tema 2. semiconductores de potencia

8/12/2019 Tema 2. Semiconductores de Potencia

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T

G E

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Grado de Ingeniería de Telecomunicación

Tema 2. Semiconductores de potenciaSevilla, Septiembre de 2012



T

G EÍndice

• Introducción• Diodo de potencia

• Interruptores de potencia (tiristores, transistoresbipolares, MOSFETs, IGBTs)

• Otros semiconductores de potencia WBG

• Comparativa

• Consideraciones prácticas de diseño



T

G EDiodo de potencia

0

i

V

Curva característica

ideali = IS! (e -1)

V

V T

Ecuación característicadel diodo:

V T = k ! T/q

donde:

IS = A! q ! ni2! (Dp/(ND! Lp )+Dn/(N A! Ln ))

Curva característica real



T

G EDiodo de potencia

V !

rd

Modelo asintótico

ideal0

i

V

V !

Circuito equivalente asintótico


asintótica.Pendiente = 1/rd



T

G Eestructura

La estructura de tres capas permite:

! En polarización inversa: la unión formada por las capasp+n- al estar poco dopada soporta una tensión muyelevada.

! En polarización directa: la circulación de electronesdesde la capa n+ inunda de electrones la capa n- con lo que

desde el punto de vista de la caída en conducción esequivalente a un diodo muy dopado.

n-

p+ p

+ p+

n+

SiO2 SiO2

Zona de deplexión

Anillo de guarda



T

G ECarácterísticas principales

Tipo de DiodoMáx. tensiónde ruptura

Máximacorriente

Caída enconducción

Velocidad deconmutación

Aplicaciones

Rectif. de altatensión

30kV ~500mA ~10V ~100nSCircuitos de alta

tensión

Propósitogeneral

~5kV ~10kA 0.7 - 2.5 V ~25 S Rectificadores 50 Hz

Rápidos (fastrecovery)

~3kV ~2kA 0.7 - 1.5 V <5 S Circuitos conmutados

DiodosSchottky

~100V ~300A 0.2 - 0.9 V ~30nSRectificadores de BT

y AF

Diodos Zenerde potencia

~300 V(funciona en

ruptura)

~75 W - - Referencias y fijación

de tensiones

Principales características de los diodos de potencia



TG EPolarización directa

Características de catálogo en polarización directa

Corriente media nominal, IFW(AV) : Valor medio de la máximacorriente de pulsos senoidales que es capaz de soportar el dispositivoen forma continuada con la cápsula mantenida a una determinadatemperatura (típicamente 100º C).

Corriente de pico repetitivo, IFRM : Corriente máxima que puede

ser soportada cada 20ms con duración de pico 1ms.

Corriente de pico único, IFSM : Corriente máxima que puede sersoportada por una sola vez cada 10 ó más minutos siempre que laduración del pico sea inferior a 10ms.



TG EComportamiento ideal en conmutación

Transición de “a” a “b”, esdecir, de conducción abloqueo (apagado)

a b

V 1 V 2

Ri

V+

-i

V

t

t

V 1/R

-V 2



TG EComportamiento real en conmutación

a b

V 1

V 2

Ri

V+

-

Transición de “a” a “b”, es decir, de conducción a bloqueo (apagado)

i

V

t

t

trr

V 1/R

-V 2/R

tstf (i= -0,25! V 2/R)

-V 2

ts = tiempo de almacenamiento(storage time )

tf = tiempo de caída (fall time )

trr = tiempo de recuperación inversa(reverse recovery time )




a b

V 1 V 2

Ri

V+

-

i

td = tiempo de retraso (delay time )

tr = tiempo de subida (rise time )

tfr = td + tr = tiempo de recuperación directa (forward recovery time )

tr

0,9! V 1/R

td

0,1! V 1/R

tfr

Transición de “b” a “a”, es decir, de bloqueo conducción (encendido)




El tiempo de recuperación inversa es el mayor de

los dos tiempos de conmutación y el responsable dela mayor parte de las pérdidas de conmutación.

