centro nacional de investigaci~n y desarrollo … · velasco, alejando vazquez, ernesto barcenas,...

CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACI~N Y DESARROLLO TECNOL~GICO

cenidet

CONFORMADOR DE CORRIENTE: UNA NUEVA TOPOLOGíA

T E S I S PARA OBTENER EL GRADO DE

MAESTRO EN CIENCIAS EN INGENIERÍA ELECTR~NIC A P R E S E N T A : ING. JOSUÉ LÓPEZ SALCEDO .

CUERNAVACA, MORELOS MAYO 2003

S E P . S.E.1.T S.N.1.T

CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACIÓN Y DESARROLLO TECNOLÓGICO ccnidct

ACADEMIA DE LA MAESTNA EN ELECTRONICA

F O R M A R11 A C E P T A C I O N D E L T R A B A J O DE TESIS

Cuemavaca, Mor.

Dr. Jesús Amoldo Bautista Corral Director del ceirider*- Presenie

At'n. Dr. Enr ique Quin tero-Mármol hlarqiiez Jefe del Depto. de E!;crrónica

Después de haber revisado el trabajo de tesis titulado: " Conformador d e Corriente: Una Nueva Topología". elaborado por el alumno Josue López Salceda, bajo la dirección de el Dr. Jaime E. Arau Roffiel y co-dirección M.C. Nimrod Vazquez Nava, el trabajo presentado se A C E P T A para proceder a su impresión.

A T E N T A M E N T E

Dr. Carlos Aguilar Castillo ,- A &- ;j

S. E. P. CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACION

Y DESARROLLO TECNOLOGICO

cr'tmo w o w qc irrrsnsrnon S.E.P. g ~ ~ ~ 4 z G k ! z . : y . ,G , , s , co

a

DEPTO. DE E L E C T R O N I C A

SERViClOS ESCOLARES c ~ c . ~ . : Dr. Marco Antonio Oliver Salazar i Pdte. de la Academia de Electrónica

Lic. Olivia Maquinay Diaz / Jefe del Depto. de Servicios Escolares Expediente.

INTERIOR INTERNADO PALMIRA SIN. CUERNAVACA. MOR. MI%ICO AP 5-164 CP 62050. CUERNAVACA. TELS. (7312 2314.12 7613.18 7741. FAX(73) 12 2434 Dr. Enrique QuintereMhnol MdrquerlJefe del Depto de Electrónica EMAIL eamOcenidet.edu.mx cenidet

I <..*>.

Cuernavaca, Mor., a 29 de abril del 2003

Ing. Jocué López Salcedo Candidato al grado de Maestro en Ciencias en Ing. Electrónica P r e s e n t e

Después de haber sometido a revisión su trabajo final de tesis titulado: "Conformador de Corriente: Una Nueva Topología", y habiendo cumplido con todas las indicaciones que el jurado revisor de tesis le hizo, comunico que se le concede autorización para que proceda a la impresión de la misma, como requisito para la obtención del grado.

Reciba un cordial saludo.

A t e n t a m e n t e

p7$z C. Dr. Enrique Quintero-Mármol Márquez jefe del depto. de Electrónica

C.C.P. Expediente

I bm

Interior Internado Palmira S/N. Col. Palmira. C.P. 62490, Cuernavaca. Morelos - México Servicios Escolares: Ext. 107 y.108 [email protected] .mx [email protected] . . . : .

. . . ~.~ . ~ . . . . . ~.

mailto:[email protected]

Dedico esta tesis

J Dios Por haberme dado la dicha de vivir y de conocerlo

3 mis padres: Maria y gntonio Por los principios forjados y la confianza que han

depositado en mi

3 mis hermanos: Miana ygntonio Que indiscutiblemente son parte importante en mi

vida

J miJ6uefita: Maria También por la confianza que me ha otorgado y el

apoyo incondicional que ha dado a mi familia

J todos mis tíos Por lo consejos brindados

Agradecimientos

Agradezco a mis padres, hermanos y familiares por el apoyo que me han brindado en las diferentes etapas de mi vida. Los quiero mucho.

También agradezco a mis asesores el Dr. Jaime A. Roffiel y el M.C. Nimrod Vázquez por el apoyo, consejos y atenciones brindadas para la realización de este trabajo de tesis.

Le agradezco también de nuevo al M.C. Nimord Vázquez y a M.C. Claudia Hernandez por la hospitalidad y atención que me proporcionaron en Celaya.

Gracias a mis revisores por los comentarios y sugerencias expresadas hacia este trabajo: Dr. Carlos Aguilar, Dr. Elías Rodriguez y al Dr. Rodolfo Echevarria.

A mis estimados de la comunidad estalladora: Israel, Ruth, Maria, Edson, Edwin y Karla, Carlitos y Karlita, por esos momentos de convivencia que hemos pasado y seguiremos pasando, además de facilitarme la estancia en Cuernavaca.

A los profesores del cenidet por la formación académica que recibí.

A mis compañeros de generación: Magnolia Botello, Sergio Velasco, Alejando Vazquez, Ernesto Barcenas, Tonatiuh Echegoyen, Octaviano López, I van Alcala.

AI CONACYT, por brindar el apoyo económico para la realización de mis estudios de maestría.

. . .. . _.

TABLA OE CONiE”IU0

TABLA DE CONTENIDO

SIMBOLOGíA Y ABREVIACIONES

LISTA DE FIGURAS

LISTA DE TABLAS

INTRODUCCI~N

CAPITULO I

V

vii

xi

Xiii

ESTADO DEL ARTE DE LOS CONFORMADORES DE CORRIENTE

1.1

1.2 1.3 1.4

1.5 1.6 1.7 1.8

Resumen Antecedentes Justificación Soluciones para la corrección del factor de potencia en sistemas de alimentación conmutados Familia de solución del conformador de corriente Revisión del estado del arte de los conformadores de corriente Propuesta del nuevo conformador de corriente Referencias

I 2 4

5 7 8

15 16

CAPITULO I1

TOPOLOGj AS GENERAIJZADAS DE CONFORMADORES DE CORRIENTE

11.1 Resumen 19

11.2 20 Topologias generalizadas de conformadores de comente tipo serie (CCTS) 11.2.1 CCTS con célula CFP de tres terminales 20 11.2.2 CCTS con célula CFP de dos terminales 23

11.2.3 Conversión de topologias CCTS de tres terminales a dos terminales y viceversa. 24

11.3 Nueva topologia de confomdores de corriente: el esquema paralelo (CCTP). Obtención y desarrollo de la idea. 24

11.3.1 CCTP con célula CFP de tres terminales 27 11.3.2 CCTP con célula CFP de dos terminales 29 11.3.3 Diferencia entre la célula CFP de tres terminales y de dos terminales en CCTP’s 31

I

TABLA DE CONTZNlDO

~ , " ,, , *<-~*.., . .. . . -. . -.

11.3.4 Otras configuraciones de CCTP . .. ? i i 2. ; ... ., . ; p 11.4 Referencias

33 34

CAPITULO 111

OPERACIÓN Y ANALISIS DE LA NUEVA TOPOLOGIA DEL CONFORMADOR DE CORFUENTE

111.1 Resumen 111.2 Eshuctura de la nueva topología del conformador de corriente

111.2.1 Modos de operación 111.3 "Analisis,en . . . .. régimen'permanente ,. . ~ . ~ .~. n- ,

111.4 Salida auxiliar 111.5 111.6 Balance de energía 111.7 Procesamiento de la energía 111.8 111.9 Referencias

. .

Circuito equivalente de la etapa de entrada

Efecto de LD en el convertidor

CAP~TULO IV

35 36 36 42 47 49 52 53 56 63

ASPECTOS C d T I C O S DE DISENO: ET. _PA DE POTENCIA COIVTRO ,

IV.1 Resumen IV.2 El convertidor flyback IV.3 Convertidor flyback operando en MCD IV.4'. Diieño del ,., transformador' . ~ . ~ . . IV.5 Cálculo del capacitor voluminoso Cn y el capacitor de salida Co IV.6 Filtro EM1 IV.7 Diseño'del conformador

.,:..,<,. 1

"*.. . .

111.7.1 Pasos de diseño del nuevo conformador IV.8 Especificaciones y diseño del prototipo propuesto

Forma de la c'orriente de entrada IV.9 Esfuerzos en los dispositivos semiconductores IV. IO Aspectos de control

111.8.1

IV.IO.l Diseño del lazo de compensación IV. 11 Referencias

65 66 66 69 70 71

73 75 76 78 81

83 84 90

TABLA DE CONTENIDO

CAPITULO V

RESULTADOS EXPERIMENTALES

v. 1

v.2 v.3 v.4 v.5 V.6 v.7 v.7

Resumen Prototipo implementado Formas de onda de tensión y corriente de entrada Eficiencia Distorsión armónica Respuesta dinámica Comparación de la nueva topologia del CCTP contra el CCTS Referencias

CONCLUSIONES

ANEXO A: NORMA EUROPEA IEC-61000-3-2

ANEXO B: CÁLCULOS DEL CONFORMADOR

91 92 93 99

I O0 1 o2 103 104

105

111

113

iii

TABLA DE CONTENIDO

, ~ I . , . , . . .. i . . .

IV

SIMBOLOG~A Y ARREvIAcIONCS

SIMBOLOGíA Y ABREVIACIONES

rl o b

oc AD A C, CA Ce CCTP CCTS CD

CFP c o D d' Di, D2 DAT

CF

Eficiencia. Anouio de frontera entre el MCD y MCC. 2 Ángulo de conducción de LB en MCC. Retardo que introduce el inductor LD. 3 Ampere. Capacitor de la célula CFP Corriente Alterna. Capacitor de almacenamiento. Conformador de Corriente Tipo Paralelo. Conformador de Corriente Tipo Serie. Corriente Directa. Capacitor de salida del convertidor forward Corrector del Factor de Potencia. Capacitor de salida del convertidor flyback. Ciclo de trabajo de Q,. Ciclo de trabajo de LB. Diodos de la etapa CFP. Distorsión Armónica Total

Devanados auxiliares del célula CFP DF DFW Do DrLB EM1 Interferencia Electromagnética. FP Factor de Potencia. f* Frecuencia de conmutación. i(t) Corriente instantánea de entrada.

Diodo de salida del convertidor forward. Diodo de libre circulación del convertidor forward. Diodo de salida del convertidor flyback. Ciclo de reset de LB en MCD.

in Corriente promedio total de entrada. Corriente de entrada promedio cuando LB opera en MCC. Corriente de entrada promedio cuando LB opera en MCD.

lag LBMCC

LBMCD L g i "

Corriente promedio en el capacitor de almacenamiento. lnout Current ShaDino. Corriente pico en el &do de la salida auxiliar. Corriente eficaz de entrada del nuevo conformador. Corriente pico de entrada en un ciclo de conmutación Corriente por LB. Corriente por Lo: Corriente de la linea. Corriente en el devanado primario. Corriente en el devanado secundario. Corriente de salida en la carga. Corriente pico en el devanado primario. Corriente pico en el interruptor principal. Corriente de entrada en el nuevo conformador, Corriente eficaz de entrada. Fracción de energía reciclada. Factor de desplazamiento. Factor de distorsión. Inductor de la célula CFP. Inductor de la célula CFP inductancia del devanado auxiliar. Inductor tipo Boost.

V

Inductores de retardo LO2

LF LP Inductancia del devanado primario. LS Inductancia del devanado secundario. MCC Modo de Conducción Continua. MCD Modo de Conducción Discontinua. N Ni*, N2', Ni, Nz, N,,,' Devanado auxiliar Np Devanado primario. NR Ns Devanado secundario. Pc Pd P,, PLD Po Potencia de salida. Pp Potencia reciclada. Q,,Q Interruptores principales. RC Rama de Carga. RD Rama de Descarga. RL Resistencia de carga. RLF Resistor Libre de Pérdidas. rms Raiz media cuadrática. S41CS Single Stage Single Switch Input Current Shaping. T Periodo. Ti Transformador del convertidor CD/CD. td Tiempo de retardo. To, Tiempo de encendido V Volts. V(t) Tensión instantánea de entrada. VA Volts-Ampere. Vc VCEo V,, V, Tensión de entrada. V,.- Tensión de entrada rectificada. Vgs Tensión drenaje-fuente. VNS Vp VPEQ V, Tensión pico de linea. V,,, Vmi, V,,, Tensión eficaz de entrada. Vs W Watts.

Inductor de salida del convertidor forward.

Relación de transformación del devanado auxiliar al devanado primario.

Devanados de la célula CFP

Devanado de reset del convertidor forward.

Potencia que entrega el capacitó de almacenamiento al convertidor CDICD. Potencia que entrega el convertidor CDlCD directamente a la carga. Potencia de entrada en el nuevo conformador. Potencia que entrega Lo a la salida del convertidor CD/CD.

Tensión en el capacitor de almacenamiento CB. Tensión equivalente en el capacitor de almacenamiento en el nuevo conformador Tensión de bloque por el diodo de salida del convertidor CDICD.

Tensión en el devanado primario. Tensión en la fuente de pulsos del conformador paralelo. Fuente de pulsos equivalente en el nuevo conformador.

Tensión pico a la maxima tensión de entrada Tensión pico a la minima tensión de entrada

Tensión en la fuente de pulsos del conformador serie.

vi

LlSTA DE FIGURAS

LISTA DE FIGURAS

Fig.l.1

Fig.l.2 Fig.1.3 Fig.l.4

Fig.l.5

Fig.1.6

Fig.1.7 Fig.1.8 Fig.l.9

Fig.l.10 Fig.l.11

Fig.1.12

Fig.l.13

Fig.l.14

Fig.l.15

Fig.l.16

Fig.l.17

Fig.ll.1 Fig.ll.2 Fig.ll.3 Fig.ll.4 Fig.ll.5 Fig.ll.6 Fig.ll.7 Fig.ll.8 Fig.11.9 Fig.ll.10 Fig.ll.11 Fig.ll.12 Fig.11.13 Fig.ll.14 Fig.ll.15

(a) Rectificador monofasico. (b) formas de onda de tensión y corriente de entrada Solución clásica de dos etapas. Diagrama de bloques de la solución CFP de una sola etapa Diferentes familias de soluciones mediante métodos activos empleando convertidores CD/CD. (a) Mediante una entrada adicional. (b) Procesamiento de la energía menor al 100%. (c) Procesamiento paralelo de la energía. (d) Compartiendo elementos. Diagrama de bloques de la familia de de solución de conformadores de corriente (Active Input Current Shapers ~ AICS). Modelo del conformador de corriente mediante una fuente de CD en serie con un resistor libre de pérdidas. Conformador de corriente propuesto por Madigan et al [ 3 ] (BIBRED). Conformador de corriente propuesto por Huber et ai [ 41. Conformador de corriente propuesto en [ 5 1. (a) Implementación propuesta Por Tsai et al. (b). Esquema general presentado en [ 61. Caracteristica de la salida adicional tipo forward. Conformador de corriente propuesto por Sebastian et al [ 6 ] y [ 7 1. (a) Diagrama general. (b) Circuito equivalente. Caracteristica de la salida adicional tipo forward incorporando el inductor extra Ln. Formas de onda para la máxima corriente de entrada, maxima potencia y minim0 voltaje de entrada. Conformador de corriente basado en un convertidor Buck propuesto por Fernández et al [ 9 1. Esquema general del conformador de corriente propuesto en [ 10 ] empleando transformadores simétricos. Cuatro implementaciones de la salida adicional .(a) Salida basada en un rectificador puente completo. (b) Salida basada en un rectificador con un tap central con dos inductores de retardo. (c) Salida basada en un rectificador con un tap central ahora con los inductores de retardo acoplados magnéticamente. (d) Salida basada en un rectificador con un tap central con solo un núcleo magnético. Nuevo conformador de corriente (esquema paralelo)

Conformador de Corriente Tipo Serie - CCTS. CCTS con un devanado adicional NI expuesto en [ 1 1. CCTS con dos devanados adicionales NI y N2 presentado en [ 2 1. CCTS propuesto en [ 3 1. CCTS propuesto en 14 1. Topologia generalizada de CCTS con célula CFP de tres terminales. Otras implementaciones de la célula CFP de tres terminales. CCTS propuesto en [ 5 1. Circuito redibujado de la Fig.ll.8. CCTS propuesto en [ 6 1. Topologia generalizada de CCTS con célula CFP de dos terminales Conversion de una célula CFP de tres terminales a dos terminales. Conversión de una célula CFP de dos terminales a tres terminales. CCTS de dos terminales equivalente a la Fig.ll.4. CCTS de dos terminales equivalente a la Fig.ll.5.

2

5 6

6

8

6 9

10

11 11

12

12

12

13

14

14 16

20 20 21 21 22 22 22 23 23 23 24 24 24 25 25

vii

LISTA DE FIGURAS

Fig.11.16

Fig.ll.17 Fig.ll.18

Fig.ll.19 Fig.11.20 Fig.11.21 Fig.11.22

Fig.11.23 Fig.11.24 Fig.11.25 Fig.11.26

Fig.11.27 Fig.11.28 Fig.11.29 Fig.ll.30 Fig.11.31 Fig.11.32

Fig.lll.1

Fig.lll.2 Fig.lll.3 Fig.lll.4 Fig.111.5 Fig.lll.6

Fig.lll.7 Fig.lll.8 Fig.lll.9 Fig.lll.10 Fig,llI,ll Fig.lll.12 Fig.111.13 Fig.111.14 Fig.lll.15

Fig.lll.16 Fig.lll.17 Fig.lll.18 Fig.lll.19 Fig.lll.20 Fig.lll.21

Fig.111.22

Fig.111.23

Otras implementaciones de la célula CFP de dos terminales correspondientes a la Fig.ll.7. 25 CCTS. (a) De dos terminales. (b) De tres terminales. 26 Corriente drenada por cada convertidor. (a) De dos terminales. (b) De tres terminales. 26 Esquema general de la propuesta del nuevo conformador. 27 Implementación directa que se obtiene de la Fig.ll.19. 27 CCTP con célula CFP de tres terminales. 28 Otro posible arreglo de un CCTP al colocar un capacitor dentro de la célula CFP. 28 Otras implementaciones de la célula CFP de tres terminales de los CCTP. 28 Topologia generalizada del CCTP con célula CFP de tres terminales. 29 CCTP con célula CFP de dos terminales. 29 Forma de operacion del CCTP de dos terminales. (a) Ql encendido. (b) Q, apagado. 30 Topologia generalizada del CCTP con célulaCFP de dos terminales. 30 Otras implementaciones de la célula CFP de dos terminales de los CCTP. 30 CCTP de (a) Tres terminales. (b) Dos terminales. 31 Operación del CCTP de dos terminales. 32 CCTP modificado con el interruptor flotado. 33 Otras configuraciones de CCTP. (a) Salida auxiliar basada en un puente rectificador monofásico. (b) Salida auxiliar basada en un rectificador de tap central con dos inductores LD.(c) Salida auxiliar basada en un rectificador de tap central con un solo inductor LD.

Nuevo conformador de corriente. (a) Diagrama de bloques. (b) CCTP de tres terminales. Circuito simplificado. Q, encendido. (a) Circuito equivalente. (b) Corriente por Lo y Lg Ql apagado. (a) Circuito equivalente. (b) Corriente por LB Corriente en LB en un medio ciclo de línea. Formas de onda en un ciclo de conmutación. (a) LB en MCD. (b) LB en MCC. Modo 1 : LB en MCD. Modo 2: Lg en MCC Salida auxiliar tipo forward con un inductor extra LD. Formas de onda de la salida auxiliar Caracteristica de la salida auxiliar tipo forward + LD. Circuito simplificado de la topologia. Circuito equivalente para obtener la corriente por LB. Circuito equivalente para obtener la corriente de entrada. Circuito equivalente para obtener la corriente de entrada con la fuente reflejada al resto del circuito. Corriente de entrada en el circuito equivalente. Procesamiento de la energía en los conformadores de corriente. Formas de onda a máxima potencia y minima tensión de entrada. Eficiencia esperada en el convertidor de acuerdo con la ec. (111-57). (a) Forma de onda de la corriente de entrada. (b) Lg en MCD. (c) LB en MCC Formas de onda de un conformador de corriente. (a) a 110 Vrms. (b) a 220 Vrms. Corriente en Lg y Lo al variar este Último. (a) Lo grande disminuye el ciclo de trabajo real d'de Lg. (b) Con LD pequefia no disminuye tanto el ciclo de trabajo real d d e Lg. Lo demasiado grande provoca una tensión en Cs menor que la tensión pico de entrada.

36 37 37 38 38

40 42

47 48 49 49 50 51

51 52 53 53 56 57

58

59

59

viii

,v.... , LISTA DE FIGURAS

Fig.111.24

Fig.111.25

Corriente en LB y LD al variar este Ultimo.(a) Lo (pequeño) operando en MCD. (b) LD (demasiado grande) operando en MCC. Comportamiento de la DAT. Vc y el ángulo de conducción ante la variación del inductor de retardo, LD, a 110 Vrms (LB=l mH). (a) Ángulo en MCC de LB Vs Lo. (b) Tensión en el capacitor CB Vs LD. (c) DAT Vs LO. Comportamiento de la DAT. Vc y el ángulo de conducción ante la variación del inductor de retardo, LD, a 110 Vrms (Ls=0.7 mH). (a) Ángulo en MCC de LB Vs LD. (b) Tensión en el capacitor Cs Vs LD. (c) DAT Vs LO. Comportamiento de la DAT, Vc y el ángulo de conducción ante la variación del inductor de retardo, LD, a 220 Vrms (LB=l mH). (a) Ángulo en MCC de

Ls Vs Lo. (b) Tensión en el capacitor Cs Vs LD. (c) DAT Vs LD.

60

61 Fig.111.26

62 Fig.111.27

62

Fig.IV.l Fig.lV.2 Fig.IV.3 Fig.IV.4 Fig.IV.5 Fig.IV.6

Fig.IV.7

Fig.IV.8

Fig.IV.9

Fig.IV.10 Fig.lV.ll Fig.lV.12 Fig.IV.13 Fig.lV.14 Fig.IV.15 Fig.lV.16 Fig.IV.17 Fig.IV.18 Fig.IV.19

Convertidor flyback. Periodos de almacenamiento y transferencia de energía. Orden de los devanados del transformador. Tensión de entrada y tensión en el capacitor de almacenamiento Filtro EM1 tipo LC. Predicción teórica del comportamiento de la corriente de entrada ante diferentes condiciones de operación de tensión de entrada y potencia de entrada. Predicción teórica del comportamiento del ángulo de conducción ante diferentes tensiones de entrada y potencias de entrada. Predicción teórica normalizada del comportamiento de la tensión en el capacitor de almacenamiento ante diferentes condiciones de tensión y potencia de entrada. Corriente de entrada. (a) Obtenida teóricamente con la ec. (111-42). (b) Obtenida en simulación. Esquema de control clásico empleado. Modelo dinámico del convertidor CD/CD. Diagrama de bloques simplificado del convertidor en lazo cerrado. Modelo del interruptor PWM en MCD. Modelo del convertidor CD/CD empleando el interruptor PWM en MCD. Generación del patrón PWM comparando la señal de error con una triangular. Respuesta en frecuencia del convertidor flyback. Circuito de compensación propuesto. Respuesta en frecuencia del compensador propuesto. Respuesta en frecuencia del sistema completo.

66 67 70 71 72

79

80

80

81 84 85 85 86 86 87 88 88 89 89

Fig.V.l Nuevo conformador de corriente probado experimentalmente. 92 Fig.V.2 Tensión y corriente de línea a máxima potencia de salida y minima

tensión de entrada. (a) Resultado en simulación. (b) Resultado experimental. CHl:INDIV, CH2: 50V/DIV. 93 Comportamiento de la corriente de entrada ante la variación de la tensión de entrada manteniendo el inductor de retardo con LD=70uH. (a)SOVrms. (b) 100Vrms. (c ) 11OVrms. (d)127Vrms. CHI :INDIV. CH2:50V/DIV. 93 CH3: Tensión drenaje-fuente y CH2: Serial de compuerta. CH2:25V/DIV, CH3:l OOV/DIV. 94 CHI: Corriente en la salida auxiliar. CH2: Señal de control. CH3: Corriente en el devanado primario. CH4: Corriente en el devanado secundario. CHI: INDIV. CH2: 50V/DIV. CH3: 2NDIV.

Fig.V.3

Fig.V.4

Fig.V.5

CH4: 5NDIV. 94

ix

LISTA DE FIGURAS

Fig.V.6

Fig.V.7

Fig.V.8

Fig.V.9

Fig.V.10

Fig.V.ll

Fig.V.12

Fig.V.13 Fig.V.14 Fig.V.15 Fig.V.16

Fig.V.17

Fig.V.18

Fig.C.1

Fig.C.2

Fig.A.1

CHI: Corriente en Lg. CH2: Señal de control. CH3: Corriente en la salida auxiliar. (a) Operación e'n MCC de LB a la tensión pico de entrada. (b) Operación de LB al inicio del MCC cuando Vg.,ec< V,. CH1: INDIV. CH2: IOV/DIV. CH3: INDIV. CH1: Corriente en la salida auxiliar. CH2: Serial de control. CH3: Corriente en el devanado primario. CH4: Corriente en el devanado secundario. CHI: INDIV. CH2: 5OV/DIV. CH3: 2NDIV. CH4: 5NDIV. CH1: Corriente en la salida auxiliar. CH2: Tensión en el devando de la salida auxiliar, L,,,. CHI: 1NDIV. CH2: 100V/DIV. Corriente y tensión de entrada a V,=9OVrms variando el inductor de retardo Lo. (a) Lo=70uH. (b) Lo=80uH. (c) Lo=90uH. (d) Lo=lOOuH. CH1: INDIV. CH2: 50V/DIV. Corriente y tensión de entrada a Vg=lOOVrms variando el inductor de retardo Lo. (a) L0=70uH. (b) CO=80uH. (c) Lo=90uHCH1. (d) Lo=lOOuH. CH1: INDIV. CH2: 50VlDIV. Corriente y tensión de entrada a Vg=127Vrms variando el inductor de retardo Lo. (a) L0=70uH. (b) LD=80uH. (c) Lo=90uH CH1. (d) Lo=lOOuH. CH1: INDIV. CH2: 50VlDIV. Distorsión de la corriente de entrada cuando la tensión en Cg es menor que la tensión pico de entrada. Eficiencia Vs Potencia de salida. Tensión en Ce Vs Potencia de salida. Ángulo de conducción Vs Tensión de entrada a máxima potencia de salida. Contenido armónico de la corriente de entrada ante la minima tensión de entrada y máxima potencia de salida. Contenido armónico de la corriente de entrada a tensión de entrada nominal y máxima potencia de salida. Respuesta transitoria del convertidor ante un cambio de carga del 50% al 100%.

Nuevo conformador con autotransformador o de tres terminales con el interruptor flotado. Nuevos conformadores en esquemas de medio puente.

