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Configuración Puente H Con Amplificadores Darlington Para El Manejo
Del Giro En Un Motor DC
Est. Ing. Jose Mauricio Peña Wilches
Universidad de Pamplona
Facultad de Ingenierías y Arquitectura
Departamento de Eléctrica, Electrónica, Sistemas y Telecomunicaciones
Programa de Ingeniería Electrónica
Asignatura Electrónica de Potencia
2011
Objetivos
Objetivo General
Controlar el movimiento de un motor de corriente continua (DC) por medio de la
configuración puente h con Amplificadores Darlington.
Objetivos Específicos
Realizar la configuración Puente H para el manejo del cambio de giro en un motor DC
Adecuar el amplificador Darlington a la configuración Puente H en el manejo del cambio
de giro en un motor DC
Analizar el comportamiento de los transistores utilizados en la configuración Puente H y
en el amplificador Darlington en cada uno de los giros en el motor DC
Marco Teórico
Motores DC: El motor de corriente continua es una máquina que convierte la energía eléctrica en
mecánica, principalmente mediante el movimiento rotatorio. En la actualidad existen nuevas
aplicaciones con motores eléctricos que no producen movimiento rotatorio, sino que con algunas
modificaciones, ejercen tracción sobre un riel. Estos motores se conocen como motores lineales.
Esta máquina de corriente continua es una de las más versátiles en la industria. Su fácil control de
posición, paro y velocidad la han convertido en una de las mejores opciones en aplicaciones de
control y automatización de procesos. Pero con la llegada de la electrónica su uso ha disminuido
en gran medida, pues los motores de corriente alterna, del tipo asíncrono, pueden ser controlados
de igual forma a precios más accesibles para el consumidor medio de la industria. A pesar de esto
los motores de corriente continua se siguen utilizando en muchas aplicaciones de potencia (trenes
y tranvías) o de precisión (máquinas, micro motores, etc.)
La principal característica del motor de corriente continua es la posibilidad de regular la velocidad
desde vacío a plena carga.
El sentido de giro de un motor de corriente continua depende del sentido relativo de las corrientes
circulantes por los devanados inductor e inducido.
La inversión del sentido de giro del motor de corriente continua se consigue invirtiendo el sentido
del campo magnético o de la corriente del inducido.
Si se permuta la polaridad en ambos bobinados, el eje del motor gira en el mismo sentido.
Los cambios de polaridad de los bobinados, tanto en el inductor como en el inducido se realizarán
en la caja de bornes de la máquina, y además el ciclo combinado producido por el rotor produce la
fuerza magnetomotriz.
El sentido de giro lo podemos determinar con la regla de la mano derecha, la cual nos va a mostrar
el sentido de la fuerza. La regla de la mano derecha es de la siguiente manera: el pulgar nos
muestra hacia dónde va la corriente, el dedo índice apunta en la dirección en la cual se dirige el
flujo del campo magnético, y el dedo medio hacia dónde va dirigida la fuerza resultante y por lo
tanto el sentido de giro.
TIPOS DE MOTORES D.C
Los motores D.C se clasifican de acuerdo al tipo de bobinado del campo como motores Serie,
Shunt, Shunt estabilizado, o Compuesto. Sin embargo algunos de ellos pueden ser auto excitados o
de excitación separada o pueden tener campos de imán permanente.
Ellos muestran curvas muy diferentes de torque-velocidad y se conectan en diferentes
configuraciones para diferentes aplicaciones.
Algunos motores D.C utilizan imán permanente como campo principal, especialmente los de
potencia (HP) fraccionada (1/4,1/2,3/4) y baja potencia.
Los motores de imán permanente tienen la ventaja de no requerir una fuente de potencia para el
campo, pero tienen la desventaja de ser susceptibles a la des magnetización por cargas de choque
eléctricas o mecánicas. Los campos de imán permanente no se pueden ajustar para entonar el
motor para ajustarse a la aplicación, como pueden los de campo bobinado.