La carga almacenada que se elimina por arrastre es:

Aproximando el área bajo la corriente a un triánguloserá:

La derivada de la corriente durante ta depende delcircuito externo, y normalmente será: ta>> tb esdecir: ta# trr . Si se resuelve el circuito y se conoceel valor de la derivada de iD:

se obtiene:

El valor de Qrr puede obtenerse del catálogo delfabricante.

t V ON

t

t rr

0.25I rr I rr v D

i D

I F Qrr (Carga Almacenada)

V R

t a t b di D /dt

Pico de tensión

debido a L di D /dt

L=bobina en seriecon D. (t b<<t a )

! =

rr t

f rr dt iQ0

rr

rr rr rr

rr rr

I Qt Qt I

2

2!"!

Curvas de tensión y corriente del diodo

durante la conmutación a corte.rr

rr

a

rr D

t

I

t

I

dt

di

!=

dt

di

Q I D

rr rr 2!




Los factores que influyen en el tiempo de recuperación inversa son:

IF; cuanto mayor sea, mayor será trr. Esto se debe a que la cargaalmacenada será mayor.VR; cuanto mayor sea, menor será trr. En este caso si la tensión inversa esmayor se necesita menos tiempo para evacuar los portadores almacenados.diF /dt; cuanto mayor sea, menor será trr. No obstante, el aumento de estapendiente aumentará el valor de la carga almacenada Q. Esto producirá

mayores pérdidas.T; cuanto mayor sea la temperatura, aumentarán tanto Q como trr.



TG EDisipación térmica

Bloqueo : Se suelen despreciar.En Conmutación. Son función de lafrecuencia de trabajo. (Además de lascorrientes, tensiones y la forma comoevolucionan).En Conducción: Uso de catálogos

I AV

P D P D

T c

25ºC

125ºC

180º

=60º =120º =180º

Las pérdidas aumentan con

• La intensidad directa.• La pendiente de la intensidad.• La frecuencia de conmutación.• La tensión inversa aplicada.• La temperatura de la unión.

Curvas típicas suministradas por unfabricante para el cálculo de las

pérdidas en conducción de un diodo



TG EDiodos schottky de potencia

n-

p p

n

Zona de deplexión

NODO

C TODO

SiO2 SiO2

V BD

1/RON i D

V

v D

1/RON

V

V BD

Diodo Schottky

Diodo Normal

Uso en circuitos donde se precise:• Alta velocidad• Bajas tensiones• Potencias bajas

Por ej. Fuentes de alimentaciónconmutadas.

Característica I-V de un diodo Schottky



TG ETiristores

TiristoresLos tiristores son interruptores electrónicos utilizados encircuitos de potencia donde es necesario controlar la activacióndel interruptor.Los tiristores son dispositivos de tres terminales (ánodo, cátodoy puerta) Dentro de la familia de tiristores se encuentran:- Rectificador controlado de silicio (SCR) - El Triac- Tiristor de bloqueo por puerta (GTO)

- Tiristor controlado por MOS (MCT)

Para que el SCR entre en conducción hay que aplicar una corriente de puertacuando la tensión ánodo cátodo sea positiva. Una vez que el dispositivo haentrado en conducción, la señal de la puerta deja de ser necesaria paramantener la corriente de ánodo. El SCR continuara conduciendo mientras lacorriente de ánodo siga siendo positiva y esté por encima de un valor mínimodenominado nivel de mantenimiento.



TG EOtros tiristores

TRIACEl TRIAC es un tiristor capaz de conducir corriente en ambossentidos. El TRIAC es equivalente a dos SCR conectados enantiparalelo.

MCT

Es un dispositivo funcionalmente equivalente al GTO, pero sin elrequisito de alta corriente de desactivación de puerta. Estáformado por un SCR y dos transistores MOSFET. Un MOSFET activael SCR y el otro lo desactiva estableciendo la tensión puerta-cátodo, apropiada.

