la electronica de potencia

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La electrónica de potencia (o electrónica de las corrientes fuertes1) es una técnica relativamente nueva que se ha desarrollado gracias al avance tecnológico que se ha alcanzado en la producción de dispositivos semiconductores, y se define como "la técnica de las modificaciones de la presentación de la energía eléctrica" o bien como "la aplicación de la electrónica de estado sólido para el control", el cual el control se encarga del régimen permanente y de las características dinámicas de los sistemas de lazo cerrado. La energía tiene que ver con el equipo de potencia estática, rotatoria o giratoria, para la generación, transmisión, distribución y utilización de la energía eléctrica. La electrónica se ocupa de los dispositivos y circuitos de estado sólido requeridos en el procesamiento de señales para cumplir con los objetivos del control deseados y la conversión de la energía eléctrica. En la figura 1 se puede apreciar un esquema básico de bloques de un sistema electrónico de potencia. Figura. 1: Diagrama de bloques del convertidor de potencia operando en lazo cerrado 1 corrientes fuertes: se refiere a corrientes grandes como de 15Amp, o mayores. El desarrollo tecnológico experimentado por la electrónica de potencia durante los últimos cuarenta años la ha consolidado en la actualidad como una herramienta indispensable para el funcionamiento de todos los ámbitos de nuestra sociedad tanto industrial como el de servicios y domestico. Esta posición se ha conseguido con la continua aportación, de los técnicos especializados en electrónica de potencia. En la figura 2 se muestra un esquema de la electrónica de potencia como una disciplina interdisiplinar.

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Page 1: La Electronica de Potencia

La electrónica de potencia (o electrónica de las corrientes fuertes1) es una técnica relativamente

nueva que se ha desarrollado gracias al avance tecnológico que se ha alcanzado en la producción

de dispositivos semiconductores, y se define como "la técnica de las modificaciones de la

presentación de la energía eléctrica" o bien como "la aplicación de la electrónica de estado sólido

para el control", el cual el control se encarga del régimen permanente y de las características

dinámicas de los sistemas de lazo cerrado. La energía tiene que ver con el equipo de potencia

estática, rotatoria o giratoria, para la generación, transmisión, distribución y utilización de la

energía eléctrica. La electrónica se ocupa de los dispositivos y circuitos de estado sólido requeridos

en el procesamiento de señales para cumplir con los objetivos del control deseados y la

conversión de la energía eléctrica. En la figura 1 se puede apreciar un esquema básico de bloques

de un sistema electrónico de potencia.

Figura. 1: Diagrama de bloques del convertidor de potencia operando en lazo cerrado

1 corrientes fuertes: se refiere a corrientes grandes como de 15Amp, o mayores.

El desarrollo tecnológico experimentado por la electrónica de potencia durante los últimos

cuarenta años la ha consolidado en la actualidad como una herramienta indispensable para el

funcionamiento de todos los ámbitos de nuestra sociedad tanto industrial como el de servicios y

domestico. Esta posición se ha conseguido con la continua aportación, de los técnicos

especializados en electrónica de potencia. En la figura 2 se muestra un esquema de la electrónica

de potencia como una disciplina interdisiplinar.

Page 2: La Electronica de Potencia

Figura 2. La electrónica de potencia como una disciplina interdisiplinar.

La demanda del mercado es la que estira de las tecnologías y la electrónica de potencia empujada

por el mercado, es una tecnología posibilitadora, es decir, juega solamente un papel de soporte al

desarrollo de las otras tecnologías. La demanda actual consiste en la integración de la electrónica

de potencia en sistemas de procesado de energía. Hay que dejar de hacer electrónica de potencia

para pasar a hacer procesado de la potencia.

La introducción de las máquinas eléctricas junto con la distribución de la energía eléctrica inicio la

nueva era eléctrica que caracterizo la primera mitad del siglo XX. Con la invención del transistor en

el año de 1948 se inicio la primera revolución electrónica, que nos introdujo en la era electrónica

durante la cual asistimos a la aparición de los circuitos integrados, ordenadores, comunicaciones,

informática, Internet y la automatización que nos llevaron hacia la sociedad de la información que

produjo el fenómeno de la llamada "globalización".

Mientas tanto, con la invención del tiristor en 1956 se produjo de forma silenciosa y lenta la

llamada por algunos "segunda revolución electrónica", que culmina con la madurez de la

electrónica de potencia a mediados del siglo XXI. Es importante destacar que la electrónica de

potencia esencialmente consiste en una mezcla de tecnologías impulsoras de la era mecánica, de

la era eléctrica y de la era electrónica. Nos encontramos ante una nueva tecnología realmente

interdisciplinar. La electrónica de potencia, con su esencia interdisciplinar, está destinada a

desempeñar un importante papel en la consecución de estos objetivos.

La energía ha sido siempre necesaria para asegurar el continuo progreso de la humanidad.

fffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffff

La Electrónica de Potencia es una disciplina que trata de la conversión estática de la energía

eléctrica y que, actualmente, adquiere una relevancia fundamental en las sociedades avanzadas

Page 3: La Electronica de Potencia

puesto que permite optimizar el rendimiento de estas conversiones energéticas y también, un

diseño más sostenible.

Este texto está elaborado a partir de unos contenidos que pueden ser impartidos en asignaturas

de las nuevas titulaciones de grado en ingenierías de la rama industrial, como la Electricidad y la

Electrónica Industrial y Automática. Está pues pensado para los estudiantes de dichas titulaciones.

Los contenidos teóricos responden a los objetivos cognoscitivos fijados en cada capítulo y se

consolidan mediante ejercicios resueltos. Una primera parte (capítulos 1 a 3) se dedica a la

introducción a la Electrónica de Potencia y contempla sus ámbitos de aplicación, las herramientas

teóricas que se utilizan a lo largo del texto y el estudio detallado y sistemático de los interruptores

y del proceso de conmutación. La segunda parte del texto (capítulos 4 a 7) se dedica a las

estructuras fundamentales de conversión estática CC/CC, CC/CA, CA/CC y CA/CA. Se dedica el

último capítulo (tercera parte) a una introducción al control en lazo cerrado de los convertidores

estáticos, abriendo la posibilidad de una continuidad en la profundización en esta disciplina.

Eduard Ballester Portillo y Robert Piqué López son doctores ingenieros industriales y están

adscritos al Departamento de Ingeniería Electrónica de la Universidad Politécnica de Cataluña.

Tienen una dilatada experiencia profesional y docente en Electrónica de Potencia. Ejercen sus

actividades académicas como catedráticos en la Escuela Industrial de Barcelona y como miembros

de la Unidad de Investigación y de Transferencia de Tecnología en Electrónica de Potencia y

Accionamientos Eléctricos.

Elementos básicos en electrónica de potencia

Supervisión: J. Domingo Aguilar Peña

Realización: Miguel Angel Montejo Ráez

Este tutorial está preparado para ser visualizado a una resolución de 800x600 pixels de pantalla. Si emplea una resolución menor algunas partes no se visualizarán completamente y aparecerán barras de desplazamiento en el navegador.

INTRODUCCION Introducción a los dispositivos electrónicos de potencia. Simbología.

DISPOSITIVOS ELECTRONICOS DE POTENCIA Diodos de potencia.

Page 4: La Electronica de Potencia

Transistores de potencia. Smart Power. Relés. Optoacopladores.

El diodo de potencia.

Características estáticas

Parámetros en bloqueo. Parámetros en conducción. Modelos estáticos de diodo.

Características dinámicas

Tiempo de recuperación inverso. Influencia del trr en la conmutación. Tiempo de recuperación directo.

Disipación de potencia

Potencia máxima disipable (Pmáx). Potencia media disipada (PAV). Potencia inversa de pico repetitiva (PRRM). Potencia inversa de pico no repeptitiva (PRSM).

Características térmicas

Temperatura de la unión (Tjmáx). Temperatura de almacenamiento (Tstg). Resistencia térmica unión-contenedor (Rjc). Resistencia térmica contenedor-disipador (Rcd).

Protección contra sobreintensidades

Principales causas de sobreintensidades. Organos de protección. Parámetro I2t.

El diodo de potencia

Uno de los dispositivos más importantes de los circuitos de potencia son los diodos,

aunque tienen, entre otras, las siguientes limitaciones : son dispositivos unidireccionales,

no pudiendo circular la corriente en sentido contrario al de conducción. El único

procedimiento de control es invertir el voltaje entre ánodo y cátodo.

