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PROJECTE FI DE CARRERA
TTOL: DISEO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
AUTOR: Vzquez Labrador, Fernando L.
TITULACI: ENGINYERIA TCNICA DE TELECOMUNICACIONS
DIRECTOR: Jos Matas Alcal
DEPARTAMENT: E.E.L.
DATA: 27 de Junio del 2008
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TTOL: DISEO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
COGNOMS: Vzquez Labrador NOM: Fernando L. TITULACI: Eng. Tc. Telecomunicacions ESPECIALITAT: Sistemes Electrnics PLA: 95
DIRECTOR: Jos Matas DEPARTAMENT: E.E.L.
QUALIFICACI DEL PFC
TRIBUNAL
PRESIDENT SECRETARI VOCAL
PABLO RAFAEL ORTEGA ANTONI BARLABE SERGIO SANCHEZ LOPEZ DATA DE LECTURA: 9 de Julio del 2008
Aquest Projecte t en compte aspectes mediambientals: x S No
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PROJECTE FI DE CARRERA RESUM (mxim 50 lnies)
Estudiar, disear e implementar un convertidor de medio puente con control complementario (Half Bridge with Complementary Control). Se quiere disear este convertidor para tensiones continuas elevadas de entrada, del orden de 150V, 200V o 400V, y tensiones continuas de salida aplicables a sistemas de Telecomunicacin, con valores del orden de 15V, 24V 48V. La regulacin del convertidor se realiza mediante un control en modo deslizamiento donde se comparan las tensiones de error (la tensin de salida menos un valor de referencia) con el valor medio de la tensin de salida de los diodos rectificadores del convertidor. Este valor medio se obtiene de forma sencilla por medio de un simple filtro paso bajos realizado con un condensador y una resistencia. Para llevar a cabo este proyecto se han tenido que realizar diversos prototipos en placas de circuito impreso y realizar un buen nmero de pruebas en el laboratorio.
Paraules clau (mxim 10):
Convertidor Control Complementario Potencia
Mosfets Half-Bridge
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A mi familia, y en especial a
mis padres, por su apoyo, comprensin y
paciencia.
Os quiero
A mis amigos, Manuel,
Julin, Jordi, Carmelo y Sacra.
Gracias a todos.
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I N D I C E
1. INTRODUCCIN .............................................................................................. 5
2. ANTECEDENTES ........................................................................................... 6-7
3. OBJETIVOS ....................................................................................................... 8
4. COMPARATIVA DE LAS DIFERENTES TOPOLOGAS ................................... 9 4.1. Convertidor Flyback ....................................................................................... 9-10 4.2. Convertidor Forward ................................................................................. 11-12 4.3. Convertidor PushPull....12-13
5. EL CONVERTIDOR HBCC .......................................................................... 14 5.1. Tendencia en los convertidores de bajo consumo .......................................... 14 5.2. Anlisis y estudio del convertidor HBCC ................................................. 15-16
5.2.1. Estructura del convertidor HBCC .......................................................... 17 5.2.2. Anlisis matemtico ........................................................................ 17 a 19 5.2.3. Ecuaciones de estado ....................................................................... 19 a 21 5.2.4. Aplicacin del modelo bilineal .......................................................... 21-22 5.2.5. Rgimen estacionario ........................................................................ 22-24
6. CONSTRUCCION DEL CONVERTIDOR ........................................................ 25 6.1. Rectificacin y Filtro de salida. ..................................................................... 25-26 6.2. Circuito de control. Driver. .......................................................................... 26-27
6.2.1. Circuito de Boostrap ........................................................................ 27 a 30 6.2.2. Tiempo muerto o Blank Time ......................................................... 31 a 33
6.3. Eleccin de los transistores del Puente ...................................................... 34-35 6.3.1. Prdidas en los semiconductores ....................................................... 36-37
6.4. Circuito de ayuda a la conmutacin. ....37-38 6.4.1. Diseo de la Red Snubber..38 a 41 6.5. Diseo y construccin del Transformador. ................................................ 41-42
6.5.1. Diseo del ncleo ............................................................................ 42 a 44 6.5.2. Clculo de los devanados ................................................................ 44 a 47 6.5.3. Seccin del hilo para bobinar .......................................................... 47 a 51
6.6. Diodos rectificadores. ..................................................................................... 51 6.7. Diseo del inductor de salida ......................................................................... 52 6.8. Condesandor del filtro de salida. ............................................................... 52-53 6.9. Sistema de cargas. .................................................................................... 53 a 55
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6.10. Lazo de control. .............................................................................................. 55
6.10.1. Descripcin del sistema ................................................................... 56 a 60 6.10.2. Control en modo deslizamiento ....................................................... 60 a 62 6.10.3. Simulacin del convertidor .............................................................. 62 a 64 6.10.4. Realizacin de la superficie de control ............................................ 65 a 76
7. PLANOS Y DISEO DE LA PCB.77 a 85 8. RESULTADOS EXPERIMENTALES ......86 a 98 9. AMBIENTALIZACIN DEL PFC...........99
9.1. Aspectos Tecnolgicos..99 a 104 10. CONCLUSIONES...105 a 106 11. BIBLIOGRAFIA.....107 a 108
ANEXOS DATASHEETS........110 a 123 FOTOGRAFIAS DEL PROYECTO......124 a 126
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1. INTRODUCCIN. Las fuentes de alimentacin conmutada son aquellos sistemas de alimentacin cuyos
componentes activos trabajan en rgimen de conmutacin, generando seales variables
en el tiempo. Estos sistemas absorben energa de la red cuando sta es requerida por el
circuito de utilizacin y siempre en la cantidad solicitada por dicho circuito. Adems,
por emplear altas frecuencias de conmutacin, el tamao del transformador de potencia
y los componentes asociados al filtrado en la fuente de alimentacin conmutada son
drsticamente reducidos en comparacin con la fuente de alimentacin lineal.
Esto significa que un diseo de fuente de alimentacin conmutada presenta una
compactacin y ligereza de peso en la fuente, debido a que el elemento que mayor
volumen y peso posee es el transformador.
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2. ANTECEDENTES. El compromiso de las nuevas tecnologas y de los sistemas de informacin respecto a lo
que nos demanda la sociedad actual y el cuidado y respeto al medio ambiente y a
nuestro entorno urbano hacen de sta, que se lleve a una electrnica de bajo consumo.
Sin duda, eso repercutir tambin en una disminucin de la potencia, pero los nuevos
sistemas de Telecomunicacin requieren de sus fuentes de alimentacin, en cambio, que
stas les entreguen una alta corriente, una regulacin firme y una respuesta transitoria
rpida.
Las consecuencias de esta reduccin en la potencia consumida influirn negativamente
en el rendimiento y prestacin de los convertidores. El principal problema que se nos
plantea es la disminucin de la eficiencia asociada a la reduccin de la tensin de salida.
Adems, en este tipo de convertidores de alta frecuencia, la eficiencia juega un papel
importante en las dimensiones finales y la densidad de potencia, mientras que las
prdidas y la disipacin trmica son la mayor limitacin que determina el resultado
final.
En un equipo alimentado por bateras, la energa almacenada est limitada, y por tanto,
la eficiencia es la caracterstica principal del convertidor. La eficiencia repercute
directamente sobre la temperatura del convertidor: a menor eficiencia, mayor prdida de
potencia, y por tanto, ms grande tendr que ser el sistema de disipadores de calor.
En la actualidad los nuevos circuitos integrados precisan de fuentes de alimentacin que
sean capaces de suministrar bajas tensiones con una regulacin muy fina y una
respuesta transitoria rpida frente a corrientes con slew-rates elevados. Para dichas
cargas, existen dos grandes grupos de topologas, dependiendo de la tensin de entrada
del convertidor:
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1) Topologas no aisladas para tensiones de entrada reducidas (alrededor de
5V), tales como bucks sncronos.
2) Topologas con aislamiento galvnico para tensiones de entrada elevadas
(alrededor de 48V), tales como el push-pull, el flyback, el puente completo o
Full Bridge, el medio puente o Half Bridge, etc.
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3. OBJETIVOS.
El objetivo de este proyecto es el diseo y construccin de un convertidor de medio
puente con control complementario y conmutado a alta frecuencia, es lo que llamaremos
como HBCC (Half Bridge Control Complementary).
Partiremos de un estudio previo de los diferentes convertidores y su funcionamiento con
especial nfasis a aquellos sistemas con aislamiento galvnico, ya que nos proporcionan
tensiones de entrada mucho ms elevadas. A continuacin nos centraremos en el
estudio y simulacin del convertidor HBCC, explicando sus ventajas y desventajas, y
seguidamente a su posterior diseo y realizacin.
Para el diseo del lazo de control, hemos optado por uno de tipo PID analgico formado
por operacionales que actuar sobre un modulador de ancho de pulso PWM que
controlar el driver que activar la entrada del semi-puente del convertidor.
Se ha intentado priorizar ante todo, aumentar la eficiencia del convertidor y a partir de
esta premisa evolucionar a un diseo de ste mucho ms reducido y compacto.
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4. COMPARATIVA DE LAS DIFERENTES TOPOLOGAS. El convertidor DC-DC se constituye, en primer trmino de una fuente de tensin
continua, compuesta, por ejemplo, por un variador de tensin junto a un puente
rectificador y un condensador de filtrado de la seal de rizado, que proporciona al
equipo la potencia a transferir, un elemento almacenador de energa, que ser el
transformador, que junto a un modulador de anchura de pulsos PWM a travs de un
control (digital o analgico) son los elementos que nos permiten la regulacin de la
tensin, un filtro para reducir el rizado de salida, la carga a la cual queremos suministrar
la energa y finalmente un elemento de control que regular el funcionamiento de todo
el circuito.
A continuacin haremos un breve repaso a las diferentes tipos de topologa existentes,
explicando sus ventajas y su configuracin tpica.
4.1. Convertidor Flyback. Dada su sencillez y bajo costo, es la topologa preferida en la mayora de los
convertidores de baja potencia (hasta 100 W). En la figura se muestra la topologa de
esta fuente conmutada.