Envolvente para la corriente de equipos clase D

95

96

96

97

97

98

99 99

1 O0 1 O0

101

1 o2

102

;I08 108

'I

112

X

6, . I

INTRODUCCION

Un tópico de interés en la electrónica de potencia es el término de "calidad de la energía" , el cual involucra muchos conceptos tales como contenido armónico y factor de potencia, además de que están muy ligados con el uso eficiente de la energía. El desarrollo de nuevas fuentes de alimentación ya sea con ó sin respaldo de baterías es una linea de investigación que persigue cumplir dichos conceptos dentro de las normas internacionales establecidas.

Por lo anterior, resulta más que evidente y necesario el mejor aprovechamiento, si no es que óptimo, de I a e nergia e Iéctrica. Con e I avance d e I a tecnologia cada vez hay m ás equipos eléctricos y electrónicos conectados a la linea de Corriente Alterna (CA) que se comportan como una carga no lineal, (ia cual tiene una relación entre tensión y corriente de entrada distinto a un factor constante). Las cargas de este tipo drenan una corriente con un rico contenido armónico y un bajo factor de potencia. El bajo factor de potencia indica un uso ineficiente de la energía.

Debido a la gran cantidad de energía eléctrica que manejan estas cargas no lineales, el impacto en la calidad de energía de estas cargas es bastante considerable. En la actualidad existen normas internacionales de calidad de la energía (por ejemplo la IEC-61000-3-2) que tratan de limitar el contenido armónico que se inyecta a la linea por estas cargas no lineales. pero en México aun no son adoptados como tal, si no mas bien como simples referencias. Es importante resaltar q ue e n u n futuro cercano estos estándares s e aplicarán mundialmente y será crucial el dominar la tecnología necesaria para cumplir con estos estándares internacionales.

Los convertidores CNCD son las principales cargas no lineales que se emplean actualmente en los equipos electrónicos como sistemas alimentación. Por tal motivo es de interés la búsqueda de topologias que realicen la Corrección del Factor de Potencia (CFP) y proporcionen una rápida respuesta dinámica ante cambios de carga y tensiones de alimentación. La topologia típica de un CFP lo constituyen dos convertidores conectados en cascada con el cual se logra un alto factor de potencia, y una rápida respuesta dinámica. Sin embargo, esta solución no es factible desde el punto de vista económico debido a que el tamaño es grande y repercute directamente en el costo, además de que presenta una eficiencia muy baja.

Dentro de la electrónica de potencia existen investigaciones para el desarrollo de nuevas topologias de fuentes de alimentación que establecen un compromiso entre la eficiencia, as¡ como cumplir con normatividades internacionales, además de presentar una rápida regulación de la tensión de salida.

En la búsqueda de nuevas topologias de sistemas de alimentación que traten de hacer lo mismo que la solución típica (alto factor de potencia y rápida respuesta dinámica) pero a un costo mucho menor y buena eficiencia han surgido una serie de familias en una sola etapa de conversión. Entre ellas se encuentra el conformador de corriente o Active Input Current Shaper. por su nombre en inglés. En este tipo de familia se trata de reducir el tamaño al integrar etapas, y la corrección del factor de potencia y la respuesta dinámica lo realiza con un sólo convertidor CDlCD que recircula parte de la energía de entrada para la corrección del factor de potencia. La literatura existente refiere a los conformadores como convertidores en los cuales la energía reciclada se realiza en serie con la entrada del convertidor (puente rectificador).

La propuesta de tesis se centra en esta familia de solución, el conformador de corriente. A partir del concepto de conformación de corriente se propone una nueva topologia del conformador de corriente, pero ahora la energia reciclada se realiza en forma paralela con el puente rectificador.

Xl l l

INTROOUCCibN

Por lo tanto, esta tesis se enfoca en el estudio de una nueva topologia de fuente de alimentación en CD que se basa en el concepto de conformación de la corriente: el conformador de corriente tipo paralelo.

OBJETIVO GENERAL

'comprobar que la nueva topologia del conformador de corriente, bajo un esquema paralelo, sea factible; para ello se propone un circuito especifico para dicha configuración.

OBJETIVOS PARTICULARES

Asimilación de la tecnología de los conformadores de corriente existentes en sistemas de alimentación conmutados.

Estudio y análisis de la nueva topologia de conformador de corriente (el esquema paralelo)

Comparación de la topologia del nuevo conformador contra el conformador actual presente

y la implementación de un prototipo para corroborar su estudio.

en el estado del arte.

El presente trabajo está organizado de la siguiente manera:

En el capitulo I el objetivo es exponer la literatura existente en la actualidad sobre la familia de los conformadores de corriente, así como también presentar la nueva topología del conformador de corriente en un diagrama de bloques.

El capitulo II a primera vista es similar al capitulo I, sin embargo, son distintos. El capitulo I1 aborda las caracteristicac y similitudes que hay entre los diferentes conformadores reportados en la literatura y clasificándolos en topologías de dos y tres terminales. AI final del capitulo se presenta el desarrollo de la nueva familia del conformador de corriente que se propone a partir de la topología general.

El capitulo i II s e e nfoca a desarrollar u n circuito equivalente d e I a e tapa d e entrada del nuevo conformador de corriente que se obtiene a partir de la teoría de operación y el análisis matemático de las formas de onda. Dicho circuito nos permitirá obtener las ecuaciones de diseño del conformador propuesto y las consideraciones que deben tomarse para ello.

En el capitulo IV se expone el desarrollo de la etapa de potencia y control, asi como también de la metodologia de' diseiio de la topologia del nuevo conformador. presentando un ejemplo de cálculo con el cual se examinó la topologia para validar la idea experimentalmente.

El capitulo V presenta los resultados experimentales que corroboran la idea del nuevo conformador de corriente. El prototipo implementado fue para una potencia y tensión de salida de 50W y 50 V respectivamente.

Por Último, se presentan las conclusiones arrojadas por este trabajo, posibles trabajos futuros y los logros obtenidos.

xiv

*. ESTADO DCL ARTE VE LOS CONFORMADORES DE CORRIENTE

Capitulo I

CAPITULO I ESTADO DEL ARTE DE LOS CONFORMADORES DE CORRIENTE

1.f Resumen

'! Existen diferentes y variadas familias de soluciones en la temática de fuentes de alimentación conmutadas; unas tratan tanto de corregir el factor de potencia y obtener una respuesta dinámica satisfactoria. y otras sólo intentan lo segundo pero cumpliendo con las normas y estándares internacionales como la IEC-61000-3-2 que regula la calidad de la corriente de linea que demandan los equipos electrónicos.

El objetivo del capitulo 1 es presentar un bosquejo de la literatura correspondiente de la familia de soluciones denominada "conformadores de corriente" o AlCS por su acrónimo en inglés (Active Input Current Shaper). la cual sólo se preocupa por dar una buena respuesta dinámica a la carga y cumplir con la norma IEC-61000-3-2 aunado con un bajo costo. Esta familia de soluciones la llamaremos del "Tipo Serie", esto es debido a que la segunda salida del convertidor se conecta en serie con el puente rectificador.

' \

AI inicio del capitulo se describen los antecedentes, la ubicación del problema y posteriormente las soluciones pasivas y activas existentes. Se revisa el estado actual de los conformadores de corriente y se expone una tabla comparativa con las características de éstos. Finalmente se propone la nueva topología del conformador de corriente en un diagrama de bloques.

1

ESTADO DEL A R E DE LOS CONFORMADORES DE CORRIENTE Capítulo I

1.2 Antecedentes

El empleo de cargas no lineales conectadas a ia redeléctrica incluye a los convertidores de potencia estáticos, transformadores (debido a la no linealidad de su circuito magnético), hornos de arco, instalaciones de iluminación con lámparas de descarga, inductores con núcleo de hierro, electrodomésticos, máquinas rotatorias, etc. Una carga no lineal es aquella en donde la relación tensiónlcorriente aplicada a sus extremos no es un factor constante.

Las cargas no lineales cambian la naturaleza senoidal de la corriente alterna (CA) debido a que demandan una Serie de corrientes armónicas a la linea de alimentación, originando una distorsión de la tensión, además de que pueden causar interferencia en circuitos de comunicación Y equipos conectados a la red.

La conversión de la CA a corriente directa (CD) se ha realizado durante años mediante los rectificadores de diodos controlados y no controlados. Como es sabido, en un rectificador de diodos monofásico convencional se emplea un capacitor de gran tamaño después del puente de diodos; esto con la finalidad de reducir el rizo de voltaje en el bus de CD, Fig.l.l(a). El capacitor se carga con una corriente de línea sólo cuando el voltaje de línea de C A es más grande que el voltaje en el capacitor. El periodo en que la corriente carga al capacitor se encuentra alrededor del voltaje pico de linea y su amplitud depende de que tan grande sea el valor del capacitor. Debido a esta característica del rectificador monofásico, la corriente de entrada se presenta en forma de un pulso en cada medio ciclo de linea, Fig.l.l(b).

La principal ventaja de este esquema de conversión CNCD es su simplicidad y bajo costo- volumen. Sin embargo, la forma de corriente que demanda el rectificador tiene efectos nocivos sobre la calidad de la corriente de la línea, presentando un bajo valor de factor de potencia que oscila entre 0.4 y 0.75, además de un alto contenido armónico (mayor al 100%).

bajo factor de potencia que presenta una carga no lineal provoca que la energía consumida no sea aprovechada satisfactoriamente y se refleje en pérdidas en el Sistema de distribución, además de que la compañía abastecedora de la energía eléctrica tiene que aumentar su capacidad de generación, ocasionando un incremento en los costos de generación de la energia.

EQUIPO ELECTRONIC0

UB

Fig.bI (a) Recüficador monofáslco. (b) Formas de onda de lensldn y corrlente de entrada I ;\.2

ESTAADÓ DEL ARTE DE LOS CONFORMADORES DE CORRIENTE

Como resultado, las técnicas de corrección del factor de potencia (CFP) han llegado a ser uno de los tópicos de investigación de gran interés en Electrónica de Potencia. El factor de potencia se define como la razón de la potencia real y la potencia aparente:

Donde: V,,= Valor eficaz de la tensión de entrada lrmP = Valor eficaz de la corriente de entrada V(f)= Tensión instantánea de entrada i(t)= Corriente instantánea de entrada T= Periodo

Considerando que la entrada de una fuente de alimentación conmutada o convertidor CNCD lo constituye la propia linea (l.2), el factor de potencia se expresa como el producto de dos factores, el factor de distorsión y el factor de desplazamiento. (1.3).

Vzn(t) = Vpk .Sen(of) fr. 2)

Donde: Kd = Factor de distorsión KO = Factor de desplazamiento

El factor de distorsión Kd es el cociente de la corriente fundamental rms y la corriente rms total:

Irm5(l)

I r m s

K , =-

La corriente rms total de entrada se define como:

(1.4)

El factor de desplazamiento KB es el coseno del ángulo de desplazamiento entre la fundamental de la corriente de entrada y la tensión de entrada:

K , =Cos(@) 11-51

La distorsión armónica total (DAT) se define como:

3

ESTADO DEL A R E DE LOS CONFORMADORES DE CORRlENiE

Sustituyendo (1.5) en l.4), el factor de distorsión se puede expresar en función de la distorsión armónica total como:

Sustituyendo (1.6) y (1.8) en (l.3), el factor de potencia queda como:

h + D A T 2

Si la forma de onda de corriente está en fase con la tensión, el factor de potencia queda definido por la siguiente relación que corresponde sólo al factor de distorsión:

1 FP = GDATZ (I. IO)

Es decir, si el convertidor presenta un factor de potencia menor que la unidad, el convertidor absorberá más potencia aparente que la potencia real que consume, además de que la DAT será diferente de cero. Esto implica que la linea de alimentación de CA debe ser especificada a una mayor potencia que la que consume el convertidor, además las corrientes armónicas que produce el convertidor contaminará la linea de alimentación y afectará a otros usuarios. Para resolver esta problemática se utilizan los convertidores conmutados CD/CD de alta frecuencia, que se emplean como correctores del factor de potencia, para asi forzar que la corriente de línea siga a la tensión de entrada y lograr de esta manera un alto factor de potencia. Además, permite que el sistema de conversión cumpla con las normas y estándares internacionales que regulan los limites de la calidad de la energía que se demanda de la linea. Por otro lado, la adición de una etapa de CFP incrementa el costo y reduce la eficiencia de todo el sistema, por lo que este tipo de soluciones no son convenientes para equipos de baja potencia.

1.3 Justificación

En vista de lo anterior resulta interesante la investigación de topologías que demanden una corriente de entrada con una baja distorsión armónica cumpliendo la norma IEC-61000-3-2 [ 1 ] y además de que proporcionen una buena regulación de la tensión de salida.

La característica no senoidal de la corriente de linea drenada por estos rectificadores introduce diferentes problemas a la red de distribución y equipos conectados en la vecindad del rectificador, los cuales son:

1. Tamaiio considerable de los elementos reactivos. 2. Distorsión de la tensión de entrada provocada por los picos de la corriente de entrada. 3. Baja eficiencia del rectificador debido a los grandes valores rms de la corriente de entrada. 4. Alto contenido armónico de la corriente de entrada y bajo factor de potencia.

4

ESTADO VEL ARTE DE LOS CONFORMADORES DE CORRIENTE Capitulo I

5. Desplazamiento de fase entre la corriente y voltaje fundamentales, ocasionando que la fuente y el sistema de distribución operen con potencia reactiva.

La norma IEC 61000-3-2 ayuda a resolver el problema de la calidad de la energia. Dicha norma limita las corrientes armónicas inyectadas a la linea de alimentación por un equipo electrónico.

Por lo que los equipos deben cumplir con dos requerimientos: 1 ) Corriente de linea senoidal con alto factor de potencia para cumplir con la norma IEC 61000-3-2 y 2) Que sean competitivos en el mercado (Bajo costo, alta eficiencia de operación y confiabilidad).

1.4 Soluciones para la corrección del factor de potencia en sistemas de alimentación conmutados

Existen diferentes técnicas para tratar de mejorar el factor de potencia en los equipos, las cuales se pueden clasificar,como:

Métodos pasivos o Métodos activos (Empleando convertidores CDlCD)

Los métodos pasivos se basan en la adición de filtros LC que se colocan antes o después del puente rectificador. Aunque es una solución simple (ya que no requieren de circuito de control), confiable, robusta y de buena eficiencia, presenta desventajas en cuanto al volumen que ocupan debido a que estos filtros son diseriados a la frecuencia de línea, además de que el factor de potencia y la distorsión armónica no es del todo muy buena.

Los métodos activos, que es donde esta enfocada esta tesis generalmente emplean convertidores de a Ita frecuencia. E I u so d e e Sta última alternativa de solución presenta mejores prestaciones comparada con la primera, debido a que se tiene un alto factor de potencia (FP-I), tiene I a posibilidad d e introducir un transformador de aislamiento de alta frecuencia, además de que es conveniente para niveles pequerios y medianos de potencia.

Una de estas soluciones es cuando se emplean Correctores del Factor de Potencia en dos etapas, la Fig.l.2 presenta dicha etapa a bloques. Los dos convertidores son controlados independientemente para lograr una alta calidad de la corriente de entrada y una rápida regulación de la tensión de salida. Este método es bien conocido por las múltiples ventajas que proporciona. tales como un alto FP, un contenido armónico reducido de la corriente de entrada, un "Hold Up time" bueno, etc. Sin embargo, requiere varios componentes con la adición de la etapa de CFP. por lo que el costo se ve incrementado, además que la energia es procesada dos veces antes de que sea entregada a la carga ocasionando que la eficiencia sea baja, por lo tanto esta solución es indeseable para equipos electrónicos de baja potencia.

Fig.I.2 SolucMn clásica de dos etapas

5


Capítulo I

En busca de nuevas topologias, que.sean aplicables para equipos de baja potencia se encuentran las soluciones CFP en una sola etapa. La Fig.l.3 muestra la estructura en bloques de estos convertidores CFP de una sola etapa. Normalmente un CFP de una sola etapa combina o integra el interruptor de la .etapa de CFP y el interruptor del convertidor CDlCD en un solo interruptor. En resumen, en este tipo de soluciones se disminuye el volumen y el costo al margen de un compromiso entre estos y el rendimiento.

Fig.1.3 Diagrama de bloques de la solucidn CFP de una solo etapa

La Fig.1. 4 muestra cuatro soluciones que intentan tener las mismas ventajas que la solución en dos etapas, con la diferencia de hacerlo a un bajo costo ylo alta eficiencia. Pero existe una familia de soluciones denominada "conformadores de corriente", la cual es relativamente nueva, y es donde se encuentra ubicada esta tesis y que se discute en la siguiente sección.

I

Fig./. 4 Diferentes familias de ~oluci6n mediante metdos activos empleando convertidores CD/CD. (a) Medianle una entrada adicional. (b) Procesam,enlo de la energla menor al 100%. (c) Procesamiento paralelo de la energia (d) Compartiendo elementos.

6

ESTADO DEL A R Z DE LOS CONFORMADORES DE CORRIENTE Capitulo I

La Fig.1. 4 muestra cuatro diferentes familias de solución 12 1. La Fig.1. 4(a) es una solucion basada mediante una entrada adicional. El capacitor de almacenamiento es colocado en esta entrada y se alimenta directamente de la señal de CA rectificada a través de un diodo. Por consiguiente este convertidor presenta dos entradas y tiene la posibilidad de seleccionar cuanta potencia debe tomar cada entrada. La ventaja principal es que la potencia es procesada una sola vez y el voltaje sobre el capacitor de almacenamiento está sujeto al voltaje de linea. Esta solución es válida para niveles bajos de potencia (hasta 400W) por el contenido armónico de la corriente de linea.

La siguiente familia de soluciones es el diagrama de bloques de la Fig.1. 4(b). Esta solución es similar a la anterior, con la diferencia de que sólo tiene una entrada el convertidor principal cuyo voltaje de entrada es el del capacitor voluminoso y su salida se conecta en serie con la señal rectificada de CA para producir la tensión de salida de todo el sistema (Vo). La corriente demandada por este e squema cumple con I a norma I EC-61000-3-2 para I a Clase A , y también para la Clase D dependiendo del voltaje de salida. La principal ventaja que presenta e s que l a energia es procesada menos de una vez.

En resumen, la Fig.1. 4(a) y (b) son dos familias de solución que no se preocupan de obtener una corriente de linea puramente senoidal. si no tratar de proporcionar una buena respuesta dinámica a la salida y una buena eficiencia, cumpliendo cuando menos con la norma.

La familia de solución de la Fig.1. 4(c) se denomina como de procesamiento paralelo de la energia. En este caso se utilizan dos convertidores que s e conectan e n paralelo, e l primero d e ellos es el corrector del factor de potencia que tiene una entrada y dos salidas. Una de las salidas va directamente hacia la carga y la otra se conecta con el segundo convertidor que proporciona la respuesta dinámica del sistema, teniendo entre ellos el capacitor de almacenamiento. En este esquema la energia tiene dos caminos para llegar a la carga; una parte de ella pasa por el CFP y se entrega directamente a la carga, y la restante se transfiere al convertidor COED para luego ser suministrada a la carga, La desventaja principal es que la etapa de potencia es demasiado compleja, requiere de al menos tres interruptores, además de un circuito de control especifico.

Por ultimo la Fig. 1.4(d) presenta de nuevo dos convertidores en cascada similares a la solución clásica. La diferencia se encuentra en que la Fig.1. 4(d) tiene el objetivo de compartir dispositivos de ambos convertidores. Aunque muy probablemente se disminuya el tamaño del sistema, los esfuerzos en corriente y tensión aumentan para los dispositivos compartidos, ya que las condiciones bajo las cuales se pueden compartir elementos es que se opere en modo de conducción discontinua (MCD), además de que presenta las mismas desventajas que la solución clásica de dos etapas (alto costo, baja eficiencia).

Las dos ultimas familias de soluciones presentadas en las Fig.1. 4(c) y (d) tratan de obtener una corriente d e I inea s enoidal, a si como buena regulación a la salida, por lo que el costo y el volumen del esouema aumenta.

1.5 Familia de solución del conformador de corriente

Existe otra familia de solución denominada como '"Active Input Current Shaping" (Conformadores de corriente) --AICS- por sus siglas en inglés. Esta familia tiene sus inicios por el año de 1992 [ 3 1. y le siguió en 1997 [ 4 1. pero no recibió el nombre como tal sino hasta 1998 [ 5- 71, por lo que esta familia es relativamente nueva.

Ésta familia (Fig.l.5) tiene como principal objetivo obtener una buena eficiencia a un bajo costo, cumpliendo con las normas internacionales. Esto se logra haciendo que el ángulo de conducción de los diodos del puente rectificador aumente. De acuerdo al diagrama de bloques de la Fig.l.5, el conformador de corriente consta de un convertidor CDICD de una entrada y dos

7


Capítulo I

salidas [ 6 1. La salida principal se conecta directamente con la carga, la segunda salida auxiliar se retroalimenta. El voltaje generado en la salida auxiliar es opuesto al voltaje del capacitor de almacenamiento, de esta ,forma se logra que lo diodos conduzcan un mayor tiempo cuando el voltaje de linea es mayor a 1a:diferencia entre el voltaje del capacitor y el voltaje de la salida auxiliar.

. , . , .

-

p VS 'L

i~

~ I*. - .I .

VC(VS1 VS(LS, RLF

Convertidor . 7 T c, CD / C D

~

1.6 Revisión del estado del arte de los conformadores de corriente

Las técnicas de la corrección del factor de potencia en los sistemas de alimentación conmutados han llegado a ser un tema muy estudiado en estos dias. Como resultado, actualmente existen muchos métodos para cumplir con las normas o recomendaciones ( IEC 61000-3-2 ) impuestas a los equipos que regulan los limites de la calidad de la corriente que se demanda de la linea.

Las características ideales que se buscan en todo sistema de alimentación son las siguientes [ 8 1:

ESTAOODELARl'EDELOS CONFORMADORESDECORRIEN~T Capítulo I

Bajo costo Alta eficiencia Respaldo de baterías (opcional) Aislamiento galvánico Circuito de control sencillo Alta integración de potencia Rápida regulación de la tensión de salida Capacidad de corrección del factor de potencia Estructura de potencia sencilla y tamaño pequeno

'

La inclusión de una etapa extra de CFP en un sistema de alimentación conmutado, implica que la energía es procesada más de una vez, lo que repercute en el deterioro de la eficiencia global del sistema. Por esto, en el diseño de topologias de sistemas de alimentación, es importante considerar que la energia sea procesada lo menos posible a través de las diferentes etapas con el fin de conseguir una eficiencia alta. Para lograrlo, la topologia debe contener un menor numero de etapas de procesamiento de la energia. No obstante, es dificil que una sola topología logre reunir todas las caracteristicas mencionadas anteriormente.

En los siguientes párrafos se revisa el estado actual de los conformadores de corriente empleados en los sistemas de alimentación conmutados y se muestran las primeras topologías de conformadores de corriente hasta las más actuales hoy en día, que dieron paso a dicho nombre.

Conformador de corriente propuesto por Madigan.

En'[ 3 ] se presenta un conformador de corriente implementado mediante un convertidor forward que utiliza el concepto d: single-stage single-switch input current shaping (S'ICS) por sus siglas en inglés. Este circuito S ICs emplea la operación en modo de conducción discontinua (MCD) en su etapa de ICs con una topologia elevadora. Mediante este circuito se logra una baja distorsión armónica de la corriente de entrada debido a la corrección del factor de potencia en forma natural que realiza el convertidor elevador operando en MCD. La Fig.l.7 muestra el circuito de potencia.

inductor de salida LF puede operar en MCD o en Modo de Conducción Continua (MCC). El inductor LB en la etapa ICs del convertidor debe operar en MCD, mientras que el

I I I

U Fig.l.7 Conformador de Corriente propuesto Madigan et al I 3 J (BIBRED)

Si LF opera en MCC. el voltaje almacenado en Ce depende del voltaje de linea y la corriente d e salida; y para voitajes de línea universales en el intervalo de 9OVac a 270 Vac. Vc puede exceder los 1000 Vdc. El voltaje del capacitor Vc se puede reducir empleando el control por frecuencia de conmutación variable, aunque Vc no pueda mantenerse por debajo de los 450 Vdc, además de que se afecta la respuesta dinámica del convertidor. Si LF opera en MCD, el voltaje VC se puede mantener por debajo de los 450 Vdc. Sin embargo, para aplicaciones de bajo voltaje y altas corrientes provoca mayores esfuerzos en los dispositivos semiconductores comparado con la operación en MCC.

9


Capítulo I

Conformador de corriente propuesto por Huber.

La Fig.l.8 muestra otro conformador de corriente propuesto en [ 4 1. Este circuito presenta unas ligeras modificaciones con respecto al propuesto por [ 3 1, al cual se le añaden dos devanados N, y Nz es serie con los diodos Dl y Dz que se encuentran acoplados magnéticamente con Np y NR respectivamente. Mediante este esquema, el voltaje Vc del capacitor CB puede ser reducido por debajo de los 450 Vdc. Además, debido al acoplo magnético de los devanados NI y Ns, parte de la energia de entrada es transferida directamente a la salida durante el tiempo de encendido.

Fig.1.8 Conformador de corriente pmpuesio Huberet ai /41

En este esquema, el inductor LB puede operar en MCD o en MCC. El voltaje VC se mantiene en un rango deseable debido a los devanados del transformador que se añaden. La implementación en MCD puede lograr un FP > 0.9 pero el máximo voltaje Vc del capacitor se encuentra ligeramente por encima de los 400 Vdc. En la operación en MCC el FP está por debajo de 0.9, pero el máximo voltaje Vc siempre permanece por debajo de los 400 Vdc. sin embargo, la eficiencia en MCC es mayor comparada con la operación en MCD. Por ejemplo, de acuerdo a los datos presentados en [ 4 1. para un voltaje de entrada Vin = 220 Vrms trabajando en MCD el FP= 0.919, su distorsión armónica es DAT=38.6 y su eficiencia q = 74.2%. En el MCC su FP=O.891. la distorsión armónica que presenta es DAT=45.6 y la eficiencia q=78.2%.

Conformador de corriente propuesto por Tsai.

La Fig.l.S(a) muestra la implementación del conformador de corriente basado en la topologia flyback [ 5 1. El convertidor flyback tiene un salida adicional que se obtiene del transformador del convertidor que se conecta entre el puente rectificador y el capacitor CB de baja frecuencia. Esta salida adicional utiliza un convertidor forward. Este circuito se deriva de un esquema general de acuerdo con lo reportado en [ 6 1, Fig.l.S(b).

Las características de salida del convertidor adicional trabajando en MCD se muestran en la Fig.l.10. Dicha figura m uestra que e l valor m inimo del voltaje d e salida de l convertidor principal VoFw se encuentra determinado por los límites entre MCD y MCC. Esto provoca que el valor minim0 del voltaje reciclado sea siempre más alto que cero. Este hecho implica que una cantidad considerable de energia se recicle y que el voltaje a través del capacitor sea relativamente grande. Además, este voltaje varia considerablemente con los cambios de carga debido a la operación en MCD de esta salida adicional. Los resultados muestran que para un voltaje de entrada de 230Vrms se obtiene un FP=0.75 y el voltaje en el capacitor CB esta por debajo de los 45OVdc.

