICOS E ENERGIA

Bruno Pinto Braga Guimarães

COMPARAÇÃO ENTRE TÉCNICAS DE MODULAÇÃO PWM PARA

CONVERSORES MULTINÍVEIS

Monografia apresentada ao Instituto de

Sistemas Elétricos e Energia, da

Universidade Federal de Itajubá, como parte

dos requisitos para obtenção do título de

Engenheiro Eletricista.

Orientador: Rafael Di Lorenzo Corrêa

Coorientador: Wilson Sant’ana

Itajubá, junho de 2018


II

Agradecimentos

Gostaria de agradecer primeiramente a Deus por iluminar minhas decisões e me

fortalecer em momentos difíceis. Sem sua mão nenhum dos meus objetivos seriam alcançados.

Aos meus pais, Vanessa e Jetro, por sempre estarem ao meu lado em minhas escolhas

me incentivando e instruindo com todo o carinho e amor. Aos meus avós, Chiquinho e Ana

Maria, os quais devo grande parte do que sou. Aos meus avós, Abgar e Ruth, por toda força,

confiança e carinho que sempre me concederam mesmo com a distância.

À minha namorada Fernanda, por compartilhar os momentos de dificuldade, de alegria

e os sonhos, sempre me colocando para cima e me fazendo olhar de forma otimista para as

dificuldades.

Aos colegas do grupo GEPCI, pela amizade e companheirismo. Especialmente ao

professor Luiz Eduardo, pela oportunidade de fazer parte do grupo e pela inspiração e referência

que é para todos nós.

Ao professor e amigo Robson, o qual serei sempre grato pelas conversas, auxílio e

paciência que dedicou a mim desde o início do curso. Aos professores Rondineli e Carlos, pelos

momentos de descontração e os conhecimentos compartilhados que guardarei por toda vida. Ao

amigo e colega Guilherme, pelas discussões, amizade e incentivo.

Aos orientadores Wilson e Rafael, pela orientação, dedicação e confiança nesta última

etapa da graduação.

E a todos os outros amigos e familiares que participaram de cada etapa desta jornada

e que também possuem parte nesta conquista


III

Resumo

Esta monografia trata da comparação entre duas técnicas PWM utilizadas para conversores

multiníveis. Estas consistindo nas modulações Phase-Shifted e Level-Shifted, sendo para esta

última adotado o modelo In-Phase Disposition (IPD). Foram analisados os aspectos qualitativos

do sinal de saída do conversor e dos módulos que o compõe, como o espectro harmônico e as

suas formas de onda. Também foi feita a análise das características energéticas do conversor

no sentido de avaliar a mais eficiente, bem como o impacto sobre cada ponte específica. Para

todos testes experimentais, foi utilizado um microcontrolador Texas TMS320F28335.

Palavras chave: MLC, PWM, Phase-Shifted, Level-Shifted, CHB


IV

Abstract

This monography discusses the comparison between two PWM techniques used for multilevel

converters. These are the Phase-Shifted and Level-Shifted models, the latter being the In-Phase

Disposition (IPD) model. The qualitative aspects of the output signal of the converter and the

modules that compose it, such as the harmonic spectrum and its waveforms, were analyzed. It

was also done the analysis of the energy characteristics of the converter in the use of both

modulations, as well as the impact on each specific bridge. For all experimental tests a Texas

microcontroller TMS320F28335 was used.

Key words: MLC, PWM, Phase-Shifted, Level-Shifted, CHB


V

Lista de Figuras

Figura 1: Forma de onda da tensão de saída: a) dois níveis b) três níveis c) nove níveis ......... 2

Figura 2: Campos de atuação dos conversores multiníveis. ..................................................... 3

Figura 3: Topologia do Conversor NPC trifásico ..................................................................... 5

Figura 4: Estados de chaveamento e forma de onda da tensão de saída de um conversor NPC

.................................................................................................................................................... 5

Figura 5: Topologia do Conversor FC trifásico ........................................................................ 6

Figura 6: Estados de chaveamento e forma de onda da tensão de saída de um conversor FC .. 7

Figura 7: a) Estrutura do conversor ponte H b) Topologia CHB ............................................ 8

Figura 8: Composição do sinal de saída de um CHB 7 níveis. ................................................. 9

Figura 9: Controle DC-PWM .................................................................................................. 10

Figura 10: Modulação Bipolar e sinais de controle das chaves superiores. ............................ 11

Figura 11: Modulação Bipolar e sinais de controle das chaves superiores. ............................ 12

Figura 12: Diferentes Técnicas de modulação para conversores multiníveis ......................... 13

Figura 13: Funcionamento da modulação Phase-Shifted para CHB de sete níveis. ............... 15

Figura 14: Espectro Harmônico de CHB de sete níveis, com a modulação Phase-Shifted. ... 16

Figura 15: Variações da modulação Phase-Shifted. ................................................................ 17

Figura 16: Funcionamento da modulação Phase-Shifted para CHB de sete níveis. ............... 18

Figura 17: Tela da Simulação.................................................................................................. 20

Figura 18: Forma da tensão de saída da simulação da modulação Phase-Shifted para ma = 0.3,

ma = 0.5, ma = 0.8 e ma = 1.0. ................................................................................................. 21

Figura 19: Composição do Sinal de Saída de um conversor de sete níveis utilizando Phase-

Shifted e ma = 0.3 ..................................................................................................................... 22


Shifted e ma = 0.8 ..................................................................................................................... 22


VI

Figura 21: Espectros Harmônico simulado do sinal de saída, utilizando a modulação Phase-

Shifted para: a) ma = 0.3, b) ma = 0.5, c) ma = 0.8, d) ma = 1.0. ............................................ 23

Figura 22: Tensão de saída não-senoidal e referência utilizando modulação Phase-Shifted .. 24

Figura 23: Forma da tensão de saída da simulação da modulação Phase-Shifted para ma = 0.3,

ma = 0.5, ma = 0.8 e ma = 1.0. ................................................................................................. 24

Figura 24: Composição do Sinal de Saída de um conversor de sete níveis utilizando Level-

Shifted e ma = 0.3 ..................................................................................................................... 25


Shifted e ma = 0.8 ..................................................................................................................... 26

Figura 26: Espectros Harmônico simulado do sinal de saída, utilizando a modulação Level-

Shifted para: a) ma = 0.3, b) ma = 0.5, c) ma = 0.8, d) ma = 1.0. ............................................ 27

Figura 27: Correntes na saída do conversor para ambas modulações ..................................... 28

Figura 28: Tensão de saída não-senoidal e referência utilizando modulação Level-Shifted para

diferentes frequências da portadora. ......................................................................................... 29

Figura 29: Modelos de contagem disponibilizada pelo microcontrolador .............................. 30

Figura 30: Conceito da implementação da modulação Phase-Shifted no microcontroldor .... 31

Figura 31: Fluxograma da implementação da modulação Level-Shifted no microcontroldor 33

Figura 32: Esquemático do Protótipo Utilizado ...................................................................... 34

Figura 33: Bancada do Protótipo. ............................................................................................ 35

Figura 34: Forma da tensão de saída da modulação Phase-Shifted para a) ma = 0.3, b) ma =

0.5, c) ma = 0.8 e d) ma = 0.95. CH1: Vponte 1; CH2: Vponte 2; CH3: Vponte 3; CH4:

Vconversor ............................................................................................................................... 36

Figura 35: Espectro Harmônico Phase-Shifted: a) ma = 0.3, b) ma = 0.5, c) ma = 0.8, d) ma =

0.95. .......................................................................................................................................... 37


VII

Figura 36: Formas de onda da modulação Phase-Shifted para referência não-senoidal. CH1:

Vponte 1; CH2: Vponte 2; CH3: Vponte 3; CH4: Vconversor. ............................................... 38

Figura 37: Espectro Harmônico da tensão de saída não-senoidal da modulação Phase- Shifted

.................................................................................................................................................. 38

Figura 38: Forma da tensão de saída da modulação Level-Shifted para a) ma = 0.3, b) ma =


Vconversor. .............................................................................................................................. 40

Figura 39: Espectros Harmônico Level-Shifted: a) ma = 0.3, b) ma = 0.5, c) ma = 0.8, d) ma =

0.95. .......................................................................................................................................... 41

Figura 40: Formas de onda da modulação Level-Shifted para referência não-senoidal. CH1:

Vponte 1; CH2: Vponte 2; CH3: Vponte 3; CH4: Vconversor. ............................................... 42

Figura 41: Espectro Harmônico da tensão de saída não-senoidal da modulação Level-Shifted

.................................................................................................................................................. 42

Lista de Tabelas

Tabela 1: Comparação do THD entre as técnicas de modulação ............................................ 27

Tabela 2: Comparação do THD entre as técnicas de modulação ............................................ 31

Tabela 3: Proporção a ser deslocada por cada PWM .............................................................. 32

Tabela 4: Parâmetros do Sistema / Conversor ......................................................................... 34

Tabela 5: Tabela de perdas - Modulação Phase-Shifted ......................................................... 39

Tabela 6: Tabela de perdas - Modulação Level-Shifted .......................................................... 43


