1) concepto y funcionamiento bÁsico.ramarecords.com/eop/tarjeta.pdf · a continuación se muestra...
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1) CONCEPTO Y FUNCIONAMIENTO BÁSICO.
La “Tarjeta de Adquisición y Proceso de Datos” puede considerarse básicamente
como un sistema de adquisición de datos que incluye el procesador y la circuitería
necesaria para implementar un robot autónomo completo o formar parte de un robot
industrial.
A continuación se muestra un esquema simplificado del funcionamiento de la
tarjeta:
Informaciónproporcionada
por lossensores
Tarjeta deadquisición y
proceso de datosRobot
La información proporcionada por los sensores es procesada por el
microcontrolador en función de los algoritmos del programa en curso; La información
resultante es enviada al robot y éste actuará en consecuencia.
El carácter abierto de la tarjeta permite utilizar diversos tipos de sensores:
sensores todo-nada (TTL), sensores digitales de 8 bits con transmisión serie (TTL) y
sensores analógicos con salida máxima de 3.5V.
También permite utilizar distintos dispositivos de salida: cargas de corriente
continua hasta 1.25W y dispositivos de salida controlables mediante lógica TTL.
2) PARTES DE LA TARJETA.
Podemos dividir la arquitectura de la tarjeta en las siguientes partes:
- Módulo de control.
- Módulo de adquisición de señales analógicas.
- Módulo de E/S digitales.
- Módulo de salidas de potencia.
- Fuente de alimentación.
Esta división permite un estudio detallado de la tarjeta.
a) Módulo de control.
El módulo de control está constituido por el microcontrolador PIC 16F84 y la
circuitería necesaria para su funcionamiento y programación. El microcontrolador se
encarga de gobernar el funcionamiento completo de la tarjeta y, además, es el encargado
de procesar la información proveniente de los sensores en función de los algoritmos del
programa en curso, evaluando las condiciones del entorno y tomando las decisiones
adecuadas en cada situación para que el robot realice las tareas asignadas de la forma
más eficiente. La información resultante es enviada al robot a través de los dispositivos
de salida, y éste actuará en consecuencia.
Por claridad se muestra el diagrama básico de conexionado del PIC 16F84:
5V
RA2
RA32
3RA4/TOCKI
4MCLR#/VPP
RA1
RA0
OSC1
OSC2
18
17
16
15
VSS
1
VDD14
RBO/INT6
RB17
8RB2
9RB3
RB7
RB6
RB5
RB4
13
12
11
10
PIC 16F84C1=27pF
X1=4MHz
5V
R110kΩ
R2=100Ω
SW1C2=27pF5
El subsistema de control también incluye el grabador JDM, cuyos esquemas
básico se muestra a continuación:
RA21
RA32
3RA4/TOCKI
4MCLR#/VPP
RA1
RA0
OSC1
OSC2
18
17
16
15
VSS5
VDD14
RBO/INT6
RB17
8RB2
9RB3
RB7
RB6
RB5
RB4
13
12
11
10
U1PIC 16F84
DZ11N4733A
+C3
100µF
R3=15kΩ
Q1BC547B
R2
10kΩDB9
3
48
5
7
El circuito definitivo del módulo de control, que incluye el diagrama básico de
conexionado del PIC 16F84 y el grabador JDM, se muestra a continuación:
DZ11N4733A
+
Q1BC547B
R4=10kΩ
DB9
3
48
5
7
RA21
RA32
3RA4/TOCKI
4MCLR#/VPP
RA1
RA0
OSC1
OSC2
18
17
16
15
VSS5
VDD14
RBO/INT6
RB17
8RB2
9 RB3
RB7
RB6
RB5
RB4
13
12
11
10
U1PIC 16F84
5V
R2=100Ω
SW1
R3=15kΩ
D11N4448
C1=27pF
X1=4MHz
C2=27pFR1
10kΩ
C3100µF
Módulo de salidasde potencia
Módulo de E/S digitales
R510kΩ
R610kΩ
Módulo de adquisiciónde señales analógicas
No es necesario añadir un condensador de desacoplo para mejorar la estabilidad
de la alimentación de U1 (norma de diseño), pues esta función la cumplirá el
condensador C3.
A continuación se detallan los componentes del módulo de control, para lo que
se tienen en cuenta las especificaciones del fabricante del microcontrolador (diagrama
básico de conexionado) y especificaciones de diseño del grabador:
Referencia Descripción
R1 Resistencia de película de carbón, 10kΩ, 5% y 1/4W
R2 Resistencia de película de carbón, 100Ω, 5% y 1/4W
R3 Resistencia de película de carbón, 15kΩ, 5% y 1/4W
R4-R6 Resistencia de película de carbón, 10kΩ, 5% y 1/4W
C1,C2 Condensador cerámico de desacoplo, 27pF
C3 Condensador electrolítico, 100µF y 25V
D1 Diodo rectificador 1N4448
DZ1 Diodo Zéner 1N4733A, 5.1V
Q1 Transistor NPN BC547B
SW1 Pulsador en miniatura para montaje en circuito impreso
X1 Cristal de cuarzo de 4MHz
U1 Microcontrolador PIC 16F84 (Microchip)
DB9 Conector DB9 hembra
b) Módulo de adquisición de señales analógicas.
