per al control d’un motor · “variador de freqüència per al control d’un motor ... cicles...

Memria

Variador de freqncia

per al control dun motor

trifsic

TFG presentat per optar al ttol de GRAU en

ENGINYERIA ELECTRNICA INDUSTRIAL I

AUTOMTICA

per Oriol Artola Pla

i

Albert Martn Pujol

Barcelona, 11 dOctubre de 2016

Director: Joan Domingo Pea

Departament ESAII

Universitat Politcnica de Catalunya (UPC)

Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol

2

NDEX MEMRIA

Resum .................................................................................................... 8

Resumen ................................................................................................ 8

Abstract .................................................................................................. 8

Agraments ............................................................................................. 9

Captol 1: Introducci .......................................................................... 10

1.1. Objectius ............................................................................... 10

1.2. Motivaci ............................................................................... 10

1.3. Estat de lart ........................................................................... 11

1.4. Models reals ........................................................................... 13

Captol 2: Variador de freqncia: possibles solucions ......................... 17

2.1. Font dalimentaci ................................................................... 20

2.1.1. Transformador de tensi .................................................. 22

2.1.2. Convertidor buck ............................................................ 23

2.1.3. Font commutada ............................................................. 24

2.2. Linversor trifsic ..................................................................... 25

2.2.1. Topologies ..................................................................... 25

2.2.2. Regulaci de la tensi de sortida ........................................ 32

2.3. Control digital vs Control analgic ............................................... 32

2.4. PWM ...................................................................................... 33

2.5. MOSFET vs IGBT ...................................................................... 38

2.6. Motor trifsic .......................................................................... 40

Captol 3: Disseny hardware ................................................................ 43

3.1. Font dalimentaci ................................................................... 43

3.2. Condensador del bus DC ........................................................... 44

3.3. Resistncia de precrrega ......................................................... 46

3.4. Font commutada ..................................................................... 50

3.5. Transistors ............................................................................. 53

3.5.1. Temps de commutaci ..................................................... 54

3.5.2. Potncia dissipada .......................................................... 55

3.5.3. Resistncia de porta ........................................................ 57

3.6. Driver .................................................................................... 59

3.7. Optoacobladors ....................................................................... 65

3.8. Etapa digital ........................................................................... 66

3.8.1. Microcontrolador ............................................................. 67

3.8.2. Perifrics ........................................................................ 70

3.9. Sensat del corrent ................................................................... 73

3.10. Senyal dalarma ...................................................................... 74

3.11. Muntatge ............................................................................... 77

Captol 4: Disseny Software ................................................................ 78

4.1. Llenguatge de programaci ....................................................... 78

4.2. Eines de programaci .................................................................79

4.3. Descripci del codi ....................................................................80


3

4.3.1. Configuraci del temporitzador............................................80

4.3.2. Retard ............................................................................81

4.3.3. Interrupci per desbordament del T0 ..................................81

4.3.4. Generaci de senyals ........................................................83

4.3.5. Fases el PWM ...................................................................84

4.3.6. Marxes ...........................................................................85

4.3.7. Lectura del teclat .............................................................86

4.3.8. Men pantalla LCD ............................................................86

4.3.9. Programa principal ...........................................................86

Captol 5: Simulaci .............................................................................88

5.1. Programes de simulaci .............................................................88

5.2. Font dalimentaci ....................................................................88

5.3. Inversor trifsic ........................................................................90

Captol 6: Resultats ..............................................................................95

6.1. Implementaci .........................................................................95

6.2. Problemtica ...........................................................................98

Captol 7: Conclusions ........................................................................100

7.1. Conclusions resultadistes .........................................................100

7.2. Convergncia del coneixement tcnic del grau delectrnica ...........100

7.3. Treball en equip i organitzaci ...................................................101

Captol 8: Propostes de millora ...........................................................102

8.1. Descrrega dels condensadors ..................................................102

8.2. Sensat de temperatura ............................................................102

Captol 9: Bibliografia .........................................................................104

9.1. Referncies bibliogrfiques .......................................................104

9.2. Consulta bibliogrfica ..............................................................104


4

NDEX DE FIGURES

1.1. Variador de freqncia OMRON J1000 ............................................... 14

1.2. Variador de freqncia ABB ACS310 ..................................................15

1.3. Variador de freqncia PANASONIC BFV30042GK ...............................16

2.1. Diagrama de blocs del sistema .........................................................18

2.2. Tensi de la xarxa elctrica domstica ...............................................19

2.3. Tensi rectificada del bus de contnua ...............................................19

2.4. Tensi de fase dentrada al motor .....................................................19

2.5. Corrent duna fase al motor .............................................................20

2.6. Pont rectificador de dodes i condensador ..........................................21

2.7. Ona rectificada en el model simulat amb LTSpice ................................22

2.8. Corrent que passa pel pont rectificador de dodes ...............................22

2.9. Esquema elctric simplificat dun transformador .................................23

2.10. Convertidor buck (reductor) ............................................................24

2.11. Inversors monofsics en parallel per a treure un senyal trifsic a la sortida

....................................................................................................26

2.12. Disposici dels transistors en un inversor trifsic ................................27

2.13. Mode 1 amb 180 de conducci ........................................................27

2.14. Mode 2 amb 180 de conducci .......................................................28

2.15. Mode 3 amb 180 de conducci ........................................................28

2.16. Tensions de sortida seguint la seqncia en un inversor de 180 de

conducci .....................................................................................29

2.17. Mode 1, 2 i 3 amb 120 de conducci ................................................30

2.18. Tensions de sortida seguint la seqncia en un inversor de 120 de

conducci .....................................................................................31

2.19. De la comparaci del senyal modulador (ona sinusodal) i del portador (ona

triangular) en resulta el PWM duna fase ............................................34

2.20. Diferncies entre modulaci bipolar i unipolar .....................................35

2.21. Senyal amb sobremodulaci ............................................................36

2.22. Diferents zones doperaci del PWM ..................................................37

2.23. Contingut harmnic en sobremodulaci dun PWM ...............................37

2.24. Grfic resum sobre en quines rees resulta ms adequat escollir entre IGBT

o MOSFET .....................................................................................39

2.25. Procs giratori pas per pas. Magnetitzaci de les bobines en funci del

corrent que hi circula ......................................................................41

2.26. Relaci del parell motor amb la freqncia de treball ............................42

3.1. Esquemtic de la connexi del bus DC ...............................................45

3.2. Circuit de crrega del condensador del bus DC ...................................46

3.3. Font dalimentaci del bus DC ..........................................................48

3.4. Esquemtic del filtre RC de retard per lactivaci del rel K2 .................49

3.5. Diagrama de blocs intern de lintegrat ...............................................51


5

3.6. Circuit elctric per la font commutada LNK304 ...................................51

3.7. Pins de lintegrat LNK304 ................................................................52

3.8. 1. Senyal PWM provinent de loptoacoblador. 2. Driver. 3. Transistor

MOSFET .......................................................................................53

3.9. Punts on es produeixen les prdues ..................................................56

3.10. Temperatura de la uni del driver IR2110 en relaci amb la freqncia de

commutaci per al transistor MOSFET IRFBC20 ..................................57

3.11. Resistncia de porta en relaci amb la tensi de pic entrant i el temps

dapagat ......................................................................................58

3.12. Tensi V1 i V2 sn la tensi VGS del transistors S1 i S2 respectivament .......59

3.13. Diagrama de blocs intern del driver IR2110 .........................................60

3.14. Disposici del circuit de driver ..........................................................62

3.15. Crrega i descrrega del condensador CBOOT ....................................63

3.16. Esquema de la situaci de loptoacoblador .........................................65

3.17. Pins del microcontrolador AT89C5131 ...............................................68

3.18. Esquemtic de condicionament ........................................................72

3.19. Representaci esquemtica del sensor de corrent Hall .........................73

3.20. Circuit per al correcte funcionament del sensor de corrent ACS712 ........74

3.21. Muntatge del comparador ...............................................................75

3.22. Tensi de sortida en funci del corrent sensat ....................................76

3.23. Nmero de mV a la sortida per cada amper detectat ...........................77

3.24. Plaques de muntatge del sistema .....................................................78

3.25. Senyals dinterconnexionat entre plaques ..........................................79

4.1. Imatge de la interfcie del programa FLIP ATMEL ................................81

4.2. Generaci de valors de 180 dona sinusodal a travs del software Smart

Sine ............................................................................................82