Page 5: La Electronica de Potencia

Los diodos de potencia se caracterizan porque en estado de conducción, deben ser capaces de soportar una alta intensidad con una pequeña caída de tensión. En sentido inverso, deben ser capaces de soportar una fuerte tensión negativa de ánodo con una pequeña intensidad de fugas.

El diodo responde a la ecuación:

La curva característica será la que se puede ver en la parte superior, donde:

VRRM: tensión inversa máxima VD: tensión de codo.

A continuación vamos a ir viendo las características más importantes del diodo, las cuales podemos agrupar de la siguiente forma:

Características estáticas: o Parámetros en bloqueo (polarización inversa). o Parámetros en conducción. o Modelo estático.

Características dinámicas: o Tiempo de recuperación inverso (trr). o Influencia del trr en la conmutación. o Tiempo de recuperación directo.

Potencias: o Potencia máxima disipable. o Potencia media disipada. o Potencia inversa de pico repetitivo. o Potencia inversa de pico no repetitivo.

Características térmicas. Protección contra sobreintensidades.

Page 6: La Electronica de Potencia

Características estáticas

Parámetros en bloqueo

Tensión inversa de pico de trabajo (VRWM): es la que puede ser soportada por el dispositivo de forma continuada, sin peligro de entrar en ruptura por avalancha.

Tensión inversa de pico repetitivo (VRRM): es la que puede ser soportada en picos de 1 ms, repetidos cada 10 ms de forma continuada.

Tensión inversa de pico no repetitiva (VRSM): es aquella que puede ser soportada una sola vez durante 10ms cada 10 minutos o más.

Tensión de ruptura (VBR): si se alcanza, aunque sea una sola vez, durante 10 ms el diodo puede destruirse o degradar las características del mismo.

Tensión inversa contínua (VR): es la tensión continua que soporta el diodo en estado de bloqueo.

Parámetros en conducción

Intensidad media nominal (IF(AV)): es el valor medio de la máxima intensidad de impulsos sinusuidales de 180º que el diodo puede soportar.

Intensidad de pico repetitivo (IFRM): es aquella que puede ser soportada cada 20 ms , con una duración de pico a 1 ms, a una determinada temperatura de la cápsula (normalmente 25º).

Intensidad directa de pico no repetitiva (IFSM): es el máximo pico de intensidad aplicable, una vez cada 10 minutos, con una duración de 10 ms.

Intensidad directa (IF): es la corriente que circula por el diodo cuando se encuentra en el estado de conducción.

Page 7: La Electronica de Potencia

Modelos estáticos del diodo

Los distintos modelos del diodo en su región directa (modelos estáticos) se representan

en la figura superior. Estos modelos facilitan los cálculos a realizar, para lo cual debemos

escoger el modelo adecuado según el nivel de precisión que necesitemos.

Estos modelos se suelen emplear para cálculos a mano, reservando modelos más complejos para programas de simulación como PSPICE. Dichos modelos suelen ser proporcionados por el fabricante, e incluso pueden venir ya en las librerías del programa.

Características dinámicas

Tiempo de recuperación inverso

El paso del estado de conducción al de bloqueo en el diodo no se efectúa

instantáneamente. Si un diodo se encuentra conduciendo una intensidad IF, la zona

Page 8: La Electronica de Potencia

central de la unión P-N está saturada de portadores mayoritarios con tanta mayor

densidad de éstos cuanto mayor sea IF. Si mediante la aplicación de una tensión inversa

forzamos la anulación de la corriente con cierta velocidad di/dt, resultará que después del

paso por cero de la corriente existe cierta cantidad de portadores que cambian su sentido

de movimiento y permiten que el diodo conduzca en sentido contrario durante un instante.

La tensión inversa entre ánodo y cátodo no se establece hasta después del tiempo ta

llamado tiempo de almacenamiento, en el que los portadores empiezan a escasear y

aparece en la unión la zona de carga espacial. La intensidad todavía tarda un tiempo tb

(llamado tiempo de caída) en pasar de un valor de pico negativo (IRRM) a un valor

despreciable mientras van desapareciedo el exceso de portadores.

ta (tiempo de almacenamiento): es el tiempo que transcurre desde el paso por cero de la intensidad hasta llegar al pico negativo.

tb (tiempo de caída): es el tiempo transcurrido desde el pico negativo de intensidad hasta que ésta se anula, y es debido a la descarga de la capacidad de la unión polarizada en inverso. En la práctica se suele medir desde el valor de pico negativo de la intensidad hasta el 10 % de éste.

trr (tiempo de recuperación inversa): es la suma de ta y tb.

Qrr: se define como la carga eléctrica desplazada, y representa el área negativa de la característica de recuperación inversa del diodo.

di/dt: es el pico negativo de la intensidad. Irr: es el pico negativo de la intensidad.

La relación entre tb/ta es conocida como factor de suavizado "SF".

Si observamos la gráfica podemos considerar Qrr por el área de un triángulo :

De donde :

Para el cálculo de los parámetros IRRM y Qrr podemos suponer uno de los dos siguientes

casos:

Para ta = tb trr = 2ta

Page 9: La Electronica de Potencia

Para ta = trr tb = 0

En el primer caso obtenemos:

Y en el segundo caso:

Influencia del trr en la conmutación

Si el tiempo que tarda el diodo en conmutar no es despreciable :

Se limita la frecuencia de funcionamiento. Existe una disipación de potencia durante el tiempo de recuperación inversa.

Para altas frecuencias, por tanto, debemos usar diodos de recuperación rápida.

Factores de los que depende trr :

A mayor IRRM menor trr. Cuanta mayor sea la intensidad principal que atraviesa el diodo mayor será la

capacidad almacenada, y por tanto mayor será trr.

Tiempo de recuperación directo

tfr (tiempo de recuperación directo): es el tiempo que transcurre entre el instante en que la

tensión ánodo-cátodo se hace positiva y el instante en que dicha tensión se estabiliza en

el valor VF.

Este tiempo es bastante menor que el de recuperación inversa y no suele producir pérdidas de potencia apreciables.

Page 10: La Electronica de Potencia

Disipación de potencia

Potencia máxima disipable (Pmáx)

Es un valor de potencia que el dispositivo puede disipar, pero no debemos confundirlo con

la potencia que disipa el diodo durante el funcionamiento, llamada ésta potencia de

trabajo.

Potencia media disipada (PAV)

Es la disipación de potencia resultante cuando el dispositivo se encuentra en estado de

conducción, si se desprecia la potencia disipada debida a la corriente de fugas.

Se define la potencia media (PAV) que puede disipar el dispositivo, como :

Si incluimos en esta expresión el modelo estático, resulta :

y como :

es la intensidad media nominal

es la intensidad eficaz al cuadrado

Nos queda finalmente :

Generalmente el fabricante integra en las hojas de características tablas que indican la

potencia disipada por el elemento para una intensidad conocida.

Otro dato que puede dar el fabricante es curvas que relacionen la potencia media con la intensidad media y el factor de forma (ya que el factor de forma es la intensidad eficaz dividida entre la intensidad media).

Page 11: La Electronica de Potencia

Potencia inversa de pico repetitiva (PRRM)

Es la máxima potencia que puede disipar el dispositivo en estado de bloqueo.

Potencia inversa de pico no repeptitiva (PRSM)

Similar a la anterior, pero dada para un pulso único.

Características térmicas

Temperatura de la unión (Tjmáx)

Es el límite superior de temperatura que nunca debemos hacer sobrepasar a la unión del

dispositivo si queremos evitar su inmediata destrucción.

En ocasiones, en lugar de la temperatura de la unión se nos da la "operating temperature range" (margen de temperatura de funcionamiento), que significa que el dispositivo se ha fabricado para funcionar en un intervalo de temperaturas comprendidas entre dos valores, uno mínimo y otro máximo.

Temperatura de almacenamiento (Tstg)

Es la temperatura a la que se encuentra el dispositivo cuando no se le aplica ninguna

potencia. El fabricante suele dar un margen de valores para esta temperatura.

Resistencia térmica unión-contenedor (Rjc)

Es la resistencia entre la unión del semiconductor y el encapsulado del dispositivo. En

caso de no dar este dato el fabricante se puede calcular mediante la fórmula:

Rjc = (Tjmáx - Tc) / Pmáx

siendo Tc la temperatura del contenedor y Pmáx la potencia máxima disipable.

Resistencia térmica contenedor-disipador (Rcd)

Es la resistencia existente entre el contenedor del dispositivo y el disipador (aleta

refrigeradora). Se supone que la propagación se efectúa directamente sin pasar por otro

medio (como mica aislante, etc).

