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CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACIÓN Y DESARROLLO TECNOLÓGICO

-.ceníde t BALASTRO ELECTRÓNICO PARA LÁMPARA FLUORESCENTE BASADO

EN UN AMPLIFICADOR CLASE E OPERANDO A UNA FRECUENCIA MAYOR A 1 MHZ

T E S I S PARA OBTENER EL GRADO DE

MAESTRO EN CIENCIAS EN INGENIERIA ELECTRÓNICA P R E S E N T A

ING. IRENE GUERRERO MORA ,.,l

DIRECTORES DE TESIS:

DR. MARIO PONCE SILVA DR. JAIME EUGENIO ARAU ROFFIEL

CUERNAVACA. MORELOS JULIO 2002

Cuernavaca, Mor.

3r. Jesus Arnoldo Bautista Corral lirector del cenidet ’resente

At’n. Dr. Enrique Quintero-Marrnol Márquez Jefe del Depto de Electrónica

lespubs de haber revisado el trabajo de tesis titulado: “Balastro Electrónico para Lbmpara Vuorescente basado en un Amplificador Clase E Operando a una Frecuencia Mayor a I MHr”, elaborado por la aluinna Irene Guerrero Mora, bajo la dirección del Dr. Mario Ponce Silva y del Dr. Jaime Arau Roffiel, el trabajo presentado se ACEPTA para proceder a su mpresion

4 T E N T A M E N T E + Dra. María Cotor gea Pfeiíer

M.C. Javier Correa Gomez

; r. p ’ Or Marco Antonio Oliver Solazar I Pdte de la Academia de Electrónica Lic Oiivia Maquinay Diaz / Jefd del Depio. de Servicios Escolaes Expediente.

Cuernavaca, Morelos

Ing. Irene Guerrero Mora Candidato al grado de Maestro en Ciencias en Ingeniería Electrónica Presente

Después de haber sometido a revisión su trabajo final de tesis titulado: “Balastro Electrónico para Lámpara Fluorescente basado en un Amplificador Clase E Operando a una Frecuencia Mayor a 1 MHz”, y habiendo cumplido con todas las indicaciones que el jurado revisor de tesis le hizo, le comunico que se le concede autorización para que proceda a la impresión de la misma, como requisito para la obtención del grado.

Reciba un cordial saludo.

A T E N T A M E N T E

I

Dr. Enrique Quintero-Mármol Márquez Jefe del Depto. de Electrónica

C.C.P. expediente.

INTERIOR INTERNADO PALMIRA S/N. COL, PALMIRA , A.P. 5-1 64, CP. 62490. CUERNAVACA, MOR. - MÉXICO TELS. (777) 312 23 14.318 77 41. FAX (777) 312 24 34 EMAIL [email protected]

Dedicado

A Dios,

A mí familia que tan to amo,

A mí Madre, de quíen me siento orgullosa,

Y a Roger.

&ra de cí rn íe n tos

A Dio.,

A mi Madre,

A mi ramilia,

A Rogcr,

A mi5 amigos Anhcly, Juany Miguel,

A mis compañcros degeneración Roger, G a r , Migucl M ~ n s o s , Luis, Jesús, Javier, Ar turo, Kcnc,

Raúl y M g u e l Zapata,

A mis asc50res Mar io ¡‘once y Jaime Ara. por la conFianza de concederme t5te trabajo,

A mis maestros, cspccialmente a Car405 &“¡lar,

A mis revisores, D r a . Mana Cotorogea, Cr. H u g o Calleja y M.C. Javier Correa,

AI CENIDETy todos 105 que laboran en el

Y al Consgo Nacional de Ciencia y Tecnología a5í como a la SE¡‘ por 5u ayuda económica,

A Todo5 Ellos,

Gracias.

Contenido

Contenido

Sim bología

Nomenclatura

Introducción

Capítulo 1 Lámparas de Descarga

1.1. Tipos de lámparas 1.2. Principio de funcionamiento de las lámparas fluorescentes 1.3. Estados de la descarga en gases 1.4. Componentes de las lámparas fluorescentes 1.5. Efectos de la frecuencia en las lámparas fluorescentes

1.5.1. Operación en baja frecuencia (60 Hz) 1.5.2. Operación en alta frecuencia (> 10 kHz) 1.5.3. Operación en muy alta frecuencia (> 500 kHz)

1.6.1. Introducción 1.6.2. Ventajas para aplicaciones en iluminación 1.6.3. Tipos de descarga

1.6. Lámparas fluorescentes sin electrodos

1.6.3.1. Descarga capacitivao tipo E 1.6.3.2. Descarga inductiva o tipo H 1.6.3.3. Descarga microonda

1.6.4. Interferencia electromagnética (EMI) y seguridad 1.6.5. Desarrollos comerciales

1

V

ix

xi

1

2 5 6 8 9 9 10 11 12 12 12 13 13 14 15 16 18

1

Conrenido

Capítulo 2 Balastros para Lámparas Fluorescentes 27

2.1. Generalidades 2.1.1. Función de un balastro 2.1.2. Normas y recomendaciones 2.1.3. Balastros electrónicos vs. electromagnéticos

2.2.1. Inversores de muy alta frecuencia 2.2.2. Topologías típicas para baiastros en muy alta frecuencia 2.2.3. Selección de la topología a utilizar

2.3. Tanques resonantes para balastros electrónicos 2.3.1. Análisis de combinaciones del tanque resonante 2.3.2. Tanque resonante LCC paralelo (LCCP) 2.3.3. Tanque resonante LC paralelo (LCP) 2.3.4. Tanque resonante LCC serie (LCCS) 2.3.5. Selección de la topología del tanque resonante a utilizar

2.2. Balastros electrónicos

27 27 28 29 29 30 31 38 39 39 42 43 44

.45

Capítulo 3 Amplificadores Clase E (ACE) 49

3.1. Formas de onda de un amplificador clase E (ACE) 3.2. Topologías derivadas del ACE 3.3. Análisis matemático de un ACE 3.4. Pérdidas en los ACE 3.5. Relaciones entre L,, C, y la frecuencia de conmutación

3.5.1. Frecuencia de conmutación mínima 3.5.2. Frecuencia de conmutación máxima 3.5.3. Selección del interruptor

3.6. Ejemplo de diseño de un ACE

Capítulo 4 Diseño de un ACE Operando a una Frecuencia Mayor a 1 MHz

4.1. Introducción 4.2. Procedimiento de diseño

4.2.1. Especificaciones y consideraciones de diseiio 4.2.2. Cálculo de los elementos del ACE con tanque resonante LCC 4.2.3. Cálculo de los elementos del ACE con tanque resonante LCCS

50 52 55 63 65 65 67 68 70

77

77 78 78 81 81

.. I I

4.2.4. Simulaciones en PSpice 4.3. Circuito de control 4.4. Diseño de los elementos magnéticos 4.5. Simulaciones finales en PS uéDf pice

Capítulo 5 Resultados Experimentales

5.1. Pruebas 5.2. Comparación de resultados 5.3. Resumen

Capítulo 6 Conclusiones

6.1. Observaciones y conclusiones 6.2. Trabajos futuros

Anexos

Anexo 1. Programa en Mathematica 4.0

Anexo 2. Programas en Maple V * Programa para el diseño de un amplificador clase E con tanque LCS

Programa para diseñar un amplificador clase E con tanque LCCS Diseño magnético. Método del producto de áreas Diseño magnético con núcleos RM Diseño magnético con núcleos de aire

* * * *

82 87 90 93

101

101 112 113

115

115 119

123

123 123 129 129 132 135 138

Bibliografía 143

iii

Confenido

iv

Simbología

C c, C.?

Ll

Capacitancia Capacitancia total del ACE-LCCS y ACE-LCS en paralelo con el intemptor Capacitancia en paralelo con la carga del ACE-LCCS Capacitancia en sene con la carga del ACE-LCS y ACE-LCCS Capacitancia de la reactancia excesiva Capacitancia parásita del MOSFET drenaje-fuente Capacitancia en paralelo con el MOSFET Capacitancia resonante serie Capacitancia resonante paralelo Capacitancia sene equivalente Ciclo de trabajo Frecuencia Frecuencia de encendido Frecuencia de conmutación máxima para el ACE Frecuencia de conmutación mínima para el ACE Frecuencia de conmutación Comente del conjunto interruptor-diodo-capacitor C, Comente instantánea en el capacitor C, Comente instantánea en el capacitor C, en el estado de encendido Corriente instantánea en el capacitor C1 en el estado de apagado Corriente en el d i d o del MOSFET Corriente instantánea en la inductancia L, Comente instantánea en la inductancia L, en el estado de encendido Comente instantánea en la inductancia L, en el estado de apagado Comente instantánea en el MOSFET Comente en el drenaje del MOSFET Amplitud máxima de la comente en la lámpara Comente promedio en la inductancia L, Amplitud máxima de la comente de salida Comente instantánea de salida Inductancia Inductancia de la bobina de entrada del ACE

V

lnductancia de la bobina resonante del ACE lnductancia de la reactancia excesiva lnductancia de la bobina resonante Ganancia de voltaje Potencia de entrada Potencia de la lámpara Pérdidas en conducción del MOSFET Potencia demandada por la carga o de salida Resistencia Resistencia para el oscilador LMC555 Resistencia para el oscilador LMC555 Resistencia de la carga sene equivalente Resistencia vista por la fuente de alimentación de CD Resistencia equivalente de la lámpara Suma de las resistencia parásita del amplificador clase E Resistencia parásita de la bobina L, Resistencia parásita de la bobina Resistencia de encendido del MOSFET Interruptor Tiempo Tiempo de conducción del capacitor C, Tiempo de conducción del MOSFET Tiempo de conducción del diodo interno del MOCFET Periodo Amplitud de la fundamental de una señal de voltaje Voltaje instantáneo en el nodo 2 Amplitud de voltaje en el nodo 2 Amplitud de voltaje aplicado al tanque resonante Voltaje instantáneo en el capacitor C,, voltaje instantáneo en el interruptor Voltaje instantáneo en el capacitor C, en el estado de encendido Voltaje instantáneo en el capacitor C1 en el estado de apagado Voltaje máximo de la fundamental en el capacitor C, Voltaje de alimentación del balasbo Voltaje drenaje-fuente del MOCFET Voltaje de encendido Voltaje instantáneo en la carga o voltaje instantáneo de salida Voltaje máximo en la carga o voltaje de salida Voltaje de enirada Voltaje de la lámpara Voltaje rms en la lámpara Voltaje máximo en el capacitor en el MOSFET Reactancia excesiva de la red resonante I&, Reactancia de C, Reactancia de C,,

Reactancia de L, Ángulo de conducción del intemptor Ángulo de conducción del condensador Ángulo de conducción del diodo interno del interruptor Longitud de onda Relación entre o y wo Ángulo de desfasarniento entre la señal de control y el voltaje en la carga Ángulo de desfasarniento entre la señal de control y el voltaje en el nodo 2 Frecuencia angular Frecuencia de resonancia

vii

Simbologia

... Vlll

Nomenclatura

ACD ACE ACE-LCCS CA cc CD CIL DAT FC FP HID IRC LF Maple V Mathernatica 4 PSpice RF LCS LCP LCCP LCCS VHF ZCS ZVS

Amplificador Clase D Amplificador Clase E Amplificador Clase E con tanque resonante LCC serie Comente Alterna Comente Continua Comente Directa Control de intensidad Luminosa Distorsión Armónica Total Factor de Cresta Factor de Potencia Alta Intensidad de Descarga (por sus siglas en inglés: High Intensity Discharge) índice de Rendimiento de Color Lámpara Fluorescente Programa de cómputo para solucionar ecuaciones matemáticas Programa de cómputo para solucionar ecuaciones matemáticas Programa de simulación para circuitos eléctricos Radio Frecuencia Tanque Resonante LC serie Tanque Resonante LC paralelo Tanque Resonante LCC paralelo Tanque Resonante LCC serie Muy alta frecuencia (por sus siglas en inglés: Vey High Frequency) Conmutación a Comente Cero (por sus siglas en inglQ: Zero Current Switching) Conmutación a Voltaje Cero (por sus siglas en inglés: Zero Voltage Switching)

ix

Noineticlafura

Introducción

Antecedentes

Las lámparas fluorescentes son fuentes de luz la cual es producida por el fenómeno de luminiscencia'. El principio básico de funcionamiento de las lámparas fluorescentes convencionales consiste en la producción de una descarga eléctrica a través de un medio gaseoso (vapor de mercurio). Esta descarga calienta el gas de relleno de la lámpara produciendo un plasma que emite principalmente radiación ultravioleta y muy poca luz visible. La radiación ultravioleta incide sobre la cubierta fluorescente de la lámpara generando luz visible. El principio de funcionamiento descrito es muy eficiente y resulta más conveniente que la incandescencia para la producción de luz.

El objetivo de los cátodos en una lámpara fluorescente es la emisión de electrones hacia el gas de relleno para ionizar el gas y producir el plasma. Dicha emisión de electrones se consigue por medio de un fenómeno denominado efecto termoiónico que consiste en la emisión de electrones cuando el cátodo se calienta por medio de una corriente eléctrica. La vida útil de una lámpara fluorescente depende básicamente de la vida de los cátodos de la lámpara, la cual a su vez depende de la cantidad de sustancia emisiva que contenga cada cátodo. La sustancia emisiva de los cátodos se va perdiendo con la operación normal de la lámpara fluorescente y sobre todo en cada uno de los encendidos de la lámpara. Bajo condiciones nominales de operación, la vida útil de una lámpara fluorescente es de alrededor de 11,000 horas 111.

Con el fin de incrementar la vida de las lámparas fluorescentes recientemente aparecieron las lámparas fluorescentes sin electrodos [l] [Z], las cuales cuentan con un balastro para altas frecuencias (mayores a 1 MHz) y tienen una duración de 60,000 a 100,000 horas.

Los balastros electrónicos a alta frecuencia han sido aplicados principalmente a lámparas fluorescentes con acoplamiento inductivo y capacitivo. Por esta razón, se pretende aplicar este tipo de balastros a lámparas fluorescentes convencionales y estudiar el comportamiento tanto del balastro como de la lámpara.

' Luminiscencia: Radiación luminosa emitida por un cuerpo. por efecto de un agente exterior que excita a los átomos de dicho cuerpo.

xi

Inlrohrcción

Actualmente, las tendencias en la iluminación apuntan hacia el desarrollo de lámparas más eficientes y de mayor vida útil [l]. Como se mencionó anteriormente, una de las estrategias para aumentar la vida útil en las lámparas de descarga es la eliminación de los electrodos, ya que un indicativo de la vida de las lámparas fluorescentes convencionales es la pérdida del material emisivo que recubre los electrodos de la lámpara y este tiende a evaporarse en mayor cantidad en los encendidos de la lámpara y a temperaturas elevadas. Esto se debe a que en las lámparas fluorescentes convencionales los electrodos tienen la finalidad de ionizar el gas de relleno mediante el efecto termoiónico para así facilitar el encendido de las lámparas y mantener el plasma a una temperatura elevada en lámparas que son sometidas a un control de intensidad luminosa (CIL) [3]. Cuando se aplica un CIL en lámparas fluorescentes, la comente de descarga tiende a disminuir y el plasma tiende a enfriarse. Para mantener el plasma a una temperatura elevada, se debe de mantener alto el calentamiento de los electrodos lo que implica mayor desgaste de los mismos.

