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DISEÑO Y FABRICACIÓN DE UNA ANTENA CON DIVERSIDAD EN

POLARIZACIÓN PARA REDES WIFI A 2,4 GHz

Memoria del Trabajo Final de Carrera de Ingeniería de Telecomunicaciones

realizado por

Jordi Verdú Tirado y dirigido por

Dr. Josep Parrón Granados

Bellaterra, 23 de junio de 2006

ÍNDICE 1 INTRODUCCIÓN _________________________________________________ 6

1.1 MOTIVACIÓN DEL PROYECTO ____________________________________ 6 1.2 OBJETIVOS _______________________________________________________ 7 1.3 ESTRUCTURA DEL DOCUMENTO __________________________________ 8

2 PARÁMETROS BÁSICOS DE ANTENAS ____________________________ 10 2.1 INTRODUCCIÓN _________________________________________________ 10 2.2 IMPEDANCIA ____________________________________________________ 11 2.3 ADAPTACIÓN. ___________________________________________________ 12 2.4 RELACIÓN DE ONDA ESTACIONARIA (SWR)_______________________ 14 2.5 INTENSIDAD DE RADIACIÓN _____________________________________ 14 2.6 DIAGRAMA DE RADIACIÓN ______________________________________ 16 2.7 DIRECTIVIDAD __________________________________________________ 18 2.8 POLARIZACIÓN__________________________________________________ 19 2.9 ANCHO DE BANDA _______________________________________________ 20

3 DIPOLO BÁSICO ________________________________________________ 22 3.1 INTRODUCCIÓN _________________________________________________ 22 3.2 DISTRIBUCIÓN DE CORRIENTES EN DIPOLO. _____________________ 23 3.3 PARÁMETROS BÁSICOS DE RADIACIÓN __________________________ 24 3.4 IMPEDANCIA DE ENTRADA DE UN DIPOLO BÁSICO _______________ 25

4 DIPOLO MICROSTRIP ___________________________________________ 28 4.1 INTRODUCCIÓN _________________________________________________ 28 4.2 DEPENDENCIA DE LOS PARÁMETROS DEL DIPOLO CON EL ANCHO DE PISTA. ______________________________________________________________ 29 4.3 DEPENDENCIA DE LOS PARÁMETROS DEL DIPOLO CON LONGITUD DE PISTA _______________________________________________________________ 32 4.4 DEPENDENCIA DE LOS PARÁMETROS DEL DIPOLO CON LA SEPARACIÓN ENTRE BRAZOS. __________________________________________ 36

5 ALIMENTACIÓN DEL DIPOLO ___________________________________ 40 5.1 INTRODUCCIÓN _________________________________________________ 40 5.2 BALUN CON MICROSTRIP ________________________________________ 43 5.3 CONFIGURACIONES POSIBLES PARA EL DISEÑO DEL BALUN ______ 44

6 DIVERSIDAD EN POLARIZACIÓN ________________________________ 48 6.1 INTRODUCCIÓN _________________________________________________ 48 6.2 FACTOR DE PÉRDIDAS DE POLARIZACIÓN________________________ 48 6.3 PROPUESTA CON DOS DIPOLOS __________________________________ 50

6.3.1 EFECTOS DEL PLANO DE MASA ________________________________________51 6.3.2 CROSS TALK__________________________________________________________56 6.3.3 SIMETRÍA EN LA LÍNEA DE ALIMENTACIÓN _____________________________58

6.4 CIRCUITO DE CONMUTACIÓN: ___________________________________ 59 6.4.1 DIODO PIN: ___________________________________________________________60 6.4.2 DC FEED: _____________________________________________________________61 6.4.3 DC BLOCK: ___________________________________________________________63 6.4.4 RED DE POLARIZACIÓN DE LOS DIODOS ________________________________63

6.5 COMPORTAMIENTO GENERAL DEL CIRCUITO DE CONMUTACIÓN. 64 6.6 PÉRDIDAS DE ADAPTACIÓN Y REDISEÑO DE LA ANTENA__________ 65

7 FABRICACIÓN DE LA ANTENA Y MEDIDAS _______________________ 70 7.1 PROCESO DE FABRICACIÓN______________________________________ 70 7.2 MEDIDAS ________________________________________________________ 73 7.3 ASPECTOS DIFERENCIALES DEL DISEÑO REALIZADO RESPECTO AL DISEÑO DEL ARTÍCULO ________________________________________________ 79

8 CONCLUSIONES Y LÍNEAS FUTURAS_____________________________ 82

9 REFERENCIAS BIBLIOGRÁFICAS ________________________________ 84

ÍNDICE DE FIGURAS Figura 2.3.1 Circuito de 2 puertos mediante líneas de transmisión. [2]..........................................12 Figura 2.5.1 Sistema de coordenadas esférico. [1] ............................................................................15 Figura 2.6.1 Diagrama de radiación en coordenadas polares (izquierda), tridimensional (centro) y en coordenadas cartesianas (derecha). [1] ......................................................................................17 Figura 2.7.1 Directividad de una antena. [1].......................................................................................18 Figura 2.8.1 Diferentes trazos descritos por una onda en el tiempo. [2]........................................19 Figura 3.2.1 Dipolo básico dispuesto según z (izquierda). Modelo de antena cilíndrica como línea de transmisión abierta (derecha). [1] ...................................................................................................23 Figura 3.3.1 Variación de la directividad en función de 2H/λ.[1] .....................................................24 Figura 3.3.2 Tabla resumen de los parámetros de radiación en función de H . [1] .....................25 Figura 3.4.1 Resistencia de entrada de un dipolo [1]. .......................................................................26 Figura 3.4.2 Reactancia de entrada de un dipolo [1].........................................................................26 Figura 4.1.1. Geometría de un dipolo básico con tecnología microstrip. .........................................29 Figura 4.2.1. Descripción del ancho del brazo del dipolo W..............................................................29 Figura 4.2.2 Comparativa en la resistencia de la impedancia de entrada en función de W. ........30 Figura 4.2.3 Comparativa de la reactancia de la impedancia de entrada para diferentes valores de W. .........................................................................................................................................................30 Figura 4.2.4 Comparativa del parámetro S(1,1) en función de W....................................................31 Figura 4.2.5 Comparativa del valor de relación de onda estacionaria para diferentes valores de W. ...............................................................................................................................................................32 Figura 4.3.1 Descripción de la longitud del brazo del dipolo.............................................................33 Figura 4.3.2 Comparativa de la resistencia de la impedancia de entrada para diferentes valores de H. ..........................................................................................................................................................33 Figura 4.3.3 Comparativa de la reactancia de la impedancia de entrada para diferentes valores de H. ..........................................................................................................................................................33 Figura 4.3.4 Comparativa del parámetro S(1,1) en función de H. ...................................................34 Figura 4.3.5 Comparativa del valor de relación de onda estacionaria para diferentes valores de H. ................................................................................................................................................................35 Figura 4.4.1 Descripción del GAP del dipolo básico. ...........................................................................36 Figura 4.4.2 Comparativa para la resistencia de la impedancia de entrada en función del GAP. 36 Figura 4.4.3 Comparativa de la reactancia de la impedancia de entrada en función del GAP. ....37 Figura 4.4.4 Comparativa del parámetro S(1,1) en función del GAP. ..............................................37 Figura 4.4.5 Comparativa de la relación de onda estacionaria en función del GAP.......................38 Figura 5.1.1 Esquema de un conector SMA. ........................................................................................41 Figura 5.1.2 Diferencia de corrientes debidas a la naturaleza .........................................................41 Figura 5.1.3 Simetrización mediante estructura Balun [1]. ...............................................................42 Figura 5.1.4 Simetrización mediante estructura Balun [1]. ...............................................................42 Figura 5.3.1 Estructura de red balun mediante via-hole....................................................................45 Figura 5.3.2 Estructura de red balun mediante via-hole....................................................................45 Figura 5.3.3 Comparativa del parámetro S(1,1) para diferentes longitudes en la red balun. ......46 Figura 6.2.1 Vectores unitarios de polarización. [2] ..........................................................................49 Figura 6.2.2 Factor de pérdidas de polarización [2]. ..........................................................................50 Figura 6.3.1 Configuración con dos dipolos dispuestos ortogonalmente. .......................................50 Figura 6.3.2 Dipolo básico con red balun con plano de masa (izquierda) y sin plano de masa (derecha)...................................................................................................................................................51 Figura 6.3.3 Comparativa en el parámetro S(1,1) entre un dipolo con plano de masa y sin plano de masa.....................................................................................................................................................52 Figura 6.3.4 Dipolos básicos con red balun y planos de masa diferentes. ......................................53 Figura 6.3.5 Comparativa del parámetro S(1,1) para planos de masa de dimensiones diferentes.....................................................................................................................................................................53 Figura 6.3.6 Configuración con uno y dos dipolos. .............................................................................55

Figura 6.3.7 Comparativa del parámetro S(1,1) para una configuración con 1 dipolo y una configuración con 2 dipolos....................................................................................................................55 Figura 6.3.8 Configuración para efecto Cross-talk..............................................................................56 Figura 6.3.9 Comparativa parámetro S(1,1) para efecto Cross-talk. ...............................................57 Figura 6.3.10 Comparación entre la respuesta del dipolo vertical y horizontal. .............................58 Figura 6.4.1 Esquemático del circuito de conmutación. .....................................................................59 Figura 6.4.2 Modelo equivalente del diodo HSMP3892. .....................................................................60 Figura 6.4.3 Modelo del encapsulado SOT-23/143 para el diodo HSMP3892 .................................61 Figura 6.4.4 Tabla de valores de las capacidades e inductancias parásitas del encapsulado del diodo. .........................................................................................................................................................61 Figura 6.4.5 Dc Feed. ..............................................................................................................................62 Figura 6.4.6 Red de polarización del diodo. .........................................................................................64 Figura 6.5.1 Dirección de las señales de RF y Continua en el circuito de conmutación................65 Figura 6.6.1 Esquemático reducido del circuito de conmutación para uno de los dipolos............66 Figura 6.6.2 Comparativa del parámetro S(1,1) para el dipolo básico y la respuesta añadiendo el circuito de conmutación. .........................................................................................................................66 Figura 6.6.3 Carta de Smith correpondiente a la respuesta del circuito de conmutación.............68 Figura 6.6.4 Comparativa del parámetro S(1,1) entre la respuesta del dipolo básico y la respuesta del circuito de conmutación con el diodo adaptado. ........................................................68 Figura 6.6.5 Esquema del circuito de conmutación teniendo en cuenta las líneas de transmisión entre componentes..................................................................................................................................69 Figura 7.1.1 Fotolitos correspondientes al diseño...............................................................................71 Figura 7.1.2 Circuito de conmutación. ..................................................................................................72 Figura 7.1.3 Dipolos vertical y horizontal .............................................................................................73 Figura 7.2.1 Comparativa parámetro S(1,1) entre la simulación y la medida. ...............................74 Figura 7.2.2 Comparativa de la relación de onda estacionaria entre la simulación y la medida..75 Figura 7.2.3 Comparativa parámetro S(1,1) entre la simulación y la medida. ...............................76 Figura 7.2.4 Comparativa de la relación de onda estacionaria entre la simulación y la medida..77 Figura 7.2.5 Comparativa en la medición del parámetro S(1,1) para el dipolo vertical y horizontal. .................................................................................................................................................78 Figura 7.2.6 Comparativa en la medición de la relación de onda estacionaria para el dipolo horizontal y vertical. ................................................................................................................................79 Figura 7.3.1 Esquema circuito de conmutación artículo [4] ..............................................................81

1 . INTRODUCCIÓN

1.1 MOTIVACIÓN DEL PROYECTO

El contexto en el que se enmarca este proyecto de fin de carrera viene

dado por la expansión experimentada por el sector de las comunicaciones

inalámbricas. Existen varias tecnologías de transmisión inalámbrica pero la más

conocida es la tecnología WIFI (Wireless Fidelity). Ésta se utiliza como

denominación genérica para los productos que incorporan cualquier variante de

la tecnología inalámbrica 802.111, que permite la creación de redes de trabajo

sin cables (WLAN). Esta tecnología opera en la banda de los 2,4 GHz en casi

todo el mundo, excepto en los EEUU y Japón donde la banda de frecuencias en

la que opera es la de los 5 GHz.

Las redes inalámbricas (WLAN Wireless Local Area Network) operan en

entornos indoor donde el canal está sometido a una aleatoriedad y

complejidad elevadas debido a la presencia de gran cantidad de elementos, que

pueden hacer que la señal recibida tenga variaciones importantes en sus

características (nivel de señal, polarización...). Este hecho motiva que se tengan

1 El protocolo IEEE 802.11 o WI-FI es un estándar de protocolo de comunicaciones de la IEEE que define el uso de los dos niveles más bajos de la arquitectura OSI (capas física y de enlace de datos), especificando sus normas de funcionamiento en una WLAN. En general, los protocolos de la rama 802.x definen la tecnología de redes de área local. [6]

6

http://es.wikipedia.org/wiki/IEEE

http://es.wikipedia.org/wiki/IEEE

http://es.wikipedia.org/wiki/OSI

http://es.wikipedia.org/wiki/WLAN

http://es.wikipedia.org/wiki/LAN

que desarrollar e implantar sistemas de comunicaciones con soluciones para

poder minimizar los efectos ejercidos por el entorno en la señal.