El módulo de adquisición de señales analógicas se encarga de capturar, filtrar y
adecuar las señales eléctricas provenientes de los sensores analógicos para el posterior
procesamiento de las mismas, que se llevará a cabo por el microcontrolador.
El módulo de adquisición de señales analógicas posee dos líneas de entrada
multiplexadas, que permiten capturar señales analógicas de 2.5V como máximo, gracias
a un amplificador de ganancia ajustable. Se utiliza un amplificador de instrumentación
para evitar interferencias en modo común. Se utiliza un convertidor analógico-digital de
aproximaciones sucesivas para convertir las señales eléctricas continuas provenientes de
los sensores a palabras digitales que pueda interpretar el microcontrolador.
El esquema básico de este módulo se muestra a continuación:
Sensoranalógico
Amplificador deinstrumentación
ConvertidorA/D
Módulode control
b.1) Amplificador de instrumentación.
El amplificador de instrumentación tiene dos funciones:
- Eliminar el ruido en modo común.
- Adecuar el nivel de tensión de la señal de entrada al rango del convertidor
A/D.
En el diseño del módulo de adquisición de señales analógicas se opta por utilizar
el amplificador de instrumentación AD623A, pues es el que mejor se ajusta a las
especificaciones de la tarjeta:
- Alimentación unipolar de 5V.
- Bajo consumo.
- Ganancia programable 1-1001.
- Elevado CMRR.
- Baja relación señal-ruido.
- Baja distorsión armónica.
El encapsulado del amplificador de instrumentación AD623A se muestra a
continuación:
Los terminales +RG y -RG se utilizan para conectar una resistencia externa que
permitirá establecer la ganancia del amplificador. La salida Vo, según especificaciones
del fabricante vendrá dada por la expresión:
)(1001 −+ −⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛ Ω+= ININ
Go VV
RkV
El mínimo valor óhmino para RG es de 100Ω (G=1001). Para poder ajustar la
ganancia del amplificador elegimos un potenciómetro multivueltas de 100kΩ, que nos
permitirá obtener valores de ganancia comprendidos entre 2 y 1001:
10011001001
21001001
max
min
=ΩΩ
+=
=ΩΩ
+=
kG
kkG
Teniendo en cuenta que el rango de entrada del convertidor A/D es de 0-5V,
dependiendo del valor de la ganancia, la tensión máxima a la entrada de la tarjeta podrá
estar comprendida entre:
[ ]
[ ] mVG
entradaRangoVV
VG
entradaRangoVV
ININ
ININ
51001
05
5.22
05
maxmin
minmax
≅−
==−
=−
==−
−+
−+
El esquema de conexionado del amplificador de instrumentación en el módulo
de adquisición de señales analógicas es el siguiente:
5V
7Sensoranalógico
(0-2.5V)
AD623A
2
3
R110MΩ
R210MΩ
4
5
Convertidor A/D
+
-
61
8
RG
Las resistencias R1 y R2 de 10MΩ se utilizan como resistencias de pull-down
para fijar a 0V la entrada del amplificador de instrumentación en el caso de no
utilizarse. Se ha elegido un valor elevado para no afectar al sensor en caso de que se
utilice.
b.2) Convertidor A/D.
La función del convertidor A/D consiste en convertir las señales eléctricas
continuas provenientes de los sensores analógicos a palabras digitales que pueda
interpretar el microcontrolador, tal como se expone en el apartado 2.4.
En el diseño del módulo de adquisición de señales analógicas se opta por utilizar
el convertidor A/D de aproximaciones sucesivas ADC0832CCN, pues es el que mejor
se ajusta a las especificaciones de la tarjeta:
- Alimentación unipolar de 5V.
- Bajo consumo.
- Referencia interna de tensión estabilizada (5V).
- Tensión analógica de entrada comprendida entre 0 y 5V.
- Dos canales de entrada multiplexados.
- Circuito interno de S&H.
- 8 bits de resolución.
- Frecuencia de reloj (fCLK) entre 10 y 400kHz.
- Tiempo de conversión fijo (1/ fCLK), por ser de aproximaciones sucesivas.
- Protocolo de comunicación serie “Microwire” para microprocesadores de 8
bits, compatible TTL.
- Baja relación señal-ruido.
- Baja distorsión armónica.
El encapsulado del convertidor A/D ADC0832CCN se muestra a continuación:
El funcionamiento del convertidor A/D se explica a continuación: La entrada
CS# debe estar inicialmente a “1” para mantener el convertidor inactivo. Cuando la
señal baja a “0”, el convertidor espera el bit de comienzo en el flanco de subida del reloj
en la línea DI. Tras el bit de comienzo, se introduce en los siguientes flancos de subida
la palabra de asignación para el multiplexor, constituida por dos bits (SGL/DIF# y
ODD/SIGN) que indican qué canal analógico va a leerse:
Como puede observarse en la tabla anterior, para leer el canal 0 debe
introducirse la palabra “10” y para leer el canal 1 debe introducirse la palabra “11”. En
el flanco descendente del reloj, la línea DI queda deshabilitada y la línea DO sale de su
estado de alta impedancia (por este motivo es posible utilizar una misma línea de E/S
del PIC para controlar ambas señales); En ese momento comienza la conversión y el bit
más significativo (MSB) aparece en el flanco descendente del siguiente ciclo de reloj en
DO. Una vez recibido el último bit (octavo flanco de bajada) hay que poner la entrada
CS# a “1” y la línea DO entra en alta impedancia:
El esquema de conexionado del convertidor A/D en el módulo de adquisición de
señales analógicas es el siguiente:
CS#1
CH02
3CH1
4GND
VCC(VREF)
CLK
DO
DI
8
7
6
5
5V
Amplificador deinstrumentación
Amplificador deinstrumentación
ADC0832CCN
RB1
RB2
RB3
Módulo de control
c) Circuito del módulo de adquisición de señales analógicas.
