TRABAJO 1

DISCUSIÓN SOBRE MODULACIONES Y DISTORSIONES EN REDES AVANZADAS

REDES DE COMUNICACIONES ÓPTICAS AVANZADAS

PROFESORA

ANA CARDENAS

MAURICIO HERRERA DURAN

LILIANA ARBOLEDA PIEDRAHITA

INGENIERIA DE TELECOMUNICACIONES

DEPARTAMENTO DE INGENIERIA ELECTRÓNICA Y DE TELECOMUNICACIONES

UNIVERSIDAD DE ANTIOQUIA

2013

TRABAJO 1DISCUSIÓN SOBRE MODULACIONES Y DISTORSIONES EN REDES AVANZADAS

En este trabajo se presenta un sistema de transmisión de longitud 500 km, que satisface una tasa de error B.E.R. de 1e-12 a una velocidad de transmisión de 40 Gbps. Para el sistema se eligió trabajar un sistema multiportadora en donde las portadoras para cada canal son generadas por un Mach-Zender y por cada canal se insertan datos a 10Gbps con codificación RZ, esto se inserta en un multiplexor y en el lado del receptor la luz es detectada por un diodo PIN en cada canal, ubicados después de un demultiplexor.

En la siguiente imagen se presenta el esquema planteado en el diseño del sistema, el cual se describirá más adelante detalladamente.

Fig.2 Esquema general

Ruidos, cálculos combs, OSNR, pérdidas, dispersiones

Inicialmente es necesario conocer los datos del enlace, con el fin de desarrollar los cálculos y obtener información útil para un buen desempeño del sistema. Se trabajará en la banda C con cuatro longitudes de onda, teniendo una separación entre canales de 50 GHz tal y como lo establece la norma para los datos generados por un MZ [1]:

𝜆1=1554nm

𝜆2=1553.6nm

𝜆3=1553.2nm

𝜆4=1552.8nm

𝜆central=1553.4nm

NOTA: los canales son enumerados de mayor a menor longitud de onda, ya que en el dominio de la frecuencia el orden es el correcto.

Carrete de F.O. 10kmPerdidas por empalme 0.05dB/empalmePerdidas por conector 0.3dB /conectorSensibilidad foto detector tipo PIN con BER 10-12 -18dBmLongitud fibra NZDSF 500km (180*4 km + 20 Km)

Tabla 1. Información para presupuesto de pérdidas

Compensación de dispersión

Se pondrá una longitud determinada de fibra óptica DCF (fibra compensadora de dispersión) por cada 100km de NZ-DSF.

Fig. 3 Esquema como está planteado el trayecto.

Dispersión @1550(Banda C) para la NZ-DSFPara la fibra óptica LEAF de Corning cumple:

D ( λ )=D (1565nm )−D (1530nm )∗( λ−1565 )35

+ D (1565 )(1)

Teniendo en cuenta que en los datasheets se dan los siguientes valores:

D (1565)=6.0ps

nm∗km

D (1530)=5.5ps

nm∗km

Los valores encontrados para cada 𝜆 mediante el uso de la ecuación 1, son:

D(𝜆1)=5.8428ps

nm∗km

D(𝜆2)=5.8371ps

nm∗km

D(𝜆3)=5.8314ps

nm∗km

D(𝜆4)=5.8257ps

nm∗km

Los valores decrecen con una progresión aritmética ya que la curva D ( λ ) obedece a la ecuación de una recta. Se trabajara con una dispersión promedio:

DT=D ( λ1 )+D ( λ2 )+D ( λ3 )+D ( λ4 )

4(2)

DT=5.8343ps

nm∗km

Para el diseño se trabajó con procesos de amplificación a la salida, durante y al final del enlace de fibra.

Efectos no lineales

Los efectos no lineales provienen de la dependencia del índice de refracción que tiene el núcleo de la fibra con la intensidad de los pulsos transmitidos, el índice de refracción esta expresado como

n ( I ,w )=no+n2 I (3)

Donde noes el índice de refracción a baja intensidad y n2 el índice de refracción no lineal.

