regulaciÓn de tensiÓn en cargas monofÁsicas …

REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM

JOHN JAIRO HOYOS CRUZ JOHNNY ALEJANDRO PARRA PARRA

UNIVERSIDAD TECNOLÓGICA DE PEREIRA PROGRAMA DE INGENIERÍA ELÉCTRICA

FACULTAD DE INGENIERÍAS – INGENIERÍA ELÉCTRICA Pereira, 2008


PROYECTO DE PREGRADO

JOHN JAIRO HOYOS CRUZ JOHNNY ALEJANDRO PARRA PARRA

DIRECTOR ING. ALFONSO ALZATE G.

UNIVERSIDAD TECNOLÓGICA DE PEREIRA PROGRAMA DE INGENIERÍA ELÉCTRICA

FACULTAD DE INGENIERÍAS – INGENIERÍA ELÉCTRICA Pereira, 2008

Nota de aceptación: ____________________________________________________________________________________________________________________________________ _________________________________ Firma del presidente del jurado _________________________________ Firma del jurado _________________________________ Firma del jurado

Dedicatoria

A mis padres y hermanos que siempre confiaron en mí y fueron mi apoyo en todo momento.

John Jairo Hoyos Cruz

A Dios que es fuente de inspiración y esperanza para todos y a mis Padres y mi hermano

que tuvieron fe y paciencia durante el transcurso de toda la carrera.

Johnny Alejandro Parra Parra

AGRADECIMIENTOS

A Dios porque sin él todo este trabajo no podría haber sido posible.

A nuestras familias que siempre confiaron en nosotros en el transcurso de toda la carrera.

Al ingeniero Alfonso Alzate por guiarnos y confiar en nosotros en todas las etapas de este

proyecto.

Al Instituto Colombiano para el Desarrollo de la Ciencia y la tecnología, COLCIENCIAS,

por haber financiado este proyecto identificado con el numero 1110-08-17738 del convenio

362-2005

A los ingenieros Gustavo Pardo, Duberney Murillo, Giovanni Bedoya G, y demás

ingenieros e ingenieras del grupo de Electrónica de Potencia por toda la ayuda prestada

durante el desarrollo de este proyecto, a Francisco Rivera y Mario Gómez que siempre

colaboraron con lo necesario para realizar la implementación y las pruebas del proyecto y

a todos los compañeros que nos acompañaron en el transcurso de la carrera.

Gracias

INTRODUCCIÓN

Los reguladores de tensión que utilizan elementos de conmutación son

dispositivos que actualmente se utilizan en muchas aplicaciones de la industria y

la vida diaria, debido a su capacidad de mantener constante el voltaje a la salida.

Este tipo de dispositivos son utilizados en áreas donde es de gran importancia

garantizar una buena regulación.

Estos dispositivos regulan el voltaje de salida conmutando la entrada con la salida

y así controlando el voltaje en la carga, con ayuda de una adecuada etapa de

filtrado y modificando de forma optima el ancho de pulso de la señal de control por

medio de PWM (Pulse Width Modulation).

Esto se logra utilizando transistores como interruptores, ya que cuando no

conducen, la corriente a través de ellos es cero por lo tanto no hay potencia

disipada; y en estado de conducción los terminales de este están en corto por lo

tanto la potencia a través de ellos es aproximadamente cero. Así la pérdida de

potencia en el elemento de control es mínima y toda la potencia del regulador es

entregada a la carga.

Estas características combinadas con las altas velocidades y manejo de datos que

permite el microcontrolador, hacen que el control a los inversores DC-AC, sea más

sencillo y más eficiente.

Con el fin de aprovechar estas características y llevarlas a la practica se desarrollo

este proyecto donde se implemento un regulador de tensión con IGBT´s y

controlado por un microcontrolador programado con el algoritmo para generar

PWM, dadas las prestaciones de los microcontroladores, los cuales son

vii

dispositivos de alta tecnología que trabaja a altas velocidades y simultáneamente

permite manipular gran cantidad de datos.

El documento descubre en su primer capitulo la teoría necesaria para la

implementación adecuada del regulador de voltaje controlado por PWM; un

segundo capitulo con simulaciones donde se observa de forma preliminar el

comportamiento y los resultados que se desean obtener; un tercer capitulo con la

descripción de todos los elementos necesarios para llevar a la practica la teoría

anteriormente mencionada; un cuarto capitulo con todos los resultados obtenidos

durante el proceso de experimentación y finalmente las conclusiones del proyecto

implementado.

viii

ix

OBJETIVOS

OBJETIVO GENERAL Controlar la tensión en cargas monofásicas cuando se presenten variaciones de

amplitud de las tensiones en la red mediante Modulación de Ancho de Pulso

(PWM), variando el índice de modulación, utilizando elementos de conmutación de

alta frecuencia.

OBJETIVOS ESPECÍFICOS • Implementar la Técnica de Modulación de Ancho de Pulso (PWM), variando el

índice de modulación utilizando un microcontrolador.

• Aplicar la Técnica de Modulación de Ancho de Pulso (PWM), variando el

índice de modulación, tratando de reducir el índice de distorsión armónica

(THD) por debajo del 3%.

• Aplicar la Técnica de Modulación de Ancho de Pulso (PWM), variando el

índice de modulación, tratando de entregar una regulación de ±5%.

• Comparar resultados obtenidos mediante simulaciones, con los resultados

prácticos.

Índice

AGRADECIMIENTOS VI

INTRODUCCIÓN VII

OBJETIVOS IX

OBJETIVO GENERAL............................................................................................IX

OBJETIVOS ESPECÍFICOS...................................................................................IX

ÍNDICE 10

LISTA DE FIGURAS 13

LISTA DE TABLAS 17

CAPITULO 1 18

ANTECEDENTES 18

1.1 INTRODUCCIÓN A LOS CONVERTIDORES C.C-C.A ............................................... 18

1.2 INVERSOR MONOFÁSICO EN PUENTE COMPLETO.................................................. 24

CAPITULO 2 73

DESCRIPCIÓN DEL PROYECTO Y SIMULACIONES 73

2.1 DESCRIPCIÓN .................................................................................................. 73

2.2 SIMULACIONES ................................................................................................ 74

CAPITULO 3 94

DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN 94

3.1 DESCRIPCIÓN DE LOS IGBT´S UTILIZADOS......................................................... 94

3.2 TARJETA DE POTENCIA .................................................................................... 95

3.3 TARJETA DEL MICROCONTROLADOR. ................................................................ 97

3.4 TARJETA DE DISPARO ...................................................................................... 99

3.5 FUENTE DE ALIMENTACIÓN ............................................................................. 101

3.6 CALCULO DEL DISIPADOR............................................................................... 103

3.7 CÁLCULO DE LOS FUSIBLES ............................................................................ 104

3.8 DISEÑO DEL FILTRO........................................................................................ 105

3.9 PROGRAMA MICROCONTROLADOR .................................................................. 106

3.10 PAUTAS PARA EL DESARROLLO DEL PROYECTO.............................................. 107

CAPITULO 4 109

RESULTADOS Y CONCLUSIONES 109

4.1 PULSOS GENERADOS POR EL MICROCONTROLADOR Y TARJETA DE DISPARO....... 109

4.2 SEÑALES DE SALIDA INVERSOR MONOFÁSICO................................................... 111

CONCLUSIONES 123

RECOMENDACIONES 124

BIBLIOGRAFÍA 125

ANEXOS 127

ANEXO A: DATOS SIMULACIÓN MATLAB 128

ANEXO B: IGBT IRG4PC50UD 135

ANEXO C: IR2110 147

ANEXO D: 6N137 166

ANEXO E: PROGRAMA MICROCONTROLADOR 177

Lista De Figuras

FIGURA 1.1: ESTRUCTURA GENERAL DEL CONVERTIDOR CC-CA ................................ 19

FIGURA 1.2: ESQUEMA DE UN INVERSOR MONOFÁSICO ............................................... 21

FIGURA 1.3: SECUENCIA DE DISPARO Y TENSIÓN OBTENIDA EN LA CARGA.................... 22

FIGURA 1.4: INVERSOR MONOFÁSICO PUENTE COMPLETO........................................... 25

FIGURA 1.5: MODULACIÓN DE UN SOLO ANCHO DE PULSO .......................................... 29

FIGURA 1.6: PERFIL ARMÓNICO DE LA MODULACIÓN................................................... 30

FIGURA 1.7: MODULACIÓN EN ANCHO DE VARIOS PULSOS .......................................... 32

FIGURA 1.8: PERFIL DE ARMÓNICOS DE PARA MODULACIÓN EN ANCHO DE VARIOS

PULSOS................................................................................................................... 32

FIGURA 1.9: MODULACIÓN SENOIDAL DE ANCHO DE PULSO (SPWM) .......................... 34

FIGURA 1.10A: SEÑALES DE CONTROL Y TENSIONES PARA SPWM. ............................ 34

FIGURA 1.10B: PERFIL ARMÓNICO PARA ESTA MODULACIÓN....................................... 35

FIGURA 1.11: MODULACIÓN SENOIDAL MODIFICADA DEL ANCHO DE PULSO .................. 36

FIGURA 1.12: PERFIL ARMÓNICO DE LA MODULACIÓN SENOIDAL MODIFICADA DEL ANCHO

DE PULSO................................................................................................................ 36

FIGURA 1.13: ASPECTO DE UNA SEÑAL P.W.M CON REFERENCIA SENOIDAL................ 37

FIGURA 1.14: SNUBBER RCD .................................................................................. 46

FIGURA 1.15: CONEXIÓN DEL SNUBBER RCD A UN CIRCUITO CONMUTADO GENÉRICO.. 48

FIGURA 1.16: FORMAS DE ONDA EN EL TRANSISTOR DURANTE EL APAGADO SEGÚN EL

VALOR DEL CONDENSADOR . A) DESPRECIABLE, B) DE VALOR REDUCIDO, C)

DE VALOR ELEVADO. ................................................................................................ 49

SC SC SC SC

FIGURA 1.17: ETAPAS DURANTE EL APAGADO DEL TRANSISTOR ................................. 50

FIGURA 1.18: ETAPAS DURANTE EL APAGADO DEL TRANSISTOR ................................. 52

FIGURA 1.19: EVOLUCIÓN DE LAS PERDIDAS EN FUNCIÓN DEL PARÁMETRO .............. 56 k

FIGURA 1.20: TRAYECTORIA SEGUIDA POR LA TENSIÓN Y CORRIENTE EN EL TRANSISTOR

DURANTE EL APAGADO............................................................................................. 59

FIGURA 1.21: SNUBBER DE ENCLAVAMIENTO DE TENSIÓN RCD.................................. 59

FIGURA 1.22: FORMAS DE ONDA DE APAGADO CON Y SIN SNUBBER DE ENCLAVAMIENTO

DE TENSIÓN RCD. ................................................................................................... 61

FIGURA 1.23: FORMAS DE ONDA DE ENCENDIDO PARA UN IGBT SIN SNUBBER DE

ENCLAVAMIENTO DE TENSIÓN RCD. .......................................................................... 62

FIGURA 1.24: FORMAS DE ONDA DE ENCENDIDO PARA UN IGBT SIN SNUBBER DE


FIGURA 1.25: FORMAS DE ONDA DE ENCENDIDO PARA UN IGBT CON SNUBBER DE


FIGURA 1.26: MODELO TÉRMICO BÁSICO................................................................... 66

FIGURA 1.27: PROTECCIÓN DE DISPOSITIVOS DE POTENCIA........................................ 69

FIGURA 1.28: PROTECCIÓN INDIVIDUAL DE DISPOSITIVOS DE POTENCIA....................... 69

FIGURA 1.29: CORRIENTE DEL FUSIBLE..................................................................... 70

FIGURA 1.30: CARACTERÍSTICAS CORRIENTE-TIEMPO DEL DISPOSITIVO Y DEL FUSIBLE. 71

FIGURA 2.1: DIAGRAMA ESQUEMÁTICO DEL FUNCIONAMIENTO DEL PROYECTO ............. 74

FIGURA 2.2: ESQUEMA ELÉCTRICO IMPLEMENTADO EN SIMULINK MATLAB CON CARGA

RESISTIVA. .............................................................................................................. 77

FIGURA 2.3: ESQUEMA ELÉCTRICO IMPLEMENTADO EN SIMULINK MATLAB CON CARGA

RL . ........................................................................................................................ 78

FIGURA 2.4: PULSOS GENERADOS EN MATLAB PARA PUENTE INVERSOR MONOFÁSICO . 79

FIGURA 2.5: VOLTAJE Y CORRIENTE DE SALIDA UTILIZANDO CARGA 100 Ω .................. 80

FIGURA 2.6: CAMBIO DE VOLTAJE DE ENTRADA EN RELACIÓN CON EL VOLTAJE DE

ENTRADA UTILIZANDO CARGA 100 Ω ......................................................................... 81

FIGURA 2.7: VOLTAJE Y CORRIENTE DE SALIDA UTILIZANDO CARGA Ω= 100R Y

................................................................................................................ 82 mHL 2=

FIGURA 2.8: CAMBIO DE VOLTAJE DE ENTRADA EN RELACIÓN CON EL VOLTAJE DE

ENTRADA UTILIZANDO CARGA Y 102.2R = Ω 2L mH= .............................................. 83

FIGURA 2.9: GENERACIÓN PULSOS PARA EL PUENTE INVERSOR MONOFÁSICO.............. 84

FIGURA 2.10. PULSOS GENERADOS PARA EL PUENTE INVERSOR MONOFÁSICO ............. 85

FIGURA 2.11. PUENTE INVERSOR MONOFÁSICO......................................................... 86

FIGURA 2.12. VOLTAJE EN LA SALIDA DEL INVERSOR. ................................................ 86

FIGURA 2.13. CORRIENTE EN CARGA R DE 50 Ω CON ÍNDICE DE MODULACIÓN DE 0.7 .. 87

FIGURA 2.14. CORRIENTE EN CARGA R DE 150 Ω CON ÍNDICE DE MODULACIÓN DE 0.7.87

FIGURA 2.15. CORRIENTE EN CARGA R DE 200 Ω CON ÍNDICE DE MODULACIÓN DE 0.788

FIGURA 2.16. CORRIENTE EN CARGA RL CON ÍNDICE DE MODULACIÓN DE 0.5 ............. 89



FIGURA 3.1: DISTRIBUCIÓN DE LOS PINES DEL IGBT.................................................. 95

FIGURA 3.2: FOTOGRAFÍA DEL IGBT UTILIZADO ........................................................ 95

FIGURA 3.3: DIAGRAMA ESQUEMÁTICO DE LA TARJETA DE POTENCIA ......................... 96

FIGURA 3.4: FOTOGRAFÍAS TARJETA DE POTENCIA ................................................... 97

FIGURA 3.5: DISEÑO ESQUEMÁTICO DE LA TARJETA DEL MICROCONTROLADOR. ........... 98

FIGURA 3.6: FOTOGRAFÍA DE LA TARJETA DEL MICROCONTROLADOR .......................... 98

FIGURA 3.7: DIAGRAMA ESQUEMÁTICO DEL CIRCUITO DE DISPARO ........................... 100

FIGURA 3.8: FOTOGRAFÍA TARJETA DE DISPARO...................................................... 101

FIGURA 3.9: DIAGRAMA ESQUEMÁTICO DE LA FUENTE DE ALIMENTACIÓN................... 102

FIGURA 3.10: FOTOGRAFÍA DE LA FUENTE DE ALIMENTACIÓN.................................... 102

FIGURA 3.11: FOTOGRAFÍA DE LOS DISIPADORES VISTA POSTERIOR.......................... 104

FIGURA 3.12: FOTOGRAFÍA DE LOS DISIPADORES VISTA LATERAL ............................. 104

FIGURA 3.13: DISEÑO FILTRO LC ........................................................................... 106

FIGURA 4.1: PULSOS GENERADOS POR EL MICROCONTROLADOR ............................. 110

FIGURA 4.2: PULSOS GENERADOS SALIDA TARJETA DE DISPARO .............................. 110

FIGURA 4.3: CIRCUITO IMPLEMENTADO CON TRANSFORMADOR REDUCTOR ............... 111

FIGURA 4.4: SEÑAL VOLTAJE DE SALIDA INVERSOR MONOFÁSICO ............................. 113

FIGURA 4.5: SEÑAL VOLTAJE EN LA CARGA............................................................. 113

FIGURA 4.6: GRAFICA DE REGULACIÓN EN LA CARGA PARA VOLTAJE REDUCIDOS. ..... 115

FIGURA 4.7: CIRCUITO IMPLEMENTADO CON TRANSFORMADOR REDUCTOR ............... 116

FIGURA 4.8: SEÑAL VOLTAJE DE SALIDA INVERSOR MONOFÁSICO ............................. 117

FIGURA 4.9: SEÑAL VOLTAJE EN LA CARGA............................................................. 118

FIGURA 4.10: GRAFICA DE REGULACIÓN EN LA CARGA PARA VOLTAJE ALTO.............. 119

FIGURA 4.11: COMPARACIÓN RESULTADOS PRÁCTICOS CON RESULTADOS TEÓRICOS 120

FIGURA 4.12: CAMBIO DE VOLTAJE EN LA ENTRADA DEL CONVERTIDOR ANALOGO –

DIGITAL EN RELACION CON EL VOLTAJE DE LA RED................................................... 121

Lista De Tablas

TABLA 1.1: AMPLITUDES NORMALIZADAS DE LOS DISTINTOS ARMÓNICOS .................... 43

TABLA 2.1: RESULTADOS OBTENIDOS VARIANDO EL ÍNDICE DE MODULACIÓN Y EL

VOLTAJE A.C DEL INVERSOR CON CARGA RESISTIVA DE 100 Ω ................................... 80

TABLA 2.2: RESULTADOS OBTENIDOS VARIANDO EL ÍNDICE DE MODULACIÓN Y EL

VOLTAJE A.C DEL INVERSOR CON CARGA DE 100R = Ω Y 2L mH= .......................... 82

TABLA 2.3: VALORES DE CORRIENTE Y VOLTAJE PARA CARGAS RESISTIVAS............... 88

TABLA 2.4: VALORES DE CORRIENTE Y VOLTAJE PARA CARGAS RL CON 24 DCV DE

ALIMENTACIÓN......................................................................................................... 91

TABLA 2.5: VALORES DE CORRIENTE Y VOLTAJE PARA CARGAS RL CON 115 DCV DE

ALIMENTACIÓN......................................................................................................... 92

TABLA 3.1: PARÁMETROS PARA EL CÁLCULO DEL DISIPADOR ................................... 103

TABLA 4.1: VALORES DC DE ALIMENTACIÓN DEL PUENTE INVERSOR......................... 112

TABLA 4.2: DATOS EN LA CARGA CON VARIACIÓN DE VOLTAJE DE LA RED ................. 114

TABLA 4.3: VALORES DC DE ALIMENTACIÓN DEL PUENTE INVERSOR......................... 116

TABLA 4.4: DATOS EN LA CARGA CON VARIACIÓN DE VOLTAJE DE LA RED ................. 118

TABLA 4.5: COMPARACIÓN RESULTADOS PRÁCTICOS CON RESULTADOS TEÓRICOS.... 120

TABLA 4.6: CAÍDA DE VOLTAJE EN LA INDUCTANCIA DEL FILTRO DEPENDIENDO DE LA

ENTRADA PARA VOLTAJE REDUCIDO........................................................................ 121

TABLA 4.7: CAÍDA DE VOLTAJE EN LA INDUCTANCIA DEL FILTRO DEPENDIENDO DE LA

ENTRADA PARA VOLTAJE DE LA RED........................................................................ 122

TABLA ANEXO A.1: RESULTADOS OBTENIDOS VARIANDO EL ÍNDICE DE MODULACIÓN Y EL

VOLTAJE A.C DEL INVERSOR CON CARGA RESISTIVA DE 100R = Ω ........................... 131

TABLA ANEXO A.2: RESULTADOS OBTENIDOS VARIANDO EL ÍNDICE DE MODULACIÓN Y EL

VOLTAJE A.C DEL INVERSOR CON CARGA DE 100R = Ω Y 2L mH= ........................ 134


Capitulo 1

ANTECEDENTES

1.1 Introducción a los convertidores C.C-C.A

La función de los inversores es cambiar un voltaje de entrada C.C a un voltaje C.A

simétrico de salida, con magnitud y frecuencia deseada. Si se modifica el voltaje

de entrada manteniendo fija la ganancia, es posible obtener un voltaje variable a la

salida. Por otra parte, si se mantiene constante la entrada y se varía la ganancia

se puede obtener un voltaje de salida variable. Esto se hace controlando la

modulación del ancho del pulso dentro del inversor. Las ondas de los inversores

no son exactamente senoidales, siendo necesarias ondas con muy baja distorsión

armónica para aplicaciones de potencia. El control del voltaje de salida será

obtenido mediante algunas técnicas entre las que se destaca la modulación por

anchura de pulsos P.W.M (Pulse width modulation).

Unas de las aplicaciones más importantes de los inversores son las siguientes:

1. Fuentes de alimentación de emergencia.

2. Fuentes de alimentación ininterrumpida (U.P.S).

3. Variadores de velocidad para motores C.A.

4. Calentamiento por inducción.

5. Líneas de transmisión C.C (extremo receptor).

6. Dispositivos FACTS (Sistemas flexibles en corriente alterna)

18


Un convertidor C.C – C.A esta conformado por un inversor, un sistema de control,

un filtro de salida y una fuente de alimentación, el la figura 1.1 se muestra la

estructura general de este.

Figura 1.1: Estructura general del convertidor CC-CA

El circuito de control es el encargado de suministrar los pulsos de encendido y

apagado a los dispositivos que lo conforman para que de esta manera se obtenga

la forma de onda deseada en la carga. Otra función del circuito de control es la de

monitorear el estado a la salida del inversor en cuanto a sobrecargas o

cortocircuitos en la carga o dentro de él, de tal manera que prohíba la conducción

de los dispositivos cuando esto se presente.

La fuente de alimentación suministra la tensión continua a la entrada del inversor y

dependiendo del tipo de control que se esté realizando para obtener la onda en la

carga puede estar conformada por una o varias etapas que a su vez pueden ser o

no manejadas por el circuito de control. [1]

Son muchos los puntos de vista en los cuales se pueden clasificar los inversores,

una posible clasificación es según con el tipo de semiconductor con que se

implementen los interruptores: tiristores o transistores. Los primeros se pueden

subdividir a su vez en inversores de bloqueo natural o forzado (con fuente inversa

de tensión o de corriente); los segundos es posible a su vez subdividirlos en

autoexcitados o con excitación independiente. Es posible establecer otra

clasificación en función de las características de salida, configuraciones en medio

puente, puente completo monofásico y puente completo trifásico o en sus

19


características de entrada: inversor alimentado en tensión o en corriente, según de

que tipo sea la fuente primaria de entrada. Para el caso de los inversores con

transistores, se puede establecer otra clasificación basándose en el método de

excitación de la base de los transistores que configuran la topología de potencia

de esta forma tenemos los inversores de onda cuadrada, P.W.M (Pulse Width

Modulation) de alta frecuencia, con control de desplazamiento de fase, etc. [2]

1.1.1 Principio de Operación de los inversores:

Para su principio de operación se considera una sola rama es decir inversor

monofásico en configuración de medio puente ver figura 1.2. Los condensadores

deben de tener el valor adecuado para que la tensión pueda ser considerada

constante. Los diodos en antiparalelo se colocan para permitir el paso de corriente

en sentido contrario, ya que la carga no va a ser resistiva, por lo que existirá un

desfase entre la tensión y la corriente. De esta forma, cuando T esté saturado,

la corriente circulará por el mismo o a través de su diodo en antiparalelo, según

sea el sentido de la corriente. Por otro lado, la corriente se divide en valores

iguales por los dos condensadores de filtro; de hecho, podemos considerar que

ambos condensadores están conectados en paralelo y en serie con la carga; por

tanto, en régimen permanente, no existe componente de continua en la corriente

que circula por la carga, con lo que se evitan los problemas de corriente continua

en los devanados de un motor, saturación de los transformadores (si se utiliza

transformador). [2,4]

+

20


Figura 1.2: Esquema de un inversor monofásico

Los transistores usados permiten tanto el encendido como el apagado por el

terminal de control (base). Por simplicidad se asume que cada transistor conduce

durante el tiempo que exista el pulso en la base y permanece apagado cuando

desaparece. La secuencia de disparo y la tensión obtenida en la carga son

mostradas en la figura 1.3, donde la frecuencia angular de salida está dada por la

ecuación (1.1):

Tw /2π= 1.1

21


Figura 1.3: Secuencia de disparo y tensión obtenida en la carga

En el intervalo 20 Tt< < conduce T + y la carga es sometida a la tensión 2SV . En

2Tt = , es apagado y el TT + − encendido. En el intervalo 2

T t T< < conduce T −

y la carga es sometida a la tensión 2SV− . Por tanto la forma de onda en la carga

es una tensión alterna rectangular de frecuencia 1 T . Variando el periodo se

puede controlar la frecuencia de salida del inversor. Si la carga es resistiva pura, el

circuito con solamente los transistores es necesario; pero la carga puede ser

inductiva o capacitiva; o siendo más exactos, una carga resistiva contiene algo de

capacitancia o de inductancia. Entonces para cualquier tipo de carga, la corriente

T

0I no tiene que invertirse necesariamente en el mismo instante que el voltaje. Los

diodos y de corriente circulatoria, conectados en antiparalelo con cada

tiristor, permiten que la operación con cualquier tipo de carga. Una seria

D + D −

22


desventaja de éste circuito es que necesita alimentación continua de tres hilos, por

lo que se utiliza mejor una configuración del tipo puente. El inversor tipo puente

monofásico es utilizado cuando se desea obtener A.C. monofásica en la carga a

partir de una fuente de tensión continua única. [1]

La tensión eficaz ( ) de salida del inversor Medio puente esta dada por la

ecuación (1.2):

rmsV

242 2

1

0

vsdtvsT

VoT

oo =⎟

⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛= ∫ 1.2

1.1.2 Factor armónico de la enésima potencia nHF

Es una medida de la contribución armónica individual y se define como:

1VVnHFn = 1.3

nV es el valor rms de la enésima armónica.

1V es el valor de componente fundamental. rms

1.1.3 Distorsión armónica total DAT ( )THD

Es una medida de la similitud entre la forma de onda y su componente

fundamental.

21

,...3,2

2

1

1⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛= ∑

∞

=nnV

VTHD 1.4

23


1.1.4 Factor de distorsión [ ] DF

Proporciona el contenido armónico total de la señal pero no indica el nivel de cada

uno de sus componentes. Indica la cantidad de distorsión armónica que queda en

una forma de onda triangular después de que los armónicos de esa forma de onda

hayan sido sujetas a una atenuación de segundo orden (es decir divididas por ).