Tiristor GTOAl igual que el SCR, se activa al aplicar una corriente de puertade corta duración cuando la tensión ánodo-cátodo es positiva.El GTO también puede desactivarse aplicando una corriente depuerta negativa. La corriente de desactivación debe ser muygrande comparada con la corriente de activación.El GTO es apropiado para aplicaciones en las que es necesariocontrolar tanto la activación como la desactivación del

interruptor.



TG ECaracterística estática ideal

Característica Estática del SCR

0

i

V


ideal encendido

Curva característicaideal apagado



TG ECaracterística estática real

I A

V AK V B0

I H I B0 V RWM

V H

I G =0 I G2 > I G1

V B02 V B01 < <

Tensión de bloqueoinverso

Zona de ruptura

Zona de conducción

Tensión de bloqueo

directo



TG EModelo equivalente a BJTs

n2 G

p1 A

K

p2

J 1 J 2

J 3

n1

a) SCR Simplificado

A

K

G

I A = I E1

I C1 I G I B2

I K = -I E2

T 1

T 2

I B1 I C2

c) Circuito Equivalente

K

G

A

p1

p2 n1

n2 p2 n1

J 2 J 3

J 1 J 2

b) SCR como dos Transistores



TG ETransistores bipolares (BJT)

1/R d

V CE (V)

I C (A)

0 BV SUS BV CE0 BV C B0

I C

I E B

C

E

I B

I B=0 I B1 I B2 I B3 I B4

I B5

Característica de salida (IC frente a VCE ) del transistor NPN de potencia, para

distintas corrientes de base, IB5>IB4>...IB1>0 y Esquema del BJT de tipo NPN.

Zona desaturación

Zona decuasisaturación

Ruptura secundaria

Ruptura primaria

Activa

Corte



TG EMontaje Darlington

Base

Colector

Emisor D1

T A

D2

T B

= B A+ B+ A

Montaje Darlington para Grandes

Corrientes.

El BJT de potencia normalmente tiene una ß baja.Por ejemplo si ß=20 y va a conducir una corriente de 60A, la corriente de basetendrá que ser mayor que 3A para saturar el transistor.Para lograr estas altas corriente de base se usa la configuración DARLINGTONdonde la ganancia de corriente de la combinación es aproximadamente igual alproducto de las ganancias individuales y puede reducir la corriente extraída delcircuito de polarización.



TG EZona de operación segura

a) FBSOA ( f 1<f 2<f 3 ) b) RBSOA (Trancisiones de menos de 1 s)

Zonas de Operación Segura del Transistor Bipolar

V CE

I C I CM

V CE

dc 1 2

3

V BEoff=0

V BEoff<0

C

CM

V CE V CE0 V CB0

Límite térmico

Avalancha

secundaria

Tensión deruptura



TG EMOSFET

El nombre hace mención a la estructura interna: Metal Oxide Semiconductor

Field Effect Transistor (MOSFET)

Es un dispositivo unipolar: la conducción sólo es debida a un tipo de portador

Los usados en Electrónica de potencia son de tipo acumulación

G

D

SCanal N

D

G

SCanal P

Los más usados son los MOSFET de canal NLa conducción es debida a los electrones y, por tanto, con mayor movilidad=> menores resistencias de canal en conducción

Conducción por

electrones

Conducción por

huecos



TG EZona de funcionamiento

El MOSFET es un dispositivo controlado por tensión. Un tensión puerta-

fuente (VGS) lo suficiente grande (VGS> VTH) activará el dispositivo,dando lugar a una pequeña tensión drenador fuente (VDS).En el estado de conducción las variaciones de VDS son linealmenteproporcionales a ID , por tanto en estado de conducción el MOSFETpuede modelarse como una resistencia denominada RDS(ON).

b) Curva Característica

V BVV BD V DS

RupturaOhmica

Saturación

Corte

V GS

Zona óhmica, VGS- VT >VDS, ,

en esta zona el transistor seconsidera un interruptor cerrado,con una resistencia (para valoresmuy pequeños de VDS):

Zona de ruptura, VDS > VBD.