Protección contra sobreintensidades

Principales causas de sobreintensidades

La causa principal de sobreintensidad es, naturalmente, la presencia de un cortocircuito

en la carga, debido a cualquier causa. De todos modos, pueden aparecer picos de

corriente en el caso de alimentación de motores, carga de condesadores, utilización en

régimen de soldadura, etc.

Estas sobrecargas se traducen en una elevación de temperatura enorme en la unión, que es incapaz de evacuar las calorias generadas, pasando de forma casi instantánea al estado de cortocircuito (avalancha térmica).

Page 12: La Electronica de Potencia

Organos de protección

Los dispositivos de protección que aseguran una eficacia elevada o total son poco

numerosos y por eso los más empleados actualmente siguen siendo los fusibles, del tipo

"ultrarrápidos" en la mayoría de los casos.

Los fusibles, como su nombre indica, actúan por la fusión del metal de que están compuestos y tienen sus caracterísitcas indicadas en función de la potencia que pueden manejar; por esto el calibre de un fusible no se da sólo con su valor eficaz de corriente, sino incluso con su I2t y su tensión.

Parámetro I2t

La I2t de un fusible es la caracterísitca de fusión del cartucho; el intervalo de tiempo t se

indica en segundos y la corriente I en amperios.

Debemos escoger un fusible de valor I2t inferior al del diodo, ya que así será el fusible el que se destruya y no el diodo.

El transistor de potencia. Principios básicos de funcionamiento.

Características dinámicas

Tiempos de conmutación.

Características estáticas

Otros parámetros importantes.

Modos de trabajo y limitaciones

Modos de trabajo. Avalancha secundaria. Curvas SOA.

Disipación de potencia y protecciones

Efecto producido por carga inductiva. Protecciones. Cálculo de potencias disipadas en conmutación con carga resistiva. Cálculo de potencias disipadas en conmutación con carga inductiva. Ataque y protección del transistor de potencia.

El transistor de potencia

El funcionamiento y utilización de los transistores de potencia es idéntico al de los

transistores normales, teniendo como características especiales las altas tensiones e

intensidades que tienen que soportar y, por tanto, las altas potencias a disipar.

Page 13: La Electronica de Potencia

Existen tres tipos de transistores de potencia:

bipolar. unipolar o FET (Transistor de Efecto de Campo). IGBT.

Parámetros MOS Bipolar

Impedancia de entrada Alta (1010 ohmios) Media (104 ohmios)

Ganancia en corriente Alta (107) Media (10-100)

Resistencia ON (saturación) Media / alta Baja

Resistencia OFF (corte) Alta Alta

Voltaje aplicable Alto (1000 V) Alto (1200 V)

Máxima temperatura de operación Alta (200ºC) Media (150ºC)

Frecuencia de trabajo Alta (100-500 Khz) Baja (10-80 Khz)

Coste Alto Medio

El IGBT ofrece a los usuarios las ventajas de entrada MOS, más la capacidad de carga en corriente de los transistores bipolares:

Trabaja con tensión. Tiempos de conmutación bajos. Disipación mucho mayor (como los bipolares).

Nos interesa que el transistor se parezca, lo más posible, a un elemento ideal:

Pequeñas fugas. Alta potencia. Bajos tiempos de respuesta (ton , toff), para conseguir una alta frecuencia de

funcionamiento. Alta concentración de intensidad por unidad de superficie del semiconductor. Que el efecto avalancha se produzca a un valor elevado ( VCE máxima elevada). Que no se produzcan puntos calientes (grandes di/dt ).

Page 14: La Electronica de Potencia

Una limitación importante de todos los dispositivos de potencia y concretamente de los

transistores bipolares, es que el paso de bloqueo a conducción y viceversa no se hace

instantáneamente, sino que siempre hay un retardo (ton , toff). Las causas fundamentales

de estos retardos son las capacidades asociadas a las uniones colector - base y base -

emisor y los tiempos de difusión y recombinación de los portadores.

Principios básicos de funcionamiento

La diferencia entre un transistor bipolar y un transistor unipolar o FET es el modo de

actuación sobre el terminal de control. En el transistor bipolar hay que inyectar una

corriente de base para regular la corriente de colector, mientras que en el FET el control

se hace mediante la aplicación de una tensión entre puerta y fuente. Esta diferencia

vienen determinada por la estructura interna de ambos dispositivos, que son

substancialmente distintas.

Es una característica común, sin embargo, el hecho de que la potencia que consume el terminal de control (base o puerta) es siempre más pequeña que la potencia manejada en los otros dos terminales.

En resumen, destacamos tres cosas fundamentales:

En un transistor bipolar IB controla la magnitud de IC. En un FET, la tensión VGS controla la corriente ID. En ambos casos, con una potencia pequeña puede controlarse otra bastante

mayor.

Tiempos de conmutación

Cuando el transistor está en saturación o en corte las pérdidas son despreciables. Pero si

tenemos en cuenta los efectos de retardo de conmutación, al cambiar de un estado a otro

se produce un pico de potencia disipada, ya que en esos instantes el producto IC x VCE va

a tener un valor apreciable, por lo que la potencia media de pérdidas en el transistor va a

ser mayor. Estas pérdidas aumentan con la frecuencia de trabajo, debido a que al

aumentar ésta, también lo hace el número de veces que se produce el paso de un estado

a otro.

Podremos distinguir entre tiempo de excitación o encendido (ton) y tiempo de apagado (toff). A su vez, cada uno de estos tiempos se puede dividir en otros dos.

Page 15: La Electronica de Potencia

Tiempo de retardo (Delay Time, td): Es el tiempo que transcurre desde el instante en que se aplica la señal de entrada en el dispositivo conmutador,

hasta que la señal de salida alcanza el 10% de su valor final.

Tiempo de subida (Rise time, tr): Tiempo que emplea la señal de salida en evolucionar entre el 10% y el 90% de su valor final.

Tiempo de almacenamiento (Storage time, ts): Tiempo que transcurre desde que se quita la excitación de entrada y el instante en que la señal de salida baja al 90% de su valor final.

Tiempo de caída (Fall time, tf): Tiempo que emplea la señal de salida en evolucionar entre el 90% y el 10% de su valor final.

Por tanto, se pueden definir las siguientes relaciones :

Es de hacer notar el hecho de que el tiempo de apagado (toff) será siempre mayor que el

tiempo de encendido (ton).

Los tiempos de encendido (ton) y apagado (toff) limitan la frecuencia máxima a la cual puede conmutar el transistor:

Page 16: La Electronica de Potencia

Otros parámetros importantes

Corriente media: es el valor medio de la corriente que puede circular por un terminal (ej.

ICAV, corriente media por el colector).

Corriente máxima: es la máxima corriente admisible de colector (ICM) o de drenador (IDM). Con este valor se determina la máxima disipación de potencia del dispositivo.

VCBO: tensión entre los terminales colector y base cuando el emisor está en circuito abierto. VEBO: tensión entre los terminales emisor y base con el colector en circuito abierto.

Tensión máxima: es la máxima tensión aplicable entre dos terminales del dispositivo (colector y emisor con la base abierta en los bipolares, drenador y fuente en los FET).

Estado de saturación: queda determinado por una caída de tensión prácticamente constante. VCEsat entre colector y emisor en el bipolar y resistencia de conducción RDSon en el FET. Este valor, junto con el de corriente máxima, determina la potencia máxima de disipación en saturación.

Relación corriente de salida - control de entrada: hFE para el transistor bipolar (ganancia estática de corriente) y gds para el FET (transconductancia en directa).

Page 17: La Electronica de Potencia

Modos de trabajo

Existen cuatro condiciones de polarización posibles. Dependiendo del sentido o signo de

los voltajes de polarización en cada una de las uniones del transistor pueden ser :

Región activa directa: Corresponde a una polarización directa de la unión emisor - base y a una polarización inversa de la unión colector - base. Esta es la región de operación normal del transistor para amplificación.

Región activa inversa: Corresponde a una polarización inversa de la unión emisor - base y a una polarización directa de la unión colector - base. Esta región es usada raramente.

Región de corte: Corresponde a una polarización inversa de ambas uniones. La operación en ésta región corresponde a aplicaciones de conmutación en el modo apagado, pues el transistor actúa como un interruptor abierto (IC 0).

Región de saturación: Corresponde a una polarización directa de ambas uniones. La operación en esta región corresponde a aplicaciones de conmutación en el modo encendido, pues el transistor actúa como un interruptor cerrado (VCE 0).

Page 18: La Electronica de Potencia

Avalancha secundaria. Curvas SOA.