Una de las características de la señal que queda afectada notablemente por el

entorno es la polarización. La señal que se propaga en entornos indoor se ve

afectada por diversas reflexiones y complejos procesos de scattering (procesos

asociados a dispersiones sufridas por la señal), de manera que la polarización

de la señal a lo largo de la transmisión puede variar. Si el cabezal receptor para

esta señal ha sido diseñado para un tipo concreto de polarización, ésta no se

recibirá correctamente bajo determinadas circunstancias. Para poder paliar

estas variaciones, en el presente proyecto se ha desarrollado una antena

formada por dos dipolos de forma que el sistema pueda trabajar con

diversidad en polarización. De esta manera, un circuito de conmutación

permitirá escoger el dipolo donde el nivel de señal recibida sea mayor.

1.2 OBJETIVOS

El proyecto persigue cumplir con dos objetivos principales. En primer

lugar, se pretende realizar un estudio sobre la geometría de un dipolo

fabricado bajo tecnología microstrip. Se estudiará la variación de los parámetros

básicos en función de las dimensiones del dipolo. También se estudiará la

variación en la respuesta de un dipolo básico cuando se le incluye un plano de

masa y seguidamente un circuito de conmutación, haciendo hincapié en

aspectos básicos de líneas de transmisión como el cross-talk2 o la inclusión de

redes de adaptación para mejorar la respuesta global del circuito.

En segundo lugar, lo que refiere a la parte práctica del proyecto, se pretende

diseñar una antena que opere en la banda de frecuencias de los 2,4 GHz. El

diseño de la antena debe ser tal que la potencia de señal entregada por la

antena sea mayor que el 90% de la potencia máxima disponible. Por tanto, tal

y como se verá en capítulos posteriores, la antena deberá presentar una

2 Aparición indeseada de señal de un canal en otro.

7

adaptación a la frecuencia de los 2,4 GHz menor que -10 dB, o lo que es lo

mismo, una relación de onda estacionaria que esté por debajo de 2. El objetivo

además es conseguir un ancho de banda amplio en el que se cumplan estas

especificaciones. Teniendo en cuenta que el ancho de banda que ocupan los 12

canales especificados para WIFI se encuentran en el rango de frecuencias

comprendido entre los 2,412 y 2,484 GHz, debemos obtener un ancho de

banda mayor que 100 MHz. Una vez diseñada la antena, el siguiente paso es

introducir una mejora basada en la diversidad en polarización. Como se ha

comentado, la polarización de la señal puede verse afectada por el entorno en

el que se trabaja, así, se diseñará una antena formada por dos dipolos con

diferente polarización. Además, se va a diseñar un circuito de conmutación que

escogerá el dipolo por el que se recibe un nivel de señal mayor. El sistema

completo (antenas + circuito de conmutación) deberá mantener las

especificaciones antes nombradas en lo que refiere a adaptación, relación de

onda estacionaria y ancho de banda.

1.3 ESTRUCTURA DEL DOCUMENTO

La memoria de este proyecto consta de cuatro grandes bloques. En primer

lugar, en los dos primeros capítulos se ofrecen toda una serie de definiciones

y conceptos sobre antenas básicas y dipolos. De esta manera, el lector se

familiarizará con los conceptos básicos que luego se utilizarán a lo largo del

estudio. En el segundo bloque, se discutirán los parámetros básicos de un

dipolo fabricado bajo tecnología microstrip, y los efectos de la variación de

estos parámetros en el comportamiento del dipolo. También se podrá ver en

este bloque la problemática surgida debida a una alimentación de naturaleza

asimétrica (coaxial) y la solución de diseño propuesta. En un tercer bloque se

va a tratar la diversidad en polarización utilizando dos dipolos y el circuito

de conmutación propuesto. En el último bloque se describirá el proceso de

fabricación de la antena, así como los cambios de diseño que han ido

surgiendo respecto al diseño original y finalmente las medidas obtenidas de la

antena. Tras estos cuatro bloques, se presentarán las conclusiones del proyecto

y las líneas futuras.

8

2 . PARÁMETROS BÁSICOS DE ANTENAS

2.1 INTRODUCCIÓN

Las primeras manifestaciones de los fenómenos eléctricos y magnéticos

se observan por medio de las fuerzas que actúan sobre cargas y corrientes,

pero esta representación no permite estudiar fácilmente los fenómenos de

propagación y radiación de ondas, por lo que es necesario introducir el

concepto de campo. Un campo existe en un punto, o se mide, colocando cargas

y corrientes de prueba y observando las fuerzas ejercidas sobre ellas.

Las ecuaciones de Maxwell relacionan los campos eléctricos y magnéticos con

las cargas y corrientes que los crean. La solución general de las ecuaciones, en

el caso variable en el tiempo, es en forma de ondas, que pueden estar ligadas a

una estructura, como es el caso de una línea de transmisión o guía de ondas, o

bien libres en el espacio, como ocurre con las producidas por las antenas [1]. El

Institute of Electrical and Electronics Engineers (IEEE) define una antena como

aquella parte de un sistema transmisor o receptor diseñada específicamente

para radiar o recibir ondas electromagnéticas (IEEE Std. 145-1983 [6]).

10

La principal función de una antena es la radiación de una potencia suministrada

con las características de directividad deseadas. Por directividad se entiende la

capacidad que tiene una antena de concentrar la radiación en una determinada

dirección. En radiodifusión o comunicaciones móviles se pretende una radiación

omnidireccional, es decir, una radiación en todas las direcciones, mientras que

en radiocomunicaciones punto a punto suelen interesar antenas directivas. En

nuestro caso, nos encontramos en el campo de las comunicaciones móviles y

nuestro objetivo es diseñar una antena con la capacidad de radiar de forma

omnidireccional. A continuación se van a ofrecer una serie de definiciones con

el objetivo de favorecer la comprensión de los parámetros básicos con los que

se trabaja en el campo de las antenas.

2.2 IMPEDANCIA

La impedancia de entrada de la antena se define como la relación entre

tensión y corriente en sus terminales. Consta de una parte real )(ωaR y una

parte imaginaria )(ωaX que dependen ambas de la frecuencia:

)()( ωω aaa jXRZ += (2.2.1)

La parte real se puede descomponer como Lra RRR +=)(ω donde es la

resistencia de radiación de la antena y es la resistencia de pérdidas óhmicas

de la misma. Esto nos permite distinguir entre la potencia radiada por la antena

y la potencia disipada en calor como:

rR

LR

rr RIP 202

1= (2.2.2)

LL RIP 202

1= (2.2.3)

11

donde es el valor de corriente de entrada de la antena. Si el valor de la

reactancia

0I

)(ωaX es nulo a una frecuencia determinada, se dice que la antena

es resonante.

2.3 ADAPTACIÓN.

En transmisión y recepción, la antena suele estar conectada a una línea

de transmisión, o bien directamente al transmisor o bien al receptor como se

muestra en la Figura 2.3.1.

0Z

S(1,1) Zin

Figura 2.3.1 Circuito de 2 puertos mediante líneas de transmisión. [2]

El parámetro de adaptación (S(1,1)) nos da una idea de la transferencia de

potencia a la antena. Dicho parámetro denominado también coeficiente de

reflexión se define como la relación entre la onda reflejada respecto a la onda

incidente:

0

0

(1,1) A

A

Z ZSZ Z

−=

+ (2.3.1)

donde AZ es la impedancia de entrada de la antena y 0Z la impedancia

característica de la línea de transmisión conectada a la antena.

12

En la Figura 2.3.1 se muestra una línea de transmisión de impedancia

característica 0Z conectada a una fuente de tensión de valor y a

una impedancia de carga de valor

ggg jXRZ +=

aaa jXRZ += . La impedancia vista desde la

fuente se describe como ininin jXRZ += y la potencia de entrada en la red la

podemos describir como:

ining

ginin R

ZZV

RIP2

2

21

21

+== (2.3.2)

A partir de la potencia de entrada se puede determinar que la máxima

transferencia de potencia se producirá cuando se cumpla que:

ing ZZ *= es decir, para ing RR = y ing XX −= (2.3.3)

Cuando se cumplen estas condiciones se dice que existe adaptación conjugada.

En este caso, el coeficiente de reflexión no va a ser nulo, pero sí que se va a

producir máxima transferencia de potencia a la carga. Es importante notar la

diferencia entre adaptación (en la que no existe onda reflejada) y adaptación

conjugada (en la que se transmite la máxima potencia a la carga), aunque

ambas situaciones se dan cuando y son reales. 0Z gZ

En este caso la potencia de entrada se puede escribir como:

g

gin

ing

g

R

VR

RRV

P42

121

2

max =+

= (2.3.4)

En el diseño de una antena es muy importante la máxima transmisión de

potencia a la carga, es decir, conseguir una adaptación conjugada según

(2.3.3). Cuando no se produce adaptación, la potencia entregada es . Para

conseguir que se entregue un mínimo del 90% de la potencia máxima a la

tP

13

carga, el valor del coeficiente de reflexión a una frecuencia de 2,4 GHz deberá

estar por debajo de -10 dB según la relación:

( )( )2max 1 1,1tP P S= − (2.3.5)

2.4 RELACIÓN DE ONDA ESTACIONARIA (SWR)

La relación de onda estacionaria SWR (Standing wave ratio) se define

como la relación entre el mínimo y el máximo de la onda estacionaria de

tensión o de corriente que se forma a la salida del generador tal como se

muestra en la Figura 2.3.1. Para el caso concreto de relación en tensión, las

siglas utilizadas son VSWR (Voltage standing wave ratio). Este parámetro está

directamente relacionado con la adaptación de la antena ya que se puede

obtener como:

)1,1(1)1,1(1

SS

VSWR−

+= (2.4.1)

La relación de onda estacionaria ofrece una idea de la potencia que se ha

transmitido a la carga, o la reflexión que se ha producido en la carga por falta

de adaptación. Un valor de VSWR = 1 indica que la antena está perfectamente

adaptada (S(1,1) = 0). Si se considera que |S(1,1)|< -10 dB implicará una

VSWR < 2.

2.5 INTENSIDAD DE RADIACIÓN

Otra de las características de la antena es la capacidad de radiar

potencia en una cierta dirección. Este comportamiento se debe cuantificar para

poder realizar una comparación entre diferentes tipos de antenas. Previamente

a esto, debemos establecer el sistema de referencia en el que vamos a ubicar la

14

antena. El sistema de referencia utilizado es el sistema de coordenadas

esféricas, de esta manera una dirección quedará definida por los vectores

unitarios ( )ˆ ˆ ˆ, , rθ φ que entre ellos forman una base ortogonal, tal y como se

muestra en la Figura 2.5.1 :

Figura 2.5.1 Sistema de coordenadas esférico. [1]

A partir de la obtención del campo eléctrico y magnético Er

y Hr

respectivamente, podemos encontrar mediante las leyes de Maxwell la densidad

de potencia radiada a grandes distancias como [1].

( )22

,E Eθ φθ φ

η+

℘ = (2.5.1)

donde Eθ y Eφ son las componentes transversales del campo eléctrico en la

dirección de interés. A partir de ella obtendremos la potencia total radiada

integrando la densidad de potencia en una superficie esférica S que encierra a

la antena:

( ) SdPS

r

r·,∫ ∫℘= φθ (2.5.2)

15

La intensidad de radiación se define como la potencia radiada por unidad de

ángulo sólido en una determinada dirección y su relación con la densidad de

potencia radiada es de la forma:

( ) ( ) 2,, rK φθφθ ℘= (2.5.3)

A grandes distancias, la intensidad de radiación tiene la propiedad de ser

totalmente independiente a la distancia a la que se encuentra la antena [1].

2.6 DIAGRAMA DE RADIACIÓN

El diagrama de radiación es una representación gráfica de las

propiedades de radiación de la antena a grandes distancias. Éste se genera a

partir de la expresión del campo eléctrico en función de las variables angulares

( )φθ , que corresponden al sistema de coordenadas esféricas visto en la Figura

2.5.1. Ya que a grandes distancias el campo magnético es directamente

proporcional al campo eléctrico, la representación podría desarrollarse a partir

de éste último [1]. El diagrama de radiación se puede representar en 3D

utilizando técnicas gráficas diversas o mediante cortes en planos. En este

sentido, el plano E (plano que forma la dirección de máxima radiación y el

campo eléctrico en dicha dirección) y el plano H (análogamente, plano formado

por la dirección de máxima radiación y el campo magnético en dicha dirección)

constituyen los planos más representativos. Ambos planos son perpendiculares

y su intersección define la dirección de máxima radiación de la antena. En lo

que refiere a representación 2D, se utilizan coordenadas polares, que dan una

información más clara de la distribución de la potencia en diferentes puntos del

espacio, y coordenadas cartesianas, que ofrecen un buen detalle en antenas

muy directivas.