La eliminación de los electrodos nulifica estos problemas y permite aumentar la vida de la lámpara. Con base en esta idea se han desarrollado lámparas de descarga conocidas como “lámparas sin electrodos”, las cuales producen la descarga eléctrica por medio de inducción (acoplamiento inductivo) o por medio de un campo eléctrico de radio frecuencia (RF) (acoplamiento capacitivo) [1][4][5]. Para producir la descarga eléctrica bajo estos principios las lámparas sin electrodos requieren de una forma física y un balastro especiales para esta aplicación, los cuales por su bajo uso comercial son más costosos que en el caso de una lámpara fluorescente “estándar”.

No obstante lo anterior, la operación de lámparas fluorescentes compactas de uso común en muy alta frecuencia (VHF), puede presentar ventajas adicionales tales como: reducción en el tamaño de los elementos pasivos involucrados y posibles mejoras en la operación de la lámpara. Por ejemplo se ha encontrado que los voltajes de ruptura en sólidos y gases dicminuyen conforme aumenta la frecuencia [2][6]. Por lo tanto, a frecuencias en el rango de MHz, el voltaje necesario para encender la lámpara sería menor con la ventaja de que el “chisporroteo” en los electrodos disminuiría alargando la vida de la lámpara.

Además de operar la lámpara en muy alta frecuencia, es posible prescindir de los electrodos, como en el caso de las lámparas sin electrodos, o bien, utilizarlos de forma híbrida, es decir, limitando su influencia en la vida de la lámpara incrementando la frecuencia de operación y utilizándolos para disminuir aún mas el voltaje de encendido y mantener el plasma a una temperatura elevada cuando se aplica el CIL [Z]. El incremento en la frecuencia de operación permitiría un mayor rango de CIL sin necesidad de sobrecalentar los electrodos de la lámpara, incrementando la eficiencia de la misma.

En este trabajo se propone el empleo de lámparas fluorescentes compactas convencionales operando a frecuencias superiores a 1 MHz como una estrategia para incrementar la vida de las lámparas y su eficiencia. Esta estrategia ofrece una solución intermedia entre el empleo de lámparas fluorescentes sin electrodos de alto costo y las lámparas fluorescentes compactas convencionales de bajo costo.

. . - ..* c:.

Introducción

Planteamiento del problema a solucionar

En este trabajo se abordará el tema de balastros electrónicos para lámparas fluorescentes convencionales, cuyo objetivo final será el desarrollo de un balastro electrónico para lámparas fluorescentes operando a frecuencias mayores a 1 MHz. La topología a utilizar será un amplificador clase E o alguna de sus variantes.

Algunos de los problemas que plantea el desarrollo de un balastro electrónico en alta frecuencia para lámparas fluorescentes son los siguientes:

*

* diseño de elementos magnéticos * * * * *

efecto de los elementos parásitos de los elementos pasivos y activos en muy alta frecuencia (VHF)

manejo eficaz de los interruptores en VHF condiciones de operación de la lámpara fluorescente en VHF implementación de técnicas de conmutación suave simulación del sistema y modelado de la lámpara fluorescente técnicas para la eliminación de la interferencia electromagnética (EMI)

Objetivo

El objetivo general de este trabajo consiste en el desarrollo de un balastro electrónico operando a frecuencias mayores a 1 MHz para lámparas fluorescentes convencionales y observar su comportamiento bajo estas condiciones de operación. En base a este objetivo se han derivado los siguientes objetivos particulares:

* *

* * *

manejo eficaz de los interruptores y aplicación de técnicas de conmutación suave diseño de un inversor usando la topología de un amplificador clase E a una frecuencia de conmutación mayor a 1 MHz análisis, selección y diseño del tanque resonante simulación del sistema completo y modelado de la lámpara observación del comportamiento del balastro y de la lámpara fluorescente operando a frecuencias mayores a 1 MHz

El alcance del trabajo de maestría fue el desarrollo de un balastro electrónico para lámparas fluorescentes convencionales operando a más de 1 MHz utilizando la topología de un amplificador clase E, observando la influencia de la alta frecuencia en la operación de la lámpara. La realización del trabajo de tesis se dividirá principalmente en los puntos que se describen a continuación:

1) diseño del balastro 2) simulación del sistema, 3) implementación del prototipo 4) análisis y comparación de resultados

xiii

Inirodiicción

Referencias

L. C. Fernández y J. De Landa , “Técnicas y Aplicaciones de la Iluminación’: Editorial McGraw-Hill, Serie Electrotecnologías Tomo 2, 1993, pp. 1-98, 175-178.

D. O. Wharmby. “Electrodeless Lamps for L&hting: a Review” IEE Proceedings, Vol. 140, No. 6, Noviembre 1993, pp:465-473.

B. Cook, “New Developments and future Trends in High-Eficiency Lighting”, Engineering Science and Education Journal, Vol. 9, No. 5, Octubre. 2000, pp. 207-217.

E. Tetri. “Effect o f Cathode Heating on Lamp Life in Dimming Use’: IEEE Industry Application Society Annual Meeting, IAS’OI, pp: 895-900.

V. A. Godyak, ‘Radio Frequency Lhht Sources’; IEEE Industry Application Society Annual Meeting, IAS’OO, pp. 3281-3288.

K. Elanseralathan, M. J. Thomas y G. R. Nagabhushana, “Breakdown ofSolid Insulating Materials under High Frequency High Voltage Stress”, Proceedings of the 6th International Conference on Properties and Applications of Dielectric Materials, Junio 2000, Xi’an, China, pp: 999-1001,

xiv

En este capítulo se presentan ahunos conceptos básicos de las lámparas incandescentes y de descarga, así como una comparación entre ambas. También se presenta una breve descripci6n de los diferentes tipos de lámparas de descaga, resaltando las caracterkticas y las aplicaciones de las lámparas ffuorescentes. finalmente, se menciona una descripci6n de la historia de las lámparas sin electrodos así como el desarrollo que han tenido en los últimos años.

La electricidad es una de las fuentes de energía más usadas actualmente, gracias a la cual podemos obtener calor, movimiento y generar luz. La luz eléctrica nos permite realizar nuestras actividades, adecuar los espacios, decorar, etc. La importancia de la iluminación a nivel mundial es amplia, ya que el 17 % de la energía eléctrica consumida mundialmente corresponde a la iluminación [l]; razón por la que es importante aumentar la eficiencia en este ámbito. Dado el gran consumo de energía eléctrica que se ha tenido en los últimos años, el sector de la iluminación ha desarrollado sistemas más eficientes y ha introducido nuevos equipos en todos los sectores tales como el alumbrado residencial, alumbrado público, industrial, etc.

Una de las soluciones para mejorar la eficiencia de los sistemas de iluminación son las lámparas de descarga. En comparación con las lámparas incandescentes, éstas tienen numerosas ventajas entre las que destacan: una buena adaptación en interiores, menor disipación de potencia en calor, mayor vida útil, menor consumo de potencia para una determinada intensidad luminosa. Además, las lámparas de descarga pueden ser manejadas por balastros electrónicos con los que es posible corregir el factor de potencia y disminuir la distorsión armónica, por lo que facilita el mejor aprovechamiento de la energía eléctrica.

Por estas y otras ventajas más que proporcionan las lámparas de descarga sobre las incandescentes, el sector de la iluminación realiza desarrollos e investigaciones aplicados a las lámparas de descarga.

1

Capíiulo I Lámparas de Descarga

1.1. Tipos de lámparas

La producción de luz requiere de fuentes que emitan radiaciones que se encuentren dentro del espectro visible. Estas fuentes de luz pueden clasificarse por la forma de emitir estas radiaciones, que son por termorradiación o por luminiscencia.

La termorradiación es la emisión de energía radiante que depende de la temperatura del material. A la parte de la radiación emitida que se encuentra dentro del espectro visible se le llama incandescencia.

La luminiscencia es la radiación emitida por un cuerpo cuyos átomos son excitados por un agente exterior. Dependiendo del agente, la luminiscencia se puede clasificar en:

1. Eíecfroíuminiscencia.

2. Fotoíuminiscencia. Producida por la acción de un campo eléctrico en el seno de un gas o material sólido.

Producida por la acción de otras radiaciones de distinta longitud de onda. A su vez puede ser: a. Fluorescencia (Conversión de radiación ultravioleta en radiación visible) b. Fosforescencia (Fotoluminiscencia retardada, es decir, existe emisión de luz durante

cierto tiempo después de que ha cesado la excitación) 3. Ofras íuminiscencias.

Producidas por causas diversas y normalmente no tienen aplicación práctica como fuentes de producción de luz. Podemos citar a la: a. Bioluminiscencia (quimioluminiscencia en seres vivos) b. Triboluminiscencia (fricción de algunos materiales) c. Radioluminiscencia (producida por materiales radioactivos)

IÁMPARAS INCANDESCENTES

Las lámparas incandescentes basan ,su funcionamiento en la termorradiación y su funcionamiento básico consiste en calentar &I filamento hasta emitir luz visible. El filamento se coloca en una ampolla al vacío para evitar, su combustión. Estas lámparas tienen numerosas ventajas ya que presentan una buen índice de rendimiento del color, amplia variación de la intensidad luminosa y son muy sencillas y económicas. La gran desventaja es que son muy ineficientes debido a que gran parte de la energía se disipa en calor.

CiASIFICAClON

a. Convencionales * * No necesitan equipos auxiliares. * El encendido es instantáneo. * Tienen buen IRC.

Funcionan a cualquier tensión inferior a su tensión nominal.

2

e., *”. -- P , e<-

Capilulo I Lámparas de Descarga

Vida media de 1,000 y 2,000 hrs. las ¡&pa& estándar y reflectoms respectivamente

+

* Son económicas. Tienen gran disipación de potencia en calor,

+ Interiores

b . Haiógenas Son similares a las convencionales. Las tensiones bajas disminuyen la vida de la lámpara. Tienen aportación de calor considerable. Tienen mayor eficacia luminosa. Tienen mayor potencia que las convencionales.

* *

*

c. Especiaales * Pueden ser convencionales o halógenas.

Vida media de 2,000 hrs. y 3,000 en baja tensión

* Pueden ser convencionales o halógenas.

Tabla 1-1. Caracteristicas y aplicaciones generales de las lámpams incandescentes 111

* Para altos niveles de iluminación * Por la aportación considerable de

calor se toma en cuenta para interiores.

4 Quirófanos * Cines

Teatros Aplicaciones industriales

incandescentes

1 Convencionaies

Especiales I I

Características de duración I Aplicaciones

IÁMPARAS DE DESCARGA

Las lámparas de descarga basan su funcionamiento en la luminiscencia. Existen varios tipos de lámparas de descarga y éstas pueden ser clasificadas con base en varios criterios: por el tipo de gas que llevan dentro: vapor de sodio o vapor de mercurio y por la presión del mismo: en alta o en baja presidn. Con base en esto se puede hacer la siguiente clasificación:

1. Lámparas de vapor de mercurio en baja presión. Son las lámparas fluorescentes convencionales y se pueden dividir en lámparas de arranque instantáneo (un electrodo en los extremos) o de arranque rápido (dos electrodos en los extremos).

Capitulo I Lainparas de Descarga

a. tubos ffuorescentes b. ffuorescentes compactas c. ffuorescentes especiales

2. Lámparas de vapor de mercurio en alta presión. Este tipo de lámparas puede dividirse en: a. Lámparas de vapor de mercurio con cubierfa fluorescente.

Similares a las lámparas fluorescentes convencionales pero con menores dimensiones.

b. iámparas de luz mezcla. c. iámparas de halogenuros metálicos.

Se distinguen porque no tienen la cubierta fluorescente en las paredes interiores de la ampolla que contiene al gas. El gas que contiene es vapor de mercurio con aditivos metálicos, con los que se tienen un mejor índice de rendimiento del color y mayor eficacia luminosa.

d. Ei-peciales.

Lámparas de vapor de sodio en baja presión. No necesitan una cubierta'de polvo fluorescente en las paredes internas del bulbo. La descarga produce una radiación de una longitud de onda de aproximadamente 588nm que corresponde a un color amarillo oscuro. Puesto que al igual que las lámparas de halogenuros metálicos no necesitan una cubierta de polvo, tienen una eficiencia luminosa mayor.

Lámparas de vapor de sodio en alta presión. Son similares a las de baja presión pero pueden manejar mayor potencia debido al efecto de la presión en el gas de llenado. Lámparas de alta intensidad de descarga. Se denominan así debido al incremento en a presión del gas de llenado, el cual causa un incremento en la emisión luminosa de la lámpara y la disminución de las dimensiones de la misma.

3.

4.

En la tabla 1-2 se presenta una breve descripción de las características y aplicaciones de los tipos de lámparas de descarga.

4

. .<. .̂ ..; ,?, ~ <... . Capitulo I Lámparas de Descarga

Tabla 1-2. Características y aplicaciones generales de las Iámpams de descarga [i].

LámDaras de Descarna de:

Vapor de Mercurio en Baja Presión (fluorescentes)

Vapor de Mercurio en Alta Presión

Vapor de Sodio en Baja Presión Vapor de Sodio en Alta Presión [Lámparas de alta intensidad de d=carga)

Características de Duración

* La vida de la lámpara depende de la calidad de los electrodos.

+ Su vida útil termina cuando la sustancia emisiva de los cátodos desaparece. Vida media de 10,000 hrs.

Vida media de 24,000 hrs

+ Vida media de 15,000 hrs. 0 Su vida se limita por la elevación de

la tensión de arco de la lámpara. Vida media entre 20,000 y 24,000 hrs.

+

Aplicaciones

0 Interiores * Medicina

Arqueología * Industria 9 Efectos decorativos 0 Bronceado artificial 6 Trampas para mosquitos, etc.

* Donde se requiere una gran cantidad de luz.

* Aplicaciones í%peciaies * Iluminación comercial @ Alumbrado público

La vida de las lámparas incandescentes depende de la vida de su filamento y, de manera similar, los electrodos determinan la vida de las lámparas de descarga. Por lo que la vida de la lámpara depende de la duración de su o sus electrodos.

En la tabla anterior se presentan algunas de las características en cuanto a su duración, en las que se puede ver que las lámparas fluorescentes aventajan a las incandescentes. Por esta razón las lámparas fluorescentes han tenido en los últimos años una mayor aplicación.

Otra de las ventajas que ofrece este tipo de lámpara es que no se tiene la disipación de calor tan grande como en la incandescente. La principal desventaja es que se requiere de un elemento auxiliar para su funcionamiento, el “balastro”. Los motivos para trabajar con lámparas de descarga se justifican por las ventajas descritas con anterioridad.

1.2. Principio de funcionamiento de las lámparas fluorescentes

El principio de operación de las lámparas de descarga de vapor de mercurio en baja presión o también de las llamadas lámparas fluorescentes, es el siguiente: cuando ocurre la descarga dentro del tubo se genera radiación ultravioleta, la cual se transforma en luz visible por medio del fenómeno de fluorescencia, el cual consiste en hacer pasar la luz ultravioleta por

5

~~

Capitulo I Lámparas de Descarga

la pared interna del tubo que esta cubierta por una sustancia fluorescente y así producir la luz visible.

En la figura 1-1 se ilustra el proceso de producción de la luz y consiste en lo siguiente:

* Se aplica una tensión relativamente elevada en los electrodos de la lámpara y, durante un breve tiempo se hace pasar una corriente a través de ellos. Los electrodos se calientan y emiten electrones (efecto termoiónico) debido al calor desarrollado por la corriente que pasa por ellos. Los electrones emitidos por los electrodos hacen que se ionice el gas que se encuentra dentro del tubo, haciéndolo más conductor y favoreciendo las condiciones para que ocurra la descarga. Una vez que ocurre la descarga, el gas se calienta y se convierte en plasma. El plasma es un gas que al someterse a temperaturas muy altas se vuelve un conductor, haciendo que el voltaje en los extremos de la lámpara caiga rápidamente, lo que permite que se mantenga la descarga de forma constante. La luz que se produce con esta descarga es principalmente luz ultravioleta la cual se convierte en luz visible cuando incide en la parte interna del tubo, que esta cubierta con una capa de sustancia fluorescente. Este fenómeno se llama fluorescencia. AI ocurrir la descarga, la corriente en el tubo crece desmesuradamente, y lo único que limita esta corriente es el balastro, que además estabilia la corriente.