Por lo tanto, es una medida de la eficacia en la reducción de las componentes

armónicas no deseadas y se define como:

2n

DF

21

,...3,2

2

21

1

⎥⎥⎦

⎤

⎢⎢⎣

⎡⎟⎠⎞

⎜⎝⎛= ∑

∞

=n

n

nV

VDF 1.5

El factor de distorsión de una componente armónica individual (o de orden n ), se

define como:

21.nVVDF n

n = 1.6

1.2 Inversor monofásico en puente completo

En la figura 1.4 se muestra un inversor monofásico en configuración de puente

completo, esta configuración se utiliza con potencias mayores que las de un

inversor monofásico de medio puente. Para la misma tensión de entrada, la

tensión máxima de salida que se puede obtener, es el doble que en el caso del

medio puente; por tanto, para una misma potencia, la corriente por cada

interruptor es la mitad. Si se trabaja con altas potencias de salida, dado que la

corriente a manejar es menor, esto significa una notable ventaja, ya que se podrá

poner menos interruptores en paralelo. [2]

24


Figura 1.4: Inversor monofásico puente completo

Para esta topología, podemos distinguir dos esquemas básicos de funcionamiento:

bipolar o unipolar; por estos términos, se entenderá como varía la tensión aplicada

al conjunto rectificador-carga: para el caso bipolar, la tensión oscilará entre el valor

máximo de la tensión de entrada y el mismo valor negativo ( , ), a la

frecuencia de conmutación.

SV+ SV−

Para conseguir que la forma de onda varíe entre SV+ y SV− es preciso que los

interruptores del puente conmuten de forma cruzada, es decir, que y AT + BT −

estén saturados al mismo tiempo, y de igual forma para los otros dos interruptores.

De esta forma, el control de los interruptores se realiza de la misma forma que en

el caso de un medio puente; la única diferencia es que es preciso enviar la señal

de mando a dos interruptores. La forma de onda obtenida en el conjunto

filtro+carga es exactamente la misma que para el caso del medio puente, salvo en

la amplitud: para el caso del puente completo, ésta es doble; por tanto, el análisis

de los armónicos que aparecen en la tensión de salida, es exactamente el mismo.

25


Para el caso unipolar, en cada ciclo de conmutación, la tensión variará entre el

valor y o bien entre y 0 , dependiendo, en que semiciclo de la onda

moduladora nos encontremos.

SV+ 0 SV−

En este caso, los interruptores de las ramas no conmutan en el mismo instante de

tiempo como en el caso anterior. La forma de controlar ambas ramas es

independiente, realizando para el control dos comparaciones distintas: por un lado,

para controlar una de las ramas se sigue la misma filosofía anterior:

: ;sen tri A AN sV V T ON V> + =V

0=

1.7

Y además

: ;sen tri A ANV V T ON V< − 1.8

Para la otra rama, se emplea la siguiente comparación:

: ;sen tri B BN sV V T ON V− > − =V

0

1.9

Y para el interruptor se obtiene: BT −

: ;sen tri B BNV V T ON V− < − = 1.10

AB AN BNV V V= − 1.11

Debido a la presencia de los diodos en antiparalelo con los interruptores, las

tensiones deducidas en las ecuaciones anteriores son independientes del sentido

de la corriente.

26


Las combinaciones anteriormente establecidas suministran la siguiente secuencia

para los interruptores:

, : ; 0;A B AN s BN oT T ON V V V V V+ − = + = = s

s

0

0

, : 0; ;A B AN BN s oT T ON V V V V V− + = = + = −

, : ; ;A B AN s BN s oT T ON V V V V V+ + = + = + =

, : 0; 0;A B AN BN oT T ON V V V+ − = = =

Una de las ventajas que supone la utilización del esquema unipolar es que la

frecuencia de los armónicos es doble con respecto al caso bipolar; además, la

excursión de la tensión en la carga se reduce a la mitad, como se deduce de las

fórmulas presentadas anteriormente. [2]

1.2.1 Control de tensión de los inversores monofásicos

En muchas aplicaciones industriales se hace necesario controlar el voltaje de

salida de los inversores:

• Para hacer frente a las variaciones de entrada de C.C.

• Para la regulación de la tensión de los inversores.

• Para los requisitos de control constante de la tensión de salida y frecuencia.

Si se quiere mejorar aún más el contenido de armónicos en la salida de un

inversor, es necesario utilizar lo que se conoce como modulación de anchura de

pulsos P.W.M (“Pulse Width Modulation”). La idea básica es comparar una tensión

de referencia senoidal de baja frecuencia (que sea imagen de la tensión de salida

buscada) con una señal triangular simétrica de alta frecuencia cuya frecuencia

determine la frecuencia de conmutación. La frecuencia de la onda triangular

(llamada portadora) debe ser, como mínimo 20 veces superior a la máxima

frecuencia de la onda de referencia, para que se obtenga una reproducción

27


aceptable de la forma de onda sobre una carga, después de efectuado el filtraje.

La señal resultante de dicha comparación nos generará la lógica para abrir y

cerrar los semiconductores de potencia. Las técnicas mas utilizadas son:

• Modulación de un solo ancho de pulso

• Modulación de varios anchos de pulso

• Modulación senoidal del ancho de pulso

• Modulación senoidal modificada del ancho de pulso

• Control por desplazamiento de fase.

1.2.1.1 Modulación de un solo ancho de pulso

En el control por modulación de un solo pulso, existe un solo pulso por cada medio

ciclo, el ancho del pulso se hace variar, a fin de controlar el voltaje de salida del

inversor. La figura 1.5, muestra la generación de las señales de excitación y el

voltaje de salida para los inversores monofásicos en puente completo.

Las señales de excitación se generan comparando una señal rectangular de

referencia de amplitud, rA , con una onda portadora triangular de amplitud A , la

frecuencia de la señal de referencia determina la frecuencia fundamental del

voltaje de salida. Si se varía rA desde a 0 A , el ancho de pulso δ , puede

modificarse desde 0 a 180°. La relación rA , con CA , es la variable de control y se

define como el índice de modulación de la amplitud, o simplemente índice de

modulación.

AcArM = 1.12

28


Figura 1.5: Modulación de un solo ancho de pulso

La tensión de salida se puede determinar a partir de la ecuación (1.13):

πδω

π

δπ

δπss VtdVV =

⎥⎥⎦

⎤

⎢⎢⎣

⎡= ∫

+

−

2/12/)(

2/)(

20 )(

22 1.13

La figura 1.6 muestra el perfil de armónicos con la variación del índice de

modulación, M . El armónico dominante es el tercero, y el factor de distorsión

aumenta en forma significativa a un bajo voltaje de salida.

29


Figura 1.6: Perfil armónico de la modulación

1.2.1.2 Modulación de varios anchos de pulsos

Utilizando varios pulsos en cada medio ciclo de tensión de salida puede reducirse

el contenido armónico. La generación de señales de excitación para activar y

desactivar los transistores aparece en la figura 1.7a, mediante la comparación de

la señal de referencia con una onda portadora triangular. La frecuencia de la señal

de referencia establece la frecuencia de salida, Cf , determina el número de pulsos

por cada ciclo p . El índice de modulación controla el voltaje de salida. Este tipo de

modulación también se conoce como modulación uniforme de ancho de pulso

(U.P.W.M). El número de pulsos por medio ciclo se determina a partir de la

ecuación (1.14):

22 0

mfffcp ==

1.14

30


Donde 0f

fmf c= y se define como la relación de modulación de frecuencia. La

variación del índice de modulación M desde 0 hasta 1 varía el ancho de pulso

desde 0 hasta pπ

y el ancho del voltaje de salida desde 0 hasta . La tensión de

salida para los inversores monofásicos en puente aparece en la figura 1.7b para

U.P.W.M.

SV

Si δ es el ancho de cada pulso, el voltaje de salida se puede determinar a

partir de la ecuación (1.15):

rms

( )πδω

π

δπ

δπ

pVtdVpV s

p

p

so =

⎥⎥⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢⎢⎢

⎣

⎡

= ∫

⎟⎠⎞⎜

⎝⎛ +

⎟⎠⎞⎜

⎝⎛ −

21

2

2

2 .22 1.15

La forma general de una serie de Fourier para le voltaje instantáneo de salida es:

( ) tsennBtvn

no ω..,...5,3,1

∑∞

=

= 1.16

El coeficiente nB de la ecuación (1.16), puede determinarse considerando un par

de pulsos, de tal forma que el pulso positivo de duración δ se inicie en at =ω , y el

negativo del mismo ancho se inicie en at +=πω . Esto se muestra en la figura 6b.

Se pueden combinar los efectos de todos los pulsos para obtener el voltaje

efectivo de salida. En la figura 1.8, se indica como es el perfil de armónicos para la

modulación de ancho de múltiple de pulso.

31


Figura 1.7: Modulación en ancho de varios pulsos

Figura 1.8: Perfil de armónicos de para modulación en ancho de varios pulsos

32


1.2.1.3 Modulación senoidal del ancho de pulso

En vez de mantener igual el ancho de todos los pulsos, como es el caso de la

modulación múltiple, el ancho de cada pulso varía en proporción con la amplitud

de una onda senoidal evaluada en el centro del mismo pulso. El factor de

distorsión y los armónicos de menor orden se reducen en forma significativa. Las

señales de compuerta, según se muestra en la figura 1.10, se generan al

comparar una señal senoidal de referencia con una onda portadora triangular de

frecuencia . Este tipo de modulación se utiliza por lo general en aplicaciones

industriales; se abrevia S.P.W.M. La frecuencia de la señal de referencia, ,

determina la frecuencia de salida del inversor, , y su amplitud pico,

Cf

fr

0f Ar , controla

el índice de modulación, M , y en consecuencia, la tensión de salida . El

número de pulsos por medio ciclo depende de la frecuencia portadora. T

rms

A − ,

conducirá cuando deje de hacerlo y AT + BT − cuando BT + no conduzca, de esta

forma para determinar la tensión de la carga será Va bV− , esto se muestra en la

figura 1.10a. Las mismas señales de excitación se pueden generar utilizando una

onda portadora triangular bidireccional tal y como se muestra en la figura 1.10a.

El voltaje rm de salida puede controlarse si se varía el índice de modulación s M .

Es fácil observar que el área de cada pulso corresponde aproximadamente al área

bajo la onda senoidal entre los puntos medios adyacentes de los periodos

inactivos de las señales de excitación. Si mδ es el ancho de pulso de orden, la

ecuación (1.17) se puede extender para el voltaje de salida [2]. rms

33


Figura 1.9: Modulación senoidal de ancho de pulso (SPWM)

Figura 1.10a: Señales de control y tensiones para SPWM.

34


Figura 1.10b: Perfil armónico para esta modulación

21

1⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛= ∑

=

p

m

msVVo

πδ 1.17

1.2.1.4 Modulación senoidal modificada de ancho de pulso

La figura 1.11 indica que los pulsos más cercanos al pico de la onda senoidal no

cambian en forma significativa con la variación del índice de modulación. Esto se

debe a las características de una onda senoidal, la técnica S.P.W.M se puede

modificar de tal manera que la onda portadora se aplique durante el primero y el

ultimo intervalo de 60° de cada medio ciclo (es decir de cero a 60º y de 120º a

180°). Este tipo de modulación se conoce como M.S.P.W.M y se muestra en la

figura 1.11. La componente fundamental se incrementa y las características

armónicas mejoran. Esto reduce el número de conmutaciones de los dispositivos

de potencia y las perdidas de conmutación. En la figura 1.12 se muestra el perfil

armónico que le corresponde a la modulación M.S.P.W.M.

35


Figura 1.11: Modulación senoidal modificada del ancho de pulso

Figura 1.12: Perfil armónico de la modulación senoidal modificada del ancho de

pulso

Para nuestro caso se utilizo la técnica de Modulación senoidal del ancho de pulso

(S.P.W.M) para generar pulsos de frecuencia determinada, donde se compara una

señal triangular (Portadora) de frecuencia fija con una señal senoidal (Referencia)

36


de frecuencia menor que la de la triangular, la tensión obtenida, una vez filtrada la

onda modulada, será también senoidal, con mayor o menor contenido de

armónicos de alta frecuencia, en la figura 1.13 se puede observar un ejemplo de

una onda P.W.M con referencia senoidal.

Figura 1.13: Aspecto de una señal P.W.M con referencia senoidal

Por tanto, para obtener una forma de onda senoidal basta con aplicar la forma de

onda resultante de la comparación de una onda triangular con una senoidal y filtrar

adecuadamente. Para el caso de los inversores de potencia, se aprovecha la

señal resultante de dicha comparación para excitar los transistores que forman la

topología, de forma que en los instantes en que la señal resultante de la

comparación esta en estado alto, el interruptor T + esta saturado, y cuando esta

es negativa, es T − el que está saturado. De esta forma, se obtiene una tensión

con el aspecto indicado en las figuras anteriores a partir de la tensión continua de

entrada:

37


2VeVssaturadoTVtriVsen =⇒+⇒> 1.18

2VeVssaturadoTVtriVsen −

=⇒−⇒< 1.19

Como se puede observar, los interruptores de una misma rama nunca están

simultáneamente en estado saturación.

Con el objeto de realizar un estudio de la manera más global posible, se

normalizarán los valores de las frecuencias y de las amplitudes de las señales que

intervienen; así, se define la modulación de amplitud como la relación de

amplitudes de la señal senoidal y de la triangular (moduladora y portadora)

ecuación (1.20):

VtriVsenma = 1.20

Además, se define la modulación de frecuencia como la relación entre las

frecuencias de la señal triangular y la señal senoidal ecuación (1.21):

fsenftrimf = 1.21

Con estos parámetros, se pueden establecer algunas reglas acerca de la tensión

de salida, sus armónicos, etc.

1. La amplitud del armónico fundamental de la tensión de salida es veces

la mitad de la tensión de entrada. Si se supone que la frecuencia de la señal

triangular es lo suficientemente mayor que la frecuencia de la senoidal (

am

fm es

38


elevado), se puede considerar sin error apreciable que la tensión de salida

modulada es constante en cada ciclo, siendo su valor en estado alto 2eV y

cuando está en estado bajo 2eV ; en estas condiciones, se puede establecer el

valor medio de la tensión de salida:

⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ −

⇒⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ −=

TToffTonVe

TToff

TTonVesV

22 1.22

Así se demuestra, en la ecuación (1.23) para un ciclo, que:

amVtriVsen

TToffTon

==− 1.23

Por lo tanto, si se asume que la amplitud de la onda portadora es constante e

inferior a la amplitud de la onda referencia (es decir < 1), el único término

variable de un ciclo a otro es la amplitud de la onda moduladora, la cual sigue una

ley senoidal, con lo que se puede reescribir la fórmula inicial de manera que el

valor del primer armónico de la tensión de salida toma como valor, ecuación

(1.24):

am

2)(

2)(1

VetwsenmVetwsenVtriVsenVan a⇒= 1.24

Siendo la pulsación de la onda senoidal de referencia, con lo cual se puede

decir que la amplitud del primer armónico de salida es veces la mitad de la

amplitud de la tensión de entrada.

w

am

2. Los armónicos de la tensión de salida aparecen como bandas laterales de

la frecuencia de conmutación y sus múltiplos; este aspecto es válido para valores

de , lo cual se puede tomar como cierto siempre, salvo en casos 9fm >

39


excepcionales de muy elevada potencia. Para el caso general, puede decirse que

la amplitud de los distintos armónicos es prácticamente independiente del

parámetro fm , y éste sólo define la frecuencia a la que aparecen, de manera que

puede expresarse la frecuencia de los distintos armónicos por la ecuación (1.25):

fkjmffs )( ±= 1.25

Siendo la frecuencia del armónico de orden correspondiente a la banda

lateral k para

sf s

j veces el índice de modulación.

Para valores impares de j , sólo existen armónicos para valores pares del

parámetro ; para valores pares de k j , sólo existen armónicos para valores

impares de . k

)2

En la tabla 1.1 se recogen las amplitudes normalizadas de los distintos armónicos

, en función del índice de modulación . Sólo están representados

aquellos que tienen un valor significativo hasta

//()( eh VVs fm

4=j .

3. El parámetro fm debe de ser un entero impar: de esta manera, se obtiene

una simetría impar además de una simetría de media onda; por tanto, en la

tensión de salida sólo existirán armónicos de orden impar y desaparecen los

armónicos de orden par. En el desarrollo en serie de Fourier, sólo existirán los

términos en seno [2,3].

1.2.2 Recomendaciones para los valores de y am fm

En este apartado nos centraremos en los criterios para seleccionar el valor de los

parámetros normalizados y am fm , tomando en cuenta los criterios expuestos

anteriormente. Así, atendiendo a la etapa de filtrado que es necesario añadir,

40


interesa trabajar con valores de fm lo más altos posible, ya que los armónicos

aparecerán a frecuencias elevadas, lo cual facilita el filtrado de las mismas; sin

embargo, no se debe dejar de lado que las pérdidas en conmutación aumentan al

elevar la frecuencia; si se tiene en cuenta que es preciso funcionar fuera del rango

audible, la frecuencia suele elegirse o bien por encima de 20 Khz o por debajo de

6 Khz (para casos de muy elevada potencia), con el objeto de evitar las

frecuencias en dicho margen. Como se puede observar, existe un compromiso en

la elección de este parámetro; la mayoría de los autores fijan el valor de 21 como

frontera para que el valor de este parámetro pueda considerarse elevado o bajo.

Se pueden suministrar recomendaciones según el valor de este parámetro

(asumiendo ), tomando el criterio anterior: 1am <

21fm < .

1. Las señales senoidal y triangular deben de estar sincronizadas, lo cual

requiere obligatoriamente que fm sea un valor entero. La razón es que para el

caso de trabajar con ambas señales desincronizadas, la señal de salida tendría

subarmónicos, lo cual es claramente indeseable. Por tanto, si la tensión de salida

debe de modificar su frecuencia, la señal triangular debe también de cambiar.

2. Debe de ser un valor impar, tal y como se comentó en el apartado anterior,

con el objeto de aprovechar la simetría de la forma de onda.

3. Las pendientes de las señales y deben de tener polaridades

opuestas y coincidentes en su paso por cero. Este aspecto es particularmente

importante para el caso de valores bajos de

sinV triV

fm .

41


21fm > .

Las amplitudes de los subarmónicos que pueden generarse al emplear P.W.M

asíncrono son despreciables. Por tanto, si el valor de fm es elevado, se puede

fijar la frecuencia de la señal triangular y variar la frecuencia de la señal senoidal.

Sin embargo, si la carga a manejar es un motor, no debe de emplearse el modo

asíncrono, ya que aunque los armónicos de baja frecuencia son de baja amplitud,

pueden generarse corrientes de elevado valor y claramente indeseables.

1am >

Para el parámetro , se ha considerado que es siempre menor que la unidad; si

este parámetro es mayor que la unidad, estaremos en la situación denominada

sobremodulación. En esta situación, si bien la amplitud del armónico fundamental

se puede incrementar, se incrementan el número de armónicos en la salida y

aparecen a frecuencias menores. Para este régimen de funcionamiento, se

recomienda trabajar de forma síncrona. Esta situación se debe de evitar en los

sistemas de alimentación ininterrumpida, para evitar al máximo posible la

distorsión en la tensión de salida. Sin embargo, es habitual utilizar

sobremodulación. El valor de queda limitado de la siguiente forma:

am

am

π4

<am

Para valores mayores de este parámetro, se pierde el concepto de P.W.M y se

degenera en un esquema de onda cuadrada [2].

42


a

hm

0.2 0.4 0.6 0.8 1.0

Fundamental 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0

4

2

±

±f

m

m

m

f

f 018.0

1.2420.016

1.150.061

1.0060.131

0.8180.220 318.0

601.0

52 ±fm 013.0 033.0

32

12

±

±

f

f

m

m

0.190

0.3260.024

0.3700.071 139.0

314.0 212.0

181.0

634323

3

±

±

±

f

f

f

mmmm

f 016.0 044.0

0.3350.044

0.1230.1390.012

0.0830.2030.047

104.0176.0171.0

157.0062.0113.0

74543414

±

±

±

±

f

f

f

f

mmmm

0.1630.012

0.1570.070

0.0080.1320.034

017.0084.0115.0105.0

050.0119.0009.0068.0

Tabla 1.1: Amplitudes normalizadas de los distintos armónicos

1.2.3 Protección de semiconductores

Los semiconductores presentan unos límites muy estrictos en cuanto a valores

máximos de tensión, corriente y potencia que pueden soportar, si estos no se

cumplen podrían provocar la destrucción del dispositivo, al ser diseñado un circuito

se debe tener en cuenta que los componentes puedan resistir las condiciones de

trabajo más desfavorables que puedan ocurrir, durante un funcionamiento normal

o cuando se presentan sobretensiones, cortocircuitos, etc. que puedan alterar el

funcionamiento normal del circuito.

43


1.2.3.1 Red Snubber

Las redes de ayuda a la conmutación más conocidos como redes snubber, se

pueden considerar como un conjunto de componentes (pasivos y/o activos) que se

incorporan a un circuito de potencia, para la protección de dispositivos de

conmutación contra las transiciones de encendido y de apagado, asegurando un

régimen de trabajo seguro.

La función principal que desarrollan las redes snubber es absorber la energía

procedente de los elementos reactivos del circuito durante el proceso de

conmutación controlando parámetros tales como la evolución de la tensión o

corriente en el interruptor, o bien limitando los valores máximos de tensión que ha

de soportar. Se incrementa de esta forma la fiabilidad de los semiconductores al

reducirse la degradación que sufren debido a los aumentos de potencia disipada y

de la temperatura de la unión [5,6]. Los circuitos snubbers deben de cumplir con

las siguientes características:

1. Limitar el pico máximo de tensión aplicado al interruptor durante el

transitorio que aparece en el proceso de apagado.

2. Limitar el pico máximo de corriente a través del interruptor durante el

proceso de encendido.

3. Limitar la pendiente de la corriente (i

t

dd ) que circula por el interruptor en el

proceso de encendido.

4. Limitar la pendiente de la tensión (v

t

dd ) en el interruptor durante el

proceso de apagado.

44


1.2.3.1.1 Clasificación de las redes snubber

Hay varias formas de clasificar los circuitos snubbers estos pueden ser:

• Los snubbers que absorbiendo la energía procedente de las reactancias

presentes en el circuito controlan la evolución de la tensión o la corriente en

el interruptor que conmuta.

• Si la energía almacenada en los snubbers se disipa en una resistencia, en

cuyo caso se denomina snubber disipativo, o en cambio dicha energía se

transfiere a la fuente primaria o a la carga, siendo denominados en este

caso, snubbers no disipativos a pesar de que no son ideales y por lo tanto

también presentan pequeñas pérdidas.

Otra forma de clasificar las redes snubbers es según como controlen la pendiente

de subida de la tensión en el interruptor (turn-off snubber o de apagado) o en

cambio la enclaven a un valor máximo determinado (voltage clamp snubber). Los

snubbers de corriente pueden incluirse en el primer tipo (controlan la pendiente de

subida de la corriente, turn-on snubber o de encendido).

En este trabajo se aplicaran solo los circuitos snubbers (Resistencia,

Condensador y Diodo) en sus configuraciones, snubbers de enclavamiento de

tensión y snubber de carga y descarga. [5, 6, 7,8]

RCD

RCD RCD

1.2.3.1.2 Snubber de Tensión RCD o Snubber de Carga y Descarga

Este tipo de circuitos encuentran un amplio campo de aplicación en la protección

de interruptores, como es el caso de los transistores bipolares. Se pueden

distinguir dos utilidades en los circuitos : RCD

45


• Control de la pendiente de subida de la tensión en el interruptor durante el

transitorio de apagado.

• Enclavamiento de la tensión en el interruptor.

Se comenzará estudiando el modo de trabajo del snubber para el control de

la evolución de la tensión en el interruptor. En la figura 1.14 se muestra la

disposición del snubber sobre el interruptor. Durante el apagado del

transistor el snubber se llevará la mayor parte de la corriente transfiriéndose una

gran parte de la disipación de potencia que tendría que soportar el transistor sin

snubber, a este último. La fiabilidad del interruptor aumenta puesto que el pico de

potencia que ha de disipar se reduce y las oscilaciones de alta frecuencia

provocadas por los elementos parásitos del circuito se ven amortiguadas.

RCD

RCD

Figura 1.14: Snubber RCD

A partir de la figura 1.14, se puede entender el funcionamiento básico del circuito

de ayuda a la conmutación . Cuando el transistor se apaga, la corriente que

procede de la bobina es conducida a través del diodo hacia el condensador del

snubber . La tensión en dicho condensador aumentará hasta alcanzar la tensión

de alimentación del circuito, momento en que el diodo principal entraría en

conducción para llevarse la corriente de la bobina. Cuando el interruptor entra en

RCD

D

C

1D

46


conducción el condensador del snubber se descarga a través de la resistencia R y

del propio interruptor. Una condición de diseño importante es que el condensador

se descargue totalmente durante la conducción del transistor para poder

comenzar el siguiente periodo de conmutación con condiciones iniciales de

tensión nulas. Por lo tanto, la constante de tiempo en el mencionado snubber,

debe ser menor que el periodo de conmutación ya que se ha de dar tiempo

suficiente al condensador C para cargarse y descargarse en cada ciclo de trabajo.

C

RC

Hasta el momento se puede concluir que el circuito interviene solo durante

las conmutaciones. Un punto a tener en cuenta en el diseño de este tipo de

circuitos ha sido ya mencionado anteriormente pero conviene remarcar que

durante la conducción del transistor, la corriente de descarga del condensador

se superpone a la corriente principal que proviene de la bobina . Otro factor

destacable consiste en la limitación que el snubber provoca sobre el modo de

trabajo del convertidor donde se ha implantado dicho snubber. Si el tiempo de

conducción del transistor es demasiado estrecho, el condensador C no tendría

tiempo suficiente para descargarse totalmente, perdiéndose las condiciones

iniciales requeridas para el correcto funcionamiento de la red de ayuda a la

conmutación. Una situación típica en la que se puede encontrar con esta

limitación, es la presencia de una condición de sobrecorriente demandada por la

carga [6].

RCD

C

OL

1.2.3.1.3 Análisis de Funcionamiento

En el estudio que se realiza a continuación se suponen que las evoluciones de la

tensión y corriente durante las conmutaciones son lineales. También, se suponen

despreciables las inductancias parásitas que pudieran existir en el circuito con el

objeto de facilitar el análisis del mismo.

47


Figura 1.15: Conexión del Snubber RCD a un circuito conmutado genérico.

Antes del apagado del transistor, la corriente que esta conduciendo

consideraremos que tiene el valor mI , y la tensión que soporta será cero. Durante

el apagado del transistor, la corriente de colector ( se reduce linealmente hasta

su completa extinción, por lo que la corriente (

)Ci

m C )I i− circulará a través del diodo

cargando el condensador del snubber C . En la figura 1.16 se muestran las tres

posibles evoluciones que podemos encontrar durante el apagado del transistor,

dependiendo del valor que tome el condensador del snubber. Tal y como se indica

en la figura 1.16, la tensión en el condensador C , que coincide con la que soporta

el interruptor tendría dos evoluciones diferentes según si el valor capacitivo C es

reducido o no.

