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UNIVERSIDAD DE MAGALLANES FACULTAD DE INGENIERÍA

DEPARTAMENTO DE ELECTRICIDAD PUNTA ARENAS

ESTRATEGIAS DE CONTROL SIN SENSOR DE POSICIÓN DE UN GENERADOR DE INDUCCIÓN ROTOR BOBINADO PARA SISTEMAS AISLADOS

JOSÉ ABELARDO PROBOSTE BÓRQUEZ

- 2004 -

Agradecimientos.

iii

AGRADECIMIENTOS

Quiero expresar mis más sinceros y nobles agradecimientos a todas las

personas que colaboraron, directa e indirectamente, con el desarrollo de la presente

tesis.

Agradezco de manera muy especial, al Dr. Rubén Peña Guiñez por la guía,

disposición y apoyo. Al Dr. Roberto Cárdenas Dobson y a mi compañero Marcelo Pérez

por sus valiosos comentarios.

Agradezco también a mis familiares más directos por el apoyo y la comprensión

incondicionales prestados en todos estos años.

De José.

Resumen.

iv

RESUMEN

El presente trabajo de titulación se efectuó como parte de las actividades del

Proyecto FONDECYT Nº 1010942, y tuvo como objetivo analizar, diseñar, y validar

técnicas de Control Vectorial Sensorless para un sistema de generación de velocidad

variable. El sistema experimental está constituido por un grupo motor-generador

utilizando un generador de doble excitación del tipo inducción de rotor bobinado

operando a velocidad variable con un inversor PWM conectado al rotor. La parte motriz

del sistema lo constituye una máquina de inducción tipo jaula de ardilla alimentada

desde otro inversor PWM. El sistema alimenta una carga aislada conectada al estator

del generador de inducción y actúa independiente de la red, es decir, en modo stand-

alone. El sistema de control y supervisión está implementado en torno al Procesador

Digital de Señales, DSP TMS320C31, montado en una tarjeta de adquisición de datos

PC31 de Innovative Integration.

Se implementó un control, sin sensor de posición, de flujo (y por ende de

tensión), y frecuencia mediante un esquema de Control Vectorial Indirecto con

orientación del sistema de referencia sincrónico en el vector de flujo de estator. La

estimación de velocidad y posición se basa en el método MRAS (Model Reference

Adaptative System) o Sistema Adaptivo por Modelo de Referencia.

Dos son las estrategias MRAS empleadas para la estimación de velocidad y

posición: Una de ellas se basa en la estimación del flujo de estator y la otra en la

estimación de la corriente de rotor, ambas a través de dos modelos conocidos como el

Modelo de Referencia y el Modelo Ajustable. Estas estrategias de control fueron

experimentalmente validadas en términos de convergencia, seguimiento de velocidad e

impactos de carga.

Índice.

v

ÍNDICE

CAPÍTULO I. INTRODUCCIÓN ........................................................................... 1

1.1 INTRODUCCIÓN ................................................................................................ 2

1.2 OBJETIVOS DE LA TESIS ................................................................................. 4

1.3 ESTRUCTURA DE LA TESIS............................................................................. 4

CAPÍTULO II. SISTEMA EXPERIMENTAL ......................................................... 6

2.1 INTRODUCCIÓN ................................................................................................ 7

2.2 LA TARJETA PC31............................................................................................. 8

2.3 LA TARJETA DE MEDICIÓN DE TENSIONES ................................................ 11

2.4 LA TARJETA DE MEDICIÓN DE CORRIENTES.............................................. 14

2.5 LA TARJETA DE ACONDICIONAMIENTO DE SEÑALES ............................... 15

2.6 LA TARJETA DE PROTECCIONES ................................................................. 17

2.7 LA TARJETA DE LECTURA DE ENCODER .................................................... 18

2.7.1 EL SENSOR ENCODER .............................................................................. 18

2.8 LA TARJETA GENERADORA DE PWM O TEMPORIZADORA....................... 19

2.9 LA TARJETA GENERADORA DE REFERENCIA PARA EL 584SV................. 20

2.10 LA TARJETA DE INTERFAZ CON LA PC31 .................................................. 20

2.11 EL BUS DEL SISTEMA................................................................................... 21

2.12 LA TARJETA DE INTERFAZ DE PWM........................................................... 21

2.13 EL CONVERSOR EUROTHERM 584S .......................................................... 22

2.14 EL CONVERSOR EUROTHERM 584SV........................................................ 23

2.15 EL GENERADOR DE INDUCCIÓN DE ROTOR BOBINADO......................... 23

2.16 LA MÁQUINA DE INDUCCIÓN ROTOR JAULA DE ARDILLA....................... 26

2.17 EL SISTEMA EXPERIMENTAL IMPLEMENTADO......................................... 26

CAPÍTULO III. MODELO DINÁMICO Y CONTROL DEL SISTEMA................. 28

3.1 INTRODUCCIÓN .............................................................................................. 29

Índice.

vi

3.2 MODELO DINÁMICO DE LA MÁQUINA DE INDUCCIÓN ............................... 30

3.3 DISEÑO DE LOS CONTROLADORES DE CORRIENTE................................. 38

3.3.1 CONTROLADOR DE CORRIENTE MAGNETIZANTE..................................... 38

3.3.2 CONTROLADORES DE CORRIENTES DE ROTOR (d-q)............................... 40

3.3.3 RESPUESTAS DE LOS CONTROLADORES DE CORRIENTE ....................... 43

CAPÍTULO IV. OBSERVADORES MRAS PARA CONTROL SENSORLESS. 46

4.1 INTRODUCCIÓN .............................................................................................. 47

4.2 OBSERVADOR MRAS BASADO EN EL FLUJO DE ESTATOR ...................... 48

4.3 OBSERVADOR MRAS BASADO EN LA CORRIENTE DE ROTOR ................ 53

4.3.1 OPERACIÓN CATCHING ON THE FLY DEL OBSERVADOR MRAS............... 56

CAPÍTULO V. RESULTADOS EXPERIMENTALES......................................... 59

5.1 INTRODUCCIÓN .............................................................................................. 60

5.2 MRAS BASADO EN ESTIMACIÓN DE FLUJO DE ESTATOR ........................ 60

5.2.1 OPERACIÓN CATCHING ON THE FLY......................................................... 60

5.2.2 SEGUIMIENTO DE VELOCIDAD Y POSICIÓN .............................................. 63

5.2.3 IMPACTOS DE CARGA ............................................................................... 64

5.3 MRAS BASADO EN ESTIMACIÓN DE CORRIENTE DE ROTOR................... 69

5.3.1 OPERACIÓN CATCHING ON THE FLY......................................................... 69

5.3.2 SEGUIMIENTO DE VELOCIDAD Y POSICIÓN .............................................. 72

5.3.3 IMPACTOS DE CARGA ............................................................................... 73

CAPÍTULO VI. CONCLUSIONES...................................................................... 79

REFERENCIAS................................................................................................... 82

APÉNDICE A. ECUACIONES DINÁMICAS Y TRANSFORMACIONES .......... 85

A.1 ECUACIONES DINÁMICAS DE UNA MÁQUINA DE INDUCCIÓN.................. 86

A.1.1 FLUJOS DE LA MÁQUINA........................................................................... 87

A.1.2 TENSIONES DE LA MÁQUINA..................................................................... 90

A.1.3 TORQUE DE LA MÁQUINA ......................................................................... 94

Índice.

vii

A.2 TRANSFORMACIONES DE LOS SISTEMAS DE REFERENCIA.................... 95

APÉNDICE B. MODULACIÓN POR ANCHO DE PULSO PWM ...................... 97

B.1 MODULACIÓN POR ANCHO DE PULSO (PWM)............................................ 98

B.1.1 PWM SÍNCRONO ..................................................................................... 101

B.1.2 PWM ASÍNCRONO ................................................................................... 101

B.1.3 MUESTREO NATURAL ............................................................................. 102

B.1.4 MUESTREO REGULAR SIMÉTRICO.......................................................... 103

B.1.5 MUESTREO REGULAR ASIMÉTRICO ....................................................... 104

B.2 IMPLEMENTACIÓN DIGITAL DE PWM......................................................... 105

APÉNDICE C. GENERADORES DE ENERGÍA ELÉCTRICA ........................ 106

C.1 GENERADORES DE ENERGÍA ELÉCTRICA ............................................... 107

C.1.1 GENERADOR DC O DE CORRIENTE CONTÍNUA ...................................... 107

C.1.2 GENERADOR SÍNCRONICO..................................................................... 109

C.1.3 GENERADOR DE INDUCCIÓN.................................................................. 110

APÉNDICE D. LA TARJETA PC31 Y EL DSP TMS320C31 .......................... 116

D.1 INTRODUCCIÓN............................................................................................ 117

D.2 DESCRIPCIÓN GENERAL DE LA FAMILIA TMS320C3X............................. 119

D.3 ESTRUCTURA INTERNA DE LA FAMILIA TMS320C3X................................ 121

D.3.1 ORGANIZACIÓN DE LA MEMORIA............................................................ 124

D.3.2 PERIFÉRICOS INTERNOS DE LA FAMILIA TMS320C3X ............................ 126

D.3.2.1 TIMERS INTERNOS TIM_0 Y TIM_1 .................................................. 127

D.3.2.2 PUERTOS SERIALES SÍNCRONOS .................................................. 133

D.3.2.3 CONTROLADOR DMA ...................................................................... 136

D.4 LATARJETA PC31 ......................................................................................... 137

D.4.1 INTERFAZ TARJETA PC31 – PC ............................................................... 137

D.4.1.1 PERIFÉRICOS DE LA TARJETA PC31............................................... 143

APÉNDICE E. DIAGRAMAS ESQUEMÁTICOS DE CIRCUITOS .................. 156

CAPÍTULO I

INTRODUCCIÓN

Capítulo I. Introducción.

2

1.1 INTRODUCCIÓN GENERAL

Los métodos de generación de energía eléctrica son de naturaleza muy diversa,

ya sea aprovechando los afluentes fluviales, el viento, las mareas o la combustión [1].

Junto con esto existe una amplia gama de máquinas eléctricas que pueden ser

utilizadas con el propósito de transformar la energía en energía eléctrica.

En la generación de energía eléctrica generalmente se opera regulando la

velocidad de la fuente motriz de manera de mantener una frecuencia de operación

constante. Existen, en alguna medida, sistemas de generación que operan a velocidad

variable, siendo los más conocidos los sistemas de generación eólicos. Entre las

máquinas más empleadas como generadores a velocidad variable están las máquinas

DC, las máquinas sincrónicas y las máquinas de inducción de rotor jaula de ardilla y de

rotor bobinado. En la mayoría de los casos se debe usar un sistema electrónico de

interfaz entre el sistema de generación y la red de alimentación, para sistemas de

generación conectados a la red, o la carga para sistemas aislados a fin de satisfacer los

requerimientos de frecuencia y tensión constante.

Por otra parte, para operación a velocidad variable también es necesario poseer

un conjunto máquina-conversor para el suministro de la energía que vaya a necesitarse

para satisfacer las demandas requeridas y además para mantener una calidad de

energía con mínimas perturbaciones.

En aplicaciones eólicas de velocidad variable se ha dejado en evidencia que el

desempeño de sistemas de generación con respecto a la captura de energía está

influenciado por las técnicas de control empleadas (control de torque mecánico o de

torque del generador). Por esta razón se requiere no sólo un sistema de generación

adecuado si no que también un sistema de control preciso y flexible para obtener un

rendimiento lo más alto posible.

Dentro de los esquemas de generación no convencional de velocidad variable,

como los que aprovechan la energía del viento, la máquina de inducción de doble


3

excitación es uno de los generadores que más se utiliza en el rango de media y alta

potencia. Dado que el rango de velocidad de operación está limitado a ±30% de la

velocidad nominal, la potencia de los conversores, conectados en el circuito de rotor, es

de sólo una fracción de la potencia nominal de la máquina. La aplicación de estrategias

de control vectorial permiten obtener una alta respuesta dinámica del control de torque

de la máquina y control independiente del torque y el flujo. También es motivo de

investigación la utilización de este tipo de máquinas en sistemas de generación de

velocidad variable para suplir de energía eléctrica en sistemas aislados. En este caso

se pueden aplicar técnicas de control vectorial para controlar la tensión en los

terminales de la máquina y operar a frecuencia constante independiente de la velocidad

de rotación de la fuente motriz.

Sin embargo, las ventajas comparativas de esta máquina se ven disminuidas

dado que la implementación clásica de control vectorial (generalmente por orientación

en el flujo de rotor) requiere de un sensor de posición, que es frágil, de alto costo

relativo y que disminuye la confiabilidad del accionamiento.

En la presente tesis se investigará la aplicación de técnicas de Control Vectorial

Sensorless para un DFIG (Doubly-Fed Induction Generator) o Generador de Inducción

de Doble Excitación de velocidad variable, acoplado a una máquina de inducción rotor

jaula de ardilla que actúa como máquina motriz en el sistema. Este sistema se usa para

proveer de energía a una carga aislada conectada en el estator del generador. Se

estudiarán dos estrategias de estimación de velocidad basadas en el método MRAS

(Model Reference Adaptative System) o Sistema Adaptivo con Modelo de Referencia.

La primera estrategia usa el flujo de estator como variable de estado para obtener la

velocidad de rotación. De acuerdo al principio de operación del MRAS el flujo del estator

se obtiene de dos modelos, uno de tensión (o Modelo de Referencia) y otro de corriente

(o Modelo Ajustable). La segunda estrategia MRAS de estimación de velocidad utiliza la

corriente de rotor como variable de estado tanto para el modelo de referencia como

para el ajustable. Se presenta un análisis de ambos esquemas y la verificación


4

experimental frente a cambios de velocidad e impactos de carga. Uno de los aspectos

importantes de la estrategia de control sensorless es la puesta en funcionamiento del

sistema. Se presenta en la tesis un esquema equivalente a los utilizados en sistemas

MRAS de máquinas jaula de ardilla consistente en un método de partida equivalente a

un V/f, utilizando la estimación de la frecuencia de estator como índice de mérito para

decidir la convergencia de los estimadores de velocidad.

1.2 OBJETIVOS DE LA TESIS

Los objetivos perseguidos por el presente trabajo son los siguientes:

Implementar un prototipo experimental que permita controlar vectorialmente,

utilizando un DSP (Digital Signal Processor) o Procesador de Señales Digitales, un

sistema compuesto de un DFIG (Generador de Inducción de Doble Excitación) con

un conversor PWM fuente de tensión alimentando el rotor y acoplado a un

accionamiento de inducción que actúa como máquina motriz del sistema de

velocidad variable.

Desarrollar y validar un esquema de Control Vectorial, orientado en la dirección del

vector de flujo de estator, de corrientes de rotor en ejes d-q y de corriente

magnetizante de estator.

Estudiar y comprobar el desempeño de técnicas de Control Sensorless, es decir sin

sensor de posición, a través de la implementación de observadores de

velocidad/posición utilizando esquemas de observador de velocidad del tipo MRAS.

1.3 ESTRUCTURA DE LA TESIS

La presente tesis está compuesta de seis capítulos.

El capítulo I corresponde a la introducción al tema de la tesis. Junto con esto se

describen los objetivos a lograr y se hace un breve resumen de la estructura de esta.


5

El capítulo II describe la red experimental y el hardware utilizado para su

implementación.

El capítulo III describe la modelación de la Máquina de Inducción de Rotor

Bobinado (MIRB) y el control vectorial del sistema completo. Se presentan además las

respuestas entregadas por este sistema de control, en lo que se refiere al control de

corrientes.

El capítulo IV da a conocer una descripción de las técnicas MRAS diseñadas

para el control vectorial sin sensor de velocidad.

El capítulo V presenta los resultados experimentales del sistema de control

vectorial con las técnicas MRAS implementadas.

El capítulo VI entrega las conclusiones que se desprenden del presente trabajo.

CAPÍTULO II

SISTEMA EXPERIMENTAL

Capítulo II. Sistema Experimental.

7

2.1 INTRODUCCIÓN

El presente capítulo hace una descripción detallada del sistema experimental, es

decir, del hardware utilizado para las tareas de medición, control y mando del

Generador de Inducción de Rotor Bobinado, de la Máquina de Inducción Rotor Jaula de

Ardilla (máquina motriz) y de los respectivos inversores que las alimentan.

La base de este sistema la constituye la tarjeta de adquisición de datos y control

PC31 de Innovative Integration, instalada en un computador PC y cuya principal

característica la constituye el Procesador Digital de Señales DSP TMS320C31 montado

en ella.

Las tareas de medición de corrientes y tensiones del sistema se llevan a cabo

con transductores de Efecto Hall y transductores del tipo Transposer.

Una vez medidas, las señales de corrientes y tensiones son enviadas a una

tarjeta de acondicionamiento, antes de aplicarlas al conversor Análogo Digital de la

tarjeta PC31.

Las señales de control PWM son generadas por el DSP TMS320C31, y luego se

envían a una tarjeta de temporización que utiliza el timer 82C54, que genera los pulsos

para los transistores del inversor.

También fue implementada una tarjeta de interfaz para enviar las señales PWM

al inversor comercial Eurotherm 584S, una tarjeta de interfaz para poder comunicarse

con la tarjeta PC31, una tarjeta para leer las señales provenientes del sensor de

posición (encoder) que se utiliza para efectos de comparación con los estimadores de

velocidad, una tarjeta de protección contra sobrecorrientes y contra pérdida de

sincronismo en la generación de las señales PWM, y por último una tarjeta encargada

de transmitir una referencia de velocidad para el inversor del accionamiento de la

máquina de inducción tipo jaula de ardilla (máquina motriz).


8

2.2 LA TARJETA PC31

La tarjeta DSP PC31 es una tarjeta de Adquisición de datos y Control que posee

los beneficios que otorga el DSP TMS320C31 de Texas Instruments, la cual trae

integrada una serie de periféricos tales como timers/counters, entradas y salidas

digitales, puertos de comunicación serial tanto para RS232 como para RS422, y

además una interfaz DSPLink. La tarjeta también trae consigo dos multiplexores de 16

bits, amplificadores de ganancia programable, filtros antialiasing, conversor A/D, un par

de conversores D/A, un banco de memoria compartida, etc.

La tarjeta, es capaz de operar con 32 bits en punto flotante a 40, 50 o 60 MHz.

Todas estas características hacen posible construir y comandar sistemas con

aplicaciones basadas en PC, que necesiten gran velocidad de cálculo y precisión.

El procesador DSP TMS320C31, “motor” de la tarjeta, posee una capacidad de

60 MIPS (Mega Instrucciones Por Segundo) y un reloj de 60 MHz. Este procesador de

32 bits posee un bus de direcciones de 24 bits y un bus de datos de 32 bits.

La tarjeta fue diseñada como un dispositivo, vale decir, está mapeada dentro del

espacio de entradas y salidas del bus AT. Principalmente posee tres zonas que se

comunican entre sí y además con el DSP. Estas zonas corresponden a:

ZONA DE PERIFERICOS

ZONA DE INTERFAZ PC

ZONA DEL DSP TMS320C31

La ZONA DE PERIFERICOS está compuesta por los timers, conversores A/D y

D/A, puerto paralelo, puerto serie o serial, bus DSPLink, y otros.


9

La ZONA DE INTERFAZ PC la constituyen dispositivos tales como memoria de

dos puertos o memoria bidireccional, bus de interfaz con el PC, bus de interfaz con el

DSP, buses de expansión, generador de estados de espera, y otros.

La tercera zona corresponde e incluye al procesador DSP TMS320C31.

La figura 2.1 muestra la tarjeta PC31 utilizada en el sistema y la figura 2.2 un

diagrama de bloques de ésta.

Figura 2.1 Tarjeta DSP PC31.


10

Figura 2.2 Diagrama de bloques de la Tarjeta DSP PC31.


11

2.3 LA TARJETA DE MEDICIÓN DE TENSIONES

Esta tarjeta esta encargada de medir las tensiones en el sistema, que incluyen

las tensiones de línea de estator y rotor del Generador de Inducción de Rotor Bobinado,

y la tensión de enlace DC del inversor 584S.

La tarjeta utiliza sensores LEM LV25-P de Efecto Hall para medir las tensiones

de estator del Generador, absv y bcsv , y además sensores Transposer para medir las

tensiones del rotor, abrv y bcrv , de la máquina y la tensión en el enlace DC del inversor,

dcE , que controla al Generador (ver esquemático del circuito en el Apéndice E). La

utilización de dos tipos de sensores se debe únicamente a razones de disponibilidad.

Los sensores de Efecto Hall poseen dos pines utilizados para su alimentación

con una fuente bipolar de +15V, un pin correspondiente a la salida de la medición y dos

pines de entrada para la medición propiamente tal [2]. La figura 2.3 muestra el sensor

propiamente tal mientras que la figura 2.4 muestra en detalle la configuración de pines

de este sensor.

Figura 2.3 Sensor de tensión de Efecto Hall LEM LV25-P.


12

Figura 2.4 Configuración de pines del sensor de tensión LV25-P.

Las resistencias Rp se calculan tal que la tensión nominal corresponda a una

corriente de entrada Ip de 10mA. En tanto, la resistencia de salida Rm se calcula tal que

la tensión máxima de salida se logre con una corriente Im de 25mA [2].

Entonces para una tensión nominal máxima de 600V y una tensión máxima de

salida desde el sensor de 2.5V, se tiene:

Ω=== KmAV

IVR

pp 60

10600 y W6mA10*V600I*VP pp ===

Ω=== 10025

5.2mAV

IV

Rm

mm y WmAVIVP mmm 0625.025*5.2* ===

Los sensores Transposer [3], figura 2.5, actúan como amplificadores

diferenciales con capacidad de tensión de entrada alta. Tanto es así que cada entrada

es capaz de medir hasta 1KV peak de tensión. Por otra parte estos sensores poseen

una salida máxima de +10V.

Otra característica de estos sensores es que su ganancia de tensión, puede ser

programada por el usuario a través de una resistencia fija. Esta resistencia puede ser la

equivalente de las resistencias en paralelo R1 y R2, si se desea un valor de ganancia

más exacto. Junto con esto también este sensor posee la ventaja de poder reducir la

respuesta de frecuencia de la señal sensada por medio de un condensador, calculado

por el usuario para tal efecto.


13

Figura 2.5 Sensor Transposer y su configuración de pines.

La resistencia y el condensador se calculan a través de las siguientes fórmulas:

)(5000000* Ω=in

out

VV

R (2.1)

)(2

1 HzRC

fo π= (2.2)

donde inV es la tensión de entrada y outV es la tensión de salida deseada por el usuario.

of es la frecuencia de corte del filtro pasabajos a la salida del Transposer.

Además la tarjeta de medición de voltajes posee una etapa pre-acondicionadora

que incluyen filtros pasa bajos para adecuar los niveles de tensión de las señales y

eliminar ruidos de alta frecuencia.


14

2.4 LA TARJETA DE MEDICIÓN DE CORRIENTES

La tarjeta de medición de corrientes usa para este propósito sensores de

corriente de Efecto Hall LEM LTA50P/SP1, como el que se muestra en la figura 2.6.

Estos sensores miden las corrientes de estator y de rotor, asi , bsi e ari , bri ,

respectivamente, del Generador de Inducción de Rotor Bobinado, además de un sensor

adicional para medir alguna otra señal de corriente del sistema en el caso de ser

necesario.

Figura 2.6 Sensor de Corriente de Efecto Hall LEM LTA50P/SP1.

Estos sensores poseen seis pines, (ver figura 2.7) dos de los cuales

corresponden a pines de alimentación bipolar +15V (pines 2 y 6). El pin 5 es el pin de

0V, es decir, el pin de tierra. Los pines 1 y 4, corriente de salida y tensión de salida

instantánea respectivamente, deben ser conectados entre sí para obtener la salida en

forma de tensión. El pin 3 no se conecta.