Si se sobrepasa la máxima tensión permitida entre colector y base con el emisor abierto

(VCBO), o la tensión máxima permitida entre colector y emisor con la base abierta (VCEO), la

unión colector - base polarizada en inverso entra en un proceso de ruptura similar al de

cualquier diodo, denominado avalancha primaria.

Sin embargo, puede darse un caso de avalancha cuando estemos trabajando con tensiones por debajo de los límites anteriores debido a la aparición de puntos calientes (focalización de la intensidad de base), que se produce cuando tenemos polarizada la unión base - emisor en directo. En efecto, con dicha polarización se crea un campo magnético transversal en la zona de base que reduce el paso de portadores minoritarios a una pequeña zona del dispositivo (anillo circular).La densidad de potencia que se concentra en dicha zona es proporcional al grado de polarización de la base, a la corriente de colector y a la VCE, y alcanzando cierto valor, se produce en los puntos calientes un fenómeno degenerativo con el consiguiente aumento de las pérdidas y de la temperatura. A este fenómeno, con efectos catastróficos en la mayor parte de los casos, se le conoce con el nombre de avalancha secundaria (o también segunda ruptura).

El efecto que produce la avalancha secundaria sobre las curvas de salida del transistor es producir unos codos bruscos que desvían la curva de la situación prevista (ver gráfica anterior).

El transistor puede funcionar por encima de la zona límite de la avalancha secundaria durante cortos intervalos de tiempo sin que se destruya. Para ello el fabricante suministra unas curvas límites en la zona activa con los tiempos límites de trabajo, conocidas como curvas FBSOA.

Page 19: La Electronica de Potencia

Podemos ver como existe una curva para corriente continua y una serie de curvas para

corriente pulsante, cada una de las cuales es para un ciclo concreto.

Todo lo descrito anteriormente se produce para el ton del dispositivo. Durante el toff, con polarización inversa de la unión base - emisor se produce la focalización de la corriente en el centro de la pastilla de Si, en un área más pequeña que en polarización directa, por lo que la avalancha puede producirse con niveles más bajos de energía. Los límites de IC y VCE durante el toff vienen reflejado en las curvas RBSOA dadas por el fabricante.

Efecto producido por carga inductiva. Protecciones.

Las cargas inductivas someten a los transistores a las condiciones de trabajo más

desfavorables dentro de la zona activa.

En el diagrama superior se han representado los diferentes puntos idealizados de

funcionamiento del transistor en corte y saturación. Para una carga resistiva, el transistor

Page 20: La Electronica de Potencia

pasará de corte a saturación. Para una carga resistiva, el transistor pasará de corte a

saturación por la recta que va desde A hasta C, y de saturación a corte desde C a A. Sin

embargo, con una carga inductiva como en el circuito anterior el transistor pasa a

saturación recorriendo la curva ABC, mientras que el paso a corte lo hace por el tramo

CDA. Puede verse que este último paso lo hace después de una profunda incursión en la

zona activa que podría fácilmente sobrepasar el límite de avalancha secundaria, con valor

VCE muy superior al valor de la fuente (Vcc).

Para proteger al transistor y evitar su degradación se utilizan en la práctica varios circuitos, que se muestran a continuación :

a) Diodo Zéner en paralelo con el transistor (la tensión nominal zéner ha de ser superior a

la tensión de la fuente Vcc).

b) Diodo en antiparalelo con la carga RL.

c) Red RC polarizada en paralelo con el transistor (red snubber).

Las dos primeras limitan la tensión en el transistor durante el paso de saturación a corte, proporcionando a través de los diodos un camino para la circulación de la intensidad inductiva de la carga.

En la tercera protección, al cortarse el transistor la intensidad inductiva sigue pasando por el diodo y por el condensador CS, el cual tiende a cargarse a una tensión Vcc. Diseñando adecuadamente la red RC se consigue que la tensión en el transistor durante la conmutación sea inferior a la de la fuente, alejándose su funcionamiento de los límites por disipación y por avalancha secundaria. Cuando el transistor pasa a saturación el condensador se descarga a través de RS.

Page 21: La Electronica de Potencia

El efecto producido al incorporar la red snubber es la que se puede apreciar en la figura

adjunta, donde vemos que con esta red, el paso de saturación (punto A) a corte (punto B)

se produce de forma más directa y sin alcanzar valores de VCE superiores a la fuente Vcc.

Para el cálculo de CS podemos suponer, despreciando las pérdidas, que la energía almacenada en la bobina L antes del bloqueo debe haberse transferido a CS cuando la intensidad de colector se anule. Por tanto :

de donde :

Para calcular el valor de RS hemos de tener en cuenta que el condensador ha de estar

descargado totalmente en el siguiente proceso de bloqueo, por lo que la constante de

tiempo de RS y CS ha de ser menor (por ejemplo una quinta parte) que el tiempo que

permanece en saturación el transistor :

Page 22: La Electronica de Potencia

Cálculo de potencias disipadas en conmutación con carga resistiva

La gráfica superior muestra las señales idealizadas de los tiempos de conmutación (ton y

toff) para el caso de una carga resistiva.

Supongamos el momento origen en el comienzo del tiempo de subida (tr) de la corriente de colector. En estas condiciones (0 t tr) tendremos :

donde IC más vale :

También tenemos que la tensión colector - emisor viene dada como :

Sustituyendo, tendremos que :

Nosotros asumiremos que la VCE en saturación es despreciable en comparación con Vcc.

Page 23: La Electronica de Potencia

Así, la potencia instantánea por el transistor durante este intervalo viene dada por :

La energía, Wr, disipada en el transistor durante el tiempo de subida está dada por la

integral de la potencia durante el intervalo del tiempo de caída, con el resultado:

De forma similar, la energía (Wf) disipada en el transistor durante el tiempo de caída,

viene dado como:

La potencia media resultante dependerá de la frecuencia con que se efectúe la

conmutación:

Un último paso es considerar tr despreciable frente a tf, con lo que no cometeríamos un

error apreciable si finalmente dejamos la potencia media, tras sustituir, como:

Page 24: La Electronica de Potencia

Cálculo de potencias disipadas en conmutación con carga inductiva

Arriba podemos ver la gráfica de la iC(t), VCE(t) y p(t) para carga inductiva. La energía

perdida durante en ton viene dada por la ecuación:

Durante el tiempo de conducción (t5) la energía perdida es despreciable, puesto que VCE

es de un valor ínfimo durante este tramo.

Durante el toff, la energía de pérdidas en el transistor vendrá dada por la ecuación:

La potencia media de pérdidas durante la conmutación será por tanto:

Si lo que queremos es la potencia media total disipada por el transistor en todo el periodo

debemos multiplicar la frecuencia con la sumatoria de pérdidas a lo largo del periodo

(conmutación + conducción). La energía de pérdidas en conducción viene como:

Page 25: La Electronica de Potencia

Ataque y protección del transistor de potencia

Como hemos visto anteriormente, los tiempos de conmutación limitan el funcionamiento

del transistor, por lo que nos interesaría reducir su efecto en la medida de lo posible.

Los tiempos de conmutación pueden ser reducidos mediante una modificación en la señal

de base, tal y como se muestra en la figura anterior.

Puede verse como el semiciclo positivo está formado por un tramo de mayor amplitud que ayude al transistor a pasar a saturación (y por tanto reduce el ton) y uno de amplitud suficiente para mantener saturado el transistor (de este modo la potencia disipada no será excesiva y el tiempo de almacenamiento no aumentará). El otro semiciclo comienza con un valor negativo que disminuye el toff, y una vez que el transistor está en corte, se hace cero para evitar pérdidas de potencia.

En consecuencia, si queremos que un transistor que actúa en conmutación lo haga lo más rápidamente posible y con menores pérdidas, lo ideal sería atacar la base del dispositivo con una señal como el de la figura anterior. Para esto se puede emplear el circuito de la figura siguiente.

En estas condiciones, la intensidad de base aplicada tendrá la forma indicada a

continuación:

Page 26: La Electronica de Potencia

Durante el semiperiodo t1, la tensión de entrada (Ve) se mantiene a un valor Ve (máx). En

estas condiciones la VBE es de unos 0.7 v y el condensador C se carga a una tensión VC

de valor:

debido a que las resistencias R1 y R2 actúan como un divisor de tensión.