VIII

Lista de Abreviaturas e Siglas

FACTS Flexible AC Transmission Systems

UPFC Unified Power Flow Controller

SSSC Static Synchronous Series Compensator

BESS Battery Energy Storage System

THD Total Harmonic Distortion

NPC Neutral Point Clamped

FC Flying Capacitor

CHB Cascaded H-Bridge

PWM Pulse Width Modulation

ePWM Enhanced Pulse Width Modulation


IX

Sumário

1. INTRODUÇÃO ................................................................................................................. 1

2. REVISÃO BIBLIOGRÁFICA ......................................................................................... 2

2.1. Inversores Multiníveis. .................................................................................................. 2

2.1.1. Visão Geral ...................................................................................................................... 2

2.1.2. Neutral Point Clamped (NPC) ......................................................................................... 4

2.1.3. Flying Capacitor Converters (FC) ................................................................................... 6

2.1.4. Cascaded H-Bridge (CHB) .............................................................................................. 7

2.2. PWM – Pulse Width Modulation. ................................................................................ 9

2.2.1. Visão Geral ...................................................................................................................... 9

2.2.2. Phase-Shifted Multicarrier Modulation ......................................................................... 13

2.2.3. Level-Shifted Multicarrier Modulation ......................................................................... 16

3. SIMULAÇÕES ................................................................................................................ 19

4. IMPLEMENTAÇÃO DAS TÉCNICAS DE MODULAÇÃO NO DSP

TMS320F28335 ....................................................................................................................... 29

4.1. Implementação da modulação Phase-Shifted ............................................................ 29

4.2. Implementação da modulação Level-Shifted ............................................................. 32

5. DESCRIÇÃO DO PROTÓTIPO UTILIZADO ........................................................... 33

6. RESULTADOS E DISCUSSÕES .................................................................................. 35

6.1. Análise da modulação Phase-Shifted ......................................................................... 35

6.2. Análise da modulação Level-Shifted .......................................................................... 39

7. CONCLUSÃO ................................................................................................................. 44

8. REFERÊNCIAS .............................................................................................................. 45

9. APÊNDICE A .................................................................................................................. 47


1

1. INTRODUÇÃO

Nas últimas décadas a utilização da eletrônica de potência vem conseguindo cada vez

mais espaço devido a sua grande funcionalidade e alta aplicabilidade. Associada ao

aperfeiçoamento e desenvolvimento de novos componentes e da evolução tecnológica dos

microcontroladores, expandiram-se ainda mais as áreas de suas aplicações.

Considerando os atuais e crescentes desafios do Sistema Elétrico, como a maior inserção

de energias renováveis e a necessidade de melhorias na qualidade e eficiência energética, uma

nova família de conversores vem sendo estudada. Esta nova família é constituída pelos

conversores multiníveis, os quais possibilitam a operação em alta potência, como acionamentos

de grandes motores, bem como aplicações em sistemas de distribuição e transmissão.

Dentre os diversos fatores que influem no funcionamento destes conversores, as

modulações vem sendo alvo de inúmeras pesquisas nas últimas décadas.(LAI; PENG, 1996;

RODRIGUEZ; LAI; PENG, 2002; TOLBERT; PENG; HABETLER, 1999) Isso se deve à

dificuldade da transposição das técnicas tradicionais, para sistemas multiníveis os quais

possuem maior número de componentes a serem controlados. Além disso, existe a possibilidade

de explorar maiores graus de liberdade proporcionados pelos estados de chaveamento gerados

pelas diferentes topologias. (FRANQUELO et al., 2008)

O objetivo deste trabalho consiste na comparação de duas técnicas de modulação PWM

para conversores multiníveis, sendo elas as modulações Phase-Shifted e Level-Shifted. Nas

análises foram abordados os aspectos de qualidade de energia e eficiência. Para isso foi

utilizado um microcontrolador Texas TMS320F28335 e um protótipo composto por um

conversor multinível de sete níveis alimentando uma carga RL.

Os seguintes capítulos trazem uma contextualização dos conversores multiníveis e suas

topologias mais utilizadas, além de uma conceituação mais aprofundada sobre as modulações

analisadas. Além disso trazem simulações do funcionamento de um conversor CHB de sete

níveis utilizando ambas as modulações, bem como a descrição do protótipo e seus respectivos

resultados e análise.


2

2. REVISÃO BIBLIOGRÁFICA

2.1. Inversores Multiníveis.

2.1.1. Visão Geral

Segundo (RODRIGUEZ et al., 2009) os conversores multiníveis são dispositivos

compostos por um arranjo de semicondutores de potência e uma fonte de tensão capacitiva o

qual pode gerar formas de onda de tensão com característica de múltiplos degraus. A forma de

onda da tensão em degraus é obtida a partir do chaveamento dos dispositivos semicondutores,

os quais conectam à saída do equipamento, diferentes configurações de elo CC. O número de

níveis de um conversor é associado ao número de degraus presentes no sinal de tensão.

Dessa forma os inversores multiníveis diferenciam-se dos conversores tradicionais por

alcançarem níveis de tensão mais altos que estes últimos. A Figura 1 apresenta o esquema

simplificado do funcionamento de conversores de dois, três ou mais níveis, assim como a forma

de onda para suas respectivas saídas de tensão.

Figura 1: Forma de onda da tensão de saída: a) dois níveis b) três níveis c) nove níveis

Fonte: (RODRIGUEZ et al., 2009)

Essa classe de conversores apresenta maior complexidade na implementação dos

controles, principalmente no que se refere ao balanceamento do elo CC. No entanto não possui

limitações sobre a forma de onda de tensão de saída. (RODRIGUEZ et al., 2009)


3

Apesar da complexidade relativa à implementação dos controles, os conversores

multiníveis vem ganhando espaço em aplicações em alta potência. Isso se deve às suas inúmeras

características, que atendem de forma satisfatória as necessidades de tais aplicações. Dentre as

inúmeras aplicações encontram-se os dispositivos FACTS como UPFC, STATCOM, HVDC,

além de sistemas armazenadores de energia por bateria (BESS).(BARRENA et al., 2007;

CHATZINIKOLAOU; ROGERS, 2017). A Figura 2 apresenta as inúmeras áreas onde estes

conversores vêm sendo utilizados.

Figura 2: Campos de atuação dos conversores multiníveis.

Fonte:(FRANQUELO et al., 2008)

Os principais benefícios proporcionados por esses equipamentos, que os tornam tão

atraentes em utilização em alta potência, possuem duas características essenciais: a primeira é

capacidade de suportar altas tensões sem o desgaste dos componentes do equipamento e a

segunda consiste na qualidade e eficiência em termos energéticos. Analisando mais

especificamente têm-se as vantagens na: redução de stress de tensão sobre os dispositivos

semicondutores, operação com menores frequências de chaveamento e menor distorção

harmônica total - “THD” da tensão de saída. (RODRIGUEZ et al., 2009; RODRIGUEZ; LAI;

PENG, 2002)

Esses fatores são explicados principalmente pela possibilidade de operação utilizando

múltiplos níveis. Um maior número de níveis implica na possibilidade de maiores tensões de


4

saída sem que os dispositivos semicondutores sejam danificados, uma vez que estes estarão

expostos somente à tensão do elo CC. Com a possibilidade de operação em tensões mais

elevadas, o aumento do número de níveis acarreta também uma melhora da forma de onda da

tensão de saída do conversor, implicando em menor THD e consequentemente em menores

necessidades de filtragem. Outra vantagem da utilização de conversores multiníveis consiste na

possibilidade de os semicondutores operarem em frequências mais baixas, já que a frequência

de chaveamento do conversor consiste na composição da frequência de chaveamento das

diferentes células que os compõem. Sendo assim, diminuem-se as importantes perdas por

chaveamento, aumentando o rendimento.

Considerando potencialmente as inúmeras possibilidades proporcionadas pelos

conversores multiníveis no contexto atual e futuro do setor elétrico, inúmeras pesquisas vêm

sendo desenvolvidas de forma a aprimorar essa tecnologia. Dentre os principais aspectos estão:

desenvolvimento de controles e dispositivos semicondutores mais robustos, otimização das

técnicas de modulação, aplicações e topologias mais eficientes.(ABU-RUB et al., 2010)

No que se refere aos aspectos que compõe os conversores multiníveis, é necessária uma

atenção especial à topologia. Uma vez que, sendo hardware, ela é o principal fator que define

as características e os limites operacionais do equipamento. Apesar de existirem numerosas

topologias com diferentes características e possibilidades de aplicações, três delas se tornaram

referência do ponto de vista prático. São elas: Neutral Point Clamped (NPC), Flying Capacitor

Converters (FC) e Cascaded H-Brigde (CHB).

2.1.2. Neutral Point Clamped (NPC)

A configuração NPC consiste de duas meia-pontes de chaves semicondutoras,

conectadas através de diodos grampeadores. Dessa forma o ponto de conexão entre os dois

diodos origina o ponto de neutro N da topologia. A Figura 3 apresenta um conversor trifásico

de três níveis, com configuração NPC.