*

*

*

*

Figura 1-1. Producción de luz en una lámpara fluorescente

1.3. Estados de la descarga en gases

El encendido involucra el paso del gas de llenado de un estado sólidc-gaseoso-a un plasma, estado en el cual el gas se vuelve conductor y permite el flujo de electrones logrando establecerse la descarga eléctrica. El proceso de encendido puede comprenderce analizando como ocurre la descarga entre dos placas paralelas. Este proceso se ilustra en la figura 1-2 [21.

En la etapa I, conocida como la región de Geiger, circula una pequeña corriente intermitente y ocurre cuando el voltaje aplicado es muy bajo. Los electrones emitidos son

6

Capilulo I Lámparas de Descarga

I n

llamados primarios debido a la radiación liberada por el efecto fotoeléctrico. Para aumentar el valor de esta corriente promedio, el voltaje entre las placas debe incrementarse. Durante esta etapa los electrones primarios se aceleran, y la corriente promedio se determina por el número de electrones primarios que se generan por segundo y por la energía que adquieren en el campo eléctrico. En la región 11, conocida como descarga Townsend, la corriente sigue siendo intermitente aunque el valor promedio tiene grandes incrementos ante ligeros incrementos de voltaje. En el punto de la corriente de ruptura, la descarga se vuelve autosostenida pasando a la región 111, en donde el voltaje cambia ligeramente siempre y cuando después de la ruptura de Corriente, la corriente se incremente hasta el punto donde ocurra la ruptura de voltaje. A partir de este punto entra en la región IV de descarga luminosa subnormal, en donde se observa una caída de voltaje importante. Al mantenerse la corriente elevada, se presenta la descarga luminosa normal, región V, donde el voltaje permanece casi constante. AI seguir incrementándose la corriente, la descarga pasa a la región VI, convirtiéndose en una descarga luminosa anormal, en donde el voltaje vuelve a incrementarse. La transición de la región VI a la región VII, en la cual se aprecia una caída de voltaje considerable, solo es posible si el &todo del cual parte la descarga es calentado para que se dé la emisión de electrones por efecto termoiónico.

m m v v i M VP7 I O 1 1 103

10’

I O 1

I O 0

niptura de corriente ruptura demnaje -

__c I W

Figura 1-2. Características comente - voltaje de la descarga entre dos placas paralelas. Las escalas de comente Y voltaje son iogaríbnicas. Las regiones se indican a continuación: I región Geiger, II descarga Townsend, Ill

descarga de comente autosostenida, IV descarga luminosa subnormal, V descarga luminosa n o n d , VI descarga luminosa anormal y VI1 descarga en arco.

Durante este proceso, la descarga pasa a través de diferentes estados, de los cuales, los más importantes son:

* * *

la ruptura de corriente, punto en el cual se pasa de la región I1 a la 111 la ruptura de voltaje, punto donde se pasa de la región 111 a la N y la transición de luminiscencia a arco, de la región VI a la VI1

7


1.4. Componentes de las lámparas fluorescentes

Los principales componentes de una lámpara de descarga son los siguientes:

Tubo de descarna. Es de vidrio opalizado por el recubrimiento fluorescente. Su forma mas común es rectilínea, aunque han aparecido otras lámparas especiales, como las llamadas lámparas fluorescentes compactas. Estas lámparas pueden tener diferentes formas, circulares, en U, enrolladas, etc. Los diámetros nominales usuales son:

* * *

15 mm: tubo de pequetia potencia 26 mm: convencionales trifósforos y alta frecuencia 38 mm: convencionales antiguos, arranque rápido e instantáneo

Las longitudes y potencias más usuales son:

* * *

0.6 m: 16,18 y 20 W 1.2 m: 32,36 y 40 W 1.5 m: 50,58 y 65 W

Electrodos. Fabricados en tungsteno, normalmente en doble espiral y recubiertos por sustancias emisivas de electrones la duración de la lámpara depende directamente de la calidad de éstos, ya que una vez que uno de los electrodos pierde la sustancia emisiva la lámpara no puede encenderse.

El hilo en espiral de tungsteno se recubre con un material emisor que al calentarse desprende electrones. Este proceso se denomina emisión termoiónica, pues los electrones son emitidos por el resultado del calor, más que por la tensión aplicada. Se crea en el cátodo un punto caliente del cual salta el arco produciendo un flujo continuo de electrones.

Gas de llenado. A continuación se enuncian las funciones que realiza el gas de llenado:

facilitar el inicio de la descarga, por reducción de la tensión de encendido reducir el recorrido libre medio de electrones, para aumentar su probabilidad de colisión con los átomos de mercurio proteger la sustancia emisiva de los electrodos, reduciendo su taza de evaporación

* *

*

Los gases comúnmente empleados son: argón o mezcla de argón - neón y kriptón.

Sustancias fluorescentes. Los tipos de sustancias fluorescentes comúnmente usadas son las siguientes:

* halofosfatos de calcio activados con antimonio, manganeso y europio, para lámparas en las que la eficacia luminosa prevalece sobre el rendimiento del color

8

. .. , , Cupilvlo I Lónipurm de Descarga

*

*

fluogermanato de magnesio o silicato de calcio activados con diversos componentes para lámparas en las que se persigue el efecto contrario (lámparas de lujo) aluminatos de magnesio o vanadato de itrio con diversos aditivos, para los tubos trifósforo de elevada eficacia luminosa y alto rendimiento de color

1.5. Efectos de la frecuencia en las lámparas fluorescentes

Lac lámparas fluorescentes son alimentadas por balastros electrónicos y electromagnéticos. Estos últimos se constituyen principalmente por una inductancia que es pesada y voluminosa. Además de estas desventajas físicas presentan otras como la de operar a frecuencia de línea, es decir a 60 Hz, lo que provoca el efecto estroboscópico además de tener un bajo factor de potencia. En la actualidad la tendencia de sustituir los balastros electromagnéticos por electrónicos a ido en aumento, esto gracias a las ventajas que éstos presentan, como operar a frecuencias conmutación superiores a los 20 kHz. La operación de la lámpara en alta frecuencia proporciona una serie de ventajas, las cuales se enunciarán después de comentar brevemente la operación de la lámpara fluorescente en baja frecuencia.

1.5.1. Operación en baja frecuencia (60 Hz)

AI operar una lámpara en baja frecuencia se tiene que cuando la tensión de alimentación del arco es alterna la corriente será alterna también [3] , lo que significa que cada medio ciclo se presenta un cruce por cero y por tanto, el valor de la corriente en este punto será cero. Como la frecuencia es baja (60 Hz), la transición de positivo a negativo de la corriente de la descarga es lenta, el plasma se enfría y el arco se extingue. Esto provoca que en cada cruce por cero el arco se extinga y se reinicie hasta que el voltaje aumente lo suficiente para que vuelva a ocurrir la descarga. Las formas de onda de la corriente de descarga y de la tensión en baja frecuencia son similares a las que se presentan en la figura 1-3.

Corriente

T

Voltaje Reencendido .-- I - Descarga

Figura 1-3. Formas de onda de comente y voltaje en baja frecuencia (60 H z ) .

9

Capiiulo I Lámparas de Descarga

Como se puede apreciar en la figura 1-3, el resultado de la operación en baja frecuencia son formas de onda de corriente y voltaje distorsionadas. Los reencendidos cada medio ciclo hacen que la lámpara parpadee, ocasionando que se presente el efecto estroboscópico en la luz que emite la lámpara, además provoca un mayor desgaste de los electrodos y en consecuencia una disminución en la vida útil de la lámpara.

1.5.2. Operación en alta frecuencia ( > 10 kHz)

AI aumentar la frecuencia de la tensión de alimentación, el plasma y los electrodos no se alcanzan a enfriar, por lo que la emisión de electrones es constante y la descarga permanece de manera continua sin cambios bruscos. Dado que el plasma se comporta como un conductor cuando está caliente y, si permanece constantemente caliente, se comporta como una resistencia según se puede ver en la figura 1-4. Estos efectos se presentan en frecuencias superiores a 10 kHz.

Corriente

Alta frecuencia

T

Alta frecuencia

Figura 1-4. Fomas de onda de voltaje y comiente en alta frecuencia (> 10Hk).

En resumen, las principales ventajas que presenta la operación en alta frecuencia son las que a continuación se enumeran [3]:

1. Se eliminan los picos de voltaje debido a los reencendidos. La eliminación de estos picos de voltaje se refleja en una disminución de /a tensión de encendido. Otra consecuencia de la eliminación de los reencendidos es que, se pierde menos sustancia emisiva aumentando así la vida media de la lámpara fluorescente.

2. Comportamiento resistivo. El hecho de que la lámpara se comporte como una resistencia significa que las formas de onda de voltaje y corriente serán completamente sinusoidales. Esto significa que se tendrá menor distorsión armónica lo cual se refleja en un factor de potencia cercano a la unidad.

10

~


I 1.5.3. Operación en muy alta frecuencia (>500 kHz) \ i 1 \

más). I

Con la finalidad de incrementar la vida de la lámpara, aparecieron las lámparas sin electrodos, ya sean de acoplamiento capacitivo o de acoplamiento inductivo [4][5].

En [4] se propone una lámpara con acoplamiento capacitivo y un balastro con un amplificador clase E (ACE) operando a frecuencias arriba de 1 MHz, mencionando que el funcionamiento general de la lámpara mejora y el voltaje de encendido que se requiere es menor. En otras publicaciones [l], [5]-[9], donde se utiliza una lámpara de inducción, se af ina una mejora cuanto a la disminución del voltaje de encendido además de obtener una vida de la lámpara mucho mayor a la de las lámparas fluorescentes convencionales (6 veces

Estas lámparas operan publicaciones se enuncian las frecuencia [1][3]-[10]. Algunas frecuencia mejora el desempeño encendido y realizar CIL en niveles más bajos, a la reducción del tamaño de los frecuencia ofrece las siguientes ventajas:

de los MHz, en las al trabajar en muy alta

que la operación en muy alta como la disminución del voltaje de

de otras ventajas adicionales en cuanto balastro. En resumen, trabajar en alta

* *

* * *

~a lámpara se comporta como una resistendia. Se elimina el efecto estroboscópico, no existen reencendidos. Los elementos del balastro disminuyen su Se obtiene un menor nivel de CIL. Se requiere un voltaje de encendido menor. Se tiene una mayor vida útil.

I

*

Empresas dedicadas a la iluminación a nivel mundial han desarrollado lámparas de inducción que tienen alrededor de 60,000 horas de vida [1][9], cantidad 6 veces mayor a las 10,000 horas. de una lámpara fluorescente normal. !

¿Porque trabajar en muy alta de las ventajas que ofrece trabajar en muy componentes, la disminución del voltaje de lámparas habían estado operando en baja desarrollado balastros en alta frecuencia que desempeño.

sin electrodos, pero pueden presentarse también en las lámparas fluorescentes convencionales. Este fue el principal motivo para realizar este trabajo y observar si el trabajar en muy alta frecuencia realmente representa un beneficio en cdanto a la operación de una lámpara fluorescente convencional y su balastro así como en el Josto de éste.

una

duración de la lámpara. Estas embargo, recientemente se han

que la lámpara tenga un mejor

se han obtenido solo en lámparas I 1

Es importante mencionar que algunas de

I

11 0 2 - 0 5 6 9

Capitulo I Lániparas de Descarga

1.6. Lámparas fluorescentes sin electrodos

En este punto se presenta una breve reseña de las lámparas sin electrodos, el avance y los desarrollos que han tenido en los últimos años.

1.6.1. Introducción

La descarga sin electrodos es una descarga la cual no tiene cátodos, y fue descubierta por W. Hittorf en 1884 [6]. En 1891 Tesla realizó la demostración de la primera lámpara sin electrodos con una descarga capacitiva [7], en donde demostraba que al crear un campo eléctrico en alta frecuencia en un cuarto “la simple suspensión de la descarga en el tubo podría proporcionar luz”. Este concepto ha sido tomado por la industria debido a diferentes problemas, como es el deterioro de la sustancia emisiva de los electrodos. Recientemente han aparecido una variedad de lámparas sin electrodos o también llamadas de radio frecuencia (RF) para propósitos especiales.

En las últimas 3 décadas ha habido enormes progresos en el desarrollo de lámparas que son más eficientes y con mayor vida útil, que van en paralelo con la mejora de los dispositivos semiconductores, que son una parte esencial para el desarrollo de las lámparas de RF. En los últimos 15 años se han tenido registros de más de 100 patentes de desarrollos de lámparas de RF sin electrodos con aplicaciones a la iluminación, obteniendo resultados comerciales viables para este tipo de lámparas.

1.6.2. Ventajas para aplicaciones en iluminación

Algunos de los beneficios que proporcionan este tipo de lámparas son conocidos [7], aunque existen otros que aún necesitan desarrollos considerables. A continuación se enuncian algunos de los beneficios de las lámparas de radio frecuencia sin electrodos.

1.- Se tiene un mayor beneficio para las lámparas fluorescentes (LF) en cuanto al encendido y reencendido instantáneos, ambos pueden ser tan buenos como en una lámpara incandescente que puede ser eventualmente reemplazada. AI contrario de las lámparas incandescentes, pueden tener un buen desemperio en aplicaciones donde se requiera un encendido y apagado constante [7]. Son más convenientes para realizar un CIL [8]. Si no se tienen electrodos, no existirán pérdidas en los electrodos. En LF las pérdidas en los electrodos significan una disminución en la eficacia. Gracias al buen diserío de la lámpara se logra la condición de producción óptima de luz ultravioleta para obtener la mayor cantidad de luz visible.

Son excelentes para las aplicaciones en donde el mantenimiento es tardado, caro o de difícil acceso [9]. Tienen mucho mayor duración (de 60,000 a 100,000 horas).

2.- 3.-

4.-

5.- Se obtiene mayor eficiencia. 6.-

7.-

12

. I . , Capitulo I Lámparas de Descarga

1.6.3. Tipos de descarga

Existen diferentes formas de obtener luz mediante la descarga en radio frecuencia sin electrodos [7]. A continuación se presenta una clasificación práctica para la descarga sin electrodos en RF. Esta clasificación se divide en tres diferentes maneras para crear plasma, que corresponden a diferentes tipos de interacción de los campos electromagnéticos con el plasma limitado y a diferentes tipos de descarga en RF [71[8], que son: descarga capacitiva, inductiva y rnicroonda.

1.6.3.1.Descarga capacitiva o tipo E

Una forma simple de descarga tipo E, también conocida como descarga capacitiva en RF [7][8], puede realizarse en el tubo de descarga entre dos placas de un capacitor colocadas dentro o fuera del tubo (figura 1-5). El camino de la corriente en el plasma por descarga capacitiva se cierra por medio de corrientes de desplazamiento en la placa del electrodo de RF. Esta descarga opera a una presión de gas considerablemente más baja que la presión atmosférica y es excitada por un campo eléctrico E con una frecuencia por debajo de 1 GHz y una longitud de onda h mucho más grande que la longitud de la descarga I, (h> A).

Debido a que los electrones se colocan en las placas, la impedancia entre éstas es mucho más grande que la impedancia del plasma. Por lo tanto, hay una caída de tensión en las placas y la impedancia de las placas controla la corriente de descarga.