El circuito del módulo de adquisición de señales analógicas es el siguiente:
CS#1
CH02
3CH1
4GND
VCC(VREF)
CLK
DO
DI
8
7
6
5
5V
U4ADC0832CCN
RA0
RB6
RB7
Módulo de control
-RG1
-IN2
3+IN
4 -VS
+RG
+VS
OUTPUT
REF
8
7
6
5
U2AD623A
R810MΩ
R710MΩ
5V
-RG1
-IN2
3+IN
4 -VS
+RG
+VS
OUTPUT
REF
8
7
6
5
U3AD623A
R1010MΩ
R910MΩ
5V
J11
2
3
4
P2=100kΩ
P1=100kΩ
C4100nF
C5100nF
C6=100nF
Los conectores J1.1-J1.2 y J1.3-J1.4 son las entradas analógicas de la tarjeta, y
coinciden respectivamente con el canal 0 y 1 del convertidor A/D. Las líneas RA0, RB6
y RB7 del microcontrolador controlan respectivamente las señales CS#, CLK y DI/DO
del convertidor A/D. Los condensadores de desacoplo C4, C5 y C6 mejoran la
estabilidad de alimentación de U2, U3 y U4 respectivamente (norma de diseño).
A continuación se detallan los componentes del módulo de adquisición de
señales analógicas:
Referencia Descripción
R7-R10 Resistencia de carbón, 10MΩ, 10% y 1/4W
P1,P2 Potenciómetro de lámina de carbón, 100kΩ, 10% y 1/4W
C4-C6 Condensador cerámico multicapa 100nF
U2,U3 Amplificador de instrumentación AD623A (Analog Devices)
U4 Convertidor A/D ADC0832CCN (National Semiconductor)
J1 Regleta de conexiones para circuito impreso (4 contactos)
d) Módulo de E/S digitales.
La tarjeta dispone de 6 líneas de E/S digitales que permiten capturar señales de
cualquier sensor todo-nada y sensores digitales de 8 bits con transmisión serie o adaptar
cualquier dispositivo de salida controlable mediante lógica TTL. La configuración de
cada línea como entrada o salida debe hacerse tanto a nivel de hardware como de
software.
La configuración hardware se basa en micro interruptores DIP y una resistencia
de pull-down, de modo que dependiendo de la posición en que se encuentren,
habilitarán o no el funcionamiento de búferes tri-state de entrada o salida, según el
esquema que se muestra a continuación:
SW 5V
R
A
B
Módulo decontrol
DispositivoTTL
Si el interruptor SW está abierto, la línea de habilitación de los búferes tendrá
nivel lógico “0”, de modo que el búfer A conducirá y el búfer B tendrá su salida en alta
impedancia, por lo que la línea actuará como entrada. Si el interruptor SW está cerrado,
la línea de habilitación de los búferes tendrá nivel lógico “1”, de modo que el búfer B
conducirá y el búfer A tendrá su salida en alta impedancia, por lo que la línea actuará
como salida.
El esquema real de cada línea de E/S incluye, en el búfer de entrada (A), un
disparador trigger-schmitt para filtrar el ruido que pudiera existir en la línea de entrada.
También incluye una resistencia de pull-down en la línea de entrada, para evitar
fluctuaciones aleatorias en las líneas de que no se utilicen (por especificaciones de
diseño, estas líneas deben estar configuradas como entradas).
Se ha optado por utilizar tecnología TTL en el diseño de las líneas de E/S, por
compatibilidad de niveles de tensión con el microcontrolador PIC 16F84. Las puertas
lógicas que se usan en el diseño son TTL schottky de baja potencia para minimizar el
consumo del circuito, y su encapsulado se muestra a continuación:
SN74LS04N SN74LS14N SN74LS126AN
El esquema de una línea de E/S digital de la tarjeta se muestra a continuación:
1/6 DIP SW5V
R2
1/4 SN74LS126AN
1/4 SN74LS126AN
1/6 SN74LS04N
1/6 SN74LS14N
R1
DispositivoTTL
Módulo decontrol
Obsérvese que en el esquema anterior la señal digital de entrada se invierte.
Para calcular el valor de las resistencias de pull-down debemos tener en cuenta
los parámetros IIL, VIL y IOS proporcionados por el fabricante. IIL es la máxima corriente
de entrada a una puerta cuando está a nivel “0”; VIL es la máxima tensión que puede
aplicarse a la entrada para que sea considerada como nivel “0”; IOS es la máxima
corriente de salida que puede proporcionar una puerta cuando está a nivel “1”. El valor
de la resistencia en función de los parámetros especificados anteriormente vendrá dado
por la expresión:
IL
IL
OS
CC
IVR
IV
≤≤
Cuando una línea no se utiliza, debe configurarse como entrada y la resistencia
de pull-down conecta la entrada de la puerta a nivel “0”; si se elige una resistencia de
valor óhmico superior al obtenido con la expresión anterior, la caída de tensión en la
resistencia debida a IIL, puede superar el valor de VIL y la entrada se interpretará como
nivel lógico “1” a pesar se estar conectada a masa.
