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Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico

Departamento de Ingeniería Electrónica

TESIS DE MAESTRÍA EN CIENCIAS

Estudio y Caracterización del Par Interruptor-Diodo en un Convertidor CD-CD

presentada por

Hiram Morales Espinosa Ing. en Electrónica por el I. T. de Orizaba

como requisito para la obtención del grado de:

Maestría en Ciencias en Ingeniería Electrónica

Director de tesis: Dr. Abraham Claudio Sánchez

Co-Director de tesis:

Dr. Jesús aguayo Alquicira

Jurado: Dr. Jaime Eugenio Arau Roffiel – Presidente

Dr. Mario Ponce Silva – Secretario Dr. Abraham Claudio Sánchez – Vocal

Dr. Jesús aguayo Alquicira – Vocal Suplente

Cuernavaca, Morelos, México. Febrero de 2009

Dedicado a mis padres, Irma y José Amelio,

y a mi hermano Hernán.

Agradecimientos

Estaré eternamente agradecido con mis padres. Siempre me han apoyado en todos los

proyectos que he emprendido y me han alentado para lograr todas las metas que me he

impuesto.

Deseo expresar mi agradecimiento al Dr. Abraham Claudio Sánchez por guiarme en

la dirección del desarrollo de este trabajo de investigación mediante sus recomendaciones,

consejos y observaciones. También agradezco al Dr. Jesús Aguayo Alquicira por su

participación en la asesoría de la tesis.

Por otro lado, las aportaciones y comentarios del comité revisor, el Dr. Mario Ponce

Silva y el Dr. Jaime E. Arau Roffiel, han sido muy valiosas ya que contribuyeron a

enriquecer este trabajo.

Fue muy grato el transcurso del tiempo con mis compañeros y amigos: Adriana,

Aldo, Carlos, Claudia, Dante, Efraín, Fabián, Fabiola, Flor de María, Gabriel, Héctor, Iván,

Ix-chel, Joaquín, José, Juan Carlos Vega, Juan Carlos Vilchis, Marinné, Samuel y Wendy.

Agradezco al Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico por

aceptarme como alumno y proveer los recursos para mi formación académica; a todo el

personal docente, administrativo y auxiliar por brindarme los medios necesarios y

facilidades para mi formación académica, así como por cada una de las atenciones que

recibí durante mi estancia.

Finalmente, expreso mi gratitud al Consejo Nacional de Ciencia y Tecnología y a la

Dirección General de Educación Superior Tecnológica por el apoyo económico brindado

para desarrollar y culminar los estudios de maestría.

Estudio y caracterización del par interruptor-diodo

en un convertidor CD-CD

Autor:

Hiram Morales Espinosa

Resumen

Este trabajo presenta el estudio comparativo y la caracterización realizados con los

interruptores MOSFET, Súper-Junction MOSFET e IGBT y los diodos pin de silicio y

Schottky de carburo de silicio. El objetivo principal es analizar el desempeño de diferentes

combinaciones de estos dispositivos semiconductores de potencia en un convertidor cd-cd.

La comparación tiene lugar en el convertidor boost, en el cual se presenta una

estrecha relación en el par interruptor-diodo principalmente debida a la corriente de

recuperación inversa. Ésta produce pérdidas adicionales en la conmutación de encendido

del interruptor y dependen de la velocidad del mismo.

Ya que gran parte del estudio se basa en el aspecto experimental, se pone especial

cuidado en la compensación de las fuentes de error. Además se recurre al diseño estadístico

de experimentos y al análisis de variancia de los datos para obtener un elevado nivel de

certidumbre en las mediciones realizadas.

Los resultados se muestran mediante dos enfoques: cualitativo y cuantitativo. El

primero se refiere a las formas de onda de la tensión y corriente tanto de los interruptores

como los diodos, donde se aprecia las variaciones que sufren debido a la modificación de

ciertos parámetros del convertidor. Por otro lado, el segundo implica la cuantificación y

normalización de dichas variaciones con respecto al par base: MOSFET y diodo pin de

silicio.

En la parte final se presentan recomendaciones para aprovechar de manera óptima las

ventajas que ofrecen los dispositivos analizados y sus combinaciones.

Study and characterization of the switch-diode

couple in a DC-DC converter

Author:

Hiram Morales Espinosa

Abstract

This work presents a comparative study and characterization of the MOSFET, Super-

Junction MOSFET and IGBT switches and the pin silicon and silicon carbide Schottky

diodes. The principal target is to analyze the performance of different combinations of these

power semiconductor devices in a dc-dc converter. The comparison takes place in the boost

converter, which presents a closed relation of the switch-diode couple, principally due to

the reverse recovery current. This one produces additional losses in the turn-on

commutation of the switch and they depend on its commutation velocity.

Since a bigger part of the study is based on the experimental work, it puts a special

care in the compensations of measurement errors. Also, an experimental statistical design

and the analysis of variance are done in order to obtain a high level accuracy in the realized

measurements.

The results are shown by means of two approaches: qualitative and quantitative. The

first one refers to the voltage and current waveforms of the switches and the diodes, where

the changes can be appreciated due to the parameters modification at the converter. On the

other hand, the second one implies the quantification and normalization of the above

mentioned changes with regard to the basic couple: MOSFET and pin silicon diode.

Finally, some recommendations are presented in order to take advantages in an optimum

way that the analyzed devices and their combinations can offer.

Contenido

Lista de figuras ..................................................................................................................... v

Lista de tablas ...................................................................................................................... ix

Lista de símbolos .................................................................................................................. xi

Capítulo 1 Introducción ....................................................................................................... 1

1.1. Convertidores cd-cd ................................................................................................. 1

1.2. El par interruptor-diodo ........................................................................................... 2

1.3. Tipos de dispositivos semiconductores de potencia ................................................ 3

1.3.1. Diodos ............................................................................................................... 4

1.3.2. Interruptores...................................................................................................... 4

1.4. Acerca del texto ....................................................................................................... 6

Capítulo 2 Metodología del estudio comparativo .............................................................. 9

2.1. Competencia de interruptores y diodos.................................................................... 9

2.2. Justificación ........................................................................................................... 12

2.3. La estrategia general .............................................................................................. 12

2.4. Estado del arte ........................................................................................................ 13

Capítulo 3 Diseño y construcción del convertidor cd-cd ................................................ 17

3.1. Caracterización experimental................................................................................. 17

3.2. Criterios del circuito de pruebas ............................................................................ 18

3.2.1. El método de prueba ....................................................................................... 18

3.2.2. El modo de funcionamiento ............................................................................ 18

3.2.3. El tipo de control ............................................................................................ 19

3.2.4. Características del circuito de pruebas ........................................................... 19

3.3. Topología ............................................................................................................... 19

3.4. Diseño del convertidor boost ................................................................................. 20

3.5. Dispositivos semiconductores a evaluar ................................................................ 21

3.6. Banco de pruebas ................................................................................................... 22

3.7. Construcción del convertidor boost ....................................................................... 23

3.7.1. Componentes pasivos ..................................................................................... 23

ii

3.7.2. Disipadores de calor ....................................................................................... 23

3.7.3. Montaje mecánico........................................................................................... 25

3.8. Generador PWM .................................................................................................... 25

3.9. Impulsor ................................................................................................................. 26

3.10. Equipo de medición y registro ............................................................................... 26

Capítulo 4 Proceso de medición y diseño de experimentos ............................................. 29

4.1. Definiciones ........................................................................................................... 29

4.2. Esquema general de medición ............................................................................... 32

4.3. Compensación de errores ....................................................................................... 33

4.3.1. Ruido asíncrono .............................................................................................. 33

4.3.2. Ruido síncrono ................................................................................................ 34

4.3.3. Compensación del retraso entre las sondas de tensión y corriente ................. 35

4.3.4. Compensación de inductancias parásitas ........................................................ 36

4.3.5. Conducción del interruptor ............................................................................. 39

4.4. Registro de datos de las mediciones ...................................................................... 41

4.5. Cálculos y visualización ........................................................................................ 42

4.6. Conducción del diodo ............................................................................................ 43

4.7. Diseño estadístico de experimentos ....................................................................... 45

4.8. El experimento 1 (exp1). ....................................................................................... 46

4.8.1. Organización ................................................................................................... 47

4.8.2. Ejecución y registro ........................................................................................ 47

4.8.3. ANOVA y resultados de la prueba ................................................................. 47

4.8.4. Comprobación de la idoneidad ....................................................................... 48

4.9. Diseño de experimentos para la conducción del diodo .......................................... 49

4.9.1. El experimento D1 (expD1) ........................................................................... 50

Capítulo 5 Resultados experimentales .............................................................................. 53

5.1. Análisis comparativo ............................................................................................. 53

5.1.1. Herramienta de presentación .......................................................................... 54

5.2. Efecto de la resistencia de compuerta .................................................................... 55

5.3. Efecto de la tensión aplicada a la compuerta ......................................................... 65

5.4. Efecto de la frecuencia de conmutación ................................................................ 70

5.5. Efecto de la potencia .............................................................................................. 76

5.6. Resultados de la conducción del diodo .................................................................. 82

iii

5.7. Resumen ................................................................................................................. 84

Capítulo 6 Conclusiones ..................................................................................................... 85

6.1. Acerca de la conmutación ...................................................................................... 85

6.2. Acerca de la conducción ........................................................................................ 86

6.3. Impacto en la eficiencia del convertidor ................................................................ 87

6.4. El costo monetario ................................................................................................. 87

6.5. Trabajos futuros ..................................................................................................... 88

Anexo A: Diseño del convertidor Boost ............................................................................ 89

Anexo B: Diseño del inductor ............................................................................................ 91

Anexo C: Estimación de pérdidas ..................................................................................... 93

Anexo D: PWM en PIC 16F877A ...................................................................................... 97

Anexo E: Formas de onda .................................................................................................. 99

v

Lista de figuras

Figura 1.1. Convertidores cd-cd básicos: a) buck, b) boost, c) buck-boost. ....................................................... 2 Figura 1.2. Estructuras básicas de diodos de potencia: a) pin, b) Schottky. ....................................................... 4 Figura 1.3. Estructuras de interruptores: a) MOSFET, b) CoolMOS y c) IGBT. ............................................... 5 Figura 1.4. Recientes estructuras de IGBTs: a) Field-Stop y b)Trench-Stop. .................................................... 6 Figura 2.1. Voltaje de bloqueo para los diferentes diodos. ............................................................................... 10 Figura 2.2. Corriente permitida en los diodos. ................................................................................................. 10 Figura 2.3. Voltaje de bloqueo de los interruptores. ......................................................................................... 11 Figura 2.4.Capacidad de corriente de interruptores. ......................................................................................... 11 Figura 2.5. Producto Vnom*Inom contra la frecuencia......................................................................................... 11 Figura 2.6. Secuencia de la estrategia general. ................................................................................................. 13 Figura 3.1. Prototipo del convertidor boost. ..................................................................................................... 21 Figura 3.2. Encapsulados a) TO-220FP y b) TO-220AC. ................................................................................ 22 Figura 3.3. Diagrama de bloques del banco de pruebas. .................................................................................. 22 Figura 3.4. Circuito equivalente térmico. ......................................................................................................... 24 Figura 3.5. Montaje mecánico del a) interruptor, b) diodo. .............................................................................. 25 Figura 3.6. Diagrama esquemático del impulsor. ............................................................................................. 26 Figura 4.1. Ubicación de las variables primarias en el convertidor boost. ....................................................... 30 Figura 4.2. Conmutación de encendido del interruptor. ................................................................................... 31 Figura 4.3. Conmutación de apagado del interruptor. ...................................................................................... 31 Figura 4.4. Estado de conducción del interruptor. ............................................................................................ 32 Figura 4.5. Conmutación de apagado del interruptor. ...................................................................................... 32 Figura 4.6. Esquema general de la medición. .................................................................................................. 33 Figura 4.7. Ejemplo del ruido asíncrono y su compensación. .......................................................................... 34 Figura 4.8. Corrección del ruido síncrono en ic. ............................................................................................... 35 Figura 4.9. Diagrama esquemático del convertidor boost con elementos parásitos. ........................................ 36 Figura 4.10. a) Caída de tensión en cada inductancia parásita, b) ia, c) derivadas de ia e ic. ............................. 37 Figura 4.11. a) vL/(di/dt) para cada inductancia. Comparación entre vL y el producto de L(di/dt) para b) L21,

c)L43 y d)L45. .................................................................................................................................................... 37 Figura 4.12. Compensación de las inductancias parásitas en a) el interruptor y b) el diodo, c) corrientes de

drenaje y ánodo. ............................................................................................................................................... 38 Figura 4.13. Efecto de la inductancia parásita del cable de tierra de la sonda de tensión. ................................ 39 Figura 4.14. Sonda con cable de tierra a) de 18.3 cm y b) de 6.3 cm. .............................................................. 39 Figura 4.15. Efecto de la saturación de la sonda de tensión al cambiar la escala de 10V/div a 5V/div............ 40 Figura 4.16. Implementación del diodo y de la resistencia auxiliares. ............................................................. 40 Figura 4.17. Medición de v6. ............................................................................................................................ 41 Figura 4.18. Caracterización del diodo auxiliar. ............................................................................................... 41 Figura 4.19. a) Modificación del boost para medir la conducción del diodo, b) formas de onda. .................... 43 Figura 4.20. Tensión, corriente y potencia en el diodo durante t2. ................................................................... 44 Figura 4.21. Sonda de corriente TCP202 y conector BNC. .............................................................................. 45 Figura 4.22. Gráfica de PconmQ contra Rg. ......................................................................................................... 48 Figura 4.23. Gráfica de la probabilidad normal de los residuos. ...................................................................... 49 Figura 4.24. Gráfica de residuos contra valores ajustados................................................................................ 49 Figura 4.25. Gráfica de Ia contra Vak. ............................................................................................................... 51 Figura 4.26. Gráfica de la probabilidad normal de los residuos en expD1. ..................................................... 52 Figura 4.27. Gráfica de residuos contra valores ajustados en expD1. .............................................................. 52 Figura 5.1. Interfaz gráfica para la presentación de las comparaciones. .......................................................... 54 Figura 5.2. Presentación gráfica de una comparación. ..................................................................................... 55 Figura 5.3. Corriente de drenaje en la conmutación de encendido de Q: a) Rg=1Ω, b) Rg=15Ω, c) variación de

la pendiente máxima. ........................................................................................................................................ 57

vi

Figura 5.4. Voltaje drenaje-fuente en la conmutación de encendido de Q: a) Rg=1Ω, b) Rg=15Ω, c) variación

de la pendiente máxima. ................................................................................................................................... 57 Figura 5.5 Potencia instantánea de Q en la conmutación de encendido: a) Rg=1Ω, b) Rg=15Ω, c) energía y

potencia promedio. ........................................................................................................................................... 58 Figura 5.6. Variación de Idmax/Iin en función de Rg. ..................................................................................... 58 Figura 5.7. Energía y potencia promedio de compuerta en la conmutación de encendido de Q. ..................... 58 Figura 5.8. Conmutación de apagado de Q: a) corriente de drenaje, b) voltaje drenaje-fuente y c) potencia

instantánea. ....................................................................................................................................................... 60 Figura 5.9. Efecto de la variación de Rg en: pendientes máximas de a) id y b) vds, c) energía y potencia en la

conmutación de apagado de Q. ......................................................................................................................... 60 Figura 5.10. Energía y potencia promedio de compuerta en la conmutación de apagado. ............................... 61 Figura 5.11. Pérdidas promedio: a) conmutación y b) conducción. ................................................................. 61 Figura 5.12. a) Rdson , b) pérdidas totales en Q. ................................................................................................ 61 Figura 5.13. Corriente de ánodo en la conmutación de apagado de D: a) Rg=1Ω, b) Rg=15Ω, c) variación de la

pendiente máxima. ............................................................................................................................................ 63 Figura 5.14. Voltaje ánodo-cátodo en la conmutación de apagado de D: a) Rg=1Ω, b) Rg=15Ω, c) variación de

la pendiente máxima. ........................................................................................................................................ 63 Figura 5.15. Potencia instantánea de D en la conmutación de apagado: a) Rg=1Ω, b) Rg=15Ω, c) energía y

potencia promedio. ........................................................................................................................................... 64 Figura 5.16. Recuperación inversa: a)tiempo, b) corriente máxima, c) carga total .......................................... 64 Figura 5.17. Eficiencia del convertidor. ........................................................................................................... 65 Figura 5.18. Conmutación de encendido de Q: a) did/dt, b) dvds/dt y c) pico de corriente. .............................. 66 Figura 5.19. Energía y potencia en la conmutación de encendido de Q variando Vpul. .................................. 66 Figura 5.20. Energía y potencia promedio de compuerta en la conmutación de encendido de Q. ................... 66 Figura 5.21. did/dt en la conmutación de apagado de Q. .................................................................................. 67 Figura 5.22. dvds/dt en la conmutación de apagado de Q. ................................................................................ 67 Figura 5.23. Energía y potencia promedio de Q en la conmutación de apagado. ............................................. 67 Figura 5.24. Energía y potencia promedio de compuerta en la conmutación de apagado de Q. ...................... 67 Figura 5.25. Pérdidas promedio en función de Vpul: a) conmutación y b) conducción. .................................. 68 Figura 5.26. Impacto de Vpul en a) Rdson y b) pérdidas totales en Q. ............................................................... 68 Figura 5.27. Conmutación de apagado de D: a) dia/dt, b) dvak/dt , c) energía y potencia promedio. ................ 69 Figura 5.28. a) Tiempo y b) corriente máxima de recuperación inversa. ......................................................... 70 Figura 5.29. a) Carga de recuperación inversa. b) Eficiencia del convertidor. ................................................. 70 Figura 5.30. Conmutación de encendido de Q: a) did/dt, b) dvds/dt. ................................................................. 71 Figura 5.31. Conmutación de encendido de Q: a) energía, b) potencia promedio. ........................................... 71 Figura 5.32. Variación del pico de corriente Idmax/Iin en función de f. .......................................................... 72 Figura 5.33. Energía en la compuerta en la conmutación de encendido de Q. ................................................. 72 Figura 5.34. Potencia promedio de compuerta en la conmutación de encendido. ............................................ 72 Figura 5.35. Conmutación de apagado de Q: a) did/dt, b) dvds/dt. .................................................................... 73 Figura 5.36. Conmutación de apagado de Q: a) energía, b) potencia promedio. .............................................. 73 Figura 5.37. Energía en la compuerta en la conmutación de apagado de Q. .................................................... 73 Figura 5.38. Potencia promedio de compuerta en la conmutación de apagado. ............................................... 73 Figura 5.39. Pérdidas promedio en función de f: a) conmutación y b) conducción. ........................................ 74 Figura 5.40. Efecto de f en a) Rdson y b) pérdidas totales en Q. ........................................................................ 74 Figura 5.41. Conmutación de apagado del diodo: a) dia/dt, b)dvak/dt ............................................................... 75 Figura 5.42. Efecto de la variación de f en: a) energía y b) potencia promedio en la conmutación de apagado

de D. ................................................................................................................................................................. 75 Figura 5.43. a) Pérdidas de conmutación del diodo, b) carga de recuperación inversa. ................................... 76 Figura 5.44. a) Tiempo y b) corriente máxima de recuperación inversa. ......................................................... 76 Figura 5.45. Conmutación de encendido de Q: a) did/dt, b) dvak/dt. ................................................................. 77 Figura 5.46. Efecto de la variación de P en: a) energía y potencia promedio en la conmutación de encendido

de Q, b) pico de corriente de id. ........................................................................................................................ 77 Figura 5.47. Energía y potencia promedio de la compuerta en la conmutación de encendido de Q. ............... 77 Figura 5.48. Conmutación de apagado de Q: a) did/dt, b) dvak/dt. .................................................................... 79 Figura 5.49. Efecto de la variación de P en: a) energía y potencia promedio en la conmutación de apagado de