Fig 4.1. Topologa Flyback
Cuando T1 conduce, la corriente crece linealmente en el primario del transformador,
diseado con una alta inductancia para almacenar energa a medida que el flujo
magntico aumenta.
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La disposicin del devanado asegura que el diodo D est polarizado en sentido inverso
durante este perodo, por lo que no circula corriente en el secundario. Cuando T1 se
bloquea, el flujo en el transformador cesa generando una corriente inversa en el
secundario que carga el condensador a travs del diodo alimentando la carga. Es decir,
en el campo magntico del transformador se almacena la energa durante el perodo ON
del transistor y se transfiere a la carga durante el perodo OFF (FLYBACK). El
condensador mantiene la tensin en la carga durante el perodo ON. La regulacin de la
tensin en la salida se obtiene mediante comparacin con una referencia fija, actuando
sobre el tiempo ON del transistor, por tanto la energa transferida a la salida mantiene la
tensin constante independientemente del valor de la carga o del valor de la tensin de
entrada. La variacin del perodo ON se controla por modulacin de ancho de pulso
(PWM) a frecuencia fija, o en algunos sistemas ms sencillos por auto-oscilacin
variando la frecuencia en funcin de la carga.
Caractersticas principales:
Disparo sencillo del transistor de potencia. Diseo Simple. Elevado rizado a la salida. Utilizacin no optimizada del transformador Proteccin ante el c.c. de salida inherente. OUTSPT VNNEV +> )/(1 , para:
1TV = Tensin en el interruptor
E = Tensin de entrada
PN = N de espiras del devanado primario
SN = N de espiras del devanado secundario
Se utiliza para tensiones elevadas de salida y poca potencia. Coste reducido.
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4.2. Convertidor Forward. Cuando los conmutadores T1 y T2, que estn controlados por el mismo driver, estn en
conduccin ON, la corriente crece en el primario del transformador transfiriendo
energa al devanado secundario. Como quiera que el sentido de los devanados el diodo
D3 est polarizado directamente, la corriente pasa a travs de la inductancia L1 a la
carga, acumulndose energa magntica en L1. Cuando T1 y T2 se apagan OFF, la
corriente en el primario cesa invirtiendo la tensin en el secundario. En este momento
D3 queda polarizado inversamente bloqueando la corriente de secundario, pero D4
conduce permitiendo que la energa almacenada en L se descargue alimentando a la
carga.
En el momento en que los interruptores se ponen a OFF el transformador se
desmagnetiza mediante los diodos D1 y D2, devolviendo la energa a la entrada.
Contrariamente al mtodo Flyback, la inductancia cede energa a la carga durante los
perodos ON y OFF, esto hace que los diodos soporten mitad de la corriente y los
niveles de rizado de salida sean ms bajos.
Fig 4.2. Topologa Forward
D3
E
T2
+ C1
+
Vout-
TRAFO
T1
D4
L1
D2
D1
LO
Rc
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Caractersticas principales:
Disparo sencillo del transistor de potencia. Simple. Bajo rizado a la salida. Utilizacin no optimizada del transformador Mala respuesta dinmica. EVT > 2 , para:
entrada deTensin rinterrupto elen Tensin
==
EVT
Se utiliza para corrientes elevadas de salida y poca potencia. El transformador no necesita devanado desmagnetizador.
4.3. Convertidor Push-Pull. Esta topologa se desarroll para aprovechar mejor los ncleos magnticos. En esencia
consisten en dos convertidores Forward controlados por dos entradas en contrafase.
Los diodos D1 y D2 en el secundario, actan como dos diodos de recuperacin.
Idealmente los perodos de conduccin de los transistores deben ser iguales, el
transformador se excita simtricamente y al contrario de la topologa Forward no es
preciso prever entrehierro en el circuito magntico, ya que no existe asimetra en el flujo
magntico y por tanto componente continua. Ello se traduce en una reduccin del
volumen del ncleo del orden del 50% para una misma potencia.
Una precaucin que debe tenerse en cuenta en este tipo de circuitos es que las
caractersticas de conmutacin de los transistores deben ser muy similares, y los
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devanados tanto en primario como en secundario han de ser perfectamente simtricos,
incluso en su disposicin fsica en el ncleo. Tambin se ha de tener en cuenta, que los
transistores conmutadores soportan en estado OFF una tensin doble de la tensin de
entrada.
Fig 4.3. Topologa Push-Pull
Caractersticas principales:
Disparo sencillo de los transistores de potencia. EVT > 2 , para:
entrada deTensin rinterrupto elen Tensin
==
EVT
Simple. Posible desbalance del flujo Riesgo de asimetra. Buena utilizacin del transformador. Buen filtrado a la salida. Se utiliza para potencias elevadas.
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5. EL CONVERTIDOR HBCC.
5.1. Tendencia en los convertidores de bajo consumo. Buscar compromisos de diseo, como reducir su volumen y el nmero de elementos
magnticos y disipadores es la tendencia en la realizacin de convertidores de hoy.
Para reducir el nmero de de elementos magnticos y su tamao, se tiende a dos
objetivos: aumentar la frecuencia de conmutacin y aplicar tcnicas de integracin
magntica.
Tericamente la frecuencia de conmutacin se puede incrementar sin lmites con la idea
de conseguir bajos perfiles en los componentes magnticos. Pero los componentes
parsitos de estos elementos y del trazado de las pistas del circuito, no permiten obtener
conversiones de potencia suficientemente eficientes y frecuencias altas de conmutacin.
Los temas de integracin magntica han avanzado mucho estos ltimos aos. La
bsqueda de estructuras que integren los diversos elementos magnticos de un
convertidor (tpicamente transformador y bobina con tecnologa planar) y la posibilidad
de realizar estos elementos con formas y perfiles a gusto del usuario, hacen que se
consigan densidades de potencia elevadas.
Con los bajas tensiones y elevadas corrientes solicitadas a estos convertidores, la
potencia de prdidas en los diodos rectificadores supone un 20-30% de la potencia de
entrada y del 50-60% de la potencia total disipada para el convertidor. Adems, este
porcentaje aumenta a medida que disminuye la tensin de salida.
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5.2. Anlisis y estudio del convertidor HBCC. El convertidor de medio puente con control complementario (HBCC) es un convertidor
de los habitualmente llamados de onda cuadrada, que se utiliza en aplicaciones de baja
tensin y elevada corriente, destinadas a la alimentacin de sistemas de
telecomunicacin principalmente, elevada tensin de entrada y que requiere de una
tensin continua de salida que suele ser de 48V, o bien tambin para microprocesadores
y sistemas digitales, donde se dispone de una tensin continua ms baja (5V).
El hecho de que se haya escogido este tipo de convertidor y no otro responde a un
planteamiento de reduccin de:
Volumen
Nmero de elementos magnticos
Disipadores
Una de las grandes ventajas de este convertidor es la reduccin de las dimensiones de la
bobina del filtro de salida si este opera con ciclos de trabajo cercanos al 50% o ciclos de
trabajo complementarios.
Cuando hablamos de control complementario nos referimos al control de los transistores
S1 y S2 que nos permite una conmutacin suave sin tener que utilizar inductancias
auxiliares en el primario del transformador, ni redes de conmutacin adicionales.
Respecto a sus inconvenientes, destacaramos principalmente, que la tensin de entrada
ha de presentar pocas variaciones. Esto hace que su uso sea aconsejable en sistemas de
alimentacin distribuida donde existe una etapa previa que proporciona una tensin de
bus bastante estable y que corrige el factor de potencia. En este proyecto, se ha
solucionado este inconveniente con un transformador para aislarlo de la red, conectado
a un autotransformador a la entrada y una etapa rectificadora a la salida. De todas
formas, el hecho de que tenga un rendimiento elevado y sumado al hecho de que cada
vez ms, las etapas primarias de conversin en sistemas distribuidos son cada vez
mejores y ms estables, lo hacen que sea una solucin atractiva para este proyecto.
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Otro de los inconvenientes son los tiempos muertos que aparecen en las formas de
tensin en el secundario de los devanados. Esto es debido a su estructura, donde los
transistores MOSFETS estn conectados en serie a la rama de alimentacin, con lo que,
a altas frecuencias, corremos un serio riesgo de poder cortocircuitar la lnea. Para tal
caso, existen circuitos llamados de blank time con el que solventaremos este
problema, en parte, pero que contrapartida nos incidir en un menor rendimiento de
nuestro convertidor.
Respecto a la frecuencia de conmutacin, nos vendr limitada por los elementos
parsitos de los componentes magnticos que componen el sistema, por lo que
tendremos que buscar un compromiso de trabajo entre la frecuencia de conmutacin y
las prdidas por conversin de potencia. Hay que recordar que a mayor frecuencia,
menor volumen de los componentes, pero menor rendimiento del convertidor.
Como hemos sealado anteriormente, un aspecto que afecta profundamente al
convertidor, es la tensin de entrada de la fuente de alimentacin. En nuestro caso ser
elevada y tendremos que utilizar una topologa aislada galvnicamente para convertir
200 400 V (tensin de entrada) a 24V 48 V (tensin de salida).
Fig 5.1. Estructura de convertidor Half Bridge con aislamiento galvnico
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5.2.1. Estructura del convertidor HBCC.
En la figura 5.2. nos muestra el esquema del convertidor HBCC. Los
interruptores S1 y S2 conducen durante un tiempo DT y (1-D)T respectivamente,
siendo T el periodo de conmutacin y D el valor en rgimen permanente del
ciclo de trabajo.
Fig 5.2. Estructura del convertidor Half Bridge
5.2.2. Anlisis matemtico.
El convertidor trabaja en modo de conduccin continuo, en consecuencia las
reas tanto positivas como negativas de la variable VM (tensin inductancia
magnetitzante) tendran que ser iguales
[1] EVV CC =+ 21 [2] TDVTDV CC = )1(21
Siendo E el valor en rgimen permanente de la tensin de entrada.