El efecto SPM es uno de los efectos más comunes en sistemas WDM, este aumenta el ancho espectral de los pulsos, generando una degradación de los mismos de un valor ∆ w dado a continuación

∆ w=γ LdP (t)

dt(4)

Otro efecto no lineal es el FWM pero este es evitado gracias al espaciamiento entre canales ejecutado, además de que la fibra NZ-DSF evita la generación de tonos [2].

El SRS conocido como efecto Raman es causado cuando dos o más señales se inyectan a diferentes longitudes de onda sobre una fibra, transfiriendo de los canales de mayor longitud de onda, este efecto logra ser reducido gracias a la dispersión cromática ya que los canales viajan a diferentes velocidades, reduciendo la probabilidad de superposición entre pulsos a diferentes longitudes de onda en cualquier punto de la fibra

Para el cálculo del efecto Raman en un sistema multicanal .

g (∆ λ )={gRΔ λΔ λc

0

si0≤ Δ λ≤ Δ λc ,¿enotrocaso

(5)

gR ≈6∗10−14 mW

a1550nm

Con la finalidad de que la luz se comporte como un medio lineal no se debe aplicar a la entrada de la fibra una potencia mayor a 1.86mW=2.695dBm [3]. La salida del transmisor se hizo con ecualización adaptativa dando una potencia de 2.25dBm a los 3 primeros canales y el cuarto que es el que más afectado sale con una potencia de 2.67dBm, aproximadamente, por lo que la longitud del enlace en la cual las no linealidades son despreciables será de:

LNL=λ¿ Aeff

2∗π∗n2∗Pout

(6)

LNL=332km

n2=3.2∗10−20 m

W

Donde:

λ=1553.4nm

Aeff −NZ−DSF=72μm2

Pout=1.86mW

La longitud a la cual la dispersión se vuelve muy nociva para el sistema es:

LD=T 0

2

|β2|(7)

En donde

T 0=T B

4(8)

T 0=1

4∗Rb

= 14∗10Gbps

β2=D∗λ2

−2π∗c(9)

β2=−5.8343 ps

nm∗km∗1553.4nm2

2π∗3∗108m

seg

β2=−7.4688∗10−27 seg2

km

Luego de (4)

LD=6.25∗10−22seg2

7.468∗10−27 seg2

km

LD=83.7 km

Con esto sabemos que a 10Gbps para una longitud mayor de 83.7 km la dispersión cromática afecta y es muy nociva para garantizar el buen desempeño del sistema. Por tanto como anteriormente se había hecho mención se debe compensar la fibra y se ha escogido que cada 120km de fibra NZ-DSF se hará compensación de dispersión mediante una fibra DCF cuya

dispersión es de -115 ps

nm∗km, y cuya longitud es de:

LNZ−DSF∗|DNZ−DSF|=LDCF∗ ⃓ DDCF ⃓(10)

LDCF=120km∗5.8343 ps

nm∗km

115ps

nm∗km

LDCF=6.1km

Según [4], el PMD induce una penalización en la OSNR. Con el fin de garantizar el buen desempeño de la red de fibra y una BER>10−9, se debe tener un ensanchamiento del pulso del 10% debido al PMD al final del trayecto que inducirá una disminución de 1dB en la OSNR. Según esto se debe cumplir la relación

∆ tmax ≤0.1Rb

(11)

∆ tmax ≤0.1

40Gbps

∆ tmax ≤2.5 ps

Teniendo en cuenta que:

∆ t=Coef PMD∗√L (12)

Con L=500km, se deberá contar con una fibra cuyo Coef PMD=0.1 ps

√km, coeficiente el cual

está dado en la NZ-DSF elegida, garantizando entonces que el PMD no va a afectar en gran magnitud la transmisión.

Además, es posible obtener a qué distancia del enlace de fibra se garantiza una velocidad de B=10Gbps por cada canal. Para ello necesitamos saber de cuanto es la dispersión PMD y cromática.