Q, b) energía y potencia promedio en la compuerta ......................................................................................... 79

vii

Figura 5.50. Pérdidas promedio en función de P: a) conmutación y b) conducción. ........................................ 80 Figura 5.51. Efecto de P en a) Rdson y b) pérdidas totales en Q. ..................................................................... 80 Figura 5.52. Efecto de la variación de P en: a) dia/dt, b) dvak/dt, c) energía y potencia en la conmutación de

apagado de D. ................................................................................................................................................... 81 Figura 5.53. a) Tiempo y b) corriente máxima de recuperación inversa. ......................................................... 82 Figura 5.54. . a) Carga de recuperación inversa. b) Eficiencia del convertidor. ............................................... 82 Figura 5.55. Curvas de Ia contra Vak para ambos diodos y diferentes temperaturas de unión. ......................... 83 Figura 5.56. Vak contra temperatura de unión en ambos diodos y diferentes corrientes. .................................. 84

ix

Lista de tablas

Tabla 3.1. Especificaciones del convertidor boost. .......................................................................................... 21 Tabla 3.2. Esfuerzos en los dispositivos semiconductores. .............................................................................. 21 Tabla 3.3. Principales características de los dispositivos semiconductores elegidos........................................ 22 Tabla 3.4. Características de los componentes pasivos del convertidor boost. ................................................. 23 Tabla 3.5. Corriente y potencia promedio en el impulsor para cada interruptor. ............................................. 26 Tabla 4.1. Variables primarias. ......................................................................................................................... 30 Tabla 4.2. Variables secundarias. ..................................................................................................................... 30 Tabla 4.3. Inductancias parásitas de los dispositivos semiconductores. ........................................................... 38 Tabla 4.4. Etapas del registro de datos. ............................................................................................................ 42 Tabla 4.5. Características de los experimentos unifactoriales para aun par interruptor-diodo. ........................ 46 Tabla 4.6. Experimentos para los cuatro pares interruptor-diodo. .................................................................... 46 Tabla 4.7. Asignación del número de corrida experimental. ............................................................................ 47 Tabla 4.8. Orden aleatorio de las pruebas......................................................................................................... 47 Tabla 4.9. Concentración de los datos para ejecutar el ANOVA. .................................................................... 47 Tabla 4.10. Tabla de resultados del ANOVA. .................................................................................................. 48 Tabla 4.11. Características del experimento de la conducción del diodo. ........................................................ 49 Tabla 4.12. Experimentos para los dos diodos. ............................................................................................... 49 Tabla 4.13. Asignación del número de corrida experimental. .......................................................................... 50 Tabla 4.14. Orden aleatorio de las pruebas. ...................................................................................................... 50 Tabla 4.15. Concentración de los datos de Vak para ejecutar el ANOVA. ...................................................... 50 Tabla 4.16. Resultados del ANOVA para expD1. ............................................................................................ 51 Tabla 5.1. Comparaciones de los pares interruptor-diodo. ............................................................................... 53 Tabla 5.2. Experimentos reorganizados a partir de los datos de expD1 a expD6. ............................................ 54 Tabla 5.3. Comparaciones en la conducción del diodo. ................................................................................... 54 Tabla 5.4. Tabla comparativa de las tendencias en los resultados. ................................................................... 84 Tabla 6.1. Costos de los dispositivos semiconductores de potencia analizados. .............................................. 87 Tabla 6.2. Costo de los pares interruptor-diodo. .............................................................................................. 87 Tabla 6.3. Dispositivos semiconductores en base a la prioridad de desempeño. .............................................. 88

xi

Lista de símbolos

a ánodo

BJT Transistor de juntura bipolar

C Capacitor

cd Corriente directa

D Diodo

d Drenaje

did/dt off Pendiente máxima de la corriente de drenaje en la conmutación de apagado

did/dt on Pendiente máxima de la corriente de drenaje en la conmutación de encendido

dia/dt on Pendiente máxima de la corriente de ánodo en la conmutación de apagado

dvds/dt off Pendiente máxima del voltaje drenaje fuente en la conmutación de apagado

dvak/dt off Pendiente máxima del voltaje ánodo-cátodo en la conmutación de apagado

dvds/dt on Pendiente máxima del voltaje drenaje fuente en la conmutación de encendido

EoffD Energía en la conmutación de apagado del diodo

EoffQ Energía de la conmutación de apagado del interruptor

Eong Energía en la compuerta en la conmutación de encendido del interruptor

Eoffg Energía en la compuerta en la conmutación de apagado del interruptor

EonQ Energía de la conmutación de encendido del interruptor

ESR Resistencia serie equivalente

f Frecuencia de conmutación

FET Transistor de efecto de campo

FS Field-Stop

g compuerta

ia Corriente instantánea de ánodo

Ia Corriente promedio de ánodo

Iapico Corriente pico de ánodo

ic Corriente instantánea del capacitor

id Corriente instantánea de drenaje

Id Corriente promedio de drenaje

Idmax Corriente máxima en la conmutación de encendido del interruptor

Idmin Corriente mínima del rizo

Idpico Corriente pico de drenaje

IFAV Corriente promedio en sentido directo

IFrms Corriente rms en sentido directo

IGBT Transistor bipolar de compuerta aislada

Iimp Corriente promedio de salida del impulsor

iin Corriente instantánea de entrada

Iin Corriente de entrada

iL Corriente instantánea del inductor

Inom Corriente nominal del dispositivo

Io Corriente de salida

io Corriente instantánea de salida

Irr Corriente máxima de recuperación inversa

k cátodo

L Inductancia

La Inductancia de ánodo

Lk Inductancia de cátodo

Ld Inductancia de drenaje

Ls Inductancia de fuente

lg Longitud del entrehierro

M Ganancia del convertidor

xii

MOSFET Transistor de efecto de campo de metal óxido semiconductor

NPT Non-Punch-Through

P Potencia

PcondQ Pérdidas promedio de conducción en el interruptor

PconmQ Pérdidas promedio de conmutación en el interruptor

PconmD Pérdidas promedio de conmutación en el diodo

PD Pérdidas totales promedio en el diodo

Pimp Potencia promedio del impulsor

PoffD Pérdidas en la conmutación de apagado del diodo

PoffQ Pérdidas promedio en la conmutación de apagado del interruptor

Pong Pérdidas promedio en la compuerta en la conmutación de encendido del interruptor

Poffg Pérdidas promedio en la compuerta en la conmutación de apagado del interruptor

PQ Pérdidas totales promedio en el interruptor

PT Punch-Through

PWM Modulación por ancho de pulso

Q interruptor

Qg Carga total de compuerta

Qrr Carga de recuperación inversa

R Resistencia de carga

rd Resistencia dinámica

Rdson Resistencia drenaje-fuente de encendido

Rg Resistencia de compuerta

Rθcs Resistencia térmica encapsulado-disipador

Rθjc Resistencia térmica unión-encapsulado

Rθsa Resistencia térmica disipador-ambiente

s Fuente

Si Silicio

SiC Carburo de silicio

SiO2 Dióxido de silicio

SJ Súper juntura

T Periodo de conmutación

Ta Temperatura ambiente

Ta Temperatura ambiente

Tc Temperatura de encapsulado

Tj Temperatura de juntura

Tjmax Temperatura máxima de juntura

ton Tiempo de encendido

tri Tiempo de subida de la corriente

trr Tiempo de recuperación inversa

Zθjc Impedancia térmica encapsulado-disipador

N Número de adquisiciones del osciloscopio

Ts Temperatura del disipador

TS Trench-Stop

vak Voltaje instantáneo ánodo-cátodo

Vak Voltaje promedio ánodo-cátodo

Vakmax Voltaje pico ánodo-cátodo

vC Voltaje instantáneo del capacitor

Vcesat Voltaje colector-emisor de saturación

Vds Voltaje promedio drenaje-fuente

vds Voltaje instantáneo drenaje-fuente

Vdsmax Voltaje máximo drenaje-fuente

Vf Caída de tensión del diodo

Vgplat Voltaje de la meseta de la compuerta

Vgs Voltaje compuerta-fuente

vgs Voltaje instantáneo compuerta-fuente

vin Voltaje instantáneo de entrada

xiii

vref Voltaje de referencia

Vin Voltaje de entrada

Vnom Voltaje nominal de bloqueo

Vo Voltaje de salida

VDaux Voltaje del diodo auxiliar

Vo Voltaje de salida

vo Voltaje instantáneo de salida

Vpul Voltaje aplicado a la compuerta

vRg Voltaje instantáneo de la resistencia de compuerta

Vto Voltaje de umbral del diodo

δ Ciclo de trabajo

ΔIL Rizo de la corriente del inductor

ΔVo Rizo del voltaje de salida

η Eficiencia del convertidor

Capítulo 1 Introducción

1.1. Convertidores cd-cd

Los convertidores cd-cd son ampliamente usados en fuentes conmutadas y en

aplicaciones de control de motores de cd. Frecuentemente, la entrada a estos convertidores

es un voltaje de cd no regulado, el cual puede fluctuar debido a los cambios en el voltaje de

línea de donde es obtenido. Los convertidores conmutados cd-cd son usados para convertir

la entrada de cd no regulada en una salida controlada también de cd a un nivel deseado [1].

De forma general, existen tres convertidores cd-cd básicos: buck, boost y buck-boost,

los cuales se muestran en la Figura 1.1. Otros convertidores son una combinación,

extensión o modificación de los básicos. Los problemas que presentan estos convertidores,

salvo particularidades, son muy similares y están relacionados principalmente con la

potencia que manejan, la frecuencia de operación y los componentes con los que están

construidos [1].

La eficiencia es un aspecto esencial en cualquier convertidor conmutado ya que es un

indicativo del desempeño que éste tendrá [2]. Sin embargo lograr una alta eficiencia no es

la única meta que se persigue en su diseño. Además se busca una alta densidad de potencia,

buena repuesta transitoria y adecuada regulación con bajos rizos de voltaje y corriente. Por

otro lado, la operación en altas temperaturas, alta confiabilidad, tamaño reducido y un bajo

costo son cualidades también deseables [3]-[7]. No todos los aspectos mencionados

Estudio y caracterización del par interruptor-diodo en un convertidor cd-cd

2

anteriormente se logran en todas las aplicaciones, sino que unos adquieren mayor

importancia que otros según la aplicación donde el convertidor se encuentre.

Figura 1.1. Convertidores cd-cd básicos: a) buck, b) boost, c) buck-boost.

1.2. El par interruptor-diodo

Los componentes claves en los convertidores cd-cd son el interruptor Q y el diodo D,

los cuales se muestran en la Figura 1.1 [8]. La asociación de ambos elementos es la base del

proceso de conmutación y, en lo posterior, será llamada par interruptor-diodo.

Idealmente el par interruptor-diodo no disipa potencia, sin embargo al emplear los

dispositivos semiconductores reales esto sucede de manera inevitable. La disipación

ocasiona que la temperatura de unión se eleve, con lo cual aumenta la corriente de fuga y

disminuye la capacidad de bloqueo de voltaje, modificándose así las características

eléctricas nominales del dispositivo. Además se reduce su vida útil y en el peor de los casos

se llega a la destrucción del componente [9], [10].

Lo anterior trae como consecuencia la reducción de eficiencia, el uso de sistemas de

enfriamiento más grandes y el incremento en tamaño, peso y costo del convertidor [2], [11],

[12].

Para minimizar los problemas mencionados, las características deseables del

interruptor Q son [1]:

1. Corriente de fuga muy pequeña en el estado de apagado.

2. Un pequeño voltaje en el estado de encendido para reducir las pérdidas por

conducción.

3. Transiciones cortas de encendido y apagado. Esto permite que el dispositivo sea

usado a altas frecuencias de conmutación.

Capítulo 1: Introducción

3

4. Capacidad de bloquear alto voltaje directo e inverso. Esto minimiza la necesidad de

conectar en serie varios dispositivos, lo que complica el control y la protección de

los interruptores.

5. Capacidad de manejar alta corriente en encendido. En aplicaciones de alta corriente,

esto reduce la necesidad de conectar varios dispositivos en paralelo, evitándose así

el problema de la repartición de corriente.

6. Coeficiente de temperatura positivo. Asegura que en los dispositivos en paralelo la

corriente se reparta equitativamente.

7. Potencia de control pequeña requerida para conmutar el dispositivo. Esto simplifica

el diseño del circuito de control.

8. Capacidad de soportar corriente y voltaje nominales simultáneamente durante la

conmutación.

9. Altas variaciones de voltaje y corriente. Este hecho minimiza la necesidad de

circuitos externos para limitar dichas variaciones.

Por otro lado, el mayor inconveniente que se presenta en el diodo es el fenómeno de

recuperación inversa. Esto implica la aparición de un pico de corriente negativa en la

transición del estado de encendido a apagado, la cual es requerida para desalojar el exceso

de portadores y permitir el bloqueo de voltaje [1].

La recuperación inversa no sólo produce pérdidas en el propio diodo, sino que según

la forma de conexión con el interruptor, puede ocasionar pérdidas adicionales en la

conmutación de encendido [2], [10]. Otros efectos adversos incluyen la generación de

interferencia electromagnética y el uso de un mayor sistema de enfriamiento [10]. En vista

de lo anterior, las principales características deseables del diodo son [14]:

1. Baja caída de tensión en el estado de encendido.

2. Baja corriente de fuga inversa en el estado de apagado.

3. Mínima o nula recuperación inversa.

A pesar del significativo progreso en el desarrollo de dispositivos semiconductores de

potencia, no existe ninguno que simultáneamente posea todas las propiedades mencionadas

anteriormente [1]. Cada tipo de dispositivo tiene sus ventajas y desventajas, lo cual hace

que la selección no sea una tarea sencilla. A continuación se expone una breve revisión de

los diferentes tipos de dispositivos semiconductores de potencia empleados en los

convertidores cd-cd.

1.3. Tipos de dispositivos semiconductores de potencia

Actualmente, los dispositivos semiconductores de potencia disponibles pueden ser

clasificados en tres grupos de acuerdo a la forma de controlar sus estados de apagado y

encendido [1]:

Diodos. Ambos estados son controlados por el circuito de potencia.

Tiristores. Se encienden mediante una señal de control pero deben de ser apagados

por el circuito de potencia.


4

Interruptores controlables (o simplemente interruptores). Se encienden y apagan

por una señal de control.

Los tiristores se emplean generalmente en circuitos de corriente alterna y no se

revisan en este texto. Enseguida se exponen los diodos e interruptores empleados en

convertidores cd-cd.

1.3.1. Diodos

Existen dos estructuras básicas de diodos de potencia: pin y Schottky. El diodo pin

está compuesto de tres capas de silicio (Figura 1.2a). La primera capa es n+, lo cual indica

que está altamente dopada (1019

cm-3

), la capa intermedia o región de deriva posee mucho

menos impurezas (1014

cm-3

) mientras que la capa p+ es similar a la n

+. Este diodo presenta

una gran recuperación inversa causada por el fenómeno de modulación de conductividad.

Como ventaja, tiene una baja corriente de fuga en el estado de apagado [1][14].

El diodo Schottky, el cual se muestra en la Figura 1.2b, básicamente es una unión

metal-semiconductor que no presenta recuperación inversa debido a su mecanismo de

portadores mayoritarios (no hay modulación de conductividad). Su caída de tensión en el

estado de encendido es menor a la del diodo pin. Sin embargo, su principal desventaja

radica en una gran corriente de fuga, lo cual restringe su uso a aplicaciones de bajo voltaje

(menor a 200 V) [1][14].

Figura 1.2. Estructuras básicas de diodos de potencia: a) pin, b) Schottky.

Recientemente ha entrado al mercado el diodo Schottky construido en carburo de

silicio, el cual presenta mejores características que el silicio convencional. Posee un mayor

campo eléctrico de ruptura que permite corrientes de fuga más bajas, una menor resistencia

específica de encendido y la capacidad de bloquear voltajes superiores a 200 V. Además, su

mayor conductividad térmica posibilita mayores densidades de corriente y la fabricación de

chips más pequeños [1][7][15][16].

1.3.2. Interruptores

En general se utiliza, como el interruptor Q, uno de tres tipos de transistores:

Transistor de efecto de campo de metal óxido semiconductor (MOSFET).


5

Transistor de efecto de campo de metal óxido semiconductor de súper juntura (SJ-

MOSFET ó mejor conocido como CoolMOS).

Transistor bipolar de compuerta aislada (IGBT).

El MOSFET es el interruptor comúnmente usado en los convertidores cd-cd y su

estructura se muestra en la Figura 1.3a. La transición del estado de encendido al apagado es

controlada por la tensión aplicada en la compuerta. Dos características son muy

importantes: la velocidad de conmutación y la Rdson. Mientras mayor sea la primera y

menor la segunda, menores serán las pérdidas totales del MOSFET. Un punto débil es que

la Rdson se incrementa rápidamente en función del voltaje de bloqueo ya que guardan una

relación cuadrática [1].

Figura 1.3. Estructuras de interruptores: a) MOSFET, b) CoolMOS y c) IGBT.

El CoolMOS modifica la estructura del MOSFET al incrementar el nivel de dopado

de la región de deriva y agregar una columna p de igual nivel, tal como se observa en la

Figura 1.3b. Lo anterior permite elevar el voltaje de bloqueo con una menor modificación

en la Rdson (la relación se vuelve casi lineal), o de otra manera, reducir este parámetro con

un mismo voltaje de bloqueo [6] .

El IGBT, cuya estructura general se muestra en la Figura 1.3c, es una combinación de

BJT y MOSFET en la misma oblea de silicio que pretende aprovechar las bajas pérdidas de

conducción del primero y la velocidad de conmutación del segundo, especialmente en altos

voltajes de bloqueo (cientos de voltios). El IGBT de la Figura 1.3c se le llama PT (punch-

through) ya que el campo eléctrico sobrepasa la región de deriva y es necesario la capa

buffer para contenerlo. Por otro lado, en el IGBT NPT (non-punch-through) dicha capa no

se requiere debido a que el campo no sobrepasa la región de deriva [1]. Aunque

generalmente las terminales del IGBT son llamadas emisor y colector, con el fin de facilitar

la comparación en este trabajo los nombres continuarán como fuente y drenaje (Figura

1.3c).

La principal desventaja del IGBT es la cola de corriente en la conmutación de

apagado. Este comportamiento se debe a la sección BJT y a la modulación de

conductividad [1].


6

Otras estructuras han sido desarrolladas con el fin de mejorar las características de los

IGBTs. El concepto Field-Stop agrega una capa n de bajo dopado en la estructura NPT

(Figura 1.4a). Además la idea de trinchera ha sido implementada junto con el Field-Stop

para obtener el IGBT Trench-Stop (Figura 1.4b). Todo lo anterior ha traído beneficios

como la reducción de tamaño y menores pérdidas en conducción y conmutación [17][18].

Figura 1.4. Recientes estructuras de IGBTs: a) Field-Stop y b)Trench-Stop.

1.4. Acerca del texto

La organización de este texto está compuesta de la siguiente manera. En el Capítulo 1

se aborda el contexto donde se ubica el estudio comparativo y los conceptos básicos son

expuestos. La metodología con la que se lleva a cabo este estudio se expone en el Capítulo

2. En el Capítulo 3 se mencionan los detalles del ambiente donde tiene lugar este trabajo, es

decir, el convertidor cd-cd. Después, en el Capítulo 4 se presentan todas aquellas acciones

realizadas para obtener mediciones de calidad seguidas del diseño estadístico de

experimentos. Después, en el Capítulo 5 aparecen los resultados experimentales obtenidos

y finalmente, en el Capítulo 6 se presentan las conclusiones.

Referencias. [1] N. Mohan, T. M. Undeland, W. P. Robbins, Power Electronics: converters, applications and design,

Tercera Edición, John Wiley & Sons, Inc., EU, 2003.

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[6] L. Lorenz, G. Deboy, I. Zverev, “Matched pair of CoolMOS transistors with SiC-Schottky diode–

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[8] S. Cordes, L. Lorenz, “Comparison between IGBT and MOSFET technology in terms of efficiency for

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Intelligent Motion and Power Quality, PCIM 2002, Nuremberg, Alemania, Mayo 2002, pp. 203-208.

[9] V.V. N. Obreja, “An experimental investigationon the nature of reverse current of silicon power pn-

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[11] D. T. Morisette, J. A. Cooper, “Theoretical comparison of SiC PiN and Schottky diodes based on

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[12] R. M. Abou-Alfotouh, A. V. Radun, H. R. Chang, C. Winterhalter, “A 1-MHz hard switched silicon

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[13] A. Elasser, M. Kheraluwala, M. Ghezzo, R. Steigerwald, R. Krishnamurthy, J. Kretchmer, T. P. Chow,

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[14] S. Musumeci, A. Raciti, F. Frisina, M. Melito, M. G. Saggio, “Performance analysis of merged p-i-n-

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[15] R. R. Hefner Jr., R. Singh, J. S. Lai, D. W. Berning, S. Bouché, C. Chapuy, “SiC power diodes provide

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[18] H. Rüthing, F. Umbach, O. Hellmund, P. Kanschat, G. Schmidt. “600V-IGBT3: Trench Field Stop

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http://www.infineon.com/


8

Capítulo 2 Metodología del estudio comparativo

2.1. Competencia de interruptores y diodos

Con el progreso actual de la tecnología de estado sólido, se han mejorado las

características de los dispositivos semiconductores de potencia y esto ha generado una

competencia entre ellos. En los interruptores, el CoolMOS ha comenzado a reemplazar al

MOSFET y recientemente el IGBT de alta velocidad ha entrado en la contienda. En cuanto

a diodos, por sus ventajas el carburo de silicio se muestra como una mejor opción sobre el

silicio convencional [1]-[4].

Para tener un claro panorama de esta competencia, se presenta una revisión del

catálogo de diodos e interruptores discretos (sólo un dispositivo por encapsulado) de

potencia media a baja de cinco fabricantes: ST Microelectronics, Fairchild Semiconductor,

International Rectifiers, Infineon Technologies y On Semiconductor.

En la Figura 2.1 se muestran los intervalos de voltaje de bloqueo existentes para cada

tecnología de diodos mientras que en la Figura 2.2 se tiene las capacidades de corriente.

Además ambas figuras ilustran las matrículas, encapsulados y caídas de tensión en el estado

de encendido de los dispositivos extremos [5]-[9].


10

Figura 2.1. Voltaje de bloqueo para los diferentes diodos.

Figura 2.2. Corriente permitida en los diodos.