MOTOR SHUNT:
En un motor shunt, el flujo es constante si la fuente de poder del campo es fija. Asuma que el
voltaje de armadura Et es constante. A medida que la corriente de la carga disminuye desde plena
carga a sin carga, la velocidad debe aumentar proporcionalmente de manera que la fuerza contra
electromotriz aumentará para mantener la ecuación en balance. A voltaje nominal y campo
completo, la velocidad del motor shunt aumentará 5% a medida que la corriente de carga
disminuya de plena carga a sin carga. La reacción de armadura evita que el flujo de campo
permanezca absolutamente constante con los cambios en la corriente de la carga. La reacción de
armadura, por lo tanto causa un ligero debilitamiento del flujo a medida que la corriente aumenta.
Esto tiende a aumentar la velocidad del motor. Esto se llama “inestabilidad” y el motor se dice que
está inestable.
MOTOR SERIE:
En un motor serie, el flujo del campo es una función de la corriente de la carga y de la curva de
saturación del motor. A medida que la corriente de la carga disminuye desde plena carga, el flujo
disminuye y la velocidad aumenta. La rata de incremento de velocidad es pequeña al principio
pero aumenta a medida que la corriente se reduce. Para cada motor serie, hay una mínima carga
segura determinada por la máxima velocidad de operación segura.
MOTOR COMPUESTO (COMPOUND):
Los motores compuestos tienen un campo serie sobre el tope del bobinado del campo shunt como
se ve en la figura. Este campo serie, el cual consiste de pocas vueltas de un alambre grueso, es
conectado en serie con la armadura y lleva la corriente de armadura.
El flujo del campo serie varia directamente a medida que la corriente de armadura varia, y es
directamente proporcional a la carga. El campo serie se conecta de manera tal que su flujo se
añade al flujo del campo principal shunt. Los motores compound se conectan normalmente de
esta manera y se denominan como compound acumulativo.
Esto provee una característica de velocidad la cual no es tan “dura” o plana como la del motor
shunt, no tan “suave” como un motor serie. Un motor compound tiene un limitado rango de
debilitamiento de campo, la debilitación del campo puede resultar en exceder la máxima
velocidad segura del motor sin carga. Los motores D.C compound son algunas veces utilizados
donde se requiera una respuesta estable de torque constante a través de un amplio rango de
velocidad.
MOTOR SHUNT ESTABILIZADO:
Para vencer la potencial inestabilidad de un motor recto shunt y reducir la “caída” de velocidad de
un motor compound, un ligero devanado serie es arrollado sobre el devanado shunt. El flujo del
devanado serie aumenta con la corriente de carga y produce un motor estable con una
característica de caída de velocidad para todas las cargas.
El devanado serie es llamado un campo estabilizador o “stab” y el motor un motor shunt
estabilizado. La regulación de velocidad de un motor shunt estabilizado es típicamente menor al
15%.
La mayoría de los motores Reliance Super RPM y RPM III son shunt estabilizados. Cuando el campo
shunt del motor es debilitado para aumentar la velocidad a un nivel de operación más alto, el flujo
del devanado serie llega a ser un porcentaje mayor del flujo total, de manera que a medida que la
corriente aumenta, la caída de velocidad es un porcentaje mayor que antes.
En aplicaciones donde la inestabilidad resultante pudiera afectar seriamente el funcionamiento de
la maquina (movida por el motor), el campo serie puede desconectarse. En aplicaciones donde los
efectos de estabilidad nos son críticos, como en un frenado regenerativo, el campo serie puede
utilizarse para mejorar el rendimiento que el provee.
Cuando el campo serie no se conecta, el fabricante del control debe asegurar que la máxima
velocidad segura del motor no es excedida y debe reconocer la perdida de torque que resulta de la
operación del motor shunt estabilizado sin el devanado serie.
Puente H
Un Puente H o Puente en H es un circuito electrónico que permite a un motor eléctrico DC girar en
ambos sentidos, avance y retroceso. Son ampliamente usados en robótica y como convertidores
de potencia. Los puentes H están disponibles como circuitos integrados, pero también pueden
construirse a partir de componentes discretos.