5

Figura 3: Topologia do Conversor NPC trifásico


Devido ao surgimento do ponto neutro ocorre a divisão do elo CC em dois. Sendo assim,

é possível dobrar a faixa de potência de operação, uma vez que os dispositivos terão que

bloquear somente a metade da tensão CC. Com a existência do neutro, é possível também, obter

um nível em zero volt, resultando um total de três níveis.

A Figura 4 apresenta o chaveamento de um conversor NPC, assim como a forma de

onda de tensão disponibilizada em sua saída nos três estados possíveis. As linhas mais escuras

representam os dispositivos que estão em operação, bem como a sua contribuição na forma de

onda obtida.

Figura 4: Estados de chaveamento e forma de onda da tensão de saída de um conversor NPC



6

Esta classe de conversor apresenta a possibilidade de operação em número maior de

níveis, bastando incrementar capacitores, diodos e dispositivos semicondutores. No entanto,

sua versão de três níveis é majoritariamente escolhida em suas aplicações, devido ao difícil

balanceamento dos capacitores apresentado em NPCs de mais níveis.(ABU-RUB et al., 2010)

2.1.3. Flying Capacitor Converters (FC)

Esta configuração é similar à NPC, porém os diodos grampeadores são substituídos por

capacitores “flutuantes” como mostra a Figura 5.

Figura 5: Topologia do Conversor FC trifásico


Devido ao fato de não haver um ponto neutro como no NPC, o nível de tensão zero é

alcançado de outra maneira. Para isto é necessário, que durante o chaveamento, a saída seja

conectada através de um dos capacitores flutuantes ao capacitor do elo CC de polaridade oposta.

A Figura 6 apresenta o modo de chaveamento do conversor FC, assim como a forma de onda

proporcionada na saída. As linhas mais escuras representam os dispositivos que estão em

operação, bem como a sua contribuição na forma de onda obtida.


7

Figura 6: Estados de chaveamento e forma de onda da tensão de saída de um conversor FC


O grande número de capacitores pode oferecer desvantagem à topologia, uma vez que

estes devem ser balanceados e pré-carregados no início do funcionamento. Além disso, as altas

capacitâncias presentes nesta modalidade de conversor e a alta energia armazenada nos

capacitores flutuantes, limitam o uso dos FCs de três e quatro níveis a chaveamentos mais altos.

Isto ocorre devido a necessidade de se manter a tensão dos capacitores dentro de certos limites.

No entanto, a capacitância necessária aumenta aproximadamente na proporção inversa à

frequência de chaveamento, não sendo então sua operação interessante para baixas frequências

de chaveamento. (ABU-RUB et al., 2010)

2.1.4. Cascaded H-Bridge (CHB)

A CHB é uma das mais importantes topologias de conversores multiníveis. Sua

configuração consiste na ligação de módulos compostos por conversores em ponte H

conectados em série através das saídas CA. Por esse motivo, este equipamento é caracterizado

como um conversor modular. Os conversores os quais compõe os módulos são compostos por

dois braços, cada um contendo um par de dispositivos semicondutores em série, conectados

paralelamente ao banco de capacitor que compõe o elo CC. A Figura 7 apresenta a estrutura do

conversor em ponte H, assim como sua ligação em cascata formando o conversor CHB.


8

Figura 7: a) Estrutura do conversor ponte H b) Topologia CHB

Fonte: (RODRIGUEZ; LAI; PENG, 2002)

A operação com maior número de níveis é possível ao expandir o número de módulos

em cascata. Sendo o número de módulos necessários para a obtenção de determinado número

de níveis que pode ser conhecido pela expressão (1), onde m é o número de níveis e H o número

de módulos.(WU, 2006)

𝑚 = (2𝐻 + 1) (1)

A quantidade de chaves semicondutoras por número de níveis também é possível de ser

conhecida, sendo determinada pela expressão (2), onde m é o número de níveis e d o de

chaves.(CHOUPAN; NAZARPOUR; GOLSHANNAVAZ, 2017)

𝑑 = 2 ∗ (𝑚 − 1) (2)

A expressão (2) é válida para as três configurações clássicas, a saber: CHB, NPC e FC.

Com isso, considerando ambas expressões apresentadas, nota-se que a topologia CHB faz

menor uso de componentes, já que não utiliza os diodos grampeadores ou capacitores

flutuantes. A Figura 8 apresenta os sinais de saída de cada módulo de um CHB de sete níveis,

bem como a composição do sinal da tensão de saída.


9

Figura 8: Composição do sinal de saída de um CHB 7 níveis.

Fonte: (WU, 2006)

Neste trabalho será utilizado um conversor de topologia CHB, de sete níveis fazendo

uso de três pontes H. Este modelo de conversor apresenta confiabilidade, simplicidade de

controle e vantagem de se obter níveis mais elevados com número reduzido de

dispositivos.(CHOUPAN; NAZARPOUR; GOLSHANNAVAZ, 2017) Desta maneira, devido

à estas inúmeras vantagens operacionais, esta topologia é altamente utilizada em aplicações

industriais (WU; WANG, 2013), condicionadores de energia e também dispositivos FACTS.

2.2. PWM – Pulse Width Modulation.

2.2.1. Visão Geral

O PWM (acrônimo em inglês para modulação por largura de pulso), é uma estratégia de

modulação que permite controlar o sinal de saída de um conversor utilizando, como o nome

sugere, a variação da largura dos pulsos de comando que controlam as chaves do conversor.

Essa tecnologia possui inúmeras variações de funcionamento podendo ser utilizada em

aplicações CC e CA.


10

NO CC-PWM, utilizado em conversores CC-CC, as chaves são fechadas e abertas de

tal modo que a tensão média na saída seja ajustada. O controle das chaves nesta técnica consiste

na comparação de uma onda portadora dente de serra (vt), com um sinal de controle (vc), como

mostrado na Figura 9.(MOHAN, 2003) O sinal de comando (vg) das chaves semicondutores

segue a seguinte regra:

• vc > vt, vg = 1 e o semicondutor entra em condução;

• vc < vt, vg = 0 e o semicondutor sai de condução;

Figura 9: Controle DC-PWM

Fonte: (Rashid,2009)

Dessa forma é possível controlar a tensão média de saída do conversor regulando o duty

cicle, que é a relação entre o tempo que o dispositivo é ligado (ton) e desligado (toff). A equação

(3) apresenta a tensão média de saída (Vout), considerando uma tensão disponível no elo CC

(Vdc) e o duty cicle (D).

𝑉𝑜𝑢𝑡 = 𝐷 ∗ 𝑉𝑑𝑐 (3)

Para aplicações onde é necessário que o sinal de saída seja senoidal, como em

conversores CC-CA, a técnica utilizada é PWM senoidal (SPWM). Esta técnica consiste na

comparação de uma portadora triangular e de uma onda de referência alternada senoidal para a


11

geração dos sinais de comando das chaves. Dentro desta família de técnicas de modulação

existem duas variações, as quais são o modelo bipolar e o unipolar.

O modelo bipolar consiste na comparação de uma única portadora triangular (𝑣𝑐𝑟) e uma

referência senoidal (𝑣𝑚). Dessa maneira, considerando a ponte H apresentada Figura 7- a, é

necessário que a comparação entre as duas formas de onda controle quatro dispositivos

semicondutores. Para isso, as chaves inferiores (S2 e S4) operam complementarmente com seus

pares adjacentes (S1 e S3, respectivamente), que por sua vez respeitam a seguinte regra: (WU,

2006)

• 𝑣𝑚 > 𝑣𝑐𝑟 {𝑣𝑔1 = 1, semicondutor S1 entra em condução

𝑣𝑔3 = 0, semicondutor S3 sai de condução

• 𝑣𝑚 < 𝑣𝑐𝑟 {𝑣𝑔1 = 0, semicondutor S1 sai de condução

𝑣𝑔3 = 1, semicondutor S3 entra em condução

A Figura 10 apresenta o funcionamento da modulação bipolar, assim como os sinais de

comando das chaves superiores.

Figura 10: Modulação Bipolar e sinais de controle das chaves superiores.

Fonte: (WU, 2006)

O modelo unipolar utiliza o mesmo conceito de comparação entre sinal de referência e

portadora. No entanto, diferentemente do método bipolar, esse modelo faz uso de duas ondas


12

portadoras defasadas de 180°. Desta maneira cada portadora é associada a um par adjacente de

semicondutores (S1 e S2 / S3 e S4) que operam complementarmente.

O funcionamento da técnica unipolar segue a seguinte regra:

• 𝑣𝑚 > 𝑣𝑐𝑟+, 𝑣𝑔1 = 1 e o semicondutor S1 entra em condução;

• 𝑣𝑚 < 𝑣𝑐𝑟−, 𝑣𝑔3 = 1 e o semicondutor S3 entra em condução;

A Figura 11 apresenta o funcionamento da modulação unipolar, assim como os sinais

de comando das chaves superiores.

Figura 11: Modulação Bipolar e sinais de controle das chaves superiores.

Fonte: (WU, 2006)

O acréscimo de uma portadora, proporciona melhorias no sinal de saída do conversor.