Cuando una línea se utiliza como entrada o salida, al introducir un nivel lógico
“0” la resistencia queda cortocircuitada y puede despreciarse su efecto; al introducir un
nivel lógico “1”, si se elige una resistencia de valor óhmico inferior al obtenido con la
expresión anterior, la corriente demandada al circuito integrado puede superar el valor
de IOS, provocando el deterioro del mismo. Observar que en este último caso, no se
considera la impedancia de entrada del circuito lógico, ya que al ser de elevado valor
óhmico, la resistencia equivalente será aproximadamente R (al estar ambas en paralelo).
A continuación se calcula la resistencia R1, teniendo en cuenta los valores de IIL
y VIL del integrado SN74LS126A, especificados por del fabricante; Para IOS tomamos el
valor más desfavorable en circuitos TTL (IOS = -35mA):
Ω≤≤Ω
≤≤
−=
=
−=
=
−−
kR
R
mAI
VV
mAI
VV
IL
IL
OS
CC
2186.142
10·4.08.01
10·355
4.0
8.0
35
5
33
Para R1 tomamos un valor intermedio:
Ω=+
= 43.10712
10·286.14213
R
Valor normalizado (5%): 1.1kΩ
)4/1(78.22)10·55.4·(10·1.1)(1
55.410·1.15
1
2332(max)1(max)1
3(max)1
WmWIRP
mAR
VccI
RR
R
<===
===
−
A continuación se calcula la resistencia R2, teniendo en cuenta los valores de IIL
y VIL de los integrados SN74LS126A y SN74LS04N, especificados por del fabricante
(los valores del SN74LS04N coinciden con los especificados para el SN74LS126A); En
este caso, no es necesario considerar el parámetro IOS, pues la tensión de +5V será
proporcionada por la fuente de alimentación:
Ω≤
≤ −
kR
R
12
10·4.0·28.02 3
Para R2 tomamos un valor intermedio:
Ω= 5002R
Valor normalizado (5%): 510Ω
)4/1(49)10·8.9·(510)(2
8.9510
52
232(max)2(max)2
(max)2
WmWIRP
mARVccI
RR
R
<===
===
−
El circuito del módulo de E/S digitales se muestra a continuación:
1G1
1A2
31Y
2G
VCC
4G
4A
4Y
14
13
12
11
U6SN74LS126AN
2A5
2Y6
7GND
3G
3A
3Y
10
9
8
4
1G1
1A2
31Y
2G
VCC
4G
4A
4Y
14
13
12
11
U7SN74LS126AN
2A5
2Y6
7 GND
3G
3A
3Y
10
9
8
4
1G1
1A2
31Y
2G
VCC
4G
4A
4Y
14
13
12
11
U5SN74LS126AN
2A5
2Y6
7GND
3G
3A
3Y
10
9
8
4 1A1
1Y2
3 2A
2Y
VCC
6A
6Y
5A
14
13
12
11
U8SN74LS14N
3A5
3Y6
7GND
5Y
4A
4Y
10
9
8
4
1A1
1Y2
3 2A
2Y
VCC
6A
6Y
5A
14
13
12
11
U9SN74LS04N
3A5
3Y6
7GND
5Y
4A
4Y
10
9
8
4
4Y(U5)
4Y(U6)
4Y(U7)
3Y(U5)
3Y(U6)
3Y(U7)
RB0
RB1
RB2
5V
RB3
RB4
RB5
Mód
ulo
deco
ntro
l
4G(U5)
3G(U5)
4G(U6)
3G(U6)
2G(U6)
1G(U5)
2G(U5)
1G(U6)
5V
1G(U7)
4G(U7)
2G(U7)
3G(U7)
5V
5V
5V
J2
R111.1kΩ
R121.1kΩ
R161.1kΩ
R151.1kΩ
R131.1kΩ
R141.1kΩ
1A(U
5)
2A(U
5)
1A(U
6)
2A(U
6)
1A(U
7)
2A(U
7)
5VSW2-SW7
R17-R22510Ω
1
2
3
4
5
6
C7100nF
C10100nF
C8=100nF
C9=100nF
C11100nF
Los conectores J2.1, J2.2, J2.3, J2.4, J2.5 y J2.6 son las E/S digitales de la
tarjeta, y coinciden respectivamente con las líneas RB0, RB1, RB2, RB3, RB4 Y RB5
del microcontrolador. Los condensadores de desacoplo C7, C8, C9, C10 y C11 mejoran
la estabilidad de alimentación de U5, U6, U7, U8 y U9 respectivamente (norma de
diseño).
A continuación se detallan los componentes del módulo de E/S digitales:
Referencia Descripción
R11-R16 Resistencia de película de carbón, 1.1kΩ, 5% y 1/4W
R17-R22 Resistencia de película de carbón, 510Ω, 5% y 1/4W
C7-C11 Condensador cerámico multicapa 100nF
SW2-SW7 Array de microinterruptores para circuito impreso
U5-U7 Buffer Tri-State SN74LS126AN (Texas Instruments)
U8 Puerta Trigger Schmitt Inversora SN74LS14 (Texas Instruments)
U9 Puerta NOT SN74LS04 (Texas Instruments)
J2 Regleta de conexiones para circuito impreso (8 contactos)
e) Módulo de salidas de potencia.