La dispersión PMD se calcula con la ecuación 10.

DPMD=∆ t=Coef PMD∗√L=0.1 ps

√km∗√L(13)

La dispersión cromática se calcula con la ecuación 11:

DCD=D (1550nm )∗∆ λ∗L(14 )

DCD=5.8343ps

nm∗km∗0.1nm∗L

DCD=5.8343∗Lpskm

La dispersión total será (dispersiones lineales)

∆ tT=√∆ t2+DCD2(15)

∆ tT=√(0.1 ps

√km∗√L)

2

+(5.8343∗Lpskm

)2

∆ tT=√0.01∗Lps2

km+34.04∗L2

ps2

km

Un buen factor de rendimiento y alto rendimiento se logra cuando el pulso solo se ha ensanchado un 10%, por lo tanto, B .∆ tT ≤0.1, donde B es el ancho de banda posible a la distancia L.

Cuando L=120km

∆ tT=√1.2kmps2

km+490176km

ps2

km=700.13 ps

Por tanto

B< 0.1700.13 ps

B<0.15Gbps

Es por esta razón que se ve la necesidad de realizar una compensación.

Con los datos de la tabla 1 y los que se presentan a continuación, se procede a realizar el cálculo de la potencia de los amplificadores de línea

El diseño consiste en 5 tramos así:

El primer, segundo, tercer y cuarto tramo tendrá cada uno:

120km de NZDSF, es decir 12 carretes de fibra, 11 empalmes + 2 empalmes al EDFA (un empalme que va a la entrada del EDFA y uno a la salida)

7km de DCF, equivale a 1 carrete, no necesita empalmes.

En total son 14 empalmes por tramo, 11 entre NZDSF, uno entre NZDSF con la DCF y 2 con el EDFA (entrada y salida).

Para compensar la dispersión en el quinto tramo, la longitud de fibra DCF será calculada a continuación.

LDCF=20km∗5.8343 ps

nm∗km

115ps

nm∗km

LDCF=1.015km

En el quinto tramo se requiere entonces:

20 km de NZDSF 1.015km de DCF. 2 empalmes 1 conector a la entrada del receptor

Para garantizar una BER de 10−12en el receptor tipo PIN utilizado se debe tener una potencia de entrada de -18dBm en el PIN. Tal y como se ve a continuación:

Fig. 4 (relación entre la potencia recibida y la tasa de transmisión para un BER constante)

Por tanto, al quinto tramo se le debe suministrar una potencia de:

P¿5=−18dBm+L5(16)

donde L5 son la pérdidas en el quinto tramo.

L5=P¿ 5+18 dBm(17)

Donde P¿5 es la potencia de entrada al quinto tramo, o sea la de la salida del EDFA en la parte final del tramo 4.

L5=0.2dBkm

∗20km+0.22 dBkm

∗1.015km+0.05 dBempalme

∗2empalmes

+0.3 dBconector

∗1conector=4.6233dB

Finalmente, la potencia P¿5 es

P¿5=−18dBm+4.6233dB,P¿5=−13.3767dBm

Como

P¿5=Pout 4=P tx−L1,2,3,4+GT (18)

−13.3767dBm=2.67dBm−L1,2,3,4+GT

Se tiene que

L1,2,3,4=120km∗4∗0.2 dBkm

+7km∗4∗0.22 dBkm

+0.05 dBempalme

∗14 empalmes∗4=104.96dB

Luego la ganancia G del sistema debe ser de:

GT=−13.3767dBm−2.67dBm+104.96dB

GT=88.9133dB

Como son 4 tramos para conocer el valor de amplificación que se presenta en cada tramo se dividirá la ganancia entre 4

GT=22.23dB

En otras palabras, cada EDFA debe operar a dicha ganancia. Por cuestiones prácticas, se utilizará G=30dB, el cual no va en desacuerdo con los cálculos ya que el EDFA encontrado trabaja con dicha ganancia, con esto se tendría una especie de colchón, el cual garantizaría la tasa del peor canal, como se verá en las simulaciones. la figura de ruido para cada EDFA será de 5 dB, por tanto, cada que se coloque un EDFA el ruido se incrementará en 5dB con relación al de la entrada.Además la ganancia de 30dB cubre las pérdidas de inserción de los elementos pasivos y activos del sistema y la red de fibra.