Isso se deve ao fato de haver dois pares de chaves que conduzem em diferentes instantes de

tempo, fazendo com que a frequência vista no sinal de saída seja duas vezes maior que a

frequência de chaveamento dos semicondutores. Desta forma, devido ao chaveamento mais alto

na saída do conversor as componentes harmônicas serão de ordem mais elevada.(WU, 2006)

Algumas técnicas de modulação utilizadas em conversores multiníveis, apresentam

caraterísticas distintas, e, portanto, devem ser escolhidas segundo às necessidades da aplicação

e a topologia do conversor.(FRANQUELO et al., 2008). A Figura 12 apresenta algumas


13

técnicas de modulação utilizadas em conversores multiníveis, assim como a frequência de

chaveamento utilizada.

Figura 12: Diferentes Técnicas de modulação para conversores multiníveis

Fonte:(FRANQUELO et al., 2008)

Neste trabalho serão abordadas duas técnicas de modulação PWM para conversores

multiníveis, sendo elas: Phase-Shifted Multicarrier Modulation e Level-Shifted Multicarrier

Modulation. Seus princípios de funcionamentos serão explicados considerando a utilização em

conversores do tipo CHB.

2.2.2. Phase-Shifted Multicarrier Modulation

Esta técnica é baseada nas regras da modulação unipolar, onde cada módulo é controlado

pela comparação entre duas portadoras triangulares defasadas em 180° e um sinal de referência

comum. O número de portadoras respeitará a proporção (m – 1), onde m corresponde ao número

de níveis a serem utilizados, e sua defasagem é definida pela equação (3) (SREENIVASARAO;

AGARWAL; DAS, 2010). Esta medida é necessária para que as pontes H operem de forma

complementar, permitindo a obtenção do sinal de saída com múltiplos níveis.

𝜙𝑐𝑟 =360°

(𝑚−1) (3)


14

Nas modulações do tipo PWM, como a técnica Phase-Shifted, é possível controlar as

tensões de saída alterando as relações entre grandezas como frequência e amplitude das ondas

portadoras e modulante respectivamente. A relação entre amplitudes das portadoras (𝑉𝑐𝑟) e do

sinal de referência (𝑉𝑚) é denominado índice de modulação (𝑚𝑎), expresso pela equação (4).

Com a variação da amplitude da onda de referência, é variado o índice de modulação e

consequentemente o sinal de saída do conversor, na mesma proporção.

𝑚𝑎 = 𝑉𝑚

𝑉𝑐𝑟 (4)

Outra relação utilizada para o controle da saída a partir da modulação PWM é o índice

de modulação de frequência (𝑚𝑓). Este fator é a relação das frequências da onda modulante

(𝑉𝑚) e da onda (𝑉𝑐𝑟) portadora, descrita pela equação (5).

𝑚𝑓 = 𝑓𝑐𝑟

𝑓𝑚 (5)

Este índice possui grande influência sobre a qualidade do sinal de saída, uma vez que a

ordem das componentes harmônicas na saída dos módulos e do equipamento, estão ao redor de

múltiplos deste fator.(WU, 2006) Desta forma quanto maior o 𝑚𝑓, maior a frequência de

chaveamento e menor os filtros a serem utilizados, uma vez que os harmônicos aparecem

somente em ordens mais altas.

A Figura 13 apresenta o funcionamento da modulação Phase-Shifted para um conversor

de sete níveis CHB monofásico, como apresentado na Figura 8-a, com 𝑚𝑎 = 0.8 e 𝑚𝑓 = 3. Nela

também são representados os sinais de controle das chaves superiores

(𝑆11, 𝑆13, 𝑆21,𝑆23, 𝑆31, 𝑆33) e a saída de cada módulo (𝑉𝐻1, 𝑉𝐻2, 𝑉𝐻3), além do sinal de saída do

equipamento (𝑉𝐴𝑛). Para fins didáticos, especificamente para este exemplo, as portadoras

possuem frequência três vezes maior que o sinal de referência, já que é mais fácil a visualização

da técnica. Porém na prática, é indicado que se trabalhe com índice de modulação de frequência

(𝑚𝑓) no mínimo dez vezes maior.


15

Figura 13: Funcionamento da modulação Phase-Shifted para CHB de sete níveis.

Fonte: (WU, 2006)

Ainda considerando a Figura 13, nota-se que o sinal de saída do conversor monofásico

é a soma dos sinais de saída das três pontes que o compõe, ou seja, 𝑉𝐴𝑛 = 𝑉𝐻1 + 𝑉𝐻2 + 𝑉𝐻3.

Quanto ao chaveamento dos pares inferiores de semicondutores de cada módulo

(𝑆12, 𝑆14, 𝑆22, 𝑆24, 𝑆32, 𝑆34), da mesma forma que a modulação bipolar, operam de forma

complementar aos seus pares superiores adjacentes (𝑆11, 𝑆13, 𝑆21, 𝑆23, 𝑆31, 𝑆33). Como os

semicondutores de cada módulo não chaveiam simultaneamente, a variação do degrau da tensão

durante o chaveamento será apenas o valor do elo CC de cada ponte H (𝐸), desta maneira o

conversor apresentará uma tensão de saída de amplitude 3𝐸. Esta característica de operação

resulta em um menor dv/dt e uma menor interferência eletromagnética (EMI).(WU, 2006)

O modo de funcionamento da modulação Phase-Shifted proporciona outra característica

vantajosa à sua utilização. Esta possibilita que o conversor multinível opere com frequências

mais elevadas, porém com menores perdas nas chaves. Isso ocorre devido a forma

complementar em que esta modulação controla cada módulo, fazendo que seja necessária


16

menor frequência de chaveamento dos dispositivos semicondutores. Desta forma, a frequência

de operação do equipamento (𝑓𝑠𝑤,𝑖𝑛𝑣), em geral, obedecerá a equação (6), e será dependente da

frequência das chaves (𝑓𝑠𝑤,𝑑𝑒𝑣), número de níveis (𝑚) e número de pontes H (𝐻).

𝑓𝑠𝑤,𝑖𝑛𝑣 = 2 ∗ 𝐻 ∗ 𝑓𝑠𝑤,𝑑𝑒𝑣 = (𝑚 − 1) ∗ 𝑓𝑠𝑤,𝑑𝑒𝑣 (6)

A Figura 14 apresenta o espectro harmônico da saída do módulo (𝑉𝐻1𝑛) e do conversor

multinível de sete níveis (𝑉𝐴𝑁𝑛) utilizando a modulação Phase-Shifted e operando com 𝑚𝑎 =

1 e 𝑚𝑓 = 10. É possível observar que no espectro da saída do conversor multinível não ocorrem

os harmônicos de baixa ordem presentes no sinal do módulo. Este fato demonstra o efeito do

aumento da frequência de chaveamento na saída do equipamento em relação a saída da ponte

H, causando a mitigação destes harmônicos.

Figura 14: Espectro Harmônico de CHB de sete níveis, com a modulação Phase-Shifted.

Fonte: (WU, 2006)

2.2.3. Level-Shifted Multicarrier Modulation

Esta forma de modulação PWM, assim como a modulação Phase-Shifted, está baseada

na técnica unipolar. No entanto a modulação Level-Shifted utiliza portadoras triangulares

dispostas verticalmente para a comparação com uma referência comum. O número de

portadoras dependerá do número de níveis (m) presentes no conversor e respeitará a seguinte

proporção (m – 1).


17

Existem três variações desta técnica, onde a diferenciação entre elas consiste na

defasagem entre as portadoras, como apresentado na Figura 15. Estas, segundo (CARRARA et

al., 1990), são:

• In-phase Disposition (IPD): Todas portadoras triangulares se encontram em fase.

• Alternative Phase Opposite Disposition (APOD): As portadoras triangulares

adjacentes são defasadas de 180° entre si.

• Phase Opposition Disposition (POD): As portadoras triangulares sobre a referência

zero, são defasadas em 180° das que se localizam sob a referência.

Figura 15: Variações da modulação Phase-Shifted.

Fonte: (CARRARA et al., 1990)

Dentre as três variações da modulação Level-Shifted, será utilizada neste trabalho a IPD,

uma vez que esta apresenta um melhor perfil harmônico na saída (WU, 2006). Nesta técnica o

índice de modulação de frequência (𝑚𝑓) é calculado da mesma forma que na modulação Phase-

Shifted. No entanto, devido a distribuição vertical das portadoras triangulares o índice de

modulação (𝑚𝑎) é calculado segundo a equação (7).


18

𝑚𝑎 = 𝑉𝑚

(𝑚−1)∗𝑉𝑐𝑟 (7)

O controle do chaveamento de cada módulo é feito pela comparação entre o sinal

modulante e duas ondas portadoras equidistantes da referência zero. Desta forma, considerando

o conversor de sete níveis apresentado na Figura 8-a, as portadoras superiores controlam as

chaves 𝑆11, 𝑆21 e 𝑆31, enquanto suas equivalentes inferiores controlam 𝑆13, 𝑆23 e 𝑆33. Como na

modulação unipolar os pares de semicondutores inferiores (𝑆12, 𝑆14, 𝑆22, 𝑆24, 𝑆32, 𝑆34) operam

de forma complementar à seus pares adjacentes (𝑆11, 𝑆13, 𝑆21, 𝑆23, 𝑆31, 𝑆33).