4.3. Funci dels temporitzadors ..............................................................83

4.4. Funci de retard ............................................................................83

4.5. Pols de ON i de OFF del PWM ............................................................85

4.6. Codi per la lectura del teclat ............................................................88

5.1. Esquemtic extret del software PSIM ................................................91

5.2. Caiguda de tensi a la crrega .........................................................91

5.3. Corrent circulant per la crrega ........................................................91

5.4. Esquemtic de linversor trifsic simulat ............................................92

5.5. Tensi entre fase i fase del motor amb mf=21 i ma=1 ........................93

5.6. Tensi de lnia del motor amb mf=21 i ma=1 .....................................93

5.7. Corrent del motor amb mf=21 i ma=1 ...............................................94

5.8. Espectre freqencial amb mf=21 ......................................................94

5.9. Tensi entre fase i fase del motor amb mf=63 i ma=1 .........................94

5.10. Tensi de lnia del motor amb mf=63 i ma=1 ......................................95

5.11. Corrent del motor amb mf=63 i ma=1 ...............................................95

5.12. Espectre freqencial amb mf=63 ......................................................95


6

6.1. Foto real del muntatge final .............................................................97

6.2. Cicle PWM dentrada a un sol transistor .............................................98

6.3. Cicles PWM de transistors complementaris .........................................99

6.4. Cicles PWM de transistors desfasats 60 ............................................99

8.1. Variaci del corrent drenador-sortidor en funci de la temperatura .......104


7

ndex de taules

1.1. Caracterstiques tcniques del OMRON J1000 . 14

1.2. Caracterstiques tcniques del ABB ACS310 . 15

1.3. Caracterstiques tcniques del PANASONIC BFV00042GK . 16

2.1. Comparativa MOSFET vs IGBT . 38

2.2. Motor asncron de la srie K90 del fabricant Kelvin . 40

3.1. Caracterstiques transistor IRF840 54

3.2. Comparativa entre 2 drivers, un per una fase i laltre per 3 fases a la

vegada . 60

3.3. Definici de variables pel clcul de la capacitat del condensador de control

dels transistors superiors . 63

4.1. Valors per generar els polsos PWM (Ton) 86

4.2. Valors de la ona sinusoidal . 86


8

RESUM

En aquest projecte es dissenya, descriu i construeix un variador de freqncia per

a un motor trifsic de baixa potncia. Tot el sistema s controlat per un

microcontrolador amb el qual lusuari del producte podr introduir la velocitat

desitjada des dun teclat. Es t a ms, una senyalitzaci dalarma en cas que el

corrent superi valors inacceptables.

El sistema consta de tres parts clarament diferenciades ja que es treballen en

diferents camps de lelectrnica. Letapa de potncia, la qual proporciona els

nivells dalimentaci elctrica necessaris per a cada component. Letapa de driver

ens donar el control i lallament requerit pel correcte funcionament dels

transistor de commutaci. I finalment letapa digital, que governar i gestionar

a travs dun microcontrolador totes les entrades i sortides del sistema.

RESUMEN

En este proyecto se disea, describe y construye un variador de frecuencia para

un motor trifsico de baja potencia. Todo el sistema es controlado por un

microcontrolador con el cual el usuario del producto podr introducir la velocidad

deseada desde un teclado. Se tiene adems, una sealizacin de alarma en el caso

que la corriente supere valores inaceptables.

El sistema consta de tres partes claramente diferenciadas ya que se trabaja a la

par con diferentes campos de la electrnica. La etapa de potencia, la cual

proporciona los niveles de alimentacin elctrica necesarios para cada

componente. La etapa de los drivers nos dar el control y el aislamiento requerido

por el correcto funcionamiento de los transistores de conmutacin. Y finalmente

la etapa digital, que governar y gestionar a travs de un microcontrolador todas

las entradas y salidas del sistema.

ABSTRACT

In this project, a variable frequency drive is designed, explained and implemented

for a low power triphasic AC motor. The system is controlled by a microcontroller

in which the user will be able to select a certain speed using a keyboard. It is also

available an alarm signal in case the current exceeds unacceptable values.

Three different stages are settled down because of a wide variety of electronic

fields ara involved. The power stage is the one responsible of the different levels

of power supply for all the components. The drive stage is in charge of control and

isolate the transistors for its correct response. And finally the digital stage will

manage all the system inputs and outputs through the microcontroller.


9

AGRAMENTS

Lagraiment sincer cap a totes les persones que no noms han estat pendents

daquest projecte sin que tamb han collaborat i ajudat ja sigui amb el seu

coneixement o experincia.

En primer lloc, agrair al tutor del projecte la guia, lajuda i el suport aportat en

totes les fases del projecte i sobretot, per la seva disponibilitat, un valor altament

preciat avui en dia en el nostre sistema universitari.

Tamb sha acudit a altres professors experts en certs camps de lenginyeria, els

qual tamb volem agrair el seu temps.

Els tcnics del taller delectrnica de la universitat tamb han collaborat en certa

manera sobretot aportant material per a la construcci del prototip.

Finalitzar els agraments fent menci del suport moral i econmic de familiars, els

quals sempre han estat presents.


10

CAPTOL 1:

INTRODUCCI

En aquesta secci dintroducci sexposaran els objectius, motivacions i lestat de

lart dels variadors de freqncia. Posar en situaci al lector per a que conegui el

panorama actual en el mercat aix com la curiositat denginyeria que pugui sorgir.

1.1. Objectius

Lobjectiu principal s dissenyar i implementar un sistema que controli un motor

trifsic de 100 W de potncia. La creaci dun prototip que faci que el motor

funcioni correctament.

Caldr que, a travs de la utilitzaci dun simple teclat, lusuari pugui modificar la

velocitat daquest motor. La senzillesa dutilitzaci per part de lusuari sempre ser

motiu de prioritat aix com el mnim cost econmic.

1.2. Motivaci

La motivaci principal daquest projecte s realitzar un projecte industrial real i

culminar la formaci acadmica com a estudiants universitaris amb la elaboraci

dun projecte de la magnitud daquest.

Tot el procs de desenvolupament daquest projecte engloba les diferents

branques de lelectrnica; lelectrnica de potncia, analgica, digital,

programaci. Es requereixen doncs, tots coneixements adquirits durant tots els

anys destudi del grau en enginyeria industrial electrnica i automtica.


11

1.3. Estat de lart

De la necessitat dalimentar motors a la industria duna forma molt ms eficient i

controlada, al voltant del 1920 General Electric creava lactualment conegut com

variador de freqncia (tamb anomenats VDF). Lgicament, gaireb 100 anys

desprs, la tecnologia daquests productes ha avanat exponencialment i ha tingut

un gran impacte al sector industrial. El desenvolupament de lelectrnica de

potncia i els microcontroladors han impulsat ls daquest sistema de control.

Principalment, els VDF es poden classificar segons dues caracterstiques

principals:

Tipus de voltatge dalimentaci:

- Baixa tensi < 690 V

- Mitja tensi > 690 V

Tipus de motor a controlar:

- AC

- DC

- Servomotor

El nostre projecte tracta dun variador de freqncia de baixa tensi per controlar

un motor AC, un dels VDF ms utilitzats actualment.

El mercat dels variadors de freqncia est creixent progressivament els ltims

anys, degut a la necessitat de controlar processos industrials i reduir-ne els seus

costos. La creixent industrialitzaci al sector asitic fa que actualment domini el

mercat de VDF per davant de les regions de Europa/frica i el continent Americ,

i es preveu que segueixi sent aix els prxims anys.

Un estudi realitzat per la empresa Future Market Insights (FMI) anomenat

Variable Frequency Drive (VFD) Market: Global Industry Analysis and Opportunity

Assessment, 2016 - 2026. indica que sespera una taxa de creixement anual

composta (en angles Compound Annual Growth Rate, CAGR.) de 7,2% en valor

de mercat i un 8,5% en volum de mercat al 2026. En valor monetari serien 32,2

bilions de dlars americans, 28,57 bilions deuros.

El ms utilitzat s el variador AC respecte els DC i Servo, amb un 70% del mercat

global de VDF, tot i que la previsi s que el volum daquest tipus de variador

decreixi lleugerament a finals del 2026.

Diferenciant segons el tipus de voltatge dalimentaci, els variadors de baixa

tensi sn els ms utilitzats ara mateix globalment, degut a la facilitat ds i

adaptaci al sistema, una mida ms reduda respecte els de mitja tensi i la gran


12

varietat daplicacions a qualsevol tipus dindstria. Sespera un creixement del 7%

CAGR pel que fa als ingressos.

Els VDF permeten controlar completament motors elctrics dinducci mitjanant

la regulaci de la freqncia dalimentaci subministrada. El parell, la velocitat,

larrencada i frenada, la potncia, etc. sn caracterstiques que, grcies als VDF

passen de ser fixes a ser variables i controlables. Aix permet que aquests

sistemes tinguin un gran rang daplicacions en el mn industrial, des de bombes

daigua a corretges transportadores, passant per sistemes de ventilaci,

ascensors, mquines txtils o torns.

No noms es tracta dun component amb una amplia varietat daplicacions, sin

que sn equips que protegeixen els motors que alimenten i permeten mesurar i

monitoritzar les caracterstiques reals del motor. Alguns VDF tamb incorporen

funcions de PLC, amb entrades i sortides analgiques que permeten que els

processos siguin ms eficients i ofereixen ms eines de control a loperador.

Aquests factor tamb ha ajudat a valorar aquest producte en el sector industrial.

Els VDF tamb redueixen considerablement el consum elctric del motor i

allarguen la seva vida til. Com sha comentat anteriorment, els variadors de

freqncia permeten controlar la velocitat del motor amb una alta precisi, i tamb

suavitzen les arrancades i frenades, reduint els pics de corrent considerablement.

Tots aquests factors ajuden a reduir lestrs del motor, i, conseqentment, els

seus costos de manteniment. En un rang de revolucions inferior dun motor

controlat per un variador de freqncia es pot arribar a reduir fins a un 60% el

consum denergia.

El mercat dels VDF ofereix una gran varietat de models amb una gran varietat de

caracterstiques, amb la finalitat de poder trobar sempre un que sadapti el mxim

possible a laplicaci industrial desitjada. A lhora de seleccionar un variador de

freqncia sha de tenir en compte diferents aspectes tant del motor com de

lentorn per obtenir el mxim rendiment del sistema.

