disseny i implementaciÓ d’un convertidor dc/dc per...

Carlos Peco Meneses

DISSENY I IMPLEMENTACIÓ D’UN CONVERTIDOR DC/DC PER

L’ALIMENTACIÓ D’UN SISTEMA ACS

TREBALL DE FI DE GRAU

Dirigit per Angel Cid Pastor

Grau d’Enginyeria Electrònica Industrial i Automàtica

Tarragona

2019

Disseny i implementació d’un convertidor dc/dc per l’alimentació d’un sistema ACS.

2

INDEX

1. INTRODUCCIÓ ................................................................................................................................ 8

2. OBJECTIUS .................................................................................................................................... 10

3. ABAST I DESCRIPCIÓ DEL PROJECTE .................................................................................... 11

4. SÍNTESI DEL SISTEMA ................................................................................................................ 12

4.1. ELS SISTEMES ACS SOLARS-TÈRMICS ....................................................................................... 12 4.2. ELS PANELLS TÈRMICS EN ELS SISTEMES SOLARS-TÈRMICS ....................................................... 13 4.3. EL PANELL SOLAR FOTOVOLTAIC I LES SEVES CARACTERÍSTIQUES ........................................... 13

4.3.1. Comportament dels panells solars enfront variacions de temperatura ................................ 15 4.3.2. Comportament dels panells solars enfront variacions de la irradiació solar. ...................... 16 4.3.3. Model elèctric del panell solar............................................................................................ 16

5. ANÀLISI DEL SISTEMA ............................................................................................................... 18

5.1. ELS PANELLS SOLARS ................................................................................................................ 18 5.2. BATERIA .................................................................................................................................... 20 5.3. INVERSOR DE TENSIÓ ................................................................................................................. 21 5.4. BOMBA D’AIGUA ........................................................................................................................ 22 5.5. ANÀLISI DE PREVISIÓ DEL CONSUM DEL SISTEMA ...................................................................... 23

5.5.1. Justificació de la capacitat de la bateria segons el consum previst. .................................... 24

6. ESTUDI I PROPOSTA DE SOLUCIÓ ........................................................................................... 25

6.1. CONNEXIÓ DELS PANELLS FOTOVOLTAICS ................................................................................ 25 6.1.1. Estudi de necessitat ............................................................................................................ 25 6.1.2. Connexió sèrie ................................................................................................................... 26 6.1.3. Connexió paral·lel .............................................................................................................. 26 6.1.4. Connexió sèrie – paral·lel .................................................................................................. 27

6.2. EL CONVERTIDOR COMMUTAT DC/DC REDUCTOR O “BUCK”................................................... 31 6.2.1. El convertidor buck ............................................................................................................ 31 6.2.2. Elecció dels elements principals del convertidor ................................................................ 36 6.2.2.1. Inductor ......................................................................................................................... 37 6.2.2.2. Capacitats ...................................................................................................................... 39 6.2.2.2.1. Capacitats de desacoblament .......................................................................................... 39 6.2.2.2.2. Capacitat del panell solar : Cpv ...................................................................................... 40 6.2.2.2.3. Capacitat de sortida ........................................................................................................ 40 6.2.2.3. Els díodes ....................................................................................................................... 41

6.2.2.3.1. El diode de commutació ............................................................................................................ 41 6.2.2.3.2. Els díodes del panell solar ........................................................................................................ 41

6.2.2.4. El transistor ................................................................................................................... 42 6.2.2.5. El driver ......................................................................................................................... 42

6.3. ESTUDI DE PÈRDUES DE POTENCIA DEL CONVERTIDOR .............................................................. 45 6.3.1. Rendiment del convertidor ................................................................................................. 47

6.4. EL SISTEMA DE CONTROL. ......................................................................................................... 48 6.4.1. El sistema de control del convertidor.................................................................................. 48 6.4.2. El sistema de control del panell solar. ................................................................................ 50 6.4.3. Maximum Power Point Tracking ....................................................................................... 50


3

6.4.4. Implementació digital enfront implementació analògica del MPPT ................................... 51 6.4.5. Algoritme MPPT: Extremmum seeking control ................................................................. 52 6.4.5.1. Principi de funcionament ............................................................................................... 52 6.4.5.2. Càlcul del MPP .............................................................................................................. 55 6.4.5.3. Etapa d’integració i generació del senyal PWM ............................................................. 58 6.4.5.4. Codi de l’algoritme de rastreig. ...................................................................................... 59 6.4.5.5. Elecció del microcontrolador ......................................................................................... 60

7. SIMULACIONS DEL COMPORTAMENT DEL SISTEMA. ....................................................... 62

7.1. RESULTATS DE LES SIMULACIONS .............................................................................................. 62

8. IMPLEMENTACIÓ DE LA SOLUCIÓ: MESURES EXPERIMENTALS. .................................. 65

8.1. INTRODUCCIÓ. ........................................................................................................................... 65 8.1.1. ENTORN DE TREBALL ............................................................................................................. 67 8.2. VERIFICACIÓ EXPERIMENTAL AL LABORATORI. ........................................................................ 68 8.3. RESOLUCIÓ DE PROBLEMES EXPERIMENTALS............................................................................ 71

9. DISSENY I IMPLEMENTACIÓ DE LES PLAQUES DE CIRCUIT IMPRÈS ............................ 73

10. MATERIAL I COSTOS .............................................................................................................. 80

11. ANÀLISI DE RESULTATS I CONCLUSIONS DEL PROJECTE............................................ 81

12. BIBLIOGRAFIA.......................................................................................................................... 82

12.1. REFERÈNCIES ........................................................................................................................ 82 12.1.1. Programes informàtics ....................................................................................................... 82

13. ANNEXES .................................................................................................................................... 83


4

INDEX DE TAULES

Taula 1. Dades tècniques de la bateria.

Taula 2. Dades tècniques de l’inversor de tensió.

Taula 3. Modes de treball de la bomba d’aigua.

Taula 4. Característiques principals de la bomba.

Taula 5. Anàlisi consum inversor.

Taula 6. Especificacions del convertidor Buck.

Taula 7. Dades tècniques del díode MBR1660.

Taula 8. Dades tècniques del díode 15SQ045.

Taula 9. Dades tècniques del MOSFET

Taula 10. Dades tècniques del driver.

Taula 11. Anàlisi de potències dissipades dels components principals

Taula 12. Dades tècniques del microcontrolador.

INDEX DE FIGURES

Figura 1. Evolució de la potencia solar instal·lada a espanya entre els anys 2000-2015.

Figura 2. Diagrama de blocs general del sistema.

Figura 3. Esquema d’un sistema genèric d’ACS.

Figura 4. Elements que formen un panell tèrmic.

Figura 5. Corba característica I-V i Potència d’un panell solar genèric.

Figura 6. Efecte de la temperatura en panells solar.

Figura 7. Efecte de la irradiació solar en panells solar.

Figura 8. Model elèctric d’un panell solar.

Figura 9. Imatge dels panells solars del sistema.

Figura 10. Comportament de la tensió Voc de cada mòdul solar al mes de juliol.

Figura 11. Comportament del corrent Isc de cada mòdul solar al mes de juliol.

Figura 12. Imatge de la bateria instal·lada al sistema.

Figura 13. Imatge de la bomba d’aigua del sistema.

Figura 14. Connexió directa entre un panell solar genèric de 36 cel·les i una càrrega.

Figura 15. Connexió sèrie de 4 panells solars.

Figura 16. Connexió paral·lela de 4 panells solars.

Figura 17. Connexió mixta de 4 panells solars.

Figura 18. Esquema de connexió dels panells solars.

Figura 19. Evolució de la tensió Voc del sistema de panells en connexió mixta durant les hores de sol d’un dia complert.

Figura 20. Evolució del corrent Isc del sistema de panells en connexió mixta durant les hores de sol d’un dia complert.


5

Figura 21. Forma d’ona del senyal de control (Verd); corrent del panell solar (Blau fosc); tensió del panell solar (Blau

clar).

Figura 22. Corba característica I-V del conjunt de panells solars.

Figura 23. Corba característica P-V del conjunt de panells solars.

Figura 24. Esquema elèctric del convertidor buck.

Figura 25. Esquema elèctric del convertidor buck en estat On.

Figura 26. Esquema elèctric del convertidor buck en estat Off.

Figura 27. Forma d’ona de la tensió de l’inductor VL.

Figura 28. Forma d’ona del corrent de l’inductor iL.

Figura 29. Esquema del convertidor emprant una font de corrent com a model del panell solar.

Figura 30. Forma d’ona del corrent del condensador icpv.

Figura 31. Forma d’ona del corrent del inductor iL i ampliació de l’arrissat per comprovar que compleix els requisits de

disseny imposats.


disseny imposats amb un valor d’inductància menor.

Figura 33. Forma d’ona de la tensió d’entrada per dos valors de condensadors diferents. La imatge superior correspon a

un valor Cpv = 220 µF ; la imatge inferior correspon al valor calculat teòricament Cpv = 270 µF.

Figura 34. Esquema de la topologia High-Side i Low-Side.

Figura 35. Exemple d’esquema del convertidor Buck amb driver en topologia Low-Side.

Figura 36. Esquema elèctric del circuit del driver amb el circuit de Bootstrap.

Figura 37. Comportament del rendiment del convertidor en funció del Duty Cycle introduït.

Figura 38. Diagrama de blocs general d’un convertidor de tensió DC/DC amb sistema de control.


Figura 40. Esquema de connexió entre panell i bateria amb les variables del sistema a controlar.

Figura 41. Esquema de disseny d’un convertidor Boost amb sistema MPPT analògic.

Figura 42. Esquema de blocs del convertidor Buck amb sistema MPPT digital.

Figura 43. Corba de potència genèrica d’un panell solar.

Figura 44. Punts d’estudi de la derivada en una corba de potència.

Figura 45. Esquema de blocs del procés seguit per l’obtenció del senyal de control PWM en un sistema MPPT analògic.

Figura 46. Procés d’adaptació fins arribar a l’algoritme de decisió.

Figura 47. Algoritme de determinació del valor d’alpha.

Figura 48. Esquema de tractament del senyal alpha per l’obtenció del senyal PWM.

Figura 49. Circuit integrador de senyal.

Figura 50. Model i encapsulat del microcontrolador escollit.

Figura 51. Resultat de la simulació 1. Formes d’ona de Tensió, Corrent i Potència del panell.

Figura 52. Resultat de la simulació 2. Formes d’ona de Tensió, Corrent i Potència del panell; Forma d’ona de la tensió de

control Vcontrol, entrada del comparador.

Figura 53. Esquema de blocs del procés a seguir per al conjunt de proves experimentals.

Figura 54. Fotografia de les PCB i entorn de treball.

Figura 55. Fotografia de la PCB de potència.

Figura 56. Fotografia de la PCB de control.


6

Figura 57. Imatge dels resultats experimentals obtinguts quan el sistema està connectat a una càrrega resistiva en règim

permanent.

Figura 58. Imatge dels resultats experimentals obtinguts quan el sistema està connectat a una càrrega resistiva i apareix

una caiguda sobtada de potència.

Figura 59. Imatge dels resultats experimentals obtinguts quan el sistema està connectat a una bateria en règim permanent.

Figura 60. Imatge dels resultats experimentals obtinguts quan el sistema està connectat a una bateria i es fa arrancar.

Figura 61. Imatge dels resultats experimentals obtinguts quan el sistema està connectat a una bateria i apareix una

pertorbació de la irradiació solar de potència.

Figura 62. Tensió d’alimentació del microcontrolador (senyal lila CH3) i senyal del corrent del panell solar (senyal groga

CH1).

Figura 63. Esquema de la PCB de potència.

Figura 64. Esquema de generació del senyal triangular HF de 130 kHz.

Figura 65. Esquema de la PCB de control.

Figura 66. Esquema del routing de la PCB de potència. Cara TOP.

Figura 67. Esquema del Routing de la PCB de potència. Cara BOTTOM.

Figura 68. Esquema del routing de la PCB de control. Cara TOP.

Figura 69. Esquema del routing de la PCB de control. Cara BOTTOM.

NOMENCLATURA I SIGLES

ACS: Aigua Calenta Sanitària.

MPPT: Maximum Power Point Tracking.

MPP: Maximum Power Point.

LPF: Low-Pass Filter.

DC: Direct Current.

PCB: Printed Circuit Board, “Placa de Circuit Imprès”.

IC: Integrated Circuit, Circuit Integrat.

LF: Low Frequency, “ Baixa Freqüència”.

HF: High Frequency, “ Alta Freqüència”.


7

AGRAÏMENTS

En primer lloc als meus pares i germana, per donar-me el suport per continuar sempre

endavant i la confiança per aconseguir-ho.

Als meus amics i companys del grau, pel suport durant les èpoques més difícils i les hores

d’estudi.

Al meu director de projecte, Angel Cid, per ajudar-me i guiar-me en el projecte i animar-

me a seguir en els moments més complicats.

Als companys del GAEI, en especial a Xavi Genaro, per tota l’ajuda prestada en els

conceptes necessaris per aconseguir la realització del projecte.

Al conjunt de professors del DEEEA, pels coneixements transmesos durant el grau i l’ajuda

facilitada en tot moment necessari.

A totes les persones que han estat al meu costat durant el transcurs del grau i del projecte.

GRÀCIES.


8

1. Introducció

Avui en dia, l’ús de sistemes de generació d’energia elèctrica mitjançant energies

renovables es troba en constant evolució.

Una d’aquestes principals energies és la solar. L’ús de sistemes fotovoltaics ha permès la

generació d’electricitat mitjançant panells solars, tot millorant la qualitat de vida i de

contaminació.

Els panells solars, capaços de transformar directament l’energia solar en energia elèctrica,

són un camp d’especial interès per a la seva utilització en habitatges i grans edificis,

provocant un impacte d’estalvi econòmic important. A més a més, l’ús d’aquests sistemes

en zones on és difícil el transport de l’electricitat mitjançant la xarxa elèctrica, fa d’ella una

aplicació essencial.

Segons la REE (Red Eléctrica Española) , des de finals de l’any 2000 i en els quinze anys

posteriors, la potencia solar instal·lada ha anat creixent de forma exuberant fins a arribar a

assolir el 5% de la demanda d’energia.

Figura 1. Evolució de la potencia solar instal·lada a espanya entre els anys 2000-2015 [1].

Actualment, l’energia solar instal·lada en tot el món es troba encara en creixement continu.

Un exemple d’això ens el dóna l’informe anual de UNEF (Unión Española Fotovoltaica),

on es reflecteix que l’any 2018 van ser instal·lats 261.7 MW de fotovoltaica on, a més a

més, el 90% d’aquesta nova potència instal·lada correspon a l’autoconsum.

En termes d’instal·lació d’energia fotovoltaica, el llistat dels països i continents ve liderat

pel continent asiàtic, amb la Xina com a gran referent. Pel que fa al continent europeu,

segon referent mundial, Alemanya encapçala el rànquing, seguit d’Itàlia i Regne Unit.

