tags i sensors sense xip en tecnologia rfiddeeea.urv.cat/public/propostes/pub/pdf/2297pub.pdf ·...
TRANSCRIPT
Jaume Bret Solé
Tags i sensors sense xip en tecnologia RFID
TREBALL DE FI DE GRAU
Dirigit David Giribau Sala
Grau d’Enginyeria Telemàtica
Tarragona
2015
INDEX
1. Introducció ..................................................................................................................... 1
1.1. RFID ....................................................................................................................... 1
1.2. Chipless RFID ......................................................................................................... 2
1.2.1. Tipus de chipless RFID ................................................................................... 2
1.3. Tecnologia UWB .................................................................................................... 3
1.4. Objectiu del projecte ............................................................................................... 3
1.5. Organització de la memòria .................................................................................... 3
1.6. Referències .............................................................................................................. 4
2. Sensor de permitivitat .................................................................................................... 5
2.1. Objectius del capítol ............................................................................................... 5
2.2. Conceptes teòrics del sensor ................................................................................... 5
2.3. Sensibilitats en línies microstrip (MLIN) i coplanar (CPW) .................................. 8
2.3.1. Línies de transmissió microstrip ...................................................................... 8
2.3.2. Línies de transmissió CPW o coplanars .......................................................... 9
2.3.3. Estudi de sensibilitats .................................................................................... 10
2.4. Conclusions ........................................................................................................... 16
2.5. Referències ............................................................................................................ 16
3. Antenes CPW .............................................................................................................. 17
3.1. Objectius del capítol ............................................................................................. 17
3.2. Materials ............................................................................................................... 17
3.3. Paràmetres bàsics d’una antena ............................................................................ 17
3.3.1. Diagrama de radiació ..................................................................................... 18
3.3.2. Directivitat ..................................................................................................... 18
3.3.3. Guany ............................................................................................................ 19
3.3.4. Ample de banda ............................................................................................. 20
3.4. Antenes proposades .............................................................................................. 20
3.5. Disseny de les antenes .......................................................................................... 22
3.6. Estudi paramètric .................................................................................................. 22
3.7. Referències ............................................................................................................ 27
4. Tags basats en antena i línia de retard CPW ............................................................... 28
4.1. Objectius del capítol ............................................................................................. 28
4.2. Disseny dels tags ................................................................................................... 28
4.2.1. Adaptació esglaonada de 3.265 mm .............................................................. 28
4.2.2. Adaptació esglaonada de 1.165 mm amb angle ............................................ 29
4.2.3. Adaptació directa ........................................................................................... 30
4.2.4. Adaptació amb slot 2x8,265 mm ................................................................... 30
4.2.5. Adaptació amb slot 2x9,265 mm ................................................................... 31
4.2.6. Adaptació amb slot 3x8,265 mm ................................................................... 32
4.3. Tags resultants de 60 i 80 Ω d’impedància de línia .............................................. 33
4.3.1. Resultat final del tag de 60 Ω ........................................................................ 33
4.3.2. Resultat final del tag de 80 Ω ........................................................................ 34
5. Mesures en entorn real al laboratori ............................................................................ 36
5.1. Objectius del capítol ............................................................................................. 36
5.2. Elements del sistema de mesures .......................................................................... 36
5.3. Configuració dels elements ................................................................................... 36
5.4. Obtenció dels resultats .......................................................................................... 38
5.5. Materials i característiques ................................................................................... 38
5.6. Resultats obtinguts ................................................................................................ 39
5.6.1. Mesures sobre el tag de 60 Ω ........................................................................ 40
5.6.1.1. Mesures en distància .................................................................................. 41
5.6.2. Mesures sobre el tag de 80 Ω ........................................................................ 42
5.6.2.1. Mesures en distància .................................................................................. 42
6. Conclusions i línies futures.......................................................................................... 44
Agraïments:
Al Dr. David Girbau Sala per la seva dedicació, temps i coneixements que m’ha
proporcionat durant la realització d’aquest projecte de final de grau.
També a la meva parella i família pel seu recolzament.
TFG - Introducció
1
1. Introducció
En un món on cada dia les comunicacions sense fins tenen més presència, és també
important avançar amb una línia clara cap a la investigació i la millora continua d’elements
ja existents entre nosaltres, com per exemple, el RFID (Radio Frequency Identification),
evolucionant cap al concepte chipless.
Aquest projecte pretén treballar en aplicacions que prenen avantatge del fet de no
incorporar chip a les etiquetes RFID i també introduir l’estudi d’un sensor chipless de
permitivitat de materials tot aprofitant les comunicacions sense fils de banda ultra ampla
(UWB).
1.1. RFID
El RFID [1] és una tecnologia aplicada a dispositius o etiquetes que permet, entre d’altres
coses, la identificació d’objectes a distància per mitjà de la radiofreqüència. La seva
implementació està creixent exponencialment en l’actualitat degut a les múltiples
aplicacions que pot desenvolupar.
El tag o etiqueta conté un chip el qual emmagatzema la informació d’identificació d’un
determinat objecte. El funcionament és el següent: mitjançant un dispositiu emissor, s’emet
una ona electromagnètica cap al tag RFID, aquest capta el senyal amb l’antena, aprofitant
l’energia per alimentar el chip, i aquest retorna el senyal modulat amb la informació que
conté, tal i com il·lustra la figura 1.1.
Figura 1.1. Esquema funcionament tag RFID
TFG - Introducció
2
Existeixen tres tipus de tags RFID, classificats segons el tipus d’alimentació:
Actius: Aquests requereixen d’una alimentació externa necessària per al
funcionament del xip i també per l’emissió del senyal de resposta.
Semi-passius: Són un híbrid entre els actius i els passius, ja que requereixen d’una
alimentació externa per alimentar el xip. L’emissió del senyal de resposta es
realitza de forma passiva aprofitant el senyal d’interrogació incident sobre el tag.
Passius: No requereixen d’alimentació externa. El xip s’alimenta a partir del senyal
d’interrogació.
1.2. Chipless RFID
El factor econòmic és el principal pel qual la tecnologia RFID no estigui més estesa avui
dia, degut al cost del xip que incorporen les etiquetes i el seu assemblatge amb l’antena.
Per tal de superar aquest handicap en algunes aplicacions, s’estan encaminant les
investigacions cap al disseny d’etiquetes RFID chipless.
L’absència de xip implica que la informació s’ha de codificar per mitjà de medis físics,
com ara retards en domini temporal, variacions en amplitud i fase del senyal o en
absorcions de potència en domini freqüencial.
1.2.1. Tipus de chipless RFID
En els últims anys s’han desenvolupat diferents tipus de tags sense chip. Molts d’aquests
encara són prototips. La principal dificultat d’implantar aquests tipus de tags, radica en la
capacitat de codificació de la informació. A la figura 1.2 es mostren els diferents tags
chipless que s’estan desenvolupant avui dia.
Figura 1.2. Diagrama dels diferents tipus de tags chipless.
TFG - Introducció
3
Tal i com mostra la figura 1.2, els tags sense xip es divideixen en dos grans grups, en el
domini del temps (TDR) i en el de la freqüència (Spectral signature).
En aquest estudi aplicarem la topologia de línia de retard en el domini temporal.
1.3. Tecnologia UWB
La tecnologia Ultra Wide Band [3] o de banda ultra ampla, neix com alternativa a les
comunicacions de curt abast com ara el Bluetooth o el WiFI. Es defineix com UWB
qualsevol transmissió radio que ocupi un ample de banda major al 25% de la freqüència
central o més de 1.5 GHz. Les comunicacions UWB es basen en la transmissió de polsos
ultracurts i per tant tenen avantatge en algunes aplicacions com per exemple en radars
d’alta resolució. En aquest projecte, s’utilitza un radar UWB com a lector per la RFID.