D

48


Figura 1.16: Formas de onda en el transistor durante el apagado según el valor

del condensador . a) despreciable, b) de valor reducido, c) de valor

elevado.

SC SC SC SC

Este hecho se traduce en que el condensador finalizará su carga antes de que se

haya extinguido la corriente por el transistor ( de reducido valor) o en caso

contrario se alcanzará la tensión máxima después del bloqueo total del transistor.

SC

Tenemos por lo tanto tres posibles situaciones:

1. Condensador SC se carga instantáneamente ( tiene un valor

despreciable)

SC

49


En este caso la evolución de la tensión y corriente en el transistor se aproxima por

las curvas mostradas en la figura 1.16a, y la energía disipada durante la

conmutación tomara el valor:

1 . .2 m fiW Vs I t= 1.26

2. se carga en un tiempo C τ inferior a fit (valor de es reducido) SC

En este caso, la tensión máxima se alcanza en un tiempo (SV τ ) inferior a fit , la

corriente por el condensador durante el apagado del transistor pasara por dos

etapas, ver figura 1.17:

SC

Figura 1.17: Etapas durante el apagado del transistor

Mientras el condensador no alcance el valor de tensión el diodo estará

polarizado inversamente y la corriente a través de tendrá la expresión:

SV 1D

SC

.mC

fi

I tit

= 0 t τ≤ <

1.27

50


Una vez que el condensador tiende a superar la tensión el diodo

comienza a conducir la corriente de la carga quedando enclavada la tensión en

al valor . La evolución de la tensión en él queda definida con la expresión:

SC mV 1D

SC

SV

2.

0

I1 .2 .

tm

C CEfi

tV V ic dtC C t

t= = =∫ 0 τ≤ < Vc Vs= t τ> 1.28

A partir de esta igualdad (1.28) se puede deducir el tiempo τ necesario para

cargar el condensador hasta la tensión de alimentación : SC SV

2 . .fi

m

C t VSI

τ = 1.29

3. se carga en un tiempo t superior a SC fit (valor de es elevado) SC

Ante esta situación el proceso de carga del condensador pasa por las dos

etapas que aparecen en la figura 1.18. Durante la primera etapa, la corriente

conducida por dicho condensador, coincide con la expresión (1.27). Una vez que

el transistor ha dejado de conducir totalmente, toda la corriente que circula por la

carga ahora pasará por el condensador del snubber.

SC

51


Figura 1.18: Etapas durante el apagado del transistor

Esta situación se mantiene hasta que la tensión en alcanza el valor ,

momento en el que el diodo comienza a conducir, enclavando la tensión del

interruptor al mencionado valor. Conocida la evolución temporal de la tensión en

:

SC SV

1D

SC

fi

mt

CCEC tCtI

dtiC

VV..2.

.1 2

0

=== ∫ fitt <≤0

( )fimfim tt

CI

CtI

Vc −+=2

. τ<≤ tt fi

1.30

Se puede, de forma similar a como ya se hizo en al apartado 2, calcular el tiempo

τ necesario para que se alcance la tensión Vs en el interruptor.

fim

tI

CVs .21.

+=τ 1.31

52


1.2.3.1.4 Análisis de Pérdidas

Con la incorporación del snubber , las pérdidas en el interruptor se verán

reducidas, pero no se puede olvidar que el propio circuito de ayuda a la

conmutación presenta sus propias pérdidas. Después del apagado del transistor,

el condensador se carga a la tensión del bus Vs . Esta energía se disipa

posteriormente sobre la resistencia del snubber al activar el transistor. No obstante

existe un rango de valores de en el cual las pérdidas totales snubber+transistor

son inferiores a las pérdidas que presentaría el transistor sin dicho snubber. Antes

de proceder con el cálculo de la potencia disipada en el interruptor y snubber, se

define el factor:

RCD

SC

fitk τ= 1.32

Para evaluar las pérdidas consideraremos como en el apartado anterior dos casos

posibles:

a) se carga en un tiempo SC τ inferior a (valor de es reducido) fit SC

La energía que el transistor ha de disipar durante el transitorio del apagado se

puede obtener a partir de la expresión:

( ) ( ) ( )dtiIVsdtiIudtiIuWfifi t

CmCmCECm

t

CEt ∫∫∫ −+−=−=τ

τ

...00

1.33

Al evaluar las integrales definidas e incorporando el parámetro k se llega a la

expresión:

53


⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛+−=

2341....

21 2kktVsIW fimt 1.34

El condensador por su parte manejará la energía definida por:

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛== ∫ 2

....21..

2

0

ktVsIdtiuW fimCCC

τ

1.35

Las pérdidas totales transistor+snubber se calculan sumando las dos expresiones

previas, es decir:

⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ +−=+= 2.

341....

21 kktVsIWWW fimCtT 1.36

b) se carga en un tiempo SC τ superior a (valor de es elevado) fit SC

En este caso (ver figura 1.16) se pueden seguir los mismos pasos indicados en el

apartado a) para deducir:

• Energía disipada en el transistor:

( )⎟⎟⎠⎞

⎜⎜⎝

⎛−

=1.2.6

1....21

ktVsIW fimt 1.37

• Energía disipada en el snubber:

⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ −=

21....

21 ktVsIW fimC 1.38

54


• El balance energético total se obtiene fácilmente como:

⎟⎟⎟

⎠

⎞

⎜⎜⎜

⎝

⎛

−

+−=+=

21

31

....21

2

k

kktVsIWWW fimCtT 1.39

Utilizando las expresiones previamente calculadas, se puede realizar un gráfico

figura 1.19 que muestre las pérdidas en los distintos elementos (snubber y

transistor) en función del parámetro , el cual depende del valor del condensador

seleccionado.

k

SC

55


Figura 1.19: Evolución de las perdidas en función del parámetro . k

De la figura 1.19 se pueden extraer importantes conclusiones. En primer lugar se

observa la presencia de un mínimo en la disipación de energía para un

determinado valor de k , es decir, para un valor de que se podría considerar

óptimo. Pues bien si se calcula el valor de k que minimiza la función de pérdidas

totales definida por las ecuaciones (1.36) y (1.39) se obtendrá:

SC

56


32

==fi

opt tk τ 1.40

El valor mínimo de la energía total disipada se obtiene sustituyendo en (1.36)

. El resultado es una disipación de potencia optkk = 95 inferior a la que se tendría

si no se hubiera colocado ningún circuito de ayuda a la conmutación en el

interruptor.

Finalmente de las expresiones (1.29) y (1.40) se deduce el valor óptimo (valor que

minimiza la disipación de potencia) para el condensador del snubber.

VstI

C fimopt

..

92

= 1.41

Una vez se selecciona el condensador se necesitará definir que resistencia SC R

se ha de incorporar para completar el diseño de la red . Para ello, no se

pueden olvidar tres puntos importantes:

RCD

1. La energía almacenada en el condensador se disipa básicamente en la

resistencia

SC

R durante el encendido del transistor, por lo que ésta ha de soportar

sin deteriorarse la potencia:

CSR fVCP ...21 2= 1.42

2. Por otra parte para obtener un funcionamiento correcto del snubber, se ha

de dar tiempo suficiente a para descargarse durante el tiempo de conducción

del transistor. El mínimo tiempo que se considera aceptable para permitir la

descarga de es de cinco veces la constante de tiempo . De donde se

puede estimar que:

SC

SC RC

57


Ct

R mìnimoON

5)(= 1.43

3. También hay que tener en cuenta el pico de corriente que aparece en el

instante inicial de la descarga de sobre el interruptor, ya que éste se suma a la

corriente del transistor durante el encendido.

SC

transistorMAXmpico IIR

VsI <+= 1.44

El diseño del snubber se realiza considerando, dentro del rango de funcionamiento

del circuito donde se encuentra el interruptor, el punto de trabajo de máxima

potencia, es decir cuando la corriente sea máxima. De esta forma se

conseguirá no solo reducir las pérdidas cuando el circuito convertidor se haya

sometido a la máxima solicitación de potencia, sino que gracias a la distribución

de las pérdidas, entre el transistor y la resistencia

mI

R del snubber, se hace más

eficiente la disipación del calor generado.

Como resultado de la utilización del snubber de apagado , la trayectoria

seguida durante este transitorio por la tensión y corriente en el interruptor pueden

observarse en la figura 1.20, en función del valor que tome el condensador

reflejado a través del parámetro .

RCD

SC

k

58


Figura 1.20: Trayectoria seguida por la tensión y corriente en el transistor durante

el apagado.

1.2.3.1.5 Snubber de enclavamiento de tensión RCD

Las inductancias parásitas en serie con el interruptor pueden producir

sobretensiones excesivas durante el apagado, provocando la destrucción del

mismo. Para limitar estas sobretensiones se puede añadir al interruptor un

snubber con la disposición que se muestra en la figura 1.21. RCD

Figura 1.21: Snubber de enclavamiento de tensión RCD

59


Durante la conducción del IGBT es el tiempo en que los condensadores snubber

se cargan al voltaje del bus, hasta que los transistores se apagan. A partir del

instante en que el transistor deja de conducir, la energía almacenada en la

inductancia parásita se transfiere a través del diodo snubber al condensador

incrementándose su tensión. Una vez que el diodo snubber deja de conducir el

condensador snubber comenzará a descargarse sobre la resistencia R hasta

alcanzar nuevamente la tensión de alimentación. Las formas de onda mostradas

en figura 1.22 ilustran claramente el comportamiento del apagado con y sin el

enclavamiento de , luego de realizada una simulación con cargas de 100

y 340 . [13]

RCD nH

nH

La figura 1.23 muestra las formas de onda de encendido para un IGBT

desprotegido con una resistencia en la puerta GR de 5.1. La subida rápida de la

corriente del IGBT 1200 Asμ

⎛⎜⎝ ⎠

⎞⎟

)

combinada con la inductancia parásita del circuito

hace que el diodo de rueda libre ( ) tuviera un proceso de

recuperación inversa severo.

(300 nH FWD

60


Figura 1.22: Formas de onda de apagado con y sin Snubber de enclavamiento de

tensión RCD.

Según lo considerado en la figura 1.23, el voltaje de recuperación del

excedió realmente el voltaje clasificado del módulo. Para bajar

este voltaje a un valor seguro, el encendido

( 630CEFWD V V= )

didt fue bajado usando un GR más

alto, tal y como se puede apreciar en la figura 1.24.

61


Figura 1.23: Formas de onda de encendido para un IGBT sin Snubber de

enclavamiento de tensión RCD.

62


Figura 1.24: Formas de onda de encendido para un IGBT sin Snubber de


El aumento en GR , no obstante ha tenido un efecto profundo en el aumento de las

pérdidas de la conmutación. Las formas de onda que se muestran en la figura 1.25

ilustran la operación de la red snubber, donde se nota la eliminación completa del

voltaje transitorio y también las oscilaciones después del encendido. Otro hecho

interesante es que esta forma de onda fue generada con un GR de que

redujeron las pérdidas de energía de en la figura 1.24 a 1.25 ahorro

del casi 50%, lo que indica que esta configuración también permite al usuario

elegir un valor de

0.5Ω

mJ2.41 mJ

GR que produzca pérdidas mínimas en el encendido.

63


Figura 1.25: Formas de onda de encendido para un IGBT con Snubber de


El valor para los componentes de la red snubber se puede aproximar de las

expresiones dadas a continuación:

1.2.3.1.6 Condensador Snubber:

( )

20

2

.sSN

PK CC

L ICV V

=−

1.45

0

.2.CC r

SV tL

I= 1.46

Donde:

rt = Tiempo de subida

64


SL = Inductancia parásito del circuito

oI = Corriente máxima de conmutación

PKV = Voltaje máximo permisible

CCV =Voltaje del bus

Resistencia snubber:

( )1

6.SNSN sw

RC f

= 1.47

Donde swf es la frecuencia de conmutación.

Perdidas en la resistencia snubber:

( )2 21 . . .2R SN PK CCP C V V f= − sw 1.48

1.2.3.2 Protección por Temperatura

1.2.3.2.1 Disipador de Calor:

El disipador de calor es una pieza clave, sobre todo si se trata de electrónica de

potencia, donde las elevadas corrientes por los semiconductores pueden causar

su destrucción, estos son componentes metálicos que se utilizan para evitar que

estos elementos electrónicos se calienten demasiado y se dañen. Tanto así, que

en muchas aplicaciones, la potencia máxima de un circuito de potencia esta

limitada por el diseño térmico del sistema [9]

65


1.2.3.2.2 Diseño Térmico del Disipador:

Durante la operación de los semiconductores se generan pérdidas por conducción

y por conmutación, las que se transforman en calor, el que debe ser evacuado

para no dañarlos. Este calor generado debe ser conducido desde la juntura del

semiconductor hacia el ambiente en forma adecuada, a través de los disipadores

de calor para no sobrepasar el límite máximo de temperatura. La diferencia de

temperaturas entre la juntura y el ambiente en condiciones de estado estacionario

esta dada por la ecuación (1.49) obtenida del circuito térmico de la figura 1.26

( )SACSJCAVEAJ RRRPTT ΘΘΘ ++=− 1.49

Figura 1.26: Modelo térmico básico.

Donde:

AVEP = Representa la potencia de perdida disipada en cada semiconductor.

JCRΘ = Representa la resistencia térmica entre la juntura y la carcasa del

semiconductor.

CSRΘ = Resistencia térmica entre la carcasa de semiconductor y el disipador de

calor

SARΘ = Resistencia térmica entre el disipador y el ambiente.

JT = Representa la temperatura de la juntura del semiconductor.

CT = Representa la temperatura de la carcasa.

ST = Representa la temperatura del disipador.

66


AT = Representa la temperatura ambiente.

La resistencia R no depende del semiconductor, sino del tipo de disipador a usar,

por tanto es una cantidad que depende del material, el pulimento de su superficie,

el tamaño y la diferencia de temperatura entre el disipador y la temperatura del

ambiente.

Los fabricantes suministran datos de sus disipadores dependiendo de si el

enfriamiento es por convección natural, convección forzada, o enfriados por un

refrigerante líquido.

De la hoja técnica de algunos semiconductores, los fabricantes muestran la gráfica

de TΔ contra para un conjunto de disipadores en extrusión de aluminio

indiferentes tamaños y que son enfriados por convección natural, donde:

AVEP

AS TTT −=Δ 1.50

Por tanto, si para cualquier punto en la curva son leídos los valores de TΔ y

entonces:

AVEP

AVESA P

TR Δ=Θ

1.51

Así mismo, si la potencia a ser disipadas es conocida, entonces TΔ puede ser

obtenida, de acuerdo al disipador escogido.

Para un disipador plano sin aletas:

σ.1

AR SA =Θ

1.52

67


Donde:

A = Área del disipador

σ =Constante del material (resistividad térmica del material)

22

31cmmW

cmmW

<< σ y

SA

AS

SAAVE R

TTR

TPΘΘ

−=

Δ=

1.53

El valor depende de si se usa grasa de silicona entre el semiconductor y el

disipador, o si se usa aislamiento de mica, o no se usa nada y se conectan

directamente. [1]

1.2.3.3 Protección contra Sobrecorriente

Los convertidores de potencia pueden provocar cortos circuitos o fallas, y las

corrientes resultantes deberán eliminarse con rapidez. Normalmente se utilizan

fusibles de acción rápida a fin de proteger los dispositivos semiconductores.

Conforme aumenta la corriente de falla, el fusible se abre y elimina el problema en

unos cuantos milisegundos.

Los dispositivos semiconductores pueden protegerse si se selecciona

cuidadosamente la localización de los fusibles, tal y como se muestra en la figura

1.27. Sin embargo, los fabricantes de fusibles recomiendan que se coloque el

fusible en serie con cada uno de los dispositivos, tal y como se muestra en la

figura 1.28. La protección individual que permite una mejor coordinación entre el

dispositivo y su fusible también proporciona una utilización superior de las

68


capacidades del dispositivo y protege del corto a través de fallas (es decir, a través

de 1T y de la figura 1.27a. 4T

Figura 1.27: Protección de dispositivos de Potencia.

Figura 1.28: Protección individual de dispositivos de Potencia.

Cuando se eleva la corriente de falla, también se eleva la temperatura del fusible

hasta que , tiempo en el cual el fusible se funde y se desarrollan arcos a

través del mismo. En razón del arco, aumenta la impedancia del fusible,

produciendo por lo tanto la corriente. Sin embargo, se forma un voltaje de arqueo

a través del fusible. El calor generado vaporiza el elemento fusible, lo que da como

resultado una longitud de arco mayor y una reducción aún más grande de la

tmt =

69


corriente. El efecto acumulado es la extinción del arco en un tiempo muy corto.

Cuando el arco está terminado en el tiempo , la falla se ha liberado. Mientras

mas rápidamente se libere el fusible, más alto será el voltaje del arco. El tiempo de

liberación es la suma del tiempo de fusión y el tiempo del arco .

depende de la corriente de la carga, en tanto que depende del factor de

potencia o de los parámetros del circuito de falla. El problema normalmente queda

superado después de que la corriente de falla llega a su primer pico. Esta corriente

de falla, que podría haberse elevado si no existiera fusible, se denomina corriente

de falla posible. Lo anterior se muestra en la figura 1.29.

at

ct mt at mt

at

Figura 1.29: Corriente del fusible.

Pueden utilizarse las curvas corriente-tiempo de los dispositivos y fusibles para la

coordinación del fusible correspondiente para un dispositivo. En la figura 1.30a se

muestran las características corriente-tiempo de un dispositivo y de su fusible,

donde el dispositivo quedara protegido sobre una amplia gama de sobrecargas.

Este tipo de protección es normalmente utilizada en convertidores de baja

70


potencia. La figura 1.30b muestra el sistema de uso mas común, en el cual el

fusible se utiliza para la protección de corto circuito al principio de la falla; se

incluye la protección normal de sobrecarga mediante un sistema de interruptor de

circuito o cualquier otro sistema limitador de corriente.

Si R es la resistencia del circuito de falla e i es la corriente instantánea de falla

entre el instante en que ocurre la falla y el instante en que se extingue el arco, la

energía alimentada al circuito puede expresarse como:

dtiRWe2∫ ⋅= 1.54

Si la resistencia R , se mantiene constante, el valor de es proporcional a la

energía alimentada al circuito. El valor se conoce como la energía permitida y

es la responsable de la fusión del fusible. Los fabricantes de fusibles especifican la

característica de los mismos.

ti 2

ti 2

ti 2

Figura 1.30: Características corriente-tiempo del dispositivo y del fusible.

71


Al seleccionar un fusible es necesario estimar la corriente de falla y a continuación

satisfacer los siguientes requisitos:

1. El fusible debe conducir en forma continua la corriente de especificación del

dispositivo.

2. El valor permitido del fusible antes de que se libere la corriente de falla

debe ser menor que el del dispositivo protegido.

ti 2

ti 2

3. El fusible debe ser capaz de soportar el voltaje después de la extinción del

arco.

4. El voltaje de arco en su valor pico debe ser menor que la especificación de

voltaje pico del dispositivo.

En algunas aplicaciones puede ser necesario añadir una inductancia en serie, a fin

de limitar el dtdi de la corriente de falla, y evitar un esfuerzo dt

di excesivo sobre el

dispositivo y su fusible. Sin embargo, esta inductancia puede afectar el

rendimiento normal del convertidor [4].

72


Capitulo 2

DESCRIPCIÓN DEL PROYECTO Y SIMULACIONES

2.1 Descripción

Para controlar la tensión en cargas monofásicas cuando se presente variación en

voltaje de la red, se utilizo un puente inversor monofásico compuesto por IGBT´s

(IRG4PC50UD) y la red snubber necesaria para proteger de manera adecuada los

IGBT´s, la red snubber está compuesta por una resistencia y un

condensador

47R = Ω

0.1C Fμ= estos valores fueron calculados de acuerdo con las

ecuaciones y teoría descrita en el capitulo 1.

Adicional al puente inversor monofásico es necesario una etapa de rectificación y

una etapa de control; la etapa de rectificación cuenta con un puente rectificador de

6 A (KBPC608) que es conectado directamente a la red, a la salida de este es

conectado un condensador de 2200 Fμ con este se elimina de forma adecuada el

rizado y se consigue una tensión prácticamente DC que será la entrada al

inversor.

Para la etapa de control se utilizo un microcontrolador (MC68HC08908GP32) y

una tarjeta de acondicionamiento entre los pulsos del microcontrolador y el puente

inversor. Más adelante se explicará en detalle cada uno de estos.

Con el fin de controlar el voltaje en la carga de manera que este no presente

variación mayor a al voltaje adecuado de la carga, cuando el voltaje en la %5±

73


entrada del inversor varié entre %30− y %20+ se diseño un programa en el

microcontrolador, el cual controla el voltaje de salida variando el índice de

modulación dependiendo si se presenta una variación en la entrada; esto se

explica de forma detallada en capítulos posteriores.

A continuación se presenta un esquema del las diferentes etapas del proyecto.

Figura 2.1: Diagrama esquemático del funcionamiento del proyecto

2.2 Simulaciones

De manera previa al montaje del puente inversor monofásico y todo montaje

necesario para su adecuado funcionamiento se simuló el comportamiento de este,

para esto se utilizaron dos reconocidos programas, el primero de ellos es MATLAB

y el segundo es PSCAD, en los siguientes puntos se muestran los resultados

obtenidos con cada uno de ellos.

2.2.1 Simulaciones MATLAB

Matlab es una poderosa herramienta de programación y simulación, y en la cual

se pueden simular esquemas eléctricos de alta complejidad gracias a su

74


plataforma multidominio “Simulink” y combinarlos con programas elaborados por

los usuarios de acuerdo con sus necesidades y de esta forma tener mejores

respuestas.

Para simular el puente inversor monofásico controlado por P.W.M en MATLAB

primero se programo el P.W.M, para esto se elaboró un programa donde se

genera la señal senoidal con frecuencia de 60 hz y amplitud entre 0 y 1, con el fin

de variar el índice de modulación y obtener respuestas para diferentes valores;

también se elaboró una programa donde se genera una señal triangular de

frecuencia 900 hz y amplitud 1, adicionalmente a estos se elaboró un programa

donde se comparan las dos señales y se generan los pulsos de acuerdo con el

resultado de la comparación de los anteriores 2, los programas son ejecutados

desde Simulink utilizando la herramienta “MATLAB Fcn” por medio de esta se

pueden llamar cada uno de ellos y simularlos con el esquema eléctrico elaborado.

Los programas realizados se muestran a continuación:

2.2.1.1 Programa Seno function p = mysin(m) f=1*60; a=0.99; p = a*sin(2*pi*f*m);

2.2.1.2 Programa Triangular function p = triangular(m) f=15*60; a=1; p = a*sawtooth(2*pi*f*m,0.5);

2.2.1.3 Programa P.W.M function [output] = pwm(input) mysin=input(1); triangular=input(2); %f=1; %triangular = sawtooth(2*pi*15*f*m,0.5); %mysin = sin(2*pi*f*m);

75


if mysin>triangular A1=[1 0 0 1]; %A1=1; %A2=0; %B1=0; %B2=1; else A1=[0 1 1 0]; %A1=0; %A2=1; %B1=1; %B2=0; end output=A1; %output(1)=A1; %output(2)=A2; %output(3)=B1; %output(4)=B2;

2.2.1.4 Esquema Simulink

El esquema eléctrico montado en Simulink esta conformado por 4 IGBT´s con su

respectiva red snubber compuesta por un condensador de 0.1 Fμ una resistencia

de y un diodo, adicionalmente todo la parte de potencia compuesta por una

fuente senoidal a la cual se variara la amplitud y de esta forma tomara diferentes

valores de voltaje en la entrada del inversor, un puente de diodos y un

condensador para filtrar, de esta forma el montaje es lo mas parecido al montaje

real. A la salida de el puente inversor se monto un filtro con una inductancia

de y un condensador de

47 Ω

280

LC

mH 40 Fμ y dos tipos de carga, una resistiva de

y una 100Ω RL y 101.2R = Ω 2 mHL = , en la Figura 2.2 se muestra el esquema

montado en Simulink con carga resistiva, y la Figura 2.3 muestra el esquema con

carga RL .

76


Figura 2.2: Esquema eléctrico implementado en Simulink Matlab con carga

resistiva.

77


Figura 2.3: Esquema eléctrico implementado en Simulink Matlab con carga RL .

Los pulsos de entrada generados por los algoritmos anteriormente mencionados

se pueden ver en la Figura 2.4 en esta se puede ver como los pulsos de IGBT1 y

IGTB4 son iguales mientras los de IGBT2 y IGBT3 son contrarios de esta forma se

garantiza el correcto funcionamiento de los IGBT´s, del puente y su función

principal.

