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UNIVERSIDAD NACIONAL DE INGENIERÍA FACULTAD DE INGENIERÍA ELÉCTRICA Y ELECTRÓNICA
"ANÁLISIS Y DISEÑO DE UN INVERSOR DE BAJA POTENCIA USANDO TÉCNICA DE MODULACIÓN
POR ANCHO DE PULSO"
INFORME DE SUFICIENCIA
PARA OPTAR EL TITULO PROFESIONAL DE:
INGENIERO ELECTRÓNICO
PRESENTADO POR:
ELIAS DUGALD RUIZ TUPAC YUPANQUI
PROMOCIÓN 1994-11
LIMA-PERÚ 2005
A nús Padres
A nú Esposa
A nús hijos
ANÁLISIS Y DISEÑO DE UN INVERSOR DE BAJA POTENCIA USANDO TÉCNICA DE MODULACIÓN
POR ANCHO DE PULSO
SUMARIO
El presente estudio trata sobre el diseño y la simulación de un inversor de baja
potencia para aplicaciones domesticas. La idea principal es generar una tensión
alterna de 220 voltios y 60 Hz partiendo de la tensión continua de bajo voltaje. Este
sistema inversor comprende los módulos siguientes: el generador senoidal, el
modulador por ancho de pulso (PWM), el circuito conmutador de potencia, el filtro
de salida y el transformador elevador de tensión.
El módulo oscilador genera una señal senoidal de 60 Hz, la cual es rectificada por
el rectificador de onda completa de este mismo módulo. Estas señales ingresan al
modulador PWM, el cual, genera dos trenes de pulsos de 20 KHz, desfasados 90º
uno del otro, con tiempos muertos que evita el disparo simultaneo de los
conmutadores. El módulo conmutador recibe las dos señales del módulo PWM,
constituyen éstas, las señales de disparo para el circuito conmutador de potencia. El
modulo conmutador de potencia consta de 4 MOSFET's en arreglo "H", y su
circuito de disparo, conmutando la tensión de continua de bajo voltaje. Éste módulo
tiene como carga el filtro y el transformador de voltaje, que a su salida entrega un
voltaje de 220 voltios AC con forma de onda senoidal y. 60.0 Hz, la que puede ser
empleada en aplicaciones domésticas. El filtro es usado para recuperar la armónica
fundamental. El circuito PWM es realimentado por el voltaje de salida, asegurando
que los 220 voltios permanezcan constantes para cualquier carga conectada al
circuito, dentro de los parámetros de diseño.
ÍNDICE
TABLA DE ILUSTRACIONES VII
PRÓLOGO 1
CAPÍTULO l.
DESCRIPCIÓN DEL ESTADO DEL ARTE 2
1.1. Principio del Inversor por Ancho de Pulsos PWM 2
1.2. Organización Básica de un PWM 3
1.3. Generador de Pulsos PWM Senoidal 4
1.4. Modulación PWM con Voltaje de Conmutación Bipolar 4
1.5. Modulación PWM con Voltaje de Conmutación Unipolar 6
1.6. Relaciones de Diseño del Modulador PWM 8
1.7. El Circuito PWM 9
1.8. Pruebas de Modulación PWM 11
CAPÍTULO 11.
DESCRIPCIÓN GENERAL DEL SISTEMA 14
2.1. Diagrama de Bloques del Sistema 14
2.2. Revisión. General del Sistema 14
2.3. Generador Senoidal con Oscilador de Cuarzo 18
2.4. Modulador PWM 25
2.5. Circuito Conmutador 28
2.6. El Módulo Filtro 29
2. 7. El Transformador Elevador de Voltaje 32
2.8. Realimentación 33
CAPÍTULO 111.
ANÁLISIS Y DISEÑO DE LA ETAPA DE POTENCIA
3.1. El Circuito Amplificador PWM
CAPÍTULO IV.
ANÁLISIS Y DISEÑO DE LA ETAPA DE CONTROL
4.1. Circuito de Disparo
4.2. Circuito Generador de la Señal PWM
4.3. Características Internas del LM1524
4.4. Aplicaciones del LM1524
CAPÍTULO V.
RESULTADOS DE SIMULACIÓN
5.1. Diagrama de Bloques del Proceso de Simulación
5.2. Simulación del Generador Senoidal
5.3. Simulación del Modulador PWM
5.4. Simulación en el Circuito Conmutador
5.4. Simulación de la Salida del Inversor
CAPÍTULO VI.
EVALUACIÓN ECONÓMICA DEL PROYECTO
6.1. Costo de los Componentes
6.2. Costos de Diseño y Construcción
CAPÍTULO VII.
CONCLUSIONES
ANEXOS
ANEXO A: Circuito y Simulacion En PS CAD
ANEXO B: Simulación en Pspice
ANEXO C: Circuitos Electrónicos
BIBLIOGRAFÍA
VI
36
36
39
39
40
43
44
46
46
47
49
50
51
53
53
56
57
59
61
73
79
1.1.
1.2.
1.3.
1.4.
1.5.
1.6.
1.7.
1.8.
1.9.
TABLA DE ILUSTRACIONES
Organización básica de un PWM.
Comparador con histéresis.
Diagrama del inversor monofásico onda completa.
Modulación PWM con voltaje de conmutación bipolar.
Modulación PWM con voltaje de conmutación unipolar.
Generador de pulsos PWM senoidal.
Generador senoidal PWM con carga RL.
Formación de la onda PULSE.
Salidas de las ondas V tri, V sin y la modulación PWM para mf = 21 y
ma= 0.8.
1.10. Salidas de las ondas Vtri, Vsin y la modulación PWM para mf = 100 y
ma= 0.8.
3
4
5
5
7
9
10
10
12
12
1.11. Circuito PWM conectado a una carga monofásica. 13
1.12. Simulación del circuito PWM conectado a una carga monofásica. 13
2.1. Diagrama de bloques del sistema inversor. 15
2.2. Inversor diseñado a nivel de componentes en el programa PS CAD. 17
2.3. Componentes del módulo oscilador senoidal 18
2.4. Circuito oscilador de cuarzo de 1.25MHz. 19
2.5. Divisor de frecuenta de 1.25MHz a 60Hz. 21
2.6. Filtro de 60Hz pasabajos Bessel de cuarto orden. 21
2. 7. Circuito eliminador del componente DC en la señal. 22
2.8. Rectificador de media onda. 23
2. 9. Rectificador de onda completa. 24
2.10. Componentes del modulador PWM. 26
2.11. Señales en el modulador PWM. 26
2.12. Relación de armónicas para frecuencia de 20KHz.
2.13. Etapa de potencia.
2.14. Esquema general del sistema de disparo y de conmutación.
2.15. Filtro de salida configuración L generalizada.
2.16. Filtro para onda rectangular de frecuencia fija y ancho variable.
2.17. Diagrama de Bloques del modulo Realimentación.
2.18. Circuito de Realimentación.
3.1.
3.2.
4.1.
4.2.
4.3.
4.4.
4.5.
4.6.
5.1.
5.2.
5.3.
5.4.
5.6.
5.7.
Circuito amplificador de PWM.
Esquema del IRFZ44.
Circuito generador de pulsos de disparo.
Circuito modulador PWM básico.
Circuito Generador de PWM con tiempo muerto.
Diagrama de tiempos del circuito generador PWM con tiempo muerto
Salidas del modulador PWMtm y PWM 1m (Salidas A y B).
Diagrama interno del LMl 524.
Esquema de simulación.
Señales en la generación de onda senoidal de 60Hz.
Señal de salida del módulo generador senoidal con cristal.
Salida del modulo generador PWM.
Espectro de frecuencias de la salida del modulo generador PWM.
Simulación de la tensión de salida del inversor.
VIII
27
28
29
30
31
34
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38
39
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43
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48
49
51
52
PRÓLOGO
El presente estudio trata el problema del análisis y diseño de un inversor de baja
potencia usando la técnica Modulación por Ancho de Pulso (PWM). Este inversor
puede ser empleado en cualquier lugar para aplicaciones domésticas debido a su
versatilidad y portabilidad. Este trabajo comprende seis (6) capítulos.
El capítulo I se ocupa de una revisión general de la modulación PWM, además de
un diseño sencillo y las pruebas de un modulador PWM, a manera de ejemplo. El
análisis se realiza cuando a su salida se le conecta una carga RL.
El capítulo II describe cada uno de los módulos del inversor, empleando para
ello el diagrama de bloques de dicho sistema. Además se muestra el diseño de los
circuitos, con excepción del modulador PWM y conmutador de potencia, que,
debido a su importancia, se tratan en capítulos por separado.
El capítulo 111 desarrolla el análisis y diseño del sistema de potencia. Este
capítulo incluye el diseño de la lógica de disparo para los MOSFET's del ampli
ficador de potencia, el cual posee configuración H, con el propósito de que pueda
conmutar sin dificultad entre dos niveles de señales.
El capítulo IV desarrolla el diseño del circuito de control del sistema de
generación de PWM. La salida de este circuito es la entrada de control del ampli
ficador de potencia descrito en el capítulo 111.
El capítulo V muestra los resultados de la simulación del inversor diseñado.
Dichos resultados han sido obtenidos empleando los programas Oread Capture
versión 9 .1 - Pspice, y PS CAD versión 4.1.
El capítulo VI presenta la evaluación económica para la construcción del
inversor de baja potencia diseñado. Esta evaluación incluye el costo de los
materiales, el de construcción y el costo de diseño.
El capítulo VII expone las conclusiones de este estudio.
1
ji
i
CAPÍTULO I
DESCRIPCIÓN DEL ESTADO DEL ARTE
1.1. Principio del Inversor por Ancho de Pulsos PWM
Para entender el principio de funcionanúento de un generador PWM (Pulse Wide
Modulation), debemos analizar previamente las señales que intervienen en el
generador. Una de las señales es del tipo senoidal y puede ser generada a partir de un
oscilador. La otra señal es del tipo triangular. Estas señales se comparan para generar
una onda cuadrada, de tal forma que la frecuencia de la señal triangular resulte por lo
menos nueve veces mayor que la señal fundamental Qa señal senoidal de 60 Hz).
La salida del modulador PWM se puede conectar a una carga R ó RL y a un
sistema monofásico compuesto de una carga RL en serie con una fuente de tensión
alterna (onda senoidal), con el propósito de analizar el comportanúento del módulo
PWM.