I O

- -.

, *$u*’ * i . ESTADO DEL A R E DE LOS CONFORMADORES DE CORRIENTE

Capítulo I

I I l l I I

U íb)

Fig.l.9 Conformador de corriente propuesto en [SI. (a) lmplementacldn propuesta por Tsai et al en [ 5 J

(b). Esquema general presentado en 161

WCD)

Fig.l.10 Caracterkticas de la salida adicional tipo forward

Conformadores de corriente propuestos por Sebastian.

Tratando d e mejorar e l esquema anterior, e n [ 6 1 y [ 7 ] se propone el mismo esquema utilizado en [ 5 1, Fig.l.il(a). En apariencia. la salida adicional es similar a la salida de un convertidor forward. Sin embargo. se ha añadido un inductor extra Lo conectado en serie con el diodo rectificador Di de alta frecuencia. A esta salida se le denomina “salida con retardo”. A este inductor extra y el inductor de salida Ls trabajando en MCC se obtiene el circuito equivalente de Thevenin de la salida adicional. Este circuito equivalente consiste de una fuente de voltaje V, y un resistor libre de perdidas RLF. Fig.l.1 l(b).

Mediante este inductor adicional LO se logra una caracteristica de operación lineal (como se muestra en la Fig.l.12) y mientras que el inductor de salida ahora se encuentra trabajando en MCC. Esta operación se logra escogiendo adecuadamente Vs (esto es, el valor de Vow cuando la corriente es cero) y RLF. La salida adicional puede operar de tal forma que el valor minim0 de VOFW sea cero (Fig.l.13). Con este tipo de diseña y modo de operación se minimiza la energía reciclada, así como también los esfuerzos de corriente y voltaje en los dispositivos semiconductores.

11


(a)

L.omc"!c NY.O< rismrms A

rFU*edO m w u m m ' VOIIW de Pem,aar

Canverfidor VC(VL!)

vs(Vg)RLF

b v Q + - J i + d a - p R L C D I C D

íb)

Fig.l.ll Conformador de corriente propuesto por Sebastián et al [ 6 J y 17 J . (a) Diagrama general. (b) Circuito equivalente

(mcc)

Fig.¡. 12 Caracteristicas de salida adicional incorporando el inductor exira Lo

Fig.l.13 Formas de onda para la máxima conienie de enirada, máxima potencia y minim0 voltaje de entrada

La fuente de voltaje Vs ayuda a los diodos de baja frecuencia del rectificador de entrada a iniciar la conducción cuando la tensión de entrada vg = Vg sen (wt) alcanza el valor (Vc-Vs), siendo Vc el voltaje del capacitor CB. La corriente ig = O si vg < (VC-VS). y cuando vg z (VC-VS) entonces la corriente de entrada queda determinada por ig = (vg + Vs - Vc)lRLF. Un prototipo construido en [ 6 ] con una potencia de salida de IOOW a 200 Vrms presenta una FP=0.845 y una eficiencia cerca del 88% funcionando como convertidor CAICD, y un contenido armónico DAT=52 %, suficiente para cumplir con las especificaciones.

12

' ESTADO DEL ARTE DE LOS CONFORMADORES IIE CORRIENZ Capitulo I

o*

+ -

El procedimiento de diseño de un Buck-AICS es similar al diseño de convertidores AICS's con a islamiento. A pesar d e esto, existen algunas diferencias entre ellos. La principal diferencia radica en que el voltaje de salida Vo(d) en lazo abierto en los convertidores con aislamiento galvánico es una función lineal, es decir, un incremento en el ciclo de trabajo implica un aumento el voltaje de salida Vo. En cambio en un Buck-AICS no es una función lineal. Esto significa que el mismo valor de voltaje de salida Vo puede ser obtenido a partir de dos valores diferentes del ciclo de trabajo. Esta limitante se convierte en una condición para el diseño de este convertidor. Otra desventaja que se presenta son los altos esfuerzos que sufren los dispositivos semiconductores y un alto voltaje en el capacitor de almacenamiento.

La eficiencia para este esquema con una potencia de salida de IOOW. a 220 Vrms de voltaje de entrada es cerca del 90%. además de que se cumple con el contenido armónico de la clase Ade la IEC-61000-3-2. ,

Lo

;; vo 0 C8 7; GJ 2s 00 c,

Conformador de corriente propuesto Sebastián

Hasta ahora todos tos conformadores de corriente aquí presentados que utilizan aislamiento galvánico operan con un transformador asimétrico; esto significa que el voltaje aplicado a los devanados del transformador es una forma de onda asimétrica. además de que dos inductores deben afiadirse. En cambio, en [ 10 ] se presentan nuevas topologias de convertidores CAICD basados en las topologias CD/CD simétricas. es decir, en este caso el voltaje aplicado a los devanados del transformador es simétrico. Esto se logra mediante el empleo de topologias como el medio puente, push-pull o el puente completo, los cuales son adecuados para intervalos de potencia mayores que los mencionados en las propuestas anteriores. También, el tamaño de los inductores adicionales se reduce empleando transformadores simétricos.

13

ESTADO DEL ARTE DE LOS CONFORMAOORES DE CORRiEN?E

Capitulo I

Salida adicional emplenado el

+ rectificador

Convertidor CD I C 0

empleando t ransformadores

simétricos

Fig.1. IS Esquema general del conformador de corriente propuesto en I 1 O 1 empleando iransformadores simétricos

La Fig.l.15 muestra el esquema general de un conformador de corriente empleando un transformador simétrico. En este caso, la salida adicional puede ser implementada basada en un rectificador de onda completa. La Fig.l.lG(a)-(d) se presentan cuatro formas de implementar el rectificador de onda completa. En todos los casos el valor del inductor de salida LB es al menos dos veces más pequeno que en el caso de una salida basada en un rectificador de medio puente.

u U

U

(a (d) Fig.l.16 Cuatro implementaciones de la salida adicional .(a) Salida basada en un rectificador puente completo. (b) Salida basada en un rectificador con un tap central con dos inductores de retardo. (c) Salida basada en un rectiticador con un tap Central ahora con los inductores de retardo acoplados magnéticamente. (d) Salida basada en un rectificador con un tap ceniral con un solo un núcleo magnético.

Una ventaja más es que los inductores Lo,. LD2 y el inductor de salida Lg pueden ser construidos utilizando un solo núcleo magnético, por lo que trae consigo una reducción en el tamaño de los elementos magnéticos. Un prototipo construido a partir de la Fig.I.l6(d) arroja los siguientes resultados de 93% de eficiencia a 230 Vrms y IOOW de potencia de entrada, el contenido arm6nico DAT=60.4% y el factor de potencia FP=0.795.

14

.. .. ... ~

. . I *

ESTADODEL A R E D E L O S CONFORMADORES DE CORRIENE Capítulo I

Cuadro comparativo de las alternativas de solución.

En la Tabla 1.1 se presenta un cuadro con las características que ofrece cada solución en cuanto al FP, eficiencia, distorsión armónica total y aislamiento galvánico.

Tabla 1.1 Cuadro comparativo de las caracierlsiicas de cada una de /as soluciones

La comparación absoluta de todas las alternativas de conformadores de corriente es tarea dificil de realizar, ya que cada una opera bajo características diferentes. Sin embargo, se puede observar que la tendencia es obtener ya sea un buen factor de potencia o una alta eficiencia, aunque existe en todos los casos un compromiso entre estos dos parámetros, es decir, un alto factor de potencia implica una mayor energía reciclada. Esta energia redundante provoca mayores esfuerzos e n I os d ispositivos s emiconductores, por I o q ue I a eficiencia g loba1 del sistema s e ve afectada. Esto ha permitido que se desarrollen nuevas alternativas que intenten mejorar las prestaciones de las topologias estudiadas.

1.7 Propuesta del nuevo conformador de corriente

Todos los conformadores de corriente presentados en el estado del arte reciclan energia para realizar la corrección del factor de potencia a lo que se le llama conformación de corriente.

En resumen, el concepto de conformación de corriente es reciclar parte de la energia de la entrada. es decir, el convertidor CD/CD que se emplea entrega la potencia y regula la tension necesaria hacia la carga (mediante la salida principal), y también regresa una parte de la potencia (mediante la segunda salida auxiliar) a la entrada del convertidor. Fig.l.5. La energia que recircula interactúa con la potencia total de entrada al convertidor completo y con la potencia que el capacitor entrega al convertidor CD/CD. De esta forma, se consigue de manera natural la corrección del factor de potencia. Al decir de manera natural nos referimos que por la propia operación natural del circuito se logra mejorar el factor de potencia. Por lo tanto, el circuito de control resulta económico y sencillo debido a que unicamente se preocupa por tratar de regular la tensión de salida. La propuesta de tesis se basa en la aplicación de este concepto a una nueva topologia de conformadores de corriente.

Todos los conformadores de corriente presentados en el estado del arte se pueden obtener a partir de la topología general del diagrama de bloques presentado en la Fig.l.5, en ella la salida auxiliar se conecta en serie entre el puente rectificador y el capacitor de almacenamiento. La propuesta del nuevo conformador de corriente es conectar la salida auxiliar en paralelo entre estos dos últimos elementos, por lo tanto, la operación del circuito cambia por completo. La Fig.l.17 muestra la topología en diagrama de bloques de la propuesta.

15

ESTADO DEL ARTE DE LOS CONFORMADOES DE CORRlENE

Capítulo I

.~

- Fig.I.17 Nuevo conformador de Corriente (esquema paralelo)

Con esta representación se obtiene una nueva familia de conformadores de corriente: "El esquema paralelo". La denominación de esquema paralelo se justifica por la forma en que se conecta la salida auxiliar del convertidor principal. El objetivo principal consiste en comprobar que dicha configuración sea factible.

La topología del nuevo conformador de corriente consta básicamente, al igual que los conformadores de corriente presentados en el estado del arte de tres bloques principales: el filtro EMI, el módulo principal y la salida auxiliar :

El filtro EM1 nos atenua los armónicos de la corriente de entrada para obtener una señal de corriente que cumpla con la norma.

El Módulo Principal consta de un convertidor CDlCD de dos salidas, una que se conecta a la carga, y la otra hacia la salida auxiliar. El convertidor empleado sólo se encarga de proporcionar la regulación y respuesta dinámica de la carga.

La salida auxiliar representa la segunda salida del módulo principal que se conecta en paralelo entre el puente rectificador y el capacitor de almacenamiento CB. La salida auxiliar junto con la tensión de entrada y la tensión en Ce se encargan de drenar una corriente de linea que cumpla con el contenido armónico de la norma IEC-61000-3-2.

.

Este tipo de esquemas de conformadores de corriente en un sola etapa resultan interesantes ya q ue c umplen con I os requerimientos del c ontenido a rmónico d e I a corriente d e entrada impuestos por las normas internacionales. así como también proporcionan la regulación y respuesta dinámica de la tensión de salida, todo esto realizado con un control clásico que maneja el interruptor principal.

1.8 Referencias

[ 1 ] IEEE, "IEEE Recommended Practices and Requirements for Harmonic Control in Electrical Power Systems" , The Institute of Electrical and Electronics Engineers, Inc. 1993.

O. Garcia. J.A. Cobos, R. Prieto, P. Alou. J. Uceda. "Power Factor Correction: A Survery". IEEE Power Electronics Specialist Conf. (PESC) Record, pp. 8-13,2001,

[ 2 1

16

* - ESTADO DEL A R E DE LOS CONFORMADORES DE CORRIENTE

Capítulo I

M. Madigan, R. Erickson and E. Isrnail. “Integrated High-Quality Rectifier Regulators”, IEEE Power Electronics Specialist Conf. (PESC) Record, Jun. 1992. pp. 1043-1051.

L. Huber and M. M. Jovanovic. “Single-Stage Single-Switch Isolated Power Suply Technique with Input Current Shaping an Fast Output-Voltage Regulation for Universal Input-Voltage-Range Applications”, in Proc. IEEE APEC’97. 1997, pp. 272-280.

F. Tsai, P. Markowski and E. Whitcornb. “Off-Line Flyback Converter With Input Harmonic Current Converter”. IEEE International Telecommunications Energy Conference, 1996, pp.120-124.

J. Sebastian, M. M. Hernando, A. F ernández, P . J , V illegas a nd J . D íaz. ‘I Input Current Shaper Based On The Series Connection Of A Voltaje Source And Loss-Free Resistor”, IEEE Applied Power Electronics Conference, 1998, pp. 461- 467.

J. Sebastian, M. M. Hernando, P. J. Villegas, J. Diaz and A. Fontán. “A New Input Current Shaping Technique Using Converters Operating In Continuous Conduction Mode”, IEEE Power Electronics Specialists Conference, 1998, pp. 1330-1336.

H. Visairo C.. “Sistema de alimentación lninterrumpible en CD con Corrección del Factor de Potencia”, tesis de maestría, CENIDET, 2000

A. Fernández, J. Sebastián, P. J. Villegas and M. M. Hernando . “One Stage, Fast Response, Buck Based Ac-To-Dc Converter with Active Input Current Shaping”, IEEE Applied Power Electronics Conference 1999.

J. Sebastián, A. Fernández, P. J. Villegas, M. M. Hernando and J. M. Lopera. “Improved Active Input Current Shapers For Converters With Symmetrically Driven Transformer”, IEEE Applied Power Electronics Conference 2000.

17


Capítulo I

18

TOPOLOCfAS GENERALIZADAS DE CONFORMDORES DE CORRIENE Capítulo / I

CAPITULO II TOPOLOGíAS GENERALIZADAS DE CONFORMADORES DE CORRIENTE

11.1 Resumen

En este capitulo se hace una revision de las topologias de los conformadores de corriente tipo serie, pero ahora atendiendo a las relaciones que hay entre ellos en cuanto a I a forma d e conectarse. Por último se presenta el desarrollo de la nueva familia de conformadores de COrriente en la cual, la segunda salida auxiliar se conecta en paralelo con el puente rectificdor. por este motivo, a la nueva familia que se obtiene la hemos titulado como "Conformadores de Corriente Tipo Paralelo" (CCTP).

19

TOPOLOCfAS GENERALIZADAS DE CONFORMDORES DE CORRIENTE

Capítulo I1

11.2 Topologías generalizadas de conformadores de corriente tipo serie (CCTS)

Los conformadores de corriente tipo serie constan de un convertidor CDlCD de una entrada y dos salidas (Fig.ll.l), una de las salidas es la que va conectada a la carga, en tanto que, la segunda salida se retroalimenta con la entrada. La segunda salida también conocida como "célula C F P se conecta en serie entre el puente rectificador y el capacitor de almacenamiento; es

observación se ha ODtado Dor nombrarles como "Conformadores de por esto, que bajo est Corriente Tipo Serie" (C TS). ...................................

I I I I Convertidor h

i Fig.ii.1 Confomadorde Corriente Tipo Serie ~ CCTS

El inductor LB que emplean los CCTS puede operar tanto en MCD Ó MCC. La operación en MCD de este inductor demanda una corriente de línea con baja distorsión armónica debido a la propiedad natural que presenta el convertidor elevador al operar en MCD si el ciclo de trabajo es constante. En cambio, si se desea que el inductor LB opere en MCC. el ciclo de trabajo de éste es distinto al del interruptor: un ciclo de trabajo constante del convertidor CDlCD (en estado estable) y un ciclo de trabajo variable para el inductor LB. La diferencia entre los dos modos de operación es que la operación en MCD produce una baja distorsión armónica de la corriente de línea comparada con la operación en MCC. Por el contrario, la operación en MCC conduce a una eficiencia mayor comparada con la operación en MCD.

En la actualidad existen una gran cantidad de topologías de CCTS que presentan similitudes y diferencias, de modo que es posible hacer una generalización de estos circuitos. Todos estos CCTS se pueden clasificar en dos subfamilias: la primera de ellas como CCTS con célula CFP de tres terminales y la segunda como CCTS con célula CFP de dos terminales. Aunque la construcción fisica de cada subfamilia es topologicamente diferente, ambas son funcionalmente equivalentes.

11. 2. I CCTS con célula CFP de tres terminales.

Un CCTS tipico se muestra en la Fig.ll.2 [ 1 ]

.........................................

i i Q U

Fig.il.2 CCTS con un devanado adicional N, expuesto en [ f 1

20

. .- . . - -.. ~~ . ~

..,ls.. .' .' 'Y - . ,

TOPOLOGfAS GENERALIZADAS DE C O N F O R M D O E S DE C O R I U E N E

En I a Fig.11.2 se muestra en un rectángulo con líneas punteadas la célula que realiza la CFP o que le da forma a la corriente de entrada, misma que incluye al inductor LB, los diodos D,, DI y el devanado N,. Una caracteristica general de todo CCTS es que presenta dos rutas por donde circula la corriente en la célula, en este caso la ruta ADC se usa para cargar al inductor LB cuando el interruptor Q está encendido y la ruta ADB para descargar a LB cuando Q está apagado. La célula con terminales ABC recibe el nombre de "célula CFP de tres terminales".

El objetivo del devanado N, es limitar el voltaje sobre el capacitor CB y mejorar la eficiencia total del sistema. De hecho, cuando el interruptor Q está encendido, el voltaje inducido a través del devanado N, se opone al voltaje rectificado de linea, esta forma de operación provoca que se requiera un ciclo de trabajo grande para mantener el mismo producto volts-segundo a través de LB Sin embargo, el devanado NI introduce una distorsión de la corriente de linea cerca de los cruces por cero debido a que ésta no puede fluir cuando la tensión de linea instantánea es menor que la tensión inducida en NI.

Se puede mejora la eficiencia y la tensión en CB agregando otro devanado, en este caso, NI, a la ruta de descarga ADS como se muestra en la Fig.ll.3 [ 2 1.

....

U

Fig.II.3 CCTS con dos devanados adicionales NI y N, presentado en PI

En el tiempo de descarga del inductor LB, la tensión inducida en el devanado N2 presenta la misma dirección que el voltaje a través del capacitor CB. El efecto neto del devanado NZ sobre el inductor LB es incrementar la tensión con la que se descarga dicho inductor. Otra caracteristica que presenta esta topología es que los devanados Ni y NI se encuentran magnéticamente acoplados al devanado secundario del transformador, por lo que además funciona para transferir energía directa desde la entrada a lacarga.

En [ 3 ] y [ 4 ] se emplea un inductor o capacitor respectivamente para lograr la operación en MCC del inductor LB, Fig.ll.4 y Fig.ll.5 respectivamente. El objetivo del inductor L, en la Fig.ll.4 y el capacitor C, en la Fig.ll.5 es proporcionar un ciclo de trabajo variable para el inductor LB mientras que el ciclo de trabajo sobre el interruptor Q se mantiene relativamente constante durante el medio ciclo de linea. Por ejemplo, en la Fig.ll.4 el inductor L1 modula el ciclo de trabajo del inductor LB, (que lo llamaremos DLB) retardando el tiempo de conmutación de la corriente del inductor desde la ruta ADB a la ruta AüC después de que el interruptor Q es encendido. Debido a que este tiempo de conmutación es proporcional a la corriente de linea y, por lo tanto, a la tensión de linea. el inductor LB continúa descargándose. el ciclo de trabajo DLB varia con la tensión de linea aun cuando el ciclo de trabajo del interruptor Q se mantiene relativamente constante.

1

Fig.ll.4 CCTS propuesto en I31

21

TOPOLOGfAS CENERALIULDAS DE CONFORMDORES DE CORRlEhTE

Capítulo II

....................................... :

.: c

O

U Fig.ll.5 CCTS propuesto en [41

De forma similar, el capacitor C, en la Fig.ll.5 modula DLB de tal manera que el tiempo de conmutación vista por el inductor LB se adelanta desde la ruta ADC a la ruta ADB después de que el interruptor Q es encendido. Es decir, cuando Q se enciende la corriente del inductor Ls carga al capacitor C, hasta la tensión en el capacitor CB. Después de que C, es cargado a Vsi la corriente del inductor conmuta a la ruta de descarga ADB. Siendo así que el ciclo de trabajo de DLs sea diferente del ciclo de trabajo del interruptor Q.

Hasta ahora los cuatro circuitos de CCTS mostrados en las Figs. 11.2-5 presentan la célula de tres terminales encerradas en un rectángulo, es decir, todas ellas tienen en común la misma topologia que incluye al inductor Ls conectado a la salida del puente rectificador. la ruta de carga de LB (ADC). conectada al interruptor Q, y la ruta de descarga ADB, que se conecta al capacitor de almacenamiento Cs. De esta forma se puede hacer una generalización de los CCTS con célula de tres terminales como se muestra en la Fig.ll.6.

....................................... - . . - -. - -

Flyback o Forward

- I -

Fig.ll.6 Topologia generalizada de CCTS con célula CFP de tres terminales

Esta topología generalizada de CCTS con célula de tres terminales emplea un inductor LBi la ruta de carga (RC) entre los nodos ADC y la ruta de descarga (RD) entre los nodos ADB. Se puede ObSeNar que al menos ambas rutas incluyen uno de los siguientes componentes: un diodo, un devanado de transformador, un inductor ylo un capacitor; entonces se puede concluir que las rutas de carga y descarga del inductor LB pueden ser implementadas con diferentes combinaciones de diodos, inductores, capacitores y devanados adicionales del transformador. La Fig.ll.7 muestra estas posibles nuevas implementaciones de la célula de tres terminales en las cuales el inductor LB opera en MCC debido a la adici6n del capacitor Cl y el inductor L l .

Fíg.11.7 Oiras implementaciones de la Céiulula CFP de tres terminales . ,

22

- *.

JOPOLOC~AS GENERALIZADAS DE CONF~RMDORES DE CORRIENTE Capitulo I1

11.2.2 CCTS con célula CFP de dos terminales

La Fig.ll.8 muestra un conformador tipo serie que fue presentado en [ 5 ] trabajando en MCD, el cual es redibujado en la Fig.ll.9. Como se puede observar, este esquema consta de la célula CFP pero ahora únicamente con dos terminales, y al igual que la célula de tres terminales es colocada entre el puente rectificador y el capacitor de almacenamiento. La célula CFP de dos terminales también está constituida por las rutas de carga y descarga, la cuales se forman de la siguiente manera de acuerdo a la Fig.ll.9: la rama de carga consiste del inductor Ls, el diodo Di y el devanado N'!, mientras que la de descarga incluye a LB y el diodo D2.

1

Fig.1l.ü CCTS presentado en 151

.............................. T) ........

Fig.ll.9 circuito redibujado de la Fig.il.ü

Otro CCTS es el que se presenta en la Fig.ll.10 y fue reportado en [ 6 ] el cual recibe el nombre de "Fuente de Alimentación con Interruptor Magnético" o por su nombre en inglés "Magnectic Switch (MC) Power Supply". A diferencia del anterior. éste sólo presenta un diodo DI y el devanado N', que hace la veces de la ruta de descarga y la ruta de carga de Lg. Una característica general de todo CCTS con célula CFP de dos terminales es que las rutas de carga y descarga se conectan en paralelo, de esta forma los CCTS de dos terminales se puede generalizar tal y como se muestra en la Fig.ll.11

I ............................................

......... Forward

Q

Fig.il.iO CCJS propuesto en 161

23

TOPOLOGIAS GENERALIZADAS V E CONFORMDORES DE CORRIENTE

Capítulo I1

............................ m ....... -i

- u. Fig.ll.11 Topologia generalizada de CCTS con célula CFP de dos terminales

11.2.3 Conversión de topologías de CCTS de célula de tres terminales a dos terminales y viceversa.

Las topologias de dos y tres terminales se pueden convertir de una a otra añadiendo un devanado extra o viceversa manteniendo las propiedades eléctricas del convertidor, es decir, existe una equivalencia en funcionalidad eléctrica de ambas topologias [ 7 1. Mediante una simple regla ilustrada en la Fig.ll.12 se puede lograr tal equivalencia, y consiste sólo en que la polaridad del devanado incorporado debe ser tal que el circuito equivalente antes y después de la conversión sea el mismo cuando el interruptor está encendido [Fig.ll.l2(a)].

I MOslel

ensendim

(a) (b) Wg.ll.12 Conversión de una célula CFP de ires terminales a dos terminales

El número de vueltas del devanado adicional es igual al número de vueltas del primario. Con esta lógica de conversión las propiedades eléctricas de la célula CFP no cambian con la adición de un devanado extra debido a que la tensión ariadida se cancela con la tensión sobre Ce De la misma manera un circuito con célula de dos terminales puede ser convertido a uno de tres terminales por l a adición de un devanado extra en la rama de carga (la regla se muestra en la Fig.11. 13), sin embargo la polaridad de éste es opuesta con respecto al de la Fig.ll.12.

Fig.11. 13 Conversión de una célula CFP de dos iermlnales a tres terminales

24

_ . u "

TOPOLOGfñS GENERALEADAS DE CONFORMDORES DE COKRIENTE Capítulo II

Como ejemplo de la regla, la Fig.ll.14 y Fig.ll.15 son dos CCTS con célula CFP de dos terminales y sus correspondientes equivalencias de tres terminales son la Fig.ll.4 y la Fig.ll.5, respectivamente. Además con la generalización de la célula de dos terminales (Fig.ll.11) también es posible desarrollar las equivalencias de las correspondientes células CFP de tres terminales mostradas en la Fig.ll.7, las cuales se proyectan en la Fig.ll.16.

Salida tipo

Forward

.................... ........... .......

u

Fig.ll.14 CCTS de dos terminales equivalente a la Fig.11.4

................................................. Forward CB

I Fig.ll.15 CCTS de dos terminales equivalente a la Fig.ll.5

Fig.ll.f6 Otras implementaciones de la célula CFP de dos terminales correspondientes a la Fig.ll.7

Sin embargo, ambas células aun presentan diferencias que se refieren al diseño del transformador, por ejemplo. u? CCTS de dos terminales requiere al menos un devanado más en el núcleo del transformador (N, ), por lo que el transformador es más grande con respecto a su correspondiente de tres terminales. La siguiente diferencia se refiere a la limitación que presentan ambas células, sobre todo la de tres terminales, debido a que sólo es aplicable a topologias de un solo interruptor como los conveitidores flyback o forward, en cambio las topologias de dos terminales son mucho más flexibles ya que además de su aplicación a topologias sencillas de un solo interruptor, también acepta otras topologias de dos interruptores como el convertidor medio ouente.

25

TOPOLOGIAS GENERALIULOAS DE CONFORMDORES DE CORRIENTE

u - íb)

Fig.ll.17 CCTS. (a) Dos terminales. (b) Tres terminales

La Fig.ll.17 muestra dos. CCTS de dos y tres terminales y la Fig.ll.18 presenta la corriente que drena cada convertidor de la linea obtenida en simulacibn respectivamente. Considerando que ambos circuitos tienen las mismas especificaciones para su diseño es de esperarse que las formas de onda de corriente sean similares.

De esta manera se han presentado las topologias generalizadas de CCTS los cuales, a saber, se presentan con cklula CFP de dos terminales y con cBlula CFP de tres terminales. Con este bosquejo de las topologias de CCTS ahora se presentará en el siguiente apartado la nueva idea del conformador de corriente.