Una vez que la ruptura se ha conseguido, la comente de desplazamiento fluye a través de la capacitancia de la pared del tubo, de las placas fluctuantes de DC y de las placas de AC fluctuantes al borde del plasma. La comente de descarga es proporcional a una frecuencia angular w [7]. Los inevitables valores bajos de esta capacitancia significan que es difícil disipar mucha potencia en una descarga E, excepto a altas frecuencias cuando las reactancias de estos capacitores se vuelven pequeñas. Más aún, a bajas frecuencias la eficiencia es baja debido a las pérdidas en potencia en las placas no luminosas asociadas con los electrodos externos. A altas frecuencias la eficiencia de la descarga E del gas de mercurio en baja presión puede aproximarse a las columnas de DC positivas.

Figura 1-5. (a) Esquemático de una descarga capacitiva en RF [8] . (b) Lbnpara con acoplamiento capacitivo en 141.

13


Aunque las descargas E son extremadamente estables y pueden ser usadas en formas muy útiles, la circuitería necesaria en alta frecuencia no e5 lo suficientemente eficiente o económica para habilitar una lámpara comercial en un futuro previsible. Sin embargo, las descargas tipo E para iluminación aparecen en la literatura de patentes, operando en el ancho de banda de los 915 MHz, que es la banda industrial científica y médica permitida en los Estados Unidos para propósitos de no comunicación.

Las descargas tipo E son importantes en la fase inicial de otros tipos de descargas sin electrodos. Las descargas tipo E están cercanamente relacionadas a la descarga en alta frecuencia con electrodos. Han sido estudiadas extensivamente en conexión con el proceso de plasma en semiconductores y por muchos años en la Unión Soviética como un estudio académico.

1.6.3.2.Descarga inductiva o tipo H '

En una descarga tipo H o inductiva la corriente de descarga es cerrada dentro del plasma sin formar placas [8]. El campo eléctrico que mantiene la descarga es inducido por una corriente de RF fluyendo a través de una espira de inducción fuera o dentro del plasma (figura 1-6).

' <

C a descarga tipo

Figura 1-6. Lámpara de inducción en RF [SI.

I maneja un campo azimutal, el cual resulta .~: cambiar el flujo 1 e campo magnético de un arrollamiento [7]. En términos eléctricos, el plasma forma un secundario de una simple vuelta en el enrollamiento de excitación, el cual es conectado vía una impedancia que iguala a la de la fuente de poder. Tales descargas son conocidas como descargas acopladas inductivamente, lámparas de inducción, campo eléctrico solenoidal o de libre divergencia. Hay muchas maneras de conseguir esta descarga.

Para una descarga sostenida, el campo eléctrico azimutal resultante del cambio de flujo magnético en el enrollamiento de excitación debe ser lo suficientemente largo para igualar el campo de mantenimiento del plasma. A una frecuencia angular w, el flujo cambiante es proporcional al producto de la frecuencia angular por la corriente del primario y así mismo de la misma frecuencia angular por la corriente del secundario (plasma). Para mantener la descarga en bajas frecuencias, se requiere de una corriente grande y por lo tanto se requiere una potencia del secundario grande (debido a que el campo de mantenimiento es proporcional a la descarga). En contraste a la descarga E, a baja frecuencia se requiere un mínimo de potencia para mantener la descarga H. Cuando la frecuencia es incrementada, la

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Capitulo I Lánzparas de Descarga

descarga E puede ser más potente y la descarga H menos potente, uniéndose en un tipo simple a frecuencias de microonda.

La eficiencia en una descarga H se define por la siguiente ecuación [8]:

D

en donde P, es la potencia depositada en el plasma y P, es la potencia disipada en el conductor.

La eficiencia de la transferencia de potencia depende de muchos factores, como son: el gas de llenado, la presión del gas, la topología y geometría de la descarga, la frecuencia de conmutación y la construcción del inductor.

Al contrario de la descarga E o capacitiva, en donde la fracción de potencia es transferida a las paredes del plasma con incrementos de la potencia, en la descarga inductiva, la eficiencia usualmente crece con la potencia. Por lo tanto, el beneficio máximo del acoplamiento inductivo es el alto nivel de potencia que puede manejar.

1.6.3.3.Descarga microonda

La descarga microonda es aquella en la cual la longitud de onda del campo electromagnético se vuelve comparable a las dimensiones de la estructura de excitación [7], de la que el tubo de descarga forma parte. Bajo estas circunstancias, la descarga se excita con ambas componentes del campo de la descarga E y H.

La aplicación de microondas presenta ventajas para la excitación de fuentes de luz de HID [8], donde se necesita una alta densidad de potencia relativamente alta para lograr en el plasma un equilibrio.

La descarga en microonda en la banda 2.45 GHz se ha vuelto un negocio viable. La razón de esto se debe a la disponibilidad y al bajo costo del desarrollo de la tecnología del magnetrón para homos de microondas.

Como se puede ver las lámparas de HID sin electrodos se excitan por medio de microondas en las cuales se estudia la forma del resonador que proveerá la microonda [lo], así como el plasma generado [ll].

La descarga en microonda ha sido aplicada en las lámparas sin electrodos de HID, en donde generalmente una cavidad resonadora es quien aplica la señal de microonda. En [lo] se presenta una breve comparación entre dos tipos de resonadores, el resonador tipo cavidad y el tipo vaina. La cavidad resonadora se determina por la longitud de onda de la microonda aplicada. De acuerdo a la microonda impulsada generada por los dispositivos apropiados para lámparas de HID sin electrodos, usar la cavidad resonadora es inapropiado donde se requiere una fuente luminosa puntual.

15

Capí/irIo I Lóniporas de Descarga

Un resonador tipo vaina es conocido como el ánodo de un magnetrón, el Cual establece la frecuencia de oscilación del magnetrón. Un campo eléctrico resonante de microonda se genera dentro de un espacio formado por una vaina de porciones protuberantes que provee a una lámpara de HID sin electrodos.

Comparado con el tipo cavidad, el campo eléctrico generado puede ser concentrado en un espacio pequeño. Por lo tanto, puede mantenetse un arco del plasma mucho mas pequeño usando un resonador tipo vaina. Así, es posible tener una energía de microonda eficaz para una lámpara de HID sin electrodos con un tamaño mucho más pequeño que el convencional.

1.6.4. Interferencia electromagnética (EMI) y seguridad

En este punto se tratarán brevemente algunos aspectos relevantes correspondientes a la interferencia electromagnética de las lámparas en RF sin electrodos y de la seguridad para las personas ai exponerse al campo generado por éstas lámparas.

Intederencia electromagnética (EMJ

Desde que las fuentes para lámparas sin electrodos han operado dentro de la banda de radio comunicaciones [7], se ha tenido gran preocupación por evitar la interferencia que éstas ocasionan. La Comisión de Electrotécnia Internacional publicó una norma estándar CISPR15 para el control de EM1 en iluminación. La Comunidad Europea fue quien publicó esta norma aunque existen otros gobiernos de países como los Estados Unidos que se preocupan por establecer estándares para EMI.

Pueden distinguirse dos tipos de interferencia: radiada y conducida.

La interferencia radiada es el resultado de campos electromagnéticos generados por el plasma, el arrollamiento y la circuitería. El circuito puede ser protegido con el uso de una cerca guía, pero la conductividad requerida significa que no es posible proteger a la lámpara sin pérdidas de luz.

La banda industrial, científica y ,médica (ISM) a 13.56, 27.12 y 40.68 MHz respectivamente, provee de una secuencia útil, la cual trata con los problemas de la fundamental, así como con los armónicos, usando la fundamental que, desde el punto de vista electrónico, es práctica. La banda ISM tiene un ancho de banda permitido muy pequeño, haciendo uso obligatorio del control por cristal. Esto significa un incremento en el costo y en la complejidad del circuito.

Lograr una disminución en la interferencia radiada no es imposible. Uno de estos caminos es rodear a la lámpara con vueltas guiadas. Otra forma es usar un núcleo excitador, el cual cancela la componente dipolar a cierta distancia, dejando sólo la señal cuadripolar que es mucho más débil, aunque esto no aclara que tan efectivo puede ser.

La interferencia radiada puede ser reducida de la siguiente manera [12]:

16

Capilulo I Lomparas de Descarga

1.- reduciendo la emisión radiada al nivel de la tablilla del circuito. Brevemente, las proximidades apropiadas para tablillas de una sola cara son:

a. distribuir la potencia y la tierra por trazos largos, corriendo de lado a lado b. abriendo áreas con tierra plana c. si es posible, dedicar un lado de la tablilla para la tierra

reduciendo las corrientes de la fuente a las más bajas posibles, especialmente a bajas frecuencias reduciendo la impedancia de conexión del circuito (esto hace necesario caminos cortos, buen aterrizado) seleccionar componentes con cuidado: saber las características de EM1 de las partes. Guardar caminos cortos para minimizar la inductancia del cableado y el área de vuelta.

2.-

3.-

4.-

La interferencia conducida resulta de una corriente de alta frecuencia fluyendo de la hente principal, de donde ésta es radiada hacia el ambiente. Es importante la protección contra la interferencia conducida de modo diferencial mediante el uso de filtros de bloqueo en la parte principal de la fuente de alimentación.

El modo común de interferencia conducida no puede ser removida ágilmente por medio del filtrado, porque esto resulta del flujo de las corrientes de iU de las partes de potencial alto de la bobina de excitación a través de la capacitancia de RF a tierra, de donde ésta retorna al cero de RF del circuitb. Esta corriente que fluye a través de la tierra de RF puede resultar en interferencia y es medida por un método especificado en la norma CISPR15.

La interferencia conducida puede ser reducida de la siguiente manera [12]:

1.- disminuyendo la distancia causada por la bobina parásita. La reducción de todas las inductancias parásitas se puede obtener asociando trazos positivos y de retorno. Los capacitores de filtrado deben de tener resistencia serie e inductancia baja. reduciendo la capacitancia de acoplamiento parásita. Esta reducción se puede obtener por medio del uso de protecciones de RF, localizadas en los lugares en donde el acoplamiento capacitivo es importante debido a la proximidad a la tierra de RF, por ejemplo interruptores, diodos, transfotmadores e inductores.

El estrés dinámico en el convertidor con ZVS se controla'por medio del manejo de la compuerta sin el incremento de pérdidas. Optimizar el esquema de circuito impreso. Un recurso efectivo para la eliminación de problemas de EM1 en los circuitos de los balastros es minimizar el área del circuito que Lleva las corrientes de ruido de alta frecuencia. Conceptualmente, esto significa:

a. colocar los componentes del circuito de alta frecuencia tan juntos como sea posible

2.-

3.- reduciendo el estrés dinámico.

4.-

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Capitulo I Lántparas de Descarga

b. dirigir los trazos llevando las corrientes de alta frecuencia tan estrechamente como sea posible con su retorno

c. los componentes sensibles a EM1 deben tener una orientación tal, de modo que se minimice el acoplamiento entre ellos

El éxito de las lámparas sin electrodos depende de varios factores como son el costo, la eficacia y los niveles de EM1 entre otras cosas. Existen varias técnicas y métodos de supresión de EM1 como las que se nombraron anteriormente. Con la combinación de los mismos aplicados a lámparas sin electrodos se logrará la aprobación de los estándares internacionales.

Seguridad

La seguridad de la gente que es expuesta al campo electromagnético de las lámparas sin electrodos es un aspecto importante a considerar. En 1998 el Comité Internacional de Radiación sin Ionización (INIRC) publicó una guía concerniente a las exposiciones al campo electromagnético (EM) [7]. Así mismo, se proporcionó por parte de la Mesa de Protección Radiológica Nacional (NFPB) - Inglaterra un sumario con excelente información al respecto. Los niveles recomendados no deben de exceder 1 W/m2 en un rango de 10 - 400 MHz para áreas de acceso público que no están controladas. A bajas frecuencias los niveles se incrementan progresivamente debido a que la longitud de onda llega a ser significativamente más grande que las dimensiones del cuerpo humano. Lamentablemente, no existe un estándar internacional que regule la seguridad EM, aunque están haciéndose esfuerzos para establecer un Estándar Europeo, aunque esto tal vez lleve un largo tiempo para lograrse.

Con un simple cálculo, es relativamente fácil garantizar que las lámparas sin electrodos operen dentro de los límites recomendados por la INIRC. Por ejemplo, si tenemos una lámpara de 10 W con un diámetro de 100 mm, si los 10 W de entrada fueran radiados con una potencia de RF isotrópica, la densidad de potencia en la superficie de la lámpara sería cerca de 30 W/m2, mientras que el nivel a 2.56 MHz esta cerca de los 18 W/mZ. Por lo tanto, las recomendaciones de seguridad no deben de representar un problema para el desarrollo de lámparas de descarga sin electrodos a frecuencias altas.

1.6.5. Desarrollos comerciales

Existen varias compafiías que han producido varias fuentes de luz de radio frecuencias sin electrodos. En las décadas recientes se han tenido desarrollos en la tecnología de iluminación en áreas tales como la descarga en gases, la física de estado sólido, la ciencia de materiales y la electrónica, logrando traer a la iluminación conceptos de ingeniería y también hacia los productos comerciales.

Lámpara QL de Phihps

Uno de los desarrollos comerciales es la lámpara de inducción QL de Philips. En lugar de los electrodos [l], la lámpara cuenta con una bobina que se alimenta por un generador

18

-.

Capítulo I Lámparas de Descarga

electrónico de alta frecuencia. La bobina induce en el plasma un campo eléctrico que es capaz de excitar a los átomos de mercurio produciéndose luz ultravioleta, que se convierte en luz visible debido al recubrimiento de la pared de la bombilla. La figura 1-7(a) muestra un esquema de la lámpara QL [l]. La lámpara se introdujo al mercado en 1991 y opera a una frecuencia de 2.65 MHz, una potencia de 85 W y una eficiencia de 70 im/W [8]. Ahora también se consigue en 55 y 165 W. En la figura 1-7(b) se muestra el modelo comercial QL de Philips.

. .

(a) (b)

Figura 1-7. Lámpara de inducción QL de Philips. [a) Esquema. [b) Modelo comercial de QL'.

Lárnpam Genura de GE

Otra representación de las lámparas de inducción como un reemplazo para la lámpara incandescente con reflectores es la Genura ofrecida por GE en 1994 [8]. La lámpara y el balastro electrónico que opera a una frecuencia de 2.65 MHz están integrados. La potencia de la lámpara es de 23 watts a 481m/W y la vida de la lámpara es de 10,000 horas. Se han hecho esfuerzos significativos por reducir la EM1 para cumplir con las regulaciones existentes.

Lámpara Endura (Jcetron) de OSR4M SIL VAN1;4

Endura ICETRON fue un logro de Anderson (1970) 181, y es una lámpara que cuenta con inductores con núcleo de ferrita toroidal. El conocimiento de las relaciones fundamentales entre las características del plasma eléctrico y las pérdidas en la ferrita posibilitaron a Anderson el rediseño de la lámpara reduciendo las pérdidas en el núcleo. Esto dió como resultado una lámpara de inducción más eficiente y con más duración en el mercado. Por otra parte, el decremento de la frecuencia de trabajo a 250 kHz ha reducido los problemas con EMI, así

Cortesía de Philips

19


como la complejidad y el costo del balastro comparados con otros sistemas que trabajan a 2.65 MHz.

La lámpara está hecha de un tubo de Pirex con un diámetro de 5.4 cm abrazado por dos núcleos de ferrita que se cierran. La lámpara tiene una longitud de 35 cm, una potencia de 180W y una eficacia de 80 I&. Debido a la trayectoria magnética cerrada del núcleo de ferrita, la eficiencia de la potencia transferida es extremadamente alta (98%). La vida de la lámpara es estimada en 60,000 horas [9]. &te sistema de alta eficiencia se logra por la distribución de la potencia a lo largo de la lámpara, en contraste con las lámparas de RF con cavidad, en donde la potencia se localiza alrededor del inductor, ocasionando un sobrecalentamiento y un estrés térmico que limita la potencia de la lámpara. En la figura 1-8 se muestran el esquema y el modelo comercial de la lámpara ICETRON.