Estos sensores miden como máximo 50A, y el sensado se efectúa de una

manera muy simple, ya que basta con hacer circular la corriente a sensar a través de un

orificio que posee en el centro. La corriente en forma de tensión se lee midiendo desde

los pines 1 y 4, conectados entre sí, con respecto al pin 5, de tierra.


15

Figura 2.7 Configuración de pines del sensor de corriente.

Al igual que en el caso de la tarjeta de medición de tensiones, esta tarjeta

también posee una etapa de pre-acondicionamiento, la cual cumple el mismo objetivo,

es decir, amplificación y filtrado de las señales sensadas (ver esquemático del circuito

en el Apéndice E).

2.5 LA TARJETA DE ACONDICIONAMIENTO DE SEÑALES

Como su nombre lo indica esta tarjeta cumple la función de “acondicionar las

señales” de tensión y corriente procedentes de las tarjetas de medición respectivas, ya

que estas señales están expuestas al ruido generado por el efecto de conmutación de

los dispositivos semiconductores de potencia de los inversores. Además este

acondicionamiento sirve para evitar problemas de distorsión de las señales por causa

del muestreo, vale decir, aliasing. Es así como el acondicionamiento se lleva a cabo

través de una etapa de filtrado de las señales con filtros pasa bajos de 2º orden del tipo

Chebyshev, antialiasing.

Estos filtros tienen como características, una frecuencia de corte de 800Hz y una

ganancia de 1.832, aproximadamente. La frecuencia de corte se calcula como:


16

n

c RCff

π21

= (2.3)

donde nf , se obtiene de la siguiente tabla dada para filtros Chebyshev de 2º orden [4]:

Filtro Chebyshev de 2º ordenK f n

1.832 1.231

Tabla 2.1 Selección de nf y K del Filtro Chebyshev de 2º orden.

Las salidas de esta tarjeta son las señales de tensión y corriente ya

acondicionadas que van hacia el conversor A/D inserto en la tarjeta DSP PC31, y las

señales de corriente de rotor, ari bri , y de tensión de enlace DC, dce , que entran a la

tarjeta de protecciones (ver esquemático del circuito en el Apéndice E).

La figura 2.8 muestra las etapas de acondicionamiento de cada señal de tensión

y corriente.

Figura 2.8 Filtro antialiasing Chebyshev de 2º orden implementado.


17

2.6 LA TARJETA DE PROTECCIONES

Esta tarjeta se divide esencialmente en dos secciones. La primera sección lleva

una protección por sobrecorriente, la cual actúa cada vez que se sobrepasa la corriente

límite a la cual dicha protección a sido ajustada.

El circuito de protección por sobrecorriente consta de un poténciometro para

ajustar los límites de acción, inferior y superior, de la protección. Luego estas señales

se comparan con las señales provenientes de la tarjeta de acondicionamiento, por

medio de comparadores de tensión LM319. El resultado de dicha comparación se envía

a un 74LS30 y de allí a un arreglo de flip-flops.

La segunda parte de la tarjeta consta de una protección por pérdida de

sincronismo o de interrupción en la generación de las señales PWM, que se activa

cuando la señal de “gate” de la tarjeta Generadora de PWM no resetea al contador

74LS590, dentro del tiempo en que debe hacerlo, provocando así un cambio de estado

en un arreglo de flip-flops.

Es decir, ambas secciones en la tarjeta dan como resultado un cambio de estado

en un arreglo de flip-flops en caso de existir sobrecorriente o pérdida de sincronismo en

la generación de PWM, y con ello vía Bus y a través de la tarjeta Generadora de PWM

deshabilitar la generación de PWM activando la protección interna del invesor.

Para poder despejar una falla en el sistema o resetearlo existe en esta tarjeta un

switch pulsante y un switch on/off que controla la entrada y salida de las señales PWM

del inversor. Solamente si el switch on/off está en estado off el sistema puede ser

reseteado, pues esto asegura la ausencia de las señales PWM y de falla del sistema

(ver esquemático del circuito en el Apéndice E).


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2.7 LA TARJETA DE LECTURA DE ENCODER

Esta tarjeta cumple la función de contar los pulsos generados por el sensor

encoder, fijado en el eje del Generador de Inducción de Rotor Bobinado, y transmitirlos

a través de la tarjeta de Interfaz y del Bus DSPLink en la PC31 al procesador DSP

TMS320C31, para así poder hacer, vía software, la lectura de posición del rotor y

posteriormente el cálculo de velocidad de la máquina. En esta tesis se utiliza la lectura

del encoder para efectos comparativos con los observadores de velocidad.

Esta tarjeta recibe tres señales diferenciales, trenes de pulsos, las cuales por

medio del receptor diferencial DS88C20 llegan al contador HCTL2016 que entrega el

valor de la posición actual a través de dos ciclos de lectura implementados por software

[5]. El primero de estos ciclos lee el byte menos significativo y el segundo lee el byte

más significativo (ver esquemático del circuito en el Apéndice E).

2.7.1 EL SENSOR ENCODER

El sensor encoder es incremental del tipo óptico. Básicamente consta de un disco

con 2500 ranuras en el perímetro exterior y tres optointerruptores

transmisores/receptores que finalmente dan 10000PPR (Pulsos Por Revolución) [2].

Dos de los optointerruptores se encuentran desplazados en media ranura entre

ellos y un tercer optointerruptor se utiliza para indicar la posición inicial del rotor.

La posición del rotor, se muestrea cada 500useg, y la velocidad de la máquina se

calcula cada swT = 5mseg. Si N es el número de pulsos contados durante el tiempo de

muestreo swT , entonces la velocidad está dada por:

)(10000

60 rpmT

Nnsw

= (2.4)


19

Figura 2.9 Diagrama esquemático del sensor encoder.

La resolución de velocidad está dada por:

)(10000

2Resegrad

Ts

sww

π= (2.5)

2.8 LA TARJETA GENERADORA DE PWM O TEMPORIZADORA

El objetivo de esta tarjeta es recibir el ancho de los pulsos, calculados vía

software, y programar la cuenta del timer 82C54 inserto en ella, para generarlos.

Esta tarjeta posee un 74F573 que genera las señales de disparo para activar la

salida de los contadores del timer y controlar un arreglo de flip-flops dando origen así a

las señales PWM que, pasando luego a través de un transmisor diferencial DS26LS31,

resultan en las señales PWM positivas y negativas enviadas al inversor.

El timer es programado por software en modo 1 (señales A0 y A1), seleccionado

por el 74F138 con la señal Y0 y puede ser activado para lectura o escritura a través de

la señal R/W* (ver esquemático del circuito en el Apéndice E).


20

2.9 LA TARJETA GENERADORA DE REFERENCIA PARA EL 584SV

Esta tarjeta envía una señal de tensión al inversor 584SV que corresponde a la

referencia de velocidad para la máquina motriz del sistema (Máquina de Inducción de

Rotor Jaula de Ardilla).

La referencia de velocidad se genera por software programando los conversores

D/A de la PC31, que generan una tensión entre 0V y +10V la cual llega a una etapa

seguidor emisor en la tarjeta y luego va hacia un amplificador aislador ISO124P, que

aísla la entrada y la salida de la tarjeta. Finalmente, la señal de tensión es filtrada, con

un filtro pasabajos Chebyshev de primer orden de frecuencia de corte 500Hz y ganancia

unitaria, y enviada al inversor 584SV que alimenta la máquina motriz (ver esquemático

del circuito en el Apéndice E).

2.10 LA TARJETA DE INTERFAZ CON LA PC31

La tarjeta de interfaz con la PC31 permite el acceso al DSP TMS320C31, a

través del Bus DSPLink de la PC31, y también que el DSP tenga acceso al mundo

exterior (con una o varias tarjetas de interfaz) vía el DSPLink.

El acceso bidireccional entre el sistema y el DSP, se logra por medio de las

señales A0 a A5 para seleccionar dispositivos del sistema, las señales de entrada y

salida de datos D0 a D7 y las señales DSPLINK* y R/W* para habilitar el Bus DSPLink

para leer o escribir al DSP.

La tarjeta consta de dos buffers 74F245 uno configurado como bidireccional para

entrada y salida de datos, junto con las señales DSPLINK* y R/W*, y el otro como

unidireccional para las líneas de direcciones. Además la tarjeta posee un 74F138 para


21

decodificar, a través de las líneas de dirección A3 a A5 del Bus DSPLink, y habilitar o

deshabilitar dispositivos del sistema (ver esquemático del circuito en el Apéndice E).

2.11 EL BUS DEL SISTEMA

El Bus del sistema es una tarjeta de 32 líneas (4 líneas de alimentación, 9 líneas

de datos (D0-D7, GND), 7 líneas de direcciones (A0-A5, GND), 11 líneas de control (Y0-

Y7, DSPLINK*, R/W*, GND)), donde van montadas todas las tarjetas antes

mencionadas para que puedan interactuar entre ellas y con la PC31.

En esta tarjeta las líneas que cumplen la función de suministrar alimentación, a

todas las tarjetas insertas en ella, lo hacen a través de señales de +5V, GND, +15V y -

15V (ver esquemático del circuito en el Apéndice E).

2.12 LA TARJETA DE INTERFAZ DE PWM

La generación de las señales PWM del sistema y las de protección no están

conectadas directamente al inversor, sino a través de una tarjeta de interfaz diseñada

para que el acoplamiento sea lo más perfecto posible entre el sistema y el inversor.

La señal de protección generada en el sistema, se conecta de manera directa al

inversor y las señales PWM se conectan a través del Bus de Datos del inversor.

La entrada y salida en la tarjeta están aisladas a través de optoaisladores

HCPL2630.

Una de las características de esta tarjeta es que tiene la capacidad de que el

usuario pueda seleccionar entre el PWM generado internamente por el inversor y el

generado externamente por el usuario del sistema. Esta selección se hace por medio de


22

un switch que selecciona un arreglo de buffers que conectan sus salidas al Bus de

Control o al Bus de Datos del inversor (ver esquemático del circuito en el Apéndice E).

2.13 EL CONVERSOR EUROTHERM 584S

El conversor EUROTHERM 584S es un Inversor PWM fuente de tensión utilizado

para alimentar el rotor del Generador de Inducción de Doble Excitación.

En general estos inversores están diseñados para el control de velocidad de

motores de inducción trifásicos estándar. La gama cubre motores en el rango de

potencia de 0.75KW (1HP) a 75KW (100HP) para las aplicaciones de torque constante

y 1,1KW (1,5HP) a 90KW (120HP) para aplicaciones de torque cuadrático.

En nuestro caso debió modificarse para recibir las señales PWM generadas por

software a través del sistema y además recibir la señal de protección generada en la

tarjeta de protecciones.

Figura 2.10 Inversor EUROTHERM 584S.

Esta modificación se realiza interviniendo el Bus de Control y Datos del inversor,

que se conectan a la tarjeta de interfaz de PWM antes mencionada.


23

2.14 EL CONVERSOR EUROTHERM 584SV

Este conversor posee características similares a las del conversor 584S, en

cuanto a rangos de potencia de las máquinas conectadas a su salida.

Sin embargo, este conversor posee la capacidad de hacer control vectorial

sensorless de la máquina conectada a su salida, lo cual le da una gran ventaja pues

hoy en día la gran mayoría de las aplicaciones industriales optan por estos tipos de

equipos, aprovechando las bondades del control vectorial. Este conversor se utiliza para

alimentar la máquina motriz, en este caso de inducción jaula de ardilla.

Figura 2.11 Inversor EUROTHERM 584SV.

2.15 EL GENERADOR DE INDUCCIÓN DE ROTOR BOBINADO

También conocido como Generador de Inducción de Doble Excitación (DFIG) o

de Rotor Bobinado, esta es una máquina fabricada por Marelli Motori, modelo E4F, con

capacidad de 7,5KW de salida. Su placa identificatoria se muestra en la figura 2.12.

Potencia 7,5 (KW)Frecuencia 50 (Hz)Velocidad 960 (rpm)

Tensión (V) Corriente (A)Estator (Delta-Estrella) 220 - 380 30 - 17,5Rotor (Estrella) 250 19

Figura 2.12 Placa del Generador de Inducción de Rotor Bobinado.


24

Para determinar los parámetros de la máquina tales como resistencia de estator,

resistencia de rotor, inductancia de estator, inductancia de rotor, inductancia de

magnetización y razón de transformación entre estator y rotor, se hicieron las siguientes

pruebas:

Prueba de vacío (Estator)Vs (V) Vr (V) a Ios (A)50,00 43,50 1,46 0,90100,00 69,20 1,46 1,90150,00 103,70 1,46 3,00200,00 138,70 1,46 5,30250,00 172,50 1,46 5,49300,00 209,00 1,46 6,85350,00 242,00 1,46 8,70380,00 259,00 1,46 10,00

Tabla 2.2 Prueba de vacío en el lado del Estator.

Prueba de vacío (Rotor)Vs (V) Vr (V) a Ior (A)65,20 50,00 1,30 2,03131,00 100,00 1,31 4,06200,00 150,00 1,33 6,00261,50 200,00 1,31 8,70325,30 250,00 1,30 12,00

Tabla 2.3 Prueba de vacío en el lado del Rotor.

Para la medición de resistencias de rotor y estator se hicieron las mediciones de

la tabla 2.4.

Medición de Resistenciasfases Rs (Ohm) fases Rr (Ohm)R-R 0,3850 V-W 0,5450N-N 0,3850 V-U 0,5550B-B 0,3950 U-W 0,5550

Rs por fase 0,3883 Rr línea/línea 0,5517

R-B 0,7850R-N 0,8550N-B 0,8100

Rs línea/línea 0,4083a 1,3800

Rs 0,3983 Rr 0,2758Rr' 0,5253

Tabla 2.4 Mediciones de Resistencia de Rotor y Estator.


25

Para averigüar los valores de las inductancias de estator, de rotor y la de

magnetización se efectuaron pruebas de circuito abierto, tanto para estator como para

rotor lográndose los siguientes resultados:

Prueba de Rotor AbiertoVs (V) Vr (V) Ios (A) E1 (V) Ls (H) Lo (H) ls (H)50,00 34,50 0,90 47,58 0,1021 0,0972 0,0049100,00 69,20 1,90 95,44 0,0967 0,0923 0,0044150,00 103,70 3,00 143,02 0,0919 0,0876 0,0043200,00 138,70 5,30 191,29 0,0693 0,0663 0,0030250,00 172,50 5,49 237,91 0,0837 0,0796 0,0040300,00 209,00 6,85 288,25 0,0805 0,0773 0,0031350,00 242,00 8,70 333,76 0,0739 0,0705 0,0034380,00 259,70 10,00 358,17 0,0698 0,0658 0,0040

Promedio 0,0835 0,0796 0,0039

Prueba de Estator AbiertoVs (V) Vr (V) Ior (A) E2 (V) Lr (H) Lo' (H) lr (H)65,20 50,00 2,03 47,27 0,0453 0,0428 0,0025131,00 100,00 4,06 94,98 0,0453 0,0430 0,0023200,00 150,00 6,00 145,02 0,0459 0,0444 0,0015261,50 200,00 8,70 189,61 0,0422 0,0401 0,0022325,30 250,00 12,00 235,87 0,0383 0,0361 0,0022

Promedio 0,0434 0,0413 0,0021

Lo=a2Lo' 0,0786

Tabla 2.5 Pruebas de Circuito Abierto para Estator y Rotor.

De la tabla 2.5 se tiene que los parámetros de la Máquina de Inducción de Rotor

Bobinado son:

=sL 0,0835(H) Inductancia de Estator referida al Estator.

rL = 0,0434(H) Inductancia de Rotor referida al Rotor.

oL = 0,0785(H) Inductancia de Magnetización referida al Estator.

sR = 0,3980(Ω) Resistencia de Estator referida al Estator.

rR = 0,2760(Ω) Resistencia de Rotor referida al Rotor.

a = 1,3800 Razón de vueltas o de Transformación.


26

2.16 LA MÁQUINA DE INDUCCIÓN ROTOR JAULA DE ARDILLA

La Máquina de Inducción Rotor Jaula de Ardilla constituye la máquina motriz

utilizada en este sistema experimental. Esta máquina está conectada en estrella, posee

una corriente de vacío de 2A y una corriente nominal por fase de 9A aproximadamente.

La figura 2.13 muestra la placa con las características de esta máquina.

Potencia 7,5 (KW)Frecuencia 50 (Hz)Velocidad 1440 (rpm)

Conexión Tensión (V) Corriente (A)Delta 380 15,4

Figura 2.13 Placa de la Máquina de Inducción Rotor Jaula de Ardilla.

2.17 EL SISTEMA EXPERIMENTAL IMPLEMENTADO

El sistema experimental armado finalmente es el que se muestra esquematizado

en la figura 2.14.

El control del sistema, por el usuario, se hace por software desde el PC,

enviando las consignas de control por teclado vía una interfaz gráfica diseñada para tal

efecto. Estas consignas llegan al DSP en la PC31, donde se llevan a cabo las tareas de

control, para posteriormente enviar las señales al rack de tarjetas donde se generan las

señales PWM para cada una de las fases del Inversor 584S (y de esta manera controlar

la Máquina de Inducción Rotor Bobinado), y además la señal de referencia de velocidad

para el Inversor 584SV que alimenta a la (Máquina de Inducción Rotor Jaula de Ardilla)

máquina motriz del sistema. Al rack también llegan las señales desde el encoder que

mide la posición del rotor y las señales eléctricas de tensión y corriente para su

acondicionamiento, y así quedar dispuestas para que ingresen al DSP en la PC31

donde actúan los lazos de control diseñados. Junto con esto, la PC31 también envía las


27

señales al PC para que en él se puedan observar las repuestas de las variables

generadas por el control y cualquier otra variable que el usuario desee.

Al estator del Generador de Inducción de Rotor Bobinado se conecta una carga

resistiva, de 24Ω por fase, para producir impactos de carga. Además se conectaron

inductancias en serie por fase al rotor, de aproximadamente 80mH, para efecto de

filtrado.

Figura 2.14 Esquema del Sistema Experimental implementado.

CAPÍTULO III

MODELO DINÁMICO Y CONTROL DEL SISTEMA

Capítulo III. Modelo Dinámico y Control del Sistema.

29

3.1 INTRODUCCIÓN

Una característica de un Generador de Inducción de Rotor Bobinado con el rotor

conectado a un inversor PWM fuente de tensión, es que puede entregar potencia

constante a tensión y frecuencia constantes a una carga aislada, aunque la velocidad

del rotor varíe [6].

La distorsión de las corrientes de línea por el lado de la alimentación del inversor

PWM es baja, por lo que hace suponer lo conveniente que es utilizar este esquema

para la alimentación de potencia a una carga aislada ya sea a velocidad subsincrónica o

supersincrónica. Alimentar a una carga desde un sistema eléctrico autónomo es, sin

embargo, más complejo que alimentarla desde la red, ya que se requieren de

esquemas extras para el control de las tensiones de salida, la frecuencia y también el

flujo de potencia entre el generador y la carga.

Este capítulo presenta el Modelo Dinámico y el Control Vectorial de un

Generador de Inducción de Rotor Bobinado en ejes d-q, a velocidad variable que

proporciona potencia a una carga aislada. Se propone además una novedosa técnica

de orientación indirecta hacia el flujo de estator para llevar a cabo el Control Vectorial.

Esta técnica de orientación es de hecho una analogía de la orientación indirecta de flujo

de rotor, comúnmente usada en las Máquinas de Inducción de Rotor Jaula de Ardilla;

sin embargo, aunque la corriente de rotor en eje d se emplea para el control del flujo de

estator (que así regula la tensión generada), la corriente de rotor en eje q se usa para

forzar la orientación del flujo de estator. El generador está acoplado a una Máquina de

Inducción de Rotor Jaula de Ardilla, que actúa como máquina motriz y que es

controlada por otro inversor PWM.

Una ventaja significativa del método indirecto es que el ángulo del flujo de

estator, no se deriva de la medición de tensión, evitándose así el ruido y la posible

contaminación armónica de la tensión de estator.


30

3.2 MODELO DINÁMICO DE LA MÁQUINA DE INDUCCIÓN

A partir del circuito equivalente de la Máquina de Inducción de Rotor Bobinado, y

considerando un sistema de referencia en ejes α-β, como el diagrama de la figura 3.1,

se tiene que las ecuaciones de tensión de estator y rotor de la Máquina están dadas

por:

Figura 3.1 Sistemas de Referencia Estacionarios en ejes α-β.

)( ssss dtdiRv Ψ+= (3.1)

)( rrrr dtdiRv Ψ+= (3.2)

Los flujos totales que enlazan las bobinas del estator y del rotor están dados por:

εjrmsss eiLiL +=Ψ (3.3)

εjsmrrr eiLiL −+=Ψ (3.4)

Reemplazando los flujos totales en las ecuaciones (3.1) y (3.2), se obtienen:

)()( εjrmsssss ei

dtdLi

dtdLiRv ++= (3.5)

)()( εjsmrrrrr ei

dtdLi

dtdLiRv −++= (3.6)

Llevando estas ecuaciones a un sistema de referencia rotatorio que gira a la

velocidad sω , como el que muestra la figura 3.2, se encuentra que:


31

Figura 3.2 Sistemas de Referencia Rotatorios en α-β y d-q.

rmsrmssssssss iLjidtdLiLji

dtdLiRv ')'(')'('' ωω ++++= (3.7)

De igual manera para la tensión de rotor se tiene:

smslsmrrslrrrrr iLjidtdLiLji

dtdLiRv ')'(')'('' ωω ++++= (3.8)

Para los flujos de estator y rotor se tienen:

smrrr

rmsss

i'Li'LΨ'

i'Li'LΨ'

+=

+= (3.9)

Ahora, empleando las definiciones del Apéndice A, se expresan las ecuaciones

dinámicas de una Máquina de Inducción en un sistema de referencia rotatorio d-q, como

sigue:

qrmsdrmqsssdsssds iLsiLiLisLRv ωω −+−+= )( (3.10)

qrmdrmsqsssdsssqs siLiLisLRiLv ++++= ωω )( (3.11)

qrrsldrrrqsmsldsmdr iLisLRiLsiLv ωω −++−= )( (3.12)

qrrrdrrslqsmdsmslqr isLRiLsiLiLv )( ++++= ωω (3.13)


32

Por otra parte para los flujos se obtiene lo siguiente:

drmdssds iLiL +=Ψ (3.14)

qrmqssqs iLiL +=Ψ (3.15)

drrdsmdr iLiL +=Ψ (3.16)

qrrqsmqr iLiL +=Ψ (3.17)

La expresión para el Torque Eléctrico de la máquina puede entonces ser escrita

como:

)(2

3 qrdsdrqsme iiiiLpT −= (3.18)

Si a continuación se considera que nuestro esquema de control orienta el eje d,

del sistema de referencia rotatorio, en la dirección del vector de flujo de estator,

entonces:

0=Ψqs (3.19)

Y, si se aplica esta condición a las ecuaciones (3.14) y (3.15), se llega a que:

drds

m

sms

msmdrmdssdss

iiLL

i

iLiLiL

+=∴

=+=Ψ=Ψ

(3.20)

qr

s

mqs

qrmqssqs

iLL

i

0iLiLΨ

−=∴

=+=

(3.21)

donde msi es el equivalente de la corriente de magnetización de estator. La figura 3.3

muestra el diagrama vectorial de las corrientes de la máquina bajo esta condición de

orientación, donde si , rjr ei θ , msi son los vectores de corriente de estator, rotor y

magnetización.


33

Figura 3.3 Diagrama de Vectores de Corrientes para la máquina.