Aquests sn alguns dels aspectes a considerar quan es vol comprar un variador

de freqncia:

Caracterstiques del motor: Rang de tensions, corrent i potncia

nominal, factor de potncia, velocitat mxima

Tipus de crrega: Parell constant, parell variable, potncia variable.

Parell darrencada del motor: No ha de superar el perms pel variador,

per tant sha descollir un VDF amb un valor lleugerament superior al del

motor.


13

Condicions ambientals: Humitat, temperatura, alada i ventilaci serien

alguns dels exemples.

Aplicaci multimotor: Els variadors poden controlar ms dun motor a la

vegada, i per tant sha de tenir en compte que la suma de les potncies de

tots els motors ser la potncia nominal del variador.

1.4. MODELS REALS

A continuaci es mostraran alguns models reals de variadors de freqncia AC de

baixa tensi, utilitzats per controlar motors de poca potncia i amb

caracterstiques el ms semblants possibles al VDF que sha realitzat en aquest

projecte:

OMRON J1000

Es tracta duna companyia internacional amb una gran varietat de variadors de

freqncia, que permeten cobrir prcticament qualsevol tipus de necessitat.

Aquest model escollit, el J1000 (referncia de model JZAB0P2BAA), s quasi el

ms senzill dels models que ofereix la marca.

Es tracta dun variador dalimentaci monofsica de 200V amb una potncia de

sortida de fins a 370 W (recordar que el motor que es controla en aquest projecte

s de 100 W) i un corrent de 1,9 A. Aquest VDF ofereix un tipus de control

anomenat Control Escalar V/F, el qual consisteix en augmentar el voltatge

dalimentaci alhora que augmenta la freqncia per tal de mantenir un flux

magntic constant, i, en conseqncia, el parell del motor. Aquest tipus de control

s til quan la variaci del parell s petita.

El preu oficial daquest producte segons la companyia s de 170.


14

Figura 1.1. Variador de freqncia OMRON J1000

Taula 1.1. Caracterstiques tcniques del OMRON J1000

Caracterstica Valor

Potncia de sortida 0,37 kW

Corrent de sortida 1,9 A

Mxima tensi de sortida 3-fases 0..240 V

(proporcional a tensi dentrada)

Mxima freqncia de sortida 400 Hz

Tensi i freqncia dentrada 1-fases 200..240 VAC, 50/60 Hz

Fluctuaci de tensi admissible -15%..+10%

Fluctuaci de freqncia admissible +5%

ABB ACS310

Aquest model s de propsit general per a aplicacions de parell variable,

principalment per motors de baixa potncia, bombes i ventiladors. s fcil de

manipular, de dimensions petites i redueix considerablement el consum energtic.

Disposa de controladors PID que permeten mantenir un punt de consigna amb

precisi ajustant les sortides de control. Tamb incorpora assistents en larrencada

de motors, un assistent pel manteniment que informa del consum denergia, les

hores que ha estat funcionant o el gir del motor, entre altres.

Per complementar el variador de freqncia, es poden afegir alguns mduls

dampliaci, com per exemple ms sortides de rel (porta una sortida de srie) o


15

un adaptador Ethernet per la monitoritzaci remota, permet enviar dades,

registres i missatges quan no hi ha personal treballant fsicament amb el variador.

Tamb hi ha un software per controlar el manteniment i realitzar altres tasques

senzilles remotament.

La referncia del model s ACS310-01X-02A4-2 i al mercat es pot trobar per uns

230 .

Figura 1.2. Variador de freqncia ABB ACS310

Taula 1.2. Caracterstiques tcniques del ABB ACS310

Caracterstica Valor

Potncia de sortida 0,37 a 2,2 kW








PANASONIC VF-0 Series

Aquest tercer model, de la marca PANASONIC, s lleugerament ms antic que els

altres dos i potser ms senzill, per de caracterstiques molt similars tot i tenir

menys funcions. s un model compacte i fcil dutilitzar grcies a un panell amb

botons molt simple.


16

El control de la freqncia s realitza mitjanant un PLC extern que produeix un

senyal PWM, permetent controlar el motor amb 8 velocitats diferents. Les funcions

que incorpora son les ms bsiques: parar/encendre, sentit de gir, modificar

lacceleraci entre les velocitats i variar la freqncia doperaci.

El preu oficial daquest model s 173,40 .

Figura 1.3. Variador de freqncia PANASONIC BFV00042GK

Taula 1.3. Caracterstiques tcniques del PANASONIC BFV00042GK

Caracterstica Valor

Potncia de sortida 0,2 a 1,5 kW








Molts daquests models tamb tenen una versi igual per amb un filtre EMC

(Electro-Magnetic Compatibility) incorporat, el qual ajuda a reduir el soroll i les

distorsions en les senyals de sortida del variador de freqncia. En un s domstic,

aquest filtre no t tanta importncia com en un s industrial on hi ha diferents

motors i VDF connectats. Aquesta millora augmenta el preu del VDF entre uns 30

- 70 , depenent del model i marca.


17

CAPTOL 2:

VARIADOR DE

FREQNCIA:

POSSIBLES SOLUCIONS.

Duna connexi domstica es vol que el motor giri a la velocitat escollida per

lusuari. Per tant, a lentrada es tindr un senyal altern provinent de la xarxa

domstica el qual shaur dadaptar de manera que un inversor de tres fases

aconsegueixi el senyal trifsic que el motor necessita pel seu adequat

funcionament. Per a que sigui ms entenedor, el diagrama de blocs de la Figura

2.1. mostra la posici de cada etapa.

Figura 2.1. Diagrama de blocs del sistema.


18

Est clar que caldr convertir el senyal de corrent altern de la xarxa a un corrent

tamb altern per trifsic. El principi seguit en el sistema consistir en la conversi

de lalimentaci amb freqncia coneguda i fixe, en un senyal de corrent continu

amb un rectificador (CA-CC) i seguidament mitjanant un inversor es treu senyal

altern altra vegada (CC-CA).

Com es pot observar en la figura 2.1, linversor trifsic t com a senyal dentrada

una tensi contnua. La manera de convertir aquest bus de corrent continu a un

senyal altern s utilitzant transistors i un senyal PWM (modulaci per ample de

pols). El senyal PWM (creat pel microcontrolador) s lencarregat de fer commutar

el conjunt de transistors de potncia per acabar traient un senyal equivalent a un

altern.

En les tres figures segents es mostren els passos per obtenir el senyal objectiu,

una ona PWM mitjanant la commutaci dels transistors entre 0 V i la tensi del

bus de contnua per a les tres fases. Daquesta manera, el motor no es veu

alimentat per una ona sinusodal per s del seu homleg, el PWM, que provocar

el gir del motor.

Figura 2.2. Tensi de la xarxa elctrica domstica.


19

Figura 2.3. Tensi rectifacada del bus de contnua.

Figura 2.4. Tensi de fase dentrada al motor.

Figura 2.5. Corrent duna fase al motor.


20

Tota letapa de control ser governada digitalment, s a dir, per un

microcontrolador. El principal avantatge s que a travs de programaci, lusuari

ser capa de seleccionar la velocitat del motor amb tan sols pitjant un bot. Com

a punt afegit, sestalvia la connexi domstica trifsica, no disponible a tot arreu,

fent daquest sistema una aplicaci molt adequada per a baixes potncies.

2.1. Font dalimentaci

Per realitzar la font dalimentaci que proporcionar tensi a totes les parts del

sistema, hi ha diferents mtodes a utilitzar, tots ells amb els seus avantatges i

inconvenients. Lobjectiu de tots ells s convertir la tensi de la xarxa en una

tensi adequada per cada un dels components que es troben als circuits.

Concretament, es busca obtenir una tensi estable de 12 V per alimentar els

drivers i una altra tensi de 5 V per alimentar el circuit digital relacionat amb el

control del sistema (microcontrolador, LCD, teclat, LEDs, etc.)

Tots el sistemes parteixen sempre de la tensi proporcionada per la xarxa

elctrica, que a Espanya s 230 V eficaos (325 V de pic) i 50 Hz de freqncia.

Els 3 mtodes consten duna part comuna dacondicionament del senyal, on es

converteix la tensi alterna en tensi contnua estabilitzada. El canvi entre ells s

la forma de reduir el valor de la tensi.

Aquest condicionament consisteix en la rectificaci daquesta tensi alterna de 230

V (325 V de pic) per tal de convertir-la en una tensi contnua. Per aconseguir

aquesta rectificaci sha utilitzat lanomenat pont rectificador de dodes. s un

component format per 4 dodes que va integrat en un sol encapsulat. Per ser ms

concrets, s un rectificador dona completa, s a dir, converteix la part negativa

del senyal altern en positiva permetent aprofitar al mxim el corrent dentrada.

Figura 2.6. Pont rectificador de dodes i condensador.


21

A la sortida daquest es posa un condensador electroltic per tal de reduir

considerablement larrissat del senyal i aconseguir aix una forma dona el ms

semblant possible a una contnua. Com ms elevat s el valor de la capacitat del

condensador, ms petit ser larrissat del senyal ja que la caiguda del corrent s

ms lenta i la corba es suavitza.

Tal i com es mostra a la figura, larrissada del senyal de tensi s la diferncia

entre el seu valor de pic i el valor ms baix a la zona afectada pel condensador.