.,,,*

6 . a

, ,,. I.a

. , . .A ,.n

I.N

.,.I" .,.,,* .- - ,- > 1 1 / > - >,.. I.- 1,1" ,... /... olln, .,- * .lj/l

(a) (b) Fig.ll.l.8 Comiente drenada por cada convertidor. (a) Dos terminales. (b) Tres terminales

11.3 Nueva topolÓgía' de conformadores de ,corriente: el' esquema paralelo (CCTP). 'Obtención y desarrollo de la idea.

In:

La nueva idea de la topología de conformadores de corriente propone una diferente alternativa de soluci6n dentro de esta temática de correctores del factor de potencia. En la literatura de los CCTS la salida auxiliar se encuentra conectada en serie con el puente rectificador (Vease Fig.II.1). L a hipótesis del nuevoconformadordecorrienteconsisteen conectarla salida

26

:; . " . , **. . "<* fl t, -

TOPOLOCfAS GENERALIZADAS DE CONFORMDORES DE CORRIENTE Capitulo I1

auxiliar pero ahora en paralelo con el puente rectificador. La Fig.ll.19 muestra la implementación de esta nueva topología.

Salida auxiliar

convertidor CDICO

2 salidas

Fig.11. 19 Esquema general de la propuesta del nuevo conformador

De acuerdo a la forma de conexión de la salida auxiliar, a esta nueva topología la denominaremos como "Conformadores de Corriente Tipo Paralelo - CCTP, y así hacer una diferencia con respecto al conformador serie. La Fig.ll.20 muestra una implernentación directa con esta configuración. El convertidor de dos salidas consiste de la salida principal que alimenta a la carga y la salida auxiliar que consta de un devanado auxiliar, un diodo y un inductor LD.

Salida auxiliar ~ ...._......___ __.____..........________.

; N,

Fig.ll.20 lmplemeniacidn directa que se obtiene de la Fig.ll.19

Otros CCTP se pueden obtener al aplicar el mismo desarrollo que los CCTS para las células de dos y de tres terminales, en este apartado se presenta dicho desarrollo.

El desarrollo de esta nueva idea hace posible, al igual que los CCTS, que los CCTP también se pueden generalizar, es decir, los CCTP se clasifican en dos subfamilias: aquellas en las cuales la célula CFP es de tres terminales y la otra en la que la célula CFP es de dos terminales. Aun cuando la construcción física de cada subfamilia es diferente. no son funcionalmente equivalentes como en el caso de los CCTS, esto es debido a los puntos de referencia que guarda la salida auxiliar (fuente de pulsos) en cada configuración de la célula. Mas adelante se explicará a detalle esta característica singular de los CCTP.

11.3. I CCTP con célula CFP de tres terminales

Redibujando la Fig.ll.20 se puede ver claramente que las tres terminales de la célula CFP. esto se ilustra en la Fig.ll.21.

27

TOPOLOC!AS GENERALIZADAS DE CONFORMOORES DE CORRlENE

Capítulo II

vg

Q t ................................. .R.!

U

Fig.ll.21 CCTP con célula CFP de ires terminales

Como se observa, la salida auxiliar o la fuente de pulsos se conecta en paralelo con el puente rectificador. La salida principal del convertidor CD/CD puede ser tipo flyback o forward, en este caso se presentan las versiones con el convertidor flyback. La célula CFP se compone del inductor LBi el diodo Di, el devanado auxiliar N,,, y el inductor Lo. Con este arreglo, la corriente sobre el inductor LB presentará los dos modos de operación, es decir, en MCD y en MCC. El nuevo CCTP al igual que el CCTS también contiene sus rutas de carga y descarga de Ls; la ruta de carga se constituye por el camino ADC y entra en funcionamiento cuando el interruptor Q, se encuentra encendido, mientras que la ruta de descarga s610 se forma por el camino BDC cuando el interruptor Q, está apagado.

Otro posible arreglo del CCTP es colocar el capacitor C1 en paralelo con el diodo D1 y el inductor LO (Fig.11.22). Lo que se obtiene es un arreglo resonante entre el capacitor C, y el inductor LO y de esta forma se logra que el inductor Ls opere en MCC.

U Fig.ll.22 Otro posible arreglo de un CCTP al colocar un capacitor dentro de la célula CFP

Fig.11.23 Oiras implementaclones de la Celula CFP de tres terminales de los CCTP

AI igual que los CCTS. la Fig.11.23 muestra nuevas implementaciones de la célula de tres terminales para el CCTP.

28

.. . -. . . . ~- -

TOPOLOCIAS GENERALIZADAS DE CONFOAMDORES DE CORRIENTE Capítulo 11

. . . Una vez que se han desarrollado las posibles combinaciones de la célula CFP de tres

terminales para el CCTP. ahora es posible hacer.una generalización de esta topologia. La Fig.ll.21 y la Fig.11.22 presentan a la célula CFP encerrada en un rectángulo y la Fig.11.23 presenta otras implementaciones de la célula CFP. Todas tienen en común los caminos de carga y descarga del inductor Le. El camino de carga se forma por la ruta ADC en el tiemoo de encenrlirln riel intprriintnr ,~ ~ ~ ~ ~ r.-. Ql y el camino de descarga de LB lo form'a la ruta BDC cuando el interruptor Q, está apagado, de modo que, de acuerdo a esta observación de los CCTP, también es posible derivar la topologia general, en la cual se pueden obtener todos los demás circuitos con célula CFP de tres terminales, dicha topologia se muestra en la Fig.ll.24.

,_______._. ..__..._. ,

U

Fig.11.24 Topologia generalizada del CCTP con ct

,_______._. ..__..._. (y+-/-qj-g-/jc 2/ L -....... .......-.. Forward

A

Fig.11.24 Topologia generalizada del CCTP con célula CFP de ires terminales

Además, también al menos cada ruta incluye algún inductor, capacitor, diodo o un devanado de transformador, por lo que es posible obtener una gran cantidad de circuitos CCTP a partir de esta topologia generalizada haciendo una combinación adecuada de ellos.

11.3.2 CCTP con célula CFP de dos termínales.

La idea del nuevo conformador de corriente también se puede extrapolar a la familia de soluciones que contenga la célula CFP de dos terminales. La Fig.11.25 muestra un CCTP con célula de dos terminales, La diferencia con la célula de tres terminales es que la ruta de carga se conecta en paralelo al inductor LB. AI igual que la célula de los CCTS, consta de una combinación de inductores, diodos, capacitores y devanados deltransformador.

U

Flg.ll.25 CCTPcon célula CFP de dos terminales

La Fig.11.25 muestra la célula de CFP de dos terminales que consta del devanado auxiliar Naux, el inductor de retardo Lo y el diodo Di. Sin embargo, la forma de operación difiere ligeramente del CCTP de tres terminales, en el tiempo de encendido de Qi. el inductor LB se carga por la malla formada por N,,,, Lo y Di, Fig.11.26(a). mientras que cuando ocurre el tiempo de

29

TOPOLOG~AS GENERALIZAVAS DE CONFORWVORES DE CORRIENTE

Capítulo II

apagado del rnosfet Q,, el inductor Ls se .descarga-entre el puente rectificador y el capacitor de almacenamiento Cs, Fig.11.26(b).

. .

fl+ATli;m L. ................,

2/ Q l

(b) Fig.11.26 iorrna de operación del CCTP de dos terminales. (a) O, encendido. (b) O, apagado

La Fig.11.27 muestra la generalización de la idea del nuevo CCTP con célula de dos terminales, con su rama de carga (RC) ysu ruta de descarga (RD).

........................................... j r"l;

R C

:

Forward

o

Fig.ll.27 Topologia generalizada del CCTP con célula CFP de dos terminales

Fig.ll.28 Otras lmplemeniaclones de la célula CFP de dos terminales de los CCTP

30

. . . . .

. T O P O L O G ~ A ~ GENERALIULDAS DE CONFORMDORES DE C O R R I E m . .

Capítulo II

De la misma manera, también se pueden obtener las nuevas implementaciones de la célula de dos terminales, correspondientes' a las-nuevas implementaciones de la célula de tres terminales (Fig.11.23) como se muestran en la Fig.11.28.

El numero de vueltas del devanado auxiliar del CCTP de dos terminales (Naux') se puede obtener por la diferencia del número de vueltas del devanado auxiliar del CCTP con célula de tres terminales (Naux) menos el número de vueltas del primario (Np). es decir:

(11-1) %u,' = N a d b

De esta forma se pude pasar fácilmente de un CCTP de tres terminales, a un CCTP de dos terminales, pero a diferencia de los CCTS, no son funcionalmente equivalentes, porque operan de manera diferente en el tiempo de apagado -del mosfet. Esto se explica en los siguientes Dárrafos.

11.3.3 Diferencia entre la célula CFP de tres terminales y de dos terminales en CCiP's.

Los conformadores de corriente de dos y tres terminales no son funcionalmente equivalentes. Para poder explicar esto, retornaremos un CCTP con célula de tres terminales y su correspondiente CCTP de dos terminales, los mostrados en la Fig.ll.2l(b) y Fig.11.25, que se repiten en la Fig.11.29. ............................ .........

T1 i i Lo - ir----= . i

' 4 "*

u U

(a) (b ) Fig.ll.29 CCTP de (a) tres terminales. (b) DOS teminales

Ambos esquemas de CCTP operan de igual forma durante el tiempo de encendido de Q, debido a que las pendientes de carga de LB son iguales. En cambio, en el tiempo de apagado de Q,, en el CCTP de tres terminales, el voltaje inducido en el devanado auxiliar, N,,,, por el devanado del secundario del transformador está dado por:

v, =[+)*vIJ (11.2)

Pero por la polaridad que hay entre el devanado secundario y el devanado auxiliar ocasiona que el diodo en serie de LD (D,) se encuentre abierto, por lo que la corriente de LB se empieza a descargar entre el puente rectificador y el capacitor CB, Fig.11.29(a). En cambio con el CCTP de dos terminales no sucede de igual manera. Cuando se apaga el mosfet también el voltaje del devanado secundario (Vo) se refleja en el devanado auxiliar por la misma relación (11-2). Sin embargo, la referencia de potencial que toma este voltaje reflejado es la el bus de tensión de CD, Fig.ll.30(b).

31

TOPOLOCfAS CENERALIZ4DAS DE CONFORMDORES DE CORRIENTE Capítulo II

................. N."X- .....

...................... ........... Convertidor

CO/CO 2 Salidas

. . .................................. I $ L ~ ~ : , . . [ ' 1 . , . -.

N."i' i 0 .

D i i*

~ ..................... L. .......... j - I

Fig.11.30 Operaci6n del CCTP de dos terminales

Como se puede observar, la diferencia es la referencia de potencial que toma la salida auxiliar. En el CCTP de tres terminales la referencia es la tierra del circuito, Fig.11.29(a). En cambio, en el CCTP de dos terminales la referencia que toma es la tensión del capacitor de almacenamientoCB, Fig.11.29(b). Esta pequefiadiferencia haceque la rutadecarga trabajepor algún tiempo cuando Q1 .se apaga.

Para que no exista tal diferencia en la salida auxiliar y que el CCTP de dos terminales sea funcionalmente equivalente al CCTP de tres terminales, sólo es necesario reubicar el mosfet 0 1 como se muestra en la Fig.ll.31.

............... T, ............ i ~ O,fTTl iC

D i . i* rf

....................................... vg ,-b c. N: ll.FF{

Fig.ll.31 CCTP modificado con el interruptor flotado

El único inconveniente de esta configuración es que el mosfet Ql se encuentra flotado. Además, si se observa la Fig.ll.31, la célula CFP ya no es de dos terminales, sino que ahora se ha regresado a la célula CFP de tres terminales, sin embargo, esta configuración aún conserva I a caracteristica de los CCTP de dos terminales: el tamaño del devanado auxiliar disminuye significativamente comparado con el CCTP de tres terminales. Con esto se deduce que no necesariamente los CCTP con célula CFP de dos y tres terminales que se derivan directamente de la idea original son funcionalmente equivalentes, como sucede en el caso de los CCTS.

32

” _ *

TOPOLOCfAS GENERALIZADAS DE CONFORMDORES DE CORRIENTE

11.3.4 Otras configuraciones de CCTP

Nuevos conformadores de corriente tipo paralelo se pueden obtener al revisar la literatura en [ 8 1, en donde se presentan CCTS empleando un convertidor CD/CD medio puente y un rectificador d e onda completa como salida auxiliar. El objetivo de manejar un convertidor medio puente es que las tensiones aplicadas a los devanados del transformador sean simétricas y así reducir el tamaño de los inductores que se emplean en la célula CFP y poder integrarlos en un solo núcleo magnético. En todos los casos, el valor del inductor LB es al menos dos veces más pequeño que en el caso de la salida auxiliar basada en un rectificador de media onda, debido al hecho de que la frecuencia de conmutación es dos veces más grande. Esta configuración con el convertidor de medio puente se puede extrapolar a los CCTP. La Fig.11.32 muestra 3 implementaciones con el convertidor medio puente como convertidor principal, y la salida auxiliar con un rectificador de onda completa.

Fig.11.32 Otras configuraciones de CCTP.(a)Salida auxiliar basada en un puente reciificador monofásico. (b) Salida auxiliar basada en un rectificador de tap central con dos inductores Lo . (c) Salida auxiliar basada en un rectificador de tap central con un solo inductor Lo

33

TOPOLOCIAS GENERALIUDAS DE CONFORMDORES DE CORRIENTE

11.4 Referencias

[ 1 ] F. Tsai, P., Markowski and E. Whitcornb. "Off-Line Flyback Converter With Input Harmonic Current Converter". IEEE International Telecommunications Energy Conference, INTELEC. 1996, pp.120-124.

L. Huber and M. M. Jovanovic. "Single-Stage Single-Switch Isolated Power Supply Technique with Input Current Shaping and Fast Output-Voltage Regulation for Universal Input-Voltage-Range Applications", in Proc. IEEE Applied Power Electronics Conference, APEC'97, 1997, pp. 272-280.

J. Sebastián, M. M. Hernando. A. Fernández. P. J. Villegas and J. Diaz. "Input Current Shaper Based On The Series Connection Of A Voltage Source And Loss-Free Resistor". IEEE Applied Power Electronics Conference, APEC'98. pp. 461-467.

S. Teramoto. M. Sekine. and R. Saito. "High Power Factor AClDC Converter", U.S. Patent 5301095, Apr. 5, 1994.

M. Daniele, P. Jain, and G Jous. "A Singel Stage Single Switch Power Factor Corrected AClDC Converter", IEEE, Power Electron. Spec. Conf. (PESC) Rec. June 1996, PP. 216- 222.

H. Watanabe, Y. Kobayashi. Y. Sekine, M. Morikawa, and T. Ishii. 'The Suppressing Harmonic Currents, MS (Magnectic Switck) Power Supply", in Proc. IEEE International Telecommunications Energy Conference, (INTELEC), Oct. 1995 PP. 783-790.

L. Huber, J. Zhang. M. M. Jovanovic. F. C. Lee "Generalized Topologies of Single-Stage Input-Current-Shaping Circuits", IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 16, No. 4, July 2001, pp. 508-513.

J. Sebastián, A. Fernández, P. J. Villegas, M. M. Hernando and J. M. Lopera. "Improved Active input Current Shapers For Converters With Symmetrically Driven Transformer". IEEE Applied Power Electronics Conference, APEC 2000.

[ 2 1 ,.

[ 31

[ 4 1

[ 5 1

[ 6 1

[ 7 ]

[ 81

OI’ERACl6N Y ANALISIS TE6RICO DE LA NUEVA TOPOLOCfA DEL CONFORMADOR DE CORRIENTE Capitulo 111

CAPITULO 111 OPERACIÓN Y ANÁLISIS DE LA NUEVA TOPOLOGíA DEL CONFORMADOR

DE CORRIENTE

111. I Resumen

La teoría de operación y el análisis matemático de las formas de onda de la topologia del nuevo conformador de corriente s on d escritas e n este capitulo. Con I a t eoria d e operación y e I análisis matemático se procede a obtener un circuito equivalente de la etapa de entrada del convertidor que define la forma de onda de la corriente de entrada. También se presenta el análisis teórico que determina la eficiencia del sistema basándose en un diagrama de flujo de la energía en el nuevo conformador. Asimismo, se presentan las consideraciones que deben tomarse en cuenta para el diseno de la topologia.

35

OPERAC16N Y ANALISIS TEORICO DE UL NUEVA TOPOLOGfA DEL CONFORMOOR DE CORRIENTE

Capítulo 111

111.2 Estructura de la nueva topología del conformador de corriente

El esquema general y el diagrama eléctrico del conformador estudiado se muestran en la Fig.lll.1 respectivamente, en los cuales se exponen los diferentes bloques que componen la topologia: el filtro EMI, el modulo principal y la salida auxiliar.

Fig.ll/.l Nuevo conformador de corriente. (a) Diagrama de bloques. (b) CCTP de tres terminales

El filtro 'EM1 se emplea para atenuar los armónicos de la corriente de entrada provocados por los dispositivos de conmutación y así darle forma de una señal continua a la corriente de entrada.

El circuito consta de un convertidor CDlCD de dos salidas, una de ellas es la salida principal que se conecta a la carga, y la otra es la salida auxiliar. Este convertidor toma energía del capacitor CB y la envía a ambas salidas del convertidor. El circuito de control que emplea la topologia se disetia para la salida principal y sólo va orientado a regular la tensión de salida.

La salida auxiliar es la segunda salida del convertidor CDICD. El objetivo de la salida auxiliar es darle forma a la corriente de entrada para mejorar su contenido armónico. Por el trabajo que desempena la salida auxiliar, también se le denomina como "célula C F P . La célula CFP de la Fig.lll.1 (a) consiste de una salida tipo forward con la adición de un inductor extra LD. En general, la célula CFP se forma de un devanado auxiliar (Naw) del transformador T1 del convertidor principal, un diodo D, y dos inductores LD y Lg.

111.2.1 Modos de operación

Para entender la operación técnica del nuevo conformador de corriente, el m6dulo auxiliar Para propósitos de mostrar sólo el es sustituida por una'fuente de pulsos, Vp. (Fig.lli.2).

funcionamiento de la topología, un diodo es añadido con la fuente rectificada.

36

.,. , . .. . .. ! ,* / I . . , ., O P E R A C I ~ N YAkALISlS T E 6 X I C ü DE L A N U h A TOPOLOCfA DEL CONFORMADOR DE CORRIENTE

Capítulo 111

Convertidor DClOC

Fig.lll.2 Circuito simplificado

Básicamente el funcionamiento del conformador de corriente es como sigue:

Cuando el mosfet se encuentra encendido, la salida auxiliar entra a trabajar por la configuración de los puntos en el transformador, mientras que la linea de alimentación queda fuera. El circuito equivalente se muestra en la Fig.lll.3 (a). Con esta condición se desea que la magnitud de la fuente de pulsos (Vp) sea más grande que el voltaje en el capacitor de almacenamiento ( V p Vc), así de esta manera el inductor LB se carga con una corriente que demanda de la salda auxiliar en cada encendido del mosfet.

&!L \

(4 Fig.lll.3 Q1 encendido. (a) Circuito equivalente. (b) Corriente por Lo y Le

El circuito equivalente cuando el mosfet se apaga es como se muestra en la Fig.lll.4(a). Como el devanado primario ya no interactúa con el devanado de la salida auxiliar en el transformador, entonces, la salida auxiliar queda fuera de funcionamiento, en tanto que, la línea de alimentaci6n es la que ahora entra a suplir la corriente que quedó circulando justo en el momento

37

OPERAC16N Y ANALISIS TZORICO DE LA NUEVA TOPOLOGlA DEL CONFORMOOI< DE CORRIENTE Capitulo 111 4 .

antes de apagarse el mosfet y como la magnitud de la fuente de pulsos es menor que la magnitud del voltaje de linea rectificado (Vp< V,.,,), el inductor LB se descarga mediante la linea de alimentación

Corriente de linea Si" flllrar

filtrada

0-9 Fig.111.4 QI apagado. (a) Circuito equivalente. (b) Corriente por Le

Con base en esta forma de operación la corriente por el inductor de entrada LB en un medio ciclo de linea es como se grafica en la Flg.lll.5.

Fig.lll.5 Com.ente en L, en un medio ciclo de linea

Como se observa en la Fig.lli.5, la operación del inductor LB es tanto en Modo de Conducci6n Discontinua (MCD) como en Modo de Conducción Continua (MCC), esto es con la finalidad de cumplir con la norma IEC 61000-3-2. para Io cual están destinados los conformadores

38

_ . OPERACIÓN Y ANALISIS TEbRICO DE LA NUEVA TOPOLOCfA DEL CONFORMAOOR O€ CORRIENTE

de corriente. En la Fig.lll.4(b) y Fig.lll.5 se ha definido el ángulo de conducción para cuando Ls opera en MCC. Sin embargo este ángulo se puede hacer más grande para tratar de obtener una mejor corriente de linea, pero con la inconveniencia de que probablemente se disminuya la eficiencia del sistema. Por esta razón, es importante escoger un ángulo para el cual estará trabajando en estado estable a una potencia de salida conocida y a partir de allí obtener el diseno de los demás componenentes para no degradar la eficiencia.

La Fig.lll.3(b) 'muestra la corriente que pasa a través del inductor LD en el tiempo de encendido del interruptor. La Fig.lll.4 presenta la corriente de linea pulsante de alta frecuencia que es drenada de ella cuando el interruptor se apaga, y es cuando se carga el el capacitor de almacenamiento (CB). La corriente de línea de forma continua se obtiene al agregar un pequeño filtro EM1 a la entrada del conformador de corriente.

Con esta acción, en el conformador de corriente propuesto existen dos modos.de operación de LB en un ciclo de conmutación que definen por completo su funcionamiento. El modo 1 sepresentacuandoel inductorLBtrabajaenMCD,y e l modo2 sepresenta paracuando LB opera en MCC. La Fig.lll.6 presenta las formas de ondas de los dos modos de operación.

Modo 1: LB en MCD

Durante este modo sólo existen tres intervalos que definen la operación de LB en MCD. La Fig.lll.7 muestra estos intervalos.

1 De [b - t,]. Antes de t,,, el interruptor Q, está apagado y el inductor LB está descargado y el transformador entrega la energía a la salida principal. En b, el interruptor Q, es encendido por lo que la linea de alimentación queda fuera; mientras tanto, los inductores LD y LB se cargan con una corriente a una razón de :

(Ill- I ) .

AI mismo tiempo el transformador flyback es cargado por la tensión del capacitor Cg.

2 De [ t, - t J. A I inicio de este intervalo el interruptor Q, se apaga y la linea entra a suplir la corriente de descarga del inductor LB , el cual presenta una razón de variación definida por:

(Iff- 2)

At LB Sin embargo, la salida auxiliar continuará operando hasta que el inductor Lo se descargue

por completo. La corriente de descarga de Lo se refleja como un pico de corriente (efecto forward) en el devanado secundario del transformador dada por la relación:

i,, . N o , = i5 . N, (Iff- 3)

Es decir, el devanado secundario funciona como el devanado de desmagnetización de la salida auxiliar tipo forward.

39

http://modos.de

OPERnCIbN YANALISIS EORICO DE LA NUEVA JOPOLOGfA DEL CONFORMDOR DE CORRIENE

Capítulo 111

Además durante este intervalo. el .transformador flyback entrega la energia a la salida principal. Este intervalo termina cuando toda la energia almacenada en LD se ha transferido al devanado secundario.

3 De It2 - t3J. Durante este intervalo el transformador continua entregando la energia almacenada a la salida principal. Además, de la Fig.lll.6 se observa que tanto la pendiente de descarga de LB como la corriente de entrada (iii,)cae a cero antes de que se complete el ciclo de conmutación. De igual forma sucede con la corriente del devanado secundario del transformador cuando se diseña para que opere en MCD. El modo 2 comienza cuando DnB 2 (I-D).

. .

40

OPERACidN Y ANALISIS TEdRiCO DE LA NUEVA TOPOLOGfA DEL CONFORMADOR DE CORRWNTF

0, . . V C . . ............ : ................. ~~ ............. . .

' I - 1 2

U

12 - '3

(4

Fig.f/f.7 Modo I: Le en MCD I

Modo 2: La en MCC

El modo 2 de operación del convertidor presenta es un poco más complicado que el modo 1 debido a que entra en juego un retraso en la corriente de carga del inductor LB ocasionado por el inductor Lo. La Fig.111. 8 muestra los intervalos de este modo.

I De [b - ti]. Antes del tiempo to, el interruptor Ql se encuentra apagado y LB (iLB) se descarga en CB. También la corriente por Lo es cero. En el momento que se enciende el interruptor Ql, el inductor LD comienza a cargarse a una razón de variación definida como:

Durante este intervalo I a corriente del inductor L B s e forma d e I a corriente ilinea mas iLD

hasta que la corriente por iLD sea igual a la corriente iLB. Este tiempo (b - ti) es el retardo AD que introduce el inductor Lo al ciclo de trabajo. Por lo tanto, el ciclo de trabajo que ve el inductor LB se define como: ,

d ' = D - A D ( I f f - 5)

. * Ademas, en este intervalo, el primario Np es cargado por la tensión en CB.

. .

41

OPERACIbN Y ANALISIS TTORICO DE LA NUEVA TOPOLOCIA DEL CONFORMOOR DE CORRIENE

Capítulo Ill

U ‘2 - 1 3

U ‘3 - 1,

Fig,///. 8 Modo 2: La en MCC

2 De [t, - t2]. En t,, la corriente iLD alcanza a iLBi así que la corriente en LB fluirá a través del transformador (devanado Naux), y el diodo D I . Los inductores Ls y Lo se encuentran en serie y son cargados a la misma razón que la ec. (Ill-I). El primario Np del flyback aún continúa almacenando energia del capacitor CB. En este tiempo el puente rectificador se abre.

3 De [ti - t3]. En t2 el interruptor Ql se apaga y la corriente por el inductor LD se descarga con la tensión de salida reflejada al devanado auxiliar del transformador a una razón de:

I

(Ill- 6)

Mientras que la pendiente de la corriente de descarga de LB es la misma que la ec. (111-2). Para que la topología opere adecuadamente la pendiente de descarga de LD , ec (lIl-6), debe ser mucho mayor que la pendiente de Lsi de tal forma que iLD decrezca mucho más rápido que iLB. Durante este intervalo la corriente de iLB se compone de iLD e ilinea, el primario Np entrega la energia a la salida. Además de que tambien se presenta el efecto forward.

4 De [t, - 41. Durante este intervalo. la salida auxiliar no opera por lo que la corriente por LD es cero. La corriente que circula por Ls es la misma que la de entrada (iiinea) con una pendiente definida por la ec. (111-2) . Este intervalo termina cuando Ql se enciende de nuevo y el circuito regresa al intervalo (b - 1,).