Por otro lado, algunas aplicaciones industriales requieren controlar el voltaje de
salida del inversor para observar las variaciones de voltaje de entrada ce (corriente
continua), regular el voltaje del inversor, y conseguir la relación voltios/ frecuencia
de control requerida. Existen varias técnicas para hacer variar la ganancia del
inversor (ver [7], [8]). El método mas eficaz de controlar dicha ganancia (y por
consiguiente, la salida de voltaje) es incorporando la modulación por ancho de
pulsos (PWM) dentro del control del inversor. Las técnicas de modulación
normalmente usadas son:
1) Modulación senoidal por ancho de pulso simple.
2) Modulación senoidal por ancho de pulso múltiple.
3) Modulación senoidal por ancho de pulso.
4) Modulación senoidal por ancho de pulso modificada.
5) Desplazanúento del control de fase.
Los sistemas de modulación se pueden clasificar en dos grupos: los
realimentados y los no realimentados. Dentro del grupo de los realimentados
t
1
3
podemos citar a los sistemas de modulación lineal y no lineal. Dentro de los no
realimentados se encuentran los sistemas siguientes: de modulación senoidal, por
eliminación selectiva de armónicos, de modulación vectorial y óptimo. En este
estudio usaremos la modulación senoidal por ancho de pulso simple, se revisa
también las dos modalidades de este tipo de generación PWM, la modulación PWM
con voltaje de conmutación bipolar y la modulación PWM con voltaje de
conmutación bipolar.
1.2. Organización Básica de un PWM
El concepto de potencia en un sistema de control por modulación por ancho de
pulso, está constituido por tres partes que a continuación se detallan.
1) Un generador de rampa, operando generalmente a una frecuencia constante.
2) Un comparador, para detectar el momento en que el voltaje de la rampa ha
excedido el voltaje de la señal de control.
3) Un dispositivo electrónico que conmute la potencia de carga en el momento en
que el comparador detecte el punto crítico de la forma de onda de rampa.
En la Figura 1.1, el comparador consiste en un amplificador operacional, y el
interruptor electrónico es un transistor bipolar que opera en configuración emisor
común.
generador
rampa
comparador
Al
1-----
+ Vs
1
R4 i R3 D1
\A/v---;>t-�
..:±-=-o
Figura 1.1: Organización básica de un PWM.
disp de carga
transistor de conmutacion
4
1.3. Generador de Pulsos PWM Senoidal
La técnica para la generación de pulsos PWM senoidal consiste en generar un tren de pulsos en función de una secuencia de pulsos que tengan una amplitud diferente y una frecuencia que el usuario pueda seleccionar. La Figura 1.2 ilustra un comparador con histéresis, donde Ve es la amplitud de la onda senoidal de entrada, f, es la frecuencia fundamental, V, es la amplitud de la onda triangular y J, es la frecuencia de la portadora.
V ) Comparador con
e
t, � Histeresis
V )
/VV\ fs )
Figura 1.2: Comparador con histéresis.
1.4. Modulación PWM con Voltaje de Conmutación Bipolar
Aquí es usado el puente H de conmutadores; los interruptores en diagonal (TA+ , T
8_) y (TA_, T
8+ ) de los dos brazos en Figura 1.3 son conmutados como pares de interruptores 1 y 2 respectivamente. Con este tipo de conmutación PWM, la onda de salida del brazo A es generada, comparando el voltaje de control y la onda triangular como se muestra en la Figura 1..4 (a). La salida del brazo B del inversor es el negativo de la salida del brazo A, por ejemplo, cuando TA+ está conectado y v Ao es igual a (Vd I 2), T
8_ está también conectado y V 80 = - Vd I 2 . Por tanto,
y VBo (t) = -V Ao (t)
VO (t) = V Ao (t) - V Bo (t) = 2V Ao (t)
La forma de onda de v O
es mostrado en la Figura 1.4. La amplitud de la componente fundamental (rol ) se estable mediante:
5
y
En la Figura 1.4 (b) se observa que el voltaje de salida v O
varía entre - Vd y V
d .
Esta es la razón por la cual este esquema es llamado PWM con voltaje bipolar.
'"
+
.. Vc1 l>,i • Ha, 2
i<• A
-
Vd o
" +
''u : '·'A(• - , .• ,.(.
+
VJ TA-
IJ,t- l)a-2 Ta-
Figura 1.3: Diagrama del inversor monofásico onda completa.
(ó)
Figura 1.4: Modulación PWM con voltaje de conmutación bipolar.
6
1.5. Modulación PWM con Voltaje de Conmutación Unipolar
En el esquema PWM con voltaje unipolar, los interruptores de los dos brazos, no
son conmutados simultáneamente como en el esquema anterior. Aquí, los brazos A y
B del inversor puente completo, son controlados separadamente comparando la
onda triangular con V control y - V control respectivamente. Como se muestra en la Figura
1.5 (a), la comparación de v control con la onda triangular da como resultado las
siguientes señales de control para los interruptores de la pierna A:
V control > V tri,
y V control < V tri ,
Para controlar los interruptores del brazo B (- V control) es comparado con la misma
onda triangular, lo cual da lo siguiente:
(- V control)> Vtri,
y
(- V control)< V,ri,
Debido a la realimentación de los diodos en anti.paralelo con los interruptores,
los voltajes mencionados en las ecuaciones anteriores son independientes de la
dirección de la corriente de salida i0
•
Entonces se encuentra que hay cuatro combinaciones posibles de interruptores
con sus respectivos voltajes:
1) TA+, T8_ � on : VAN = Vd,
2) TA_,T8+ �on: VAN =0,
3) TA+• TB+ � on: VAN =Vd,
4) TA_,T8_ � on: VAN = O,
VBN = 0;
VBN =Vd;
VBN = Vd;
VBN = 0;
Vº= Vd
Vº =-Vd
V =Ü o
V =0 o
Se puede observar que cuando los interruptores supenores están cerrados, la
salida de voltaje es cero. La corriente de salida circula en un lazo a través de
( TA+, D 8_) ó ( DA+ , T8
+) dependiendo de la dirección de la corriente de salida.
Durante este intervalo, la corriente de entrada es cero. Una situación similar ocurre
cuando los interruptores inferiores están cerrados.
.-.
(V,,>,.
1 U ·
0.8
0.6
0.4
02 ·
_,,. 'rltri 'rlcant10[
-71 cant10[
(a)
�n nL1nno íl íl íl íl íl íl [ 1, (6)
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(2mr i) Ü!r1t,· • lJ ... • ... _ n <IZIIIQlt.1COS uc f J.
(e)
Figura 1.5: Modulación PWM con voltaje de conmutación unipolar.
7
8
En este tipo de conmutación PWM, cuando una conmutación ocurre, el voltaje
de salida varia entre O y + Vd
ó entre O y - Vd
. Por esta razón, este tipo de esquema
PWM es llamado PWM con voltaje unipolar, como opuesto al bipolar (entre+ Vd y
Vd
) descrito anteriormente. Este esquema tiene la ventaja de duplicar efectivamente
la frecuencia de conmutación tanto como la frecuencia de los armónicos de salida.
La ventaja de duplicar la frecuencia de conmutación aparece en el espectro de
frecuencias del voltaje de salida, donde los armónicos más bajos (en el circuito
idealizado) aparecen como bandas laterales de dos veces la frecuencia de
conmutación. Es fácil entender esto si se escoge un índice de modulación m I par
( m I debe ser impar para un PWM bipolar) en un inversor monofásico. Los voltajes
v AN
y v BN son desfasados 180° de la frecuencia fundamental J; , con respecto al
otro. Por tanto, los componentes armónicos de la frecuencia de conmutación en
v AN
y v BN tienen la misma fase (</JAN - </JAN
= 1t .m 1 = O) debido a que las formas de
onda están desfasadas 1t radianes y m I es un número par. Esto resulta en la
cancelación de los componentes armónicos en el voltaje de salida V O
= VAN
- V BN .
Además, las bandas laterales de los armónicos del voltaje de salida desaparecen. En
forma similar, los otros armónicos dominantes de dos veces la frecuencia de
conmutación se cancelan, mientras que las bandas laterales no.
1.6. Relaciones de Diseño del Modulador PWM
Las relaciones a emplear en el diseño del generador PWM, a partir del simulador
Pspice, son las siguientes:
Índice de Modulación (m):
re ma =� I
en donde la amplitud máxima re se puede modificar a voluntad del usuario.
Relación de Fase (m¡ ):
para la cual se cumple la relación de diseño: Ís > 9 Ji.
Ganancia (\> 001):
í>aol = 2mª
De esta última relación podemos obtener la siguiente expresión para el índice de
modulación:
i) m =�
ª E/2
Es necesario remarcar que la onda senoidal empleada debe ser de la forma:
1. 7. El Circuito PWM
9
La Figura 1.6 muestra un generador de pulsos PWM sinusoidal compuesto por: una
fuente de tensión controlada por tensión (con ganancia de 106), un limitador de (-10,
1 O) voltios, un bloque de ganancia de voltaje de 1.5, las entradas tensión triangular
(carry) V,ri y tensión de control V,;n· El modulador genera en la salida (ouf) pulsos de
+ 15 voltios de amplitud y ancho modulada.
La Figura 1. 7 muestra al generador senoidal PWM con una carga monofásica RL
(R=5n, L = 10mH). Vamos a determinar la ganancia de la fuente sabiendo que
E=300 V (DC). Para ello requerimos configurar la onda portadora PULSE. Este
tema se trata a continuación.
Formación de la Onda PULSE
La formación de la onda PULSE, es configurada en Pspice. Esta onda permite
generar la señal triangular V,ri de acuerdo a los parámetros de control que
intervienen para generar las señales. La Figura 1.8 muestra en detalle la formación
característica de la onda PULSE, donde PER=T es el período, PW=l µses el ancho
del pulso, TD=-T / 4 es el tiempo de retardo, TR=TF=T /2 es el tiempo de subida.
€'"out )
GEMERADOR DE PULSOS PWM SINUSOIDAL
Ganancia Limitador Tensión Controlada
..____,
9.9
10
o
Tensión control
V1
"'\...
J Tensión i o triangular o
Figura 1.6: Generador de pulsos PWM senoidal.
R1 L1
2 10mH
MODULACION SENOIDAL (PV\IM) CON CARGA RL
R3 9.9
10
Figura 1. 7: Generador senoidal PWM con carga RL.
V 1
Función PULSE
- - - - - · a-·-----------,._
/i ,\ / 1 1 \
/ 1 \
// \\ < TO )(TR ')
( TF
PER
Figura 1.8: Formación de la onda PULSE.
10
1.8. Pruebas de Modulación PWM
Primera Simulación
11
En esta simulación, programaremos las fuentes V,,; (VPULSE) y V,in de manera
que se genere una onda PWM que contenga una componente fundamental de
frecuencia de 560 HZ, y simularemos para 3 ciclos de la componente fundamental
de tensión cuando m1 = 21 y m0
= 0,8. El análisis de los resultados se realiza
empleando las relaciones de diseño definidas anteriormente.