A la figura 2.7 es veu el resultat de la simulaci del senyal de tensi que

proporciona la xarxa ja modificat pel pont rectificador (V_in) i posteriorment pel

condensador (V_out).

Figura 2.7. Ona rectificada en el model simulat amb LT Spice.

Per tal de seleccionar el pont de dodes, sha de tenir en compte el corrent que

passa pels mateixos dodes i la tensi que han de suportar.


22

Figura 2.8. Corrent que passa pel pont rectificador de dodes.

Amb la figura 2.8 sobserva els corrent circulants pels dodes, per tant el doble del

valor mxim ser el parmetre delecci del component real.

2.1.1. Transformador de tensi

Possiblement el mtode ms com per reduir la tensi de 230 V AC a valors baixos

suportables pels components electrnics s la utilitzaci dun transformador de

tensi. Aquest component es situa abans del condicionament del senyal explicat

anteriorment, aix que la reducci de tensi es fa amb valors AC. La relaci de

transformaci ve donada de srie; en el nostre cas seria de 230 V a 15 V.

El transformador consta dun debanat primari que, grcies al corrent que el

travessa, genera la inducci dun flux magntic al nucli de ferro. Com que aquest

flux s variable, es produeix una fora electromotriu en el debanat secundari del

transformador, fent que ambds debanats quedin acoblats mitjanant un camp

magntic.


23

Figura 2.9. Esquema elctric simplificat dun transformador.

La relaci de transformaci (m), que s la relaci entre la tensi dentrada i de

sortida del transformador, ve donada pel nombre despires del debanat primari i

el secundari.

12

=12

=12

=21

=

(1)

On:

- E: fora electromotriu (V)

- N: nmero despires (unitats)

- V: tensi del debanat (V)

- I: corrent al debanat (A)

- M: relaci de transformaci (sense unitats)

Alguns dels principals inconvenients del transformador sn el seu pes i les

dimensions, que sn un problema quan es busca obtenir una placa PCB el ms

reduda possible.

Tamb s un component amb unes prdues considerables, provinents tant de la

part elctrica com de la part magntica del transformador. Algunes de les prdues

sn en el coure, en el ferro i prdues per corrents parsites.

2.1.2. Convertidor Buck

Aquest convertidor de potncia s una font commutada que proporciona una

tensi a la sortida (0) inferior a la tensi dentrada (), per tant s de tipus

reductor. Com que es tracta dun convertidor DC-DC, aquest ha danar desprs de

la rectificaci i filtrat de la tensi, explicada a linici daquest apartat.


24

El circuit consta dun interruptor (S) que commuta a una freqncia determinada

=1

i un dode (D) com a dispositius semiconductors juntament amb un inductor

(L) i un condensador (c) que actuen com a filtre per reduir larrissada de la tensi.

La crrega va situada en parallel amb aquest condensador.

Figura 2.10. Convertidor Buck (reductor)

Els convertidors DC-DC tenen dos modes de funcionament: el mode de conducci

contnua (MCC) i el mode de conducci discontnua (MCD), on el primer sempre

t corrent passant per la crrega i el segon t absncia de corrent durant un cert

temps de la commutaci. En el nostre cas, per fer girar el motor, ens interessaria

el MCC, aix el motor estaria alimentat en tot moment. Per aconseguir-ho, el

transistor hauria destar tancat un temps inferior al que tarda el condensador a

descarregar-se.

s un circuit molt simple i amb un rendiment fora bo ja que es tracta duna font

commutada i el transistor no est sempre treballant, per tant la prdua denergia

es redueix considerablement.

2.1.3. Font commutada

Finalment, per a realitzar la font dalimentaci daquest projecte, es va decidir

utilitzar un integrat, el LNK304, que a partir dun rang de tensions DC dentrada

proporciona a la seva sortida 12 V de tensi contnua i 120 mA de corrent. Es

tracta tamb dun convertidor Buck com lexplicat anteriorment, tot i que aquest

component incorpora una realimentaci i components de gran precisi i baixa

tolerncia, fent que la eficincia sigui encara ms elevada que la del convertidor

Buck normal.


25

El fabricant proporciona informaci detallada sobre el circuit i els components que

shan de muntar amb lintegrat per tal de que funcioni correctament. Aquest est

explicat ms endavant a lapartat de Hardware (Secci 3.4).

2.2. Linversor trifsic

Els inversors trifsics sn convertidors esttics denergia que converteixen el

corrent continu en corrent altern. Per ser ms exactes, transfereixen potencia des

duna font de contnua a una crrega en alterna. Produeixen doncs, una tensi de

sortida AC simtrica en amplitud i freqncia a partir duna tensi dentrada en

corrent continu. En aquests dispositius tant la freqncia com lamplitud de sortida

sn variables.

2.2.1. Topologies

Els inversors trifsics poden estar formats per tres inversors monofsics

independents i connectats a la mateixa font, tal com mostra la segent figura.

Figura 2.11. Inversors monofsics en parallel per a treure un senyal trifsic a la

sortida.

Font: Maset, E. Tema 11: Inversores. Introduccin a la electrnica de potencia.

Universitat Politcnica de Valncia.


26

Aquesta topologia implica que el desfasament entre els senyals de control ha de

ser de 120, per aconseguir una tensi de sortida equilibrada.

Els tres senyals alterns que sobtenen de manera independent a cada inversor,

poden estar connectats a una crrega en configuraci destrella o triangle segons

interessi. Es requereixen 12 transistors per a la implementaci daquesta

configuraci, 4 per a cada inversor monofsic. Cal tenir en compte que si les

tensions de sortida de cada inversor monofsic no estan perfectament equilibrades

en magnitud i fase, el senyal de sortida del sistema estar descompensat.

Un segon tipus de topologia seria amb un parell de transistors per a cada fase. La

segent figura mostra lesquemtic daquest tipus dinversor trifsic.

Figura 2.12. Disposici dels transistors en un inversor trifsic.



Aquests tipus dinversors poden entrar en funcionament de dues maneres.

A) 180 graus de conducci: Cada interruptor condueix 180, de forma que

sempre existiran 3 transistors conduint simultniament. Els terminals R, S

i T (figura X) estaran connectats a la tensi Vs positiva o al negatiu de la

mateixa. Daquesta manera sobtindran 6 intervals de conducci diferents

agrupats en 3 modes.

Figura 2.13. Mode 1 amb 180 de conducci.


27

0 wt

3 Req = R +

R

2=

3 R

2; i1 =

VsReq

=2 Vs3 R

( 2)

van = vcn = i1 R

2=

Vs3

; vbn = i1 R =2 Vs

3

( 3)


3 wt

2

3 Req = R +

R

2=

3 R

2; i2 =

VsReq

=2 Vs3 R

(4)

vbn = vcn = i2 R

2=

Vs3

; van = i2 R =2 Vs

3

(5)


2

3 = +

2=

3

2; 3 =

=2 3

(6)


28

= = 3

2=

3

; = 3 =2

3

(7)

El resultats obtinguts en el clcul anterior mostren la tensi que caur a la crrega

de cada fase depenent del mode en el que es trobi. La segent figura mostra la

forma dona de sortida en un perode sencer.

Figura 2.16. Tensions de sortida seguint la seqncia en un inversor de 180 de

conducci.

Font: Maset, E. Tema 11:Inversores. Introduccin a la electrnica de potencia.


B) 120 graus de conducci: Cada interruptor condueix 120, de manera que

sempre existirn dos transistors conduint simultniament. Sobtindran doncs 3

intervals de funcionament diferents en un semicicle. El funcionament dels 3

intervals es poden observar a la segent figura.


29

Figura 2.17. Mode 1, 2 i 3 amb 120 de conducci.

Mode 1:

0 /3

(8)

=2

, =2

, = 0

(9)

Mode 2:

/3 2/3

(10)

=2

, =2

, = 0

(11)

Mode 3:

2/3 (12)

=2

, =2

, = 0

(13)

Durant cada interval doperaci un dels tres terminals est obert i els altres dos

connectats al bus de tensi contnua. La tensi del transistor obert dependr de

les caracterstiques de la crrega connectada.


30

Figura 2.18. Tensions de sortida seguint la seqncia en un inversor de 120 de

conducci.



Tant la figura 2.20 com la figura 2.21, i corrovorat pels clculs anteriors, es revela

una caracterstica clarament rellevant. En el cas de obtenir 180 de conducci la

tensi de linia arriba a la tensi de potencia i la tensi de fase es queda a 2/3

daquesta tensi. En canvi amb 120 de conducci es produeix el contrari, una

tensi de lnia igual a 2/3 de la tensi de potncia i una tensi de fase igual a la

de potncia.

Lelecci dun mtode o laltre determinar el voltatge efica de sortida, s a dir,

afectar directament al motor collocat a la sortida i, conseqentment, a la

disposici en estrella o en triangle. Aquesta elecci ser duta a terme a travs de

la programaci del microcontrolador que s lelement que controla la forma dona

que sentrega al motor.


31

2.2.2. Regulaci de la tensi de sortida

Com sha pogut observar en els grfics exposats anteriorment la tensi de sortida

depn exclusivament del voltatge continu dentrada. Al mercat, una exigncia dels

inversors s el manteniment constant de la tensi de sortida i la possibilitat de

poder variar la tensi de sortida dins duns marges.