78


Figura 2.4: Pulsos generados en Matlab para puente inversor monofásico

El ancho de los pulsos anteriormente mostrados varía dependiendo del índice de

modulación, el valor indicado corresponde para un índice de modulación 0.85,

utilizando este índice de modulación y voltaje de entrada al inversor de 115 se

obtiene un voltaje senoidal con amplitud 80 y frecuencia de , de igual

forma se tomo la señal de corriente obtenida en la carga la cual tiene forma

senoidal de amplitud 0.78 y frecuencia de , en la Figura 2.5 se observa la

forma de onda obtenida de voltaje y de corriente; para esta carga se hicieron

simulaciones variando el voltaje de entrada al inversor monofásico entre 80 y

con pasos de 5 y variando el índice de modulación entre 0.55 y 0.99

con pasos de 0.5, con resultados obtenidos en esta simulación se elaboro la Tabla

2.1, donde se presenta como con cambio del voltaje de entrada se cambio el

índice de modulación para obtener mejor regulación en la carga, y en la figura 2.6,

se graficó en cambio de voltaje en la carga en relación con el voltaje de entrada.

rmsV

rmV

pV

60

60 hz

pA

rmsV

hz

s

140 rmsV

79


Figura 2.5: Voltaje y corriente de salida utilizando carga 100 Ω

rmsV Entrada Índice PicoV Carga PicoI Carga rmsV Carga rmsI Carga PicoV Salida Puente80 0.99 107 1.07 70.7 0.707 110 85 0.95 105 1.05 68.98 0.6898 116 90 0.95 112 1.12 73.16 0.7316 124 95 0.95 118 1.18 77.33 0.7733 131 100 0.9 102 1.02 67.53 0.6753 135 105 0.9 107.5 1.075 70.99 0.7099 145 110 0.9 112.5 1.125 74.45 0.7445 150 115 0.85 104 1.04 69.68 0.6968 159 120 0.85 109 1.09 72.78 0.7278 162 125 0.85 113.5 1.135 75.88 0.7588 173 130 0.8 103.5 1.035 68.74 0.6874 176.5 135 0.8 107.5 1.075 71.43 0.7143 185.5 140 0.8 111.4 1.11 74.13 0.7413 190

Tabla 2.1: Resultados obtenidos variando el índice de modulación y el voltaje A.C

del inversor con carga resistiva de 100Ω

80


0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

75 85 95 105 115 125 135 145

Simulacion Carga R Vrms_Salida Vr Vrms_Entrada

Figura 2.6: Cambio de voltaje de entrada en relación con el voltaje de entrada

utilizando carga 100 Ω

Para carga RL se implemento la misma metodología descrita para carga resistiva,

en la Figura 2.7 se puede observar la respuesta de voltaje y corriente obtenida con

voltaje de entrada del inversor monofásico 115 e índice de modulación de 0.85;

de los resultados obtenidos en la simulación se elaboró la tabla 2.2 donde se

presenta como con cambio del voltaje de entrada se cambio el índice de

modulación y de esta forma mejor regulación en la carga; y en la figura 2.8, se

grafica en cambio de voltaje en la carga en relación con el voltaje de entrada;

todos los resultados obtenidos en las simulaciones realizadas en Matlab se

incluyen en el Anexo A

rmsV

81


Figura 2.7: Voltaje y corriente de salida utilizando carga Ω= 100R y mHL 2=

rmsV Entrada Índice PicoV Carga PicoI Carga rmsV Carga rmsI Carga PicoV Salida Puente80 0.99 108 1.07 71.23 0.7039 110 85 0.95 106 1.05 69.49 0.6866 116 90 0.9 92.4 0.912 61.04 0.6031 124 95 0.9 97.7 0.965 64.53 0.6376 131 100 0.9 103 1.015 68.02 0.6721 135 105 0.85 95.7 0.945 63.94 0.6318 145 110 0.85 100.3 0.991 67.06 0.6626 150 115 0.8 91.8 0.907 61.07 0.6034 159 120 0.8 95.8 0.945 63.79 0.6303 162 125 0.8 100 0.988 66.5 0.6571 173 130 0.8 104 1.028 69.22 0.6839 176.5 135 0.75 94 0.925 62.91 0.6216 185.5 140 0.75 97.35 0.9615 65.29 0.6451 190

Tabla 2.2: Resultados obtenidos variando el índice de modulación y el voltaje A.C

del inversor con carga de 100R = Ω y 2L mH=

82


01020304050607080

75 85 95 105 115 125 135 145

Simulacion Carga RL Vrms_Salida Vr Vrms_Entrada

Figura 2.8: Cambio de voltaje de entrada en relación con el voltaje de entrada

utilizando carga 102.2R = Ω y 2L mH=

2.2.2 Simulaciones en PSCAD

El programa PSCAD es una herramienta que permite a partir de la introducción de

un esquema eléctrico, simular su comportamiento y analizar los resultados de una

forma más exacta que otros programas, la ventaja de este programa es que

presenta una mejor respuesta para esta clase de circuitos.

Primero se diseño un circuito para generar los pulso de entrada al puente inversor

monofásico ver Figura 2.9, este circuito consta de la comparación de dos señales,

una señal seno de frecuencia 6 hz con una señal triangular de 90 hz. La

comparación de estas dos señales genera cuatro pulsos donde son representados

con los nombres PWM1, PWM2, PWM3, PWM4, los pulsos generados PWM1 y

PWM4 son iguales en frecuencia como en amplitud al igual que los pulsos PWM2

y PWM3, esto es necesario para encender los IGBT´s del puente inversor de una

forma adecuada. El índice de modulación puede variar al aumentar la amplitud de

la señal seno.

83


Figura 2.9: Generación pulsos para el puente inversor monofásico.

En la Figura 2.10. Se pueden ver los pulsos generados para el puente inversor

monofásico, la generación de los pulsos consta de la comparación de la señal

seno y la triangular como se menciono anteriormente, si la señal seno es mayor

que las señal triangular genera un pulso alto y un pulso bajo en caso contrario.

84


Figura 2.10. Pulsos generados para el puente inversor monofásico

Luego estos pulsos son utilizados para controlar el encendido y apagado de los

IGBT´s, cada uno de estos dispositivos consta de su propia red Snubber. El

puente inversor monofásico, se alimento con una fuente 24 DCV , a este se le

conectaron diferentes tipos de cargas para ver su funcionamiento, carga de tipo

resistiva con diferentes valores de resistencia (ver tabla 2.3); carga RL con

diferentes valores de inductancia, para este caso también se realizó la simulación

aumentando el valor de alimentación del puente inversor monofásico a 115 DCV ,

estos datos se encuentran en las tablas 2.4 y 2.5. Para todos los casos se

tomaron medidas de voltaje y corriente en la carga variando el índice de

modulación. El puente inversor monofásico se puede ver en la figura 2.11.

85


Figura 2.11. Puente inversor monofásico

Figura 2.12. Voltaje en la salida del inversor.

86


Figura 2.13. Corriente en carga R de 50 Ω con índice de modulación de 0.7

Figura 2.14. Corriente en carga R de 150 Ω con índice de modulación de 0.7.

87


Figura 2.15. Corriente en carga R de 200 Ω con índice de modulación de 0.7

Carga R [Ohm] Índice de Modulación Voltaje En La Carga(V) Corriente En La Carga (A)10 0,7 14.31 1.42 20 0,7 21.86 1.09 30 0,7 26.72 0.89 50 0,7 34.47 0.69 100 0,7 47.95 0.48 150 0,7 58.22 0.39 200 0,7 65.34 0.33 240 0,7 70.47 0.29 260 0,7 71.82 0.28 300 0,7 76.87 0.26

Tabla 2.3: Valores de Corriente y Voltaje para cargas Resistivas

88


Figura 2.16. Corriente en carga RL con índice de modulación de 0.5


89



CARGA RL

R [Ohm] L [H]

Índice de Modulación

Voltaje En La Carga Max(V)

Corriente En La Carga Max(A)

101.2 0,05 0,40 46.85 0.456 101.2 0,05 0,50 48.84 0.477 101.2 0,05 0,60 49.25 0.482 101.2 0,05 0,70 48.25 0.473 101.2 0,05 0,80 17.54 0.173 101.2 0,05 0,90 11.17 0.101

(a) Corriente y Voltaje para 101.2R = Ω , 50L mH=

CARGA RL

R [Ohm] L [H]




101.2 0,1 0,40 46.62 0.442 101.2 0,1 0,50 49.04 0.469 101.2 0,1 0,60 49.36 0.477 101.2 0,1 0,70 48.26 0.469 101.2 0,1 0,80 17.6 0.173 101.2 0,1 0,90 11.25 0.101

(b) Corriente y Voltaje para 101.2R = Ω , 100L mH=

90


CARGA RL

R [Ohm] L [H]




101.2 0,12 0,40 46.73 0.439 101.2 0,12 0,50 49.12 0.468 101.2 0,12 0,60 49.40 0.475 101.2 0,12 0,70 48.54 0.469 101.2 0,12 0,80 17.63 0.172 101.2 0,12 0,90 11.29 0.102

(c) Corriente y Voltaje para 101.2R = Ω , 120L mH=

CARGA RL

R [Ohm] L [H]




101.2 0,15 0,40 46.89 0.435 101.2 0,15 0,50 49.24 0.465 101.2 0,15 0,60 49.56 0.473 101.2 0,15 0,70 48.55 0.467 101.2 0,15 0,80 17.66 0.171 101.2 0,15 0,90 11.34 0.102

(d) Corriente y Voltaje para 101.2R = Ω , 150L mH= Tabla 2.4: Valores de Corriente y Voltaje para cargas RL con 24 DCV de

alimentación

CARGA RL

R [Ohm] L [H]




101.2 0,05 0,40 216.25 2.10 101.2 0,05 0,50 228.1 2.23 101.2 0,05 0,60 229.9 2.25 101.2 0,05 0,70 225.21 2.21 101.2 0,05 0,80 81.89 0.81 101.2 0,05 0,90 52.14 0.474

(a) Corriente y Voltaje para 101.2R = Ω , 50L mH=

91


CARGA RL

R [Ohm] L [H]




101.2 0,1 0,40 271.66 2.06 101.2 0,1 0,50 228.98 2.19 101.2 0,1 0,60 230.8 2.23 101.2 0,1 0,70 226.58 2.20 101.2 0,1 0,80 82.17 0.81 101.2 0,1 0,90 52.54 0.475

(b) Corriente y Voltaje para 101.2R = Ω , 100L mH=

CARGA RL

R [Ohm] L [H]




101.2 0,12 0,40 218.19 2.05 101.2 0,12 0,50 229.35 2.18 101.2 0,12 0,60 230.65 2.22 101.2 0,12 0,70 226.63 2.19 101.2 0,12 0,80 82.28 0.80 101.2 0,12 0,90 52.70 0.47

(c) Corriente y Voltaje para 101.2R = Ω , 120L mH=

CARGA RL

R [Ohm] L [H]




101.2 0,15 0,40 221.28 2.06 101.2 0,15 0,50 229.85 2.17 101.2 0,15 0,60 230.9 2.21 101.2 0,15 0,70 226.67 2.18 101.2 0,15 0,80 82.46 0.81 101.2 0,15 0,90 52.95 0.48

(d) Corriente y Voltaje para 101.2R = Ω , 150L mH= Tabla 2.5: Valores de Corriente y Voltaje para cargas RL con 115 DCV de

alimentación.

En las Figuras de 2.12 a 2.18 se puede apreciar las formas de onda para los

diferentes tipos de cargas, presentándose una mejor señal de salida en corriente

para cargas RL , esta salida también depende del índice de modulación que se

utilice al generar los pulso para el encendido y apagado de los IGBT´s del puente

inversor monofásico. La salida del inversor se mejoró con la implementación de un

92


filtro pasabajo, con frecuencia de corte de 100 hz y valores de 280 mH en la

inductancia y con un condensador de 40 μF. Con los resultados obtenidos de las

simulaciones se tiene una buena aproximación del comportamiento del circuito

para el estudio del puente inversor que se realizará en forma práctica en el

siguiente capitulo.

LC

93


Capitulo 3

DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN

Después de realizado el estudio y las simulaciones respectivas en MATLAB Y

PSCAD, se comenzó con el diseño y construcción del inversor monofásico, el cual

esta formado por la “tarjeta de potencia”, esta contiene los IGBT´s con sus

respectivas conexiones de control y de potencia, “la tarjeta del microcontrolador”,

la cual se encarga de generar los pulsos por medio de PWM, la “tarjeta de

disparo”, donde se localizan todos los elementos para activar y desactivar los

IGBT´s y por ultimo las fuentes de alimentación para los circuitos mencionados

anteriormente.

3.1 Descripción de los IGBT´s utilizados

Como se dijo anteriormente, para construir el puente inversor monofásico se

utilizaron semiconductores de potencia del tipo IGBT. Para este caso se utilizo el

modelo IRG4PC50UD fabricado por Internacional Rectifier. Estos IGBT´s soportan

una corriente máxima de 27 A y un voltaje de 600 V entre colector y emisor, en la

figura 3.1 se muestra la configuración de sus pines, otras características se

pueden encontrar en las hojas de datos de este componente (Anexo B). La figura

3.2 se muestra la fotografía del modulo IGBT utilizado, con los que se formará el

puente inversor monofásico, en este proyecto se utilizaron 4 IGBT´s para la

construcción del puente.

94


Figura 3.1: Distribución de los pines del IGBT

Figura 3.2: Fotografía del IGBT utilizado

3.2 Tarjeta de Potencia

En la figura 3.3 se muestra el circuito de potencia realizado en este trabajo, el cual

esta formado por el puente inversor monofásico implementado con IGBT´s, cada

uno con su respectiva red snubber: La tarjeta también tiene fusibles de protección

en caso de que se presente un cortocircuito, y así evitar el daño de cualquier

elemento que conforme el puente inversor monofásico. La tarjeta fue diseñada con

el software EAGLE 4.11.

95


Figura 3.3: Diagrama esquemático de la Tarjeta de Potencia

En la diagrama de la figura 3.3, se pueden identificar los elementos con sus

respectivos valores que fueron utilizados para la realización de dicho montaje. En

la figura 3.4 se muestran las fotos de la tarjeta de potencia finalizada. En la parte

superior de la figura 3.4a se puede observar un conector donde llegan los pulsos

desde la “tarjeta de Disparo” encargados de activar y desactivar los IGBT´s, así

como la alimentaron DC marcado con (++) y (--) y la salida del puente inversor A.C

con (A) y (B).

96


(a) Vista Superior

(b) Vista frontal

Figura 3.4: Fotografías Tarjeta de Potencia

3.3 Tarjeta del Microcontrolador.

El puente inversor monofásico es controlado por medio de un microcontrolador

(MC68HC908GP32) el cual es configurado con una entrada y cuatro salidas,

adicionalmente el microcontrolador debe contar con un circuito externo a él, donde

se encuentra un oscilador de 10 Mhz y dos resistencias de 10 MΩ, este circuito se

conecta a los pines 4 (OSC2) y 5 (OSC2) del microcontrolador; la entrada

corresponde al pin 23 (Conversor Análogo Digital) y las salidas a los pines

33(PTA1), 34(PTA2), 35(PTA3) y 36(PTA4). Al pin 36(PTA4) esta conectado un

diodo led como indicador; el microcontrolador es alimentado con una fuente de

97


5 DCV , los pines 1 ( DDAV ), 20 ( DDV

)C

) y 31 ( ), a los pines 2 ( ), 19

( ) y 32 (V V ), se conecta la tierra del circuito, entre tierra y 5

/ (DDAD REFHV V ADC) SSAV

SSV / (REFLSSAD AD DCV

debe ir un condensador de 0.1 Fμ . El diagrama de este circuito se muestra en la

figura 3.5 y la fotografía de esta tarjeta en la figura 3.6.

Figura 3.5: Diseño esquemático de la tarjeta del microcontrolador.

Figura 3.6: Fotografía de la tarjeta del microcontrolador

98


3.4 Tarjeta de Disparo

Para que los IGBT´s conduzcan es necesario generar una señal de voltaje de

alrededor de 15 V entre la puerta y el emisor. Por lo tanto, al cambiar de estado

los IGBT´s generan tierras flotantes en las fuentes de disparo, lo que hace

necesaria la implementación de un circuito de disparo que sea capaz de generar

los 15 V independientemente para cada uno [10,11].

Para solucionar esto se utilizó el circuito integrado IR2110 de International

Rectifier. Este circuito es capaz de excitar directamente un par de IGBT´s

conectados en configuración de medio puente. Por lo tanto, por cada rama se

utilizo uno de estos circuitos, sumando un total de 2 para el inversor monofásico

implementado. En el Anexo C se encuentran las hojas de datos técnicos de este

circuito integrado.

En la figura 3.7 se muestra un diagrama esquemático del circuito de disparo. En

este se puede observar, el circuito posee un aislamiento de tierras entre el lado de

control, es decir desde la tarjeta del microcontrolador y la tierra de los pulsos de

disparo. Este aislamiento tiene por objeto mantener el lado de potencia en

corriente continua del inversor aislado de los circuitos de control. El elemento que

genera el aislamiento es el opto acoplador digital modelo 6N137, el cual se ha

utilizado uno por cada IGBT del puente inversor. Para mayor información, en el

Anexo D se agregan las hojas de datos técnicos de este circuito integrado.

99


Figura 3.7: Diagrama esquemático del circuito de Disparo

Después de tener el diagrama esquemático del circuito, se diseño la Tarjeta

Disparo, esta se realizó utilizando el software EAGLE 4.11. En la figura 3.8 se

puede observar una fotografía del circuito final de la tarjeta con todos sus

elementos y conectores de entrada y salida.

En la parte izquierda de la figura 3.8 se puede observar un conector de 5 pines, a

este conector llegan los pulsos de control generados por el Microcontrolador, estos

pulsos tienen una amplitud de 5 V. En la parte derecha de la figura 3.8 se observa

un conector de 8 pines, el cual se utiliza para interconectar la tarjeta de control con

la tarjeta de potencia, por este conector se trasmiten los pulsos de activación y

desactivación hacia la tarjeta de potencia, en este punto los pulsos tienen una

amplitud de 15 V necesarios para activar los IGBT´s.

100


Figura 3.8: Fotografía tarjeta de disparo.

3.5 Fuente de Alimentación

Como se pudo observar en las figuras 3.5 y 3.7, la tarjeta del microcontrolador

como la de disparo requieren una alimentación, para lo cual fue necesario diseñar

una fuente que suministrara las tensiones necesarias. En la figura 3.9 se muestra

el diagrama esquemático de la fuente de alimentación, el diseño de esta fuente se

hizo en base a puente rectificador de diodos, filtrados con un condensador y

regulados con los siguientes circuitos integrados LM7805 y LM7815, donde se

generan voltajes de 5 DCV para alimentar la tarjeta del Microcontrolador, 5 DCV y

15 DCV para la tarjeta de Disparo. En la figura 3.10 se muestra una fotografía de la

fuente de alimentación, adicionalmente en esta tarjeta se diseño el circuito

encargado de entregar la señal de control que es equivalente en voltaje a la

entrada DC del inversor, este circuito cuenta con un puente de diodos y

condensador de 10 Fμ a la salida de este se conecto un trimmer con el fin de

101


reducir voltaje, un regulador LM7805 y un filtro pasa bajo con frecuencia de

corte de .

RC

2 hz

Figura 3.9: Diagrama esquemático de la fuente de alimentación

Figura 3.10: Fotografía de la fuente de alimentación

102


3.6 Calculo del Disipador

De la hoja de datos técnicos del IGBT IRG4PC50UD (Anexo B) se obtienen los

parámetros necesarios para calcular el disipador según el capítulo Uno.

Parámetros Valores

AVEP jCRΘ CSRΘ

CI

W78 WC°83.0

WC°24.0

A27

Tabla 3.1: Parámetros para el cálculo del disipador

También de la hoja de datos técnicos del IGBT IRG4PC50UD (Anexo B), de la

curva contra se saco el valor de CT CI CTC °= 106(max) y se asume una temperatura

ambiente T C°40A =

CWCRPTcTs WC

CSAVB °=⋅−°=⋅−= °Θ 28.8724.078106(max)

CCCTTsT A °=°−°=−=Δ 28.474028.87

σ

⋅=

ΘSARA 1

WC

WC

PTR

AVESA

°≈

°≈

Δ=Θ 6062.0

7828.47

Asumiendo un valor de resistividad térmica de 25.2cmmW , se tiene:

285.6595.26062.0

12

cmAcmmW

WC

≈⋅

=°

103


Cuando el disipador no es plano y con aletas, las dimensiones calculadas son más

pequeñas. Para el caso del puente inversor monofásico implementado se utilizo un

disipador de aluminio por cada elemento a proteger con dimensiones ,

donde no se presentaron problemas, ver figuras 3.11 y 3.12.

5 5cm X cm

Figura 3.11: Fotografía de los disipadores vista posterior

Figura 3.12: Fotografía de los disipadores vista lateral

3.7 Cálculo de los fusibles

Con el fin de prevenir situaciones de riesgo para los usuarios o el mismo puente

inversor, se instalaron fusibles, que actúen cuando se presenten situaciones

104


anormales, con el objetivo de que se destruyan estos antes que otras partes de

mayor valor e importancia del puente inversor. En la figura 3.4a se puede ver la

ubicación de los fusibles en la tarjeta de potencia.

Las condiciones a tener en cuenta en la selección del fusible son:

1. IGBTrmsfusiblerms II −− ≤

2. IGBTfusible tItI 22 <

3. IGBTrmsfusiblearco VV −− <

En este trabajo se utilizaron fusibles de 5 A de 5 ciclos por segundo, para cada

salida y entrada del puente inversor, como se muestra en la figura 3.4a, debido a

que no se pudo acceder a fusibles que presentaran una mejor respuesta ante

condiciones anormales de funcionamiento. Para el fusible seleccionado se

cumplen las siguientes condiciones.

1. AA 395 ≤

2. )5.0()39()5()5( 22 cpsAcpsA ⋅<⋅

3. sAsA 22 675.12083.2 <

3.8 Diseño del filtro

Para mejorar la señal de salida y eliminar la distorsión armónica que se presenta

en ella se implemento un filtro a la salida del puente inversor como el que se

muestra en la figura 3.13. En el elemento inductivo se debe presentar una baja

impedancia para la frecuencia fundamental y así evitar caídas de voltaje y una alta

impedancia a las frecuencias de los armónicos que se desean eliminar.

LC

105


Figura 3.13: Diseño filtro LC

El filtro se diseño partiendo del hecho que se cuenta con inductancias de 280 mH

las cuales tiene una resistencia interna muy pequeña la cual es casi despreciable

y adicionalmente teniendo en cuenta que se desea que la frecuencia de corte sea

de 100 hz, con estos dos parámetros definidos se paso a encontrar el valor optimo

del condensador utilizando la Ecuación 3.1, de aquí se calculó que el valor más

adecuado es 36.18 Fμ , el cual no es posible obtener en la practica por lo tanto se

utilizan 4 condensadores de 10 Fμ en paralelo y de esta modo formar un solo

condensador de 40 Fμ .

LCfC π

1= 3.1

3.9 Programa Microcontrolador

3.9.1 Descripción

Para controlar de manera adecuada el puente inversor monofásico y poder regular

de manera optima se desarrolló un programa basado en la metodología S.P.W.M

bidireccional, el cual fue programado en el microcontrolador por medio del

programa FREESCALER CODEWARRIOS V5. La señal senoidal es generada

internamente en el microcontrolador con frecuencia de 60 hz y amplitud variable

entre 0.65 y 0.99 la cual depende la entrada del conversor análogo digital, la señal

106


triangular tiene amplitud constante de 1 y frecuencia de 900 hz (15 veces la

frecuencia de la señal senoidal), la amplitud de la señal senoidal es escogida por

medio de un algoritmo, el cual a el valor suministrado por el conversor se asigna

un valor de amplitud, este algoritmo se ejecuta después de cada periodo, luego de

seleccionada la amplitud la señal senoidal y triangular son comparadas 256 veces

en un periodo. En caso de que la señal senoidal sea mayor que la señal triangular

el microcontrolador coloca en unos lógicos (5 V) las salidas PTA1 y PTA4 y ceros

lógicos en PTA2 y PTA3, en caso contrario los unos lógicos serán colocados en

PTA2 y PTA3, y los ceros en PTA1 y PTA4; de esta manera cuando la señal

senoidal es mayor que la triangular se manda la señal de activación a los IGBT1 y

IGBT4 y los IGBT2 y IGBT3 no están activados y en caso de que la señal

triangular sea mayor que la señal senoidal se activan IGBT2 , IGBT3 y IGBT1,

IGBT4 no activos.

Para poder controlar de manera adecuada el voltaje de salida del puente inversor

el voltaje de entrada a este se redujo y se paso a DC donde a 80 V de entrada al

puente le corresponden 2.8 V en la entrada del microcontrolador y a 140 V le

corresponden 4.5 V, en este rango de valores se tiene pasos mas pequeños de

voltaje a la entrada del microcontrolador por voltaje de entrada DC del puente

inversor y variación casi lineal. Por medio del convertidor análogo digital y

algoritmo implementado se determino para 2.8 V de entrada al convertidor la

amplitud de la señal senoidal de 0.99 y para 4.5 V, 0.67 respectivamente. El

programa elaborado se muestra en el Anexo E.

3.10 Pautas para el desarrollo del proyecto

Garantizar los pulsos de entra en los dispositivos IGBT´s antes de energizar la

tarjeta de potencia con el voltaje DC, ya que de forma contraria y debido a las

características de la tarjeta de disparo cuando esta no tiene señal de entrada pone

todas sus salidas en 15 DCV lo cual produce corto en la tarjeta de potencia. Ya que

estarían activados en forma simultánea los IGBT´s de una misma rama.

107


Garantizar que la señal de entrada al conversor análogo digital del

microcontrolador no tenga ninguna perturbación o ruido, preferiblemente DC; ya

que el microcontrolador detecta como un cambio de estado 20 mV, y en

consecuencia el índice de modulación cambia a un valor que no es correcto y

producirá un mal funcionamiento del puente inversor y la pérdida de la

funcionalidad como regulador.

Utilizar un condensador de alta capacitancia y un adecuado voltaje para que la

entrada del inversor no tenga mucho rizado y de esta forma se mejora la

regulación ya que si se presenta mucha variación en el voltaje de entrada del

inversor producirá variación en el voltaje de la carga.

Polarizar de forma adecuada todos los elementos de control, procurando mantener

constante los valores de polarización y entre los valores permitidos, para que

estos trabajen de forma optima

Filtrar de forma adecuada la salida del inversor para de esta forma eliminar los

armónicos producidos en la carga y garantizar en esta voltaje senoidal y de

frecuenta de 60 hz.

108


CAPITULO 4

RESULTADOS Y CONCLUSIONES

En este capitulo se muestran los resultados obtenidos de la implementación

práctica del puente inversor monofásico, donde se realizó una comparación con

los datos obtenidos en el capituló 2 de simulaciones. Para realizar estas pruebas

se utilizó un transformador reductor 115 , un puente rectificador y el

condensador de

/ 24RMS RMSV V

250 / 2200WV Fμ para pasar de volta A.C a D.C, otro caso que se

utilizo fue conectar el puente rectificador directo a la red de alimentación AC, los

circuitos implementados se muestran en las figuras 4.3 y 4.6, para esta

configuración se utilizo una carga de 100 Ω .

4.1 Pulsos generados por el microcontrolador y tarjeta

de disparo

En la figura 4.1 se observan las señales de control generadas por el

microcontrolador para encender los IGBT´s, estas señales tienen una amplitud de

5 DCV , luego las señales pasan por la tarjeta de disparo o Driver para aumentar su

amplitud a 15 DCV y aislar las etapas de control con la de potencia y así poder

encender los IGBT´s (Ver figura 4.2), los pulsos de entrada para el IGBT 1(G1), e

IGBT 4 (G4) son iguales al igual que IGBT 3 (G1), e IGBT 2 (G4). Las señales

fueron adquiridas por medio del puerto RS232 del osciloscopio Promax OD-581.

109


Figura 4.1: Pulsos Generados por el Microcontrolador

Figura 4.2: Pulsos Generados salida tarjeta de disparo

De las señales anteriores se observa que los pulsos generados para los IGBT´s 1

y 4 tienen estado alto, contrario para los IGBT´s 2 y 3 que están en estado bajo,

esto garantiza que no entren en cortocircuito los elementos del puente inversor.

110


4.2 Señales de salida inversor monofásico

Después de garantizar que los pulsos lleguen a la puerta y emisor de cada IGBT,

se procede a energizar el puente inversor con el voltaje DC, estas pruebas se

realizaron de dos formas, la primera fue implementando una fuente DC con un

transformador reductor 115 , conectando a él un puente rectificador y un

condensador para filtrar la señal ( ver figura 4.3 ), logrando una salida DC con

valores entre 19.93

/ 24AC ACV V

DCV y 36.70 DCV para una entrada AC de la red de 80 y

respectivamente. En la tabla 4.1 se pueden observar los valores de voltaje

DC con los cuales se alimentó el puente inversor al variar el voltaje de la red.

rmsV

140 rmsV

Figura 4.3: Circuito implementado con Transformador Reductor

111


Voltaje de la Red (Vrms) Voltaje Transformador (Vrms) Voltaje DC

80 16.74 19.93 85 17.7 21.24 90 18.85 22.91 95 19.75 24.03

100 20.85 25.49 105 21.9 26.87 110 23.01 28.24 115 24.05 29.7 120 25.22 31.22 125 25.51 32.5 130 27.24 33.9 135 28.22 35.17 140 29.32 36.7

Tabla 4.1: Valores DC de alimentación del puente inversor

Para comprobar la regulación se realizó variación del voltaje AC de la red cada 5

voltios desde a 140 , tratando de garantizar un ±5% en la carga. En la

tabla 4.2 se observan los datos tomados para esta variación de voltaje de la red.