1.4. Objectiu del projecte
Un cop introduïdes aquestes tecnologies i explicades algunes de les seves aplicacions en
l’actualitat, aquest projecte tracta de demostrar la possibilitat d’implementar sensors de
permitivitat relativa de diferents materials, que permetin fer la lectura de forma remota a
certa distància, basats en la lectura del senyal provinent d’un tag RFID chipless amb
codificació temporal. La particularitat d’aquest treball és que es proposa utilitzar línies de
retard amb topologia coplanar, ja que s’espera que tinguin una sensibilitat major a la
variació de permitivitat que les línies convencionals basades en topologia microstrip.
Per complir aquest objectiu principal, s’han proposat varis objectius secundaris, com són:
l’estudi i comprensió de la tecnologia RFID chipless amb codificació temporal, l’estudi i el
disseny de les línies de transmissió coplanar, el disseny d’antenes UWB amb accés
coplanar i el disseny de línies de retard coplanars.
1.5. Organització de la memòria
La memòria constarà de 5 apartats ben diferenciats els quals es detallen a continuació:
En el capítol 2 explicarem el concepte teòric per entendre la forma de quantificar
les diferents permitivitats dels materials en retards temporals i es presentà un estudi
de sensibilitats en línies de transmissió microstrip i coplanars per tal de justificar
les decisions de disseny que s’han optat per la realització del projecte.
En el capítol 3 exposaré diferents dissenys d’antena útils per la implementació
d’aquest tipus de sensors, passant per un estudi paramètric de la configuració d’una
antena i més a fons tractarem les característiques de la antena escollida.
En el capítol 4 exposaré diferents dissenys finals del sensor, primerament
demostrant la viabilitat mitjançant simulacions i posteriorment amb resultats reals
TFG - Introducció
4
en el capítol 5. I per finalitzar al capítol 6, exposaré les conclusions que n’hem
extret.
1.6. Referències
[1] An Introduction to RFID Technology, Roy Want.
[2] Multiresonator-Based Chipless RFID, Barcode of the Future, Preradovic,s and
Karmakar, N.C.
[3] TECNOLOGÍA ULTRA-WIDEBAND (UWB), LA REVOLUCIÓN A CORTO
ALCANCE, Jordi Diaz.
TFG – Sensor de permitivitat
5
2. Sensor de permitivitat
2.1. Objectius del capítol
A l’apartat 1.3, he introduït el concepte chipless i n’hem pogut veure alguns exemples. En
aquest cas volem documentar l’estudi de disseny d’un sensor de permitivitat de materials
chipless. El principal objectiu del sensor és la detecció de diferents tipus de materials a
partir de les seves característiques elèctriques. El principi bàsic de funcionament dels tags
és en la diferència de velocitat de propagació de les ones electromagnètiques quan
atravessen diferents materials. D’aquesta manera, apropant una línia de transmissió als
materials, el retard de l’ona al viatjar canvia. Detectant diferències entre retards es pot
obtenir les propietats elèctriques (permitivitat relativa) del material.
2.2. Conceptes teòrics del sensor
La velocitat de propagació vp dins el medi es pot obtenir mitjançant la següent formula.
√ (2.1)
On c és la velocitat de la llum i eff la permitivitat efectiva del medi, que és funció de la
permitivitat r relativa de tots els materials que el formen. Com és pot deduir, una variació
de la permitivitat relativa comporta una variació de velocitat i per tant, una variació del
temps que triga una ona en recórrer el medi, el qual acaba traduint-se en una variació
temporal.
Per tal de poder explicar la forma de captar aquestes variacions temporals introduirem dos
conceptes lligats als tags que es dissenyaran, el mode Estructural i mode tag.
El mode estructural és el resultat de l’energia que la antena no és capaç
d’interceptar i transmetre al sistema o sensor i per tant rebota en direcció al lector.
Podem preveure que serà el primer senyal que es rebrà al lector.
El mode tag és el senyal que ha estat interceptada per l’antena i transmesa al sensor
i re-emesa per aquest en direcció al lector. És el senyal que més informació ens
aportarà i també la més difícil de detectar.
La figura 2.1, mostra gràficament la diferencia entre els dos modes introduïts anteriorment.
D’altra banda, la figura 2.2 il·lustra el tag chipless codificat en el temps, i es mostra
esquemàticament la forma en que es produeixen els retards temporals al sistema.
TFG – Sensor de permitivitat
6
Figura 2.1. Representació gràfica del mode estructural i mode tag.
Figura 2.2. Gràfica de les senyals que intervenen en el sistema.
La forma d’obtenir els resultats mesurats amb el sensor és a través de la diferència de
temps entre el mode estructural i el mode tag. El retard del mode estructural només depèn
de la posició relativa entre el tag i el lector. El retard entre el mode estructural i el mode tag
només depèn de la velocitat de propagació de l’ona per la línia de retard que conté el tag, i
per tant, conté la informació de la permitivitat dels materials continguts en el medi.
La forma de detectar aquestes variacions de temps que estudiarà aquest projecte és
mitjançant línies de transmissió d’una determinada longitud. Prenent com a referència un
retard de 500 ps el qual ens fixarà la longitud de la línia de transmissió o de retard.
Mode estructural
Mode tag
TFG – Sensor de permitivitat
7
Per entendre el funcionament cal fer referència a la teoria sobre línies de transmissió [1]. El
sensor consta d’una antena connectada a una línia de transmissió connectada a una càrrega,
en el nostre cas infinita (circuit obert), tal i com mostra la figura 2.3. D’aquesta manera
obtenim la reflexió total de l’ona incident sobre la càrrega sent aquesta reflectida cap a
l’antena. Aquesta característica que compleix el sensor, ens lliura de la utilització
d’elements actius al sistema ja que la pròpia reemissió del senyal per part del tag ve donada
per dita reflexió.
Una ona progressiva és aquella ona proporcionada per un generador, en el nostre cas
l’antena del sensor, i que és entregada al circuit viatjant en direcció a la càrrega. Per
contraposició, una ona regressiva és aquella que no ha estat consumida per la càrrega i
viatja en direcció al generador. La tensió de línia per una càrrega progressiva s’anomena
, i per una regressiva, s’anomena, . Anàlogament, les intensitats de línia.
Figura 2.3. Representació bifilar d’una línia de transmissió.
Quan la ona és entregada al circuit en l’instant de temps t = 0 i posició dins la línia de
transmissió z = 0. El generador veu un divisor de tensió (2.2) format entre la impedància
del generador ( ) i la impedància de línia ( ) tal i com il·lustra la figura 2.4.
Figura 2.4. Representació gràfica del divisor de tensió a l’instant t=0.
( )
(2.2)
On Vg és la tensió del generador en circuit obert.
TFG – Sensor de permitivitat
8
En l’instant que l’ona arriba a la carrega (z = l), sent l la longitud de la línia de transmissió
apliquem el quocient entre el voltatge i la intensitat en l’instant de temps t i obtenim com a
resultat la impedància de la càrrega (ZL).
( )
( )
( )
(2.3)
( ) (
)
( ) ( )
On i+ és la intensitat de la ona progressiva i i
- és la intensitat de la ona regressiva,
anàlogament a les ones progressives i regressives de la tensió ( , ).