Por otro lado, en la Figura 2.3 se presentan los rangos de voltaje de bloqueo

disponibles para los interruptores y en la Figura 2.4 los valores de corriente que pueden

soportar. También se incluyen matrículas, encapsulado y Rdson (Vcesat para el caso de los

IGBTs) [5]-[9].

En cuestión de frecuencia, la Figura 2.5 muestra el producto del voltaje de bloqueo y

la corriente nominales contra la frecuencia de conmutación. Aquí se aprecia que los IGBTs

dominan las frecuencias medias y bajas (menores a 80 kHz) con valores del producto

Vnom*Inom mayores a 10,000. Sin embargo esto se ha extendido con la aparición de los

IGBTs Field-Stop y Trench-Stop.

Los MOSFETs S-J y convencional dominan en frecuencias mayores a 150 kHz y un

producto menor a 15,000. Su uso por debajo de los 60 kHz no es recomendable ya que aquí

las pérdidas de conducción son las predominantes y los IGBTs los aventajan en ese aspecto.

Capítulo2: Metodología del estudio comparativo

11

Figura 2.3. Voltaje de bloqueo de los interruptores.

Figura 2.4.Capacidad de corriente de interruptores.

Figura 2.5. Producto Vnom*Inom contra la frecuencia.


12

De acuerdo a la información mostrada, la competencia entre dispositivos

semiconductores de potencia no se da en todos los casos, sino que sucede en la región de

traslape definida por los siguientes intervalos:

Diodos: pin de silicio y Schottky de carburo de silicio.

o Voltaje de bloqueo: 300 V a 600 V.

o Capacidad de corriente: 2 A a 16 A.

Interruptores: MOSFET, CoolMOS e IGBT de alta velocidad.

o Voltaje de bloqueo: 250 V a 800 V.

o Capacidad de corriente: 1.2 A a 70 A.

o Frecuencia de operación: 80 kHz a 150 kHz.

2.2. Justificación

Un mejor aprovechamiento de los dispositivos semiconductores de potencia puede

lograrse, en la región anteriormente definida, si se conocen las ventajas y desventajas en el

desempeño de uno u otro. La forma de averiguarlas es someter diferentes pares interruptor-

diodo a un estudio comparativo que los confronte en las mismas condiciones.

El estudio consta de una serie de experimentos donde se evalúa, mediante un proceso

de caracterización, el desempeño de diferentes pares en el ambiente de un convertidor cd-

cd. Para extender el alcance, algunos de los parámetros del convertidor se modifican en

intervalos y valores determinados para observar su impacto en el funcionamiento del par

interruptor-diodo y en el propio convertidor.

Como consecuencia del análisis de los resultados obtenidos del estudio, surgen

consideraciones que ayudan a los diseñadores de convertidores a realizar una mejor

selección de los dispositivos semiconductores y por lo tanto un mejor diseño del sistema

completo.

2.3. La estrategia general

La estrategia empleada para llevar a cabo el estudio comparativo consta de 3 pasos

principales: diseño e implementación del convertidor cd-cd, experimentación y resultados.

A su vez cada una se divide en dos o más pasos. La Figura 2.6 ilustra la secuencia de esta

estrategia y los pasos de cada fase.


13

Figura 2.6. Secuencia de la estrategia general.

2.4. Estado del arte

En la literatura se ha reportado una gran cantidad de estudios comparativos entre

dispositivos semiconductores, la mayoría con miras a conocer las ventajas y limitaciones de

los nuevos con respecto a los de uso actual. Algunas de las publicaciones más

representativas se discuten a continuación.

En [2] se estudia la combinación de un CoolMOS C3 con un diodo Schottky de SiC

en un convertidor boost que cumple la función de corrector de factor de potencia de 750

W. Dicho convertidor opera de 100 kHz a 500 kHz. En este artículo se exponen las ventajas

del uso de este par interruptor-diodo. Sin embargo sólo se centra la atención en las pérdidas

totales y la eficiencia, sin dar detalle de la conmutación ni la conducción. La conclusión del

autor establece que un CoolMOS con el apropiado diodo Schottky de SiC abre la puerta

hacia una alta densidad de potencia y una mayor frecuencia de operación.

En [10] se hace un estudio comparativo entre los diodos de SiC y los de Si en un

convertidor boost operando a 100 kHz. Se realizan diferentes pruebas y mediciones de

eficiencia con cargas de 100 W y 500 W. Los resultados de este estudio muestran que los

diodos de SiC superan el desempeño de los de Si, esto debido a que tienen bajas pérdidas

de conmutación y muy pequeña recuperación inversa. El autor concluye que las

aplicaciones de alto voltaje y alta temperatura se benefician con el uso del SiC. Sin

embargo en este artículo sólo presenta el comportamiento de los diodos y no analiza la

influencia del interruptor, el cual es un IGBT, además de que los resultados sólo se basan

en el incremento de la eficiencia del convertidor boost.

En [11] los semiconductores a prueba son los IGBT PT, NPT y Field Stop, el

CoolMOS, un FET de SiC, además de diodos de Si y de SiC. No solo la eficiencia se toma

• Análisis comparativo

• Conclusiones

3

Resultados

• Medición

• Procesamiento de datos.

• Diseño de experimentos.

2

Experimentación

• Selección de los interruptores y diodos a evaluar.

• Selección del convertidor prototipo.

• Diseño del convertidor.

• Construcción del prototipo.

1

Convertidor cd-cd


14

como medición clave, sino que también se consideran la caída de potencial en los

dispositivos, las pérdidas en el apagado y las pérdidas totales, todo lo anterior a una

temperatura de 125oC. La comparación de los componentes se realiza con voltajes de

bloqueo de 600 V y 1200 V en un convertidor flyback. También la frecuencia de operación

se varía hasta los 200 kHz. Ofrece resultados de la conmutación de apagado, la conducción

y la eficiencia total del convertidor.

En [12] se comparan no sólo dos IGBTs, sino que también las pistas del circuito

impreso; esto tiene lugar en un inversor conectado a una fuente de alimentación

ininterrumpible de 200 kVA. Sin embargo, el autor sólo se limita a decir que se emplean

dos módulos de IGBT de 1200 V y 400 A en paralelo sin mencionar el tipo de IGBTs. La

frecuencia de conmutación es de 20 kHz. Las oscilaciones de voltaje y las sobretensiones

no solo dependen de las pistas, sino que también se ven afectadas por el dispositivo

semiconductor. Este estudio va más allá del dispositivo aislado y analiza su interacción con

las pistas. El autor concluye que en el proceso de conmutación los dos factores más

importantes son los semiconductores y las interconexiones.

En [13] se comparan los interruptores IGBT, MOSFET y CoolMOS, todos de 600 V.

El autor no especifica el tipo de IGBT. La comparación tiene como objetivo realizar la

correcta selección del interruptor para un intervalo de frecuencias medias entre 20 kHz y

100 kHz. Después de analizar cuatro tipos de aplicaciones, el autor concluye que la

selección depende de los requerimientos de la aplicación: si es más importante el costo que

la eficiencia, la correcta elección es el IGBT; mientras que si se requiere que las pérdidas

totales sean muy bajas, el MOSFET ó CoolMOS es el elegido. Sin embargo no se distingue

entre pérdidas de conmutación y conducción.

En la mayoría de las publicaciones anteriores, la comparación de dispositivos se

realiza en potencias menores a 1 kW y las frecuencias de operación van de 20 kHz a 500

kHz. Con esto se aprecia que los esfuerzos se han centrado en la región de traslape de los

dispositivos semiconductores. Los principales efectos analizados son la eficiencia y las

pérdidas en dichos dispositivos. Seguido en importancia está la dependencia de estos

factores con la temperatura. En [12] se toma un enfoque diferente al analizar las

oscilaciones producidas por el encapsulado y pistas del circuito impreso. Sin embargo, en

ningún artículo se menciona el tamaño, densidad de potencia, ni el costo del convertidor.

La mayoría de las comparaciones realizadas en la literatura sólo muestran cómo

mejorar la eficiencia en un convertidor empleando diferentes dispositivo semiconductores y

dejan de lado los detalles de las conmutaciones y el estado de encendido.

Además, presentan las ventajas de un dispositivo sobre otro de manera aislada y los

colocan en el convertidor para comprobar si realmente es mejor, esto sin tomar en cuenta

que las relaciones con los restantes componentes influyen en el comportamiento de dichos

dispositivos.

Una vez planteadas las bases del estudio comparativo de este trabajo, en el próximo

capítulo se realiza el primer paso de la estrategia general: diseño e implementación del

convertidor cd-cd.


15

Referencias. [1] G. Spiazzi, S. Buso, M. Citron, M. Corradin y R. Pierobon, “Performance Evaluation of Schottky SiC

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[11] G. Deboy, H. Hulsken, H. Mitlehner, R. Rupp, “A comparison of modern power device concepts for

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[12] R. Pasterczyk, C. Martin, J. L. Schanen, “Semiconductors power layout: new challenges for the

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http://www.onsemi.com/


16

Capítulo 3 Diseño y construcción del convertidor cd-cd

3.1. Caracterización experimental

El convertidor cd-cd prototipo es pieza fundamental del estudio ya que será el medio

ambiente donde el par interruptor-diodo operará y se evaluará. Antes de elegir la topología

es necesario definir los criterios que llevarán a su construcción. El estudio comparativo es

esencialmente una caracterización de dispositivos, es decir, someterlos a una serie de

experimentos para evaluar detalladamente su comportamiento frente a diferentes

condiciones de operación [1]-[3].

La caracterización consiste en la realización de experimentos reales en un circuito de

pruebas empleando una topología sencilla y poco costosa, la cual reproduzcan fielmente las

condiciones de operación del dispositivo en una aplicación determinada. Las características

requeridas para el circuito de pruebas son las siguientes [1]-[3]:

Número limitado de componentes pasivos y activos, así como de fuentes.

Buena reproducción de las condiciones de operación de la aplicación.

Independencia entre los diferentes parámetros que deben estar controlados.

En la caracterización experimental, el trabajo consiste en la medición de voltaje y

corriente bajo las siguientes condiciones:


18

Conmutación dura.

Variación de parámetros del circuito de pruebas.

Empleando diferentes dispositivos.

3.2. Criterios del circuito de pruebas

El diseño del circuito de pruebas se basa en la determinación de tres aspectos: el

método de prueba, el modo de funcionamiento y el tipo de control.

3.2.1. El método de prueba

El comportamiento del dispositivo semiconductor de potencia puede ser observado en

dos casos diferentes, ya sea directamente en la aplicación del convertidor o mediante la

construcción de circuitos especiales que emulen el comportamiento de tal aplicación.

A) Circuitos de aplicación a convertidores

Cuando se evalúa directamente el desempeño del dispositivo semiconductor en un

convertidor conmutado, se presentan las interacciones entre el convertidor y la carga sobre

el dispositivo. La evaluación bajo estas condiciones presenta las siguientes características:

Se presentan las condiciones reales en las que puede operar el dispositivo

semiconductor, éstas son eléctricas, mecánicas y térmicas.

La potencia que se maneja depende del tipo de aplicación y generalmente es fija.

Los parámetros accesibles están en función del convertidor y de la naturaleza de la

carga.

Aunque en el caso real no se tiene gran flexibilidad en la manipulación de las

variables, se presenta la ventaja de que los resultados de los experimentos van más allá del

comportamiento del dispositivo semiconductor de potencia, permitiéndose así evaluar la

influencia de éste sobre el convertidor y su desempeño global.

B) Circuitos especiales

Cuando se diseñan circuitos especiales de prueba para el estudio y la caracterización

de los dispositivos semiconductores, se obtiene un mejor control de las condiciones de

prueba y es posible manipular la gran mayoría de las variables involucradas en el proceso

de conmutación. Sin embargo en este tipo de circuitos los resultados se limitan sólo al

comportamiento del dispositivo.

3.2.2. El modo de funcionamiento

Independientemente del método de prueba seleccionado, la topología adoptada puede

funcionar en dos modos: repetitivo o pulso sencillo.

A) Modo repetitivo

En este caso, el control tiene una frecuencia fija y un ciclo de trabajo reducido con el

fin de limitar el incremento de temperatura del componente. Este modo de funcionamiento

Capítulo 3: Diseño y construcción del convertidor cd-cd

19

tiene la ventaja de ser una evaluación muy cercana a la realidad en relación al cableado y a

los aspectos térmicos. Sin embargo se presentan ciertas desventajas tales como el uso de

sistema de enfriamiento y la dependencia entre la frecuencia, el ciclo de trabajo y la

temperatura entre otros.

B) Modo de pulso sencillo

El funcionamiento con pulso sencillo es una estrategia de pruebas donde se lleva a

cabo una experimentación en valores reales de corriente, tensión y temperatura. Además, el

componente es sometido una sola vez a la conmutación, lo que permite una limitación en

número de componentes y de la potencia instalada de la fuente.

3.2.3. El tipo de control

Para el control del disparo de los dispositivos auxiliares, así como del dispositivo bajo

prueba, existen dos posibilidades: el control automático y el tiempo preestablecido.

A) Control automático

En este esquema el encendido y apagado de los dispositivos auxiliares y del

dispositivo bajo prueba se realizan automáticamente a valores determinados de voltaje y

corriente. Este sistema permite condiciones de conmutación que pueden ser ajustadas

independientemente de la carga.

B) Tiempo preestablecido

En este caso se fijan los tiempos de encendido y apagado de los dispositivos. Es un

sistema de control en lazo abierto.

3.2.4. Características del circuito de pruebas

El circuito de pruebas que se desarrolló para llevar a cabo la caracterización

experimental posee las siguientes características:

Circuito de aplicación a convertidores, es decir, un convertidor conmutado cuya

topología es sencilla.

Únicamente un par interruptor-diodo, con lo cual se asegura que la conmutación

sólo se debe a estos dos dispositivos semiconductores.

Modo repetitivo, ya que es el modo de funcionamiento de un convertidor

conmutado.

Control de tiempo preestablecido, el cual depende del ciclo de trabajo del

convertidor.

3.3. Topología

Existen cuatro convertidores conmutados que poseen una topología sencilla y

solamente un par interruptor-diodo, los cuales son buck, boost, buck-boost y flyback. Sin

embargo, este último es descartado ya que realiza prácticamente la misma función que el


20

buck-boost por ser su versión aislada y además cuenta con un elemento adicional

(transformador).

Con los restantes convertidores se realizó una comparación analítica teniendo la

misma ganancia, potencia y voltajes de entrada y de salida: por un lado buck y buck-boost

como reductor y por el otro el boost y el buck-boost como elevador.

A) Reductores.

El ciclo de trabajo es mayor en el buck que en el buck-boost, mientras que los

esfuerzos y valores de los componentes pasivos L y C son mayores en el segundo

convertidor. Esto trae como consecuencia que la respuesta dinámica sea más rápida en el

convertidor buck.

B) Elevadores.

El ciclo de trabajo, los esfuerzos y los componentes pasivos L y C son mayores en el

buck-boost en comparación con el buck, Lo anterior conlleva a que el convertidor boost

posea una respuesta dinámica más rápida que el buck-boost.

Notando que en cada par el buck y boost tienen los componentes pasivos más

pequeños y menores esfuerzos, se descarta el uso del buck-boost. Finalmente, entre los dos

convertidores restantes, conviene emplear el boost como circuito de pruebas por el hecho

de tener el interruptor referido a tierra. Esta particularidad evita el uso de una fuente aislada

extra para el impulsor y hace el circuito lo más sencillo posible con el fin de minimizar la

dependencia entre los resultados obtenidos y los elementos externos.

3.4. Diseño del convertidor boost

El punto de operación del convertidor boost es el conjunto de valores nominales de

todos sus parámetros que, para este estudio, parten de los correctores de factor de potencia

basados en dicha topología. La potencia nominal es de 500 W, con lo cual el modo de

operación es el de conducción continua ya que ésta se utiliza en potencias mayores a 300

W. El voltaje de entrada corresponde al valor de la línea de alimentación de CA rectificada

y filtrada, es decir, 180 V. Por otro lado, el voltaje de salida se fija en 400 V tal como se

ilustra en la Figura 3.1 [4]-[7]. El resto de los parámetros se calculan fácilmente con las

ecuaciones del convertidor boost y se muestran en la Tabla 3.1. Por su parte, en la Tabla 3.2

se listan los esfuerzos en los dispositivos semiconductores. El procedimiento completo de

diseño del convertidor se encuentra en el Anexo A.


21

Figura 3.1. Prototipo del convertidor boost.

Tabla 3.1. Especificaciones del convertidor boost.

𝑃 = 500 𝑊

𝛿 = 0.55

𝑀 = 2.22

𝑉𝑜 = 400 𝑉

𝑉𝑖𝑛 = 180 𝑉

𝐼𝑜 = 1.25 𝐴

𝐼𝑖𝑛 = 2.78 𝐴

𝑅 = 320 Ω

Δ𝑉𝑜 = 4 𝑉

Δ𝐼𝐿 = 300 𝑚𝐴

𝑓 = 100 𝑘𝐻𝑧

𝐿 = 3.3 𝑚𝐻

𝐶 = 1.72 𝜇𝐹

Tabla 3.2. Esfuerzos en los dispositivos

semiconductores.

𝐼𝑑 = 1.53 𝐴

𝐼𝑑𝑝𝑖𝑐𝑜 = 2.93 𝐴

𝑉𝑑𝑠 = 180 𝑉

𝑉𝑑𝑠𝑚𝑎𝑥 = 402 𝑉

𝐼𝑎 = 1.25 𝐴

𝐼𝑎𝑝𝑖𝑐𝑜 = 2.93 𝐴

𝑉𝑎𝑘 = 220 𝑉

𝑉𝑎𝑘𝑚𝑎𝑥 = 402 𝑉

3.5. Dispositivos semiconductores a evaluar

Los dispositivos a evaluar deben de operar en las mismas condiciones y poseer

características eléctricas similares. La elección de estos dispositivos se realiza partiendo de

los siguientes criterios:

Un mismo tipo de encapsulado.

Voltaje de bloqueo entre 250 V y 800 V para interruptores y de 300 V a 600 V

para diodos.

Capacidad de corriente de 1.2 A a 70 A y de 2 A a 16 para interruptores y diodos

respectivamente.

Satisfacer los esfuerzos de la Tabla 3.2.

Las principales características de los interruptores y diodos elegidos se muestran en la

Tabla 3.3. Los primeros poseen encapsulado TO-220FP mientras que los segundos TO-

220AC, tal como se ilustran en la Figura 3.2. El resto de las especificaciones se encuentran

en las hojas de datos, las cuales son fácilmente accesibles en la página de internet del

respectivo fabricante.


22

Tabla 3.3. Principales características de los dispositivos semiconductores elegidos.

Tipo Fabricante Línea Matricula Voltaje de

bloqueo

Corriente @

100°C

Interruptores

MOSFET Fairchild UniFET FDPF15N65 650 V 9.5 A

SJ-MOSFET Infineon CoolMOS CP IPA60R250CP 600 V 8 A

IGBT IR IGBT WARP IRG4IBC30WPbF 600 V 8.4 A

Diodos

Si Fairchild Stealth2 FFP08S60S 600 V 8 A

SiC Infineon thinQ 2ª gen. IDT08S60C 600 V 8 A

Figura 3.2. Encapsulados a) TO-220FP y b) TO-220AC.

3.6. Banco de pruebas

Para realizar el estudio comparativo no sólo se requiere del convertidor sino que

también de todo aquello a su alrededor que haga posible su funcionamiento y la realización

de los experimentos. El banco de pruebas es el conjunto de estos elementos y se muestra en

la Figura 3.3. En las siguientes secciones se exponen los detalles de cada bloque.

Figura 3.3. Diagrama de bloques del banco de pruebas.


23

3.7. Construcción del convertidor boost

Ya que se han establecido las características de operación del convertidor boost y

definido los dispositivos semiconductores de evaluación, resta seleccionar los componentes

pasivos C y L y los disipadores de calor.

3.7.1. Componentes pasivos

El capacitor es producido por el fabricante Illinois Capacitors con película de

poliprolipeno metalizado. Posee una capacitancia de 2μF y soporta hasta 600 V.

Por otro lado, no existe un inductor comercial de 3.3 mH que soporte 2.78 A.

Entonces, este componente se construyó siguiendo el método de la constante geométrica

[8]. Las principales características de ambos elementos se ilustran en la Tabla 3.4, mientras

que el diseño completo del inductor se encuentra en el Anexo B.

Tabla 3.4. Características de los componentes pasivos del convertidor boost.

Capacitor Inductor

Capacitancia 2 μF L 3.3 mH

Voltaje 600V vueltas 116

Dieléctrico Polipropileno lg 1.2 mm

Construcción Película metalizada Núcleo E55

Irms máxima @ 100 kHz

+70°C

12 A Rcu 0.2 Ω

ESR típica @ 100 kHz

+25°C

4.5 mΩ

Matrícula 205PHC600K

3.7.2. Disipadores de calor

Los aspectos térmicos están estrechamente relacionados con los disipadores de calor.

Antes de calcular su resistencia térmica, se requiere pasar por dos etapas previas. Primera:

la definición del par interruptor diodo para el caso base, es decir, los dispositivos

semiconductores que servirán como referencia para comparar el resto. Segunda: la

estimación de las pérdidas promedio para dicho par.