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Si trabajamos las expresiones (1) y (2) obtenemos:
[3] )1(1 DEVC = [4] DEVC =2
Que resultan ser las cadas de tensin en los condensadores C1 y C2 y que tienen
gran relevancia, ya que al estar relacionadas con la relacin del transformador
[5] 2
1
2
1
VV
nn =
nos permiten tener el valor medio de FV y por consiguiente obtener tambin el
valor de tensin de salida:
[6] EDDnnVo += )1()( 21
A continuacin se muestran las principales formas de onda que aparecen en el
convertidor HBCC, y que corresponden a la tensin y corriente en el inductor
primario LV y Li , a la tensin y corriente en la entrada del filtro de salida FV y
Fi , y a la corriente en la inductancia magnetizante Mi .
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Fig 5.3. Principales tensiones y corrientes en rgimen permanente y modo de
conduccin continuo.
5.2.3. Ecuaciones de estado
Tomaremos las ecuaciones de estado considerando S1 en conduccin y
definiendo el dutty cycle como T
TD ON= .
Llamamos ONT al tiempo en que S1 est en estado ON. Definiremos las
corrientes tal y como estn dibujadas en la fig. 5.2 y dibujaremos el circuito para
una mejor comprensin del anlisis
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C1
C2
C
LF
F RLn
ELm 1
Fig 5.4. Circuito equivalente con transistor S1 en ON y S2 en OFF
La corriente en el puente de condensadores viene definida por:
[7] dt
dVCi CC 111 =
[8] dt
dVCi CC
222 =
Por definicin sabemos tambin que:
[9] dt
diLVV mmCm == 1
Por tanto, aplicando Kirchoff sacamos las ecuaciones diferenciales que
buscamos para el tiempo comprendido entre TDt
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[13] Rv
idt
dvC OLOO =
Procedemos de forma anloga cuando S2 es el que est en conduccin y S1 en
corte, es decir, el intervalo de tiempo que va desde TtTD
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TD )1( , lo estarn por el trmino )1( u . Para simplificar, los dos secundarios sern simtricos, es decir, tendrn la misma relacin de espiras n
respecto al primario. El modelo ser por tanto el siguiente:
[18] )(1 2Cm
m vEuLdt
di =
[19] ])21([1 2 OCF
L vvnuEnuLdt
di +=
[20] ][1 12 dtdvCiuni
Cdtdv in
Lmequ
C ++=
[21] ][1Rv
iCdt
dv OL
F
O =
5.2.5. Rgimen estacionario A partir de las ecuaciones diferenciales, podemos obtener las condiciones en
rgimen estacionario, igualando a cero las derivadas temporales:
[22] E
vuvEu
LC
Cm
22 )(
10 ==
[23] niiini LmLm =+= )(0
[24] Rvi
Rvi
CO
LO
LO
== )(10
[25] ))1((0 22211 OCC vvnuvunEnu +=
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[26] 2
)4
(21
2
nnvEEE
V
O
C
+=
Buscamos el valor donde la raz se nos anula.
[27] 21
4nn
vE O+=
y lo sustituimos en la ecuacin
[28] 22EVC =
esta ser la condicin lmite. Razonable, teniendo en cuenta el divisor
capacitivo que realiza con el condensador C1.
Si analizamos la solucin de la ecuacin, encontramos 2 casos:
1. Si 21
4nn
vE O+< tenemos una solucin compleja conjugada, y
no una solucin real. Realmente, la consecuencia sobre el
convertidor, es que este no llegar nunca a esta situacin.
2. Si 21
4nn
vE O+ tenemos una solucin real, y por tanto el
convertidor regular.
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Por tanto, la condicin 21
4nn
vE O+= es el lmite de regulacin del convertidor
donde 221EVV CC == .
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6. CONSTRUCCIN DEL CONVERTIDOR.
6.1. Rectificacin y filtro de entrada.
El primer obstculo ante el cual nos encontramos a la hora de realizar nuestro diseo es
la tensin de alimentacin desde donde alimentaremos nuestro convertidor, que al ser
este un DC/DC, la tensin de red debe ser previamente elevada, rectificada y
posteriormente filtrada con una amplitud de rizado aceptable.
Para ello utilizaremos un VARIAC de 0 a 500 V, compuesto por un autotransformador
con el que variaremos la tensin de entrada y un transformador (relacin de
transformacin 1:1) con el que aislaremos nuestra tensin de alimentacin de la red
convencional.
Fig.6.1. Fotografa de conexionado del variac
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A continuacin dispondremos de un puente rectificador que nos rectificar la seal
alterna.
Como filtro de salida colocaremos un condensador electroltico de baja ESR (baja
resistencia interna) y de la tensin adecuada.
Fig.6.2. Fotografa de conexionado del puente rectificador y filtro
6.2. Circuito de manejo. Driver. El circuito de manejo o driver es la parte del convertidor que controla la conmutacin de
los MOSFETS del semi puente. Hay diversas formas de implementarlo, pero en la
actualidad existen ya chips que realizan esta funcin de una forma sencilla, prctica y
econmica, reduciendo el nmero de componentes utilizados para el cometido. Dentro
del mercado existen varios tipos, con algunas pequeas diferencias. En nuestro caso,
hemos elegido el IR21094, que se particulariza del resto de los que existen, en que tiene
la posibilidad de implementar el tiempo muerto o Blank Time de conmutacin de los
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transistores, factor importante en nuestro convertidor como explicaremos ms adelante.
Fig.6.3. Esquema de conexionado del driver IR21094
Otra de las caractersticas importantes, es que es muy utilizado para conmutar
transistores MOSFETS de canal N o IGBTS con tensiones flotantes elevadas, de hasta
600V, parmetro que cumple con las especificaciones requeridas en nuestro caso.
6.2.1. Circuito de Boostrap. La tensin de alimentacin del circuito de control de los transistores MOSFETS
del puente estar en funcin de la tensin que necesitan estos. Hemos de tener
en consideracin que para reducir las prdidas de potencia en conduccin de los
transistores es ms conveniente que trabajen en la zona hmica que no en la de
saturacin por lo que hemos de intentar que GSV sea lo ms grande posible sin
que lleguemos a superar la tensin de ruptura.
Una caracterstica importante de los circuitos driver es la tensin que aguanta el
pin SV (ver fig. 4.2). Cuando el transistor Q1 de la figura est en ON y el
transistor Q2 est en OFF en este terminal se tiene con respecto a masa la
tensin del puente +VPOT.
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La tensin BSV ( SB VV ) alimenta al driver que excita el transistor de la parte alta del semipuente.
La tensin BSV es una tensin flotante, que se expresa tomando como referencia
SV . Cuando se pretende poner en conduccin el transistor Q1 y el transistor Q2
est en OFF, la tensin en el terminal HO con respecto a masa tomar un valor
superior a +VPOT.
VHO=VPOT + VGS(ON)
Fig.6.4..Estructura del circuito de excitacin Half Bridge
El mtodo ms utilizado para conseguir esta tensin y ms utilizado en los
circuitos integrados comerciales es mediante la tcnica del bootstrap, que
normalmente suele salir especificado ya en las diferentes aplicaciones de los
circuitos driver. Es el ms simple y barato a nivel de coste y complejidad de
diseo.
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Fig.6.5. Nota de aplicacin del driver IR21094 con tcnica de bootstrap
El circuito boostrap opera de la siguiente forma:
Cuando el transistor T1 est en corte y T2 en conduccin, el condensador BSC se
carga a travs del diodo BSD llegando aproximadamente a la tensin de
alimentacin de la fuente externa, en nuestro caso +15V. Es necesario que la
carga del condensador sea bastante rpida y que se produzca antes de la
conmutacin del semi-puente, por ello, hemos incluido en el diseo un diodo
shottky (MUR1520-D).
Fig.6.6. Circuito de carga del condensador de Bootstrap
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Cuando T2 (Q2) pasa a corte y T1 (Q1) a ON, el diodo queda polarizado en
inversa (ver Fig.4.4.) por lo que evita la descarga del condensador hacia la
fuente y polariza el driver con el cual alimenta al transistor T1, con lo cual este
puede pasar a estado ON.
Fig 6.7. Circuito de descarga del condensador de Bootstrap
El compromiso de diseo del condensador de bootstrap consiste entre ser
suficientemente pequea como para cargarse rpidamente a travs del diodo y
muy grande como para que tarde tiempo en descargarse y suministrar una
tensin estable al driver durante el bloqueo de T1. Una buena aproximacin es
tomar una solucin de compromiso en el cual el condensador CBS sea una 10
veces superior a la capacidad de entrada que presenta la puerta del MOSFET.
[29] nFnFpFCC GSBS 1218,1010181010
De todas formas, hemos de tener en cuenta que este valor depender tambin de
la frecuencia de trabajo del convertidor y del margen de funcionamiento del
dutty cycle.
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6.2.2. Tiempo Muerto o Blank Time . En el medio puente, en el cual hay dos transistores conectados en serie, es
importante reservar un tiempo muerto entre seales de activacin de los
transistores del puente, para asegurar que los MOSFETS no conmuten a la vez, si
no que lo hagan simultneamente, evitando as que se produzca un cortocircuito.
Teniendo en cuenta que estamos trabajando con tensiones de entrada elevadas
(400 VDC) y frecuencias de trabajo del orden de los 100 kHz, este aspecto es
importante para evitar males mayores y asegurar que los dos transistores no
coincidan nunca en conduccin.
Fig 6.8. Seales de activacin de los transistores del medio puente.
La idea es retardar el tiempo de subida de los dos drivers. De esta manera
ganamos un tiempo muerto, que evita los posibles solapamientos entre ambos.
Con el driver IRF21094 tenemos la posibilidad integrada dentro de la misma
circuitera de poder variar y ajustar esta variable.
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Fig 6.9. Ajuste del tiempo muerto mediante potencimetro
Fig.6.10. Hoja de especificaciones del margen de ajuste de la seal del IR21094.
Se ha de buscar un compromiso para ajustar lo mximo posible este tiempo
muerto en el cual ninguno de los dos transistores est en conduccin, ya que
influir fuertemente en el rendimiento final del convertidor. Un tiempo muerto
demasiado grande nos generar grandes prdidas ya que introduce mucho
ruido a la seal de entrada del transformador.
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Fig.6.11. Retardo del tiempo de subida
Fig.6.12. Retardo del tiempo de subida
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6.3. Eleccin de los transistores del puente.