Figura 1-8. Lámpara de inducción Endura Icetron OSRAM SILVAMA'

En resumen, las ventajas que ofrecen este tipo de lámparas son las siguientes [9]:

* * * * * *

una vida extremadamente larga de 60,000 horas (8 años continuos de operación) excelente calidad de luz (IRC S O ) alta eficacia luminosa (>80 Im/W) encendido instantáneo (la lámpara entrega el 80% de su salida en pocos segundos) encendido confiable a temperaturas por debajo de -25°C pequeñas variaciones en la temperatura del color por encima de la vida de la lámpara

Este tipo de lámparas es ideal para aplicaciones en donde el acceso es difícil como: túneles, torres, puentes, calles e interiores grandes en estaciones de tren, piscinas y fábricas.

' Coitesía de OSRAMSILVANA.

20


Modelado de IámDaras de inducción lcetron

A diferencia de las lámparas fluorescentes convencionales con electrodos, las lámparas de inducción no se modelan como una resistencia, sino que se incluyen algunos otros componentes [13]. En la figura 1-9 se muestra la construcción mecánica de una lámpara fluorescente de inducción ICETRON de OSRAM, la cual tiene una potencia de 150 W y una frecuencia de 250 kHz. A continuación se describe brevemente el modelo eléctrico de esta lámpara.

mc.saam0c(-m*rontra

VISTA SUPERIOR

Figura 1-9. Bosquejo de la construcción mecánica de la lámpara de inducción ICETRON’

La lámpara de descarga puede ser modelada como un devanado secundario con una sola vuelta, conteniendo una resistencia y una inductancia conectadas a dos transformadores. Cada transformador contiene un núcleo toroidal que acopla los dos devanados primarios al tubo de vidrio cada extremo de la lámpara. Los dos primarios son conectados al balastro en paralelo, mientras que la trayectoria de la descarga es conectada en serie en cada uno de los secundarios de los transformadores.

La figura 1-10(a) muestra el modelo eléctrico completo a 150 W. El tubo del arco presenta una resistencia R, de 2.67 Q en condiciones nominales y una inductancia media & de 220nH, aunque esta inductancia se desprecia y se analizan otros parámetros más importantes. A 250 kHz la reactancia inductiva del tubo del arco es de 0.35 SZ. La impedancia total del tubo del arco es de 2.69 SZ con un ángulo de 7.5” en retraso varía con la corriente en el tubo, aunque para el propósito de diseno del balastro ésta se considera constante. Las pérdidas en los dos núcleos acoplados se modelan con la resistencia f l en el primario de cada devanado del transformador. Esta resistencia no es constante y varía con el voltaje aplicado a la lámpara va:,,,, la frecuencia de operación f y la temperatura del núcleo 7: Cada transformador tiene asociada su inductancia magnetiante ia cual se modela como una inductancia paralela J!,,, en los primarios. Esta inductancia tiene una tolerancia de k30 % y es sensible a la temperatura del

’

” Coitesía de OSRAMSILVAIW.

CENIDET lC,’,TRO DE INFORMACION


núcleo. En la figura l-lO(a) se muestran dos transformadores ideales con una relación de vueltas de N l , representando el aislamiento entre el tubo del arco y el bobinado primario.

Los dos transformadores son iguales y paralelos de manera que las pérdidas en el núcleo y las inductancias magnetizantes pueden ser combinadas en un solo componente equivalente Re, y & respectivamente acorde con la teoría básica de circuitos. Omitiendo la inductancia del tubo del arco & y usando una relación de vueltas de 18:1, la resistencia de tubo del arco 4 de 2.67 R puede transformarse al primario como una resistencia equivalente %, de 216 R.

R 2

2

R, = 2

L, L,, = -

ea 4 R =-.N R, 2

El resultado es un modelo eléctrico de la lámpara simplificado (figura 1-lob) junto con el modelo típico de salida de un balastro, un inversor medio puente y un tanque resonante LC. La onda cuadrada es proporcionada por el inversor medio puente y se filtra por í, y C, para obtener una señal sinusoidal. Para una lámpara con 18 vueltas en el primario, el voltaje y la comente de arco de 20 Vrms y 7.5 Arms son transformados con el factor de N/Za 180 Vrms y 0.8333 Arms respectivamente [13].

CIWIIO equivaxlnle del c balasm wnpMca6z ~~ eguivalenfs de Is y !Swam Simp(bmdo

(4 (b)

Figum 1-10, Circuito equivalente del balastro y la Iámpam de inducción: (a) modelo eléctrico completo de la lámpara. (b) modelo eléctrico simplificado con balastro.

donde:

resistencia de un núcleo &, resistencia de dos núcleos paralelos 4 resistencia de la descarga %, resistencia de descarga reflejada al primario & inductancia magnetizante de un núcleo &, inductancia magnetizante de dos núcleos

paralelos

22

Capílulo I Lámparas de Descarga

Cuando la lámpara está operando la resistencia equivalente ec es cerca de 50 veces R., y añade cerca del 2% de la carga de salida del balastro. La reactancia de la inductancia de magnetización Lrn a 250 kHz es cerca de tres veces R,, lo que tiene mayor impacto en la carga vista desde el balastro. La lámpara aparece como una carga inductiva o en retraso con aproximadamente 20" de ángulo de fase. Con esto se constituye el modelo eléctrico de la lámpara.

Resumen

En este capítulo se realizó un breve repaso de las lámparas de descarga, haciendo énfasis en las lámparas de mercurio en baja presión, también llamadas fluorescentes, sus componentes y su funcionamiento. Una de las principales ventajas de estas lámparas es la gran variedad de aplicaciones, son aceptadas para casi cualquier tipo de aplicación, resaltando su operación en alta frecuencia, en donde la lámpara se comporta como una resistencia teniendo un mejor desempeño, además de la disminución en el costo del balastro debido a la reducción del tamaño de sus elementos pasivos. Dadas las prestaciones que resultan de trabajar en alta frecuencia, surgió la incertidumbre de las ventajas que ofrecería elevar aún más la frecuencia de operación. Este incremento en la frecuencia se ha dado en las lámparas sin electrodos de RF y ofrece las ventajas de una disminución en el voltaje de encendido y un mejor CIL. Las lámparas sin electrodos han tenido un desarrollo importante en los últimos años, en donde la principal finalidad de éstas es incrementar su vida útil. Existen varias formas de conseguir la descarga en RF, pero las principales son la capacitiva, la inductiva y la microonda. El trabajar en altas frecuencias trae consigo no solo las ventajas mencionadas, también implica el cuidar aspectos importantes como el de la interferencia electromagnética (EMI) que las lámparas en RF presentan, así como la seguridad de las personas que se exponen al campo electromagnético. Para la supresión del EM1 se sugieren técnicas como: el cuidado de 10s materiales (frecuencia), montaje del circuito, trazado de tierras y positivo, proximidad entre éstas, etc., aplicando estas recomendaciones se cumple con la normatividad que rige la EMI. No existe aún ningún criterio para regular la seguridad de las personas expuestas a lámparas en RF, aunque la N R C recomienda'determinados W/m2, siendo la única norma que puede regular este medida. Cumplir con estas normas es relativamente sencillo, lo que facilita la comercialización de lámparas en RF. Hoy en día existen en el mercado varias lámparas sin electrodos como son: Icetron de Osram, Sistema QL de Philips y Genura de General Electric. Las más conocidas son las dos primeras, para las cuales se han hecho estudios de modelos de lámparas para disminuir la EM1 o desarrollar modelos eléctricos.

Aunque las frecuencias elevadas (RF) usualmente se aplican a lámparas sin electrodos, en este trabajo se aplicarán a una lámpara fluorescente convencional sin el uso de los filamentos para observar los resultados que arroja el comportamiento de la lámpara bajo éstas condiciones de operación, así como el desempeño y la construcción del balastro, que será una

23

Capiiirlo I Lámparas de Descarga

aportación importante con la finalidad de verificar la importancia real del incremento de la frecuencia de operación.

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Capílirio I Lámparas de Descarga

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25

- - Capitulo I Lámparas de Descarga

26

Capítulo

Balastros para Lámparas Fluorescentes

Como se mencionó en el capíílo anterior, la lámpara fluorescente tiene caracterkticas que la hacen viable para este trabajo, aunque la lámpara es importante el elemento más importante de un sistema de iluminación, el balastro es un elemento imprescindible para la operación de la ésta. En &te capíílo se presenta una descnpción de los balastros para lámparas fluorescentes, la función que deben cumplir, así como una comparación entre los balastros electromagnéticos y los balastros electr6nicos, haciendo énfasis en estos Últimos y las diferentes configuraciones de los tanques resonantes y sus respectivas ventajas.

2.1. Generalidades

2.1.1. Función de un balactro

El balastro es un elemento imprescindible para la operación de una lámpara fluorescente, éste elemento cumple distintas funciones, donde las más importantes se enuncian a continuación:

1. 2.

limitar la corriente en el tubo fluorescente proporcionar una sena1 alterna y simétrica en los bornes de la lámpara

Existen dos tipos de balastros para lámparas fluorescentes: los balastros electromagnéticos y los electrónicos y cada uno de ellos realiza las funciones mencionadas anteriormente de forma diferente.

En el caso de los balastros electrónicos, se usa un tanque resonante en paralelo con la lámpara el cual provee la tensión necesaria para que la lámpara logre encender.

27

Capirirlo 2 Balasiros Para Lámparas Fluorescenfes

Los balastros electromagnéticos consiguen la tensión elevada según sea el tipo de encendido de la misma. En el caso en el que se utiliza un cebador, la tensión elevada se consigue por medio de un di/dt elevado en una inductancia y para los casos de encendido rápido y encendido instantáneo, la tensión elevada la proporciona un transformador.

La corriente de la lámpara puede ser limitada de diferentes maneras, por medio de una bobina (figura 2-la), un capacitor (figura 2-lb), una resistencia (figura 2-lc) o d) un arreglo entre dos elementos como el a) y el b) en fo,rma de tanque resonante (figura 2-ld). Pocas veces se emplea la opción de limitar la corriente con una resistencia por ser un elemento disipativo y por lo tanto poco eficiente.

a) b) C) d)

Figura 2-1. Métodos para limitar la comente en una lámpara fluorescente: a) inductivo, b) capacitivo, c) resistivo y d) tanque resonante.

La tercera función de un balastro es proporcionar una señal simétrica en los electrodos para tener también un desgaste simétrico. Esta señal alterna y simétrica es intrínseca en los balastros electromagnéticos, ya que la alimentación también lo es, pero los balastros electrónicos se alimentan con corriente directa, por lo que la señal alterna es proporcionada por un inversor.

2.1.2. Normas y recomendaciones

Los requisitos que deben cumplir los balastros para lámparas fluorescentes se dividen en: relativos a la sección de entrada del balastro y relativos a la sección de salida.

Los requisitos rehtivos a la sección de entrada se enfocan a la optimización del uso de la energía eléctrica y solo son aplicables para balastros cuya alimentación sea de CA. Los requisitos son los siguientes:

1. Factor de potencia [FPJ Se recomienda que sea mínimo de 90%.

Distorsión armónica total en la línea [DA v. Hasta ahora no existe una norma en México que regule la DAT de la corriente, pero en Estados Unidos se aplica la norma IEC-1000-3-2 clase C para balastros y en países de Europa se utiliza su similar [l], la norma EN-61000-3-2 clase C. Ambas normas

2.

28

Capiiuio 2 Balastros Para Lainparas Fluorescewe.s

recomiendan que la DAT sea menor al 25% incluso para balastros con control de intensidad luminosa (CIL).

En cuanto a la sección de salida de la lámpara, cuyo objetivo es alargar la vida de la misma se hace la siguiente recomendación:

Factor de cresta. Esta dado por la relación entre el valor pico y el valor RMS de la corriente de la lámpara, a mayor factor de cresta menor será la vida de la lámpara. Los fabricantes recomiendan un factor de cresta de 1.7 para lámparas de arranque rápido y 1.85 para lámparas de arranque instantáneo [2].

2.1.3. Balastros electrónicos vs. electromagnéticos

Actualmente, la tendencia es cambiar los baiastros electromagnéticos por electrónicos, debido principalmente a las ventajas que éstos presentan sobre los electromagnéticos [2], las cuales son:

1. 2. 3.

4.

Con alto o bajo factor de potencia (la corrección se realiza por medios activos y pasivos). Permiten el control de la intensidad luminosa. Son más ligeros y ocupan menos espacio debido a que trabajan en alta frecuencia(>25 kHz) y lo pueden hacer a frecuencia fija o variable. Pueden trabajar en lazo cerrado para regular la intensidad luminosa cuando existen variaciones en la tensión de alimentación, envejecimiento y variaciones de temperatura.

Por las características que presentan los balastros electrónicos es evidente que son más versátiles que los electromagnéticos. Gracias a sus prestaciones puede tenerse un mejor manejo de la lámpara fluorescente por trabajar en alta hecuencia, sin embargo, a pesar de todas estas ventajas, el costo inicial es más alto que el de los electromagnéticos, aunque esto se ve compensado por las prestaciones adicionales que ofrece.

, 2.2. Balastros electrónicos

La electrónica de potencia ha tenido un crecimiento sostenido, el cual continúa aún en nuestros días, gracias al desarrollo de nuevos dispositivos electrónicos como son el MOSFET, el IGBT, el MCT, etc. De igual forma, el área de iluminación también ha tenido un desarrollo sostenido; este desarrollo se ha reflejado en la electrónica de potencia, lo que ha llevado a tener grandes avances en los balastros electrónicos para las lámparas de descarga. En la figura 2-2 se presenta un diagrama a bloques de un balastro electrónico para una lámpara de descarga.

29

Capítulo 2 Balasiros Para Lámparas Fhorescet?tes

+ +

- Tanque - COmK+ibndel - lnvemrde - - Resonante - F e d e Alta

potenda - Frecuema - Film Puente EMI/RFI - Rwbcbhiadw

El primer bloque de alta frecuencia que bloque corresponde a

1 6

como función hacer alimentación a ir en

corresponde a un filtro pasabajas el cual se encarga de eliminar el ruido el inversor y la lámpara inyectan a la línea de distribución. El segundo la parte de rectificación para convertirla en CC. El tercer bloque tiene

' la corrección del factor de potencia forzando a la serial de corriente de fase con la señal del voltaje de la línea y de alimentar al inversor con CD.

El bloque del inversor de alta frecuencia se encarga de convertir el nivel de CD proporcionado por la etapa anterior en CA de alta frecuencia. La señal que sale de este último bloque es una señal cuadrada, la cual es filtrada y acondicionada por el bloque tanque resonante para que se le aplique a la lámpara una señal sinusoidal a la potencia nominal de la lámpara. Finalmente, el bloque del circuito de control se encarga de enviar las señales de mando para los interruptores del corrector de factor de potencia, del inversor de alta frecuencia y, de ser necesario, también para regular la intensidad luminosa ante variaciones de tensión o por envejecimiento de la lámpara.

Figura 2-2. Diagrama a bloques de un balastro electrónico

2.2.1. Inversores de muy alta frecuencia

En el primer capítulo (ver punto 1.5.3) se describieron las ventajas que ofrece la operación en muy alta frecuencia, tanto para la lámpara como para el balastro.