La cte. de tiempo con que se cargará el condensador será aproximadamente de:

Con el condensador ya cargado a VC, la intensidad de base se estabiliza a un valor IB que

vale:

En el instante en que la tensión de entrada pasa a valer -Ve(min), tenemos el

condensador cargado a VC, y la VBE=0.7 v. Ambos valores se suman a la tensión de

entrada, lo que produce el pico negativo de intensidad IB (mín):

A partir de ese instante el condensador se descarga a través de R2 con una constante de

tiempo de valor R2C.

Page 27: La Electronica de Potencia

Para que todo lo anterior sea realmente efectivo, debe cumplirse que:

con esto nos aseguramos que el condensador está cargado cuando apliquemos la señal

negativa. Así, obtendremos finalmente una frecuencia máxima de funcionamiento :

Un circuito más serio es el de Control Antisaturación:

El tiempo de saturación (tS)será proporcional a la intensidad de base, y mediante una

suave saturación lograremos reducir tS :

Inicialmente tenemos que:

En estas condiciones conduce D2, con lo que la intensidad de colector pasa a tener un

valor:

Page 28: La Electronica de Potencia

Si imponemos como condición que la tensión de codo del diodo D1 se mayor que la del

diodo D2, obtendremos que IC sea mayor que IL:

En lo que respecta a la protección por red snubber, ya se ha visto anteriormente.

[Bibliografía]

J. Domingo Aguilar Peña: [email protected]

Miguel Ángel Montejo Ráez: radas

ecnología Smart Power

La expresión smart power se refiere a la tecnología de integración en un dispositivo

monolítico de uno o varios componentes de potencia y de componentes lógicos o

analógicos de tratamiento de señal.

Campos de aplicación :

Sistemas basados en microprocesador. Motores (CC, CA y paso a paso). Pantallas planas. Telecomunicaciones. Cabezales de impresora. Fuentes de alimentación. Lámparas (automóvil).

Estos circuitos integrados disipan una potencia apreciable (2 - 4 A). Algunos pueden

incluso llevar la etapa de control (circuitos integrados inteligentes).

Para integrar en una pastilla la parte de potencia y la parte de control, se han usado dos tecnologías : la bipolar y la mixta.

La tecnología bipolar consiste en la utilización de soluciones bipolares para cada uno de los elementos de potencia y de control. La tecnología mixta se basa en la realización de la parte de potencia y de la parte de control mediante procesos diferentes.

Page 29: La Electronica de Potencia

Según el tipo de uso que necesitemos escogeremos una tecnología de fabricación, optando por CMOS cuando la parte de control del circuito smart power ha de incluir funciones digitales. Ello se debe a un menor consumo de potencia y al hecho de no presentar dependencias entre la ganancia y la corriente.

Con estos circuitos obtenemos un mayor rendimiento y una mayor facilidad de implementación, ya que los circuitos de control no hay que diseñarlos, los tenemos hechos. Esto hace que su implantación en el mercado vaya creciendo con el paso de los años, al proporcionar soluciones a múltiples necesidades, con un bajo costo y sencillez.

[Bibliografía] Tipos de relés

Un relé es un sistema mediante el cuál se puede controlar una potencia mucho mayor con

un consumo en potencia muy reducido.

Tipos de relés:

Relés electromecánicos:

A) Convencionales. B) Polarizados. C) Reed inversores.

Relés híbridos. Relés de estado sólido.

Estructura de un relé

En general, podemos distinguir en el esquema general de un relé los siguientes bloques:

Circuito de entrada, control o excitación. Circuito de acoplamiento. Circuito de salida, carga o maniobra, constituido por:

- circuito excitador. - dispositivo conmutador de frecuencia. - protecciones.

Page 30: La Electronica de Potencia

Características generales

Las características generales de cualquier relé son:

El aislamiento entre los terminales de entrada y de salida. Adaptación sencilla a la fuente de control. Posibilidad de soportar sobrecargas, tanto en el circuito de entrada como en el de

salida. Las dos posiciones de trabajo en los bornes de salida de un relé se caracterizan

por:

- En estado abierto, alta impedancia. - En estado cerrado, baja impedancia.

Para los relés de estado sólido se pueden añadir :

Gran número de conmutaciones y larga vida útil. Conexión en el paso de tensión por cero, desconexión en el paso de intensidad

por cero. Ausencia de ruido mecánico de conmutación. Escasa potencia de mando, compatible con TTL y MOS. insensibilidad a las sacudidas y a los golpes. Cerrado a las influencias exteriores por un recubrimiento plástico.

Relés electromecánicos.

Están formados por una bobina y unos contactos los cuales pueden conmutar corriente

continua o bien corriente alterna. Vamos a ver los diferentes tipos de relés

electromecánicos.

Relés de tipo armadura

Son los más antiguos y también los más utilizados. El esquema siguiente nos explica prácticamente su constitución y funcionamiento. El electroimán hace vascular la armadura al ser excitada, cerrando los contactos dependiendo de si es N.O ó N.C (normalmente abierto o normalmente cerrado).

Page 31: La Electronica de Potencia

Relés de Núcleo Móvil

Estos tienen un émbolo en lugar de la armadura anterior. Se utiliza un solenoide para cerrar sus contactos, debido a su mayor fuerza atractiva (por ello es útil para manejar altas corrientes).

Relé tipo Reed o de Lengüeta

Formados por una ampolla de vidrio, en cuyo interior están situados los contactos (pueden se múltiples) montados sobre delgadas láminas metálicas. Dichos contactos se cierran por medio de la excitación de una bobina, que está situada alrededor de dicha ampolla.

Page 32: La Electronica de Potencia

Relés Polarizados

Llevan una pequeña armadura, solidaria a un imán permanente. El extremo inferior puede girar dentro de los polos de un electroimán y el otro lleva una cabeza de contacto. Si se excita al electroimán, se mueve la armadura y cierra los contactos. Si la polaridad es la opuesta girará en sentido contrario, abriendo los contactos ó cerrando otro circuito( ó varios)

Relés de estado sólido

Un relé de estado sólido SSR (Solid State Relay), es un circuito eléctrónico que contiene

en su interior un circuito disparado por nivel, acoplado a un interruptor semiconductor, un

transistor o un tiristor. Por SSR se entenderá un producto construido y comprobado en

una fábrica, no un dispositivo formado por componentes independientes que se han

montado sobre una placa de circuito impreso.

Estructura del SSR:

Circuito de Entrada o de Control:

Control por tensión continua: el circuito de entrada suele ser un LED ( Fotodiodo), solo o con una resistencia en serie, también podemos encontrarlo con un diodo en antiparalelo para evitar la inversión de la polaridad por accidente. Los niveles de entrada son compatibles con TTL, CMOS, y otros valores normalizados ( 12V, 24V, etc.).

Page 33: La Electronica de Potencia

Control por tensión Alterna: El circuito de entrada suele ser como el anterior incorporando un puente rectificador integrado y una fuente de corriente continua para polarizar el diodo LED.

Acoplamiento.

El acoplamiento con el circuito se realiza por medio de un optoacoplador o por medio de un transformador que se encuentra acoplado de forma magnética con el circuito de disparo del Triac.

Circuito de Conmutación o de salida.

El circuito de salida contiene los dispositivos semiconductores de potencia con su correspondiente circuito excitador. Este circuito será diferente según queramos conmutar CC, CA.

[Bibliografía]

J. Domingo Aguilar Peña: [email protected]

Miguel Ángel Montejo Ráez: [email protected]

ndice

Optoacopladores. Funcionamiento del Optoacoplador. Diferentes tipos de Optoacopladores.

Optoacopladores

Un optoacoplador combina un dispositivo semiconductor formado por un fotoemisor, un

fotoreceptor y entre ambos hay un camino por donde se transmite la luz. Todos estos

elementos se encuentran dentro de un encapsulado que por lo general es del tipo DIP.

Page 34: La Electronica de Potencia

Funcionamiento del Optoacoplador

La señal de entrada es aplicada al fotoemisor y la salida es tomada del fotoreceptor. Los

optoacopladores son capaces de convertir una señal eléctrica en una señal luminosa

modulada y volver a convertirla en una señal eléctrica. La gran ventaja de un

optoacoplador reside en el aislamiento eléctrico que puede establecerse entre los circuitos

de entrada y salida.

Los fotoemisores que se emplean en los optoacopladores de potencia son diodos que

emiten rayos infrarrojos (IRED) y los fotoreceptores pueden ser tiristores o transistores.

Cuando aparece una tensión sobre los terminales del diodo IRED, este emite un haz de rayos infrarrojo que transmite a través de una pequeña guia-ondas de plástico o cristal hacia el fotorreceptor. La energía luminosa que incide sobre el fotorreceptor hace que este genere una tensión eléctrica a su salida. Este responde a las señales de entrada, que podrían ser pulsos de tensión.