Les diferents maneres que existeixen per resoldre la necessitat de regulaci de la

tensi de sortida sn les segents:

- Control de la tensi contnua dentrada: Soluci que va directa a la variable

a controlar. Proporcionaria una forma directa de control sobre el valor efica de la

sortida; anomenat amb langlicisme Variable DC-link Inverter.

- Regulaci interna amb PWM: La tensi contnua dentrada romandria

constant i els transistors entrarien en rgim de commutaci governats per PWM.

Proporcionaria regulaci del valor efica de sortida i una reducci del contingut

harmnic (depenent del tipus de modulaci).

- Regulaci de la tensi de sortida: Consistiria en adaptar la tensi de sortida

posteriorment a travs de tiristor i altres elements electrnics. Implicaria retards

en la resposta del sistema i un augment del volum del projecte.

La soluci ms efica i que ofereix un ventall ms ampli en termes de regulaci s

la utilitzaci de la modulaci dample de polsos PWM.

2.3. Control digital vs control analgic

Existeixen dues maneres de generar el senyal de control dun dispositiu

semiconductor; analgica o digitalment. La tria de luna o de laltra implica un

canvi substancial en el projecte.

Generar un senyal de commutaci de manera analgica comporta la utilitzaci

duna srie de components correctament acondicionats. Aquesta tasca

simplementaria amb ls de dispositius com comparadors analgics i

potencimetres entre daltres, s a dir, sistemes dacondicionament de senyal per

a crear senyals sinusodals i triangulars aix com diferents senyals de tensi

contnua per alimentar el dispositius analgics.

Caldria crear un senyal quadrat o, com es desitja en aquest projecte, un senyal

PWM mitjanant comparadors introduint a lentrada un senyal sinusodal i un valor

constant o triangular. A ms, obtenir el complementari (perqu quan un transistor


32

condueixi, laltre immediatament ho deixi de fer) de cada senyal aix com un

sistema de desfasament per a cada fase.

Un sistema analgic de creaci del senyal de control pels transistors suposa doncs

un procs de clcul exhaustiu a causa dels temps de retrs dels senyals. s a dir,

el PWM complementari duna fase haur de circular per una porta inversora i, a

ms, depenent de la fase haur dsser desfasada 120 i incls 240. Dos camins

diferents per dos senyals que han danar coordinats.

Per tant, els avantatges que ofereix un sistema digital sn els segents:

- Control de variables. Quan sutilitza un microcontrolador, si el circuit ha

estat dissenyat de manera adequada, sempre produir exactament les

mateixes sortides. En canvi, les sortides dun disseny analgic depenen de

diverses variables com la temperatura, el voltatge dentrada, lantiguitat

dels components, temps de retrs entre daltres factors.

- Facilitat del disseny. No s necessari cap modulaci exacta del

comportament del senyal ni cap matemtica complexa. Amb el coneixement

de la programaci del microcontrolador es defineixen les sortides

desitjades.

- Flexibilitat de control. Es t la possibilitat de canviar les entrades amb un

perifric com un teclat, sempre i quan es dissenyi el codi adequat.

Tanmateix, es poden introduir senyals de realimentaci per activar alarmes,

variables de control o diferents parmetres dautomatitzaci.

- Freqncia de treball. Els dispositius programables actuals ofereixen

freqncies de treball fora elevades fet que provoca que la limitaci regeixi

en els components de commutaci i no en el microcontrolador.

2.4. PWM

Com sha comentat en seccions anteriors, un recurs molt utilitzat en aquest tipus

daplicacions s la modulaci per ample de pols (PWM). Recordar que aquest

senyal ser lencarregat de fer commutar els transistors perqu el motor rebi un

senyal sinusodal equivalent. Bsicament, la funci de linversor trifsic, convertir

el CC en CA ja que el motor precisament necessita CA.

Existeixen diverses tcniques diferenciades de PWM:

- PWM Sinusodal (SPWM).

- Eliminaci selectiva darmnics. (SHE-PWM).


33

- PWM de mnima arrissada de corrent.

- PWM amb control de corrent per histresi.

- PWM de vectors despai (PVM).

Aquest projecte es centrar en el primer tipus, el PWM Sinusodal.

Aquesta tcnica de control es basa en utilitzar una modulaci on una srie de

polsos es disparen en cada semicicle i lamplada de cada un varia en proporci

amb lamplitud duna ona sinusodal (figura 2.21). En altres paraules, el pols ser

ms llarg depenent del punt en el que es troba el senyal sinusodal.

> =

< = 0

> =

< = 0

> =

< = 0

Figura 2.19. De la comparaci del senyal modulador (ona sinusodal) i del portador (ona

triangular) en resulta el PWM duna fase.

Lona moduladora genera un senyal de control Vcontrol (ona sinusodal) a la

freqncia deistjada f1, la qual ser comparada amb el senyal portador triangular

per generar els polsos. La freqncia de lona triangular estableix la freqncia de

commutaci dels transistors fs, que es mantindr constant. Es t llavors una

relaci de modulaci damplitud i de freqncia, tal que:

=

; =

1

(14)


34

On:

- Vcontrol: amplitud del senyal de control (sinusodal).

- Vtri: pic de lona portadora triangular.

- f1: freqncia de sortida desitjada (de lona sinusodal).

- ftri: freqncia de lona portadora triangular.

s important donar un cop dull al contingut harmnic daquests tipus de senyals

ja que les expressions derivades per realitzar els clculs canvien segons les

condicions de treball.

En un inversor trifsic amb control unipolar ens trobem amb el segent espectre

harmnic. A ms, la segent figura 2.22 tamb mostra lavantatge dutilitzar

modulaci unipolar en comptes de bipolar.

Figura 2.20. Diferncies entre modulaci bipolar i unipolar.

Amb modullaci unipolar sanullen els harmnics dels voltants de la freqncia

de la triangular i els seus mltiples impars (mf, 3mf).

Per una relaci de modulaci damplitud menor a la unitat (ma


35

Si lndex de modulaci damplitud fos major a la unitat, aquesta relaci lineal no

es compliria.

El PWM porta els harmnics de lona de tensi que li arriba al motor al rang daltes

freqncies, ms concretament a la freqncia de commutaci i els seus mltiples,

com mf, 3mf i aix successivament. Lndex de modulaci en freqncia mf ha de

ser un nombre enter imparell de tal manera que la forma dona noms contingui

harmnics imparells. En general, s desitjable freqncies de commutaci el ms

altes possibles ja que a priori s ms fcil eliminar els harmnics dalta freqncia

amb una unitat de filtratge. El desavantatge que presenta treballar en freqncies

altes s les prdues de commutaci que es produirien en els transistors que

augmenten proporcionalment.

Amb una variaci lineal entre la tensi de la fonamental i ma, es t per contra una

menor magnitud de la component fonamental. Quan ma sincrementa ms enll

de la unitat, lamplitud tamb sincrementa i s el que es coneix com una

sobremodulaci. La forma dona cont molts ms harmnics comparat amb quan

es treballa en el rang lineal (figura 2.24).

Figura 2.21. Senyal amb sobremodulaci.

Lamplitud del pic de la fonamental en funci de la relaci de lndex de modulaci

damplitud es mostra a la segent figura 2.24. Daquesta manera, saclareix el fet

de treballar en el rang lineal quan ma


36

Figura 2.22. Diferents zones doperaci del PWM.

Font: Gonzalez-Longatt, F. M. Generalidades de la modulacin de ancho de pulso. 2004.

Universidad de Venezuela

Per exemple: si connectem al corrent de la xarxa elctrica, 230 V eficaos, el valor

de pic de la qual s 325 V. Si ma del PWM s 1, el valor destat alt del mateix PWM

ser els 325 V de pic de lentrada.

El contingut harmnic en sobremodulaci seria major tal i com mostra la segent

figura.

Figura 2.23. Contingut harmnic en sobremodulaci dun PWM de ma=2,5 i mf=15.

Font: Gonzalez-Longatt, F. M. Generalidades de la modulacin de ancho de pulso. 2004.

Universidad de Venezuela

Resumint, els inversos trifsics ofereixen un avantatge significatiu si mf compleix

que sigui imparell i mltiple de 3 (per exemple 3, 9, 15, 21, 27). Daquesta

manera saconsegueix que la forma dona de la tensi sigui ms sinusodal, que

s bsicament lobjectiu dun PWM. s ms, si utilitzem modulaci unipolar,


37

seliminarien part dels harmnics (figura 2.22). Per tant, mitjanant la

programaci del microcontrolador, senviar un PWM amb ma


38

- Per a la protecci de pics de tensi (provocats per les crregues inductives),

els MOSFETs actuals incorporen un dode que eradica els pics de sobretensi

en el moment de commutaci, cosa que inhibeix un dels defectes daquests.

En el moment de lelecci final entre MOSFET i IGBT, ambds dispositius poden

proporcionar avantatges en la mateixa aplicaci, depenent sempre de les

condicions de treball. Com doncs un dissenyador escull? Sha dentendre el

comportament i les prestacions relatives que poden oferir.

Existeix la percepci que els MOSFETs sn un producte ms madur dins del

mercat, per contra els IGBTs es consideren tecnologia nova. Una generalitzaci

acceptada en diferents articles cientfics s que els IGBTs substituiran, si s que

no succeeix ja, als MOSFETs en totes les aplicacions per sobre de 300 V. De totes

maneres, durant els ltims anys han sorgit millores significatives en els MOSFETs

i aix els fa ser un producte dinmic.