La tarjeta permite la adaptación de cargas de consumo medio, como pequeños
motores de corriente continua o microrrelés. Para ello, el módulo de salidas de potencia
dispone del driver L293B de push-pull de cuatro canales, que está especialmente
indicado para las cargas especificadas anteriormente.
Las características más relevantes del driver L293B son:
- Alimentación unipolar de 5V para la lógica de control.
- Alimentación de las cargas independiente (máximo 36V).
- Señal de habilitación TTL para cada canal.
- Corriente máxima de salida de 1A por canal.
- Corriente máxima de pico de 2A por canal.
- Alta inmunidad al ruido.
- Protección contra sobre-temperaturas.
El encapsulado del driver L293B se muestra a continuación:
La máxima potencia que puede disipar el driver vendrá dada por la expresión:
JA
AJ TTP
θ
−= (max)
max
donde PD es la potencia que puede disipar el driver, TJ(max) es la máxima temperatura de
la unión, TA es la temperatura ambiente y θJA es la resistencia térmica entre la unión y el
ambiente.
Según especificaciones del fabricante TJ(max) = 150ºC y θJA = 80ºC/W. Si
consideramos TA = 50ºC (norma de diseño) y sustituimos valores en la expresión
anterior tendremos:
WP 25.180
50150(max) =
−=
El resultado de la ecuación anterior nos indica que el driver no permite el uso de
motores excesivamente grandes (máximo dos motores de 625mW). Para permitir el uso
de motores mayores, podemos montar sobre el L293B un disipador de calor.
El driver L293B está dividido internamente en dos secciones independientes,
cada una de las cuales incluye dos canales. El esquema interno de una de las secciones
del driver y la tabla de verdad de un canal se muestran a continuación:
Vs
1/2 L293B
8
4, 5, 12, 13
IN17 6 3 2
16
1EN
IN2OUT1 OUT2
5V
EN IN OUT
1 1 VS
1 0 0
0 1 Z
0 0 Z
Para controlar cada sección del driver L293B se necesitan 6 líneas del
microcontrolador, pero pueden reducirse a 4 líneas implementando una función lógica:
X Y EN IN1 IN2
0 0 0 X X
0 1 1 0 1
1 0 1 1 0
1 1 1 1 1
La función lógica se implementa con tecnología TTL de baja potencia por las
mismas razones que se expusieron en el diseño de las líneas de E/S digitales. Se utilizan
puertas DM74LS32N, cuyo encapsulado se muestra a continuación:
El circuito del módulo de salidas de potencia se muestra a continuación:
A11
B12
3Y1
A2
VCC
B4
A4
Y4
14
13
12
11
U10DM74LS32N
B25
Y26
7GND
B3
A3
Y3
10
9
8
4
5V EN11
IN12
3OUT1
GND
VCC
IN4
OUT4
GND
16
15
14
13
U11L293B
OUT2
5
IN2
6
7
VSS
OUT3
IN3
EN2
11
10
9
4
5V
8
12GND GND
Módulo de control
RA4
RA3
RA2
RA1
J3
1 2 3 4 5
6
C12100nF
C13100nF
Los conectores J3.1, J3.2, J3.3 y J3.4 son las salidas de potencia de la tarjeta, y
coinciden respectivamente con las salidas OUT1, OUT2, OUT3 Y OUT4 del driver. Las
líneas RA1, RA2, RA3 y RA4 del microcontrolador controlan respectivamente las
señales IN1, IN2, EN1 (IN1 OR IN2), IN3, IN4 y EN2 (IN3 OR IN4) del driver. Los
conectores J3.5 y J3.6 permiten la alimentación externa de las cargas. Los
condensadores de desacoplo C12 y C13 mejoran la estabilidad de alimentación de U5,
U6, U7, U8 y U9 respectivamente (norma de diseño).
A continuación se detallan los componentes del módulo de E/S digitales:
Referencia Descripción
C12,C13 Condensador cerámico multicapa 100nF
U10 Puerta OR DM74LS32N (Fairchild Semiconductor)
U11 Driver Push-Pull L293B (SGS-Thomson)
DIS Disipador de potencia DIL mordaza
J3 Regleta de conexiones para circuito impreso (6 contactos)
f) Fuente de alimentación.
La tarjeta puede ser alimentada a través de la red de distribución eléctrica (220V
y 50Hz) o a través de baterías de 12V. La alimentación de la tarjeta a través de la red de
distribución eléctrica se usará en aplicaciones con robots de tipo industrial, mientras que
la alimentación mediante baterías se usará en aplicaciones con robots autónomos.
La fuente de alimentación de la tarjeta consta de los bloques que se muestran en
la figura:
Transformador Rectificador Filtro ReguladorRed(220V 50Hz)
Tarjeta(5V dc)
Batería(6V dc)
El diseño de la fuente de alimentación se basa en los métodos propuestos en los
libros “Microelectrónica” y “Diseño de hardware electrónico”.
f.1) Especificaciones de diseño.
En primer lugar debemos conocer el consumo máximo de cada componente de
la tarjeta para fijar las especificaciones de diseño:
Referencia VCC ICC
U1 5V 100mA
U2 5V 480µA
U3 5V 480µA
U4 5V 6.5mA
U5 5V 22mA
U6 5V 22mA
U7 5V 22mA
U8 5V 21mA
U9 5V 6.6mA
U10 5V 9.8mA
U11 5V 60mA
R1 5V 0.5mA
R7-R12 5V 27.3mA
R13-R18 5V 58.8mA
R19-R22 5V 2µA
El consumo de la tarjeta será aproximadamente 360mA (≅357.46mA); Puesto
que está prevista la alimentación de sensores en la propia tarjeta, sobredimensionamos
su consumo hasta 750mA.