L’estat Espanyol ocupa el cinquè lloc.[2]

Així doncs, segons el petit anàlisi realitzat, podem determinar que una aplicació important i

que es troba actualment en creixement és la instal·lació de panells solars en habitatges.

Si ens centrem en les aplicacions possibles en el sector dels habitatges, destaquem els

sistemes solars-tèrmics. Aquests sistemes compten amb conjunts de panells solars que


9

permeten generar energia elèctrica per emmagatzemar-la en una bateria i poder fer ús

d’aquesta en el procés d’escalfament de l’aigua.

És precisament aquesta aplicació la que el següent projecte pretén tractar.


10

2. Objectius

L’objectiu principal d’aquest treball de fi de grau és el desenvolupament d’un mòdul

de conversió de potència per implementar un carregador de bateries solar. Aquest

convertidor incorporarà un algoritme de control anomenat Maximum Power Point Tracking,

capaç de cercar el punt de màxima potència del panell solar i transferir la màxima potència

disponible del panell solar a la bateria.

La bateria és utilitzada posteriorment com alimentació d’un mòdul inversor de tensió DC/AC

comercial, que convertirà la tensió a 220 Vac per alimentar una bomba de pressió que

s’encarrega de fer circular l’aigua calenta de l’habitatge.

Per dur a terme el procés abans descrit i assolir els objectius principals es pretén dissenyar

un convertidor de tipus reductor, Buck, que treballi en llaç obert i que implementi el sistema

MPPT de forma digital, eliminant així el volum de components electrònics de la

implementació analògica.

Durant la realització del projecte, a més a més, es pretenen assolir diferents objectius

addicionals com :

Estudiar els diferents tipus de convertidors DC/DC per tal d’escollir la topologia més

adequada a l’aplicació concreta del projecte.

Realitzar una caracterització del comportament del conjunt de panells solars amb el

que es treballarà.

Analitzar el procés de realització de les PCB per determinar possibles errors i

realitzar una millora posterior.


11

3. Abast i descripció del projecte

En aquest projecte es procedirà a realitzar el disseny, càlcul i implementació del

convertidor de tensió DC/DC amb un sistema de control basat en MPPT.

L’entorn de treball serà un habitatge que disposa d’un conjunt de panells solars en cert estat

de degradació a causa del pas del temps, motiu pel qual les seves característiques poden no

ser les idònies. Així doncs, realitzarem un estudi i anàlisi de quin és l’estat actual dels

panells, caracteritzant el comportament i estudiant la millor forma d’associar-los.

El projecte es basa, principalment, en el disseny i realització del convertidor DC/DC, així

doncs, estudiarem les possibles tipologies que poden ser dissenyades i les seves

característiques, avantatges i inconvenients pel nostre sistema.

Es pretén aconseguir captar l’energia solar mitjançant un conjunt de panells solars i

optimitzar el procés de càrrega, gràcies al MPPT, d’una bateria de 12 V.

El següent esquema mostra, en una primera introducció, el sistema amb què es treballarà:

Figura 2. Diagrama de blocs general del sistema.

Un cop estudiat el sistema i els elements que el formen ens centrarem en el disseny de la

PCB del circuit de potència i control segons el model de convertidor escollit.

Finalment, es realitzaran les proves experimentals que determinin un correcte funcionament

del sistema, tot analitzant els resultats obtinguts i els possibles aspectes a millorar.

Per concloure el projecte, s’analitzarà el conjunt del procés seguit durant l’execució

d’aquest, els contratemps sorgits i solucions aplicades i les conclusions generals.


12

4. Síntesi del sistema

4.1. Els sistemes ACS solars-tèrmics

Definim l’ACS (Aigua Calenta Sanitària) com l’aigua escalfada apta per l’ús humà.

Es fa servir tant en petits habitatges com en grans edificis com hotels o residències i el seu

principal ús és cobrir les necessitats de neteja personal i/o utensilis.

En l’àmbit energètic, els sistemes ACS tenen una gran importància, ja que representa entre

un 25% i un 40% del consum energètic dels habitatges.

Dins dels sistemes ACS de tipus solar-tèrmic podem distingir 2 subcircuits que els formen:

Primari i Secundari.

El circuit primari, part del sistema on treballarem, és format pel captador, acumulador o

intercanviador de calor i la bomba de circulació del fluid.

Pel que fa al captador, fem referència al sistema de captació d’energia i generació de la calor,

que en el nostre cas es tracta d’un conjunt de panells solars i panells tèrmics.

A la part de l’acumulació, es destaquen l’ús d’un o més acumuladors per tal de retenir l’aigua

calenta produïda i transferir la calor des del circuit primari al secundari.

La darrera part del sistema, fa referència als elements capaços de gestionar la circulació de

l’aigua, és a dir, bombes, vàlvules, xarxa de canonades, etc.

Figura 3. Esquema d’un sistema genèric d’ACS.


13

4.2. Els panells tèrmics en els sistemes solars-tèrmics

També anomenats col·lectors solars, és un dispositiu que permet aprofitar l’energia

de la radiació solar, transformant-la en energia tèrmica.

Figura 4. Elements que formen un panell tèrmic.

Distingim 3 tipus de col·lectors solars segons la seva àrea d’aplicació:

o Captadors de baixa temperatura: Utilitzats en habitatges per escalfar l’aigua dels

circuits de calefacció o ACS. Poden ser de dos tipus, captadors solars plans o bé com

a panells de tubs de buit.

o Captadors d’alta temperatura: Utilitzats principalment en aplicacions industrials com

la generació de vapor en una turbina.

o Captadors de molt alta temperatura: També coneguts com a forns solars, tenen

aplicacions industrials en l’àmbit de generació de vapor d’aigua.

4.3. El panell solar fotovoltaic i les seves característiques

És el dispositiu encarregat de la captació de l’energia solar irradiada.

Les cel·les o panells fotovoltaics estan construïts mitjançant un material semiconductor

(normalment silici com a element principal) formant unions PN sensibles a la llum.

Podem destacar fins a tres tipus de cel·les diferents per a la construcció de mòduls solars:

Cel·les de silici amorf: Durant el procés de transformació del silici, es produeix un

gas que es projecta sobre una làmina de vidre. Funcionen sobre llums de baixa


14

difusió però tenen un rendiment baix. Són aplicacions típiques les calculadores o

rellotges solars.

Cel·les de silici monocristal·lí: En refredar-se durant el procés de fabricació, el

silici fos se solidifica formant un únic cristall de grans dimensions. Acostumen a

tenir bons rendiments (14% -17%) i una bona relació Potencia-Superfície

(~150Wp/m2) tot i que tenen un cost elevat.

Cel·les de silici policristal·lí: En refredar-se en un motlle durant el procés de

fabricació es formen diferents cristalls. Tenen un rendiment i una relació Potència-

Superfície inferiors a les cel·les de silici monocristal·lí (~14% i 100Wp/m2,

respectivament). El principal inconvenient és la caiguda de rendiment en condicions

de baixa il·luminació.

El funcionament físic es basa en la diferència de potencial generada a causa del fet que els

fotons de la llum traspassen una barrera d’energia característica del material emprat,

generant així que es trenquin els enllaços formats i es generi el conegut com a parell electró-

buit. És en aquesta parella formada on es genera la diferència de voltatge.

En l’àmbit experimental, els paràmetres més importants d’un panell solar acostumen a ser la

tensió en circuit obert Voc, el corrent de curtcircuit Isc i la tensió i corrent en el punt de

màxima potència Vm i Im. Gràcies a aquests paràmetres podem modelar el comportament,

no lineal, dels panells. Aquests comportaments són descrits en les corbes I-V i P-V d’un

panell solar i ens permeten conèixer el marge de valors de treball i quin és el punt de màxima

potència, punt on la corba de P-V assoleix un màxim.

A continuació, podem observar les corbes genèriques d’un panell solar:

Figura 5. Corba característica I-V i Potència d’un panell solar genèric


15

Una característica important dels panells solars és el seu comportament enfront de les

variacions de temperatura i d’irradiació solar, característiques que fan variar el seu

comportament o punt de treball de forma dràstica.

A continuació observarem el seu comportament enfront de les diferents variacions i com

podem modelar, amb elements elèctrics, els panells solars:

4.3.1. Comportament dels panells solars enfront variacions de temperatura

L’efecte de la incidència dels rajos solars provoca un augment de la temperatura a la

superfície dels panells.

En condicions nominals, estudiem els comportaments dels panells fotoelèctrics a

temperatura ambient, és a dir, 25 ºC.

A continuació, podem observar el comportament de la corba I-V d’un panell solar estàndard

quan estudiem l’efecte de la temperatura en ell:

Figura 6. Efecte de la temperatura en panells solar

Així doncs, és senzill observar com quan la temperatura augmenta respecte a la temperatura

de referència, 25 ºC (al gràfic representat en color verd), la tensió Voc del sistema cau,

augmentant lleugerament el valor de Isc.

Anàlogament, la tensió Voc del sistema augmenta quan la temperatura del panell baixa,

provocant al mateix temps que la Isc caigui.


16

4.3.2. Comportament dels panells solars enfront variacions de la irradiació solar.

Un factor molt important a tenir en compte respecte al comportament dels panells

solars és el valor d’irradiació que reben dels raigs solars.

Així doncs, en condicions nominals considerem el factor de referència de 1000 W/m2.

És important tenir en compte com estan orientats els panells, essent necessari realitzar un

petit estudi previ de les hores de major incidència solar i de l’angle idoni de col·locació del

panell.

A la següent figura, podem observar com afecten els diferents canvis de la irradiació solar

al comportament del panell solar:

Figura 7. Efecte de la irradiació solar en panells solar

Tal com podem veure a la gràfica, la reducció del valor d’irradiació solar que incideix al

panell provoca una reducció dels valors de Isc i Voc, fent que el Punt de Màxima Potència

sigui inferior, per tant, reduint l’eficiència del panell.

A banda, és important destacar que, un canvi en els valors d’irradiació solar també provocarà

un canvi de temperatura a la superfície del panell al llarg del temps, provocant tot plegat,

caigudes de rendiment importants.

4.3.3. Model elèctric del panell solar.

A continuació, podem observar quin és el model elèctric d’un panell solar:


17

Figura 8. Model elèctric d’un panell solar

Un panell solar consta de 4 elements principals, una font de corrent, un díode i 2 resistències,

una sèrie (Rsr) i una paral·lela (Rsh).

Així doncs, realitzant una anàlisi del circuit, podem descriure mitjançant la següent expressió

matemàtica el comportament del panell solar:

𝐼 = 𝐼𝑔 − 𝐼𝑑 [exp (𝑉 + 𝐼 · 𝑅𝑠

𝑚 ·𝑘 · 𝑇𝑐

𝑒

) − 1 ] (1)

On:

I = Corrent de sortida del panell solar

V = Tensió de sortida del panell solar

Voc = Tensió de circuit obert del panell solar

Isc = Corrent de Curtcircuit del panell solar

Ig = Corrent fotoelèctrica del panell solar

Id = Corrent de saturació del díode

m = Factor idealitat del panell solar

K = Constant de Boltzman

Tc = Temperatura del panell solar

e = Càrrega d’un electró


18

5. Anàlisi del sistema

En aquest projecte ens centrem exclusivament en la part elèctrica - electrònica i per

tant, no entrarem en detallar tècnicament cadascun dels elements que formen un sistema

ACS d’un habitatge.

Tal com es descriu a l’apartat 3, primerament realitzarem una descripció de les

característiques de cadascun dels elements que formen el sistema per tal de caracteritzar-los

i descriure les seves característiques i rang dels valors de treball.

5.1. Els panells solars

El sistema compta amb un conjunt de 4 panells solars del tipus BP 222 SR policristal·lí de

22 W.

Figura 9. Imatge dels panells solars del sistema.

Actualment aquest sistema de panells és vell, per tant, és necessari estudiar de nou el

comportament i les característiques tècniques.

Per fer-ho, s’ha portat a terme un procés de caracterització on s’han mesurat tensió i corrent

de cadascun dels panells per obtenir així el comportament durant un dia.

Durant les hores de sol del dia, des de les 8.00 h a 20.00 h, s’han dut a terme un total de 25

mesures diferents de tensió i corrent de cadascun dels mòduls per determinar el

comportament en el transcurs del dia.

Així doncs el procés seguit és el següent:

1. Aïllament del panell solar del sistema.


19

2. Col·locació del mòdul amb un angle d’inclinació de 45º respecte al terra i amb

orientació directa a la incidència dels raigs solars a l’hora del migdia.

3. Mesura de la tensió de circuit obert, Voc.

4. Mesura del corrent de curtcircuit, Isc.

Aquest procés pretén estudiar quin comportament, en relació al corrent i tensió, tindran els

panells solars per tal de poder determinar la connexió idònia.

S’ha de tenir en compte que l’època de l’any influeix en les mesures, ja que la posició del

sol i les hores d’incidència varien. Per fer aquesta caracterització s’han realitzat les mesures

al mes de juliol.

Així doncs, podem observar en el següent resultat el comportament de tensió i corrent durant

el període de 12 h de sol en un dia complert.

Figura 10. Comportament de la tensió Voc de cada mòdul solar al mes de juliol.

0

2

4

6

8

10

12

14

16

18

20

8 h

8.30

h 9 h

9.30

h

10 h

10.3

0 h

11 h

11.3

0 h

12 h

12.3

0 h

13 h

13.3

0 h

14 h

14.3

0 h

15 h

15.3

0 h

16 h

16.3

0 h

17 h

17.3

0 h

18 h

18,3

0 h

19 h

19.3

0 h

20 h

Ten

sió

Vo

c (V

)

Hores del dia

Tensió del panell solar

Panell 1

Panell 2

Panell 3

Panell 4


20

Figura 11. Comportament del corrent Isc de cada mòdul solar al mes de juliol.

Observem en el comportament del corrent Isc dels panells com fins a les 12.30 h,

aproximadament, el corrent té un valor molt baix, pujant de forma abrupta a partir d’aquest

moment.

Aquest fet és degut a la col·locació dels panells en l’habitatge, ja que per impediments físics,

han sigut col·locats en un punt de l’habitatge on fins les 12.30h no incideix el sol de forma

directa, quedant així una quantitat important de cèl·lules en ombra. Tot i ser una

problemàtica important a tenir en compte, s’ha estudiat la millor orientació possible, essent

aquesta Sud-Oest, per tal de maximitzar les hores de sol del migdia i tarda en èpoques

d’estiu.

5.2. Bateria

És l’element principal emmagatzemador de l’energia que generem a partir dels panells

solars.

El nostre sistema empra una bateria I-Power de plom àcid PS250 de 12 V i amb una capacitat

de 249 Ah.

0

0,2

0,4

0,6

0,8

1

1,2

1,4

8 h

8.30

h 9 h

9.30

h

10 h

10.3

0 h

11 h

11.3

0 h

12 h

12.3

0 h

13 h

13.3

0 h

14 h

14.3

0 h

15 h

15.3

0 h

16 h

16.3

0 h

17 h

17.3

0 h

18 h

18,3

0 h

19 h

19.3

0 h

20 h

Co

rren

t Is

c (A

)

Hores del dia

Corrent del panell solar

Panell 1

Panell 2

Panell 3

Panell 4


21

Figura 12. Imatge de la bateria instal·lada al sistema.