Transmisor

En el transmisor se genera mediante el láser de referencia 1905 LMI una potencia de salida de 10mW y un MZ al cual le entrara una señal de RF de 50GHz, con la cual saldrán varias

portadoras separadas 50GHz una de otra, tal y como se especifica la separación entre portadoras para sistemas WDM.

La condición que se debe cumplir para que los combs tengan una misma potencia [5] es:

∆ A+∆ θ=π2

(19)

Donde ∆ A viene de la relación de amplitudes de la onda de 50GHz y +∆θ del campo Bias (DC)

En nuestro sistema se tiene:

Fig. 5 Laser a la entrada del Mach-Zender, datos usados para la generación de combs.

Ahora bien,

∆ A=A1−A2(20)

∆ A=3−32=12

∆ θ=DC1−DC 2(21)∆ θ=0−0

Entonces

∆ A+∆θ≈π2

≈1 /2

Ahora se filtra cada portadora, filtros de 2GHz de ancho de banda y entra cada una a un MZ para ser modulada por los datos, los cuales están codificados con RZ. Cuando están en RZ el ancho de banda eléctrico es de 20GHz (2*Rb), luego se debe garantizar que cada canal óptico

soporte el doble del Be lo que es 20 GHz por encima y por debajo de la portadora, y como el espaciamiento entre canales es de 50GHz, los canales tendrán un tipo de colchón en medio, con el fin de que las no linealidades no aparezcan debido a la interacción entre canales, a la salida del transmisor se logró tener una salida de 2.25dBm para los 3 primeros canales y para el cuarto canal de 2.67dBm para mediante un proceso de amplificación y filtración.

Recepción

En el EDFA el ruido a tener en cuenta es el ASE, su cálculo se realiza de la siguiente manera [6]

PASE=2∗nsp∗N A∗(G−1 )∗h∗f∗B0(22)

Donde N Aes el número de amplificadores

nsp=2∗Figura deruido

recordando que se trabajó con una figura de ruido de 5 dB.

PASE [dB]=10∗log (2∗1.58∗4∗(1000−1 )∗6.626∗10−34∗193.1∗1012∗30∗109)

PASE [dB]=−43.1453dBw=−13.166dBm

OSNR a la entrada del PIN

OSNR¿=lnG∗P¿

2∗α∗L∗nsp∗h∗f∗(G−1 )∗∆ f(23)

Con un ∆ f=30GHz

OSNR¿=16.55dB

El cálculo de la relación SNR a la salida del diodo PIN se realiza con el uso de la ecuación 22:

OSNRout=OSNR¿– PS hot – Pt h(24 )

Calculo ruido térmico

n2=2.32∗10−20 m2

W

γ=n2w0

c Aeff

(25)

γ=2.32∗10−20 m2

W∗2π∗193.1∗1012

3∗108 ms∗72μm2

= 1.3w .km

σ t h=√(σ ¿¿ t h¿¿2∗B)Gm

(26)¿¿

σ t h=√1.656∗10−22∗30¿109¿ ¿1

σ t h=2.228¿10−6

P= γR

Q Be F A γ +σ t h(27)

P= 1.30.85

∗1.602¿10−19∗15¿109∗1.3+2.228∗¿10−6

P=0.0034mW=−24.67 dBm

Ruido shotis=¿2∗1.602∗10−19∗0.85¿ 10−1.8mW∗15 ¿109¿

is=¿6.47¿ 10−11mW =−101.9dB m¿

De la ecuación 24 se tiene entonces que:

OSNRout=16.55dB – (−24.67dBm) – (−101.9dBm)