En un primer caso calculamos la frecuencia de conmutación is- Tenemos como
datos fttri,ri = 15 V,f, = 60 Hz, y m1 = 21. Reemplazando valores en la ecuación is=
mi, obtenemos:
is= 21 X 50 = 1050 Hz
Con este valor verificamos que la frecuencia is> 9f,.
Empleando los valores del índice de modulación y la amplitud de la onda
triangular, podemos calcular la amplitud máxima de la onda senoidal como sigue:
La Figura 1.9 ilustra el resultado de la simulación de generación de la señal PWM.
En un segundo caso podemos calcular la frecuencia de conmutación empleando
la relación is = mf,. Con m1 = 100 y con el mismo índice de modulación del caso
anterior, obtenemos:
is = 100 X 50 = 5000 Hz
Luego, el periodo resulta T5 = 200 µs. Los resultados de este análisis se muestran en
la Figura 1.10.
Segunda Simulación
Para esta simulación, la salida del circuito de la Figura 1.6, se conecta a una
tensión de línea monofásica de V,;n = 11 O voltios de valor pico y 60 Hz, con ángulo
de fase cero (referencia cero). La fuente de tensión controlada representa un
inversor monofásico con una carga RL, donde la inductancia L = 1 O mH y la
resistencia R =0.5n (ver Figura 1.11)
12
2UU , ------------------------------------------------------------------------·
lu·i!�1�·rr¡;� r1 : \1�1- ¡...1P1--timr � ¡11 -- 1 -� 11'111· D1 • 1 ' '1 1 1 T
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1Ü 1 1 -2UU-'-----------------,-----------------,-----------------T-----------------I
Is 511115 1 Ullls 151115 2 ""5
a U(L1:2.E1:!I) Ti111e
Figura 1.9: Salidas de las ondas V,,¡, V sin y la modulación PWM para mf
= 21 y m
.,=0.8.
2DU, ----------------------------------------------------------------------,
SEL»: L I , . -. r l i , � � , - -1 1 1
-2DU-'-----------------------------------------------------------------------J
a U(U1:+) � U(U2:+)2 DU 1
-------------------------------------------------------- --------------- ,
IIITTl-l� 1
1
1
1 1
-2DU+---------------------- ,----------------------,-----------------------i
Os 51115 101115 151115
a U(out) Ti111e
Figura 1.10: Salidas de las ondas V,ri, Vsin y la modulación PWM para mf
= 100 y m
.,=0.8.
En esta simulación, mostrada en la Figura 1.12, se nota la operac1on como
rectificador del circuito PWM, debido a que se le inyecta una corriente I hacia el
inversor. Esto influye en el desfase del ángulo respecto a la tensión de línea.
13
GENERADOR PV\IM CONECTADO A LA TENSION DE LINEA MONOF ASICA
10 300
L1 o
0.5 10mH R3 9.9 V1
R1 0.1 l0
Figura 1.11: Circuito PWM conectado a una carga monofásica.
2UU 1
---------------------------------------------------------------------
1
f} Al ,A f'/\ 1\ 1\ �) A FA· �; 1\ 1\· �- A¡ I\ t\ A!V V v:V V V V V V V V·V V V V V V v. v v i1 1 -21U -'----------------------------------------------------------------------'a U(U1:+) , U(U2:+) U(GAIH1:0UT)
2HU: _,: · .. · .-, . _ . . _ _ _ . · .. · ··:: :
¡ ---------� ¡ �- ..r- . · · " · --�1 -----1 1
SEL»: -2uuu+----------------,-----------------r----------------,-----------------1
Us 5111s 101115 151l15 20ms
a U(U3:-) � U(L1:2.E1:4) Tili1e
Figura 1.12: Simulación del circuito PWM conectado a una carga monofásica .
CAPÍTULO 11
DESCRIPCIÓN GENERAL DEL SISTEMA
2.1. Diagrama de Bloques del Sistema
La idea fundamental en el presente estudio es generar una tensión alterna de 220
voltios y 60 Hz partiendo, de la tensión continua de una batería de 12 voltios
continuos. Es decir, diseñar un inversor de baja potencia para aplicaciones
domésticas. La Figura 2.1 muestra el diagrama de bloques del inversor de baja
potencia. Podemos observar que los componentes de este inversor son:
1) Generador senoidal con �scilador de cuarzo.
2) Modulador PWM.
3) Circuito conmutador de potencia.
4) Fuente DC.
5) Filtro.
6) Transformador elevador de voltaje
7) Realimentación
2.2. Revisión General del Sistema
En esta sección se revisa el sistema rnversor a como la integración de los
módulos que lo componen para luego revisar el detalle de la implementación de cada
módulo con circuitos electrónicos. Para el estudio del Sistema en su conjunto, se usa
el programa de simulación PS CAD.
El modulo de generación de frecuencia senoidal se implementa con un VCO que
tiene como parámetro de entrada la frecuencia de oscilación la que es fijada a 60Hz.
Se genera una señal triangular de 20 KHz con el componente generador de onda; la
modulación PWM se consigue comparando la onda senoidal con la señal triangular
generada, esto se realiza con el componente de "generador de pulsos interpolados",
éste, además de la comparación de señales, genera el puso de disparo para los
dispositivos de conmutación. Para los dispositivos de conmutación se han usado
Generador Senoidal con oscilador de cuarzo
Fuente DC batería
Modulador PWM
Circuito Conmutador de Potencia
Filtro
Transformador elevador de Voltaje
Onda Senoidal
220V AC
Figura 2.1: Diagrama de bloques del sistema inversor.
:,·
¡ !
� i:·¡ ¡,
l·'. •' , .
r,
¡¡ I' ¡.:
(:
f.-'
¡j f;
15
16
IGBT's, los que a su vez son controlados por el componente generador de pulsos
interpolador, se ha utilizado un condensador de 1 0,000uF en paralelo a la tensión
DC, a fin de disminuir el ruido eléctrico producido por los conmutadores. En la
etapa de filtro se utiliza un arreglo LC cuya inductancia es de SmH y una
capacitancia de 33 uF en la sección de diseño del filtro se revisará a detalle del filtro
empleado. El transformador elevador de voltaje es un transformador de 48 a 220V
de 0.SKV A. En la Figura 2.2 se muestra el inversor con todas sus etapas.
Haciendo un equivalente al diagrama de bloques mostrado en la Figura 2.1, el
generador de señal senoidal viene dado por el componente Oscilador Controlado
por Voltaje, que tiene como parámetro de entrada el voltaje de control, el que es
puesta al valor de 60, indicando que el oscilador genera una onda senoidal de 60Hz.
El módulo generador PWM, viene dado por un generador triangular y un
comparador. El generador triangular está constituido por el componente Generador
Triangular de Frecuencia Variable, el que es seteado al valor 2000, y -1 a 1, lo que
indica, que genera una señal triangular alterna de 20K.Hz y una amplitud de 1 KV
pico. El comparador es constituido por el arreglo de los componentes Generador de
Pulsos de Conmutación. Las dos señales, la senoidal y la triangular, son comparadas
y se genera los pulsos del disparo de los conmutadores con el mismo componente
Generador de Pulsos de Conmutación.
El conmutador de potencia viene dado por el arreglo en puente H constituido
por los IGBT's, y los diodos en antiparalelo. Los IGBT's son configurados para
representar sus características eléctricas, con una resistencia en ON de 0.01n y una
resistencia en OFF de 1Mn; voltajes directo e inverso de ruptura de 1x105 KV (que
para lo·s fines del presente informe se pueden considerar infinito), y una capacitancia
parásita de 1 µF; como son dispositivos reales de conmutación, se dispone de los
diodos en antiparalelo Este arreglo se comporta como un puente H, ya tratado
anteriormente.
El circuito de realimentación viene constituido por los componentes
Multiplicador, Unión Sumador/Restador y el Controlador Proporcional Integrador
(PI). El multiplicador, multiplica la señal senoidal de generador senoidal por un
factor de tal manera que se tiene un voltaje de magnitud comparable a la salida del
inversor, esta señal es comparada con la misma salida del inversor, y luego es pasada
por el Controlador PI , alimentando al modulo PWM.
Vsin
SI
Vcnt
Vcnt ON
H H
L L OFF OFF
VTri
S4
ON
H ON
L
OFF L
OFF
CP ...
Vref . :-1
: .
: ..
:..0.01
0.4 V
L F = 60.0 (Hz)
17
v�P ven, D +
1 .
Vsin
CP ...
Vrms (7)
·r -- . -... (7)
de Em 0.2 º&
o.�19687
15
Figura 2.2: Inversor diseñado a nivel de componentes en el programa PS CAD.
18
Asimismo se dispone de un modulo para hallar el valor rms de la tensión de
salida del inversor, compuesto por el componente Valor Absoluto, Explorador de
Frecuencia (FFT) y el Multiplicador, lo que permite visualiza el voltaje rms
equivalente de la salida del inversor. Nótese que la señal de salida del Explorador de
Frecuencias es multiplicada por el factor 1.15 a fin de obtener el voltaje rms.
2.3. Generador Senoidal con Oscilador de Cuarzo
En necesario que la señal senoidal que ingrese al modulo PWM sea constante en
frecuencia; los circuitos osciladores semiconductores varían ligeramente su
frecuencia de oscilación, esto debido a causas como el aumento de la temperatura;
por lo que se usa un oscilador con cristal de cuarzo, cuya propiedad principal es la
estabilidad de la frecuencia de oscilación.
Por requerimiento de diseño, es necesario que la señal senoidal entre rectificada
al modulo PWM, por lo que también se trata en el presente trabajo, los circuitos
rectificadores.
El modulo generador senoidal consta de 4 partes, el oscilador de cuarzo, el
divisor de frecuencia, filtro pasabajos y el rectificador de onda completa. La Figura
2.3 muestra los componentes de este módulo.
Oscilador de Cuarzo
1 T Q
CLK
FlipFlopT
Divisor de Frecuencia
� s2 1 + 2z VI/o + wo2
Filtro Pasabajos 60Hz
N :I: o U)
�-8 ·o Bii E(l)Ü
-8 �Rectificador 6
onda completa sin distorsion
Figura 2.3: Componentes del módulo oscilador senoidal
19
El Oscilador de Cuarzo
El cristal de cuarzo es utilizado como componente de control de la frecuencia de
circuitos osciladores convirtiendo las vibraciones mecánicas en voltajes eléctricos a
una frecuencia específica.