Los ángulos sθ y rθ son la posición del sistema de referencia del estator y la

posición del rotor. Para estos ángulos se satisfacen las siguientes expresiones:

)(

)(

)(

slsl

rr

ss

rssl

dtd

dtddtd

θω

θω

θω

θθθ

=

=

=

−=

(3.22)

Considerando todo el análisis previo, se tiene que las ecuaciones dinámicas para

una Máquina de Inducción de Rotor Bobinado en un sistema de referencia rotatorio d-q,

alineado en la dirección del vector de flujo de estator son:


34

drrsqrqrrqr

qrrsdrdrrdr

dssqssqs

dsdssds

qrrqsmqr

drrdsmdr

qrmqssqs

msmdrmdssds

dtdiRv

dtdiRv

iRvdtdiRv

iLiLiLiL

iLiLiLiLiL

Ψ−+Ψ+=

Ψ−−Ψ+=

Ψ+=

Ψ+=

+=Ψ+=Ψ

=+=Ψ=+=Ψ

)()(

)()(

)(

0

ωω

ωω

ω

(3.23)

Si ahora se consideran las ecuaciones de tensión de estator, dadas en (3.23), y

se elimina dsi empleando la definición para msi y también se elimina qsi usando (3.21),

se encuentra que:

m

mss

dss

sdrmsmsms

LLL

vR

iiidtd

−=

++=+

σ

στ

1)(

(3.24)

qss

sqrsmsms v

Rii

σωτ

++=

1 (3.25)

donde s

sms R

L=τ . La ecuación (3.24) muestra que, ya que la influencia de dsv es

pequeña, entonces la corriente de magnetización de estator puede ser controlada

usando la corriente de excitación del rotor, dri . Por otra parte la corriente de rotor qri

constituye un grado de libertad y puede ser controlada mediante la siguiente consigna:

qsm

s*qr i

LLi −= (3.26)

Esta consigna lo que hace es forzar la orientación del sistema de referencia

hacia la posición del vector de flujo de estator. Lo cual se cumple solamente cuando

0=Ψqs y se asume que qri sigue a *qri bajo la acción de un lazo de control rápido.


35

La ecuación (3.25) también puede ser usada para forzar la orientación pero, en la

práctica, esta no es una buena aproximación ya que qri esta dada por la diferencia

entre dos cantidades mayores que están sujetas a ruido.

La condición de orientación dada por la ecuación (3.26) también significa que el

ángulo de flujo de estator no tiene que ser derivado desde la integración de las

tensiones de estator, pero puede ser derivado directamente desde la integral de la

demanda de frecuencia de la tensión de estator, *sω (50Hz). Esto tiene la ventaja de que

la orientación está protegida del ruido de la medición y de los armónicos de la tensión

de estator que pueden ser un problema en una aplicación independiente (stand-alone)

si un inversor es utilizado para controlar una carga auxiliar. También debe ser notado

que con el esquema de orientación indirecto anterior, qri no puede ser usado

ampliamente para controlar el torque del Generador, que debe ser controlado usando

otro esquema; esto es completamente apropiado para la aplicación independiente

(stand-alone) en la cual el control de potencia de una carga auxiliar determina

efectivamente el torque para una velocidad del eje dada.

Las dos componentes de corriente de rotor en ejes d-q, dri e qri , son controladas

a través de controladores PI.

La demodulación de las tensiones de rotor demandadas usa el ángulo de

deslizamiento obtenido como:

∫ −=−= r*srssl θdtωθθθ (3.27)

La ecuación (3.27) fuerza al flujo de estator a rotar a la frecuencia demandada

durante las condiciones de estado estacionario y dinámicas para cualquier velocidad en

el eje.

Ahora bien, reagrupando las ecuaciones dadas en (3.23) se obtienen las

siguientes expresiones para drv y qrv :


36

drrslqsmdsmslqrrqrrqr

qrrsldsmqsmsldrrdrrdr

iLidtdLiLi

dtdLiRv

iLidtdLiLi

dtdLiRv

ωω

ωω

++++=

−+−+=

)()(

)()( (3.28)

Definiendo:

rs

m

LLL2

1−=σ (3.29)

se expresan ahora las tensiones de rotor en ejes d-q como:

ms

s

msldrrslqrrrqr

mss

mqrrsldrrrdr

iLL

iLiLRv

iLL

iLiLRv

2

2

)(

)(

ωσωρσ

ρσωρσ

+++=

+−+=

(3.30)

con dtd

=ρ .

De esta manera se puede construir el esquema del control vectorial que se llevará a

cabo para el sistema (ver figura 3.4).


37

Figura 3.4 Diagrama Esquemático de la estructura de Control Vectorial implementada.


38

3.3 DISEÑO DE LOS CONTROLADORES DE CORRIENTE

3.3.1 CONTROLADOR DE CORRIENTE MAGNETIZANTE

El flujo de estator es regulado a través del control de la corriente de

magnetización, msi . Esta corriente se obtiene como:

m

dsms L

iΨ

= (3.31)

y además considerando que:

∫∫

−=

−=

+=

dt)iRv(Ψ

dt)iRv(Ψ

)θ(senΨ)θcos(ΨΨ

sβssβsβ

sαssαsα

ssβssαds

(3.32)

El ángulo sθ se utiliza para demodular el flujo y las corrientes de estator. La

corriente msi se compara con el valor de referencia, *msi , y el error resultante es

procesado a través de un controlador PI cuya salida forma el valor de referencia, *dri , tal

como lo muestra el diagrama de bloques de la figura 3.5.

Figura 3.5 Lazo de Control de Corriente de Magnetización.

El diagrama de bloques, para el cálculo del controlador PI, también toma en

cuenta que este lazo de control debe ser mucho más lento comparado con el lazo de

control para dri .

La función de transferencia de la planta para este lazo de control se obtiene de la

ecuación (3.24), pues se considera que la influencia de dsv es pequeña. De esta

manera:


39

s

sms

msmsdr

RLτ

i)1sτ(i

=

+=

(3.33)

Y del lazo de control de la figura 3.5 se tiene que en lazo cerrado la función de

transferencia esta dada por:

ms

p

ms

p2

ms

p

ms

p

ims

τaK

τ1K

s

τaK

sτK

)s(L+

++

+= (3.34)

Es así como igualando el denominador de (3.34) con el denominador de la

función de transferencia de lazo cerrado de un sistema de segundo orden, se llegan a

obtener:

p

2nms

msnp

Kωτ

a

1τξω2K

=

−=

(3.35)

Con los valores de los parámetros de la máquina, dados en el Capítulo II, se

encuentra que =msτ 0,2096, y considerando una frecuencia de lazo cerrado de 1Hz y un

coeficiente de amortiguamiento de 0.8, se tiene que =pK 1,1091 y =a 7,4676.

Finalmente discretizando este controlador en Matlab con el comando c2dm con un

retentor de orden cero, se tiene que el controlador digital es:

−−

=

−−

1z9633,0z1298,1

1zazK z

pz (3.36)

La referencia para el lazo de control de corriente magnetizante, *msi , es fijada

directamente a través del teclado en el PC, por el usuario.


40

3.3.2 CONTROLADORES DE CORRIENTES DE ROTOR (d-q)

De las ecuaciones de tensiones de rotor en ejes d-q descritas en (3.30), se

define:

)(i

dtdσLiRv

)(idtdσLiRv

qrrqrr'qr

drrdrr'dr

+=

+= (3.37)

Por lo tanto ahora redefiniendo las tensiones de rotor en ejes d-q, como:

++=

+−=

mss

2m

drrsl'qrqr

mss

2m

qrrsl'drdr

iLL

iLσωvv

iρLL

iLσωvv

(3.38)

Los errores de dri e qri son procesados por controladores PI para dar 'drv y '

qrv ,

respectivamente. Los términos de compensación se agregan para obtener una función

de transferencia lineal entre dri y 'drv , e qri y '

qrv . De esta manera se facilita el diseño de

los controladores y se logra un buen seguimiento de estas corrientes. Las

compensaciones corresponden a las señales de tensión inducida del rotor y a los

términos desacoplados de las corrientes de rotor en ejes d-q. Por consiguiente de (3.37)

y (3.38), las tensiones de referencia *drv y *

qrv se obtienen de:

++=

+−=

mss

2m

drrsl'qr

*qr

mss

2m

qrrsl'dr

*dr

iLL

iσLωvv

ρiLL

iσLωvv

(3.39)

Estas tensiones *drv y *

qrv , son las tensiones de referencia para un PWM de

muestreo regular asimétrico de 2KHz, que controla al inversor conectado al rotor del

Generador de Inducción de Rotor Bobinado.

La figura 3.6 muestra el lazo de control implementado para el diseño del

controlador PI, que se deduce de las ecuaciones en (3.37), desde las cuales se obtiene


41

Figura 3.6 Lazo de Control de Corrientes de Rotor en ejes d-q.

la función de transferencia de la planta, que resulta ser la misma, para dri e qri , es

decir:

rr RsLσ

1)s(P+

= (3.40)

y por lo tanto debe diseñarse el mismo lazo de control para ambas corrientes. Ahora

suponiendo que este lazo es mucho más rápido que el de la corriente de

magnetización, se elige una frecuencia de lazo cerrado de 70Hz.

Con la frecuencia de lazo cerrado elegida se hace necesario diseñar el PI

directamente en el plano Z, debido a que no se cumple con la regla de diseño que dice

que para diseñar en el plano continuo y luego aplicar algún método de discretización

para hallar el PI en el plano discreto, la razón entre la frecuencia de muestreo del

sistema (2KHz) y la frecuencia de lazo cerrado seleccionada (70Hz) debe ser mayor o

igual a 30. Junto con esto, debe considerarse en el diseño del lazo de control un retardo

provocado por el inversor, correspondiente a un tiempo de muestreo. Por lo tanto,

nuestra planta debe ser discretizada previamente.

Az

K

ez

e1R1)s(P

se1Ζ)z(P

sr

r

sr

r

s

TLσR

TLσR

r

sT

−=

−

−=

⋅−

=−

−−

(3.41)

Con los parámetros de la máquina dados en el Capítulo II se calcula:

9982,0z

0064,0Az

K)z(P−

=−

= (3.42)


42

Ahora empleando la función de transferencia en el plano Z, de un controlador PI,

y la del retardo producido por el inversor, dadas por:

z1)z(R

1zazK)z(C z

pz

=

−−

= (3.43)

y (3.42) se tiene que la ecuación de transferencia en lazo cerrado para los lazos de

control de corrientes de rotor queda dada como:

( )

( ) ( ) zpzpz23

zpzpzc KaKzAKKzA1z

KaKzKK)z(L

−+++−

−= (3.44)

Por otra parte el denominador de la ecuación de transferencia discreta de un

sistema de tercer orden, tiene la forma:

( ) ( )( )( )ss Tγ2sd

Tγ2 ezTωcose2zαz)z(O −− +−−= (3.45)

Igualando el denominador de la función de transferencia dada en (3.44) con (3.45), y

considerando además que ξωγ n= y 2nd ξ1ωω −= , se encuentra que:

( )( )

KKeαa

KATωcoseα2e

K

Tωcose2A1α

pz

Tγ2

z

sdTγTγ2

pz

sdTγ

s

ss

s

−

−−

−

=

−+=

−+=

(3.48)

De esta manera el controlador PI resultante con una frecuencia de lazo cerrado de

70Hz y un coeficiente de amortiguamiento de 0.8, es:

8974,0a8589,40K

3354,0α

z

pz

=

==

La referencia de corriente *dri llega desde la salida del PI que controla la corriente

de magnetización, msi , y la referencia de corriente *qri desde la consigna de control que

fuerza la orientación hacia la posición del vector de flujo de estator (ecuación (3.26)).


43

Ya que los términos de compensación no producen efectos muy significativos en

el control de las corrientes de rotor, dri e qri , pues no contribuyen al desacoplo entonces

no fueron considerados en el esquema de control final.

3.3.3 RESPUESTA DE LOS CONTROLADORES DE CORRIENTE

En la figura 3.7 se muestra la respuesta del control de corriente de magnetización

para un cambio en la referencia de 0(A) a 6,5(A) con la máquina girando a 600(rpm). La

demora en la respuesta del controlador se debe a una raíz lenta.

Figura 3.7 Respuesta del PI de Corriente de Magnetización para un escalón de 0(A) a 6,5(A).

La figura 3.8 muestra la respuesta obtenida del control de la corriente de rotor en

eje d, cuando se aplica una referencia de 0(A) a 3(A) a una velocidad de la máquina de

600(rpm). Mientras la corriente de rotor en eje q se mantiene con su referencia en 0(A),

es decir, no hay carga conectada al estator.


44

Figura 3.8 Respuesta del PI de Corriente de Rotor en eje d para un escalón de 0(A) a 3(A).

En la figura 3.9 se aprecian las respuestas de los lazos de control de corrientes

de rotor en ejes d-q, frente a una referencia de corriente de 0(A) a 6,5(A) impuesta por

la salida del PI del lazo de control de la corriente de magnetización. Como era de

esperar el lazo de control de dri sigue el valor de referencia impuesto por la salida del PI

de msi , mientras que la referencia para qri se mantiene en 0(A), pués no hay carga

conectada al estator ( qsi =0(A)), luego la consigna que fuerza la orientación del sistema

de referencia cumple su objetivo. Ambas respuestas son bastante buenas considerando

el grado de sobreimpulso y el tiempo de estabilización, dejándose observar, además,

cierto nivel de ruido proveniente del switching de los dispositivos de potencia en los

inversores.


45

Figura 3.9 Respuesta de los PI’s de Corrientes de Rotor según referencia de msi .

CAPÍTULO IV

OBSERVADORES MRAS PARA CONTROL SENSORLESS

Capítulo IV. Observadores MRAS para Control Sensorless.

47

4.1 INTRODUCCIÓN

El Generador de Inducción de Doble Excitación (DFIG) o de Rotor Bobinado ha

llegado a ser uno de los principales generadores para Sistemas de Conversión de

Energía Eólica (WECS) de velocidad variable. Principalmente dado que los conversores

de potencia están en el circuito de rotor y, para aplicaciones de rango de velocidad

limitado, la potencia de estos conversores es solamente una fracción de la potencia

nominal de la máquina [7-8]. Para el DFIG, la operación Sensorless es deseada debido

a que el uso de un sensor encoder de posición tiene varias desventajas en términos de

robustez, costo, cableado y mantenimiento.

La continua búsqueda por eliminar el sensor de velocidad del eje de la máquina

sin deteriorar su desempeño dinámico en el sistema de control, ha llegado a desarrollar

métodos en los cuales la velocidad de rotación se obtiene por medio de un Sistema

Adaptivo por Modelo de Referencia más conocido como observador MRAS.

Este capítulo presenta dos esquemas de observadores MRAS estudiados en

esta tesis, para el Control Vectorial Sensorless de un DFIG de velocidad variable, que

alimenta una carga aislada, en modo stand-alone.

La operación del DFIG sin sensor de velocidad requiere de la estimación de

variables internas de la máquina, y se basa exclusivamente en la medición en

terminales de tensiones y corrientes. Los sistemas MRAS hacen uso de la redundancia

de dos modelos que estiman la misma variable de estado sobre la base de diferentes

variables de entrada [9]. Estos modelos se conocen como el Modelo de Referencia y el

Modelo Ajustable.

El primer esquema consiste en un observador MRAS, usado para estimar la

velocidad y la posición del rotor de un DFIG, por medio de la estimación del flujo de

estator. El segundo esquema también es un observador MRAS, similar al anterior, pero

que utiliza la corriente de rotor en cada modelo para la estimación de la velocidad de

rotación de la máquina.


48

4.2 OBSERVADOR MRAS BASADO EN EL FLUJO DE ESTATOR

Un observador de velocidad MRAS es usado para estimar la velocidad, y por

ende la posición, del rotor de un DFIG. Este observador está basado en dos modelos

[10-11], un Modelo de Referencia (o modelo de tensión) y un Modelo Ajustable (o

modelo de corriente). En un sistema estacionario el modelo de tensión es usado para

obtener el flujo de estator como:

( )∫ −= dtiRvΨ ssss (4.1)

donde sv es la tensión de estator e si es la corriente de estator.

El flujo de estator también puede ser calculado a partir de la corrientes de estator

y rotor, la velocidad y las inductancias de la máquina. Usando un sistema estacionario,

el flujo de estator es obtenido desde el modelo de corriente como:

tωjrosss

reiLiLΨ += (4.2)

donde rω es una estimación de la velocidad rotacional y la corriente ri está referida al

sistema de rotor. En el observador MRAS, el flujo obtenido desde (4.1) es usado como

el flujo de referencia y el flujo calculado a través de (4.2) como el flujo estimado.

Ajustando la velocidad rotacional estimada, el error entre el flujo de referencia y el flujo

estimado es reducido. El error en la posición del flujo de estator es el resultado del

producto cruz entre el vector de flujo estimado y el vector de flujo de estator real

medida, en coordenadas ( )β,α se define como:

sβsαsβsα ΨΨΨΨε −= (4.3)

Las ecuaciones (4.1), (4.2) y (4.3) se usan para implementar el observador de

velocidad MRAS. El error calculado usando (4.3) es llevado a cero por medio de un

controlador PI. La salida de este controlador PI es la velocidad rotacional estimada

usada en (4.2). La implementación del observador MRAS es mostrada en la figura 4.1.

El modelo de tensión es usado para obtener el flujo de estator sΨ usando un filtro

pasabanda como un integrador modificado para bloquear las componentes DC de las


49

mediciones de tensión y corriente. Ya que sv e si están a una frecuencia mucho más

alta que la frecuencia de corte del filtro, no hay deterioración de estas señales por la

acción integral.

Figura 4.1 Observador MRAS para un DFIG, basado en la estimación de flujo de estator.

Un modelo de pequeña señal para el observador MRAS es derivado usando un

sistema de referencia rotando sincrónicamente en ejes d-q. Así el error en coordenadas

d-q es:

qsdsqsds ΨΨΨΨε −= (4.4)

El modelo de pequeña señal para el error es:

dsqsoqsdsoqsdsodsqso ∆ΨΨ∆ΨΨΨ∆ΨΨ∆Ψε∆ −+−= (4.5)

Para este modelo de pequeña señal se asume que: 0ΨΨ qsoqso == .

Además, ya que el sistema de referencia está orientado en la dirección del vector

de flujo de estator, dsΨ . Por lo tanto el modelo de pequeña señal para el error ahora

está dado por:

qsdso Ψ∆Ψε∆ −= (4.6)


50

Referiendo (4.2) al sistema que rota sincrónicamente se obtiene:

t)ωω(jdqrodqssdqs

rreiLiLΨ −+= (4.7)

es decir, que el flujo en coordenadas d-q derivado del modelo de corriente no es una

señal DC a menos que la velocidad estimada sea igual a la velocidad real.

Reemplazando ( )tωωθ rrerror −= en (4.7) se tiene:

( ) ( )[ ]( ) ( )[ ]errorqrerrordroqssqs

errorqrerrordrodssds

θcosiθseniLiLΨ

θseniθcosiLiLΨ

++=

−+= (4.8)

De (4.8) una variación qsΨ∆ es obtenida como:

errorerror

qsqs θ∆

θΨ

Ψ∆∂

∂= (4.9)

Usando (4.9) y asumiendo 0θ 0error = , (es decir, en el punto de equilibrio rr ωω = ),

qsΨ∆ se obtiene como:

errordrooqs θ∆iLΨ∆ = (4.10)

Luego ( )sθ∆ error se obtiene como sigue:

( ) ( ) ( ) ( )sω∆ω∆sθ∆

sωωsθ rr

errorrr

error−

=⇒−

= (4.11)

Es así como de (4.6), (4.10) y (4.11) se obtiene el modelo de pequeña señal para

el observador MRAS. El lazo de control para diseñar el PI adaptivo con el modelo de

pequeña señal se muestra en la figura 4.2.

Figura 4.2 Lazo de control del modelo de pequeña señal del MRAS con estimación de sΨ .

La figura 4.3 muestra un diagrama del lugar de la raíz, incluyendo el controlador

PI.


51

Figura 4.3 Lugar de la Raíz para el sistema de control de la figura 4.2.

Finalmente de las figuras 4.2 y 4.3 se concluye que el ancho de banda del

sistema de pequeña señal para el observador MRAS solamente está limitado por

consideraciones de ruido.

En la figura 4.7 se muestra el observador MRAS basado en la estimación del flujo

de estator, incorporado al esquema de control vectorial.


52

Figura 4.7 Esquema de Control Vectorial Sensorless, utilizando observador MRAS basado en la estimación del flujo de estator.


53

4.3 OBSERVADOR MRAS BASADO EN LA CORRIENTE DE ROTOR

Este esquema de observador MRAS de velocidad, a diferencia del anterior, usa

para la estimación la información de la posición contenida en la corriente de rotor. Para

este observador el modelo de referencia es la corriente de rotor real medida por los

transductores de corriente, y el modelo ajustable se obtiene desde las corrientes de

rotor y el flujo del estator como:

( )

o

sssrrosss L

iLΨiiLiLΨ

−=⇒+= (4.12)

Referiendo la corriente al sistema de rotor se tiene:

( ) tωj

o

sssr

reL

iLΨi −−= (4.13)

donde rω es la velocidad rotacional estimada obtenida desde el observador MRAS. El

error en coordenadas ( )β,α , entre la corriente real medida y la corriente estimada desde

(4.13), puede ser escrito como:

rβrαrβrα iiiiε −= (4.14)

donde ri es la corriente real e ri es la corriente estimada usando (4.13).

Ajustando la velocidad rotacional estimada el error ε es llevado a cero. El error ε

de (4.14) es el resultado del producto cruz entre el vector de la corriente de rotor

estimada y el vector de la corriente de rotor real medida. El producto cruz puede ser

calculado como sigue:

( )errorrrrr θseniiiiε =×= (4.15)

donde errorθ es el ángulo entre los vectores ri e ri .

La figura 4.4 muestra un diagrama fasorial para este esquema de observador

MRAS en un sistema de coordenadas d-q. El sistema rotatorio está rotando a la

velocidad de deslizamiento. El sistema de control vectorial está orientado en la dirección


54

del vector de flujo de estator, sΨ . Ya que la resistencia de estator es pequeña, el ángulo

entre el fasor de la tensión de carga y el eje q es pequeño.

Figura 4.4 Diagrama Fasorial de Corrientes en ejes d-q para el observador MRAS.

Si el observador MRAS no sigue a la velocidad rotacional real con cero error,

entonces la corriente de rotor estimada está rotando a ( )rs ωω − (rad/seg), y la corriente

de rotor real o medida está rotando a ( )rr ωω − (rad/seg). La corriente de rotor real está

rotando con respecto a la corriente de rotor estimada a ( )rs ωω − (rad/seg). Por lo tanto,

errorθ puede ser obtenido como:

( ) ( )sωωsθ rr

error−

= (4.16)

Un modelo de pequeña señal para el estudio del error, dado por (4.15), se puede

obtener asumiendo que todos los parámetros de la máquina están correctamente

identificados y que en el punto de equilibrio roro ii = y roro ωω = . El lazo de control para

obtener el PI adaptivo con el modelo de pequeña señal es el de la figura 4.5, y se

obtiene a partir de:


55

( ) ( ) ( )sω∆ω∆isε∆θ∆θcosiε∆ rr2

roerror0error2

ro−

=⇒= (4.16)

El lazo de control para el diseño del PI adaptivo para el observador MRAS es

mostrado en la figura 4.5:

Figura 4.5 Lazo de control del modelo de pequeña señal del MRAS con estimación de ri .

El observador MRAS basado en la estimación de corriente de rotor no es muy

dependiente de la corriente magnetizante de rotor. Sin embargo, a diferencia del

observador MRAS basado en la estimación de flujo de estator, la ganancia de lazo

abierto del lazo de control mostrado en la figura 4.5 tiene un amplio rango de variación

(dependiente de la magnitud de la corriente de rotor, ri ).

La figura 4.6 muestra la estructura implementada del observador MRAS con

estimación de corriente de rotor. La variación de la ganancia en lazo directo se

compensa con bloque que contiene el inverso del cuadrado de la corriente de rotor.

Figura 4.6 Observador MRAS para un DFIG, basado en la estimación de corriente de rotor.