16

Figura 2.6.1 Diagrama de radiación en coordenadas polares (izquierda), tridimensional (centro) y en coordenadas cartesianas (derecha). [1]

En la figura 2.6.1 (izquierda) podemos ver el diagrama de radiación en

coordenadas polares donde el radio del lóbulo indica la intensidad de campo

eléctrico. En la figura 2.6.1 (centro) se observa el diagrama de radiación en 3D

y en la figura 2.6.1 (derecha) el diagrama de radiación en coordenadas

cartesianas donde en el eje de abscisas queda representado el ángulo y en el

eje de ordenadas la densidad de potencia.

El lóbulo principal es aquella zona, en una dirección, en la que la radiación de

potencia es máxima. Así, las zonas que rodean a los máximos y tienen una

amplitud menor se denominan lóbulos secundarios. El ancho de haz a -3 dB es

la separación angular de las direcciones en las que el diagrama de radiación de

potencia toma el valor mitad del máximo, y será muy útil para determinar

visualmente la directividad de una antena.

Existen varios tipos de diagrama de radiación dependiendo de la directividad de

la radiación: los diagramas de radiación isótropos en los que se radía la misma

densidad de potencia en todas las direcciones, los diagramas de radiación

omnidireccionales que presentan simetría de revolución en torno a un eje

(tienen forma toroidal) y, finalmente, los diagramas de radiación directivos en

los que el máximo de radiación se concentra en una dirección determinada.

17

2.7 DIRECTIVIDAD

Podemos definir la directividad de la antena como la relación entre la

densidad de potencia radiada en una dirección a una distancia dada y la

densidad de potencia, que radiaría a esa misma distancia, una antena isótropa

que radiase la misma potencia que la antena como se muestra en la Figura

2.7.1.

Figura 2.7.1 Directividad de una antena. [1]

Así, la relación anteriormente comentada viene dada por la expresión:

( ) ( )

( )24

,,

rP

Dr

π

φθφθ ℘= (2.7.1)

y si no se especifica la dirección angular se sobreentiende que la directividad se

refiere a la dirección máxima de radiación y se expresa como:

( )2

max

4 rP

Dr

π

℘= (2.7.2)

18

2.8 POLARIZACIÓN

Hasta ahora se ha analizado la antena partiendo de la densidad de

potencia o de la intensidad de los campos radiados, pero en cada punto del

espacio existe un vector de campo eléctrico ),( trE rr que es función de la

posición y el tiempo. Así, la polarización de una antena en una dirección es la

variación temporal del campo radiado en esa dirección [1]. Si el giro del campo

radiado sigue el movimiento de las agujas del reloj se dice que la polarización

es a derechas, y en caso contrario a izquierdas. Se puede considerar el caso

general de la polarización elíptica por la trayectoria que describe, tal como se

muestra en la Figura 2.8.1. A partir de este caso general, existen dos casos

particulares de interés: si la figura trazada en el tiempo es un segmento, la

onda se denomina linealmente polarizada y si es un círculo, circularmente

polarizada. A continuación se muestra la ecuación (2.8.1) que define el caso

general para la polarización elíptica.

( ) ( ) ( ) elípticaónpolarizacieyjbxatrE kzt −+= ωˆˆ,rr

(2.8.1)

Figura 2.8.1 Diferentes trazos descritos por una onda en el tiempo. [2]

Para la polarización circular a y b toman el mismo valor en magnitud mientras

que toman valores reales en la polarización lineal. En cada punto de esta

esfera, la polarización se puede descomponer en dos componentes ortogonales,

19

la componente copolar (deseada) y la componente crosspolar (no deseada).

Para mantener esto, la copolarización debe ser especificada para cada punto de

la esfera.

2.9 ANCHO DE BANDA

Debido a la geometría finita de las antenas, éstas están limitadas a

funcionar bajo las especificaciones deseadas para un rango de frecuencias

determinado y limitado. El rango de frecuencias para el que el comportamiento

de la antena es similar, es decir, el rango en el que un parámetro de antena no

sobrepasa un límite prefijado se conoce como ancho de banda. Esta relación se

representa en forma de porcentaje:

1000

minmax ⋅−

=f

ffBw (2.9.1)

donde max min( , )f f son las frecuencias que delimitan el rango de frecuencias

donde se cumplen las especificaciones y 0f la frecuencia central.

El sistema del que forma parte la antena tendrá una influencia importante en la

definición del ancho de banda. Este ancho de banda vendrá determinado por la

criticidad de cualquier parámetro básico de la antena, que por su naturaleza,

puede ser de dos tipos, según se relacione con el diagrama (directividad,

polarización, ancho de haz, nivel de lóbulo principal a secundario, dirección

máxima de radiación) o con la impedancia (impedancia entrada de la antena,

coeficiente de reflexión y relación de onda estacionaria). El ancho de banda

para nuestro caso particular estará relacionado con parámetros de impedancia

como la adaptación y la relación de onda estacionaria, es decir |S(1,1)|<-10 dB,

VSWR < 2.

20

3 . DIPOLO BÁSICO

3.1 INTRODUCCIÓN

La antena que se va a diseñar debe presentar un diagrama de radiación

omnidireccional debido a que va a estar situada en un entorno indoor donde

las reflexiones originadas por los diferentes elementos que la rodean provocan

que la dirección en la que se reciba la señal no sea siempre la misma. Por otro

lado, la antena debe presentar una impedancia de entrada que ofrezca una

buena adaptación a 50 Ω, impedancia característica de la línea de transmisión

a la que va a estar conectada. El dipolo se puede considerar como la antena

más elemental, y a su vez, una de las antenas más utilizadas que además

puede cumplir con los requisitos descritos. En este capítulo se van a discutir los

parámetros básicos que rigen el comportamiento de un dipolo y la influencia de

cada uno de esos parámetros en la respuesta final de la antena.

22

3.2 DISTRIBUCIÓN DE CORRIENTES EN DIPOLO.

Un dipolo consiste en un hilo fino recto conductor, de dimensión l= 2H y radio

( )λ<<aa alimentado con un generador en su centro como se indica en la

Figura 3.2.1 (izquierda) [1].

Figura 3.2.1 Dipolo básico dispuesto según z (izquierda). Modelo de antena cilíndrica como línea de transmisión abierta (derecha). [1]

Si la sección del hilo es muy pequeña de manera que ( )λ<<a , podemos

considerar el dipolo como si fuera una línea de transmisión de hilos paralelos

terminada en circuito abierto, que abrimos hasta disponer un hilo a

continuación del otro como se puede ver en la Figura 3.2.1 (derecha). Si

suponemos que el hecho de abrir la línea no va a variar la distribución de

corrientes, se formará una onda estacionaria de corriente con un nulo en los

extremos. De esta manera la distribución de corrientes tendrá la forma [1]:

sin ( ')( ') sin ( ' )

sin ( ')m

mm

I k H zI z I k H z

I k H z−⎧

= − = ⎨ +⎩

0 '' 0

z HH z≤ ≤

− ≤ ≤ (3.2.1)

donde H es la longitud del brazo del dipolo y es la constante de propagación. k

2k πλ

= , fc

=λ (3.2.2)

donde c es la velocidad de la luz en el vacío.

23

3.3 PARÁMETROS BÁSICOS DE RADIACIÓN

Conocida la distribución de corrientes y la potencia radiada es posible obtener

la Figura 3.3.1 [1] que nos ofrece la variación de la directividad en función de la

longitud H del brazo del dipolo.

Figura 3.3.1 Variación de la directividad en función de 2H/λ.[1]

En la Figura 3.3.1, es interesante ver cómo a pesar de aumentar la longitud H ,

el valor máximo que se consigue de directividad no supera 3,33 (lineal). Por el

hecho de tener este valor de directividad máximo, y debido a la periodicidad

mostrada en la Figura 3.3.1, se utilizan valores de H < 5λ/8.

También es interesante mostrar Figura 3.3.2 [1] en la que se resumen

diferentes parámetros de antena (distribuciones de corriente, diagramas de

radiación en plano E y valores numéricos de ancho de haz, directividad y

resistencia de radiación) para diferentes longitudes de dipolo H .

24

Figura 3.3.2 Tabla resumen de los parámetros de radiación en función de H . [1]

En la Figura 3.3.2 se observa (todas las configuraciones tienen simetría de

revolución originando un diagrama de radiación de forma toroidal) que la

configuración con una longitud de brazo de dipolo de / 4H λ= es la que tienen

el menor valor de directividad. Esto a su vez implica que es la configuración con

el diagrama de radiación más omnidireccional. Tal como se comentaba en la

introducción, este es el tipo de diagrama de radiación que debe presentar la

antena debido al entorno en el que va a trabajar.

3.4 IMPEDANCIA DE ENTRADA DE UN DIPOLO BÁSICO

La Figura 3.4.1 muestra la resistencia y la Figura 3.4.2 la reactancia de la

impedancia de entrada de un dipolo en función de su longitud y para diversos

valores en la relación H/a [1].

25

Figura 3.4.1 Resistencia de entrada de un dipolo [1].

Figura 3.4.2 Reactancia de entrada de un dipolo [1].

Para valores bajos en la relación H/a (es decir dipolos anchos), las curvas se

aplanan, sobretodo en lo que refiere a la reactancia. Para la resistencia, la

variación no es tan grande. Mientras más plana sea la curva, más grande será

el ancho de banda en el que la antena tenga un comportamiento similar.

Para el caso concreto de un dipolo con una longitud de brazo de / 4H λ= y una

relación H/a con valores pequeños de a, se obtiene un valor de impedancia de

entrada de:

Ω+= 5,4273 jZ a (3.4.1)

A medida que se va ensanchando el brazo del dipolo, es decir, que

aumentamos el valor de a, la reactancia de la impedancia de entrada disminuye

su valor, tal como muestra la Figura 3.4.2. Este hecho va a contribuir a una

26

buena adaptación de la línea de transmisión con la antena. El dipolo se

alimentará mediante un cable coaxial que presenta una impedancia

característica de 75 Ω, o se conectará a una línea de transmisión con una

impedancia característica de 50 Ω. Estos valores son muy cercanos a los 73 Ω,

parte real que presenta el dipolo, hecho que hace pensar en un buen valor de

adaptación. La impedancia de entrada es un factor que determina la elección de

un dipolo de / 4H λ= ya que nos va a permitir una buena adaptación con la

línea de transmisión.

27

4 . DIPOLO MICROSTRIP

4.1 INTRODUCCIÓN

Habiendo visto los parámetros básicos que rigen el comportamiento del

dipolo, en este capítulo se van a tomar las estructuras vistas en el capítulo

anterior y se van a hacer planas. El dipolo que vamos a utilizar en nuestro

sistema se va a fabricar bajo tecnología microstrip. Este tipo de antenas es muy

popular ya que se puede fabricar mediante procesos fotolitográficos y es de

muy fácil integración con otros dispositivos de microondas. En este capítulo se

va a realizar un estudio de los parámetros de un dipolo fabricado con tecnología

microstrip mediante simulaciones realizadas con la herramienta Momentum de

ADS (Advanced Design System) [7]. En la Figura 4.1.1 se muestra una figura

con los parámetros de interés de un dipolo fabricado bajo tecnología microstrip.

28

W

GAP

H

Figura 4.1.1. Geometría de un dipolo básico con tecnología microstrip.

H se corresponde con la longitud del brazo del dipolo, W con el ancho de este

brazo y el GAP es la distancia entre ambos brazos. A parte de los aspectos

básicos de la geometría como aparecen en la Figura 4.1.1, también existen una

serie de parámetros relacionados con el sustrato que nos van a determinar

aspectos básicos del diseño. El sustrato utilizado es FR4, que tiene una

constante dieléctrica ε = 4,6 y una tangente de pérdidas tanδ = 0,015.

4.2 DEPENDENCIA DE LOS PARÁMETROS DEL DIPOLO CON EL ANCHO DE PISTA.

En este apartado se pretende estudiar la influencia que tiene el ancho del brazo

del dipolo en términos de adaptación y en términos de relación de onda

estacionaria, así como en la impedancia de entrada de la antena. En la Figura

4.2.1 se muestra la dimensión que vamos a variar para comprobar sus efectos.

W

Figura 4.2.1. Descripción del ancho del brazo del dipolo W.

29

Las diferentes simulaciones realizadas en este apartado se han realizado con un

valor de H = 22mm y GAP = 3mm.