Diferentes tipos de Optoacopladores

Fototransistor: se compone de un optoacoplador con una etapa de salida formada por un

transistor BJT.

Fototriac: se compone de un optoacoplador con una etapa de salida formada por un triac

Fototriac de paso por cero: Optoacoplador en cuya etapa de salida se encuentra un triac de cruce por cero. El circuito interno de cruce por cero conmuta al triac sólo en los cruce por cero de la corriente alterna.

[Bibliografía]

J. Domingo Aguilar Peña: [email protected]

Miguel Ángel Montejo Ráez: [email protected]

NTRODUCCIÓN

El documento a continuación presentado, muestra la teoría general utilizada para el análisis

de circuitos RC, RL y RLC. Se demostrarán sus ecuaciones normales y algunas de sus

propiedades físicas.

Page 35: La Electronica de Potencia

CIRCUITOS RC

Los circuitos RC son circuitos que están compuestos por una resistencia y un condensador.

Se caracteriza por que la corriente puede variar con el tiempo. Cuando el tiempo es igual a

cero, el condensador está descargado, en el momento que empieza a correr el tiempo, el

condensador comienza a cargarse ya que hay una corriente en

el circuito. Debido al espacio entre las placas del condensador, en el circuito no circula

corriente, es por eso que se utiliza una resistencia.

Cuando el condensador se carga completamente, la corriente en el circuito es igual a cero.

La segunda regla de Kirchoff dice: V = (IR) - (q/C)

Donde q/C es la diferencia de potencial en el condensador.

En un tiempo igual a cero, la corriente será: I = V/R cuando el condensador no se ha

cargado.

Cuando el condensador se ha cargado completamente, la corriente es cero y la carga será

igual a: Q = CV

CARGA DE UN CONDENSADOR

Ya se conoce que las variables dependiendo del tiempo serán I y q. Y la corriente I se

sustituye por dq/dt (variación de la carga dependiendo de la variación del tiempo):

(dq/dt)R = V - (q/C)

dq/dt = V/R - (q/(RC))

Esta es una ecuación

Diferencial. Se pueden dq/dt = (VC - q)/(RC)

Separar variable dq/(q - VC) = - dt/(RC)

Page 36: La Electronica de Potencia

Al integrar se tiene ln [ - (q - VC)/VC)] = -t/(RC)

Despejando q q dt = C V [(1 - e-t/RC )] = q (1- e-t/RC )

El voltaje será

) = V

DESCARGA DE UN CONDENSADOR

Debido a que la diferencia de potencial en el condensador es IR = q/C, la razón de cambio

de carga en el condensador determinará la corriente en el circuito, por lo tanto, la ecuación

que resulte de la relación entre el cambio de la cantidad de carga dependiendo del cambio

en el tiempo y la corriente en el circuito, estará dada remplazando I = dq/dt en la ecuación

de diferencia de potencial en el condensador:

q = Q e-t/RC

Donde Q es la carga máxima

La corriente en función del tiempo entonces, resultará al derivar esta ecuación respecto al

tiempo:

I = Q/(RC) e-t/RC

Se puede concluir entonces, que la corriente y la carga decaen de forma exponencial.

CIRCUITOS RL

Los circuitos RL son aquellos que contienen una bobina (inductor) que tiene

autoinductancia, esto quiere decir que evita cambios instantáneos en la corriente. Siempre

se desprecia la autoinductancia en el resto del circuito puesto que se considera mucho

menor a la del inductor.

Page 37: La Electronica de Potencia

Para un tiempo igual a cero, la corriente comenzará a crecer y el inductor producirá

igualmente una fuerza electromotriz en sentido contrario, lo cual hará que la corriente no

aumente. A esto se le conoce como fuerza contraelectromotriz.

Esta fem está dada por: V = -L (inductancia) dI/dt

Debido a que la corriente aumentará con el tiempo, el cambio será positivo (dI/dt) y la

tensión será negativa al haber una caída de la misma en el inductor.

Según kirchhoff: V = (IR) + [L (dI / dt)]

IR = Caída de voltaje a través de la resistencia.

Esta es una ecuación diferencial y se puede hacer la sustitución:

x = (V/R) - I es decir; dx = -dI

Sustituyendo en la ecuación: x + [(L/R)(dx/dt)] = 0

dx/x = - (R/L) dt

Integrando: ln (x/xo) = -(R/L) t

Despejando x: x = xo e -Rt / L

Debido a que xo = V/R

El tiempo es cero

Y corriente cero V/R - I = V/R e -Rt / L

I = (V/R) (1 - e -Rt / L)

El tiempo del circuito está representado por = L/R

I = (V/R) (1 - e - 1/ )

Donde para un tiempo infinito, la corriente de la malla será I = V/R. Y se puede considerar

entonces el cambio de la corriente en el tiempo como cero.

Para verificar la ecuación que implica a y a I, se deriva una

vez y se reemplaza en la inicial: dI/dt = V/L e - 1/

Se sustituye: V = (IR) + [L (dI / dt)]

Page 38: La Electronica de Potencia

V = [ (V/R) (1 - e - 1/ )R + (L V/ L e -

1/ )]

V - V e - 1/ = V - V e - 1/

OSCILACIONES EN UN CIRCUITO LC

Cuando un condensador se conecta a un inductor, tanto la corriente como la carga den el

condensador oscila. Cuando existe una resistencia, hay una disipación de energía en el

sistema porque una cuanta se convierte en calor en la resistencia, por lo tanto las

oscilaciones son amortiguadas. Por el momento, se ignorará la resistencia.

En un tiempo igual a cero, la carga en el condensador es máxima y la energía almacenada

en el campo eléctrico entre las placas es U = Q2máx/(2C). Después de un tiempo igual a

cero, la corriente en el circuito comienza a aumentar y parte de la energía en el condensador

se transfiere al inductor. Cuando la carga almacenada en el condensador es cero, la

corriente es máxima y toda la energía está almacenada en el campo eléctrico del inductor.

Este proceso se repite de forma inversa y así comienza a oscilar.

En un tiempo determinado, la energía total del sistema es igual a la suma de las dos

energías (inductor y condensador): U = Uc + UL

U = [ Q2/(2C) ] + ( LI2/2 )

CIRCUITO RLC

Un circuito RLC es aquel que tiene como componentes una resistencia, un condensador y

un inductor conectados en serie

Page 39: La Electronica de Potencia

En un tiempo igual a cero, el condensador tiene una carga máxima (Qmáx). Después de un

tiempo igual a cero, la energía total del sistema está dada por la ecuación presentada en la

sección de oscilaciones en circuitos LC

U = [ Q2/(2C) ] + ( LI2/2 )

En las oscilaciones en circuitos LC se había mencionado que las oscilaciones no eran

amortiguadas puesto que la energía total se mantenía constante. En circuitos RLC, ya que

hay una resistencia, hay oscilaciones amortiguadas porque hay una parte de la energía que

se transforma en calor en la resistencia.

El cambio de la energía total del sistema dependiendo del tiempo está dado por la

disipación de energía en una resistencia:

dU/dt = - I2R

Luego se deriva la ecuación de la energía total respecto al tiempo y se remplaza la dada:

LQ´ + RQ´ + (Q/C) = 0

Se puede observar que el circuito RCL tiene un comportamiento oscilatorio amortiguado:

m(d2x/dt2) + b(dx/dt) + kx = 0

Si se tomara una resistencia pequeña, la ecuación cambiaría a :

Q = Qmáx e -(Rt/2L)Cos wt

w = [ (1/LC) - (R/2L)2 ] 1/2

Entre más alto el valor de la resistencia, la oscilación tendrá amortiguamiento más veloz

puesto que absorbería más energía del sistema. Si R es igual a (4L/C) ½ el sistema se

encuentra sobreamortiguado.

carga

tiempo

CONCLUSIONES

Se visualizó la configuración general para los circuitos RC, RL y RLC.

Se presentó las propiedades físicas generales de los circuitos RC, RL y RLC.

Se establecieron las ecuaciones para carga y descarga de un condensador en los circuitos

RC.

Page 40: La Electronica de Potencia

Se mostró la ecuación general para la corriente en un circuito RL, así como el tiempo dado

por la relación entre resistencia e inductancia.

Se entendieron las propiedades de los circuitos RLC.

Se expuso las ecuaciones generales para el análisis de circuitos RLC.

BIBLIOGRAFÍA

SERWAY. Física Tomo II Cuarta edición. Ed Mc Graw Hill.