111.3 Análisis en régimen permanente

El ángulo de conducción y el ángulo en el que el inductor LB trabaja en MCD en la primera mitad del medio ciclo de línea se pueden calcular al realizar un balance de energía sobre dicho

42

OPERaCIbN Y ANALISIS n 6 ~ 1 C O DE LA NUEVA TOPOLOGfA DEL C O N F O W A D O R DE CORKIENiE

inductor. Para realizar el balance de energia en el inductor Lg consideraciones:

9 El voltaje de entrada es una onda senoidal rectificada:

se tomaron las siguientes

V.,.=V. Isin*(@ I (Ill- 7)

9 El voltaje de entrada es constante en un ciclo de conmutación debido a que la frecuencia de conmutación, fs es mucho mayor que la frecuencia de linea, fl=w~/2n

9 El voltaje en el capacitor, VC. es constante durante cada medio ciclo de línea. 9 Todos los componentes semiconductores son ideales > No se considera el efecto forward.

Este balance de energia se realizó de acuerdo a [ 1,2 1. De la Fig.lll.6 durante cada medio ciclo de linea el inductor LB se encuentra trabajando en dos modos de operación, en MCC y MCD. En MCD el balance de flujo en el inductor Lg es:

1 Despejando de (111-8) y tomando en cuenta que para que Lg trabaje en MCC D&(l-

D). se obtiene que:

Sustituyendo (111-7) en (111-9) y despejando B se obtiene el ángulo de frontera, Ob , entre el MCD y el MCC:

8, =sin

,

(Ill- I O J

De (Ill-IO) se obtiene el ángulo de conducción ó el ángulo en que Ls trabaja en MCC. Bc Se calcula a partir de

(Ill- 1 I )

43

OPERACIbN YANALISIS E O R I C O DE LA NUEVA TOPOLOGfA DEL CONFORMDOR DE C O R R l E N E I '. Capítulo 111 - .

,. i Donde: .' Lo= Inductor de retardo Lg= Inductor de entrada Boost N,,,= número de vueltas del devanado auxiliar No= número de vueltas del devanado primario V,= Tensión pico de entrada de la linea Elc= Angulo en el cual LB trabaja en MCC VC= Tensión en el capacitor Cg. f,= Frecuencia de conmutación. V,.',, = Tensión de entrada rectificada.

Como sólo existe corriente de entrada al convertidor 'cuando Q, se apaga, entonces, I a corriente promedio de entrada cuando Ls trabaja en MCD esta dada por:

Despejando Dnsde (111-8):

(Iff- 13)

Mientras que la corriente iInpk se puede obtener de la Fig.lll.G(a):

(Ill- 14)

e* ,

Sustituyendo las ecs. (111-13) y (111-14) en (111-12) y reduciendo términos, la corriente promedio de entrada en MCD esta dada por:

para O < wt < eb y (n-eb ) < wt < í[ Para cuando LB trabaja en MCC el balance de energia en está dado como:

(Ill- 15)

OPERACI6N YANALlSlS nbn1co DE LA NUEVA TOPOLOCfA DEL CONFORMADOX DE CORXIENE

Capítulo Ill

AD es el retardo que introduce el inductor Lo y deSpeJándol0 de (111-16) se obtiene:

Donde:

(Iff- 17)

Una aproximación de la corriente promedio de entrada cuando LB trabaja en MCC esta dada por:

(1 - D + AD) I , . LBMCC = I , (I - D+ AD)+ --__

2 L g , "

Donde I, e l2 los podemos obtener de la Fig.lll.G(b):

.(l - D + Al l ) vc - v,.,, L, . f s

I ; =

(Iff- f9)

(Iff- Z f )

Luego sustituyendo (lll-17),(lll-18), (111-20) y (111-21) en (111-19) la corriente de entrada promedio cuando Le trabaja en MCC es:

45

OPERACI6N Y ANALISIS TFORICO DE LA NUEVA TOPOLOCfA DEL CONFORMDOR DE CORRIENTE

Capítulo 111

Por lo tanto, la corriente promedio total de entrada se define como la sumatoria de (111-15) y (111-22).

(111- 23)

De (111-23) entonces la corriente promedio de entrada esta en función de:

Con la corriente total de entrada es posible realizar un balance de energia entrada salida que describa el comportamiento del conformador:

(Ill- 25)

Donde Po es la potencia de salida y q, es la eficiencia estimada del convertidor completo. Sin embargo, este balance resulta muy complicado de resolver porque las ecuaciones involucradas soy muy dificiles de manipular algebraicamente. Una alternativa es obtener un circuito equivalente de la etapa de entrada aprovechando la característica de operación lineal que presenta la salida auxiliar con el inductor extra Lo. El circuito equivalente que se obtenga debe representar la forma de onda de corriente de entrada en una ecuación mucho más manejable y apartir de ella proponer el diseño del conformador.

Y la ec. (111-17) se puede describir de tal forma que:

A D = D - d '

es decir,

(Ill- 26)

(Ill- 27)

Siendo d' el ciclo de trabajo real sobre el inductor Lg. Despejando VC de (111-27) y sustituyendo (111-1 8):

1 + LRD8

1 --1 d'

1-

(Ill- 28)

46

OPERACldN Y ANALISIS TEdRlCO DE LA NUEVA T O P O L O C f A DEL CONFORMADOR DE CORRENTE Capitulo 111

Donde:

De (111-28) se observa que VC está en función del ciclo de trabajo que ve LB, d: al aumentar este ultimo aumenta VC. Esta ecuación nos proporciona un valor aproximado de la tensión que se presentará en el capacitor de almacenamiento en MCC tomando un promedio de d en todo el semiciclo de línea.

111.4 Salida auxiliar

La salida auxiliar que se emplea en el nuevo conformador es la misma que los conformadores de corriente tipo serie presentados en [ 3, 4 1. Dicha salida tiene una caracteristica de comportamiento lineal entre la corriente y la tensión de salida (Vo) cuando el inductor L opera en MCC. Fig.lll.9.

Fig.lll.9 Salida auxiliar tipo forward con un inductor exira Lo

La implementación de la salida adicional se explica en [ 3 1, y se presenta a continuación. En apariencia la salida auxiliar es similar a un convertidor forward, sin embargo, un inductor extra, Lo. se ha atiadido en serie con el diodo rectificador de alta frecuencia D,.

La adición de este inductor provoca que el diodo ü2 de libre circulación se polarice inversamente más tarde que en un convertidor forward sin el inductor adicional Lo, como se observa en la Fig.lll.10. Es decir, el tiempo que dura cargándose L es menor a (Dlfs), esto es debiodo a un retardo ocasionado por Lo, por esto, se le nombra como "convertidor forward de retardo". El tiempo de retardo puede ser calculado como:

Donde: td =Tiempo de retardo que introduce LD fs = Frecuencia de conmutación.

El ciclo de trabajo efectivo que ve el inductor L es: 1 I :

d " = D - I , . f s

(Ill- 29)

(Ill- 30)

OPERACl6N Y ANALISIS TEORICO DE LA NUEVA rOPOLOGfA DEL CONFORMDOR DE CORRIENTE

Capítulo 111

Ignorando el rizo de corriente a través del inductor L (iL(td)iio), de acuerdo con [ 3 ] el voltaje de salida será

1. ' I * l=dlf, rl I lif.

k rl

Fig.lll.10 Formas de onda de la salida auxiliar . ,

V, = n . v i , D - L D . j i . i o , . (Ill- 31)

. .

La cual puede ser escrita como:

V, = V, -RLF.i, (Ill- 32)

Donde:

Vs = n . v i . D

RLF = L, .ji

(Ill- 33)

(Ill- 34)

Por consiguiente, la tensión de salida tiene un circuito equivalente que consiste de una fuente de voltaje VS y un resistor libre de pérdidas RLF. Se debe haier observar que la energia disipada en el convertidor es nula si los componentes son ideales. Además la energia almacenada en LO es transferida al devanado de desmagnetización y por lo tanto a la fuente (V, en este caso). Bajo este concepto. la salida auxiliar presenta una caracteristica de comportamiento lineal entre la corriente y la tensión de salida cuando L opera en MCC, Fig.lll.11.

46

OPERACI6N Y ANALISIS T E ~ R I C O DE LA NUEVA TOPOLOGfA DEL CONFORMADOR I>€ CORRIENTE Capitulo 111

RLF - ‘RLF ,I ip ’ c, --

Fig.111.11 Caracteristica de la salida auxiliar tipo fonvard + Lo

Convertidor COlCO

Definiendo

De ia Fig.lll.12:

i , = i m . ( l - D )

i , = i,, . (D)

(Ill- 35)

(Ill- 36)

De acuerdo a la ec. (lll-l7), AD es el retraso que introduce el inductor LO al ciclo de trabajo real del inductor LB. Además AD sólo se presenta en MCC de LB. AI inicio del MCC AD=O. igualando la ec. (111-17) a cero tenemos:

1 M = D - - ‘ ’ A 1+

1 - “.-.,$c

49

OPERACIbN Y A N A L I S I S TEORICO DE . ~ . LA NUEVA OPOl.OG!A DEL CONFORMDOR DE CORRIEhTE . . . . . . . capít"I0 111

. . .. ~.. . . . ~ ~ . . .

D - = O (Ill- 37) 1 A

Y

Manipulando (111-37) algebraicamente tenemos . "

(Ill- 38)

La ec. (111-38) define un circuito equivalente justo en el 'momento en que Ls empieza a operar en MCC, y de acuerdo a la,característica de operación lineal que presenta la salida auxiliar con el inductor LD cüando LB trabaja en MCC , entonces la corriente que circula por RLF está dada por:

.~

D

(Ill- 39) vg-rec + <i-DXlTqJ v p ' D - vc L 1 + m)j

RLF

Y su circuito equivalente es como se muestra en la Fig.lll.13

Flg.lIl.f3 Clrculto equivalente para obtener la corriente por La

De acuerdo en el circuito de la Fig.lll.12 y la ec. (111-35). la corriente de entrada es:

De (111-40) el circuito equivalente para la corriente de entrada se muestra en la Fig.lll.14

50 -

OPERAClbN YANAL~SIS TEbRlCO DE LA NUEVA TOPOLOGfA DEL CONFORMADOR DE CORRIENTE

Capítulo 111

V;DI( 1 +(LolLe))

RLF "

h Convertidor

u t- Fig.111.f4 Circuito equivalente para obtener la corriente de entrada

El circuito de la Fig.lll.14 presenta la fuente Vg.rec afectada por el término (1-D), y para que represente sólo a la fuente es necesario reflejarla hacia el resto del circuito. Aplicando la LVK a la Fig.lll.14 y multiplicando por

V,.D vg-r'c + 0 - 1 ) -

La ec (11141) describe un circuito equivalente para la corriente de entrada cuando LB opera en MCC. La Fig.lll.15 muestra dicho circuito.

u t- Fig.III.f5 Circuito equivalente para obtenerla corriente de entrada con la fuente reflejada al resto del circuito

Por lo tanto la corriente de entrada se define como:

Donde:

(Ill- 42)

51

: oPERACr6N YANALISIS EORICO DE LA NUEVA TOPOLOCfA DEL CONFORMDOH DE CORRIENíE

Canítulo 111

Consecuentemente, sólo se presentará corriente de entrada cuando la tensión Vg.rec alcance el valor VCEQ - VPEQ, Fig.lll.16, es decir:

. . si v,.,, < VCEQ-VPEQ , i r 0

Además. el ángulo de conducción puede ser escogido por diseño para cumplir con la norma IEC-61000-3-2.

Fig.lll.i6 Corriente de entrada con el circuito equivalente

111.6 Balance de energía

Con el circuito equivalente que describe la forma de onda de la corriente de entrada se puede realizar un balance de energia del convertidor. La potencia de entrada del conformador se define como: -

Sustituyendo (11142) y resolviendo la integral:

52

OPERACI6N Y ANALISIS T E ~ R I C O DE LA NUEVA TOPOLOGfA DEL CONFORMADOR DE CORRIENTE Capítulo 111

Esta es la ecuación que define la potencia de entrada total al convertidor Los cálculos detallados se presentan en el anexo B

111.7 Procesamiento de la energía

Los conformadores de corriente tipo serie manejan más energia que si estuvieran trabajando como un convertidor convencional sin retroalimentación de energia. Eso se debe a que la salida auxiliar recicla una cantidad de energia. El diagrama de flujo de energia para los conformadores tipo serie se muestran en la Fig.lli.17, [ 2 ].El nuevo conformador de corriente (esquema en paralelo) tambien recicla energia y la forma en que lo realiza es similar al de los conformadores serie.

Conver t ido l CDlCD

Fig.lll.17 Procesamiento de la energla en los conformadores de corriente

La potencia manejada por el convertidor CD/CD (Pc) es la sumatoria de la potencia transferida directamente hacia la carga (P,), la potencia reciclada por la salida auxiliar (Pp), y la potencia transferida por el inductor LD (PLD), efecto foiward. Para' minimizar Pc, Pp debe minimizarse. Para minimizar Pp, el valor de RLF debe diseñarse de tal forma que la tensión de la fuente de pulsos del circuito equivalente VPEa (Fig.lll.15) sea igual a cero cuando la corriente de entrada está en su valor máximo posible Fig.lll.18. Además si se diseña para un valor bajo de VPEa , la potencia reciclada Pp es baja también. Sin embargo, VPEa debe diseñarse lo suficiente para tener ángulos de conducción de la corriente de entrada que cumpla con las regulaciones. Por lo tanto, al igual que el conformador serie, el nuevo conformador también establece un compromiso entre la eficiencia y el contenido armónico en cualquier disetio.

Fig.111.18 Formas de onda a máxima potencia y mlnlma tens16n de entrada

Regresando de nuevo a la Fig.lll.17, la potencia PLo es transferida por el inductor LO. La energia almacenada por este inductor es:

1 2 w,,, = I L , . i, (wt) (Ill- 44)

53

OPERACIbN Y A N A L ~ S I S nOKICO DE LA NUEVA TOPOLOCfA DEL CONFORMDOR DE CORRIENTE

Capítulo 111

Donde iLB es la corriente por ekinductor Le. Esta energía se transfiere en cada periodo de conmutación (a través del transfo<mador) a la salida principal del convertidor. Elkvalor de la potencia entregada, PLD, se obtiene de (111-31) y ( 1 1 1 4 ) :

L L L (Ill- 45)

donde PRLF es la potencia no disipada en el resistor libre de pérdidas (RLF)

De acuerdo a la Fig.lll.17 el porcentaje de la potencia entregada por el rectificador al capacitor Ce queda determinado por:

p@ - p@ - 1

PP pc p, +P@ - +1 pw

- ~.

Donde. P,,= Potencia entregada por la linea. Pp= Potencia entregada por Vp.

(Ill- 46)

La razón Pp/Pgp determina la cantidad de potencia reciclada. Es importante minimizar esta razón de potencias para así procesar la menor cantidad de energía posible, y por lo tanto, mejorar la eficiencia.

La potencia reciclada por el conformador tipo serie depende de la salida auxiliar, Fig.l.6, representada por V5 . La potencia que se le entrega al capacitor Ce es la suma de la potencia que entrega tanto la fuente de pulsos como el voltaje rectificado de la linea. La potencia entregada por cada fuente esta determinada por:

(Ill- 47)

Donde: P, = Potencia entregada por la linea V,. Ps = Potencia entregada por la fuente de voltaje Vs.

Dividiendo las ecuaciones anteriores, la razón de la potencia manejada por el conformador serie es:

(Ill- 48)

La potencia reciclada del nuevo conformador d e corriente depende también de la salida auxiliar (Fig.lll.12). La fuente de pulsos y la linea rectificada ahora se encuentran en paralelo, y la contribución de potencia al voltaje en el capacitor depende del ciclo de trabajo. La potencia que entrega cada fuente es entonces:

(Ill- 49)

54

OPERACI6N YANALISIS ~ 6 ~ 1 ~ 0 O€ LA NUEVA TOPOLOGfA DEL CONFORMADOR DE CORRlENJE

Donde: P,, = Potencia entregada por la linea Vg.ree Pp = Potencia entregada por la fuente de voltaje Vp.

Dividiendo las ecuaciones obtenemos:

v,, D

.. Como se puede observar de las ecs. (111-48) y (lIl-50), la diferencia entre las razones es el

término D,ti - D ) . De esta forma si el ciclo de trabajo es menor al 50%. el nuevo conformador de

corriente procesa menos energia que el esquema serie, por lo que este término se puede escoger por diseño. También es importante notar que la potencia reciclada puede ser minimizada con la fuente de pulsos (Vp), esta observación cae directamente sobre la relación de vueltas del devanado de la salida auxiliar con el devanado primario (Naux/Np).

”

,

Mediante la Fig.lll.17 podemos realizar un análisis de la eficiencia del convertidor; considerando que la potencia reciclada Pp es parte de la potencia de salida, es decir:

P, = K Po (111- 51)

Y Pc es igual a:

Pc = P, +Pa,

Sustituyendo (111-51) en (111-52)

(Ill- 52)

(Ill- 53)

Además:

Pd f P, f P‘D = Pc . qc (Ill- 54)

Sustituyendo (111-53) en (111-54):

pd + Pp + PL0 = (K .Po + P,).qc (Ill- 55)

Mientras que la potencia de salida es:

= (P, + Pp + PLD) - P,

Sustituyendo (111-51) y (111-55) en (111-56) y resolviendo para PdP,,:

(111- 56)

55

OPERnCIbN Y ANALISIS n O R l C O DE LA NUEVA TOPOLOGIA DEL CONFORMDOR DE CORRIENTE

(lli- 57)

Donde:

qc= Eficiencia del convertidor CDlCD q= Eficiencia total del sistema K= Fracción de energia reciclada reflejada hacia la potencia de salida

La ec. (111-57) nos da un estimado de la eficiencia total del convertidor considerando una cierta cantidad de energia que se recicla, K. AI ser mayor la cantidad de energia reciclada, la eficiencia se verá afectada un cierto valor. Esta característica se puede observar al graficar esta ecuación considerando una qc del 90% al variara K desde O hasta 0.5,Fig.111.19. ,

(1 0.1 0.2 (1.3 0.4 (1.5 (1.6 (1.7 (1.8 (1.9 ,o, K .I,

Fig.lll.19 Eficiencia esperada en el convefíidor de acuerdo con la ec (111.57)

111.8 Efecto de Lo en el convertidor

Las formas de onda de la Fig.lll.6 muestran que durante cada medio ciclo de linea la forma de onda de la corriente del inductor LB presenta los dos modos de operación: MCD y MCC. La Fig.lll.ZO(a) muestra que cuando la tensión de linea instantánea es bajo ¡LE es pequeña y por lo tanto LB trabaja en MCD. Cuando la tensión de linea es lo suficientemente grande, iLB también se incrementa y entra en operación el MCC de La. Esto se puede explicar mediante un análisis de la corriente de LE en un ciclo de conmutación. De acuerdo con la ecuación que define su pendiente de descarga, ec (111-2). la tensión que se le aplica para descargarlo es:

vrc.<c, = vc - v,-,, (ill- 58)

Cuando la tensión de linea es baja antes y después de los cruces por cero, la tensión para descargar a LE es grande, es decir, al ser pequeña la tensión de entrada, la tensión de descarga es similar a la del capacitor de almacenamiento provocando que el valor de la pendiente de descarga sea demasiado grande y que la corriente en LE decaiga a cero antes del siguiente ciclo de conmutación y por lo tanto se opere a Le en MCD, Fig.lll.ZO(b).

Cuando la tensión de linea es lo suficientemente grande, la diferencia entre ésta y la tensión Vc es mucho más pequeña y por lo tanto, el valor de la pendiente de descarga no es lo suficientemente grande para que de nuevo decaiga a cero, sino que ahora el valor de la corriente

56

OPERACIbN YANALISIS TE6RICO DE LA NUEVA TOPOLOGIA DEL CONfORMAI>OR B E CORRENTF

en LB en el inicio del siguiente ciclo de conmutación es diferente a cero, entonces LB se encontrará operando en MCC, Fig.lll.2O(c)..

Por otro lado, el inductor LD'introduce un retardo, b, para la carga de LB, este tiempo está en función directa de la magnitud de LO, es decir, si se aumenta el valor de Lo. b aumenta, lo que repercute en la carga del inductor LB (d ) , provocando que este ultimo opere en MCC por más tiempo, de tal manera que mejora la forma de onda de la corriente de entrada, ir. Por lo tanto, es deseable tomar en consideración las magnitudes de LB y LD para tener un angulo en MCC que cumpla con las regulaciones internacionales.

VOS f VOS f

F¡g.lfl.ZO (a) Forma de onda de la Corriente de entrada. (b) Le en MCD. (c) Le en MCC

Las formas de onda de la Fig.lll.21 muestran la corriente de entrada y el ángulo en MCC de LB para el mismo convertidor a diferentes tensiones de entrada. Como se muestra en la Fig.lll.2l(a), cuando la tensión de entrada es de 110 Vrms, el ángulo en MCC de LB es cerca de 70° y la corriente de entrada cumple con las corrientes armónicas permitidas por la IEC-61000-3-2. Sin embargo, si el convertidor opera a una tensión de 220 Vrms, Fig.lll.2l(b), la operación en MCD de LB aumenta demasiado y la distorsión de la corriente es mas severa y no cumple con la norma IEC-61000-3-2. De estas dos figuras e s evidenteque u n ángulo grande d e L B e n MCD (ángulo pequeño de LB en MCC) afectará la forma de la corriente de entrada. Por lo tanto, es deseable escoger los valores de inductancia LB y LD adecuados para cada intervalo de operación de la tensión de linea para obtener un ángulo en MCC de LB que cumpla con las regulaciones.

Una forma de ver como el valor de LD afecta a iLB (y por lo tanto a i,) es desde el punto de vista de los modos de conducción de LB (MCD y MCC). Como se describió en el párrafo anterior, un ángulo de LB en MCC lo suficiente grande ayudará a mejorar la forma de la corriente de entrada.

La Fig.111.22(a) muestra que en el conformador de corriente el ciclo de trabajo efectivo, d: es más pequeño que el ciclo trabajo del interruptor Q,. esto se debe al intervalo de conmutación de

I

57

OPERACibN K A N A U S I S TEORiCO DE LA NUEVA TOPOLOGfA DEL CONFORMDOR DE C O R R I E N E

iLei b, (intervalo to - ti). De las Fig.111.22(a) y (b) un valor grande de Lo significa un tiempo de conmutación grande, ec (111-29) y un ciclo de trabajo d pequeño, y de acuerdo en el análisis realizado para cuando Le opera en MCC. la tensión en bus de CD está en función de d'ec (111-28). Es decir, un valor pequeño de d proporciona un valor bajo de VC.

. . (b)

F~g.lll.21 Forma de onda de corriente de entrada de un conformador de com.ente. (a) a 110 Vms. (b) a 220 Vrms

Por otro lado, un valor bajo de Vc significa que la tensión de descarga de LB será mas baja (111-58) cuando el interruptor Q, está apagado (en comparación cuando LO es pequeño. d grande, VC grande), como resultado, Le trabajará en MCC por más tiempo. Por lo tanto, un valor grande Lo incrementará el ángulo en MCC de LB y mejorará la forma de onda de corriente de entrada.

Sin embargo, si Lo es demasiado grande, el valor d será demasiado pequerio, tal que la tensión en Ce pueda caer por debajo de la tensión pico de entrada, provocando que no se presente una tensión de descarga adecuada sobre LB, resultando en una distorsión de la corriente de entrada, Fig.111.23.

58

. . . . . I r -

OPERACl6N Y ANALISIS lE6RICO DE L A NUEVA TOPOLOGfA DEL CONFORMAOOR DE CORRlENlE

Así que desde el punto de vista por tratar de mejorar el ángulo en MCC de LE , un valor grande de LD es deseable, pero no.puede ser demasiado grande debido al efecto que provoca en la corriente de entrada.

Fig.lll.22 Corriente en Le y Lo al variar este ultimo. (a) con Lo grande se disminuye el ciclo de trabajo real d' de LB, (b) Con Lo pequeña no se disminuye tanto el ciclo de irabajo real d de Lg.

I ( MCD MCC i MCD

I I

_.* -_ _._ h I I I

Fig.111.23 Lo demasiado grande provoca una tensi6n en C. menor que la fensi6n pico de entrada

En una operación adecuada del conformador, Lo siempre trabajará en MCD y por lo tanto habrá un intervalo de conmutación de la corriente (b - ti), Fig.111.24(a). De nuevo, si Lo es demasiado grande, iLD eventualmente entrará a trabajar en MCC, y por lo tanto, el intervalo de conmutación será reducido debido a que el valor inicial de iLo no es cero, Fig.111.24(b). Un intervalo de conmutación pequeño trae como consecuencia un valor de tensión en el bus de CD grande, debido a que d e s grande ec. (111-28). Además el valor grande en el bus de CD hace que se tenga una tensión de descarga de LB mayor, dando como resultado que el ángulo en el cual LE trabaja en MCC sea reducido, afectando la corriente de entrada.

Como conclusión final, es deseable tener un valor grande de LD para mejorar la corriente de entrada, pero no puede ser demasiado grande por la distorsión que se provoca cuando Vc es más pequeño que la tensión pico de entrada. Por otro lado, cuando se escoge por diseño el ángulo de conducción. también hay que tener en cuenta la cantidad de energía reciclada para mantener dicho ángulo, es decir, al ser mayor el ángulo, mayor es la energía que se recircula, y de acuerdo con la ecuación, ec (111-57). la eficiencia está en función inversa a la cantidad de energía recirculada. Por lo anterior, es deseable escoger ángulos de conducción que cumplan con la norma y al mismo tiempo se minimice la cantidad energía recirculada.

59

O P E M C I b N Y A N A L I S I S TEORICO DE LA NUEVA TOPOLOGfA DEL CONFORMDOR DE CORRIENTE

Capítulo 111

vn4 t

Fig.111.24 Corriente en Le y Lo al variar éste ultimo. (a) Lo (pequeno) operando en MCD (b)Lo (demasiado grande) operando en MCC

Las simulaciones a continuación presentadas, son con la finalidad de mostrar lo expuesto anteriormente, es decir, no se puede tener valores de Lo demasiado pequeños debido a que se presentaría una tensión de descarga sobre LB grande, provocando que trabaje en MCC por menos tiempo, ni tampoco valores de Lo demasiado grandes debido que la tensión en el bus de CD puede decaer por debajo de la tensión pico de entrada, presentándose una distorsión de la corriente de entrada. Para esto hemos tomado un valor de la suma de inductancias arbitrario LB = 1mH variando Lo desde OmH hasta 0.3mH. Las simulaciones se realizaron para una tensión de entrada de 110 Vrms a 50W de salida y a una frecuencia de conmutación de 100KHz.

Las gráficas presentadas en la Fig.111.25, tienen en el eje de las abscisas el valor de Lo, y en el eje de las ordenadas el ángulo en que Ls opera en MCC, la tensión en Cs y la magnitud de la DAT respectivamente. En este punto hay que señalar que el parámetro de la DAT sólo se tomó para poder presentar el efecto que se produce sobre la corriente de entrada al aumentar el valor de LD. además de la distorsión que se presenta para valores de tensión en CB por debajo de la. tensión pico de entrada.