En el caso de alimentarse a través de la tensión de red, si se usan microrrelés con
el driver L293B, éstos pueden alimentarse de la propia tarjeta.
Las especificaciones de la fuente de alimentación serán entonces:
- Tensión de entrada: Tensión de red o mediante baterías.
- Tensión de rizado de entrada menor o igual a 1VPP cuando se alimenta d la
tensión de red (norma de diseño, explicada posteriormente).
- Tensión de salida: 5V
- Corriente de carga: 750mA.
El esquema de la fuente de alimentación se muestra a continuación:
220V50Hz
+
Regulador
C
D1
T1
U1 U2
Tarjeta
+D2V1
Los diodos D1 y D2 permiten aislar la alimentación de red y la alimentación
mediante baterías.
f.2) Regulador de tensión.
La función del regulador de la fuente de alimentación consiste en mantener la
tensión de salida constante, independientemente de las variaciones que se produzcan
tanto en la corriente de carga como en la tensión de entrada (red). La selección de este
componente se basa en los siguientes parámetros:
- Tensión de salida estabilizada, Vo, que corresponde a la tensión de salida de
la fuente; en nuestro diseño es necesaria una tensión de salida estabilizada de
5V.
- Corriente máxima de salida, Io, que puede suministrar sin que la tensión de
salida disminuya o el chip se deteriore; en nuestro diseño es necesaria una
corriente máxima de 750mA.
- Tensión de entrada, Vi, mínima y máxima que puede aplicarse al terminal de
entrada del regulador, que influirán en la elección del transformador.
Teniendo en cuenta las especificaciones de diseño, el chip más adecuado es el
regulador µA7805CKC, con las siguientes características:
- Vo = 5V ± 5mV
- Io ≤ 1.5A
- 7V ≤ Vi ≤ 25V
El fabricante recomienda el uso de condensadores de desacoplo en la entrada y
salida del regulador, según se muestra en la figura:
La tensión en el filtro (entrada del regulador) vendrá dada por la expresión:
fC
IVV dc
pdc 4'2 −≅
donde Vdc es el valor medio de la tensión en el filtro, V’2p es la tensión de pico a la
salida del rectificador, Idc es la corriente de carga (Idc = ICC), f es la frecuencia de red y
C el valor de la capacidad del filtro. Esta expresión se deduce en el apartado “d”.
Para calcular la tensión de pico en el secundario del transformador, debemos
conocer las especificaciones del mismo; elegimos un transformador de 220/9V, cuya
validez se demuestra posteriormente. Suponiendo que la variación máxima en la tensión
de red es del 10% (caso más desfavorable), la tensión eficaz en el primario del
transformador puede variar entre los valores:
VVVV
VVVV
redred
redred
198220·1.02201.0
242220·1.02201.0
(min)1
(max)1
=−=−=
=+=+=
La tensión eficaz en el secundario del transformador variará por tanto entre los
valores:
VrVV
VrVV
T
T
1.82209·198·
9.92209·242·
(min)1(min)2
(max)1(max)2
===
===
La tensión de pico en el secundario del transformador variará entre los valores:
VVV
VVV
p
p
46.112·1.82
142·9.92
(min)2(min)2
(max)2(max)2
===
===
La tensión de pico en la salida del rectificador, considerando una caída máxima
de tensión en cada diodo del rectificador VF = 1.1V (ver apartado “e”), variará entre los
valores:
VVVV
VVVV
Fpp
Fpp
26.91.1·246.112'
8.111.1·2142'
(min)2(min)2
(max)2(max)2
=−=−=
=−=−=
Elegimos un condensador de 10000µF para el filtro, cuya validez se estudia en el
apartado “d”. El valor medio de la tensión en el filtro variará entre los valores:
VV
VV
dc
dc
89.810·10000·50·4
10·75026.9
43.1110·10000·50·4
10·7508.11
6
3
(min)
6
3
(max)
=−=
=−=
−
−
−
−
La entrada al regulador es ligeramente inferior a los valores obtenidos
anteriormente, debido a la caída de tensión en el diodo D1; Seleccionamos para D1 y
D2 el diodo 1N4001, pues permite que circule una corriente máxima IFM = 1A (la fuente
debe suministrar una corriente de 750mA) y tiene una caída máxima de tensión VF =
1.1V. La entrada al regulador variará entre los valores:
VVVV
VVVV
Fdci
Fdci
79.71.189.8
33.101.143.11
(min)(min)
(max)(max)
=−=−=
=−=−=
Puede observarse que la tensión de entrada al regulador estará siempre dentro
del margen permitido (7-25V), por lo que la elección del transformador ha sido correcta
(un transformador inferior, por ejemplo 220/6V, produce una tensión de entrada al
regulador inferior a 7V).
f.3) Disipador de calor.
En general, la eficacia se define como el cociente entre la potencia de salida y la
potencia de entrada. En las fuentes de alimentación, la eficacia debe ser lo mayor
posible, puesto que la diferencia entre la potencia de entrada y salida debe ser disipada
en forma de calor, haciéndose necesario el uso de disipadores de calor. Los reguladores
de tensión tienen eficacias del 60-70%.