El coeficient de reflexió L indica el percentatge de potència de senyal que una càrrega ZL
no és capaç de consumir. Tenint en compte que la càrrega en circuit obert, és infinita, i
aplicant el càlcul de límits obtenim que el coeficient de reflexió a la càrrega és pròxim a 1,
produint una ona regressiva de propietats equivalents a la progressiva, és a dir, una reflexió
total del senyal incident a la càrrega.
2.3. Sensibilitats en línies microstrip (MLIN) i coplanar (CPW)
Anteriorment hem vist com podem obtenir matemàticament el valor de la permitivitat
relativa d’un material adherit al sensor mitjançant un determinat retard de temps entre el
mode estructural i el mode tag.
En aquest apartat centrarem la atenció en la forma de detectar la permitivitat, per tal que
aquesta afecti directament a la velocitat de propagació de la ona de la forma més efectiva
possible i per tant, obtenir una major sensibilitat.
El disseny de la línia de transmissió és la part més important del sensor ja que es la
encarregada de detectar aquestes variacions temporals.
Prèviament introduiré les diferents topologies de línia de transmissió que s’estudiaran.
2.3.1. Línies de transmissió microstrip
És una tipologia de línia de transmissió planar que permet guiar ones electromagnètiques a
través d’un substrat. Les línies microstrip estan formades a partir d’una pista de coure
TFG – Sensor de permitivitat
9
sobre un pla de massa. Ambdós conductors estan separats per un material dielèctric. Tal i
com es mostra a la figura 2.5,
Figura 2.5. Distribució dels camps elèctrics i magnètics en una línia miscrostrip.
Els camps elèctrics, tal i com s’il·lustra a la figura anterior, majoritàriament estan
continguts entre el conductor i el pla de massa, mentre que una petita part sobresurten del
material dielèctric i per tant, aquestes línies de camp serien les que creuarien un possible
material que s’adherís a l’estructura i faria variar la velocitat de propagació per la línia. Cp,
són poques les línies de camp que contingudes fora del dielèctric, per aquest motiu
entenem que no serà la topologia més adequada pel disseny del sensor.
2.3.2. Línies de transmissió CPW o coplanars
Les línies de transmissió coplanars, tal com indica el nom, implica que tant el conductor,
com la massa, estan en el mateix pla i estan separats per una petita separació o gap, tal com
es veu a la figura 2.6. Els camps elèctrics en aquest cas viatgen també del conductor central
als plans de massa. A mesura que aquesta separació va creixent, el camp elèctric també
s’expandeix per tal de cobrir aquesta distància. Considero aquesta topologia com la més
sensible ja que el camp elèctric a priori penetrarà més dins el material que es posi sobre la
línia de transmissió que la topologia microstrip.
Figura 2.6. Secció perpendicular de línia de transmissió coplanar.
On la superfície ratllada és la metal·lització i la separació entre aquestes, és el gap.
TFG – Sensor de permitivitat
10
2.3.3. Estudi de sensibilitats
Per tal de demostrar la sensibilitat de les topologies que hem emprat en la realització del
sensor, realitzarem un estudi de sensibilitats per diferents permitivitats relatives ( ), veient
com afecten aquestes als retards en que una ona travessa la línia.
Realitzarem les simulacions partint de la base que la línia està dissenyada amb una
longitud fixa, prenent com a referència l’aire, amb una permitivitat pròxima a la unitat i
500 ps com a temps que tarda l’ona a recórrer la línia en aquestes condicions.
Primerament, fem una simulació per comparar la sensibilitat entre una línia microstrip i
una CPW amb impedància característica 50 Ω en funció de la permitivitat. En el cas de la
CPW s’ha pres amb un gap de 0.4 mm, ja que creiem que aquesta topologia serà més
sensible i per tant volem comparar-la amb un dels casos menys favorables. Els resultats
d’aquesta simulació es mostren a la figura 2.8.
La figura (2.7) mostra la disposició de la línia microstrip en forma de meandre situada
sobre el substrat on davall hi ha el pla de massa. Totes les simulacions de la topologia
microstrip han estat confeccionades amb una disposició similar.
Microstrip (MLIN)
Figura 2.7. Visió 3D del layout de la línia de retard microstrip.
TFG – Sensor de permitivitat
11
Figura 2.8. Gràfica de sensibilitat microstrip vs coplanar mostrant el retard en funció de
Com es pot comprovar a la figura 2.8, per una línia de transmissió amb retard 0,5 ns quan
no té cap material adherit (aire), a mesura que augmenta la permitivitat, es pot observar
com aquesta repercuteix en un creixement més elevat del retard per a les línies CPW i per
tant una major sensibilitat. Això ens ajuda a intuir que el disseny del sensor tendirà a ser
CPW.
La Taula 2.1 mostra les amplades obtingudes per la línia microstrip per diferents
impedàncies característiques de línia fabricada sobre substrat Rogers. Els resultats s’han
obtingut amb el programa LineCalc.
Z0 40 Ω 50 Ω 60 Ω 70 Ω 80 Ω
Amplada 2.449 mm 1.726 mm 1.257 mm 0.933 mm 0.700 Taula 2.1. Amplada de pista mStrip en funció de Z0.
A continuació es mostren a la figura 2.9 les simulacions en funció de la permitivitat de
diferents materials (εr= [1-5]), i amb una amplada de 5mm per les diferents impedàncies de
línia microstrip.
TFG – Sensor de permitivitat
12
Figura 2.9. Retards en funció de la permitivitat per a línies uStrip de diferents impedàncies característiques.
Com es pot comprovar a la figura 2.9 en les línies microstrip, a mesura que augmenta la
impedància característica, és a dir, la línia de transmissió es va reduint en amplada, aquesta
detecta millor les diferències de permitivitat dels materials.
En el cas de línies CPW tal com he explicat al punt 2.3.2, apareix una nova variable, el gap
o separació entre línia i pla de massa coplanar. Per tant, les gràfiques que exposaré a
continuació estudiaran per cada impedància característica de línia [60-80] Ω les diferents
sensibilitats en funció de l’amplada del gap. Realitzem l’estudi augmentant la impedància
característica degut a l’estudi de sensibilitats microstrip, a major Z0, major sensibilitats.
A continuació es mostra l’estudi paramètric per diferents impedàncies característiques (Z0)
en la topologia coplanar (CPW) per tal de poder ser comparats els resultats amb la
topologia microstrip i poder extreure una conclusió de quina de les dos topologies és més
sensible a petites variacions de permitivitat.
La figura 2.10 mostra la disposició de la línia coplanar en forma de meandre situada sobre
el substrat on davall hi ha el pla de massa. Totes les simulacions de la topologia coplanar
han estat confeccionades amb una disposició similar.
La Taula 2.2 mostra les dimensions físiques obtingudes per la línia coplanar microstrip per
diferents impedàncies característiques de línia fabricada sobre substrat Rogers. Els
resultats s’han obtingut amb el programa LineCalc.
La figura 2.11 mostra els resultats del retard obtinguts a la simulació per una impedància
característica de 60 Ω en funció de diferents gaps mostrats a la taula 2.2.
TFG – Sensor de permitivitat
13
Coplanar (CPW)
Figura 2.10. Visió 3D del layout de la línia de retard CPW.
Dimensions CPW (Z0 = 60 Ω)
Amplada pista 2.644730 5.223410 8.370600
Amplada gap 0.4 0.6 0.8 Taula 2.2. Dimensions de la línia de transmissió de 60 Ω en funció dels gap.