Esto ocurre debido al efecto piezoeléctrico. La piezoelectricidad es electricidad
creada por una presión mecánica. En un material piezoeléctrico, al aplicar una
presión mecánica sobre un eje, dará como consecuencia la creación de una carga
eléctrica a lo largo de un eje ubicado en un ángulo recto respecto al de la aplicación
de la presión mecánica. En algunos materiales, se encuentra que aplicando un campo
eléctrico según un eje, produce una deformación mecánica según otro eje ubicado a
un ángulo recto respecto al primero.
Por las propiedades mecánicas, eléctricas, y químicas, el cuarzo es el material más
apropiado para fabricar dispositivos con frecuencia bien controlada.
La estabilidad de la frecuencia se refiere a la máxima desviación en partes por
millón, en un determinado rango de temperatura. La desviación esta tomada con
referencia a la frecuencia medida a 25°C.
El circuito oscilador presentado en la Figura 2.4, se destaca por su sencillez y alta
confiabilidad, debido a la precisión del cristal. Entrega a su salida, una forma de
onda senoidal y es extremadamente estable; utiliza un oscilador a cristal de 1.25
MHz, con un transistor PNP.
Vcc12V
R1
1K
C1
100pf
..,_____. __ ----l 1-(---·· -----r 01
10nf SALIDA
R2
22K
D CRISTAL
11.8MHz
BC568
R3
1K
Figura 2.4: Circuito oscilador de cuarzo de 1.25MHz.
20
Divisor de Frecuencia
Este circuito tiene como señal de entrada la salida del circuito oscilador de
cuarzo y va a dividir la frecuencia de oscilación de tal manera que la salida sea una
señal cuadrada de 60Hz con un dury rycle de 50%
El circuito divisor de frecuenta tendrá como entrada un circuito integrado schmith
trigger, este es un buffer con histéresis, su salida será una señal de 120 Hz.
Para garantizar el dury rycle de 50% requerido para garantizar la simetría de la
señal de salida, usamos un flip flop en arreglo "T" el que además divide la frecuencia
entre dos, lo que a la salida del circuito se obtiene una onda cuadrada simétrica de
60Hz.
A continuación, se presenta el cálculo para el divisor de frecuencia (D1):
D = fcuano = l.25E6 = 10416 1 120Hz 120
Entonces el divisor de frecuencia será un contador que cuenta hasta 10416.
Estará conformado por un contador de 14 bits (un circuito integrado o un arreglo de
14 flip flops en serie), y un arreglo de lógica digital para delimitar la cuenta, para esto
se puede usar un arreglo con puertas lógicas discretas o con un multiplexor (MUX).
A continuación se va a diseñar el circuito lógico para la delimitación del
contador. Descomponemos el número 10416 en binario:
Q13 Q12 Qu Q10 Q9 Qa Q7
1 O 1 O O O 1
Luego, el circuito delimitador de conteo será la función AND de Q13, Qu, Q7, Qs
y, Q4• En la Figura 2.5 se muestra el circuito divisor de frecuencia.
Filtro Pasabajos
El filtro pasabajos es el que permite eliminar los armónicos de la onda cuadrada y
recuperar el armónico fundamental a 60Hz.
Los filtros pasabajos pueden ser de primer o segundo orden. Los de segundo
orden reducen su amplificación 12 decibelios por octava que aumenta la frecuencia,
o lo que es lo mismo, 40 decibelios por década. Como es importante contar con una
21
QA -
OscXtal .�
2 10
QO 5
QE 4 QF
QG 13
�·� CLKlH 12
QI f 60Hz cuadrada ·14
QJ 15 QK
1 QL
vcc
114 J Q
12 QM
::S �N M M
('l..- ..-('j .... CLK 74HC4020
.... 3
Klj
Q
13
N
R11 R12 .... �--'Vv\,---j-----'
1 .01n 0 10k
Figura 2.5: Divisor de frecuenta de 1.25MHz a 60Hz.
curva de respuesta lo más perfecta posible, en la que, la pendiente sea elevada, se
elige un filtro de cuarto orden.
Para el diseño del filtro se considera un circuito integrado operacional, como
amplificador selectivo de frecuencia, a base de incluir en su bucle de realimentación
redes reactivas constituidas por resistencias y condensadores realizando un filtro
pasabajo de ganancia uno. Para una mejora respuesta en la frecuencia de corte, se
usa un filtro pasabajos Bessel de cuarto orden.; el diseño del filtro se realiza
empleando el programa ''Pi/ter Pro" de Texas Instrument.
En la Figura a continuación se muestra el filtro diseñado.
Vi
1oon_l o
C1
470n
USA�
o
C2
470n
U6A�
Figura 2.6: Filtro de 60Hz pasabajos Bessel de cuarto orden.
Vo
22
R13
390k
Figura 2.7: Circuito eliminador del componente DC en la señal.
La salida señal senoidal de la salida del filtro pasabajos tiene el inconveniente de
estar compuesta por un nivel DC, lo que es eliminado con el arreglo mostrado en la
Figura 2. 7, además, con la ganancia del amplificador operacional, se consigue la
tensión de 1.8V pico, usado en el modulador PWM.
Circuito Rectificador
La señal senoidal generada anteriormente, es necesano que ingrese rectificada
(rectificación de onda completa) al modulo PWN, esta rectificación debe ser sin
perdidas de tensión por lo que no puede realizarse con el arreglo de 4 diodos o 2
diodos, para ello se usa amplificadores operacionales, que no distorsionan la señal,
como verá a continuación.
Uno de los circuitos no lineales básicos y más útiles es el rectificador. Los
rectificadores operan sobre una señal de entrada de manera tal que dependen del
signo de la tensión de entrada instantánea. Se pueden diseñar ya sea para recortar la
parte negativa (o positiva) de la señal o para proporcionar una salida que es el valor
absoluto matemático de la entrada (ver [2], [9]).
Para entender mejor nuestro diseño del rectificador tnversor de onda completa,
partimos del circuito rectificador de media onda mostrado en la Figura 2.8. En esta
Figura vemos que el diodo puede operar en cualquiera de sus dos estados:
conducción y no conducción. El rectificador se va a analizar como si fueran dos
circuitos rectificadores de media onda. Asumiendo que el amplificador operacional
mostrado es ideal, entonces:
V =V =Ü - +
Vi
RA
.----'\J\,1\,------1 +
R.At/RF
-:-0
RF
02
Figura 2.8: Rectificador de media onda.
23
Vo
Para una tensión "Vi positiva, la tensión de salida v1 del amplificador resulta menor
que cero. El diodo D2 conduce y por lo tanto se puede reemplazar por una pequeña
resistencia R.¡. La resistencia interna del diodo en conducción se puede representar
mediante una resistencia pequeña de retroalimentación. Con esto se consigue una
disminución en la ganancia del amplificador. Bajo esta condición, el diodo D1 se
presenta como un circuito abierto:
V =V =0 o -
Por lo contrario, cuando v1 es positiva, D2 no conduce (condición apagado) y D1 s1
conduce (encendido). Para el caso en que v1 es positiva, D1 se reemplaza por una
resistencia directa y D2 por un circuito abierto. Por lo tanto:
Como V- = V+ = O, entonces:
Luego, la tensión de salida es:
V =0 +
v =v. -iR - 1 A
R . R V¡Vº=- ¡l=- IRA
24
Esta última ecuación no depende de la tensión directa del diodo Vy (tensión de
umbral). Por lo tanto, la realimentación sirve para cancelar la tensión de encendido
(directa) del diodo. Esto nos conduce a un mejor desempeño del diodo como
rectificador, ya que en esta situación el diodo se aproxima más a su modelo ideal.
El rectificador de onda completa empleado en este estudio, produce una salida
que es el valor absoluto o magnitud, de la señal de entrada. Un método para
conseguir la rectificación de onda completa es utilizar dos rectificadores de media
onda. Uno de ellos operando sobre la parte positiva de la entrada y el segundo sobre
la parte negativa. Las salidas luego se suman con las polaridades apropiadas. En la
Figura 2.9 se ilustra dicha configuración, en donde se observa que este método de
rectificación de onda completa requiere tres amplificadores separados.
Vcc+
�Vcc+_ 12V
� _ 12V _ O
r- R2 Vcc-
Vin
"70
"70
-=-o
R1
10k
02
R4
20k
� Vcc-R7
10k
-=-o
C0
Figura 2.9: Rectificador de onda completa.
-=-o
R11
100k
Vsin rectificada
25
2.4. Modulador PWM
Aunque este tema será ampliamente tratado en el proxtmo capitulo, en esta
sección se da un primer alcance sobre la modulación por ancho de pulso.
La modulación por ancho de pulso (PWM) corresponde a la forma más básica de
modulación para la generación de una onda sinusoidal a partir de una fuente DC. En
la sección 1.5 circuito conmutador, se estudia algunos aspectos de la conmutación en
semiconductores, como los MOSFET's de potencia, IGBT's, y la forma de
implementar la modulación PWM.
Existen determinadas sucesiones de pulsos, en las que ajustando, la cantidad de
pulsos, la duración de los pulsos, el espaciamiento entre pulsos, se puede obtener
una onda, que nunca será una sinusoidal pura, ya que parte en su generación de
pulsos rectangulares.
Sin embargo si se eligen adecuadamente los tres valores antes citados, se puede
conseguir que los armónicos superiores, hasta un número muy bien definido se
hagan prácticamente nulos o al menos despreciables. Cuanto mayor sea la cantidad
de armónicos, que se desea sean despreciables o eliminados, se deberá también
tomar mayor cantidad de pulsos rectangulares, es decir aumentar la frecuencia de
comparación.
El modulador PWM consta principalmente de 3 componentes, la señal a ser
modulada, para este estudio se trata de una señal senoidal de 60Hz, la frecuencia de
comparación, que es una onda triangular cuya frecuencia fT
debe ser mucho mayor a
la frecuencia de la señal a modular, y por último el comparador:
fr >> fsin
En el presente trabajo, se ha elegido la frecuencia fT de 20 KHz. Lo cual cumple
con la condición antes expuesta:
Ír = 20.KHz >> Ísin
En la Figura 2.1 O se muestran los tres componentes de la modulación PWM, en
la Figura 2.11 se observa la salida de la modulación. Para efectos de visualización de
la señal modulada, la frecuencia de la señal triangular se ha fijado a 3KHz. La
simulación se ha realizado con el programa PS CAD.