De la Fig.111.25(a), (b) y (c) se observa que a valores bajos de Lo se tienen ángulos de conducción en MCC de LB pequetios y las tensiones en el capacitor no son elevadas respectivamente, sin embargo, este valor bajo de LD no permite que se cumpla con la norma en la clase D. AI ir aumentando el valor LD paulatinamente, la tensión de descarga (Vc) sobre Ls disminuye. lo que trae consigo que se aumente el ángulo de conducción de LB en MCC. AI llegar a un determinado valor de Lo, el ángulo de conducción cumple con la clase D de la norma I EC- 61000-3-2,enestecasoparaLD= 0.12mH.Latensión en VC decae hasta 158 V. Si se sigue aumentado el valor de Lo, el ángulo en MCC de LB continuará incrementándose y la tensión en Cs continuará disminuyendo. y llegara una momento en que cierto valor de LO afectará a la tensión en Ca provocando que ésta sea menor que la tensión pico de entrada y la forma de la onda de la corriente se presente como en la Fig.111.23 y la DAT comenzará a aumentar. Este efecto ocurre, para esta simulación en LD = 0.18mH. Si se continua aumentado el valor de Lo mas allá de este valor, la tensión en CB continuará disminuyendo, mientras que la distorsión de la corriente aumentará como se observa en las Fig.111.25(b) y (c). El intervalo de LD en el cual se cumple con la norma en la clase D se muestra e n u n rectángulo sombreado, y empieza desde O .12mH hasta 0.17mH.

60

I -

I ''

OPER4ClbN Y ANALISIS ~ 6 ~ 1 ~ 0 DE LA NUEVA TOPOLOGIA DEL CONFORMADOR DE CORRrENTT Capitulo 111

OC

o 002 0.04 0.06 0.08 0.1 o , * 0.1. O 1 6 0.111 o 2 o 0.02 0.0, 0.00 0.08 0.1 0.12 0.14 0.10 0.18 o 1

b LO

(a) (b) 16

150

140

130

120

"TtW DO

a0

70

60

O 0.02 0.01 O06 0.08 0.1 D,?Z 0.14 0.16 0.l8 0.2

LD (C)

Fig.111.25 Comportamiento de la DAT, V, y el ángulo de conducción ante la variación del inductor de retardo. Lo, a f fü V,, ( L ~ = fmw. (a) Angulo en MCC de L~ Vs L* (b) Tensión en el capacitor C, VS Lo. (c) DA T V, io.

Otro grupo de simulaciones se muestra en la Fig.111.26 para cuando LB cambia de valor a 0.7mH. como se observa, las tres trazas muestran el mismo comportamiento que el grupo de simulación anterior para Ls = 1mH. El intervalo para el cual se cumple con la norma en la clase D se mantiene casi igual, de 0.12mH a 0.16rnH. Esto indica que un cambio del 30% de la razón de inductancias no varia significativamente el comportamiento de la forma de corriente de entrada.

El siguiente grupo de simulaciones de la Fig.111.27 se realizó con el mismo circuito a 1 lOV,, de entrada, pero ahora alimentdndolo con una tensión de linea de 220Vms de entrada. Las trazas de la Fig.111.27 muestran que en ningún caso se cumple con la norma IEC-61000-3-2 en su clase D. Las formas de onda que se obtuvieron en este grupo de simulaciones fueron muy similares a la de la Fig.lll.Zl(b) . De igual manera, la tensión en bus de CD decrece, pero no lo necesario para que Ls se mantenga en ángulo en MCC lo suficiente para cumplir con la norma. Con este grupo de simulaciones se observa que es muy dificil tener un convertidor para cumplir con la norma en todo el intervalo de tensiones de entrada (SOVCA - 250 VCA). Por lo tanto, lo mejor es diseriar un convertidor para cumplir con la norma en cada intervalo de tensi6n: Americano (SOVCA - 130VCA) o Europeo (1 SOVCA - 250VCA).

61

O P E R ~ C I ~ N YANALISIS TEORICO D E L 4 NUEVA TOPOLOGfA DEL CONFORMDOR DE CORRIENTE

Capítulo 111

9

O C

I

3

2

LD L O

(a) íb)

1

o 0.02 0.04 0 % 0.08 0.1 0.12 0.14 0.m O t 8 0.2

LD ( C )

Fig.111.26 Comportamiento de la DAT, V, y el ángulo de conducci6n ante la variaci6n del inductor de retardo, Lo, a ii0 Vrms (LB = 0.7mH). a) Angulo en MCC de Ls Vs L,. (b) Tensidn en el capacitor Ce VS Lo. (c) OAT V, Lo.

Fig.11127 Comporiamiento de la OAT, V, y elángulo de conduccidn ante la variacidn del inductor de retardo. Lo, a 220 V m s (L. = ImH). a)dngulo en MCC de Le Vs La (b) Tensidn en el capacitor Ca V, Lo

62

- . I

OPERACl6N Y A N A L I S I S TEdRICO DE LA NUEVA TOOPOLOCfA DEL CONFORMADOR DE C O R R I E N n

IS

13 DAT

12

I I I I I I I I I w I 1 O O02 O 0 1 O 0 6 O08 O 1 O 1 2 O 1 4 016 O18 O 2

- - 10

b (C)

Fig.111. 27 (Coniinuacidnj Comportamiento de la DAT, if, y el ángulo de conduccidn ante la variacidn del inductor de retardo, Lh 220 Vrms (Le = imH). c) DAT V, Lo.

111.9 Referencias

J. Sebastián. M. M. Hernando. A. Fernández, P . J . V illegas and J . D iaz. “Input Current Shaper Based On The Series Connection Of A Voltaje Source And Loss-Free Resistor”, IEEE Applied Power Electronics Conference, 1998. pp. 461- 467.

J. Sebastián, M. M. Hernando, P. J. Villegas, J. Díaz and A. Fontán. “A New Input Current Shaping Technique Using Converters Operating In Continuous Conduction Mode”, IEEE Power Electronics Specialists Conference, 1998. pp. 1330-1336.

L. Huber and M. M. Jovanovic. “Design optimization of S ingle-Stage, S ingle- Switch Input Current Shapers”, in Proc. IEEE Power Electronics Specialists Conference, 19977, pp, 519-526.

L. Huber and M. M. Jovanovic. “Single-Stage SingleSwitch Isolated Power Supply Technique with Input Current Shaping and Fast Output-Voltage Regulation for Universal Input-Voltage-Range Applications”, in Proc. IEEE APEC’97. 1997, pp. 272-280.

63

O P E R n C i d N V A N A L ~ S ~ S ~ ~ E O R ~ C O DE LA NUEVA,TOPOLOGJA ~. . DEL CONFORMDOR DE C O X R I E N E , I . Capítulo Ill

. . . .. _ _ . . - ~.

i .- r . . ..

. , , -. .

, . .

64

ASPECTOS CRfTlCOS DE D I S E W : ETAPA DE POTENCIA Y CflNiROL

.

CAPITULO IV ASPECTOS CRlTlCOS DE DISEÑO: ETAPA DE POTENCIA Y CONTROL

lV.1 Resumen

En este apartado se expone el diseño de la etapa de potencia: el tipo de filtro EM1 que se emplea, el cálculo del capacitor voluminoso, el convertidor flyback y del transformador. Además se propone la metodologia de diseño para la topologia del nuevo conformador de corriente, presentando un ejemplo de diseño con el cual se examinó la topologia para validar la idea experimentalmente. Por ultimo. con respecto a la parte de la etapa de control se presenta el tipo de compensador utilizado.

65

ASPECTOR CRITJCOS DE DISENO: ETAPA DE POTENCIA Y CONTROL

Capítulo IV

IV.2 El convertidor flyback

El convertidor flyback es ampliamente usado en sistemas de alimentación conmutados debido que además de proporcionar aislamiento galvánico, también requiere un menor número de componentes que otras topologias de convertidores, por lo que representa una alternativa de bajo costo y simplicidad. Sin embargo, una de las dificultades asociadas con esta topologia es el diseño del transformador.

El convertidor flyback está basado en el convertidor buck-boost, y en la Fig.IV.l se muestra la versión aislada.

Fig.lV.l Convertidor flyback

El convertidor flyback puede operar en: MCD y MCC. Estos modos de operación están determinados sólo por la inductancia magnetizante del transformador, el ciclo de trabajo del interruptor y la corriente de carga.

Ambos modos de operación presentan diferentes propiedades que atañen el diseño y caracteristicas del transformador. La operación en MCD presenta mayores esfuerzos en corriente y por lo tanto tiene tensiones de sobretiro mayores en el apagado. Por otro lado responde más rápidamente ante cambios en la corriente de carga o tensión de entrada debido a una inductancia magnetizante más baja. La operación en MCC presenta menos esfuerzos en corriente y por lo tanto tensiones de sobretiro más bajas, sin embargo, debido a que se requiere inductanciac magnetizanes más grandes que en MCD, el volumen del transformador también aumenta. Por lo anterior, el convertidor flyback de la topologia del nuevo conformador se implementará para operarlo en MCD.

IV.3 Convertidor flyback operando en MCD

El modo de operación en discontinua se seleccionó por las caracteristicas que presenta para la regulación de la tensión de salida y el tamaiio del núcleo. En esta sección se muestran las ecuaciones de diseno del convertidor flyback CDlCD cuando opera en MCD, de acuerdo con [ 1 1.

En el tiempo de encendido de Q1, la tensión en el capacitor de almacenamiento, Ce, se aplica directamente a la inductancia magnetizante del transformador, Lp, y la Corriente crece linealmente a una razón dada por la ec. (IV-1):

66

AI final del tiempo de encendido la corriente en el devanado primario ha alcanzado su valor máximo dada por:

(IV- 2)

Durante este tiempo de encendido se presenta el periodo de almacenamiento de la energía. Fig.IV.2. La energía almacenada en el primario es'

Donde: E = Energía. (Joules). Lp= lnductancia magnetizante del primario, (Henrios). lLPpk = Corriente pico del primario, (Amperes).

(IV. 3)

Fig.lV.2 Periodos de almacenamiento y transferencia de energia

Después que el interruptor se apaga, la corriente en la inductancia magnetizante forza a invertir la polaridad de todos los devanados y debido a que la corriente no puede cambiar instantáneamente en el momento de apagado, la corriente en el primario se transfiere al secundario con una amplitud de:

I s = I p - ( % ) (IV- 4)

Este tiempo de apagado representa el periodo de transferencia de energia hacia el secundario, Fig.IV.2. Además la corriente en el devanado secundario fluye hacia el capacitor y decrece linealmente a una razón de:

di, - Vo dt L,

(IV- 5)

67

ASPECTOR CRITICOS DE DISENO: ETAPA DE POTENCIA Y CONTROL

Capítulo IV . . .

Donde:

Vo = Tensión de salida Ls = lnductancia del devanado secundario

La cantidad d e energía entregada e n u n periodo de conmutación representa la potencia demandada por el convertidor, misma que al final del periodo está dada por:

(IV- 6)

Mientras que el lazo de control se encargará de mantener invariable la tensión de salida manteniendo el producto Vc TON constante.

El calculo de la tensión de salida lo podemos realizar considerando la tensión de entrada, el tiempo de encendido del mosfet, y la carga. Para dicho cálculo tomaremos la tensión de entrada mínima para un ciclo de trabajo máximo y potencia nominal asumiendo una eficiencia del 85%

VO’ Po = - R O

rz, =- =1.17.P, 0.85

(IV- 7)

(IV- 8)

Sustituyendo (IV-6) y (IV-7) en (IV-8) y despejando para Vo para cuando Vc esta en su valor mínimo, VCmin :

O lo que es lo mismo:

(IV- 9)

(IV- IO)

Donde n es la relación de transformación:

(IV- 1 I)

La máxima tensión que soporta el interruptor en el momento de apagado sin considerar el sobretiro de tensión causado por la inductancia de dispersión está en función de la tensión de salida reflejada al primario, la tensión de caída en el diodo de salida y ía tensión de entrada, es decir:

68

ASPECTOS C R f n C O S DE DISEÑO ETAPA DE POTENCIA Y CONTROL Capítulo IV

(IV- 12)

La relación de transformación debe ser tal que la tensión máxima que soporta el interruptor, V,, más la tensión de sobretiro provocada por la inductancia de dispersión no sobrepase el valor especificado para el interruptor empleado.

La inductancia del primario la podemos calcular despejando Lp de la ecuación (IV-9):

(IV- 13)

O bien.

(IV- 14)

La corriente pico máxima en el interruptor es proporcional a la tensión de entrada y el tiempo de encendido. es decir:

y su valor rms está dado como

(IV- 15)

(IV- 16)

IV.4 Diseño del transformador

Uno de los factores importantes en sistemas de alimentación que emplean un convertidor flyback es la construcción del transformador. Aunque no es realmente un transformador si no más bien un dispositivo que almacena energia. en donde durante el periodo de encendido la energia es almacenada en el entrehierro del núcleo, y durante el tiempo de apagado la energía es transferida a la salida.

Orden de los devanados e ,

De acuerdo con (2 , 3 1, el devanado primario (o una porción de él) siempre debe ser el primer devanado a arrollar en el transformador, esto minimiza la longitud del alambre por vuelta (MLT), reduciendo la capacitancia parásita del primario. Además, si se cumple con esta condición el devanado primario estará blindado por los otros devanados del transformador ayudando a reducir el Nido del devanado primario a los otros componentes de la tarjeta cerca del transformador. Además. si el punto de inicio de arrollamiento del devanado primario es el punto en el cual se conecta la terminal de drenaje del mosfet permitirá que la primera mitad del devanado primario con altas excursiones de tensión sea blindado por los otros devanados Ó por la segunda

69

ASPECTOR C R m C O S DE DISENO: ETAPA DE POTENCIA Y CONTROL

Capítulo IV

mitad del devanado primario, reduciendo de esta forma el EM1 acoplado desde el lado del primario del transformador a otras partes de la tarjeta.

El devanado primario debe ser diseriado al menos para ser arrollado en dos capas, est0 minimiza la capacitancia del devanado primario y la inductancia de dispersión del transformador. Si se añade una cinta aislante entre las capas del primario se puede reducir la capacitancia del devanado primario por un factor de cuatro.

Con respecto a los devanados secundarios, si el convertidor es de múltiples salidas, el devanado secundario de mayor potencia debe ser colocado junto al devanado primario para reducir la inductancia de dispersión y asegurar el mejor acoplamiento. Si el devanado secundario presenta sólo pocas vueltas, éstas deben ser espaciadas tal que atraviesen el ancho del área de ventana del transformador para mejorar el acoplo.

El orden de los devanados, el primario y los secundarios en transformadores de múltiples salidas tiene un gran efecto en la inductancia de dispersión. Para aplicaciones por arriba de los 40W se recomienda arrollar el devanado primario con capas intermedias del devanado secundario. Empleando esta técnica, la inductancia de dispersión se reduce a la mitad comparada con un devanado primario arrollado totalmente sin devanados intermedios del secundario. Con estas recomendaciones, sabiendo que nuestro transformador consta de tres devanados y el devanado secundario es el que lleva la mayor cantidad de potencia, una posibilidad de construcción del transformador es como se muestra en la Fig.IV.3

Fig.lV.3 Orden de los devanados del bansfomador

De esta forma primero arrollaremos la mitad del devanado primario, seguido por la capa del devanado secundario, posteriormente, la segunda mitad del devanado primario y en la última capa el devanado auxiliar.

IV.5 Cálculo del capacitor voluminoso CB y el capacitor de salida C,

La etapa de entrada de una fuente de alimentación conmutada (rectificador + filtro) convierte la linea de alimentación de CA a una tensión de CD. Vc, con lo cual, la potencia se transfiere a una sección de conmutación de alta frecuencia. El tamaño del capacitor de entrada al convertidor CDICD determina el rizo de tensión en bus de CD. A la minima tensión de linea, V,,,, el rizo determina la mínima tensión de entrada al convertidor CDICD, Vcmin. lo cual es consideración importante en el diseño de una fuente de alimentación ya que ésta ultima define la relación de transformación requerida por el transformador para lograr una tensión de salida especifica a un ciclo de trabajo máximo.

En el nuevo conformador la etapa de entrada no sólo consiste de su rectificador más el filtro, si no también de la salida auxiliar que se conecta en paralelo con el puente rectificador. Sin embargo el comportamiento del rizo de tensión en el bus de CD (Fig.IV.4) es similar a rizo de que presenta un rectificador más el filtro.

70

ASPECTOS C R f n C O S DE DISEt?O: ETAPA DE POJENCIA Y CONTROL

Si se selecciona un capacitor de entrada demasiado pequeño, el rizo de tensión en el bus de CD sera grande ocasionando que el ciclo de trabajo no sea constante. Por otro lado, el factor de utilización del transformador será pobre, los esfuerzos de corriente y tensión tanto el mosfet como en los diodos de salida serán mayores.

Fig.fV.4 Tensidn de entrada y tensión en el capacitor de almacenamiento

El capacitor debe seleccionarse -para suplir la energia que se requiere a la potencia nominal de la fuente de alimentación. es decir, que el rizo de tensión en el bus de CD debe ser el adecuado para mantener Vc mas grande que la tensión minima deseada VCmin bajo las condiciones del peor caso de la frecuencia de linea, minima tensión de entrada y carga nominal. La energia requerida que debe suplir CB al convertidor esta dada por:

W," = __ P@ (IV- 17) h,",

Mientras que el capacitor Ce lo podemos calcular de la siguiente manera:

(IV- 18)

El capacitor de salida de la etapa CDlCD se calcula mediante la ecuación que define a un capacitor, es decir:

(IV- 19)

Donde:

lamax = Corriente máxima de salida demandada por la carga D,,, = Ciclo de trabajo máximo AVo = Rizo de tensión de salida

IV.6 Filtro EM1

Como se ObSeNÓ en el capitulo anterior, la forma de onda de la corriente de entrada es conmutada y de alta frecuencia en el modo de operación continua de Le Fig.lll.3(b). es decir, es similar a la forma de una que demanda un convertidor flyback cuando opera en MCC. Por lo tanto, esta forma de onda es perjudicial para la linea debido a que provoca interferencia electromagnética. Por esta razón es necesario añadir un filtro EM1 entre la línea de alimentación y

71

ASPECiOR CRTICOS DE DiSE130: ETAPA DE POTENCIA Y CONTROL

Capítulo IV

el convertidor.' El filtro EM1 tiene la función de proveer la atenuación necesaria hacia los armónicos de la corriente de linea en una cantidad apropiada y así dar cumplimiento a las normas.

De acuerdo con lo reportado en [ 4 1. existen tres requisitos que un filtro EM1 debe , .t . > ~ q . , . ; , ~ ~. .

satisfacer:

Proveer la atenuación requerida para satisfacer las normas. No tiene que producir un desplazamiento de fase entre la tensióq y la corriente de linea. Asegurar que se mantenga ¡a estabilidad del sistema.

- . .

Un filtro tipico'que se.emplea es el filtro EM1 LC:Fig.IV.5, el cual sólo necesita de un inductor y un capacitor

~,

~~

i l

, . . . ,

Fig.lV.5 Fiiro EM/ tipo LC

Un punto importante e s la selección de CEMI. En una operación adecuada el convertidor debe ver una fuente de voltaje de baja impedancia hacia la salida del filtro. Esto implica que CeMl debe ser grande y LEMl pequeño: Además CEMl introduce una componente reactiva en la corriente de entrada que se hace más presente cuando CEMl es grande Y LEMI es pequeño degradando el factor de potencia.

En [ 5 ] se presenta un método para calcular los valores de los elementos del filtro y sólo se requiere conocer la frecuencia de conmutación del convertidor y I a a tenuación deseada ó I a frecuencia de corte del filtro (fc) que generalmente se plantea a una década por debajo de la frecuencia de conmutación (fs).

. .

(IV- 20)

n

f, =lo-" .fs

(IV- 21)

Donde: a-Atenuación dada por el filtro

Para nuestro caso se decidió escoger primero la frecuencia de corte del filtro. Por lo tanto, - . para conocer la atenuación deseada, a. despejando de (IV-20): * '

(IV- 22)

En tanto los valores del filtro se obtienen proponiendo un valor de CEMl y posteriormente con (IV-21) calcular el valor de LEMI

72

ASPECTOS CRfTlCOS DE BISEIJO ETAPA DE POTENCIA Y CONTROL

IV.7 Diseño del conformador

Una vez que se ha obtenido un circuito equivalente que define la corriente de entrada y la potencia de entrada al convertidor, podemos obtener las ecuaciones de diseño del convertidor completo.

Rescribiendo la ecuación que define el ángulo en el cual LB trabaja en MCC:

ec =2 .c0s (IV- 23)

AI igual que los conformadores tipo serie, el valor - 2 RLF debe escogerse para el peor caso, es decir, cuando Vc iguale a Vr al valor pico minim0 de la tensión de entrada V,. y máxima potencia de salida Pgpmax, En estas condiciones el valor del ángulo de Ls en MCC es máximo Ocmaxi VC será mínimo Vcmin y el ciclo de trabajo será máximo, Dwx. El procedimiento de diseño comienza escogiendo el valor del ángulo de conducción de LB en MCC al valor pico de la tensión de entrada especificado en las regulaciones (67.4O para cumplir con las regulaciones de la clase D extrapolada a 127V o 11OV de entrada):

VP . D,,, Despejando: ~ de (IV-23) y sustituyendo en (111-43): (1 - 0x1 + '.yJ

Manejando algebraicamente obtenemos:

De la ec. (IV-26) calculamos RLF:

(IV- 26)

(IV- 27)

En tanto que Lo lo obtenemos de (111-34). Para calcular LB también aplicamos el mismo criterio que el conformador serie [ 6 1, al menos 5 a 10 veces el tamaño de LO:

L, = S O L , (IV- 28)

73

ASPECTOR CRlTlCOS DE DISERO. ETAPA DE POTENCIA Y CONTROL

Una vez con estos datos podemos calcular la relación de transformación del devanado auxiliar al el devanado primario con la ec. (IV-25) sustituyendo VP por N* Vcmin

Hasta ahora sólo nos hemos enfocado a calcular los parámetros de la etapa de entrada del conformador, otro parámetro de interés es la relación de transformación del devanado secundario Ns al devanado primario Np. Esta relación no la podemos calcular simplemente con la función de transferencia de u n convertidor f lyback sin e tapa d e c onformación, debido a q ue I a potencia d e salida no solo está en función de la potencia que entrega el capacitor CBi si no también de la potencia que entrega el inductor L o , PLD.es decir de la Fig.lll.15.

Po = P,, i Pd

Despejando Pd

Pd = Po - P',

Y

Pd = v, 'I, Además

Io N, 1- D

Sustituyendo (IV-31) en (IV-30) y despejando para IB:

Sustituyendo (IV-32) en (IV-33) y despejando para N$p :

, .

(IV- 30)

(IV- 31)

(IV- 32)

(IV- 33)

(IV- 34)

De esta ecuación se observa que la relación de transformación depende también además del ciclo de trabajo, de la potencia PLD que entrega el inductor LD a la etapa de salida del convertidor. L a potencia PLD promedio s e puede calcular con l a ec.(lll-45), pero sustituyendo iLB (w i ) por la corriente promedio en un medio ciclo de línea. La corriente promedio se calcula en el anexo B.

74

ASPECTOS CRfTICOS DE DISENO: ETAPA DE I'OTENCIA Y CONTROL Capítulo IV

IV. 7.1 Pasos de diseño del nuevo conformador

Con el análisis teórico del nuevo conformador presentado en el capitulo 111 y en los parrafos anteriores se muestran los pasos de diseño del nuevo conformador de corriente. Las especificaciones de diseño son:

Vg.recmx = Tensión de entrada maxima Vg.,,,i, = Tensión de entrada minima Vo = Tensión de salida Po = Potencia de salida fs = Frecuencia de conmutación q, = Eficiencia total estimada del convertidor. D,, = Ciclo de trabajo máximo VCmin = Tensión minima en el capacitor voluminoso CB

El siguiente procedimiento de diseño corresponde c uando s e e rnplea como convertidor CDlCD un convertidor flyback o derivado de él.

1. Selección del ángulo de conducción El primer punto se refiere a la selección de un ángulo de conducción, 9cmax. de LB en MCC

de manera que cumpla con las regulaciones de la IEC-61000-3-2. De acuerdo con lo reportado en [ 61, el ángulo minim0 para cumplir está condición es de 1.177 rad (67.44').

2. Cálculo de la Potencia de entrada Con la eficiencia estimada del convertidor calculamos la potencia total de entrada:

PO

.%o

vt p =- (IV- 35)

3. Cálculo del RLF y Lo El siguiente punto, es con la ec (IV-27). calculamos el resistor libre de pérdidas. y el valor

de LD lo obtenemos de (111-34)

4. Cálculo de Lg Con (1'4-28) calculamos el valor de LB

5. Cálculo de la relación de transformación N. De (IV-29) obtenemos la relación de transformación N del devanado auxiliar N,,, al

devanado primario Np.

6. Calculo de PLD y la relación de transformación n Con (111-45) calculamos la potencia que transfiere LD hacia la salida. y con de (IV-34)

calculamos la relaci6n de transformación del devanado secundario NS al devanado primario Np.

7. lnductancia del primario, Lp Con (IV-13) calculamos la inductancia del devanado primario Lp para operar en MCD.

8. lnductancia del secundario, Lc, y del devanador auxiliar, La.. . Con la inductancia del primario y las relaciones de transformación de los devanados, se

calcula ahora la inductancia del secundario Ls y la inductancia del devanado auxiliar, L,,,:

75

ASPECTOR CRlTICOS DE DISENO ETAPA VE POTENCIA Y CONTROL

Capitulo IV -

(IV- 36)

9. Cálculo de Ce El capacitor de almacenamiento CB lo calculamos con la ecuación (IV-18)

10. Cálculo de Co Con la ec (IV-19) calculamos el valor de salida Co después de seleccionar un nivel de rizo

de la tensión de salida AVO

11. Valores del filtro EM1

de corte deseada y un valor de CEMI. Por último, con la ec (IV-21) calculamos los valores del filtro €MI proponiendo la frecuencia

IV.8 Especificaciones y diseño del prototipo propuesto

Para ilustrar estos pasos de diseño y verificar el funcionamiento de la propuesta del nuevo conformador se construyó un prototipo experimental con los siguientes datos:

Datos: Vmi,=127 V pico @ 90 Vrms V,.=lSOV pico @ 127 Vrms D,,,=0.4

P0=5OW fs=lOOKHz tlcm,=l .3 rad (74') Vc,i,=Vmi,=127 Vpk q,=80%

Vo=50

El prototipo experimental a implementar se ha considerado para el intervalo americano de tensión con una frecuencia de conmutación de 100KHz. Además se opera la etapa del convertidor flyback en MCD por las ventajas que ofrece en cuanto a tamaño del núcleo. regulación y mejor respuesta dinámica. El prototipo se diseñó para una potencia y tensión de salida de 50W y 50V respectivamente. El ángulo de conducción lo hemos escogido para cumplir con la norma IEC- 61 00013-2. Aplicando los pasos de diseño a las especificaciones del convertidor propuesto obtenemos las magnitudes de los dispositivos de interés.