A Figura 16 apresenta o funcionamento da modulação Level-Shifted IPD para um

conversor de sete níveis CHB monofásico, como apresentado na Figura 8-a, com 𝑚𝑎 = 0.8 e

𝑚𝑓 = 15. Nesta figura também são representados os sinais de controle das chaves superiores

(𝑆11, 𝑆13, 𝑆21,𝑆23, 𝑆31, 𝑆33) e saída de cada módulo (𝑉𝐻1, 𝑉𝐻2, 𝑉𝐻3), além do sinal de saída do

equipamento (𝑉𝐴𝑛).

Figura 16: Funcionamento da modulação Phase-Shifted para CHB de sete níveis.

Fonte: (WU, 2006)


19

Diferentemente da técnica de modulação Phase-Shifted, a frequência de chaveamento

dos semicondutores na modulação IPD, não é igual à da portadora triangular. A frequência em

questão será diferente para cada ponte, sendo calculada pela quantidade de pulsos por ciclo

multiplicada pela frequência do sinal modulante. No entanto a frequência de chaveamento do

equipamento será igual à das portadoras triangular, como descrito na equação (8).

𝑓𝑠𝑤,𝑖𝑛𝑣 = 𝑓𝑐𝑟 (8)

Assim, a frequência média dos dispositivos semicondutores pode ser calculada segunda

a equação (9).

𝑓𝑠𝑤,𝑑𝑒𝑣 = 𝑓𝑐𝑟

(𝑚−1) (9)

Portanto, é obtida uma redução nas perdas do equipamento, já que as chaves operam em

frequência menor que a da saída do conversor.

3. Simulações

Antes da implementação das modulações no protótipo, foram feitas simulações no

Simulink. A partir destas simulações foi possível analisar a eficácia dos algoritmos utilizados

na implementação, bem como algumas particularidades de funcionamento de cada modulação.

Para as simulações foi utilizado um conversor com sete níveis, como apresentado na

Fgura 17, com os elo CC de 600 volts, uma carga RL (R = 10 Ω e L = 10 mH) e a frequência

das portadoras de 1200 Hz para ambas as modulações. Desta forma, foram analisadas diferentes

operações com a variação dos indices de modulação (ma) e os seus respectivos impactos no

THD dos sinais de tensão. Além disso, foi analisado a facilidade na qual estas modulações

conseguem reproduzir um sinal que não seja senoidal, como os utilizados em filtros ativos. A

lógica da modulação utilizada na modulação é apresentada no apendice A.


20

Figura 17: Tela da Simulação

A Figura 18 apresenta as formas de onda da tensão de saída do conversor de sete níveis,

utilizando a modulação Phase-Shifted para quatro indices de modulação diferentes.


21

Figura 18: Forma da tensão de saída da simulação da modulação Phase-Shifted para ma =

0.3, ma = 0.5, ma = 0.8 e ma = 1.0.

Fonte: Elaborada pelo autor

É observado que o número de níveis no sinal aumenta com o aumento do índice de

modulação. Isto ocorre uma vez que o sinal de saída é a composição do sinal das três pontes.

Deste modo, para índices de modulação baixos, como exemplificado na Figura 19, não haverá

condução simultânea entre as pontes. Desta maneira, cada pulso do sinal de saída do conversor

é formado pelo pulso de uma ponte específica, ocorrendo o surgimento de apenas três níveis.

Todavia, mesmo que apenas uma ponte conduza por vez, estas possuem o mesmo padrão de

chaveamento, garantindo o equilíbrio dos capacitores do elo CC.


22


Shifted e ma = 0.3


Por outro lado, como demonstrado na Figura 20, para índices de modulação mais

elevados, ocorre condução simultâneas para duas ou mais pontes. Desta maneira, ocorrerá um

efeito construtivo entre os sinais das pontes operantes, que resultará no sinal dos níveis

superiores.


Shifted e ma = 0.8



23

A variação dos índices de modulação interfere de forma direta no THD da tensão de

saída do conversor, como demonstrado na Figura 21. Nela é observado uma diminuição do

THD para maiores índices de modulação. Isto ocorre, uma vez que, com o aparecimento dos

níveis superiores, o sinal de saída se aproxima cada vez mais da forma de onda de uma senoide.

Nota-se também que, como discutido na seção 2.2.2, a modulação Phase-Shifted

proporciona o aumento da frequência do sinal de saída do equipamento. Para este caso, no sinal

de saída do conversor sete níveis, o primeiro conjunto de harmônicos aparecem somente em

torno de 7200 Hz, (seis vezes a frequência da portadora) e os outros aparecem ao redor de seus

múltiplos.

Figura 21: Espectros Harmônico simulado do sinal de saída, utilizando a modulação Phase-

Shifted para: a) ma = 0.3, b) ma = 0.5, c) ma = 0.8, d) ma = 1.0.


Foi simulado também um sinal não-senoidal para testar a aplicabilidade da modulação

Phase-Shifted para filtros ativos. Para isso foi gerado um sinal de referência possuindo 40% de

fundamental em 60Hz, uma parcela de 30% de terceiro harmônico e outra com 30% de quinto

harmônico. A Figura 22 apresenta o sinal de saída do conversor, bem como o sinal de referência.


24

Figura 22: Tensão de saída não-senoidal e referência utilizando modulação Phase-Shifted


As mesmas análises foram efetuadas para a modulação Level-Shifted. Desta maneira,

variando o índice de modulação foi obtido as formas de onda apresentadas na Figura 23.

Figura 23: Forma da tensão de saída da simulação da modulação Phase-Shifted para ma =

0.3, ma = 0.5, ma = 0.8 e ma = 1.0.


Nela observa-se que, para a modulação Level-Shifted, o número de níveis obtidos em

operação varia com os valores do índice de modulação. No entanto, diferentemente da técnica


25

Phase-Shifted, as pontes operam diferentemente entre si. Esta característica de funcionamento,

permite que uma ou mais pontes fiquem inoperantes dependendo do índice de modulação

utilizado. Desta forma o número de níveis utilizados é diretamente relacionado ao índice de

modulação. A Figura 24 ilustra o comportamento das três pontes para ma =0.3, onde as pontes

2 e 3 estão fora de operação. Observa-se que neste caso, há apenas o surgimento de três níveis

que são compostos apenas pelo sinal da ponte 3.


Shifted e ma = 0.3


Para a utilização dos níveis superiores é necessário que mais de uma ponte esteja

operando. Para isso é necessário o aumento do índice de modulação, que permitirá que outros

módulos entrem em operação, possibilitando o alcance de outras faixas de tensões. As

diferentes operações entre as três pontes também impactam na carga e descarga dos capacitores

do elo CC, e causam um desequilíbrio entre as pontes. Sendo assim ocorre a distribuição não-

uniforme de potência e consequentemente de calor no conversor. Desta forma para minimizar

as perdas de chaveamento e condução, é necessário promover um rodizio do chaveamento entre

as pontes (SREENIVASARAO; AGARWAL; DAS, 2014).

A Figura 25 exemplifica o funcionamento do conversor, com as três pontes operando.

Nota-se que apesar de as três pontes operarem de forma diferente entre si, ocorre o efeito

construtivo entre os sinais dos módulos dando origem aos níveis mais altos. No entanto, nesta


26

modulação não há o efeito de aumento da frequência do sinal de saída como observado na

modulação Phase-Shifted.


Shifted e ma = 0.8


Devido ao fato de a modulação Level-Shifted proporcionar uma menor frequência do

sinal de saída, ocorrerá o aparecimento de componentes harmônicas de ordens mais baixas. A

Figura 26 apresenta o espectro harmônico da tensão de saída do conversor utilizando a técnica

Level-Shifted operando em quatro situações de índices de modulação. Nota-se que nesta técnica

de modulação, os harmônicos predominantes aparecem em torno da frequência da portadora e

diminuem para frequências mais altas. Além disso, observa-se a redução do THD com o

aumento do índice de modulação. Isto ocorre, pois, os índices de modulações mais elevados

acarretam no aparecimento de maiores números de níveis na saída do conversor, aproximando-

se mais da forma de uma senoide.


27

Figura 26: Espectros Harmônico simulado do sinal de saída, utilizando a modulação Level-

Shifted para: a) ma = 0.3, b) ma = 0.5, c) ma = 0.8, d) ma = 1.0.


O conversor monofásico de sete níveis estudado neste trabalho apresenta o THD

ligeiramente melhor quando utilizada a modulação Phase-Shifted, como apresentado na Tabela

1. No entanto, a modulação Level-Shifted apresenta melhores THDs quando utilizadas em

conversores que apresentam a saída com tensões fase-fase (WU, 2006). Isso ocorre pelas

melhorias na forma de onda na porção central do semiciclo positivo e negativo.