En conclusi, ambds components poden ser adients i les diferncies entre ells

sn ms aviat minses. El fet determinant s la potncia del sistema; per a baixes

potncies el MOSFET segueix dominant, consolidant-se com la tecnologia reina.

En canvi, els IGBTs els substitueixen en aplicacions de gran potncia. La segent

figura illustra de manera orientativa el seu respectiu domini del mercat segons la

potencia i la freqncia.

Figura 2.24. Grfic resum de recomanaci de quines rees resulta ms adequat escollir

o b un IGBT o un MOSFET.

Font: Blake, C.; Bull, C. IGBT or MOSFET: Choose Wisely. International Rectifier.

El variador de freqncia daquest projecte treballar a freqncies i potncies

baixes. Per tant, el MOSFET, a part de ser el ms recomanat incls pels fabricants,

s molt eficient en termes de dissipaci de potncia i sempre tindr la possibilitat

de treballar eficament a altes freqncies.


39

2.6. Motor trifsic

Totes les etapes que cont aquest projecte sn per produir el senyal de control

del motor. Les especificacions del motor sn:

Taula 2.2. Motor asncron de la srie K90 del fabricant Kelvin.

N de

fases Tensi efica

Potncia

elctrica

nominal

Corrent

nominal

Velocitat de

gir Rendiment

3 230/400 V 191 W 0,83 A 1250 rpm 38%

El motor s lelement encarregat de convertir lenergia elctrica en una fora

mecnica. Ser doncs, el component final del sistema.

Un motor dinducci t collocades en el seu interior 3 bobinats iguals desplaats

120 entre s. Aquestes creen un camp magntic giratori quan estan alimentades

a travs dun sistema de tensions trifsic equilibrat. Lexcitaci resultant de les

forces magnetomotrius (ff.mm.mm) generades, provoca un camp magntic

damplitud constant, que avana a velocitat constant, depenent tant dels graus

magntics com dels graus elctrics que transcorren en un perode altern, s a dir,

dun parell de pols per cada cicle temporal.

Aquesta velocitat (n) expressada en r.p.m es coneguda com velocitat sncrona,

lexpressi de la qual en resulta aquest parmetre s la segent:

=60

(16)

On:

- f s la freqncia dalimentaci [Hz]

- p s el nombre de parell de pols del motor [adimensional]

- n s la velocitat sncrona [rpm]


40

Figura 2.25. Procs giratori pas per pas. Magnetitzaci de les bobines en funci del

corrent que hi circula.

Font: Oseira. R. Captol 5: Mquina asncrona - motor de induccin trifsico.

Mquinas de corriente alterna. EUETIB. Universitat Politcnica de Catalunya.

El motor, al ser asncron, comporta que la part esttica del motor (estator) i la

part que rota (rotor) no van sincronitzades. La polaritzaci dels bobinats del

estator va avanada respecte el moviment del rotor. Per tant, la velocitat de

sncronisme no es veur mai representada com a valor real de la velocitat. Aquest

lliscament ve marcat per la segent modificaci de lequaci anterior.

= (1 )60

(17)

On s s el lliscament.

Existeixen moltes maneres de modificar la velocitat dun motor, ja sigui canviant

el nombre de parell de pols o la tensi dalimentaci. Ambdues, no obstant,

modificarien fsicament el motor i les condicions de treball respectivament. El joc

del lliscament s com a variable doncs, es descarta, ja que depn de la crrega

amb la que es treballi. Cada assaig necessitaria de les seves propies senyals, cosa

que no tindria sentit. El mtode ms utilitzat i a la vegada efectiu per regular la

velocitat s el control de la freqncia, el qual porta a la modificaci de la velocitat

de sincronisme.


41

Per entendre el comportament del motor s important donar un cop dull a la

caracterstica corrent parell-velocitat que presentar.

Es pot observar a la figura 2.29 que el parell mxim es dna al voltant del 80%

de la velocitat nominal. Si interessa obtenir aquest parell des de larrencada fins

la velocitat mxima, es pot assolir variant la freqncia dalimentaci.

Figura 2.26. Relaci del parell del motor amb la freqncia de treball.

Pizarro, M. D. Control de velocidad. 2003. Santa Fe.

Sobserva que la caracterstica mencionada anteriorment es pot mantenir fins els

50 Hz de freqncia, moment en que el parell disponible comena a disminuir.

Aix doncs, es fa evident que al variar la freqncia mantinguent la tensi constant,

el parell mxim es mostra inversament proporcional i, conseqentment, si es

pretn mantenir el parell mxim constant, ser necessari actuar sobre la tensi

dentrada al motor.

Cal tenir en compte que la senyal de voltatge que rebr el motor no tindr forma

sinusodal, sin que ser una serie de polsos quadrats de diferent amplada,

equivalents a un senyal altern. Aix doncs, s necessari el clcul del valor de pic

(amplitud) del PWM, que ser ni ms ni menys que un valor de corrent continu de

les quals es commutar (mitjanant els transistors de potncia, figura 2.14) des

daquell valor fins a 0.


42

CAPTOL 3:

DISSENY HARDWARE

El disseny de tots els elements tangibles del variador de freqncia escollit

sexplica qualitativa i quantitativament en aquest captol.

3.1. Font dalimentaci

La potncia necessria ser el parmetre nic per al dimensionament de la font

dalimentaci del sistema. Es t una tensi contnua a la sortida del pont de dodes

(que ha rectificat lona sinusodal de la xarxa elctrica) de 325 V. Daqu sentra al

circuit integrat LNK304, el qual reduir aquesta tensi fins a una sortida tpica de

12 V i 120 mA. Aix vol dir que a la sortida proporcionar una potncia tal que:

= = 12 120 = 1,44

(18)

El propi datasheet del component informa que el rendiment entre la potncia

dentrada i la de sortida s del 75%. Per tant, la potncia dentrada ha de ser com

estableix la segent equaci:

=

; =

=1,44

0,75= 1,92

(19)

Aix implica que el component demanar un corrent de tal manera que:

= ; =

=

1,92

325= 5,9

(20)

Aquest corrent ser demandat per part del reductor buck LNK304, el qual afectar

al corrent del motor. Tot i aix, es pot considerar prou baix per no trobar

afectacions clares al comportament del motor.


43

Si tenim en compte la segent equaci de potncia elctrica del motor i que 1 V

cau en el pont de dodes:

= ( 2 ) cos() = (325 2 1) 0,5 0,7 = 113,05

(21)

La potncia dissipada de tot el sistema ser de:

= + = 1,92 + 113,4 = 115,32

(22)

On el valor del corrent del motor ve extret del datasheet del mateix, sempre i

quan lalimentaci del motor sigui 230 V eficaos, que seran entregats a travs

del PWM. Llavors el corrent total del bus de tensi ser de:

= + = 500 + 5,9 = 509

(23)

Per aquest motiu, es collocar un fusible d1 A a lentrada, com a mesura de

protecci.

Un cop sabuts els corrents, sescull el pont de dodes FB2500 del fabricant FAGOR.

En aquest cas s important que superi en escreix els valors mxims tant de tensi

com de corrent. Certament compleix aquests requisits amb un mxim de 1000 V

i 25 A.

La potncia de sortida del variador de freqncia vindr marcada pel valor nominal

ms baix dels components de letapa de potncia, que s el transistor de potncia

(veure secci 3.5). Com que el seu corrent nominal s de 2,5 A, la potncia de

sortida que pot oferir el sistema s com regeix la segent equaci:

= = 325 2,5 = 812,5

(24)

3.2. Condensador del bus DC

El senyal provinent del pont de dodes ser directament dosificat pel sistema de

transistors i utilitzat pel motor. Lnic objectiu que es persegueix amb aquest

corrent continu s que sigui mximament estable, s a dir, que tingui la mnima

arrissada. Per aix ser collocat un condensador en parallel entre el pont de

dodes i el reductor de tensi contnua.


44

Figura 3.1. Esquemtic de la connexi del Bus DC.

Lequaci de crrega del condensador s la segent:

() =

(25)

Es tracta el diferencial de tensi (dV) com larrissada tolerable pel bus de tensi

contnua. Es considerar com acceptable una desviaci del 5% del voltatge de pic

de lentrada.

= 2 = 230 2 = 325

(26)

Com que el pont de dodes s de pont complet, el diferencial de temps (dt) ser

duna freqncia doble ja que queda una ona rectificada positiva, s a dir, la part

negativa de lona sinusodal quedar invertida a leix positiu.

=1

2 =

1

2 50= 0,01

(27)

La intensitat de lnia del bus s la mateixa que circula per les fases del motor. Per

tant, si la tensi dentrada al motor s de 230 V eficaos, segons el datasheet del

motor, el corrent circulant ser de 0,47 A o 0,53 A en funci de si t fre

electromagntic o no (veure annex III). Per seguretat, sescull el valor ms elevat.

La capacitat del condensador de filtrat darrissada es calcular doncs de la segent

manera:

=

= 0.53

0,01

0,05 325= 3,26 104 = 326

(28)


45

Valor estandarditzat amb la srie E-24 >> 330 uF

Daquesta manera sassegura un senyal de tensi contnua amb una diferncia

entre el punt mxim i mnim del 5% del valor mxim. Shan implementat doncs,

2 condensadors de 220 uF cada un de 450 V. En parallel amb aquests sincorpora

un condensador de desacoblament de polister de 1 uF i 400 V, ja que totes les

connexions presents introduiran inductncies parsites. Durant les commutacions,

tant dels transistors de potncia com del reductor Buck, aquestes inductancies

sern sotmeses a fortes derivades de corrent, les quals poden provocar

sobretensions als semiconductors.