Para el interruptor, el MOSFET es la referencia ya que es el dispositivo que los

demás tienden a sustituir. En el diodo sucede lo mismo con el diodo pin silicio y el

Schottky de carburo de silicio. Por lo anterior el par interruptor-diodo para el caso base es

la combinación del MOSFET FDPF15N65 y el diodo de silicio FFP08S60S.

En el Anexo C se expone el proceso completo de la estimación de pérdidas, el cual

arroja como resultado las pérdidas promedio: PQ = 7.295 W y PD = 2.31 W.

El comportamiento térmico en estado estable de un dispositivo semiconductor de

potencia puede ser representado mediante un circuito equivalente tal como se muestra en la

Figura 3.4 [9]. La resistencia térmica Rθjc se conoce por las hojas de datos mientras que Rθcs


24

depende de la interfaz entre el encapsulado y el disipador, la cual puede ser una mica

aislante, una grasa térmica o ambas. Además, el uso de la grasa ayuda a rellenar los

minúsculos espacios vacios en la interfaz encapsulado-disipador, teniendo así una menor

resistencia térmica que aquella sin grasa. Rθsa se conoce mediante la hoja de datos del

disipador [10].

Figura 3.4. Circuito equivalente térmico.

Debido a que el prototipo tiene interacción constante con el experimentador, se

decide aislar los dispositivos de los disipadores de calor. Para el interruptor, ya que el

encapsulado está totalmente aislado, sólo se requiere el uso de la grasa térmica. En cambio,

para el diodo es necesario el uso adicional de la mica aislante. La grasa térmica empleada

es la mezcla de acoplamiento térmico Thermalcote I 249 G fabricada por Aavid

Thermalloy.

El circuito de la Figura 3.4 es descrito por la ecuación (3.1) y a partir de ésta se

despeja la resistencia térmica del disipador de calor en (3.2).

𝑇𝑗 + 𝑃 𝑅𝜃𝑗𝑐 + 𝑅𝜃𝑐𝑠 + 𝑅𝜃𝑠𝑎 + 𝑇𝑎 = 0 (3.1)

𝑅𝜃𝑠𝑎 =𝑇𝑗−𝑇𝑎

𝑃− 𝑅𝜃𝑗𝑐 − 𝑅𝜃𝑐𝑠 (3.2)

El cálculo del disipador se realiza para el peor caso, el cual se define como la máxima

temperatura de juntura que se permitirá. Entonces los datos necesarios, en caso del

interruptor, son:

𝑇𝑗𝑚𝑎𝑥 = 120°𝐶, máxima temperatura de juntura.

𝑇𝑎 = 30°𝐶, temperatura ambiente.

𝑅𝜃𝑗𝑐 = 3.3°𝐶/𝑊, resistencia térmica del MOSFET FDPF15N65 según sus hojas

de datos.

𝑅𝜃𝑐𝑠 = 1.8°𝐶/𝑊, resistencia térmica de la grasa calculada según [11].

𝑃𝑄 = 7.295 𝑊, pérdidas promedio del interruptor.

Haciendo 𝑇𝑗𝑚𝑎𝑥 = 𝑇𝑗 y 𝑃 = 𝑃𝑄 en (3.2) se obtiene 𝑅𝜃𝑠𝑎 = 7.28°𝐶/𝑊. Debido a que

este cálculo está basado en una estimación y además puede presentarse el caso de disipar

mayor potencia con algún otro interruptor, se decide emplear el disipador 530002B02500G

de Aavid Thermalloy con 𝑅𝜃𝑠𝑎 = 2.6°𝐶/𝑊. Ahora con este disipador, en el interruptor del

caso base se tiene 𝑇𝑗𝑚𝑎𝑥 = 86.17°𝐶.


25

Para el caso del diodo los datos son:

𝑇𝑗𝑚𝑎𝑥 = 120°𝐶, máxima temperatura de juntura.

𝑇𝑎 = 30°𝐶, temperatura ambiente.

𝑅𝜃𝑗𝑐 = 2.5°𝐶/𝑊, resistencia térmica del diodo FFP08S60S según sus hojas de

datos.

𝑅𝜃𝑐𝑠 = 4.6°𝐶/𝑊, esto se debe a las dos capas de grasa (encapsulado-mica y mica-

disipador), cada una de 1.8°𝐶/𝑊 ya que son las mismas dimensiones que el

encapsulado del interruptor, además la resistencia de la mica se considera de

1°𝐶/𝑊.

𝑃𝐷 = 2.31 𝑊, pérdidas promedio del diodo.

Ahora, empleando de nuevo (3.2) se tiene 𝑅𝜃𝑠𝑎 = 31.86°𝐶/𝑊 y entonces, se emplea

el disipador 529902B02100G, también de Aavid Thermalloy, con 𝑅𝜃𝑠𝑎 = 4.5°𝐶/𝑊.

Siendo así, en el diodo del caso base, 𝑇𝑗𝑚𝑎𝑥 = 56.8°𝐶.

3.7.3. Montaje mecánico

Como ya se mencionó anteriormente, el interruptor posee un encapsulado totalmente

aislado, entonces la interfaz con el disipador sólo requiere de grasa térmica. En el diodo es

necesaria la adición de una mica y un buje aislante para evitar el contacto de la parte

metálica del encapsulado con el disipador. El montaje mecánico de ambos dispositivos se

muestra en la Figura 3.5.

Figura 3.5. Montaje mecánico del a) interruptor, b) diodo.

3.8. Generador PWM

Este generador se implementó con el microcontrolador PIC16F877A, el cual posee un

módulo PWM. La frecuencia y el ciclo de trabajo son ajustados mediante dos registros, uno

8 bits y otro de 10 bits respectivamente. El diagrama esquemático así como el programa en

lenguaje ensamblador se ubica en el Anexo D.


26

3.9. Impulsor

La selección del impulsor se basa en dos parámetros: potencia promedio Pimp y

corriente promedio Iimp. La primera está dada por (3.3) mientras que la segunda por (3.4)

[12].

𝑃𝑖𝑚𝑝 = 𝑄𝑔𝑉𝑝𝑢𝑙 𝑓 (3.3)

𝐼𝑖𝑚𝑝 = 𝑄𝑔𝑓 (3.4)

Se requiere de un impulsor que sea capaz de encender a todos los interruptores

satisfaciendo la potencia y corriente de cada uno. En la Tabla 3.5 se muestran dichos

aspectos en cada caso.

Tabla 3.5. Corriente y potencia promedio en el impulsor para cada interruptor.

Interruptor 𝑄𝑔 @ 𝑉𝑝𝑢𝑙 = 15 V 𝐼𝑖𝑚𝑝 𝑃𝑖𝑚𝑝

FDPF15N65 82 nC 8.2 mA 0.123 W

IPA60R250CP 43 nC 4.3 mA 0.0645 W

IRG4IBC30WPbF 51 nC 5.1 mA 0.0765 W

El circuito integrado MIC4421 de Micrel, el cual es un impulsor inversor, cumple con

los requerimientos ya que su máxima corriente de salida es de 2 A y puede disipar hasta

960 mW en encapsulado DIP de 8 pines. El diagrama esquemático del impulsor se muestra

en la Figura 3.6.

Figura 3.6. Diagrama esquemático del impulsor.

3.10. Equipo de medición y registro

En esta sección se listan fuentes, osciloscopio, sondas de tensión y corriente y

software de computadora. Aquí solo se menciona el equipo, los detalles de la medición se

discuten en el siguiente capítulo.

Fuente de CD de 5V y fuente de CD variable; ambas están incluidas en la fuente

de CD triple BK Precision modelo 1760 y poseen medidores de voltaje en el panel

frontal.


27

Fuente de CD Vin. Es una fuente de potencia HP modelo 6035A y posee

medidores de voltaje y corriente en la parte frontal.

Sonda de tensión de 100 MHz y 600 VCD CAT I.

Sonda de corriente Tektronix modelo TCP202 de 50 MHz y 15 A.

Osciloscopio Tektronix modelo TDS3054B de 500MHz y hasta 5 GM/s.

Cable de red Ethernet.

Computadora personal con Windows® Internet Explorer 6.0 o posterior.

Referencias. [1] C. Ayala, “Caracterización y comparación del desempeño de dispositivos PT, NPT y TS-IGBT”, tesis

de maestría, CENIDET, Cuernavaca, México, 2005.

[2] J. Aguayo, “Análisis comparativo de transistores IGBT tipo PT y NPT en diferentes modos de

conmutación”, tesis de maestría, CENIDET, Cuernavaca, México, 2000.

[3] J. Macedonio, “Análisis comparativo de los transistores S-J MOSFET y MOSFET convencional”, tesis

de maestría, CENIDET, Cuernavaca, México, 2002.

[4] M. Jovanović, Y. Jang, “State-of-the-art, Single-Phase, Active-Power-Factor-Correction Techniques

for High-Power Applications- An Overview”, IEEE Transactions on Industrial Electronics, Vol. 52,

no. 3, junio de 2005.

[5] G. Spiazzi, S. Buso, M. Citron, M. Corradin y R. Pierobon, “Performance Evaluation of Schottky SiC

Power Diode in a Boost PFC Application”, IEEE Transactions on power Electronics, Vol. 18, no. 6,

noviembre de 2003.




[7] F.Chimento, S. Musumeci, A. Raciti, M. Melito, G. Sorrentino, “Super-Junction MOSFET and SiC

Diode Application for the Efficiency Improvement in a Boost PFC Converter”, 32nd IEEE Annual

Conference on Industrial Electronics, IECON 2006, Noviembre de 2006, pp. 2067-2072.

[8] R. W. Erickson, D. Maksimovic, Fundamentals of Power Electronics, Segunda Edición, Springer

Science+Bussines Media, Inc. Nueva York, EU, 2001.

[9] N. Mohan, T. M. Undeland, W. P. Robbins, Power Electronics: converters, applications and design,


[10] B. Roehr, “AN1040/D: Mounting considerations for power semiconductors”, nota de aplicación, On

Semiconductor, disponible en www.onsemi.com.

[11] “Thermalcote Resistence Calculator”, disponible en:

http://www.aavidthermalloy.com/products/options/greases.shtml#thermal.

[12] K. Yao, F. C. Lee. “A Novel Resonant Gate Drive for High Frequency Synchronous Buck

Converters”, IEEE Transactions on power Electronics, Vol. 17, no. 2, marzo de 2002.


http://www.aavidthermalloy.com/products/options/greases.shtml#thermal


28

Capítulo 4 Proceso de medición y diseño de experimentos

4.1. Definiciones

Antes de hablar acerca de las particularidades de la medición es necesario definir qué

es lo que se mide. Existen dos tipos de variables a medir: variables primarias y variables

secundarias.

Las variables primarias son aquellas que se obtienen directamente del convertidor

conmutado por medio de las sondas de tensión y corriente. Como es de interés medirlas en

el par interruptor-diodo, se requiere agregar cable adicional, y por lo tanto inductancia

parásita a las pistas para permitir la colocación de la sonda de corriente. Con el fin de evitar

esto, las mediciones de corriente se realizan en la entrada, salida y capacitor; la corriente

del diodo y del interruptor se obtienen mediante (4.1) y (4.2) respectivamente. Así

entonces, las variables primarias se muestran en la Tabla 4.1 y su ubicación en la Figura

4.1.

𝑖𝑎 = 𝑖𝑐 + 𝑖𝑜 (4.1)

𝑖𝑑 = 𝑖𝑖𝑛 − 𝑖𝑎 (4.2)


30

Tabla 4.1. Variables primarias.

Voltaje Corriente

𝑣𝑖𝑛 𝑣𝑅𝑔 𝑖𝑖𝑛

𝑣𝑜 𝑣𝑔𝑠 𝑖𝑐

𝑣𝑑𝑠 𝑖𝑜

Figura 4.1. Ubicación de las variables primarias en el convertidor boost.

Las variables secundarias son el resultado de cálculos realizados sobre las primarias,

en primera instancia para corregir los errores de la medición y después para encontrar otras

cantidades de interés. Las variables secundarias están organizadas tal como se presentan en

la Tabla 4.2 y se definen en las Figuras 4.2 a 4.5.

Tabla 4.2. Variables secundarias.

Capítulo 4: Proceso de medición y diseño de experimentos

31

Figura 4.2. Conmutación de encendido del

interruptor.

Figura 4.3. Conmutación de apagado del

interruptor.


32

Figura 4.4. Estado de conducción del interruptor.

Figura 4.5. Conmutación de apagado del

interruptor.

4.2. Esquema general de medición

Gran parte del peso del estudio comparativo recae sobre la medición, ya que se

requiere que ésta sea de calidad para obtener buenos resultados. El esquema general en el

que se basa la medición se muestra en Figura 4.6.

Primero, mediante las sondas se obtienen el voltaje y la corriente instantáneos, los

cuales son las variables primarias. Luego, estos datos son guardados temporalmente en el

osciloscopio. Posteriormente, empleando el cable de red, los vectores de tiempo y voltaje o

corriente son transferidos a la computadora donde se realiza el procesamiento de los datos.


33

Figura 4.6. Esquema general de la medición.

4.3. Compensación de errores

Como es bien conocido, la potencia instantánea se obtiene con el producto del voltaje

y corriente instantáneos:

𝑝 𝑡 = 𝑣 𝑡 𝑖(𝑡) (4.3)

Cuando existen errores en la medición del voltaje, la corriente o ambos, obviamente

la potencia calculada también será errónea. Aunque no es posible eliminar todas las fuentes

de error por completo, pueden ser minimizadas o compensadas mediante la aplicación de

algún proceso determinado. Las principales fuentes de error son:

Ruido asíncrono.

Ruido síncrono.

Retraso entre las sondas de tensión y corriente.

Tensiones añadidas por inductancias parásitas en:

o Pistas.

o Encapsulado de los dispositivos semiconductores.

o Bucle de tierra de la sonda de tensión.

4.3.1. Ruido asíncrono

El ruido asíncrono o aleatorio se debe a la suma de un gran número de perturbaciones

individuales y fluctuantes que se combinan para dar lugar a que la repetición de una misma

medición produzca en cada ocasión un valor distinto [1]. Con el fin de reducir la amplitud

de estos ruidos se emplea la opción promedio en la adquisición de señales con el

osciloscopio. Al realizar esto se mejora la razón señal/ruido en un factor de √N, donde N es

el número de adquisiciones [2]. La eficacia de esta herramienta está limitada por:

a) La señal a observar debe ser estrictamente repetitiva.


34

b) El aumento de N trae como consecuencia el incremento del tiempo de

procesamiento y del desajuste de la sonda empleada.

Todas las señales a medir son totalmente periódicas, con lo cual se cumple a).

Además se eligió emplear N=128. Un ejemplo es la Figura 4.7, donde se aprecia que dos

adquisiciones sencillas de vds son afectadas por el ruido asíncrono; en cambio con el

promedio de 128 la influencia de este ruido se ve disminuida.

Figura 4.7. Ejemplo del ruido asíncrono y su compensación.

4.3.2. Ruido síncrono

El ruido síncrono altera la medición por no tomar en cuenta alguna circunstancia que

modifica el resultado siempre de la misma forma, dando un alejamiento hacia un sentido

del valor verdadero [1]. Para disminuir este tipo de ruido, cada medición se hace en 2 fases

(método del tipo doble medición) [2]:

1ª Fase: medición de señal + ruido (+ desajustes).

2ª Fase: medición de ruido (+ desajustes).

Y por sustracción, la señal es obtenida. La precisión de este método está condicionada

por las precauciones siguientes:

a) Las dos lecturas deben ser hechas sin cambiar las escalas del osciloscopio:

sincronización, sensibilidad vertical, base de tiempo, número de iteraciones, etc.

b) El montaje no debe ser modificado entre las dos fases. Para la segunda fase, la

punta de señal de la sonda de tensión se coloca en el mismo lugar que la punta de

referencia conservando la forma del bucle de tierra. Para la sonda de corriente, en

la segunda fase, el gancho se coloca vacío junto al conductor en una posición casi

idéntica a la de la primera fase.


35

c) Con el fin de aprovechar este método, debe aplicarse una señal de sincronización

independiente de las vías de medición. Esta señal se suministra mediante el canal 1

del osciloscopio (CH1) quedando así disponibles los canales 2, 3 y 4 para realizar

las mediciones.

d) Es prudente realizar la totalidad en un mínimo de tiempo con el fin de limitar los

desajustes eventuales.

Para ejecutar esta compensación se agregan 4 variables primarias más a las definidas

en la sección 4.1; éstas son la medición de la tensión de referencia o tierra y 3 mediciones

correspondientes a la segunda fase para las corrientes de la Figura 4.1.

En la Figura 4.8 se aprecia la acción de este método. El hecho de medir ic no es

suficiente, entonces al sustraer el ruido síncrono se obtiene la ic correcta.

Figura 4.8. Corrección del ruido síncrono en ic.

4.3.3. Compensación del retraso entre las sondas de tensión y corriente

El retraso de tiempo entre las sondas de tensión y corriente es un aspecto importante

que debe ser tomado en cuenta y compensado para el cálculo de la potencia instantánea

(4.3). Cada sonda posee un tiempo de propagación específico (retardo) dependiente de la

longitud y material de su cable así como de los componentes electrónicos a los que está

asociada [2]. Para las sondas listadas en la sección 3.10 el retraso es de 9.24 ns, el cual se

obtuvo mediante la medición de la tensión y la corriente de una onda cuadrada en una

resistencia. La compensación de este error se realiza fácilmente con la función alinear

(deskew) del osciloscopio, la cual permite al experimentador recorrer en el tiempo el canal

donde se mide la corriente hasta estar en fase con el canal en el que se visualiza el voltaje.


36

4.3.4. Compensación de inductancias parásitas

Las inductancias parásitas son una fuente de error que producen tensiones indeseables

como consecuencia de los fuertes cambios de corriente. Dichas inductancias se encuentran

en las pistas del circuito impreso, en los encapsulados de los dispositivos semiconductores

y en el cable conductor de tierra de la sonda de tensión.

La Figura 4.9 muestra los elementos parásitos más representativos del convertidor

boost, donde LL1, LL2, L45, L43, L21, LR, LC1, LC2, L21, Lr1, Lr2 y Lr3 son inductancias

parásitas de las pistas, Lg, Ld, Ls, La y Lk son inductancias parásitas de los encapsulados de

los dispositivos semiconductores, mientras que RL y RC son las resistencias serie

equivalentes del inductor y capacitor respectivamente.

Figura 4.9. Diagrama esquemático del convertidor boost con elementos parásitos.

Para compensar el efecto introducido por las inductancias parásitas del circuito

impreso es necesario primeramente estimarlas. Debido a que por las rutas de los

dispositivos semiconductores aparecen fuertes di/dt en la conmutación, las inductancias L45,

L43, L21 son las que mayor impacto producen, mientras que las restantes, por las cuales una

baja di/dt, se desprecian.

La inductancia parásita se estima mediante (4.4) en una de las conmutaciones. La

mayor di/dt aparece en la conmutación de encendido del interruptor, apagado del diodo,

debido a la recuperación inversa de este último.

𝐿 =𝑣𝐿

𝑑𝑖 𝑑𝑡 (4.4)

En la Figura 4.10a se observa la caída de tensión en el intervalo de interés para la

estimación de las inductancias parásitas, el cual es el momento en que se presenta una dia/dt

bien definida (Figura 4.10b). En la Figura 4.10c se observan tanto la dia/dt como la did/dt.

En la Figura 4.11a se aprecia el resultado de (4.4), con lo cual se estima el valor de L45, L43


37

y L21. Finalmente de la Figura 4.11b a 4.11d se muestra la comparación entre la caída de

tensión medida y el resultado de L(di/dt) para cada inductancia estimada.

Figura 4.10. a) Caída de tensión en cada inductancia parásita, b) ia, c) derivadas de ia e ic.

Figura 4.11. a) vL/(di/dt) para cada inductancia. Comparación entre vL y el producto de L(di/dt) para b)

L21, c)L43 y d)L45.

Los valores de las inductancias parásitas de los encapsulados pueden conocerse

examinando el archivo del modelo en Pspice, sin embargo sólo está disponible el modelo

de uno de los dispositivos. Para aquellos interruptores y diodos cuyas inductancias se

desconocen, éstas se suponen en base a que son dispositivos que físicamente son muy

similares y por lo tanto las dimensiones permiten considerar que los valores de inductancia

también lo son, tal como lo muestra la Tabla 4.3.


38

Tabla 4.3. Inductancias parásitas de los dispositivos semiconductores.

Dispositivo Matrícula Modelo

en Pspice

Ld ó La

(nH)

Ls ó Lk

(nH)

Interruptor

FDPF15N65 No 4 7

IPA60R250CP Sí 3 7

IRG4IBC30WPbF No 4 7

Diodo

FFP08S60S No 5 7

IDT08S60C No 5 7

Una vez obtenidos los valores de las inductancias parásitas se establecen las

ecuaciones para la compensación. De acuerdo con el circuito de la Figura 4.9, vds puede

obtenerse mediante la ecuación (4.5) mientras que vak con (4.6).