80 rmsV rmsV

La figura 4.4, se muestra un ejemplo del voltaje de salida del inversor, la cual fue

tomada con una alimentación de 28.24 DCV , y sin carga conectada a la salida del

puente inversor, las señales de salida para los valores de alimentación DC

mostrados en la tabla 4.1 presentan el mismo comportamiento que el mostrado

anteriormente

112


Figura 4.4: Señal voltaje de salida inversor monofásico

Después se conecto una carga resistiva de 100 Ω así como el filtro diseñado

en el capituló 3, la figura 4.5 muestra la salida en la carga de 100 Ω, para un

voltaje de alimentación DC de

LC

28.24 DCV

Figura 4.5: Señal voltaje en la carga

113


De la gráfica anterior se puede apreciar la amplitud de la señal que corresponde a

21.3 PPV con una frecuencia de , estos valores fueron tomados con el

osciloscopio, en la tabla 4.2 se muestran los datos de voltajes y en la

carga para las variaciones de voltaje realizas, al comparar las dos ultimas

columnas de la tabla se puede apreciar una pequeña diferencia del voltaje( ) de

salida entre el valor real y el valor ideal, esto se debe al instrumento de medida

con el cual se realizó la medida.

58.8 hz

ppV rmsV

Vrms

Voltaje de la Red

Voltaje Transformador

(Vrms)

Voltaje Entrada Conversor A/D

Voltaje Carga

( )ppV

Voltaje Carga

Real ( )rmsV

Voltaje Carga

ideal ( )rmsV

80 16.74 2.77 18.0 6.10 6.36 85 17.7 2.91 18.8 6.31 6.65 90 18.85 3.06 19.4 6.59 6.86 95 19.75 3.20 20.0 6.71 7.07 100 20.85 3.36 19.4 6.50 6.86 105 21.9 3.51 20.2 6.87 7.14 110 23.01 3.66 21.3 7.26 7.53 115 24.05 3.80 22.6 7.60 7.99 120 25.22 3.95 22.2 7.40 7.85 125 25.51 4.09 21.8 7.31 7.71 130 27.24 4.25 23.0 7.77 8.13 135 28.22 4.39 21.4 7.20 7.57 140 29.32 4.51 18.2 6.25 6.43

Tabla 4.2: Datos en la carga con variación de voltaje de la red

En la figura 4.6 se puede apreciar el cambio de voltaje en la carga en relación con

la entrada; por ejemplo para una variación de 13 en la entrada, se presenta

una variación en la salida de 1.6 .

rmsV

rmsV

114


Bajo VoltajeVrms_Salida Vr Vrms_Entrada

0

1

2

3

4

5

6

7

8

9

15.00 17.00 19.00 21.00 23.00 25.00 27.00 29.00 31.00

Figura 4.6: Grafica de regulación en la carga para voltaje reducidos.

Luego de realizar las pruebas alimentando el puente inversor con voltajes DC

reducidos (voltajes entre 19.93 DCV y 36.70 DCV ) se efectúo el mismo procedimiento

solo cambiando el voltaje de alimentación por un voltaje superior (voltajes entre

103.2 DCV y 181.6 DCV

80

), esto se logro alimentando el puente rectificador con voltajes

AC de la red entre y 140 (ver figura 4.7). rmsV rmsV

115


Figura 4.7: Circuito implementado con Transformador Reductor

La tabla 4.3 muestra los valores DC para este caso con los que se alimento el

puente inversor para los diferentes valores de entrada de la red.

Voltaje de la Red

(Vrms) Voltaje DC

80 103.2 85 110.0 90 115.9 95 122.4 100 129.4 105 136.1 110 143.8 115 149.5 120 155.4 125 162.8 130 169.0 135 175.3 140 181.6

Tabla 4.3: Valores DC de alimentación del puente inversor

La figura 4.8 muestra la señal de salida sin carga para una alimentación 143.8 DCV ,

la amplitud de salida de esta señal es de 220 PPV , para los diferentes valores de

polarización DC mostrados en la tabla 4.3 la señal de salida presenta el mismo

comportamiento.

116


Figura 4.8: Señal voltaje de salida inversor monofásico

Luego se tomo la señal de salida adicionando el filtro y la carga, esto se puede

apreciar en la figura 4.9, la señal de salida presenta un voltaje 236 PPV y un voltaje

, con frecuencia de . En la tabla 4.4 se pueden ver los diferentes

valores de voltajes en la carga cuando se presenta variación en el voltaje de la

red.

81.50 rmsV 58.9 hz

117


Figura 4.9: Señal voltaje en la carga

La adición del filtro LC mejora la señal senoidal de salida eliminando los armónicos

perjudiciales para la señal.

Voltaje de la Red

Voltaje Entrada Conversor

Voltaje carga (Vpp)

Voltaje carga Real (Vrms)

Voltaje carga Ideal

(Vrms) 80 2.74 192 68.7 67.89 85 2.89 204 70.2 72.14 90 3.03 212 73.0 74.96 95 3.2 220 75.5 77.79 100 3.33 220 71.9 77.79 105 3.49 220 76.6 77.79 110 3.64 236 81.5 83.45 115 3.79 252 87.8 89.11 120 3.94 244 84.1 86.28 125 4.09 230 80.3 81.33 130 4.26 235 81.4 83.10 135 4.4 210 72.0 74.26 140 4.51 195 69.4 68.95

Tabla 4.4: Datos en la carga con variación de voltaje de la red

La diferencia de los voltajes ( ) de las dos ultimas columnas Real e Ideal es

debido a los instrumentos de medida.

rmsV

118


En la figura 4.10 se puede apreciar el cambio de voltaje en la carga en relación

con la entrada; por ejemplo para una variación de en la entrada, se

presenta una variación en la salida de .

60 rmsV

20 rmsV

Alto VoltajeVrms_Salida Vr Vrms_Entrada

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

75 85 95 105 115 125 135 145

Figura 4.10: Grafica de regulación en la carga para voltaje alto.

Los resultado obtenidos en la parte práctica fueron comparados con los obtenidos

mediante simulación en Matlab estos se puede apreciar en la tabla 4.5 y en la

Figura 4.11.

119


Entrada Vrms Simulación Reales 80 70.7 68.7 85 68.98 70.2 90 73.16 73 95 77.33 75.5 100 67.53 71.9 105 70.99 76.6 110 74.45 81.5 115 69.68 87.8 120 72.78 84.1 125 75.88 80.3 130 68.74 88.7 135 71.43 80 140 74.13 69.4

Tabla 4.5: Comparación resultados prácticos con resultados teóricos

Comparacion Reales Simulacion Vrms_Salida Vr Vrms_Entrada

0102030405060708090

100

75 85 95 105 115 125 135 145

Simulacion

Reales

Figura 4.11: Comparación resultados prácticos con resultados teóricos

Como se puede ver los resultados prácticos son los esperados, el error

presentado entre prácticos y teóricos se puede atribuir a características de los

dispositivos utilizados ya que estos no son ideales y también a que son necesarios

utilizar elementos de mayor precisión. Eso se observar en la Figura 4.12 donde se

observa la poca variación de voltaje en la entrada del conversor Análogo – Digital

para todo el rango de valores de voltaje de la red, debida a que el

120


microcontrolador es de 8 bits y para buscar mas precisión seria importante utilizar

un microcontrolador de mayor capacidad.

Vrms_entrada Vr Vrms_Entrada_ConAD

2.5

3

3.5

4

4.5

5

75 85 95 105 115 125 135 145

Figura 4.12: Cambio de voltaje en la entrada del convertidor Analogo – Digital en

relacion con el voltaje de la red.

Voltaje de la Red (Vrms) Caída de Voltaje enInductancia (Vpp)

Caída de Voltaje enInductancia (Vrms)

Voltaje de Salida (Vrms)

16.74 58.7 20.75 6.10 17.7 63.3 22.37 6.31

18.85 67.7 23.93 6.59 19.75 71.4 25.23 6.71 20.85 74.8 26.44 6.50 21.9 78.7 27.84 6.87

23.01 83.3 29.44 7.26 24.05 86.4 30.53 7.60 25.22 90.5 32.01 7.40 25.51 93.7 33.14 7.31 27.24 98.3 34.75 7.77 28.22 101.5 35.88 7.20 29.32 105.3 37.23 6.25

Tabla 4.6: Caída de voltaje en la inductancia del filtro dependiendo de la entrada

para voltaje reducido.

121


122

Voltaje de la Red (Vrms) Caída de Voltaje enInductancia (Vpp)

Caída de Voltaje enInductancia (Vrms)

Voltaje de Salida (Vrms)

80 380 134.4 68.70 85 384 135.7 70.20 90 400 141.4 73.00 95 430 152 75.50 100 432 152.7 71.90 105 450 159.1 76.60 110 474 167.5 81.50 115 480 169.7 87.80 120 492 173.9 84.10 125 520 183.8 80.30 130 528 186.7 81.40 135 534 188.8 72.00 140 554 195.8 69.40

Tabla 4.7: Caída de voltaje en la inductancia del filtro dependiendo de la entrada

para voltaje de la red.

En las tablas 4.6 y 4.7 se observan los voltajes en el elemento inductivo del filtro,

es decir la caída de voltaje, estos datos de voltaje se muestran para diferentes

valores de voltaje de la red, la caída es grande ya que no se pudo implementar un

filtro con los elementos disponibles que presentara una baja impedancia en este

elemento para que presentara una menor caída y obtener una muy buena señal

de salida en la carga.


Conclusiones

Basado en el trabajo realizado y resultados obtenidos se puede decir que:

Los datos obtenidos mediante simulación son coherentes con los resultados

prácticos lo cual demuestra la eficiencia del funcionamiento del puente inversor y

de la estrategia de control.

El control de P.W.M aplicado al inversor monofásico es de alta eficiencia, ya que

en un amplio rango de operación, el voltaje en la carga presenta buena regulación,

por tanto se puede decir que los resultados fueron satisfactorios esto se puede

observar en capitulo cuatro.

El control realizado presenta rápida respuesta ya que el algoritmo realizado lee la

entrada y determina el índice de modulación más adecuado aproximadamente

cada 16 ms.

La complejidad del sistema de control se puede considerar relativamente baja ya

que los algoritmos realizados son basados en operaciones simples.

La implementación del sistema de control es sencilla y económica debido a que

los elementos que se utilizaron se consiguen de forma fácil en el mercado y a

precios muy asequibles.

123


Recomendaciones

Buscar métodos con los cuales se pueda obtener una respuesta más rápida para

garantizar mayor eficiencia de control sobre los IGBT´s, esto se puede lograr

utilizando dispositivos de mayor capacidad de procesamiento.

Implementar un filtro pasivo pasabajo de menor tamaño físico para disminuir el

hardware del prototipo, que garanticé una mejor señal de salida y una menor caída

de voltaje así se puede lograr que el trabajo realizado en este proyecto sea

competitivo con los existentes en el mercado.

Implementar la tarjeta de disparo con circuito impreso de doble capa para

disminuir el tamaño de la misma, de igual forma tratar de reducir el tamaño de la

tarjeta de potencia teniendo en cuenta no afectar el buen funcionamiento de estas.

Para trabajos futuros realizar un estudio comparativo del prototipo implementado

en este proyecto con los existentes en el mercado, teniendo en cuenta el rango de

operación, tiempo de respuesta del sistema así como los resultados obtenidos.

Buscar la implementación de algoritmos más eficientes explotando de manera

óptima todas las funciones internas que puede hacer el microcontrolador, no

tenidas en cuenta en el desarrollo de este proyecto y de esta forma aprovechar al

máximo del microcontrolador sin necesidad de cambiar los elementos utilizados.

Intentar mejorar la etapa de adecuación de señal que entra al microcontrolador y

de esta forma mejorar por medio de hardware la calidad de respuesta del

algoritmo realizado.

124


BIBLIOGRAFÍA

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Universidad Tecnológica de Pereira, 1999.

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Circuits for PWM Inverters Using Bipolar Transistors,” IEEE Proceedings, 1988,

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125


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multinivel de cuatro etapas para compensación armónica y de reactivos,” Master’s

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comandada mediante Microcontroladores. Facultad de Ingeniería Eléctrica U.T.P,

1994.

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maestría (2004).

[13] Y. Z. S. S. R. Chokhawala, “Snubber Considerations for IGBT Applications,”

International Rectifier Corporation. Applications Enginneering, Tech. Rep., 233

Kansas St. El segundo, CA 90245.

126


Anexos

127


ANEXO A: DATOS SIMULACIÓN MATLAB

rmsV Entrada Índice PicoV Carga PicoI Carga rmsV Carga rmsI Carga PicoV Salida Puente

80 0.55 35 0.345 22.84 0.2284 110 80 0.6 36 0.36 24.29 0.2429 110 80 0.65 41 0.41 27.8 0.278 110 80 0.7 46.25 0.4625 30.97 0.3097 110 80 0.75 54.5 0.545 36.53 0.3653 110 80 0.8 63 0.63 41.77 0.4177 110 80 0.85 72 0.72 48 0.48 110 80 0.9 81.5 0.815 53.68 0.5368 110 80 0.95 100 1 64.8 0.648 110 80 0.99 107 1.07 70.7 0.707 110 85 0.55 37 0.37 24.32 0.2432 116 85 0.6 38.5 0.385 25.86 0.2685 116 85 0.65 44 0.44 29.6 0.296 116 85 0.7 49 0.49 32.98 0.3298 116 85 0.75 58 0.58 38.89 0.3889 116 85 0.8 67 0.67 44.47 0.4447 116 85 0.85 77 0.77 51.1 511 116 85 0.9 86.5 0.865 57.14 54.14 116 85 0.95 105 1.05 68.98 0.6898 116 85 0.99 114 114 76.25 0.07625 116 90 0.55 39 0.39 25.8 0.258 124 90 0.6 40.6 0.406 27.44 0.2744 124 90 0.65 46.5 0.465 31.4 0.314 124 90 0.7 52 0.52 34.98 0.3498 124 90 0.75 62 0.62 41.25 0.4125 124 90 0.8 71 0.71 47.16 0.4716 124 90 0.85 81 0.81 54.2 0.542 124 90 0.9 92 0.92 60.6 0.606 124 90 0.95 112 1.12 73.16 0.7316 124 90 0.99 121 1.21 79.82 0.7982 124 95 0.55 41 0.41 27.28 0.2728 131 95 0.6 43 0.43 29.01 0.2901 131 95 0.65 49 0.49 33.19 0.3319 131

128


95 0.7 55 0.55 36.98 0.3698 131 95 0.75 65 0.65 43.6 0.436 131 95 0.8 75 0.75 49.86 0.4986 131 95 0.85 86 0.86 57.27 0.5729 131 95 0.9 97 0.97 64.06 0.646 131 95 0.95 118 1.18 77.33 0.7733 131 95 0.99 128 1.28 84.37 0.8437 131 100 0.55 43.5 0.435 28.75 0.2875 100 0.6 45.5 0.455 30.58 0.3058 135 100 0.65 52 0.52 34.99 0.3499 135 100 0.7 58 0.58 38.98 0.3898 135 100 0.75 68 0.68 45.96 0.4596 135 100 0.8 79 0.79 52.56 0.5256 135 100 0.85 90.4 0.904 60.39 0.6039 135 100 0.9 102 1.02 67.53 0.6753 135 100 0.95 124 1.24 81.51 0.8151 135 100 0.99 135 1.35 88.93 0.8893 135 105 0.55 45.5 0.455 30.23 0.3023 145 105 0.6 47.5 0.475 32.15 0.3215 145 105 0.65 54.5 0.545 36.79 0.3679 145 105 0.7 61 0.61 40.98 0.4098 145 105 0.75 72 0.72 48.32 0.4832 145 105 0.8 83 0.83 55.25 0.5525 145 105 0.85 95 0.95 63.49 0.6349 145 105 0.9 107.5 1.075 70.99 0.7099 145 105 0.95 131 1.31 85.69 0.8569 145 105 0.99 142 142 93.49 0.9349 145 110 0.55 48 0.48 31.71 0.3171 150 110 0.6 50 0.5 33.73 0.3373 150 110 0.65 57 0.57 38.59 0.3859 150 110 0.7 64 0.64 42.99 0.4299 150 110 0.75 75.5 0.755 50.68 0.5068 150 110 0.8 87 0.87 57.95 0.5795 150 110 0.85 99.5 0.995 66.59 0.6659 150 110 0.9 112.5 1.125 74.45 0.7445 150 110 0.95 137 1.37 89.87 0.8987 150 110 0.99 149 1.49 98.05 0.9805 150 115 0.55 50 0.5 33.19 0.3319 159 115 0.6 52 0.52 35.5 0.355 159 115 0.65 59.5 0.595 40.38 0.4038 159 115 0.7 67 0.67 44.99 0.4499 159 115 0.75 79 0.79 53.04 0.5304 159 115 0.8 91 0.91 60.65 0.6065 159 115 0.85 104 1.04 69.68 0.6968 159 115 0.9 118 1.18 77.92 0.7792 159 115 0.95 144 1.44 94.04 0.9404 159

129


115 0.99 156 1.56 102.6 1.026 159 120 0.55 52.5 0.525 34.67 0.3467 162 120 0.6 55.4 0.554 36.87 0.3687 162 120 0.65 62.5 0.625 42.18 0.4218 162 120 0.7 70 0.7 46.99 0.4699 162 120 0.75 82.5 0.825 55.4 0.554 162 120 0.8 95 0.95 63.34 0.6334 162 120 0.85 109 1.09 72.78 0.7278 162 120 0.9 123.5 1.235 81.38 0.8138 162 120 0.95 150 1.5 98.22 0.9822 162 120 0.99 63 0.63 107.2 1.072 162 125 0.55 54.5 0.545 36.15 0.3615 173 125 0.6 57 0.57 38.44 38.44 173 125 0.65 65 0.65 43.98 0.4398 173 125 0.7 73 0.73 48.99 0.4899 173 125 0.75 86 0.86 57.76 0.5776 173 125 0.8 99.5 0.995 66.04 0.6604 173 125 0.85 113.5 1.135 75.88 0.7588 173 125 0.9 128.5 1.285 84.84 0.8484 173 125 0.95 156.5 1.565 102.4 1.024 173 125 0.99 170 1.7 111.7 1.117 173 130 0.55 57 0.57 37.63 0.3763 176.5 130 0.6 59 0.59 40.02 0.4002 176.5 130 0.65 68 0.68 45.78 0.4578 176.5 130 0.7 76 0.76 50.99 0.5099 176.5 130 0.75 89.5 0.895 60.12 0.6012 176.5 130 0.8 103.5 1.035 68.74 0.6874 176.5 130 0.85 118.5 1.185 78.98 0.7898 176.5 130 0.9 133.5 1.335 88.31 0.8831 176.5 130 0.95 163 1.63 106.6 1.066 176.5 130 0.99 176.5 1.765 116.3 1.163 176.5 135 0.55 59 0.59 39.11 0.3911 185.5 135 0.6 61.5 0.615 41.99 0.4199 185.5 135 0.65 70.5 0.705 47.57 0.4757 185.5 135 0.7 79 0.79 52.99 0.5299 185.5 135 0.75 93.16 0.9316 62.48 0.6248 185.5 135 0.8 107.5 1.075 71.43 0.7143 185.5 135 0.85 123 1.23 82.07 0.8207 185.5 135 0.9 139 1.39 91.77 0.9177 185.5 135 0.95 169 1.69 110.8 1.108 185.5 135 0.99 183.5 1.835 120.8 1.208 185.5 140 0.55 61.2 0.612 40.58 0.4058 190 140 0.6 64 0.64 43.16 0.4316 190 140 0.65 73 0.73 49.37 0.4937 190 140 0.7 82 0.82 55 0.55 190 140 0.75 96.5 0.965 64.84 0.6484 190

130


140 0.8 111.4 1.11 74.13 0.7413 190 140 0.85 127.5 1.275 85.17 0.8517 190 140 0.9 144 1.44 95.23 0.9523 190 140 0.95 175.5 1.755 114.9 1.149 190 140 0.99 191 1.91 125.4 1.254 190

Tabla Anexo A.1: Resultados obtenidos variando el índice de modulación y el

voltaje A.C del inversor con carga resistiva de 100R = Ω

rmsV Entrada Índice PicoV Carga PicoI Carga rmsV Carga rmsI Carga PicoV Salida Puente

80 0.55 35 0.342 23 0.2272 110 80 0.6 36.2 0.357 24.46 0.2417 110 80 0.65 41.5 0.41 27.99 0.2766 110 80 0.7 46.5 0.46 31.19 30.82 110 80 0.75 55 54.5 36.78 0.3634 110 80 0.8 63.5 0.625 42.06 0.4156 110 80 0.85 72.5 0.715 48.34 0.4777 110 80 0.9 82 0.81 54.06 0.5342 110 80 0.95 99.5 98.5 65.28 0.645 110 80 0.99 108 1.07 71.23 0.7039 110 85 0.55 37 0.365 24.48 0.2419 116 85 0.6 38.6 0.38 26.04 25.73 116 85 0.65 44.2 0.436 29.8 0.2945 116 85 0.7 49.6 0.49 33.2 0.3281 116 85 0.75 58.4 0.578 39.16 0.3869 116 85 0.8 67.5 0.665 44.78 0.4424 116 85 0.85 77 0.76 51.46 50.85 116 85 0.9 87 0.86 57.55 0.5687 116 85 0.95 106 1.05 69.49 0.6866 116 85 0.99 115.15 1.1376 75.83 0.7492 116 90 0.55 39.2 0.387 25.97 0.2566 124 90 0.6 40.9 0.4038 27.62 0.273 124 90 0.65 46.8 0.4622 31.61 0.3123 124 90 0.7 52.6 0.5195 35.22 0.348 124 90 0.75 61.9 0.612 41.53 0.4104 124 90 0.8 71.4 0.705 47.49 0.4693 124 90 0.85 81.6 0.807 54.58 0.5393 124 90 0.9 92.4 0.912 61.04 0.6031 124 90 0.95 112.6 1.112 73.7 0.7282 124 90 0.99 122.15 1.206 80.42 0.7946 124 95 0.55 41.4 0.409 27.46 0.2713 131 95 0.6 43.2 0.427 29.21 0.2886 131 95 0.65 49.5 0.488 33.42 0.3302 131 95 0.7 55.6 0.549 37.23 0.3679 131

131


95 0.75 65.5 0.647 43.91 0.4338 131 95 0.8 75.5 0.745 50.21 0.4961 131 95 0.85 86.3 0.853 57.7 0.5702 131 95 0.9 97.7 0.965 64.53 0.6376 131 95 0.95 119 1.175 77.91 76.98 131 95 0.99 129.2 1.273 85.01 0.84 131

100 0.55 43.6 0.431 28.95 0.2861 135 100 0.6 45.5 0.45 30.79 0.30442 135 100 0.65 52 0.515 35.23 0.3481 135 100 0.7 58.5 0.58 39.25 0.3878 135 100 0.75 69 0.68 46.28 0.4573 135 100 0.8 79.5 0.785 52.92 0.5229 135 100 0.85 91 0.9 60.82 0.601 135 100 0.9 103 1.015 68.02 0.6721 135 100 0.95 125.4 1.2385 82.11 81.14 135 100 0.99 136.1 1.344 89.6 0.8853 135 105 0.55 46 0.455 30.44 0.3008 145 105 0.6 47.9 0.474 32.37 0.3199 145 105 0.65 54.8 0.542 37.04 0.366 145 105 0.7 61.5 0.61 41.27 0.4077 145 105 0.75 72.5 0.715 48.66 0.4808 145 105 0.8 83.6 0.825 55.64 0.5498 145 105 0.85 95.7 0.945 63.94 0.6318 145 105 0.9 108.2 1.07 71.5 70.65 145 105 0.95 131.8 1.302 86.32 0.853 145 105 0.99 143 1.413 94.19 0.9307 145 110 0.55 48.2 0.475 31.93 0.3155 150 110 0.6 50.2 0.496 33.96 0.3355 150 110 0.65 57.5 0.568 38.85 0.3839 150 110 0.7 64.6 0.638 43.28 0.4277 150 110 0.75 76 0.75 51.03 0.5043 150 110 0.8 87.7 0.866 58.35 0.5766 150 110 0.85 100.3 0.991 67.06 0.6626 150 110 0.9 113.5 1.122 74.99 0.741 150 110 0.95 138.2 1.365 90.53 0.8945 150 110 0.99 150 1.482 98.78 0.9761 150 115 0.55 50.4 0.498 33.42 0.3302 159 115 0.6 52.5 0.52 35.54 0.3512 159 115 0.65 60.2 0.595 40.66 0.4018 159 115 0.7 67.6 0.668 45.3 0.4476 159 115 0.75 79.65 0.787 53.41 0.5277 159 115 0.8 91.8 0.907 61.07 0.6034 159 115 0.85 105 1.037 70.18 0.6935 159 115 0.9 118.8 1.174 78.48 0.7755 159 115 0.95 144.65 1.429 94.74 0.9361 159 115 0.99 156.98 1.55 103.4 1.021 159

132


120 0.55 52.5 0.52 34.91 0.34449 162 120 0.6 55 0.54 37.12 0.3668 162 120 0.65 62.8 0.62 42.47 0.4196 162 120 0.7 70.5 0.695 47.31 0.4675 162 120 0.75 83 0.82 55.78 0.5512 162 120 0.8 95.8 0.945 63.79 0.6303 162 120 0.85 109.6 1.085 73.3 0.7243 162 120 0.9 124 1.225 81.97 0.8099 162 120 0.95 151 1.495 98.95 0.9777 162 120 0.99 163.9 1.62 108 1.067 162 125 0.55 55 0.542 36.39 0.3596 173 125 0.6 57.3 0.565 38.71 0.3824 173 125 0.65 65.6 0.648 44.28 0.4375 173 125 0.7 73.5 0.725 49.33 0.4874 173 125 0.75 86.7 0.856 58.16 0.5747 173 125 0.8 100 0.988 66.5 0.6571 173 125 0.85 114.3 1.13 76.42 0.7551 173 125 0.9 129.5 1.28 85.46 0.8444 173 125 0.95 157.5 1.555 103.2 1.019 173 125 0.99 171 1.68 112.6 1.112 173 130 0.55 57 0.565 37.88 0.3743 176.5 130 0.6 59.5 0.59 40.29 39.81 176.5 130 0.65 68.2 0.675 46.09 0.4554 176.5 130 0.7 76.6 0.76 51.34 0.5073 176.5 130 0.75 90.2 0.892 60.54 0.5982 176.5 130 0.8 104 1.028 69.22 0.6839 176.5 130 0.85 119 1.175 79.54 0.7859 176.5 130 0.9 134.5 1.33 88.94 0.8789 176.5 130 0.95 164 1.62 107.4 1.061 176.5 130 0.99 177.9 1.757 117.1 1.158 176.5 135 0.55 59.5 0.585 39.37 0.389 185.5 135 0.6 62 0.61 41.87 0.4137 185.5 135 0.65 70.9 0.7 47.9 0.4733 185.5 135 0.7 79.5 0.785 53.36 52.72 185.5 135 0.75 94 0.925 62.91 0.6216 185.5 135 0.8 108 1.07 71.93 0.7108 185.5 135 0.85 123.6 1.22 82.66 0.8168 185.5 135 0.9 140 1.38 92.43 0.9133 185.5 135 0.95 170.5 1.68 111.6 1.102 185.5 135 0.99 185 1.825 121.7 1.203 185.5 140 0.55 61.6 0.608 40.86 0.4037 190 140 0.6 64.3 0.635 43.45 0.4294 190 140 0.65 73.6 0.727 49.71 0.4912 190 140 0.7 82.7 0.816 55.38 0.5472 190 140 0.75 97.35 0.9615 65.29 0.6451 190 140 0.8 112.2 1.108 74.65 0.7376 190