56

4.3.1 OPERACIÓN CATCHING ON THE FLY DEL OBSERVADOR MRAS

Es necesario que un DFIG Sensorless sea capaz de observar la velocidad

rotacional en cualquier instante de operación [11], esto se conoce como catching on the

fly o estimación de velocidad al vuelo. Un caso particular lo constituye la convergencia

inicial del cada uno de los estimadores de velocidad. Para un observador MRAS, el

procedimiento de observación de velocidad al vuelo considera la operación del sistema

con control escalar (V/f) de la magnitud de corriente de rotor y con la carga en el estator

desconectada. La tensión suministrada al rotor de la máquina es demodulada usando la

frecuencia de deslizamiento estimada, la cual es calculada a partir de *sω (2πƒs=2π*50

(rad/seg)) y la velocidad estimada desde el observador MRAS. Cabe señalar que dado

que no se conoce la velocidad real de la máquina el voltaje de rotor que se debe aplicar

a la máquina durante la convergencia del observador debe ser tal que no produzca

sobre corrientes en la máquina.

Durante el procedimiento de observación de velocidad al vuelo la frecuencia del

estator no es igual a *sω ya que la velocidad estimada difiere de la velocidad real. Por lo

tanto el error absoluto de la frecuencia de estator, respecto a la referencia, puede ser

usado como un parámetro indicador para la convergencia del observador MRAS.

Usando coordenadas ( )β,α para la tensión y el flujo de estator, la frecuencia eléctrica

puede ser estimada como [13]:

( ) ( )

2sβ

2sα

sβsαssαsαsβssβs ΨΨ

ΨiRvΨiRvω

+

−−−= (4.12)

Y el error absoluto de la frecuencia de estator es obtenido como:

s*serror,s ωωω −= (4.13)

Un filtro pasabajos de primer orden es usado para eliminar el ruido de alta

frecuencia en error,sω . Una vez que el observador MRAS ha estimado la velocidad

rotacional correctamente se habilita el control vectorial de las corrientes de rotor en ejes


57

d-q y de la corriente magnetizante. En esta tesis el sistema de control vectorial se

habilita cuando los valores filtrados de error,sω son menores que 0,5Hz.

En la figura 4.8 se muestra el observador MRAS basado en la estimación de la

corriente de rotor, incorporado al esquema de control vectorial.


58

Figura 4.8 Esquema de Control Vectorial Sensorless, utilizando observador MRAS basado en la estimación de la corriente de rotor.

CAPÍTULO V

RESULTADOS EXPERIMENTALES

Capítulo V. Resultados Experimentales.

60

5.1 INTRODUCCIÓN

Con el objetivo de dar validez a los dos esquemas de observadores MRAS de

velocidad estudiados, en el presente capítulo se dan a conocer los resultados

experimentales de ambos observadores en el sistema de generación de velocidad

variable alimentando una carga aislada de la red. El control del sistema experimental se

implementó usando un Generador de Inducción Doblemente Alimentado de 2.5kW

accionado por una Máquina de Inducción Rotor Jaula de Ardilla. El sistema

experimental es el que se describió en el Capítulo II.

Se conectaron dos inversores PWM, uno al rotor del generador y otro al estator

de la máquina motriz. El inversor PWM conectado al rotor del generador es controlado

usando un PWM digital de 1KHz. Transductores de corriente y tensión se usaron para

medir las corrientes y tensiones de estator y rotor en el generador, respectivamente. Un

encoder de 10000 pulsos por revolución es usado para medir la velocidad rotacional y el

ángulo del rotor. La velocidad del encoder es utilizada solamente para propósitos de

comparación.

Los resultados aquí presentados corresponden al comportamiento del sistema

bajo condiciones de impactos de carga en el estator del generador, seguimiento de

velocidad del observador MRAS, operación Catching on the fly con activación

automática del control vectorial de corrientes de rotor en ejes d-q y de la corriente

magnetizante, error en la estimación de la posición del rotor, etc.

5.2 MRAS BASADO EN ESTIMACIÓN DE FLUJO DE ESTATOR

5.2.1 OPERACIÓN CATCHING ON THE FLY

La figura 5.1 muestra el desempeño del observador MRAS basado en la

estimación del flujo de estator, cuando se hace observación de velocidad al vuelo (u

operación Catching on the fly), que muestra las características a la partida y las de

convergencia del método. En 5.1a se puede ver la observación de velocidad rotacional


61

y en 5.1b el error en la posición. La velocidad real de la máquina es de 550(rpm). El

estimador converge en aproximadamente t=18(seg).

Figura 5.1 Operación Catching on the fly del observador MRAS.

a)Velocidades real y estimada, b)Error en la posición.

La figura 5.2 muestra la frecuencia de estator estimada (figura 5.2a) y la corriente

magnetizante, msi (figura 5.2b). El observador MRAS ha convergido después de

t=18(seg). Sin embargo, como se usa un filtro pasabajo en la estimación de frecuencia y

el algoritmo utiliza la estimación de esta frecuencia filtrada para decidir el momento en

que se realiza el control vectorial, el control de corrientes se habilita aproximadamente

en t=24(seg), cuando el error entre la frecuencia de estator de referencia y la frecuencia

estimada es de 0.5Hz. Esto se hace para asegurar que la estimación de velocidad está

estable antes de habilitar el control a lazo cerrado. La corriente magnetizante es

controlada con un ancho de banda de aproximadamente 1Hz, y la referencia es de 6.5A

al habilitar el control.


62

Figura 5.2 Operación Catching on the fly del observador MRAS y Control Vectorial.

a)Frecuencia de estator, b)Corriente de Magnetización.

La figura 5.3 muestra el control de las corrientes en ejes d-q para las mismas

condiciones de la figura 5.2. Cuando se habilita el control vectorial el control de

corriente en eje q es llevado a cero, de acuerdo a la consigna que fuerza la orientación

Figura 5.3 Operación Catching on the fly del observador MRAS y Control Vectorial.

a)Corriente de rotor en eje d, b)Corriente de rotor en eje q.


63

del sistema hacia la posición del vector de flujo de estator bajo la condición de vacío (es

decir, sin carga en el estator). La corriente en eje d sigue la referencia impuesta por la

salida del controlador PI de corriente magnetizante. Los lazos de control de estas

corrientes tienen un ancho de banda de aproximadamente 70Hz.

5.2.2 SEGUIMIENTO DE VELOCIDAD Y POSICIÓN

La figura 5.4a muestra la posición real del rotor y la posición estimada por el

observador MRAS, cuando la máquina gira a 630(rpm), aproximadamente. Como puede

observarse la estimación hecha por el observador MRAS, es muy buena, y por ende

existe una buena estimación y seguimiento de velocidad, como se puede apreciar en la

figura 5.5. La figura 5.4b muestra que el error entre la posición real medida por el

encoder y la posición estimada por el observador MRAS puede considerarse

despreciable, pues varía entre +0.5(Grados), cuando se está en estado estacionario

girando a la velocidad sincrónica.

Figura 5.4 a)Posición real y estimada a ωr=630(rpm)

b)Error de Posición a velocidad sincrónica.


64

La figura 5.5 muestra el desempeño del observador MRAS, basado en la

estimación del flujo de estator, cuando se hace un seguimiento de velocidad. Para esta

prueba se hizo variar la velocidad desde 650(rpm) a 1350(rpm), y luego desde

1350(rpm) a 650(rpm), en un rango de tiempo de 8(seg), aproximadamente (la

velocidad sincrónica es de 1000(rpm)). En las figuras 5.5a y 5.5b se muestran la

velocidad rotacional real, rω , y la velocidad rotacional estimada, rω . Los resultados

obtenidos demuestran el buen desempeño de este esquema de observador MRAS,

pues el error en la estimación es de +5(rpm) aproximadamente.

Figura 5.5 Seguimiento de velocidad con el observador MRAS. a)Desde 650(rpm) a 1350(rpm), b)Desde 1350(rpm) a 650(rpm).

5.2.3 IMPACTOS DE CARGA

A continuación se presentan los resultados obtenidos cuando el sistema es

sometido a perturbaciones durante variaciones de velocidad. Estas perturbaciones

corresponden a impactos de carga resistiva (banco de 1.6KW, 24Ω por fase, conectado

al estator del generador). Dicha carga es conectada y desconectada durante ascensos

y descensos de velocidad a través de la velocidad sincrónica.


65

La figura 5.6 muestra el seguimiento de velocidad y el error de velocidad. En la

figura 5.6a se muestran la velocidad rotacional real y la velocidad rotacional estimada

por el observador MRAS. La variación de velocidad va desde 650(rpm) a 1350(rpm),

durante 8(seg) aproximadamente. El seguimiento de velocidad llevado a cabo por el

observador es muy eficiente, aún frente al impacto de carga aplicado que provoca

solamente una pequeña sobreoscilación durante la conexión y desconexión de este. La

figura 5.6b confirma una vez más el buen desempeño del observador, mostrando que el

error de velocidad es prácticamente nulo. Los efectos de la conexión y desconexión de

la carga aumentan el error de velocidad máximo a +20(rpm) durante el transiente de

carga.

Figura 5.6 Observador MRAS sometido a variaciones de velocidad y perturbaciones.

a)Seguimiento de velocidad, b)Error de velocidad.

La figura 5.7 muestra el comportamiento de la corriente magnetizante y la

frecuencia de estator con el sistema sometido a las condiciones de la figura 5.6. La

corriente magnetizante, en la figura 5.7a, tiene una respuesta dinámica que se ve muy

poco afectada cuando se produce el impacto de carga, manteniéndose estable (la

corriente de referencia es de 6.5A). La figura 5.7b corresponde a la frecuencia de


66

estator estimada, la cual tiene una dinámica muy buena frente a la perturbación y a la

variación de velocidad.


a)Corriente de Magnetización, b)Frecuencia de Estator.

La figura 5.8 muestra las corrientes de estator y de rotor en ejes d-q. Las

corrientes de estator en ejes d-q, según la figura 5.8a, muestran muy buen

comportamiento frente al impacto de carga y como es de esperarse la corriente de

estator se ve reflejada solamente en la componente qsi pues la influencia de dsv es

pequeña. Las corrientes de rotor en ejes d-q, en la figura 5.8b, muestran que la

corriente en el eje d se mantiene constante según su referencia y muy poco afectada

por la conexión y desconexión del impacto de carga. Lo mismo ocurre con la corriente

en el eje q, la cual responde según el esquema de control vectorial implementado, para

mantener la orientación del sistema.


67


a)Corrientes de estator en ejes d-q, b)Corrientes de rotor en ejes d-q.

La figura 5.9a, describe como se comporta el sistema de control vectorial

sensorless con observador MRAS basado en la estimación de flujo de estator, cuando

se hace un seguimiento de velocidad desde 1350(rpm) a 650(rpm) y además se le

aplica un impacto de carga de 1.6KW aproximadamente. El error de velocidad (figura

5.9b) demuestra la robutez que un sistema de estas características demanda, ya que se

mantiene entorno a 0(rpm). El impacto de carga causa algunas oscilaciones entorno a

la velocidad sincrónica. A la velocidad sincrónica el sistema vuelve a estado

estacionario.

En la figura 5.10 se muestran la corriente magnetizante y la frecuencia de estator

estimada por de la ecuación (4.12), las cuales muestran una buena regulación frente a

estas condiciones de funcionamiento.


68




a)Corriente de Magnetización, b)Frecuencia de estator.

Las corrientes de estator y rotor en coordenas d-q, se muestran en la figura 5.11.

Ambas figuras, 5.11a y 5.11b, describen una buena dinámica y representan fielmente el


69

comportamiento del sistema cuando las condiciones de variación de velocidad e

impacto de carga se aplican.



5.3 MRAS BASADO EN ESTIMACIÓN DE CORRIENTE DE ROTOR

5.3.1 OPERACIÓN CATCHING ON THE FLY

La figura 5.12 muestra el comportamiento del observador MRAS basado en la

estimación de la corriente de rotor, durante el proceso de observación de convergencia

del estimador o estimación al vuelo de la velocidad (Catching on the fly). En 5.12a se

muestran la velocidad rotacional real y la velocidad rotacional estimada, cuando la

velocidad del generador es de 550(rpm). Para este caso se logra la convergencia del

observador MRAS, en aproximadamente t=17(seg), levemente más rápido que en el

caso del observador MRAS basado en la estimación de flujo de estator. Y en la figura

5.12b se puede ver el error de posición, bajo las mismas condiciones de la figura 5.12a.

Cuando se ha producido la convergencia del observador este error no varía más allá de

+1.0(Grados).


70

Figura 5.12 Operación Catching on the fly del observador MRAS.

a)Velocidades, real y estimada, b)Error en la posición.

La figura 5.13 muestra la estimación de la frecuencia de estator y el control de la

corriente magnetizante. En la figura 5.13a se observa que la estimación de la frecuencia

de estator también resulta ser bastante buena, con este esquema de observador

MRAS, convergiendo cuando el error entre ésta y la frecuencia de referencia (50Hz)

alcanza los 0.5Hz, y bajo observación al vuelo. Adicionalmente, en 5.13b aparece el

control de la corriente magnetizante, que se habilita en aproximadamente t=24(seg),

luego de que se ha producido la convergencia del observador y éste ya se encuentra en

estado estable. El lazo de control de la corriente magnetizante mantiene las

características en cuanto al ancho de banda se refiere y al valor de referencia impuesto.

En la figura 5.14 se muestran las corrientes de rotor en ejes d-q, cuyos lazos de

control son habilitados alrededor de t=24(seg), después de asegurar la condición de

estabilidad del observador MRAS. El control vectorial de las corrientes de rotor llevado a

cabo denota respuestas bastante satisfactorias. La corriente en eje d (figura 5.14a)

sigue la referencia proveniente de la salida del PI de corriente magnetizante, y la

corriente en eje q (figura 5.14b) se lleva a cero para mantener la consigna de


71

orientación del sistema. El ancho de banda de los controladores de corrientes de rotor

en ejes d y q, sigue siendo de 70Hz aproximadamente.

Figura 5.13 Operación Fly-Catching del observador MRAS y Control Vectorial de msi .

a)Frecuencia de estator, b)Corriente de Magnetización.

Figura 5.14 Operación Fly-Catching y Control Vectorial de Corrientes de Rotor.

a)Corriente de rotor en eje d, dri , b)Corriente de rotor en eje q, qri .


72

5.3.2 SEGUIMIENTO DE VELOCIDAD Y POSICIÓN

La figura 5.15 muestra la prueba de seguimiento de velocidad efectuada con este

modelo de observador MRAS. Como puede apreciarse el error entre la velocidad

rotacional real y la velocidad rotacional estimada es muy leve, lo cual hace pensar que

la posición del rotor está siendo muy bien estimada por el observador y que por lo tanto

el error entre la posición real y la posición estimada debe ser mínimo.

Figura 5.15 Seguimiento de velocidad con el observador MRAS. a)Desde 650(rpm) a 1350(rpm), b)Desde 1350(rpm) a 650(rpm).

En la figura 5.16 se entregan resultados de posición real y estimada (figura

5.16a) capturados con la máquina girando a 630 (rpm), y de error de posición cuando la

máquina está en estado estacionario girando a la velocidad sincrónica (figura 5.16b). El

seguimiento de la posición llevado a cabo por el observador MRAS es bastante bueno.

El error en la posición resulta como se esperaba, entre +1.0(Grados) como máximo,

dando así validez a los resultados entregados en la figura 5.15 en cuanto a seguimiento

de velocidad se refiere.


73

Figura 5.16 a)Posición real y estimada a ωr=630(rpm)

b)Error de Posición a velocidad sincrónica.

5.3.3 IMPACTOS DE CARGA

Para observar el funcionamiento del sistema con el esquema de observador

MRSA basado en la estimación de la corriente de rotor, frente a variaciones de

velocidad y perturbaciones en un momento dado, se sometió este a impactos de carga

similares a los descritos en la sección 5.2.3 y bajo condiciones similares en cuanto a

variaciones de velocidad se refiere.

En la figura 5.17a se presentan las respuestas de velocidad rotacional real y

velocidad rotacional estimada, obtenidas cuando en una variación de velocidad a través

de la velocidad sincrónica, desde 650(rpm) a 1350(rpm), se produce una perturbación.

En 5.17b, por otra parte, se muestra el error de velocidad frente a esta condición

corroborando el buen funcionamiento del sistema. El sistema demuestra ser muy

robusto, ya que la perturbación a la que es sometido no presenta mayores

complicaciones en su desempeño. El seguimiento de velocidad es muy preciso,

produciéndose un sobreimpulso de +25(rpm) aproximadamente durante la conexión y

desconexión del banco resistivo.


74

Figura 5.17 Observador MRAS sometido a variación de velocidad y perturbaciones.


La figura 5.18 muestra la repuesta de la corriente magnetizante y de la

frecuencia de estator estimada, cuando se producen la conexión y desconexión de la

carga en el estator del generador.


a)Corriente de Magnetización, b)Frecuencia de estator estimada.


75

La respuesta del control de corriente magnetizante, en la figura 5.18a, se

muestra estable durante la presencia de la perturbación generada. Lo mismo sucede

con la estimación de la frecuencia de estator, y que además sólo es levemente afectada

en los instántes de conexión y desconexión de la carga.

La figura 5.19 muestra las corrientes de estator y rotor en ejes d-q. La figura

5.19a, muestra las corrientes de estator. La componente de corriente en el eje q, qsi ,

durante el momento en que la carga se encuentra conectada, alcanza a –5A

aproximadamente. En la figura 5.19b se muestran las corrientes de rotor, y según (3.21)

qri se traduce en una corriente de rotor multiplicada por el factor s

o

LL

− lo que una vez

más demuestra que la orientación del sistema se mantiene y que el control vectorial

responde bastante bien frente a este tipo de condiciones.



En la figura 5.20a podemos apreciar el seguimiento de velocidad del sistema de

control vectorial sensorless cuando se produce una variación de velocidad desde


76

1350(rpm) a 650(rpm) y con un impacto de carga en medio de esta variación. La

desaceleración delm sistema es de aproximadamente 85(rpm/seg).

La figura 5.20b muestra el error de velocidad frente a las condiciones descritas

para la figura 5.20a, confirmando una vez más el buen comportamiento del sistema

cuando opera sin sensor de posición. Este error se mantiene en aproximadamente

0(rpm) con alguna oscilación provocada por el transitorio, durante la variación de la

velocidad y además presenta una sobreoscilación cuando el impacto de carga es

aplicado.



La figura 5.21 muestra la corriente magnetizante y la frecuencia de estator

estimada, cuando se produce una variación de velocidad en descenso a través de la

velocidad sincrónica.

Ambas respuestas dinámicas son satisfactorias, pués responden a las

expectativas del esquema de control vectorial sensorless diseñado e implementado.


77


a)Corriente de Magnetización, b)Frecuencia de estator estimada.

La figura 5.22 finalmente presenta el desempeño de las corrientes de estator y

rotor en ejes d-q, para el nuevo observador MRAS implementado para el control

vectorial sensorless del sistema.

Figura 5.22 Observador MRAS sometido a variación de velocidad y perturbaciones. a)Corrientes de estator en ejes d-q, b)Corrientes de rotor en ejes d-q.


78

Otra vez la dinámica de las corrientes de estator se presenta muy de acuerdo

con el esquema de control vectorial presentado y que en condiciones de carga refleja su

comportamiento a través de la corriente en eje q (figura 5.22a). Las corrientes de rotor

en ejes d-q presentan una regulación bastante buena aún para este impacto de carga

relativamente grande.

CAPÍTULO VI

CONCLUSIONES

Capítulo VI. Conclusiones.

80

Esta tesis ha presentado esquemas de Control Vectorial Sensorless para

Generadores de Inducción de Doble Excitación (DFIG) alimentado una carga asilada en

la modalidad stand-alone, utilizando dos tipos de observadores MRAS: uno basado en

la estimación del flujo de estator y el otro basado en la estimación de la corriente de

rotor. El control del DFIG se lleva a cabo utilizando técnicas de control vectorial con

algoritmos de control implementados en un Procesador Digital de Señales, DSP. El

generador es accionado por una Máquina de Inducción Rotor Jaula de Ardilla acoplada

a su eje, y cuya velocidad es ajustada por el usuario. La operación del generador con

estrategia sensorless ha sido verificada tanto en velocidad supersincrónica, sincrónica y

subsincrónica

El funcionamiento de la plataforma basada en un DSP, para controlar el sistema

motor-generador, ha dejado entrever las grandes ventajas que entregan este tipo de

procesadores en la implementación de sistemas que trabajan en tiempo real. También

cabe resaltar la simpleza de su programación. El lenguaje C, utilizado para el desarrollo

de este tipo de algoritmos de control es muy amistoso para el usuario y de fácil

comprensión. Junto con esto también pueden usarse otros lenguajes de programación

para la creación de interfaces desde donde el usuario pueda controlar por teclado el

sistema, tal como es el caso de la interfaz diseñada en esta tesis que utiliza Visual

Basic.

El sistema de control ha demostrado ser lo suficientemente robusto desde el

punto de vista de las protecciones implementadas.

La modelación de la Máquina de Inducción de Rotor Bobinado ha permitido el

diseño de los lazos de control de corrientes en ejes d-q y de corriente magnetizante,

lográndose obtener para ello funciones de transferencia de sus plantas desacopladas y

lineales.

La técnica de Control Vectorial utilizada está basada en la orientación indirecta

del sistema de referencia d-q, hacia la posición del vector de flujo de estator, el cual es

obtenido a partir de la corriente y tensión de estator en ejes d-q. Las tensiones de

Capítulo VI. Conclusiones.

81

referencia para el PWM son demoduladas usando el ángulo de deslizamiento obtenido

a partir de la estimación de velocidad, al igual que las transformaciones de corrientes de

rotor.

Tanto el control de corriente magnetizante, como de las corrientes de rotor han

mostrado la dinámica esperada de acuerdo a las características de diseño, aún

existiendo contaminación armónica generada por los inversores, ya sea usando la

posición del rotor medida por el sensor encoder o la estimada por los observadores

MRAS implementados.

El desempeño de ambos observadores MRAS en estado estacionario y

transiente ha sido verificado experimentalmente tanto a velocidad sincrónica, sub y

super sincrónica, con impactos de carga, observación de velocidad al vuelo o catching

on the fly, y seguimiento de velocidad transiente, entregando excelentes resultados.

Para evaluar en más detalle las bondades de cada método es necesario realizar

mayores estudios que involucren el efecto de variación de parámetros en la estimación

de velocidad y posición, y estudiar la operación del esquema sensorless en sistemas

conectados a una red. Sin embargo esto está fuera del alcance de estas tesis y

corresponde a futuras investigaciones que se pueden llevar a cabo en el sistema

implementado.

Por último cabe señalar que el esquema sensorless presentado en esta tesis

puede ser utilizado en cualquier esquema de generación de velocidad variable, ya sea

utilizando energías alternativas, como la eólica, o en sistemas de generación del tipo

diesel de operación a velocidad variable.

Referencias.

82

REFERENCIAS

[1] Máquina de Inducción de Rotor Bobinado, Dirección en Internet

http://www.mty.itesm.mx/decic/deptos/ie/index.htm.

[2] Cartes P. Jaime, “CONTROL VECTORIAL DE UN GENERADOR DE

INDUCCIÓN DE DOBLE EXCITACIÓN”, Trabajo de Titulación presentado en

conformidad a los requisitos para obtener el Título de Ingeniero Civil en

Electricidad, Universidad de Magallanes, Marzo 2003.

[3] Apunte pdf, “Voltage Transposer Data ”, Control Solutions Limited.

[4] Horowitz Paul, Hill Winfield and, “NOISE REDUCTION TECHNICS IN

ELECTRONICS SYSTEMS”, John Wiley & Sons, 1976.

[5] Pérez U. Marcelo, “CONTROL DE UN MOTOR DE INDUCCIÓN BASADO EN

UN SISTEMA DSP”, Trabajo de Titulación presentado en conformidad a los

requisitos para obtener el Título de Ingeniero Civil en Electricidad, Universidad de

Magallanes, 2003.