𝑣𝑑𝑠 = 𝑣5 − 𝐿𝑑 + 𝐿𝑠 𝑑𝑖𝑑

𝑑𝑡 (4.5)

𝑣𝑎𝑘 = 𝐿45𝑑𝑖𝑑

𝑑𝑡− 𝐿43 + 𝐿21 + 𝐿𝑎 + 𝐿𝑘

𝑑𝑖𝑎

𝑑𝑡+ 𝑣5 − 𝑣1 (4.6)

La ejecución de estos cálculos se realiza dentro del procesamiento de datos. El efecto

de la compensación de las inductancias parásitas en 𝑣𝑑𝑠 y 𝑣𝑎𝑘 se muestra en la Figura 4.12.

Aquí se observa claramente que la compensación ocurre en el instante donde se presentan

los grandes di/dt.

Figura 4.12. Compensación de las inductancias parásitas en a) el interruptor y b) el diodo, c) corrientes

de drenaje y ánodo.


39

Por otro lado, la propia sonda de tensión posee una inductancia parásita en el cable

conductor de tierra. En la malla de medición, esta inductancia serie (LG) puede generar

oscilaciones debido a que forma un circuito resonante con la capacitancia de la sonda (Cp)

[2], tal como se muestra en la Figura 4.13. Con el fin de disminuir dicha inductancia, se

sustituye el cable de tierra por uno de menor longitud, ilustrado en la Figura 4.14 .

Figura 4.13. Efecto de la inductancia parásita del cable de tierra de la sonda de tensión.

Figura 4.14. Sonda con cable de tierra a) de 18.3 cm y b) de 6.3 cm.

4.3.5. Conducción del interruptor

Un caso particular de error sucede en el estado de conducción del interruptor. La

razón de lo anterior es la distorsión que aparece cuando se mide a una escala pequeña, de

5V/div, con un voltaje máximo presente de 400 V, es decir, con la sonda saturada tal como

se ilustra en la Figura 4.15.


40

Figura 4.15. Efecto de la saturación de la sonda de tensión al cambiar la escala de 10V/div a 5V/div.

Para medir el estado de conducción del interruptor se agrega un diodo auxiliar (Daux)

FFP08S60S, una fuente de 5V y una resistencia (Raux) de 390 Ω para limitar la corriente. El

diodo y la resistencia mencionados se conectan como lo muestra la Figura 4.16. Así,

cuando el interruptor se halla en bloqueo, el diodo auxiliar se encuentra polarizado

inversamente y no conduce, en la sonda de tensión está presente v6 con 5V y entonces ésta

no se satura. Por otro lado, cuando el interruptor está en conducción, el diodo auxiliar

también lo está siendo v6 la suma de los voltajes de conducción del diodo y del interruptor,

lo cual se muestra en la Figura 4.17.

Figura 4.16. Implementación del diodo y de la resistencia auxiliares.


41

Figura 4.17. Medición de v6.

Entonces el voltaje del interruptor en el estado de conducción es:

𝑣𝑑𝑠 = 𝑣6 − 𝑣𝑟𝑒𝑓 − 𝑉𝐷𝑎𝑢𝑥 (4.7)

donde 𝑣𝑟𝑒𝑓 es la tensión de referencia para corregir el error síncrono y 𝑉𝐷𝑎𝑢𝑥 se

obtiene de la caracterización previa del diodo, la cual es mostrada en la Figura 4.18.

Figura 4.18. Caracterización del diodo auxiliar.

4.4. Registro de datos de las mediciones

El registro de datos involucra almacenar los vectores en parejas de tiempo y voltaje o

corriente en archivos con extensión .isf para su posterior lectura. El almacenamiento está

organizado en 4 etapas: Eficiencia, Qon, Qoff y Qcond las cuales corresponden a la

eficiencia del convertidor, la conmutación de encendido, la de apagado y el estado de


42

conducción del interruptor respectivamente. Para cada etapa se registran las variables

primarias de nueva cuenta ya que las condiciones de disparo del osciloscopio difieren, lo

cual se muestra en la Tabla 4.4.

Las variables vref, vref2 corresponden a la segunda fase de la corrección del error

síncrono. La primera de estas dos variables se realiza con una escala vertical de 100V/div

mientras que la segunda con 5V/div. Para el caso de la corriente, rio, ric y riin pertenecen a

dicha fase. El registro de iDaux se realiza en papel para después encontrar vDaux en la Figura

4.18.

Tabla 4.4. Etapas del registro de datos.

Etapa

Condiciones de

disparo

Canal 1 (CH1)

Resolución

Variables primarias

Canal 2 (CH2) Canal 4 (CH4)

Eficiencia Nivel a 200 V

1 ciclo completo

Normal

10K puntos v1

v7

vref io

rio

iin

riin

Qon Nivel a 200 V

10ns/div

Disparo

rápido

500 puntos

v1

v5

vref

vgs

vRg

vref2

io

rio

ic

ric

iin

riin

Qoff Nivel a 200 V

10ns/div

Disparo

rápido

500 puntos

v1

v5

vref

vgs

vRg

vref2

io

rio

ic

ric

iin

riin Qcond Nivel a 200 V

Señal centrada en el

estado de encendido

de Q.

Disparo

rápido

500 puntos

v6

vref

io

rio

ic

ric

iin

riin

iDaux

4.5. Cálculos y visualización

La sección de cálculos consiste en las operaciones que se realizan sobre las variables

primarias para obtener las secundarias, mientras que en la visualización, las variables

secundarias son mostradas al experimentador.

Los cálculos se realizan para corregir los errores síncronos y los causados por las

inductancias parásitas. Además se obtiene la corriente de drenaje, la de ánodo, las potencias

instantáneas del interruptor y del diodo y las variables secundarias.

Los cálculos y la visualización se ejecutan mediante seis programas escritos y

ejecutados con el software Matlab 6.5, los cuales se incluyen en el disco que acompaña este

trabajo y son:

a) interfaz_v1.m: es el código de la interfaz gráfica donde se ingresan los datos de

frecuencia de conmutación, ciclo de trabajo, Rg, frecuencia de muestreo para el

encendido y para el apagado de Q, voltaje y corriente del diodo auxiliar y las

inductancias parásitas del interruptor y del diodo. Posee un botón para ejecutar el

siguiente programa perd_conm.m.


43

b) perd_conm.m: este programa carga los valores ingresados en la interfaz gráfica en

el workspace y ejecuta los restantes 4 programas.

c) efi.m, Qon.m, Qoff.m y Qcond.m: realizan la corrección de errores y se obtiene la

potencia instantánea y las variables secundarias.

4.6. Conducción del diodo

El hecho de medir la conducción del diodo en el convertidor boost se dificulta ya que,

observando la Figura 4.9, las terminales del diodo se ubican en v2 y v3, las cuales en el

momento de la conducción se encuentran en un valor cercano a 400 V siendo su diferencia

menor a 5 V. Esta situación es similar a la que ocurre en la medición de la conducción del

interruptor, es decir, la sonda de tensión introduce una distorsión al seleccionar una escala

pequeña.

Por lo anterior, la medición de la conducción del diodo se realiza de forma separada

en un circuito especial que facilita la medición, evita la saturación de la sonda de tensión y

reproduce las condiciones del convertidor boost. Dicho circuito es una modificación del

convertidor al cual se le ha removido la resistencia de carga y el capacitor. Además el

cátodo del diodo ha sido conectado a la terminal positiva de la fuente Vin que a su vez

posee un valor bajo (6V) para evitar la saturación de la sonda; tales cambios se aprecian en

la Figura 4.19a.

Figura 4.19. a) Modificación del boost para medir la conducción del diodo, b) formas de onda.

La reproducción de las condiciones del convertidor boost durante la conducción del

diodo implica dos aspectos: corriente y temperatura. Es necesario hacer pasar por el diodo

la misma cantidad de corriente que aquella en el estado de conducción y mantener la misma

temperatura.


44

Para llevar a cabo lo anterior se sustituye el programa del PWM en el PIC por otro

que ejecuta la forma de onda de Vpul de la Figura 4.19b en el momento de presionar el

botón de reset. La secuencia de esta figura está formada de cinco intervalos de tiempo:

Antes de t1: ninguna acción se realiza y el circuito está en reposo. En estas

condiciones la temperatura de juntura es la misma que la del disipador.

Intervalo t1 a t2: se enciende Q para cargar el inductor a un nivel de corriente

determinado. El diodo se encuentra inversamente polarizado y no conduce. Este

intervalo se establece en 2.85 ms, con lo cual el inductor se carga con 2.78 A y así

se reproduce la corriente del punto de operación de la sección 3.4.

Intervalo t2 a t3: se apaga Q y el diodo conduce.

Intervalo t3 a t4: se enciende Q de nuevo para terminar el pulso sencillo.

Después de t4: se apaga Q para descargar la corriente del inductor y regresar al

estado de reposo del circuito. Aquí la disipación en el diodo ya no importa.

Cuando la corriente circula sucede que el diodo disipa potencia y como resultado su

temperatura de unión aumenta modificándose así las condiciones deseadas. Dicho

incremento está dado por [3]:

Δ𝑇𝑗 = 𝑍𝜃𝑗𝑐 𝑡3 − 𝑡2 ⋅ 𝑃𝐷 (4.8)

Entonces, el tiempo en conducción (𝑡3 − 𝑡2) debe ser tan pequeño de manera que el

cambio en la temperatura sea despreciable y la corriente ia constante. Según las hojas de

datos del diodo FFP08S60S, cuando circula una corriente de 2.78 A existe una caída de

tensión entre sus terminales de 1.5 V, entonces la potencia disipada es de 4.17 W tal como

se muestra en la Figura 4.20.

Figura 4.20. Tensión, corriente y potencia en el diodo durante t2.

Las hojas de datos del diodo FFP08S60S no incluyen las curvas de impedancia

térmica 𝑍𝜃𝑗𝑐 , por lo tanto, se tomaron aquellas de diodo IDT08S60C ya que posee el mismo

encapsulado. Entonces, proponiendo 𝑡3 − 𝑡2=10 μs, considerando 𝑍𝜃𝑗𝑐 =0.0125 °C/W y con

𝑃𝐷=4.17 W, se tiene que Δ𝑇𝑗 =0.052 °C lo cual es despreciable.

Para controlar la temperatura del diodo el disipador de calor es reemplazado por una

resistencia, la cual se calienta hasta llegar a la temperatura deseada.

La medición de la conducción del diodo sigue el mismo esquema descrito en la

sección 4.2. Las variables primarias para este caso son v1, v2, ia y los valores de offset de


45

las sondas de tensión. El offset de la sonda de corriente se elimina mediante el botón

degauss y la perilla de balance que posee en su conector, tal como se muestra en la Figura

4.21. De igual manera, las parejas de vectores de tiempo y voltaje o corriente son

almacenadas en archivos con extensión .isf. Después, mediante el programa condD.m, se

corrige el offset y se calcula la variable secundaria vak.

Figura 4.21. Sonda de corriente TCP202 y conector BNC.

Las condiciones del osciloscopio son las siguientes:

Disparo con Vpul en canal 1 (CH1), flanco de bajada y nivel de 8V, escala de

5V/div, resolución horizontal de 500 puntos (disparo rápido) y centrado en el

pulso de t2.

Canal 2 (CH2) @ 2V/div para v1.

Canal 3 (CH3) @ 2V/div para v2.

Canal 4 (CH4) @ 2V/div para ia.

4.7. Diseño estadístico de experimentos

En el diseño de experimentos se emplea la metodología estadística ya que es el único

enfoque objetivo para analizar un problema que involucre datos sujetos a errores

experimentales [4]. Son cuatro las características principales a definir:

Variable de respuesta. Es la variable dependiente y en el caso de este estudio

comparativo se tienen respuestas múltiples, las cuales son las variables secundarias

definidas en la sección 4.1.

Factores a variar. Son aquellos parámetros de interés que influyen en el

desempeño del par interruptor-diodo. Para este estudio se han designado cuatro

factores: Rg, Vpul, f y P.

Los niveles o tratamientos. Son los diferentes valores que tomará cada factor.

La repetición o réplica. Es la reproducción de una prueba sin cambiar el valor del

factor. Si la prueba se realiza n veces, entonces se dice que se han obtenido n

réplicas.

Con el fin de conocer la relación entre los factores y las variables de respuesta es

necesario modificar sus valores de manera sistemática. Esto se realiza alterando sólo un

factor y manteniendo los restantes fijos, lo cual da origen a cuatro variaciones o

experimentos unifactoriales para un par interruptor-diodo. La Tabla 4.5 muestra la cantidad

de niveles, los valores específicos y el número de repeticiones para cada factor.


46

Tabla 4.5. Características de los experimentos unifactoriales para aun par interruptor-diodo.

Factor Punto de

operación

Cantidad de

niveles

Niveles Repeticiones Pruebas

Rg 5.6 Ω 4 1 Ω, 5.6 Ω, 10 Ω y 15 Ω 3 12

Vpul 15 V 3 10 V, 15V y 20 V 3 9

F 100 kHz 4 50 kHz, 100 kHz, 150 kHz y 200 kHz 3 12

P 500 W 3 100 W, 300 W y 500 W 3 9

Total 42

Se define como una prueba, observación o corrida al proceso de medición descrito en

la sección 4.2. Se debe aclarar que la prueba de conducción del diodo de la sección 4.6 se

ejecuta independientemente de la prueba general de medición. En una prueba individual,

los factores sólo corresponden a un nivel, es decir, niveles distintos requieren de pruebas

diferentes.

Este estudio comparativo contempla cuatro combinaciones del par interruptor diodo:

MOSFET FDPF15N65 + Diodo de silicio FFP08S60S. Este par es el caso base o

marco de referencia.

CoolMOS IPA60R250CP + Diodo de silicio FFP08S60S.

IGBT IRG4IBC30WPBF + Diodo de silicio FFP08S60S.

MOSFET FDPF15N65 + Diodo de carburo de silicio IDT08S60C.

Se realizan 4 experimentos por cada par y entonces la cantidad de experimentos para

todos los pares es de 16 tal como se muestra en la Tabla 4.6. Aquí mismo se observa el

número y el factor para cada experimento.

Tabla 4.6. Experimentos para los cuatro pares interruptor-diodo.

Par 1: CoolMOS + Diodo Si

exp1 exp2 exp3 exp4

Rg Vpul f P

Par 2: MOSFET + Diodo Si

exp5 exp6 exp7 exp8

Rg Vpul f P

Par 3: IGBT + Diodo Si

exp9 exp10 exp11 exp12

Rg Vpul f P

Par4: MOSFET + Diodo SiC

exp13 exp14 exp15 exp16

Rg Vpul f P

4.8. El experimento 1 (exp1).

Para mostrar la aplicación del análisis estadístico en los experimentos, se presenta a

manera de ejemplo, el proceso para realizar el experimento 1 (exp1) cuyo factor es Rg y

corresponde al par 1: CoolMOS + Diodo de silicio. Se escoge de manera arbitraria a

𝑃𝑐𝑜𝑛𝑚𝑄 como variable de respuesta. Este proceso se divide en 3 secciones:


47

Organización.

Ejecución y registro.

Recolección de datos y resultados de la prueba.

4.8.1. Organización

Primeramente es necesario asignar un número de corrida experimental a cada prueba

tal como se observa en la Tabla 4.7. Enseguida se genera un orden aleatorio para el número

de corrida que corresponde a un número en progresión ascendente llamado secuencia de

prueba (sp), esto es ilustrado en la Tabla 4.8. El orden aleatorio de las pruebas tienen como

intención que el medio ambiente en que se usan los tratamientos sea lo más uniforme

posible.

Tabla 4.7. Asignación del número de corrida

experimental.

Rg

(Ω)

Número de

corrida

experimental

1 1 2 3

5.6 4 5 6

10 7 8 9

15 10 11 12

Tabla 4.8. Orden aleatorio de las pruebas.

Secuencia

de prueba

(sp)

Número

de

corrida

Rg (Ω)

1 2 1

2 11 15

3 8 10

4 1 1

5 3 1

6 9 10

7 10 15

8 4 5.6

9 5 5.6

10 7 10

11 12 15

12 6 5.6

4.8.2. Ejecución y registro

La ejecución de exp1 es sencillamente realizar la medición descrita en la sección 4.2

doce veces modificando Rg según la secuencia de la Tabla 4.8. El registro implica, además

de aquel descrito en la sección 4.4, anotar en una tabla similar a la Tabla 4.8 el tiempo

inicial y final de la prueba, la corriente del diodo auxiliar (IDaux), las temperaturas de los

disipadores de calor del interruptor y del diodo así como la fecha de ejecución.

4.8.3. ANOVA y resultados de la prueba

El propósito del análisis de variancia (ANOVA, por sus siglas en inglés) es averiguar

si los datos de una variable de respuesta tienen la misma media, es decir, si los grupos son

realmente diferentes en la característica medida. Antes de realizar el ANOVA se requiere

concentrar los datos de las 12 pruebas tal como se muestra en la Tabla 4.9.

Tabla 4.9. Concentración de los datos para ejecutar el ANOVA.

Rg (Ω) 𝑃𝑐𝑜𝑛𝑚𝑄 (W) Medias (W)

1 2.9091 2.7507 2.9988 2.8862

5.6 2.9698 3.1993 2.9345 3.0322

10 3.0986 3.1622 3.2104 3.1571

15 3.4964 3.4952 3.5391 3.5102


48

Enseguida, mediante la instrucción anova1 en MATLAB se efectúa el ANOVA, el

cual devuelve la Tabla 4.10. Aquí se debe prestar atención a dos valores importantes.

Primero, la estadística 𝐹=20.96 indica que la variabilidad de las medias es 20.96 veces

mayor que la de las observaciones individuales, o de otra manera, la separación de los

valores de las medias es mucho mayor que aquella existente en las observaciones

individuales en cada tratamiento. El otro aspecto importante es el nivel de significancia o

valor 𝑝, mostrado en la Tabla 4.10 como Prob>F. Dicho valor resulta de 0.0004, lo cual

significa que se rechaza la idea de que las medias sean iguales con una probabilidad de

hacer esto incorrectamente de 0.04%.

Tabla 4.10. Tabla de resultados del ANOVA.

En la Figura 4.22 se muestra la gráfica de 𝑃𝑐𝑜𝑛𝑚𝑄 contra Rg, la cual está construida

por las observaciones individuales y sus medias unidas por una línea. De esta manera se

observa la clara influencia de Rg sobre 𝑃𝑐𝑜𝑛𝑚𝑄 .

Figura 4.22. Gráfica de PconmQ contra Rg.

4.8.4. Comprobación de la idoneidad

Para que el análisis de variancia sea válido, los residuos tienen que cumplir

básicamente tres requisitos: media cero, poseer distribución normal y deben ser

independientes [4]. Primeramente, el promedio de los residuos es 3.7 X 10-17

, lo cual es casi

cero. Por otro lado, la distribución normal se verifica cuando los puntos de probabilidad

acumulada en una gráfica de probabilidad normal, conforman una línea recta tal como se


49

observa en la Figura 4.23. En la Figura 4.24 se observan los residuos contra los valores

ajustados y se aprecia que no existe patrón alguno, cumpliéndose así la el requisito de

independencia.

Figura 4.23. Gráfica de la probabilidad normal de

los residuos.

Figura 4.24. Gráfica de residuos contra valores

ajustados.

4.9. Diseño de experimentos para la conducción del diodo

El diseño de experimentos en el caso de la conducción del diodo sigue, en esencia, la

misma disposición expuesta anteriormente. Se investiga la influencia que tiene Ia sobre Vak,

por tanto la primera variable es el factor mientras que la segunda es la variable de

respuesta. Los niveles específicos así como el número de repeticiones se ilustran en la

Tabla 4.11. Tabla 4.11. Características del experimento de la conducción del diodo.

Factor Punto de

operación

Cantidad de

niveles

Niveles de corriente

(A)

Repeticiones Pruebas

Ia 2.77 A 5 0.1, 0.25, 0.56, 1.7, 2.77 3 15

Los parámetros anteriores sólo corresponden a un diodo y un valor de temperatura de

unión, así que para evaluar los dos diodos en diferentes temperaturas, las cuales se han

asignado en 40°C, 60°C y 80°C, se requiere de seis experimentos unifactoriales tal como se

muestra en la Tabla 4.12. En estos experimentos el MOSFET es el mismo del caso base,

FDPF15N65.

Tabla 4.12. Experimentos para los dos diodos.

Diodo de Silicio FFP08S60S

expD1 expD2 expD3

Tj=40°C Tj=60°C Tj=80°C

Diodo de carburo de silicio IDT08S60C

expD4 expD5 expD6

Tj=40°C Tj=60°C Tj=80°C


50

4.9.1. El experimento D1 (expD1)

Como ejemplo se presenta el experimento D1 (expD1). La Tabla 4.13 muestra la

asignación del número de corrida experimental para cada prueba mientras que en la Tabla

4.14 se encuentra el orden aleatorio en que éstas se ejecutan.

Tabla 4.13. Asignación del número de corrida

experimental.

Ia

(A)

Número de

corrida

experimental

0.1 1 2 3

0.25 4 5 6

0.56 7 8 9

1.7 10 11 12

2.77 13 14 15

Tabla 4.14. Orden aleatorio de las pruebas.