Diagrama esquemático de un puente H
Un puente H es básicamente un arreglo de CUATRO interruptores acomodados de la siguiente
manera:
Fig. 1 Diagrama esquemático de un puente H
Estos interruptores (A, B, C y D) pueden ser de transistores bipolares (como el de arriba), de
MOSFET, de JFET, de relevadores o de cualquier combinación de elementos. El punto central es:
los puentes H se utilizan para que un motor eléctrico de corriente directa funcione EN DOS
SENTIDOS (adelante y atrás) sin tener que manejar voltajes negativos.
Si se cierran solamente los contactos A y D la corriente circulará en un sentido a través del motor,
y si se cierran solamente los contactos B y C la corriente circulará en sentido contrario. De
preferencia nunca cierres los contactos A y B al mismo tiempo (tampoco C y D) porque podrías
fundir un fusible en alguna parte.
Fig.2 Diagrama Funcionamiento Puente H con Swicht
El puente H se usa para invertir el giro de un motor, pero también puede usarse para frenarlo (de
manera brusca), al hacer un corto entre las bornes del motor, o incluso puede usarse para permitir
que el motor frene bajo su propia inercia, cuando desconectamos el motor de la fuente que lo
alimenta. En el siguiente cuadro se resumen las diferentes acciones.
S1 S2 S3 S4 Resultado
1 0 0 1 El motor gira en avance
0 1 1 0 El motor gira en retroceso
0 0 0 0 El motor se detiene bajo su inercia
0 1 0 1 El motor frena (fast-stop)
Tabla 1. Funcionamiento de un motor DC con configuración Puente H
Lo más habitual en este tipo de circuitos es emplear interruptores de estado sólido
(como Transistores), puesto que sus tiempos de vida y frecuencias de conmutación son mucho
más altos.
Además los interruptores se acompañan de diodos (conectados a ellos en paralelo) que permitan a
las corrientes circular en sentido inverso al previsto cada vez que se conmute la tensión, puesto
que el motor está compuesto por bobinados que durante breves períodos de tiempo se opondrán
a que la corriente varíe.
Puente H (con transistores NPN y PNP)
En este caso el puente H consta de transistores NPN y PNP (par complementario).
Notar que si colocamos “1” o activamos en las bases de T1y T3 puesto que los transistores
entrarían en su estado de Saturación y “0” o desactivamos en T2 y T4 estos dos estarían en su
estado de corte y no permitirían el paso de la corriente en ningún sentido , se establece un sentido
de circulación de corriente IL como la indicada en la figura. Mientras que si colocamos “0” en las
bases de T1 T3 y “1” en T2 T4, se establece un sentido de circulación de corriente IL contrario.
Nuevamente podemos controlar el sentido de giro del motor M.
Fig. 3 Esquema Puente H con Transistores PNP y NPN
Típicamente T1=T2 y T3=T4. Ej.: TIP41 y TIP42
VL (tensión de trabajo del motor) e IL son datos. Para lograr nuestro objetivo elegiremos un motor
cuya VL sea inferior a VCC, por lo tanto los Transistores BJT podrán trabajar en la zona activa, y en
ellos caerá la diferencia de tensiones entre VCC y VL.
Preferentemente convendrá que la VCE y VEC de los Transistores BJT sean lo más bajas posibles,
asegurando de este modo la menor disipación de potencia.
Sería ideal que trabajen en saturación. Como los “1” y “0” representan la activación o
desactivación de los transistores dependiendo del estado en que los deseemos trabajar y
considerando que generalmente esta salidas corresponden a un circuito digital el cual no
proporciona la corriente suficiente para el movimiento del motor seguramente tendremos que
agregar transistores adicionales al circuito para manejar las corrientes de bases de los T1-T2-T3-T4.
Para solucionar este problema se utilizara una configuración de amplificación Darlington que
consta de transistores acomodados en las bases de los transistores de potencia que se conocerán
con el nombre de transistores impulsores así y representados en el esquema Los TA y TB
conforman un par Darlington.
Las bases de los TA requieren corrientes que son posibles de entregar por circuitos digitales como
compuertas o puertos.