[6] Peña G. Rubén, “VECTOR CONTROL STRATEGIES FOR A DOUBLY-FED

INDUCTION GENERATOR DRIVEN BY A WIND TURBINE”, Thesis submitted to

the University of Nottingham for the degree of Doctor of Philosophy, March 1996.

[7] Peña G. Rubén, Asher Greg M., Clare Jon C., “A DOUBLY-FED INDUCTION

GENERATOR USING BACK TO BACK PWM CONVERTERS SUPPLYING AN

ISOLATED LOAD FROM A VARIABLE SPEED WIND TURBINE”, IEEE

Proceeding part B (Electric Power and Applications), pp. 380-387, September

1996.

[8] Rabelo B., Hofman, W.,”CONTROL OF AN OPTIMIZED POWER FLOW IN WIND

POWER PLANTS WITH DOUBLY-FED INDUCTION GENERATORS”,

Proceeding of Power Electronics Specialist Conference, PESC03, pp.1563-1568,

June 2003.

Referencias.

83

[9] Holtz Joachim, “METHODS FOR SPEED SENSORLESS CONTROL OF AC

DRIVES”, IEEE Pres Book, 1996.

[10] C. Shauder, “ADAPTIVE SPEED IDENTIFICATION FOR VECTOR CONTROL

OF INDUCTIONS MOTORS WITHOUT ROTATIONAL TRANSDUCERS”, IEEE

Transactions on Industry Applications, Vol. 28, Nr. 5, pp. 1054-1061, October

1992.

[11] Blasco-Gimenez R., Asher G.M. and Summer M., “DYNAMIC PERFORMANCE

LIMITATIONS FOR MRAS BASED SENSORLESS INDUCTION MOTORS

DRIVES, Part 1: STABILITY ANALYSIS FOR THE CLOSED LOOP DRIVE”,

Proc. IEE Part B, pp. 113-122, March 1996.

[12] L. Morel, H. Godfroid, A. Mirzaian, J.M. Kauffmann,”DOUBLY-FED INDUCTION

MACHINE: CONVERTER OPTIMISATION AND FIELD ORIENTED CONTROL

WITHOUT POSITION SENSOR”, IEE Proc. Electr. Power Appl. Vol 145, Nr. 4,

pp. 360-368, July 1998.

[13] X. Xu, D. Novotony, ”IMPLEMENTATION OF DIRECT STATOR FLUX

ORIENTATION CONTROL ON A VERSATILE DSP SYSTEM”, Proceeding of the

IEEE Trans. On Ind. Applications, Vol 27, Nr. 4, pp. 694-700, 1991.

[14] Peña G. Rubén, Apuntes Clases de Control Vectorial, Universidad de

Magallanes.

[15] Apuntes Control Vectorial, Universidad Técnica Federico Santa María.

[16] Fitzgerald A. E., “MÁQUINAS ELÉCTRICAS”, 1992. Quinta Edición. McGraw Hill.

[17] Chapman Stephen J., “MÁQUINAS ELÉCTRICAS”, 1999. Tercera Edición.

McGraw Hill.

[18] N. Mohan, M.T.M. Underland y W. Robbins, “POWER ELECTRONICS:

Converters Applications and Design”, 1989. John Wiley & Sons, Inc..

[19] Apunte pdf, Signalogic Inc., “PC31 Hardware Manual” Rev-3.00.

[20] Chicao O. Juan C., “CONTROL VECTORIAL SENSORLESS EMPLEANDO

SISTEMA ADAPTIVO POR MODELO DE REFERENCIA”, Tesis de Titulación

Referencias.

84

presentada en conformidad a los requisitos para obtener el Título de Ingeniero

Civil en Electricidad, Universidad de Magallanes, 2002.

APÉNDICE A

ECUACIONES DINÁMICAS Y TRANSFORMACIONES

Apéndice A. Ecuaciones Dinámicas y Transformaciones.

87

A.1 ECUACIONES DINÁMICAS DE UNA MÁQUINA DE INDUCCIÓN

A.1.1 FLUJOS DE LA MÁQUINA

Considerando el bobinado trifásico de estator de una máquina de inducción de

dos polos como lo muestra la figura A.1-a (el análisis es general para una máquina de p

polos), la distribución de flujo en el entrehierro, gB , de un par de bobinas de fase AA’ es

tal como se muestra en la figura A.1-b.

Figura A.1: Diagrama de una máquina de Inducción: a) Distribución de bobinas en el estator, b) Distribución de Flujo en el entrehierro.

El flujo enlazado por las bobinas AA’, asΨ , es:

( ) θldrθBNsdBNΨ 2π

2π- gaaas ∫∫ =⋅= (A-1)

Este flujo enlazado es físicamente una cantidad escalar. Si esto se representa en

un diagrama vectorial en la dirección de la máxima densidad de flujo en el entrehierro,

entonces se obtiene que el flujo enlazado por la bobina AA’ puede ser representado por

un número complejo o vector, 0jasas eΨ0jΨ =+ , como se aprecia en la Figura A.2-a.

Para las bobinas BB’ y CC’ desplazadas por 120º y 240º, los flujos enlazados bsas Ψ,Ψ

son representados por 3π2

j

bseΨ y 3π4

j

cseΨ , respectivamente, como se muestra en la figura

A.2-b y figura A.2-c.


88

Figura A.2: Diagrama de flujos en una máquina de Inducción:

a) Flujo asΨ , b) Flujo bsΨ , c) Flujo csΨ .

De esta forma el flujo resultante puede ser obtenido como:

3π4j

cs3π2j

bsass e)t(Ψe)t(Ψ)t(Ψ)t(Ψ ++= (A-2)

La ecuación (A-2) se representa al vector de flujo de estator.

Si las corrientes, ( )tias , ( )tibs e ( )tics son equilibradas y senoidales, entonces

( )tΨs se reduce a teωjeΨ s , donde eω es la frecuencia de excitación.

Considerando la inductancia propia por fase, sL y reescribiendo, assas iLΨ = ,

bssbs iLΨ = , csscs iLΨ = , entonces (A-2) se transforma en:

++= 3

π4jc

3π2j

bass e)t(ie)t(i)t(iL)t(Ψ (A-3)

y

( )tiL)t(Ψ sss = (A-4)

)t(is es el vector de corriente de estator.

Considerando ahora que la corriente y el flujo son representados por vectores y

que el flujo es producido por un grupo de tres bobinas, entonces es posible producir un

par de bobinas equivalentes desplazadas 90º que puedan ser capaces de producir el

mismo flujo y en la misma dirección.


89

Este grupo artificial de dos bobinas, denominadas α y β , son el equivalente al

sistema de tres bobinas. Así entonces se puede definir:

sβsαs jΨΨ)t(Ψ += (A-5)

sβsαs iji)t(i += (A-6)

Así sαi e sβi son el equivalente de dos corrientes aplicadas al sistema espacial fijo

de dos bobinas, para alcanzar el mismo flujo que produce la corriente trifásica aplicada

a las tres bobinas. El equivalente bifásico de las corrientes instantáneas trifásicas puede

ser encontrado evaluando la parte imaginaria y real en (A-3).

)t(i

23)t(i

23)t(i

)t(i21)t(i

21)t(i)t(i

cbsβ

cbasα

−=

−−=

(A-7)

Entonces desde la ecuación (A-4) se puede definir:

sβssβ

sαssα

iLΨiLΨ

==

(A-8)

El vector de flujo, )t(Ψ s , siempre se mueve de forma relativa con respecto al

rotor, donde las corrientes de rotor producen un flujo, )t(Ψ r . Durante operación en

estado estacionario, )t(Ψ r rota relativamente con respecto al rotor a la velocidad

angular de deslizamiento, resl ωωω −= . Durante la operación en estado transiente, slω ,

eω y rω no son constantes y la velocidad angular de )t(Ψ r , relativa al estator, está

fuera de sincronismo.

Al igual que en el caso del vector de flujo de estator, es posible crear un grupo de

dos bobinas de rotor que produzcan el flujo total, )t(Ψ r . De esta manera se define:

( ) rrrβrαrr iLijiLΨ =+= (A-9)


90

De esta forma ahora existen dos bobinas en el rotor que rotan con una velocidad

instantánea, rω con respecto a las bobinas α y β de estator. La figura A.3 muestra un

diagrama en que se representa esta afirmación.

Figura A.3: Esquema de las bobinas, αβ , de estator y rotor.

La posición instantánea del sistema de rotor αβ relativo al sistema de estator αβ ,

es denotada por ε donde dtεdωr = y or εtωε += (para una Máquina de Inducción Jaula

de Ardilla, 0εo = ).

A.1.2 TENSIONES DE LA MÁQUINA

La tensión en el par de bobinas de estator para cualquier instante es:

sβsβssβ

sαsαssα

ΨdtdiRv

ΨdtdiRv

+=

+= (A-10)

Introduciendo el vector de tensión de estator, sv :

( )ssss ΨdtdiRv += (A-11)

Donde sR es la resistencia de las bobinas de estator αβ . El vector sv esta relacionado

con la tensión trifásica de estator por:

3π4j

cs3π2j

bsass evevvv ++= (A-12)


91

Para el caso del rotor:

( )rrrr ΨdtdiRv += (A-13)

Introduciendo en (A-4) y en (A-9) el flujo mutuo producido por la influencia del flujo de

estator sobre el de rotor y viceversa, obtenemos las expresiones para el flujo total

enlazado por las bobinas de rotor y estator como:

jεrmsss eiLiLΨ += (A-14)

jεsmrrr eiLiLΨ −+= (A-15)

Sustituyendo (A-14) y (A-15) en (A-11) y (A-13) obtenemos:

( )dteid

Ldtid

LiRvjε

rm

sssss ++= (A-16)

( )dteid

Ldtid

LiRvjε-

sm

rrrrr ++= (A-17)

Incorporando ahora un sistema de referencia rotatorio d-q, tal como el que muestra la

figura A.4, y que gira a la velocidad sincrónica, eω , se tiene:

Figura A.4: Diagrama de los Sistemas de Referencia αβ y dq.

γjss evv' −= (A-18)

γjss eii' −= (A-19)


92

( )ε-γjrr evv' −= (A-20)

( )ε-γjrr eii' −= (A-21)

Multiplicando la ecuación (A-16) por γje− , se tiene:

( ) ( ) γjεjrms

γjs

γjss

γjs eei

dtdLi

dtdeLeiRev −−−− ++= (A-22)

Usando el hecho que:

( ) ( ) ( ) ( ) ( )sγjγj

ssγjγj

sγj

s idtdeγj

dtdeii

dtdee

dtdiei

dtd −−−−− +−=+= (A-23)

Y como:

( ) eωjγjdtd

−=− (A-24)

Entonces:

( ) ( ) γjss

γjss

γj eiωjeidtdi

dtde −−− += (A-25)

Además se tiene que:

( )( ) ( ) ( ) ( ) ( )rγjγj

rγjεj

rεj

rγjεγj

r idtdeγj

dtdeiγj

dtdeeiei

dtdeei

dtd −−−−−−−− +−=−+= (A-26)

( ) ( )( ) ( )εγjrs

εγjr

εjr

γj eiωjeidtdei

dtde −−−−−− += (A-27)

Sustituyendo (A-25) y (A-27) en (A-22):

( ) ( )( ) ( )εγjrms

εγjrm

γjsss

γjss

γjss

γjs eiLωjei

dtdLeiLωjei

dtdLeiRev −−−−−−−− ++++= (A-28)

Empleando las ecuaciones (A-18) a (A-21), se tiene:

( ) ( ) rmsrmssssssss i'Lωji'dtdLi'Lωji'

dtdLi'Rv' ++++= (A-29)

De igual modo, multiplicando la ecuación (A-17) por ( )εγje −− , se tiene:

( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )ε-γjεjsm

ε-γjrr

ε-γjrr

ε-γjr eei

dtdLei

dtdLeiRev −−−−− ++= (A-30)

Como:


93

( )( ) ( ) ( ) ( ) ( )( )εγjdtdeii

dtdeei

dtd ε-γj

rrε-γjε-γj

r −−+= −−− (A-31)

y

( )( ) slωjεγjdtd

−=−− (A-32)

entonces:

( ) ( ) ( )( ) ( )ε-γjrsl

ε-γjrr

ε-γj eiωjeidtdi

dtde −−− += (A-33)

Además:

( ) ( )( ) ( ) ( ) ( ) ( )( )εγjdtdeeiei

dtdeeei

dtdei

dtd ε-γjεj

sεj

sε-γjεjε-γj

sγj

s −−+== −−−−−−− (A-34)

( ) ( ) ( ) εjssl

γjs

εjs

ε-γj eiωjeidtdei

dtde −−−− += (A-35)

Sustituyendo (A31) y (A-32) en (A-30), se tiene:

( ) ( ) ( )( ) ( ) ( ) γjsmsl

γjsm

ε-γjrrsl

ε-γjrr

ε-γjrr

ε-γjr eiLωjei

dtdLeiLωjei

dtdLeiRev −−−−−− ++++= (A-36)

Empleando las ecuaciones (A-18) a (A-21), se tiene:

( ) ( ) smslsmrrslrrrrr i'Lωji'dtdLi'Lωji'

dtdLi'Rv' ++++= (A-37)

De igual modo para los flujos, multiplicando (A-14) por γje− , se tiene:

( )εγjrm

γjss

γjs eiLeiLeΨ −−−− += (A-38)

rmsss i'Li'LΨ' += (A-39)

Multiplicando (A-15) por ( )εγje −− , se tiene:

smrrr i'Li'LΨ' += (A-40)

De esta manera empleando el hecho de que:

qsdsγj

ss jvvevv' +== − (A-41)


94

y de que esta relación se cumple igual para la tensión de rotor, corriente de estator y

corriente de rotor, podemos expresar las ecuaciones dinámicas para la Máquina de

Inducción en un sistema de referencia rotatorio dq, como:

( ) qrmsdrmqsssdsssds iLωsiLiLωisLRv −+−+= (A-42)

( ) qrmdrmsqsssdsssqs siLiLωisLRiLωv ++++= (A-43)

( ) qrrsldrrrqsmsldsmdr iLωisLRiLωsiLv −++−= (A-44)

( ) qrrrdrrslqsmdsmslqr isLRiLωsiLiLωv ++++= (A-45)

Para el caso de los flujos empleamos las relaciones:

qsdsγj

ss ΨjΨeΨΨ' +== − (A-46)

( )qrdr

ε-γjrr ΨjΨeΨΨ' +== − (A-47)

Así las relaciones de flujo de estator y rotor en ejes dq son:

drmdssds iLiLΨ += (A-48)

qrmqssqs iLiLΨ += (A-49)

drrdsmdr iLiLΨ += (A-50)

qrrqsmqr iLiLΨ += (A-51)

A.1.3 TORQUE DE LA MÁQUINA

El torque en una bobina está dado por ( )θsenΨIT = , donde θ es el ángulo entre

el flujo Ψ y el eje de la bobina. Si se expresa la corriente como un vector y se considera

θ como el ángulo entre los dos vectores I y Ψ , entonces:

( ) ( ) *

*

ΨIeθsenΨI

ΨImθcosΨI

ℜ=

ℑ=

Donde * denota el complejo conjugado.

Si I representa a si y Ψ a jεrm eiL (el único flujo externo que enlaza las bobinas de

estator), entonces el torque puede escribirse como:


95

( ) *jεrsm eiimLT ℑ= (A-52)

Sin embargo esta expresión aún esta incompleta, pues es necesario tener presente que

el ángulo θ está en radianes mecánicos y ε en radianes eléctricos, por lo que es

necesario multiplicar por p/2, donde p es el número de pares de polos. Además existe

una constante K debido a la transformación entre el sistema trifásico y el bifásico, ya

que no existe conservación de energía. Así la expresión final para el torque es:

( ) *jεrsm eiimL

2pKT ℑ= (A-53)

A.2 TRANSFORMACIÓN DE LOS SISTEMAS DE REFERENCIA

Las Transformaciones para pasar desde el Sistema de referencia estacionario

trifásico, abc al sistema de referencia estacionario bifásico, αβ son:

Para las tensiones:

bcβ

bcabα

v23v

v23v3v

=

+=

Y para las corrientes:

( )cbβ

aα

ii23i

i23i

−=

=

Para pasar desde el Sistema de referencia, αβ al sistema de referencia rotatorio

dq, las transformaciones utilizadas son:

Para las tensiones (y corrientes):

( ) ( )( )

( ) ( )( )θsenvθcosvk1v

θensvθcosvk1v

αβq

βαd

+=

+=


96

donde θ , es la posición angular del sistema de referencia. El factor de escala k es

introducido para que las variables dq estén en escala de amplitud con las cantidades

RMS por fase. De esta forma:

Para las tensiones:

223k = , para conexión en delta.

623k = , para conexión en estrella.

Para las corrientes:

223k = , para conexión en estrella.

623k = , para conexión en delta.

APÉNDICE B

MODULACIÓN POR ANCHO DE PULSO (PWM)

Apéndice B. Modulación por Ancho de Pulso PWM.

98

B.1 MODULACIÓN POR ANCHO DE PULSO (PWM)

La modulación por ancho de pulso (Pulse Width Modulated) es el proceso

mediante el cual se modifica el ancho de una secuencia de pulsos, en proporción

directa a una señal de control; cuanto más grande sea la tensión de control, más

amplios serán los anchos de pulsos resultantes.

Con el fin de producir una señal senoidal a una frecuencia deseada, el PWM es

generado al comparar una señal triangular de frecuencia sf , generalmente constante,

con una señal de control senoidal de frecuencia 1f ( 1f , es también denominada

frecuencia modulante). La frecuencia sf establece la frecuencia con que los

dispositivos semiconductores, en este caso transistores, son conmutados ( sf , se

denomina también frecuencia de la portadora). La señal de control se utiliza para

modular la relación de cambio de los anchos de los pulsos. La relación existente entre

la amplitud de cada señal se denomina relación de modulación de amplitud, y se define

como:

triangular

controla V

Vm = (B-1)

Donde controlV es la amplitud máxima de la tensión modulante y triangularV la amplitud de la

señal triangular que es generalmente mantenida constante. También am se denomina

índice de modulación y se denota por m .

La relación de modulación de frecuencia se define como:

1

sf f

fm = (B-2)

Donde sf es la frecuencia de la señal triangular y 1f es la frecuencia de la señal

modulante. Esta relación también se designa simplemente por p.

La figura B.1 muestra la relación entre la amplitud de la fundamental de salida del

PWM ( )1AoV y el índice de modulación, am ; donde dV es la tensión en el enlace DC.


99

Cuando am <1.0, sé esta operando en una rango lineal de PWM; al existir una

relación am >1.0 sé esta en presencia de una sobremodulación y los pulsos son cada

vez más anchos, produciéndose el fenómeno conocido como “Pulse Dropping”,

llegando a formarse una onda cuadrada para un am >3.24, como puede observarse en

la figura B.2.

Figura B.1: Variación de la Relación de modulación, am .

Los armónicos generados por el PWM aparecen como bandas laterales,

alrededor de fm y sus múltiplos ( fff m3,m2,m , etc.), siempre que se mantenga en el

rango lineal de am . Teóricamente las frecuencias armónicas pueden indicarse como:

( ) 1fh fkjmf ±= (B-3)

donde hf es la frecuencia armónica de orden h correspondiente a la k-ésima banda

lateral de la j-ésima relación de modulación fm . El orden de las armónicas h está, por lo

tanto dado por:

kjmh f ±= (B-4)


100

Donde la frecuencia fundamental corresponde a h=1. Para valores impares de j, los

armónicos existen sólo para valores pares de k. Para valores pares de j, los armónicos

existen únicamente para valores impares de k. En la tabla B.1 se muestran los

armónicos normalizados en función de la relación am , suponiendo fm >9.

Figura B.2: PWM: a) en el rango lineal; (b) Sobremodulación;

(c) Onda Cuadrada; (d) Onda cuadrada con am =8.

h \ ma 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 1, (fundamental) 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 mf 1.242 1.15 1.006 0.818 0.601 mf+2 0.016 0.061 0.131 0.220 0.318 mf+4 0.018 2mf+1 0.190 0.326 0.370 0.314 0.181 2mf+3 0.024 0.071 0.139 0.212 2mf+5 0.013 0.033 3mf 0.335 0.123 0.083 0.171 0.113 3mf+2 0.044 0.139 0.203 0.176 0.062 3mf+4 0.012 0.047 0.104 0.157 3mf+6 0.016 0.044 4mf+1 0.163 0.157 0.008 0.105 0.068 4mf+3 0.012 0.070 0.132 0.115 0.009 4mf+5 0.034 0.084 0.119 4mf+7 0.017 0.050

Tabla B.1: Armónicos generalizados para la tensión producida por un PWM.


101

B.1.1 PWM SÍNCRONO

Un PWM es síncrono cuando la relación de modulación de frecuencia fm es un

valor entero (múltiplo de 3 para el caso de trifásico). Ejemplo sf =15, 21, 36, 60 * 1f .

La razón para la utilización de este PWM es que no existen subarmónicos de la

frecuencia fundamental.

Los armónicos generados por este PWM se pueden observar en la figura B.3a.

B.1.2 PWM ASÍNCRONO

El PWM asíncrono se obtiene al tener un fm que no es entero. Este PWM

genera subarmónicos de la frecuencia fundamental. Puede ser usado cuando la

frecuencia de la onda triangular se conserva constante y la frecuencia de controlV varía.

Sin embargo, si se alimenta una carga, tal como un motor AC, los subarmónicos en la

frecuencia cero o cerca de cero, aunque pequeños en amplitud, resultarán en corrientes

grandes altamente indeseables. El espectro armónico para este PWM se muestra en la

figura B.3b.

Figura B.3: Espectro armónico generado: (a) PWM Síncrono; (b) PWM Asíncrono.


102

Además de ello, existen formas de generar el PWM, ya sea síncrono o asíncrono,

esto puede hacerse mediante:

1.- Muestreo Natural (Natural Sampling),

2.- Muestreo Regular Simétrico (Symmetric Regular Sampling),

3.- Muestreo Regular Asimétrico (Assymmetric Regular Sampling); entre otras.

B.1.3 MUESTREO NATURAL

Es el caso más simple, se utiliza cuando la implementación es analógica, y

consiste en la simple comparación de una onda triangular y una senoidal mediante el

uso de comparadores. Este tipo de generación de PWM se ilustra en la figura B.4.

Figura B.4: Formas de ondas para un PWM con Muestreo Natural (Natural Sampling).

Puede demostrarse que el tiempo de duración del pulso pt es:

( ) ( )( )

++=−= 21

as12p tωsentωsen

2m

12t

ttt (B-5)

Debido a que los tiempos 1t y 2t no son posibles de calcular en tiempo real, es

que no se puede implementar este método en un microprocesador.


103

B.1.4 MUESTREO REGULAR SIMÉTRICO

Este método es utilizado cuando la implementación es digital, con

microprocesador; y de allí su nombre de Muestreo Regular, ya que el muestreo de la

señal modulante se realiza de forma regular cada st y el pulso resultante es simétrico a

2ts . La figura B.5 muestra las formas de onda de una fase para un PWM de muestreo

regular simétrico (regular sampling symmetric PWM).

Figura B.5: Formas de onda para un PWM con Muestreo Regular Simétrico

(Symmetric Regular Sampling).

De la figura B.5, se puede demostrar que:

( )( )

+=−= 1

as23p tωsen

2m

12t

ttt (B-6)

2t

2t

t ps2 −= (B-7)

Después de cada interrupción se calcula 2t =tiempo de transición y pt = tiempo para la

siguiente transición.