Tabela 1: Comparação do THD entre as técnicas de modulação

Modulação Phase-Shifted Modulação Level-Shifted

ma THD (%) ma THD (%)

0.3 58.45 0.3 63.60

0.5 37.02 0.5 39.78

0.8 22.18 0.8 24.19

1.0 16.46 1.0 18.14

As consequências da menor frequência do sinal de saída do equipamento e, portanto, a

presença dos harmônicos de ordem mais baixa, podem ser percebidas por distorções na corrente


28

de saída. A Figura 27 apresenta o sinal de corrente na saída do conversor para ambas as

modulações configuradas com os mesmos parâmetros. Nota-se um leve ripple na corrente na

utilização do Level-Shifted. Para atenuar estas distorções na corrente, é necessário aumentar a

frequência de chaveamento.

Figura 27: Correntes na saída do conversor para ambas modulações


A menor frequência do sinal de saída proporcionada pela modulação Level-Shifted,

também pode ser um fator limitador na reprodução de formas de ondas não senoidais. A Figura

28 apresenta o sinal de saída do conversor para um sinal de referência senoidal de 60 Hz com

parcelas de terceiro e quinto harmônicos e diferentes frequências de chaveamento. Nota-se que

a frequência de chaveamento de 1200 Hz não foi o suficiente para a reprodução do sinal de

referência, diferentemente da modulação Phase-Shifted. Para que seja possível a reprodução do

sinal, foi necessário o aumento da frequência de chaveamento para 7200 Hz, onde se conseguiu

a reprodução do sinal adequadamente.


29

Figura 28: Tensão de saída não-senoidal e referência utilizando modulação Level-Shifted

para diferentes frequências da portadora.


4. Implementação das Técnicas de Modulação no DSP

TMS320F28335

4.1. Implementação da modulação Phase-Shifted

O TMS320F28335 DSP possui 6 módulos PWM, os quais são chamados de ePWM,

sendo cada par de módulo responsável pelo controle de uma ponte. Estes módulos são baseados

em um contador programável, que por sua vez são um equivalente digital das portadoras

utilizadas nas modulações PWM. Sendo assim, o primeiro passo é a configuração da frequência

com que a contagem deste contador é efetuada.

A frequência com que a contagem do contador é efetuada, é definida por prescalers os

quais reduzem o masterclock de 150 MHz para 75 MHz, sendo esta última, a frequência do

clock para os módulos ePWM. É importante frisar que a frequência do clock dos módulos

ePWM não é equivalente à frequência do PWM, esta última também é dependente da contagem

máxima que o contador atingirá.

A determinação da contagem máxima do contador é dependente dos possíveis modos

de contagem proporcionadas pelo microcontrolador, sendo estas UP, DOWN e UP-DOWN,

como apresentado na Figura 29.


30

Figura 29: Modelos de contagem disponibilizada pelo microcontrolador

Para a implementação da modulação Phase-Shifted foi adotada o modo UP-DOWN,

uma vez que este proporciona a forma de onda da portadora triangular simétrica. Desta forma

para determinar a contagem máxima necessária para a obtenção da frequência da portadora

desejada, utiliza-se a equação (10). Para este trabalho a frequência da portadora utilizada foi de

4980 Hz, para isso, a contagem máxima deve ser configurada em 7530.

𝐶𝑜𝑛𝑡𝑎𝑔𝑒𝑚 max = 1

2 .

𝑓𝑒𝑃𝑊𝑀

𝑓𝑝𝑜𝑟𝑡𝑎𝑑𝑜𝑟𝑎 (10)

As necessárias defasagens entre portadoras na modulação Phase-Shifted, também são

efetuadas através de registros inerentes a cada ePWM e são dependentes da contagem máxima.

Sendo as defasagens sempre relativa a dois módulos, é necessário fazer a sincronização entre

cada módulo através de registros responsáveis pelo sincronismo de forma que todos tenham a

mesma referência. Desta forma, sendo a contagem máxima referente à defasagem de 180° pode-

se utilizar a equação (11) para a determinação dos valores da contagem para cada ângulo de

cada portadora.

𝐶𝑜𝑛𝑡𝑎𝑔𝑒𝑚 𝑎𝑛𝑔 = (𝑐𝑜𝑛𝑡𝑎𝑔𝑒𝑚 max ).𝜙

180° (11)

A Tabela 2 apresenta os valores necessários de contagem, considerando o sincronismo,

para a obtenção dos ângulos de defasagem necessários para cada ePWM. Para os módulos 5 e

6 foi necessário utilizar um artificio para se obter o ângulo necessário, uma vez que os valores


31

de configuração eram superiores ao valor máximo de 7530. Dessa forma, foi utilizado para estes

dois casos, uma contagem negativa de forma a ser possível a obtenção das defasagens de 240°

e 300°.

Tabela 2: Comparação do THD entre as técnicas de modulação

ePWM Defasagem Contagem

1 0 0

2 60 2510

3 120 5020

4 180 7530

5 240 10040

6 300 12550

Definidos os parâmetros que determinam a frequência da portadora e suas defasagens,

faz-se necessário a configuração dos parâmetros que possibilitam a implementação da lógica

de comparação entre o sinal modulante e a portadora. Isso é feito através de configurações de

registros de cada ePWM que alteram o nível lógico comparando o sinal modulante com a

contagem corrente da portadora triangular. A lógica da comparação segue o conceito da

modulação PWM unipolar apresentado 2.2, onde cada ponte é controlada por um par de

portadoras defasada de 180°. A Figura 30 apresenta o conceito da implementação da modulação

Phase-Shifted.

Figura 30: Conceito da implementação da modulação Phase-Shifted no microcontroldor



32

4.2. Implementação da modulação Level-Shifted

Para a implementação da modulação Level-Shifted, seguiu-se os mesmos procedimentos

de configuração das frequências das portadoras adotadas na modulação Phase-Shifted. No

entanto, não foram necessárias as configurações de defasagem e sincronismo entre as

portadoras, uma vez que para esta técnica não há defasagem entre as portadoras. Sendo assim

todos os 6 módulos ePWM utilizados, foram configurados exatamente da mesma maneira,

sendo cada par de módulos responsáveis por controlar uma ponte.

No entanto, a modulação Level-Shifted possui a necessidade do deslocamento vertical

entre as portadoras. Porém, o microcontrolador não apresenta ferramentas para efetuar esta

ação. Sendo assim faz-se necessário o uso de um artificio que emule o deslocamento vertical

das portadoras.

Este artificio consiste em realizar o deslocamento vertical não das portadoras, mas sim

do sinal modulante. Dessa forma, faz-se necessário a divisão do sinal modulante em seis partes.

Cada uma dessas partes é deslocada segundo a proporção de um fator “a” e é submetido à um

dos módulos ePWM. Esta proporção “a”, consistem no valor da contagem máxima do módulo

ePWM, para a situação em questão, a será igual a 7530. A Tabela 4 apresenta a proporção a ser

deslocada para cada ePWM e a Figura 31 apresenta o fluxograma da implementação da

modulação Level-Shifted.

Tabela 3: Proporção a ser deslocada por cada PWM

ePWM Deslocamento

1 0

2 - a

3 - 2a

4 + a

5 + 2a

6 + 3a


33

Figura 31: Fluxograma da implementação da modulação Level-Shifted no microcontroldor


A lógica da comparação segue o conceito da modulação PWM unipolar como exposto

na seção 2.2, onde cada ponte é controlada por uma portadora da parte superior e outra da parte

inferior.

5. Descrição do Protótipo Utilizado

O protótipo utilizado é constituído por um conversor do tipo ponte H em cascata

alimentado por retificadores acoplados às pontes. Vale ressaltar que as pontes utilizadas foram

confeccionadas no próprio laboratório. Os retificadores que alimentam o elo CC são conectados

a transformadores de acoplamento responsáveis pela isolação galvânica do conversor. A

alimentação do sistema é feita por um varivolt como apresentado na Figura 32. O conversor é

conectado à uma carga RL através de um disjuntor o qual é utilizado para a inserção e retirada

da carga. A Figura 33 apresenta a bancada onde foi montado o protótipo.


34

Figura 32: Esquemático do Protótipo Utilizado


A Tabela 4 apresenta os parâmetros do conversor bem como dos componentes que

compõem o sistema.

Tabela 4: Parâmetros do Sistema / Conversor

Capacitores do Elo CC 2350 μF

Relação dos Transformadores 440:127

Indutor da Carga 2.7 mH

Resistência da Carga 10 Ω

Frequência das portadoras 4980 Hz

Tensão de entrada - Varivolt 100 V

Modelo IGBT SKM100GB12T4

Modelo microcontrolador TMS320F28335

Tensão Elo CC 50 V


35

Figura 33: Bancada do Protótipo.


6. Resultados e Discussões

6.1. Análise da modulação Phase-Shifted

Primeiramente foram analisadas as formas de onda da tensão de saída do conversor

operando em vazio, a partir da variação do índice de modulação. A Figura 34 apresenta os sinais

de saída de cada módulo e a composição delas, que resulta no sinal de saída do conversor para

índices de modulação de 0.3, 0.5, 0.8 e 0.95.