133


140 0.85 128.3 1.268 85.78 0.8476 190 140 0.9 145.2 1.435 95.92 0.9478 190 140 0.95 177 1.745 115.8 1.144 190 140 0.99 192 1.9 126.3 1.248 190

Tabla Anexo A.2: Resultados obtenidos variando el índice de modulación y el

voltaje A.C del inversor con carga de 100R = Ω y 2L mH=

134


ANEXO B: IGBT IRG4PC50UD

135

IRG4PC50UDINSULATED GATE BIPOLAR TRANSISTOR WITHULTRAFAST SOFT RECOVERY DIODEFeaturesFeaturesFeaturesFeaturesFeatures

E

G

n-ch an ne l

C

VCES = 600V

VCE(on) typ. = 1.65V

@VGE = 15V, IC = 27A

Parameter Min. Typ. Max. UnitsRθJC Junction-to-Case - IGBT ------ ------ 0.64RθJC Junction-to-Case - Diode ------ ------ 0.83 °C/WRθCS Case-to-Sink, flat, greased surface ------ 0.24 ------RθJA Junction-to-Ambient, typical socket mount ----- ----- 40Wt Weight ------ 6 (0.21) ------ g (oz)

Thermal Resistance

UltraFast CoPack IGBT

12/30/00

Absolute Maximum Ratings Parameter Max. Units

VCES Collector-to-Emitter Voltage 600 VIC @ TC = 25°C Continuous Collector Current 55IC @ TC = 100°C Continuous Collector Current 27ICM Pulsed Collector Current 220 AILM Clamped Inductive Load Current 220IF @ TC = 100°C Diode Continuous Forward Current 25IFM Diode Maximum Forward Current 220VGE Gate-to-Emitter Voltage ± 20 VPD @ TC = 25°C Maximum Power Dissipation 200PD @ TC = 100°C Maximum Power Dissipation 78TJ Operating Junction and -55 to +150TSTG Storage Temperature Range °C

Soldering Temperature, for 10 sec. 300 (0.063 in. (1.6mm) from case)Mounting Torque, 6-32 or M3 Screw. 10 lbf•in (1.1 N•m)

• UltraFast: Optimized for high operating frequencies 8-40 kHz in hard switching, >200 kHz in resonant mode• Generation 4 IGBT design provides tighter parameter distribution and higher efficiency than Generation 3• IGBT co-packaged with HEXFREDTM ultrafast, ultra-soft-recovery anti-parallel diodes for use in bridge configurations• Industry standard TO-247AC packageBenefits• Generation 4 IGBT's offer highest efficiencies available• IGBT's optimized for specific application conditions• HEXFRED diodes optimized for performance with IGBT's . Minimized recovery characteristics require less/no snubbing• Designed to be a "drop-in" replacement for equivalent industry-standard Generation 3 IR IGBT's

PD 91471B

W

TO-247AC

www.irf.com 1

IRG4PC50UD

2 www.irf.com

Parameter Min. Typ. Max. Units ConditionsQg Total Gate Charge (turn-on) ---- 180 270 IC = 27AQge Gate - Emitter Charge (turn-on) ---- 25 38 nC VCC = 400V See Fig. 8Qgc Gate - Collector Charge (turn-on) ---- 61 90 VGE = 15Vtd(on) Turn-On Delay Time ---- 46 ---- TJ = 25°Ctr Rise Time ---- 25 ---- ns IC = 27A, VCC = 480Vtd(off) Turn-Off Delay Time ---- 140 230 VGE = 15V, RG = 5.0Ωtf Fall Time ---- 74 110 Energy losses include "tail" andEon Turn-On Switching Loss ---- 0.99 ---- diode reverse recovery.Eoff Turn-Off Switching Loss ---- 0.59 ---- mJ See Fig. 9, 10, 11, 18Ets Total Switching Loss ---- 1.58 1.9td(on) Turn-On Delay Time ---- 44 ---- TJ = 150°C, See Fig. 9, 10, 11, 18tr Rise Time ---- 27 ---- ns IC = 27A, VCC = 480Vtd(off) Turn-Off Delay Time ---- 240 ---- VGE = 15V, RG = 5.0Ωtf Fall Time ---- 130 ---- Energy losses include "tail" andEts Total Switching Loss ---- 2.3 ---- mJ diode reverse recovery.LE Internal Emitter Inductance ---- 13 ---- nH Measured 5mm from packageCies Input Capacitance ---- 4000 ---- VGE = 0VCoes Output Capacitance ---- 250 ---- pF VCC = 30V See Fig. 7Cres Reverse Transfer Capacitance ---- 52 ---- ƒ = 1.0MHztrr Diode Reverse Recovery Time ---- 50 75 ns TJ = 25°C See Fig.

---- 105 160 TJ = 125°C 14 IF = 25AIrr Diode Peak Reverse Recovery Current ---- 4.5 10 A TJ = 25°C See Fig.

---- 8.0 15 TJ = 125°C 15 VR = 200VQrr Diode Reverse Recovery Charge ---- 112 375 nC TJ = 25°C See Fig.

---- 420 1200 TJ = 125°C 16 di/dt 200A/µsdi(rec)M/dt Diode Peak Rate of Fall of Recovery ---- 250 ---- A/µs TJ = 25°C

During tb ---- 160 ---- TJ = 125°C

Parameter Min. Typ. Max. Units ConditionsV(BR)CES Collector-to-Emitter Breakdown Voltage 600 ---- ---- V VGE = 0V, IC = 250µA∆V(BR)CES/∆TJ Temperature Coeff. of Breakdown Voltage ---- 0.60 ---- V/°C VGE = 0V, IC = 1.0mAVCE(on) Collector-to-Emitter Saturation Voltage ---- 1.65 2.0 IC = 27A VGE = 15V

---- 2.0 ---- V IC = 55A See Fig. 2, 5---- 1.6 ---- IC = 27A, TJ = 150°C

VGE(th) Gate Threshold Voltage 3.0 ---- 6.0 VCE = VGE, IC = 250µA∆VGE(th)/∆TJ Temperature Coeff. of Threshold Voltage ---- -13 ---- mV/°C VCE = VGE, IC = 250µAgfe Forward Transconductance 16 24 ---- S VCE = 100V, IC = 27AICES Zero Gate Voltage Collector Current ---- ---- 250 µA VGE = 0V, VCE = 600V

---- ---- 6500 VGE = 0V, VCE = 600V, TJ = 150°CVFM Diode Forward Voltage Drop ---- 1.3 1.7 V IC = 25A See Fig. 13

---- 1.2 1.5 IC = 25A, TJ = 150°CIGES Gate-to-Emitter Leakage Current ---- ---- ±100 nA VGE = ±20V

Switching Characteristics @ TJ = 25°C (unless otherwise specified)

Electrical Characteristics @ TJ = 25°C (unless otherwise specified)

IRG4PC50UD

www.irf.com 3

Fig. 1 - Typical Load Current vs. Frequency (Load Current = IRMS of fundamental)

Fig. 2 - Typical Output Characteristics Fig. 3 - Typical Transfer Characteristics

0.1

1

10

100

1000

0 1 10

C E

CI

, C

olle

cto

r-to

-Em

itte

r C

urr

en

t (A

)

V , Co llec to r-to -Em itte r Vo ltag e (V)

T = 1 5 0 °C

T = 2 5 °C

J

J

A

V = 1 5 V2 0 µ s P U L S E W ID T H

G E

1

1 0

1 0 0

1 0 0 0

4 6 8 1 0 1 2

CI ,

Col

lect

or-

to-E

mitt

er

Cu

rre

nt (

A)

G E

T = 25 °C

T = 150°C

J

J

V , G ate -to -E m itte r Vo ltag e (V)

A

V = 10V5µs PULSE W IDTH

C C

0

1 0

2 0

3 0

4 0

0.1 1 1 0 1 0 0

f, Frequency (kHz)

Loa

d C

urre

nt (

A)

A

6 0 % o f rate d v o lta g e

Du ty c ycle: 5 0%T = 1 25 °CT = 90 °CGa te d rive a s spe cifi edTu rn -on lo sses inclu deeffe cts o f reve rse re cov ery

sin kJ

Po we r D issipa tion = 4 0 W

IRG4PC50UD

4 www.irf.com

Fig. 6 - Maximum IGBT Effective Transient Thermal Impedance, Junction-to-Case

Fig. 5 - Typical Collector-to-Emitter Voltagevs. Junction Temperature

Fig. 4 - Maximum Collector Current vs. CaseTemperature

1.0

1.5

2 .0

2 .5

-60 -40 -20 0 2 0 4 0 6 0 8 0 1 0 0 1 2 0 1 4 0 1 6 0

CE

V

, C

olle

ctor

-to-

Em

itte

r V

olta

ge (

V) V = 15V

80µs PULSE W IDTHGE

A

T , Ju nc tion Te m p era tu re (°C)J

I = 54A

I = 27A

I = 14A

C

C

C

0

10

20

30

40

50

60

25 50 75 100 125 150

Max

imum

DC

Col

lect

or C

urre

nt (A

)

T , Case Temperature (°C)C

V = 15V G E

0.01

0 .1

1

0 .00001 0 .0001 0 .001 0 .01 0 .1 1 10

t , R ec tangu la r P u lse D ura tion (sec )1

thJC D = 0 .5 0

0 .0 1

0 .0 2

0 .0 5

0 .1 0

0 .2 0

S IN G L E P U L S E(T H E R M A L R E S P O N S E )T

herm

al R

espo

nse

(Z

)

P

t 2

1t

D M

N otes : 1 . D u ty fac tor D = t / t

2 . P eak T = P x Z + T

1 2

J D M thJC C

IRG4PC50UD

www.irf.com 5

Fig. 9 - Typical Switching Losses vs. GateResistance

Fig. 10 - Typical Switching Losses vs.Junction Temperature

Fig. 8 - Typical Gate Charge vs.Gate-to-Emitter Voltage

Fig. 7 - Typical Capacitance vs.Collector-to-Emitter Voltage

0

4

8

1 2

1 6

2 0

0 4 0 8 0 1 2 0 1 6 0 2 0 0

GE

V

,

Gat

e-to

-Em

itte

r V

olta

ge (

V)

gQ , Total Gate Charge (nC)

A

V = 400V I = 27A

C E

C

1.0

1.5

2 .0

2 .5

3 .0

0 1 0 2 0 3 0 4 0 5 0 6 0

G

Tot

al S

witc

hing

Los

ses

(mJ)

A

R , G a te R e s is ta n ce ( Ω)

V = 4 8 0V V = 1 5 V T = 2 5 °C I = 27 A

C C

G E

J

C

0.1

1

1 0

-60 -40 -20 0 2 0 4 0 6 0 8 0 1 0 0 1 2 0 1 4 0 1 6 0

Tot

al S

wit

chin

g Lo

sses

(m

J)

A

T , Junct ion Temperature (°C)J

R = 5.0 Ω V = 15V V = 480V

I = 54A

I = 27A

I = 14A

G

G E

C C

C

C

C

0

2 0 0 0

4 0 0 0

6 0 0 0

8 0 0 0

1 1 0 1 0 0

C E

C,

Ca

pa

cita

nce

(p

F)

V , C o llec to r-to -E m itte r Vo lta ge (V )

A

V = 0V , f = 1M HzC = C + C , C S H O R TE DC = CC = C + C

C ie s

C res

C oes

G Eie s g e g c c ere s g co e s c e g c

IRG4PC50UD

6 www.irf.com

Fig. 11 - Typical Switching Losses vs.Collector-to-Emitter Current

Fig. 12 - Turn-Off SOA

Fig. 13 - Maximum Forward Voltage Drop vs. Instantaneous Forward Current

1

10

100

0.6 1.0 1.4 1.8 2.2 2.6

FM

FIn

sta

nta

ne

ou

s F

orw

ard

Cu

rre

nt

- I

(

A)

F o rw a rd V o lta g e D ro p - V (V )

T = 150 °C

T = 125 °C

T = 25 °C

J

J

J

1

10

100

1000

1 10 100 1000C

C E

G E

V , Collecto r-to-Em itter Voltage (V )

I ,

Col

lect

or-to

-Em

itter

Cur

rent

(A)

S A FE O P E R A TING A R E A

V = 20V T = 125 °C

G EJ

0.0

2.0

4 .0

6 .0

8 .0

0 1 0 2 0 3 0 4 0 5 0 6 0

C

Tot

al S

witc

hin

g L

osse

s (m

J)

I , C o lle c to r- to-E m itte r C u rre n t (A )

A

R = 5 .0 Ω T = 15 0 °C V = 4 8 0 V V = 1 5 V

G

J

C C

G E

IRG4PC50UD

www.irf.com 7

Fig. 14 - Typical Reverse Recovery vs. dif/dt Fig. 15 - Typical Recovery Current vs. dif/dt

Fig. 16 - Typical Stored Charge vs. dif/dt Fig. 17 - Typical di(rec)M/dt vs. dif/dt

0

300

600

900

1200

1500

100 1000fd i /d t - (A /µ s )

RR

Q

-

(nC

)

I = 10A

I = 25A

I = 50A

F

F

F

V = 2 00VT = 12 5 °CT = 25 °C

R

J

J

100

1000

10000

100 1000fd i /dt - (A/µs)

di(

rec)

M/d

t -

(A

/µs)

I = 50A

I = 25A

I = 10AF

F

F

V = 2 00VT = 12 5 °CT = 25 °C

R

J

J

1

10

100

100 1000fd i /d t - (A/µs)

I

-

(A)

IRR

M

I = 10A

I = 25A

I = 50A

F

F

F

V = 200 VT = 1 25 °CT = 2 5 °C

R

J

J

20

40

60

80

100

120

140

100 1000fdi /dt - (A/µs)

t

-

(ns)

rr

I = 50A

I = 25A

I = 10A

F

F

F

V = 200VT = 125 ° CT = 25 °C

R

J

J

IRG4PC50UD

8 www.irf.com

t1

Ic

V ce

t1 t2

90% Ic10% V ce

td (o ff) tf

Ic

5% Ic

t1+ 5µ SV ce ic d t

90% V ge

+ V ge

∫E of f =

Fig. 18b - Test Waveforms for Circuit of Fig. 18a, DefiningEoff, td(off), tf

∫ V ce ie d tt2

t1

5% V ce

IcIpkV cc

10% Ic

V ce

t1 t2

D U T V O LT A G EA N D C U R R E N T

G A T E V O LT A G E D .U .T .

+ V g10% +V g

90% Ic

trtd (on)

D IO D E R E V E R S ER E C O V E R Y E N E R G Y

tx

E on =

∫E rec =t4

t3V d id d t

t4t3

D IO D E R E C O V E R YW A V E FO R M S

Ic

V pk

10% V cc

Irr

10% Irr

V cc

trr ∫Q rr =trr

tx id d t

Same typedevice asD .U.T.

D .U .T.

430µF80%of Vce

Fig. 18a - Test Circuit for Measurement ofILM, Eon, Eoff(diode), trr, Qrr, Irr, td(on), tr, td(off), tf

Fig. 18c - Test Waveforms for Circuit of Fig. 18a,Defining Eon, td(on), tr

Fig. 18d - Test Waveforms for Circuit of Fig. 18a,Defining Erec, trr, Qrr, Irr

IRG4PC50UD

www.irf.com 9

V g G A T E S IG N A LD E V IC E U N D E R T E S T

C U R R E N T D .U .T .

V O LT A G E IN D .U .T .

C U R R E N T IN D 1

t0 t1 t2

D.U.T.

V *c

50V

L

1000V

6000µ F 100 V

RL=480V

4 X IC @25°C0 - 480V

IRG4PC50UD

10 www.irf.com

D im en s ion s in M il lim e te rs a nd (Inches )CONFORM S TO J EDEC OU TLIN E TO-2 47AC (TO-3P)

- D -5 .3 0 (.2 0 9 )4 .7 0 (.1 8 5 )

3 .6 5 ( .1 4 3 )3 .5 5 ( .1 4 0 )

2.5 0 ( .0 8 9)1.5 0 ( .0 5 9)

4

3 X0 .8 0 ( .0 3 1 )0 .4 0 ( .0 1 6 )

2 .6 0 ( .1 0 2 )2 .2 0 ( .0 8 7 )3 .4 0 ( .1 3 3 )

3 .0 0 ( .1 1 8 )

3 X

0.2 5 ( .0 1 0 ) M C A S

4 .3 0 ( .1 7 0 )3 .7 0 ( .1 4 5 )

- C -

2X5.5 0 ( .2 1 7)4.5 0 ( .1 7 7)

5 .5 0 (.2 17 )

0 .2 5 ( .0 1 0 )

1 .4 0 ( .0 56 )1 .0 0 ( .0 39 )

DM MB- A -

1 5 .9 0 ( .6 2 6 )1 5 .3 0 ( .6 0 2 )

- B -

1 2 3

2 0 .3 0 (.8 0 0 )1 9 .7 0 (.7 7 5 )

1 4 .8 0 (.5 8 3 )1 4 .2 0 (.5 5 9 )

2 .4 0 (.0 9 4 )2 .0 0 (.0 7 9 )

2 X

2 X

5 .4 5 ( .2 1 5 )

*

N O T E S : 1 D IM E N S IO N S & T O LE R A N C IN G P E R A N S I Y 14 .5M , 1 98 2 . 2 C O N T R O L L IN G D IM E N S IO N : IN C H . 3 D IM E N S IO N S A R E S H O W N M IL LIM E T E R S (IN C H E S ). 4 C O N F O R M S T O J E D E C O U T L IN E T O -2 4 7A C .

L E A D A S S IG N M E N T S 1 - G A T E 2 - C O L L E C T O R 3 - E M IT T E R 4 - C O L L E C T O R

* LO N G E R LE A D E D (2 0m m ) V E R S IO N A V A IL A B L E (T O -2 47 A D )T O O R D E R A D D "-E " S U F F IXT O P A R T N U M B E R

Repetitive rating: VGE = 20V; pulse width limited by maximum junction temperature

(figure 20)

VCC = 80%(VCES), VGE = 20V, L = 10µH, RG = 5.0Ω (figure 19)

Pulse width ≤ 80µs; duty factor ≤ 0.1%.

Pulse width 5.0µs, single shot.

IR WORLD HEADQUARTERS: 233 Kansas St., El Segundo, California 90245, USA Tel: (310) 252-7105TAC Fax: (310) 252-7903

Visit us at www.irf.com for sales contact information. Data and specifications subject to change without notice. 12/00

Note: For the most current drawings please refer to the IR website at: http://www.irf.com/package/


ANEXO C: IR2110

147

Features• Floating channel designed for bootstrap operation

Fully operational to +500V or +600V

Tolerant to negative transient voltage

dV/dt immune

• Gate drive supply range from 10 to 20V

• Undervoltage lockout for both channels

• 3.3V logic compatible

Separate logic supply range from 3.3V to 20V

Logic and power ground ±5V offset

• CMOS Schmitt-triggered inputs with pull-down

• Cycle by cycle edge-triggered shutdown logic

• Matched propagation delay for both channels

• Outputs in phase with inputs

Data Sheet No. PD60147 rev.U

HIGH AND LOW SIDE DRIVERProduct Summary

VOFFSET (IR2110) 500V max.

(IR2113) 600V max.

IO+/- 2A / 2A

VOUT 10 - 20V

ton/off (typ.) 120 & 94 ns

Delay Matching (IR2110) 10 ns max. (IR2113) 20ns max.

www.irf.com 1

DescriptionThe IR2110/IR2113 are high voltage, high speed power MOSFET and

IGBT drivers with independent high and low side referenced output chan-

nels. Proprietary HVIC and latch immune CMOS technologies enable

ruggedized monolithic construction. Logic inputs are compatible with

standard CMOS or LSTTL output, down to 3.3V logic. The output

drivers feature a high pulse current buffer stage designed for minimum

driver cross-conduction. Propagation delays are matched to simplify use in high frequency applications. The

floating channel can be used to drive an N-channel power MOSFET or IGBT in the high side configuration which

operates up to 500 or 600 volts.

IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF

(Refer to Lead Assignments for correct pin configuration). This/These diagram(s) show electrical

connections only. Please refer to our Application Notes and DesignTips for proper circuit board layout.

Typical Connection

Packages

14-Lead PDIP

IR2110/IR2113

16-Lead SOIC

IR2110S/IR2113S

2 www.irf.com

IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF

Recommended Operating ConditionsThe input/output logic timing diagram is shown in figure 1. For proper operation the device should be used within therecommended conditions. The VS and VSS offset ratings are tested with all supplies biased at 15V differential. Typicalratings at other bias conditions are shown in figures 36 and 37.

Note 1: Logic operational for VS of -4 to +500V. Logic state held for VS of -4V to -VBS. (Please refer to the Design TipDT97-3 for more details).Note 2: When VDD < 5V, the minimum VSS offset is limited to -VDD.

Absolute Maximum RatingsAbsolute maximum ratings indicate sustained limits beyond which damage to the device may occur. All voltage param-

eters are absolute voltages referenced to COM. The thermal resistance and power dissipation ratings are measured

under board mounted and still air conditions. Additional information is shown in Figures 28 through 35.

Symbol Definition Min. Max. Units

VB High side floating supply voltage (IR2110) -0.3 525

(IR2113) -0.3 625

VS High side floating supply offset voltage VB - 25 VB + 0.3

VHO High side floating output voltage VS - 0.3 VB + 0.3

VCC Low side fixed supply voltage -0.3 25

VLO Low side output voltage -0.3 VCC + 0.3

VDD Logic supply voltage -0.3 VSS + 25

VSS Logic supply offset voltage VCC - 25 VCC + 0.3

VIN Logic input voltage (HIN, LIN & SD) VSS - 0.3 VDD + 0.3

dVs/dt Allowable offset supply voltage transient (figure 2) — 50 V/ns

PD Package power dissipation @ TA ≤ +25°C (14 lead DIP) — 1.6

(16 lead SOIC) — 1.25

RTHJA Thermal resistance, junction to ambient (14 lead DIP) — 75

(16 lead SOIC) — 100

TJ Junction temperature — 150

TS Storage temperature -55 150

TL Lead temperature (soldering, 10 seconds) — 300

°C/W

W

V

°C

Symbol Definition Min. Max. Units

VB High side floating supply absolute voltage VS + 10 VS + 20

VS High side floating supply offset voltage (IR2110) Note 1 500

(IR2113) Note 1 600

VHO High side floating output voltage VS VB

VCC Low side fixed supply voltage 10 20

VLO Low side output voltage 0 VCC

VDD Logic supply voltage VSS + 3 VSS + 20

VSS Logic supply offset voltage -5 (Note 2) 5

VIN Logic input voltage (HIN, LIN & SD) VSS VDD

TA Ambient temperature -40 125 °C

V

www.irf.com 3

IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF

Symbol Definition Figure Min. Typ. Max. Units Test Conditions

ton Turn-on propagation delay 7 — 120 150 VS = 0V

toff Turn-off propagation delay 8 — 94 125 VS = 500V/600V

tsd Shutdown propagation delay 9 — 110 140 VS = 500V/600V

tr Turn-on rise time 10 — 25 35

tf Turn-off fall time 11 — 17 25

MT Delay matching, HS & LS (IR2110) — — — 10

turn-on/off (IR2113) — — — 20

ns

Dynamic Electrical CharacteristicsVBIAS (VCC, VBS, VDD) = 15V, CL = 1000 pF, TA = 25°C and VSS = COM unless otherwise specified. The dynamic

electrical characteristics are measured using the test circuit shown in Figure 3.

Symbol Definition Figure Min. Typ. Max. Units Test Conditions

VIH Logic “1” input voltage 12 9.5 — —

VIL Logic “0” input voltage 13 — — 6.0

VOH High level output voltage, VBIAS - VO 14 — — 1.2 IO = 0A

VOL Low level output voltage, VO 15 — — 0.1 IO = 0A

ILK Offset supply leakage current 16 — — 50 VB=VS = 500V/600V

IQBS Quiescent VBS supply current 17 — 125 230 VIN = 0V or VDD

IQCC Quiescent VCC supply current 18 — 180 340 VIN = 0V or VDD

IQDD Quiescent VDD supply current 19 — 15 30 VIN = 0V or VDD

IIN+ Logic “1” input bias current 20 — 20 40 VIN = VDD

IIN- Logic “0” input bias current 21 — — 1.0 VIN = 0V

VBSUV+ VBS supply undervoltage positive going 22 7.5 8.6 9.7

threshold

VBSUV- VBS supply undervoltage negative going 23 7.0 8.2 9.4

threshold

VCCUV+ VCC supply undervoltage positive going 24 7.4 8.5 9.6

threshold

VCCUV- VCC supply undervoltage negative going 25 7.0 8.2 9.4

threshold

IO+ Output high short circuit pulsed current 26 2.0 2.5 — VO = 0V, VIN = VDD

PW ≤ 10 µs

IO- Output low short circuit pulsed current 27 2.0 2.5 — VO = 15V, VIN = 0V

PW ≤ 10 µs

Static Electrical CharacteristicsVBIAS (VCC, VBS, VDD) = 15V, TA = 25°C and VSS = COM unless otherwise specified. The VIN, VTH and IIN parameters

are referenced to VSS and are applicable to all three logic input leads: HIN, LIN and SD. The VO and IO parameters are

referenced to COM and are applicable to the respective output leads: HO or LO.