A continuació podem observar les dades del fabricant de l’element:

Fabricant I-Power

Model PS250 1200ES

Tensió 12 V

Capacitat 249 Ah

Tipus Àcid-plom

Mides 240x273x352

D.O.D. recomanada 15%

D.O.D. màxima 35%

Taula 1. Dades tècniques de la bateria.

En propers apartats i gràcies a l’estudi dels consums del sistema podrem conèixer si la

capacitat de la bateria del sistema és adequada, ja que en un primer moment, no es pretén

realitzar la compra d’una nova bateria sinó aprofitar els elements que ja incorpora el sistema.

D’altra banda, és important garantir el correcte estat de la bateria, evitant descàrregues

importants que puguin ser perjudicials. Així doncs, per establir uns marges de seguretat, la

tensió de la bateria no hauria de ser inferior als 11 V ni superior als 13.5 V.

5.3. Inversor de tensió

És l’element encarregat de transformar la tensió DC a tensió AC per tal d’alimentar la bomba

d’aigua.

Actualment existeixen al mercat molts inversors de moltes potències i característiques

tècniques diferents. En el nostre sistema utilitzem el model MJ-300-12 del fabricant

XUNZEL.


22

El mateix fabricant ens ofereix les característiques tècniques d’aquest:

Model MJ-300-12

Potència de sortida nominal CA 300 W

Potència pic CA 600 W

Tensió de sortida CA 230 Vca

Freqüència 50 Hz

Tipus d’ona de sortida Ona sinusoïdal rectificada

Pic d’eficiència 85-90%

Tall per tensió insuficient 10 Vcc

Protecció tèrmica 65 ± 5 ºC

Capacitat mínima de bateria 30 Ah

Taula 2. Dades tècniques de l’inversor de tensió.

Com s’ha descrit en apartats previs, el projecte es delimitarà a treballar amb el convertidor

DC/DC i el mètode de control d’aquest, emprant, en un primer moment, el model comercial

que ja incorporava prèviament el sistema.

5.4. Bomba d’aigua

És l’element que s’encarrega de fer circular l’aigua pel sistema.

En el nostre cas, es treballarà amb el model de bomba, del fabricant GRUNDFOS, UPS 15-

45x20.

Figura 13. Imatge de la bomba d’aigua del sistema.

Aquest model de bomba permet escollir el mode de treball manualment mitjançant un

selector.


23

Mode Intensitat Potència N (rpm)

3 0.36 A 80 W 2050

2 0.28 A 60 W 1700

1 0.20 A 45 W 1300

Taula 3. Modes de treball de la bomba d’aigua.

Prèviament a la realització del projecte, es va determinar que el mode 3 era el necessari

i idoni per al correcte funcionament del sistema. Així doncs, no s’estudiarà una variació

del mode de treball o del model de bomba, ja que no està inclòs dins de l’abast actual del

projecte.

A continuació descrivim les característiques tècniques de l’element que el fabricant

cedeix:

Fabricant Grundfos

Model UPS 15-45x20

Tensió d’entrada 220 Vac

Número de fases 1

Freqüència de treball 50 Hz

Capacitat 3 µF

Taula 4. Característiques principals de la bomba.

5.5. Anàlisi de previsió del consum del sistema

Un dels aspectes més importants de qualsevol sistema és conèixer el consum que

tindrà. Segons l’esquema representat a l’apartat 1, existeix un element principal de consum

de la bateria: l’inversor. El funcionament de l’inversor està delimitat en 2 estats:

funcionament i repòs.

Així doncs, analitzarem el consum diari d’ambdós estats.

Equip Nombre

d’equips

Potència (W) Ús diari (h/dia) Ús setmanal (dies

/ setmana)

Inversor

DC/AC 1 Stand by : 7.2 W Stand by : 10 h

7 Amb càrrega : 80 W Amb càrrega : 2 h

Taula 5. Anàlisi consum inversor .


24

Per tant:

Consum inversor : 72 W·h en Stand By + 160 W·h en treball amb càrrega.

Un cop determinats els valors de consum del sistema, podem realitzar una anàlisi sobre la

capacitat de la bateria. Aquest anàlisi ens permetrà saber si aquesta està ben dimensionada o

pel contrari, seria convenient canviar-ne la capacitat.

5.5.1. Justificació de la capacitat de la bateria segons el consum previst.

Com hem descrit en apartats anteriors, el nostre sistema compta amb una bateria de

12 V. Segons els paràmetres del fabricant, aquest model de bateria té una capacitat de 249

Ah i una profunditat de descàrrega màxima (D.O.D.) del 35%.

Per tal de determinar si la capacitat de la bateria és la correcta o no, definirem l’autonomia

que aquesta hauria de tenir. Així doncs, tenint en compte que es tracta d’un sistema d’ACS,

marcarem l’autonomia de la bateria en 2 dies.

Així doncs, en cas d’estar en Stand By el sistema consumirà 6 Ah; i quan estigui amb càrrega

el consum serà de 13.3 Ah.

Per tant, en tractar-se d’una bateria de 249 Ah de capacitat, podem estimar que serà suficient.


25

6. Estudi i proposta de solució

Un cop hem analitzat el nostre sistema, podem començar a definir la solució que

volem aplicar.

Per fer-ho, estudiarem per separat cadascun dels elements anteriorment descrits i com

aquests interaccionen entre ells per així trobar la solució més idònia possible.

Primerament estudiarem la relació que guarden el conjunt de mòduls solars amb

l’alimentació del sistema per tal d’associar-los de la millor forma possible per al nostre

sistema.

Posteriorment, es realitzarà un estudi sobre la necessitat d’utilitzar un convertidor de tensió,

la tipologia escollida i les seves característiques.

6.1. Connexió dels panells fotovoltaics

6.1.1. Estudi de necessitat

Des d’un primer instant, la forma de connexió bàsica i més intuïtiva és la connexió

del conjunt de panells solars a una càrrega (resistiva o bateria).

En el nostre cas, caldria en connectar els panells tot adaptant la tensió que poden donar a la

tensió de la bateria i col·locant un díode d’antiretorn i Bypass (figura 20) com a protecció.

Figura 14. Connexió directa entre un panell solar genèric de 36 cel·les i una càrrega.

Els principals inconvenients d’aquesta configuració són el baix rendiment del sistema i la

necessitat d’incorporació d’un shunt com a element de protecció per evitar la sobretensió o

la sobrecàrrega.


26

Així doncs, per millorar aquesta transferència d’energia entre la font i la càrrega i permetre

un ampli marge en els nivells de tensió a l’entrada, és necessari l’ús d’un convertidor de

tensió commutat.

Abans de determinar el tipus de convertidor a utilitzar, hem de conèixer quins seran els rangs

de tensió a l’entrada. Com ja sabem, els panells solars, com a elements elèctrics, poden ser

associats de qualsevol d’ambdues formes que coneixem: en sèrie o en paral·lel.

6.1.2. Connexió sèrie

Es tracta de realitzar una connexió en sèrie dels quatre panells solars.

Figura 15. Connexió sèrie de 4 panells solars.

Aquests tipus de connexions destaquen perquè ajuden a augmentar la tensió de circuit obert

que es pot obtenir. L’equació que defineix aquest comportament és la següent:

𝑉𝑜𝑐𝑠𝑖𝑠𝑡𝑒𝑚𝑎 = 𝑉𝑜𝑐1 · 𝑛 ( 4)

6.1.3. Connexió paral·lel

Es tracta de realitzar una connexió en paral·lel dels quatre panells solars.


27

Figura 16. Connexió paral·lela de 4 panells solars.

Aquest tipus de connexions destaquen perquè ajuden a augmentar el corrent de curtcircuit

que es pot obtenir. L’equació que defineix aquest comportament és la següent:

𝐼𝑠𝑐𝑠𝑖𝑠𝑡𝑒𝑚𝑎 = 𝐼𝑠𝑐1 · 𝑛 (5)

6.1.4. Connexió sèrie – paral·lel

També anomenada connexió mixta, es tracta de realitzar una connexió en sèrie i paral·lel al

mateix temps, en agrupacions de 2 panells, tal i com es mostra a la figura següent:

Figura 17. Connexió mixta de 4 panells solars.

Com hem pogut observar en l’apartat 5.1, cada panell solar té una diferència important

respecte la resta en relació al seu estat. En el cas de realitzar una connexió paral·lela del

conjunt dels 4 panells, el corrent es veuria limitat pel panell en pitjors condicions. D’altra

banda, si optem per una connexió en sèrie, la tensió augmentaria fins a aproximadament els

70 V, essent necessari implementar un convertidor Buck capaç de treballar amb aquesta

tensió d’entrada.

Així doncs, si fem ús de la connexió mixta, la tensió a la sortida dels mòduls solars seria

d’aproximadament 35 V, essent una tensió molt més reduïda que en cas d’una connexió

paral·lel. D’altra banda i pel que fa al corrent, serà necessari escollir de quina forma són

interconnectats els panells per tal de limitar en menor mesura el sistema.


28

El següent esquema mostra de quina forma connectarem els panells:

Figura 18. Esquema de connexió dels panells solars.

En la proposta de connexió realitzada, hem connectat en sèrie els panells 1-3 i 2-4 i realitzat

una connexió paral·lela amb entre ells.

Per decidir-ho, s’ha fet servir el següent criteri: Els panells amb el corrent més semblant

seran associats en sèrie en una branca del paral·lel. La limitació de corrent del panell 4, ja

que el corrent de curtcircuit mesurat és relativament més baix respecte la resta, limitaria el

corrent capaç de produir el sistema de panells, així doncs, s’optarà per aquesta configuració

per obtenir el Isc més alt possible.

Ara bé, podem observar el comportament del conjunt de panells durant 1 dia sencer al més

de juliol.


29

Figura 19. Evolució de la tensió Voc del sistema de panells en connexió mixta durant les hores de sol d’un dia complert.

Figura 20. Evolució del corrent Isc del sistema de panells en connexió mixta durant les hores de sol d’un dia complert.

De la mateixa forma que la problemàtica comentada a l’apartat 5.1., la col·locació dels

panells a l’habitatge limita les hores de llum solar incident sobre el sistema de mòduls solars

fotovoltaics.

Un cop obtinguts els valors màxims de corrent Isc del conjunt de panells i el rang de valors

de tensió Voc, es possible traçar les corbes característiques I-V i P-V.

Per fer-ho, se simularà la connexió dels panells solars mitjançant l’emulador de panells

solars que el laboratori del GEIA incorpora.

Per realitzar les corbes es realitzarà un escombrat del Duty Cycle, en un rang entre el 5% i

el 95% aproximadament. Per determinar que el traçat de les gràfiques és adequat, es prendran

26

27

28

29

30

31

32

33

8 h

8.30

h 9 h

9.30

h

10 h

10.3

0 h

11 h

11.3

0 h

12 h

12.3

0 h

13 h

13.3

0 h

14 h

14.3

0 h

15 h

15.3

0 h

16 h

16.3

0 h

17 h

17.3

0 h

18 h

18,3

0 h

19 h

19.3

0 h

20 h

Ten

sió

Vo

c

Hores del dia

Comportament de la tensió Voc al mes de juliol

0

0,2

0,4

0,6

0,8

1

1,2

1,4

1,6

1,8

2

8 h

8.30

h 9 h

9.30

h

10 h

10.3

0 h

11 h

11.3

0 h

12 h

12.3

0 h

13 h

13.3

0 h

14 h

14.3

0 h

15 h

15.3

0 h

16 h

16.3

0 h

17 h

17.3

0 h

18 h

18,3

0 h

19 h

19.3

0 h

20 h

Co

rren

t Is

c

Hores del dia

Comportament del corrent Isc al mes de juliol


30

25 punts de referència compresos durant el mig període ascendent del senyal de Baixa

Freqüència Vcontrol (Verd).

La següent figura mostra el resultat obtingut al realitzar l’escombrat:

Figura 21. Forma d’ona del senyal de control (Verd); corrent del panell solar (Blau fosc); tensió del panell solar (Blau

clar).

Així doncs, a continuació es mostren les corbes característiques I-V i P-V obtingudes amb

l’emulador:

Figura 22. Corba característica I-V del conjunt de panells solars.

0

0,2

0,4

0,6

0,8

1

1,2

1,4

1,6

1,8

0 5 10 15 20 25 30 35 40

Co

rren

t

Tensió del panell

Característica Ipv-Vpv


31

Figura 23. Corba característica P-V del conjunt de panells solars.

Un cop determinat l’esquema de connexió dels panells és moment de determinar el

convertidor DC/DC a utilitzar.

Primerament tindrem en compte que es pretén un disseny que aprofiti al màxim els elements

i els recursos del sistema, buscant obtenir la eficiència més gran possible.

D’altra banda, en funció de la connexió dels panells escollida i de la tensió a la qual treballa

la nostra càrrega (bateria de 12 V), ens trobem en obligatorietat de fer ús d’una topologia

reductora.

Així doncs, pels requisits abans comentats, escollirem un convertidor Buck.

6.2. El convertidor commutat DC/DC reductor o “Buck”

Com s’ha especificat en apartats anteriors, l’estructura dels panells fotovoltaics

escollida comporta l’obligatorietat d’incorporar un convertidor reductor de tensió a la sortida

dels panells.

Per l’elecció d’aquest convertidor, s’estudiarà la topologia reductora Buck, ja que és una

topologia de fàcil estudi, implementació i amb uns valors de rendiment alts.

6.2.1. El convertidor buck

La topologia Buck amb la que treballarem mostra la següent arquitectura, mostrada a la

Figura 25. Aquest circuit mostra el convertidor en llaç obert, tot tenint en compte que a la

sortida hi té connectada una bateria que podem aproximar com a una font de tensió en sèrie

amb un element resistiu (resistència interna de la bateria).

0

5

10

15

20

25

30

35

0 5 10 15 20 25 30 35 40

Po

tèn

cia

Tensió del panell

Característica Ppv-Vpv


32

Figura 24. Esquema elèctric del convertidor buck.

Si realitzem l’anàlisi del comportament de l’inductor i la capacitat de sortida per al mode de

conducció continu podem extreure les següents equacions de comportament en estat

estacionari:

Pel cas dels inductors:

< 𝑣𝐿 > = 1

𝑇 ∫ 𝑣𝐿(𝑡)𝑑𝑡 = 0

𝑇

0

( 6)

I pel cas de les capacitats:

< 𝑖𝐶 > = 1

𝑇 ∫ 𝑖𝐶(𝑡)𝑑𝑡 = 0

𝑇

0

( 7)

Així doncs, analitzant els estats ON i OFF del sistema:

Estat ON

Definim l’estat On del sistema quan el valor de la variable de control u (t) = 1, quedant el

transistor activat. El díode, polaritzat en inversa, no condueix, per tant, el corrent que passa

pel transistor arriba directament a l’inductor.