( ) !!"#$$

%& '('(!

"#$

%&(=

2

2

DS

DS T GS DV V V V

LW k i

( )T GS

ON DS

V V L

W k

R

!"#

$%&

'(

= 1)(



TG ETransistor V MOS

G

D

n+ n

+

p p Canal

n

n+

e-

e-

S S



TG ETransistor D MOS

Sección de un Transistor DMOS de

Enriquecimiento Canal n

Drenador

óxido de uerta

Fuente Puerta

SiO2

(sustrato)

(oblea)

L

canal n+

n+ n+

n+

n+

n-

p p

i D i D

1019 cm-3

10 cm-

1014

1015

cm-3

1019 cm-3

!"##$%& (" )&*#"+($++* "+","&-*+



TG ETransistor TRENCH

Transistores MOS de potencia

modernos: Transistores conTrinchera

S S

D

n-epitaxial

n+-oblea

G

Canal

p p

n+n+

SiO2

G

n+n

+

p



TG EEjemplos de transistores mosfet

120V 200A

120V 30A



TG EConsideraciones prácticas

G

D

S

DS G

+

P-

Substrato

N+ N+

• Precauciones en el uso de transistores MOSFET

• El terminal puerta al aire es muy sensible a los ruidos

• El óxido se puede llegar a perforar por la electricidad estática de los dedos. A

veces se integran diodos zener de protección

• Existe un diodo parásito entre fuente y drenador en los MOSFET de

enriquecimiento

D A

D B



TG ECaracterística técnicas

1ª -Máxima tensión drenador-fuente

2ª -Máxima corriente de drenador

3ª -Resistencia en conducción

4ª -Tensiones umbral y máximas de puerta

5ª -Velocidad de conmutación

Máxima tensión drenador-fuente

• Corresponde a la tensión de ruptura de la unión que forman el substrato

(unido a la fuente) y el drenador.

• Se mide con la puerta cortocircuitada a la fuente. Se especifica a qué

pequeña circulación de corriente corresponde (por ejemplo, 0,25 mA)



TG EMáxima corriente de drenador

El fabricante suministra dos valores (al menos):

- Corriente continua máxima ID

- Corriente máxima pulsada IDM

La corriente continua máxima ID depende de

la temperatura de la cápsula (mounting base

aquí)

A 100ºC, ID=23! 0,7=16,1A



TG EResistencia en conducción

Es uno de los parámetro más importante en un MOSFET

• Cuanto menor sea, mejor es el dispositivo

• Se representa por las letras RDS(ON)

• Para un dispositivo particular, crece con la temperatura

• Para un dispositivo particular, decrece con la tensión de

puerta. Este decrecimiento tiene un límite.

Drain-source On Resistance, R DS(on) (Ohms)



TG ETensión umbral y máxima GS

• La tensión puerta fuente debe alcanzar un valor umbral para que comience

a haber conducción entre drenador y fuente

• Los fabricantes definen la tensión umbral VGS(TO) como la tensión puerta-

fuente a la que la corriente de drenador es 0,25 mA, o 1 mA

• Las tensiones umbrales suelen estar en el margen de 2-4 V



TG E Variación de la tensión umbral con Tª

La tensión umbral cambia con la temperatura



TG EMáxima tensión puerta-fuente

La máxima tensión soportable entre puerta y fuente es típicamente de ± 20V



TG E Velocidad de conmutación

• Los MOSFET de potencia son más rápidos que otros dispositivos usados en electrónica

de potencia (tiristores, transistores bipolares, IGBT, etc.)