La potencia que el regulador debe disipar, vendrá dada por la expresión:
BIASCCCCCCiD IVIVVP +−= )(
donde Vi es la tensión de entrada al regulador, VCC es la tensión de salida, ICC es la
corriente de salida e IBIAS es la corriente de deriva.
Calculamos el valor máximo de la potencia que debe disipar el regulador:
WPD 04.410·8·510·750)·533.10( 33(max) =+−= −−
A continuación hallamos la temperatura de la unión para comprobar si sobrepasa
o no el límite establecido por el fabricante:
AJADJJA
AJD TPT
TTP +=⇒
−= θ
θ
donde PD es la potencia que puede disipar el regulador, T es la temperatura de la unión,
TA es la temperatura ambiente y θJA es la resistencia térmica entre la unión y el
ambiente.
El fabricante especifica TJ(max) = 150ºC y θJA = 22ºC/W. Si consideramos TA =
50ºC (norma de diseño) y sustituimos valores en la expresión anterior, se obtiene:
)º150(º88.1385022·04.4 CCTJ <=+=
Al comparar el valor obtenido en la expresión anterior con los datos
proporcionados por el fabricante, se observa que la temperatura de la unión es inferior a
la máxima permitida, por lo que no será necesario utilizar disipadores de calor.
f.3) Filtro.
El filtro se encarga de suavizar la forma de onda proveniente del rectificador.
Para el circuito de filtro de aislamiento se puede usar una entrada con bobina o con
condensador; para fuentes que trabajen a la frecuencia de red, la entrada con bobina es
una opción relativamente cara, ya que se necesita una bobina de varios Henrios, por lo
que se opta el uso de filtros con entrada capacitiva.
Han de especificarse tres parámetros para el condensador electrolítico del filtro:
- Valor capacitivo, C.
- Valor de la corriente de rizado, IR.
- Tensión de trabajo, VT.
El condensador se carga durante el intervalo de tiempo anterior al pico de la
tensión pulsatoria a la salida del rectificador (consideramos despreciable la caída de
tensión en los diodos del rectificador); posteriormente se descarga de modo parcial a
través de la carga después de alcanzar el valor de pico, tal como se muestra en la figura:
VR
V2P Vdc
t10ms
Si el condensador es suficientemente grande, el decaimiento exponencial puede
sustituirse por una caída lineal, de modo que el valor medio de la tensión en el
condensador vendrá dado por la expresión:
fCI
VV dcpdc 4
'2 −≅
donde Vdc es la tensión en el filtro, V’2p es la tensión de pico en el rectificador, Idc es la
corriente de carga en la entrada del regulador (Idc = ICC), f es la frecuencia de red y C el
valor de la capacidad del filtro.
El valor del condensador vendrá entonces dado por la expresión:
R
dc
VtI
C ≥
Como norma de diseño se toma VR ≤ 20%VCC, pues valores mayores de VR
provocan errores grandes en la expresión anterior. Sustituyendo valores en la expresión
anterior:
FC µ75005·2.0
10·10·10·750 33
=≥−−
Al cargarse y descargarse el condensador alternativamente, se provoca el flujo
de una gran corriente e rizado, IR. Esta corriente de rizado es mayor que la corriente de
carga. Es importante que el condensador sea capaz de soportar la corriente máxima de
rizado del circuito, tomándose como norma de diseño IR = 2Idc, que en nuestro caso
será:
AII dcR 5.110·750·22 3 === −
La tensión máxima de corriente continua en el condensador es igual a la tensión
de pico en el secundario, que se calculó en el apartado “b”, con un valor de 11.43V;
Para especificar la tensión de trabajo debe preverse un margen suficiente de seguridad,
ya que así se prolongará la vida del condensador.
Teniendo en cuenta las especificaciones de diseño, el condensador más adecuado
es el condensador electrolítico de aluminio serie “ALP 22” para montaje sobre circuito
impreso, con las siguientes características:
- C = 10000µF
- IR = 3.3A
- VT = 16V
f.4) Rectificador.
El rectificador convierte la tensión senoidal del secundario del transformador en
una señal pulsante de valor medio no nulo. En el diseño de la fuente de alimentación se
usa un rectificador puente de onda completa, ya que el rectificador de media onda es
ineficaz y el de onda completa con dos diodos requiere una conexión central en el
arrollamiento del transformador, además de doble número de vueltas.
La selección del rectificador se basa en los siguientes parámetros:
- Corriente máxima que puede atravesar cada diodo, IFM.
- Tensión inversa de pico repetitiva, VRMM.
- Caída de tensión en los diodos cuando conducen, VF.
- Corriente de avalancha, IFSM.
En el rectificador puente, la corriente máxima que puede atravesar cada diodo
coincide con la corriente de carga de la fuente de alimentación, por lo que la corriente
máxima que atravesará cada diodo será de 750mA (ver apartado “a”).
La tensión inversa de pico repetitiva será la que soporte el diodo de forma
repetida sin sufrir daños, y en el rectificador puente coincide con la tensión de pico en el
secundario; la tensión máxima que soportará el diodo es de 14V (ver apartado “b”).