El condensador Cpv queda connectat en paral·lel a la font de tensió d’entrada, per tant, pot

ser considerat superflu per l’anàlisi.


33

Figura 25. Esquema elèctric del convertidor buck en estat On.

Definint VL com la tensió de l’inductor i 𝑉𝑜 = 𝑉𝑅𝑏𝑎𝑡+ 𝑉𝑏𝑎𝑡 com a la tensió entre el born

positiu de Rbat i el negatiu de Vbat , podem determinar que :

𝑉𝑝𝑣 − 𝑉𝐿𝑜𝑛 − 𝑉𝑜 = 0 → 𝑉𝐿𝑜𝑛 = 𝑉𝑝𝑣 − 𝑉𝑜 ( 8)

Estat OFF

Definim l’estat Off del sistema quan el valor de la variable de control u (t) = 0, quedant el

transistor desactivat. El díode, polaritzat en directa condueix el corrent, per tant, es produeix

la descàrrega de l’inductor a traves de la càrrega i del condensador de sortida.

Figura 26. Esquema elèctric del convertidor buck en estat Off

Definint VL com la tensió de l’inductor i 𝑉𝑜 = 𝑉𝑅𝑏𝑎𝑡+ 𝑉𝑏𝑎𝑡 com a la tensió entre el born

positiu de Rbat i el negatiu de Vbat , podem determinar que :

𝑉𝐿𝑜𝑓𝑓 + 𝑉𝑜 = 0 → 𝑉𝐿𝑜𝑓𝑓 = −𝑉𝑜 ( 9)

Així doncs podem determinar, segons la condició de l’expressió 6, que :

< 𝑉𝐿 > = 𝐷 · 𝑉𝐿𝑜𝑛 + 𝐷′ · 𝑉𝐿𝑜𝑓𝑓 = 0

𝐷(𝑉𝑝𝑣 − 𝑉𝑜) + 𝐷′ (−𝑉𝑜) = 0 → 𝐷 · 𝑉𝑝𝑣 = 𝑉𝑜

𝑉𝑜

𝑉𝑝𝑣= 𝐷

( 10)

Anomenada equació de Guany del convertidor i que defineix la relació de tensió entre la

tensió d’entrada i sortida a més del valor del Duty Cicle necessari per aconseguir-la.


34

Estudiant el comportament de la tensió de l’inductor es pot veure que:

Figura 27. Forma d’ona de la tensió de l’inductor VL.

Ara bé, si analitzem el comportament del corrent i, observem el següent:

Figura 28. Forma d’ona del corrent de l’inductor iL.

Aquest senyal triangular, de freqüència igual a la freqüència de commutació, pot ser

estudiada per obtenir l’equació que descriu el valor de la inductància mínima:

∆𝐼𝐿 = 𝑉𝐿 𝑜𝑛

𝐿· 𝑇𝑜𝑛

( 11)

On, si desenvolupem d’acord a que 𝑉𝐿 𝑜𝑛 = 𝑉𝑝𝑣 − 𝑉𝑜 , obtenim l’expressió final de la

inductància:


35

𝐿 = (𝑉𝑝𝑣 − 𝑉𝑜) · 𝐷 · 𝑇

∆𝐼𝐿

( 12)

Així doncs, gràcies a l’anàlisi del comportament del corrent de l’inductor, podem conèixer

també quin valor de condensador de sortida complirà els requisits de disseny d’arrissat de

tensió [ ∆𝑉𝑜

𝑉𝑜 ] .

Tenint en compte que 𝐶𝑜𝑢𝑡 = 𝑄

∆𝑉 , on Q representa l’àrea triangular indicada al gràfic

anterior, podem extraure que:

𝑄 = 𝑏 · ℎ

2=

𝑇2 ·

∆𝐼𝐿

22

= 𝑇 · ∆𝐼𝐿

8

( 13)

Desenvolupant i substituint per l’expressió 13, obtenim l’expressió desitjada:

𝐶 = 𝑉𝑝𝑣 · 𝐷 · 𝑇2

8 · 𝐿 · [∆𝑉𝑂

𝑉𝑜]

= ∆𝐼𝐿

8 · 𝑓𝑠𝑤 · [∆𝑉𝑂

𝑉𝑜] (14)

Un cop definits els paràmetres principals del convertidor, és important definir el valor del

condensador d’entrada Cpv. Per fer-ho, hem de canviar el model anterior descrit a la figura

25 pel següent:

Figura 29. Esquema del convertidor emprant una font de corrent com a model del panell solar.

Ara bé, podem analitzar la forma del corrent del condensador:


36

Figura 30. Forma d’ona del corrent del condensador icpv.

On l’àrea marcada en verd correspon al període de càrrega del condensador d’entrada. Així

doncs, si calculem la càrrega del condensador com a resultat del càlcul de l’àrea marcada

obtenim:

𝑄 = 𝑏 · ℎ = 𝑇𝑜𝑓𝑓 · 𝐷 · 𝐼𝐿 (15)

Per tant:

𝐶𝑝𝑣 =𝑄

𝛥𝑉𝑖𝑛=

𝑇𝑜𝑓𝑓 · 𝐷 · 𝐼𝐿

𝛥𝑉𝑖𝑛=

(1 − 𝐷) · 𝐷 · 𝐼𝐿

𝛥𝑉𝑖𝑛 · 𝑓𝑠𝑤

( 16)

6.2.2. Elecció dels elements principals del convertidor

L’apartat següent tracta de realitzar el càlcul dels elements principals que formen part

del convertidor escollit.

Aquesta determinació permet aproximar els valors a escollir dels diferents elements, tot

podent ser necessari variar-los en funció dels resultats obtinguts en les simulacions i proves

experimentals.

Així doncs, s’han de definir prèviament els paràmetres d’especificació de disseny del

convertidor.


37

Especificacions del convertidor Buck

Tensió d’entrada Vpv 35 Vdc

Freqüència commutació fsw 130 kHz

Arrissat del corrent ∆𝐼𝐿𝑚𝑎𝑥 15%

Tensió de la bateria Vbat 12 V

Potència de sortida Pout 30 W

Taula 6. Especificacions del convertidor Buck.

6.2.2.1. Inductor

Gràcies a l’estudi del corrent de l’inductor realitzat a l’apartat 6.2.1., detallats a

l’equació 11 i l’equació 12 i segons les especificacions definides en l’apartat anterior 6.2.2.,

podem determinar el valor mínim teòric d’inductància.

𝐿 = (𝑉𝑝𝑣 − 𝑉𝑜) · 𝐷 · 𝑇

∆𝐼𝐿=

(35 − 12) · 0.3428 ·1

130.0000.15 · 1.56

= 260 µ𝐻

Un cop definit teòricament el valor de l’inductor es realitzen les simulacions necessàries per

observar el comportament del sistema i establir si es necessari modificar el valor escollit

d’inductància.


38

Zona considerada com ILM AX


disseny imposats.

Ara bé, considerar una inductància de valor 260 µH implica una mida considerable quant a

disseny en PCB, així com pèrdues en conducció majors. Per tant, es decideix realitzar la

simulació amb un valor d’inductància més petit que compleixi amb els requisits.

El valor escollit és 50 µH. La següent figura mostra el resultat obtingut per aquest valor

d’inductància.


39

Zona considerada com ILM AX


disseny imposats amb un valor d’inductància menor.

Com es pot observar, l’amplitud de l’arrissat del corrent IL ha augmentat, així i tot i en les

condicions de treball d’aquest projecte, es pot considerar prou petit per donar-lo per vàlid.

6.2.2.2. Capacitats

El següent apartat tracta sobre l’elecció de les capacitats principals del sistema:

Condensador de desacoblament a l’entrada, condensador del panell solar i condensador de

sortida del convertidor.

6.2.2.2.1. Capacitats de desacoblament

A l’entrada del convertidor i junt amb el connector del panell solar es col·locarà un

condensador ceràmic de 10 nF, amb el fi d’eliminar sorolls provinents dels bornes d’entrada

o de connexions defectuoses.

A més a més, s’incorporaran condensadors ceràmics i de pel·lícula de polièster de capacitat

1 µF el més a prop possible dels pins d’alimentació dels IC.


40

6.2.2.2.2. Capacitat del panell solar : Cpv

Es tracta d’un condensador de capacitat molt gran que permeti reduir el soroll i

arrissats provinents del panell solar.

Gràcies a l’estudi del corrent d’entrada realitzat a l’apartat 6.2.1., detallat a l’equació 16 i

segons les especificacions definides en l’apartat anterior 6.2.3., podem determinar el valor

mínim de capacitat del condensador Cpv.

𝐶𝑝𝑣 = (1 − 𝐷) · 𝐷 · 𝐼𝐿

𝛥𝑉𝑝𝑣 · 𝑓𝑠𝑤=

(1 − 0.3428) · 0.3428 · 1.56

0.01 · 130.000= 270 µF

Verificant el resultat obtingut mitjançant la simulació del sistema obtenim:

Figura 33. Forma d’ona de la tensió d’entrada per dos valors de condensadors diferents. La imatge superior correspon a

un valor Cpv = 220 µF ; la imatge inferior correspon al valor calculat teòricament Cpv = 270 µF.

Com s’observa, el valor calculat teòricament provoca un arrissat en la forma d’ona de la

tensió, fet pel que s’ha decidit reduir el valor per Cpv = 220 µF.

6.2.2.2.3. Capacitat de sortida

Principalment, el condensador de sortida del convertidor té la funció de reduir

l’arrissat provinent del corrent de l’inductor, tot evitant així que aquest traspassi a la càrrega.


41

En aquest cas específic, la càrrega emprada és una bateria, per tant, se suposa un

comportament de font de tensió continua, on l’arrissat de sortida seria nul.

Tanmateix, els comportaments experimentals dels elements no són propers als teòrics,

existint sorolls als senyals i resistències internes als components. Així doncs, per tal d’evitar

possibles problemes com els esmenats anteriorment, es col·locarà una capacitat a la sortida

del convertidor amb una bona resposta a les components d’alta freqüència a mode de

filtratge, tot suposant que la tensió de sortida no volem que assoleixi un arrissat major als

0.1 V.

Gràcies a l’estudi del corrent de l’inductor realitzat a l’apartat 6.2.1., detallat a l’equació 14

i segons les especificacions definides en l’apartat anterior 6.2.2., podem determinar el valor

mínim de capacitat del condensador Co.

𝐶 = ∆𝐼𝐿

8 · 𝑓𝑠𝑤 · [∆𝑉𝑂

𝑉𝑜]

= 0.15

8 · 130.000 · 0.1= 1.44 µ𝐹

6.2.2.3. Els díodes

6.2.2.3.1. El diode de commutació

En la tipologia de convertidor Buck emprada, el corrent només tindrà una única

direcció de circulació ( panell – bateria ).

Així doncs, la incorporació d’un díode Schottky permetrà aquest funcionament

unidireccional desitjat. El díode escollit és el model MBR1660 amb les següents

característiques principals:

Especificacions tècniques del díode MBR1660

Tensió màxima repetitiva inversa 60 Vdc

Corrent continua màxima directa 16 A

Rang de temperatura de

funcionament

-65 ºC a +150 ºC

Potència dissipada 2 W

Taula 7. Dades tècniques del díode MBR1660.

6.2.2.3.2. Els díodes del panell solar

Els panells solars han d’incorporar, a mode de protecció, diferents díodes coneguts com a

díodes Bypass i díodes Antiretorn.


42

Aquest díodes permeten aïllar el panell solar del pas invers de corrent, és a dir, del sistema

cap als panells, provocant que aquests es facin malbé o actuïn com a càrrega.

Així doncs, es determina per als díodes de protecció de tipus Schottky model 15SQ045.

Especificacions tècniques del díode 15SQ045

Tensió màxima repetitiva inversa 45 Vdc

Corrent continua màxima directa 15 A

Rang de temperatura de

funcionament

-55 ºC a +200 ºC

Caiguda de tensió directa 550 mV

Taula 8. Dades tècniques del díode 15SQ045.

6.2.2.4. El transistor

El tipus de transistor escollit és de tipus MOSFET de canal N. Aquest tipus de

transistor s’adapta de forma idònia a les característiques del nostre sistema, essent molt ràpid

i permetent la minimització de pèrdues per commutació.

Així doncs, el nostre MOSFET haurà de ser capaç de suportar tensions d’aproximadament

40V (possibles sobretensions que puguin aparèixer al sistema), i un corrent de 2A (prevenint

possibles pics de corrent).

Per tant i segons el petit anàlisi realitzat anteriorment, optem pel model IRFZ48N amb les

següents característiques principals:

Especificacions del MOSFET IRFZ48N

Tensió Drain-Source VDS 55 Vdc

Corrent Drain ID 64 A

Dissipació total de

potència

Ptot 140 W

Resistència Drain-Source

a estat ON

RDSon 16 mΩ

Corrent Drain inversa al

díode

IDR 64 A

Taula 9. Dades tècniques del MOSFET.

6.2.2.5. El driver

Un cop escollit el MOSFET i la tipologia que utilitzarem, s’ha d’escollir el driver i

el seu tipus de funcionament. En el transcurs del grau s’estudien dos tipus de drivers en

funció de la commutació: High-Side i Low-Side.


43

Així doncs, el següent esquema mostra la principal diferència entre ambdós tipus de

commutacions:

Figura 34. Esquema de la topologia High-Side i Low-Side

Com podem comprovar, la topologia Low-Side col·loca el MOSFET entre el terra i la

càrrega. Anàlogament, la topologia High-Side el MOSFET queda ubicat entre l’alimentació

i la càrrega.

Com a característica principal destacarem que la implementació del driver de topologia Low-

Side és molt més senzilla de realitzar, afavorint la simplicitat del circuit com es mostra en la

figura següent:

Figura 35. Exemple d’esquema del convertidor Buck amb driver en topologia Low-Side.


44

D’altra banda, optar per una topologia High-Side permetrà al sistema aïllar la càrrega en cas

de fallada, evitant així que pugui fer-la malbé. Tot i així, implementar el circuit del driver

per treballar en High-Side pot donar problemes a causa de la certa complexitat que aquest

comporta.

Tot i que les topologies Low-Side són més senzilles d’implementar, els beneficis quant a la

protecció que s’obtenen de la topologia High-Side determinen l’elecció d’aquesta darrera

com a l’escollida al nostre sistema.

La topologia emprada en el nostre sistema implementa un driver per una commutació High-

Side. Així doncs, el tipus de driver utilitzat és el model IR2125 de la companyia

International Rectifier amb les següents característiques:

Especificacions del driver IR2125

Tensió High-Side

màxima

VB 525 Vdc

Tensió d’alimentació

lógica màxima

Vcc 25 V

“1” lògic d’entrada VIH >2.2 V

“0” lògic d’entrada VIL <0.8 V

Taula 10. Dades tècniques del driver.

Un cop escollim el driver, hem de determinar la forma de connexió. En tractar-se d’un driver

High-Side i la commutació es farà fent servir un MOSFET de canal N, és necessari emprar

un circuit auxiliar anomenat Bootstrap, format per un díode i un Condensador,

principalment.