3.3. Resistencia de precrrega

Existeix la problemtica de crear un curtcircuit amb lalimentaci domstica al

connectar-la amb el sistema, concretament amb el condensador del bus de corrent

continu (secci 3.2). Quan el condensador es troba descarregat, actua com un

curtcircuit en un diferencial de temps, i per tant, crearia un cam directe entre

alimentaci i massa (se suposa que la crrega de sortida, el motor, es troba

desconnectada del bus DC durant la precrrega del condensador).

Es pot suposar tamb que la tensi de precrrega s constant i igual al valor de

pic de la tensi de lnia de la xarxa. Daquesta manera el condensador es carregar

en rgim permanent i a una tensi final a aquest mateix valor de pic.

La soluci ms comuna s installar un resistor de potncia a travs del qual es

carregar el condensador. Aquest resistor quedar curtcircuitat amb lacci dun

rel quan el condensador es trobi a un 90% de la seva capacitat. Daquesta

manera, sevita el curtcircuit inicial que es produiria amb alimentaci i massa

(condensador descarregat) i desprs el sistema queda apartat de qualsevol

afectaci pel mateix resistor, que queda desconnectat pel rel.

El transitori ve marcat per la crrega del condensador del segent circuit

equivalent:


46

Figura 3.2. Circuit de crrega del condensador del bus DC.

El condensador, ser carregat doncs a travs de RPrecrrega. Levoluci de la tensi

del condensador des de linstant inicial fins al rgim permanent ve donada per la

segent expressi:

() = (1

)

(29)

On:

- Vt(t): valor de la tensi del condensador en linstant t.

- Vf: tensi final en la que quedar carregat el condensador.

- t: temps de crrega.

- R: resistor pel qual es carrega el condensador.

- C: capacitat del mateix.

Es busca el valor de R que fa que el condensador es carregui fins el 80%. Per aix

sha dassignar arbitrriament un temps de crrega, que es considerar 1 segon.

0,8 = (1

)

(30)

0,8 = 1

1330106

(31)

= 1883

(32)

Estandarditzat amb la srie E24 >> 1800 .

El resistor de precrrega ser situat entre la connexi de la xarxa domstica i el

pont de dodes, s a dir, que dissipar gran potencia. Per aquest motiu, sha de

tenir en compte la potncia que ha de tenir perqu no es malmeti el component.

Si la caiguda de tensi dels dodes s d1 V:

=( 2 )

2

=

(325 2 1)2

1800= 57,96

(33)


47

Al mercat, almenys el que els projectistes tenen a labast, no es troben resistors

amb una potncia superior a 50 W. Aix que shaur descollir un component de

major impedncia per a reduir la intensitat que hi circula i, conseqentment, la

potncia dissipada. Caldr doncs, refer els clculs.

Escollint un resistor de 3300 (valor tpic):

0,8 = 1

3300330106

(34)

= 1,75

(35)

Es trigar 750 ms ms en carregar el condensador al 80%, cosa que no comporta

cap problema.

=( 2 )

2

=

(325 2 1)2

3300= 31,6

(36)

El resistor de precrrega del condensador ser de 3,3 k i 50 W de potencia.

Figura 3.3. Font dalimentaci del bus de contnua.

Un cop assolida la crrega dels condensadors shaur de curtcircuitar aquesta

resistncia de precrrega mitjanant el rel. Una opci seria utilitzant el

microcontrolador i programar la desconnexi. Tenint en compte que la tensi

dalimentaci prov tota de la mateixa font, el microcontrolador no entrar en


48

funcionament fins que la font no entri en rgim permanent. La utilitzaci dun

retard analgic ser lopci ms adient.

Amb un filtre RC, provocarem un retard per a la desconnexi del resistor de

precrrega. Si els condensador del bus de contnua triguen 1,75 s a carregar-se

fins el 80% de la seva capacitat, doncs el rel ha dactivar-se en aquest temps.

Per seguretat sescull que sactivi desprs de 3 segons de la connexi manual a la

xarxa.

Si per datasheet se sap que el rel amb 3,7 V ja sactiva, i fixant la capacitat del

condensador en 10 uF (valor estndard), sextreu el valor de R pel filtre RC.

3,7 = 5 (1

310106)

(37)

= 222704 = 222,7

(38)

Estandarditzat amb la srie E24>>220 k.

Per tant, el rel quedar automticament connectat (curtcircuitant la resistncia

de precrrega) en un temps de 3 s amb R=220 k i C=10 uF.

Figura 3.4. Esquemtic del filtre RC de retard per lactivaci del rel K1.

Amb R=220 k, el corrent que circular per la bobina ser:

Irel =VccR

=5 V

220 k= 22,7 uA ( 39)


49

Observant el datasheet del rel seleccionat, extraiem que una de les

especificacions de la bobina s que demanda 72 mA constants per al seu

funcionament. Per tant, amb una resistncia R de 220 k s clarament un valor

massa elevat.

El mxim valor del resistor en el retard RC implementat s determinat a travs

de la segent equaci:

=5

72 = 69,4 70

( 40)

Aquest resistor vindr caracteritzat per una gran dissipaci a causa del seu baix

valor hmic.

= 2 = (72 )2 70 = 0,36

( 41)

Per tant, R haur de ser de 70 i W de potncia.

Si es vol mantenir un valor de la constant de temps superior a la crrega dels

condensadors del bus DC, caldr augmentar el valor de la capacitat del

condensador. Sabent que el corrent no arribar al valor necessari fins que la

tensi sigui de 5 V. Repetint el clcul de la equaci 29 tal que:

4,95 = 5 (1 1,7570)

( 42)

= 5,42

( 43)

Aix doncs, aconseguim protegir el circuit del curtcircuit inicial que es produiria

amb els condensadors completament descarregats en el moment dencesa del

sistema.

3.4. Font commutada

Per tal dadaptar la tensi de la xarxa domstica a la necessria tant pels

components dels circuits com pel propi motor, sha escollit lintegrat LNK304 de la

famlia LinkSwitch-TN de POWER GENERATIONS. Aquest component, juntament

amb un circuit elctric que sexplicar a continuaci, permet reduir el voltatge de

325 VDC, que sobtenen desprs del pont de dodes i els condensadors, fins a 12

V estables que serviran per alimentar els drivers. Posteriorment amb un regulador

de tensi, sobtenen els 5 V pel circuit digital.


50

Sha escollit lintegrat LNK304 amb la topologia High-Side Buck Direct Feedback,

ja que es tracte dun convertidor reductor amb la tensi de sortida referenciada a

la tensi dentrada i una realimentaci que mant la sortida estable, sempre i

quant hi hagi una crrega a la sortida, com serien els drivers, transistors i motor

daquest projecte.

Figura 3.5. Diagrama de blocs intern de lintegrat

Aquest integrat, tal com mostra la figura 3.5, consta dun transistor MOSFET dalt

voltatge i un controlador dalimentaci. Utilitza un control ON/OFF per regular el

voltatge de sortida mitjanant un oscillador que treballa a 66 kHz. Tamb

incorpora un circuit de realimentaci, el qual activa o desactiva el MOSFET si el

corrent que arriba al pin s ms alt de 49 uA, i protecci contra temperatures

superiors a 142 C que desactiven el MOSFET fins que la temperatura no es

redueix, entre daltres caracterstiques.


51

Figura 3.6. Circuit elctric per la font commutada LNK304

La figura 3.6, proporcionada pel datasheet del component, mostra el conjunt

delements que han dacompanyar a lintegrat per tal dobtenir 12 V estables a la

sortida, que s el valor de tensi que es busca. La part anterior a lintegrat

correpondria al acondicionament de la tensi de xarxa explicada lapartat 2.1, de

la qual sobtenen els 325 VDC.

El dode D1 ha de ser de commutaci ultrarpida ja que els cicles de loscillador

acabarien abans que la commutaci i podria produir dissipacions denergia massa

elevades. La funci del condensador C2 s suavitzar el corrent de la bobina,

mentre que el condensador C3 sencarrega de mantenir la tensi a la sortida

durant lestat OFF del transistor. Les resistncies R1 i R3 del circuit de

realimentaci mantenen una tensi de 1,65 V al pin FB per controlar el corrent

que li arriba i regular el MOSFET.

A continuaci es mostren els pins de lintegrat i la seva funci principal.

Figura 3.7. Pins de lintegrat LNK304


52

Descripci dels pins:

- Pin D (5) - DRAIN: Drenador del MOSFET intern de lintegrat. Proporciona

el corrent doperaci necessari.

- Pin BP (3) - BYPASS: Condensador de 0.1 uF per lalimentaci de 5.8 V

generada internament per lintegrat.

- Pin FB (4) - FEEDBACK: s el pin encarregat de la realimentaci, amb la

finalitat de controlar el funcionament del MOSFET.

- Pin S (1,2,7,8) - SOURCE: Aquest pins connecten amb la font del MOSFET.

Tamb s la referncia de massa pels pins BP i FB.