Fig. 4 Puente H con Darlington
Este agregado de transistores también es una solución para el caso de que los Transistores BJT
sean todos NPN como el caso analizado al principio del apunte.
Si circulamos (aplicando la ley de Kirchhoff de mallas), quedará la siguiente expresión:
VA – IB1A.RB1 – VBE1A – VBE1B – IL*RL - VEB4B – VEB4A - IB4A*RB4 = 0
Consideramos por las simetrías de la configuración, que las corrientes de base de los TBJA son
iguales (IB) lo mismo que las RB (R). También para simplificar consideramos que el motor se
comporta como una resistencia RL = VL/IL.
VA – IB.R – VBE1A – VBE1B – IL*RL - VEB4B – VEB4A - IB*R = 0
Como VEB = VBE = 0.7 V (Los Transistores BJT son de silicio)
VA – 2*IB.R – 2.8v – IL*RL = 0 (1)
VA – 2.8v – IL*RL = 2*IB.R
𝑅 =𝑉𝐴 – 2.8𝑣 – 𝐼𝐿 ∗ 𝑅𝐿
2 ∗ 𝐼𝐵
Pero también se cumple por estar en zona activa todos los Transistores BJT:
IB = (IL /(HFEB + 1))/(HFEA + 1)
𝑅 =𝑉𝐴 – 2.8𝑣 – 𝐼𝐿 ∗ 𝑅𝐿
2 ∗ 𝐼𝐵
De esta forma tenemos un valor para las resistencias de base, deberá normalizarse y recalcular
Corrientes y tensiones para demostrar que satisfacen lo pedido.
Configuración Darlington
El transistor Darlington es un dispositivo semiconductor que combina dos transistores bipolares en
un tándem (a veces llamado par Darlington) en un único dispositivo.
La configuración (originalmente realizada con dos transistores separados) fue inventada por el
ingeniero de los Laboratorios Bell Sídney Darlington. La idea de poner dos o tres transistores
sobre un chip fue patentada por él, pero no la idea de poner un número arbitrario de
transistores que originaría la idea moderna de circuito integrado.
Fig. 5 Diagrama de la configuración Darlington
Esta configuración sirve para que el dispositivo sea capaz de proporcionar una gran ganancia de
corriente y, al poder estar todo integrado, requiere menos espacio que dos transistores normales
en la misma configuración. La ganancia total del Darlington es el producto de la ganancia de los
transistores individuales. Un dispositivo típico tiene una ganancia en corriente de 1000 o superior.
También tiene un mayor desplazamiento de fase en altas frecuencias que un único transistor, de
ahí que pueda convertirse fácilmente en inestable. La tensión base-emisor también es mayor,
siendo la suma de ambas tensiones base-emisor, y para transistores de silicio es superior a 1.2V.
La beta de un transistor o par Darlington se halla multiplicando las de los transistores individuales.
La intensidad del colector se halla multiplicando la intensidad de la base por la beta total.
Si β1 y β2son suficientemente grandes, se da que:
Un inconveniente es la duplicación aproximada de la base-emisor de tensión. Ya que hay dos
uniones entre la base y emisor de los transistores Darlington, el voltaje base-emisor equivalente es
la suma de ambas tensiones base-emisor:
Para la tecnología basada en silicio, en la que cada VBEi es de aproximadamente 0,65 V cuando el
dispositivo está funcionando en la región activa o saturada, la tensión base-emisor necesaria de la
pareja es de 1,3 V.
Otro inconveniente del par Darlington es el aumento de su tensión de saturación. El transistor de
salida no puede saturarse (es decir, su unión base-colector debe permanecer polarizada en
inversa), ya que su tensión colector-emisor es ahora igual a la suma de su propia tensión base-
emisor y la tensión colector-emisor del primer transistor, ambas positivas en condiciones de
funcionamiento normal. (En ecuaciones, VCE2 = VBE2 + VCE1, así VC2 > VB2 siempre.) Por lo tanto, la
tensión de saturación de un transistor Darlington es un VBE (alrededor de 0,65 V en silicio) más alto
que la tensión de saturación de un solo transistor, que es normalmente 0,1 - 0,2 V en el silicio.