Figura 36. Esquema elèctric del circuit del driver amb el circuit de Bootstrap.

Així doncs, el díode que s’utilitzarà és un díode de commutació ràpida 1N4148. D’altra

banda, és necessari calcular el valor mínim del condensador segons l’expressió facilitada pel

Applications Notes [5] :

𝐶𝑏𝑠 = 2 [2𝑄𝑔 +

𝐼𝑞𝑏𝑠,𝑚𝑎𝑥

𝑓𝑠𝑤+

𝐼𝐿𝐾

𝑓𝑠𝑤]

𝑉𝑐𝑐 − 𝑉𝑓 − 𝑉𝑚𝑖𝑛

( 35)


45

On:

Qg : Càrrega del Gate del MOSFET High-Side, en C

fsw : Freqüència de commutació del MOSFET, en Hz.

ILK : Corrent de fuga del circuit de Boostrap, en A.

Iqbs, MAX : Corrent màxim en estat inactiu, en A.

Vcc : Tensió d’alimentació del driver, en V.

Vmin : Tensió mínima entre gate-source al MOSFET, en V.

Per tant, segons la expressió 35 :

𝐶𝑏𝑠 = 2 [2 · 85𝑛 +

400µ100𝑘 +

50µ100𝑘

]

15 − 2.5 − 12≥ 0.698 µ𝐹

A la pràctica s’empraran dos condensadors de pel·lícula de polièster de 0.47 µF i 0.33 µF

connectats en paral·lel. A més i per tal de poder ajustar en cas de ser necessari, es preveu

espai per a la incorporació d’un condensador addicional.

6.3. Estudi de pèrdues de potencia del convertidor

Com és conegut, el pas de corrent i tensió per un component elèctric (resistències, díodes,

etc.) provoca pèrdues en relació a la potència. Tanmateix, els sistemes que incorporen

interruptors, com MOSFETS, sofreixen pèrdues en commutar.

Aquest efecte implica la necessitat de realitzar un estudi de les potències dissipades per

aquests components per determinar el rang de temperatures en què treballaran i determinar

la necessitat o no d’emprar dissipadors.

Així doncs, analitzant en una primera instància el MOSFET del sistema ( IRFZ48N), podem

extraure les següents equacions:

En estat ON, la resistència entre Drain i Source, RDS on, provoca pèrdues de conducció per

l’efecte Joule. Per tant:

𝑃𝑀𝑂𝑆𝐹𝐸𝑇 𝑜𝑛 = 𝐼𝑑𝑟𝑎𝑖𝑛2 · 𝑅𝐷𝑆 𝑜𝑛 · 𝐷

( 32)

On:

PMOSFET on : Potència dissipada al MOSFET en estat de conducció.

ID : Corrent mitja que passa pel MOSFET en estat de conducció.

RDS on : Resistència entre Drain-Source del MOSFET.

D : Duty Cycle del MOSFET.


46

D’altra banda, les pèrdues en la conducció (suposant una commutació dura) venen

expressades per:

𝑃𝑆𝑊𝐼𝑇𝐶𝐻 = 𝑉𝐷𝑆 · 𝐼𝐷 · (𝑡𝑜𝑛 + 𝑡𝑜𝑓𝑓) · 𝑓𝑠𝑤

2

( 33)

On:

PSWITCH : Potència dissipada al MOSFET durant la commutació.

ID : Corrent mitja que passa pel MOSFET en estat de conducció.

VDS on :Tensió entre Drain-Source del MOSFET.

fsw : Freqüència de commutació del MOSFET.

ton : Temps d’activació (pas de Off a On ) del MOSFET.

toff : Temps de desactivació (pas de On a Off ) del MOSFET.

Pel que fa a l’anàlisi dels Díodes, analitzarem el díode Schottky com a únic element

important a analitzar, ja que pertany a l’etapa de potència i pot patir sobreescalfaments.

Per calcular la potència dissipada al MOSFET, s’ha de tenir en compte que aquest només

conduirà quan el MOSFET estigui en estat OFF.

𝑃𝐷𝑖𝑜𝑑𝑒 = 𝐼𝐹 · 𝑉𝐹 · (1 − 𝐷) ( 34)

On:

PDiode : Potència dissipada al Díode en estat de conducció.

IF : Corrent directa que passa pel Díode en estat de conducció.

VF : Tensió directa en estat l’estat de conducció del Díode.

D : Duty Cycle del sistema.

També és important preveure la potència dissipada a la resistència de sensat Rshunt. Aquesta

resistència permet sensar el corrent d’entrada del sistema, així doncs, haurem de procurar

que la potència que dissipa no pugui fer-la malbé, quan el corrent que passa per aquesta sigui

el màxim possible.

La equació que modela les pèrdues en potència d’una resistència és:

𝑃𝑅𝑠ℎ𝑢𝑛𝑡 = 𝐼2 · 𝑅 ( 35)

Tenint en compte que el corrent màxim que subministra el conjunt de panells solars és de

1.56 A(Corrent Isc del conjunt), i per tal de sobredimensionar lleugerament els components

per seguretat, emprarem el càlcul suposant un corrent màxima pel sistema de 2 A.

Així doncs, tenint en compte les especificacions que ens dóna el datasheet de cadascun dels

components, podem determinar la següent previsió de pèrdues:


47

COMPONENT POTÈNCIA DISSIPADA en W

MOSFET

IRFZ48N

Conducció 13.5 mW

Commutació 160 mW

Díode Schottky

MBR1660

350 mW

Rshunt 450 mW

Taula 10. Anàlisi de potències dissipades dels components principals.

Tret que les potències dissipades són petites en relació amb els límits que estableixen els

fabricants per a cadascun dels components, no emprarem dissipadors.

6.3.1. Rendiment del convertidor

Un cop escollits els components que emprarem gràcies a l’estudi anterior, podem descriure

l’equació que permetrà conèixer en les mesures experimentals posteriors, els valors de

rendiment del convertidor.

Així doncs, en tractar-se d’un convertidor Buck i suposar un comportament teòric de PoPi,

els rendiments experimentals esperats hauran de rondar valors entre el 85-95% .

L’expressió que modela el rendiment del convertidor és:

𝜂 =𝑃𝑜

𝑃𝑖=

𝑉𝑜 · 𝐼𝑜

𝑉𝑖 · 𝐼𝑖

( 36)

Experimentalment, s’han realitzat les següents mesures de rendiment del sistema. Per dur a

terme aquest procés s’han realitzat mesures de la tensió i corrent d’entrada Vg i Ig i de la

tensió i corrent de la càrrega, Vout i Iout, , essent aquesta de tipus resistiu. Per l’activació del

MOSFET s’ha emprat un generador de funcions, modificant els valors de Duty Cycle del

senyal PWM en un rang entre el 20% i el 80%.


48

Figura 37. Comportament del rendiment del convertidor en funció del Duty Cycle introduït.

6.4. El sistema de control.

A l’hora de parlar sobre el sistema de control, és necessari realitzar una diferenciació clara.

Per una banda, parlem de control del convertidor quan ens referim al control de les variables

d’estat (tensió i/o corrent) del sistema.

D’altra banda, en aquest cas específic, estem treballant amb un conjunt de panells solars que

seran controlats mitjançant la tècnica coneguda com a MPPT.

6.4.1. El sistema de control del convertidor

En la actualitat, existeixen una gran quantitat de tècniques en relació al control de corrent o

de tensió dels convertidors DC/DC.

0

0,2

0,4

0,6

0,8

1

1,2

20 25 30 35 40 45 50 55 60 65 70 75 80

Ren

dim

ent

Duty Cycle

Rendiment


49


Implementar una tècnica de control permetria que el convertidor sigui més robust enfront

variacions o pertorbacions exteriors i obtenir uns rendiments majors.

Tot i així, seguint l’exemple de l’estudi realitzat en [6], no s’implementarà cap tècnica de

control de les variables del sistema, treballant el convertidor en llaç obert. Posteriorment,

Una opció a valorar en el nostre sistema seria l’opció d’incorporar un control del corrent de

l’inductor per limitar el corrent de càrrega de la bateria.

En apartats posteriors, s’introduirà la justificació de l’ús d’un microcontrolador enfront un

sistema analògic; així doncs, la incorporació d’aquest element ens permetrà realitzar un

sensat de la tensió de sortida (tensió de la bateria) per tal d’avaluar si es troba dins dels

marges de seguretat establerts en l’apartat 5.2..

Per tant, podem descriure el nostre sistema Convertidor-Control de la següent forma:



50

6.4.2. El sistema de control del panell solar.

Quan es parla de sistema de control del panell solar fem referència a la tècnica coneguda

com a MPPT. Aquesta tècnica pretén maximitzar la potència lliurada pels panells, fent

treballar aquests al punt de màxima potència de la seva corba característica.

El següent esquema mostra, mitjançant un diagrama de blocs, l’estructura amb la qual

treballarem, on s’inclou el convertidor i el sistema de control del convertidor abans comentat.

Figura 40. Esquema de connexió entre panell i bateria amb les variables del sistema a controlar.

Així doncs, a continuació detallarem en que consisteix aquesta tècnica de control que

s’implementarà al microcontrolador i quins elements són necessaris per dur-la a terme.

6.4.3. Maximum Power Point Tracking

Com hem vist en apartats anteriors, la potència proporcionada pels panells pot variar en

funció de les condicions en què treballin, influint de forma important els factors d’irradiació

i temperatura.

La implementació del sistema MPPT com a sistema de control del panell solar permet

treballar al punt de màxima potència en cadascuna de les diferents situacions atmosfèriques.

Així, l’energia produïda pels panells solars arriba al convertidor reductor, encarregat

d’adaptar la tensió per a la bateria de sortida. La tensió i corrent produït pels panells són

sensades per a realitzar el tractament adient al microcontrolador que s’encarregarà de

realitzar els càlculs pertinents per a l’obtenció del cicle de treball que posteriorment

s’introduirà al MOSFET.


51

6.4.4. Implementació digital enfront implementació analògica del MPPT

Per a realitzar la implementació del sistema de Rastreig del Punt de Màxima Potència, poden

ser emprades dues versions diferents: L’analògica i la digital.

En l’actualitat, l’extens ús dels microcontroladors ha permès realitzar grans avanços a l’hora

de la implementació de sistemes de control en sistemes digitals, reemplaçant els sistemes

analògics. Així doncs, la incorporació d’aquests, permet reduir en gran quantitat el nombre

de components emprats i millora l’eficiència del sistema.

A continuació podem veure un exemple de sistema MPPT analògic implementat en un

convertidor DC/DC de topologia Boost.

Figura 41. Esquema de disseny d’un convertidor Boost amb sistema MPPT analògic [6].

Com es pot comprovar, són necessàries diferents etapes per a la realització del sistema,

provocant que augmenti la dificultat a l’hora d’implementar-ho i essent més probable

l’aparició d’errors. A més a més, l’alt nombre de components necessaris fa que el temps de

fabricació i els costos augmentin. Per tant, optar per una implementació digital mitjançant

un microcontrolador afavoreix la realització del disseny i muntatge del sistema.

Per realitzar el circuit s’ha tingut en compte diferents aspectes. En un primer cas, realitzar

les operacions matemàtiques mitjançant el microcontrolador permetrà reduir el nombre

d’etapes. D’altra banda, s’ha optat per realitzar l’integrador i la comparació de senyals per

l’obtenció del senyal PWM de forma analògica, ja que permetrà un millor ajust del sistema.


52

Així doncs, el següent esquema de blocs presenta l’aspecte del nostre sistema:

Figura 42. Esquema de blocs del convertidor Buck amb sistema MPPT digital.

6.4.5. Algoritme MPPT: Extremmum seeking control

6.4.5.1. Principi de funcionament

Per dur a terme el disseny del sistema de control, hem d’estudiar primerament el principi de

funcionament en què es basa el MPPT.

A continuació, podem observar la corba de potència genèrica d’un panell solar:


53

Figura 43. Corba de potència genèrica d’un panell solar.

Com podem observar, la corba de potència descriu una forma còncava amb un únic màxim.

Així doncs, l’objectiu del sistema de rastreig és cercar aquest punt màxim de la corba,

anomenat Punt de Potència Màxima, MPP.

Aquest procés de cerca del MPP, es realitza mitjançant el càlcul del pendent de la corba,

definit matemàticament com la derivada de l’eix d’abscisses respecte la derivada de l’eix de

coordenades :

𝜕𝑦

𝜕𝑥 → 𝑝𝑒𝑛𝑑𝑒𝑛𝑡 𝑑𝑒 𝑙𝑎 𝑐𝑜𝑟𝑏𝑎

Així doncs, mitjançant observacions del punt en què ens trobem, l’algoritme tendeix a anar

en direcció al punt màxim, on la derivada, teòricament, es fa 0. Un cop ha assolit aquest

punt, el sistema començarà a oscil·lar al voltant del PMP, de forma que per qualsevol

pertorbació exterior, torni a realitzar la cerca.

Per realitzar el moviment a través de la corba, s’han d’estudiar els diferents casos possibles

de treball. A continuació observarem quins són aquests casos:


54

Figura 44. Punts d’estudi de la derivada en una corba de potència.

Cas 1.

El vector dibuixat descriu un moviment d’augment vertical i horitzontal. Així doncs, el

pendent, abans definit com a 𝜕𝑦

𝜕𝑥> 0 i per tant, ens aproximem al MPP.

Cas 2.

El vector dibuixat descriu un moviment de decrement vertical i horitzontal. Així doncs, el

pendent, abans definit com a 𝜕𝑦

𝜕𝑥< 0 i per tant, ens allunyem del MPP.

Cas 3.

El vector dibuixat descriu un moviment de decrement vertical i augment horitzontal. Així

doncs, el pendent, abans definit com a 𝜕𝑦

𝜕𝑥< 0 i per tant, ens allunyem del MPP.

Cas 4.

El vector dibuixat descriu un moviment d’augment vertical i decrement horitzontal. Així

doncs, el pendent, abans definit com a 𝜕𝑦

𝜕𝑥> 0 i per tant, ens aproximem al MPP.

Punt d’oscil·lació.

Un cop el sistema ha assolit el punt òptim de la corba, comença a oscil·lar sobre el MPP.

Aquest fet és degut al fet que el pendent mai arriba a 0 completament, sinó que segueix

indefinidament la cerca del punt màxim. Això és degut, tal i com s’explicarà en punts

posteriors, a un retard introduït a l’algoritme de cerca.


55

Així, un cop definits els casos de treball, podem descriure el procés d’obtenció del senyal

PWM. Per fer-ho, ens basarem en el mètode emprat al sistema analògic:

Figura 45. Esquema de blocs del procés seguit per l’obtenció del senyal de control PWM en un sistema MPPT analògic.

El primer pas en el procés és dur a terme en els tres primers blocs: multiplicador,

diferenciador, comparador amb histèresi.

Aquest bloc s’encarrega d’obtenir el valor de la potència mitjançant la multiplicació de les

variables sensades Ipv i Vpv. Tot seguit, aquesta potència entra al bloc format pel

diferenciador i comparador amb histèresi, que determina el signe de la derivada, és a dir, si

ens apropem o allunyem del punt màxim de la corba.