En la electrnica de potencia, los semiconductores modifican de forma peridica la
configuracin de un circuito, comportndose como interruptores que se abren y cierran
segn una secuencia determinada.
Los semiconductores controlados, tales como transistores MOSFET, tiristores, IGBTS,
etc., permiten controlar el momento en que se requiere cambiar de estado (ventaja
respecto al diodo). Ese control a pesar de ser origen de dificultades, aporta una mayor
versatilidad.
Un MOSFET de potencia es un dispositivo controlado por voltaje, que requiere slo de
una pequea corriente de entrada para cargar y descargar la puerta. La velocidad de
conmutacin es muy alta siendo los tiempos de conmutacin del orden de los
nanosegundos. Destaca su alta impedancia de entrada, buena estabilidad trmica, alta
velocidad de conmutacin y facilidad de poderlos paralelizar.
Con el transistor se pueden hacer las conmutaciones mucho ms rpidas y por lo tanto
se pueden conseguir funcionamientos a frecuencias mucho ms elevadas. Sin embargo,
si no se toman precauciones las prdidas en la conmutacin pueden ser muy
importantes, tiene poca ganancia con v/i grandes, su tiempo de almacenamiento y el
fenmeno de avalancha de secundaria.
Los IGBTs combinan ventajas tanto del MOSFET como del transistor BJT, aprovecha la
facilidad de disparo del MOSFET y el tipo de conduccin del BJT, adems de poder
controlar grandes corrientes con poca cada de tensin. Como contrapartida, el
MOSFET tiene una velocidad de conmutacin mayor que el IGBT.
Los convertidores constituyen el campo de aplicacin privilegiado de los transistores de
potencia. Durante los intervalos de conduccin la corriente en los transistores vara
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poco, lo que facilita la obtencin y control de la saturacin. La frecuencia de trabajo se
puede elegir libremente y cuanto mayor es resulta ms fcil de conseguir el alisado de
corriente. Todo este razonamiento lleva a elegir el transistor MOSFET como
semiconductor a emplear en el convertidor HALF BRIDGE.
Lo primero que debemos hacer para disear el convertidor es elegir un par de
transistores MOSFET que sean capaces de gobernar el puente. La tensin nominal de
entrada es de 400Vdc .
Es tambin importante la corriente mxima de drenador, que en nuestro caso ser de 8A
mximo. Deseamos tambin una resistencia en on (RDS on) y una capacidad Puerta-
drenador (Cgd) mnimos. Estas dos variables tienen un compromiso tecnolgico y es
que si una decrece, el otro aumenta.
La capacidad Cgd, tambin llamada capacidad de Miller, es la responsable que parte de
la potencia del puente, que se mueve entre puerta y surtidor, se vea reflejada por la
puerta y desvirtu la seal del driver, cosa que podra llevar al mal funcionamiento de
los transistores.
Se han escogido MOSFETs de potencia de canal N, concretamente el IRF840 de la casa
Internacional Rectifier (IRF).
Caractersticas principales del IRF840:
500=DSSV V = 85,0
onDSR
8=DI A Qgd (Capacidad de Miller) = 18 nC
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6.3.1. Prdidas en los semiconductores El uso de transistores MOSFETS supone que se haya de llevar un control de las
prdidas. Estas prdidas ocasionan estrs o fatiga en los semiconductores
que a la larga tienen un efecto negativo en la fuente conmutada. Los transistores
MOSFETS presentan dos tipos de prdidas:
- Prdidas de conduccin: se producen durante el tiempo que el MOSFET
permanece en saturacin, debido al continuo paso de corriente por el
transistor durante ont .
[30] 2RMSDSon IRP =
- Prdidas de conmutacin: se producen en las transiciones entre los estados
de corte y saturacin.
Las prdidas totales en los MOSFETS responden a la suma de ambas.
Debido a las prdidas por conduccin y conmutacin, dentro del MOSFET se
genera calor. El calor producido por las prdidas debe disiparse de forma
suficiente y eficaz, a fin de que este opere por debajo de su lmite superior de
temperatura. Este calor debe transferirse del MOSFET a un medio ms fro, a
fin de mantener la temperatura de operacin de la unin dentro de un rango
especificado.
Esta transferencia de calor puede llevarse a cabo mediante conduccin,
conveccin o radiacin, ya sea natural o de aire forzado (ventiladores), en las
aplicaciones industriales es comn utilizar el enfriamiento por conveccin.
El calor debe fluir lejos del dispositivo hacia su carcasa y de ah hacia el
disipador de calor en el medio enfriador. El anlogo elctrico de un es el
siguiente:
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Fig 6.13. Dispositivo montado en un disipador de calor y su anlogo elctrico
La temperatura de la unin del dispositivo TJ viene dada por:
[31] ( )SACSJCAJ RRRPT ++=
PT = prdida de potencia total del mosfet RJC = resistencia trmica de la unin a la carcasa (C /W) RCS = resistencia trmica de la carcasa al disipador (C /W) RSA = resistencia trmica del disipador al ambiente (C /W) TA = temperatura ambiente (C)
Hay una amplia variedad de disipadores de calor de aluminio disponibles, que
utilizan aletas de enfriamiento a fin de aumentar la capacidad de transferencia de
calor.
6.4. Circuito de ayuda a la conmutacin. La funcin principal que desarrollan los circuitos de ayuda a la conmutacin es absorber
la energa procedente de los elementos parsitos del circuito durante el proceso de
conmutacin, controlando parmetros tales como la evolucin de la tensin o corriente
en el interruptor; limitando as los valores mximos de las pendientes de tensin o
corriente que han de soportar los semiconductores. Este tipo de circuitos de proteccin,
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de los que existen varios tipos, se denominan Redes Snubber.
Tenemos varias formas de reducir o limitar el stress elctrico en los semiconductores.
Si es durante el paso a conduccin del transistor (turn-on), se genera un pico de
corriente a travs de este, que debemos limitar o en su defecto limitar la pendiente de de
la corriente (di/dt). Si es durante el proceso de apagado o paso a corte (turn-off),
entonces el parmetro a limitar es el pico de tensin generado o la pendiente de la
tensin (dv/dt).
6.4.1. Diseo de la Red Snubber.
Si analizamos nuestro circuito de la figura, observamos que el momento ms
crtico lo tenemos en el proceso de conmutacin de turn-off del transistor Q1.
En esta situacin el transistor Q2 pasa de corte a conduccin y el transistor Q1
de conduccin a corte, por lo que este ltimo soportor entre terminales Vds los
400V de entrada de la fuente. Como el proceso de conmutacin no es ideal, en
el instante en que conmuta el transistor de conduccin a corte, sigue circulando
corriente por el drenador del MOSFET. Por ello, la energa disipada por el
transistor sera tan grande que llegara a destruir nuestro dispositivo, de ah la
necesidad de incorporar un mecanismo que libere de esta carga al transistor.
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Fig.6.13. Esquema de la red snubber en el semipuente
De entre los diferentes tipos de redes snubber que existen, la RCD (Resistencia,
Condensador y diodo) es la ms idnea para el problema expuesto.
Para calcular la potencia mxima disipada por el transistor, esta dada por la
siguiente frmula:
[32] fCVP DST = 221
donde f es la frecuencia de trabajo del convertidor. Particularizando el diseo
en nuestro caso:
En el clculo de la resistencia snubber interviene la constante de tiempo del
condensador. Teniendo en cuenta que este almacena carga durante el intervalo
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ont , este es el tiempo utilizado en el clculo. No es necesario que el
condensador se descargue totalmente para obtener resultados.
9 Clculo del condensador
[33] ( ) ( ) nFnF
VnsnsA
VttI
CDS
frD 184,0400
)19238 =+=+=
9 Clculo de la resistencia
[34] === 166135,0
3 nFs
Ct
R onmx
9 Clculo de la potencia disipada por el transistor
[35] ( ) 8100140021
21 22 === kHznFfCVP DST W
[36] 2202002825.025.0
409,2166400
=====
RAII
AR
VI
Ddesc
DSdesv
Con la impedancia de 220 (condensador de 0.75 nF) el transistor disipara una potencia de 6 W.
Con una impedancia de 270 (condensador de 0.61 nF) el transistor no llega a disipar ms de 5 W.
-
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Fig.6.14. Red Snubber sobre nuestro convertidor
El snubber del circuito consta de una red RC que ser colocada con el
dispositivo conmutador. A pesar de su sencillez esta permite amortiguar las
posibles resonancias parsitas y controlar la pendiente de tensin del
semiconductor, adems permite reducir sobretensiones que pueden causar la
destruccin del semiconductor.
6.5. Diseo y construccin del transformador
El transformador desempea la funcin de aislar galvnicamente la entrada y la salida
del convertidor. Adems de ello, acta tambin en nuestro diseo como reductor de la
alimentacin.
A la hora de construir un trafo, se nos plantean varias cuestiones a considerar:
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El ncleo a utilizar La frecuencia de trabajo del trafo Clculo de los bobinados. La seccin del hilo para bobinar Efectos inherentes al propio transformador: Prdidas por Corrientes
Eddy, Focault, Histresis, etc.
Todas ellas son de igual importancia y los tendremos que tener en cuenta a la hora de su
diseo.
6.5.1. Diseo del ncleo.
Lo primero que nos planteamos en la eleccin de un transformador es qu
material haremos servir para el ncleo. Los materiales estn normalmente en
coherencia con la frecuencia de conmutacin de los dispositivos. Para
frecuencias de entre 1kHz y 100kHz, los materiales con menores prdidas son
dos:
1) Ferrita
2) Polvo de Hierro
Los materiales de ferritas son bsicamente una mezcla de oxido de hierro y otros
materiales magnticos apilados por chapas y que suelen adoptar varias formas de
tipo convencional. El ms conocido y utilizado son los ncleos de tipo E.
Estos deben sus propiedades magnticas sin que se sature ni se caliente en
exceso.
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Fig.6.15. Ncleo ferrita tipo E.