"' cr
•spwm 1.05
-O.OS
1.00 -�
-1.00
1.00 •.§!!: 0.75 0.50 025 0.00
-0.25 -0.50 -0.75 -1.00
�
26
1_ O.O
Ssen 0.9 /" cow�ar-
�( 60.0
1fv½I Str
(_ 3000.0 Q
Figura 2.1 O: Componentes del modulador PWM.
iilii .......... iililiiiiiiiillilHiiiii .. "'11, ,11111111, ,11"' ........... 1111 ....... 11 .. 11 .......... ,11 •• ,11 ,11 ......... "' ........... 11 ... ,11 .............. 11 "0.01: 0.0000
Figura 2.11: Señales en el modulador PWM.
27
Análisis de los armónicos de la Señal Modulada
Entonces se formula la pregunta ¿que frecuencia de oscilación se debe elegir? Se
efectúa un análisis con el apoyo del programa PS CAD y su módulo FFT (Análisis
de Fourier).
En términos generales, cuanto mayor sea frecuencia de la onda triangular /7,
mejor será la relación entra la armónica fundamental y las demás armónicas no
deseadas; esto debido a que el primer grupo de armónicas no deseadas se encuentran
alrededor de la frecuencia de la onda triangular (fr), el siguiente en el múltiplo de dos
de la frecuencia triangular (2h) y así sucesivamente.
Pero hay una limitante, el circuito conmutador, cuando la frecuencia de
conmutación llega a un nivel determinado, los dispositivos conmutadores empiezan
a presentar distorsiones en la onda conmutada, y perdidas en el dispositivo. Como
medida general se puede adoptar que para los dispositivos conmutadores de
potencia, la frecuencia de conmutación esté por debajo de 1 MHz.
A continuación se presenta la composición de la armónica principal y secundarias
para la frecuencia /r de 20KHz.
•SF0.500
0.450
0.400
0.350
0.300
0.250
0.200
0.150
0.100
0.050
0.000
0.0925 0.0930 0.0935
..
0.0940 0.0945
IC: 0.0944655172414 _y1 (1 ): 0.418576300766 y1 (2): 0.16332037061 _y1 (3): 0.0608829527732 _y1 (4): 0.125 y1(5): 0.0406806884565 _y1 (6): 0.0676495125183 _y1 (7): 0.0832600029144
0.0950 0.0955
..
Figura 2.12: Relación de armónicas para frecuencia de 20KHz.
28
2.5. Circuito Conmutador
El circuito conmutador es parte del amplificador de potencia tal como se muestra en
la Figura 2.13. Hemos mencionado que módulo circuito conmutador recibe dos
señales. Un de ellas proveniente del módulo elevador de tensión y la otra proviene
del modulador PWM. La primera señal se usa como señal de alimentación y posee
una amplitud de 350 voltios continuos rizados, mientras que la segunda señal
constituye la señal de disparo de los MOSFET's del módulo conmutador. El módulo
conmutador debe generar una señal alterna cuadrada de 220 voltios de amplitud y 60
Hz. El circuito de potencia está conformado por un sistema de disparo y dos pares
de conmutadores A y B, tal como se muestra en la Figura 2.14. El sistema de disparo
permite la conmutación de cada par conmutador (A o B), de forma tal que no se
produzcan cortocircuitos durante la conmutación. Cuando el sistema de disparo
cierra el conmutador A y abre el B, el sentido de la corriente sigue la línea punteada,
induciendo de esta forma la tensión+ Vcc en la carga. Ahora si el sistema de disparo
abre el conmutador A y cierra el conmutador B, el sentido de la corriente sigue la
línea segmentada, induciendo así una tensión -Vcc en la carga. Esto significa que la
carga recibe en sus bornes una tensión de onda cuadrada, cuyo valor varia entre
Vcc, con un consumo de corriente que depende de los conmutadores conformados
por los transistores MOSFET's [10].
-
Salida A A la carga ,-----.,
Amplificador r
de potencia ' Filtro
SalidaB I'
Del circuito PWM JUUL rectificador
'-Generador
,,, PWM
Figura 2.13: Etapa de potencia.
29
Vcc
r- - J L - 1
Al 1 Bl
Señal
PWM SISTEMA
1. t-DE CARGA
� .l 1 A2
DISPARO
B2
L - - ·1 r - - .,
Par conmutador A .. Al -+- A2
Par conmutador B = Bl -+- B2 \V 'V
Figura 2.14: Esquema general del sistema de disparo y de conmutación.
2.6. El Módulo Filtro
El inversor diseñado presenta una salida del tipo senoidal que puede ya ser usada
en aplicaciones domésticas, debido a que tales equipos cuentan con sistemas
rectificadores de tensión alterna. Por esta razón, el módulo filtro es opcional. Sin
embargo, se dan algunos alcances.
Cuando se requiere reducir la distorsión armónica de la tensión de salida de un
inversor de frecuencia fija o poco variable, podemos emplear un filtro de salida que
pernúta el paso de la onda fundamental e impida los armónicos. Casi todos los
filtros empleados para este propósito tienen configuración tipo LC o alguna
variación de éste. En la Figura 2.15 se presenta un esquema generalizado de este
filtro. La rama serie mostrada, debe tener una impedancia baja con respecto a la
frecuencia de la onda fundamental, de modo que no haya pérdida de tensión, y alta
impedancia con respecto a la frecuencia de los armónicos, para que se absorba la
tensión de armónicos generada por la impedancia Z s, que en realidad es un circuito
puente. La rama paralela conformada por las impedancias Zp y Zc, debe comportarse
de forma opuesta. Es decir, presentar una impedancia alta con respecto a la
frecuencia de la onda fundamental, y baja impedancia con respecto a la frecuencia de
30
Zs
l u, Zp u,l Zc carga.
'-'-../'
./
Filtro
Figura 2.15: Filtro de salida configuración L generalizada.
los armónicos, con la finalidad de cortocircuitar la corriente generada por los
armónicos. En este tipo de filtro, la impedancia Zp es de tipo inductivo, mientras la
impedancia Z.r es de tipo capacitivo [7].
Se denomina atenuación del filtro para una determinada frecuencia, a la relación
entre las tensiones eficaces de salida y de entrada a dicha frecuencia. Esta atenuación
se formula como sigue:
u (n) ¡z P (n)I Atenuacion(n) = s =
I I Ue(n) Z
s(n)+Z
P(n)
... (2.1)
donde Z5(n) y Zp(n) dependen de la frecuencia considerada y por tanto, lo mismo le
ocurre a la atenuación, que suele ser mayor para frecuencias mas elevadas, debido al
comportamiento inductivo de Z5(n) y capacitivo de Zp(n). En el caso de tener una
cierta impedancia de carga Zc(n), la atenuación mejora porque la impedancia
equivalente resultante:
siempre es menor que Zp(n).
Para ilustrar, en la Figura 2.16 se presenta un filtro comúnmente usado, en el que
se aprecia la inclusión de una rama resonante L3C3 sintonizada a la frecuencia triple
de la fundamental, la cual cortocircuita a dicho armónico.
La atenuación de un filtro de este tipo para un armónico de orden n esta dado
por:
r- - - ----
1 Ls Cs
1 ��0�--1�-(r-e-r--+-f-41------� -!-
1 ,'>- L3
Lp �: CD � (
L
�- l
� 1 1
_J L - - - J
Filtro tipo resonante serie paralelo Rama resonante
Figura 2.16: Filtro para onda rectangular de frecuencia fija y ancho variable.
donde Cp
es el capacitor de la rama paralela del filtro y Cs
el de la rama serie.
Calculo del Filtro LC en el inversor
31
Se escoge una inductancia L y un condensador C que en arreglo LC que hará de
filtro. La carga es inductiva compuesta por una resistencia Re y una inductancia Le
De las ecuaciones anteriores, se tiene:
Reemplazando en (2.2) tenemos la impedancia equivalente del lazo paralelo:
Ahora se calcula la relación de atenuación, dada la ecuación en (2.1)
Us(w) R
e+ wL
e=----------------
Ue(w) R
e+ w(L +L
e)+ w
2 R
eLC + w
3 LL
eC
32
A continuación se presenta la respuesta del filtro LC de 5mH y 33uF para una
carga RL de 1 OOn y L de 1 mH.
Tabla 1.1: Respuesta del filtro LC
Armónico f UJUP
Atenuación 1 60 Hz 0.959482 4.052% 2 120 Hz 0.884003 11.600% 4 240 Hz 0.689902 31.010% 10 600 Hz 0.283554 71.645% 333 20KHz 0.000384 99.962% 666 40KHz 0.000096 99.990% 1333 80KHz 0.000024 99.998% 3333 200 KHz 0.000004 100.000%
2. 7. El Transformador Elevador de Voltaje
El transformador elevador de tensión, es de núcleo de ruerro, monofásico,
destinado a uso domestico, de potencia 0.5KV A. El voltaje en el primario, esta en
relación con la tensión de la fuente DC y el dury rycle, como se muestra la sección de
modulación PWM, el dury rycle máximo en el circuito conmutador de potencia es de
80%; entonces el voltaje en el primario es de:
Entonces, la bobina del primario soporta 27 voltios rms, y la tensión en el
secundario es de 220 V rms.
Luego, la relación de vueltas entre primario y secundario viene dada por:
n = vi = 27
·1
= 0.1232v
2220
Para calcular la corriente, se tiene la relación de potencia:
P = V x I, o lo que es lo mismo,
l= p = 0.5KVA =18.5AV 220
33
Luego, la corriente es de 20 amperios en el primario como máximo. Si se selecciona la inductancia en el primario de 1 OmH, la inductancia en el secundario viene dado por:
ft=n de donde, L2
= L� n
Como la inductancia en el primario es de 1 O mH, la inductancia en el secundario es de:
L = I OmH = 658.84mH 2 0.12322
Entonces la inductancia en el secundario será de 650 mH.
2.8. Realimentación
El circuito de realimentación garantiza que la tensión de salida del inversor permanezca constante, por consiguiente, las cargas que se conecten a él no afectan el voltaje de salida del 220V AC entregado. Esto se logra mediante un bucle de realimentación que toma el voltaje referencial de la tensión de salida y calculando su valor RMS, es comparado con un voltaje referencial, esta diferencia es amplificada y multiplicada con la señal del generador senoidal e inyectada al generador PWM; de este modo si hay caída de tensión en el inversor, será amplificada la señal senoidal que ingresa al generador PWM. A continuación se describe este lazo de realimentación.