Un cop determinat el senyal derivada, aquesta és introduïda al bloc de Delay. El bloc de

Delay, analògicament format per un Flip-Flop i digitalment format per un comptador escrit

en el codi, permet determinar si la cerca del punt de màxima potència ha de continuar o ha

de canviar-se.

D’aquest bloc se n’obté el senyal conegut com a alpha. Aquest senyal, produït segons la

determinació anterior sobre el canvi o no de direcció de la cerca, es filtrat mitjançant un

integrador, obtenint un senyal triangular que en el bloc posterior, es comparat amb un senyal

triangular de freqüència molt més elevada (130 kHz aproximadament) per tal de determinar

el Duty Cycle del senyal PWM.

6.4.5.2. Càlcul del MPP

Definirem l’algoritme de rastreig del Punt de Màxima Potència com el procés que seguirà el

microcontrolador per determinar si ha de continuar pel mateix camí en la cerca del MPP o si

pel contrari ha de canviar la direcció.

Prèviament a la presa de decisions del microcontrolador, aquest, ha de seguir un procés de

càlcul i adaptació dels senyals i variables, descrit anteriorment. Així doncs i per tal de

descriure en nostre cas concret, descrivim el següent procés amb el diagrama de blocs de la

figura 32.


56

Figura 46. Procés d’adaptació fins arribar a l’algoritme de decisió.

Així doncs, tot el procés que acabem de descriure, es realitza dins del microcontrolador,

evitant així la implementació mitjançant circuits analògics com els de la figura 40.

Com s’ha explicat, l’algoritme té definit la variable alpha com variable a modificar segons

la decisió que s’hagi de prendre. Així doncs, en funció del signe de la derivada, la variable

alpha prendrà el valor 0 o 1, generant així un senyal quadrat.

A continuació, mostrarem el procés que segueix l’algoritme per determinar el valor d’alpha.


57

Figura 47. Algoritme de determinació del valor d’alpha[7].

El funcionament de l’algoritme es basa, primerament, en la determinació del valor de la

derivada. Aquesta, en ser una variable binaria, podrà tenir dos valors: nivell alt (1) i nivell

baix (0), és a dir, positiva o negativa, respectivament.

Un cop determinat el valor de la derivada, l’algoritme realitza una evaluació dels valors de

les variables H i alpha (a l’estat anterior) per tal de determinar quin serà el proper valor que

assolirà alpha. El significat de la variable alpha és donar el sentit de cerca del MPP. Així

doncs i tal com es pot comprovar a la figura 43 pels diferents casos, si la variable està en

nivell alt, el sentit de cerca és d’esquerra a dreta i, anàlogament, si es troba en nivell baix, es

troba en sentit de dreta a esquerra. D’altra banda, la variable H indicarà, en cas de ser la

derivada negativa, si el temps establert al delay s’ha superat i per tant, obligant a canviar el

sentit de cerca del PMP.


58

6.4.5.3. Etapa d’integració i generació del senyal PWM

Un cop hem definit com serà el senyal alpha gràcies al nostre algoritme, aquesta ha de ser

tractada per a determinar el cicle de treball del senyal PWM que arribarà al driver.

Com hem indicat, el senyal alpha serà una ona quadrada, però de freqüència molt baixa (entre

15-35 Hz). Aquest senyal serà entrada d’un LPF, on la sortida serà un senyal de tipus

triangular de la mateixa freqüència que l’entrada.

Dita senyal triangular, que anomenarem Vcontrol, serà una de les 2 entrades d’un

comparador. Per l’altra banda, hi arribarà un senyal de 130 kHz de tipus triangular.

Així doncs, en comparar ambdós senyals, la sortida serà un senyal de tipus PWM que

contindrà el Duty Cicle que arribarà al MOSFET.

El següent esquema reflecteix el bloc de tractament del senyal anteriorment explicat:

Figura 48. Esquema de tractament del senyal alpha per l’obtenció del senyal PWM.

Pel que fa a l’etapa d’integració, primerament s’emprarà un circuit format per un RC. Aquest

filtre que es dissenyarà mitjançant un potenciòmetre i un condensador d’1.5µF, ens permetrà

un primer ajust del sistema.

Posteriorment i en cas de ser necessari, se substituirà el circuit RC per l’etapa mostrada a la

figura 34. Aquesta etapa aporta millors prestacions en l’ajust del senyal triangular, ja que

elimina l’efecte exponencial del condensador i permet ajustar offset i amplitud del senyal.


59

Figura 49. Circuit integrador de senyal.

6.4.5.4. Codi de l’algoritme de rastreig.

El codi del programa complet, en llenguatge C, es troba inclòs dins de l’Annex d’aquesta

memòria.

L’ús d’un microcontrolador ens obliga a adaptar els valors de corrents i tensions sensats per

tal de no destruir el component. Així doncs, s’afegiran al disseny de les PCB un pont divisor

de tensió i una etapa de guany pel corrent.

A més a més, es pretén que el sistema sigui autònom, motiu pel qual s’afegeix de forma

física un switch que permet realitzar un reset al microcontrolador en cas de no funcionar

correctament.

Si entrem en detall del nostre programa, observem 3 llibreries a definir:

- P18f1220.h que pertany a la llibreria del nostre microcontrolador.

- Stdio.h

- Math.h

A més, es configurarà el watch-dog com a inactiu.

Un cop realitzada una primera declaració de les llibreries necessàries, declarem les variables

globals que emprarem. Aquestes, poden ser dividides en dues funcionalitats: les variables

que contenen els valors de tensió, corrent, potència i derivades així com l’alpha, i les

variables auxiliars que ens ajuden a la conversió dels valors sensats.

Aquest segon bloc de variables és necessari, ja que el nostre controlador farà ús de senyals

de tipus digital. Aquesta conversió A/D es controlarà mitjançant el registre ADCON0.

D’acord amb la informació que detalla el datasheet del microcontrolador, el valor del registre

serà 0x01 i 0x07 (pel canal 0 i canal 1, respectivament), que canviarà al valor 0x05 quan

aquest hagi acabat la conversió.


60

Aquests valors convertits són emmagatzemats automàticament dins les variables ADRESH

i ADRESL. En tractar-se d’una conversió de 10 bits, ambdós registres seran utilitzats, donant

lloc finalment al valor de intensitat a utilitzar.

El microcontrolador incorpora un timer anomenat timer 0. Aquest timer és configurat perquè

generi una interrupció quan desborda, fet que s’indicarà mitjançant l’ús de la variable H. Un

cop es detecta que aquest ha desbordat, es reinicia per a poder seguir treballant sense haver

de reiniciar el programa manualment.

D’altra banda, el programa incorpora una funció anomenada configurar_registros que permet

inicialitzar i configurar adientment tots els registres que incorpora el microcontrolador. A

continuació, es detalla quins son els paràmetres establerts:

- Inicialització dels registres de conversió.

- Configuració de les interrupcions dels timers.

- Configuració de les prioritats de les interrupcions.

- Configuració de les Entrades i Sortides.

Un cop han sigut convertits els valors de corrent i tensió, es procedeix al càlcul de la

potència. Aquest càlcul es realitza mitjançant la funció calculo_potencia. Un cop es cridada

la funció, aquesta obté el càlcul realitzant una mitjana aritmètica amb 16 valors. Aquest

procediment ha sigut establert per a reduir els possibles errors de precisió o de mesura que

poden aparèixer en el sistema.

A partir de la potència podem realitzar el càlcul del signe de l’increment, és a dir, de la

derivada, gràcies a la funció derivada_potencia. Aquesta funció s’encarrega de comparar els

valors de potència actual i previ per determinar quin és més gran i per tant, si l’increment és

positiu o no. La sortida ve donada pel registre RB0 del PORTB, indicant un valor binari de

0 (negatiu) o 1 (positiu).

Una vegada s’han realitzat els càlculs de potència i s’ha determinat el signe de la derivada,

es procedeix l’apartat de l’algoritme de decisió que comporta el MPPT. Aquest, incorporat

dins la funció main, determinarà quin valor ha de prendre la variable alpha, tal com s’ha

mostrat a l’esquema de la figura 32.

6.4.5.5. Elecció del microcontrolador

Per tal de facilitar l’elecció microcontrolador s’ha decidit escollir el fabricant Microchip.

Durant el transcurs del grau s’ha treballat amb microcontroladors de la mateixa família i amb

l’entorn de treball específic d’aquest, facilitant així l’adaptació al treball.

A l’hora d’escollir el microcontrolador adient, es tindrà en compte el nombre d’E/S, la

capacitat de càlcul, la incorporació d’un conversor A/D i la velocitat de càlcul a l’hora

d’obtenir el valor de la multiplicació.

Realitzant una cerca dels possibles candidats, eliminant els microcontroladors de gamma alta

per tenir unes prestacions massa elevades i cercant diferents fonts d’informació s’ha decidit

que el model PIC18F1220 és idoni.


61

Figura 50. Model i encapsulat del microcontrolador escollit.

Aquest microcontrolador, que destaca per adaptar-se a la perfecció a les especificacions

mínimes, té les següents característiques principals:

Característica Valor

Família PIC18F

Tipus d’encapsulat PDIP

Nº pins 18

Ample Bus de dades 8 bits

Memòria de programa ( Flash ) 4 kB

Memòria de dades ( EEPROM ) 256 Bytes

Memòria RAM 256 Bytes

Unitats PWM 1

Canals conversió A/D 7

Resolució conversió A/D 10 bits

Ports I/O 2

Preu ( segons fabricant ) 1.81 €

Taula 12. Dades tècniques del microcontrolador.


62

7. Simulacions del comportament del sistema.

Abans de realitzar la implementació del circuit en una PCB, és important simular els

possibles comportaments que tindrà el sistema. Aquesta simulació, mitjançant el software

PSIM [8] ens permetrà poder determinar si els components escollits s’adapten correctament

al comportament que s’espera i detectar possibles problemes o contratemps.

7.1. Resultats de les simulacions

Un cop definits els paràmetres de la simulació, podem observar el comportament de

les diferents variables importants del circuit. Primerament, comprovarem el funcionament

del MPPT en estat estacionari, tenint en compte que serà necessari acabar d’ajustar-lo

posteriorment.

En les simulacions s’observarà el comportament de la tensió, corrent i potència del panell

solar.

Posteriorment, es realitzarà la observació del comportament si es força una pertorbació en la

temperatura i la irradiància del panell.


63

Figura 51. Resultat de la simulació 1. Formes d’ona de Tensió, Corrent i Potència del panell.

Com podem comprovar, el sistema al cap d’un temps petit d’estabilització, passa treballar

en règim permanent de forma correcta. La forma d’ona de la potència descriu un senyal

periòdic on s’observa que passa pel màxim dos cops per cada període.

D’altra banda, els arrissats de les ones de tensió, corrent i potència es troben dins d’uns

marges òptims. Pel que fa a la potència, la oscil·lació que es produeix té una amplitud de 3

W que experimentalment s’ajustarà per a que sigui menor de tal forma que no sobrepassi els

1.5 - 2 W d’amplitud.

Un cop comprovat que el sistema treballa correctament en règim permanent, podem aplicar

pertorbacions al panell per determinar el comportament del sistema de control d’aquest i la

seva resposta.


64

Figura 52. Resultat de la simulació 2. Formes d’ona de Tensió, Corrent i Potència del panell; Forma d’ona de la tensió de

control Vcontrol, entrada del comparador.

Per dur a terme l’assaig s’ha realitzat una pertorbació a la irradiància del panell, amb una

disminució brusca simulada mitjançant una funció esglaó.

Com es pot comprovar, el sistema torna a estabilitzar-se i trobar el punt de màxima potència

en les noves condicions, demostrant un correcte funcionament.


65

8. Implementació de la solució: Mesures experimentals.

8.1. Introducció.

Un cop realitzat el muntatge i soldadura de les plaques de circuit imprès, explicat

detalladament a l’apartat 9, és moment de comprovar el funcionament del sistema.

Per fer-ho, primerament comprovarem que tots els xips reben correctament l’alimentació

necessària Vcc // - Vcc determinada en +5 V, -5 V i +15V, segons el IC.

A continuació, comprovarem que s’estableix connexió entre microcontrolador i el terminal

des d’on s’executarà el codi de l’algoritme.

Un cop comprovats aquests dos aspectes, es connectarà mitjançant un generador de funcions

un senyal quadrat de 110 kHz, simulant el comportament d’un senyal PWM. Es determinarà

que el driver realitza correctament la seva funció i que la tensió Vgs del MOSFET és

correcta.

Determinat el correcte funcionament del MOSFET en condicions controlades, es realitzarà

la primera prova de potència, tot connectant una font de tensió a l’entrada i ajustant el Duty

Cycle per obtenir una tensió a la sortida de 12 V.

Per determinar un primer funcionament correcte del convertidor Buck, es realitzaran les

proves amb una Resistència de 10 Ω, permetent així limitar el corrent a la càrrega en 1.2 A.

Quan han sigut assolits els objectius pel que fa al comportament del sistema de potència

(PCB de potència), es connectarà aquest a la placa de control (PCB de control).

Prèvia comprovació que els components i IC de la placa de control funcionen correctament,

es connectaran les variables sensades amb el microcontrolador per determinar que aquest

obté de forma correcta els valors mesurats. Si és així, es comprovarà que se n’obté

correctament el senyal alpha i derivada corresponents.

Fins al punt anterior, totes les mesures i comprovacions han estat dins d’un entorn controlat

i amb un generador de funcions realitzant la funció del PWM.

Un cop assolit aquest punt, es connectarà el generador de funcions a l’entrada del

comparador de generació del senyal PWM, introduint un senyal triangular de baixa

freqüència (20 Hz) per a realitzar un escombrat del cicle de treball i veure el comportament

de la variable alpha. Aquesta prova ens permetrà determinar si és necessari ajustar els

paràmetres d’obtenció de les variables, com pot ser el nombre de mostres necessàries de

potència.

Finalment, es llevarà del sistema de control l’entrada del generador de funcions, es

connectarà a l’entrada del sistema de potència el panell solar i es comprovarà el correcte

funcionament d’aquest. Si és correcte, s’ajustarà la càrrega i el delay necessari per acabar de

determinar que el sistema MPPT funciona.

Com a últim pas, es connectarà al sistema la bateria i es determinarà si aquesta funciona de

forma adient.


66

INICI PROVES EXPERIMENTALS

Comprovació de connexió entre components i

alimentació dels IC

Comprovació funcionament del driver i MOSFET

Conmutació?

Si No

Comprovació funcionament

sistema de potència

Comprovació i solució de problemes de

pertorbacions externes, sorolls i

connexions fallides entre elements

Interconnexió entre sistemes de potencia – control

per comprovar comportament del sistema del

sistema d adquisició de

dades

Entorn controlat mitjançant font de

tensió i generadors de funcions.

Control no actiu.

Si No

Funciona Correctament?

Si No

Adquisició de senyals correcta ?