Figura 4.2.2 Comparativa en la resistencia de la impedancia de entrada en función de W.

Figura 4.2.3 Comparativa de la reactancia de la impedancia de entrada para diferentes valores de W.

Se puede observar cómo la curva de resistencia de la Figura 4.2.2 se suaviza a

medida que se aumenta el ancho del brazo del dipolo. En este caso, un mayor

ancho de brazo implicará un mayor ancho de banda. Por otro lado, se puede

observa en lo que refiere a la reactancia Figura 4.2.3, como la curva

correspondiente a la configuración con el ancho de brazo mayor, se aleja del

valor nulo provocando pérdidas de adaptación.

30

2.2 2.4 2.6 2.82.0 3.0

-25

-20

-15

-10

-5

-30

0

freq, GHz

dB(b

asic

o_m

ayor

_mom

..S(1

,1))

dB(b

asic

o_m

enor

_mom

..S(1

,1))

dB(b

asic

o_no

min

al_m

om..S

(1,1

))

Comparativa S11 en función del ancho del brazo del dipolo

2mm 5mm 9mm

Figura 4.2.4 Comparativa del parámetro S(1,1) en función de W.

En la Figura 4.2.4 se muestra una comparativa del parámetro S(1,1). Un

pequeño desplazamiento del pico de máxima adaptación hacia frecuencias

menores a medida que incrementamos el ancho del brazo del dipolo. El hecho

de variar el ancho del brazo nos influye directamente en la impedancia de

entrada. Debemos recordar que el ancho de la pista está directamente

relacionado con la impedancia característica de esta línea [3]. Así, al variar la

impedancia característica de la línea estamos variando la impedancia de

entrada del dipolo y a su vez la frecuencia de adaptación de éste. Para un

ancho de brazo menor, el pico de adaptación adopta valores muy negativos

mientras que al aumentar el ancho, el mínimo de adaptación es menor. Así, tal

como se comentaba para la impedancia de entrada del dipolo (capítulo 3.2), un

ancho de brazo de dipolo mayor, implica un mayor ancho de banda pero el

valor de la reactancia provoca pérdidas de adaptación. Para valores de W

menores, el ancho de banda disminuye debido a la pendiente de las curvas de

impedancia, pero tenemos un valor de reactancia prácticamente nulo,

favoreciendo a que no existan pérdidas de adaptación.

31

Comparativa de VSWR en función del ancho del brazo

2.2 2.4 2.6 2.82.0 3.0

2

4

6

8

0

10

freq, GHz

VS

WR

1V

SW

R2

2mm 5mm 9mm

VS

WR

3

Figura 4.2.5 Comparativa del valor de relación de onda estacionaria para diferentes valores de W.

En la Figura 4.2.5 se muestra una comparativa en lo que refiere a la relación de

onda estacionaria para cada una de las configuraciones. En este gráfico se

puede visualizar de una forma más clara los efectos provocados por la variación

del ancho del brazo. Así pues, el ancho de banda en el que se cumple que el

valor de la relación de onda estacionaria está por debajo de 2 es mayor cuanto

mayor es el ancho de brazo del dipolo.

4.3 DEPENDENCIA DE LOS PARÁMETROS DEL DIPOLO CON LONGITUD DE PISTA

En este apartado, nos vamos a centrar en la longitud del brazo del dipolo

H (Figura 4.3.1), y cómo afecta esta longitud a la impedancia de entrada, a la

adaptación del dipolo y a la relación de onda estacionaria de la antena. Los

valores utilizados para las simulaciones se corresponden a W = 5mm y a un

GAP = 3mm.

32

Longitud brazo H

Figura 4.3.1 Descripción de la longitud del brazo del dipolo.

Comparativa real(Zin) en función de la longitud del brazo

2.2 2.4 2.6 2.82.0 3.0

50

100

150

0

200

freq, GHz

real

(Zin

1)re

al(Z

in2)

real

(Zin

3)

19mm 22mm 25mm

Figura 4.3.2 Comparativa de la resistencia de la impedancia de entrada para diferentes valores de H.

Comparativa Im(Zin) en función de la longitud del brazo

2.2 2.4 2.6 2.82.0 3.0

-60

-40

-20

0

20

40

-80

60

freq, GHz

imag

(Zin

1)im

ag(Z

in2)

imag

(Zin

3)

19mm 22mm 25mm

Figura 4.3.3 Comparativa de la reactancia de la impedancia de entrada para diferentes valores de H.

33

En lo que refiere a la parte real de la impedancia de entrada representada en la

Figura 4.3.2 se observa que en el rango de frecuencias de 2 GHz a 3 GHz, la

línea que se corresponde con la longitud menor es la que está más suavizada,

hecho que favorece al aumento del ancho de banda. Por otro lado, se puede

ver cómo para una longitud de 22mm, la parte real de la impedancia a una

frecuencia de 2,4 GHz es de aproximadamente 50 Ω. La configuración con una

longitud de 22mm es la que presentará menores pérdidas de adaptación ya que

es la que tiene un valor de reactancia más próximo a 0, a una frecuencia de 2,4

GHz tal y como se ve en la Figura 4.3.3.

2.2 2.4 2.6 2.82.0 3.0

-25

-20

-15

-10

-5

-30

0

freq, GHz

dB(b

asic

o_m

ayor

_mom

..S(1

,1))

dB(b

asic

o_m

enor

_mom

..S(1

,1))

dB(b

asic

o_no

min

al_m

om..S

(1,1

))

Comparativa S11 en función de la longitud del brazo del dipo

19mm 22mm 25mm

Figura 4.3.4 Comparativa del parámetro S(1,1) en función de H.

Como se puede ver en la Figura 4.3.4 la frecuencia de máxima adaptación varía

con la longitud del brazo del dipolo. A medida que aumentamos la longitud del

brazo del dipolo, la frecuencia de adaptación de la señal disminuye y viceversa.

Las curvas correspondientes a la Figura 4.3.2 adoptan un valor de 50Ω para

cada una de las configuraciones a una frecuencia de 2,1 GHz, 2,4 GHz y 2,7

GHz aproximadamente. Estos valores se ven reflejados en la Figura 4.3.4 en las

34

frecuencias de mínimos de adaptación. En lo que refiere al valor de adaptación,

apenas existe variación ya que el ancho del brazo del dipolo con el que se han

realizado las simulaciones es constante.

Comparativa de VSWR en función de la longitud del brazo

2.2 2.4 2.6 2.82.0 3.0

2

4

6

8

10

12

0

14

freq, GHz

VS

WR

1

VS

WR

2V

SW

R3

19mm 22mm 25mm

Figura 4.3.5 Comparativa del valor de relación de onda estacionaria para diferentes valores de H.

En la comparativa mostrada en la Figura 4.3.5 se puede visualizar el ancho de

banda en el que el valor de VSWR está por debajo de 2. A la vista de las

diferentes comparativas, el valor óptimo para nuestro diseño es una longitud de

ya que a la frecuencia de 2,4 GHz conseguimos un valor de

adaptación por debajo de -10 dB tal y como se ha especificado a lo largo de la

memoria. Estos resultados también dependen del ancho de brazo escogido

aunque en menor medida. Con estos resultados, posteriormente se podrán

realizar los cambios necesarios con el fin de ajustar la respuesta del dipolo a la

frecuencia de trabajo deseada.

mmH 22=

35

4.4 DEPENDENCIA DE LOS PARÁMETROS DEL DIPOLO CON LA SEPARACIÓN ENTRE BRAZOS.

Por último, se ha realizado el estudio de cómo afecta la distancia entre los

brazos del dipolo a la respuesta de éste. El parámetro a variar queda

determinado en la Figura 4.4.1. Los valores para los demás parámetros se han

fijado en H = 22mm y W = 5mm.

GAP

Figura 4.4.1 Descripción del GAP del dipolo básico.

Comparativa real(Zin) en función del ancho del braz

2.2 2.4 2.6 2.82.0 3.0

40

60

80

100

120

140

20

160

freq, GHz

real

(Zin

1)re

al(Z

in2)

real

(Zin

3)

1,5mm 3,0mm 4,5mm

Figura 4.4.2 Comparativa para la resistencia de la impedancia de entrada en función del GAP.

36

Comparativa Im(Zin) en función del ancho del brazo

2.2 2.4 2.6 2.82.0 3.0

-40

-20

0

20

40

-60

60

freq, GHz

imag

(Zin

1)im

ag(Z

in2)

imag

(Zin

3)

1,5mm 3,0mm 4,5mm

Figura 4.4.3 Comparativa de la reactancia de la impedancia de entrada en función del GAP.

1,5mm 3,0mm 4,5mm

Figura 4.4.4 Comparativa del parámetro S(1,1) en función del GAP.

En la Figura 4.4.2 se observa cómo la parte real de la impedancia apenas varía

para cada una de las configuraciones mientras que la reactancia aumenta de

valor a medida que aumentamos la distancia entre brazos, tal como se ve en la

Figura 4.4.3. En lo que refiere a la reactancia también se observa que el paso

por 0 se produce, para la configuración con el GAP más elevado, a una

frecuencia inferior a 2,4 GHz, provocando así una variación en la frecuencia de

adaptación. Por otro lado también es interesante ver que para un valor menor

37

de GAP, la curva de la reactancia tiene una pendiente menor que para el resto

de configuraciones, esto indica que el ancho de banda en términos de

adaptación será mayor.

En referencia a los resultados obtenidos en la simulación representada en la

Figura 4.4.4 se pueden sacar varias conclusiones. Se observa el desplazamiento

a frecuencias inferiores que origina el aumento del GAP. Tal como se

comentaba en la comparativa de la impedancia de entrada de la Figura 4.4.3,

este desplazamiento se refleja en el paso por 0 en las curvas de reactancia. En

términos de ancho de banda, vemos que las curvas de reactancia se van

suavizando a medida que disminuimos el valor del GAP. Así, el ancho de banda

será mayor para la configuración con el valor de GAP menor.

1,5mm 3,0mm 4,5mm

Figura 4.4.5 Comparativa de la relación de onda estacionaria en función del GAP.

En la Figura 4.4.5 se muestra la comparativa para la relación de onda

estacionaria, en ella se puede ver que las variaciones son pequeñas entre las

diferentes configuraciones. Se puede observar de todas maneras que para un

GAP menor, la relación de onda estacionaria no aumenta de forma tan

acentuada como para las otras configuraciones a partir de 2,4 GHz.

38

A la vista de los resultados que se han ido generando en las diferentes

simulaciones y teniendo en cuenta las especificaciones del diseño (adaptación <

-10 dB, valor de relación de onda estacionaria < 2), se ha decido una geometría

para el dipolo de 22H mm= , 5W mm= y un 3GAP mm= .

39

5 . ALIMENTACIÓN DEL DIPOLO

5.1 INTRODUCCIÓN

En el capítulo anterior, nos hemos preocupado de cómo adaptar la

impedancia de la antena a la de la línea o el generador, pero un problema

también muy importante es cómo pasar de una línea que está equilibrada a una

no equilibrada. Una línea equilibrada es aquella en la que los dos conductores

que la forman se encuentran al mismo potencial pero con signo cambiado

respecto a masa, como ocurre en la línea bifilar. Una línea no equilibrada es la

que tiene los dos conductores a distinto potencial, por ejemplo uno de ellos

conectado a masa, situación que se da en los cables coaxiales. En la Figura

5.1.1 se muestra el esquema del conector que se va a utilizar en este proyecto

mostrando los diferentes terminales.

40

Figura 5.1.1 Esquema de un conector SMA.

Cuando se conecta un dipolo (línea equilibrada) a un conector de naturaleza

coaxial (línea no equilibrada) se da la situación representada en la Figura 5.1.2,

en la que se puede apreciar una diferencia de corrientes en los brazos del

dipolo debido a la naturaleza asimétrica de la alimentación. Según el esquema

de la Figura 5.1.2 vemos como uno de los brazos del dipolo está conectado al

plano de masa directamente mientras que el otro queda conectado al conductor

central. Se puede apreciar que el camino de las corrientes para cada uno de los

brazos del dipolo ahora ya no es el mismo, haciendo que no circule la misma

corriente por cada brazo. Este desequilibrio en las corrientes afecta

negativamente sobre el diagrama de radiación del dipolo y la impedancia de

entrada.

Figura 5.1.2 Diferencia de corrientes debidas a la naturaleza

asimétrica de la alimentación. [1]

41

Para corregir este desequilibrio en los brazos del dipolo se utiliza un

simetrizador o red balun (Balanced to unbalanced transformer). La complejidad

de la red balun es que no existe ninguna técnica que permita el diseño directo

de ésta. El objetivo de la red es hacer que el camino de las corrientes hacia

ambos brazos del dipolo sea el mismo y conseguir así la simetría buscada.

Figura 5.1.3 Simetrización mediante estructura Balun [1].