Figura 2.11. Gràfica comparativa de sensibilitats per una línia de 60 Ω en funció de l’amplada del gap
TFG – Sensor de permitivitat
14
Els resultats de la figura 2.11 mostren que per una impedància de 60 Ω en CPW tenim una
major sensibilitat que totes les obtingudes a la figura 2.9, en la qual avaluàvem la topologia
MLIN per diverses impedàncies [40-80] Ω.
Com podem comprovar per un gap de 0.8 mm obtenim un retard lleugerament inferior al
de 0.4 mm, ho atribuïm a errors de simulació. Tot i aquest petit inconvenient, des del punt
de vista de la tendència dels resultats obtinguts, podem afirmar que serà més adequada per
al disseny del sensor la topologia CPW.
Les característiques de disseny de les línies per aquest estudi ve donada per la priorització
d’obtenir gaps més grans ja que considerem que és la principal característica que determina
la sensibilitat. Tal i com mostra la següent taula (2.3), per una mateixa impedància, l’ample
del gap és directament proporcional a l’ample de la línia que serà sempre inferior a 9 mm
degut a la pèrdua de propietats electromagnètiques que sofreix el substrat per amplades
superiors.
Dimensions CPW (Z0 = 70 Ω)
Amplada pista 3.849650 6.464000 8.428630
Amplada gap 0.8 1.1 1.3 Taula 2.3. Dimensions de la línia de transmissió de 70 Ω en funció dels gap.
La figura 2.12 mostra els resultats de retard obtinguts per una impedància de 70 Ω en
funció dels diversos gaps.mostrats a la taula anterior.
Figura 2.12. Gràfica comparativa de sensibilitats per una línia de 70 Ω en funció de l’amplada del gap.
TFG – Sensor de permitivitat
15
Com podem comprovar amb els resultats de la figura 2.12 per a permitivitats inferiors a 3
es comporten millor els gaps d’amplada inferior com en aquest cas el de 0.8 mm. Però
podem també apreciar que per a permitivitats superiors els gaps més grans obtenen una
sensibilitat clarament superior. Això ens podria introduir en un altre estudi per definir
millor els paràmetres de sensibilitat en un rang de mesura més concret.
Per finalitzar l’estudi de sensibilitats, mostrarem els resultats de la simulació per una
impedància de 80 Ω (figura 2.13), en funció dels diferents gaps exposats a la taula 2.4.
Dimensions CPW (Z0 = 80 Ω)
Amplada pista 4.54658 5.7131 8.91918
Amplada gap 1.3 1.5 2.0 Taula 2.4. Dimensions de la línia de transmissió de 80 Ω en funció del gap.
Figura 2.13. Gràfica comparativa per una línia de 80 Ω en funció del gap.
A partir de les figues 2.11, 2.12 i 2.13, podem observar que a mesura que augmentem la
impedància característica, per un mateix valor d’amplada de gap, obtenim una resposta de
la sensibilitat més lineal però a la vegada inferior en termes de sensibilitat, pot ser un valor
a tindre en compte per futurs dissenys de rang més ample.
TFG – Sensor de permitivitat
16
2.4. Conclusions
Un cop vists els efectes en funció dels paràmetres de les línies en quan a sensibilitat,
podem afirmar que les línies CPW són més sensibles a major permitivitat i no tenen tant
bona resposta a baixes permitivitats. En canvi les línies de retard MLIN, tenen una resposta
molt més lineal.
2.5. Referències
[1] Xavier Xirgu Aleixandre, Líneas de transmisión, PID_00159140 UOC
TFG – Antenes CPW
17
3. Antenes CPW
3.1. Objectius del capítol
En aquest apartat, explicarem breument els paràmetres bàsics referents a una antena i
entrarem en detall sobre el procés de disseny d’aquestes mitjançant el software ADS
Momentum. S’introduiran les antenes amb accés coplanar i exposaré un estudi paramètric
de les dimensions de l’antena, per tal d’assolir l’adaptació adequada per al rang de
freqüències de treball del radar per a les impedàncies característiques de les línies de retard
escollides per al sensor.
3.2. Materials
Les característiques del substrat tenen molta rellevància en les decisions de disseny ja que
en funció del tipus de material per una determinada impedància característica ( ), queden
molt alterades les dimensions físiques de la línia i en el cas del sensor, és una característica
molt important tal i com s’ha exposat a l’estudi de sensibilitats al punt 2.5.
El substrat utilitzat per la fabricació i simulació en aquest projecte ha estat el ROGERS
amb les característiques exposades a la taula 3.1.
Nom h t Permitivitat εr Tan Pèrdues
Rogers 0,813 mm 35 um 3,7 0,0022 Taula 3.1. Característiques del substrat.
On:
h és el gruix del dielèctric.
t és el gruix del coure.
és la permitivitat relativa del substrat.
Tan Pèrdues és la Tangent de pèrdues del substrat.
3.3. Paràmetres bàsics d’una antena
Hi ha molts paràmetres i característiques de disseny quan parlem d’una antena [1]. En
aquest apartat explicaré els més bàsics per tal d’entendre els següents punts correctament.
TFG – Antenes CPW
18
3.3.1. Diagrama de radiació
Un diagrama de radiació és una representació gràfica de les propietats de radiació de una
antena en funció de les diferents direccions de l’espai a una distància fixa. Normalment es
representa mitjançant el sistema de coordenades esfèriques tal i com mostra la figura 3.1.
Figura 3.1. Diagrama de radiació d’una antena direccional.
3.3.2. Directivitat
La directivitat d’una antena es defineix com la relació entre la densitat de potència radiada
en una direcció a una determinada distància i la densitat de potència que radiaria a la
mateixa distància una antena isotròpica amb les mateixes condicions de radiació. Tal i com
il·lustra la figura 3.2 l’esfera representa la densitat de potència radiada per una antena
isotròpica i la densitat de potència que sobrepassa l’esfera, representa la densitat de
radiada per la antena analitzada. Aquesta densitat de més, representa la directivitat i es
calcula amb la fórmula (3.1). La figura 3.3. presenta un esquema del sistema de
coordenades esfèriques.
Figura 3.2. Representació gràfica de la directivitat d’una
antena respecte la isotròpica.
Figura 3.3. Representació del sistema de coordenades
esfèriques.
TFG – Antenes CPW
19
( ) ( )
( ) (3.1)
On:
és l’angle del vector respecte l’eix de l’altura en coordenades esfèriques.
és l’angle del vector respecte l’eix de les abscisses en coordenades esfèriques.
( ) és la potència radiada en un punt concret.
Pr és la potència radiada per l’antena.
és l’àrea de la esfera, on r és el radi de l’esfera.
D( ) és la directivitat en un determinat punt.
Si no s’especifica la direcció angular, es pren la directivitat en el punt de màxima potència
de l’antena, i la formula és la següent (3.2):
( ) (3.2)
On Pmax és la potència en el punt de màxima radiació
3.3.3. Guany
És un paràmetre directament relacionat amb la directivitat. Les característiques del guany
son molt similars a les de la directivitat, ja que també és una relació de potència respecte
una antena isotròpica, però en aquest cas es relacionen les potències entregades a la antena
enlloc de les radiades. Aquest factor té en compte les possibles pèrdues de la antena ja que
no tota la potència entregada és radiada a l’espai. El guany i la directivitat estan
relacionades per l’eficiència de la antena.
( ) ( )
( )
( ) (3.3)
On:
( ) és el guany en un determinat punt.
Pradiada és la potència radiada per l’antena.
Pentregada és la potència entregada a l’antena.
és l’eficiència de la antena.
TFG – Antenes CPW
20
Tal i com ens mostra la fórmula de la figura anterior, si la eficiència de la antena és del
100% ( ) , cosa habitual a altes freqüències, ambdós paràmetres són equivalents.