OSNRout=143.12dB

Se utilizo RZ ya que el espaciamiento entre portadoras exigido para WDM es de 50GHz en el que se puede insertar la señal perfectamente, al ser RZ hay un ahorro en potencia del generador de bits, ya que la potencia de bit será reducida a la mitad.También se ahorra energía ya que con un solo laser que trabaja a 10mW, se generan las portadoras para los canales que se necesiten, con dicha potencia son generadas las portadoras para un total de más de 13 portadoras como se muestra en las simulaciones con lo cual se pueden meter muchos más datos cuando lleguen nuevos clientes.El ancho de banda total es de (50*3+40) GHz = 190GHz

Imágenes del montaje en VPI

Transmisor RZ

Fig. 6Generación de Combs

Fig.7

Modulación OOK-NRZ, salida del transmisor.

Fig.8

Con la modulación óptica OOK mediante el MZ, se logra la corrección del chirp desde la salida del transmisor, lo cual hace la transmisión un poco más inmune a efectos no lineales como el SPM.

Tramos 1,2,3 y 4. (4 loops)

Fig.9

Antes de amplificar se hace un filtrado por canal, con el fin de reducir los efectos de aumento de ruido ASE que el EDFA ocasiona sobre la señal.

Tramo 5

Fig.10

Demultiplexor, Receptor y medición de BER.

Fig. 11

Notas: como el canal 4 era el que más mal se comportaba, las mediciones se tomaron con respecto al comportamiento de este. A la salida del Tx, se tuvo que hacer uso del concepto de ecualización adaptativa, dándole un poco más de potencia a este que a los demás, teniendo el cuidado de no sobrepasar los 2.69 dBm de potencia, nivel después del cual se deben tener en cuenta los fenómenos no lineales dentro de la fibra NZ-DSF a una distancia de transmisión muy pequeña.

Simulaciones VPI

Canal 1

Datos recibidos

Fig. 12

Como se observa, el nivel de voltaje por cada pulso es poco variante, por lo que se espera que este canal tenga una BER muy óptimo. además, en la figura se puede apreciar que la detección se hace posible gracias a que los tiempos de bit son respetados entre bits, lo que en otras palabras se reduce a decir que la dispersión de los pulsos estuvo bien controlada a lo largo del enlace.

Diagrama de ojo

Fig. 13

Se observa un diagrama de ojo en el que la abertura está muy optimizada.

BER

Fig.14

Efectivamente, se obtuvo un BER de 10−22, con lo cual se puede concluir que la necesidad de ajuste de BER se vio basada en ajustar el BER para el canal más malo. Si quizá el canal 4 hubiera estado en una longitud de onda por encima de la del canal 1, las necesidades de amplificación y/o potencia de salida hubieran sido de menor valor, por lo que se hubiera minimizado un poco más el ruido ASE generado por los amplificadores.

Canal 2

Datos recibidos

Fig.15

Al igual que el canal 1, la variación de la amplitud de los pulsos es poca, por lo que se espera una eficiencia en tasa de error semejante a la de dicho canal.

Diagrama de ojo

Fig.16

Se observa que la amplitud del diagrama de ojo es bastante buena.

BER

Fig.17

Como era de esperarse, el BER del canal 2 es del orden de 10−23, algo parecido al del canal 1.

Canal 3

Datos recibidos

Fig. 18

Como se observa, el nivel de voltaje por cada pulso es menos variante con respecto a los pulsos obtenidos del canal 4, por lo que se espera que este canal tenga una BER mucho mejor.

Diagrama de ojo

Fig.19

Se observa un diagrama de ojo en el que la abertura está muy optimizada.

BER

Fig.20

Como era de esperarse, este canal ofrece una BER de 10−26, logrando una respuesta muy eficiente del sistema hacia el canal referenciado.

Canal 4

Datos recibidos

Fig. 21

Los niveles de voltaje y/o amplitud de los pulsos son muy variantes, comparados con los datos recibidos para los m}demás canales, lo cual implicará que el BER sea el más crítico de todos.