Figura 5.1.4 Simetrización mediante estructura Balun [1].

La Figura 5.1.3 y Figura 5.1.4 muestran una manera de hacer que los caminos

que seguirá la corriente hacia ambos brazos del dipolo sean iguales. Se podría

ubicar la fuente justo entre ambos dipolos y cortocircuitar uno de ellos con la

fuente para balancear las corrientes como se muestra en la Figura 5.1.3, pero

esto cancelaría cualquier tipo de radiación de la antena. Es por lo que esta

conexión, en lugar de hacerla en los brazos del dipolo se hace a una distancia

de / 4λ , para la cual no existe problema de variación de la impedancia de

entrada a causa de las corrientes en la línea. De la misma manera se puede

observar cómo en la Figura 5.1.4 (izquierda) el coaxial se ha dividido en dos

42

aunque el conductor central sólo pasa por uno de ellos. En ésta se observa un

cortocircuito a una distancia de / 4λ de los brazos del dipolo. Este cortocircuito

se va a comportar como un circuito abierto a la altura de la conexión del dipolo

con el coaxial, evitando así corrientes parásitas por la malla del coaxial hacia la

fuente (corrientes que provocan el no balanceo). Ya que es muy difícil

encontrar un coaxial con una configuración como la que aparece en la Figura

5.1.4 (derecha) en forma de U, se puede llevar a cabo la simplificación

propuesta en la Figura 5.1.4 (izquierda) [1].

Estas configuraciones se refieren a redes balun a partir de coaxiales. En nuestro

diseño, de la misma manera que con el dipolo, las vamos a pasar a tecnología

planar.

5.2 BALUN CON MICROSTRIP

En el artículo que se ha tomado como referencia para la realización de

este proyecto [4] encontramos la implementación del balun que se ha descrito

en el apartado 5.1 bajo la tecnología microstrip. En este artículo se propone un

via-hole para la realización del cortocircuito del generador con el brazo del

dipolo, pero también se va a estudiar otra configuración propuesta en [5] en el

siguiente apartado.

Para la configuración en microstrip se tiene que tener en cuenta que la longitud

de la línea ahora es de valor efλ /4, así como la ranura o slot. Ahora la longitud

de onda ha variado respecto a la línea coaxial. La línea de transmisión está

dispuesta sobre un sustrato (plano de masa). Debido a esto, la constante

dieléctrica del medio ε ya no tiene un valor igual a 1 (ε del aire). Ahora la ε

tiene un valor medio entre la ε del aire y la ε del sustrato y se denomina

constante dieléctrica efectiva fε . Así la longitud de onda de esta manera cumple

la relación:

43

0ef

f

cf

λε

= (5.2.1)

Mediante la herramienta Linecalc de ADS podemos determinar el valor de la

constante dieléctrica efectiva. Ésta toma un valor de 85.2=efε . Con la misma

herramienta se puede determinar el ancho de las pistas para conseguir una

impedancia de 50 Ω. Éste valor resulta mmW 3= . El plano de masa tiene un

ancho de 5mm ya tiene que ser más ancho que la línea de . De esta

manera y con la configuración que tenemos el GAP que resulta es de 3mm tal

como se había comentado en el apartado 4.4.

mmW 3=

De la misma manera que sucedía para una red balun formada a partir de un

coaxial, ahora se ha sustituido este cable coaxial por una línea de transmisión

de impedancia característica 50 Ω. En lugar de ubicar la fuente de alimentación

en la misma disposición que la vista en la Figura 5.1.3, se ha ubicado a una

distancia de efλ /4. Igualmente, la ranura o slot de longitud efλ /4 evita la

circulación de corrientes parásitas a lo largo de la línea de alimentación de la

red balun.

5.3 CONFIGURACIONES POSIBLES PARA EL DISEÑO DEL BALUN

El hecho de diseñar el balun utilizando tecnología microstrip abre las

puertas a posibles soluciones de diseño. Así, como se comentaba en el

apartado anterior, el artículo [4] propone un via hole como solución para crear

el cortocircuito hacia el brazo del dipolo. El via-hole es una unión entre la red

balun y el dipolo realizada mediante una metalización cilíndrica que atraviesa la

placa PCB. Así, esta configuración se muestra en la Figura 5.3.1.

44

Figura 5.3.1 Estructura de red balun mediante via-hole.

La finalidad de ubicar el via-hole sobre este brazo es la de crear un cortocircuito

físico en la placa, de manera que el camino que debe recorrer la corriente para

llegar a ambos brazos del dipolo sea el mismo. Debido a que ahora existe una

alimentación simétrica en los brazos del dipolo, la densidad de corriente

circulando por cada uno de ellos debe ser la misma.

Línea efλ /4

Figura 5.3.2 Estructura de red balun mediante via-hole.

Otra posibilidad de implementar el balun será sustituir el vía hole por una línea

de longitud efλ /4 que creará un cortocircuito virtual [5] tal y como muestra la

45

Figura 5.3.2. La teoría sobre líneas de transmisión sostiene que una línea de

efλ /4 actúa como inversor de impedancias. Esto implica que una línea acabada

en circuito abierto, provoca un cortocircuito virtual en su inicio, así, en el lugar

físico donde teníamos un via-hole (en el anterior diseño) ahora tendremos un

cortocircuito virtual. El cortocircuito virtual provocará que en el brazo del dipolo

haya circulación de corrientes haciendo que el camino para ambos brazos del

dipolo sea el mismo y la densidad de corriente en los brazos sea simétrica.

Tal como dice [5] se puede ajustar la frecuencia de máxima adaptación

mediante la variación de la línea de efλ /4. Esto nos proporciona un grado de

libertad que no encontramos con la red balun mediante via-hole.

En la Figura 5.3.3 se muestra una comparativa para diferentes longitudes de la

línea con la que se implementa el cortocircuito virtual para ver como varía la

adaptación para cada una de ellas. La simulación se ha realizado a partir de un

dipolo con H = 22mm, W = 5mm y un GAP = 3mm.

2.2 2.4 2.6 2.82.0 3.0

-25

-20

-15

-10

-5

-30

0

Frequency

Mag

. [dB

]

S11

10mm 14mm 12mm

Figura 5.3.3 Comparativa del parámetro S(1,1) para diferentes longitudes en la red balun.

46

En la Figura 5.3.3 se observa que a medida que disminuimos el valor de la

línea, la frecuencia de adaptación también disminuye. De la misma manera el

hecho de disminuir esta longitud implica una disminución del valor de

adaptación. También se observa que a pesar de que el valor de adaptación

toma valores menos negativos, en el rango de frecuencias que está por encima

de los 2,4 GHz, la curva de adaptación se desplaza a valores más negativos. En

lo que refiere al ancho de banda, éste disminuye (en el margen inferior de

frecuencias) a medida que disminuimos la longitud de la línea. En este caso, se

ha tomado el valor de 12mm para el diseño ya que por un lado, presenta un

pico de adaptación a 2,4 GHz y por otro lado mantiene un ancho de banda por

encima de la especificación. Hay que tener en cuenta que para este valor de

longitud tenemos que llegar a un compromiso entre ancho de banda y valor de

adaptación.

47

6 . DIVERSIDAD EN POLARIZACIÓN

6.1 INTRODUCCIÓN

El objetivo del diseño realizado no ha sido otro que aportar diversidad en

polarización para poder paliar los efectos no deseados sobre la señal

transmitida en un entorno indoor. Una vez que se ha estudiado el dipolo básico

y se ha incluido la red balun, se buscará la solución a la variación de la

polarización de la señal recibida. Ya que para conseguir dicha diversidad se

utilizarán dos dipolos, se comentarán aspectos que puedan afectar a esta

configuración como el cross-talk2 y los efectos que puede provocar un plano de

masa.

6.2 FACTOR DE PÉRDIDAS DE POLARIZACIÓN

En general, la polarización de la antena en modo de recepción, no será la

misma que la polarización de la onda incidente. Si asumimos que el vector

campo eléctrico de la onda incidente es:

48

iwi EE ρ̂=r

(6.2.1)

donde wρ̂ es el vector unitario de la onda incidente y la polarización del campo

eléctrico para la antena se puede escribir como:

aaa EE ρ̂=r

(6.2.2)

y aquí aρ̂ es el vector unitario de polarización de la antena, podemos definir

pérdidas de polarización PLF (Polarization loss factor) como [2]:

22 cosˆ·ˆ piaPLF Ψ== ρρ (6.2.3)

donde es el ángulo formado entre ambos vectores tal como se muestra en

la

pΨ

Figura 6.2.1:

Figura 6.2.1 Vectores unitarios de polarización. [2]

Si es igual a 0, no existirán pérdidas de polarización tal y como se muestra

en la

pΨ

Figura 6.2.2, mientras que si pΨ es igual a 90º la transmisión de potencia

será nula.

49

Figura 6.2.2 Factor de pérdidas de polarización [2].

6.3 PROPUESTA CON DOS DIPOLOS

Para conseguir diversidad en polarización se incluye un segundo dipolo

ortogonal al primero, tal y como se muestra en la Figura 6.3.1

Figura 6.3.1 Configuración con dos dipolos dispuestos ortogonalmente.

50

La idea de tener un dipolo dispuesto ortogonal al otro no es más que

contrarrestar el peor caso en términos de transmisión de potencia referido al

factor de pérdidas de polarización. Este caso se produce cuando la polarización

de la onda incidente es ortogonal a la polarización de la antena.

6.3.1 EFECTOS DEL PLANO DE MASA

El objetivo de este apartado es ver cómo afecta el plano de masa al dipolo

básico. En la configuración mostrada en la Figura 6.3.1 vemos el plano de masa

que contendrá el circuito de conmutación que más adelante se estudiará. El

hecho de tener un plano de masa afecta a la respuesta del dipolo. En la Figura

6.3.2 se muestra cada una de las configuraciones sobre las cuales se va a

realizar la comparativa para el estudio de estos efectos. Tener una línea de

alimentación con una longitud mayor para la configuración con plano de masa

no afectará al módulo del parámetro S(1,1) ya que tan sólo provocará un

cambio de fase.

Figura 6.3.2 Dipolo básico con red balun con plano de masa (izquierda) y sin plano de masa (derecha).

Dimensiones del dipolo: H=22mm, W=5mm y GAP=3mm. Plano de masa 33x33mm.

51

Con plano de masa. Sin plano de masa.

Figura 6.3.3 Comparativa en el parámetro S(1,1) entre un dipolo con plano de masa y sin plano de masa.

En la Figura 6.3.3 se puede ver la respuesta para ambas configuraciones. La

frecuencia de adaptación no ha variado y se mantiene en 2,4 GHz. Se puede

observar que lo que sí varía es el ancho de banda en el que se cumple la

especificación de tener una adaptación por debajo de -10 dB. Entonces

podemos que el plano de masa reduce el ancho de banda en la respuesta del

dipolo básico.

Teniendo en cuenta cómo afecta el hecho de tener un plano de masa, se ha

realizado un estudio para saber si las dimensiones de éste tienen efectos sobre

la respuesta del dipolo. Para ello se ha realizado una comparativa entre el plano

de masa utilizado en la Figura 6.3.2 cuyas dimensiones son 33x33mm y un

plano de masa más ancho, tal como se muestra en la Figura 6.3.4, de

dimensiones 44x33mm.

52

Figura 6.3.4 Dipolos básicos con red balun y planos de masa diferentes.

2.2 2.4 2.6 2.82.0 3.0

-25

-20

-15

-10

-5

-30

0

Frequency

Mag

. [dB

]

S11

Plano de masa de 33x33mm. Plano de masa de 44X33mm.

Figura 6.3.5 Comparativa del parámetro S(1,1) para planos de masa de dimensiones diferentes.

53

El resultado observado en la comparativa de la Figura 6.3.5 indica que el hecho

de hacer más grande el ancho del plano de masa afecta sobre el ancho de

banda por un lado, y por otro lado y de forma más notoria, sobre el valor de

máxima adaptación. Así, a medida que aumentamos el tamaño del plano de

masa, el ancho de banda para el que la adaptación está por debajo de -10 dB

ha disminuido muy sensiblemente. De la misma manera, un aumento en la

dimensión del ancho del plano de masa hace disminuir el valor de máxima

adaptación del dipolo. A pesar de estos efectos, se ha podido comprobar como

a lo largo del estudio realizado sobre el tamaño del plano de masa, la

frecuencia de adaptación no ha sufrido variaciones importantes y en todo

momento se ha mantenido en 2,4 GHz.