PWM Signal Generators

V3.02 27-Jul-04

Estado de la prueba: Mixto. Algunos no probado, alguna especia simulado.

1. Introducción

PWM o modulación por ancho de pulso, es un método para controlar la cantidad de energía

a una carga sin tener que disipar la energía en la carga de los controladores.

Imagine una bombilla de 10W de carga suministrada por una batería. En este caso, la

batería suministra 10 vatios de potencia, y la bombilla de 10W convierte esta en luz y calor.

No se pierde el poder en cualquier otro lugar en el circuito. Si queremos atenuar la

bombilla, por lo que sólo se absorbe 5W de potencia, podríamos poner una resistencia en

serie que absorbe 5W, la bombilla de 5W podría absorber el otro. Esto funcionaría, pero la

potencia disipada en la resistencia no sólo hace que sea muy caliente, pero se desperdicia.

La batería sigue siendo el suministro de 10W.

Una forma alternativa es cambiar la bombilla y fuera muy rápido, así que es sólo en la

mitad del tiempo. A continuación, la potencia media tomada por la bombilla sigue siendo

sólo 5W, y la potencia media suministrada por la batería es sólo el suministro de 5W

también. Si queremos que el foco de tomar 6W, que podría dejar el interruptor en un poco

más que el tiempo que estaba fuera, y luego un poco de poder más medio será entregado a

la bombilla.

Este cambio de encendido y apagado se llama PWM. De la cantidad de energía entregada a

la carga es proporcional al porcentaje de tiempo que la carga está encendido.

Page 41: La Electronica de Potencia

En el capítulo de los controladores de velocidad en este sitio, hay una explicación de por

qué las señales de PWM se utilizan para conducir los controladores de velocidad. Es la

misma razón que para el ejemplo de la bombilla de arriba.

2. Los métodos Las señales PWM se puede generar en un número de maneras. Hay varios métodos:

1. Método analógico 2. Método digital 3. Discreta IC 4. Microcontrolador a bordo

Todos ellos se describen.

2.1. Método analógico

Un diagrama de bloques de un análogo de generador de PWM se muestra a continuación:

Ahora vamos a pasar por cada una de estas etapas y encontrar la manera de ponerlas en práctica.

2.1.1. El comparador

Estamos comenzando en la salida, ya que esta es la parte fácil. El siguiente diagrama

muestra cómo comparar una forma de onda de rampa con un nivel de DC produce la forma

de onda PWM que se requiere. Cuanto mayor sea el nivel de corriente continua, mayor será

el pulso PWM. El nivel de DC es la "señal demanda".

La señal de DC puede variar entre las tensiones mínima y máxima de la onda triangular.

Page 42: La Electronica de Potencia

Cuando la tensión de forma de onda triangular es mayor que el nivel de corriente continua,

la salida de las oscilaciones amplificador operacional de alta, y cuando es menor, bajo los

cambios de la producción.

2.1.2. La detección de la señal de demanda

Tenemos que convertir la señal proveniente del receptor de radio control en una señal

PWM de la demanda. Esto se puede lograr mediante un servo, o mediante el uso de un

circuito que decodifica la señal del receptor.

2.1.2.1. El uso de un servo

En este método, queremos un generador de PWM, que tendrá una señal de un

potenciómetro de servo (estas señales tendrán que ser retirados por los cables del servo del

cuerpo), y ofrecer un nivel lógico de salida PWM para el control de velocidad. Cuando el

potenciómetro servo es mínimo, queremos que la señal PWM a ser el 100% de descuento

en el 0% y cuando el potenciómetro servo está al máximo, queremos que la señal PWM a

0% de descuento sobre el 100%. También queremos que el porcentaje a ser proporcional a

la posición del potenciómetro.

El potenciómetro general, tiene su "extremo superior" conectado a un suministro de energía

positiva, y su "extremo inferior" conectado a tierra. Luego a medida que gira la tensión en

su limpiaparabrisas varía linealmente con la posición del limpiaparabrisas.

Page 43: La Electronica de Potencia

2.1.2.2. Utilizando el circuito RxDetector

Esto se describe detalladamente en el RxDetector página.

2.1.3. La generación de la onda triangular

Hay varias formas de hacerlo:

2.1.3.1. Escalera de resistencia ponderada en un contador

Un circuito de ejemplo de esto se muestra a continuación. Este sistema utiliza una escala de

resistencia contra y ponderada para generar la onda triangular (de hecho va a generar un

diente de sierra, pero aún así obtener una señal PWM en la final de la misma). Los valores

de las resistencias reales que no están disponibles (40k, 80k) se puede hacer con 20 mil

resistencias, o aproximaciones cercanas se pueden utilizar, que pueden distorsionar un poco

los dientes de sierra, pero esto no debería importar demasiado.

Haga clic en el diagrama del circuito para abrirlo en una nueva ventana.

El 74HC14 es un inversor de entrada Schmitt, que está conectado a actuar como un

oscilador simple. La frecuencia de oscilación es más o menos

Page 44: La Electronica de Potencia

pero no importa mucho en unas pocas decenas de por ciento. Esta onda cuadrada generada

alimenta el binario 74HC163 contador de 4 bits. Todas las entradas predefinidas y claro de

esto son los discapacitados, por lo que las salidas, Q A a la Q D acaba de rodar la secuencia

binaria desde 0000 hasta 1111 y la renovación en 0000 de nuevo. Estos resultados, que

oscilan de 0 V a 5 V se introducen en un amplificador de verano binario ponderado, el de la

izquierda LM324 sección amplificador operacional con las resistencias de 80k, 40k, 20k y

10k. La tensión de salida de este amplificador depende del valor de cuenta del contador y se

muestra en la siguiente tabla como AMP1 salida. El amplificador operacional después de

esto sólo se multiplica el voltaje - ½, para hacer que el voltaje positivo, y traerlo de vuelta

dentro de los niveles de tensión de la lógica, véase la columna de salida AMP2 en la tabla.

El valor del

contador Valor

binario

AMP1

salida

(voltios)

AMP2

salida

(voltios)

0 0000 0 0

1 0001 -0,625 0,3125

2 0010 -1,25 0.625

3 0011 -1,875 0,9375

4 0100 -2,5 1.25

5 0101 -3,125 1,5625

6 0110 -3,75 1.875

7 0111 -4,375 2,1875

8 1000 -5 2.5

9 1001 -5,625 2,8125

10 1010 -6,25 3.125

Page 45: La Electronica de Potencia

11 1011 -6,875 3,4375

12 1100 -7,5 3.75

13 1101 -8,125 4,0625

14 1110 -8,75 4.375

15 1111 -9,375 4,6875

Los resultados de dos simulaciones SPICE se muestran a continuación. La primera es con

el umbral fijado en un DC V, y el segundo con lo establecido en 3 V. La línea azul es el

nivel de umbral, la línea verde se ve en la entrada + del comparador más a la derecha, y la

forma de onda de color rojo es la salida. La diferencia en la proporción de PWM se puede

ver claramente.

Page 46: La Electronica de Potencia

2.1.3.2. Forma de onda del generador ICs

ICs especialmente diseñado para la generación de ondas triangulares están disponibles. Tal

vez el más comúnmente conocido es el ICL8038 , que es bastante largo en el diente ahora,

pero sigue siendo perfectamente adecuado. Un circuito para generar una onda triangular

adecuado se muestra a continuación.

Page 47: La Electronica de Potencia

Un conjunto de R igual a R B de una onda triangular regular (lados iguales subida y bajada).

La frecuencia de la onda triangular está dada por la ecuación:

El valor del capacitor debe ser elegido en el extremo superior de su rango posible. El

generador de forma de onda se puede operar desde una sola fuente de alimentación (10V a

30V) o una fuente de alimentación dual (+ /-5V a + /-15V). Las oscilaciones de onda

triangular de 1 / 3 de la tensión de alimentación de hasta 2 / 3 de la tensión de alimentación,

por lo que en una sola fuente de +12 V que se pondrían de 4V a 8V.

El 8038 es también el segundo de origen por Exar

2.2. Métodos digitales

El método digital implica incrementar un contador, y comparar el valor del contador con un valor

de registro de pre-carga, o el valor fijado por un ADC. Se trata básicamente de una versión digital

del método analógico anterior.

2.2.1. Método de registro digital

El registro debe ser cargado con el necesario nivel de PWM de un microcontrolador. Esto

puede ser sustituida por un simple ADC si el nivel debe ser controlada por una señal

analógica (como lo sería de un servo control de radio).