Las ferritas presentan una alta resistividad elctrica pero con un rango pequeo
de saturacin por la densidad de flujo. Las ferritas slo presentan perdidas por
histresis. Ellas son los materiales elegidos para trabajar a altas frecuencias
(superiores a 10kHz) debido a las bajas perdidas por las corrientes de eddy. En
electrnica de potencia la condicin necesaria para conseguir el punto de trabajo
ptimo es encontrar el punto de temperatura de la ferrita que nos de su mxima
potencia, esperando encontrar la mejor variacin de sta.
Por encima de los 100kHz, debido a la alta resistividad de las stas, las convierte
en el nico material razonable, a pesar de que tienen gran facilidad de saturarse
con una pequea densidad de flujo, 0.3 Teslas en los de ferrita y 1 Tesla en los
de polvo de Hierro.
La frecuencia de trabajo de nuestro transformador es de 100kHz, esto significa
que utilizaremos un ncleo de ferrita, del cual tenemos varios tipos a escoger
segn a la frecuencia. En las fuentes conmutadas, es habitual el uso de
materiales de saturacin elevada y bajas prdidas como son los materiales del
tipo 3C81, 3C90, 3F3 o N27. De todos ellos, y por precio y caractersticas
hemos considerado coger el 3E25N27 donde podemos ver sus caractersticas en
la figura siguiente:
-
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Fig.6.16. Grfica del ciclo B-H de la ferrita 3E25.
Segn las especificaciones del fabricante, averiguaremos la densidad de flujo
magntico de trabajo ( MAXB ).
mTBMAX 200= pero como punto de trabajo consideraremos que una mTB 100= .
6.5.2. Clculo de los devanados.
Para calcular el devanado (nmero de vueltas) del primario y del secundario, nos
basaremos en la ecuacin (3), (4) y (5) relacionadas con la cada de tensin en
los condensadores a la entrada del convertidor y relacionadas directamente con
la relacin de trasformacin del trafo:
[3] )1(1 DEVC =
-
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[4] DEVC =2
[5] 2
1
2
1
VV
NN =
Atendiendo a estos datos, y a que la tensin de entrada es de 400V, en los bornes
del primario nos aparecer una onda cuadrada de 200 V de amplitud.
Desarrollando la ecuacin (5), con una tensin de salida de 48 V, obtenemos una
relacin de transformacin de 1/4 que nos dar un tensin de salida ligeramente
superior al valor deseado ( V50 ).
Buscamos el producto del rea del ncleo x rea de la ventana
Fig.6.17. Visionado en 3D del ncleo montado para el convertidor.
[37] 431068,0 cm
BfDPWA
MAX
OUTAC
=
-
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Donde:
f = frecuencia de trabajo, 100kHz
=CA rea del ncleo del transformador =AW rea de la ventana del transformador MAXB = Densidad de flujo mxima en Gauss = 1104 G =OUTP Potencia mxima de salida del transformador, 500W
D = Densidad de corriente en ( Acm ). Generalmente est sobre los 200
Acm .
Lo que nos da un producto de:
136,0= AC WA 4cm
Calculando el nmero de espiras a partir de la siguiente ecuacin, en la cual se
tiene en cuenta que el D.C.mx = 0,5:
[38] [ ] [ ]TBDCfmA VN MAXMAXC PP = 2
Esto nos da aproximadamente un mximo de 110 vueltas. Por defecto le
daremos 100 vueltas.
Para calcular las espiras del secundario aplicaremos, aplicaremos la relacin de
transformacin:
2541 == PS NN vueltas
-
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Le daremos 24 vueltas y no 25 para ser rigurosos en las especificaciones del
convertidor.
6.5.3. Seccin del hilo para bobinar.
Un aspecto importante en la construccin del transformador, es el tipo de hilo que
elegiremos y su seccin, ya que ste depender fuertemente de la frecuencia de trabajo
del dispositivo.
Si hacemos circular una corriente alterna ( )ti por un hilo conductor, se crear un campo magntico ( )tH que producir una corriente parsita en direccin opuesta a la anterior. Este fenmeno, llamado Efecto Skin provoca que la corriente original tienda
a circular por la superficie del conductor y decrece a medida que nos acercamos hacia el
centro. Si la frecuencia aumenta y la seccin del hilo es considerable, prcticamente
toda la densidad de corriente circular por la capa superficie.
Fig 6.18. Efecto Skin en un hilo conductor.
-
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El efecto pelcular o Skin depende adems de la resistividad del conductor y es
mayor para los conductores de material magntico.
La profundidad de penetracin de la densidad de corriente ser un factor que a
posteriori nos determinar la seccin del propio cable y que debe cumplir la
siguiente relacin:
2 1 hilo conductor > 2 Hilo de Litz o varios conductores en paralelo
Fig.6.19. Grfica de diferentes coeficientes de penetracin en funcin del material.
La solucin adoptada y que aplicaremos ser la de emplear hilos de cobre de
pequea seccin, recubiertos por un barniz aislante, y trenzados de forma que los
pequeos campos magnticos que se vayan creando entre los conductores, se
vayan anulando.
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Fig.6.20. Tabla de secciones de hilo de cobre y la corriente que puede circular por l.
Teniendo en cuenta que a la salida del convertidor son de 48V/5A, hemos
elegido 5 hilos de cobre con una seccin de cable de 0,810 mm de dimetro cada
uno, que nos permite una circulacin de corriente de 1 A por hilo.
Aunque se puede calcular de forma matemtica hemos cogido una tabla (figura
6.20) donde se indican diferentes tipos de seccin de cable en funcin de la
corriente que debe soportar el conductor.
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En nuestro prototipo, el resultado final ser el que se muestra en la fotografa de
la figura 6.21.
Fig.6.21. Diseo final del trasformador del convertidor.
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MEDIDAS EXPERIMENTALES:
Inductancia Magnetizante
HLdtdiLVdtdi
AmVSondaR
VVpVVpVVp
mVVnsT
kHznfconmutaciVVout
VdcVin
LLL
L
083'42775.0
37578'878048/
/10033
3752540072820
6.752.44
400
1
21
2
1
====
==
=====
==
=
6.6. Diodos rectificadores. Hemos utilizado diodos Shottky Ultrafast (MUR1540) debido a la elevada tensin que
soporta y la elevada corriente que soporta. De igual forma que hemos hecho con los
transistores MOSFETS los protegeremos con una red de ayuda Snubber.
Fig.6.22. Hoja de caractersticas del diodo MUR1540.
-
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6.7. Diseo del inductor de salida. Se ha escogido un ncleo de polvo de hierro de tipo toroidal.
Inductancia Filtro de Salida
HLdtdiLVdtdi
AmVSondaR
VVmVV
sTkHznfconmutaci
VVoutVdcVin
LLL
L
L
075'5571'571428/
/10033
9'27226'1
6.752.44
396
2 ===
==
===
==
=
6.8. Condensador del filtro de salida. La finalidad del condensador del filtro de salida es la de atenuar al mximo el rizado de
la tensin de salida del transformador producido por la conmutacin y tiene que ser
dimensionado en funcin del rizado del inductor de salida. Para calcular el valor del
condensador he fijado un valor mximo en la tensin de rizado de conmutacin a la
salida y que este rizado se deba a la variacin de su carga. De esta forma tenemos:
[39] )1(8
1DV
LCf
Vo SC =
Donde:
Vo Voltaje de pico de la tensin de rizado de salida SV Voltaje de pico en el secundario
-
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Cf Frecuencia de conmutacin del convertidor
Fijaremos un rizado mximo de un 2,5% de la Vo, es decir un Vo =1,2V.
6.9. Sistemas de cargas. El sistema de cargas utilizado para poner en marcha el convertidor sern 7 impedancias
de 33 ohms / 30W:
======= 337654321 LLLLLLL RRRRRRR
El esquema de conexionado ser el siguiente:
Fig 6.23. Esquema del conexionado de cargas.
stas se activarn mediante interruptores y con los que tendremos la posibilidad de irlas
paralelizando una a una. Es decir tendremos un rango de cargas que irn desde:
-
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Nmero de Cargas Impedancia total
1LR 33 21 // LL RR 5,16
321 //// LLL RRR 11 4321 ////// LLLL RRRR 25,8
54321 //////// LLLLL RRRRR 6,6 654321 ////////// LLLLLL RRRRRR 5,5
7654321 //////////// LLLLLLL RRRRRRR 71,4
El resultado final ser el mostrado en la figura 6.24
Fig 6.24. Prototipo de cargas.
Otra alternativa a este sistema fue la de colocar conectada 1 carga y el resto (las 6
restantes) conectarlas de golpe. De esta manera se podra visualizar claramente por
pantalla los saltos de cargas en los arranques del convertidor
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Fig 6.25. Prototipo de cargas 2.
6.10. Lazo de Control. Para la realizacin del lazo se ha optado por disear un control en modo deslizamiento.
Esta tipologa es adecuada cuando lo que buscamos es robustez ante perturbaciones,
manteniendo siempre una buena dinmica y una respuesta en rgimen estacionario
invariante. El control en modo deslizamiento se utiliza cuando se trabaja con sistemas
de estructuras variables en los que su estructura cambia de forma intencionada con el
tiempo y por tanto la accin de control es discontinua y la planta no es lineal. Los
convertidores de potencia DC-DC conmutados son un ejemplo de ello y entran dentro
de esta categora.
En el apartado 5 de esta memoria, ya presentamos un estudio y anlisis del convertidor,
ahora nos centraremos con ms detalle en el anlisis matemtico y circuital de la
estructura de control, parndonos en cada una de las partes principales del diseo y
presentaremos los resultados de simulacin a travs de Matlab/Simulink.
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6.10.1. Descripcin del sistema.
El diseo del convertidor mostrado en la fig.6.26, incluimos la tensin de
alimentacin E, el transformador, los interruptores de potencia S1 y S2, el
puente de condensadores C1 y C2, los diodos rectificadores D1 y D2, el filtro LF
y CF y la resistencia de carga RL, todos ellos asumiendo que son componentes
ideales y que el convertidor trabaja tal y como hemos comentado en apartados
anteriores en modo de conduccin continuo.