3.3.4. Ample de banda
Totes les antenes degut a la seva geometria finita, estan limitades a treballar en un marge
de freqüències concret.
3.4. Antenes proposades
Plantejarem diferents models d’antenes amb accés coplanar o CPW i l’adaptarem al rang
de freqüències de treball del radar.
La primera antena UWB proposada [2] està dissenyada per treballar en un rang de
freqüències de [4,8-12,8] GHz tal i com mosta la figura 3.4, la seva topologia és
rectangular amb un ressonador intern en forma de creu amb accés coplanar d’impedància
característica 50 Ω. A la figura 3.5 es mostren les dimensions que fan referència als
acrònims de la figura 3.4. La adaptació que presenta aquesta antena es mostra a la figura
3.6.
Paràmetre Valor òptim (mm)
L 19
W 20
L1 10
W1 15
L2 3.5
W2 4
L3 1.8
W3 1.9
d 1.4
Figura 3.4. Estructura de la antena proposada amb
ressonador creuat..
Figura 3.5. Dimensions de la antena proposada amb
ressonador creuat.
TFG – Antenes CPW
21
Figura 3.6. Pèrdues de retorn (S11) de l’antena proposada tipus creu.
Aquest model d’antena tipus dipol amb estructura planar s’adapta a les nostres necessitats
degut a l’accés coplanar i la seva bona adaptació per a ser utilitzada en aplicacions UWB.
Però les seves característiques no son les adients per poder-se adaptar a la línia de retard ja
dissenyada, degut a que la nostra línia de retard és d’impedància característica diferent i
això implica diferents amplades dels accessos. Per poder pal·liar aquest inconvenient, re-
escalarem la antena en funció del accés coplanar de la línia de retard, per tal que siguin
ambdós el més similars possibles.
Un altra antena que també s’adapta a les nostres necessitats és la de la figura 3.7 [3], de
característiques similars a l’anterior però en aquest cas amb ressonador triangular. Les
dimensions que presenta aquesta antena són les que es mostren a la taula 3.8. La figura 3.9
mostra la adaptació de l’antena.
Paràmetre Valor òptim (mm)
L 21
W 20
L1 12
W1 15
d 1.4
H 7
Figura 3.7. Estructura de la antena proposada amb
ressonador triangular.
Figura 3.8. Dimensions de la antena proposada amb
ressonador triangular.
TFG – Antenes CPW
22
Figura 3.9. Pèrdues de retorn de la antena triangular (S11).
El rang de freqüències i la impedància de l’accés en d’aquesta antena tampoc s’adapta a les
necessitats del disseny proposat degut a que el rang de freqüències de treball que presenta
la figura 3.9, és més elevat que el que requerim per la freqüència de treball del radar.
Aquest fet també afecta a les dimensions de la antena anàlogament a la antena presentada
anteriorment (figura 3.4) i s’hauria d’escalar per poder ser adaptada a la nostra línia de
retard.
3.5. Disseny de les antenes
Un cop mostrat alguns dissenys aplicables al nostre projecte, procedirem a realitzar el
disseny de l’antena amb alimentador en forma de creu [1], adaptant-la a les nostres
condicions de disseny. A continuació es mostra un estudi paramètric i els dissenys
realitzats.
3.6. Estudi paramètric
Procedirem a ajustar els paràmetres de l’antena escollida (ressonador en forma de creu) per
assolir una màxima adaptació en el rang de freqüències de treball del radar [2,5-5] GHz.
Aprofitant aquesta parametrització de la antena també realitzarem un estudi de les
variacions d’adaptació en funció dels paràmetres de la antena.
Degut a que l’antena que volem parametritzar està dissenyada per un rang de freqüències
de banda ampla [4,8-12,8] GHz, i la que requerim no entra dins aquestes especificacions.
Prendrem com a referència el disseny però no les dimensions, ja que al treballar en un rang
de freqüències inferior (el radar està centrat a 4.3 GHz i té potència distribuïda en 1.5 GHz
d’ample de banda), l’antena s’haurà de re-escalar.
TFG – Antenes CPW
23
Realitzarem l’estudi a partir del disseny més òptim que vàrem obtenir després del re-
escalat de la antena escollida (figura 3.10). I tractarem d’optimitzar-lo tot comprovant les
variacions que provoca cada paràmetre. Les variacions que realitzarem seran de 0.5 mm,
aplicant fins a 1 mm de variació per banda, es a dir ± 1 mm de variació respecte l’antena de
referència de la figura 3.10. La adaptació que presenta la antena de referència és la que es
mostra a la figura 3.11.
Disposició de les mesures Llegenda (W, L) Mesura (mm)
W 8.37
W1 23
W2 2
W3, L5 2.5
L 9.5
L1 4
L2 3
L3 30
L4 3.19
Figura 3.10. Disseny i dimensions de l’antena referència per l’estudi paramètric.
El paràmetres que variarem en aquest estudi seran L1, L2 i W1 que són els paràmetres que
afecten més a nivell d’adaptació. Per tal que l’antena estigui adaptada dins el rang de
freqüències desitjat, s’han d’assolir nivells de S11 per davall de -10 dB en la totalitat del
rang.
Figura 3.11. Gràfica del paràmetre S11 de la antena de referència.
2.5 3.0 3.5 4.0 4.52.0 5.0
-30
-20
-10
-40
0
freq, GHz
dB
(S(1
,1))
TFG – Antenes CPW
24
Com podem observar a la figura 3.11, mostra una adaptació dins el rang de freqüències
[2.4-4.7] GHz, ja que aquest rang està situat per davall de -10 dB. La adaptació màxima
està al voltant de 4 GHz.
En aquest cas analitzarem les variacions del valor L2 i veurem com afecten aquestes a
l’adaptació (S11) respecte la antena de referència. Els resultats es mostren a la figura 3.12.
Antena referència
Variació L2 +1 mm
Variació L2 +0,5 mm
Variació L2 -0,5 mm
Variació L2 -1 mm
2.5 3.0 3.5 4.0 4.5 5.0 5.52.0 6.0
-30
-20
-10
-40
0
freq, GHz
dB
(cp
w_
16
0o
hm
_1
2_
mo
m_
a..S
(1,1
))d
B(c
pw
_1
60
oh
m_
12
_V
_1
_m
om
_a
..S
(1,1
))d
B(c
pw
_1
60
oh
m_
12
_V
_2
_m
om
_a
..S
(1,1
))d
B(c
pw
_1
60
oh
m_
12
_V
_3
_m
om
_a
..S
(1,1
))d
B(c
pw
_1
60
oh
m_
12
_V
_4
_m
om
_a
..S
(1,1
))
f(GHz)
S11
(dB
)
Figura 3.12. Gràfica S11 en funció de la variació del paràmetre L2.
Com podem comprovar a la figura 3.12, la modificació del paràmetre L2 no proporciona
canvis en el rang de freqüències d’adaptació sinó que proporciona canvis d’adaptació. Però
en tot cas, cap de les variacions que hem realitzat millora la adaptació de la antena de
referència.
Un cop realitzades les variacions del paràmetre L2 referents a la separació de la base del
ressonador en forma de creu amb la part superior de la base de l’antena, tal com es mostra
a la figura 3.10. Procedirem a realitzar variacions per parametritzar els canvis soferts sobre
el valor W1 i es mostraran les adaptacions obtingudes a la figura 3.13.