3.5. Transistors

Realitzar una recerca de qu es pot trobar al mercat que pugui ser efica pel

sistema, sempre ser el cam a seguir. En aquest cas, el primer pas s saber el

tipus de transistor que compliria les especificacions del sistema. A ms, shan de

conixer les caracterstiques i peculiaritats del component real, ja que idealment

qualsevol element que es comports com un interruptor serviria.

El viatge del senyal controlador dels transistors amb totes les variables parsites

dels components reals ser tal com mostra la segent figura.

Figura 3.8. 1. Senyal PWM provinent de loptoacoblador. 2. Driver. 3. Transistor

MOSFET.

Font: Balogh, L. Design And Application Guide For High Speed MOSFET Gate Drive

Circuits.


53

Les especificacions que marquen lelecci del transistor sn la tensi Vds i el

corrent Id mxims. Aquests dos parmetres han de superar en escreix les

magnituds amb les quals es treballar.

Especificacions primries:

- Tensi Vds: superior a 325 V (tensi del bus de tensi contnua).

- Corrent Id: superior a 0,88 A (extret del datasheet).

Hi ha altres caracterstiques que cal tenir en compte.

Especificacions secundries:

- Temps de commutaci.

- Potncia dissipada.

Ambdues conv minimitzar-les. De totes maneres, com sha vist a la secci 2.5,

els transistors MOSFET sn especialment adients per a altes freqncies i

potncies baixes. La freqncia de commutaci vindr abans limitada per la

capacitat del microcontrolador de produir senyals PWM dalta freqncia. Per tant,

no es fa necessari considerar altres parmetres que no siguin la tensi Vds i

corrent Id.

Sescull finalment el transistor IRF840 del fabricant Vishay, que aporta les

segents caracterstiques:

Taula 3.1. Caracterstiques transistor IRF840.

Caracterstica Valor

Tensi Vds mxima 500 V

Corrent Id mxim 2,5 A, pics de 8 A

Rds 3

3.5.1. Temps de commutaci

Quan un Mosfet es troba en mode de commutaci, lobjectiu principal s que

commuti de lestat dimpedncia ms alt al ms baix en el mnim temps possible.

Com que la magnitud dels temps de canvi destat terica s sempre ms baixa

que en la prctica, s important tenir en compte totes les variables parsites. La

figura 3.8 mostra un esquema del subsistema driver-MOSFET on sincorporen

totes les capacitats i impedncies parsites.


54

Leficcia del MOSFET s clar que ve determinada per com de rpid s capa el

transistor de canviar de voltatge a travs daquests condensadors. Per tant, el

parmetre ms important a considerar, en termes de freqncia de treball, s la

capacitat parsita que es presenta.

Cap de les variables mencionades en els pargrafs anteriors es defineix

directament en els datasheets. No obstant, existeixen unes aproximacions amb

valors extrets del propi datasheet: Crss, Ciss i Coss.

=

(44)

=

(45)

=

(46)

Les capacitats sn calculades en base a la crrega necessria per produir el canvi

destat.

Tot el procs dencesa i apagat dels MOSFETs cont diferents intervals de temps

que sn funci del valor daquestes capacitats parsites i tamb de la tensi

requerida pel canvi destat (Vds). A mode dexemple, observant el datasheet del

transistor IRF840, presenta un temps de pujada i baixada no superiors als 50 ns,

amb una tensi Vds de 250 V i 2,1 A de corrent Id. Per tant, les limitacions en

termes de freqncia apareixerien abans per la velocitat de commutaci del

microcontrolador, tenint en compte que depn del temps del cicle mquina

dexcecuci del codi.

3.5.2. Potencia dissipada

A la propia commutaci del transistor MOSFET en etapes de potncia resultaran

inevitables prdues de les quals es dividiran en dues categories:

- Prdues de conducci: degudes al pas de corrent pel dispositiu ja que tenen

resistncia interna (Rds).

- Prdues de commutaci: degudes a que el pas a la zona hmnica no s

inmediat.

() = _ + +

(47)

Primerament, la potncia mentre el MOSFET es troba en conducci es regeix per

la segent equaci:


55

=

2

(48)

On:

- Iout: corrent que circula quan condueix pel motor (determinat per

datasheet).

- Rds: impedncia que presenta entre drenador i font (determinat per

datasheet).

- D: cicle de treball del PWM, en el cas ms desfavorable, 1.

_ = 0,53

2 3 1 = 0,84

(49)

_ = 0,88

2 3 1 = 2,32

(50)

Tindrem sempre mnim 2 transistors en conducci i com a mxim 3. Tot i aix, no

es pot considerar un parmetre que afecti a la potncia entregada al motor ja que

aquest treballa a 200 W amb crrega i al voltant de 100 W quan treballa en buit.

En segon pla, existeix dissipaci de potencia en les commutacions. El procs

dencesa i dapagada passa per carregar la capacitat parsita Cgs (figura 3.9).

Levoluci de la tensi Vds contraposada amb el corrent Id ve mostrada per la

segent figura:

Figura 3.9. Punts on es produeixen les prdues.

Quan el producte VdsId0 es prodrueix dissipaci de potncia que ser doncs, la

produda en cada interval de commutaci multiplicat pel cicle de treball del mateix

interval tal que:

= (

2) (2 + 3) ()

(51)


56

On:

- Vin: tensi DC la qual anir commutant.

- Iout: corrent de sortida.

- t2 i t3: temps de crrega de les capacitats del MOSFET.

- Qg: crrega de porta, parmetre visible a la grfica tensi de porta-

crrega.

Tenint en compte que el MOSFET IRF840 t un temps de pujada, baixada i retard

en la commutaci de menys de 100 ns tots sumats, es fa evident que la magnitud

de les prdues seran al voltant del centenar de milivolts, considerables

completament despreciables.

Cal mencionar que tamb es presenten prdues addicionals, per sn tpicament

fora ms petites que les explicades anteriorment. Tot i que tenen poc impacte en

nombres absoluts, poden resultar significants a causa de la zona en qu es troben,

en la zona de driver per exemple. La potncia necessria per a carregar la porta

del transistor, la capacitat parsita de sortida del mateix, la crrega del dode

intern serien clars exemples. A efectes de clculs, es menysprearan aquestes

prdues de pocs mW, comparat amb el centenar i escaig de tot el sistema.

3.5.3. Resistncia de porta

Tpicament, davant la porta del transistor es sol posar un resistor (Rg). Tot i que

el seu valor no es troba especificat en els datasheets, s una caracterstica fora

rellevant del component. El valor adequat daquest resistor depn del tipus de

transistor i freqncia de treball de manera que, quan aquesta augmenta, es

reduiran els pics de corrent i tensi per augmentarien les prdues de commutaci

aix com el temps de commutaci dels transistors.

No obstant, el fabricant s que dna uns valors estandaritzats per a diversos

transistors MOSFETs amb la seva resposta en freqncia. Com per exemple la

segent figura, extreta del mateix datasheet del driver IR2110 (veure annexos).


57

Figura 3.10. Temperatura de la uni del driver IR2110 en relaci amb la freqncia de

commutaci per al transistor MOSFET IRFBC20 amb Rg = 33 i Vcc = 15V.

Font: Datasheet de IR2110 del frabricant International Rectifier.

Per confirmar el grfic de la figura X, s important veure de manera representativa

la relaci que existeix entre la magnitud del resistor en serie de la porta amb els

parmetres que modifica, el temps de commutaci i els pics de tensi en

lapagada, i conseqentment amb aquest ltim, les prdues de commutaci.

Figura 3.11. Resistncia de porta en relaci amb la tensi pic entrant i el temps

dapagat.

Font: HV Floating MOS-Gate Driver ICs. International Rectifier Application note 978.

Si lobjectiu ser sempre tenir mxima protecci davant de pics de tensi i, a la

vegada, el mnim de prdues aix com el mnim temps de commutaci, el valor

que aproximadament compleix de la millor manera els tres requisits seria Rg = 20

.

Cal mencionar, que Rg s un valor aproximat per necessari pel circuit. Sempre

ser encertat doncs, seguir les recomanacions del fabricant.


58

3.6. Driver

Lordre que es seguir per descriure el subsistema del circuit de driver s el que

precisament realitza el senyal provinent del microcontrolador (etapa digital, secci

3.8). Entrar als optoacobladors, passant pel circuit integrat de driver i arribant

finalment a la porta dels transistors MOSFET.

La necessitat dacondicionar el senyal PWM abans dentrar directament per la porta

del transistor s bsicament perqu els transistors MOSFET es gorvenen en la

tensi de porta-font. Per tant, si posssim un senyal quadrat directament a les

bases dels MOSFETs, el transistor encarregat del semicicle positiu no assoliria mai

la tensi porta-font de govern, s ms, la superaria en escreix. La figura 3.12

mostra aquest fenomen de manera esquemtica.

Figura 3.12. Tensi V1 i V2 sn la tensi Vgs dels transistors S1 i S2 respectivament.

La tensi V2, Vgs del transistor S2, s directament el senyal PWM en tensi que li

arriba per la porta, ja que el sortidor es troba connectat als 0 V de referncia. En

canvi, la tensi en el punt 3 s variable, per la connexi a fase del motor. Per tant,

es fa necessari un component que sigui capa dallar la tensi de porta per a qu

els transistors S1, S3 i S5 commutin de manera adequada.

per al control d’un motor · “variador de freqüència per al control d’un motor ... cicles...

Documents