Las ventajas que se tienen en cuanto a la operación de la lámpara son: una disminución del voltaje de encendido, es decir, un menor potencial entre los electrodos, lo que significa un menor desgaste de los mismos y una mayor duración de la lámpara.

Otra ventaja se refleja en el balastro, puesto que se obtiene una disminución considerable en el tamaño de los elementos del inversor y del tanqu'e resonante, minimizando peso, volumen y costo. Lo último es debido a la reducción del costo de los elementos magnéticos, que al trabajar en muy alta frecuencia tienen inductancias reducidas, por lo que resulta más apropiado usar bobinas con núcleo de aire, evitando el uso de ferritas caras.

Existen varias topologías inversoras utilizadas en balastros electrónicos para lámparas de descarga que pueden ser alimentadas,en tensión ylo en corriente y en casi todas se puede conseguir la conmutación sin pérdidas. Existen varias topologías reportadas en la literatura que se usan en balastros operando a muy alta frecuencia (mayor a 500 kHz) para lámparas sin electrodos, en donde radica una de sus aplicaciones. Algunas de estas topologías se presentan a continuación.

30

MW“’ Capílulo 2 Balastros Para Lainparas Fluorescenies

2.2.2. Topoiogíac típicas para balastros en muy alta frecuencia

En este apartado se presenta una breve descripción de las topologías que son más utilizadas para la operación en muy alta frecuencia (VHF), frecuencia a la que operan normalmente las lámparas sin electrodos o de RF. En estas frecuencias algunas de las topologías que se emplean son el medio puente, así como los amplificadores clase D (ACD) y E (ACE). El ACD y el ACE suelen ser a menudo del tipo auto-oscilante; la cual permite operar a frecuencias altas y además de minimizar el costo, ya que no es necesario el conjunto oscilador-impulsor.

Amplificador Clase D

El amplificador clase D es una topología alimentada en tensión (figura 2-3). La señal que se aplica al tanque resonante es una señal cuadrada unipolar, por lo que tiene una componente de CD que se elimina por medio de un capacitor colocado en serie con el tanque resonante. La componente fundamental de esta señal esta dada por la ecuación [3]:

2Vccsen (zD) v.=

Figura 2-3. (a) Configuración de un ACD. (b) Forma de onda aplicada al tanque resonante

El tanque resonante del amplificador clase D permite la conmutación suave, y no la propia topología. Con esta condición de conmutación se logra que los dispositivos semiconductores operen en muy alta frecuencia.

A continuación se presenta una topología del ACD auto-oscilante presentado en [41 (figura 2-4) operando a una frecuencia de 2.55 MHz con ZVS y ZCS en donde la conmutación suave es esencial para la eficiencia y el funcionamiento del convertidor. Aquí, los autores presentaron una metodología de diseño robusta, por medio de programación no-lineal (NP por SUS siglas en inglés), en donde el intervalo de transición y la capacitancia de medio (Co) punto son elementos críticos de la solución. Se brindan una serie de expresiones analíticas para lograr la optimización de los parámetros de disefio. Un capacitor C, se agrego entre ei drenaje y la fuente de Q2 para modelar la capacitancia parásita del MOSFET Cess.

31

Capiiulo 2 Balasiros Para Laniparas F1uorescmie.s

El análisis del convertidor para lograr la conmutación suave se basa en las siguientes aseveraciones:

1. 2. 3. 4. 5.

6.

1. 2.

El ciclo de trabajo efectivo es D=0.5. Los interruptores SI y S2 son ideales, la capacitancia parásita Cos se modela con C,. Todos los elementos pasivos son ideales incluyendo fuentes de alimentación. La frecuencia es arbitraria. La corriente que fluye por el interruptor antes de abrirse es mayor a cero. Esta condición es necesaria para estabilizar la conmutación ZVS, porque la corriente residual garantiza la transición de voltaje de C,. Cumpliendo con el punto 5, el voltaje en C, será V/2 y -V/2.

Existe una interacción entre el balastro y la lámpara sin electrodos debido a dos razones: La resistencia del arco depende de la densidad de potencia. La potencia de salida del convertidor es una función de la resistencia de carga.

El principal problema para lograr ésta condición la conmutación suave es el diseño, debido al intervalo de transición y a la capacitancia C,, la cual forma parte del proceso de conmutación. Nerone probó un método robusto de optimización vía NP y se obtuvo una eficiencia superior del 90%.

Figura 24. Topología de un ACD presentado en [4]

En el articulo [51 se presentó otro amplificador clase D con ZVS a una frecuencia de 2.5 MHz y con capacitores de retroalimentación aplicado a una lámpara sin electrodos, circuito que se presenta en la figura 2-5. El convertidor propuesto es del tipo auto-oscilante y los capacitores Cf, y Cf2 se usan para proporcionar el voltaje de control de la compuerta del MOSFET por medio del ajuste del ángulo de fase.

32

Capíiulo 2 Balasiros Para Lámparas Fluorescenies

CfZ

Figum 2-5. Topología de un ACD presentado en 151

El convertidor fue diseñado para cumplir dos condiciones: para mantener constante la potencia de entrada de la lámpara así como el ZVS 141. A pesar de los cambios en el voltaje de CD, la lámpara opem de manera estable y la temperatura de los interruptores se logró mantener por debajo de los 55°C para ambos casos. Los autores reportan que existieron problemas con la reducción de las corrientes armónicas causadas por la capacitancia parásita del bobinado del núcleo de excitación; sin embargo, reduciendo el dWútdurante el periodo de ZVS este problema pudo ser resuelto.

En la figura 2-6 se presenta un amplificador clase D auto-oscilante, el cual fue usado en el artículo [6] para manejar una lámpara de inducción. En éste artículo se presentan los atributos y la metodología de diseño de un ACD operando a una frecuencia de 2.5 MHz, empleando la técnica de control FSK (por sus siglas en ingles, frequency shifi keying) a la potencia aplicada al núcleo de la bobina de inducción, además se realiza una disminución de la intensidad luminosa. El trabajo se basa en un circuito proporcionado por Houkes, esto tiene muchas limitaciones provocadas por el control de las señales de los MOSFET's a 2.5 MHz de frecuencia. El circuito de la figura 2-6 es el circuito complementario al trabajo base y resuelve muchos de los problemas con la conmutación de los interruptores. Los MOSFET's complementarios Q3y Q4 son controlado por una sola señal. K , forma el inductor resonante I , a señal de control es tomada del éste. La derivación q,, que es esencialmente es un devanado continuo es Kb; se bobina primero hasta el termino del alambre, y el bobinado continua hasta terminar en Tb. La conmutación en ZVS es importante para la operación en alta frecuencia, que se logra por medio del desarrollo de ecuaciones que determinan las condiciones necesarias para lograr la conmutación suave. Los autores reportan que la eficiencia del convertidor es del 90%.

Muchas aplicaciones requieren del control de intensidad luminosa (CIL). El método usual para realizar CIL en lámparas fluorescentes, se realiza variando la frecuencia del inversor. AI contrario de los inversores auto-oscilantes, la frecuencia del inversor complementario se controla fácilmente. El CIL puede realizarse colocando una resistencia (%)en paralelo con 4, para incrementar la frecuencia y disminuir la potencia. Otra forma es controlando el tiempo de encendido de la lámpara, a través de la variación de la señal de control de la compuerta. Ecta técnica (FSK) evita que el núcleo de inducción se sobrecaliente mientras mantiene el sistema

33

Capiiulo 2 Balasrros Para Lámparas Flziorescentes

con alta eficiencia sobre un amplio rango de intensidad luminosa. Los autores lograron una variación desde el 100 al 8% de la intensidad luminosa total.

(a) (b)

Figura 2-6. (a) Topología de un ACD presentado en 161. (b) Topología del ACD con técnica de control FSK

Algunos trabajos se enfocan al control de la intensidad luminosa, como el trabajo desarrollado en [7], donde se examina el CIL para lámparas fluorescentes sin electrodos por medio de una simple modulación en el ciclo de trabajo usando un amplificador clase D como el de la figura 2-7 operando a una frecuencia de 13.56 MHz, con el que lograron una eficiencia alta.

Existen varios métodos para el CIL tales como el control de la frecuencia de conmutación, control del ciclo de trabajo, control del voltaje de entrada al inversor y la combinación de éstos.

El CIL descrito en [7], se realizó por medio del control de los pulsos de la lámpara, a través de un interruptor adicional que controla la señal del CIL Vsig. Cuando el interruptor Q3 enciende, entonces el clase D detiene su operación y viceversa.

Plena CIl

(C)

Figura 2-7. (a) Topología de un ACD presentado en 171. (b) Circuito completo con control del CiL. (c) Formas de onda de Vsig y Vcoii: operación plena /CIL.

34

I

~ *. -

Capititlo 2 Balastros Para Lámparas Fluorescenres

Los resultados muestran que la salida relativa de luz es proporcional al tiempo de encendido y no hay ciclo de histéresis. El mínimo CIL que lograron fue de 5%. En cuanto a la eficiencia del ACD obtuvieron datos que muestran una relación entre el ciclo de trabajo y la eficiencia, la cual decrece conforme decrece este ciclo; es de relevancia decir que inclusive en el nivel mas bajo del CIL, la eficiencia es poco mayor al 90% en estado estable.

Inversor Medio Puente

El inversor medio puente al igual que el ACD es una topología alimentada en tensión [3]. La señal que se aplica al tanque resonante es bipolar por lo que no se tiene componente alguna de CD. Para este inversor, la componente fundamental es el doble que la del ACD, pero como la alimentación del medio puente se divide en dos por los capacitores de la entrada, la ecuación de la fundamental es igual que para el ACD dada en (2.1). Esta topología tiene la desventaja de necesitar dos capacitores de filtrado, contrario a las otras topologías que solo necesitan uno.

1

(a) (b)

Figura 2-8. (a) Configuración de un inversor medio puente. (b) Forma de onda aplicada al tanque resonante

En la figura 2-9 se muestra la topología de un inversor resonante medio puente con ZVS para el manejo de una lámpara fluorescente sin electrodos de inducción desarrollada en [8]. En este artículo se analiza la operacibn del circuito inversor, en el cual se incluye a la lámpara como carga, la condición de la conmutación suave y la región estable de la resistencia de la lámpara.

de conducción del diodo en .antiparalelo de Qi , para lograr la conmutación suave. Con como el tiempo de descarga de la capacitancia de salida del intemptor y & como el tiempo muerto, entonces las condiciones para obtener la ZVS son:

El interruptor QZ debe ser encendido durante el tiempo

T, I Td I T, + T,

19 Del inversor resonante desarrollado en [8], D. H. Park observó que, usando el circuito equivalente de la lámpara, logró establecer las ecuaciones de diseño, encontrando las consideraciones de diseño para ZVS y se logró obtener el valor crítico de la resistencia de la lámpara en condiciones estables.

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Capir d o 2 Balasrros Para Lámparas F1iiorescenie.s

2E i ! I

(a) (b) Figura 2-9. (a) Topología de un inversor medio puente presentado en [SI. (b) Formas de onda en operación

estable.

Amplificador Clase E

Los amplificadores clase E son topologías inversoras que presentan numerosas ventajas [3], como el hecho de que utilizan un solo interruptor, además de que pueden realizar las conmutaciones a corriente o tensión cero que son inherentes a la topología. Son muy eficientes, lo que permite trabajar a frecuencias muy elevadas. Trabajan como una fuente de corriente y, la salida del interruptor es una fuente sinusoidal. No obstante, la principal desventaja que presentan son los esfuerzos de corriente y voltaje elevados, en el único interruptor siendo una limitante en cuanto a la potencia que pueden manejar, ésta es de 500 W aproximadamente. En la figura 2-10 se presenta la configuración básica del ACE.

Figura 2-10. Topología básica de un amplificador clase E.

En la figura 2-11 se muestra un amplificador clase E (ACE) con ZVS aplicado a una lámpara sin electrodos con acoplamiento capacitivo, probado a 2.65 MHz y 13.56 MHz, presentado en el artículo 191. En este trabajo el autor sustituye los electrodos de una lámpara fluorescente convencional por capacitores. El valor de los capacitores se incluyó como el capacitor en serie con la lámpara, el cual forma parte del tanque resonante LCC Serie empleado. Con esto el autor realizó los cálculos de los elementos del amplificador clase E. Los resultados experimentales obtenidos confirman que la operación sin electrodos es posible a

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Copit1110 2 Balustros Paro Lbinporac Fluorescenies

una frecuencia de 2.65 MHz. El voltaje requerido para el encendido de la lámpara se redujo y el CIL se logra fácilmente, incluso a bajos niveles ya sea cambiando la frecuencia o el voltaje de entrada de CD. El autor menciona que con el aumento de la frecuencia de 2.65 a 13.56 MHz mejora aún más las características mencionadas anteriormente. En esta aplicación los niveles de EM1 son aceptables y pueden ser reducidos más fácil que en las lámparas de inducción.

R,

Figura 2-11. Topología de un amplificador clase E para una lámpara con acoplamiento capacitivo presentado en 191.

En el artículo [lo] presenta un ACE auto-oscilante con ZVS operando a una frecuencia de 10 M H z manejando una lámpara de inducción. La figura 2-12 muestra la topología manejada en [lo], donde se estudia el desempeño del balastro. En este amplificador clase E se removió el inductor en serie para que el número de componentes sea menor y también su costo. La frecuencia de operación fue calculada estrictamente. Los valores de los componentes se investigaron y calcularon rigurosamente para lograr el funcionamiento estable de la lámpara con unas formas de onda adecuadas, por lo que el balastro operando a 10 MHz tiene un buen desempeño.

Figura 2-12. Topología de un amplificador clase E auto-oscilante para una lámpara de inducción presentado en 1101.

En la figura 2-13 se presenta un nuevo ACE auto-oscilante desarrollado en el artículo 1111 para un sistema de bajo costo. De este trabajo se derivan expresiones analíticas precisas para el diseño del ACE. La metodología de diseño presentada en éste artículo depende de un buen modelo matemático lo que permite una mejor optimización de los componentes y lleva a un mejor desempeño del balastro.

37

Capiiulo 2 Balostros Para Látnporos Fllrorescenies

TOPOLOG~A Amp/ifjcador Ciaie D

invesor Medo Puente

Figura 2-13. Topología de un amplificador clase E auto-oscilante para una lámpara de inducción presentado en Di l .

VENTAJAS DESVENTAJAS Funcionamiento sencillo * Utiliza dos interruptores

* Un capacitor de filtrado * Un intemptor flotado 4 Composición sencilla * * Orieración en alta frecuencia * Utiliza dos interruritores

Puede ser del tipo auto-oscilante

2.2.3. Selección de la topología a utilizar

En la tabla 2-1 se muestra una comparación de las topologías más usadas en balastros operando en muy alta frecuencia, en donde se resumen las ventajas y desventajas que éstas ofrecen.

+ Trabaja como fuente de corriente * La salida del ACE es sinusoidal * Conmutaciones sin pérdidas * Puede ser del tipo auto-oscilante

Tabla 2-1. Tabla comparativa de las topologías empleadas en alta frecuencia.

interruptor

I I I + Un interruritor flotado I t Dos capacitores de filtrado Amplficador Clase E 1 6 Utilizan un solo interruptor I + Tiene esfuerzos grandes en

En el apartado anterior (2.2.2) se mencionaron brevemente las topologías que son más utilizadas en balastros que operan en muy alta frecuencia (mayor a 1 MHz), las cuales son aplicadas principalmente para lámparas sin electrodos, de acoplamiento capacitivo y de acoplamiento inductivo o también llamadas de inducción. Las topologías presentan diferentes ventajas y desventajas (tabla 2-1). Dadas estas características del amplificador clase E fue la mejor opción para la lámpara fluorescente circular T9 de 32 W empleada en este trabajo de tesis en particular.