Para corrientes de colector iguales, este inconveniente se traduce en un aumento de la potencia
disipada por el transistor Darlington comparado con un único transistor.
Otro problema es la reducción de la velocidad de conmutación, ya que el primer transistor no
puede inhibir activamente la corriente de base de la segunda, haciendo al dispositivo lento para
apagarse. Para paliar esto, el segundo transistor suele tener una resistencia de cientos de ohmios
conectada entre su base y emisor. Esta resistencia permite una vía de descarga de baja
impedancia para la carga acumulada en la unión base-emisor, permitiendo un rápido apagado.
Pre-diseño
Cálculo Y Selección De Materiales
Basados en el esquema del circuito presentado a continuación haremos una preselección de los
componentes a utilizar en mencionado circuito
Fig. 6 Esquema General Puente H con amplificadores Darlington
Transistores de Potencia:
Q1 y Q3: TIP 42
Q5 Y Q7: TIP 41
Transistores impulsores:
Q2 y Q4: 2N3906
Q6 y Q8: 2N3904
LVK En la malla I
−10 + 𝑉𝐶𝐸1 + 𝑉𝑀 + 𝑉𝐶𝐸7 = 0(1)
Como Q1 y Q7 están en saturación
𝑄7 = 𝑄1 = 𝑉𝐶𝐸𝑠𝑎𝑡 (2)
Del cual obtenemos
𝑉𝑀 = 10 − 2𝑉𝐶𝐸𝑠𝑎𝑡 (3)
Realizamos un LVK en el nodo 1
𝐼𝑀 = 𝐼𝐶8 + 𝐼𝐶7 (4)
Sabiendo que Q3, Q4, Q5 y Q6 están en cohorte (no conducen corriente) y estamos analizando la
malla III tenemos el siguiente circuito equivalente
Fig. 7 Circuito Equivalente Malla III
Basado en el circuito consideramos que
𝐼𝐵7 = 𝐼𝐸8
Aplicando una vez más LVK, pero, esta vez en la malla III obtenemos
−𝑉𝑏 + 𝑉𝐵𝐸8 + 𝑉𝐵𝐸7 + 𝐼𝐵8 ∗ 𝑅𝐵𝐵 = 0 (5)
Estando Q7 y Q8 en saturación consideramos
𝑉𝐵𝐸8 = 𝑉𝐵𝐸7 = 𝑉𝐵𝐸𝑜𝑛 = 0,7 𝑉𝑙𝑡𝑠(6)
𝐼𝐶7
𝐼𝐵7< 𝛽7(7)
Además,
𝐼𝐸8
𝐼𝐵8< 𝛽8 + 1(8)
Despejando la ecuación anterior
𝐼𝐸8 < 𝛽8 + 1 𝐼𝐵8 (9)
𝐼𝐸7 < 𝛽7 + 1 𝐼𝐵7 (10)
Teniendo como la corriente de base del transistor 7 es igual a la del emisor 8 obtenemos
𝐼𝐶7 < 𝛽7 𝛽8 + 1 𝐼𝐵8 (11)
Del análisis realizado en el nodo 1
𝐼𝑀 = 𝐼𝐶8 + 𝐼𝐶7 (12)
Y sabiendo que