• Los MOSFET de potencia son dispositivos de conducción unipolar. En ellos, los niveles

de corriente conducida no están asociados al aumento de la concentración de portadores

minoritarios, que luego son difíciles de eliminar para que el dispositivo deje de conducir

• La limitación en la rapidez está asociada a la carga de las capacidades parásitas del

dispositivo

• Hay, esencialmente tres:

- Cgs, capacidad de lineal

- Cds, capacidad de transición Cds » k/(VDS)1/2

- Cdg, capacidad Miller, no lineal, muy importante

S

D

G

Cdg

Cgs

Cds




• Los fabricantes de MOSFET de potencia suministran información de tres capacidades

distintas de las anteriores, pero relacionadas con ellas:

- Ciss = Cgs + Cgd con V ds=0 ( $ capacidad de entrada)

- Crss = Cdg (capacidad Miller)

- Coss = Cds + Cdg ( $ capacidad de salida)

Ciss

Coss

S

D

G

Cdg

Cgs

Cds

S

D

GS

D

G

D

GG

CdgCdg

CgsCgs

CdsCdsS

D

G

Cdg

Cgs

CdsS

D

GS

D

G

D

GG

CdgCdg

CgsCgs

CdsCds




Ciss = Cgs + Cgd

Crss = Cdg Coss = Cds + Cdg




V 1 R

C

Carga y descarga de un condensador desde una resistencia

• La carga y la descarga de estas capacidades parásitas generan pérdidas que

condicionan las máximas frecuencias de conmutación de los MOSFET de potencia

• En la carga de C:

- Energía perdida en R = 0,5CV 12

- Energía almacenada en C = 0,5CV 12

• En la descarga de C:

- Energía perdida en R = 0,5CV 12

• Energía total perdida: CV 12 = V 1QCV1

• Además, en general estas capacidades parásitas retrasan las variaciones detensión, ocasionando en muchos circuitos convivencia entre tensión y corriente, lo

que implica pérdidas en el proceso de conmutación




• Análisis de una conmutación típica en conversión de energía:

- Con carga inductiva

- Con diodo de enclavamiento

- Suponiendo diodo ideal

Cdg

Cgs

Cds V 1 R

V 2

IL




• Situación de partida:

- Transistor sin conducir (en bloqueo) y diodo en conducción

- Por tanto: " v DG = V 2, v DS = V 2 y v GS = 0

" iDT = 0 y iD = IL

+

-

v DS

v GS

+

-

+

-

v DG

Cdg

Cgs

Cds V 1 R

V 2

IL

iDT

iD

B

A

- En esa situación, el interruptorpasa de B a A

+

-

+

-




• iDT = 0 hasta que vGS = VGS(TO)

• vDS = V2 hasta que iDT = IL

+

-

v DS

v GS

+

-

+

-

v DG

Cdg

Cgs

Cds V 1 R

V 2

IL

iDT

iD

B

A

V GS(TO)

v DS

iDT

v GS B% A

IL

Pendiente determinada por R, Cgs y porCdg ( $ V 2 )

+

-

+

-

+

-




• La corriente que da V1 a través de R se emplea

fundamentalmente en descargar Cdg !

prácticamente no circula corriente por Cgs ! vGS

= Cte

+

-

v DS

v GS

+

-

+

-

v DG

Cdg

Cgs

Cds V 1

R

V 2

IL

iDT

B

A

V GS(TO)

v DS

iDT

v GS B% A

IL

+

-

+

-

+

-




• Cgs y Cdg se continúan

V GS(TO)

v DS

iDT

v GS B% A

IL

+

-

v DS

v GS

+

-

+

-

v DG

Cdg

Cgs

Cds V 1 R

V 2

IL

iDT

B

A

+

-

V 1

Constante de tiempo determinada por R, Cgs y porCdg ( $ V 1 )

+

-




• Valoración de pérdidas entre t0 y t2:

- Hay que cargar Cgs (grande) y descargar

Cdg (pequeña) VM voltios

- Hay convivencia tensión corriente entre

t1 y t2

iDT

+

- v DS

v GS

+

-

Cdg

CgsCds

V 2+

-

+

-

+

-

$iDT

t0 t1 t2 t3

V GS(TO)

v DS

iDT

v GS B% A

IL

V 1 V M

P VI




• Valoración de pérdidas entre t2 y t3:

- Hay que descargar Cds hasta 0 e invertir

la carga de Cdg desde V2-VM hasta -VM

- Hay convivencia tensión corriente entre t2

y t3

V 1 V M

t0 t1 t2 t3

V GS(TO)

v DS

iDT

v GS B% A

IL

P VI

iDT = IL

+

- v DS

v GS

+

-

Cdg

CgsCds +

-

+

-

+

-IL

iCds

iCdg +iCds+IL

iCdg




• Valoración de pérdidas a partir de t3:

- Hay que acabar de cargar Cgs y Cdg hasta

V1

- No hay convivencia tensión corriente salvo

la propia de las pérdidas de conducción

t0 t1 t2 t3

V GS(TO)

v DS

iDT

v GS B% A

IL

P VI

V 1 V M

iDT = IL

+

- v DS

v GS

+

-

Cdg

CgsCds +

-

+

-

IL

iCdg

$iL




• Valoración de la rapidez de un dispositivo por la

carga de puerta

:

- La corriente que da la fuente V1 esaproximadamente constante entre t0 y t3 (comienzode una exponencial, con IV1 »V1 /R)

- De t0 a t2, la corriente IV1 se ha encargadoesencialmente en cargar Cgs. Se ha suministrado unacarga eléctrica Qgs

- De t2 a t3, la corriente Iv1 se ha encargado eninvertir la carga de Cdg. Se ha suministrado una cargaeléctrica Qdg

- Hasta que VGS = V1 se sigue suministrando carga.Qg es el valor total (incluyendo Qgs y Qdg)

- Para un determinado sistema de gobierno (V1 y R),

cuanto menores sean Qgs, Qdg y Qg más rápido será eltransistor

- Obviamente t2-t0 » QgsR/V1, t3-t2 » QdgR/V1 y PV1 =V1Qgf S, siendo f S la frecuencia de conmutación

v GS

i V1

t0 t2 t3

V 1

i V1 R

Qgs

Qdg

Qg



TG EConmutación con carga resistica

Otro tipo de información suministrada por los fabricantes: conmutación concarga resistiva

V DS V GS

10%

90%

tr td on tf td off

td on : retraso de encendido

tr : tiempo de subida

td off : retraso de apagado

tf : tiempo de bajada

+

- v DS

iDT

+

- v GS

G

D

S+

R G

R D



TG EPérdidas en un mosfet de potencia

v DS

iDT

v GS

P VI

Pcond = R DS(on)iDT(rms)2

W on

W off

Pconm = f S(w on + w off )

Pérdidas en

conducción

Pérdidas en

conmutación



TG EZona de operación segura

BVDSS=500V V DS 10V

0.1A

ID=5A

IDM=10A

DC

100ms

10ms

1ms

0.1ms

10 s

SOA(DC)

Límite de

potencia a

Tc=25ºC

Zona de Operación Segura (SOA) en un MOSFET dePotencia (iD y VDS en escala logarítmica)

Límite debido a

R DS

Tiempo paraonda cuadrada

con D=1%



TG EOtros dispositivos WBG

Los semiconductores de Si están limitados a operar con temperaturas deunión por debajo de los 200oC

• Los dispositivos de Si no son adecuados para altas frecuencias.• Los dispositivos de WBG pueden evitar estos límites de temperatura y defrecuencia.• Las tecnologías más maduras actualmente son los dispositivos SiC y GaN

Qué son WBG?

Por qué WBG?