38

. .

**C .d - . 9

Capitula 2 Balasiros Para Lámparas FltrorcscenieJ

2.3. Tanques resonantes para balastros electrónicos

Como ya se mencionó, la mayoría de los balastros electrónicos utilizan un tanque resonante para encender y estabilizar la descarga en una lámpara. Existe una gran variedad de combinaciones de los elementos del tanque resonante. La selección de los arreglos más apropiados para la aplicación en balastros para lámparas fluorescentes se centraliza en la combinación y disposición de los elementos C y L. Es importante mencionar que los tanques se emplean para un ACE.

2.3.1. Análisis de combinaciones del tanque resonante

El tanque resonante es una de las partes más importantes de un balastro, por lo que debe de cumplir ciertos requisitos que se enuncian a continuación [3]:

1. Limitar la corriente de dacama en la lámpara fluorescente. Para estabilizar la corriente en el tubo fluorescente se requiere un elemento que esté en serie con éste, el cual puede ser un inductor, un capacitor o un resistor. El resistor se descarta, ya que es un elemento disipativo y poco eficiente. Para lograr un control de la lámpara, se requiere compensar la inestabilidad que esta presenta, lo que se logra alimentándola con una fuente de corriente colocando un inductor en serie con la lámpara, actuando como una fuente de corriente. Un capacitor no es un elemento adecuado, ya que tiende a representar una fuente de voltaje, lo que no estabiliaría adecuadamente a la lámpara. Por lo tanto, es recomendable tener una inductancia en serie con la lámpara o un arreglo de elementos que tenga un comportamiento inductivo.

Proporcionar el voltaje de encendido adecuado. Para lograr que la lámpara encienda, generalmente se requiere un voltaje de alimentación elevado. Este voltaje alto se puede conseguir con el tanque resonante si se conecta a la lámpara en paralelo con alguno de los elementos del tanque resonante. Cuando el tanque resonante serie esta en resonancia, el voltaje de s u elementos es igual en magnitud pero opuesto, por lo que el voltaje del tanque resonante es cero pero el voltaje en sus elementos no. Si la corriente y el factor de calidad son lo suficientemente altos, el voltaje en los elementos también lo será. Como se requiere aplicar un voltaje alto a la lámpara, resulta más conveniente colocar a la lámpara en paralelo con el elemento capacitivo, ya que si se colocara en paralelo con la inductancia podrían aparecer sobretiros en las terminales de la lámpara, lo que provocaría un mayor desgaste de los cátodos.

Proporcionar una sefialsiméh-ica y alterna con bajo factor de cresta. Algunos inversores que proporcionan una señal unipolar ai tanque resonante tienen el inconveniente de que el factor de calidad debe de ser muy alto para lograr eliminar la componente de CD proporcionada al tanque. Un factor de calidad muy elevado involucra manejar una cantidad mayor de energía, lo que involucra elementos de mayor

39

2.

3.

Capirirla 2 Balnsiros Para Laiiipai.as Fluorescenies

valor, mayor volumen y baja eficiencia. En cuanto a la asimetría, resulta más conveniente colocar un capacitor en serie con la lámpara, el cual eliminará la componente de CD de la señal unipolar volviéndola bipolar. En lo concerniente al factor de cresta, se recomienda que la señal aplicada a la lámpara sea sinusoidal, lo que se logra con un factor de calidad con un valor razonablemente alto.

4. Costo mínimo. Por razones económicas se recomienda que el tanque resonante tenga el menor número posible de elementos, sobre en cuanto al uso de inductancias, que son los elementos de mayor costo y volumen. Existen muchas combinaciones para obtener un tanque resonante, en la figura 2-14 se

muestran algunas de las más comunes e importantes.

LR ‘RS q-+q-+. F-q-?+.. +?F??., (a) (b) (C)

Figura 2-14. Combinaciones más comunes e importantes de un tanque resonante entre la señal a filtrar y la carga. (a) tanque resonante LCC pamlelo, (b) tanque resonante LC paralelo y (c) tanque resonante LCC sene.

A. Factor de calidad del tanque resonante (Q)

Uno de los requisitos que debe cumplir un tanque resonante, es filtrar la señal que recibe para que la señal aplicada a la lámpara sea lo más sinusoidal posible. El parámetro que regula esta acción es el factor de calidad Q. Entre mayor sea Q, mayor será la calidad de la señal sinusoidal aplicada a la lámpara. El factor de calidad esta dado por:

OL R

Q=- (2.3)

donde R es la resistencia del tanque resonante

B. Distorsión armónica total (DAT)

La distorsión armónica total, es una medida de la similitud entre la forma de onda y su componente fundamental, se define como:

El análisis del factor de calidad realizado en [3], considera un circuito resonante LC serie con una resistencia de carga y como alimentación una señal cuadrada bipolar. Este análisis se

40

Capititlo 2 Balastros Para Lámparas Fluorescenres

-- - 2

sen n-

realiza mediante fasores y series de Fourier, considerando solo el estado estable. El análisis toma como parámetro la distorsión armónica total (DAT) de la señal aplicada a la lámpara. La DAT de la señal aplicada a la lámpara en función del factor de calidad es:

(2.4)

A medida que el factor de calidad disminuye, la forma de onda se va dktorsionando más, por lo que es aconsejable una Q relativamente alta.

C. Factor de Potencia (FP)

El factor de potencia de una carga ase define como la relación entre la potencia activa y la potencia aparente consumidas por la carga. La potencia activa (P) es la potencia consumida por la carga y la potencia aparente (S) es el producto entre los valores eficaces de la corriente y el voltaje entregados a la carga. En forma de ecuación,

Sustituyendo la definición de P en la ecuación anterior queda:

FP = Y J m i cos 4 I r m Y r n a v 1, I

I,, FP = -- COS 4

FP = ( F D ) ( c o s ~ ) (2.6)

En donde FD es factor de distorsión, que indica que tan sinusoidal es la señal de corriente.

D. Factor de cresta (FC)

El factor de cresta se define como la relación entre el valor pico y el valor eficaz (rms) de la corriente en la lámpara. En balastros electrónicos el FC se puede definir como la relación entre el valor pico de la envolvente moduladora y el valor rms. A mayor FC menor duración de la lámpara, Se recomienda que el FC máximo sea de 1.7 en lámpara de arranque rápido y de 1.85 para lámparas de arranque instantáneo.

41

Capiiulo 2 Balaswos Para Lámparas Flirorescen1es

2.3.2. Tanque resonante LCC paralelo (LCCP)

El tanque resonante LCC paralelo (LCCP) es muy similar al LC paralelo (LCP), que es el tanque más sencilla de las presentadas en la figura 2-14, con excepción de que se agrega un capacitor en serie con la bobina resonante, Una de las ventajas que brinda este condensador extra es, que filtra eficazmente la componente de CD de la señal de entrada, sobre todo para las topologías que proporcionan una señal unipolar al tanque resonante. Otra ventaja es que el capacitor extra aumenta las variables de diseño, lo cual permite que la lámpara encienda y a la vez entregue la potencia nominal con unaimisma frecuencia de conmutación. En el caso específico de los ACE, el tanque LCCP debe de cumplir otra condición adicional que es mantener la conmutación suave en el interruptor.

señal de la fundamental que se aplica al tanque resonante deberá ser mayor o igual al voltaje nominal en terminales de la lámpara y puesto que usualmente el voltaje de las lámparas de descarga es de 100 V, el tanque resonante LCCP no se puede utilizar con una señal de voltaje cuya fundamental sea menor de 100 V [3].

Aunque este tanque tiene buenas prestaciones, también tiene una desventaja. La

A continuación se presenta un análisis del tanque resonante LCCP para una frecuencia de conmutación única y máxima ganancia de voitaje [12].

Figura 2-15. (a) Tanqu resonante LCCP, (b) circuito sene equivalente y . . circuito equivi encendido.

ente durante el pre-

El tanque resonante LCCP tiene su equivalente en el tanque resonante serie de la figura 2-15(b). Las ecuaciones que lo relacionan con este circuito son [12]:

R,XC,& R: + X C &

R, =

42

Capítzrlo 2 Balasiros Para Lámparas Fluorescenres

La lámpara se modela como una resistencia R,, durante el pre-encendido, la ganancia M del tanque, esta dada por 1121:

2.3.3. Tanque resonante LC paralelo (LCP)

El arreglo de la figura 2-16(a) es un tanque resonante LC paralelo (LCP). &te tanque presenta la desventaja que no es posible sintonizarlo para que entregue la potencia nominal a la lámpara y a la vez entregue un voltaje de encendido suficientemente elevado como para encender la lámpara aunque su diseño es más sencillo que los demás arreglos de la figura 2- 14. Esto sucede cuando se usa en el ACE, ya que hay una interacción muy fuerte entre sus elementos. La solución para este problema es utilizar dos frecuencias diferentes. Primero se hace el diseño del circuito a la frecuencia de estado estable y una vez que se tienen los valores de los elementos, se modifica la frecuencia durante el encendido, de modo que esta coincida con la frecuencia de resonancias del tanque diseñado.

El tanque resonante LCP tiene su equivalencia con el tanque resonante serie 1121. En la figura 2-16 se muestra el circuito del tanque resonante LCP y su circuito serie equivalente.

Figura (a) Tanque resonante CP y (b) circuito sene equivalente y . . :ircuito eqt encendido.

nte du nte el pre-

Las ecuaciones que relacionan ai tanque LCP con su circuito equivalente serie son 1121:

43

Capítulo 2 Balasiros Para Lán~pnras Fluorescenfes

R:XC, R: + XC;,

xc, =

(2.10)

(2.11)

Donde XC,,=O de la expresión (2.9) para M máxima del tanque LCP se obtiene [E]:

(2.12)

Debe notarse que hay una diferencia cuantitativa debido a la resistencia parkita de c,, en el filtro LCCP, pero las expresiones cualitativas son las mismas. Si consideramos que la resistencia parásita de C, tiene un efecto despreciable, la ganancia máxima de voltaje aplicado al tanque y el voltaje de encendido aplicado a la lámpara son los mismos para ambos tanques, LCCP y LCP.

2.3.4. Tanque resonante LCC serie

En el tanque resonante LCC serie (figura 2-14c), a diferencia con el tanque LCCP, el capacitor GS esta colocado en serie con la lámpara y no con la bobina resonante. Tiene las mismas ventajas que el tanque LCCP, pero además, éste cambio de posición del capacitor le da más vercatilidad al tanque, ya que es posible alimentar al tanque con tensiones bajas. Una desventaja es que no puede usarse en lámparas de arranque rápido, debido a que requiere el precalentamiento de los cátodos y además el cálculo de sus elementos es más complejo y más dependiente del factor de calidad.

AI igual que con los otros tanques, el tanque resonante LCC Serie también tiene un circuito serie equivalente que se muestra en la figura 2-17 [3].

"A <--+2qo <Li

(a) XLR

(4

Figura 2-17. (a) Tanque resonante LCCC, (b) circuito serie equivalente y (c) circuito equivalente durante el pre- encendido.

44

. . . , . . Capitulo 2 Balasiros Para Lámparas Fluorescenrcs

Las ecuaciones que relacionan al tanque LCCS con su circuito serie equivalente están dadas por [3]:

R, XC& R i + ( X C , + XC,)2

R, = (2.13)

(2.14)

El circuito equivalente durante el pre-encendido se muestra en la figura 2-17(c) y la ganancia de voltaje M de éste circuito esta dada por [3]:

XCRP __ 'M=-- VENC - VA JRZ + (XL, - XC, l2

En resumen, el tanque resonante LCCS tiene las siguientes características [3]:

(2.15)

* * * * *

Puede ser alimentado con tensiones bajas. Puede encender la lámpara y manejarla con una sola frecuencia. Permite conmutación suave sin cambios en la frecuencia. Esfueaos importantes en el interruptor. Finalmente, la que puede ser su principal desventaja: Mayor complejidad en su diseño.

2.3.5. Selección de la topología del tanque resonante a utilizar

Según el punto 2.2.3., la topología del balastro seleccionada es la del amplificador clase E. Ahora, la selección del tanque resonante depende de las características necesarias del tanque para este trabajo y las prestaciones que cada topología ofrece. Las funciones del tanque resonante son limitar la corriente en la lámpara, proporcionar el voltaje adecuado de encendido y proporcionar una señal simétrica.

A continuación se presenta en la tabla 2-2 un resumen de las ventajas y desventajas que tiene cada uno de los tanques resonantes descritos anteriormente con el fin de escoger el que mejor se acople a las necesidades del trabajo de tesis, las cuales son:

* * *

Proporcionar el voltaje de encendido con un voltaje de alimentación bajo. Proporcionar la potencia nominal a la lámpara. Si es posible, conseguir que se cumplan lo anterior con una cola frecuencia.

Como la tensión de alimentación V, del ACE puede resultar relativamente baja debido a la frecuencia elevada de conmutación, es claro que el tanque LCCP queda descartado

45

Capílulo 2 Balasrros Para Laniparas Fluorescen/es

TANQUE RESONANTE LCC Paralelo

LC Paralelo

LCC Serie

totalmente para su empleo en este trabajo. Por otra parte, el tanque resonante LCP necesita de dos frecuencias, una para encender a la lámpara y otra para operar en estado estable, lo que requiere un arreglo adicional para el cambio de frecuencia. El tanque LCCS ofrece las mismas ventajas que los dos tanques mencionados, pero además puede alimentarse a bajas tensiones y puede encender y operar a la lámpara con una sola frecuencia. Dadas las características de los tanques ya mencionadas, el tanque seleccionado que se empleará en este trabajo es el LCCS.

VENTAJAS DECVENTAJAS + capacitor extra que aumenta la + No se puede utilizar cuando se

versatilidad alimenta con tensiones bajas mejor filtmdo de la componente de CD misma frecuencia de encendido y de conmutación

(<lOOV).

*

* diseño sencillo Frecuencia de encendido y de operación diferentes para un ACE.

+ Mismas que las del tanque LCC y + No es posible usarlo en Iámpams además: de arranque rápido.

* No presenta limitaciones de baja tensión para su alimentación.

+ Permite conmutación suave sin cambios en la frecuencia.

Tabla 2-2. Ventajas y desventajas de los tanques resonantes LCCP, LCP e LCCS

Resumen

El balastro electrónico tiene diferentes funciones como es el encendido y estabilización de la corriente de descarga en la lámpara. Los balastros pueden ser electromagnéticos o electrónicos, éstos últimos tienen varias ventajas, pero la más importante es que trabajan en alta frecuencia (> lo kHz), lo que deriva otras ventajas tales como: permitir un alto factor de potencia, realizar CIL, además de que son más ligeros y el tamaño de sus elementos pasivos se reduce significativamente.

Debido a los recientes desarrollos de lámparas sin electrodos de RF, se han comenzado a diseñar balastros en muy alta frecuencia (>500 kHz) para operar éstas lámparas. Las topologías más usuales que operan a frecuencias muy altas son: el inversor medio puente, el ACD y el ACE. En muy alta frecuencia es común que se presenten estas topologías del tipo auto-oscilante, con el fin de manejar a una frecuencia mayor y obtener una disminución en el

46

~ - - r

Capítulo 2 Balasiros Para Lámparas Fluorescenies

costo del balastro. Una de las topologías más usada es el ACE, debido a ventajas entre las que destacan: utilizar un solo interruptor, tener conmutación a voltaje cero, lo que permite operar a frecuencias altas (MHz), que aunque el diseño es un poco más complicado ofrece excelentes prestaciones. Gracias a éstas prestaciones el ACE es la topología inversora seleccionada que se empleará en éste trabajo de tesis.