A continuación se muestra un ejemplo de circuito utilizando el método de comparación

digital cuando un microcontrolador está disponible para establecer el valor de 4 bit del

registro digital. Una luz estroboscópica es necesario escribir de lo micro a cierre del 4 bits

de datos en el registro. El contador 74HC161 es de libre funcionamiento, la frecuencia es

establecida por la sección del oscilador 74HC14, que es aproximadamente f = 1 / (6.3RC).

La frecuencia resultante de la señal PWM será de 16 veces menos que este contador de

frecuencia de reloj, ya que requiere de 16 pulsos para completar una "revolución" de la

Page 48: La Electronica de Potencia

barra. Con R = 2k y C = 1nF esto se traduce en un contador de frecuencia de

aproximadamente 80 kHz que se traducirá en una frecuencia de la señal PWM de 5 kHz.

El 74HC85 "mayor que" la salida será alta cuando el valor del contador supera el valor

establecido en el registro. Debido a que este circuito es de 4 bits, habrá 16 niveles discretos

de la relación marca-espacio, que es perfectamente adecuado para nuestras necesidades.

Haga clic en el diagrama del circuito para abrirlo en una nueva ventana.

Con el valor del umbral (el valor almacenado en el 74HC373) igual a 8 (es decir, Q7 y Q6

= 1 = Q5 = Q4 = 0), lo siguiente (simulación Spice) de forma de onda se genera:

Page 49: La Electronica de Potencia

y con el valor umbral igual a 1 (es decir, Q7 = Q6 = Q5 y Q4 = 0 = 1), esta forma de onda

se genera:

2.2.2. Digital ADC método

Este circuito es básicamente el mismo que el anterior, excepto el valor de la demanda que

se compara es generado por el National Semiconductor ADC0804 básica de 8-bit del

convertidor ADC. Dado que este es un ADC de 8 bits, los 4 bits inferiores se dejan sin

utilizar. El convertidor se configura de forma automática propio reloj con una velocidad de

Page 50: La Electronica de Potencia

conversión gobernado por R2 y C2 en el circuito de. En este caso, el tipo de cambio se fija

en 640kHz que se recomienda en la hoja de datos.

El rango de entrada de la demanda es de 0 a 2,5 V por defecto, y esto puede ser establecido

por un decodificador receptor del circuito, o por cualquier otro medio, como una tensión de

6 V servo potenciómetro dividido por 2,4.

Aunque el ADC es auto reloj, se requiere al menos un solo pulso en la entrada / WR para

garantizar la puesta en marcha correcta. Esto no tiene que ser un solo pulso, que pueden ser

recurrentes, por lo que el pulso del receptor de radio control que se repite cada 20 ms son

los adecuados. El circuito completo se muestra a continuación.

Haga clic en el diagrama del circuito para abrirlo en una nueva ventana.

2.2.3. Incluyendo el decodificador del receptor

En el receptor decodificador página, un circuito digital que fue presentado el pulso

decodificado por el receptor RC en una palabra de 4 bits. Este circuito se puede combinar

con el circuito de la sección 2.2.1 de arriba para llegar a una solución completamente

digital para la generación de PWM. El circuito decodificador receptor reemplaza U4 del

circuito de la sección 2.2.1.

Page 51: La Electronica de Potencia

2.3. PWM generador de fichas

Hay circuitos integrados disponibles que convierten un nivel DC en una salida PWM. Muchos de

estos están diseñados para su uso en fuentes de alimentación conmutadas. Desafortunadamente,

los dispositivos diseñados para fuentes de alimentación conmutadas tienden a no permitir que la

relación marca-espacio para cambiar entre los 0 - 100% de rango. limitar muchos el máximo al

90%, lo que está limitando efectivamente el poder que usted puede enviar a los motores. Los

dispositivos diseñados como generadores de impulsos debe permitir que el conjunto que se

utilizará. Algunos ejemplos son:

Fabricante IC El uso normal Comentario

ST SG1524

SMPS Puede operar a velocidades de hasta 100%

ciclo de trabajo SG3525A

Máxima MAX038 Generación de

señal

PWM de salida entre el 15% y 85%.

Genera ondas triangulares y sinusoidales

también.

Atmel U2352B

Generador de

PWM para control

de velocidad de

las herramientas

portátiles

Incluye circuitos integrados de limitación

de corriente de salida MOSFET.

TI TL494 SMPS Max deber del 90% del ciclo

TI UC2638

Generador PWM

para control de

motores

Ofrece muchas otras características para el

control de la velocidad del motor DC.

Tenga en cuenta que hay muchos otros

dispositivos de TI de control del motor que

figuran aquí .

Por otra parte, un conductor de IC, que incluye un generador de PWM se puede utilizar.

Sólo conozco una que aún no está disponible! El SGS Thomson TD340 .

Voy a presentar un diseño con el SG3525A. Gracias a Clive Sinclair (no es que uno!) Y el

caso de Mark para este circuito:

Page 52: La Electronica de Potencia

Descripción del circuito

Este circuito integrado está diseñado para su uso en alimentación en modo conmutación de

potencia, pero se puede configurar para funcionar muy bien para nuestras necesidades. Para

explicar el funcionamiento de este circuito es útil para ver las entrañas de la ficha, se muestra a

continuación:

Page 53: La Electronica de Potencia

La señal de demanda de velocidad de entrada en el pin 2, el amplificador operacional no inversor

de entrada. La interna del amplificador operacional está conectado como un seguidor de la unidad

de ganancia simple, y la señal de la demanda se aplica al comparador PWM. Esto se compara el

nivel de demanda con la salida del oscilador, de la misma manera como se muestra en la sección

2.1.1 .

La frecuencia del oscilador, y por lo tanto la señal PWM producido, se rige por el valor de

la resistencia a tierra en el pin R T. La sincronización y la osc pins de salida no son

necesarios para nuestros propósitos.

Page 54: La Electronica de Potencia

La etapa de salida es un poco extraño, ya que está diseñado para la conducción en los

circuitos de transformadores bipolar SMPS. Sin embargo, podemos alambre por lo que

produce una onda única y simple PWM. Al no utilizar el transistor final de las etapas de

salida totem-pole en ambos outa y salidas OUTB, empatando outa y OUTB a tierra,

conectar una resistencia de pull-up en el pin Vc, a continuación, los transistores de fondo de

las etapas de salida, simplemente cambiar el Vc clavija a tierra, y la señal en el pin Vc es

nuestro requiere una señal PWM.

El IC también tiene dos mecanismos de protección para uso en circuitos SMPS que también

podemos hacer uso. La función de arranque suave para evitar la salida de la saturación en

una proporción de 100% cuando el chip se está encendiendo. Esto es útil para nosotros, ya

que detiene los motores de ser impulsado como nuestros circuitos están encendiendo. La

entrada de cierre es una entrada activa de altura que cierra inmediatamente las salidas y

restablece la función de arranque suave. Esto puede ser usado por limitación de corriente de

un circuito para apagar el MOSFET de potencia en el regulador de velocidad, y el arranque

suave-back-off será el PWM, mientras que el problema puede ser abordado por el

conductor.

2.4. Microcontrolador a bordo

Si usted tiene un microcontrolador en el robot, esto puede ser capaz de generar la forma de

onda, aunque si tiene más de un par de motores, esto puede ser demasiado de una carga

sobre los recursos del microcontrolador. Así que si usted ha decidido utilizar un

microcontrolador a bordo, a continuación, como parte de su proceso de selección, incluyen

si tiene salidas PWM. Si se tiene esto puede simplificar el proceso de generación de

señales. La serie Hitachi H8 tiene hasta 16 salidas PWM disponibles, pero muchos otros

tipos tienen dos o tres.

Los dispositivos utilizados en estos circuitos

Los siguientes dispositivos se utilizan en este circuito. Haga clic en el nombre del

fabricante para ir a su sitio web, o el nombre del dispositivo para ir a la hoja de datos del

dispositivo.

Fabricante Dispositivo

SGS Thompson SG3525A SMPS controlador

National Semiconductor

ADC0804 de 8-bit ADC

LM324 de doble amplificador operacional

Intersil ICL8038 generador de forma de onda

Page 55: La Electronica de Potencia

Philips Semiconductors

74HC00 Quad NAND

74HC14 Schmitt entrada del inversor

74HC85 de 4 bits de comparación

74HC161 contador de 4 bits síncrono

74HC163 contador de 4 bits síncrono

74HC373 octal transparente cierre

Welwyn 0,1% de precisión resistencia fija , por ejemplo RS parte

no 165-769

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