Diagrama de ojo

Fig.22

Como es de esperarse, a una tasa de error de 10−12, la abertura del ojo es lo bastante buena, lo que garantiza que la detección de los pulsos se haga con poco error, ya que un nivel de voltaje ("1") se diferencia muy bien del otro ("0").

BER

Fig.23El canal 4 obtuvo una tasa de error de 10−12.Este fue el canal que más fue afectado por la atenuación durante la transmisión, y es muy lógico, ya que la curva de atenuación decrece conforme aumenta la longitud de onda para las transmisiones en la banda C de las comunicaciones ópticas, por lo que la portadora de menor longitud de onda se hace más sensible a la atenuación de la fibra trabajada, la cual se debe en mayor parte al proceso de fabricación de las fibras ópticas. Se decidió dejar el cuarto canal en la longitud de onda que estaba, con el fin de mostrar las necesidades de ajustamiento a la curva de atenuación que se deben hacer en un sistema WDM, las cuales no existirían si dicha curva fuera constante o tuviera una forma mas plana en el espectro óptico.

Señal de entrada al receptor

Fig.24

Se puede ver una relación portadora a ruido de unos 30 dB aproximadamente, mientras que la relación señal a ruido es de 20 dB aproximadamente.Además, se logra ver en la gráfica, que la potencia de llegada a la entrada del fotodiodo PIN fue de -18 dBm, con la cual se logra tener el BER pedido en el trabajo, tal y como se mencionó más arriba. Además, la OSNR de 20 dB garantiza que el ruido no afectará en gran magnitud el proceso de detección de los pulsos.

En la sección de los cálculos, se obtuvo una relación señal a ruido a la entrada del diodo PIN de 16.55 dB, una valor muy cercano al observado en la gráfica anterior.

Es importante resaltar que a la hora de calcular una dispersión media con la cual se trabajaría todo el sistema, se generarían mayores penalidades en potencia para los canales laterales, ya que su dispersión característica está más alejada de la media de dispersión en relación con los dos canales intermedios, por lo cual a la hora de compensar la dispersión, estas serán un poco más mal compensadas. Igual como la diferencia entre las 4 dispersiones no es de gran magnitud, el sistema se hizo comprometiendo y subsanado los efectos propios de del calculo matemático de una media de dispersión.

Señal de salida del 4 loop (480 Km)

Fig.25

En el quinto tramo, según los cálculos, la señal se atenuará 4.6 dB, es por eso que no hubo necesidad de hacer pre amplificación antes de cada diodo PIN en el receptor, ya que en la

figura se ve que a la entrada de dicho tramo la potencia de las portadoras era lo suficientemente buena para pasar por el quinto tramo de tan solo 20Km de fibra NZ-DSF, sin que se tuviera necesidad de disponer de pre-amplificación.En la sección de los cálculos, se obtuvo que la potencia de entrada al quinto tramo debería ser de -13.3767 dBm, valor el cual se observa que es alcanzado por las componentes de la señal más cercanas a la longitud de onda de la portadora óptica.

Señal de salida del transmisor

Fig.26En la figura se aprecia que los canales salieron, cada uno con sus datos, en un espectro de potencia plano.

Evidencia de la potencia pico de salida de las portadoras

Fig.27

En la grafica se observa que al canal 3 hubo que añadírsele un poco más de potencia, ya que este sería el más lastimado por la atenuación durante la transmisión posterior. Como se ha dicho, siempre se tuvo en cuenta no sobrepasar el valor de 2.66 dBm de potencia de salida, ya que por encima de este los efectos no lineales se hacen notorios durante la transmisión por la fibra óptica NZ-DSF.

Señal del canal 4, antes de pasar por el Booster.

Fig.28

Salida del modulador MZ del canal 4, donde se parecía la señal eléctrica montada sobre la portadora del canal 4. como se ve en la figura, el proceso de amplificación Booster requeria de una ganacia de 20 dB aproximadamente, con el fin de tener el espectro de potencia de la figura 27.