Comprovació de funcionament de

l algoritme del microcontrolador

Generació del senyal PWM mitjançant

generador de funcions

Si No

Funcionament correcte ?




Connexió completa del

sistema

Connexió de panell solar a l entrada del circuit.

Funcionament autònom i lliure del sistema MPPT

CONCLUSIONS DELS RESULTATS

OBTINGUTS

Ajust del sistema MPPT per a funcionament

correcte

Figura 53. Esquema de blocs del procés a seguir per al conjunt de proves experimentals.


67

8.1.1. Entorn de treball

L’entorn de treball i desenvolupament del projecte ha sigut el laboratori del GAEI.

Figura 54. Fotografia de les PCB i entorn de treball.

La diferenciació més clara que podem fer és la divisió entre placa de control i de potencia.

Figura 55. Fotografia de la PCB de potència.

Figura 56. Fotografia de la PCB de control.

Per connectar ambdós plaques, en un primer moment, s’ha optat per una connexió mitjançant

un connector de 6 pins, permetent la connexió punt a punt dels pins que es necessitin.

A més a més, s’ha emprat el material de laboratori necessari per a les mesures com poden

ser sondes diferencials, oscil·loscopis o programadors PICKIT.


68

8.2. Verificació experimental al laboratori.

Per iniciar el procés d’obtenció dels resultats experimentals, es va connectar el

sistema amb una font de tensió a l’entrada, un generador de funcions com a senyal PWM i

una càrrega resistiva a la sortida.

Posteriorment i de forma gradual, tal com s’ha descrit a l’apartat 8.1., s’ha anat augmentant

la quantitat d’elements interconnectats i resolent els diferents contratemps sorgits.

Com a llegenda, es tindrà en compte que el senyal nº1 (blau fosc) correspon al corrent del

panell; el senyal nº2 (blau clar) correspon a la tensió del panell, es troba reduït en un factor

10 degut a que la mesura es realitza després d’un divisor de tensió; el senyal nº3 (lila)

correspon a la tensió de control; el senyal M (vermell) correspon a la multiplicació dels

senyals 1 i 2, fent referència a la potencia del panell solar.

Així doncs, en règim permanent i per una càrrega resistiva, el resultat obtingut és el següent:

Figura 57. Imatge dels resultats experimentals obtinguts quan el sistema està connectat a una càrrega resistiva en règim

permanent.

Com s’observa a la imatge, el sistema treballa de forma correcta amb una càrrega resistiva i

en règim permanent, sense pertorbacions. Les condicions del PMP s’han ajustat a l’emulador

de panell solar per a que corresponguin a una potència d’entrada de 30 W. El rendiment

obtingut pel sistema MPPT és 𝜂𝑀𝑃𝑃𝑇 = 97.43%.

Pel que fa al comportament en règim transitori i sometent el panell a una caiguda sobtada de

potència, treballant en les mateixes condicions de càrrega que en l’apartat anterior, podem

observar la figura 57:


69

Figura 58. Imatge dels resultats experimentals obtinguts quan el sistema està connectat a una càrrega resistiva i apareix

una caiguda sobtada de potència.

Gràcies a aquesta captura podem analitzar el règim transitori i el temps de recuperació del

sistema per tornar a trobar el punt de màxima potència.

Posteriorment a la certificació del correcte funcionament del sistema per una càrrega

resistiva, es procedeix a connectar una càrrega activa: una bateria de 12 V. Per aquest tipus

de càrrega també s’obtenen les mateixes mesures que en el cas anterior.


70

Figura 59. Imatge dels resultats experimentals obtinguts quan el sistema està connectat a una bateria en règim

permanent.

El rendiment obtingut pel sistema MPPT en estat estacionari és 𝜂𝑀𝑃𝑃𝑇 = 97.16%.

Pel que fa al estudi del règim transitori:

Figura 60. Imatge dels resultats experimentals obtinguts quan el sistema està connectat a una bateria i es fa arrancar.


71

Per tant, tal com es pot observar, els resultats obtinguts són satisfactoris i s’ajusten als

esperats.

Els sobrepics que s’observen en les imatges 57 i 59 són deguts al rebot que produeix

l’interruptor de l’emulador del panell solar en connectar-lo. D’altra banda, s’observa com el

temps d’establiment del règim transitori es relativament curt i per tant, podem donar-lo com

vàlid.

Ara bé, podem estudiar quin comportament obtindrà el sistema enfront una variació de

potència (canvi en el factor d’irradiació solar). Així doncs:

Figura 61. Imatge dels resultats experimentals obtinguts quan el sistema està connectat a una bateria i apareix una

pertorbació de la irradiació solar de potència.

8.3. Resolució de problemes experimentals

A l’hora de realitzar el projecte, com és habitual en la pràctica, apareixen contratemps

o problemes a resoldre.

Per aquest motiu, una habilitat important és la detecció prèvia de possibles punts crítics o

que poden ser susceptibles a donar dificultats a l’hora de treballar amb el sistema.

Quan es parla d’electrònica de potència i en concret de convertidors de tensió continua, és

comú trobar-se problemes de soroll a causa de la commutació de diferents elements.

En el nostre cas concret, un dels principals problemes trobats ha sigut l’estabilització dels

senyals d’alimentació dels integrats. En treballar amb un element molt sensible a aquestes

variacions com és un microcontrolador, les pertorbacions produïdes en el senyal


72

d’alimentació que arribava al microcontrolador feien que aquest es detingués, parant així el

procés d’obtenció del punt de màxima potència.

Figura 62. Tensió d’alimentació del microcontrolador (senyal lila CH3) i senyal del corrent del panell solar (senyal

groga CH1).

Com observem a la figura anterior, en connectar el panell solar al sistema, la tensió

d’alimentació del microcontrolador sofria pertorbacions. Aquestes pertorbacions, per al cas

d’un component tan sensible quant a l’alimentació es refereix, provocaven que el sistema de

cerca del punt de màxima potència no funcionés.

Per solucionar-ho, es va optar per introduir als bornes d’alimentació 2 condensadors

electrolítics de capacitat gran (300 µF) com a element desacoblador d’aquest soroll, obtenint

un resultat satisfactori.

A més a més, per tal d’evitar aquest tipus de problemes, s’han emprat condensadors

electrolítics i de pel·lícula de polièster de capacitat 1 µF per a totes les alimentacions,

connectant-los de forma més propera possible als pins dels integrats.

D’altra banda, el principal problema trobat a l’hora d’intentar ajustar la cerca del punt de

màxima potència fou evitar que el convertidor treballés en règim discontinu (DCM).

Així doncs, es va optar per la incorporació d’un filtre LC a l’entrada del sistema. Aquest

filtre permet que la forma d’ona del corrent d’entrada passi de ser polsant (pel funcionament

de la topologia del convertidor Buck). El següent esquema detalla el nou circuit:


73

Pel que fa als sistemes de sensat, una mala previsió en el càlcul dels components va provocar

que la resistència Rshunt que utilitzàvem per sensar el corrent es cremés. Com a solució, es

va optar per canviar aquesta per una resistència de 0.2 Ω i 15 W de potència, evitant així el

sobreescalfament d’aquesta en els punts de corrent màxim. Posteriorment, es va canviar el

valor del guany de l’etapa amplificadora per a que aquesta treballes dintre d’uns marges

segurs per al microcontrolador.

Com a darrer punt a comentar, inicialment es va provar el funcionament del convertidor,

sense el control activat i mitjançant un generador de funcions com a senyal PWM, amb les

diferents càrregues amb què es treballarien. Aquesta prova es va realitzar ja que la

implementació del MOSFET de High-Side comportava l’obligatorietat de treballar amb la

circuiteria de Boostrap al driver, essent un punt crític quant al comportament.

Així doncs, en canviar la càrrega passiva (Resistència) per una d’activa (Bateria 12 V), el

convertidor no responia de forma esperada. El principal problema que es va trobar i es va

solucionar gràcies al Application Notes [5] del driver va ser que el condensador de boostrap

era de massa capacitat; aquest fet provocava que el condensador no es carregués amb la

suficient velocitat per a assolir els 2.2 V necessaris per a l’estat On del MOSFET, provocant

així que aquest no commutés.

Com a tancament cal remarcar que actualment el sistema es troba en procés de millora ja

que, les diferents noves connexions i proves que s’han dut a terme durant el procés detallat

anteriorment han provocant que s’hagin interconnectat punts mitjançant cables o soldadures

de caràcter temporal. Així doncs, per tal de millorar la eficiència del sistema i evitar

problemes futurs de sorolls i pertorbacions externes, es realitzarà un nou procés de disseny

de les PCB, millorant el Routing i la ubicació dels elements.

9. Disseny i implementació de les Plaques de Circuit Imprès

En aquest apartat detallarem com s’ha realitzat el disseny d’ambdós plaques de circuit

imprès corresponents als circuits de potència i control.

Tal com hem comentat en apartats anteriors, hem diferenciat clarament ambdós parts

principals del circuit: l’etapa de potència que inclou el convertidor i l’etapa de control que


74

inclou el microcontrolador. A més a més, com es descriu en l’apartat anterior, es realitzaran

unes noves PCB definitives per millorar el sistema.

Per tal de dur a terme el disseny, hem fet ús del programari KiCAD [9]. Aquest, és un

software de descàrrega lliure molt intuïtiu i visual que permet el disseny dels

esquemes de forma fàcil i ràpida així com la posterior assignació i traçat de pistes

entre components per a realitzar les PCB. A més, incorpora una visualització 3D que

permet a l’usuari un primer cop d’ull al seu disseny.

Etapa de potència

A continuació observarem l’esquema que pertany a l’etapa de potència.

Aquesta etapa incorpora diferents blocs dins del seu esquema:

Sensor de corrent del panell. Es tracta d’una etapa amplificadora de guany 10 que

ens permet el sensat del corrent del panell.

Divisor tensió per al sensat de tensió del panell. Es basa en un simple divisor de

tensió a mode d’adaptar la tensió del panell als valors de referència del

microcontrolador.

Driver. Es basa en el circuit de driver i protecció del sistema de potència.

Alimentacions. És format pels diferents connectors per a les fonts de tensió externes

i pel conjunt de circuits integrats per a la generació de l’alimentació de forma

autònoma mitjançant la tensió de la bateria.


75

Figura 63. Esquema de la PCB de potència.


76

Etapa de control

A continuació observarem l’esquema que pertany a l’etapa de control on podem observar

diferents blocs dins del nostre circuit de control:

Reset microcontrolador. Es tracta d’un switch que ens permet escollir d’entre 2

posicions d’utilitat: Reset extern del microcontrolador i connexió amb el Debugger.

Oscil·lador extern de 20MHz. Es tracta d’un cristall de quars de freqüència 20MHz

que emprem com a oscil·lador per als timers del microcontrolador.

Generador senyal triangular 130kHz. Es tracta de l’encapsulat NE555, emprat per

a generar un senyal de tipus triangular de 130kHz.

Figura 64. Esquema de generació del senyal triangular HF de 130 kHz.

Comparador senyal triangular. Es tracta d’un encapsulat LM311, un comparador

d’alta velocitat que s’empra per a comparar el senyal alpha que prové del

microcontrolador amb el senyal de 150kHz provinent del NE555.


77

Figura 65. Esquema de la PCB de control.


78

Pel que fa al Routing d’ambdós plaques:

Figura 66. Esquema del routing de la PCB de potència.

Cara TOP.

Figura 67. Esquema del Routing de la PCB de potència.

Cara BOTTOM.

Figura 68. Esquema del routing de la PCB de control. Cara

TOP.

Figura 69. Esquema del routing de la PCB de control.

Cara BOTTOM.


79

Per fer les PCB i el Routing s’han tingut en compte els següents criteris:

La distància entre MOSFET i DIODE Schottky ha de ser la mínima possible,

evitant així pics de tensió o soroll.

De la mateixa forma que el punt anterior, la gate del MOSFET i el pin de sortida

del driver s’han de trobar el més a prop possible.

Es preveu espai per a condensadors de desacoblament a les alimentacions o pins

dels IC.

Les pistes que formen el camí principal del corrent provinent del panell solar

seran d’un gruix g=2mm. La resta de pistes es preveu un gruix de g=1mm.

El sistema intentarà descriure un ordre on la etapa de potència quedarà a la part

superior de la PCB i la zona de les alimentacions a sota. Ambdós terminals

d’entrada i sortida quedaran als costats esquerra i dret, respectivament.

Per la futura creació de les plaques definitives es tindrà en compte l’espai necessari per

ubicar els nous components, correcció d’errors de les plaques actuals així com la unificació

de PCB de potència i control en una placa única.


80

10. Material i costos

Una de les parts més importants en el disseny de prototips i/o elements industrials és

el cost que té per dur a terme una unitat. Així doncs, és important realitzar un anàlisi sobre

quins han sigut els costos del material i si es poden aplicar futures millores.

Per dur a terme el pressupost s’ha de tenir en compte que no estan inclosos els materials de

les PCB de nou disseny ni els costos de fabricació de les PCB. La següent taula ens mostra

el llistat del material emprat per a la construcció d’ambdós PCB.

Nom Quantitat Preu unitari Preu total

Connector 2 pins amb cargol 2 0,568 € 1,704 €

Interruptor PCB 2 posicions 1 3,25 € 3,25 €

Amplificador operacional UA741 1 0,488 € 0,488 €

Díode Schottky 2 0,84 € 1,68 €

Driver MOSFET ir2125 1 6.28 € 6.28 €

Inductor 49µH 1 2,50 € 2,50 €

MOSFET Canal N DGS 1 0,17 € 0,17 €

Resistor 0.1Ω 1 0,165 € 0,165 €

Resistor 1kΩ 3 0,041 € 0,123 €

Resistor 10kΩ 2 0,081 € 0,162 €

Resistor 3kΩ 1 0,278 € 0,278 €

Resistor 10Ω 1 0,007 € 0,007 €

Resistor 100kΩ 1 0,21 € 0,21 €

Resistor 2.5kΩ 1 0,63 € 0,63 €

Condensador 100nF 2 0,055 € 0,110 €

Condensador 15pF 2 0,55 € 1,10 €

Condensador 1µF 10 0,348 € 3,48

Condensador electrolític 1.5µF 1 0,271 € 0,271 €

Condensador electrolític 220µF 1 2,052 € 2,052 €

Condensador 1nF 10 0,153 € 1,53 €

Comparador LM311 1 0,42 € 0,42 €

Microcontrolador PIC18F1220 1 2,23 € 2,23 €

Timer NE555 1 0,299 € 0,299 €

Potenciòmetre 500kΩ 1 2,96 € 2,96 €

TC1044SCPA 1 0,814 € 0,814 €

L7805 1 0,5 € 0,5 €

Cristall de Quartz Oscil·lador 1 0,199 € 0,199 €

Preu total material 37,012 €

IVA 7,77 €

Cost total 44,79 €


81

11. Anàlisi de resultats i conclusions del projecte.

Tot i que molts aspectes del sistema antic han sigut millorats, és necessari avaluar el procés

seguit durant el projecte per a descobrir possibles punts a millorar, tant en l’àmbit personal

com en el tècnic. Així doncs, si analitzem el treball realitzat durant l’execució del projecte,

podem destacar diferents aspectes a millorar.