D1
D2
C1
C2
FC
LF
LR
S1
n
n1
S2
E
Fig 6.26. Circuito equivalente del convertidor
Seguidamente mostramos los dos circuitos equivalentes del convertidor
adaptados a cada periodo de operacin.
C1
C2
C
LF
F RLn
ELm 1
Fig 6.27. Circuito equivalente con transistor S1 en ON y S2 en OFF
-
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C1
C2
F
FC L
L
nR
ELm 1
Fig 6.28. Circuito equivalente con transistor S2 en ON y S1 en OFF
El principal propsito a la hora de disear el control de la planta, es conseguir
una tensin de salida Vo, lo ms fiable al valor final que nosotros queremos
obtener. Para ello, nos haremos servir de una tensin de referencia que el
control utilizar como gua para posteriormente poder corregir el error que
pudiera ocasionar la planta.
Analizando el circuito de la figura 6.26, asumiendo que C1 y C2 son de igual
valor, que los transistores o interruptores trabajan de forma complementaria y
que el dutty cycle es del 50%, obtenemos una tensin en bornes del devanado
del primario equivalente a E/2 de amplitud. Si esto no fuera as, el balance
tiempo-tensin del transformador, hara que el puente capacitivo se
desequilibrara.
-
DISEOYCONTROLDELCONVERTIDORHBCC
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6.29. Forma de onda de la tensin en primario del trafo.
En funcin del dutty cycle obtenemos los tiempos de conmutacin:
[40] y [41]
==
TDtTDt
OFF
ON
)1(
A partir de la forma de onda del primario, podemos sacar la forma de onda
del secundario:
6.30. Forma de onda de la tensin del secundario del trafo.
En el secundario, para un correcto balance tensin, el producto entre la
tensin y el tiempo ha de ser igual para ONt (Von) como para OFFt (Voff):
-
DISEOYCONTROLDELCONVERTIDORHBCC
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[42] OFFOFFONON tVtV = La tensin media de salida Vo, ser la media ponderada entre las dos tensiones:
[43] T
tVtVV OFFOFFONONO
+=
Siendo T el periodo completo de la seal de conmutacin.
Sabiendo por tanto que,
[44] y [45]
=
=
TtD
TtD
OFF
ON
1
podemos substituir en [38] obteniendo:
[46] ( )DVDV OFFON = 1 De la figura 6.30, sabemos que 2
EnVSEC = y adems podemos deducir fcilmente que
[47] OFFONSEC VVV += si igualamos las dos ecuaciones tenemos,
[48] 2EnVVV OFFONSEC =+=
Aislando Vo:
[49] 2)1(EDnVON =
Finalmente de [43] y [46]
[50] DVVDVDV ONOFFONO =+= 2)1(
[51] EDDnVO = )1(2
-
DISEOYCONTROLDELCONVERTIDORHBCC
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Esta ltima expresin nos da una idea de la tensin mxima de salida del
convertidor y que esta la tendremos para un ciclo de trabajo del 50%. EN
nuestro caso, para unas especificaciones tcnicas de:
VVo
D
n
VE
504005.0)5.01(412
5.04
1400
==
===
El modelo del espacio de estados del convertidor, viene dado por las ecuaciones
diferenciales sacadas en apartados anteriores [18] a [21]:
[52] )(1 2Cm
m vEuLi =
[53] ])21([1 2 OCF
L vvnuEnuLi +=
[54] ][1 12 dtdE
CiuniC
v Lmequ
C ++=
[55] ][1Rv
iC
v OLF
O =
6.10.2. Control en modo deslizamiento.
El control en modo deslizante trata de aplicar una seal de alta frecuencia para llevar al
sistema hacia una regin de espacios de estado denominada superficie de deslizamiento.
Como hemos mencionado anteriormente, este tipo de control es de gran robustez ante
las diferentes perturbaciones de la planta. Cabe destacar que este tipo de control no es
de fcil diseo y su implementacin depende de la ley de control resultante.
Genricamente la ecuacin de estado de un convertidor la definimos como:
[56] uxBxfX += )()(
-
DISEOYCONTROLDELCONVERTIDORHBCC
Pgina61
Donde nX es el vector de estado, mu es el vector de control y nxf )( y mnxB )( los campos vectoriales, que han de ser continuos y sus
derivadas tambin respecto a x.
Dada la complejidad en el clculo de este tipo de superficies, nos hemos basado
en diferentes estudios realizados y artculos cientficos publicados donde se llega
a la conclusin que la superficie de deslizamiento ms habitual en convertidores
DC-DC tiene la siguiente forma:
[57] )()( OT XxKxS =
donde OX es un vector constante y TK son coeficientes escalares constantes. La
funcin )(xS se asocia al error de las variables de estado y se ha de asegurar que
esta alcance el valor 0)( =xS desde una condicin inicial distinta de cero y que posteriormente la accin de control lo mantenga en ese valor. Estas condiciones
matemticamente se pueden expresar como:
0)( xS y 0)( >
dtxdS cuando 0)(
-
DISEOYCONTROLDELCONVERTIDORHBCC
Pgina62
6.31. Forma de onda de la tensin del secundario del trafo.
6.10.3. Simulacin del convertidor.
La superficie de control utilizada finalmente para realizar la simulacin fue la
siguiente:
[58] ( ) >
-
DISEOYCONTROLDELCONVERTIDORHBCC
Pgina63
Resultados valores de ganancia obtenidos
===
48.0200
95.0
KdKiKp
ARRANQUES
Fig.6.32. Tensin de salida Vo
-
DISEOYCONTROLDELCONVERTIDORHBCC
Pgina64
Fig.6.33. Tensin en Vc2
Fig.6.34. Tensin en IM
-
DISEOYCONTROLDELCONVERTIDORHBCC
Pgina65
6.10.4. Realizacin de la Superficie de Control.
Partiremos de la ecuacin:
[59] ( ) >< Fiv que
Para realizar la superficie de control dibujaremos antes un diagrama de bloques
donde queda reflejado ms claramente cmo funcionar el lazo, de qu partes
estar formada y que variables entrarn en juego. De teora de control, llegamos
a la conclusin de implementar la superficie a travs de un PID analgico.
Fig.6.35. Diagrama de bloques del lazo de control
-
DISEOYCONTROLDELCONVERTIDORHBCC
Pgina66
El lazo de control PID, estar formado por amplificadores operacionales. Para
ello, hemos elegido el TL074 por tener un elevado Slew-Rate (13V/s) y una
alta inmunidad al ruido.
Lo primero que nos hemos planteado a la hora del diseo, es que debido a la
tensin de salida elevada que tendremos de la planta, superior a la alimentacin
interna de los operacionales, tendremos que sensarla para no daar la circuitera.
En este caso, lo hemos dispuesto de forma que a travs de simple divisor
resistivo a la entrada de un A.O. en configuracin seguidor, para elevar la
impedancia de entrada y asegurar este nivel de tensin. En la rama resistiva
colocaremos un potencimetro para regular esta tensin sensada ( ver fig.6.36 ):
3
21
411
-
+
U1A
TL074R210K
R410K
0
+5V
+15V
+48V
-15V
Sensado de Vo
Fig.6.36. Configuracin de Sensado de Vo
Como el objetivo es eliminar las posibles variaciones de la planta, tendremos
que obtener una tensin de referencia con la que compararemos la seal y as
eliminar el error. El esquema circuital ser idntico al anterior slo que esta vez
utilizaremos la misma tensin de alimentacin que utilizan los operacionales.
-
DISEOYCONTROLDELCONVERTIDORHBCC
Pgina67
3
21
411
-
+
U2A
TL074
R810K
R1010K
0
+15V
Voref
-15V
+15V
+ 15V
Fig.6.37. Configuracin de la tensin de referencia Voref
Como tercera variable a sensar, ser la seal FV . Aqu hemos de tener en cuenta
exactamente lo mismo que con Vo, es decir, una seal elevada, del orden de
unos 50V, sumado al hecho de que esta seal esta justo a la salida de los
devanados secundarios del trafo, y que debido a la conmutacin, nos puede
originar picos realmente elevados, adems de los consecuentes armnicos, que
adems de saturarnos los operacionales nos puedo daar el circuito.
Procederemos de la misma forma que los dos anteriores circuitos. Adems de
eso, colocaremos un filtro pasa-bajos a la salida del operacional para eliminar
estos picos y los harmnicos originados. Para el clculo del filtro de primer
orden, nos basaremos de la teora clsica:
==
kHzFkHzF
DatosC
O
10100
para un R=10k nFC 6,1=
-
DISEOYCONTROLDELCONVERTIDORHBCC
Pgina68
Fig.6.38. Configuracin de la tensin de sensado VF
En el diseo, hemos aadido una entradas jumpers, para ir habilitando cada
una de las variables que vamos aadiendo al sistema. De esta forma tambin
nos ser ms sencillo detectar cualquier posible anomala que se produzca.
Una vez diseada la circuitera referida al ajuste de variables, nos
adentraremos en el lazo. Como hemos mencionado, estar compuesto por
una parte proporcional, que ser la que nos da el valor de ganancia necesario
para llegar al valor final, pero que si no lo ajustamos correctamente se nos
puede hacer inestable el sistema, para ello recurriremos al integrador, que
nos corregir el margen de error entre el valor final terico y el que nos da el
proporcional, y que nos tender a estabilizar el sistema y una parte
derivativa, no necesario en un principio, pero que, como veremos ms
adelante nos ayudar a que la respuesta sea mucho ms estable.
Para el clculo de valores de los componentes utilizados, nos hemos basado
en los resultados de la simulacin hecha por Matlab. Con esos valores y a
12
1314
411
-
+
U2D
TL0741
TP3TEST POINT -15V
+15V
Seal VF
R16
10KC71,5nF /100V
0
R15 10K\0,5W
R1710K
1
TP4
Vref _VF
0
1
TP5out_VF
S-VF1 2
J7
JUMPER1
-
DISEOYCONTROLDELCONVERTIDORHBCC
Pgina69
travs de potencimetros y zcalos en los condensadores para poder jugar
con diversos valores de ganancias de kp, ki y kd, hemos conseguido ajustar
la seal que queramos conseguir.