Por último, se ha comprobado si realmente el hecho de ubicar el segundo

dipolo según la Figura 6.3.1 también tiene efectos sobre la respuesta de la

configuración con un solo dipolo. Realizando la simulación sobre la

configuración de la Figura 6.3.6 en la que están presentes ambos dipolos y

comparándola con la configuración de la Figura 6.3.2 en la que tenemos un solo

dipolo obtenemos el resultado que se observa en la Figura 6.3.7. La frecuencia

de adaptación se ha desplazado unos 30 MHz situándose en torno a los 2,43

GHz. De alguna manera, el hecho de incluir el segundo dipolo es semejante al

hecho de haber aumentado el plano de masa. Para la consecución de las

especificaciones de la antena, este pequeño desplazamiento se va a considerar

despreciable ya que el ancho de banda en el que se cumplen las

especificaciones de adaptación es mucho mayor.

54

Figura 6.3.6 Configuración con uno y dos dipolos.

2.2 2.4 2.6 2.82.0 3.0

-25

-20

-15

-10

-5

-30

0

Frequency

Mag

. [dB

]

S11

Configuración con 1 dipolo. Configuración con 2 dipolos.

Figura 6.3.7 Comparativa del parámetro S(1,1) para una configuración con 1 dipolo y una configuración con 2 dipolos.

55

6.3.2 CROSS TALK

Tal como se muestra en la Figura 6.3.8 el hecho de tener una pista cerca de la

otra puede inducir campos eléctricos que provoquen un acoplamiento entre

ambos dipolos, y con ello perdamos la adaptación por un cambio en la

impedancia de entrada del dipolo. Este efecto se denomina cross-talk y da una

idea de la influencia de una antena sobre la otra. Para poder observar los

efectos que se pueden producir, se ha realizado una simulación en la que se ha

comparado la adaptación para la configuración mostrada en la Figura 6.3.8 y la

respuesta para la configuración de dos dipolos mostrada en la Figura 6.3.6. La

simulación ha sido realizada fijando un espacio entre pista y pista de 0,5mm

que como posteriormente se comentará corresponde con el espacio que el

diodo PIN ofrecerá debido a las dimensiones de su encapsulado.

Figura 6.3.8 Configuración para efecto Cross-talk.

56

2.2 2.4 2.6 2.82.0 3.0

-25

-20

-15

-10

-30

-5

Frequency

Mag

. [dB

]S11

Configuración con Cross-talk. Configuración sin Cross-talk.

Figura 6.3.9 Comparativa parámetro S(1,1) para efecto Cross-talk.

En la Figura 6.3.9 se muestra una comparativa para la configuración con

alimentación directa a uno de los dipolos y la configuración que contempla la

línea de alimentación al segundo dipolo. El resultado de la simulación indica que

el efecto de cross-talk que se pueda dar por la disposición de las líneas de

alimentación en el circuito no va a afectar de manera considerable a la

respuesta del dipolo. Se puede observar cómo el hecho de tener una línea de

transmisión cerca de la línea de alimentación ha provocado una disminución del

valor de adaptación. La frecuencia de adaptación sigue estando en torno a los

2,43 GHz de la misma manera que ocurría en la Figura 6.3.7 para la

configuración con dos dipolos. De esta manera, no se tendrá que proponer una

solución de diseño que evite los efectos de cross-talk.

57

6.3.3 SIMETRÍA EN LA LÍNEA DE ALIMENTACIÓN

En la Figura 6.3.8 se puede observar que la línea de alimentación tiene forma

de Y. Se podría haber diseñado con una forma diferente tal como un ángulo

recto o cualquier otra. La razón de ser de esta configuración no es otra que

intentar simetrizar la disposición de las líneas en el circuito de conmutación.

Esta simetría en las líneas de alimentación nos asegura que la respuesta para el

dipolo vertical y el dipolo horizontal va a ser muy similar. Se ha realizado una

comparativa del parámetro de adaptación S(1,1) para comprobar que,

efectivamente, la respuesta para ambos dipolos no va a diferir excesivamente.

La comparativa se ha realizado dejando ahora en circuito abierto la línea que

alimenta el dipolo vertical y cortocircuitando la línea que alimenta el dipolo

horizontal. El propósito del diseño, también radica en que el comportamiento de

los dos dipolos sea similar para que no existan diferencias a la hora de la

recepción de la señal.

2.2 2.4 2.6 2.82.0 3.0

-20

-15

-10

-25

-5

Frequency

Mag

. [dB

]

S11

Dipolo vertical. Dipolo horizontal.

Figura 6.3.10 Comparación entre la respuesta del dipolo vertical y horizontal.

58

En la Figura 6.3.10 se muestra la comparación en la respuesta del dipolo

vertical y horizontal, y se puede observar que las curvas de adaptación de los

dipolos vertical y horizontal y vertical no son exactamente iguales. La diferencia

más importante la encontramos en la frecuencia de adaptación. Se puede

observar que el dipolo horizontal se ha desplazado ligeramente a valores

inferiores a 2,4 GHz. Esta desviación puede ser debida a la simetrización de las

líneas de alimentación. A pesar de haberlas diseñado en forma de Y, existe un

trozo de línea de transmisión vertical donde se ubicará el conector de RF para

la entrada de la señal. Es este trozo de línea hace que la estructura no sea

simétrica completamente. De todas maneras, a pesar de tener una desviación

en términos de frecuencia de adaptación, ambos dipolos tienen un ancho de

banda similar en el que la adaptación tiene un valor menor a -10 dB. Viendo los

resultados obtenidos a lo largo de este apartado, podemos validar el diseño

para las líneas de alimentación, sabiendo que a pesar de que exista variabilidad

entre ambos dipolos, en ambos casos se cumplen las especificaciones.

6.4 CIRCUITO DE CONMUTACIÓN:

DC_BlockDC_Block1

TermTerm1

Z=50 OhmNum=1

MLINTL1

L=17.74 mmW=0.37 mmSubst="MSub1"

CC1C=1.0 pF

V_DCSRC1Vdc=1.0 V

VIAGNDV3

W=25.0 milRho=1.0T=0.15 milD=15.0 milSubst="MSub1"

dipolo_red_via_def_mas2dipolo_red_via_def_2

ModelType=MWOPT1=17 mm n



VIAGNDV2


RR2R=470 Ohm

LL2

R=L=1.5 nH R

R1R=470 Ohm

LL1

R=L=1.5 nH

PINPIN1

Cg=0.1 nFCb=0.1 nFLs=1.0 nHRs=0.01 OhmRj=0.01 OhmCj=0.1 nF

VIAGNDV1


PINPIN2


Figura 6.4.1 Esquemático del circuito de conmutación.

59

En este apartado se ofrece una visión de los diferentes elementos que van a

formar el circuito de conmutación de la Figura 6.4.1, que tiene la función de

activar el dipolo por el que se recibe la señal con mayor potencia.

6.4.1 DIODO PIN: Este es el elemento que debido a sus propiedades va a tener la función de

hacer de conmutador entre ambos dipolos. Dependiendo del valor de la señal

continua inyectada al circuito (si el valor de la señal continua es mayor o menor

que 0), el diodo estará activado o no. Los diodos PIN se utilizan en frecuencias

de microondas, es decir, frecuencias que exceden de 1 GHz, puesto que incluso

en estas frecuencias el diodo tiene una impedancia muy alta cuando está

inversamente polarizado y muy baja cuando esta polarizado en sentido directo.

Además, las tensiones de ruptura están comprendidas en el margen de 100 a

1000 V. Por lo tanto, a diferencia de los diodos PN o Schottky, el diodo PIN

tiene una capacidad inversa que es aproximadamente constante, independiente

de la polarización.

El diodo utilizado para el diseño final es el HSMP3892. A continuación se

presenta el modelo equivalente de éste sin tener en cuenta el encapsulado:

Figura 6.4.2 Modelo equivalente del diodo HSMP3892.

En la siguiente figura se muestran las capacidades e inductancias parásitas

debidas al encapsulado (SOT-23/143) del diodo y que se tendrán que tener

60

muy en cuenta ya que van a afectar a los parámetros básicos de la antena de

una forma muy importante:

Figura 6.4.3 Modelo del encapsulado SOT-23/143 para el diodo HSMP3892

Figura 6.4.4 Tabla de valores de las capacidades e inductancias parásitas del encapsulado del diodo.

El diodo es el elemento que ha influido de manera más notoria en parámetros

como la frecuencia de máxima adaptación del dipolo, impedancia de entrada de

éste y directamente relacionado con ellos, la relación de onda estacionaria. Una

vez comentados todos los elementos que componen el circuito se ofrecerá un

estudio de los efectos del diodo sobre la respuesta del dipolo.

6.4.2 DC FEED:

El Dc Feed es un elemento incluido en el diseño con la finalidad de alimentar al

diodo con una señal continua y bloquear la señal de RF que pudiera desviarse

61

por esta rama. Es un elemento que se forma a partir de dos líneas de

transmisión, una a alta impedancia y otra a baja impedancia emulando el

comportamiento de una bobina y un condensador respectivamente. En un

primer momento, se decidió incluir un sector semicircular que tiene los mismos

efectos que una línea de baja impedancia pero el ancho de banda que

proporciona es mayor. Finalmente, este sector semicircular se ha sustituido por

un condensador ya que las dimensiones que debía tener implicaban un plano de

masa excesivamente grande, provocando efectos importantes sobre la

adaptación del dipolo. El condensador va a tener un ancho de banda más

pequeño pero sus dimensiones van a favorecer a tener un plano de masa de

dimensiones reducidas.

MLINTL1


CC1C=47.0 pF

V_DCSRC1Vdc=5.0 V

VIAGNDV1


Línea de alta impedancia de longitud efλ /4

Figura 6.4.5 Dc Feed.

Tal y como se puede ver en la Figura 6.4.5, el Dc Feed se ha formado a partir

de un condensador de 47 pF y una línea de alta impedancia de longitud efλ /4.

El funcionamiento de este elemento es el siguiente. Cuando entra señal de RF

en el circuito por el conector SMA, el condensador se comporta como un

cortocircuito. Esto implica que a una distancia de efλ /4 se va a crear un circuito

abierto virtual, de manera que la señal de RF no va a circular hacia la

alimentación de continua. Para la alimentación de continua ocurre el caso

inverso, el condensador se comporta como un circuito abierto, de manera que

la señal de continua se va a ir hacia la red de polarización de los diodos. La

62

función básica del Dc Feed es imposibilitar la entrada de señal de RF hacia la

línea de alimentación de continua, haciendo que toda la señal de RF circule

hacia el dipolo y al mismo tiempo proveer señal continua para la polarización de

los diodos.

6.4.3 DC BLOCK:

El Dc Block es el elemento que bloquea la señal continua. Es una estructura que

tiene el mismo comportamiento que el de un condensador, comportándose

como un circuito abierto ante el paso de corriente continua. De esta manera, se

protege a la fuente de RF de paso de corrientes continuas hacia ella. El DC

block se comporta como un cortocircuito en RF, haciendo que esta señal circule

hacia el diodo.

6.4.4 RED DE POLARIZACIÓN DE LOS DIODOS Esta red de polarización está formada por un lado por una resistencia de valor

nominal 470 Ω y por otro lado por una bobina de valor nominal 1,5 nH. El valor

de la resistencia se ha tomado teniendo en cuenta la intensidad que circulará

por el diodo cuando éste se encuentre polarizado en directa. Así, para una

alimentación de y una V5 mAI 10= obtenemos un valor de resistencia de

polarización de 470 Ω. La bobina ante una señal continua se comporta como un

cortocircuito, favoreciendo así la polarización del diodo, mientras que para RF

se comporta como un circuito abierto, de esta manera se asegura que la señal

de RF no va a circular por esta rama. Hay que tener en cuenta que la

resistencia está conectada a un via-hole hacia el plano de masa, por ello se

incluye una bobina que no deje circular señal de RF. De esta manera, estamos

asegurando que la señal de RF no va a derivar a masa.

63

RR3R=470 Ohm

LL3

R=L=1.5 nH

VIAGNDV4


Figura 6.4.6 Red de polarización del diodo.

6.5 COMPORTAMIENTO GENERAL DEL CIRCUITO DE CONMUTACIÓN.

El circuito funciona de la siguiente manera. Existen dos tipos de

alimentaciones. Por un lado la señal de RF, señal que va a captar la antena, y

por otro lado, alimentación de señal continua para la polarización de los diodos.

Tal y como se ha comentado, el Dc Feed va a ser el elemento que va a

proteger la deriva de señal de RF por la línea de alimentación de señal

continua. La misma función tiene el Dc Block en lo que refiere a las derivas de

señal continua hacia la alimentación de RF. El circuito se alimenta con señal

continua de ±5v para polarizar cada uno de los dos diodos de que consta el

circuito. Cuando la señal continua es de +5V, uno de los diodos se polarizará en

directa mientras que el otro se polarizará en inversa, creando un circuito abierto

e imposibilitando la circulación de señal de RF hacia este dipolo. Sucederá a la

inversa cuando la señal continua sea de -5V, el diodo se polarizará en directa

para el diodo vertical y se polarizará en inversa para el diodo horizontal,

cediendo todo el paso de señal de RF hacia el dipolo vertical.