La corriente de avalancha fluye a través del diodo en el momento de activar el
circuito y que depende de las resistencias en serie del arrollamiento secundario y de los
diodos rectificadores, RS. Suponiendo RS = 0.35Ω (norma de diseño), tendremos:
AR
VI
S
CCFSM 29.14
35.05
==>
Teniendo en cuenta las especificaciones de diseño, el rectificador más adecuado
está integrado en el chip DF005M, con las siguientes características:
- IFM = 1A
- VRRM = 50V
- VF = 1.1V
- IFSM = 50A
f.5) Transformador.
El transformador ajusta el nivel de tensión en alterna para adaptarlo a la
amplitud en continua apropiada.
La selección del transformador se basa en los siguientes parámetros:
- La tensión en el secundario.
- Potencia del transformador.
- Regulación.
La tensión en el secundario del transformador indica el valor eficaz de la tensión
en el arrollamiento secundario cuando por él circula la corriente nominal; suele
expresarse mediante la relación de transformación. Se elige un transformador 220/9V
puesto que una relación menor (220/6V), produce una tensión de entrada al regulador
inferior a 7V (ver apartado “b”).
La potencia del transformador se expresa en VA y es el producto de la tensión y
la corriente en el secundario del transformador a plena carga (valores eficaces). La
potencia del transformador vendrá dada por la expresión:
(max)2(max)2max IVP =
Como norma de diseño en el rectificador puente se toma Idc = 0.62I2(max);
sustituyendo valores tendremos:
VAP
AI
I CC
98.1121.1·9.9
21.162.010·750
62.0
max
3
(max)2
==
===−
La regulación de un transformador hace referencia a su capacidad para mantener
la tensión en el secundario en su valor, independientemente de los cambios que se
produzcan en la corriente de carga. Son valores típicos en un margen del 5 al 10%.
Teniendo en cuenta las especificaciones de diseño, el transformador más
adecuado es el T40/E fabricado por “Crovisa”, con las siguientes especificaciones:
- Transformador encapsulado para montaje sobre circuito impreso.
- rT = 220/9V
- P = 16VA
- Peso = 430g
f.6) Fusible.
Para calcular el fusible, hallamos la corriente del primario cuando el secundario
está a plena carga:
mAV
IVI 50
24298.11
(max)1
(max)2(max)2(max)1 ≅=≈
Una condición de cortocircuito en el secundario podría ocasionar en el primario
corrientes muy superiores al valor obtenido anteriormente (típicamente superiores a
500mA), por lo que se puede colocar un fusible con un valor de 100mA.
f.7) Alimentación mediante batería externa.
Las baterías que permitián un funcionamiento autónomo de la tarjeta deben
reunir las siguientes condiciones:
- Tensión superior a 8.1V, ya que la mínima tensión de entrada al regulador
debe ser de 7V y la caída de tensión en el diodo D2 es de 1.1V (ver apartado
“a”).
- Alta capacidad, pues la batería se puede aprovechar para alimentar la tarjeta
y los motores, siendo en este caso el consumo máximo de 2.75A.
- Peso reducido, pues los motores deben ser capaces de mover el cuerpo del
robot, y la batería formará parte del mismo.
Teniendo en cuenta las especificaciones de diseño, una buena opción es el uso de
10 pilas Panasonic “HHR450A”, con las siguientes especificaciones:
- Baterías recargables Niquel-metal.
- V = 1.2V
- Capacidad = 4500mAh
- Peso = 60g
Esta batería permite una autonomía de 1 hora y 38 minutos en el caso más
desfavorable.
La entrada de tensión al regulador será inferior a la tensión de la batería debido
al diodo D2:
VVVV Fi 9.101.112 =−=−=
El consumo de potencia del regulador será:
WPD 99.210·8·510·500)·59.10( 33 =+−= −−
Hallamos la temperatura de la unión del regulador para comprobar si sobrepasa
o no el límite establecido por el fabricante:
)º150(º78.1155022·99.2 CCTJ <=+=
Al comparar el valor obtenido en la expresión anterior con los datos
proporcionados por el fabricante, se observa que la temperatura de la unión es inferior a
la máxima permitida, por lo que no será necesario utilizar disipadores de calor.
f.8) Circuito de la fuente de alimentación.
El circuito de la fuente de alimentación se muestra a continuación:
+
C1410000µF
D21N4001
T1T40/E U12
DF005MU13
µA7805CCN
D31N4001
FUS0.1A
C150.33µF
C161µF
Módulos dela tarjeta
5V
J6
1 2
1
2
3J4
12
1
2
J5
Los conectores J4.1-J4.2 y J5.1-J5.2 permiten respectivamente alimentar la
tarjeta mediante la red de distribución eléctrica o mediante baterías. El conector J6.1-
J6.2 permite la alimentación de los sensores mediante la fuente de alimentación de la
tarjeta.
A continuación se detallan los componentes del módulo de E/S digitales:
Referencia Descripción
C14 Condensador electrolítico ALP22 10000µF, 16V (BHC Aerovox)
C15 Condensador cerámico 0.33µF, 16V
C16 Condensador de tántalo 1µF, 9V
D2,D3 Diodo rectificador 1N4001
FUS Fusible de 0.1Amp
T1 Transformador T40/E para montaje sobre PCB (Crovisa)
U12 Puente rectificador integrado DF005M (General Semiconductor)
U13 Regulador de tensión µA7805CCN (Texas Instruments)
J4-J6 Regleta de conexiones para circuito impreso (2 contactos)