36

Figura 34: Forma da tensão de saída da modulação Phase-Shifted para a) ma = 0.3, b) ma =


Vconversor


É observado que existe uma diminuição do número de níveis para índices mais baixos,

pois haverá menor número de conduções simultâneas entre as pontes, resultando em uma menor

tensão de saída e consequentemente de menores níveis.

Os conversores que utilizam a modulação Phase-Shifted, produzem harmônicos de

frequências elevadas. Este efeito é notado ao analisar os espectros harmônico do sinal para os

índices de modulação de 0.3, 0.5, 0.8 e 0.95, apresentados na Figura 35. Para o conversor de

sete níveis em questão, operando com frequência de chaveamento de 4980 Hz, o harmônico

mais significativo aparece em torno de 30Khz, cerca de seis vezes maior que a frequência das

portadoras.


37

Figura 35: Espectro Harmônico Phase-Shifted: a) ma = 0.3, b) ma = 0.5, c) ma = 0.8, d) ma

= 0.95.


A capacidade de reprodução de tensões não-senoidais pela modulação Phase-Shifted

também foi analisada ao inserir parcelas de 30% de terceiro e quinto harmônico à um sinal de

40% de componente fundamental como apresentado na Figura 36.


38

Figura 36: Formas de onda da modulação Phase-Shifted para referência não-senoidal. CH1:

Vponte 1; CH2: Vponte 2; CH3: Vponte 3; CH4: Vconversor.


Analisando o espectro harmônico para esta forma de onda apresentado pela Figura 37,

é observado uma boa reprodução do sinal, uma vez que não se observou nas baixas frequências

o surgimento significante de outras componentes harmônicas a não ser aquelas desejadas.

Figura 37: Espectro Harmônico da tensão de saída não-senoidal da modulação Phase- Shifted


As análises de perdas da utilização da modulação Phase-Shifted foram também

analisadas. Para isso foram feitas medições de potência na saída do varivolt (PeTotal) e entregue


39

para a carga (PsTotal) de forma a analisar as perdas e eficiência total do sistema. Também foram

medidas as potências na entrada do retificador (Pe1, Pe2 e Pe3) de na saída de cada ponte (Ps1,

Ps2 e Ps3), de modo que fosse possível a análise de perda e eficiência de cada ponte.

Estas análises foram feitas com o conversor operando com índices de modulação de 0.85

e 0.3 e alimentando a carga RL. Os resultados obtidos nestas medições são apresentados na

Tabela 5.

Tabela 5: Tabela de perdas - Modulação Phase-Shifted

Potências – Phase-Shifted

ma = 0.85

PsTotal 300 W PeTotal 372 W Ƞtotal 80.6%

Ponte 1 Ponte 2 Ponte 3

Ps1 100 W Ps2 101 W Ps3 102 W

Pe1 112 W Pe2 114 W Pe3 115 W

Ƞ1 89 % Ƞ2 88.5 % Ƞ3 88.6 %

ma = 0.3

PsTotal 28 W PeTotal 62 W Ƞtotal 45%


Ps1 10 W Ps2 10 W Ps3 10 W

Pe1 13 W Pe2 13 W Pe3 13 W

Ƞ1 76.9 % Ƞ2 76.9 % Ƞ3 76.9 %

Como as pontes na modulação Phase-Shifted apresentam o mesmo padrão de

chaveamento pode-se observar que tanto o rendimento quanto as potencias em cada ponte

apresentam praticamente os mesmos valores. No entanto o rendimento é menor para cargas

mais baixas, dessa maneira como índices de modulação mais baixos diminuem a tensão de

saída, diminui-se a potência da carga, ocasionando rendimentos menores.

O rendimento total do sistema foi menor que o das pontes devido às perdas nos

componentes extras como os transformadores de acoplamento por exemplo.

6.2. Análise da modulação Level-Shifted

Os mesmos testes em mesmas condições foram efetuados para a modulação Level-

Shifted. Desta maneira a Figura 38 apresenta as formas de onda da saída do conversor operando

a vazio com índices de modulação de 0.3, 0.5, 0.8 e 0.95.


40

Figura 38: Forma da tensão de saída da modulação Level-Shifted para a) ma = 0.3, b) ma =


Vconversor.


É observado que, para esta modulação, também há uma redução do número de níveis

para menores índices de modulação. Isso se dá uma vez que para índices de modulação mais

baixos, algumas pontes podem sair de operação devido aos módulos não apresentarem o mesmo

padrão de chaveamento. De forma a observa de forma clara esse efeito, pode-se analisar a forma

de onda para índice de modulação igual a 0.3. Neste caso, há apenas uma ponte em condução,

sendo o sinal de saída do conversor composto apenas pelo sinal desta ponte.

Os harmônicos gerados por esta modulação também são de frequências elevadas. A

Figura 39 apresenta o espectro harmônico da modulação Level-Shifted para índices de

modulação 0.3, 0.5, 0.8 e 0.95.


41

Figura 39: Espectros Harmônico Level-Shifted: a) ma = 0.3, b) ma = 0.5, c) ma = 0.8, d) ma

= 0.95.


Nota-se que os harmônicos predominantes surgem em torno da frequência da portadora,

ou seja, 4980 Hz. Analisando o espectro harmônico para as duas técnicas de modulações, é

possível observar que a modulação Level-Shifted apresentará as principais componentes

harmônicas em frequências mais baixas que a presente na modulação Phase-Shifted. Isso ocorre

uma vez que a frequência do sinal de saída na modulação Phase-Shifted aumenta em função do

número de módulos.

A capacidade de reprodução de tensões não-senoidais pela modulação Level-Shifted é

apresentada na Figura 40.


42

Figura 40: Formas de onda da modulação Level-Shifted para referência não-senoidal. CH1:

Vponte 1; CH2: Vponte 2; CH3: Vponte 3; CH4: Vconversor.


Como pode ser observado pelo espectro harmônico apresentado na Figura 41, não

surgem harmônicos significativos nas frequências não desejadas. Esta boa reprodução da forma

de onda harmônica, foi possível devido a frequência de chaveamento de 4980 Hz utilizada no

protótipo. Esta frequência utilizada para a portadora, resulta em um índice de modulação de

frequência igual à 16 para o harmônico mais elevado (quinto harmônico), enquanto na

simulação este mesmo índice foi de apenas 4 devido a frequência utilizada de 1200 Hz. Desta

maneira, a modulação Level-Shifted com frequência de chaveamento elevada, possui boa

reprodução de sinais não-senoidais.

Figura 41: Espectro Harmônico da tensão de saída não-senoidal da modulação Level-Shifted



43

A análise energética para a modulação Level-Shifted seguiu o mesmo procedimento de

medições utilizadas na modulação Phase-Shifted. A Tabela 6 apresenta os resultados do

conversor operando com índices de modulação de 0.3 e 0.8, alimentando a carga RL.

Tabela 6: Tabela de perdas - Modulação Level-Shifted

Potências – Level-Shifted

ma = 0.85



Ps1 142 W Ps2 126 W Ps3 33 W

Pe1 165 W Pe2 146 W Pe3 47 W

Ƞ1 86 % Ƞ2 86 % Ƞ3 70.2 %

ma = 0.3



Ps1 41 W Ps2 3 W Ps3 2 W

Pe1 47 W Pe2 0 W Pe3 0 W

Ƞ1 87.2 % Ƞ2 0 % Ƞ3 0 %

Como a modulação Level-Shifted não apresenta o mesmo padrão de chaveamento entre

as pontes, haverá uma divisão diferente das potências entre os módulos. Sendo assim, o módulo

que opera menos tempo assume uma parcela menor de potência, sobrecarregando os que

operam por mais tempo. Além disso, estes módulos que operam por menos tempo recebem uma

potência de entrada menor, porém sendo as perdas por condução constantes entre as pontes, o

impacto da perda por condução será mais proeminente nestas e reduzirá sua eficiência. Desta

forma é explicado a menor eficiência da modulação Level-Shifted em comparação a Phase-

Shifted para índices de modulação mais altos, pois esta última proporcionando uma distribuição

igualitária de potência entre as pontes, as perdas por condução serão menos proeminentes.

Devido ao diferente padrão de chaveamento da modulação Level-Shifted, para índices

de modulação de 0.3, duas pontes não entram em operação. Sendo assim, as pequenas parcelas

de potência (2 e 3 watts) que aparecem nos módulos não operantes, ocorrem devido as perdas

nos diodos de roda livre.

Como na modulação Phase-Shifted, o rendimento total do sistema é menor para índices

de modulação baixos, devido a diminuição da carga com a diminuição da tensão. No entanto, a


44

modulação Level-Shifted apresentou vantagem em operações com índice de modulações mais

baixo, uma vez que apresentou maior rendimento para essa situação. Isto se deve à menor perda

de chaveamento por conta da menor frequência de operação dos dispositivos semicondutores.

Além disso, a operação com menor número de pontes reduz também as perdas por condução

aumentando o rendimento do conversor.