1. Escogemos un ángulo de conducción de Lg de 1.3 rad (74' ) 2. Calculamos la potencia de entrada máxima:

3. Valor del resistor libre de pérdidas y Lo:

76

ASPECTOS CRfTICOS DE DISEnO: ETAPA DE POTENCIA Y CONTROL

Capítulo IV

RLF = 8.56

RLF L = " f s

L , 3 90pH

4. Calculamos el valor de Ls:

L, = l o . & L , = 900pH

5. Relación de transformación del devanado auxiliar al devanado primario:

N=1.336

6. Calcularnos la relación de transformación del devanado secundario al devanado primario: 1 2

2 P,, = - R L F . I LBAI'G

50 - 5 = - = 1Amp Vo 50

N, Po - P,, 1- D N, vc , Io D

!!!L = 0.55

Io,,, -

N,

7. Cálculo de la inductancia del devanado primario

L , = 220p.H

8.

Cálculo de Ls:

Calculo de la inductancia del secundario y del auxiliar:

2

L, = L, .[%I 77

ASPECiOR CRlTICOS DE DlSEflO ETAPA DE POTENCIA Y CONTROL

Capítulo IV

L, = 66pH Cálculo de Laux

Lo, = 400pH

9. Cálculo del capacitor de almacenamiento:

V,,, = 127 V v,,,, = 90 v

= 1.04ljoules p, - 62.5W 60Hz

w. =__ - m hineo

Wi" - c, 2 * = 129pF - 1.041J

Vrmin - Vc,,' (127V)' - (90V)'

10. Cálculo del capacitor de salida:

AV,, = 0.1V

C,, 240pF 11. Cálculo del filtro EMI.

Proponiendo una frecuencia de corte de IOKHz un valor de CEM,=0.47uF

IV.8.1 Forma de la corriente de entrada

Con estos datos podemos implementar el nuevo conformador de corriente. sin embargo, también es interesante saber el comportamiento de la corriente. ángulo de conducción y tensión en el capacitor voluminoso ante diferentes condiciones de operación, ya sea variando la tensión de entrada de un minimoa un máximo para u n potencia d e salida determinada, o manteniendola tensión constante y variando la potencia de salida. Estos datos se pueden obtener al normalizar la potencia de entrada resolviendo las siguientes ecuaciones:

70

ASPECTOS CRfTiCOS DE DISENO: ETAPA DE POTENCIA Y CONTROL Capítulo IV

(IV- 39)

Donde:

I

O 1.0s 2.09 3.14

.O. I Aiigulo

I ) Pgmax-Vgmin - .... 2) Pgmax-Vmax --- 3) (PgrnaxR)-Vgmin

4) (Pemaxi2)-Vemax - - _ Fig.lV.6 Prediccidn tedrica del comportamiento de la corriente de entrada ante diferentes condiciones de operación

de tensidn de entrada ypotencia de entrada

La F ig.lV.6 muestra e I comportamiento teórico que presentará la corriente de entrada al variar ciertos parámetros como la tensión de entrada desde un minirno (V,,,,,") a un máximo (Vrmx) ante dos diferentes potencias de entrada, P,,, y Pg,,/2; para este ejemplo desde 9OVrms hasta 127Vrrns. De acuerdo con estas predicciones, al aumentar la tensión al máximo para la cual se diseno la topologia, e I á ngulo d e conducción t iende a d isminuir. e Sto s e j ustifica también por e I análisis de las formas de onda en el apartado 111.8.

79

ASPECTOR CRITICOS DE DISENO: ETAPA DE POTENCIA Y CONTROL

Capitulo IV

75 70

65

~-~ -.-.

__ í I . . --

60 ~

55 ~

Po Fig.lV.7 Prediccidn tedrica del comportamiento del ángulo de conduccidn ante diferentes tensiones y potencias de

entrada

La variación del ángulo de conducción se muestra en la Fig.IV.7 en donde el máximo ángulo de conducción ocurre con la tensión minima de entrada. Si se observa esta figura, los datos de los ángulos de conducción obtenidos a Vrmi,, V,,, y Pgmax y Psmax/2 corresponden con los datos de la Fig.IV.6

En la Fig.IV.8 muestra la variación de la tensión del capacitor de almacenamiento. La tensión en él se muestra en relación con la tensión de entrada. Como se observa a la potencia de entrada máxima se tendrá la minima tensión que soportará dicho capacitor. Pero a bajas potencias esa tensión no presenta mucha variación con su respectiva tensión de entrada.

1.14:

v c 1 ~.

v , 1.08 I

1 .oy

__

t 1 .o4

1 . o 4

1 5 k 1 5 i o 25 30 35 40 45 ' 5 0 Po

Fig.lV.8 Prediccidn te6rica normalizada del comportamiento de la tensidn en el capacitor de almacenamiento ante diferentes condiciones de tensidn ypoiencla de entrada

Con los datos obtenidos del disetio del nuevo conformador de corriente, en la Fig.IV.9 se presenta la forma de onda de corriente tanto de los análisis teóricos presentados en el capitulo Ill y la obtenida,en simulación.. La forma de ,onda de corriente de la Fig.lV.S(a) se graficó con la ec. (11142) mientras que la Fig.lV.S(b) es la que se obtuvo en simulación. Ambas formas de onda son muy similares, lo que corrobora el análisis teórico realizado anteriormente.

80

(SP -Ad

íw -AIJ

ASPECTOR CRJTICOS DEDlSENO ETAPA DE POTENCIA Y CONTROL

Capítulo IV

r 1

Donde:

lCBPK = Co$ente pico proporcionada por Cs. lRLFPK = Corriente pico que circula por el resistor libre de pérdidas. llPK = Coriente pico de entrada al convertidor : VinPK= Tensión pico de entrada para la minima tension de entrada (127V para 9OVrmJ VPmin = Vcmin ' N

Sustituyendo datos en la ec (IV-46) para la mínima tensión de entrada a potencia nominal de salida de 50W, la corriente pico que soporta el mosfet es:

I , = I , , , - - 4198A -..-. (IV- 47)

La corriente pico en el devanado secundario del transformador y por lo tanto el diodo de salida está dada por la ec.(iV-4): .I

I , = I , .[$]=4.98A.(&)=9.05A (IV- 48)

La tensión que soporta el mosfet sin tomar en cuenta los sobretiros'causados por la inductancia de dispersión se encuentra determinada por la tensión de salida y la tensión de entrada máxima, ec. (IV-12). Para la tensión máxima a la que se diseñó el prototipo de V, = 127 Vrms de entrada, entonces:

(IV- 49)

De acuerdo con la Fig.IV.8. la tensión que se esperaría en el capacitor de almacenamiento a la máxima tensión de entrada es cerca de 1.12 veces la tensión pico de entrada, por lo tanto:

1 0.55

V,,, = 127.&.1.12V + - .(50 + 1)V = 294.32V (IV- 50)

y la tensión de bloqueo en el diodo de salida está dada por:

82

ASPECTOS CRfTlCOS DE OISE.00: ETAPA DE PO7ENCIA Y CONTROL

La corriente pico por el diodo en la salida auxiliar es la misma que la corriente pico que se presenta en el inductor LBi ec. (IV-52):

Sustituyendo datos nos arroja un valor de

I,,, =2.66A (IV- 53)

En la tabla IV-1 se muestran los dispositivos que se seleccionaron para la etapa de potencia.

Tabla 1V- 1 Dispositivos seleccionados para la etapa de potencia

IV. 10 Aspectos de control

En la literatura existen una gran cantidad de metodos de control de convertidores CFP. Dos de lo conocidos ampliamente son:

Control por multiplicador, con dos lazos de retroalimentación; uno de corriente y otro de tensión. La topologia opera en MCC. Control por seguidor de tensión, con sólo un lazo de retroalimentación de tensión y la topologia opera en MCD.

Ambos esquemas de control se aplica para aquellas topologias CFP que requieren drenar una corriente puramente senoidal a la linea.

El control por multiplicador se emplea en aquellas topologías que operan en MCC, utiliza dos lazos de retroalimentación: uno de corriente, que tiene como referencia una senoide rectificada para conseguir dicha forma de onda en la corriente de entrada y el otro lazo de tensión se emplea para cuando menos mantener una buena regulación de la tensión de salida.

83

ASPECTOR CRITICOS DE OlSEhlO: ETAPA OE POTENCIA Y CONTROL

Capítulo IV

El control por seguidor de tensión es más simple que el control por multiplicador, debido a que sólo utiliza un solo lazo de retroalimentación de tensión, es decir, es más simple lo que evita tomar un sensado de la corriente de entrada y su tratamiento posterior debido a que no es necesario realizar operaciones analógicas (de multiplicación y división). Se utiliza en topologias que operen en MCD por lo que requieren un filtro pasabajas en el control para evitar que el ciclo de trabajo se mueva y así operar la topología correctamente.

En el nuevo conformador, la corriente que se drena a la linea es mediante la operación natural de la topologia, es decir, por el principio de funcionamiento. El circuito de control solo va enfocado a proporcionar la regulación y respuesta dinámica a la tensión de salida sin importar el modo de operación del convertidor principal. Es decir, sólo es necesario un lazo de tensión sin ningun lazo extra, además no se requiere el filtro pasabajas que emplea el control por seguidor de tensión debido a la naturaleza de demandar una corriente con un contenido armónico que cumple con la norma. Es decir, el control resulta ser aún mAs sencillo ya que sólo requiere un control clásico.

Por otro lado, de acuerdo con lo reportado en [ 7 ] los nuevos elementos de la etapa de conformación (salida auxiliar) no son significantes en el comportamiento del conformador, por lo que aun está condicionado por la operaci6n del convertidor principal. Es decir, el comportamiento dinámico de un conformador de corriente puede ser estudiado con la función de transferencia del convertidor CD/CD sin la etapa de conformaci6n. Por lo tanto, el control diseñado para regular la tensión de salida de un convertidor CD/CD puede también ser utilizado para controlar el convertidor cuando la etapa de conformación sea conectada.

Como conclusión, el tipo de control seleccionado es un control clásico mientras que el comportamiento dinámico del conformador puede ser estudiado con la funcion de transferencia del convertidor principal sin la etapa de conformación.

IV.10.1 Diseño del lazo de compensación

En la Fig.IV.10 se muestra s610 el convertidor principal con el esquema de control seleccionado.

. . +j-i’rcT : , i

: I : I

e, + i N. N. : I

2 . c, ; / : I :. , : I : I : I : I : L.-,

O? - i PWM

: .................................................................... .....................................................................................

\ c-- v,, . j Amplificador + Modulador : i

Fig.lV.10 Esquema de contml clásico empleado

El modelo dinámico en diagrama a bloques del convertidor operando en lazo cerrado se muestra en la Fig.IV.ll. El sistema también puede representarse como en la Fig.IV.12

04

. . . ........ - - . . ~ . I ~~

-

~ ~ . . .. . . _ _ . ..II Capítulo IV

VR,,

vg I

Ae(s ) . M (s) . Go(s)

A e ( s ) . M ( s ) . G o ( s ) . K - 1

La función de transferencia en lazo cerrado está dada por (IV-54)

vo Ae(s ) .M(s ) .Go( s ) VreJ Ae(s) .M(s) .Go(s) .K- l -(s) = (IV. 54)

En donde la expresión del numerador representa la ganancia en lazo abierto y la función de transferencia en lazo abierto está dada por:

G, (s) = Ae(s) . M ( s ) . Go(s) K (IV- 55)

Modelo del convertidor Flyback

El siguiente punto es saber que tipo de modelo de pequeña señal se empleará para modelar el convertidor, el cual será útil para el diseño de lazo de retroalimentación de la etapa de control. Existen dos soluciones de modelos que se pueden emplear. El primero de ellos es el método de variables promediadas presentado por R.D. Middlebrook y S. Cuk en 1976 [ 8 1. En este proceso de modelado de variables promediadas, consiste de un conjunto de ecuaciones que describen las características electricas de un sistemas conmutado para las dos posiciones estables del interruptor.

El segundo método fue desarrollado por Vatché Vorperian en el Instituto Politécnico de Virginia (VPEC) en 1988 el cual lo nombró como el modelo del interruptor PWM (Modulación por ancho de pulso) [ 9 1. Vorperian consider6 simplemente modelar sólo el interruptor, y entonces sólo insertar un modelo equivalente en el convertidor. Con este método Vorperian demostró entre sus resultados, que el convertidor flyback operando en MCD aun seguía siendo un sistema de segundo orden.

85

ASPECTOR CRITICOS DE DISENO ETAPA DE POTENCIA Y CONTROL

Capítulo IV

a P

C I

Fig.lV. 13 Modelo del interruptor PWM en MCD

El modelo del interruptor PWM, sólo representa las caracteristicas de CD y pequeha señal de la parte no lineal del convertidor que consiste de los interruptores activos y pasivos (interruptor PWM). y se obtiene después de un simple procedimiento algebraico. Las caracteristicas de CD y pequeña señal del convertidor se obtienen reemplazando el interruptor PWM con su circuito del modelo equivalente. En la Fig.IV. 13 se muestra el modelo del interruptor PWM en MCD el cual consta de tres terminales: la terminal activa (a), terminal pasiva (p) y terminal común (c). De esta forma el modelo se puede sustituir en el convertidor flyback, Fig.IV. 14.

a D

Fig.lV. 14 Modelo del convertidor CDICD empleando el interruptor PWM en MCD

El convertidor flyback ya ha sido analizado con el modelo del interruptor PWM en diferentes literaturas [ I O ] las cuales ya proporcionan la función de transferencia control-salida del convertidor y se repite a continuación.

1 ’ 21 = __ Re. Co

Ro 22 %

M . (1 + M ) . tp

(W- 56)

86

ASPECTOS CRfTlCOS DE DISENO: ETAPA DE POTENCIA Y CONTROL

2 Ro.CO .

. . H

Ts

Fig.lV.15 GeneracMn del pairón PWM comparando la selial de error con una triangular

La función de transferencia del modulador PWM puede obtenerse como se muestra en la Fig.IV.15. en donde la salida del amplificador de error Ve se compara una triangular de O a 3 volts que genera los pulsos rectangulares con un ancho de Ton igual al tiempo desde inicio de la triangular hasta su intersección con el nivel de CD.

De la Fig.IV.15 se observa que:

(IV- 57)

Y la función de transferencia del modulador PWM está dada por la ec. (IV-58):

D 1 M ( s ) = -(s) = - ve 3

(IV- 58)

Mientras que la función de transferencia de la red de muestre0 por tratarse de un divisor de tensión:

(IV- 59)

Para poder diseñar el control es necesario primero graficar la respuesta en frecuencia que presenta el convertidor flyback con la función de transferencia control salida que se presentó en la ec.(lV-56). Sustituyendo los datos:

Vg.recrmn = Vcmjn = 127 V

87

ASPECTOR CRITICOC DE DISENO: ETAPA DE POTENCIA Y CONTROL

Capítulo IV

Lp = 220 pH

Re = 0.08 R RL = 50 R

Y graficando con la ayuda de Matlab obtenemos la respuesta en frecuencia de sólo e I convertidor flyback (Fig.IV.16). Para poder realizar la compensación, es necesario que el circuito de control realice dicha tarea para obtener los márgenes de ganancia y fase respectivos.

Co = 100 pF

Magnitud ídB)

Fig.iv.f6 Respuesta en frecuencia del convertidor flyback

El circuito de control propuesto para compensar al sistema se presenta en la Fig.IV.17. y su función de transferencia es la ec.(lV-60) y en la Fig.IV.18 su respuesta en frecuencia.

vref_121 R, PlSKn R, - S60Kn C, = 1 0 0 p F C, = 12pF

VerrOr

Fig.lV.17 Circuito de compensación propuesto

S .Rl.R2.Cl .C2 + S.Rl.(Cl+ C2) (iv- 60)

ASPECTOS CRITICOS DE DISENO: ETAPA DE P O E N C I A Y CONTROL Capítulo IV

1

L.J. ion

~

Magnitud i

~

(dB) 50

Frecuencia (radlsec)

Fig.lV.18 Respuesta en frecuencia del compensador propuesto

150

1 GO

50

(dB1 O

-50

-100

Magnilud

-50

.-loo

- i s0

-200

-250

,400 i ff 1 0' lb id 103

Frecuencia (radhec)

Flg.lV.19 Respuesta en frecuencia del Sistema completo.

89

ASPECTOR CRITICOS DE DISENO: ETAPA DE I’OENCIA Y CONTROL

Capítulo IV

La respuesta en frecuencia total del sistema se muestra en la Fig.IV.19 y esta dada por:

G,(s ) = Ae(s) ‘ M ( s ) .Go(s). K (IV- 61)

De acuerdo con [ 11 ] para asegurar la estabilidad de un sistema, una practica usual es tener un margen de ganancia de por lo menos de 6 dB y un margen de fase de 45’. El margen de ganancia que se obtiene con el compensador empleado es de 13 dB y su margen de fase es cerca de 30”. El margen de ganancia supera lo recomendado por [ 11 1, sin embargo el margen de fase se vio un p OCO sacrificado. E n cuanto a I ancho de banda, la ganancia cruza el nivel de O dB a 3.34X104 rad/sec, lo que corresponde a un frecuencia de 5.3KHz, mientras que la ganancia en CD esta cerca de 123 dB.

IV. 11 Referencias

Abraham I. Pressman, “Switching Power Supply Design”. Mc Graw Hill. New York. 1991; pp 107-127.

Jonathan A. International Rectifier www.irf.com . Nota de aplicación AN-1024a “Flyback Transformer Design For The IRIS40xx series”.

Power Integrations. INC. www.~owerint.com . Nota de aplicación AN-18 “TOPSwitch Flyback Transfomer Construcción Guide”. Julio 1996

V. Vlatkovic. D. Borojevic. F. C. Lee “Input Filter Design for Power Factors Corrección Circuits”, IEEE Transactions on Power Electronics. Vol. 11, No. 1, January 1996, pp. 199-205.

J. S. Glaser, A. F. Witulski. “Desigh Issues for High Power AC-DC Converter Systems”, IEEE Power Electronics Specialists Conference, 1995, pp. 542-548.

J. Sebastián. M. M. Hernando, P. J. Villegas, J. Diaz and A. Fontán. “A New Input Current Shaping Technique Using Converters Operating In Continuous Conduction Mode”, iEEE Power Electronics Specialists Conference, 1998, pp. 1330-1336.

A. Fernández. J. Sebastián, M. M. Hernando, P. J. Villegas. “Small Signal Modelling of A Half Bridge Converter with an Active Input Current Shaper”. IEEE Power Electronics Specialists Conference, 2002, pp. 159-164.

R.D. Middlebrook. S. Cuk, “A General unified Approach to Modelling Switching Converter Power Stage”, IEEE PESC 1976 Record, pp 18-34

Vatche Vorperian, “Simplified Análisis of PWM Converters Using The Model of The PWM Switch, Parts I (CCM) and II (DCM)”, IEEE Transactions on Aerospace and Electronics Systems. Vol. 26, N53. May 1990.

H. Visairo C.. “Sistema de alimentación lninterrumpible en CD con Corrección del Factor de Potencia”, tesis de maestría, CENIDET. 2000

Simon S. Ang. “Power Switching Converters”. New York, 1995; p. 167

90

http://www.irf.com

RESULTADOS EXPERIMENTALES Capítulo V

CAPITULO V RESULTADOS EXPERIMENTALES

V. 1 Resumen

Para corroborar el análisis realizado de la forma de onda de la corriente de entrada se implementó un prototipo a una potencia de salida de 50W el cual arrojó los resultados experimentales que se muestran a continuaci6n.

Asimismo se presentan gráficas de tensi6n y corriente en distintos puntos del convertidor y en los dispositivos de potencia. También se muestra el contenido armónico de la corriente de entrada para cumplir con la norma y por último resultados en cuanto a la respuesta dinámica del convertidor.

,; 91


Capítulo V

V.2 Prototipo implementado

La validación del funcionamiento de la topologia del nuevo conformador se realizó también mediante un prototipo experimental diseñado en el ejemplo del capitulo anterior en la sección IV.8 con las siguientes especificaciones que se dictan de nuevo:

Vrmi.=127 V pico @ 90 Vrms Vm,=180V pico @ 127 Vrms D,,,=0.4 V0=50 P0=5OW fs=lOOKHz Ocm,=1.3 rad (74') Vcmin=V,,i.=l 27 Vpk qt=80%

de la Con

Fig.V.l estos requerimientos, se obtuvieron los valores y dispositivos necesarios,

Salida Auxiliar b ..-.... .. !

Fig. V. I Nuevo conformador de corriente probado experimentalmente

Tabla v-1 Valores calculados y dispositivos de potencia i ileados

tabla v-I ,

92

RESULTADOS EXPERlMENTALES Capítulo Y

V.3 Formas de onda de tensión y corriente de ntrada

La Fig.V.2 muestra la corriente y tensión de entra 0 ,a que se obtuvo en simulación y la experimental bajo condiciones de tensión mínima estas condiciones se consigue el. mayor ángulo

máxima potencia de salida. Con y también se presenta la mayor

cantidad de energía reciclada.

íb) s (4 Fig.V.2 Tensión y corriente de línea a máxima potencia de salida y mi ima tensión de entrada. (a) Resultado en

simulacibn. (b) Resultado experimental. CH1:I DIC, CH2:50V/DIV.

la) íb)

Fig.V3 Comportamiento de constante el inductor de

Tambien para validar el tensión de entrada o el valor de

el parametro de la linea a diferentes

de línea se demanda cuando LB de la corriente de linea esta en y cuando la tensión de línea es es demasiado grande haciendo

se puede observar que a la corriente de entrada

tensión de reset sobre LB

tensiones de entrada para Lo=70uH. Como se puede opera en MCD es mínima, es decir, la mayor parte de opera en MCC, la razón de esto es que la pendiente función de la tensión de entrada y la pequeña (al inicio y final del ciclo), la tensi6n de que decaiga a cero antes del siguiente ciclo de medida que aumenta la tensión de entrada, disminuye paulatinamente, eso se debe a la aumenta, lo que incrementa

93

. . . . . .


~ I: . . i : . . . . _. 4.

. . . . . . . . . . . . . .

Capítulo V

I ' . i

. . . . . . . . 1

.' . , ' : , u .~, . . . .

de control en el convertidor flyback. En la Fig.V.4 y la Fig.V.5 se observa que el convertidor opera aun para lo potencia de salida de 50 W en MCD. En este apartado hay que hacer notar que la operación en MCD del convertidor flyback es independiente de la operación en MCC del inductor Lg, es decir, el convertidor flyback tambibn se puede operar en MCC sin afectar la operación de la etapa de entrada (MCC).

La Fig.V.5 también nos muestra que cuando se enciende el interruptor, además de haber corriente en el primario, tambibn la hay en la salida auxiliar, es decir, la salida auxiliar opera como un convertidor forward. La caracteristica del convertidor foward después de apagarse el interruptor es la energia almacenada en el inductor de salida que es desalojada mediante un tercer devanado de desmagnetización. En el caso de la topología del nuevo conformador, esta energla almacenada en LD es desalojada en el devanado secundario del transformador, evitando as1 la saturación del núcleo, por esta razón, se presenta un pico de corriente en el devanado secundario (efecto forward) al inicio del periodo de apagado del interruptor. Esta energia transmitida hacia la salida es la energia transmitida por LO, P,I, ec. (111-44) y (111-45).

I . . , , . , " , , , , TekSloP , $ 1 I .

. . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . . . . .

~

..........

fa) fb)

Fig. Y.6 CHI: Corriente en Lg. CHZ: Seaal de control. CH3: Com'ente en la Salida auxiliar. (a) Operacidn en MCC de LB a la tensidn pico de entrada. (b) Operacidn de Ls al inicio del MCC cuando V,, < V, CH1: 1AKJIy. CHZ:lüV/DIV.

CH3: IAIDIV.

La Fig.V.G(a) nos muestra la corriente sobre LB operando en MCC. la corriente en el devanado auxiliar y la señal de control cuando la tensión de entrada está un su valor pico. En la figura se muestra que el retardo que introduce el inductor LD (AD) para la corriente de carga de LB es casi la totalidad del tiempo de encendido.'esto se puede explicar fácilmente con la ayuda de las ec. (111-26) y (111-27). De acuerdo con (lll-27), el ciclo de trabajo real sobre LB ,d', es muy pequen0 cuando se alcanza la tensión pico de entrada, por lo tanto, de (111-26) el tiempo de conmutación AD de la Corriente de entrada hacia la corriente en la salida auxiliar es muy grande, muy cerca del ciclo de trabajo del interruptor. Del mismo modo, tambibn con estas ecuaciones se puede deducir que AD es pequeño cuando Ls empieza a operar en MCC. tal y como se observa en la Fig.V.G(b).

La Fig.V.7 despliega un ampliación de la Fig.V.5 justo en el momento de apagado del mosfet. En ella se puede observar con más claridad el efecto que produce la salida auxiliar tipo forward al devanado secundario del transformador. En el momento de apagado, la corriente que circula por la salida auxiliar continuará hasta que se transfiera la energia PLD hacia el devanado secundario y durante este tiempo es cuando se presenta el pico de corriente en este último. El pico de corriente está por debajo de los 10A. muy similar al calculado en el apartado IV.9.

En la Fig.V.8 se muestra de arriba hacia abajo, la tensión en el devanado de la salida auxiliar y la corriente que circula por ella. Con esta forma de onda se muestra que la salida auxiliar funciona como una fuente de pulsos.

La Fig.V.9 muestra de nuevo una variación de parámetros, pero ahora manteniendo constante la tensión de entrada y cambiando el valor del inductor de retardo Lo. Estas figuras

> 95


Capitulo V

corroboran lo explicado en el apartado 111 8 que describe que para aumentar el ángulo de conducción en MCC es deseable aumentar el valor de LO, pero además, este valor de LO no se puede seleccionar demasiado grande debido a la distorsión que introduce en la corriente de entrada

. . . . . . . . . . . ., .

Fig.V.7 CH1: Corriente en la salida auxiliar. CH2: Señal de control. CH3: Corriente en el devanado primario. CH4: Corriente en el devanado secundario. CHI: lA/DIV. CH2: 50V/üIV. CH3: ZNDIV. CH4: 5NDIV

i'"ú : ! ' ' ' ' I ' , . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

lze%G%7.-A J

Fig.V.8 CHl: Corriente en la salida auxiliar. CHZ: Tensidn en el devanado de la salida auxiliar L., CHI: 1NDlV. CHZ: IOOViDiV:

La Fig.V.10 y V . l l muestran lo mismo que la Fig.V.9, sólo que ahora para una tensión de entrada de 110 y 127 V,. respectivamente. De estas figuras se puede observar que el ángulo de conducción de LB disminuye a medida que se incrementa la tensión de entrada. Esta característica también se puede explicar de igual forma como se describió anteriormente con las pendientes de carga y.descarga de LB a medida que se incrementa la tensión de entrada.