TFG – Antenes CPW
25
S11
(dB
)
2.5 3.0 3.5 4.0 4.5 5.0 5.52.0 6.0
-40
-30
-20
-10
-50
0
freq, GHz
dB
(cp
w_
16
0o
hm
_1
2_
mo
m_
a..S
(1,1
))d
B(c
pw
_1
60
oh
m_
12
_H
_1
_m
om
_a
..S
(1,1
))d
B(c
pw
_1
60
oh
m_
12
_H
_2
_m
om
_a
..S
(1,1
))d
B(c
pw
_1
60
oh
m_
12
_H
_3
_m
om
_a
..S
(1,1
))d
B(c
pw
_1
60
oh
m_
12
_H
_4
_m
om
_a
..S
(1,1
))
f(GHz)
Antena referència
Variació W1 +1 mm
Variació W1 +0,5 mm
Variació W1 -0,5 mm
Variació W1 -1 mm
Figura 3.13. Gràfica d’adaptacions en funció de les variacions del paràmetre W1.
En aquest cas avaluem la variació sobre el paràmetre W1, referent a l’amplada de la part
horitzontal de la creu central de l’antena. Tal i com es pot observar a la figura anterior a
mesura que la amplada decreix, augmenta el límit superior de la freqüència del rang
d’adaptació alhora que també es veu desplaçada l’adaptació. També es pot observar que
quan aquesta amplada augmenta, el límit superior del rang disminueix.
Per finalitzar l’estudi paramètric realitzarem les variacions del paràmetre L1, que fa
referència a l’amplada de la part horitzontal de la antena i els resultats obtinguts en quant a
les simulacions de l’adaptació es mostraran a la figura 3.14.
TFG – Antenes CPW
26
2.5 3.0 3.5 4.0 4.5 5.0 5.52.0 6.0
-30
-20
-10
-40
0
freq, GHz
dB
(cp
w_
16
0o
hm
_1
2_
mo
m_
a..S
(1,1
))d
B(c
pw
_1
60
oh
m_
12
_A
1_
mo
m_
a..S
(1,1
))d
B(c
pw
_1
60
oh
m_
12
_A
2_
mo
m_
a..S
(1,1
))d
B(c
pw
_1
60
oh
m_
12
_A
3_
mo
m_
a..S
(1,1
))d
B(c
pw
_1
60
oh
m_
12
_A
4_
mo
m_
a..S
(1,1
))
f(GHz)
S11
(dB
)
Antena referència
Variació L1 +1 mm
Variació L1 +0,5 mm
Variació L1 -0,5 mm
Variació L1 -1 mm
Figura 3.14. Gràfica d’adaptacions en funció de les variacions del paràmetre L1.
Com podem comprovar en els resultats obtinguts a la gràfica 3.14, les variacions en
amplada de la part horitzontal del ressonador, no influeixen en el rang de freqüències de
treball de la antena, ja que com es pot veure pràcticament totes les adaptacions creuen la
línia de -10 dB a la mateixa freqüència, tant en el rang superior, com l’inferior.
Tal i com hem pogut observar, les mesures que més afecten en termes d’adaptació són les
proporcionades per l’amplada (W1) i alçada (L1) de la part horitzontal de la creu del centre
de l’antena i també per la distància que separa la seva base respecte el pla de massa
coplanar (L2).
TFG – Antenes CPW
27
3.7. Referències
[1] Ángel Cardama Aznar, Lluís Jofre Roca, Juan Manuel Rius Casals, Jordi Romeu
Robert, Sebastián Blanch Boris (UPC) i Miguel Ferrando Bataller (UPV). Antenas,
Ediciones UPC.
[2] J. William and R. Nakkeeran, Department of Electronics and Communication
Engineering, CPW-Fed UWB Slot Antenna with Cross likeTuning Stub.
[3] J. William and R. Nakkeeran, Department of Electronics and Communication
Engineering Pondicherry Engineering College, Development of CPW-Fed UWB Printed
Slot Antenna.
TFG – Tags basats en antena i línia de retard CPW
28
4. Tags basats en antena i línia de retard CPW
4.1. Objectius del capítol
Un cop dissenyats i simulats tots els components que formaran part del sensor, s’ha de
realitzar l’assemblatge d’aquests en un tag.
Aquest capítol tractarà sobre els dissenys i simulacions dels tags de 60 Ω de impedància
característica de la línia, i els finals tant de 60 com de 80 Ω.
4.2. Disseny dels tags
Un cop realitzats els estudis de sensibilitat, hem pogut veure la línia a seguir per la
topologia de disseny dels tags. Aquesta topologia, com he comentat a les conclusions del
estudi al punt 2.6, és la coplanar o CPW.
En el disseny dels tags hem de connectar la línia de retard coplanar amb l’antena. A
continuació mostraré els diferents tipus d’acoblament que s’han realitzat per adquirir la
adaptació més favorable dins el rang de freqüències necessari.
4.2.1. Adaptació esglaonada de 3.265 mm
En aquest cas, tal com il·lustra la figura 4.1, l’acoblament entre l’antena i la línia de retard
és esglaonat amb una profunditat de 3,265 mm. El resultat obtingut a través de la simulació
ha estat el mostrat a la gràfica de la figura 4.2.
Figura 4.1. Acoblament amb esglaó
de 3,265 mm
Figura 4.2. Gràfica del coeficient de reflexió del tag.
TFG – Tags basats en antena i línia de retard CPW
29
Tal i com mostra la figura de la gràfica 4.2, aquest tipus d’acoblament entre antena i tag,
genera una bona adaptació en el rang de freqüencies superior [4-5,5] GHz, però sofreix una
petita desadaptació entre els 3,5 i 4 GHz tal i com es marca a la figura.
4.2.2. Adaptació esglaonada de 1.165 mm amb angle
Per tal d’intenar millorar l’adaptació del tag, es va reduïr l’esglaó i a la vegada, es va afegir
una pendent per tal de fer més progressiva la junta entre la antena i la línia de retard tal i
com mostra la figura 4.3. El resultat obtingut a través de la simulació ha estat el mostrat a
la gràfica de la figura 4.4.
Figura 4.3. Acoblament esglaonat de
1,165 mm amb anlge.
Figura 4.4. Gràfica del coeficient de reflexió del tag.
Segons el resultats obtinguts a la figura 4.4, podem observar una millor adaptació dins el
rang de freqüències de treball però aquest, es veu reduït per la banda superior que passa de
5,6 a 4,7 GHz. També es pot apreciar un error de simulació al voltant dels 5,1 GHz.
TFG – Tags basats en antena i línia de retard CPW
30
4.2.3. Adaptació directa
En aquest cas es presenta un acoblament lineal entre la antena coplanar i la línia de retard
tal i com es pot apreciar a la figura 4.5. Els resultats de la simulació es presenten a la figura
4.6.
Figura 4.5. Acoblament en línia. Figura 4.6. Gràfica del coeficient de reflexió del tag.
Observant els resulats de la simulació de la figura 4.6, podem veure que el rang de
freqüències de treball del tag ha millorat fins a assolir els 5,1 GHz en el rang superior i 2,7
GHz en el rang inferior. Es pot apreciar una petita desadaptació al punt de 3,8 GHz que en
tot cas considerarem ínfim per les repercussions que podran tindre en un hipotètic cas real.
4.2.4. Adaptació amb slot 2x8,265 mm
A partir d’aquest punt presentarem diferents acoblaments en forma d’incisió en el punt
d’unio entre la antena i la línia de retard. En aquest cas tal i com es pot mostra la figura
4.7, és de 2x8m265 mm i els resultats obtinguts d’adaptació es mostren a la figura 4.8.