104

B.1.5 MUESTREO REGULAR ASIMÉTRICO

Este método es similar al anterior. Su tiempo de muestreo es de 2ts , y el pulso no

es simétrico respecto de 2ts . Presenta un mejor contenido armónico que el muestreo

simétrico para una misma frecuencia portadora, por el hecho de que muestrea cada 2ts

y por lo tanto la señal modulante es más aproximada que en el caso del muestreo

simétrico. La figura B.6 muestra las formas de onda para una fase de este tipo de PWM.

Figura B.6: Formas de onda para un PWM con Muestreo Regular Asincrónico

(Assymmetric Regular Sampling).

De la figura B.6 se puede demostrar que:

( )[ ]kas

k tωsenm14t

t −= (B-8)

( )[ ]1kas

1k tωsenm14t

t ++ += (B-9)

Donde kt y 1kt + son los tiempos a las siguientes transiciones, correspondientes a los

instantes de muestreo k y k+1 respectivamente


105

B.2 IMPLEMENTACIÓN DIGITAL DE PWM

La forma de realizar un PWM en forma digital en el presente trabajo, después de

haber calculado los tiempos por un procesador digital de señales, DSP, se lleva a cabo

aprovechando las características de un flip-flop tipo T, que cambia de estado en los

flancos de subida de la señal de reloj. Mediante un contador se cambia la señal de reloj

permitiendo la conmutación del flip-flop, generando el ancho del pulso. Esto se puede

apreciar más claramente en la figura B.7. Los tiempos son calculados por el procesador

y luego son cargados en el contador.

Figura B.7: Pulsos del contador y salida del flip-flop.

Los tiempos 1t y 2t son los finales de la cuenta del contador y en donde se producen

los flancos de subida provocando el cambio de estado del flip-flop. El tiempo pt es el

comienzo del conteo.

APÉNDICE C

GENERADORES DE ENERGÍA ELÉCTRICA

Apéndice C. Generadores de Energía Eléctrica.

107

C.1 GENERADORES DE ENERGÍA ELÉCTRICA

El generador eléctrico es un componente muy importante en equipo de

generación eléctrica ya que es quien suministra la energía eléctrica a una carga trans

formandola en energía mecánica en el eje del generador. Sin lugar a dudas existen en

la actualidad diferentes tipos de máquinas eléctricas esta conversión de energía.

En general estas máquinas eléctricas se pueden clasificar en tres tipos de

generadores eléctricos rotatorios: Generadores de Corriente Alterna, Generadores de

Inducción de Corriente Alterna y Generadores de Corriente Contínua [3,4].

Los generadores sincrónicos son los de mayor utilización debido a su sistema de

excitación, en cambio, los generadores de corriente contínua han sido reemplazados

casi completo por generadores de corriente alterna (o de inducción) y rectificadores

estáticos de silicio [5].

C.1.1 GENERADORES DC O DE CORRIENTE CONTÍNUA

La característica principal de este tipo de generador es que es simple de

controlar comparado con las máquinas de corriente alterna o CA. Adicionalmente su

eficiencia es buena. También pueden usarse conversores DC/AC de línea conmutada

relativamente baratos para conectarlo a la red de alimentación trifásica. Sin embargo,

estos conversores absorben potencia reactiva desde la red de alimentación e inyectan

armónicos en el sistema. Esto se puede evitar usando conversores de conmutación

forzada pero se pierde la ventaja comparativa de la electrónica de potencia, que es más

barata. El alto costo de la máquina y la necesidad del mantenimiento limitan el uso de

esta máquina.

Los Generadores DC no poseen diferencia real con el Motor DC, excepto por su

flujo de potencia. Existen 5 Tipos de generadores DC, clasificados de acuerdo con la

manera de producir su flujo de campo:


108

1. Generador de Excitación Separada. En un generador de excitación

separada, el flujo de campo se obtiene de una fuente de potencia separada

del generador en sí mismo.

2. Generador en Derivación. En un generador en derivación, el flujo de

campo se obtiene conectando el circuito de campo directamente a través de

los terminales del generador.

3. Generador Serie. En un generador serie, el flujo de campo se produce

conectando el circuito de campo en serie con el inducido del generador.

4. Generador Compuesto Acumulativo. En un generador compuesto

acumulativo están presentes tanto un campo en derivación como un campo

en serie, y sus efectos son aditivos.

5. Generador Compuesto Diferencial. En un generador compuesto

diferencial están presentes tanto un campo en derivación como un campo

serie, pero sus efectos se restan.

Estos tipos de generadores DC difieren en sus características en terminales

(tensión-corriente) y, por tanto, en las aplicaciones para las cuales son adecuados.

Figura C.1: Circuito equivalente simplificado de un Generador DC, en que RF combina las resistencias de las bobinas de

campo y del control variable.


109

C.1.2 GENERADOR SINCRÓNICO

Esta máquina se usa en niveles de alta potencia. Su eficiencia es mejor que

cualquier otro generador, especialmente en alta potencia. El costo de la máquina y el

mantenimiento son mayores, en comparación con las máquinas de inducción rotor jaula

de ardilla. Pueden emplearse conversores simples de bajo costo pero con los usuales

problemas de distorsión en las corrientes.

Un Generador Sincrónico genera tensión trifásica AC valiéndose de un rotor

devanado y tres devanados en el estator de la máquina (desfasados 120º eléctricos). El

devanado de rotor es alimentado por una corriente DC, la cual produce un campo

magnético. El rotor del generador se hace girar mediante un motor primario (otro motor

eléctrico, una turbina, motor diesel, etc.) y produce un campo magnético rotacional

dentro de la máquina. Este campo magnético rotacional induce tensión en los

devanados del estator. En esencia, el rotor de un generador sincrónico es un gran

electroimán.

Los Generadores Sincrónicos son por definición sincrónicos, lo cual significa que

la frecuencia eléctrica producida está entrelazada o sincronizada con la velocidad de

rotación del generador. La relación entre la velocidad de giro de los campos magnéticos

de la máquina y la frecuencia eléctrica del estator se expresa mediante la ecuación (C-

1):

120

Pnf me = (C-1)

donde: ef = frecuencia eléctrica en Hz.

mn = velocidad mecánica del campo magnético en r/min (igual a la

velocidad del rotor para las máquinas sincrónicas).

P = número de polos.

La tensión interna generada AE es directamente proporcional al flujo y la

velocidad, pero el flujo en sí depende de la corriente que fluye en el circuito de campo


110

del rotor, es decir, AE esta directamente relacionada con la corriente del rotor. Además

esta tensión no es la tensión que aparece en los terminales del generador. En efecto, la

única vez en la cual la tensión interna AE es la misma que la tensión de salida φV de

una fase es cuando no fluye corriente de armadura AI en la máquina.

De esta manera la tensión de una de las fases del generador esta dada por la

ecuación (C-2):

AAφ IjXEV ⋅−= (C-2)

Además de los efectos de la reacción del inducido, los devanados del estator

poseen una autoinductancia y una resistencia. Estos efectos de la máquina son

representados por reactancias, y es costumbre combinarlas en una sola llamada

reactancia sincrónica de la máquina. El circuito equivalente por fase de este generador

se muestra en la figura C.2.

Figura C.2: Circuito Equivalente por fase de un Generador Sincrónico Trifásico.

C.1.3 GENERADOR DE INDUCCIÓN

Una máquina de inducción posee físicamente el mismo estator que una máquina

sincrónica, pero la construcción del rotor es diferente. En efecto, existen dos tipos

diferentes de rotores que pueden disponerse dentro del estator de la máquina de

inducción. Uno de ellos se llama rotor jaula de ardilla y el otro rotor devanado.


111

1. Máquina de Rotor Jaula de Ardilla. La característica principal de esta

máquina es que es barata, robusta y el costo de mantenimiento es mínimo.

Esta máquina encuentra aplicación en niveles de baja y media potencia. Su

desventaja principal es el costo de los conversores y la necesidad de

excitación de la máquina. Si se usan conversores conmutados en línea,

entonces en el estator de la máquina deben conectarse condensadores en

paralelo con la línea. Este problema puede superarse usando conversores

de conmutación forzada.

2. Máquina de Rotor Devanado. Su ventaja principal es que el valor de

potencia del conversor es sólo una fracción de la potencia de la máquina, la

fracción depende del rango de velocidad de funcionamiento del generador.

La desventaja principal de este sistema es el costo del generador

(comparado con la máquina de inducción de rotor jaula de ardilla). Al

contrario de la máquina de rotor jaula de ardilla en ésta máquina se requiere

de algún mantenimiento. La mayoría de los esquemas que usan este

generador utilizan una interfaz de electrónica de potencia conectada entre

el rotor y el estator para implementar esquemas Scherbius y Kramer

estático. También existe la posibilidad de agregar resistencias al rotor para

modificar la característica Torque versus Velocidad. Aunque no se imponen

armónicos a la red el esquema es bastante ineficiente puesto que la

potencia de deslizamiento es totalmente disipada en las resistencias. Un

alto nivel de potencia en esta máquina puede ser una competencia seria a

otras máquinas CA para aplicaciones de velocidad variable dónde el rango

de velocidad es limitado.

Si bien es cierto, la aplicación de las máquinas de inducción se realiza

frecuentemente como motor, su uso como generador hoy en día se hace más extenso,

debido a su simplicidad y requerimiento mínimo de mantenimiento.


112

En esencia, la operación de las máquinas de inducción es idéntica a la de los

devanados de amortiguación en las máquinas sincrónicas. Cuando se excita mediante

una fuente trifásica alterna balanceada produce un campo magnético en el entrehierro

que gira a la velocidad sincrónica determinada por la ecuación (C-3):

P

f120n e

SINC = (C-3)

Sin embargo, la velocidad con la que gira el rotor ( mn ) es diferente a la velocidad

sincrónica, existiendo lo que se denomina deslizamiento definido como:

SINC

mSINC

nnn

s−

= (C-4)

La máquina de inducción trabaja induciendo tensiones y corrientes, ya sea desde

el estator al rotor o viceversa, dependiendo si es de rotor jaula de ardilla o de rotor

bobinado y de la conexión de este último, es por ello que la máquina de inducción

puede ser compara con un transformador pero donde una de los devanados tiene la

opción de rotar. Sin embargo, a diferencia del transformador la frecuencia secundaria

no es necesariamente la misma que la primaria.

Si el rotor de una máquina de inducción está bloqueado, tal que no puede

moverse, el rotor tendrá la misma frecuencia del estator. Por el contrario si el rotor gira

a velocidad sincrónica, la frecuencia que aparezca en la tensión inducida será cero. De

esta manera la relación que existe entre la frecuencia del estator y la frecuencia del

rotor es:

er sff = (C-5)

El circuito equivalente de la máquina de inducción es posible deducirlo a partir

del circuito equivalente de un transformador. La figura C.3a y la figura C.3b muestran el

circuito equivalente de un transformador, por fase, el cual representa la operación de

una máquina de inducción. La curva de la fuerza magnetomotriz contra el flujo (curva de

magnetización) para esta máquina es comparada a una curva similar pero de un

transformador de potencia, en la figura C.4 y en donde se aprecia que la pendiente de


113

la curva de magnetización de una máquina de inducción es mucho menos pronunciada

que la curva de un buen transformador.

Figura C.3: Modelo Transformador de una máquina de inducción, como motor, con el estator y el rotor conectados por una transformador ideal de relación de vueltas effa : a) Rotor Devanado, b) Rotor Jaula de Ardilla.

Figura C.4: Curva de magnetización de una máquina de inducción

comparada con la de un transformador.


114

Si se aplica una tensión a las bobinas del estator, se induce una tensión en el

rotor de la máquina. En general, cuanto mayor sea el movimiento relativo entre los

campos magnéticos del rotor y del estator, mayor será la tensión resultante en el rotor y

la frecuencia del rotor. El mayor movimiento relativo ocurre cuando el rotor se encuentra

detenido, es decir con rotor bloqueado. En esta condición se induce la máxima tensión y

la máxima frecuencia del rotor. La mínima tensión y mínima frecuencia ocurren cuando

el rotor se mueve a la misma velocidad que el campo magnético del estator, caso en

que no hay movimiento relativo. La magnitud y frecuencia de la tensión inducida en el

rotor a cualquier velocidad entre estos extremos son directamente proporcionales al

deslizamiento del rotor. Entonces, si la magnitud de la tensión inducida del rotor en

condiciones de rotor bloqueado es RoE , la magnitud de la tensión inducida para

cualquier deslizamiento será:

RoR sEE = (C-6)

y la frecuencia de la tensión inducida para cualquier valor de deslizamiento estará dada

por la ecuación (C-7).

La inductancia de una máquina de inducción depende de la inductancia del rotor

y de la frecuencia de la tensión y la corriente del rotor. Si la inductancia del rotor es RL ,

la reactancia del rotor será:

RRRRR Lfπ2LωX == (C-7)

Sustituyendo la ecuación (C-5) en (C-7) se tiene:

RoReR sXLsfπ2X == (C-8)

donde RoX es la reactancia del rotor en estado bloqueado. La resistencia del rotor RR

es constante, independiente del deslizamiento.

Así el circuito equivalente resultante del rotor se muestra en la figura C.5. La

tensión del rotor RV es cero para el caso de rotor jaula de ardilla.


115

Figura C.5: Circuito Modelo del Rotor de una máquina de inducción.

Para completar el circuito equivalente por fase de la máquina de inducción, es

necesario referir al lado del estator o del rotor, según sea la conveniencia, al lado

correspondiente. De esta manera la figura C.6a muestra el circuito equivalente de la

máquina de inducción referido al lado del estator y la figura C.6b el circuito equivalente

de la máquina de inducción referido al lado del rotor, ambos corresponden a una

máquina de inducción rotor devanado, en caso de ser una máquina de inducción rotor

jaula de ardilla la tensión RV es cero.

Figura 2.6: Circuito Equivalente de una máquina de inducción:

a) referido al lado del estator, b) referido al lado del rotor.

APÉNDICE D

LA TARJETA PC31 Y EL DSP TMS320C31

Apéndice D. La Tarjeta PC31 y el DSP TMS320C31.

117

D.1 INTRODUCCIÓN

En la actualidad, los dispositivos provistos de una o varias CPU (Unidades

Centrales de Procesamiento) pertenecen al grupo de los microcontroladores,

microprocesadores y procesadores DSP y todos ellos se caracterizan por ser capaces

de ejecutar programas ubicados en una memoria.

Un procesador DSP (Procesador Digital de Señales) es un procesador que posee

una CPU de gran potencia y que está preparado para el tratamiento digital de señales

en tiempo real y para la realización del mayor número de operaciones aritméticas en

punto flotante en el menor tiempo posible.

Los procesadores DSP son similares a otros microprocesadores y

microcontroladores que se encuentran en el mercado con la salvedad de que su

circuitería interna ha sido optimizada para la realización de funciones tales como el

filtrado, la correlación, el análisis espectral, etc., de una señal de entrada al sistema.

Las ventajas de la utilización de un microcontrolador respecto a un

microprocesador o un microprocesador DSP provienen, sobre todo, del aumento de la

fiabilidad que ofrece el sistema de control, ya que el microcontrolador necesita un

reducido número de componentes externos para obtener el producto final. Actualmente,

la frontera entre microcontrolador, microprocesador y DSP cada vez está más delgada.

Es fácil encontrar en el mercado microprocesadores y procesadores digitales de señal

que incorporan memoria y periféricos internos y microcontroladores con CPU tan

potentes como los de un DSP. A veces, la diferencia entre ellos es nula y llamarlos

microcontrolador, microprocesador o DSP se convierte más en una cuestión de

marketing.

Inicialmente, los procesadores DSP disponían de un mercado reducido (sólo se

empleaban en sistemas que requerían una elevada potencia de cálculo, como ocurre en

instrumentación electrónica de precisión, osciloscopios digitales, etc.) aunque, con la

revolución y expansión relacionada con las telecomunicaciones, esta tendencia ha

cambiado claramente.


118

Podemos decir entonces que un DSP es un procesador orientado al tratamiento

de señales digitales y a la realización de cálculos a alta velocidad. Estos procesadores

se caracterizan por tener arquitecturas especiales, orientadas al hardware para la

realización de los cálculos que para otro tipo de microprocesadores se implementan vía

software, mediante la ejecución secuencial de varias instrucciones.

El hardware de la CPU de este tipo de procesadores digitales es mucho más

complejo que el de otros microprocesadores o microcontroladores. La principal

diferencia de los procesadores DSP y otros procesadores modernos, es que los

primeros se diseñan para ser escalables, es decir, se diseñan para poder operar en

paralelo con otros dispositivos similares. Para ello, se le añaden periféricos de control y

bloqueo de programa (como líneas de entrada-salida que pueden bloquear la ejecución

de ciertas instrucciones si se encuentran a un determinado valor) y periféricos de

entrada-salida de alta velocidad (como puertos seriales síncronos) que permiten la

conexión sencilla de varios procesadores DSP para aplicaciones con

multiprocesadores.

Las aplicaciones basadas en procesadores DSP son cada día mayores en

número. Actualmente cubren prácticamente todos los campos de la industria

(telecomunicaciones, control, instrumentación, análisis de imagen y voz, automóvil,

medicina). Esto hace que los fabricantes investiguen nuevas arquitecturas, y sobre

todo, compiladores más inteligentes y mejores herramientas de desarrollo y depuración.


119

D.2 DESCRIPCIÓN GENERAL DE LA FAMILIA TMS320C3X

Hoy en día, algunos de los procesadores DSP de menor costo en el mercado

pertenecen a la familia TMS320 de Texas Instruments.

Estos procesadores DSP ofrecen un elevado nivel de integración de dispositivos

o periféricos internos. Esta última característica disminuye, considerablemente, el

hardware asociado del sistema mejorando su fiabilidad, Texas Instruments tiene dos

estructuras diferentes de procesadores DSP:

Procesadores DSP para aplicación específica de tipo SISC (con set de

instrucciones específico), por ejemplo, aquellos que se dedican a funciones de

Contestador Automático, a telefonía móvil, etc.

Procesadores DSP programables o de propósito general de tipo CISC

(con set de instrucciones complejo), diseñados para suministrar al usuario una

elevada flexibilidad para el desarrollo de aplicaciones específicas.

Figura D.1 Familia de DSP's Texas Instruments.

En la figura D.1 se muestran las diferentes familias de procesadores DSP, de

aplicación general, del fabricante Texas Instruments. Se distingue entre procesadores

DSP que disponen de procesamiento en punto fijo y los que disponen de procesamiento

en punto flotante.


120

Poseen una arquitectura clásica de tipo Harvard (internamente ofrece buses de

datos y direcciones independientes). La estructura interna de la CPU de este DSP, le

permite, en principio, realizar, simultáneamente y en un único ciclo de máquina,

operaciones de multiplicación y suma, así como operaciones con enteros o flotantes de

coma variable. Los accesos al exterior se realizan, sin embargo, utilizando una

arquitectura microprocesadora de tipo Von-Neumann (selección y acceso a los datos e

instrucciones por los mismos buses de dirección y datos).

Además esta familia de procesadores DSP dispone de una serie de periféricos

internos:

Memoria interna: Memoria RAM (dos bloques de 1Kw cada uno) y ROM

(4Kw de tipo OTP-programable una única vez por el fabricante). El tiempo de

acceso a estos periféricos es de un ciclo máquina.

Periférico de memoria caché de programa. El tiempo de acceso a estos

periféricos es de un ciclo máquina. El usuario lo emplea, por ejemplo, para

disminuir los accesos a instrucciones ubicadas en memoria externa, con tiempos

de acceso más elevados que los que tienen las instrucciones que se ubican en

memoria interna (de tipo RAM o ROM).

Periférico DMA interno.

Puertos seriales con protocolo síncrono. Dos puertos seriales disponibles

en el TMS320C30, únicamente uno en el TMS320C31 y TMS320C32.

Dos periféricos temporizadores programables de 32 bits (Timers).

Periférico de control y gestión de interrupciones que hace este proceso

transparente a la CPU.

Periféricos de control de acceso a memoria. Estos periféricos se encargan

de gestionar los accesos a posiciones de memoria ubicadas en el interior o

exterior del integrado. El acceso al exterior se realiza mediante dos buses

independientes entre sí (para el caso del TMS320C30), el bus principal y el de


121

expansión, cada uno formado por un bus de datos, otro de direcciones y,

finalmente, un bus de control.

En definitiva, las características de paralelismo en operaciones, la gran cantidad

de memoria interna, la unidad de punto flotante, el controlador DMA interno y los

periféricos temporizadores, permite su empleo en sistemas capaces de implementar

sofisticados algoritmos matemáticos en tiempo real.

El procesador DSP más completo de la familia es el TMS320C30. Posteriormente

aparecieron los procesadores DSP TMS320C31, TMS320C32 y TMS320C33 que son

versiones reducidas en hardware interno en comparación con el TMS320C30.

D.3 ESTRUCTURA INTERNA DE LA FAMILIA TMS320C3X

La familia de DSP TMS320C3X incorpora una arquitectura interna clásica de tipo

Harvard (internamente ofrece buses de datos y direcciones independientes que

permiten indistintamente el acceso a memoria de programa y datos). La estructura

interna de la CPU de este DSP le permite realizar simultáneamente y en un único ciclo

de máquina, operaciones de multiplicación y suma, así como operaciones con enteros o

flotantes de punto flotante. Los accesos al exterior se realizan utilizando una

arquitectura de tipo Von-Neumann (selección de acceso a los datos e instrucciones por

el mismo bus de dato y dirección), estructura representada con diagrama de bloques en

la figura D.2.


122

Figura D.2 Diagrama de bloques de la estructura inetrna del TMS320C31.

La CPU dispone de una serie de registros internos, R0 - R7, registros que hacen

las veces de registros acumuladores de propósito general. Su función es la de ser

operando de las diferentes operaciones aritméticas que se realizan en la CPU. Juntos

con estos aparecen otros registros en la CPU y se emplean como operandos de unas

unidades aritméticas auxiliares.

El bus de datos de este sistema microprocesador es de 32 bits con un bus de

direcciones de 24 bits que permite una capacidad de direccionamiento total del

dispositivo de 16 Mw.

Se observa, además, que esta familia de DSP dispone de una serie de

periféricos internos:

Memoria interna. Memoria RAM (dos bloques de 1kw cada uno) y ROM

(4kw de tipo OTP - programable una única vez por el fabricante). El tiempo de

acceso de estos periféricos es de un ciclo de máquina.

Periférico de memoria caché de programa. El tiempo de acceso de estos

periféricos es de un ciclo de máquina. EL usuario lo emplea, por ejemplo, para

disminuir los accesos a instrucciones ubicadas en memoria externa, con tiempos


123

más elevados que los que tienen las instrucciones que se ubican en memoria

interna (de tipo RAM o ROM).

Periférico DMA interno.

Puertos seriales con protocolo síncrono. Dos puertos seriales disponibles

en el TMS320C30, únicamente uno en el TMS320C31 y TMS320C32.

Dos periféricos temporizadores programables de 32 bit (Timers).

Periférico de control y gestión de interrupciones de hace este proceso

transparente a la CPU.

Periféricos de control de acceso a memoria. Estos periféricos se encargan

de gestionar los accesos a posiciones de memoria ubicadas en el interior o

exterior del integrado. El acceso al exterior se realiza mediante dos buses

independientes entre sí (para el caso del TMS320C30), el bus principal y el de

expansión, cada uno formado por un bus de datos, otro de direcciones y,

finalmente, un bus de control. Se puede controlar el acceso al exterior del

dispositivo por medio de dos canales, independientes entre sí, cada uno con su

protocolo, sus tiempos característicos, etc.

Las versiones TMS320C31, TMS320C32 y TMS320C33 únicamente disponen

del bus principal para gestionar los accesos al exterior.

La familia DSP TMS320C3X, mediante una unidad multiacumuladora (MAC),

puede ir preparando la próxima instrucción a ejecutar mientras procesa dos o más

datos, en el ciclo de reloj (estructura interna del tipo Harvard).

El TMS320C31 con versiones de 40, 50, 60 y 80 MHz básicamente es una

versión económica del TMS320C30. Dispone de un programa denominado autocarga o

Boot-Loader en la ROM interna de 4Kw.