V

µA

V

A

4 www.irf.com

IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF

Functional Block Diagram

Lead DefinitionsSymbol Description

VDD Logic supply

HIN Logic input for high side gate driver output (HO), in phase

SD Logic input for shutdown

LIN Logic input for low side gate driver output (LO), in phase

VSS Logic ground

VB High side floating supply

HO High side gate drive output

VS High side floating supply return

VCC Low side supply

LO Low side gate drive output

COM Low side return

www.irf.com 5

IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF

Lead Assignments

Part Number

14 Lead PDIP

IR2110/IR211316 Lead SOIC (Wide Body)

IR2110S/IR2113S

14 Lead PDIP w/o lead 4

IR2110-1/IR2113-1

14 Lead PDIP w/o leads 4 & 5

IR2110-2/IR2113-2

6 www.irf.com

IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF

Figure 1. Input/Output Timing Diagram Figure 2. Floating Supply Voltage Transient Test Circuit

Figure 3. Switching Time Test Circuit Figure 4. Switching Time Waveform Definition

Figure 6. Delay Matching Waveform DefinitionsFigure 5. Shutdown Waveform Definitions

! """

# #

$# $#

%# %#

# #

%#

$#

'*

#

$#

10µF

0.1µF

V =15Vcc

9 3 657

1

213

1211

10HIN

SD

LIN

HO

LO

0.1µF

10µF

10µF

CL

CL

VB+

-SV

(0 to 500V/600V)

15V

10µF

0.1µF

V =15Vcc

9 3 657

1

213

1211

10HO

0.1µF

OUTPUTMONITOR

10KF6

10KF6

200µH 10KF6

100µF+

IRF820

HV = 10 to 500V/600V

dVS >50 V/nsdt

www.irf.com 7

IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF

Figure 8A. Turn-Off Time vs. Temperature

Figure 7A. Turn-On Time vs. Temperature Figure 7B. Turn-On Time vs. VCC/VBS Supply Voltage

0

50

100

150

200

250

10 12 14 16 18 20

Turn

-On D

elay T

ime (

ns)

Max.

Typ.

0

50

100

150

200

250

-50 -25 0 25 50 75 100 125Temperature (°C)

Turn

-On D

elay T

ime (

ns)

Max.

Typ.

0

50

100

150

200

250

-50 -25 0 25 50 75 100 125Temperature (°C)

Turn

-Off D

elay T

ime (

ns)

Max.

Typ.

0

50

100

150

200

250

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20

Max.

Typ.

Figure 7C. Turn-On Time vs. VDD Supply Voltage

Figure 8B. Turn-Off Time vs. VCC/VBS Supply Voltage

0

50

100

150

200

250

10 12 14 16 18 20

Turn

-Off D

elay T

ime (

ns)

Max.

Typ.

0

50

100

150

200

250

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20

Max.

Typ

Figure 8C. Turn-Off Time vs. VDD Supply Voltage

VDD Supply Voltage (V)

Tu

rn-O

n D

ela

y T

ime

(n

s)

VCC/VBS Supply Voltage (V)

VCC/VBS Supply Voltage (V)VDD Supply Voltage (V)

Tu

rn-O

ff D

ela

y T

ime

(n

s)

8 www.irf.com

IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF

Figure 9B. Shutdown Time vs. VCC/VBS Supply VoltageFigure 9A. Shutdown Time vs. Temperature

0

50

100

150

200

250

10 12 14 16 18 20

Shutd

own D

elay t

ime (

ns) Max.

Typ.

0

50

100

150

200

250

-50 -25 0 25 50 75 100 125Temperature (°C)

Shutd

own D

elay T

ime (

ns)

Max.

Typ.

0

50

100

150

200

250

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20VDD Supply Voltage (V)

Max.

Typ

Shut

dow

n D

elay

Tim

e (n

s)

Figure 9C. Shutdown Time vs. VDD Supply Voltage Figure 10A. Turn-On Rise Time vs. Temperature

0

20

40

60

80

100

-50 -25 0 25 50 75 100 125Temperature (°C)

Turn

-On R

ise T

ime (

ns)

M ax.

Typ.

Figure 10B. Turn-On Rise Time vs. Voltage

0

20

40

60

80

100

10 12 14 16 18 20VBIAS Supply Voltage (V)

Turn

-On R

ise T

ime (

ns)

Max.

Typ.

Figure 11A. Turn-Off Fall Time vs. Temperature

0

10

20

30

40

50

-50 -25 0 25 50 75 100 125Temperature (°C)

Turn

-Off F

all T

ime (

ns)

Max.

Typ.

VCC/VBS Supply Voltage (V)

www.irf.com 9

IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF

Figure 11B. Turn-Off Fall Time vs. Voltage

0

10

20

30

40

50


Turn

-Off F

all T

ime (

ns)

Max.

Typ.

Figure 12A. Logic “1” Input Threshold vs. Tempera-

ture

0.0

3.0

6.0

9.0

12.0

15.0

-50 -25 0 25 50 75 100 125Temperature (°C)

Logic

"1" I

nput

Thre

shold

(V)

Min.Max

Figure 12B. Logic “1” Input Threshold vs. Voltage Figure 13A. Logic “0” Input Threshold vs. Tempera-

ture

0.0

3.0

6.0

9.0

12.0

15.0

-50 -25 0 25 50 75 100 125Temperature (°C)

Logic

"0" I

nput

Thre

shold

(V)

Max.Min.

Figure 13B. Logic “0” Input Threshold vs. Voltage Figure 14A. High Level Output vs. Temperature

0.00

1.00

2.00

3.00

4.00

5.00

-50 -25 0 25 50 75 100 125Temperature (°C)

High

Leve

l Outp

ut Vo

ltage

(V)

Max.

Logic

" 1

" In

put T

hre

shold

(V

)

0

3

6

9

12

15

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20

Max.

VDD Logic Supply Voltage (V)

0

3

6

9

12

15

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20

Min.

Logic

"0"

Input T

hre

shold

(V

)


10 www.irf.com

IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF

Figure 14B. High Level Output vs. Voltage

0.00

1.00

2.00

3.00

4.00

5.00


High

Leve

l Outp

ut Vo

ltage

(V)

M ax.

Figure 15A. Low Level Output vs. Temperature

0.00

0.20

0.40

0.60

0.80

1.00

-50 -25 0 25 50 75 100 125Temperature (°C)

Low

Leve

l Outp

ut Vo

ltage

(V)

Max.

Figure 15B. Low Level Output vs. Voltage

0.00

0.20

0.40

0.60

0.80

1.00


Low

Leve

l Outp

ut Vo

ltage

(V)

M ax.

Figure 16A. Offset Supply Current vs. Temperature

0

100

200

300

400

500

-50 -25 0 25 50 75 100 125Temperature (°C)

Offse

t Sup

ply Le

akag

e Cur

rent

(µA)

Max.

Figure 16B. Offset Supply Current vs. Voltage

0

100

200

300

400

500

0 100 200 300 400 500 600

VB Boost Voltage (V)

Offse

t Sup

ply Le

akag

e Cur

rent

(µA)

Max.

IR2110 IR2113

Figure 17A. VBS Supply Current vs. Temperature

0

100

200

300

400

500

-50 -25 0 25 50 75 100 125Temperature (°C)

V BS S

upply

Cur

rent

(µA)

Max.

Typ.

www.irf.com 11

IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF

Figure 19B. VDD Supply Current vs. VDD Voltage Figure 20A. Logic “1” Input Current vs. Temperature

0

20

40

60

80

100

-50 -25 0 25 50 75 100 125Temperature (°C)

Logic

"1" I

nput

Bias

Cur

rent

(µA)

Max.

Typ.

Figure 17B. VBS Supply Current vs. Voltage

0

100

200

300

400

500

10 12 14 16 18 20VBS Floating Supply Voltage (V)

V BS S

upply

Cur

rent

(µA)

Max.

Typ.

Figure 18A. VCC Supply Current vs. Temperature

0

125

250

375

500

625

-50 -25 0 25 50 75 100 125Temperature (°C)

V CC S

upply

Cur

rent

(µA)

Max.

Typ.

Figure 18B. VCC Supply Current vs. Voltage

0

125

250

375

500

625

10 12 14 16 18 20VCC Fixed Supply Voltage (V)

V CC S

upply

Cur

rent

(µA)

Max.

Typ.

Figure 19A. VDD Supply Current vs. Temperature

0

20

40

60

80

100

-50 -25 0 25 50 75 100 125Temperature (°C)

V DD S

upply

Cur

rent

(µA)

Max.

Typ.

0

10

20

30

40

50

60

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20

VD

D S

upply

Curr

ent

(µA

)


12 www.irf.com

IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF

Figure 21A. Logic “0” Input Current vs. Temperature

Figure 21B. Logic “0” Input Current vs. VDD Voltage

Figure 20B. Logic “1” Input Current vs. VDD Voltage

0.00

1.00

2.00

3.00

4.00

5.00

-50 -25 0 25 50 75 100 125Temperature (°C)

Logic

"0" I

nput

Bias

Cur

rent

(µA)

Max.

6.0

7.0

8.0

9.0

10.0

11.0

-50 -25 0 25 50 75 100 125Temperature (°C)

V BS U

nder

volta

ge Lo

ckou

t + (V

)

Max.

Typ.

Min.

Figure 22. VBS Undervoltage (+) vs. Temperature

Figure 23. VBS Undervoltage (-) vs. Temperature

6.0

7.0

8.0

9.0

10.0

11.0

-50 -25 0 25 50 75 100 125Temperature (°C)

V BS U

nder

volta

ge Lo

ckou

t - (V

)

Max.

Typ.

Min.

6.0

7.0

8.0

9.0

10.0

11.0

-50 -25 0 25 50 75 100 125Temperature (°C)

V CC U

nder

volta

ge Lo

ckou

t + (V

)

Max.

Typ.

Min.

Figure 24. VCC Undervoltage (+) vs. Temperature

Logic

“1”

Input B

ias C

urr

ent (µ

A)


0

10

20

30

40

50

60

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20

Logic

“0”

Input B

ias C

urr

ent (µ

A)


0

1

2

3

4

5

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20

www.irf.com 13

IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF

Figure 26B. Output Source Current vs. Voltage

0.00

1.00

2.00

3.00

4.00

5.00


Outpu

t Sou

rce C

urre

nt (A

)

Min.

Typ.

Figure 27A. Output Sink Current vs. Temperature

0.00

1.00

2.00

3.00

4.00

5.00

-50 -25 0 25 50 75 100 125Temperature (°C)

Outpu

t Sink

Cur

rent

(A)

Min.

Typ.

Figure 27B. Output Sink Current vs. Voltage

0.00

1.00

2.00

3.00

4.00

5.00


Outpu

t Sink

Cur

rent

(A)

Min.

Typ.

Figure 28. IR2110/IR2113 TJ vs. Frequency

(IRFBC20) RGATE = 33ΩΩΩΩΩ, VCC = 15V

0

25

50

75

100

125

150

1E+2 1E+3 1E+4 1E+5 1E+6Frequency (Hz)

Junc

tion T

empe

ratur

e (°C

)

320V

140V

10V

Figure 25. VCC Undervoltage (-) vs. Temperature

6.0

7.0

8.0

9.0

10.0

11.0

-50 -25 0 25 50 75 100 125Temperature (°C)

V CC U

nder

volta

ge Lo

ckou

t - (V

)

Max.

Typ.

Min.

Figure 26A. Output Source Current vs. Temperature

0.00

1.00

2.00

3.00

4.00

5.00

-50 -25 0 25 50 75 100 125Temperature (°C)

Outpu

t Sou

rce C

urre

nt (A

)

Min.

Typ.

14 www.irf.com

IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF

Figure 29. IR2110/IT2113 TJ vs. Frequency


0

25

50

75

100

125

150


Junc

tion T

empe

ratur

e (°C

)

320V

140V

10V



0

25

50

75

100

125

150


Junc

tion T

empe

ratur

e (°C

)

320V 140V

10V


(IRFPE50) RGATE = 10ΩΩΩΩΩ, VCC = 15V

0

25

50

75

100

125

150


Junc

tion T

empe

ratur

e (°C

)

320V 140V

10V

Figure 32. IR2110S/IR2113S TJ vs. Frequency


0

25

50

75

100

125

150


Junc

tion T

empe

ratur

e (°C

)

320V 140V

10V



0

25

50

75

100

125

150


Junc

tion T

empe

ratur

e (°C

)

320V 140V

10V



0

25

50

75

100

125

150


Junc

tion T

empe

ratur

e (°C

)

320V 140V

10V

www.irf.com 15

IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF


(IRFPE50) RGATE = 10ΩΩΩΩΩ, VCC = 15V

0

25

50

75

100

125

150


Junc

tion T

empe

ratur

e (°C

)

320V 140V 10V

Figure 36. Maximum VS Negative Offset vs.

VBS Supply Voltage

-10.0

-8.0

-6.0

-4.0

-2.0

0.0

10 12 14 16 18 20VBS Floating Supply Voltage (V)

V S O

ffset

Supp

ly Vo

ltage

(V) Typ.

Figure 37. Maximum VSS Positive Offset vs.

VCC Supply Voltage

0.0

4.0

8.0

12.0

16.0

20.0

10 12 14 16 18 20VCC Fixed Supply Voltage (V)

V SS L

ogic

Supp

ly Of

fset V

oltag

e (V)

Typ.

16 www.irf.com

IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF

01-601001-3002 03 (MS-001AC)14-Lead PDIP

Case Outlines

14-Lead PDIP w/o Lead 401-6010

01-3008 02 (MS-001AC)

www.irf.com 17

IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF

16-Lead SOIC (wide body)01 6015

01-3014 03 (MS-013AA)

16 Lead PDIP w/o Leads 4 & 5 01-6015

01-3010 02

18 www.irf.com

IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF

LEADFREE PART MARKING INFORMATION

ORDER INFORMATION

14-Lead PDIP IR2110 order IR2110PbF14-Lead PDIP IR2110-1 order IR2110-1PbF14-Lead PDIP IR2110-2 order IR2110-2PbF14-Lead PDIP IR2113 order IR2113PbF14-Lead PDIP IR2113-1 order IR2113-1PbF14-Lead PDIP IR2113-2 order IR2113-2PbF16-Lead SOIC IR2110S order IR2110SPbF16-Lead SOIC IR2113S order IR2113SPbF

Lead Free ReleasedNon-Lead FreeReleased

Part number

Date code

IRxxxxxx

YWW?

?XXXXPin 1Identifier

IR logo

Lot Code(Prod mode - 4 digit SPN code)

Assembly site code

P

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IR WORLD HEADQUARTERS: 233 Kansas St., El Segundo, California 90245 Tel: (310) 252-7105

This product has been qualified per industrial level

Data and specifications subject to change without notice 3/23/2005

Part only available Lead Free


ANEXO D: 6N137

166

8

1

8

1

8

1

1

2

3

4 5

6

7

8N/C

_

VCC

VE

VO

GND

+

N/C

VF

FEATURES• Very high speed-10 MBit/s• Superior CMR-10 kV/µs• Double working voltage-480V• Fan-out of 8 over -40°C to +85°C• Logic gate output• Strobable output• Wired OR-open collector• U.L. recognized (File # E90700)

DESCRIPTIONThe 6N137, HCPL-2601/2611 single-channel and HCPL-2630/2631 dual-channeloptocouplers consist of a 850 nm AlGaAS LED, optically coupled to a very highspeed integrated photodetector logic gate with a strobable output. This outputfeatures an open collector, thereby permitting wired OR outputs. The coupledparameters are guaranteed over the temperature range of -40°C to +85°C. Amaximum input signal of 5 mA will provide a minimum output sink current of 13mA (fan out of 8).An internal noise shield provides superior common mode rejection of typically 10kV/µs. The HCPL- 2601 and HCPL- 2631 has a minimum CMR of 5 kV/µs. The HCPL-2611 has a minimum CMR of 10 kV/µs.

APPLICATIONS • Ground loop elimination • LSTTL to TTL, LSTTL or 5-volt CMOS• Line receiver, data transmission• Data multiplexing• Switching power supplies• Pulse transformer replacement• Computer-peripheral interface

Input Enable Output

H H L

L H H

H L H

L L H

H NC L

L NC H

A 0.1 µF bypass capacitor must be connected between pins 8 and 5. (See note 1)

TRUTH TABLE

(Positive Logic)

8/10/99 200002A

1

2

3

4 5

6

7

8+

_

VF1

VCC

V01

V02

GND

VF2

_

+

Dual-channel circuit drawing

Single-channel circuit drawing

HIGH SPEED-10 MBit/sLOGIC GATE OPTOCOUPLERS

SINGLE-CHANNEL DUAL-CHANNEL6N137 HCPL-2630HCPL-2601 HCPL-2631HCPL-2611

RECOMMENDED OPERATING CONDITIONSParameter Symbol Min Max Units

Input Current, Low Level IFL 0 250 µA

Input Current, High Level IFH *6.3 15 mA

Supply Voltage, Output VCC 4.5 5.5 V

Enable Voltage, Low Level VEL 0 0.8 V

Enable Voltage, High Level VEH 2.0 VCC V

Low Level Supply Current TA -40 +85 °C

Fan Out (TTL load) N 8

Parameter Symbol Value Units

Storage Temperature TSTG -55 to +125 °C

Operating Temperature TOPR -40 to +85 °C

Lead Solder Temperature TSOL 260 for 10 sec °C

EMITTER

DC/Average Forward Single channel IF50

mA

Input Current Dual channel (Each channel) 30

Enable Input Voltage Single channel VE 5.5 V

Not to exceed VCC by more than 500 mV

Reverse Input Voltage Each channel VR 5.0 V

Power Dissipation Single channelPI

100mW

Dual channel (Each channel) 45

DETECTOR

Supply VoltageVCC 7.0 V

(1 minute max)

Output Current Single channelIO

50mA

Dual channel (Each channel) 50

Output Voltage Each channel VO 7.0 V

Collector Output Single channelPO

85mW

Power Dissipation Dual channel (Each channel) 60

ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS (No derating required up to 85°C)

* 6.3 mA is a guard banded value which allows for at least 20 % CTR degradation. Initial input current threshold value is 5.0 mA or less



8/10/99 200002A

AC Characteristics Test Conditions Symbol Min Typ** Max UnitPropagation Delay Time (Note 4) (TA =25°C)

TPLH20 45 75

nsto Output High Level (RL = 350 !, CL = 15 pF) (Fig. 12) 100Propagation Delay Time (Note 5) (TA =25°C)

TPHL25 45 75

nsto Output Low Level (RL = 350 !, CL = 15 pF) (Fig. 12) 100Pulse Width Distortion (RL = 350 !, CL = 15 pF) (Fig. 12) "TPHL-TPLH" 3 35 ns

Output Rise Time (10-90%)(RL = 350 !, CL = 15 pF)

tr 50 ns(Note 6) (Fig. 12)

Output Fall Time (90-10%)(RL = 350 !, CL = 15 pF)

tf 12 ns(Note 7) (Fig. 12)

Enable Propagation Delay Time (IF = 7.5 mA, VEH = 3.5 V)tELH 20 nsto Output High Level (RL = 350 !, CL = 15 pF) (Note 8) (Fig. 13)

Enable Propagation Delay Time (IF = 7.5 mA, VEH = 3.5 V)tEHL 20 nsto Output Low Level (RL = 350 !, CL = 15 pF) (Note 9) (Fig. 13)

Common Mode Transient Immunity (TA =25°C) "VCM" = 50 V, (Peak)(at Output High Level) (IF = 0 mA, VOH (Min.) = 2.0 V)

"CMH" V/µs6N137, HCPL-2630 (RL = 350 !) (Note 10) 10,000HCPL-2601, HCPL-2631 (Fig. 14) 5000 10,000HCPL-2611 "VCM" = 400 V 10,000 15,000(RL = 350 !) (IF = 7.5 mA, VOL (Max.) = 0.8 V)

10,000Common Mode 6N137, HCPL-2630 "VCM" = 50 V (Peak)"CML" V/µsTransient Immunity HCPL-2601, HCPL-2631 (TA =25°C)

5000 10,000(at Output Low Level) (Note 11) (Fig. 14)HCPL-2611 (TA =25°C) "VCM" = 400 V 10,000 15,000

SWITCHING CHARACTERISTICS (TA = -40°C to +85°C, VCC = 5 V, IF = 7.5 mA Unless otherwise specified.)

Parameter Test Conditions Symbol Min Typ** Max UnitEMITTER (IF = 10 mA)

VF1.8

VInput Forward Voltage TA =25°C 1.4 1.75Input Reverse Breakdown Voltage (IR = 10 µA) BVR 5.0 VInput Capacitance (VF = 0, f = 1 MHz) CIN 60 pFInput Diode Temperature Coefficient (IF = 10 mA) #VF/#TA -1.4 mV/°C

DETECTOR7 10High Level Supply Current Single Channel (VCC = 5.5 V, IF = 0 mA) ICCH mA

Dual Channel (VE = 0.5 V) 15 20Low Level Supply Current Single Channel (VCC = 5.5 V, IF = 10 mA)

ICCL9 13

mADual Channel (VE = 0.5 V) 19 26Low Level Enable Current (VCC = 5.5 V, VE = 0.5 V) IEL -0.8 -1.6 mAHigh Level Enable Current (VCC = 5.5 V, VE = 2.0 V) IEH -0.6 -1.6 mAHigh Level Enable Voltage (VCC = 5.5 V, IF = 10 mA) VEH 2.0 VLow Level Enable Voltage (VCC = 5.5 V, IF = 10 mA) (Note 3) VEL 0.8 V

INDIVIDUAL COMPONENT CHARACTERISTICS

ELECTRICAL CHARACTERISTICS (TA = -40°C to +85°C Unless otherwise specified.)



8/10/99 200002A

Characteristics Test Conditions Symbol Min Typ** Max Unit

Input-Output (Relative humidity = 45%)

Insulation Leakage Current (TA = 25°C, t = 5 s)II-O 1.0* µA

(VI-O = 3000 VDC)

(Note 12)

Withstand Insulation Test Voltage (RH < 50%, TA = 25°C)VISO 2500 VRMS(Note 12) ( t = 1 min.)

Resistance (Input to Output) (VI-O = 500 V) (Note 12) RI-O 1012 !

Capacitance (Input to Output) (f = 1 MHz) (Note 12) CI-O 0.6 pF

ISOLATION CHARACTERISTICS (TA = -40°C to +85°C Unless otherwise specified.)

** All typical values are at VCC = 5 V, TA = 25°C

1. The VCC supply to each optoisolator must be bypassed by a 0.1µF capacitor or larger. This can be either a ceramic or solid tantalumcapacitor with good high frequency characteristic and should be connected as close as possible to the package VCC and GND pins of each device.

2. Each channel.3. Enable Input - No pull up resistor required as the device has an internal pull up resistor.4. tPLH - Propagation delay is measured from the 3.75 mA level on the HIGH to LOW transition of the input current pulse to the 1.5 V

level on the LOW to HIGH transition of the output voltage pulse.5. tPHL - Propagation delay is measured from the 3.75 mA level on the LOW to HIGH transition of the input current pulse to the 1.5 V

level on the HIGH to LOW transition of the output voltage pulse.6. tr - Rise time is measured from the 90% to the 10% levels on the LOW to HIGH transition of the output pulse.7. tf - Fall time is measured from the 10% to the 90% levels on the HIGH to LOW transition of the output pulse.8. tELH - Enable input propagation delay is measured from the 1.5 V level on the HIGH to LOW transition of the input voltage pulse

to the 1.5 V level on the LOW to HIGH transition of the output voltage pulse.9. tEHL - Enable input propagation delay is measured from the 1.5 V level on the LOW to HIGH transition of the input voltage pulse

to the 1.5 V level on the HIGH to LOW transition of the output voltage pulse.10. CMH - The maximum tolerable rate of rise of the common mode voltage to ensure the output will remain in the high state

(i.e., VOUT > 2.0 V). Measured in volts per microsecond (V/µs).11. CML - The maximum tolerable rate of rise of the common mode voltage to ensure the output will remain in the low output state

(i.e., VOUT < 0.8 V). Measured in volts per microsecond (V/µs).12. Device considered a two-terminal device: Pins 1,2,3 and 4 shorted together, and Pins 5,6,7 and 8 shorted together.

NOTES

DC Characteristics Test Conditions Symbol Min Typ** Max Unit

High Level Output Current (VCC = 5.5 V, VO = 5.5 V)IOH 100 µA

(IF = 250 µA, VE = 2.0 V) (Note 2)

Low Level Output Current (VCC = 5.5 V, IF = 5 mA)VOL .35 .06 V

(VE = 2.0 V, ICL = 13 mA) (Note 2)

Input Threshold Current(VCC = 5.5 V, VO = 0.6 V,

IFT 3 5 mAVE = 2.0 V, IOL = 13 mA)

TRANSFER CHARACTERISTICS (TA = -40°C to +85°C Unless otherwise specified.)



8/10/99 200002A

Fig.1 Low Level Output Voltage vs. Ambient Temperature

TA - Ambient Temperature (˚C)



-40 -20 0 20 40 60 80

VO

L-Lo

w L

evel

Out

put V

olta

ge (

V)

0.0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5

0.6

0.7

0.8

IOL = 16 mA

IF - Forward Current (mA)

Fig. 4 Low Level Output Current vs. Ambient Temperature

-40 -20 0 20 40 60 80

I OL

- Low

Lev

el O

utpu

t Cur

rent

(m

A)

20

25

30

35

40

45

50

IF = 5 mA

IF = 10 mA

IF = 15 mA

Fig. 5 Input Threshold Current vs. Ambient Temperature

-40 -20 0 20 40 60 80

I FT -

Inpu

t Thr

esho

ld C

urre

nt (

mA

)

1

2

3

4

RL = 350 !

RL = 1k !

RL = 4k !

Fig. 6 Output Voltage vs. Input Forward Current

0 1 2 3 4 5 6

VO

- O

utpu

t Vol

tage

(V

)

0

1

2

3

4

5

6

RL = 350 !

RL = 1k ! RL =4k !

IOL = 6.4 mA

IOL = 9.6 mA

IOL = 12.8 mA

Conditions:IF = 5 mAVE = 2 VVCC = 5.5V

Conditions:VCC = 5.0 VVO = 0.6 V

Fig. 2 Input Diode Forward Voltage vs. Forward Current

VF - Forward Voltage (V)

0.9 1.0 1.1 1.2 1.3 1.4 1.5 1.6

I F =

For

war

d C

urre

nt (

mA

)

0.001

0.01

0.1

1

101630

Conditions:VCC = 5 VVE = 2 VVOL = 0.6 V

Fig.3 Switching Time vs. Forward Current

IF - Forward Current (mA)

5 7 9 11 13 15

TP -

Pro

paga

tion

Del

ay (

ns)

0

20

40

60

80

100

120

VCC = 5 V

RL = 1 k (TPLH)

RL = 4 k! (TPLH)

RL = 350 ! (TPLH)

RL = 1 k!RL = 4 k!RL = 350 k!

(TPHL)

!$$



8/10/99 200002A

Fig. 7 Pulse Width Distortion vs. Temperature

TA - Temperature (˚C) TA - Temperature (˚C)

-60 -40 -20 0 20 40 60 80 100

PW

D -

Pul

se W

idth

Dis

tort

ion

(ns)

0

20

40

60

80

RL = 4 k!

RL = 1 k!RL = 350 !