La salida de 220V AC, es reducida mediante un transformador de control a un voltaje nominal de 1 voltio rms, el cual es manejable por el circuito de control, ésta señal es rectificada (hallando el valor absoluto), y luego integrada, para después ser amplificada, de tal manera que señal resultante (señalada como V RMS,qu;J, es un voltaje equivalente a la tensión rms de salida del inversor. La señal V RMS,quiv se compara con una señal de voltaje rms de referencia (VrefRMs), la diferencia es amplificada, para luego ser multiplicada con la señal senoidal rectificada proveniente del módulo generador senoidal; resultando la señal Vs;nRutContror Entonces hasta el momento, se tiene una señal senoidal rectificada, cuya amplitud es variada por una señal de control, de tal manera que si tensión de salida del inversor disminuye, la señal senoidal rectificada (V5;,.R,,,c.,.,ro¡) es amplificada ligeramente.
Generador senoidal. modulador PWM. amplificador de potencia. elevador de voltaje
A la entrada delFWM
gts CI Ql - ... Q) -"D CI CI � "D o
�¡
[Multiplicadorff +--V. '; v.,..
,í· ��
�-
t· . � .'
·_:.:�
t t )-
;., .·{ .,_ h ;, l'ntegradorr i j
VRMS equivalente
_(
o
Transformador de control
Figura 2.17: Diagrama de Bloques del modulo Realimentación.
34
La señal senoidal rectificada (Vs;nRe,,Conirod es inyectada a la entrada del circuito
PWM; obteniendo de esta manera, el control de voltaje a bucle cerrado. La Figura
2.1 7 muestra el diagrama de bloques del circuito de realimentación.
A continuación se describe los componentes del circuito de realimentación.
Transformador de Control. Consta de un transformador de baja potencia de
220V AC a 1 V AC. La inductancia del primario es de 4840mH y la del secundario es
de O.lmH.
Generador de voltaje V RMS,q.,;u· Consta de un circuito rectificador de onda
completa diseñado con amplificadores operacionales, que obtiene el valor absoluto
de la señal de voltaje de salida del transformador de control, para luego pasar por el
integrador, que es constituido por un filtro pasabajos que tiene una frecuencia de
corte de 1 Hz y una ganancia dada, que al final del circuito se obtiene un voltaje rms
equivalente a la tensión de salida del inversor.
Amplificador de la onda senoidal rectificada. La señal de referencia V ref RMs de
magnitud 1 voltio es comparada con la señal V RMs,q.,;u, la diferencia es multiplicada
con la señal senoidal rectificada (proveniente del módulo generador senoidal), para
luego ser inyectada a la entrada del circuito PWM, de esta manera es controlado
cualquier error o caída de voltaje en el inversor. El circuito de realimentación
completo es mostrado en la Figura 2.18.
220V AC Transformador
de control
Vre15V
Rref1
R1
01
f X I
R7
R15 �2
�-....... "1\,-
R18 9k
Multiplicador Vras x SsinRect
• la entrada
del PWK
Figura 2.18: Circuito de Realimentación.
C2
R13 R14 3.3k
27k �
Integrador
35
CAPÍTULO 111
ANÁLISIS Y DISEÑO DE LA ETAPA DE POTENCIA
3.1. El Circuito Amplificador PWM
La etapa de potencia comprende el diseño del circuito conmutador con su lógica
de disparo. El circuito conmutador emplea MOSFET's de potencia cuyo código es
IRFZ34. Estos MOSFET's están dispuestos en una configuración tipo espejo (o
configuración H), que comúnmente se denomina circuito amplificador PWM, que a
continuación se analiza. El circuito amplificador de PWM se muestra en la Figura 3.1
(ver [5], [6])
En dicha Figura podemos observar la etapa amplificadora de las entradas que
provienen del generador de ondas PWM0N o PWMoSN· Un conmutador amplificador
puede ser hecho cambiando la frecuencia de conmutación o el "dury cycle", o
cambiando ambas. El efecto neto buscado es que el promedio de voltaje de salida
sea proporcional a la tensión de comando. El método mas común de un conmutador
amplificador es la modulación por ancho de pulso PWM, aquí los dispositivos
conmutadores conmutan a una frecuencia constante, dando como resultado la
variación de tensión de salida entre dos valores extremos. Por variación del ancho de
pulso o del dury cycle, el valor promedio de voltaje de salida puede ser cambiado en
forma proporcional a la tensión de comando. El conmutador amplificador es de tipo
"H" su principal ventaja, es que solo es necesaria una fuente cuando se requiera alta
tensión; los dispositivos conmutadores son conmutados en pares generando una
tensión bipolar a la salida.
El amplificador de tipo "H", se implementa con dispositivos tipo MOSFET's y
una fuente de alimentación de 350 voltios la que proviene del módulo elevador de
voltaje. Para disparar a los MOSFET's es necesario un circuito adicional para que
genere la tensión de disparo en cada conmutado. En la Figura 3.1 se presenta el
circuito amplificador de PWM.
37
El circuito de disparo Q 14 consiste de dos circuitos de disparo Q1
y Q3
, los cuales
forman un amplificador clase B. Este amplificador se maneja por una compuerta
NOT de colector abierto que, dependiendo de la señal PWMosN, llega a saturar o a
cortar a Q1 • El propósito de Q3 es absorber las corrientes de fuga de Qw El circuito
de disparo de Q5 consiste también en un amplificador clase B, el cual está formado
por Q2 y Q4; como la tensión de disparo está dada por la diferencia de tensión entre
los pines Cate y Source de los MOSFET's, con alimentación V5
, entonces Q2 se
alimenta por el condensador C1
, el cual tiene como referencia a V5; es decir, C1 juega
el papel de fuente. El diodo D1 , con la fuente de 12 voltios, dan la tensión y
corriente necesarias a C1 y al circuito amplificador. Q12
sirve para llevar a corte y a
saturación a Qú Q12, a su vez, lleva a corte y saturación a la señal PWM0N, la cual
pasa por dos compuertas NOT de colector abierto. Q4 sirve para absorber las
corrientes de fuga de Q5
•
R21
500 R20
500
....
01 ""
.......
�
V24
I C15
...I.. 2211 -=-o
......
-
500
-=-o
A23 02
30 ,_
º'
bRI
30
01
Figura 3.1: Circuito amplificador de PWM.
4.71<
013
38
Características del Dispositivo Conmutador:
Para la conmutación, es usado el MOSFET de potencia de canal N, IRFZ44, fue
especialmente diseñado para minimizar la resistencia interna proveyendo una
superior performance para la conmutación. A continuación nombramos sus
principales características: 55V, 50A, resistencia interna equivalente de 20mn, opera
entre los -55 a 175ºC, tiene un diodo interno entre sus pines drain (D) y source (S).
En la Figura 3.2 se muestra su esquema.
D
s
Figura 3.2: Esquema del IRFZ44.
CAPÍTULO IV
ANÁLISIS Y DISEÑO DE LA ETAPA DE CONTROL
4.1. Circuito de Disparo
Para entender la lógica de disparo que tiene el módulo de control, debemos
entender el principio de operación de las señales en tiempo discreto. Esto es,
interpretar la información que está contenida en secuencias de dígitos binarios; es
decir, la ocurrencia de cada bit en un momento específico. Por tanto, la
sincronización es sumamente importante, y las transiciones se deben producir en
momentos muy bien controlados. Muchos circuitos digitales requieren que se genere
un pulso de disparo, el cual se utiliza para controlar la sincronización de acuerdo a la
siguiente relación:
Por lo general, los pulsos de disparo se generan ya sea en flanco de subida o de
bajada, por medio de un tren de pulsos. En nuestro caso debemos de generar un tren
de pulsos a partir de un circuito RC, el cual se constituye en la entrada al circuito
integrado LMl 524 (modulador/ demodulador), tal como muestra la Figura 4.1. Para
nuestro diseño, debemos de considerar una frecuencia de 60 Hz cuyo período es
16. 7 ms. El pulso de disparo a generar debe ser inferior 0.1 ms de ancho, y sólo debe
estar presente durante los flancos negativos del tren de pulsos del reloj de entrada.
Clock
Rr
Cr 6 ose PV\iM Latch
Figura 4.1: Circuito generador de pulsos de disparo.
40
La constante de tiempo r debe ser bastante pequeña para que el pulso de salida caiga
casi hasta cero en 0.1 ms. Para ello escogemos un condensador de 1 O nF y una
resistencia que este en el rango de 2 a 1 O Kn. De este modo podemos elegir un valor
de resistencia de 5 Kn, donde:
r = Sx10310x10-9 = 0,0Sms < 0,1ms
lo que es equivalente en tener una frecuencia de oscilación de 20 KHz
4.2. Circuito Generador de la Señal PWM
Del modulo generador senoidal se tiene una señal con forma de onda seno, y
rectificada idealmente (sin perdidas), otorgando el valor absoluto de la onda
senoidal. Esta señal es inyectada al modulador PWM, que a su vez mediante un
arreglo lógico se generan dos señales desfasadas 180º. En la Figura 4.2 se muestra un
primer circuito modulador PWM
El circuito mostrado en la Figura 4.2, presenta un inconveniente, en la transición
de conmutación entre las señales A y B, se pueden disparar los dos dispositivos
conmutadores a la vez, lo que ocasiona en el mejor de los casos pérdida, y puede
llegar hasta el deterioro o quemado de los dispositivos conmutadores.
R15 100k
Vcc+ •:)
R22
80k
Vcc+
2
2
L r--:-o
"'"=-o Vcc+
2
�o 80k
o
Figura 4.2: Circuito modulador PWM básico.
3
3
t RLoad1
, 10k -..;_-º
� RLoad2 � 10k
_¡_ -:-:::- o
Salida PWM
41
Circuito Generador de Tiempo Muerto
Para salvar el problema antes mencionado se inserta un tiempo muerto entre las
conmutaciones de las salidas A y B, esto se hace mediante temporizadores y arreglos
lógicos como se ve a continuación.
La Figura 4.3 muestra el circuito generador de señales PWM y su señal negada
PWM con tiempo muerto.
Se describe a continuación el funcionamiento del circuito generador de PWM,
empezando con el uso del circuito integrado LM1524 generador de PWM. Este
integrado tiene un pin comparador que recibe la señal de control como una entrada,
para que esta señal de control se module, siendo su rango variable. Por ejemplo,
rangos de 0.8 a 4.5 voltios. Un valor superior o inferior a este rango, ocasiona que el
circuito integrado LM1524 se sature.