Señal de datos RZ a 10 Gbps.

Fig.29Se observa la señal de datos generada por el codificador RZ.

Fig.30

Este es el diagrama de ojo para un BER del orden de 0.

Fig.31

Ancho de banda aproximado según la gráfica= 15GHz. Teóricamente debería ser 20 GHz.Esto justifica en cierto modo, el porqué el ancho de banda de la señal óptica fue siempre tomado de 30 GHz.

Combs

Fig.32

Como se generan unas componentes laterales alrededor de los 10 GHz a la derecha e izquierda de las portadoras espaciadas cada 50 GHz, se decidió poner un filtro luego de generados los combs, para lograr que el pulso tuviera un solo pico y no se fueran a ver los piquitos laterales como otros canales.

En la figura 33 se muestra la portadora obtenida al limitar el ancho de banda para la portadora del canal 4.

Fig.33

Su ancho espectral es aproximadamente 1 GHz.

Fig.34

Conclusiones

- Es importante tener en cuenta un presupuesto de pérdidas claro y objetivo a la hora de diseñar un sistema sobre fibra óptica, ya que de este dependerá de cuanto deben ser los valores de ganancia de los amplificadores booster, de línea y pre, con el fin de obtener una tasa de error bien definida.

-Se pudo ver que aunque las no linealidades son un factor bastante relevante a tener en cuenta por sus efectos en la señal, es posible elaborar un diseño bajo el cual se puedan despreciar; entre otros, la separación entre canales es uno de los factores que bien sea hace un gasto de ancho de banda ayuda a evitar la aparición del FWM.

- Se observa durante todo el trabajo, que las simulaciones hechas con los valores adecuados en cada dispositivo del sistema, concuerdan altamente con la teoría y los cálculos hechos, lo cual nos lleva a coincidir en la idea de la alta necesidad que se requiere de ambos métodos a la hora de diseñar sistema de fibra óptica, ya que mediante estos dos se garantiza un óptimo rendimiento durante cada tramo del sistema.

- Se observó, que trabajando al nivel de potencia adecuado a la salida del transmisor, y disponiendo de las longitudes adecuadas de fibra DCF, los parámetros que mayormente están limitando la eficiencia del sistema, son la atenuación y la generación de ruidos en los procesos de amplificación por tramos.

- Se logra un buen ahorro en consumo de potencia mediante la técnica de generación de combs, ya que los procesos de amplificación posteriores se hacen todos con medios pasivos y en el dominio óptico.

- Como se observó en las gráficas de las simulaciones, tener una dispersión calculada para todo el sistema mediante un proceso de media aritmética, podría no ser tan eficiente al tener más portadoras, ya que a medida que el valor de dispersión real se aleje más de dicha media, la compensación no será optima para todos los canales, ocasionando que hayan mas perdidas de potencia hacia los canales laterales debido a las penalidades inducidas por la dispersión.

Referencias

[1] ASHWIN GUMASTE, Tony Antony. “DWDM Network Designs and Engineering Solutions”,Cisco press, 2002, ISBN 1-58705-074-9.

[2] GROSZ, Diego F. “Sistemas de comunicación por fibra óptica de alta capacidad”, Departamento de Matemática y Física, Instituto Tecnológico de Buenos Aires.

[3] SHAHRIAR HOSSAIN, Shamim, COUCHMAN, Alan.” Design of single mode SMF, NZ-DSF and DCF optical fibers”, IEEE CCECE/CCGEI, Saskatoon, May. 2005.

[4] JDSU, “Testing Polarization Mode Dispersion in the Field”. Enero 2006

[5] D. VILLARREAL, Gabriel. CARDENAS, Ana. BOTIA, Javier.“ Performance of WDM–PON System Based on Optical Frequency Comb Generation”, IEEE, 2013.

[6] KWEON, Gyeong-il. ”Noise Figure of Optical Amplifiers”· 7 Junio 2002.