Clculos de los componentes:
Control Proporcional
=====
KRKR
RRKp
Kp
10;1095.0
95.0
131
3
Fig6.39. Control Porporcional
Control integral
=====
=MPotKRnFC
CRKi
Ki
iiii
2500;102001
200
+15V
5
67
411
-
+
U1B
TL074
R3 10K
R1
10K 100K
1 2
J1
JUMPER10
1
TP1
-kp x Vo
-15V
-
DISEOYCONTROLDELCONVERTIDORHBCC
Pgina70
Fig.6.40. Control Integrador
Anotar, que diseamos el integrador de forma que podamos cambiar el
signo de la respuesta. Esto lo hace ms polivalente y que podamos
probar diversos tipos de respuesta, as como poder habilitar tanto un
proporcional, un integrador o un derivador de forma totalmente
individual, sin que para ello tengamos que conexionar ninguno de los
otros controles. De ah que tanto las entrada inversora y no inversora
tengan disponibles tanto la variable Vo como la Vref.
Control Derivativo
=====
=KPotKRnFCCRKd
Kd
dddd 500480;10048.048.0
5
67
411
-
+
U2B
TL074
10
98
411
-
+
U2C
TL074
R21
50K
-15V
1 2
J9
JUMPER10
C8
1uF
+15V
1 2
J6 JUMPER reset integer
+15V
-15V
1
TP6[ - ]
Voref
1
TP7
-ki x integer [-Voref] dt +C
1 23 4
JP6
JUMPER2
R29
1Mohm
R18
10K
R19
10K
R20
10KR2310K
1234
JP5
JUMPER2
0
Voref
-
DISEOYCONTROLDELCONVERTIDORHBCC
Pgina71
Fig.6.41. Control Derivativo
El esquema definitivo con las 3 partes sumadas, quedarn de siguiente
manera tal y como muestra la figura siguiente:
10
98
411
-
+
U1C
TL074
1 2J10
JUMPER
1
TP2 -kd x [d/dt]
100nF
CAP NPR11
10K
R9
2Mohms
0
C5
1nF
-15V
+15V
-
DISEOYCONTROLDELCONVERTIDORHBCC
Pgina72
Fig.6.42. Esquema de la Superficie PID
+15V
5 67
4 11
-+
U1B
TL074
10 98
4 11
-+
U1C
TL074
5 67
4 11
-+
U2B
TL074
10 98
4 11
-+
U2C
TL074
R3
10K
R1
10K 100K
R21
50K
-15V
R5
10K
12
J9JUM
PER
1
12
J1JUM
PE
R1
0
C81uF
S=-kp x -ki x integer [-V
oref] dt -kd x [d/dt]
+15V
0
12
J6JU
MPE
R reset integer
+15V
R22
10K
1
TP1
-kp x Vo
-15V
12
J10
JUM
PER
1TP
6[ - ]
1
TP2
-kd x [d/dt]
S
Voref
100nF
CAP
NP
R11
10K
R9
2Mohm
s
1
TP7
-ki x integer [-Voref] dt +C
R12
10K
12
34
JP6
JUM
PER
2
R29
1Mohm
0
C5
1nF
-15V
+15V
R18
10K
R19
10K
R20
10KR
2310K
12
34
JP5
JUM
PER
2
0
-15V
Voref
-
DISEOYCONTROLDELCONVERTIDORHBCC
Pgina73
En este ltimo diseo, lo que tenemos es la seal ( )OVfe =~ , pero aun nos falta aadir la seal FV para completar la superficie ( ) FO VVfe =~ . Esto lo implementamos con un simple restador de ganancia 1
3
21
411
-
+
U3A
TL074
R31
10k
Seal a PWM
R32 10kR3310k
0
+15V
-15V
PID
Seal Vc2
Fig.6.43. Diseo de la funcin ( ) FO VVfe =~
Fig.6.44. Diseo del control en modo deslizamiento
-
DISEOYCONTROLDELCONVERTIDORHBCC
Pgina74
Por ltimo, nos faltara discretizar la seal de la superficie y sta conectarla
directamente a la entrada PWM del driver IR2109. Aqu decidimos en
primera instancia utilizar el SG3524, que mediante los operacionales
internos que utilizaba y mediante una tensin de rampa comparaba la seal
de control y esta la conectaba a la base de un transistor que trabajaba en
conmutacin. La frecuencia de conmutacin, se ajustaba a travs de una red
RC. Finalmente descartamos esta opcin, ya que la alimentacin de los
operacionales internos del SG3524, estaban alimentados a 5V, y eso nos
tenda a saturar la seal de control, con lo que a partir de cierta tensin de
entrada (sobre unos 100V) no obtenamos ms de 12 V a la salida del
convertidor. Llegamos a la conclusin que los picos de tensin en la
conmutacin del trafo provocaban tensiones en las variables sensadas OV y
FV superiores a la alimentacin interna del modulador SG3524.
La segunda opcin, era bsicamente igual que la primera, con el cambio que
utilizamos operacionales alimentados a V15 , de esta forma el rango que conseguamos era mucho mayor.
Por tanto, como tenemos que discretizar la salida, utilizaremos un
comparador de Histresis con el que saturaremos tanto positiva como
negativamente la salida dependiendo del signo de la superficie, tal y como
vimos en la fig.6.31. En este caso nos hicimos valer de un LM311 en
colector abierto, donde conectbamos la funcin ( ) FO VVfe =~ a la entrada inversora y la salida a la base de un transistor Darlington que posteriormente
como veremos a continuacin atacar a una bscula.
-
DISEOYCONTROLDELCONVERTIDORHBCC
Pgina75
2
37
48
-
+
U2
LM311/TO
Q1BC618
R1220ohms
+15V
R210k
0
0
S
-15V
+15V
R3560ohms
Fig.6.45. Comparador de Histresis
El ciclo de histresis variar su trayectoria entre +Vcc y Vcc. La frecuencia de
conmutacin depender de FV .
La salida del colector del transistor Darlington ir conectada a una bscula D
(4513). La frecuencia mxima la limitaremos a travs de un reloj que lo
implementaremos por un 555, configurado como oscilador astable, al doble de la
frecuencia a la cual nosotros queremos trabajar (100kHz), ya que la bscula
coger slo los flancos de subida. De todas formas, hemos decidido
implementar en el oscilador astable, un par de potencimetros con los que poder
variar esta frecuencia.
-
DISEOYCONTROLDELCONVERTIDORHBCC
Pgina76
Fig.6.46. Circuito discretizador de S(x)
Fig.6.47. Circuito discretizador de S(x)
TR2CV
5
Q 3
DIS7
THR6
R4 V
CC
8G
ND
1U1LM555
2
37
48
-
+
U2
LM311/TO
D5
CLK3
Q1
Q2
VDD14
S6
GN
D7
R4
U3A
4013/FP
Al Driv er IR21094
0
+15V
+15V
0
D11n4148
C110n
0
D21n4148
C21n
0
Q1BC618
R1220ohms
+15V
R210k
0
0
S
-15V
+15V
R3560ohms R4
10k
R5
10k
-
DISEOYCONTROLDELCONVERTIDORHBCC
Pgina77
7. PLANOS Y DISEO DE LA PCB.
El diseo de los diferentes circuitos impresos que componen el proyecto se ha realizado
con el programa de diseo de circuitos electrnicos OrCAD 10.3.
La planta del convertidor se ha realizado a doble cara, con un buen plano de masa para asegurar un buen drenaje de la corriente hacia el punto comn. He
intentado en todo momento disponer los componentes de potencia lo ms
cercanos posibles entre s. Las pistas que salen del transformador hacia el filtro
de salida se han intentado disear de forma que pueda fluir la corriente a pleno
rendimiento, teniendo en cuenta que como norma general y en base a lo
especificado en la normativa, podemos llegar a un compromiso de que cada
milmetro de anchura de pista equivaldra a la circulacin de 1A. Aprovechando
la simetra del convertidor se ha dispuesto los MOSFET como tal y sus redes de
proteccin Snubber lo ms cercanos posible a estos. Se han habilitado dos
conectores de salida, de tipo banana para poder unir tanto las cargas como el
lazo de control, as como dos conectores del mismo tipo para inyectar la
alimentacin de entrada (400 VDC).
Respecto al diseo de la placa del lazo de control, se ha buscado debido a la dificultad para afinarlo a las caractersticas deseadas, que esta fuera lo ms
polivalente posible, habilitando jumpers a la entrada y salida de los
amplificadores operaciones para poderlo hacer lo ms verstil posible y poder
modificar la seal de entrada en funcin de las necesidades.
-
DISEOYCONTROLDELCONVERTIDORHBCC
Pgina78
Fig.7.1. Circuito driver
-
DISEOYCONTROLDELCONVERTIDORHBCC
Pgina79
Fig.7.2. Esquema de la planta HBCC
-
DISEOYCONTROLDELCONVERTIDORHBCC
Pgina80
Fig.7.3. Esquema del lazo de Control
-
DISEOYCONTROLDELCONVERTIDORHBCC
Pgina81
Fig 7.4. Mscara Layout de la capa Top de la planta del convertidor
-
DISEOYCONTROLDELCONVERTIDORHBCC
Pgina82
Fig.7.5. Mscara Layout de la capa Bottom de la planta del convertidor
-
DISEOYCONTROLDELCONVERTIDORHBCC
Pgina83
Fig 7.6. Mscara Layout de la capa de componentes de la planta del convertidor
-
DISEOYCONTROLDELCONVERTIDORHBCC
Pgina84
Fig 7.7. Mscara Layout de la capa bottom del lazo de control
Fig 7.8. Mscara Layout de la capa Top del lazo de control
-
DISEOYCONTROLDELCONVERTIDORHBCC
Pgina85
Fig 7.9. Mscara de componentes del lazo de control
-
DISEOYCONTROLDELCONVERTIDORHBCC
Pgina86
8. RESULTADOS EXPERIMENTALES.
Se han graficado los resultados a medida que hemos ido subiendo en tensin. El
objetivo ha sido buscar aquel valor de ganancia en el control que nos regulara todas las
cargas disponibles, aunque con ello perdiramos algo de eficiencia, como veremos
seguidamente.