Vcc+ () ·1
1Rab Vcc+ Salida PWM
<(I <( I
F} ose uw Cll1
Cll1 SHUT 10
uw
R15 O VREF cé �
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2k
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R21 20k
Vcc+ Vcc+ - �
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� Vcc+
2 12 13
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Vcc+
C3
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J_
_j_ Rtr
1n -'-
_L r--::- 33k _l r--:-
Temporizador
Figura 4.3: Circuito Generador de PWM con tiempo muerto.
f RLoad1
_j__ 10k
� Rload2
__ _;__ 10k
42
En la Figura 4.3, se explica también la base de tiempo que se controla por R,. y
Cn trabajando a una frecuencia de aproximadamente 20 KHz. En CA y Ca se forman
dos señales pulso desfasadas 180 grados con dury cycle limitado que varia de O a 45%
( conservando su linealidad). La suma de estas señales da lugar a una señal PWM con
dury cycle variable de O a 90%. El efecto de R0b es sumar las señales de CA y Ca.
El tiempo de temporización viene dado por í = 1.1 RC. La Figura 4.4 describe el
diagrama de tiempos de la generación de PWM y PWM con tiempo muerto,
considerando los retardos de las compuertas lógicas utilizadas, donde:
1. La señal PWM;n original se muestra en (a).
2. La señal invertida PWM in se muestra en (b).
3. En (c) se muestra la generación de pulsos de disparo a partir de la señal
senoidal rectificada
4. Como se aprecia en (d), con un circuito temporizador, se genera un retardo T0
•
a partir del los pulsos entregados en (c).
(a)
PWM;_ 1�------.
�· l 1: (b) i -ti� Ta
PWM;. ¡¡ (e)
(e) Neg
(f)
PWMtm
t l 1
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11
11
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" l!�ll!Hil J; tr1;. 1.
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P�tm ¡L __ __._!:i ����:..u... ___ _¡,_ __ ...._ ___ -¿)
Figura 4.4: Diagrama de tiempos del circuito generador PWM con tiempo muerto
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I! ¡¡¡ i! 1 ¡
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¡¡ Hi 11 i! 1 li
H ll' u! 1
1U.UUl'lS
Figura 4.5: Salidas del modulador PWMtm y PWM ,m (Salidas A y B).
43
¡'.·
1 ¡;· 1¡:
1,, i:
:::
·¡ti:J¡ /!:
l1 :
5. En (d), el ancho de pulso está controlado por RTR y C7R. Siendo el tiempo de
temporización 1.1 RTRClR·
6. Con USA, utilizado como seguidor y negador, invierte la señal: del
temporizador; la salida resultante, normalmente se encuentra en uno, y en el
intervalo temporizado, conmuta a cero, esto para ser multiplicado en la puerta
ANO. (e)
7. En (f) se aprecia la señal de control PWM,,,, con el tiempo muerto Ta.
8. Asimismo, en (g) se observa la señal de control PWM ,m con su respectivo
tiempo muerto Ta.
En la Figura 4.5, se aprecia el efecto del las señales PWM con tiempo muerto, en
el cambio de operación entre las señales A y B, en el pulso de cambio, todos los
conmutadores se encuentran apagados.
4.3. Características Internas del LM1524
La Figura 4.6 presenta al dispositivo LM1524 que es circuito integrado que
contiene toda una circuitería de control para un suministro de inversor de potencia.
Está incluido dentro de un paquete dual en línea de 16 pines. La cápsula interna
44
presenta un voltaje de referencia, un amplificador del error, oscilador, modulador
demodulador de ancho de pulso, salida de conmutación y circuitos de cierre.
La representación interna del LM1524, posee las siguientes características:
1) Circuito de control de potencia PWM.
2) Salida push pull
3) Línea y regulación de carga de 0.2%.
4) 1 % de variación de temperatura máxima.
5) Corriente del suministro total menor que 1 0mA.
6) Operación más allá de los 100 KHz.
Valores Nominales del LM1524
Según los manuales de las referencias [3] y [4], podemos indicar los valores
nominales más representativos del LMt 524:
1) Voltaje de entrada de 40 V.
2) Voltaje de referencia forzado de 6 V.
3) Corriente de referencia de 50 mA.
4) Corriente de salida de 100 mA.
5) Disipación interna de potencia a 1 W.
6) Temperatura de operación 0ºC a +125ºC.
4.4. Aplicaciones del LM1524
El circuito modulador por ancho de pulso LM1524 es ampliamente usado en
elementos de control y regulador de potencia switching. Entre sus principales
aplicaciones podemos citar las siguientes:
1) Servo de intensidad constante.
2) Convertidor de temperatura por ancho de pulso.
3) Controlador de temperatura.
4) Control de velocidad de un motor.
5) Diseño de fuente conmutada.
45
REFERENCE +SVTO ALL
15 REGULATOR
V+ 5V INTERNAL CIRCUITS
+SV
16
VREF FLIP
FLOP
ose ouT +SV
- +SV
CT +SV
1 INV. INPUT + SENSE
NON-INV. -SENSE
INPUT
10 SHUTDOWN COMP ENSATION ANO COMPARATOR
10k0
� -
Figura 4.6: Diagrama interno del LM1524.
CAPÍTULO V
RESULTADOS DE SIMULACIÓN
5.1. Diagrama de Bloques del Proceso de Simulación
El sistema inversor diseñado va a ser simulado por etapas. El diagrama de
bloques de la Figura 5.1 presenta el orden en que van a ser simuladas tales etapas, las
cuales definiremos como: parte 1, parte 2 y parte 3. En la parte 1 se simula la salida
del generador senoidal de cuarzo, en la parte 2 se simula las señales de salida del
generador PWM, y en la parte 3 (Figura 5.4) se simula la salida del amplificador de
potencia; además se muestra la salida del inversor en su conjunto, la cual es una
tensión senoidal de 220V a 60Hz, esta salida puede suministrarse como tensión
alterna requerida para las aplicaciones domésticas. Cabe mencionar que las
simulaciones han sido llevadas a cabo empleando el programa Oread Capture
versión 9.1 y Pspice. Ejemplos ilustrativos acerca de otras simulaciones se pueden
encontrar en la referencia [1].
PARTEl Generador Senoidal
PARTE2 Generador PWM
PARTE3 Circuito Conmutador
Figura 5.1: Esquema de simulación.
Salida
Senoidal
47
5.2. Simulación del Generador Senoidal
En la Figura 5.2 (a), en su parte inferior, se puede apreciar el pulso de control
que delimita el contador y por ende la división de frecuencias, en la parte superior se
muestra la división de frecuencias. En la parte (b) de la Figura 5.2, se resalta la
generación de la señal cuadrada a 60.0Hz., asimismo la salida senoidal de 60Hz, se
observa también, un desfase entre las ondas senoidales y cuadradas, esto propio del
tipo de filtro usado para recuperar el armónico fundamental.
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lil'J
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Figura 5.2: Señales en la generación de onda senoidal de 60Hz.
48
En la Figura 5.3 se observa las dos salidas del modulo generador, que son usadas
en modulador PWM, la señales senoidales de 60Hz. En la parte superior (a) se
muestra la señal senoidal, y en la parte inferior (b) la señal senoidal rectificada, esto
se logra empleando un arreglo de amplificadores operacionales en disposición de
rectificador de doble onda; nótese que no hay caídas de tensión en la rectificación.
Se observa además, en la señal senoidal, el componente DC mostrado en la Figura
anterior ha sido eliminado, esto con la asistencia de un condensador y un
amplificador operacional, este último además es usado para darle la magnitud de
1.8V pico, necesario para el modulo generador PWM .
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Figura 5.3: Señal de salida del módulo generador senoidal con cristal.
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49
5.3. Simulación del Modulador PWM
En la simulación mostrada en la Figura 5.4, se aprecian las salidas del tren de
pulsos de disparo de las señales PWM con tiempo muerto. En la parte superior (a) se
observa que la salida es una onda PWM0n
(U3A:Y) mientras que la otra salida es la
onda "negada,, PWM osn (U7 A:Y); estas señales están desfasadas en 90º y tienen una
frecuencia de 20 KHz. Tales señales vienen a ser las suma de las señales de salida del
modulador LM1524, las cuales dan lugar a una señal PWM con duty cycle variable de O
a 80%. En la parte inferior (b) se muestra el detalle de la conmutación entre ambas
señales con tiempo muerto.
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Figura 5.4: Salida del modulo generador PWM.
50
5.4. Simulación en el Circuito Conmutador
En la Figura 5.5 se observa la conmutación en de las señales en conmutador de
potencia, con un a carga resistiva. En la parte superior (a) se aprecia la conmutación
en la sucesión de dos combas, en la parte inferior (b) se muestra el detalle de
conmutación entre dos las dos combas que forman la señal senoidal.
La Figura 5.6 muestra el espectro en frecuencias de la esta señal, como era de
esperarse, la frecuencia fundamental se encuentra a 60Hz, mientras que el siguiente
grupo de armónicos aparecen a los 20KHz .
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Figura 5.5: Salida del modulo generador PWM.
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Figura 5.6: Espectro de frecuencias de la salida del modulo generador PWM.
5.4. Simulación de la Salida del Inversor
En la simulación de la salida del inversor, Figura S. 7, se observa la tensión
senoidal generada con 60 Hz de frecuencia; puede ser usada directamente para
aplicaciones domésticas. Se aprecia un tiempo de transición de aproximadamente
1 0ms en el cual, el inversor se estabiliza, luego de este tiempo la salida es
perfectamente senoidal.
Se ha pretendido mostrar los resultados del diseño de los bloques y
específicamente de los circuitos electrónicos utilizados en las diferentes etapas
usando software de simulación como el Oread - Pspice y el PS CAD; este conjunto
de simulaciones de visualizan con mayor detalle en el anexo B: Simulación en
Pspice.
52
400 • Vout
300
200
100
V 000
100
200
300
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seg
Figura 5.7: Simulación de la tensión de salida del inversor.
CAPÍTULO VI
EVALUACIÓN ECONÓMICA DEL PROYECTO
6.1. Costo de los Componentes
En este capítulo se especifican los costos de los elementos activos y pasivos del
inversor diseñado, así como también los costos de diseño, construcción y montaje
del sistema. El costo resultante parece a primera vista ser elevado comparado con los
costos de inversores que existen en el mercado y que desarrollan una potencia
similar en operación. La explicación, es que el costo calculado corresponde a un
prototipo.
Las tablas 6.1 y 6.2 indican la descripción, cantidad y costo por unidad de cada
uno de los componentes que se usan en el proyecto.
Circuito de Potencia:
Tabla 6.1: Circuito de Potencia: Descripción y Costos.