La Fig.V.9 (d) presentó distorsión de la corriente de entrada antes y despuks del valor pico de la tensión de entrada, esto se debe a que el valor del inductor Lo para esta tensión de entrada es demasiado grande provocando que la tensi6n en el capacitor Ce decaiga por debajo de la tensión pico de entrada y con estas caracteristicas. el convertidor se comporta como un simple puente rectificador y su capacitor como filtro. La Fig.V.12 muestra tal comportamiento. Aun cuando la tensión de entrada está por debajo de la tensión pico, la topologia funciona con lo establecido empezando a operar en MCC, sin embargo cuando la tensión de entrada alcanza a la tensión en CB la corriente se distorsiona en el intervalo de carga de CB, después la topologia continúa operando normalmente.

96

RESULTADOS EXPERIMENTALES Capítulo v

. . .

. . .

. . . . . .

. . . .

Fig.V.9 Corriente y tensidn de entrada a V,=90 V m s variando el inductor de retardo. (a) Lo= 70uH. (b) Lo= 8OuH. (c) Lo= 9OuH. (d) Lo- 100uH. CHI: INDIV. CHZ: JOV/DIV.

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . . . . . . . . . .

. . .

(a)

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

Fig.V.10 Coniente y tensidn de entrada a V.=llO V m s variando el inductor de retardo. (a) Lo= 7OuH. (b) LD= 8OuH. CHI: I.-VDlV, CHZ: JOVLJIV.

97


Capitulo V

. . .

Fig.V.10 (Continuacidn )Corriente y tensidn de entrada a V,=llO V m s variando el inductor de retardo. (c) Lo= 9OuH. (d) Lo= 1OOuH. CHI: IA/DIV. CHZ: SOV/DIV.

Fig.V.11 Conlente y tension de entrada a V0=127 Vrms variando el inductor de retardo. (a) Lo= 70uH. (b) Lo= 8 0 ~ ~ . IC) LD= 9OüH. (d) Lo= IOOuH. CHi: I ~ I V , CHZ: JOV/DIV:

98


I . . . . . : .j 11: . . : . . : . . . : . .i.. . . . .

Fig.V.12 Distorsión de la corrieníe de entrada cuando /a tensidn en Ce es menor que /a tensidn pico de entrada.

V.4 Eficiencia

La Fig.V.13 muestra la eficiencia que se obtuvo de la topología. a plena potencia la eficiencia fue alrededor del 84%, mientras que la eficiencia del convertidor sin operarlo como conformador, es decir, sin conectar la salida auxiliar fue del 87%. Por lo tanto, la eficiencia sólo se vio afectada alrededor de 3 puntos porcentuales. Estas mediciones no incluyen las perdidas debidas al control.

9

L----Ao, 5 5~

Po Fig.V. 13 Eficiencia vs Potencia de salida

La Fig.V.14 muestra que la tensión en Cs contra la potencia de entrada. Es interesante notar que la tensión se mantuvo constante para el intervalo de potencias medido, menor a 160 V para una tensión de entrada de 1 IOVrms, y además por debajo del calculado teóricamente. Lo que sucede, es que la topologia del nuevo conformador de corriente emplea el concepto de retroalimentación negativa del bus de tensión de CD [ 1 1. De igual forma la Fig.V.15 presenta el ángulo de conducción obtenido ante diferentes tensiones de entrada para la potencia de salida máxima.

99


Capítulo Y

90

80

70

60

50 er

40

*o-I

0.- Experimental

-.-.b,e--

I . Teórico

60- I--.--, 1

Po O 10 20 30 40 50 60

Fig.V.14 Tensidn en Cs Vs Potencia de salida

30

20

10 i I--

0120 130 140 150 160 170 180 VgPk

Fi9.V. 75 Angulo de conduccidn Vs Tensldn de entrada a máxima potencia de salida

V.5 Distorsión armónica

La distorsión armónica es una medida de la similitud de la forma de onda y su componente fundamental. La tabla V-2 muestra un resumen de los parámetros de inter& (FP, DAT, ec y q) de las pruebas realizadas para el minim0 y máximo valor de Lo. De' ellas se puede obsevar que la eficiencia no se ve tan afectada a medida que se incrementa el valor de LD que corresponde aun incremento de la energía recirculada.

Tabla V- 2 Resumen de las pruebas realizadas

Orden de armónico imparn

Magnitud (A)

Orden de armónico par n

Magnitud (A)

5 7 Y I 1 13 I 5 < n < 39

5.62 2.78 I .87 0.976 0.805 0.5 14 (220/YO)*O.I5'I 5/11

2 4 6 8 5 n 5 4 0

20/90)*0.23 * 81n 2.635 1.049 0.732 ('

Orden de armónico n 3 5 7 9 I 1 13 5 n 5 39 solo impares

La Fig.V.16 muestra el contenido armónico de la corriente de entrada para la minima tensión de entrada. La topologia propuesta cumple satisfactoriamente con la norma para la clase A.

2.0 I 0.7 Máxima corriente por 6,8 3,8

6 , I

7.7ln

O

I I I I I I I 4.6 12.28 I 1.54 I 0.80 I 0.66 I Ver tabla I MBximo\alor permitido (A)

IEC-51000-3-2 (Clase A)

o Medido

I

Lo= 70uH

P,, = 61 4W

~

~

.~

n, ,J _1 -1, ,I L Ll

Armónicos

Flg.V.16 Contenido armónlco de la corriente de entrada ante la mlnima tensl6n de entrada y m4xima potencia de salida

u 101

RECULTADOS EXPERIMENTALES

Capítulo V

2 5 0.2 .- L L

O u 0.1

O 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21

Armónicos

Fig.V.17 Contenido armónico de la corriente de entrada a tensión de entrada nominal y máxima potencia de salida

De igual manera, el conformador implementado cumple satisfactoriamente con la norma para la clase D cuando es operado a la tensión nominal de entrada, Fig.V.17.

V.6 Respuesta dinámica

La respuesta dinámica también es un parámetro de interés para evaluar la topologia. El circuito de control como se describió en los capítulos anteriores sdlo va encaminado a disefiarse como un control clásico. La Fig.V.18 muestra de arriba hacia abajo, la tensión de salida. corriente de salida y corriente de entrada ante un escalón de carga del 50% al 100%.

i 1 ACqS

i ___- TeK 5.00kWs

Fig.V.i8 Respuesta transitorla del convertidor ante un cambio de carga del 50% al 100%. CHI: Tensidn de salida. RZ: Corriente de entrada. R3: Com.ente de salida. CHI: iOV/DIV. RZ: 1NDIV. R3: 0.5NDlV.

RESULTADOS EXPERIMEhTALES Capítulo v

V.7 Comparacion de la nueva topología del'CCTP contra el CCTS

Los resultados experimentales de la topología del nuevo conformador de corriente muestra que las formas de onda de corriente son similares a la de los conformadores de corriente tipo serie reportados en la literatura. Un punto importante es conocer las diferencias y similitudes que comparten ambos esquemas de conformadores en cuanto a su topologia empleada.

topologías. Para el nuevo conformador. el valor de RLFp se determina por. La primera observación cae sobre el valor del resistor libre de pérdidas, RLF. de ambas

Mientras que la topologia del conformador serie, el valor de RLFs se calcula de acuerdo con lo reportado en [ 2 ] tomando en cuenta la misma potencia de entrada:

Dividiendo amabas ecuaciones:

Es decir, el valor de RLFp es (l-Dmax) veces más chico que RLFs. Lo que repercute que los valores de LB y Lo para el nuevo conformador también sean multiplicados por el mismo factor:

Sin embargo, el transformador del convertidor ,principal del CCTS se puede reducir para tener sólo dos devanados, e n cambio con el CCTP es imprescindible la existencia de un tercer devanado, N,,,. para que la topología funcione.

Otra desventaja que presenta la nueva topología es la necesidad del fiitro €MI para obtener una señal de corriente limpia de los armónicos de alta frecuencia; en el CCTS no es necesario añadirlo. Sin embargo el filtro EM1 que se emplea es pequeño, en este caso, se emplearon valores de L ~ ~ , = 5 3 0 u H y CEMI=0.47uF.

Con respecto a la célula CFP que ambos esquemas de conformadores, en el CCTP se emplea un diodo y dos inductores. En cambio en el CCTS se emplean dos diodos y dos inductores. En lo que se refiere al parámetro de la eficiencia, ambos esquemas la presentan de manera muy similar. De acuerdo con lo reportado en [ 3 ] la eficiencia que se obtiene para un conformador a 50W de salida y 1 lOVrms de entrada la eficiencia es de alrededor del 82%. En cambio en el nuevo conformador la eficiencia oscila alrededor del 84% sin tomar e n cuenta I as perdidas debidas a I control, además de que ambos convertidores cumplen con el contenido armónico establecido por la norma IEC-61000-3-2.

Otro parámetro de interés en los sistemas de alimentación conmutados, es la tensión que se presenta en el capacitor de almacenamiento a bajas potencias de operaci6n. El nuevo CCTP

103


Capítulo V

tiene la capacidad de la retroalimentación del bus de tensión de acuerdo con lo reportado en [ I 1, lo que le permite mantener un valor de la tensión el capacitor a un valor establecido. Prueba de ello está en los resultados experimentales que se mostraron anteriormente. Fig.V.14. en donde a bajas potencias, por ejemplo l o w , la tensión en el capacitor de almacenamiento se mantuvo en el valor de diseno a plena potencia. Esta caracteristica es independiente si el convertidor principal es oDerado en MCD o MCC.

Devanados del lransformador

En la tabla C.1 se muestran un resumen de las ventajas y desventajas de ambas topologias de conformadores de corriente.

d Se puede reducir a dos Es necesario un tercer devanado

Requerimientos de Filtro EM1 Minimas I Pequeño (LE.,=530uH, CE.,=0.47uF)

V.8 Referencias

Celula CFP

Eficiencia

Capacidad de retroalimentaci6n dela Iensidn en Cg

IEC-61000-3-2

111 J. Quian, Q. Zhao, F.C. Lee. “Single-Stage Single Switch Power-Factor- Correction AClDC Converters with DC-Bus Voltage Feedback for Universal Line Applications”. IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 13, No. 6, November 1998; pp. 1079-1088.

J. Sebastián, A. Fernández, P. J. Villegas. M. M. Hernando and S Ollero. “Design of an AClDC Converter Based on a Flyback converter with Active Input Current Shaper”, IEEE Applied Power Electronics Conference, 1999, pp. 84-90.

J. Sebastián, A. Fernández, P. J. Villegas. M. M. Hernando and J. M. Lopera. “A New Input Current Shaping Technique Using Converters Operating In Continuous Conduction Mode”, IEEE Transactions on Industry Applications, Vol. 37, No. 2, March/April2001

[ 2 1

[ 3 ]

J Utiliza un diodo y dos inductores Utiliza dos diodos y dos inductores

Ambos presentan eficiencia similares

4 Si, independiente si el No reportado convertidor principal es

operado en MCD o MCC Ambos cumden normatividad

CONCLUSIONES

,

CONCLUSIONES

Hoy en dia, con la proliferación de equipos electrónicos tanto caseros, comerciales e industriales conectados a la red eléctrica, el tema de la corrección del factor de potencia ha llegado a convertirse en un tópico de interés debido a que la mayoria de estos equipos requieren una tensión de CD para operar a partir de la tensión de CA que proporciona la red eléctrica. El problema se origina cuando estos' equipos emplean convertidores CNCD mediante un simple puente rectificador y su capacitor de filtrado a la salida del mismo, lo que trae consigo el deterioro

CONCLUSIONES

de la forma de onda de corriente con un bajo factor de potencia y un rico contenido armónico. Para mejorar el factor de potencia de estos convertidores ciertas regulaciones como la IEC-61000-3-2 se han promulgado con el objetivo de limitar el contenido armónico de la corriente inyectada a la línea por estos equipos contaminantes.

En la actualidad una de las técnicas atractivas para la corrección del factor de potencia es el empleo de convertidores CAICD en una sola etapa de conversión especialmente en aplicaciones de baja potencia. Los convertidores CAICD en un sola etapa integran la etapa CFP con el convertidor C DICD, m ientras que e l diseño d el control va enfocado a proporcionar la regulación necesaria a la tensión de salida y la corrección del factor de potencia se logra automáticamente basado en el principio de operación del convertidor.

Una de las soluciones en una sola etapa la constituyen los "Active Input Current Shapers" -por su denominación en ingles- ó conformadores de corriente. Esta familia resulta interesante como una solución a futuro de mediano plazo, debido a la tendencia que tiene la norma en la actualidad de restringirse a equipos electrónicos específicos de aplicaciones masivas, además de caracteristicas de costo eficiencia. Es decir, sólo es necesario cumplir con normatividades sin la necesidad de drenar un corriente senoidal a la línea.

El principal objetivo de estos esquemas es obtener una buena eficiencia a un bajo costo cumpliendo cuando menos con las normas internacionales. Esto se logra haciendo que el ángulo de conducción de los diodos del puente rectificador aumente.

Este tema de tesis introduce y propone una nueva topologia en la familia de los conformadores de corriente en el área de investigación de fuentes de alimentación conmutadas. En general, la nueva topologia sigue haciendo uso del concepto de conformación de la corriente es decir, reciclar o recircular un porcentaje de la energia empleada por el convertidor para así poder realizar la corrección del factor de potencia de manera natural y poder cumplir con las normas internacionales.

Los conformadores de corriente tipicos reportados en la literatura recirculan parte de la energia de entrada, conectando en serie una salida adicional del transformador del convertidor principal entre el puente rectificador y el capacitor voluminoso Ce. La nueva topologia del conformador también emplea una salida adicional para recircular la energia, pero a diferencia del conformador t ipico. esta salida adicional s e conecta e n paralelo entre el puente rectificador y el capacitor voluminoso, es decir, sólo se modificó la manera de conectarse. Sin embargo, este sencillo cambio hace que la forma de operación de la topologia sea diferente a la del conformador tipico. Por otro lado, debido a la forma en que se conecta, a la nueva topologia del conformador se decidió titularlo como "Conformadores de Corriente Tipo Paralelo", CCTP.

En la familia de soluciones de los conformadores de corriente existe un compromiso entre la eficiencia y la DAT. y por consiguiente con el factor de potencia, es decir, ya que los conformadores de corriente recirculan parte de la energia de entrada para realizar la corrección del factor de potencia de manera natural, dependiendo del porcentaje de energia que se recircule. se tendrá u n repercusión e n I a eficiencia. A mayor porcentaje de energia recirculada mejor será la DAT (baja) y el FP (alto), pero se deteriorará la eficiencia. Por consiguiente, los conformadores de corriente siempre procesarán la energia más de una vez para realizar la corrección del factor de potencia. En vista de este compromiso, los conformadores de corriente no van enfocados a drenar una corriente puramente senoidal, si no cumplir con las normas internacionales.

El nuevo conformador de corriente resulta atractivo debido a que su corriente de entrada en MCC reduce el tamaiio del filtro EMI. Además, la nueva topologia al igual que el CCTS hace uso de un inductor extra, LD. para ayudar a darle forma a la corriente de entrada. La función de este inductor es aumentar el tiempo en que el inductor LB opera en MCC y as¡ de esta manera aumentar el angulo de conducción de los diodos del puente rectificador. El efecto de Lo sobre la topologia se presentó y muestran que existe un punto conveniente al variar Lo con el cual se

CONCLUSIONES

obtiene una corriente de entrada con un contenido armónico permitido por la norma y el valor de la tensión en el bus de CD resulta ser bastante aceptable,

Debido a que el nuevo conformador de corriente resulta dificil obtener un sistema de ecuaciones que describan las características del circuito a partir del balance de energía, se llevó a cabo un análisis de las formas de onda de la topología. para de ah¡ partir y encontrar un circuito equivalente de la etapa de entrada. Con el circuito equivalente que se obtuvo fue posible describir el comportamiento de la corriente de entrada, además de calcular otros parámetros como: potencia y corriente de entrada. Con el circuito equivalente, también fue posible proponer los pasos de diseño en base con el análisis de las formas de onda y las consideraciones de la topologia.

Los resultados teóricos obtenidos y el análisis de las formas de onda se verificaron también por medio de simulaciones de la topología y posteriormente mediante un prototipo que se implementó físicamente para una potencia de 50W y 50V de salida con una tensión de entrada de entre 9OVrms y 127Vrms. Antes de operar la topologia como conformador, se probó la topología sin la salida auxiliar, es decir, sólo operando el puente rectificador en cascada con el convertidor flyback, la finalidad de esta prueba fue de medir la eficiencia del total del sistema. La eficiencia obtenida a carga nominal fue de alrededor del 87%.

La topologia respondió a los cálculos propuestos (eficiencia, ángulo de conducción en MCC). A carga nominal, la eficiencia obtenida fue de' alrededor del 84% (sólo 3% inferior comparada sin operar la topologia como conformador). el ángulo de conducción en MCC fue alrededor de 84" y un parámetro muy importante es la tensión del capacitor voluminoso, este valor se mantuvo por debajo de 160 V para una tensión de entrada de 11OVrms en todo el interVal0 de potencias probado. Esta ultima característica se debe a que la topología emplea el concepto de retroalimentación del bus de tensión [ 1 1. En términos de regulación ante cambios de carga, la topologia respondió satisfactoriamente.

Debido a que el conformador realiza la CFP de manera natural (por la propia operación de la topologia), el circuito de control resulta sencillo, ya que solo se preocupa por mantener una tensión de salida constante en la carga. El control empleado fue un control clasico.

En lo que respecta a las diferencias existentes entre la nueva topología del conformador y el conformador serie, es que el primero tiene la capacidad de mantener una tensión bastante constante en el bus de tensión de CD a bajas potencias de operación. Este parámetro es muy importante para las aplicaciones de tensión de línea universales, en donde resulta dificil mantener la tensión por debajo de los 450Vc0 cuando la etapa CFP es operada en MCD y el convertidor CD/CD en MCC. Otro punto a favor es el tamaño de los inductores empleados , que resulta ser (1- D) veces más pequeño comparado con el conformador serie. Por otro lado, una de las desventajas importantes que presenta el CCTP es la necesidad del filtro EMI, elemento que no es indispensable en el CCTS. Sin embargo, el filtro EM1 que se emplea en el CCTP resulta Ser pequeño.

Trabajos futuros

La nueva idea del conformador de corriente da lugar a una nueva familia de soluciones, a la del conformador de corriente tipo paralelo, es decir, el conformador de corriente implementado en este trabajo es sólo uno de tantos circuitos que se pueden obtener de la idea. En vista de esto, se pueden plantear algunos trabajos futuros:

La idea del nuevo confomador puede ser extrapolada a otros convertidores con aislamiento galvánico como el forward y el medio puente, y as1 como también a los no aislados como el convertidor buck, o mediante un esquema con autotransformador, Fig. c.1.

1.

107

CONCLUSIONES

2. También se puede aplicar la idea a circuitos rectificadores dobladores de tensión, que tiene el objetivo de disminuir el tamaño de los elementos pasivos e integrar un solo núcleo los inductores empleados.

3. . La aplicación de la idea también se puede extrapolar a convertidores que manejen mayor cantidad de potencia como.el medio puente, Fig.C.2. y as¡ de esta forma hacer un mejor uso del transformador como los conformadores serie presentados en [ 2 1.

I

u

Fig. C. 1. Nuevo conformador con autolransfomador o de ires terminales con intenuptor flotado

i i

f F 3 RL

Fig. C. 2. Nuevos conformadores en esquemas de medio puente

Otros logros

Este trabajo de 'investigación dio paso para su publicación en dos congresos internacionales, uno de ellos fue presentado en el congreso más importante de electrónica de potencia a nivel mundial, el "IEEE Power Electronics Specialists Conference, PESC 2002". as¡ como en el "IEEE International Power Electronics Congress, ClEP 2002".

CONCLUSIONES

D C. Hernández, J. López, N. Vázquez, E. Rodriguez, J. Arau. “A Different Approach to Implement an Active Input Current Shapef, IEEE Power Electronics Specialists Conference. 2002, pp. 1330-1336. Cairns, Australia

D C. Hernández. J. López, N. Vázquez, E. Rodriguez. J. Arau. “The Parallel Active Input Current Shaper”, I EEE. International Power Electronics Congress, C IEP 2002, pp. 2 59- 263. Guadalajara, México.

Referencias

[ 1 ] J. Qian, Q. Zhao, F.C. Lee. “SingleStage Single Switch Power-Factor- Correction AClDC Converters with DC-BUS Voltage Feedback for Universal Line Applications”, IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 13, No. 6, November 1998.

J. Sebastián. A. Fernández, P. J. Villegas, M. M. Hernando and J. M. Lopera. “Improved Active Input Current Shapers For Converters With Symmetrically Driven Transformer”, IEEE Applied Power Electronics Conference 2000.

[ Z ]

CONCLUSlONES

110

NORMA EUROPEA IEC-hlW0-3-2 ANEXO A

ANEXO A

REVISIÓN DE LA NORMA EUROPEA IEC 61000-3-2

La norma Europea IEC 61000-3-2 especifica los limites de las corrientes. armónicas generadas por un equipo conectado al sistema de alimentación. Esta norma fue adoptada en 1991 y revisada en 2000 para limitar las corrientes armónicas en equipos de linea menores de 16Aifase. Esta norma incluye la clasificación de los diferentes equipos eléctricos, los métodos de medida, las caracteristicas necesarias de los equipos de medida y los niveles máximos de armónicos de corriente hasta el orden 40. La norma fija los limites relativos para los armónicos de corriente en balastros electrónicos y otras cargas monofásicas con formas de onda de corriente de linea que presentan distorsión armónica.

. - .

La clasificación de equipos se realiza con base en el intervalo de 220 hasta 415 V y 0- 16Aifase y de 50 o 60 Hz:

1 Clase A: Equipos trifásicos y todos los equipos no incluidos en las clases E, C y D. Los limites de las corrientes armónicas se presentan en la Tabla A.1

Tabla A.i Límite para equipos clase A

I I I Magnitud (A) 1.08 I 0.43 0.30

.

. Clase B: Herramientas portátiles. Los limites de corrientes armónicas con los valores de la Tabla A.1, pero multiplicados'por un factor de 1.5 Clase C: Equipos de alumbrado, incluyendo lo dispositivos con potencia de entrada mayor que 25 W. Los limites de las corrientes armónicas se muestran en la Tabla A.2.

Tabla A.2 Límites para equipos clase C

. Clase D: Equipos con corriente de entrada con una forma de onda especial, conforme a Io definido en la Fig.A.1, y con una potencia activa fundamental de entrada mayor de 50 W y menor que 600 W. Los limites de los armónicos de corriente se indican en la Tabla A.3.

111

~

NORMA EUROPEA IECdlwO-3-2

I I I pk

. 3 , 0.35 Ipk i I.

n x j l i -. 7 - - - 3 - 3 T 3 j : ______._.______...~

I I I I I

1, , I 1

I

I

li 7L -

CALCULOS DEL CONFORMADOR ANEXO B

ANEXOB CALCULOS DEL CONFORMADOR

Cálculo de la potencia de entrada al conformador paralelo.

V (I - D)+--y Vp D - Vc[ 1 - D + -1 8-ccc l + A 1 + "?L8

L. 8 = RLF " r

n-$<

n+e, x =

2

2 Y =

Sustituyendo (1), (2) y (3) en (4):

donde:

Evaluando el primer termino de (6) con la formula de la integral:

1 1 2 4

Isen '0. d B = 4 - - sen(28)

CALCULOC DEL CONFORMADOR

ANEXO B

I ' l ( n - @ ) 1 4 2 2 4

- -,sen(, + 8=)- - --c + - sen(, -e,)

1 1 4

- - -sen(, +ec)+ -sen(n - 8,) - -

aplicando las identidades trigonométncas:

sen(a + D) = sena . cos p + cosa. senp sen(, - p) = sena . cos p - c o s a . senp

sen(, + 8,) = -sen8, sen(, -8,)= sen8,

sustituyendo (11) y (12) en (8)

Vr2 ( 1 - D ) - - [e, +sen@,] 2 , T. RLF

Evaluando el segundo término (6):

aplicando las identidades trigonométricas:

cos(, + p) = cos a . cos p - sena . senp (75)

CALCULOS DEL CONFORMADOR ANEXO B

cos(, - p) = cosa cos p +sena ‘senp (16)

Sustituyendo (17) y (18) en (14):

~- . V, sen - + .sen - [ 2 “I 2 - -

7L.RLF


Cálculo de las componentes armónicas

Rescnbiendo de nuevo la comente de entrada:

. c1+ c 2 - c 3 ir =

RLF

Donde:

c 1 = (1 - D)

115

CALCULOS DEL CONFORMADOR

ANEXO B

Con simetría de % de onda

Y

Sustituyendo (21) en (22):

Para n= 1

Resolviendo el primer término de (23) con (7): -.

Reduciendo términos y sustituyendo (12):

CALCULOS DEL CONFORMADOR ANEXO S .

Resolviendo para el segundo término de (23) con (18):

Sustituyendo (24) y (25) en (23) tenemos que para n=l :

1 4 + (C2 - C3)senB' " i t , RLF 4 4

Paran=3, 5, 7....

r -

con las formulas:

sm(m - n). - sen(m + n)x param2 t n 2 jsen(mx). sen(nx)du = 2(m - n ) 2(m + n )

Resolviendo la primera integral de (27):

= O para toda n

Desarrollando el numerador del tercer término de (30) y aplicando (10):

CALCULOS DEL CONFORMADOR

ANEXO 6

Y = O para toda n

Haciendo los mismo pero ahora para el numerador del cuarto término de (30) obtenemos:

=sen( n(1- 1 2 n) ).cos[, QS1-n) )-cos( ~ ( 1 - n) ).sen( @,(i-n) ) = O para toda n n(1- n) K nn n


el numerador del término entre corchetes aún se pude seguir simplificando, es decir:

CALCULOS DEL CONFORMADOR ANEXO 8

Y

Desarrollando los términos del numerador y haciendo la sumatoria:

(1 - n) . sen[ ?-) $,(I +n) = sen( $.), cos( 9) +cos( %), sen( +) - n .sen( 2). cos[ n+-) - n . cos( $1 .sen( +) +

Sustituyendo en (33) y factorizando el 2:

sen(%) .cos(~~) - .n .cos ( +).sen(+)] (34)

(I + n)(i - n)

Calculando la segunda integral de (27):

= O para toda n

119


Cálculo de la DAT:

100 I 2 DAT=100* 1

n=3,s 1: donde:

Cálculo de la corriente rms de entrada

Desarrollando

2 v,-,<, .C12 +2.v, .Cl.C2-2.V,, .Cl.C3+C2' - 2 . c 2 . c 3 + c 3 2 I =- R L F ~

Factorizando RLF2 e integrando cada término:

CALCULOS VEL CONFORMADOR ANEXO B

139)

Y

c3* jde = c3’ .e,

Sustituyendo (39), (40), (41), (42), (43), (44) en (38):

Donde:

c 4 = C12 ’ v,’ c 5 = 4 . v , . c 1 . c 2

c 7 = c2’

c 9 = c3’

C6 = -4. Vr . C1 .C3

C8=-2 ,C2.C3

centro nacional de investigaci~n y desarrollo … · velasco, alejando vazquez, ernesto barcenas,...

Documents