Propiedades físicas de varios semiconductores para dispositivos de potencia



TG ERectificadores SiC

1) Diodos Schottky Barrier (SBD) pueden alcanzar una altísimafrecuencia de conmutación y muy bajas pérdidas en conducciónpero tiene baja tensión de bloqueo y alta corriente inversa.

2) Diodos PiN alcanzan alta tensión inversa y baja corriente inversapero presentan problema de carga durante la recuperación inversa.

3) Diodos Junction Barrier Schottky (JBS) presentan característicassimilares al Schottky respecto a caída directa baja y alta frecuenciay similares al PiN en cuanto a estado de bloqueo con alta tensión debloqueo y baja corriente inversa.



TG EDispositivos GaN

Los transistores GaN soporta una alta intensidad de campo eléctrico y

tiene una muy alta movilidad de electrones con una razonableconductividad térmica. Además, tiene una alta discontinuidad debandas de conducción entre GaN y AlGaN y, la presencia de campos,permite un alto confinamiento de la concentración del gas de electronesen dos dimensiones (2D).

Recientemente, los transistoresGaN de alta movilidad electrónica,High Electron Mobility Transistors(HEMTs), empiezan a tener un graninterés por tener una bajaresistencia ON y soportar altastensiones de ruptura. Los GaNHEMTs tendrán gran aplicaciones

de dispositivos microondas y enfuentes de alimentación.



TG EComparativa y aplicaciones

Dispositivos de potencia (> 600V)• Alta densidad de campo

eléctrico• Alta banda de gap de

energía

Dispositios de RF• Alta velocidad conmutaciónMEMS

• Alto módulo de Young• Dureza

Sensores químicos• Materiales inertes

Bio-sensores

• Biocompatibilidad• Transparencia



TG EComparativa y aplicaciones

WBG

SiliconLimit

Power Devices



TG EDiseño térmico

Puede observarse que un dispositivofuncionando a 75ºC durará unascuatro veces más que si trabaja a sutemperatura máxima, por tanto esmuy importante mantener latemperatura del cristal controlada,aún en las condiciones más

desfavorables (Máximas disipaciónde potencia y temperatura delmedio ambiente)

40º 50º 60º 70º 80º 90º 100º 110º 120º

Temperatura en la unión T j ºC V i d a

e s p e r a d a r e s p e c t o a l a

v i d a m e d i a a 7 5 º C

T j =75ºC

1

2

3

T jMax =

125ºC

Problema a resolver: Al circular corrientes por los dispositivos y conmutar entrecorte y saturación se producen unas pérdidas de potencia en forma de calor en el

dispositivo. Si este calor no es extraído del interior del dispositivo, provocará unasubida de la temperatura del semiconductor.La temperatura en el cristal de silicio no puede superar un valor máximo,(normalmente T jmax=125ºC), ya que:

& Empeoran las características funcionales del dispositivo.& La vida media esperada disminuye al aumentar la temperatura.




Modelo Multicapa de un Semiconductor

Montado sobre un Disipador para analizar laTransferencia de Calor desde el Silicio haciael Ambiente

R' ja= R' jc+ R'cs+ R'sa

Semiconductor T j

Encapsulado T c

Aislamiento Eléctrico

Disipador T s

Temperatura Ambiente T a

donde:R' jc es la resistencia térmica debidaa mecanismos de transferencia decalor por conducción entre el silicioy el encapsulado del dispositivo.R'cs es la resistencia térmica debidaa mecanismos de transferencia de

calor por conducción entre elencapsulado del dispositivo y eldisipador.R'sa es la resistencia térmica debidaa mecanismos de transferencia decalor por convección y radiaciónentre el disipador y el ambiente.Estos mecanismos, aunque más

complejos, como ya hemos visto, sepueden modelar de formaaproximada mediante unaresistencia térmica.