124

D.3.1 ORGANIZACIÓN DE LA MEMORIA

El espacio total de memoria que es capaz de direccionar la familia TMS320C3X

de Texas Instruments, es de 16Mw (16 millones de palabras) de 32 bits. Dentro de este

espacio que es capaz de direccionar el procesador se incluyen las zonas de memoria

internas da las que dispone el sistema (memoria RAM interna, memoria ROM interna y

registros de configuración de periféricos internos). En la figura D.3, se muestran los

buses y la estructura de acceso a la memoria de sistema.

Figura D.3 Acceso a memoria: buses del sistema.

El sistema dispone de dos conjuntos de líneas para el acceso al exterior, el

denominado BUS PRINCIPAL (formado por un bus de datos de 32 bit, un bus de

direcciones de 24 bit y un bus de control de 5 bit) y el BUS DE EXPANSIÓN (formado

por un bus de datos de 32 bits, un bus de direcciones de 13 bits y un bus de control de

4 bits). En la figura D.4 se muestran los mapas de memoria del TMS320C30 y

TMS320C31.

Se observa que cada procesador DSP tiene dos posibles mapas de memoria. La

diferencia está en la posibilidad de acceso o no a la ROM interna del sistema. La forma


125

de seleccionar uno u otro mapa de memoria está en colocar en alto o bajo el pin

MCLP/MP* de entrada del DSP.

Hay que notar que el TMS320C31 no dispone de bus de expansión, que en el

mapa de memoria no hay zonas asignadas al bus de expansión y que la ROM interna

es del tipo OTP (viene programada de fábrica) conteniendo un programa denominado

Boot-Loader.

Figura D.4 Mapas de memoria del TMS320C30 y TMS320C31.

Uno de los detalles a destacar es la diferencia entre el modo microcomputador

y el modo microprocesador.

MICROPROCESADOR: El sistema arranca autovectorizando desde la

posición 000000H, que debe coincidir en este caso con dispositivos externos de

memoria dispuestos (ruteados y colocados en el mapa de memoria del sistema

microprocesador) y programados por el usuario.


126

MICROCOMPUTADOR: El sistema arranca autovectorizando desde la

posición 000000H, que en este caso coincide con la ROM interna del sistema.

Para el TMS320C31 el caso es diferente, la ROM interna ya está programada de

fábrica (incorpora un programa denominado Boot Loader) y no es posible su

reprogramación (ROM del tipo OTP).

D.3.2 PERIFÉRICOS INTERNOS DE LA FAMILIA DSP TMS320C3X

En la familia TMS320C3x de Texas Instruments los periféricos internos que

existen están dentro del circuito integrado de silicio de la CPU. El acceso a este tipo de

periféricos no precisa de los buses externos ni de los registros de control de los

mismos. Los periféricos funcionan de forma autónoma e independiente de la CPU del

procesador. Cada periférico dispone de un cierto número de registros que están

ubicados en el mapa de memoria del procesador, lo que ocurriría con cualquier

periférico externo. De esta forma cuando el usuario desea configurar y utilizar alguno de

estos periféricos sólo tiene que escribir o leer en los registros asociados al periférico en

cuestión. El diagrama de bloques de los distintos periféricos para el proceador DSP

TMS320C31 se entrega en la figura D.5.


127

Figura D.5 Diagrama de bloques de perifericos internos.

D.3.2.1 TIMERS INTERNOS TIM_0 Y TIM_1

Un timer es un periférico que se basa en un registro contador, que siempre que

se encuentra habilitado, se va incrementando con los pulsos de alguna señal (señal de

reloj) hasta que alcanza el valor de otro registro, denominado registro de período.

Cuando el registro contador alcanzó el registro de periodo el periférico timer activa una

línea de salida, para indicar el fin de un proceso de cuenta, e inicializa el registro

contador a cero (comienza un nuevo proceso de cuenta).

La familia TMS320C3X dispone de dos Timers internos. Cada timer dispone de

un registro contador y un registro de período (indicativo del fin de cuenta), ambos de 32

bits. Además de los dos registros anteriores el timer dispone de un registro de control y

configuración, que sirve para programar su modo de funcionamiento.

El periférico Timer tiene asignado un pin del procesador denominado TCLK. La

señal de reloj que emplean los temporizadores del procesador para incrementar su

registro contador, es configurable por el usuario y puede ser interna o externa. El pin


128

TCLK del procesador tiene varias funciones alternativas (programables por el usuario) y

puede servir como señal de reloj de entrada al periférico Timer, como señal de salida

del periférico Timer, indicando el final del proceso de cuenta, o se puede usar como

línea de entrada de propósito general como XF0 o XF1. En la figura D.6 se observa el

esquema básico de cada periférico Timer del DSP.

Figura D.6 Diagrama de bloques del timer.

El Timer siempre genera, como señal de fin de cuenta, un evento en la bandera

TSTAT - bit 11 del registro de control -. Se pueden configurar dos tipos de eventos o

modos de generación de la señal de fin de cuenta del Timer, modo pulso o modo reloj.

MODO PULSO. Cada vez que el registro contador alcanza al registro

período se genera un pulso de activación de la señal TSTAT. La señal TSTAT

esta normalmente en cero y cuando se igualan los registros de período y

contador se coloca en uno durante un tiempo igual al ciclo de máquina (H1). En

el caso partícular en que se programe en el registro de período el valor cero, la

salida del periférico Timer será un valor fijo (TSTAT=1).


129

MODO RELOJ. En este caso, cuando los registros de período y contador

del Timer sean iguales, cambia el valor del bit TSTAT. El tiempo de activación de

la señal TSTAT coincide con el valor del registro de período que coincide con el

tiempo de desactivación de la señal. La forma de onda de TSTAT es análoga a la

de un reloj. En el caso de programar en el registro de período el valor cero, el

Timer emplea siempre la fuente de reloj interna y la frecuencia de la señal TSTAT

es siempre fH1/2, definiendo fH1 como la frecuencia del reloj interno.

En la figura D.7 se muestran los diferentes ejemplos de generación de la señal

TSTAT (con fuente de reloj interna).

Figura D.7 Generación del pulso de fin de cuenta.

Cada vez que el registro contador alcanza al registro de período, el Timer realiza

una petición de interrupción a la CPU y el registro contador pasa al valor cero.

Esta petición de interrupción puede generar un evento de interrupción asociado a

la CPU (ruptura de la secuencia normal de ejecución del programa y ejecución

de la rutina de servicio de la interrupción asociada al Timer) y puede servir para

sincronizar eventos del tipo DMA.


130

Cada Timer posee tres registros de 32 bit ubicados en una zona del mapa de

memoria del DSP, estos registros son:

REGISTRO GLOBAL DE CONTROL Y CONFIGURACIÓN

REGISTRO CONTADOR

REGISTRO DE PERÍODO

En la figura D.8 y figura D.9 se muestra la posición en el mapa de memoria de estos

registros y el registro de configuración global del Timer respectivamente, además en la

tabla D.1 se explica en detalle las funciones de cada bit del registro global del Timer.

Figura D.8 Mapa de memoria del periférico timer.

Figura D.9 Registro global de configuracion del periférico timer.

BIT NOMBRE VALOR RESET

FUNCIÓN

0 FUNC 0 Controla el modo de funcionamiento de TCLK. Si FUNC=0, TCLK es una línea de entrada o salida de propósito general, independiente del periférico. Si FUNC=1 se emplea el pin TCLK como línea del periférico.


131

1 I*/O 0 Si FUNC=0 entonces TCLK es una línea de entrada o salida de propósito general, en ese caso, si I*/O=0, TCLK es una línea de entrada de propósito general mientras que si I*/O=1, TCLK es una línea de salida de propósito general.

2 DATAOUT 0 El usuario impone, por software, el valor del pin TCLK, cuando se encuentra configurado como salida de propósito general, accediendo en lectura a este bit.

3 DATAIN X El usuario lee, por software, el valor en el pin TCLK, cuando se encuentra configurado como entrada de propósito general, accediendo en la lectura a este bit.

4-5 RESERVADO 0-0 Se lee siempre un cero. 6 GO 0 Reinicializa el registro contador del Timer.

Cuando GO=1 y el Timer se encuentra en estado de parada el contador se pone a cero. El siguiente flanco de subida del reloj empleado como entrada al Timer sirve para incrementar el contador y para poner a cero el bit GO. GO=0 no tiene efectos sobre el estado o funcionamiento del Timer.

7 HDL* 0 Señal de permanencia de parada del Timer. Cuando HLD*=0 se impide el incremento del registro contador que mantiene el valor que tenia antes de que se activase HLD*. Si el pin TCLK es impuesto por el periférico Timer, mantiene también su valor constante a partir de la activación de la señal de parada. El divisor interno por 2 de H1 se detiene. Cuando HLD*=1, el contador sigue por donde iba. Los registros del Timer se pueden leer y escribir mientras el periférico esté detenido. La señal de RESET tiene prioridad sobre HLD*.

8 C/P* 0 Control de la forma de onda del TSTAT: modo pulso o modo reloj. C/P*=1 selecciona el modo reloj. C/P*=0 selecciona el modo pulso.

9 CLKSRC 0 Especifica la fuente del reloj de entrada al Timer. CLKSCR=1 indica el uso del reloj interno de frecuencia fH1/2. CLKSRC=0 indica el uso del reloj externo, de frecuencia programable que siempre debe ser menor que fH1/2.6 (el reloj interno se sincroniza y latchea internamente limitándose su frecuencia máxima a valores estrictamente menores de fH1/2)

10 INV 0 Bit de control de la puerta or exclusiva integrada. 11 TSTAT 0 Indica el estado del periférico Timer. Este bit

activa el bit de petición de interrupción a la CPU (registro IF) asociado al periférico temporizador.

12-31 RESERVADO 0-0 Se lee siempre un cero. Tabla D.1 Bits correspondientes al registro global de control del timer.


132

Los diferentes modos de operación disponibles para el Timer interno del

procesador hacen referencia a las diferentes configuraciones que se pueden definir a

partir de la estructura interna del propio Timer. Los diferentes modos de operación se

definen mediante las diferentes banderas CLKSRC y FUNC del registro global de

control del Timer, existen cuatro modos de operación asociados al Timer del

procesador.

Modo a: CLKSRC=1 y FUNC=0.

La fuente de reloj de timer es interna (fH1 / 2).

La línea TCLK se emplea como puerto digital de entrada o salida de

propósito general y no como línea asociada al periférico Timer. Si en el registro

global de control se programa la bandera I*/O=0, TCLK funciona como entrada

de propósito general y su valor puede ser leído por software, por el contrario si

la bandera I*/O=1, el pin TCLK funciona como salida de propósito general con

lo que se impone un valor lógico al pin TCLK.

Modo b: CLKSRC=1 y FUNC=1.

La fuente de reloj de timer es interna (fH1 / 2).

TCLK se utiliza como línea asociada al periférico Timer. A través del bit

DATIN el usuario puede leer por software el valor de TCLK.

Modo c: CLKSRC=0 y FUNC=0.

El registro de cuenta utiliza, para su incremento, como entrada la línea

TCLK.

Si I*/O=0, TCLK se configura como entrada al DSP.

Si I*/O=1, TCLK se configura como salida del DSP.

Modo d: CLKSRC=0 y FUNC=1.

Este caso se puede considerar como uno partícular del Modo c en donde

TCLK se define como línea de entrada al DSP. La fuente de reloj de entrada

del periférico Timer es la línea TCLK. Si la bandera INV=0, en cada flanco de


133

subida de TCLK el registro de cuenta se incrementa. El valor de TCLK puede

ser leído por software.

Para usar cualquier periférico interno del procesador DSP, primero es necesario

configurarlo. La configuración debe realizarse según indicaciones del fabricante,

manteniendo inactivo el periférico.

D.3.2.2 PUERTOS SERIALES SÍNCRONOS

Un puerto serie o serial es un periférico que transfiere bit a bit datos digitales. Los

puertos seriales pueden ser de dos tipos, según su protocolo, síncronos o asíncronos.

La diferencia entre ambos está en la utilización o no-utilización de una línea diferente

para la transferencia de la señal de reloj. En el caso de los periféricos seriales con

protocolo síncrono la señal de reloj se utiliza para validar el período de transferencia de

cada bit.

La familia TMS320C3X dispone de periféricos internos dedicados a la

transmisión serial síncrona de datos digitales, (dos en el C30 y uno en el C31 y C32)

con un ancho configurable a 8, 16, 24 ó 32 bits.

Cada puerto serial está compuesto de dos partes independientes entre sí, una

dedicada a la recepción de datos y otra dedicada a la transmisión de datos. En el puerto

serial bidireccional, la transmisión y recepción de datos puede producirse en forma

simultánea e independiente.

El protocolo serial síncrono que utiliza Texas Instruments en su DSP’s considera

tres líneas para transmisión de datos y tres líneas para recepción de datos. FSX, DX y

CLKX son líneas asignadas para la transmisión de datos y FSR, DR y CLKR para la

recepción de datos. Como en el caso del periférico Timer estas líneas funcionan en

forma alternativa configurándose para transferencia serial de datos o como líneas de

entrada o salida de propósito general.


134

Para la transferencia de bits se emplean las líneas DX (bits de transmisión) y DR

(bits de recepción).

El reloj se emplea para la sincronización de la transferencia de datos, la señal

CLKX esta relacionada con el reloj base para la transmisión de datos y CLKR está

relacionada con el reloj base para la recepción de datos.

La señal que indica el comienzo de la transferencia de datos esta asociada con

las líneas FSX, señal que indica el comienzo de la transmisión de datos, y FSR que

indica el comienzo de la recepción de datos.

Existen dos procesos para una transferencia serial síncrona de datos, recepción

y transmisión.

Transmisión de datos: Se escribe por software en el registro DXR. El

periférico traslada el contenido de DXR en XSR, y con un retraso mínimo de dos

ciclos del reloj base de transmisión, se inicia la transferencia del dato

generándose el evento FSX.

Cuando se almacena DXR en XSR, el bit XRDY se pone en 1 indicando

que el buffer esta libre para admitir otro dato. El dato se transmite bit a bit,

ordenados de MSB a LSB, por la línea DX del DSP con un protocolo síncrono (el

bit se transmite y cambia en los flancos de subida del reloj base de transmisión).

Como se tiene dos registros para la transmisión de datos se dice que el puerto

serial dispone de Doble Buffer en transmisión.

Recepción de datos: El periférico serie recibe una señal del evento FSR

que inicia la recepción de datos. El dato llega bit a bit ordenado de MSB a LSB,

por la línea DR. El bit se lee en cada flanco de subida del reloj base de

recepción, y conforme llegan los bits se van almacenando con desplazamientos

hacia la izquierda en el registro RSR.

Cuando llega el dato en todo el ancho especificado en la configuración del

periférico, el contenido del registro RSR se traslada al registro DRR y el RRDY


135

se pone en 1 indicando que el buffer DRR tiene un dato listo para ser leído por

software.

Si en ese momento no se lee el registro DRR y siguen llegando nuevos

datos, recogidos por RSR, el último dato que llega se pierde.

Cuando DRR es accedido en lectura RRDY se desactiva, cambia a 0,

permitiendo la recogida de nuevos datos. El puerto serie por disponer de dos

registros para la recepción de datos se dice que dispone de Doble Buffer de

recepción.

Cada puerto serial posee ocho registros de 32 bits, ubicados en una zona

determinada del mapa de memoria que puede ser accedida por software en lectura y

escritura, ver figura D.10.

REGISTRO DE CONTROL GLOBAL DEL PERIFÉRICO

REGISTRO DE CONTROL FSX, DX Y CLKX

REGISTRO DE CONTROL FSR, DR Y CLKR

REGISTRO DE CONTROL DEL TIMER DE 16 BIT

REGISTRO CONTADOR DE LOS TIMERS DE 16 BIT

REGISTRO DE PERÍODO DE LOS TIMERS DE 16 BIT

REGISTRO DE TRANSMISIÓN DE DATOS, DXR

REGISTRO DE RECEPCIÓN DE DATOS, DRR


136

Figura D.10 Registros del periférico puerto serial.

D.3.2.3 CONTROLADOR DMA

Un periférico DMA es capaz de gestionar transferencias de bloques de datos

desde una posición del mapa de memoria (origen) a otra (destino).

El controlador DMA puede leer o escribir a cualquier localización del mapa de

memoria sin interferir con la operación de la CPU. El controlador DMA posee su propio

generador de direcciones, registros origen y destino y contador de transferencia.

El C30 y C31 tienen un canal, mientras que al C32 posee dos canales, la CPU y

el DMA trabajan con distintos buses internamente permitiendo operar en forma

independiente uno de otro, además de entregar una alta prioridad a la CPU no así el

C32 donde existe una flexibilidad permitiendo elegir las prioridades.


137

D.4 LA TARJETA PC31

D.4.1 INTERFAZ TARJETA PC31 - PC

El AT Bus soporta 8, 16 y 32 Bits para acceso como entradas/salidas, en 32 Bits

se accede solo en modo protegido.

Dentro de esta región de entrada-salida se encuentran ocho registros de 16 bits

que son manipulados para efectuar comunicaciones con la tarjeta PC31.

En la siguiente tabla se encuentra el mapa de los registros de entrada/salida, en

esta tabla se hace referencia a dirección base como la dirección por defecto 0x280

(hexa).

I/O DIRECCIÓN MODO FUNCIÓN Registro Address High Base + 0

Write Latch más significativo, 16 de 32 bits utilizados para acceso a memoria en la PC31.

Registro Address Low Base + 2

Write Latch menos significativo, 16 de 32 bits utilizados para acceso a memoria en la PC31.

Registro Data High Base + 4

Write Latch más significativo, 16 de 32 bits del dato escritos a la PC31, durante un ciclo de escritura a memoria.

Read (hold) Retorna los 16 bits más significativos del dato de 32 bit desde la PC31.

Registro Data Low Base + 6

Write (hold) Escribe un dato de 32 bit a la PC31, formado por un dato de 16 bit escrito anteriormente conacatenado con el dato de 16 bit actual.

Read(hold) Retorna los 16 bits menos significativos del dato de 32 bits desde la PC31.

Registro Control Base + 8

Write Latch de 8 bits. Bit 0: PC31 reset, activo en alto. Bit 1: Dual Port Enable, activo en bajo. Bit 4: PC31 EI2, se activa con flanco de bajada.

Registro Dual Port Control Base +10

Write Bit 0: alto, pide apropiar semaforo. Bajo libera el semáforo.

Read Bit 0: en alto garantiza la propiedad del semáforo. En bajo deniega la propiedad del semáforo.

Registro Service Request (SRQ) Base + 12

Write Bit 0 del latch como terminal de Solicitud de Servicio para PC31.


138

Read Retorna estado de solicitud de servicio en bits codificados. Bit 0: PC-AT Solicita Servicio. Bit 1: PC31 Solicita Servicio.

Registro Acknowledge (ACK) Base + 14

R/W Limpia solicitud de servicio de PC31.

Tabla D.2 Registro Entrada/Salida.

Este Bus permite al PC host acceder a cualquier recurso mapeado en memoria el

cual no sea intrínseco al procesador TMS320C31 de la tarjeta PC31, es decir, puerto

paralelo 8255, Timer 8254, UART 8530, etc. Además todas la memorias RAM y ROM

pueden ser accesadas desde el PC host.

Los periféricos internos del DSP TMS320C31, como el puerto serial síncrono, y

memoria interna no pueden ser accesados por este medio.

TRANSFERENCIA DE DATOS VIA BUS DE INTERFAZ

Para efectos de transferencia de datos de 32 Bits hacia o desde la

memoria de la tarjeta PC31 se utiliza un latch de direcciones cargando los 32

Bits en los ciclos de 16 Bits, un ciclo para Add High y otro para el Add Low.

Para efectos de lectura de un dato de 32 Bits desde la tarjeta PC31 esta

se hace en dos ciclos de 16 Bits, es decir, un ciclo para Data High y otro para

Data Low respectivamente para posteriormente concatenarse y así obtener el

dato resultante. De modo similar se hace para lectura de datos de 16 Bits, para

asegurar que el dato no ha cambiado durante el ciclo de lectura se emplea un

mecanismo de Handshake para arbitrar los accesos hacia la tarjeta DSP PC31.

La lectura de datos de 16 Bits desde la PC31 se hace con un ciclo de

lectura de 16 Bits desde Data Low. Para escribir datos de 32 Bits hacia la PC31

se utilizan 2 ciclos sucesivos de escritura de 16 Bits, uno para Data High y otro

para Data Low. Primero se escribe en Data Low para después escribir en Data

High y formar el dato con los 16 Bits previos de Data Low.


139

En el caso de escribir datos de 8 Bits o 16 Bits en la PC31 este proceso

se realiza con Data Low, el contenido de Data High manejará la parte superior

de los datos lo cual no afectará al dato final.

REGISTROS MAILBOX (MAILBOX REGISTERS)

Cada vez que existe una transferencia de datos hacia y desde la memoria

de la tarjeta PC31 vía el Bus entrada/salida del PC el Bus suspende el

procesador TMS320C31 por el tiempo de duración del ciclo de Bus del PC, esto

se hace para minimizar el número de ciclos de Bus para los registros. Este tipo

de acceso puede ser eliminado con el uso del recurso compartido Memoria de

Dos Puertas.

El registro Mailbox es un mecanismo que permite accesos a la memoria de

la tarjeta PC31 sin emplear la memoria de dos puertos (DPRAM). Este registro

entrega un mecanismo simple de Handshake entre el PC y la tarjeta PC31.

Básicamente los registros del Mailbox permiten comunicación entre el PC

y la tarjeta PC31 permitiendo el mejor funcionamiento de los ciclos de acceso

del tipo hold de la tarjeta PC31 transfiriéndose los datos sólo cuando estos

estén disponibles. El Mailbox tiene dos registros, el registro SQR y el registro

ACK, y cada uno de ellos se implementa en forma similar tanto en el PC como

en el extremo (tarjeta PC31).

Escribiendo en el BIT 0 del registro SQR se hace una petición de servicio

hacia la tarjeta PC31, esto indica que el PC está escribiendo datos en una

posición de memoria de la tarjeta PC31, además, el PC esta habilitado para

limpiar el Bit 0 del registro SQR, indicando que no existe alguna petición por

parte del PC.

El registro SQR puede ser leído, cuando este registro es leído por el PC el

BIT 0 entrega el estado actual de peticiones hacia la tarjeta PC31, el BIT 1

entrega el estado actual de peticiones de la tarjeta PC31 hacia el PC.


140

Accesando el registro ACK del Mailbox, ya sea como lectura o como escritura,

se limpian las peticiones efectuadas por la tarjeta PC31 hacia el PC.

SEMÁFORO POR HARDWARE (HARDWARE SEMAPHORE)

En muchas aplicaciones de la tarjeta PC31 existen recursos que se

desean compartir, ya sea por el DSP TMS320C31 como por el PC, por ejemplo

la Memoria de Dos Puertas o Memoria Bidireccional DPRAM.

Uno de los problemas más comunes que se produce al momento de

compartir un recurso es el evitar las colisiones entre dispositivos al momento de

compartir dicho recurso, en otras palabras, evitar que dos o más dispositivos

accedan al mismo recurso a la vez. En un sistema multiprocesador el acceso a

recursos compartidos es imperativo, por lo tanto se hace necesario saber el

instante en el que se accede el recurso.

El semáforo por hardware entrega un mecanismo de arbitraje para acceso

a recursos compartidos entre el DSP TMS320C31 y el PC. Esencialmente el

semáforo por hardware trabaja con un flag, este flag corresponde al BIT 0 del

registro de control del Puerto Dual o Puerto Bidireccional (DPCTL), con el cual

un proceso puede apropiarse o liberar un recurso por el tiempo que se necesite.