FConditions:I = 7.5 mAVCC = 5 V

Fig. 8 Rise and Fall Time vs. Temperature

-60 -40 -20 0 20 40 60 80 100

Tr/T

f - R

ise

and

Fall

Tim

e (n

s)0

100

200

300

400

500

600

LR = 4 k!$(tr)

Conditions:IF = 7.5 mAVCC = 5 V

RL = 1 k!$(tr)

RL = 350 !$(tr)

RL = 1 k!RL = 4 k!$$$$ (tf)RL = 350 !$

Fig. 9 Enable Propagation Delay vs. Temperature

TA-Temperature (˚C)

-60 -40 -20 0 20 40 60 80 100

TE-E

nabl

e P

ropa

gatio

n D

elay

(ns

)

0

20

40

60

80

100

120

RL = 4 k !$(TELH)

RL = 1 k !$(TELH)

RL = 350 !$(TELH)

RL = 350 !RL = 1 k !RL = 4 k !

(TEHL)]

Fig. 10 Switching Time vs. Temperature


-60 -40 -20 0 20 40 60 80 100

TP-P

ropa

gatio

n D

elay

(ns

)

20

40

60

80

100

120

RL = 1 k !$TPLH

RL = 350 !$TPLH

RL = 4 k !$TPLH

RL = 1 k !RL = 4 k !RL = 350 !

TPHL

Fig. 11 High Level Output Currentvs. Temperature


-60 -40 -20 0 20 40 60 80 100

I OH

-Hig

h Le

vel O

utpu

t Cur

rent

(µA

)

0

5

10

15

20

VCC = 5.5 VConditions:

VO = 5.5 VVE = 2.0 VIF = 250 µA

]

]


8/10/99 200002A


47!

PHLt

FI = 7.5 mA

1.5 V

90%

10%

7.5 mA

+5V

1.5 V

3.0 V

1.5 V

3

2

1

4

8

7

6

5

4 5

Pulse

1

2

3

Generatortr = 5nsZ = 50V!O

8

7

6

+5V

GND

PLHt

I = 3.75 mAF

OutputO(V )

Input(I )F

Output(V )O

ft rt

CCV

Output(V )O

LR

CL(I )

Input

F

Monitor

OZ = 50V

PulseGeneratortr = 5ns

! (V )E

InputMonitor

GND

VCC

O(V )Output

LR

LC

(V )Output

O

Input(V )E

EHLt tELH

bypass.1 f %

bypass.1 f %

Fig. 12 Test Circuit and Waveforms for tPLH, tPHL, tr and tf.

Fig. 13 Test Circuit tEHL and tELH.



8/10/99 200002A

+5V

Peak

3

2

1

4

8

7

6

5GND

VCC

O(V )Output

350!

VCM

FFV

A

B

Pulse Gen

IF

CMV0V

OV

5VSwitching Pos. (A), I = 0F

OV (Max)

CM

0.5 VOV

Switching Pos. (B), I = 7.5 mAF

H

CML

V (Min)O

bypass.1 f %

Fig. 14 Test Circuit Common Mode Transient Immunity



8/10/99 200002A

NOTE

All dimensions are in inches (millimeters)


Package Dimensions (Surface Mount)

Lead Coplanarity : 0.004 (0.10) MAX

0.270 (6.86)0.250 (6.35)

0.390 (9.91)0.370 (9.40)

0.022 (0.56)0.016 (0.41)

0.100 (2.54)TYP

0.020 (0.51)MIN

0.070 (1.78)0.045 (1.14)

0.300 (7.62)TYP

0.405 (10.30)MIN

0.315 (8.00)MIN

0.045 [1.14]

3 2 14

5 6 7 8

PIN 1ID.

0.016 (0.41)0.008 (0.20)

Package Dimensions (Through Hole)

0.200 (5.08)0.115 (2.92)

0.100 (2.54) TYP

0.022 (0.56)0.016 (0.41)

0.020 (0.51) MIN

0.390 (9.91)0.370 (9.40)

0.270 (6.86)0.250 (6.35)

PIN 1ID.

3

0.070 (1.78)0.045 (1.14)

24 1

5 6 7 8

0.300 (7.62)TYP

0.154 (3.90)0.120 (3.05)

0.016 (0.40)0.008 (0.20)

15° MAX

SE

AT

ING

PLA

NE

Package Dimensions (0.4”Lead Spacing)

0.200 (5.08)0.115 (2.92)

0.100 (2.54) TYP

0.022 (0.56)0.016 (0.41)

0.004 (0.10) MIN

0.390 (9.91)0.370 (9.40)

0.270 (6.86)0.250 (6.35)

3

0.070 (1.78)0.045 (1.14)

24 1

5 6 7 8

0.400 (10.16)TYP

0.154 (3.90)0.120 (3.05)

0.016 (0.40)0.008 (0.20)

0° to15°

PIN 1ID.

SE

AT

ING

PLA

NE


8/10/99 200002A


8/10/99 200002A

Corporate Headquarters North American Sales European SalesQT Optoelectronics QT Optoelectronics Quality Technologies Deutschland GmbH

610 North Mary Avenue 16775 Addison Rd.,Suite 200 Max-Huber-Strasse 8Sunnyvale, CA 94086 Addison, TX 75001 D-85737 Ismaning, Germany(408) 720-1440 Phone (972) 447-1300 Phone 49 [0] 89/96.30.51 Phone

(408) 720-0848 Fax (972) 447-0784 Fax 49 [0] 89/96.54.74 Fax

European Sales Asia/Pacific Sales European SalesQT Optoelectronics QT Optoelectronics Quality Technologies (U.K) Ltd.

“Le Levant” B613, 6th Floor 10, Prebendal Court, Oxford Road2, rue du Nouveau Bercy East Wing, Wisma Tractors Aylesbury, Buckinghamshire

F-94277-CHARENTON-LE PONT Cedex Jalan SS16/1, Subang Jaya HP19-3EY United KingdomFRANCE 47500 Petaling Jaya 44 [0] 1296/30.44.99 Phone

33 [0] 1.45.18.78.78 Phone Selangor Darul Eshan, Malaysia 44 [0] 1296/39.24.32 Fax33 [0] 1.43.75.77.57 Fax 603/735-2417 Phone

603/736-3382 Fax

Call QT Optoelectronics for more information or the phone number of your nearest distributor.United States 800-533-6786 • France 33 [0] 1.45.18.78.78 • Germany 49 [0] 89/96.30.51 • United Kingdom 44 [0] 1296 394499 • Asia/Pacific 603-7352417

www.qtopto.com

R2 .R2 Opto Plus Reliability Conditioning

S .S Surface Mount Lead Bend

SD .SD Surface Mount; Tape and reel

W .W 0.4” Lead Spacing

OrderEntry

Option Identifier Description

4.0 ± 0.1

Ø1.55 ± 0.05

User Direction of Feed

4.0 ± 0.1

1.75 ± 0.10

7.5 ± 0.1

16.0 ± 0.3

12.0 ± 0.1

0.30 ± 0.05

13.2 ± 0.2

4.90 ± 0.20

0.1 MAX 10.30 ± 0.20

10.30 ± 0.20

Ø1.6 ± 0.1

QT Carrier Tape Specifications (“D” Taping Orientation)

ORDERING INFORMATION



ANEXO E: Programa Microcontrolador

;******************************************************************* ;* This stationery serves as the framework for a user application. * ;* For a more comprehensive program that demonstrates the more * ;* advanced functionality of this processor, please see the * ;* demonstration applications, located in the examples * ;* subdirectory of the "Freescale CodeWarrior for HC08" program * ;* directory. * ;******************************************************************* include derivative.inc xdef _Startup,INICIO main: _Startup ;***************************************************************** ;* Definición de variables en la RAM * ;***************************************************************** org Z_RAMStart Re0 rmb 1 ; Resultado de la conversion A/D k1 rmb 1 Se rmb 1 Tri rmb 1 CONTS rmb 1 CONTT rmb 1 AMPL rmb 1 A1 rmb 1 A2 rmb 1 ;***************************************************************** ;* Programa en la FLASH * ;***************************************************************** org ROMStart INICIO: rsp ; Inicializa registros de la CPU clra clrx bset 0,CONFIG1 ; Desactiva el COP mov #%01100000,ADCLK ; De esta forma se divide la frecuencia del ;oscilador en 8; cpon lo bclr 0,DDRB ; Se configura la entrada al CAD mov #$FF,DDRA ; #$0F Para el original – Contro

del puente mov #$00,CONTS mov #$00,CONTT mov #0t,k1 mov #$FF,PTA PRINCIPAL: clra clrx

177


mov #$00,A1 mov #$00,A2 mov #$00,Re0 mov #$00,AMPL jsr CAD ldx Re0 lda AMPLITUD,x sta AMPL sta A1 ;ldx #10t ;mul ;tax ;sthx A1 lda #100t sub A1 sta A2 P1: jsr COMPARADOR ldx CONTS lda SEN,x ldx AMPL mul pshx pulh ldx #100t div add A2 sta Se clrh ldx CONTT lda TRIANGULAR,x sta Tri lda Se cmp TRIANGULAR,x blo Pulso_alto

bra Pulso_bajo Seno_fin: mov #$00,CONTS lda k1 cbeqa #1t,Nuevo mov #1t,k1 mov #$00,CONTT jmp P1 Trian_fin: mov #$00,CONTT jmp P1 Nuevo: mov #$00,CONTS mov #$00,CONTT mov #$00,k1 jmp PRINCIPAL fin: lda CONTS cbeqa #127t,Seno_fin inc CONTS lda CONTT cbeqa #17t,Trian_fin inc CONTT jmp P1 Pulso_alto: ;lda PTA ;cbeqa #$09,Igual1 ;mov #$FF,PTA ;jsr Tiempo

178


Igual1: lda k1 cbeqa #1t,Negativo_Alto ;mov Tri,PTA ;mov Se,PTA mov #$09,PTA jmp fin Negativo_Alto: ;lda PTA ;cbeqa #$06,Igual2 ;mov #$FF,PTA ;jsr Tiempo Igual2: lda k1 ;mov Tri,PTA ;mov Se,PTA mov #$06,PTA jmp fin Pulso_bajo: ;lda PTA ;cbeqa #$06,Igual3 ;mov #$FF,PTA ;jsr Tiempo Igual3: lda k1 cbeqa #1t,Negativo_Bajo ;mov Tri,PTA ;mov Se,PTA mov #$06,PTA jmp fin Negativo_Bajo: ;lda PTA ;cbeqa #$09,Igual4 ;mov #$FF,PTA ;jsr Tiempo Igual4: lda k1 ;mov Tri,PTA ;mov Se,PTA mov #$09,PTA jmp fin ;**************************************************************** ;*Subrutina para el convertidor * ;**************************************************************** CAD: ora #%00100000 ; Se configura el convertidor en modo ;continuo y se escoge como entrada el canal ;0

sta ADSCR brclr 7,ADSCR,* lda ADR ; Se lee la primera conversion que sireve

;para estavilizar el conversor y borrar el ;indicador coco

brclr 7,ADSCR,* mov #%00011111,ADSCR ; Apaga el modulo CAD mov ADR,Re0 ; Guarda el resultado de la conversion rts

;***************************************************************** ;*Retardo * ;***************************************************************** COMPARADOR: lda #1t ;(2) Lazo1: ldhx #6t ;(3) Lazo2: aix #-1 ;(2)

cphx #0t ;(3) bne Lazo2 ;(3)

179


deca ;(3) cmpa #0t ;(3) bne Lazo1 ;(3) rts ;(6) ;***************************************************************** ;*Retardo de 55microsegundos * ;***************************************************************** Tiempo: lda #0t ;(2) Lazo3: ldhx #1t ;(3) Lazo4: aix #-1 ;(2) cphx #0t ;(3) bne Lazo4 ;(3) cmpa #0t ;(3) bne Lazo3 ;(3) rts ;(6) ;***************************************************************** ;*Señal senoidal * ;***************************************************************** SEN: dc.b 128t dc.b 130t dc.b 133t dc.b 136t dc.b 139t dc.b 143t dc.b 145t dc.b 149t dc.b 152t dc.b 154t dc.b 158t dc.b 161t dc.b 165t dc.b 167t dc.b 170t dc.b 172t dc.b 176t dc.b 179t dc.b 181t dc.b 184t dc.b 188t dc.b 190t dc.b 193t dc.b 195t dc.b 198t dc.b 200t dc.b 203t dc.b 206t dc.b 208t dc.b 211t dc.b 213t dc.b 215t dc.b 217t dc.b 220t dc.b 222t dc.b 224t dc.b 226t dc.b 227t dc.b 230t dc.b 231t

180


dc.b 234t dc.b 235t dc.b 236t dc.b 239t dc.b 240t dc.b 241t dc.b 243t dc.b 244t dc.b 245t dc.b 247t dc.b 248t dc.b 248t dc.b 249t dc.b 250t dc.b 252t dc.b 252t dc.b 253t dc.b 253t dc.b 253t dc.b 254t dc.b 254t dc.b 254t dc.b 254t dc.b 254t dc.b 255t dc.b 254t dc.b 254t dc.b 254t dc.b 254t dc.b 254t dc.b 253t dc.b 253t dc.b 253t dc.b 252t dc.b 252t dc.b 250t dc.b 249t dc.b 248t dc.b 248t dc.b 247t dc.b 245t dc.b 244t dc.b 243t dc.b 241t dc.b 240t dc.b 239t dc.b 236t dc.b 235t dc.b 234t dc.b 231t dc.b 230t dc.b 227t dc.b 226t dc.b 224t dc.b 222t dc.b 220t dc.b 217t dc.b 215t dc.b 213t dc.b 211t dc.b 208t dc.b 206t

181



182



183


dc.b 40t dc.b 43t dc.b 46t dc.b 48t dc.b 51t dc.b 53t dc.b 56t dc.b 58t dc.b 61t dc.b 64t dc.b 66t dc.b 70t dc.b 72t dc.b 75t dc.b 78t dc.b 81t dc.b 84t dc.b 87t dc.b 89t dc.b 93t dc.b 96t dc.b 99t dc.b 102t dc.b 104t dc.b 108t dc.b 111t dc.b 115t dc.b 117t dc.b 121t dc.b 124t ;***************************************************************** ;*Señal triangular * ;***************************************************************** TRIANGULAR: dc.b 128t

dc.b 157t dc.b 188t dc.b 217t dc.b 248t dc.b 234t dc.b 203t dc.b 174t dc.b 144t dc.b 113t dc.b 84t dc.b 53t dc.b 24t dc.b 6t dc.b 35t dc.b 66t dc.b 96t dc.b 125t

;*********************************************************************** ;*Amplitud * ;*********************************************************************** AMPLITUD: dc.b 99t ; 00000000 0

dc.b 99t ; 00000001 0.019607843 dc.b 99t ; 00000010 0.039215686

184


dc.b 99t ; 00000011 0.058823529 dc.b 99t ; 00000100 0.078431373 dc.b 99t ; 00000101 0.098039216 dc.b 99t ; 00000110 0.117647059 dc.b 99t ; 00000111 0.137254902 dc.b 99t ; 00001000 0.156862745 dc.b 99t ; 00001001 0.176470588 dc.b 99t ; 00001010 0.196078431 dc.b 99t ; 00001011 0.215686275 dc.b 99t ; 00001100 0.235294118 dc.b 99t ; 00001101 0.254901961 dc.b 99t ; 00001110 0.274509804 dc.b 99t ; 00001111 0.294117647 dc.b 99t ; 00010000 0.31372549 dc.b 99t ; 00010001 0.333333333 dc.b 99t ; 00010010 0.352941176 dc.b 99t ; 00010011 0.37254902 dc.b 99t ; 00010100 0.392156863 dc.b 99t ; 00010101 0.411764706 dc.b 99t ; 00010110 0.431372549

dc.b 99t ; 00010111 0.450980392 dc.b 99t ; 00011000 0.470588235 dc.b 99t ; 00011001 0.490196078 dc.b 99t ; 00011010 0.509803922 dc.b 99t ; 00011011 0.529411765 dc.b 99t ; 00011100 0.549019608 dc.b 99t ; 00011101 0.568627451 dc.b 99t ; 00011110 0.588235294 dc.b 99t ; 00011111 0.607843137 dc.b 99t ; 00100000 0.62745098 dc.b 99t ; 00100001 0.647058824 dc.b 99t ; 00100010 0.666666667 dc.b 99t ; 00100011 0.68627451 dc.b 99t ; 00100100 0.705882353 dc.b 99t ; 00100101 0.725490196 dc.b 99t ; 00100110 0.745098039 dc.b 99t ; 00100111 0.764705882 dc.b 99t ; 00101000 0.784313725 dc.b 99t ; 00101001 0.803921569 dc.b 99t ; 00101010 0.823529412 dc.b 99t ; 00101011 0.843137255 dc.b 99t ; 00101100 0.862745098 dc.b 99t ; 00101101 0.882352941 dc.b 99t ; 00101110 0.901960784 dc.b 99t ; 00101111 0.921568627 dc.b 99t ; 00110000 0.941176471 dc.b 99t ; 00110001 0.960784314 dc.b 99t ; 00110010 0.980392157 dc.b 99t ; 00110011 1 dc.b 99t ; 00110100 1.019607843 dc.b 99t ; 00110101 1.039215686 dc.b 99t ; 00110110 1.058823529 dc.b 99t ; 00110111 1.078431373 dc.b 99t ; 00111000 1.098039216 dc.b 99t ; 00111001 1.117647059 dc.b 99t ; 00111010 1.137254902 dc.b 99t ; 00111011 1.156862745 dc.b 99t ; 00111100 1.176470588 dc.b 99t ; 00111101 1.196078431 dc.b 99t ; 00111110 1.215686275 dc.b 99t ; 00111111 1.235294118 dc.b 99t ; 01000000 1.254901961

185


dc.b 99t ; 01000001 1.274509804 dc.b 99t ; 01000010 1.294117647 dc.b 99t ; 01000011 1.31372549 dc.b 99t ; 01000100 1.333333333 dc.b 99t ; 01000101 1.352941176 dc.b 99t ; 01000110 1.37254902 dc.b 99t ; 01000111 1.392156863 dc.b 99t ; 01001000 1.411764706 dc.b 99t ; 01001001 1.431372549 dc.b 99t ; 01001010 1.450980392 dc.b 99t ; 01001011 1.470588235 dc.b 99t ; 01001100 1.490196078 dc.b 99t ; 01001101 1.509803922 dc.b 99t ; 01001110 1.529411765 dc.b 99t ; 01001111 1.549019608 dc.b 99t ; 01010000 1.568627451 dc.b 99t ; 01010001 1.588235294 dc.b 99t ; 01010010 1.607843137 dc.b 99t ; 01010011 1.62745098 dc.b 99t ; 01010100 1.647058824 dc.b 99t ; 01010101 1.666666667 dc.b 99t ; 01010110 1.68627451 dc.b 99t ; 01010111 1.705882353 dc.b 99t ; 01011000 1.725490196 dc.b 99t ; 01011001 1.745098039 dc.b 99t ; 01011010 1.764705882 dc.b 99t ; 01011011 1.784313725 dc.b 99t ; 01011100 1.803921569 dc.b 99t ; 01011101 1.823529412 dc.b 99t ; 01011110 1.843137255 dc.b 99t ; 01011111 1.862745098 dc.b 99t ; 01100000 1.882352941 dc.b 99t ; 01100001 1.901960784 dc.b 99t ; 01100010 1.921568627 dc.b 99t ; 01100011 1.941176471 dc.b 99t ; 01100100 1.960784314 dc.b 99t ; 01100101 1.980392157 dc.b 99t ; 01100110 2 dc.b 99t ; 01100111 2.019607843 dc.b 99t ; 01101000 2.039215686 dc.b 99t ; 01101001 2.058823529 dc.b 99t ; 01101010 2.078431373 dc.b 99t ; 01101011 2.098039216 dc.b 99t ; 01101100 2.117647059 dc.b 99t ; 01101101 2.137254902 dc.b 99t ; 01101110 2.156862745 dc.b 99t ; 01101111 2.176470588 dc.b 99t ; 01110000 2.196078431 dc.b 99t ; 01110001 2.215686275 dc.b 99t ; 01110010 2.235294118 dc.b 99t ; 01110011 2.254901961 dc.b 99t ; 01110100 2.274509804 dc.b 99t ; 01110101 2.294117647 dc.b 99t ; 01110110 2.31372549 dc.b 99t ; 01110111 2.333333333 dc.b 99t ; 01111000 2.352941176 dc.b 99t ; 01111001 2.37254902 dc.b 99t ; 01111010 2.392156863 dc.b 99t ; 01111011 2.411764706 dc.b 99t ; 01111100 2.431372549 dc.b 99t ; 01111101 2.450980392 dc.b 99t ; 01111110 2.470588235

186


dc.b 99t ; 01111111 2.490196078 dc.b 99t ; 10000000 2.509803922 dc.b 99t ; 10000001 2.529411765 dc.b 99t ; 10000010 2.549019608 dc.b 99t ; 10000011 2.568627451 dc.b 99t ; 10000100 2.588235294 dc.b 99t ; 10000101 2.607843137 dc.b 99t ; 10000110 2.62745098 dc.b 99t ; 10000111 2.647058824 dc.b 99t ; 10001000 2.666666667 dc.b 99t ; 10001001 2.68627451 dc.b 99t ; 10001010 2.705882353 dc.b 99t ; 10001011 2.725490196 dc.b 99t ; 10001100 2.745098039 80 dc.b 99t ; 10001101 2.764705882 dc.b 99t ; 10001110 2.784313725 dc.b 98t ; 10001111 2.803921569 dc.b 98t ; 10010000 2.823529412 dc.b 98t ; 10010001 2.843137255 dc.b 97t ; 10010010 2.862745098 dc.b 97t ; 10010011 2.882352941 dc.b 97t ; 10010100 2.901960784 85 dc.b 96t ; 10010101 2.921568627 dc.b 96t ; 10010110 2.941176471 dc.b 96t ; 10010111 2.960784314 dc.b 95t ; 10011000 2.980392157 dc.b 95t ; 10011001 3 dc.b 94t ; 10011010 3.019607843 dc.b 94t ; 10011011 3.039215686 dc.b 94t ; 10011100 3.058823529 90 dc.b 93t ; 10011101 3.078431373 dc.b 93t ; 10011110 3.098039216 dc.b 93t ; 10011111 3.117647059 dc.b 92t ; 10100000 3.137254902 dc.b 92t ; 10100001 3.156862745 dc.b 92t ; 10100010 3.176470588 dc.b 91t ; 10100011 3.196078431 95 dc.b 91t ; 10100100 3.215686275 dc.b 91t ; 10100101 3.235294118 dc.b 90t ; 10100110 3.254901961 dc.b 90t ; 10100111 3.274509804 dc.b 89t ; 10101000 3.294117647 dc.b 89t ; 10101001 3.31372549 dc.b 89t ; 10101010 3.333333333 100 dc.b 88t ; 10101011 3.352941176 dc.b 88t ; 10101100 3.37254902 dc.b 88t ; 10101101 3.392156863 dc.b 87t ; 10101110 3.411764706 dc.b 87t ; 10101111 3.431372549 dc.b 87t ; 10110000 3.450980392 dc.b 86t ; 10110001 3.470588235 dc.b 86t ; 10110010 3.490196078 105 dc.b 81t ; 10110011 3.509803922 dc.b 81t ; 10110100 3.529411765 dc.b 81t ; 10110101 3.549019608 dc.b 80t ; 10110110 3.568627451 dc.b 79t ; 10110111 3.588235294 dc.b 79t ; 10111000 3.607843137 dc.b 79t ; 10111001 3.62745098 dc.b 79t ; 10111010 3.647058824 110 dc.b 78t ; 10111011 3.666666667

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dc.b 78t ; 10111100 3.68627451 dc.b 78t ; 10111101 3.705882353 dc.b 77t ; 10111110 3.725490196 dc.b 77t ; 10111111 3.745098039 dc.b 77t ; 11000000 3.764705882 dc.b 74t ; 11000001 3.784313725 115 dc.b 73t ; 11000010 3.803921569 dc.b 73t ; 11000011 3.823529412 dc.b 73t ; 11000100 3.843137255 dc.b 73t ; 11000101 3.862745098 dc.b 73t ; 11000110 3.882352941 dc.b 72t ; 11000111 3.901960784 dc.b 72t ; 11001000 3.921568627 120 dc.b 72t ; 11001001 3.941176471 dc.b 71t ; 11001010 3.960784314 dc.b 71t ; 11001011 3.980392157 dc.b 71t ; 11001100 4 dc.b 70t ; 11001101 4.019607843 dc.b 70t ; 11001110 4.039215686 dc.b 70t ; 11001111 4.058823529 dc.b 69t ; 11010000 4.078431373 125 dc.b 69t ; 11010001 4.098039216 dc.b 69t ; 11010010 4.117647059 dc.b 69t ; 11010011 4.137254902 dc.b 69t ; 11010100 4.156862745 dc.b 69t ; 11010101 4.176470588 dc.b 69t ; 11010110 4.196078431 dc.b 69t ; 11010111 4.215686275 dc.b 68t ; 11011000 4.235294118 130 dc.b 68t ; 11011001 4.254901961 dc.b 67t ; 11011010 4.274509804 dc.b 67t ; 11011011 4.294117647 dc.b 67t ; 11011100 4.31372549 dc.b 68t ; 11011101 4.333333333 dc.b 68t ; 11011110 4.352941176 dc.b 68t ; 11011111 4.37254902 135 dc.b 68t ; 11100000 4.392156863 dc.b 68t ; 11100001 4.411764706 dc.b 68t ; 11100010 4.431372549 dc.b 67t ; 11100011 4.450980392 dc.b 67t ; 11100100 4.470588235 dc.b 67t ; 11100101 4.490196078 dc.b 67t ; 11100110 4.509803922 140 dc.b 67t ; 11100111 4.529411765 dc.b 67t ; 11101000 4.549019608 dc.b 66t ; 11101001 4.568627451 dc.b 66t ; 11101010 4.588235294 dc.b 66t ; 11101011 4.607843137 dc.b 65t ; 11101100 4.62745098 dc.b 65t ; 11101101 4.647058824 dc.b 64t ; 11101110 4.666666667 dc.b 64t ; 11101111 4.68627451 dc.b 64t ; 11110000 4.705882353 dc.b 63t ; 11110001 4.725490196 dc.b 63t ; 11110010 4.745098039 dc.b 63t ; 11110011 4.764705882 dc.b 62t ; 11110100 4.784313725 dc.b 62t ; 11110101 4.803921569 dc.b 62t ; 11110110 4.823529412 dc.b 61t ; 11110111 4.843137255 dc.b 61t ; 11111000 4.862745098

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dc.b 61t ; 11111001 4.882352941 dc.b 60t ; 11111010 4.901960784 dc.b 60t ; 11111011 4.921568627 dc.b 59t ; 11111100 4.941176471 dc.b 59t ; 11111101 4.960784314 dc.b 59t ; 11111110 4.980392157 dc.b 58t ; 11111111 5

regulaciÓn de tensiÓn en cargas monofÁsicas …

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