7. Conclusão

Este trabalho apresentou a implementação e comparação prática de duas técnicas de

modulação PWM para conversores multiníveis. Foi observado que ambas as modulações

apresentaram desempenhos semelhantes na capacidade de reprodução das formas de onda, uma

vez que ambas são capazes de reproduzir satisfatoriamente sinais senoidais e não-senoidais.

A modulação Level-Shifted apresentou maior dificuldade em sua implementação. Isto

se deve ao fato de o microcontrolador utilizado não dispor de ferramentas que possibilitassem

o deslocamento vertical das portadoras necessário para a sua implementação. Assim sendo, foi

necessário a utilização de artifícios que possibilitassem emular estes deslocamentos.

Considerando a eficiência desta técnica, foi observado um rendimento mais alto para

operações com índices de modulações mais baixos se comparado à modulação Phase-Shifted.

Contudo, foi observado que a modulação Level–Shifted apresentou desequilíbrio de potência

entre as pontes devido estas não seguirem o mesmo padrão de chaveamento. Esta característica

distribui potência diferentemente entre os módulos, causando distribuição não uniforme de

calor e afetando a carga e descarga dos capacitores do elo CC para aplicações onde este é

carregado pelo próprio conversor. Para amenizar esta não homogeneidade, pode ser

implementado um rodizio de chaveamento entre as pontes, porém dificultando ainda mais sua

implementação da modulação. (SREENIVASARAO; AGARWAL; DAS, 2014)

A modulação Phase-Shifted apresentou maior simplicidade em sua implementação, uma

vez que o microcontrolador dispunha de ferramentas para efetuar a defasagem entre as

portadoras inerentes desta técnica de modulação. Outro benefício da utilização desta modulação

é a não necessidade de técnicas para sanar o desequilíbrio de potência entre as pontes, devido

estas seguirem o mesmo padrão de chaveamento. Além disso, a maior frequência do sinal de

saída em relação à modulação Level-Shifted, possibilita a redução dos filtros na saída dos

conversores que utilizam esta técnica de modulação.


45

No aspecto da eficiência, esta técnica apresentou um maior rendimento para operações

com índices de modulação mais elevados se comparado a modulação Level-Shifted

8. Referências

ABU-RUB, H. et al. Medium-Voltage Multilevel Converters #x2014;State of the Art,

Challenges, and Requirements in Industrial Applications. IEEE Transactions on Industrial

Electronics, v. 57, n. 8, p. 2581–2596, ago. 2010.

BARRENA, J. A. et al. A Novel PWM Modulation Strategy for DC Voltage Balancing in

Cascaded H-Bridge Multilevel Converters. EUROCON 2007 - The International

Conference on “Computer as a Tool”. Anais... In: EUROCON 2007 - THE

INTERNATIONAL CONFERENCE ON “COMPUTER AS A TOOL”. set. 2007

CARRARA, G. et al. A new multilevel PWM method: a theoretical analysis. 21st Annual

IEEE Conference on Power Electronics Specialists. Anais... In: 21ST ANNUAL IEEE

CONFERENCE ON POWER ELECTRONICS SPECIALISTS. 1990

CHATZINIKOLAOU, E.; ROGERS, D. J. A Comparison of Grid-Connected Battery Energy

Storage System Designs. IEEE Transactions on Power Electronics, v. 32, n. 9, p. 6913–

6923, set. 2017.

CHOUPAN, R.; NAZARPOUR, D.; GOLSHANNAVAZ, S. An efficient topology for

multilevel inverters: Design specifications and modulation technique. 2017 8th Power

Electronics, Drive Systems Technologies Conference (PEDSTC). Anais... In: 2017 8TH

POWER ELECTRONICS, DRIVE SYSTEMS TECHNOLOGIES CONFERENCE

(PEDSTC). fev. 2017

FRANQUELO, L. G. et al. The age of multilevel converters arrives. IEEE Industrial

Electronics Magazine, v. 2, n. 2, p. 28–39, jun. 2008.

LAI, J.-S.; PENG, F. Z. Multilevel converters-a new breed of power converters. IEEE

Transactions on Industry Applications, v. 32, n. 3, p. 509–517, maio 1996.

MOHAN, N. First Course on Power Electronics and Drives. Minneapolis, Minn:

MNPERE, 2003.

RODRIGUEZ, J. et al. Multilevel Converters: An Enabling Technology for High-Power

Applications. Proceedings of the IEEE, v. 97, n. 11, p. 1786–1817, nov. 2009.

RODRIGUEZ, J.; LAI, J.-S.; PENG, F. Z. Multilevel inverters: a survey of topologies,

controls, and applications. IEEE Transactions on Industrial Electronics, v. 49, n. 4, p.

724–738, ago. 2002.

SREENIVASARAO, D.; AGARWAL, P.; DAS, B. A carrier-transposed modulation

technique for multilevel inverters. 2010 Joint International Conference on Power

Electronics, Drives and Energy Systems 2010 Power India. Anais... In: 2010 JOINT

INTERNATIONAL CONFERENCE ON POWER ELECTRONICS, DRIVES AND

ENERGY SYSTEMS 2010 POWER INDIA. dez. 2010


46

SREENIVASARAO, D.; AGARWAL, P.; DAS, B. Performance evaluation of carrier rotation

strategy in level-shifted pulse-width modulation technique. IET Power Electronics, v. 7, n.

3, p. 667–680, mar. 2014.

TOLBERT, L. M.; PENG, F. Z.; HABETLER, T. G. Multilevel converters for large electric

drives. IEEE Transactions on Industry Applications, v. 35, n. 1, p. 36–44, jan. 1999.

WU, B. Cascaded H-Bridge Multilevel Inverters. In: High-Power Converters and ac

Drives. [s.l.] John Wiley & Sons, Inc., 2006. p. 119–142.

WU, H.; WANG, X. A novel CHB multilevel converter for PMSM drives with energy

feedback system. 2013 5th International Conference on Power Electronics Systems and

Applications(PESA). Anais... In: 2013 5TH INTERNATIONAL CONFERENCE ON

POWER ELECTRONICS SYSTEMS AND APPLICATIONS(PESA). dez. 2013


47

9. Apêndice A

Lógica da modulação Phase-Shifted – Simulação.

Para esta modulação foram utilizados os blocos disponibilizados pelo Simulink. Os

sinais A, B, C, D e E são os sinais de disparo dos pares superiores de semicondutores de cada

módulo, enquanto os sinais Ab, Bb, Cb, Db e Eb são os sinais de disparo dos semicondutores

inferiores de cada módulo.

Lógica da modulação Level-Shifted – Simulação.

Para esta modulação foi utilizado o bloco Matlab-Function, o qual é possível

programar a lógica utilizando a linguagem de programação do próprio MATLAB.


48

function [g1, g2, g3, g4, g5, g6] = fcn(cr1,y)

%#codegen

T=1e-6;

% k=0;

a=0.333333333;

persistent k;

if isempty(k)

k=0;

end

%y=sin(2*pi*60*k*T)

%//////////////////////////////////////////////////////////////////////////

%/////////////////////////////Primeiro Par/////////////////////////////////

%//////////////////////////////////////////////////////////////////////////

if (0 <= y) && (y < a); %///////// primeira triangular

if y > cr1;

g1 = 1;

else

g1 = 0;

end

else g1 = 1;

end

if y < 0;

g1 = 0;

end

if (0 > y)&& (y >= -a); %///////// segunda triangular

if y + a > cr1; %///////// ajuste triangular

g2 = 0;

else

g2 = 1;

end

else g2=0;

end

if y < -a;

g2 = 1;

end


49

%//////////////////////////////////////////////////////////////////////////

%/////////////////////////////segundo Par//////////////////////////////////

%//////////////////////////////////////////////////////////////////////////

if (a <= y)&& (y < 2*a); %///////// terceira triangular

if y - a > cr1; %///////// ajuste triangular (ajuste referente ao

bloco soma)

g3 = 1;

else

g3 = 0;

end

else g3=1;

end

if y < a;

g3 = 0;

end

if (-a >= y)&& (y > -2*a); %///////// quarta triangular

if y + 2*a > cr1; %///////// ajuste triangular

g4 = 0;

else

g4 = 1;

end

else g4=1;

end

if y > -a;

g4 = 0;

end


50

%//////////////////////////////////////////////////////////////////////////

%/////////////////////////////terceiro Par/////////////////////////////////

%//////////////////////////////////////////////////////////////////////////

if (2*a <= y)&& (y < 3*a); %///////// terceira triangular

if y - 2*a > cr1; %///////// ajuste triangular (ajuste referente ao

bloco soma)

g5 = 1;

else

g5 = 0;

end

else g5=0;

end

if (-2*a >= y)&& (y > -3*a); %///////// quarta triangular

if y + 3*a > cr1; %///////// ajuste triangular

g6 = 0;

else

g6 = 1;

end

else g6=0;

end

%//////////////////////////////////////////////////////////////////////////

%//////////////////////////////////////////////////////////////////////////

%//////////////////////////////////////////////////////////////////////////

k=k+1;

comparaÇÃo entre tÉcnicas de modulaÇÃo pwm para …saturno.unifei.edu.br/bim/201800245.pdf ·...

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