Descripción Valor Cant. S /. Costo unit. S /. Costo tot. Compuerta NOT 74HC14 2 2.00 2.00 Compuerta buffer 74HC3S 4 2.00 2.00 Cond. Cerámico 22uF 3 0.40 1.20 Cond. Alterna 33uF 1 20.00 20.00 Diodos 1N4S00 2 0.20 0.40 Inductancia SmH 1 10.00 10.00 Mosfet de pot. IRFZ44 4 10.00 40.00 Resistencia 30 n 6 0.10 0.60 Resistencia S00n 2 0.10 0.20 Resistencia 2Kn 2 0.10 0.20 Resistencia 3,3Kn 6 0.10 0.60 Resistencia 4,7 Kn 4 0.10 0.40 Transistor NPN 2N3904 6 o.so 3.00 Transistor PNP 2N390S 4 o.so 2.00 Transformador 27/220 1 100.00 100.00
54
Circuito de Control:
Tabla 6.2: Circuito de Control: Descripción y Costos.
Descripción Valor Cant. S /. Costo unit S/. Costo tot. Comparador LM339 1 1.00 1.00 Comp. ANO trip 74HC11 4 2.00 4.00 Comp. NOT 74HC14 3 2.00 2.00 Cond. Cerámico l0pF 3 o.so 1.50 Cond. Cerámico l00pF 1 o.so o.so
Cond. Cerámico lnF 1 o.so o.so
Cond. Cerámico l0nF 3 o.so 1.50 Cond. Cerámico l00nF 2 o.so 1.00 Cond. Cerámico 470nF 2 o.so 1.00 Condensador lüuF 1 1.00 1.00 Condensador 33uF 1 1.00 1.00 Contador Bin. 74HC4020 1 5.00 5.00 Diodo 1N4148 10 0.20 2.00 Flip Flop JK 74HC73 1 2.00 2.00 Gen. PWM LM1524 2 15.00 30.00 Mult. señal AD633 1 10.00 10.00 Opamp TL082/301 11 5.00 55.00 Ose. cuarzo 1.25MHz 1 5.00 5.00 Resistencia ln 2 0.10 0.20 Resistencia 1 Kn 1 0.10 0.10 Resistencia 2Kn 2 0.10 0.20 Resistencia 2,2 Kn 3 0.10 0.30 Resistencia 3Kn 1 0.10 0.10 Resistencia 3,3 Kn 2 0.10 0.20 Resistencia 3,7 Kn 1 0.10 0.10 Resistencia 4Kn 1 0.10 0.10 Resistencia SKn 12 0.10 1.20 Resistencia 9Kn 1 0.10 0.10 Resistencia l0Kn 8 0.10 0.80 Resistencia 13Kn 1 0.10 0.10 Resistencia 20Kn 7 0.10 0.70 Resistencia 22Kn 3 0.10 0.30 Resistencia 27Kn 1 0.10 0.10 Resistencia 33Kn 1 0.10 0.10 Resistencia 80Kn 2 0.10 0.20 Resistencia 100 Kn 3 0.10 0.30 Resistencia 390Kn 1 0.10 0.10 Potenciómetro 2Kn 2 1.00 2.00 Transformador 220/1 1 10.00 10.00 Transistor PNP 2N3905 1 o.so o.so
SS
6.2. Costos de Diseño y Construcción
El costo de implementación considera lo siguiente:
a) El proceso de elaboración de las tarjetas en las etapas de control y de potencia:
S/. 60.00.
b) Trabajos de simulación en Oread: S/. 1500.00.
e) Elaboración del informe técnico: S/. 1000.00.
d) Otros: S/. 300.00
El costo total resulta de la suma de los costos anteriores: S/ 3184.40.
CAPÍTULO VII
CONCLUSIONES
Para tener un control mas preciso, es necesano tener un ancho de banda lo
suficientemente grande para que permita manejar mejor la salida de la señal PWM,
principalmente su tiempo muerto. El uso del circuito de conmutación en base a
MOSFET's, además de ser eficiente en el manejo del tiempo muerto de la señal de
salida PWM, también va a ser eficiente respecto al uso de los SCR's (Semiconductor
Control Rectifiers), ya que la lógica de disparo para los SCR's es mas compleja con
respecto a la lógica que manejan los MOSFET's. Esto es debido a que en un SCR
encendido, su corriente es grande y requiere de circuitos adicionales para su correcto
funcionamiento. Por estos considerándoos, es que hemos preferido usar MOSFET's
en lugar de SCR's. En la actualidad se encuentran dispositivos MOSFET de alto
desempeño, permitiendo manejar altas corrientes con poca resistividad interna. Para
el presente trabajo se ha utilizado un MOSFET de mediana potencia llegando a
manejar corrientes de 50 A, asimismo, se ha tomado en cuenta para la selección del
dispositivo de conmutación, la disposición y los precios en el mercado.
Asimismo, teniendo en cuenta el mismo principio, el diseño del filtro en la parte
de potencia contempla una inductancia de 5mH y una capacitancia de 33uF, que son
relativamente económicas y de fácil adquisición.
La metodología empleada para las simulaciones, responde al diagrama de bloques
de la Figura 5.1, en donde el sistema diseñado se ha dividido en tres partes con
propósitos de simulación.
La simulación de la parte 1, es bastante interesante, dado que muestra que es
posible generar una muy buena señal de 60 Hz senoidal. El filtro pasabajos de cuarto
orden con amplificador operacional, fue suficiente para recuperar la armónica
fundamental de la onda cuadrada.
La simulación de la parte 2 demuestra que el diseño del circuito PWM ha sido
eficiente porque nos permite manejar un ancho de banda suficientemente grande.
57
Esto a la vez pemúte manejar sin dificultad la lógica de disparo (ver figuras 5.4, 5.5 y
5.6).
En esencial observar que en la construcción de un puente H con transistores
bipolares, se presenta un circuito de disparo mas sencillo, pero asmusmo, se
encuentra mayores pérdidas por ciadas de tensión entre colector y emisor; en
contraste, se aprecia caídas de tensión de menos de medio voltio entre el drenador y
fuente para los MOSFET de potencia, pero el circuito de disparo es un poco mas
complejo (como se aprecia en la Figura 3.1), debido a que estos dispositivos de
conmutación, en sus presentaciones de conmutadores de potencia, en su mayoría
son únicamente de canal N.
Es importante recalcar, que la salida obtenida por el inversor diseñado (Figura
5.6) puede ser usado por aparatos domésticos que poseen rectificadores de tensión
estándares. La función principal de estos rectificadores es obtener niveles de tensión
continua. Para esto, sólo necesitan en la entrada una señal alterna de cualquier
forma, pero oscilando a 60 Hz. La salida del inversor diseñado cumple el
requerimiento de ser una señal alterna, adecuada para rectificación. Con esto se
puede afirmar, que el objetivo de este estudio se ha cumplido satisfactoriamente.
Adicionalmente, se ha añadido un filtro para recuperar la armónica fundamental de
la tensión de salida entregando de esta maneja una tensión de 220V senoidal y de
60.0Hz.
El filtro propuesto en el presente trabajo aprovecha la inductancia natural del
transformador elevador de tensión; un primer trabajo sería el diseñar un mejor filtro
de salida para recuperar la onda fundamental de 220 voltios y 60 Hz. La información
técnica del caso [7] recomienda un filtro en L con dos ramas tanque LC resonantes.
También sería interesante construir el inversor diseñado para ver su operatividad
en el mundo real.
El inversor diseñado, es adecuado para aplicaciones domésticas que reqweren
potencias de hasta 500 W aproximadamente. Inversores de mayor potencia,
requieren la selección adecuada de los MOSFET's y del circuito generador de PWM.
Entonces, otro trabajo consiste en replantear el diseño del inversor propuesto en
este estudio, con el objeto de que puedan manejarse mayores niveles de potencia
(por ejemplo, para uso industrial).
En el presente trabajo de ha diseñado el inversor cuya etapa de control ha sido
implementada con circuitos integrados analógicos y digitales discretos, un trabajo a
58
futuro sería, crear, usando los mismo principios indicados en el presente informe, un
inversor cuyo circuito de control este diseñado con microcontroladores, los que
gracias a su versatilidad en la programación, interfaces y conversores análogo
digitales, reducen la implementación a la creación del programa de control, lo que
reduce inmensamente el hardware en las etapas de censado y control.
ANEXO A
Circuito y Simulación en PS CAD
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ANEXO B
Simulación en Pspice
Ul9:QN Ul9:QM Ul9:QL Ul9:QK Ul 9 :QJ Ul9:QI Ul9:QH Ul9:QG Ul9:QF Ul9:QE: Ul9:QD
12• ov 1 ¡ 1 1 1 1 ' 7 ' 1 1 ' 1 1 1 1 ' 1 l . 1 1 1 1 1 1 1 1 1 ' 1 1 1 1
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Os l.Oms 2.0ms 3.0ms 4.0ms 5.0ms 6.0ms 7.0ms 8.0ms v V(C3:l)
Figura B.1: Modulo Generador Senoidal. Divisor de frecuencias °' N
s . ov 1 1 T 1 • 1 1 1 ! . ; 1 1 i ! ! - T T ; 1 1 1 11 1 • i1 i 1 1 . 1 t 1 : i ' 1 ! 1 1 1 •
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. - l � · , -r� 1 1 1 1 1 1
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r--·�:-;;:· Os !Oms 20ms 30ms 40ms SOms 60ms 70ms 80ms 90ms lOúms
• V(U20A:QI , V(C2:2)
Fieura B.2: Modulo Generador Senoidal. Señales de 60Hz cuadrada v senoidal. O, vJ
1 1 T
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=r- ·-·t--+---1--1-- ___ _,__1�..¡.--tl-L--t-+-+-H----f--l+---++-�-l-W____J__ -��
l. ºV¡· -r-11�-1G-111--i .. � ... tr-rlr-t\it��' =ft#�f+�ttµ�t��tjj=i11fl¡ .. -----�-- -J--_ ·r---++-l----1- i� \ --t-+---1-'1'-lli __ - � -: -- j/ j -- - /;
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Figura B.3: Modulo Generador Senoidal. Señal senoidal y rectificada. °'
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Figura B.4: Modulo Generador Senoidal. Tren de pulsos PWM
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1 7.073ms 7.500ms 8.000ms 8.500ms 9.000ms
Figura B.5: Modulo Generador Senoidal. Vista del tren de pulsos PWM (ampliación)
9.500ms
°' °'
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B.23ms 9.0Oms 1O.0Oms
u V(Ul:ERR+' V(U4A:Y)
11.OOms 12.OOms 13. OOms
�Jl.11.!!.rn 14.OOms
Figrura B.6: Modulación PWM de una comba de la onda senoidal.
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H-H-fHI-H-IH·l+f-1•1-1·1 .. 1·•-
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Figura B.7: Señales de entrada y de salida en el modulador PWM.
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ANEXO C
Circuitos Electrónicos
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