Magnitud Eléctrica Magnitud TérmicaDiferencia dePotenciales

Diferencia deTemperaturas

Intensidad Potencia

Resistencia Eléctrica Resistencia Térmica

T j = PD (R' jc+ R'cs+ R'sa)+ Ta

dónde:

T j es la temperatura de launión del semiconductor.Ta es la temperaturaambiente del medio exterior.

Estos cálculos no son exactos,debido a que las resistenciastérmicas varían con:

• La Temperatura.• Contacto térmico entre

cápsula y radiador(Montaje).

• Dispersiones defabricación.

• Efectos transitorios.Circuito Equivalente Basado en Resistencias Térmicas

T j

R jc R cs R sa

P D

+

T c

+

T s

+

T a

+

j c s a

Se puede hacer una analogía con los circuitos eléctricos




a) Sistema Térmico Simple Consistenteen una Masa a Temperatura inicial TS ala cual se le suministra un escalón depotencia PD, estando en contacto conun Disipador a Temperatura TS. Latemperatura final alcanzada es T1.

b) Modelo equivalente eléctrico utilizado

para modelar comportamientostransitorios de un sistema térmico.

T 1 T s

a)

P D

T s

C

b)

P D

R

T 1 =C R

La evolución en el tiempo de la temperatura cuando se aplica un cambio brusco(escalón) de la potencia disipada será:

En régimen permanente coincide con lo estudiado anteriormente para el caso

estático:

)1()( /

1!

"

!

t

DS e R P T t T

#

#=#

! R P T t T

DS ="#= )(1

T




Para una masa de cierto tamaño se tendrá una distribución continua de

temperaturas. Para calcular la evolución de la temperatura se aproxima elmaterial en varios trozos en los que se supone que la temperatura es constante.La temperatura final en un nodo debe coincidir con la obtenida con el modeloestático

T 5 T 4 T 3 T 2 T 1T S

P D

T 5 T 1 T 2 T 3 T 4

T S

C 2 C 1 C 3 C 4 C 5 P D

R! 5,4 R! 4,3 R! 3,2 R! 2,1 R! 1,S

a) Sistema térmico aproximado porcinco trozos.

b) Modelo Eléctrico Equivalente

T




Definimos la impedancia

transitoria como:

P D

P o

0 t

T n

T fn

t a) Escalón de Potencia b) Evolución de la Temperatura

en el trozo n

0

T 0n

)1()(/

00!

"

!

t

nne R P T t T

#

#=#

Z

Z 0

t 0

)1(Z)(Z/

0! "

! !

t

et #

#=

00

0 )()()(

P

t T

P

T t T t Z

n !=

"=

#

Respuesta Transitoria de la Temperatura en el Nodo n Frente a un Cambio enescalón en la Potencia Disipada.

T




Los fabricantes suelen darcurvas en las que serepresenta la impedanciatérmica transitoria para undispositivo al que se aplicauna potencia disipada tipoescalón u ondas cuadradasperiódicas, por ejemplo:

Puede observarse que para

valores altos de D y bajosde t1 (=altas frecuencias),las curvas se vuelvenhorizontales, es decir, lainercia térmica hace que latemperatura de la unión novaríe y por tanto estascurvas no son necesarias.En general, para

frecuencias mayores de3kHz es suficiente trabajarcon la característicaestática.

D=

0.5

10-5 1 10

0.01

0.1

1

10

I m p e d a n c i a T é r m i c a T r a n s i t o r i a

U n i ó n - C á p s u l a Z t h J C

( º C / W )

10-

10-3

Notas:

1- D=t 1 /T

2-T jMax =T C +P DMax Z thJC

10-2 10

-

0.2

0.1

Pulso único, T=

0.05

0.02

0.01

t 1 (seg)

t 1T

P D

Curvas de la Impedancia Térmica Transitoria del transistor MOSFET IRF330 donde la Impedancia Térmica Transitoria está parametrizada en

función del ciclo de trabajo del MOSFET

T



TG E

Gracias por la atención

tema 2. semiconductores de potencia

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