D’una banda, els temps d’execució del projecte haurien d’haver estat millor programats, ja

que ha obligat a anar amb el temps just, fet que provoca un augment en la possibilitat de

cometre errors o passar per alt alguns aspectes.

D’altra banda, pel que fa a disseny de les PCB, és important estudiar bé quins components

són necessaris i en quines condicions treballaran ja que posteriorment evitarà problemes

greus de funcionament o de muntatge.

Un aspecte tècnic important, com a futura millora, és aconseguir reduir el nombre d’elements

analògics que intervenen en el conjunt del sistema. L’ús d’un microcontrolador permet

implementar digitalment, mitjançant codi, elements com filtres o comparadors, reduint en

un gran nombre els components analògics i reduint al mateix temps els possibles errors en

soldadures i pèrdues per dissipació de calor.

A més, millores com el redisseny de les PCB ajudarien a millorar l’aspecte estètic i

d’eficiència del sistema.

Pel que fa a l’aspecte teòric, la incorporació d’un filtre LC a l’entrada provoca canvis en la

dinàmica del circuit. En pròxims projectes o com a proposta d’ampliació, seria important

estudiar l’efecte que aquest causa en el comportament dinàmic i quins aspectes i

característiques millora en el sistema.

Tot i haver molts aspectes a destacar dins del conjunt del projecte, el més important és el fet

d’haver portat a la realitat un projecte d’idea pròpia i de caràcter personal.

Haver treballat de forma pràcticament autònoma, en comparació amb les pràctiques de

laboratori del transcurs del grau, ha ajudat a desenvolupar aspectes importants per realitzar

futurs projectes, com la cerca d’informació, el treball en un entorn amb relació directa amb

els estudis cursats o el desenvolupament d’un caràcter crític i d’anàlisi del sistema.

Si analitzem el desenvolupament durant el transcurs del projecte, destacar l’ampliació dels

coneixements en l’àmbit d’energies renovables i de l’electrònica de potència. La investigació

dels diferents mètodes d’implementació d’un algoritme MPPT i les diferents topologies

existents de convertidors DC/DC, han ajudat a ampliar i comprendre de millor forma els

diferents continguts realitzats durant el grau.

És important remarcar l’aspecte autocrític a l’hora de realitzar l’avaluació del projecte i la

iniciativa en realitzar futures propostes i millores. Així doncs, com a futura ampliació del

projecte, seria interesant estudiar la incorporació d’un sistema de control en el convertidor i

el disseny de l’etapa inversora DC/AC.

Un cop finalitzat el projecte, concloure que ha sigut una experiència enriquidora tant en

coneixements tècnics com en l’àmbit de millora personal.


82

12. Bibliografia

A continuació es detallen els elements bibliogràfics i digitals que s’han emprat per la

realització d’aquest projecte:

- ERIKSON, Robert W., MAKSIMOVIC, Dragan. Fundamentals of Power

Electronics. 2ª edició. Any 2001.

- GIRAL, Roberto. Apunts teoria de Circuits. Tarragona. URV. Any 2015-16.

- CID, Angel. Apunts sistemes electrònics de potència. Tarragona. URV. Any 2017-

18.

- VALDERRAMA, Hugo. Apunts electrònica de potència. Tarragona. URV. Any

2016-17.

12.1. Referències

[1] https://es.wikipedia.org/wiki/Energ%C3%ADa_solar_en_Espa%C3%B1a

[2] Agencia Internacional de la Energia, Informe Anual 2017, 2017, pàgines 49-51

[3] BACEIREDO, Alvaro. Diseño y Realización de un Cargador de Baterías para una Estación Meteorológica.

Tarragona. URV. Publicat l’any 2016.

[4] ERIKSON, Robert W., MAKSIMOVIC, Dragan. Fundamentals of PowervElectronics. 2ª edició. Capítol 10.

Any 2001.

[5] INTERNATIONAL RECTIFIER. HV Floating MOS-Gate Driver IC’s. Applications Notes AN-978.

[6] LEYVA, Ramón, ALONSO, C., QUEINNEC, Isabelle, CID, Angel, LAGRANGE, D., MARTÍNEZ-

SALAMERO, Luís. MPPT of Photovoltaic Systems using Extremmum-Seeking Contol. IEEE Transactions on

Aerospace and Electronics Systems. VOL 42. NO.1. Gener 2006.

[7] BILBAO, Alain. Réalisation de Commandes MPPT Numériques. Tarragona. URV. Publicat l’any 2006.

12.1.1. Programes informàtics

[8] Software simulacions de models circuitals: PSIM v. 9.0. de la companyia POWERSIM.

[9] Software disseny PCBs : KiCad v.4.0.7.

https://es.wikipedia.org/wiki/Energ%C3%ADa_solar_en_Espa%C3%B1a


83

13. Annexes

Programa, en llenguatge C, de l’algoritme de cerca del Punt de Màxima Potència.

// PIC18F1220 Configuration Bit Settings

// 'C' source line config statements

// CONFIG1H

#pragma config OSC = XT // Oscillator Selection bits (HS Oscillator)

#pragma config FSCM = ON // Fail-Safe Clock Monitor Enable bit

(Fail-Safe Clock Monitor enabled)

#pragma config IESO = OFF // Internal External Switchover bit

(Internal External Switchover mode enabled)

// CONFIG2L

#pragma config PWRT = ON // Power-up Timer Enable bit (PWRT disabled)

#pragma config BOR = ON // Brown-out Reset Enable bit (Brown-out

Reset enabled)

// BORV = No Setting

// CONFIG2H

#pragma config WDT = OFF // Watchdog Timer Enable bit (WDT disabled

(control is placed on the SWDTEN bit))

#pragma config WDTPS = 32768 // Watchdog Timer Postscale Select bits

(1:32768)

// CONFIG3H

#pragma config MCLRE = ON // MCLR Pin Enable bit (MCLR pin enabled,

RA5 input pin disabled)

// CONFIG4L

#pragma config STVR = ON // Stack Full/Underflow Reset Enable bit

(Stack full/underflow will cause

Reset)


84

#pragma config LVP = ON // Low-Voltage ICSP Enable bit (Low-Voltage

ICSP enabled)

// CONFIG5L

#pragma config CP0 = OFF // Code Protection bit (Block 0 (00200-

0007FFh) not code-protected)

#pragma config CP1 = OFF // Code Protection bit (Block 1 (000800-

000FFFh) not code-protected)

// CONFIG5H

#pragma config CPB = OFF // Boot Block Code Protection bit (Boot

Block (000000-0001FFh) not code-

protected)

#pragma config CPD = OFF // Data EEPROM Code Protection bit (Data

EEPROM not code-protected)

// CONFIG6L

#pragma config WRT0 = OFF // Write Protection bit (Block 0 (00200-

0007FFh) not write-protected)

#pragma config WRT1 = OFF // Write Protection bit (Block 1 (000800-

000FFFh) not write-protected)

// CONFIG6H

#pragma config WRTC = OFF // Configuration Register Write Protection

bit (Configuration registers (300000-

3000FFh) not write-protected)

#pragma config WRTB = OFF // Boot Block Write Protection bit (Boot

Block (000000-0001FFh) not write-

protected)

#pragma config WRTD = OFF // Data EEPROM Write Protection bit (Data

EEPROM not write-protected)

// CONFIG7L

#pragma config EBTR0 = OFF // Table Read Protection bit (Block 0

(00200-0007FFh) not protected from

table reads executed in other blocks)


85

#pragma config EBTR1 = OFF // Table Read Protection bit (Block 1

(000800-000FFFh) not protected

from table reads executed in other blocks)

// CONFIG7H

#pragma config EBTRB = OFF // Boot Block Table Read Protection bit

(Boot Block (000000-0001FFh) not

protected from table reads executed in

other blocks)

// #pragma config statements should precede project file includes.

// Use project enums instead of #define for ON and OFF.

#include <xc.h>

//Variables Globals

int i, H;

unsigned int tension_alta, tension_convertida,tension_alta_total,

tension_panel, tension_panel_old;

unsigned char derivada_pot, tension_baja, intensidad_baja;

unsigned int intensidad_alta, intensidad_convertida,

intensidad_alta_total;

unsigned long potencia, potencia_old, potencia_total;

unsigned int m,Vbat_min, Vbat_max;

//funció d’interrupció del timer 0: se genera una interrupció al

desbordar-se.

void interrupt Timer0_ISR(void)

static char a=0;

if(INTCONbits.TMR0IF)

a++;

if(a==10)

a=0;

H=1;

INTCONbits.TMR0IF = 0; //bajamos flag de interrupcion


86

else

INTCONbits.TMR0IF = 0; //bajamos flag de interrupcion

//funció d’inicialització: Configurem tots els registres del PIC

void configurar_registros (void)

i = 0;

m = 0;

H = 1;

potencia = 0;

potencia_old = 0;

ADRESH = 0; //posar a 0 el registre de major pes

ADRESL = 0; //Posar a 0 el registre de menor pes

//TIMER 0

T0CON = 0b11000110; //Configurem el timer 0

INTCONbits.TMR0IE = 1; //permetem la interrupció por

desbordament del timer

INTCONbits.GIEH = 1; //permetem totes les interrupcions

emmascarades

INTCONbits.TMR0IF = 0; //Baixem el flag del timer 0

INTCON2 = 0x00; //les interrupcions seran por flanc

de baixada

INTCON3 = 0x00; //Deshabilitem les interrupcions

externes

PIR1 = 0x00; //Deshabilitem el flag el timer 1

PIE1 = 0x00; //Deshabilitem la interrupció del

timer 1

IPR1 = 0x00; //configurem la prioritat de las

interrupcions(conversor, comparador,

timer 1 y timer 2 )


87

PIR2 = 0x00; //Deshabilitem el flag del timer 2

PIE2 = 0x00; //Deshabilitem la interrupció del

timer 2

IPR2 = 0x00; //Configurem la prioritat de les

interrupcions como baixa

RCON = 0x00; //Deshabilitem la prioritat de nivell

a les interrupcions

//conversion analogica-digital

ADCON1 = 0b01111100; //Configuració dels pins AN0 y AN1

com entrades analògiques

ADCON2 = 0b00010010; //Resultat justificat a esquerra

//Ports I/O

PORTA = 0x00;

TRISA = 0x03; //AN0 y AN1 configurades como

entrades analògiques

PORTB = 0x00;

TRISB = 0x00; //Puerto B configurat com

sortida

//Funció de conversió del corrent

unsigned int intensidad(void)

intensidad_alta = 0;

intensidad_alta_total = 0;

intensidad_baja = 0;

for (i = 0; i < 1; i++) //bucle espera


88

ADCON0 = 0x05;

for (i = 0; i < 10; i++) //bucle espera adquisició senyal

ADCON0 = 0x07; // conversió al canal 1, comença la conversió

while (ADCON0 != 0x05)

intensidad_alta = ADRESH; // es guarden els 8 bits més alts

en el registre ADRESH

intensidad_alta_total = intensidad_alta << 8;

//Realitzem un desplaçament per deixar lloc als 2 bits restants

intensidad_baja = ADRESL; // es guarden els 2 bits restants

al registre ADRESH

intensidad_convertida = intensidad_alta_total + intensidad_baja;

//guardem a intensidad_convertida la conversió a 10 bits

return (intensidad_convertida);

//Funció de conversió de la tensió

unsigned int tension(void)

tension_alta = 0;

tension_alta_total = 0;

tension_baja = 0;

for (i = 0; i < 1; i++) //bucle espera


89

ADCON0 = 0x01; //activar conversor AD

for (i = 0; i < 50; i++) //bucle espera d’adquisició de la

senyal

ADCON0 = 0b00000011; // conversió en el canal 0, empieza la

conversion

// status bit es el 1

while (ADCON0 != 0x01) //Espera finalizacion

tension_alta = ADRESH; // es guarden els 8 bits més

alts al registre ADRESH

tension_alta_total = tension_alta << 8;

//Realitzem un desplaçament per deixar lloc als 2 bits restants

tension_baja = ADRESL; // es guarden els 2 bits restants

al registre ADRESH

tension_convertida = tension_alta_total + tension_baja;

return (tension_convertida);

unsigned long int potencia_media(void)

unsigned long int potencia_media_total, muestreos_P, c_potencia;

potencia_media_total = 0;

muestreos_P = 0;

c_potencia = 0;


90

for (m = 0; m < 16; m++) //muestreo de 16 puntos

c_potencia = calculo_potencia();

muestreos_P = muestreos_P + c_potencia;

potencia_media_total = muestreos_P>>4; //division entre 16

mediante desplazamiento de bits

return (potencia_media_total);

//Funció càlcul potència

unsigned long int calculo_potencia(void)

//unsigned long int h;

unsigned int x, y;

x=tension();

y=intensidad();

x=x/10; //evitar overflow de la variable quan la

multipliquis posteriorment

if(x<10)

potencia_total=0;

else

potencia_total=x*y;

return (potencia_total);

//Funcion de calculo de la derivada


91

unsigned char derivada_potencia(void)

unsigned char derivada;

potencia = potencia_media();

if (potencia > potencia_old) //Comparació del valor actual

amb l’anterior

derivada = 1; //derivada positiva

else

derivada = 0; //derivada negativa

potencia_old = potencia; // Assignem el valor actual de

potència al valor vell

return (derivada);

unsigned short int tension_bat(void)

int tension_sensada;

tension_sensada=PORTBbits.RB5;

if ((tension_sensada<Vbat_max)&&(tension_sensada>Vbat_min))

return (1);

else

return (0);


92

void delay(void)

int z=0;

for(z=0;z<2400;z++)

//1 cuenta en 0.0024ms

//400 cuentas son 1ms

//PROGRAMA PRINCIPAL

void main ()

configurar_registros(); //llamada a funcion de

configuracion de registros y timers

PORTBbits.RB1=1; //Donem inicialment un valor

alpha=1 per a que l'algoritme

comenci de forma positiva

//i en direcció cap al PMM

//PORTBbits.RB1 és alpha

while(1)

tension_bat();

if(tension_bateria_OK==0)

PORTBbits.RB1=0;

else


93

if((calculo_potencia())==0)

alpha=0;

else

delay();

derivada_pot=derivada_potencia();

//algoritmo mppt

if(derivada_pot==1)

if(alpha==1) //derivada=1 i alpha=1

alpha=1;

else //derivada=1 i alpha=0

alpha=0;

else

if (alpha==1) //derivada=0 i alpha=1

if(H==0)

alpha=1;

else

alpha=0;

H=0;

T0CONbits.TMR0ON=1;

else //derivada=0 i alpha=0


94

if(H==0)

alpha=0;

else

alpha=1;

H=0;

T0CONbits.TMR0ON=1;

PORTBbits.RB1=alpha;

PORTBbits.RB0=derivada_pot;

//end while

//end main


95

Aquesta pàgina ha sigut deixada en blanc a propòsit

disseny i implementaciÓ d’un convertidor dc/dc per...

Documents