𝐼𝐶8 =𝛽8
𝛽8 + 1𝐼𝐸8 → 𝐼𝐶8 =
𝛽8
𝛽8 + 1𝐼𝐵7 → 𝐼𝐶8 =
𝛽8
𝛽8 + 1
𝐼𝐶7
𝛽7 (13)
Decimos
𝐼𝐶7 = 𝐼𝑀 − 𝐼𝐶8 → 𝐼𝐶7 = 𝐼𝑀 −𝛽8
𝛽8 + 1
𝐼𝐶7
𝛽7 (14)
Donde la corriente que pasa por el motor es igual a:
𝐼𝑀 = 𝐼𝐶7 1 −𝛽8
(𝛽8 + 1)𝛽7 (15)
𝐼𝐶7 =𝐼𝑀𝛽8
(𝛽8 + 1)𝛽7
(16)
Operando la ecuación anterior
𝐼𝐶7 =𝛽7 𝛽8 + 1
𝛽7 𝛽8 + 1 + 𝛽8𝐼𝑀 (17)
Por consideraciones anteriores
𝐼𝐶7 < 𝛽7 𝛽8 + 1 𝐼𝐵8 (18)
Después de estas consideraciones se tiene
−𝑉𝑏 + 2𝑉𝐵𝐸𝑜𝑛 + 𝐼𝐵8 ∗ 𝑅𝐵𝐵 = 0 (19)
Despejando la corriente de base tenemos
𝐼𝐵8 =𝑉𝐵 − 2𝑉𝐵𝐸𝑜𝑛
𝑅𝐵𝐵 (20)
Tomando en cuenta las consideraciones pasadas
𝐼𝐵8 >𝐼𝐶7
𝛽7 𝛽8 + 1 (21)
Así; 𝐼𝐶7
𝛽7 𝛽8 + 1 <
𝑉𝐵 + 𝑉𝐵𝐸𝑜𝑛
𝑅𝐵𝐵 ≡ 𝐼𝐶7 <
𝑉𝐵 − 2𝑉𝐵𝐸𝑜𝑛
𝑅𝐵𝐵 𝛽7 𝛽8 + 1 (22)
Remplazando (21) en (22)
𝛽7 𝛽8 + 1
𝛽7 𝛽8 + 1 + 𝛽8𝐼𝑀 <
𝑉𝐵 − 2𝑉𝐵𝐸𝑜𝑛
𝑅𝐵𝐵 𝛽7 𝛽8 + 1
Operando y despejando RBB
𝑅𝐵𝐵 <𝛽7 𝛽8 + 1 + 𝛽8
𝐼𝑀 𝑉𝐵 − 2𝑉𝐵𝐸𝑜𝑛
Realizamos un LVK en el nodo 2
𝐼𝑀 = 𝐼𝐶1 + 𝐼𝐶2 (23)
Sabiendo que Q3, Q4, Q5 y Q6 están en cohorte (no conducen corriente) y estamos analizando la
malla II tenemos el siguiente circuito equivalente
Fig. 8 Circuito Equivalente Malla II
Basado en el circuito consideramos que
𝐼𝐵1 = 𝐼𝐸2
Aplicando una vez más LVK, pero, esta vez en la malla III obtenemos
−𝑉+ + 𝑉𝐵𝐸2 + 𝑉𝐵𝐸1 + 𝐼𝐵2 ∗ 𝑅𝐵𝐶 + 𝑉𝐶 = 0 (24)
Estando Q7 y Q8 en saturación consideramos
𝑉𝐵𝐸2 = 𝑉𝐵𝐸1 = 𝑉𝐵𝐸𝑜𝑛 = 0,7 𝑉𝑙𝑡𝑠(25)
𝐼𝐶1
𝐼𝐵1< 𝛽1(26)
Además, 𝐼𝐸2
𝐼𝐵2< 𝛽2 + 1(27)
Despejando la ecuación anterior
𝐼𝐸2 < 𝛽2 + 1 𝐼𝐵2 (28)
𝐼𝐸1 < 𝛽1 + 1 𝐼𝐵1 (29)
Teniendo como la corriente de base del transistor 1 es igual a la del emisor 2 obtenemos
𝐼𝐶1 < 𝛽1 𝛽2 + 1 𝐼𝐵2 (30)
Del análisis realizado en el nodo 2
𝐼𝑀 = 𝐼𝐶2 + 𝐼𝐶1 (31)
Y sabiendo que
𝐼𝐶2 =𝛽2
𝛽2 + 1𝐼𝐸2 → 𝐼𝐶2 =
𝛽2
𝛽2 + 1𝐼𝐵1 → 𝐼𝐶2 =
𝛽2
𝛽2 + 1
𝐼𝐶1
𝛽1 (32)
Decimos
𝐼𝐶1 = 𝐼𝑀 − 𝐼𝐶2 → 𝐼𝐶1 = 𝐼𝑀 −𝛽2
𝛽2 + 1
𝐼𝐶1
𝛽1 (33)
Donde la corriente que pasa por el motor es igual a:
𝐼𝑀 = 𝐼𝐶1 1 −𝛽2
(𝛽2 + 1)𝛽1 (34)
𝐼𝐶1 =𝐼𝑀𝛽2
(𝛽2 + 1)𝛽1
(35)
Operando la ecuación anterior
𝐼𝐶1 =𝛽1 𝛽2 + 1
𝛽1 𝛽2 + 1 + 𝛽2𝐼𝑀 (36)
Por consideraciones anteriores
𝐼𝐶1 < 𝛽1 𝛽2 + 1 𝐼𝐵2 (37)