Con E=150V ( aprox)
Fig 8.1. Salida de la bscula y tensin de salida del convertidor Vo
[Vin=168V ; =151V; f=100kHz; 1LR =33]
-
DISEOYCONTROLDELCONVERTIDORHBCC
Pgina87
Fig 8.2. Salida de la bscula y tensin de salida del convertidor Vo a plena carga
[Vin=162V ; =152V; f=100kHz; 1LR = 71,4 ]
Fig 8.3. Conmutacin en la puerta de los transistores Q1 y Q2
[Vin=168V ; =151V; f=100kHz; 1LR =33]
-
DISEOYCONTROLDELCONVERTIDORHBCC
Pgina88
Fig 8.4. Conmutacin en la puerta de los transistores Q1 y Q2 a plena carga
[Vin=162V ; =152V; f=100kHz; 1LR = 71,4 ]
Fig 8.5. Tensiones en el primario del trafo.
[Vin=168V ; =151V; f=100kHz; 1LR =33]
-
DISEOYCONTROLDELCONVERTIDORHBCC
Pgina89
Fig 8.6. Tensiones en el primario del trafo a plena carga
[Vin=162V ; =152V; f=100kHz; 1LR = 71,4 ]
Fig 8.7. Tensiones a la salida del secundario del trafo.
[Vin=168V ; =151V; f=100kHz; 1LR =33]
-
DISEOYCONTROLDELCONVERTIDORHBCC
Pgina90
Fig 8.8. Tensiones a la salida del secundario del trafo a plena carga [Vin=162V ; =152V; f=100kHz; 1LR = 71,4 ]
Fig 8.9. Arranque del convertidor en la tensin de salida. [Vin=168V ; =151V; f=100kHz; 1LR =33]
-
DISEOYCONTROLDELCONVERTIDORHBCC
Pgina91
Fig 8.10. Arranque del convertidor en la tensin de salida a plena carga. [Vin=162V ; =152V; f=100kHz; 1LR = 71,4 ]
Con E=200V (slo con PI)
Fig 8.11. Rizado de la tensin de salida y seal sensada VF.
[Vin=202V ; =21,5V; f=100kHz; 1LR = 33 , Io=0.65A, %68'88= ]
-
DISEOYCONTROLDELCONVERTIDORHBCC
Pgina92
Fig 8.12. Rizado de la tensin de salida y seal sensada VF a plena carga [Vin=202V ; =20,7V; f=100kHz; 1LR = 71,4 , Io=4.39A, %39'85= ]
Fig 8.13. Salto de carga de la seal de salida 1LR = 33 a 1LR = 71,4
-
DISEOYCONTROLDELCONVERTIDORHBCC
Pgina93
Con E=200V (con PID)
Fig 8.14. Rizado de la tensin de salida y seal sensada VF con el derivador conectado. [Vin=202V ; Vo=20,8V; f=100kHz; 1LR = 33 , Io=0.63A, %8'85= ]
Fig 8.15. Rizado de la tensin de salida y seal sensada VF con el derivador conectado. [Vin=202V ; =19,7V; f=100kHz; 1LR = 71,4 , Io=4.18A, %27'81= ]
-
DISEOYCONTROLDELCONVERTIDORHBCC
Pgina94
Fig 8.16. Comparativa de las puertas de los Mosfets Q1 y Q2 con baja carga y plena carga
Se observa claramente el rizado de alta frecuencia provocado por las
capacidades internas de los transistores conmutacin, capacidad de Miller entre
puerta y drenador, y que recibe el nombre de ringing.
Los dos transistores trabajan de forma complementaria, aunque no
simtricamente.
Los valores de los componentes del control ajustados a este nivel de tensin son:
===
=
MRKMRnFCKi
kpotRKp
dd
ii
57,17,1;2,8
95)(1
Con E=300V (con PID)
A partir de 250 V hemos encontrado dificultades a la hora de ajustar el regulador
al ir conectando las cargas, por lo que hemos tenido que realizarlo con el PID
completo y no con el PI como habamos realizado anteriormente.
-
DISEOYCONTROLDELCONVERTIDORHBCC
Pgina95
Fig 8.17. Rizado de la tensin de salida y seal sensada VF a baja carga [Vin=305V ; =33,9V; f=100kHz; 1LR = 5.16 , Io=2.054A, %62'92= ]
8.18. Rizado de la tensin de salida y seal sensada VF a plena carga [Vin=305V ; =32,8V; f=100kHz; 1LR = 6.6 , Io=4.96A, %62'89= ]
-
DISEOYCONTROLDELCONVERTIDORHBCC
Pgina96
8.19. Salto de carga de la seal de salida 1LR = 33 a 1LR = 6,6
8.20. Seal de salida de la bscula y seal
-
DISEOYCONTROLDELCONVERTIDORHBCC
Pgina97
8.21. Seales en el primario del trafo y punto medio del puente a plena carga
8.22. Seales a la salida del trafo a baja carga
-
DISEOYCONTROLDELCONVERTIDORHBCC
Pgina98
8.22. Seales a la salida del trafo a plena carga
Los valores de los componentes del control ajustados a este nivel de tensin son:
===
=
MRKkRnFCKi
kpotRKp
dd
ii
88,1197;2,8
97)(1
-
DISEOYCONTROLDELCONVERTIDORHBCC
Pgina99
9. AMBIENTALIZACIN DEL PFC.
9.1. ASPECTOS TECNOLOGICOS.
Todos los equipos electrnicos generan en mayor o menor medida interferencias
electromagnticas. Las fuentes de alimentacin conmutadas no son una excepcin, y
por su tipo de funcionamiento, en rgimen transitorio y por su constitucin (elementos
electromagnticos), generan armnicos y picos de corriente que dan lugar a
interferencias (EMI) que afectan a la misma lnea de alimentacin, a los equipos que
posteriormente alimentan o a las mimas personas o seres vivos que se encuentran
prximos a ellos.
Las interferencias generadas por las fuentes de alimentacin conmutadas adquieren
mayoritariamente tres formas:
Interferencias conducidas a travs de los conductores de salida Interferencias conducidas a travs de su carcasa a tierra. Interferencias radiadas.
La carga y descarga rpida de los condensadores provocan picos de corriente bruscos y
exactamente igual pasa con la conmutacin sobre los bobinados que provocan grandes
cambios en la tensin de sus terminales. Principalmente estas son las causas bsicas de
radiacin electromagntica en las fuentes de alimentacin conmutada, pero tambin
existen otros motivos, como es el propio diseo de las pistas de la PCB que pueden
llegar a crear bucles que facilitan el acoplamiento de campos magnticos o las mismas
capacidades parsitas inherentes a los propios componentes como es el caso claro del
transformador, entre sus propios bobinados, entre los mismo componentes, entre la
masa del circuito y las pistas que lo rodean, o los mismo cables que conectan las cargas,
etc.
-
DISEOYCONTROLDELCONVERTIDORHBCC
Pgina100
La totalidad de los bucles internos capaces de acoplar EMI deberan estar construidos
idealmente de manera que las corrientes de interferencia slo circularan dentro de ellos
mismos, pero ello es complejo. Las impedancias y capacidades de bucles irregulares
causan que, tanto la interferencia de modo diferencial como la de modo comn, circulen
dentro de todo el sistema formado por la carga, la lnea de alimentacin y la fuente
conmutada.
A pesar de que habitualmente se ignoran las EMI de modo comn en las
especificaciones de las fuentes conmutadas, son tambin un problema. Estas EMI,
comunes a los dos conductores de la entrada o de las salidas, se acoplan a travs de
capacidades parsitas en la alimentacin y es difcil eliminarlas si el resto del diseo ya
se ha ultimado. A veces, stas se intentan eliminar con condensadores de relativa alta
capacidad entre los conductores de entrada o de salida y la carcasa de la fuente
conmutada; no obstante, esto frecuentemente conlleva dificultades en el sistema de
masa y tierra, debiendo tener en cuenta adems que el valor de la capacidad est
limitado por los reglamentos de seguridad (mximo 4,7nF). Por esta razn el prototipo
diseado, no utiliza la tierra, ya que uno de los objetivos a cumplir era el gran
aislamiento galvnico, de esta manera el prototipo se pude considerar un sistema
flotante. El sistema utilizado para eliminar, mejor dicho atenuar, las EMI con modo
comn es el choque inductivo en modo comn. El choque inductivo es un
transformador de banda ancha bobinado de forma bifilar que permite la circulacin de
corrientes igual y opuestas a travs de sus devanados, mientras suprime las corrientes
desiguales y opuestas, tal como las debidas a las EMI en modo comn. A causa del
devanado bifilar, no se crea flujo magntico neto en el choque para corrientes simtricas
(iguales y de sentido opuesto); entonces, las seales simtricas no encuentran
inductancia cuando pasa a travs de l. Para corrientes de moco comn (asimtricas), el
choque inductivo acta como una inductancia y atena la corriente.
Las EMI diferenciales dependen de los componentes pasivos. El choque inductivo del
filtro determina el rizado de corriente de los condensadores, los cuales, a su vez,
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DISEOYCONTROLDELCONVERTIDORHBCC
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determinan la tensin de rizado generada por su ESR, ESL y, en menor grado, su
capacidad.
Los transitorios inductivos y los efectos normales de los campos magnticos que se
anulan bruscamente, pueden llegar a los megahercios, dependiendo de las inductancias
y las capacidades efectivas que se hallen en el camino de la corriente producida por el
campo que se anula. La resistencia del conductor controla la amortiguacin que, a su
vez, controla la envolvente de su espectro.
La amplitud del espectro de EMI depende fundamentalmente del nivel de redondeo que
se puede conseguir en los flancos de la onda cuadrada. La pendiente de la envolvente
del contenido armnico de una onda rectangular real e slo de 20dB/dcada, mientras
que la transicin menos aguda de una onda trapezoidal es de 49dB/dcada y para un
impulso totalmente redondeado es de unos 80dB/dcada, por tanto, simplemente
redondeando lozanitos de la onda cuadrada bsica se puede reducirle nivel de EMI
generadas en l