TFG – Tags basats en antena i línia de retard CPW
31
Figura 4.7. Acoblament amb slot de
2x8,265 mm.
Figura 4.8. Gràfica del coeficient de reflexió del tag.
En aquest cas l’adaptació s’augmenta sobre el rang superior de freqüències tal i com es pot
apreciar a la figura 4.8. El rang de treball inferior no es veu alterat en quan a freqüència i
adaptació. Es pot apreciar que es manté la desadaptació al voltant dels 3.8 GHz i amés
s’aprecia un altre punt de desadaptació sobre els 3.3 GHz.
4.2.5. Adaptació amb slot 2x9,265 mm
Per tal d’intentar millorar els resultats exposats a la figura 4.8 provinents de la incisió de
2x8,265mm, en aquest cas realitzem una petita variació i augmentem un mil·límetre la
incisió horitzontal passant d’aquests 8,265 mm a 9,265 mm tal i com es mostra a la figura
4.9. Els resultats que s’obtenen es mostren a la figura 4.10.
Figura 4.9. Adaptació amb slot de
2x9,265 mm.
Figura 4.10. Gràfica del coeficient de reflexió del tag.
TFG – Tags basats en antena i línia de retard CPW
32
Com es pot comprovar a la figura 4.10, la desadaptació del punt de 3.3 GHz es veu
augmentada, encara es manté la segona desadaptació però en aquest cas amb menys
presencia i apareix una nova desadaptació al voltant de 4.7 GHz provocant que es redueixi
el rang superior de la freqüència de treball. Val a dir que per la freqüència central de treball
del radar utilitzat en aquest projecte, aquesta configuració presenta una bona adaptació
aproximadament sobre els 4.3 GHz però no tant bon rang de freqüències de treball.
4.2.6. Adaptació amb slot 3x8,265 mm
Degut a que el canvi de 8x265 mm a 9,265 mm no ha aportat cap millora respecte la
configuració 2x8,265 mm, en aquest cas variarem la insició de forma vertical passant de 2
a 3 mm tal i com mostra la figura 4.11. Els resultats obtinguts per aquesta configuració es
mostren a la figura 4.12.
Figura 4.11. Adaptació amb slot de
3x8,265 mm.
Figura 4.12. Gràfica del coeficient de reflexió del tag.
Com podem observar, aquest canvi no ha variat el rang de freqüències de treball del tag i
simplement a provocat l’augment de les desadaptacions present als resultats de la figura
4.8.
TFG – Tags basats en antena i línia de retard CPW
33
4.3. Tags resultants de 60 i 80 Ω d’impedància de línia
Un cop obtinguda l’adaptació més optima en la constitució dels tags (antena i línia de
retard), mostrarem els resultats obtinguts dels tags que finalment s’han fabricat, tant en 60
com en 80 Ω d’impedància.
4.3.1. Resultat final del tag de 60 Ω
La figura 4.13, mostra la fotografia del tag de 60 Ω d’impedància característica amb gap
de 0,8 mm i amplada de pista 8,37 mm. La figura 4.14 mostra el layout del disseny i la
figura 4.15 mostra la simulació del S11 al final del tag.
Figura 4.13. Fotografía del tag de 60 Ω. Figura 4.14. Layout del tag de 60 Ω.
Com podem apreciar a la figura 4.14, s’ha optat per els dissenys amb acoblament lineal
entre l’antena i la línia de retard, presentant com anteriorment hem vist a l’apartat 4.2.3 un
millor acoblament dins el rang de freqüències de treball tal i com mostra la figura 4.15.
TFG – Tags basats en antena i línia de retard CPW
34
Figura 4.15. Gràfica de l’adaptació obtinguda amb el tag de 60 Ω.
4.3.2. Resultat final del tag de 80 Ω
Els resultats obtinguts en quant a adaptació es mostren a la figura 4.18 i presenten un rang
de freqüències de treball inferior a les obtingudes amb el tag de 60 Ω però en tot cas,
s’adapten a les nostres característiques, ja que compleixen la adaptació que requereix el
radar.
Figura 4.16. Gràfica de l’adaptació obtinguda amb el tag de 80 Ω.
En el cas del tag de 80 Ω s’ha seguit el mateix procediment que amb el de 60 Ω. Tal i com
mostra la figura 4.17, també s’ha optat per un acoblament lineal entre la antena i la línia de
TFG – Tags basats en antena i línia de retard CPW
35
retard. Les mesures de la línia de retard que hem considerat han estat de 8,9 mm per
l’amplada de la pista i 2 mm per l’amplada del gap.
Figura 4.17. Fotografía del tag de 80 Ω. Figura 4.18. Layout del tag de 80 Ω.
TFG – Mesures en entorn real al laboratori
36
5. Mesures en entorn real al laboratori
5.1. Objectius del capítol
En aquest capítol explicaré les mesures en entorn real al laboratori, la seva disposició i
configuració i la forma en que s’han obtingut dites mesures. Finalment exposaré i
comentaré els resultats obtinguts per cada tag.
5.2. Elements del sistema de mesures
El sistema de mesures del laboratori consta dels següents elements:
Radar polsat TIME DOMAIN® PulsON
® P400 MRM com a lector.
Antena tipus Vivaldi (Emisora).
Antena tipus parche (Receptora).
Cambra semi-anecoica.
PC.
Software de configuració del radar.
Software Matlab® (Obtenció i processat del senyal).
5.3. Configuració dels elements
L’element principal del set-up és el radar el qual requereix de dos antenes UWB
connectades als seus pertinents ports. El radar es controlat per part del PC mitjançant el
Software Matlab®. Tal i com mostra la figura 5.1.
Figura 5.1. Esquema simplificat de muntatge del sistema de mesures.
La figura 5.2 mostra el set-up del muntatge previ a les mesures realitzades al laboratori.
TFG – Mesures en entorn real al laboratori
37
Figura 5.2. Fotografia del set-up de mesura del laboratori.
Primerament per poder obtindre els resultats, hem de preparar el muntatge de les antenes
conjuntament amb el radar tot apuntant al tag (situal al centre tal i com es pot observar a la
figura 5.3). La principal característica del posicionament del sistema és que el tag ha
d’estar situat com a mínim al doble de la distància que separa ambdues antenes, tal i com
il·lustra la següent figura.
Figura 5.3. Disposició del tag respecte les antenes.
TFG – Mesures en entorn real al laboratori
38
5.4. Obtenció dels resultats
El radar, incorpora una API per poder dissenyar aplicacions pròpies que el gestionin i
controlin. D’aquesta manera, s’ha utilitzat una aplicació mitjançant un script de Matlab®
disponible en el grup de recerca que s’encarrega de tot el control de la mesura i el
processat de senyal. Primerament realitza una captura de l’escenari sense la col·locació del
tag, posteriorment amb el tag i finalment mitjançant l’ús de transformades de tipus Wavelet
i Hilbert d’ambdues senyals obtingudes es pot eliminar el soroll, evitant a mesura del
possible les reflexions multicamí presents al escenari. No es donen detalls del processat
dels senyals ja que no forma part del projecte.
5.5. Materials i característiques
Per poder comprovar el correcte funcionament dels sensors, necessitem diversos materials
amb característiques elèctriques diferents i conegudes per poder experimentar variacions
de retard diferents en funció de cada material i poder-les catalogar.
Els materials que hem emprat per l’estudi han estat els següents:
Tefló
PVC
Fusta (aglomerada)
Les propietats dels materials són les mostrades a la taula (5.1).