64

DC_BlockDC_Block1

TermTerm1

Z=50 OhmNum=1

MLINTL1


CC1C=1.0 pF

V_DCSRC1Vdc=1.0 V

VIAGNDV3






VIAGNDV2


RR2R=470 Ohm

LL2

R=L=1.5 nH R

R1R=470 Ohm

LL1

R=L=1.5 nH

PINPIN1


VIAGNDV1


PINPIN2


RF Continua +5 v Continua - 5 v

Figura 6.5.1 Dirección de las señales de RF y Continua en el circuito de conmutación.

6.6 PÉRDIDAS DE ADAPTACIÓN Y REDISEÑO DE LA ANTENA

En este apartado se van a mostrar los elementos que a lo largo del diseño

de la antena han variado debido a los efectos que provocan sobre la respuesta

del dipolo. El elemento que más negativamente afecta a la respuesta del dipolo

ha sido el diodo. Debido a que su modelo circuital es una resistencia con una

bobina en serie, se ha tenido que diseñar una red de adaptación para este

elemento en particular. Cabe destacar que todos los elementos incluidos en el

circuito de conmutación para realizar la simulación son ideales y para este

esquemático no se han tenido en cuenta las líneas de transmisión que existen

entre cada uno de los componentes.

65

S_ParamSP1

Step=10 MHzStop=3 GHzStart=2.0 GHz

S-PARAMETERS

LL2

R=L=1.7 nH

RR2R=0.8 Ohm

V_DCSRC3Vdc=5 V

S1PSNP1File="dipolo_vertical2_mom.ds"

1

Ref

TermTerm1

Z=50 OhmNum=1

DC_FeedDC_Feed1

DC_BlockDC_Block2

LL1

R=L=1.0 nH

RR1R=470 Ohm

CC1C=75 pF

Diodo

Figura 6.6.1 Esquemático reducido del circuito de conmutación para uno de los dipolos.

Respuesta circuito conmutación. Dipolo básico con red balun.

Figura 6.6.2 Comparativa del parámetro S(1,1) para el dipolo básico y la respuesta añadiendo el circuito de conmutación.

66

En la Figura 6.6.2 se muestra una comparativa del parámetro S(1,1) para el

dipolo básico con la red balun y la respuesta después de realizar la simulación

añadiendo el circuito de conmutación mostrado en la Figura 6.6.1.

Se puede observar cómo los efectos causados por el diodo hacen que, a pesar

de cumplir la especificación de tener un valor de adaptación menor que -10 dB

a 2,4 GHz, tanto el ancho de banda como el valor de adaptación se hayan

deteriorado. Debido a este deterioro, se ha diseñado una red de adaptación

para el diodo. La red de adaptación consiste por una parte en un stub en

paralelo que ha sido fabricado con una línea de alta impedancia. Esta línea de

alta impedancia va a adaptar la parte real de la impedancia del diodo. Por otro

lado, se ha incorporado un stub de alta impedancia en serie con el diodo, con la

finalidad de adaptar la parte imaginaria de la impedancia. De esta manera, el

diodo no va a causar efectos sobre la respuesta del dipolo.

En la. Figura 6.6.3 se muestra la carta de Smith correspondiente al circuito de

conmutación sin estar conectado al dipolo una vez que se ha añadido la red de

adaptación. Se puede ver cómo la impedancia, para una frecuencia de 2,4 GHz,

tiene una parte imaginaria prácticamente nula y una parte real muy cercana a

los 50Ω. El diseño de esta red de adaptación nos garantiza que cuando se

conecte el circuito de conmutación al dipolo básico, la respuesta de éste no va

a variar considerablemente, sobretodo en términos de frecuencia de

adaptación. La impedancia mostrada en la Figura 6.6.3 está normalizada a 50Ω.

En la Figura 6.6.4 se muestra la comparativa del parámetro S(1,1) entre la

respuesta del dipolo básico y la respuesta de este dipolo una vez conectado al

circuito de conmutación mostrado en la Figura 6.6.5.

67

freq (1.500GHz to 3.500GHz)

S(1,

1) m1

m1freq=S(1,1)=0.033 / -118.835impedance = Z0 * (0.967 - j0.056)

2.400GHz

Figura 6.6.3 Carta de Smith correpondiente a la respuesta del circuito de conmutación.

Respuesta dipolo básico. Respuesta con diodo adaptado.

Figura 6.6.4 Comparativa del parámetro S(1,1) entre la respuesta del dipolo básico y la respuesta del circuito de conmutación con el diodo adaptado.

68

S_ParamSP1

Step=10 MHzStop=3.5 GHzStart=1.5 GHz

S-PARAMETERS

MSUBMSub1

Rough=0 milTanD=0.015T=0 milHu=3.9e+034 milCond=1.0E+50Mur=1Er=4.6H=1.55 mm

MSub

S1PSNP1File="dipolo_v ertical2_mom.ds"

1

Ref

MLINTL7

L=15.26 mmW=3 mmSubst="MSub1"

LL1

R=L=1.5 nH

MLINTL13


DC_BlockDC_Block2

MLINTL6


MLINTL11


MLINTL9


TermTerm1

Z=50 OhmNum=1

LL2

R=L=1.7 nH

RR2R=0.8 Ohm

V_DCSRC3Vdc=5 V

VIA2V1

W=25.0 milRho=1.0T=0.15 milH=25.0 milD=0.375 mm

MLINTL12

L=1 mmW=3 mmSubst="MSub1"

CC2C=47.0 pF

VIA2V2

W=25.0 milRho=1.0T=0.15 milH=25.0 milD=0.375 mm

MLINTL2


RR1R=470 Ohm

MLINTL5


MLINTL4

L=3.25 mmW=3 mmSubst="MSub1" MLIN

TL3


Figura 6.6.5 Esquema del circuito de conmutación teniendo en cuenta las líneas de transmisión entre componentes.

En este esquemático (Figura 6.6.5) se observa que ahora se ha modelado el

circuito real de una forma mucho más ajustada introduciendo todas las líneas

de transmisión entre componentes. En la Figura 6.6.4, vemos el resultado de

esta simulación. Se observa que la frecuencia de adaptación se ha desplazado

ligeramente por encima de los 2,4 GHz, y además se consigue un mayor ancho

de banda así como un valor de adaptación más negativo en comparación a la

respuesta del dipolo básico. El desplazamiento en frecuencia se debe a los

efectos que van introduciendo cada uno de los tramos de línea de transmisión

incluidos en el circuito. De la misma manera que en el esquemático de la Figura

6.6.1, todos los elementos del circuito son ideales, es decir, las pérdidas de

conductividad en las líneas de transmisión no se han tenido en cuenta, así

como las pérdidas en las bobinas.

69

7 . FABRICACIÓN DE LA ANTENA Y MEDIDAS

7.1 PROCESO DE FABRICACIÓN

Los diferentes pasos para la fabricación del circuito son los siguientes:

1.- Impresión del fotolito de la placa. El diseño se ha hecho mediante

el programa de diseño AutoCAD2006. El fotolito mostrado en la Figura

7.1.1 se debe imprimir en papel de transparencia o en un papel vegetal.

En el fotolito se aprecian los huecos dejados para soldar los componentes.

Estos huecos tienen un tamaño de aproximadamente la tercera parte del

tamaño del componente.

2.- Placa con resina fotosensible positiva. Se trata de una placa de

material plástico (fibra de vidrio) cubierta de cobre por las dos caras, y

tratada con una resina fotosensible. La resina está protegida de la luz

con un adhesivo opaco. Para usar la placa hay que quitar el adhesivo en

un ambiente con poca luz, o con una luz que no dañe la resina (luz roja,

amarilla).

70

Figura 7.1.1 Fotolitos correspondientes al diseño.

3.- Insolación. El fotolito debe mantenerse unido a la placa para evitar

que se desplace durante la insolación. El fotolito y la placa se introducen

en la insoladora para exponer la zona que no se encuentra tapada por la

tinta a la radiación ultravioleta. El tiempo de exposición depende del tipo

de fotorresina y de la intensidad luminosa. Para nuestro caso, con un

sustrato FR4 el tiempo es de 150 segundos.

4.- Revelado. La placa se introduce en un baño con revelador (sosa),

hasta que se aprecie que los dibujos del fotolito se han transferido a la

resina.

5.- Ataque del cobre. La solución atacante está compuesta por dos

partes de agua oxigenada y una parte de salfumán. Se sumerge la placa

en la solución hasta que el cobre no protegido por la resina se ha

disuelto. La manipulación de estos componentes químicos resulta

peligrosa y debe hacerse con cuidado.

71

6.- Eliminación de la resina sobrante. Con acetona se elimina la

resina sobrante, que aún sigue cubriendo el cobre de la placa.

7.- Taladro. Para la fabricación del via-hole hay que taladrar la placa. El

grosor de la broca utilizada es de 0.375mm de radio, que se corresponde

al radio del via-hole.

8.- Soldadura de los componentes. Finalmente, se trata de soldar los

componentes SMD (Surface Mounted Device), soldar el hilo de conexión

para la fabricación de los via-hole y soldar los conectores. La soldadura

de los componentes SMD se realiza aplicando una fina capa de estaño

sobre la pista de cobre. A partir de ahí, se coloca el componente sobre la

pista y se calienta el estaño el tiempo justo para fijar el componente.

En la Figura 7.1.2 y Figura 7.1.3 se puede ver el diseño fabricado.

Red de polarización Diodo PIN

Figura 7.1.2 Circuito de conmutación.

Conector RF Tipo SMA

Dc Block

DC Feed

Conector de continua

72

Via Hole

Figura 7.1.3 Dipolos vertical y horizontal

7.2 MEDIDAS

Las medidas recogidas por el analizador de redes se pueden observar en

las siguientes figuras. Para realizar la medición se ha aplicado una tensión

continua de ±5V y se han recogido los gráficos correspondientes al parámetro

de adaptación S(1,1) y a la relación de onda estacionaria.

Aplicando una tensión continua de +5v se obtienen los siguientes resultados.

73

2.2 2.4 2.6 2.82.0 3.0

-40

-30

-20

-10

-50

0

freq, GHz

dB(S

(1,1

))dB

(esq

uem

atic

o_ve

rtica

l2..S

(1,1

))

Simulación. Medida.

Figura 7.2.1 Comparativa parámetro S(1,1) entre la simulación y la medida.

En la Figura 2.3.1 se obtiene la forma del parámetro de adaptación S(1,1). El

resultado final es que la frecuencia de máxima adaptación se sitúa en torno a

los 2,4 GHz alcanzando un valor de -50 dB aproximadamente. El ancho de

banda para el que se cumplen las especificaciones del diseño está comprendido

entre los 2,1 y 2,9 GHz, luego resulta un ancho de banda de aproximadamente

800 MHz. Se observa una desviación de unos 100 MHz en la frecuencia de

adaptación con respecto a la simulación. Esta desviación se debe a que en la

simulación, por un lado, se han considerado los elementos ideales, y por otro

lado, no se pueden ajustar perfectamente las longitudes de las líneas de

transmisión que forman el circuito de conmutación. De la misma manera, no se

puede especificar si una línea tiene una cierta inclinación, hecho que también

afecta a la respuesta del dipolo básico. Se observa un rizado de unos 5 dB en el

rango de frecuencias comprendido entre los 2,4 y los 2,7 GHz. Este rizado se

debe básicamente a desadaptaciones de los diferentes componentes. Éstas son

consecuencia de la no idealidad de los componentes. A pesar de conocer el

74

modelo circuital del encapsulado de los diodos, los valores no serán exactos y

podríamos tener derivas respecto a la simulación. Tampoco conocemos de

forma exacta las pérdidas que existen en las bobinas de la red de polarización o

en el Dc Block para la alimentación RF.

2.2 2.4 2.6 2.82.0 3.0

1

2

3

4

0

5

freq, GHz

VS

WR

VS

WR

1


Figura 7.2.2 Comparativa de la relación de onda estacionaria entre la simulación y la medida.

En lo que refiere a la relación de onda estacionaria en la Figura 7.2.2, ocurre lo

mismo que en la Figura 7.2.1. Las pérdidas de conductividad o los modelos

circuitales de los componentes no son exactos. De todas maneras, vemos como

el resultado es muy favorable, ya que aunque es cierto que el ancho de banda

en el margen inferior disminuye con respecto al resultado de la simulación, por

el margen superior se ha aumentado considerablemente.

Si ahora alimentamos la red de conmutación con una tensión de -5v, se

obtienen los siguientes resultados.

75

2.2 2.4 2.6 2.82.0 3.0

-30

-20

-10

-40

0

freq, GHz

dB(S

(1,1

))dB

(esq

uem

atic

o_ve

rtica

l2..S

(1,1

))


Figura 7.2.3 Comparativa parámetro S(1,1) entre la simulación y la medida.