Secuencia

de prueba

(sp)

Número

de

corrida

Ia (A)

1 8 0.56

2 15 2.77

3 2 0.1

4 10 1.7

5 7 0.56

6 4 0.25

7 3 0.1

8 11 1.7

9 14 2.77

10 6 0.25

11 12 1.7

12 9 0.56

13 5 0.25

14 13 2.77

15 1 0.1

La realización de expD1 consiste en efectuar la medición descrita en la sección 4.6

quince veces modificando Ia (específicamente el intervalo 𝑡2 − 𝑡1) según el orden de la

Tabla 4.14. El registro incluye el propio de la medición y anotaciones de los valores de

offset para las sondas de tensión, la hora y la fecha de cada prueba.

Posteriormente, los datos se ordenan en la Tabla 4.15. En los resultados del ANOVA

mostrados en la Tabla 4.16, se tiene que 𝐹=2921.87, con lo cual la variabilidad de las

medias es mucho mayor que la de las observaciones individuales. Por otro lado, el nivel de

significancia es de 2.77556 X 10-15

, lo que lleva a rechazar la igualdad de las medias con

una probabilidad de error despreciable.

Tabla 4.15. Concentración de los datos de Vak para ejecutar el ANOVA.

Ia (A) Vak (V) Medias (V)

0.1 0.7132 0.7056 0.6856 0.7018

0.25 0.8316 0.8177 0.6856 0.8254

0.56 1.0012 0.9910 1.0107 1,0010

1.7 1.3285 1.3143 1.3104 1.3177

2.77 1.4985 1.4846 1.4776 1.4869


51

Tabla 4.16. Resultados del ANOVA para expD1.

La Figura 4.25 muestra la gráfica de Ia contra Vak donde se exhiben tanto las

observaciones individuales así como las medias de las mismas.

Figura 4.25. Gráfica de Ia contra Vak.

Finalmente, el promedio de los residuos es 5.921189 X 10-17

, es decir, media de cero.

La gráfica de la probabilidad se asemeja a una recta como se ve en la Figura 4.26, mientras

que en la Figura 4.27 no se observa patrón alguno. Así entonces la idoneidad del modelo

estadístico queda comprobada.


52

Figura 4.26. Gráfica de la probabilidad normal de

los residuos en expD1.

Figura 4.27. Gráfica de residuos contra valores

ajustados en expD1.

Después de haber establecido los procesos de medición y diseñado estadísticamente

los experimentos, en el siguiente capítulo se presentan los resultados de su ejecución.

Referencias. [1] C. Gutiérrez, Introducción a la metodología experimental, segunda edición, Editorial LIMUSA,

México 2006.

[2] G. Cauffet, Optimisation d’une chaine des measures electriques pour l’electronique de puissance, tesis

doctoral, INP de Grenoble, Francia 1992.

[3] Semiconductor packages and case outlines reference manual CASERM/D, rev. 2, septiembre de 2006,

disponible en www.onsemi.com.

[4] D. C. Montgomery, Diseño y Análisis de Experimentos, Grupo Editorial Iberoamérica, México, 1991.

[5] Statistics Toolbox for use with Matlab: User´s guide, Versión 4, The Mathworks, febrero de 2003,

disponible en www.mathworks.com.


http://www.mathworks.com/

Capítulo 5 Resultados experimentales

5.1. Análisis comparativo

Los 16 experimentos unifactoriales de la Tabla 4.6 se reúnen en cuatro grupos según

su factor para realizar las comparaciones que se presentan en la Tabla 5.1.

Tabla 5.1. Comparaciones de los pares interruptor-diodo.

Par interruptor-diodo Comparación 1:

Efecto de Rg

Comparación 2:

Efecto de Vpul

Comparación 3:

Efecto de f

Comparación 4:

Efecto de P

CoolMOS + Diodo Si exp1 exp2 exp3 exp4

MOSFET + Diodo Si exp5 exp6 exp7 exp8

IGBT + Diodo Si exp9 exp10 exp11 exp12

MOSFET + Diodo SiC exp13 exp14 exp15 exp16

En el caso de la conducción del diodo, los seis experimentos de la Tabla 4.12 sólo

investigan un factor, el cual es Ia. Sin embargo, los datos se pueden reorganizar en 10

experimentos donde el factor sea Tj con 3 niveles: 40°C, 60°C y 80°C. El número diez se

origina debido a que cada experimento corresponde a uno de los 5 niveles de ID para un

diodo, así entonces en la evaluación de ambos diodos se requieren diez experimentos, los

cuales se muestran en la Tabla 5.2.


54

Tabla 5.2. Experimentos reorganizados a partir de los datos de expD1 a expD6.

Diodo de Silicio FFP08S60S

expRD1 expRD2 expRD3 expRD4 expRD5

Ia=0.1 A Ia =0.25 A Ia =0.56 A Ia =1.7 A Ia =2.77 A

Diodo de carburo de silicio IDT08S60C

expRD6 expRD7 expRD8 expRD9 expRD10

Ia=0.1 A Ia =0.25 A Ia =0.56 A Ia =1.7 A Ia =2.77 A

Debido a lo anterior, es posible realizar dos comparaciones: la primera tiene a ID

como factor mientras que en la segunda el factor es Tj. Los experimentos involucrados en

ambas comparaciones se muestran en la Tabla 5.3.

Tabla 5.3. Comparaciones en la conducción del diodo.

Diodo Tj

(°C)

Comparación D1:

Ia

Ia (A) Comparación D2:

Tj

FFP08S60S (Si)

40 expD1

FFP08S60S (Si)

0.1 expRD1

60 expD2 0.25 expRD2


IDT08S60C (SiC)

40 expD4 1.7 expRD4


80 expD6

IDT08S60C (SiC)

0.1 expRD6

0.25 expRD7

0.56 expRD8

1.7 expRD9

2.77 expRD10

5.1.1. Herramienta de presentación

La presentación gráfica de las comparaciones 1 a 4 consiste en la superposición de los

datos obtenidos en cada experimento unifactorial. Por un lado se tiene las formas de onda

de tensión, corriente y potencia instantáneos de cada dispositivo y por otro las variables de

respuesta.

La presentación de las variables de respuesta implica una de ellas a la vez. La

herramienta para efectuar esto es una interfaz gráfica interactiva donde el usuario puede

seleccionar la variable de respuesta deseada en la caja --Variable--. La ventana de esta

interfaz se ilustra en la Figura 5.1.

Figura 5.1. Interfaz gráfica para la presentación de las comparaciones.

Capítulo 5: Resultados experimentales

55

Después de presionar uno de los botones de la sección Ejecutar emergen 5 ventanas,

de las cuales cuatro corresponden a los análisis de variancia de cada par y la restante es la

gráfica comparativa. Esta última ventana incluye las observaciones individuales marcadas

con asteriscos, sus medias representadas por figuras geométricas y unidas por líneas;

además se agregan los valores normalizados, es decir, la razón entre las medias de los

diferentes pares y el caso base. Como ejemplo se expone la Figura 5.2 donde se ha elegido

𝑃𝑐𝑜𝑛𝑚𝑄 como variable de respuesta y Rg como factor. La instalación de esta herramienta se

detalla en el disco que acompaña a este trabajo.

Figura 5.2. Presentación gráfica de una comparación.

5.2. Efecto de la resistencia de compuerta

Enseguida se ilustra la comparación de los pares interruptor-diodo cuando el factor es

Rg, el cual tiene los niveles de 1 Ω, 5.6 Ω, 10 Ω y 15 Ω, tal como se mencionó en el

capítulo anterior. Por razones de espacio se omiten las tablas del análisis de variancia, pero

si se desea consultarlas, están disponibles mediante la interfaz descrita en la sección

anterior. En lo posterior todas las menciones en porcentajes se hacen con respecto al caso

base: MOSFET + diodo de silicio.

a) Conmutación de encendido del interruptor.

En la Figura 5.3 se muestran las formas de onda para la corriente de drenaje para

Rg=1Ω y Rg=15Ω, así como su pendiente máxima durante la conmutación de encendido de

Q. En la Figura 5.4 se observan las respectivas formas de onda y la máxima pendiente para

el voltaje drenaje-fuente. Observando ambas figuras se aprecia principalmente que el

incremento de Rg trae como consecuencia que la conmutación incremente su duración y


56

disminuya su velocidad. Esto provoca que la energía y las potencias instantánea y promedio

se eleven, tal como se ilustra en la Figura 5.5. Comparando los 3 diferentes interruptores

asociados con el diodo de silicio, resulta que, excepto en 1 Ω donde disipa 30% más

potencia, el CoolMOS es el más rápido y el que gasta menor energía y potencia (alrededor

del 15% menos); por el contario, el de menor desempeño es el IGBT en todos los casos.

En una conexión entre el interruptor y el diodo tal como la que sucede en el

convertidor boost, el hecho de acelerar la conmutación de encendido no es del todo

beneficioso. Como esta conmutación corresponde a la de apagado del diodo, entre mayor

sea la pendiente máxima de id, mayor será la recuperación inversa del diodo de silicio. Así,

el pico de corriente Idmax/Iin depende de Rg tal como se observa en la Figura 5.6.

Entonces el dispositivo más rápido tendrá la menor disipación y el pico de corriente más

grande, surgiendo así el compromiso entre estos dos aspectos.

Ahora comparando los dos diodos combinados con el MOSFET, se aprecia que éste

conmuta más lentamente en el caso del SiC y sin embargo la energía y potencia en la

conmutación de encendido es de alrededor 50% más pequeña, lo cual se aprecia en la

Figura 5.5. Esto se debe a que el pico de corriente es aproximadamente 40% menor, tal

como se nota en la Figura 5.3 y se confirma en la Figura 5.6.

Cabe destacar la presencia importante de oscilaciones significativas cuando se emplea

el diodo de carburo de silicio, lo cual se observa en la Figura 5.3a. Aunque este

comportamiento no tiene impacto importante en la potencia instantánea del interruptor,

puede originar problemas de interferencia electromagnética (EMI, por sus siglas en ingles).

Dichas oscilaciones son provocadas principalmente por la gran capacitancia de juntura del

diodo Schottky (50 pF contra 12 pF del diodo pin de silicio a 400 V, según hojas de datos).

La Figura 5.7 exhibe la variación de la energía y potencia promedio en la compuerta

en función de Rg. Principalmente, al aumentar este factor, la conmutación se torna más

lenta y por ende se requiere de una menor energía para encender el interruptor. El

CoolMOS es el dispositivo que menor Eong y Pong consume mientras que el IGBT y el

MOSFET lo superan. El uso del diodo Schottky de SiC, en esencia, no altera el

comportamiento en la compuerta del MOSFET.


57

Figura 5.3. Corriente de drenaje en la

conmutación de encendido de Q: a) Rg=1Ω, b)

Rg=15Ω, c) variación de la pendiente máxima.

Figura 5.4. Voltaje drenaje-fuente en la

conmutación de encendido de Q: a) Rg=1Ω, b)


a)

b)

c)

a)

b)

c)


58

Figura 5.5 Potencia instantánea de Q en la conmutación de encendido: a) Rg=1Ω, b) Rg=15Ω, c) energía

y potencia promedio.

Figura 5.6. Variación de Idmax/Iin en función

de Rg.

Figura 5.7. Energía y potencia promedio de

compuerta en la conmutación de encendido de Q.

c)

b) a)


59

b) Conmutación de apagado del interruptor.

La Figura 5.8 muestra ahora las formas de onda de la conmutación de apagado de Q,

donde se advierte que Rg tiene muy poco efecto sobre el IGBT y casi nulo en los pares

restantes. En la Figura 5.9 se presentan las pendientes máximas de id y vds así como la

energía y potencia promedio en esta conmutación. En la Figura 5.9b se indica que el IGBT

posee la pendiente máxima de tensión, cosa que parece ser incongruente con la Figura 5.8b,

donde el más rápido es el CoolMOS. Esto se debe a que el cálculo de pendiente máxima de

vds toma la del IGBT que ocurre casi al final de la transición, la cual está encerrada en un

óvalo negro en la Figura 5.9b. Después de aclarar lo anterior, se ve que el CoolMOS es el

más rápido mientras que el IGBT es el de mayor lentitud.

En la Figura 5.9c se contempla que, como es de esperarse, al mantenerse

prácticamente constante la velocidad de conmutación, la energía y la potencia promedio

también permanece sin cambios; mientras que en el IGBT estos parámetros se incrementan

sólo un poco. Como consecuencia del párrafo anterior, el CoolMOS disipa la menor

potencia, de 20% a 30% menos que el MOSFET. Por otro lado, el uso del SiC sólo trae un

decremento en la potencia de aproximadamente 5%.

Con respecto a la energía y potencia promedio en la compuerta (Figura 5.10), éstas se

elevan muy poco y se observa que el comportamiento con Si y SiC es el mismo.

c) Conducción y pérdidas totales del interruptor.

En la Figura 5.11a se muestran las pérdidas de conmutación donde, como se ha visto

anteriormente, el IGBT es el que mayores pérdidas provoca (el doble del MOSFET)

mientras que el CoolMOS presenta un disminución alrededor del 15%. Hablando de los

diodos, el SiC origina las menores pérdidas de todas las combinaciones principalmente

debido al menor pico de corriente en la conmutación de encendido.

Por otro lado, en la Figura 5.11b se visualizan las pérdidas de conducción. Aquí el

CoolMOS destaca rápidamente al tener la mitad de la potencia disipada por el MOSFET

mientras que el resto de los pares producen pérdidas similares. En la Figura 5.12a se

aprecia la Rdson en función Rg y obviamente se tiene la misma situación que en la Figura

5.11b. No se grafica la Rdson en el IGBT ya que en conducción se presenta el Vcesat

ocasionado por el diferente mecanismo de este dispositivo (modulación de conductividad).

Aunque Rg no tiene impacto directo sobre Rdson, ésta y PcondQ se elevan debido al

incremento de las pérdidas de conmutación y por lo tanto de la temperatura de unión. El

IGBT posee un coeficiente negativo de temperatura, es decir, las pérdidas de conducción se

reducen al incrementar Tj, tal como se ve en la Figura 5.11b. En estas mismas figuras se

aprecia que los diodos de Si y SiC siguen la misma tendencia, sin embargo, el segundo

posee valores de 2% a 7% menores debido a que genera menores pérdidas de conmutación

y por lo tanto menor temperatura de juntura en el MOSFET.

En la Figura 5.12b se presentan las pérdidas totales del interruptor, donde la tendencia

descrita en párrafos anteriores se confirma: en grado ascendente de desempeño se ubican el

IGBT, el MOSFET y el CoolMOS; el primero con 60% mayor potencia mientras que el


60

último las reduce en aproximadamente 30%. El diodo de SiC se posiciona cercano al

CoolMOS al poseer las pérdidas totales 20% menores.

Figura 5.8. Conmutación de apagado de Q: a)

corriente de drenaje, b) voltaje drenaje-fuente y

c) potencia instantánea.

Figura 5.9. Efecto de la variación de Rg en:

pendientes máximas de a) id y b) vds, c) energía y

potencia en la conmutación de apagado de Q.

a) a)

b) b)

c) c)


61

Figura 5.10. Energía y potencia promedio de compuerta en la conmutación de apagado.

Figura 5.11. Pérdidas promedio: a) conmutación

y b) conducción.

Figura 5.12. a) Rdson , b) pérdidas totales en Q.

b)

a)

b)


62

d) Conmutación de apagado del diodo.

En la Figura 5.13 se ilustran ia para Rg=1Ω y 15Ω así como su pendiente máxima,

mientras que el turno es para vak en la Figura 5.14. La conmutación de encendido en todos

los casos es suave, es decir, no disipa potencia y por ello no se analiza.

La Figura 5.13 indica que el interruptor más rápido (MOSFET para Rg=1 Ω y

CoolMOS para el resto) causa el menor trr, y la Irr, Qrr y pérdidas mayores, tal como se

aprecia en las Figuras 5.15 y 5.16. Por otro lado, el diodo de carburo de silicio disminuye la

velocidad de conmutación, genera la recuperación inversa más pequeña y las pérdidas más

bajas, aunque también aparecen las oscilaciones descritas en la conmutación de encendido

de Q.

De manera teórica, la carga de recuperación inversa debe de permanecer constante,

sin embargo esto no sucede. Su variación es causada por la temperatura de unión, la cual

dependiente de las pérdidas de conmutación principalmente. Lo anterior se confirma ya que

Qrr sigue una tendencia muy parecida a la que presentan dichas pérdidas, tal como se

aprecia en las Figuras 5.16 y 5.16.

Respecto a la recuperación inversa, tal vez sorprende el hecho de que la característica

más publicitada del diodo Schottky de carburo de silicio es la falta de recuperación inversa,

sin embargo, en las Figuras 5.13a y b parece que esto no es cierto. La explicación de lo

anterior radica en que existe un desplazamiento de corriente para cargar la capacitancia de

juntura, la cual se le llama carga capacitiva Qc [1].

Para terminar con el efecto de Rg, en la Figura 5.17 se manifiesta la eficiencia del

convertidor boost. Aquí se aprecia que exceptuando al par IGBT + diodo Si, la variación de

eficiencia es muy pequeña ya que el incremento de Rg provoca un crecimiento y una

disminución en las pérdidas totales en el interruptor y diodo respectivamente, dándose el

caso de una compensación o compromiso en las pérdidas. En cambio, para el IGBT, sus

pérdidas de conmutación son las dominantes y provocan un claro decremento en la

eficiencia.


63

Figura 5.13. Corriente de ánodo en la

conmutación de apagado de D: a) Rg=1Ω, b)


Figura 5.14. Voltaje ánodo-cátodo en la

conmutación de apagado de D: a) Rg=1Ω, b)


c) c)

b)

a)

b)

a)


64

Figura 5.15. Potencia instantánea de D en la

conmutación de apagado: a) Rg=1Ω, b) Rg=15Ω, c)

energía y potencia promedio.

Figura 5.16. Recuperación inversa: a)tiempo, b)

corriente máxima, c) carga total

c)

b)

a) a)

b)

c)


65

Figura 5.17. Eficiencia del convertidor.

5.3. Efecto de la tensión aplicada a la compuerta


En lo posterior, sólo se presentan las gráficas de las tendencias y se omiten las formas

de onda, las cuales se encuentran en el Anexo E. El efecto de la variación de Vpul en la

conmutación de encendido de Q es lo contrario a Rg, es decir, se incrementa la velocidad y

el pico de corriente (Figura 5.18). El MOSFET y CoolMOS poseen similares velocidades y

pérdidas, tal como se observa en las Figuras 5.18 y 5.19.

El uso del diodo de SiC, como ya se dijo antes, resulta en la disminución de la

velocidad de conmutación y la generación de oscilaciones, además del decremento de la

energía y potencia promedio en esta conmutación debido a su menor pico de corriente

(Figura 5.19).

Por otra parte, en la Figura 5.20 se revisa la energía y potencia promedio en la

compuerta en función de Vpul durante la conmutación de encendido de Q, donde las dos

primeras varían en forma directamente proporcional al último. Esto se debe a la rápida

conmutación del interruptor, lo cual requiere suministrar mayor energía a la compuerta. El

CoolMOS es el interruptor con menor cantidad y el de mayor es el MOSFET. Cuando se

emplea el SiC casi no existe diferencia.


66

Figura 5.18. Conmutación de encendido de Q: a) did/dt, b) dvds/dt y c) pico de corriente.

Figura 5.19. Energía y potencia en la

conmutación de encendido de Q variando Vpul.


compuerta en la conmutación de encendido de Q.


La velocidad de la conmutación de apagado de los interruptores se ilustra en las

Figuras 5.21 y 5.22. Aquí se aprecia rápidamente que la situación es similar a la de Rg,

a) b)

b)


67

Vpul tiene poca influencia en el IGBT y menor en el resto de los interruptores. Por lo tanto,

se aprecia un pequeño decremento en la energía y potencia promedio de esta conmutación

en el IGBT, y prácticamente se mantiene constante con el resto, tal como se aprecia en la

Figura 5.23. Aún así, el más veloz y de menor potencia es el CoolMOS seguido de cerca

por ambas combinaciones del MOSFET y muy atrás el IGBT. La inclusión del diodo de

SiC disminuye la velocidad de conmutación y las pérdidas de ésta en un 3% a 5%.

Respecto de la compuerta, cuya energía y potencia promedio se observan en la Figura

5.24, se nota que estos valores crecen directamente proporcionales a Vpul, siendo el

CoolMOS el de menor cantidad y ambas combinaciones del MOSFET las de mayor energía

y potencia.

Figura 5.21. did/dt en la conmutación de apagado

de Q.

Figura 5.22. dvds/dt en la conmutación de

apagado de Q.

Figura 5.23. Energía y potencia promedio de Q

en la conmutación de apagado.


compuerta en la conmutación de apagado de Q.


En la Figura 5.25a se exhiben las pérdidas promedio de conmutación donde en el

CoolMOS se tiene una disminución del 5% al 17% y en el IGBT un aumento del doble. El


68

SiC aporta un decremento alrededor del 35%, lo cual es originado principalmente en la

conmutación de encendido.

El incremento de Vpul trae como resultado una disminución en la Rdson y por lo tanto

también en las pérdidas por conducción, tal como se observa en las Figuras 5.25b y 5.26a.