Antes de utilizar el recurso a compartir el programa de aplicación que

requiera apropiarse debe efectuar una encuesta del estado del BIT 0 del

registro DPCTL, si éste no está en el estado correcto el programa debe esperar

hasta que el BIT 0 cambie su estado, una vez que el BIT 0 está en el estado

correcto se puede hacer uso del recurso.

Si el recurso fue utilizado el programa debe liberar el semáforo de esta

manera otro proceso puede hacer uso del recurso compartido.


141

ESTADOS DE ESPERA (WAIT STATES)

El TMS320C31 trae incorporado un generador de estados de espera

programable por software. Adicionalmente la tarjeta PC31 emplea un generador

de estados de espera suplementarios que pueden ser usados en unión con los

estados de espera internos del DSP TMS320C31 obteniéndose un rango entre

uno a siete estados de espera reduciendo ciclos de software.

Al momento de aplicar el reset a la tarjeta PC31 el generador interno de

estados de espera queda configurado con el mayor estado de espera por

software (WTCNT), usualmente cuatro, ó con el número de estados de espera

por hardware requerido por el generador de estados de espera.

Dentro del código de inicialización, de todas las aplicaciones de la tarjeta

PC31, el registro del Primary Bus Control correspondiente al DSP TMS320C31

con dirección 0x806064 se modifica para establecer los estados de espera por

software del modo tres al modo dos. Esto reconfigura el controlador de estados

de espera colocando en éste el menor de los estados de espera por software o

el número de estados de espera por hardware por el generador de estados de

espera de la tarjeta PC31.

IMPLEMENTACIÓN DEL GENERADOR DE ESTADOS DE ESPERA EN

LA TARJETA PC31

El hardware generador de estados de espera de la tarjeta PC31 esta

implementado como una maquina de estado la cual funciona cuando el DSP

TMS320C31 direcciona a un dispositivo con estados de espera en el Peripheral

Bus activándose la señal de STRB*.


142

MEMORIA DE DOS PUERTAS (DPRAM)

La tarjeta PC31 puede ser configurada para uno o dos IC IDT7133 de 2K x

16 BIT, memorias de dos puertas o Memorias Bidireccionales, para satisfacer

las demandas de comunicación y transmisión de datos.

El Puerto Dual o Puerto Bidireccional (Dual Port) es accesado por la tarjeta

PC31 como bloques consecutivos de memorias. Además, puede ser accesado

desde un IBM PC o compatible como una posición de memoria convencional la

que es configurable por un dip switch.

La transferencia de datos a través de la DPRAM es más rápida que la

transferencia de datos vía el Bus de entrada/salida o Bus de Interfaz, la razón

está en que los ciclos de Bus de Memoria del DSP TMS320C31 son más cortos

y rápidos que los ciclos de Bus del Bus de entrada/ salida (un ciclo del Bus del

PC versus tres ciclos del Bus de Memoria). Además, los accesos al Puerto

Bidireccional nunca detienen el procesador DSP.

MODOS DE OPERACIÓN DE LA DPRAM

La tarjeta PC31 puede ser configurada para operar con 16 BIT o 32 BIT,

según se necesite.

MODO 16 BIT: Para configurar la tarjeta en modo 16 BIT se tiene que

remover el jumper 77 (JP77), automáticamente el hardware interfaz para la

DPRAM tiene modificaciones importantes.

1. El Puerto Bidireccional es mapeado automáticamente a parir de la dirección

0xFFF000.

2. El TMS320C31 accesa a la DPRAM con dos o más estados de espera. El PC

accesa a la DPRAM con un estado de espera como mínimo, independiente si

se usa semáforo por hardware o Mailbox (SRQ), como el medio de arbitraje


143

de la DPRAM, el acceso a la DPRAM es más lento que en el modo de

operación de 32 BIT.

3. El acceso a la DPRAM está arbitrado por hardware. Accesos simultáneos a

una misma posición de memoria resultan en estados de espera adicionales

para el dispositivo o proceso que no tiene propiedad sobre el semáforo (first

come, first served).

4. El generador de estados de espera por hardware es activado para todos los

accesos a periféricos mapeados entre 0xFFF000 – 0xFFFFFF.

MODO 32 BIT: Para configurar la tarjeta en modo 32 BIT el jumper 77

(JP77) debe ser instalado, automáticamente el hardware de interfaz para la

DPRAM tiene modificaciones importantes.

1. El Puerto Bidireccional es automáticamente mapeado en la dirección

0x300000.

2. Los accesos a la DPRAM no son arbitrados por hardware, accesos

simultáneos a la misma posición de memoria resultan irrelevantes.

3. El generador de estados de espera por hardware no es activado para accesos

a la DPRAM en 0x300000 pero es activado para los periféricos mapeados

entre 0xFFF000 – 0xFFFFFF.

D.4.1.1 PERIFÉRICOS DE LA TARJETA PC31

Todos los periféricos de la tarjeta PC31 están mapeados en memoria, es decir,

se pueden acceder a ellos. El generador de estados de espera por hardware no es

activado para accesos a la DPRAM en 0x300000 pero es activado para los periféricos

mapeados entre 0xFFF000 – 0xFFFFFF por software. La región de periféricos está

definida como una región de memoria que está localizada entre 0x600000 - 0XFFFFFF

y se divide en tres subregiones específicas las que se definirán como zonas, a modo de

convención para el resto de la tesis, las cuales son: la zona FAST EXTERNAL, la zona


144

FAST INTERNAL y la zona SLOW EXTERNAL. Esta región de memoria esta codificada

y cada uno de los periféricos de la tarjeta PC31 están direccionados dentro de la región.

La zona de memoria FAST EXTERNAL se encuentra entre 0x600000–

0x7FFFFF. EL acceso a esta región se hace con cero estado de espera activando las

señales STRB* y PERIPH*. Ninguno de los periféricos de la tarjeta utiliza esta zona de

memoria.

La zona de memoria FAST INTERNAL se encuentra entre 0x800000–0x80A000.

El acceso a esta zona no activa las señales STRB* y PERIPH*. Los periféricos internos

son accesados con cero estados de espera sin importar el valor actual del WCNT

(registro de control del generador de estados de espera por software del DSP

TMS320C31).

La zona de memoria SLOW EXTERNAL se encuentra entre 0x80A000–

0xFFFFFF, los accesos a esta zona de memoria tiene la duración correspondiente al

valor actual del WTCNT. Dentro de esta zona están mapeados todos los periféricos

externos al DSP TMS320C31 que forman parte de tarjeta PC31, como son DSPLINK,

TIMERS, PUERTO DIGITAL, ETC. Para mas detalle ver tabla D.3.

DIRECCION (HEXADECIMAL) DISPOSITIVO FFFFC0 ............ FFFCC0

RESERVADA

FFFC80 REGISTRO DE CONTROL DEL PUERTO BIDIRECCIONAL

FFFC40 CANAL A DEL AMPLIFICADOR DE GANANCIA PROGRAMABLE

FFFC00 CANAL B DEL AMPLIFICADOR DE GANANCIA PROGRAMABLE

FFFBC0 DECODES1 FFFB80 DECODES0 FFFB40 DSPLINK FFFB00 RESERVADA FFFAC0 CANAL B DEL MULTIPLEXOR FFFA80 CANAL A DEL MULTIPLEXOR FFFA40 ASK FFFA00 SQR FFF9C0 ORDEN DE CONVERSIÓN AL

DAC #1


145

FFF980 ORDEN DE CONVERSIÓN AL DAC #0

FFF940 ORDEN DE CONVERSIÓN AL ADC

FFF900 ABITS FFF8C0 TIMER 8254 FFF880 PIA 8255 #1 FFF840 PIA 8255 #0 FFF800 UART FFF000 DPRAM 809A00 EXPANSION RAM 809800 0 WS SRAM ONCHIP 800000 PERIFERICOS C31 600000 ZONA FAST EXTERNAL 400000 RESERVADA 000000 0 WS SRAM ONBOARD

Tabla D.3 Mapa de memoria tarjeta PC31.

BUS DSPLINK

El DSPLINK es un Bus de 16 BIT destinado para trabajar con dispositivos

externos para entrada y salidas de datos. Una ventaja fundamental de este Bus

esta en la simple construcción de una interfaz con un mínimo hardware.

La tarjeta PC31 inserta automáticamente cinco estados de espera en

todos los accesos al DSPLINK, es decir, cualquier periférico o dispositivo que se

comunique con el DSPLINK trabaja con estados de espera y con el DSP

TMS320C31 a máxima rapidez.

Además, no se necesita un generador externo de estados de espera para

los dispositivos que se comunican con el Bus DSPLINK, el tiempo de acceso

para cualquier dispositivo externo es menor a 5 H1 aproximadamente.

La interfaz del DSPLINK puede codificar (externamente) sobre 64

direcciones, se pueden codificar o señalar sobre 64 dispositivos externos a la

tarjeta PC31, estas señales codificadas pueden ser utilizadas como señales de

TRIGGER o CHIP SELECT para conversores A/D o D/A, Timer, latch, etc.


146

Cada vez que se accesa a la zona de memoria comprendida entre

0xFFFB40–0xFFFB7F la señal DSPLINK* se activa en estado lógico bajo, y

puede ser utilizada con señal de habilitación para la interfaz.

El jumper JP7 es el que dispone de todas las señales del Bus DSPLINK ya

sean datos, direcciones o control, todas estas señales llegan a una etapa de

adaptación compuesta por Buffers y resistencias que mejoran el

amortiguamiento. Sin embargo, es importante mantener precaución con la

distancia del cable Bus y las capacitancias de valor bajo.

PUERTOS SERIALES

La tarjeta PC31 tiene una UART 85C30 la cual entrega la capacidad de

comunicación serial o serie, a través de dos canales RS232 FULL DUPLEX, con

protocolo asíncrono o síncrono. Para comunicaciones con protocolo asíncrono,

cada uno de los canales soporta niveles de tensión de +/- 10 V con una tasa de

transmisión de 230 Kbaudios.

Los puertos seriales utilizan cinco líneas para la comunicación TX, RX,

GND, RTS, CTS. Las señales de RTS y CTS son señales de Handshake y están

implementadas en hardware. Si las señales Handshake no son utilizadas en

algunas aplicaciones pueden ser obviadas usando un cable serie propio de la

aplicación al cual se conecta la señal CTS a 10V y se desconecta la señal de

RTS.

El 85C30 es muy flexible, soporta altas velocidades a una tasa de

transferencia sobre 2 Mbaudios, además puede trabajar con varios protocolos de

comunicación como HDLC, SDLC, NRZ, entre otros.

PUERTO PARALELO DE ENTRADA/SALIDA (PIA 8255)

La tarjeta PC31 emplea dos 8255 de 8 BITS cada uno de estos esta

mapeado en la parte baja del Bus de memoria del DSP TMS320C31, es decir,


147

mapeados en los 8 BITS menos significativos. Estos dispositivos son activados

cada vez que se accesa a las posiciones de memoria comprendidas entre

0xFFF840–0xFFF843 (puerto 0) y 0xFFF880–0xFFF883 (puerto 1) ubicadas en

la zona de memoria de periféricos.

El puerto paralelo esta constituido por entradas y salidas digitales, 24 BITS

organizados en tres grupos de 8 BITS. Cada uno de estos grupos puede ser

configurado para trabajar como entrada, salida o en forma Bidireccional. Estos

BITS de entrada/salida pueden ser utilizados en diferentes formas según sean

los requerimientos sin necesidad de construir una interfaz especial. Los 48 BITS

relacionados con el puerto de paralelo de entrada/salida están disponibles en los

jumpers JP14 y JP15. En la tabla D.4 se muestran los registros de configuración

del puerto paralelo.

DISPOSITIVO REGISTRO DIRECCIÓN 8255#0 PUERTO A 0XFFF840 8255#0 PUERTO B 0XFFF841 8255#0 PUERTO C 0XFFF842 8255#0 CONTROL 0XFFF843 8255#1 PUERTO A 0XFFF880 8255#1 PUERTO B 0XFFF881 8255#1 PUERTO C 0XFFF882 8255#1 CONTROL 0XFFF883

Tabla D.4 Registros de configuración del puerto paralelo.

TIMER 8254

Además de los dos periféricos Timer internos del procesador DSP

TMS320C31, la tarjeta PC31 incorpora un Timer 8254 de tres canales de 16

BITS, este dispositivo se puede utilizar para diversas funciones.

Para accesar el Timer existe un registro de control de 8 BIT ubicado en la

dirección 0XFFF8C3 el cual puede programar cada uno de los canales

escribiendo los valores apropiados en el registro de control. Además cada uno de


148

los contadores puede ser leído conociendo el valor actual de la cuenta. En la

tabla D.5 se muestran los registros y la dirección correspondiente a cada uno.

REGISTRO DIRECCIÓN TMR0 0xFFF8C0 TMR1 0xFFF8C1 TMR2 0xfff8c2 CTL 0xfff8c3

Tabla D.5 Registros del timer 8254.

Cada uno de los tres contadores puede ser alimentado con una fuente de

reloj externa o una fuente de reloj interna para cada canal la cual se puede

seleccionar con el jumper JP1 (ver tabla D.6), pueden recibir la señal de GATE

de forma externa y la señal de salida de los contadores puede ser utilizada como

fuente de interrupción para el procesador DSP como también para los

conversores ADC y DAC, respectivamente.

JP1 FUENTE DE RELOJ

1-2 TMR1 – h1/2 none TMR1 – fuente externa 3-4 TMR2 – h1/2 none TMR2 – fuente externa 5-6 TMR3 – h1/2 none TMR3 – fuente externa

Tabla D.6 Selección de fuente de reloj.

CONVERSOR ANÁLOGO A DIGITAL (ADC)

La tarjeta PC31 trae un conversor análogo a digital DSP102 de 16 BITS,

dos canales, con capacidad de digitalización de alta calidad y un tiempo de

conversión de 5 useg, entradas bipolares de +/- 10 V configurables por el usuario

por el jumper JP54A como se muestra en la tabla D.7.

CANAL TENSIÓN ENTRADA

JUMPER SELECCIÓN

A -/+10 V JP54A None A 0 -10 V JP54A 1-2


149

A 10 - 0 V JP54A 2-3 B -/+ 10 V JP54A None B 0 - 10 V JP54A 1-2 B 10 - 0 V JP54A 2-3

Tabla D.7 Selección del rango de tensión de entrada del conversor A/D.

El conversor A/D DSP102 no necesita circuiteria externa para funciones

de SAMPLE/HOLD puesto que posee internamente un sistema de SAMPLED

para la conversión, el tiempo de conversión es de típicamente 5 useg, siendo

éste el tiempo máximo especificado. Tiene una referencia de tensión interna para

efecto de precisión de la conversión, esta referencia de tensión no debe ser

usada como una referencia para dispositivos externos sin antes acondicionarla

con una etapa de Buffers de lo contrario afectará la presición en la conversión de

los datos de entrada al conversor.

El conversor está comunicado directamente con el puerto serial síncrono

del procesador DSP TMS320C31, es decir, las muestras entregadas por el

conversor DSP102 son leídas desde el registro SER_RD del puerto serial

síncrono del procesador DSP.

El valor de error (OFFSET) viene seleccionado por el fabricante, si se

desea hacer un proceso de recalibración del OFFSET o hacer un cambio en los

rangos de tensión de las entradas, se debe seguir un procedimiento estipulado

por el fabricante de la tarjeta PC31 en el que se ajusta los valores de los

potenciómetros R47 y R56 para el valor del OFFSETT, y R27 y R28 para las

ganancias.

Para dar la orden de conversión, señal de TRIGGER, de ambos canales

del conversor DSP102, se debe seleccionar la fuente de la señal de TRIGGER a

través del jumper JPADC, cuya selección se muestra en la tabla D.8.

JPADC FUENTE TRIGGER

1-2 TMR0 – 8254 3-4 TMR1 – 8254


150

5-6 RELOJ INTERNO C31 7-8 ESCRITURA EN 0XFFF940

Tabla D.8 Selección de fuente de señal de trigger.

Las entradas del conversor A/D pueden ser utilizadas como entradas

diferenciales o entradas single-ended (con referencia a tierra) por medio de un

Multiplexor análogo de cuatro entradas diferenciales (Multiplexor MAX DG529) u

ocho entradas single-ended (Multiplexor MAX DG528) según sea la configuración

de los jumpers JP63 y JP64. En la tabla D.9 se aprecian, todas las señales

asociadas con el conversor A/D DSP102.

CANAL MULTIPLEXOR JUMPER SELECCIÓN A DG528 (S.E.) JP63 2-3 A DG529 (DIFF.) JP63 1-2 B DG528 (S.E.) JP64 2-3 B DG529 (DIFF.) JP64 1-2

Tabla D.9 Selección del multiplexor.

MULTIPLEXOR ANÁLOGO

Los mutiplexores análogos están compuestos por cuatro canales de

entrada (DG529) con una salida diferencial u ocho canales de entrada (DG528)

con una salida con referencia a tierra. Cada multiplexor tiene un tiempo máximo

de Switching de 1 useg, la atenuación entre canales es de 62 Db. Estos

multiplexores son manejados desde una fuente con una impedancia de salida

muy pequeña la cual es un amplificador operacional con el objeto de mejorar el

rendimiento de los multiplexores. En la figura D.11 se detallan en un esquema los

multiplexores con sus entradas y salidas correspondientes.


151

Figura D.11 Diagrama de los multiplexores análogos.

Escribiendo en la posición de memoria 0XFFFA80 para el multiplexor_A o

0XFFFAC0 para el multiplexor_B se puede seleccionar la entrada del dispositivo

que se desea utilizar. En las tablas D.10 y D.11 se muestra la selección de

entradas correspondiente a cada canal.

SELECCIÓN MUX_A

SELECCIÓN ENTRADA (S.E. )

SELECCIÓN ENTRADA (DIFF.)

0 IN0 IN0+ / IN8- 1 IN8 IN1+ / IN9- 2 IN1 IN2+ / IN10- 3 IN9 IN3+ / IN11- 4 IN2 N/A 5 IN10 N/A 6 IN3 N/A 7 IN11 N/A

Tabla D.10 Selección de entradas del mutiplexor A.


152

SELECCIÓN MUX_B

SELECCIÓN ENTRADA (S.E.)

SELECCIÓN ENTRADA (DIFF.)

0 IN4 IN4+ / IN12- 1 IN12 IN5+ / IN13- 2 IN5 IN6+ / IN14- 3 IN13 IN7+ / IN15- 4 IN6 N/A 5 IN14 N/A 6 IN7 N/A 7 IN15 N/A

Tabla D.11 Selección de entradas del mutiplexor B.

FILTRO ANTI-ALIASING

La tarjeta PC31 tiene implementado un filtro anti-aliasing de seis polos

con un valor de OFFSET ajustable para cada canal de conversión. El filtro anti-

aliasing viene configurado de fábrica como un filtro pasa banda con una

frecuencia de 380 Khz la cual puede ser sustituida, cambiando los arreglos de

resistencias, a la frecuencia que se necesite. Además, se pueden sintonizar los

canales en forma individual, el arreglo R50 para el canal de conversión A y el

arreglo R51 para el canal de conversión B, en la figura D.12 se muestra la

respuesta en frecuencia para distintos valores de resistencia y en la figura D.13

se muestra el esquemático del filtro anti-aliasing.

Figura D.12 Respuesta en frecuencia del filtro anti-aliasing.


153

Figura D.13 Esquemático del filtro anto-aliasing.

AMPLIFICADOR DE GANANCIA PROGRAMABLE (PGA)

Cada una de las salidas de los multiplexores llega a un amplificador de

ganancia programable el cual a su vez entrega la señal al filtro anti-aliasing para

que este finalmente entregue la señal a muestrear al conversor A/D. El

amplificador de ganancia programable que utiliza la tarjeta PC31 es el PGA205

con ganancia a programar de 1, 2, 4 y 8, el PGA204 es el amplificador

alternativo que soporta la tarjeta PC31.

Los factores de ganancia son seleccionados por software escribiendo en

una posición de memoria específica el valor correspondiente al factor de

ganancia, en las tablas D.12 y D.13 se muestra la selección de ganancias por

canal para los diferentes amplificadores programables.


154

VALOR DIRECCION FACTOR (PGA205)

FACTOR (PGA204)

0 0XFFFC00 1 1 1 0XFFFC00 2 10 2 0XFFFC00 4 100 3 0XFFFC00 8 1000

Tabla D.12 Selección de ganancias de amplificadores programables – canal A.

VALOR DIRECCION FACTOR (PGA205)

FACTOR (PGA204)

0 0XFFFC40 1 1 1 0XFFFC40 2 10 2 0XFFFC40 4 100 3 0XFFFC40 8 1000

Tabla D.13 Selección de ganancias de amplificadores programables – canal B.

SALIDAS ANÁLOGAS

La tarjeta PC31 esta provista por cuatro canales o salidas análogas de

200 KHz cada una, provenientes del conversor D/A de 16 BITS DSP202, en la

implementación de estas salidas se utilizó técnicas de plano y grilla de tierra para

mejorar la inmunidad al ruido obteniendo una señal de salida de gran calidad.

El conversor D/A DSP202 de dos canales tiene la capacidad de trabajar a

full escala, los rangos de tensión de salida son seleccionables con los jumpers

JP45, JP46, JP47, JP48, selección que se entrega en la tabla D.14. El valor de

tensión de +/- 10V está seleccionado de fábrica.

SELECCIÓN RANGO DE TENSION DE SALIDA

1-2 Bipolar +/- 10 V p-p 2-3 Bipolar +/- 1 V p-p

Tabla D.14 Selección del rango de tensión de salida del conversor D/A.

Las líneas que salen del conversor D/A llegan a una etapa de

acondicionamiento de señal formada por filtros de primer orden y amplificaciones

implementadas con amplificadores de alta velocidad y bajo OFFSET, las


155

ganancias en cada canal son seleccionadas en forma individual. Las señales de

tensión aparecen en la salida después de 5 useg. Cada uno de los dos

conversores D/A recibe la señal de TRIGGER o señal de orden de conversión de

distintas fuentes las cuales son seleccionables, en la tabla D.15 se entregan las

distintas fuentes para la señal de TRIGGER.

JP50 FUENTE SEÑAL TRIGGER

1-2 DAC0/1 8254 – TIM0 3-4 DAC0/1 8254 – TIM1 5-6 DAC0/1 TCLK1 – C31 7-8 DAC0/1

Dirección 0xfff980 9-10 DAC2/3 8254 – TIM0 11-12 DAC2/3 8254 – TIM1 13-14 DAC2/3 TCLK0 –c31 15-16 DAC2/3

Dirección 0xfff9c0 17-18 DAC2/3

pulso invertido DAC0/1

Tabla D.15 Fuentes de señal de conversión para el conversor D/A.

APÉNDICE E

DIAGRAMAS ESQUEMÁTICOS DE CIRCUITOS

Apéndice E. Diagramas Esquemáticos de Circuitos.

157

Figura E.1 Diagrama Esquemático Circuito de Tarjeta de Medición de Tensiones.


158

Figura E.2 Diagrama Esquemático Circuito de Tarjeta de Medición de Corrientes.


159

Figura E.3 Diagrama Esquemático Circuito de Tarjeta de Acondicionamiento de Señales.


160

Figura E.4 Diagrama Esquemático Circuito de Tarjeta de Protecciones.


161

Figura E.5 Diagrama Esquemático Circuito de Tarjeta de Lectura de Encoder.


162

Figura E.6 Diagrama Esquemático Circuito de Tarjeta Generadora de PWM o Temporizadora.


163

Figura E.7 Diagrama Esquemático Circuito de Tarjeta Generadora de Referencia de Velocidad para la MÍJA.


164

Figura E.8 Diagrama Esquemático Circuito de Tarjeta Interfaz PC31-PC.


165

Figura E.9 Diagrama Esquemático Circuito de Tarjeta Bus.


166

Figura E.10 Diagrama Esquemático Circuito de Tarjeta de Interfaz PWM.

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