Permitivitats conegudes
Tefló PVC
2 3,2 Taula 5.1. Permitivitats dels diferents materials utilitzats a l’estudi.
De la fusta aglomerada no tenim cap tipus de referència sobre la seva permitivitat degut a
ser un material no homogeni.
TFG – Mesures en entorn real al laboratori
39
5.6. Resultats obtinguts
Finalment s’han fabricat els tags que hem dissenyat i han obtingut una major sensibilitat en
les simulacions, com són les línies CPW de 60 i 80 Ω. Ambdós tags s’han provat amb
diferents materials adherits a la línia de retard per provar la variació del retard en funció de
les característiques físiques del material i en concret la seva permitivitat. La figura 5.4
mostra la imatge dels dos tags fabricats i els diferents materials anomenats anteriorment
per realitzar les mesures.
Figura 5.4. Imatge dels diferents elements utilitzats per mesurar. D’esquerra a dreta (tag CPW 80 Ω, tag CPW 60 Ω,
fusta aglomerada, tefló i PVC)
Com es pot comprovar, els materials mesurats no tenen una mesura fixa. Per aquest motiu
els resultats seran merament informatius per poder detectar diferents permitivitats. No
entrarem en detalls sobre els retards produïts, ja que per obtenir resultats fiables haurien de
ser de la mateixa longitud i amplada.
TFG – Mesures en entorn real al laboratori
40
5.6.1. Mesures sobre el tag de 60 Ω
Un cop obtinguts els tags fabricats i realitzades les pertinents mesures amb els diferents
materials proposats al laboratori, el resultats obtinguts amb el tag CPW de 60 Ω son els
presentats a la figura 5.5.
Figura 5.5. Resultats obtinguts mitjançant la API aplicada a Matlab®, on es veuen els diferents retards dels materials
superposats.
Analitzant amb detall els resultats obtinguts per cada material amb el tag CPW de 60 Ω,
podem diferenciar clarament el mode estructural del mode tag. Val a dir que hi ha una gran
diferència de potencia entre ambdós modes, però lo important per que les mesures siguin
vàlides, és que la potència rebuda del mode tag sigui superior al fons de soroll del sistema
per tal de poder-se diferenciar i obtindre’n el temps de retard.
Fins ara hem detallat la manera en que s’obtenen els resultats. Ara veurem la manera
d’interpretar-los. Com he comentat a l’apartat sobre la teoria del sensor, la qüestió
fonamental per detectar un determinat material a partir de la seva permitivitat, a nivell
matemàtic (5.1), es tradueix amb un determinat retard temporal tal i com mostra la figura
5.6.
(5.1)
TFG – Mesures en entorn real al laboratori
41
Figura 5.6. Representació del retard entre el mode estrucutral i el mode tag.
Els senyals dels modes tag representats a la figura 5.6, permet diferenciar aquests petits
retards entre els materials. També es pot apreciar per la diferència d’amplitud que hi ha
entre l’aire i els altres materials, degut a que l’ona que travessa els diferents materials
produint-hi pèrdues.
5.6.1.1. Mesures en distància
Un cop analitzat el comportament del tag en quant a detecció de materials, volem presentar
el comportament que té el tag en vers la distància de detecció per part del radar sobre la
mostra d’aire (sense material adherit). Els resultats es presenten a la figura 5.7.
Figura 5.7. Resultat de la detecció del tag en funció de la distància.
∆t
TFG – Mesures en entorn real al laboratori
42
Del resultats obtinguts del comportament en distància, en podem treure la conclusió que
fins a 100 cm en podem obtindré la codificació del tag degut a que encara es pot percebre
el mode tag.
5.6.2. Mesures sobre el tag de 80 Ω
De manera anàloga que amb el tag de 60 Ω, realitzem la mesura sobre el tag fabricat de 80
Ω i el resultat obtingut és persenta a la figura 5.8.
Figura 5.8. Representació dels modes tag obtinguts amb el tag de 80 Ω.
En aquest cas, amb el tag de 80 Ω també es pot observar un resultat similar que ne el cas
del tag de 60 Ω, ja que es poden detectar els diferents materials mesurats. Per tant podem
avalar el correcte funcionament dels tags fabricats.
5.6.2.1. Mesures en distància
De manera anàloga que amb el tag de 60 Ω, en aquest apartat mostrem els resultats del
comportament del tag en diferents distàncies sobre la mostra d’aire (senes material
adherit). Els resultats es mostren a la figura 5.9.
TFG – Mesures en entorn real al laboratori
43
Figura 5.9. Resultats de la detecció del tag en funció de la distància.
En aquest cas, la detecció també arriba fins als 100 cm de distància entre el radar i el tag.
Però es pot apreciar que la mesura a 100 cm, es molt lineal dificultant molt la seva lectura.
El fet per el qual les mesures a 70 cm obtingudes per ambdós tags tinguin més potència
que la de 60 cm, es degut a les propagacions multicamí de les ones i les interferències
constructives que es produeixen augmentant el nivell de senyal incident sobre el radar.
TFG – Conclusions i línies futures
44
6. Conclusions i línies futures
En l’actualitat, els factors econòmics no estan permetent l’expansió del RFID en algunes
aplicacions degut a l’alt cost que té la incorporació del xip. Això està encaminant les
investigacions cap a un nou concepte de RFID sense xip per tal d’abaratir costos i intentar
donar més rellevància a aquesta tecnologia. El fet de prescindir d’un element tant
important com el xip, dota aquest concepte d’una dificultat afegida. A més a més, la
tendència actual és a la inclusió de sensors en els propis tags RFID. Aquest projecte ha
presentat sensors de permitivitat basats en tags RFID sense xip codificats en el temps.
L’estudi de sensibilitats presentat ens ha permès comparar les dos tipologies que crèiem
més apropiades per aquest tipus de desenvolupament. Tot i que la sensibilitat en les línies
MLIN és més estable en funció de la permitivitat, la topologia CPW presenta valors
puntualment més elevats. És per aquest motiu que prenem els resultats avocats per l’estudi
com a correctes, i s’han utilitzat línies coplanars per fer els retards. El fet d’implementar
com a sistema de comunicació la tecnologia UWB implica que es requereix una baixa
potència per la transmissió i això és un fet a tindre en compte en qualsevol tipus de
sistema, però encara és més rellevant quan es tracta d’elements passius que no disposen
d’una alimentació externa.
S’han mostrat resultats per dos tags basats en antena CPW i línia CPW de 60 i 80,
dimensions que per simulació han mostrat bona sensibilitat a la permitivitat i que es poden
fabricar al laboratori del grup, demostrant la viabilitat de la utilització d’ambdues
topologies.
Els resultats ens mostren la possibilitat de poder catalogar els materials segons les seves
propietats elèctriques, això ens indica la viabilitat d’aquests tipus de sensors. El temps i la
millora de la tecnologia aplicada, també aportarà uns resultats més precisos.
Durant la realització de les mesures, es va plantejar també el sensor com a sistema de
detecció de longituds de materials degut a que quan un material d’una determinada
permitivitat relativa coneguda no cobreix totalment la línia de retard, la permitivitat
efectiva que afecta a la velocitat de propagació de l’ona està formada per la permitivitat
relativa de l’aire conjuntament amb la del material.
Per futures investigacions s’hauria d’intentar realitzar línies de transmissió amb el màxim
retard possible i minimitzant l’espai que ocupen, ja que ens permetria proporcionar un
retard elevat de l’ona dins el tag ocupant menys espai. Per tant és una bona consideració
encaminar les investigacions per aquest camí, d’aquesta manera obtindríem sensibilitats
més altes i tags més petits.