Lo anterior se origina ya que un potencial más elevado en la terminal de compuerta

ocasiona que una mayor cantidad de electrones, en las regiones del canal y de deriva, sea

atraída hacia dicha terminal resultando en la disminución de la resistencia. Otra vez, el

CoolMOS destaca por poseer aproximadamente la mitad de la Rdson del resto de los pares.

La menor cantidad de este parámetro cuando se utiliza el SiC se debe a que el MOSFET

tiene una temperatura de juntura más pequeña que aquella en la combinación con el diodo

de silicio.

La Figura 5.26 presenta las pérdidas totales de los interruptores. Aquí se observa que

el CoolMOS es el de mejor desempeño, seguido muy de cerca por la combinación del diodo

SiC. En el IGBT, las pérdidas de conmutación son las dominantes.

Figura 5.25. Pérdidas promedio en función de

Vpul: a) conmutación y b) conducción.

Figura 5.26. Impacto de Vpul en a) Rdson y b)

pérdidas totales en Q.

b) b)

a) a)


69


En la conmutación de apagado del diodo en función de Vpul, ocurre la situación

contraria a Rg, es decir, la velocidad es directamente proporcional, tal como es ilustrado en

la Figura 5.27. Como ya es bien conocido hasta este punto, se presenta el compromiso entre

velocidad del interruptor y recuperación inversa del diodo, además de aquel entre Irr y las

oscilaciones en el diodo de carburo de silicio. La tendencia se mantiene: el CoolMOS es el

más rápido, seguido de cerca por el MOSFET, mientras que el IGBT y la combinación de

MOSFET y SiC poseen la menor velocidad y menos pérdidas.

Figura 5.27. Conmutación de apagado de D: a) dia/dt, b) dvak/dt , c) energía y potencia promedio.

La Figura 5.28 muestra que, como resultado del incremento de la velocidad de

conmutación debida a Vpul, trr disminuye e Irr aumenta. En la Figura 5.29 se aprecia el

incremento de Qrr causado por las pérdidas de conmutación (Figura 5.27c).

La Figura 5.29b presenta la eficiencia total del convertidor, donde se nota que el

efecto de Vpul en este parámetro es pequeño. Una vez más, existe el compromiso en las

pérdidas, ya que el incremento de Vpul trae como consecuencia, por un lado la disminución

de las pérdidas totales del interruptor, y por otro el aumento en las de conmutación del

diodo.


70

Figura 5.28. a) Tiempo y b) corriente máxima de

recuperación inversa.

Figura 5.29. a) Carga de recuperación inversa. b)

Eficiencia del convertidor.

5.4. Efecto de la frecuencia de conmutación

Antes de comentar los resultados de la variación de la frecuencia de conmutación, se

debe aclarar que no fue posible realizar las mediciones con 150 kHz y 200 kHz en el IGBT

debido a que se ocasionaba su destrucción. Para completar esta información se recurrió a la

extrapolación lineal de los datos obtenidos con 50 kHz y 100 kHz.


En la Figura 5.30 se aprecia que la velocidad de la conmutación prácticamente no

varía ya que Rg y Vpul son constantes. Sin embargo, en la Figura 5.31a se nota que la

energía tiene un cambio significativo, el cual se debe al incremento del pico de corriente de

la Figura 5.32. Resalta en todas las gráficas anteriores la casi nula variación en la energía de

Q con cuando se emplea el diodo de SiC. La potencia promedio está dada por (5.1):

𝑃𝑜𝑛𝑄 = 𝐸𝑜𝑛𝑄𝑓 (5.1)

a)

b)

a)

b)


71

Si 𝐸𝑜𝑛𝑄 se incrementa, entonces al elevar la frecuencia de conmutación, 𝑃𝑜𝑛𝑄

aumentará en mayor proporción, tal como se muestra en la Figura 5.31b. En esta misma

figura, el IGBT presenta un 20% mayor potencia mientras que el CoolMOS un decremento

de 12%. Destaca el diodo de SiC ya que tiene del 55% al 68% menores pérdidas.

Figura 5.30. Conmutación de encendido de Q: a)

did/dt, b) dvds/dt.


energía, b) potencia promedio.

En las Figuras 5.33 y 5.34 se aprecian la energía y la potencia promedio disipada en

la compuerta durante la conmutación de encendido. La primera se modifica muy poco

mientras que el cambio es bastante pronunciado en la segunda. En orden ascendente se

ubican el CoolMOS, el IGBT y el MOSFET con el diodo de silicio y de carburo de silicio

respectivamente.

a)

b)

a)

b)


72

Figura 5.32. Variación del pico de corriente Idmax/Iin en función de f.

Figura 5.33. Energía en la compuerta en la

conmutación de encendido de Q.

Figura 5.34. Potencia promedio de compuerta en

la conmutación de encendido.


Con excepción del IGBT, se muestra la casi nula influencia de f sobre la conmutación

de apagado en la Figura 5.35. Al incrementar f, las pérdidas de conmutación del IGBT en

esta conmutación se elevan considerablemente, así como se ve en la Figura 5.36, mientras

que el resto sufre una modificación mucho menor.

Respecto de la compuerta en la conmutación de apagado, en las Figuras 5.37 y 5.38

se revelan la energía y la potencia promedio. La primera permanece constante mientras que

la segunda se incrementa linealmente y el orden es el mismo descrito para la conmutación

de encendido.


73


did/dt, b) dvds/dt.


energía, b) potencia promedio.

Figura 5.37. Energía en la compuerta en la

conmutación de apagado de Q.

Figura 5.38. Potencia promedio de compuerta en

la conmutación de apagado.

a) a)

b) b)


74


En la Figura 5.39 se aprecia la variación de las pérdidas de conmutación donde las

más bajas pertenecen a la combinación del diodo de carburo de silicio, seguido por el

CoolMOS y el MOSFET, dejando al IGBT con una cantidad de pérdidas bastante grande.

Las pérdidas por conducción y la Rdson se ilustran en las Figuras 5.39b y 5.40a

respectivamente. Principalmente el aumento de las anteriores (sin considerar al IGBT) se

origina por el aumento de la temperatura de unión, causado a su vez por las pérdidas de

conmutación. También se aprecia, en la Figura 5.39b, el claro coeficiente negativo de

temperatura, lo cual es característico del IGBT.

En la Figura 5.40b se ilustran las pérdidas totales de los interruptores. El CoolMOS

posee un decremento de 27% a 22% y la combinación MOSFET + diodo de SiC de 11% a

36%. El primer par es mejor en la conmutación de apagado mientras que el segundo lo

supera en la de encendido debido a su bajo pico de corriente.

Figura 5.39. Pérdidas promedio en función de f:

a) conmutación y b) conducción.

Figura 5.40. Efecto de f en a) Rdson y b) pérdidas

totales en Q.

a) a)

b) b)


75


En la Figura 5.41a se aprecia que la velocidad de ia permanece constante, sin

embargo la energía y la Irr aumentan (Figura 5.42a y Figura 5.43b). Esto genera que las

pérdidas de conmutación se eleven, tal como se ve en la Figura 5.42b. Por otro lado, trr

permanece casi constante en la Figura 5.43a y la carga de recuperación inversa se

incrementa, lo cual también se ve en la Figura 5.44a. Una vez más, los pares más rápidos

causan las mayores pérdidas.

Figura 5.41. Conmutación de apagado del diodo:

a) dia/dt, b)dvak/dt

Figura 5.42. Efecto de la variación de f en: a)

energía y b) potencia promedio en la conmutación

de apagado de D.

Es interesante mencionar todas las consecuencias que trae el aumento en la frecuencia

de conmutación. Primeramente, mediante (5.1), las pérdidas de conmutación se elevan.

Esto trae como consecuencia el incremento de la temperatura de unión de los dispositivos

semiconductores. En el diodo, la carga de recuperación inversa aumenta, con lo cual la Irr es

mayor. Por lo tanto, el pico de id en la conmutación de encendido crece y añade más

pérdidas de conmutación. A su vez, esto hace que se incremente el valor de Rdson y por lo

tanto las pérdidas de conducción (excepto en el IGBT). Todo lo anterior desemboca en un

a) a)

b) b)


76

significativo decremento de la eficiencia del convertidor, tal como se observa en la Figura

5.44b.

Figura 5.43. a) Pérdidas de conmutación del

diodo, b) carga de recuperación inversa.



5.5. Efecto de la potencia


La variación de P se hace mediante la reducción de la resistencia de carga del

convertidor boost, es decir, se modifica la corriente mientras que el voltaje se mantiene

igual. La Figura 5.45 muestra que la conmutación se acelera con la potencia. La energía y

las pérdidas se elevan (Figura 5.46a) debido a que la corriente se incrementa y por lo tanto

la potencia instantánea también. Aquí también se aprecia que el efecto de P en EonQ y PonQ

es pequeño en el diodo de carburo de silicio. En 100 W todos los pares con diodo de silicio

presentan un mejor desempeño, lo cual se invierte en potencias superiores.

La Figura 5.46b muestra que el pico de corriente disminuye con respecto a la

corriente de entrada Iin, sin embargo aumenta su magnitud tal como se ve en la Figura E.7a

del Anexo E. La energía y potencia promedio en la compuerta se ve afectada ligeramente

a) a)

b) b)


77

tal como se revela en la Figura 5.47, donde el dispositivo de menor cantidad es el

CoolMOS.


did/dt, b) dvak/dt.

Figura 5.46. Efecto de la variación de P en: a)

energía y potencia promedio en la conmutación de

encendido de Q, b) pico de corriente de id.

Figura 5.47. Energía y potencia promedio de la compuerta en la conmutación de encendido de Q.

a)

b)

a)

b)


78


En la conmutación de apagado la velocidad aumenta significativamente (Figura 5.48),

la energía y las pérdidas también se incrementan (Figura 5.49a). El mayor cambio en la

potencia corresponde al IGBT mientras que el CoolMOS aventaja al tener la menor

cantidad.

La energía y potencia promedio en la compuerta durante la conmutación de apagado

del interruptor se grafica en la Figura 5.49a. Se presenta un ligero incremento para las

cuatro combinaciones. El CoolMOS otra vez posee la menor potencia promedio (50%

menos) seguido por el IGBT y ambas combinaciones del MOSFET en último lugar.

También se observa que no existe diferencia entre el los diodos de Si y SiC en estos dos

pares.

c) Conducción y pérdidas totales en el interruptor.

Las pérdidas de conmutación están graficadas en la Figura 5.50a y se ve que en 100

W todos los pares poseen valores por debajo de los 2 W y para potencias mayores las

tendencias de dispersan, siendo el de mejor desempeño el par del MOSFET y diodo SiC y

el peor el IGBT.

En las pérdidas de conducción, mostradas en la Figura 5.50b, se tiene el CoolMOS

como mejor opción debido a su baja Rdson. En los 500 W el IGBT iguala las pérdidas de los

pares del MOSFET. La Figura 5.51 expone la Rdson y su ligero incremento debido al

aumento de las pérdidas y de la temperatura de juntura.

La Figura 5.51b exhibe las pérdidas totales del interruptor, las cuales están dominadas por

las presentes en la conmutación de encendido y en la conducción. El CoolMOS tiene

alrededor del 30% menos pérdidas mientras que el MOSFET con el diodo de carburo de

silicio ronda un decremento del 20%.


79


did/dt, b) dvak/dt.

Figura 5.49. Efecto de la variación de P en: a)

energía y potencia promedio en la conmutación de

apagado de Q, b) energía y potencia promedio en la

compuerta

a)

b)

a)

b)


80

Figura 5.50. Pérdidas promedio en función de P:

a) conmutación y b) conducción.

Figura 5.51. Efecto de P en a) Rdson y b)

pérdidas totales en Q.


En la conmutación de apagado del diodo ocurre, por un lado, el incremento en

velocidad y duración de la recuperación inversa y por el otro la desaceleración y el

alargamiento de la caída de vak, tal como se muestra en las Figuras 5.52a y b. Esto trae

como secuela el incremento de la potencia instantánea, la energía y las pérdidas de

conmutación del diodo, lo cual se observa en la Figura 5.52c. El IGBT genera las menores

pérdidas por ser el interruptor más lento y provocar una menor Irr (Figura 5.53b). La

situación es diferente con el diodo de carburo de silicio donde las pérdidas y la Irr se

mantienen constantes.

a) a)

b) b)


81

Figura 5.52. Efecto de la variación de P en: a) dia/dt, b) dvak/dt, c) energía y potencia en la

conmutación de apagado de D.

En la Figura 5.53a se nota que el tiempo de recuperación inversa también se

incrementa al hacerlo la potencia. Esto se debe a que al ser mayor la cantidad de corriente

que conduce el diodo, mayor es el exceso de portadores que hay que desalojar en la

transición de apagado. La carga de recuperación inversa también se eleva por la misma

razón, lo cual se ilustra en la Figura 5.54a. Esto no se cumple para el diodo Schottky de

carburo de silicio ya que no existe el mecanismo de exceso de portadores en esta estructura

y la carga presente se debe a la gran capacitancia de juntura.

Finalmente, en la Figura 5.54b se tiene la eficiencia del convertidor. Ésta se

incrementa aunque las pérdidas también lo hacen, ya que cada vez son menos

representativas comparadas a la potencia que maneja el convertidor.

a) b)

c)


82



Figura 5.54. . a) Carga de recuperación inversa.

b) Eficiencia del convertidor.

5.6. Resultados de la conducción del diodo

La Figura 5.55 muestra las curvas obtenidas mediante los experimentos expD1 a

expD6. Para enriquecer los datos de dichos experimentos, mediante extrapolación lineal, se

calcularon los puntos que están más allá de 2.78 A. Las flechas indican el cambio que

sucede en las curvas al incrementar la temperatura de unión.

a) a)

b) b)


83

Figura 5.55. Curvas de Ia contra Vak para ambos diodos y diferentes temperaturas de unión.

Se observa claramente que el diodo de silicio posee un coeficiente negativo de

temperatura (el incremento de Vak es inversamente proporcional a Tj) en todo el intervalo

de corriente mostrado.

Por otro lado, el comportamiento del diodo Schottky de carburo de silicio, en

comparación al diodo pin de silicio, puede dividirse en tres regiones:

Región 1. Mayor caída de tensión y coeficiente negativo de temperatura.

Región 2. Menor caída de tensión y coeficiente negativo de temperatura.

Región 3. Menor caída de tensión y coeficiente positivo de temperatura.

Ahora, los datos de los experimentos expRD1 a expRD10 se ilustran en la Figura

5.56, donde también se ha empleado la extrapolación lineal para Tj=25° y 100°C. Mediante

esta gráfica se aprecia que en el diodo Schottky de SiC Vak es menos dependiente de la

temperatura en comparación al diodo pin de silicio.

Región 3

Región 2

Región 1


84

Figura 5.56. Vak contra temperatura de unión en ambos diodos y diferentes corrientes.

5.7. Resumen

Como resumen global de las tendencias vistas en este capítulo, en la Tabla 5.4 se

listan las pérdidas de los dispositivos así como la eficiencia del convertidor y se sitúan los

pares analizados en un orden de cantidad ascendente.

Tabla 5.4. Tabla comparativa de las tendencias en los resultados.

Aspecto Menor Mayor

PconmQ MOSFET + D SiC CoolMOS + D Si MOSFET + D Si IGBT + D-Si

PcondQ CoolMOS + D Si IGBT + D Si MOSFET + D SiC MOSFET + D-Si

PQ CoolMOS + D Si MOSFET + D SiC MOSFET + D Si IGBT + D-Si

Pg CoolMOS + D Si IGBT + D Si MOSFET + D SiC ≈ MOSFET + D-Si

PconmD MOSFET + D SiC IGBT + D Si CoolMOS + D Si ≈ MOSFET + D-Si

Irr MOSFET + D SiC IGBT + D Si MOSFET + D Si ≈ CoolMOS + D Si

Qrr MOSFET + D SiC IGBT + D Si MOSFET + D Si ≈ CoolMOS + D Si

PcondD Diodo Schottky de SiC Diodo pin de Si

Eficiencia IGBT + D-Si MOSFET + D-Si ≈ CoolMOS + D Si MOSFET + D-SiC

Referencia. [1] C. Miesner, R. Rupp, H. Kpels, ”ThinQ! Silicon Carbide Schottky Diodes: An SMPS Ciruit Designer’s

Dream”, disponible en www.infineon.com.


Capítulo 6 Conclusiones

6.1. Acerca de la conmutación

Primeramente se discute lo relativo a la conmutación de los dispositivos

semiconductores de potencia. Como se vio en el capítulo anterior, la velocidad de

conmutación se controla principalmente mediante la resistencia de compuerta y Vpul, con

los cuales existe una relación inversa y directamente proporcional respectivamente.

Tomando sólo en cuenta la velocidad y las pérdidas de conmutación, el CoolMOS

resulta el interruptor con mejor desempeño. De manera global, presenta un decremento de

alrededor del 20% de dichas pérdidas con respecto al MOSFET, el cual es su más cercano

seguidor. El CoolMOS también posee la menor energía y potencia en la compuerta, con lo

cual se requiere un impulsor más pequeño que en los otros interruptores.

No siempre es una ventaja tener una gran velocidad de conmutación y tal es el caso

del convertidor boost. Aquí la recuperación inversa del diodo afecta la conmutación de

encendido del interruptor. Como ya se mencionó en el capítulo anterior, existe el

compromiso entre la velocidad de conmutación y la recuperación inversa. Por lo anterior, el

CoolMOS en el convertidor boost provoca las mayores Irr y Qrr, ocasionando a su vez las

más altas pérdidas de conmutación en el diodo.

El diodo Schottky de carburo de silicio presenta un mejor comportamiento debido

principalmente al menor pico de corriente en la conmutación de apagado. Este diodo no se


86

libera de este problema, aunque no posea exactamente una recuperación inversa, ya que

presenta un efecto de carga capacitiva comparable a la de carga de recuperación inversa, la

cual reduce en una cantidad mayor al 50% (excepto para 100 W).

El IGBT presenta pérdidas similares a los interruptores en la conmutación de

encendido ya que su menor velocidad genera un pico de corriente más pequeño, lo cual

equilibra dichas pérdidas. Por otro lado, en la conmutación de apagado, adolece de tener

pérdidas grandes debido a que vce transita por valores de tensión mayores que el resto.

El MOSFET no está totalmente superado por el CoolMOS ya que, como se dijo

líneas arriba, tiene sólo el 20% más pérdidas y hay condiciones en las cuales es superior o

casi igual al CoolMOS, tales como Rg=1Ω o Vpul=20V.

Respecto a la compuerta, el CoolMOS es el de menores pérdidas, las cuales presentan

hasta un 50% de reducción. Esto se debe a la menor capacitancia de entrada.

Se aprecia una marcada tendencia a reducir las pérdidas de conmutación con la

asociación interruptor-diodo SiC. Esto se debe a que dicho diodo minimiza el principal

problema de la conmutación, la Irr en el diodo y como consecuencia el pico de corriente en

el interruptor disminuye. Esta asociación logra el mayor beneficio de todas las

combinaciones en conmutación.

Si se presenta el caso donde sólo existe el interruptor, es decir, no hay ningún diodo

conectado que puede afectar por su recuperación inversa, la mejor opción es emplear el

MOSFET con la velocidad maximizada, esto es, con Rg=1Ω (o mínimo posible) y

Vpul=20V (o el máximo recomendado por el fabricante).

6.2. Acerca de la conducción

De nueva cuenta, el CoolMOS es el mejor en este aspecto al poseer las más bajas

pérdidas de conducción en todas las combinaciones. Esto se debe a su baja Rdson, la cual es

la mitad de la del MOSFET. La causa es la menor resistencia específica de área del

CoolMOS, es decir, en interruptores del mismo tamaño la Rdson de éste es menor a la del

MOSFET, tal como ya se comprobó en los experimentos realizados. De esta manera se

tiene que la principal ventaja del CoolMOS contra el MOSFET, cuando tienen el mismo

voltaje de bloqueo y el mismo encapsulado, es la Rdson (50% menor), quedando en segundo

lugar la velocidad de conmutación (20% menor).

Por otro lado, no hay que perder de vista al IGBT ya que es el más próximo

competidor al CoolMOS y resulta mejor que el MOSFET en todas las condiciones de 500

W y 100 kHz. Las mediciones indican que el IGBT es potencialmente mejor opción que el

MOSFET para valores mayores de 500 W o 2.78 A.

Ahora, en lo respectivo a los diodos, en la región 1 de las curvas de conducción

(Figura 5.55) el diodo pin de silicio posee una menor caída de tensión. Para las regiones 2 y

Capítulo 6: Conclusiones

87

3 la situación se invierte ya que el diodo Schottky presenta un menor valor de Vak en estado

de conducción.

Otra ventaja del diodo Schottky de carburo de silicio es la menor dependencia a la

temperatura, lo cual favorece aplicaciones en ambientes duros o difíciles. Si se desea la

conexión en paralelo de los diodos de SiC, hay que cuidar que su punto de operación en

conducción se encuentre en la región 3 ya que aquí se presenta el coeficiente positivo de

temperatura, lo cual ayuda a la repartición equitativa de corriente.