En la Figura 7.2.3 podemos ver que la frecuencia de adaptación la tenemos

situada en los 2,4 GHz para la medida. A la hora de realizar la simulación, no se

ha tenido en cuenta a la hora de realizar la simulación que los elementos son

ideales, de ahí el rizado comprendido entre los 2,5 y 2,8 GHz observado en la

figura. El ancho de banda observado en el que cumplimos las especificaciones

tanto de adaptación como de valor de onda estacionaria comprende el rango de

frecuencias de los 2,1 a los 2,9 GHz como sucedía para la otra configuración.

En la comparativa mostrada en la Figura 7.2.3 se observa un pequeño

desplazamiento de la frecuencia de adaptación y un valor muy similar de valor

máximo de adaptación entre ambas curvas. Como se había comentado en el

capítulo 6, el circuito de conmutación no es completamente simétrico. Esta

diferencia provoca que, para una configuración, la realidad y la simulación

tengan una forma más similar que para la otra configuración. De todas

maneras, las diferencias que existen no afectan a las especificaciones del

diseño.

76

2.2 2.4 2.6 2.82.0 3.0

1

2

3

4

0

5

freq, GHz

VS

WR

VS

WR

1


Figura 7.2.4 Comparativa de la relación de onda estacionaria entre la simulación y la medida.

Para la relación de onda estacionaria mostrada en la Figura 7.2.4, vemos lo que

sucedía para el parámetro de adaptación S(1,1). En este caso, el ancho de

banda en el que el valor de relación de onda estacionaria toma un valor por

debajo de 2 es mayor en la medida que en la simulación. Como ha sucedido

para todas las figuras, para la simulación se han considerado los elementos

ideales y no se han podido modelizar exactamente todas las líneas de

transmisión que conforman el circuito de conmutación. El ancho de banda en el

que la relación de onda estacionaria toma un valor inferior a 2 sigue siendo de

800 MHz para esta configuración.

Cabe destacar de la misma manera que la simulación se ha realizado teniendo

en cuenta uno de los dipolos. A pesar de que el efecto de cross-talk no afecta

significativamente, sí que se van a producir derivas en los resultados con

respecto a las medidas realizadas.

77

En la Figura 7.2.5 y Figura 7.2.6 se muestra la comparativa, en lo que refiere al

parámetro de adaptación S(1,1) y a la relación de onda estacionaria, para las

medidas obtenidas en cada una de las configuraciones (dipolo horizontal y

dipolo vertical).

2.2 2.4 2.6 2.82.0 3.0

-40

-30

-20

-10

-50

0

freq, GHz

dB(S

(1,1

))dB

(Ver

tical

_fin

al..S

(1,1

))

Dipolo horizontal. Dipolo vertical.

Figura 7.2.5 Comparativa en la medición del parámetro S(1,1) para el dipolo vertical y horizontal.

En la Figura 7.2.5 observamos que la mayor diferencia entre ambas

configuraciones se da en el valor de adaptación, siendo no significativa debido a

los valores que toma (-50 y -35 dB). Otra diferencia entre ambos dipolos es la

frecuencia de adaptación a la que adoptan el mínimo valor. Esta diferencia de

todas maneras es prácticamente inapreciable. La respuesta para ambos dipolos

es muy similar haciendo que la recepción de la señal de RF por cualquiera de

los dipolos se realizará en condiciones muy similares tal como se comentaba en

los objetivos del proyecto.

78

2.2 2.4 2.6 2.82.0 3.0

1

2

3

4

0

5

freq, GHz

VS

WR

VS

WR

1

Dipolo horizontal. Dipolo vertical.

Figura 7.2.6 Comparativa en la medición de la relación de onda estacionaria para el dipolo horizontal y vertical.

En la Figura 7.2.6 se muestra la comparativa entre la repuesta del dipolo

vertical y horizontal en lo que refiere al valor de relación de onda estacionaria.

Aquí si cabe, la similitud se aprecia mucho más que para el coeficiente de

reflexión. Las pequeñas diferencias que se puedan producir entre ambas

configuraciones se deben a que la alimentación de RF hace que el circuito no

sea simétrico en toda su estructura. La diferencia entre ambas configuraciones

las podemos asumir ya que las especificaciones se cumplen para ambas.

7.3 ASPECTOS DIFERENCIALES DEL DISEÑO REALIZADO RESPECTO AL DISEÑO DEL ARTÍCULO

Finalmente, han sido varios los elementos que han variado respecto el

diseño propuesto en el artículo [4]. En primer lugar cabe destacar que en lugar

de utilizar un via-hole para crear el cortocircuito en la red balun, se ha decidido

utilizar una línea de longitud efλ /4. Esta solución de diseño se propuso por dos

motivos. El primero ha sido la simplicidad en la fabricación de la red. Resulta

79

mucho más simple fabricar una línea de transmisión que un via-hole. Por otro

lado, el hecho de no tener un via-hole derivado a masa ha hecho posible

eliminar los condensadores de desacoplo que existen a la entrada del dipolo en

el artículo, ya que la inclusión de la línea de transmisión elimina el camino que

puede tener la señal continua a masa. A parte, tal como se había comentado en

el capítulo 5, tener una línea de longitud efλ /4 nos da un grado de libertad a la

hora de realizar los ajustes necesarios.

Por otro lado, se han sustituido los meandros de la red de polarización por

bobinas. De la misma manera que ha ocurrido con el via-hole, el meandro

implica una dificultad añadida a la fabricación del circuito y la bobina es

igualmente funcional.

Respecto al artículo, se ha incluido el Dc Feed para evitar la deriva de señal de

RF hacia la alimentación de señal continua. Durante el diseño de Dc feed se

han ido proponiendo mejoras que afectan a la dimensión del circuito. En un

primer momento se utilizó un sector semicircular de baja impedancia que

finalmente ha sido sustituido por un condensador. El sector semicircular junto

con la línea de alta impedancia suman una longitud total de efλ /2, hecho que

limitaba el tamaño del plano de masa. El hecho de poder sustituir la línea de

baja impedancia por un elemento puntual, ha podido contribuir a la

optimización del plano de masa.

Por último, cabe destacar que sólo se ha utilizado un encapsulado para los dos

diodos en lugar de utilizar dos encapsulados, cada uno para un diodo. Esta

decisión se debe al hecho de la estructura doble del diodo disponible. De esta

manera, los efectos del encapsulado son los mismos para las dos

configuraciones, hecho que favorece tener una respuesta muy similar.

80

Figura 7.3.1 Esquema circuito de conmutación artículo [4]

81

8 . CONCLUSIONES Y LÍNEAS FUTURAS

Las líneas futuras a partir del diseño realizado se pueden orientar hacia el

diseño de un circuito de control para la elección del dipolo con el que se reciba

el nivel de señal más alto. El circuito de control recibirá la señal de RF. Una vez

se haya recibido esta señal, se deberá acondicionar para poder ser analizada.

Para este acondicionamiento, se deberá realizar una conversión A/D, muestreo,

cuantificación y decisión sobre ella. A partir de los resultados obtenidos, el

circuito de control administrará la señal al circuito de conmutación que en

función de ésta alimentará con una tensión continua de ±5v, de manera que se

activará el dipolo que reciba un nivel de señal más elevado.

Además del diseño del circuito de control, sería interesante poder medir los

diagramas de radiación del presente diseño en una cámara anecoica para poder

caracterizar la antena en términos de radiación. De la misma manera, se

debería mejorar el modelo de simulación para poder justificar las diferencias

encontradas entre la simulación y la medida realizadas.

82

Otras líneas futuras se pueden dar en el diseño de un sistema que a parte de

tener diversidad en polarización, sea dual, es decir, trabaje en la banda de

frecuencias de 2,4 GHz así como en la banda de los 5 GHz. De esta manera, el

sistema podrá operar en las bandas de frecuencias principales.

Tras la fabricación del diseño podemos concluir que se han alcanzado los

objetivos propuestos en el capítulo 1. En lo que refiere a las especificaciones, se

ha conseguido diseñar una antena con una adaptación menor que -10 dB y una

relación de onda estacionaria con un valor inferior a 2 con un ancho de banda

de 800 MHz. Este ancho de banda es suficiente para contener todos los canales

existentes que como se ha visto en la introducción, están comprendidos en el

rango de frecuencias de los 2,412 a los 2,484 GHz. En referencia al artículo [4]

se ha disminuido el número de componentes, hecho que implica una reducción

de coste.

En lo que refiere a la parte práctica, se ha podido fabricar la antena, verificando

así que las especificaciones teóricas del diseño se han mantenido. Finalmente

se ha visto cómo la diferencia en la respuesta de ambos dipolos ha resultado

muy similar, de esta manera, la recepción de la señal por cualquiera de los dos

dipolos se realizará en condiciones similares.

A nivel personal, la realización de este proyecto ha resultado muy gratificante.

El hecho de desarrollar un proyecto que se puede fabricar, que no exige una

inversión elevada, y que se tienen los equipos para hacerlo me ha llevado a

intentar optimizar el diseño en todas sus vertientes. Me ha ayudado a la

comprensión de conceptos de parámetros básicos de antenas, así como a la

comprensión del funcionamiento de un dispositivo que trabaja en la banda de

los 2,4 GHz.

83

9 . REFERENCIAS BIBLIOGRÁFICAS

[1] Cardama, A. Jofre, L. Rius, JM. Romeu, J. Blanch, S. Antenas. Edicions UPC. 2da ed. 2002.

[2] Balanis, C. Antenna Theory. Wiley-Interscience. 3rd ed. 2005. [3] Pozar, D. Microwave Engineering. Wiley-Interscience. 2nd edition. 1998. [4] Chuang, H. Kuo, LC. 3-D FDTD Design Analysis of a 2,4 GHz Polarization

Diversity Printed Dipole Antenna With Integrated Balun and Polarization-Switching Circuit for WLAN and Wireless Communication Applications. IEEE Transactions on microwave theory and techniques, Vol.51, No 2. 2003.

[5] Edward, J. Brian, J. Rees, D. United States Patent. Microstrip fed printed dipole with an integral balun. Patent number 4.825.220. 1989.

[6] www.ieee.org [7] www.agilent.com

84

http://www.ieee.org/

Resumen: Existen varias tecnologías de transmisión inalámbrica pero la más conocida es la tecnología WIFI (Wireless Fidelity) que opera en la banda de los 2,4 GHz en Europa. Este tipo de redes opera en entornos indoor, donde el canal está sometido a una aleatoriedad y complejidad elevadas debido a la presencia de una gran cantidad de elementos, que pueden hacer que la señal recibida presente variaciones importantes en sus características (nivel de señal, polarización...). Este hecho motiva la necesidad de desarrollar e implantar sistemas de comunicaciones con soluciones para poder minimizar los efectos provocados por el entorno en la señal. Para poder paliar estas variaciones, en este proyecto se ha diseñado y fabricado una antena formada por dos dipolos dispuestos uno ortogonal al otro, de forma que exista diversidad en polarización. La frecuencia de trabajo de la antena es de 2,4 GHz. Recibida una señal de RF, el circuito de conmutación permitirá seleccionar el dipolo por el que se recibe la señal de RF con mayor potencia. Resum: Existeixen diferents tecnologies de transmissió sense fils, però la més coneguda és la tecnologia WIFI (Wireless Fidelity) que opera a la banda dels 2,4 GHz a Europa. Aquest tipus de xarxes opera en entorns indoor, on el canal està sotmès a una aleatorietat i complexitat elevades degut a la presència d’una gran quantitat d’elements que poden fer que la senyal rebuda presenti variacions importants en les seves característiques (nivell de senyal, polarització...). Aquest fet motiva la necessitat de desenvolupar i implantar sistemes de comunicacions amb solucions per poder minimitzar els efectes provocats per l’entorn a la senyal. Per poder pal·liar aquestes variacions, en aquest projecte s’ha dissenyat i fabricat una antena formada per dos dipols disposats un ortogonal a l’altre de manera que existeixi diversitat en polarització. La freqüència de treball de la antena és de 2,4 GHz. Rebuda una senyal de RF, el circuit de commutació permetrà seleccionar el dipol pel qual es rep la senyal de RF amb una major potència. Abstract: There are several wireless transmission technologies but the most well-known is WIFI (Wireless Fidelity) technology which works in the band of the 2,4 GHz in Europe. This kind of networks works in indoor environments, where the channel is under random and complexity conditions due to the presence of several objects can affect over important characteristics of the received signal (signal level, polarization…). This situation motivates the development and implementation of communication systems with solutions in order to minimize the environment effects over the signal. In order to alleviate these variations, in this project an antenna has been designed and built. This antenna consists of two dipole, in orthogonal configuration, so that implies polarization diversity. The antenna frequency work is 2,4 GHz. Once a RF signal is received, a switching circuit will allow selecting the dipole with the highest signal level.

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