Después de estas consideraciones se tiene
−𝑉+ + 2𝑉𝐵𝐸𝑜𝑛 + 𝐼𝐵2 ∗ 𝑅𝐵𝑐 + 𝑉𝑐 = 0 (38)
Despejando la corriente de base tenemos
𝐼𝐵8 =𝑉+ − 2𝑉𝐵𝐸𝑜𝑛 − 𝑉𝑐
𝑅𝐵𝑐 (39)
Tomando en cuenta las consideraciones pasadas
𝐼𝐵2 >𝐼𝐶1
𝛽1 𝛽2 + 1 (40)
Así; 𝐼𝐶1
𝛽1 𝛽2 + 1 <
𝑉+ − 2𝑉𝐵𝐸𝑜𝑛 − 𝑉𝑐𝑅𝐵𝑐
≡ 𝐼𝐶1 <𝑉+ − 2𝑉𝐵𝐸𝑜𝑛 − 𝑉𝑐
𝑅𝐵𝑐 𝛽1 𝛽2 + 1 (41)
Remplazando (21) en (22)
𝛽1 𝛽2 + 1
𝛽1 𝛽2 + 1 + 𝛽2𝐼𝑀 <
𝑉+ − 2𝑉𝐵𝐸𝑜𝑛 − 𝑉𝑐𝑅𝐵𝑐
𝛽1 𝛽2 + 1
Operando y despejando RBB
𝑅𝐵𝑐 <𝛽1 𝛽2 + 1 + 𝛽2
𝐼𝑀 𝑉+ − 2𝑉𝐵𝐸𝑜𝑛 − 𝑉𝑐
Lista de componentes
Q1: TIP 42
Q2: 2N3906
Q3: TIP 42
Q4: 2N3906
Q5: TIP 41
Q6: 2N3904
Q7: TIP 41
Q8: 2N3904
Va: 5 V
Vb: 5 V
Vc: 5 V
Vd: 5 V
V+: 10 V
Los transistores Q1, Q3, Q5 y Q7 por ser transistores de potencia TIP 42 y TIP 41 en parejas
respectivas poseen las siguientes características
Ganancia mínima:
β = 15
Voltaje colector emisor en saturación:
VCE(sat)= 1,5 V
Voltaje Base-Emisor en Saturación:
Los transistores Q1, Q3, Q5 y Q7 por ser transistores impulsores 2N3904 y
2N3906 en parejas respectivas poseen las siguientes características
Ganancia mínima:
β = 30
Voltaje colector emisor en saturación:
VCE(sat)= -0,25 V
Voltaje Base-Emisor en Saturación:
Con los datos anteriores y las relaciones para el circuito calculo el valor de las resistencias
RBa = 𝑹𝑩𝒄= 1000
𝑅𝐵𝑎 <𝛽1 𝛽2 + 1 + 𝛽2
𝐼𝑀 𝑉+ − 2𝑉𝐵𝐸𝑜𝑛 − 𝑉𝑎
𝑅𝐵𝑎 <15 30 + 1 + 30
1 𝐴 10𝑉 − 2 0,7𝑉 − 5𝑉
𝑅𝐵𝑎 < 1782
RBb= Rbd= 1500
𝑅𝐵𝑐 <𝛽7 𝛽8 + 1 + 𝛽8
𝐼𝑀 𝑉𝑏 − 2𝑉𝐵𝐸𝑜𝑛
𝑅𝐵𝑐 <15 30 + 1 + 30
1𝐴 5𝑉 − 2 0,7 𝑉
𝑅𝐵𝑐 < 1783
VBE(sat)= 2,0 V
VBE(sat)= -0,85 V
Diagrama de Conexión
Fig. 8 Diagrama de Conexión
Análisis De Datos
Los datos que se tomaron demuestra que mientras se tiene polarizado un sentido de giro para que
permita el paso de la corriente en sea anti horario u Horario el par complementario de
Transistores polarizados en corte demuestran los niveles de corriente más bajas acercándose a
cero y sus voltajes Base-Emisor obtienen voltajes cercanos a los 10 V o voltaje de Polarización.