6.3. Impacto en la eficiencia del convertidor

La recuperación inversa del diodo es el principal obstáculo para incrementar la

eficiencia en el convertidor boost. Esto se ve claramente ya que en todas las gráficas de

eficiencia del Capítulo 5, el par con el diodo Schottky SiC logra la más alta eficiencia

debido a su menor carga y corriente inversa en su conmutación de apagado. Por lo tanto, el

hecho de sustituir el diodo de silicio por el Schottky de carburo de silicio es la mejor

solución para elevar la eficiencia en este convertidor.

.

6.4. El costo monetario

Como se vio anteriormente, el par interruptor + diodo Schottky SiC ofrece el mejor

desempeño en conmutación, sin embargo tal vez esto no sea viable económicamente. Para

cada dispositivo, la Tabla 6.1 muestra el costo más bajo en dólares encontrado en el

mercado así como los distribuidores. Estos precios se dan a partir de 5000 piezas. Los

interruptores tienen un costo similar mientras que el diodo de carburo de silicio es más de

diez veces más caro que el diodo pin, lo cual hace surgir el compromiso entre costo y

beneficio. Por otro lado, en la Tabla 6.2 se presentan los costos de las combinaciones par-

interruptor diodo.

Tabla 6.1. Costos de los dispositivos semiconductores de potencia analizados.

Dispositivo Costo en dólares Distribuidor

MOSFET FDPF15N65 $1.325 Digikey

CoolMOS IPA60R250CP $1.54 Mouser

IGBT IRG4IBC30WPBF $1.89 Digikey

Diodo pin Si FFP08S60S $0.368 Mouser

Diodo Schottky SiC IDT08S60S $5.014 Digikey

Tabla 6.2. Costo de los pares interruptor-diodo.

Par interruptor-diodo Costo en dólares

MOSFET + diodo Si $1.693

CoolMOS + diodo Si $1.908

IGBT + diodo Si $2.258

MOSFET + diodo SiC $6.339

Antes de elegir el par más barato, se requiere evaluar el compromiso costo-beneficio.

Por ejemplo, el uso del par CoolMOS + diodo Si presenta un incremento del 12.7% en el

costo para obtener el 20% de reducción en las pérdidas de conmutación y 50% en las de

conducción del interruptor, lo cual resulta muy atractivo.


88

En el caso comentado en la sección 6.1, donde sólo conmuta un interruptor, el

MOSFET se vuelve la mejor opción en desempeño y costo.

En el escenario en el cual la conducción del interruptor es lo más importante, el uso

del CoolMOS bien vale los $0.215 por encima del costo del MOSFET. Esto representa una

alza del 16.2% en el costo de este último para obtener una reducción del 50% en las

pérdidas de conducción.

El IGBT representa un gasto excesivo en comparación a sus beneficios ya que en

ninguna de las condiciones estudiadas llega a situarse en el par interruptor-diodo con el

mejor desempeño.

A manera de resumen, en la tabla Tabla 6.3 se muestra el uso de los dispositivos

semiconductores que se recomienda en base a la prioridad que se desea satisfacer.

Tabla 6.3. Dispositivos semiconductores en base a la prioridad de desempeño.

Prioridad Solución

Pérdidas de conmutación en Q, sin asociación de diodo. CoolMOS ó MOSFET

Pérdidas de conducción en Q, sin asociación de diodo. CoolMOS

Pérdidas de conmutación en D. Schottky SiC

Pérdidas de conducción en D. Schottky SiC

Pérdidas en compuerta. CoolMOS

Par con menores pérdidas de conmutación CoolMOS ó MOSFET + Schottky SiC

Par con menores pérdidas de conmutación, conducción y

compuerta.

CoolMOS + Schottky SiC

Par con menor costo MOSFET + Diodo pin Si

Finalmente, la selección del par-interruptor diodo en una aplicación dada dependerá

de los intereses del diseñador, el cual puede tener como prioridad desempeño, costo, lograr

el equilibrio en el compromiso velocidad de conmutación-recuperación inversa o en el de

costo-beneficio. Este trabajo ha expuesto datos, argumentos y recomendaciones con la

intención de facilitar y optimizar la decisión que tome.

6.5. Trabajos futuros

El trabajo aquí presentado puede extenderse mediante el análisis térmico del

comportamiento dinámico de la temperatura de juntura en base a las mediciones de

potencia instantánea. Debido a que esta potencia no tiene la forma de pulsos cuadrados,

sino de picos en las conmutaciones y una forma de trapecio en la conducción, resulta

interesante investigar la forma en que estos fenómenos afectan la temperatura de juntura.

Además, es interesante realizar un estudio y proponer una metodología para la

caracterización de las inductancias parásitas de los encapsulados ya que generalmente esta

información no se incluye en las hojas de datos. De esta manera, se permitirá realizar una

mejor compensación de errores causados por dichas inductancias.

Anexo A: Diseño del convertidor

Boost

Datos:

𝑃 = 500 𝑊 𝐼𝑜 = 1.25 𝐴 Δ𝑉𝑜 = 4 𝑉

𝑉𝑜 = 400 𝑉 𝐼𝑖𝑛 = 2.78 𝐴 Δ𝐼𝐿 = 300 𝑚𝐴

𝑉𝑖𝑛 = 180 𝑉 𝑅 = 320 Ω 𝑓 = 100 𝑘𝐻𝑧

1. Ganancia.

𝑀 =

𝑉𝑜𝑉𝑖𝑛

=400 𝑉

180 𝑉= 2.22 (B.1)

2. Ciclo de trabajo.

𝛿 =𝑀 − 1

𝑀=

2.22 − 1

2.22= 0.55 (B.2)

3. Inductancia.

𝐿 =𝑉𝑖𝑛𝛿

ΔI𝐿𝑓=

180 𝑉 (0.55)

0.3 𝐴 (100𝑘𝐻𝑧)= 3.3 𝑚𝐻 (B.3)

4. Capacitor.

𝐿 =𝐼𝑜𝛿

ΔV𝑜𝑓=

1.25 𝐴 (0.55)

4 𝑉 (100𝑘𝐻𝑧)= 1.72 𝜇𝐹 (B.4)

5. Corriente promedio en el transistor.

𝐼𝑑 =𝐼𝑜𝛿

1 − 𝛿=

1.25 𝐴 (0.55)

1 − 0.55= 1.53 𝐴 (B.5)

6. Corriente pico en el transistor.

𝐼𝑑𝑝𝑖𝑐𝑜 =𝐼𝑜

1 − 𝛿+

𝑉𝑖𝑛𝛿

2𝐿𝑓=

1.25 𝐴

1 − 0.55+

180 𝑉 (0.55)

2 3.3 𝑚𝐻 (100𝑘𝐻𝑧)= 2.93 𝐴 (B.6)


90

7. Voltaje promedio en el transistor.

𝑉𝑑𝑠 = 𝑉𝑜 1 − 𝛿 = 400 1 − 0.55 = 180𝑉 (B.7)

8. Voltaje pico en el transistor.

𝑉𝑑𝑠𝑚𝑎𝑥 = 𝑉𝑜 +Δ𝑉𝑜

2= 400 𝑉 +

4 𝑉

2= 402 𝑉 (B.8)

9. Corriente promedio en el diodo.

𝐼𝑎 = 𝐼𝑜 = 1.25 𝐴 (B.9)

10. Corriente pico en el diodo.

𝐼𝑎𝑝𝑖𝑐𝑜 = 𝐼𝑑𝑝𝑖𝑐𝑜 = 2.93 𝐴 (B.10)

11. Voltaje promedio en el diodo.

𝑉𝑎𝑘 = 𝑉𝑜𝛿 = 400 0.55 = 220𝑉 (B.11)

12. Voltaje pico en el diodo.

𝑉𝑎𝑘𝑚𝑎𝑥 = 𝑉𝑑𝑠𝑚𝑎𝑥 = 402 𝑉 (B.12)

13. Voltaje promedio en el capacitor.

𝑉𝑐 = 𝑉0 = 400 𝑉 (B.13)

Anexo B: Diseño del inductor El diseño del inductor emplea el método aproximado de la constante geométrica.

Datos:

Resistividad del cobre, ρ=1.724 X 10-6

Ω cm.

Corriente pico del devanado, Imax=2.93 A.

Corriente rms del devanado, Irms=2.78 A.

Inductancia, L = 3.3 mH.

Pérdidas en el cobre, Pcu=12 W.

Factor de llenado, Ku=0.4.

Material de ferrita: 3C85.

Flujo máximo, Bmax=0.33 T.

Permeabilidad del espacio vacío, μ0=4π X 10-7

H/m.

1. Resistencia del devanado.

𝑅𝑐𝑢 =𝑃𝑐𝑢𝐼𝑟𝑚𝑠

2=

12

(2.78)2= 1.55 Ω (B.1)

2. Constante geométrica del núcleo.

𝐾𝑔 ≥𝜌𝐿2𝐼𝑚𝑎𝑥

2

𝐵𝑚𝑎𝑥2 𝑅𝑐𝑢𝐾𝑢

108

= 1.724 × 10−6 Ω𝑐𝑚 3.3 𝑚𝐻 2 2.93 𝐴 2

0.33 𝑇 2 1.55 Ω 0.4 108 = 0.24

(B.2)

El núcleo disponible que satisface (B.2) es el núcleo E55 con Kg=3.

3. Longitud del entrehierro.

𝑙𝑔 =

𝜇0𝐿𝐼𝑚𝑎𝑥2

𝐵𝑚𝑎𝑥2 𝐴𝑐

104 = 4𝜋 ×

10−7𝐻𝑚 3.3 𝑚𝐻 2.93 𝐴 2

0.33 𝑇 2 3.53 𝑐𝑚2 104

= 0.93 𝑚𝑚

(B.3)

4. Número de vueltas.

𝑛 =𝐿𝐼𝑚𝑎𝑥

𝐵𝑚𝑎𝑥 𝐴𝑐104 =

3.3 𝑚𝐻 (2.93 𝐴)

0.33 𝑇 (3.53 𝑐𝑚2)104 = 83 (B.4)


92

5. Tamaño del alambre.

𝐴𝑤 ≤𝐾𝑢𝑊𝑎

𝑛=

0.4 (2.78 𝑐𝑚2)

83= 13.4 × 10−3 𝑐𝑚2 (B.5)

El alambre usado fue el de calibre 17 con Aw=10.39X10-3

cm2.

6. Nuevo valor de la resistencia del cobre.

𝑅𝑐𝑢 =𝜌𝑛𝑀𝐿𝑇

𝐴𝑤=

1.724 × 10−6 Ω𝑐𝑚 83 (11.9 𝑐𝑚)

10.39 × 10−3 𝑐𝑚2= 0.164 Ω (B.6)

7. Pérdidas en el cobre con el nuevo valor de Rcu.

𝑃𝑐𝑢 = 𝑅𝑐𝑢 𝐼𝑟𝑚𝑠2 = 0.164 Ω (2.78)2 = 1.27 𝑊 (B.7)

Anexo C: Estimación de pérdidas Las estimación de pérdidas se realiza para el caso base: MOSFET + diodo pin de

silicio.

Pérdidas en el MOSFET FDPF15N65

Para estimar las pérdidas, éstas se dividen en pérdidas de conducción y de

conmutación, la suma de las anteriores proporciona las pérdidas totales. Se toma en

consideración el peor caso, en el cual se definen los siguientes parámetros:

Tjmax=120°C δ=0.55 f=100 kHz ton= δT=5.5 μs

a) Pérdidas de conducción.

La forma de onda de la corriente en el interruptor se muestra en la Figura C.1. La

potencia de conducción promedio disipada en un ciclo completo esta expresada según la

ecuación (C.1) [1].

Figura C.1. Corriente en el interruptor durante ton.

𝑃𝑐𝑜𝑛𝑑𝑄 =𝑅𝑑𝑠𝑜𝑛 𝛿

3 𝐼𝑑𝑝𝑖𝑐𝑜

2 + 𝐼𝑑𝑝𝑖𝑐𝑜 𝐼𝑑𝑚𝑖𝑛 + 𝐼𝑑𝑚𝑖𝑛2 (C.1)

Tomando la información de las hojas de datos, Rdson≈0.756 @ 120°C y sustituyendo

los parámetros en (C.1) se tiene que 𝑃𝑐𝑜𝑛𝑑𝑄 = 3.22 𝑊.

b) Pérdidas de conmutación.

Para estimar las pérdidas de conmutación se hace uso de las formas de onda

aproximadas de corriente y voltaje del interruptor, éstas se muestran en la Figura C.2.


94

Figura C.2. Formas de onda aproximadas de corriente y voltaje en el interruptor.

En primer lugar se calcula el tiempo 𝑡𝑓𝑣 de caída del voltaje mediante (C.2) [2].

𝑡𝑓𝑣 =∆𝑉𝑑𝑠𝑅𝑔𝐶𝑔𝑑

𝑉𝑝𝑢𝑙 −𝑉𝑔𝑝𝑙𝑎𝑡 (C.2)

Donde:

∆𝑉𝑑𝑠=320V; del 10 a 90 % de Vo.

𝑅𝑔=10 Ω; resistencia propuesta de compuerta.

𝐶𝑔𝑑=20pF; capacitancia entre compuerta y fuente durante el bloqueo, es Crss en las

hojas de datos.

𝑉𝑝𝑢𝑙 =15V; voltaje máximo de la salida del impulsor.

𝑉𝑔𝑝𝑙𝑎𝑡 =7V; voltaje de meseta de compuerta-fuente.

Sustituyendo los valores anteriores en (C2) se obtiene 𝑡𝑓𝑣=8 ns. Por otro lado 𝑡𝑟𝑖 se

estima de acuerdo a la hoja de datos y corresponde a 𝑡𝑟 , el cual está definido a Id=15A.

Entonces 𝑡𝑟𝑖 es menor a 𝑡𝑟 ya que la corriente llega sólo a 2.78 A en promedio, siendo así

𝑡𝑟𝑖=18.5 ns.

Después, la energía disipada en la conmutación de encendido es el área del triángulo

aproximado de base 𝑡𝑓𝑣 + 𝑡𝑟𝑖 y altura 𝑉𝑑𝑠𝑚𝑎𝑥 (𝐼𝑖𝑛 −Δ𝐼𝐿

2). Así entonces esta energía es:

𝐸𝑜𝑛1 = 𝑡𝑟𝑖 +𝑡𝑓𝑣 𝑉𝑑𝑠𝑚𝑎𝑥 (𝐼𝑖𝑛 −

Δ𝐼𝐿2

)

2= 14𝜇𝐽 (C.3)

Si se toma en cuenta la recuperación inversa del diodo de descarga libre, es necesario

calcular la energía que ésta añade en el encendido del interruptor. En el peor está expresada

como [3]:

𝐸𝑜𝑛2 = 𝑣𝑑𝑠𝑄𝑟𝑟 (C.4)

Donde:

𝑄𝑟𝑟≈41.2 nC; carga de recuperación inversa.

𝑣𝑑𝑠≈400 V durante el bloqueo de voltaje.

Sustituyendo los valores anteriores en (4) se obtiene 𝐸𝑜𝑛2=16.48 μJ. Entonces, la

energía de la conmutación de encendido es 𝐸𝑜𝑛1 + 𝐸𝑜𝑛2=30.48 μJ.

Debido a que el apagado del MOSFET involucra el proceso inverso al encendido, se

considera que el tiempo de levantamiento del voltaje drenaje-fuente es igual al de caída,

Anexo C

95

esto es, 𝑡𝑟𝑣 = 𝑡𝑓𝑣 . Con lo anterior sólo basta estimar 𝑡𝑓𝑖 , que corresponde a 𝑡𝑓 de las hojas

de datos, siendo entonces 𝑡𝑓𝑖≈14.4ns. Haciendo un análisis similar al de la ecuación (C.3),

se tiene que 𝐸𝑜𝑓𝑓 =10.27 μJ. Una vez conociendo las energías de encendido y apagado es

posible obtener las pérdidas promedio de conmutación mediante (5).

𝑃𝑐𝑜𝑛𝑚𝑄 = 𝐸𝑜𝑛 + 𝐸𝑜𝑓𝑓 𝑓 = 4.075 𝑊 (C.5)

c) Pérdidas totales.

Finalmente, las pérdidas totales promedio en un ciclo completo son la suma de las

pérdidas de conducción y conmutación como se muestra en (C.6), además no se consideran

las ocurridas en el bloqueo ya que éstas son despreciables [2].

𝑃𝑄 = 𝑃𝑄𝑐𝑜𝑛𝑑 + 𝑃𝑄𝑠𝑤 = 7.295 𝑊 (C.6)

Pérdidas en el diodo FFP08S60S.

De igual manera que en el interruptor, las pérdidas en el diodo se dividen en pérdidas

de conducción y de conmutación, las cuales se estimas a continuación:

a) Pérdidas de conducción

De acuerdo con [3], las pérdidas de conducción en el diodo están dadas por:

𝑃𝐷𝑐𝑜𝑛𝑑 = 𝑉𝑡𝑜 𝐼𝐹𝐴𝑉 + 𝑟𝑑𝐼𝐹𝑟𝑚𝑠2 (C.7)

Donde:

𝑉𝑡𝑜 es el voltaje de umbral (Figura C.3).

𝐼𝐹𝐴𝑉 es la corriente promedio.

𝑟𝑑 es la resistencia dinámica (Figura C.3).

𝐼𝐹𝑟𝑚𝑠 es la corriente rms.

Figura C.3. Aproximación de las características del diodo en polarización directa.

De las hojas de datos se tiene que 𝑉𝑡𝑜≈0.55 V y 𝑟𝑑≈0.16 Ω, además 𝐼𝐹𝐴𝑉 = 𝐼𝑎 e

𝐼𝐹𝑟𝑚𝑠 =1.86 A. Sustituyendo estos valores en (C.7) se tiene que 𝑃𝑐𝑜𝑛𝑑𝐷 =4.92W.


96

b) Pérdidas de conmutación.

En las pérdidas de conmutación sólo se consideran las del apagado ya que las del

encendido pueden ser tomadas como despreciables [4]. Entonces están dadas por:

𝐸𝑜𝑓𝑓𝐷 =𝑉𝑜 𝐼𝑟𝑟

2 𝑆

6𝑑𝐼𝐹

𝑑𝑡𝑜𝑓𝑓

(C.8)

Donde:

𝐼𝑟𝑟 es la corriente máxima de recuperación inversa.

S es el factor de suavidad.

Proporcionalmente a las hojas de datos se tiene 𝐼𝑟𝑟=2.41 A y S=1.3, además

𝑑𝐼𝐹/𝑑𝑡0𝑓𝑓≈150X106

A/ns. Sustituyendo estos datos en (C.8) se obtiene 𝐸𝐷𝑜𝑓𝑓 =10.66μJ.

Ahora, las pérdidas de conmutación son:

𝑃𝑜𝑓𝑓𝐷 = 𝐸𝑜𝑓𝑓𝐷 𝑓 = 1.07 𝑊 (C.9)

c) Pérdidas totales.

Las pérdidas promedio totales en el diodo son:

𝑃𝐷 = 𝑃𝑐𝑜𝑛𝑑𝐷 + 𝑃𝑜𝑓𝑓𝐷 = 2.31 𝑊 (C.10)

Referencias

[1] “AN-CoolMOS-03: How to select the right CoolMOS and its power handling capability”, nota de

aplicación, V1.2, Infineon Technologies, enero de 2002, disponible en www.infineon.com.

[2] N. Mohan, T. M. Undeland, W. P. Robbins, Power Electronics, tercera edición, John Wiley & Sons,

Inc., E. U. 2003.

[3] D. Graovac, M. Pürschel, A. Kiep, “MOSFET power losses calculation using the datasheet

parameters”, nota de aplicación V1.1, Infineon Technologies, julio de 2006, disponible en

www.infineon.com.

[4] “AN601: New high Voltage ultra-fast diodes: the Turboswitch A and B series”, nota de aplicación,

rev. 2, abril de 2004, ST microelectronics, disponible en www.st.com.



http://www.st.com/

Anexo D: PWM en PIC 16F877A a) Diagrama esquemático.

Figura D. 1. Diagrama esquemático de la implementación del PWM con el PIC 16F877A.


98

b) Programa en lenguaje ensamblador.

Anexo E: Formas de onda

Figura E.1. Conmutación de encendido de Q

variando Vpul: a) id, b) vds y c) pQ.

Figura E.2. Conmutación de apagado de Q

variando Vpul: a) id, b) vds y c) pQ.

a) a)

b) b)

c) c)


100

Figura E.3. Conmutación de apagado de D

variando Vpul: a) ia, b) vak y c) pD.


variando f: a) id, b) vds y c) pQ.

c)

a)

b)

a)

b)

c)

Anexo E

101


variando f: a) id, b) vds y c) pQ.


variando f: a) ia, b) vak y c) pD.

a)

b)

c)

a)

b)

c)


102


variando P: a) id, b) vds y c) pQ.


variando P: a) id, b) vds y c) pQ.

a)

b)

c)

a)

b)

c)

Anexo E

103


variando P: a) ia, b) vak y c) pD.

a)

b)

c)

centro nacional de investigación y desarrollo … hiram morales... · agradecimientos estaré...

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