Al Tener un Voltaje tan alto evita que el Transistor este en saturación de tal manera se polariza en
corte o como un Swicht apagado que se asemeja en forma ideal a un circuito abierto evitando el
paso de la corriente con una resistencia muy alta pero con una caída de tensión que como se
menciona anteriormente casi alcanza el voltaje de Polarización.
Los voltajes tomados en el Par de transistores que se polarizan en saturación son muy cercanos al
voltaje que deben tener en saturación o el voltaje que supera el voltaje umbral que en los
transistores utilizados por ser de silicio es de 0.7 Volts así que funcionan como un Swicht
encendido e idealmente como un corto circuito permitiendo el paso de la Corriente que se dirige
hacia el motor y hace que el motor transforme la Energía Eléctrica en mecánica.
Conclusiones
Cuando se utiliza la Configuración Puente H para el cambio del giro en motor Puente H obtenemos
el manejo de dicho motor sin necesidad de producir corriente negativas con tan solo utilizar unos
elementos discretos que me amplificarían la corriente del motor para que trabaje en su punto más
optimo.
Se demostró que el amplificador Darlington a la salida disminuye la impedancia y esto conlleva a
que la corriente y la tensión sean más altas. El β en este tipo de amplificador es demasiado alto
como el material es de silicio el VBE va a ser igual a 1,4v. Como utilizo dos Transistores en cascada
la corriente que utiliza el primero es mucho menor que la del segundo puesto que este es el
impulsor y es el que va generalmente conectado a la corriente que suministra un circuito digital
sabiendo que esta es muy baja. A la salida de este amplificador tenemos la corriente
suficientemente alta para que se pueda girar el motor
Los transistores que se encuentran en saturación cuando generamos un giro del motor se
comportan casi como un corto circuito teniendo una caída de tensión aproximada a los 0 Volts y
una corriente lo suficientemente alta permitiendo que el motor gire, mientras los otros pares
complementarios se comportan como un circuito abierto los cuales poseen la caída de tensión casi
de 10 Volts pero no transmiten corriente lo que permite que el motor gire en uno de los sentidos
de polarización
Bibliografía
BOYLESTAD, Robert L.1 Electrónica: Teoría De Circuitos, 6a. ed. Louis
Nashelsky
Amplificadores en Configuración Puente H; Electrónica Aplicada II; departamento de Electrónica; F.R Bahía Blanca Universidad Tecnológica Nacional
Referencias a la web
HTTP://WWW.FOROSDEELECTRONICA.C OM/F31/AMPLIFICADOR-DARLINGTON-7907/
HTTP://WWW.ANGELFIRE.COM/AL3/VG HP/DARLINGT.HTM
http://es.wikipedia.org/wiki/Motor_de_corriente_continua
PÉREZ CASTIBLANCO, Faber Ernesto AMPLIFICADOR DARLINGTON; David Steven Ávila
Vela SENA (CEET) [email protected]
http://proton.ucting.udg.mx/~horacioh/; Ing. José Horacio García I Ing. Comunicaciones y Electrónica. Universidad De Guadalajara México; CENTRO UNIVERSITARIO DE CIENCIAS EXACTAS E INGENIERIAS (C U C E I)