Además del inversor de alta frecuencia, otra parte importante del balastro es el tanque resonante, puesto que limita la corriente de descarga en el tubo fluorescente, proporciona el voltaje de encendido y una señal simétrica a la lámpara. Lac combinaciones más importantes de tanques resonantes son el tanque LC paralelo, LCC paralelo y LCC.

El tanque LCP es de fácil diserio y construcción pero no logra encender y operar con la misma frecuencia en un ACE debido a la interacción de sus elementos, el tanque LCCP puede encender y operar a la lámpara con la misma frecuencia, aunque si la tensión de alimentación del balastro es menor a 100 V, no puede ser utilizado y el tanque LCCS presenta las mismas ventajas que el tanque LCCP, no tiene la limitación de tensiones bajas de alimentación pero no puede usarse para lámparas de arranque rápido. Por las ventajas ya mencionadas el tanque LCCS, resulta ser la mejor opción para la realización de este trabajo.

Una vez que se establecieron y analizaron las diferentes topologías de inversores, se estableció que la topología inversora y el tanque resonante que se usaran en este trabajo son el amplificador clase E y junto,! el tanque resonante LCC serie, que proporcionan las características necesarias para concretar este trabajo.

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Capirirlo 2 Balasiros Para Lániparas Fluorescenres

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48

.-

Fuentede corriente

Capítulo P i. 3, i

Amplificadores Clase E _: a,:2.p,ii:,T

Filtro para

voltaje cero - conmutacidn a -

En el capítulo anterior se describieron a las caracterkticas principaes de los balasíros electdnicos, asícomo los inversores de muy alta frecuencia más utilizados en la literatura. En este capíi’ulo se aborda el estudio de los Amplficadores Clase E, la configuración básica y sus derivadas, sus formas de onda, el análsis matemático y diseño.

Los Amplificadores Clase E (ACE) fueron inventados en 1975 por N. O. Sokal y A. D. Cokal [l]. Estos convertidores tienen un solo transistor con resonancia básicamente en serie, son cargados en serie, trabajan en modo de conducción continuo, son alimentados con una fuente de corriente y el interruptor trabaja en forma bi-direccional. En la figura 3-1 se presenta el diagrama a bloques de un amplificador clase E así como el esquema de su configuración básica

Figura 3-1. Eiquema básico y diagrama de bloques del ACE.

49

Capirirlo 3 Aniplificadores Clase E

3.1. Formas de onda de un amplificador clase E (ACE)

En la figura 3-2 se muestran las formas de onda principales de un ACE, en donde se asume que el interruptor S, (figura 3-1) es un MOSFET con un diodo en antiparalelo. La corriente iT(t), que atraviesa el conjunto interruptor - diodo interno - capacitor C, conectados en paralelo, tiene una componente de corriente continua que circula por la bobina L,, y una componente que es prácticamente sinusoidal, la cual circula por y C,.

Figura 3-2. Formas de onda principales de un amplificador clase E.

La corriente iT(t) es conducida en distintos momentos por el transistor (ángulo de conducción a), el condensador (ángulo de conducción y) y por el diodo interno del interruptor (ángulo de conducción p). El ángulo de conducción a esta medido desde el paso por cero de la corriente iT(t) hasta un cierto tiempo en el que la señal de control del interruptor es interrumpida. Después la corriente sigue siendo conducida por el condensador C, hasta que la tensión en sus bornes trata de hacerse negativa, lo que corresponde a la parte final del ángulo de conducción y. En ese momento el diodo interno del intenuptor entra en conducción y conduce una pequeña parte de la corriente que acaba de invertir su signo. Antes de que el ángulo de conducción p llegue a su parte final, el interruptor debe de tener ya la señal de control en la compuerta, para que éste sea capaz de conducir nuevamente la corriente (ZVS).

50

Esto ocurrirá cuando la corriente sea nuevamente positiva, entonces !a COlTiente Será conducida por el interruptor en iugar del diodo. Al terminar la conducción del diodo de una forma lenta, lo mismo que la aplicación de tensión inversa, las pérdidas en conmutación se hacen despreciables. El MOCFET tiene un proceso semejante, ya que al ser nula la tensión antes de empezar a conducir, no se produce coincidencia entre conducción de corriente y tensión aplicada. Por esta razón el ACE resulta ser una excelente opción para ser utilizado en alta frecuencia, siempre y cuando el orden de conducción de la corriente i,(t) sea el ya mencionado.

La corriente i7(t) esta dada por la suma de la corriente de C,, S, y DI.

El funcionamiento correcto del ACE es Uamado “sin pérdidas”, lo que exige se verifiquen las siguientes relaciones:

y 5241- 0) <.y +p

En donde D es la fracción del ángulo de conducción total 211 en la que el MOSFET tiene la señal necesaria para conducir. Por otra parte se cumple:

y por lo tanto: a+p+ y = 2n

y 5 2 ~ ( 1 - D)

a 5 2nD

El modo más común de operación es trabajar con D=0.5. Tomando esto en cuenta, las últimas dos expresiones quedan de la siguiente forma:

La operación del ACE bajo las condiciones de operación anteriores recibe el nombre de “régimen subóptimo”. Para estar en el “régimen óptimo” se tendrían que cumplir las siguientes igualdades:

a = y = n

p = 0

Por lo tanto, en el “régimen óptimo” el diodo interno del MOSFET no conduciría nunca.

51

capiluio 3 Amplificadores Clase E

Una vez que se determinaron las condiciones de operación “sin pérdidas”, “subóptima” y optima” por medio de los ángulos de conducción, se hace necesario conocer la relación entre ‘ I . I

los componentes del ACE para que éste opere en el régimen “sin pérdidas”.

3.2. Topologíac derivadas del ACE

Además de las combinaciones que se pueden hacer con el tanque resonante, existen varias configuraciones derivadas de la configuración básica del ACE. Algunas de estas configuraciones se han presentado en diversos artículos por Raab, Sokal, Kazimieruuk, etc. A continuación se hace una breve descripción de las características de algunas de las topologías derivadas del ACE [ 11.

En las figuras 3-3-3.9 se presentan los circuitos y algunas de las formas de onda de las topologías derivadas del ACE que se describen a continuación.

Topología Descripción

Amplificador Chse E con divisor capacitivo

Esta topología fue presentada por Sokal es muy similar a la configuración básica del ACE. * El funcionamiento es similar al ACE en Configuración

básica (figura 3-3). * Tiene un capacitor C,, entre el intemptor y el capacitor c,,

el cual debe tener un valor mínimo de 10 veces C,. * El capacitor C,, se carga al voltaje V,, lo que da lugar a

que el voltaje en el tanque resonante sea como el ilustrado en la figura 3-4(b).

* Entrega una señal bipolar al tanque resonante, por lo que la componente de CD es menor.

* Las demas formas de onda son iguales a las de la figura 3- 2

Amplficador Ctase Epush- putt

Ecta topología fue presentada por Raab (figura 3-5). * Tiene dos interruptores, dos bobinas fuente de corriente y

dos capacitores C1. * El tanque resonante no presenta ningún cambio. * Sus formas de onda son iguales a las de la figura 3-2. * ia señal aplicada al tanque resonante es bipolar y simétrica

(figura 3-6), la que consiste en una señal sinusoidal montada en una componente de CD.

52

. - . -

. . .

Y* ~ .::. . 'i ,, . B ,,. I , . I .

Capilulo 3 Aniplifcadores Clase E < ,

Amplificador Clase E Esta topología fue presentada por Kazimierczuk (figura 3-7) conmutado a corriente *. cero *

El tanque resonante esta en paralelo con la bobina L1, Sus formas de onda son similares a las del ACE en su configuración básica, pero los voltajes se cambian por corrientes y viceversa. Los esfuerzos de voltaje en el interruptor son menores. No cuenta con un capacitor en paralelo con el interruptor. No absorbe la capacitancia parásita del MOSFET, lo que resulta en una baja en la eficiencia.

Amplificador Clase E con un solo inductor y un * La principal ventaja es su sencillez y la utilización de un Capacitor en la red de mínimo de componentes. Carga * La forma de onda del voltaje en el interruptor es igual que

en el ACE (ver figura 3-2). * Su desventaja es que la forma de onda aplicada a la carga

es como en la figura 3-4(b) pero invertida, es decir, la señal es asimétrica.

Esta topología fue presentada por Sokal (figura3-8).

R,

Figura 3-3. Amplificador clase E con divisor capacitivo

1

(a) íb)

Figura3-4. Fonna de onda que se aplica al tanque resonante: (a) configumción básica y (b) con divisor capacitivo.

53

Capiiulo 3 Ampirficadores Clase E

1 "cc

Figura 3-5. Amplificador clase E push -pull.

'!

"cc

/---$L

Figura 3-7. Amplificador Clase E conmutado a comente cero.

Figura 3-6. Forma de onda aplicada al tanque resonante de un

Amplificador clase E push -pull.

Figura 3-8. Amplificador Clase E con un solo inductor y un capacitor

en la red de carga.

Cada una de las topologías derivadas del amplificador clase E presenta diferentes características ya mencionadas anteriormente. Como se puede ver, cada una de las topologías tiene ventajas y desventajas. El ACE con divisor capacitivo tiene un funcionamiento igual al ACE en su configuración básica, sólo con la desventaja de emplear un elemento más, el capacitor CAI. El ACE push-pull tiene las mismas formas de onda de la figura 3-2, pero tiene dos elementos extras, otra bobina fuente de corriente y otro capacitor C,. El ACE conmutado a corriente cero tiene las mismas formas de onda, sólo que los voltajes se cambian por corrientes y viceversa pero no cuenta con un capacitor en paralelo con el interruptor, por lo que la capacitancia parásita no puede ser absorbida, significando una disminución en la eficiencia, que resulta un elemento importante para el manejo en alta frecuencia. Finalmente el ACE con un solo inductor y capacitor en la red de carga, tiene la ventaja de la simplicidad, pero con el problema de que la señal aplicada a la carga es asimétrica.

El ACE en su configuración básica tiene menos componentes y las mismas ventajas que las topologías del ACE con divisor capacitivo y con push-pull, aunque comparada con las topologías del ACE ZCS y con un capacitor e inductor en la red de carga, tiene la desventaja

54

.í * .a - * Capilitlo 3 Ampllficadores Clase E

de tener más elementos pero se compensa absorbiendo la capacitancia parásita del interruptor y proporcionando una sería1 simétrica a la carga.

Dadas las características que presenta el ACE en su configuración básica, es la topología del clase E más apropiada para ser empleada en este trabajo.

3.3. Análisis matemático de un ACE

El amplificador clase E es una topología en la que todos sus componentes están interrelacionados entre sí, por lo que resulta complicado su análisis. Se han realizado diferentes análisis del clase E, en donde no solo se emplea como inversor, sino también como convertidor CD-CD, rectificador o corrector del FP.

En [Z] y [3] se presenta un análisis de un convertidor clase E resonante funcionando como convertidor CD-CD, el cual se regula por un intemptor auxiliar que cambia la frecuencia de conmutación del convertidor. La frecuencia de operación es de 1 MHz, 5 V de salida y 25 W de potencia y, el análisis se basa en una expansión de las series de Fourier. Como se mencionó en el párrafo anterior, el clase E también puede funcionar como rectificador ZCS [4] y, redificador con ZVS [5]. Se han presentado diversos análisis del clase E funcionando como invemr (figura 3-1), calculando de manera eficiente los elementos con herramientas matemáticas como lo es la transformada de Laplace [6], además en [7] se presenta el desarrollo de un programa para la realizar los cálculos. El análisis puede estar orientado a optimizar el costo, el funcionamiento o ambos. La auto-oscilación es una opción para el clase E que minimiza el costo del balastro. La metodología de diseño y el buen desempeño del balastro dependen de la obtención de un buen modelo [8][9]. El método para encontrar los elementos se realiza vía Mathcad,' mediante variables complejas que simplifican a una solución exacta obteniendo resultados experimentales satisfactorios.

Un elemento importante en el amplificador clase E es la capacitancia en paralelo con el interruptor, ya que en este valor se incluye el de la capacitancia parásita del MOSFET. Algunos artículos presentan análisis basados en la capacitancia en paralelo y en la variación de la capacitancia parásita del MOSFET, en donde se pretende obtener el desempeño Óptimo del amplificador. En el caso del análisis realizado por Li y Yam se busca el valor mínimo de la capacitancia en paralelo para la potencia máxima de salida y proporcionar un método para el cálculo de los componentes del clase E [lO][il], suponiendo el valor de la inductancia de entrada con un valor finito. Otro análisis que es más sencillo y rápido que el de Li y Yam es el de Raab [l], pero supone que la inductancia es de valor infinito, lo que puede acarrear problemas con la conmutación suave y no entregar la potencia a la carga.

El amplificador clase E ha sido analizado extensamente. La mayoría de los análisis realizados no consideran la capacitancia parásita del MOSFET Cos, y los análisis que si lo hacen consideran a Cos constante, sin tomar en cuenta la variación no lineal de ésta.

A frecuencias de conmutación de 900 MHz y superiores, la capacitancia en paralelo con el interruptor, es del mismo orden que la capacitancia parásita del transistor [E]. En el articulo [E] se presenta una teoría analítica para la operación del clase E con un ciclo de trabajo del 50% y la variación no lineal de la capacitancia parásita del interruptor, discutiendo los efectos

55

Caphilo 3 Amplificadores Clase E

de esta capacitancia en la capacidad de potencia del clase E. Se obtuvieron las formas de onda de voltaje y de corriente de salida considerando la capacitancia no-lineal del interruptor, y mostrando que aunque la salida de voltaje y corriente no se afectan por la presencia de esta capacitancia, el pico de voltaje en el interruptor se incrementa de manera casi lineal y la capacidad de manejar potencia decrece. Este trabajo proporciona una forma Útil de implementación de circuitos de comunicación en alta frecuencia (igual y por encima de 900 MHz), donde la capacitancia parásita puede determinar el factor limite-velocidad, evitando el uso de una capacitancia externa.

Otros trabajos como el presentado en [13] también toman en cuenta la capacitancia parásita del interruptor y que la inductancia de entrada del clase E de un valor pequeño, así como el efecto que estos factores tienen en el inversor, llevando a cabo el análisis por medio de algoritmos genéticos y el método de Runge-Kutia. Estos factores tienen una influencia significativa en el desempeño del circuito, tales como: el aumento del voltaje de salida, el aumento del voltaje en el interruptor, un cambio en la potencia y en las formas de onda del circuito. A frecuencias altas, 900 MHz o más, la inductancia de entrada y la capacitancia son tomadas en cuenta, en especial para la selección del transistor y para el diseño del amplificador para una potencia dada. !

La consideración de la capacitancia no-lineal con la característica de voltaje-capacitancia de unión se emplean para evaluar las ecuaciones y los componentes del clase E en [14], validando resultados para una frecuencia de 900 MHz y con una fuente de alimentación de 2 V, proveyendo de mejores valores iniciales a los componentes del clase E. Otra solución para el análisis y diseño del clase E tomando en cuenta la no-linealidad de la capacitancia de salida del dispositivo semiconductor se presenta en [15]. La capacitancia lineal se representa por un capacitor en paralelo al interruptor y, con esto la definición de la capacitancia equivalente lleva a un análisis generalizado y normalizado del amplificador a una frecuencia de operación dada.

Así mismo, en [16] se presenta un método para determinar la respuesta en estado estable de circuitos con interruptores no-lineales, basándose en la discretización en el dominio del tiempo de las ecuaciones que describen el circuito y, obteniendo un sistema de ecuaciones diferenciales. Aplicando éste análisis a un ACF, se obtuvieron resultados que coinciden con los resultados obtenidos con las técnicas de integración, pero sin calcular la respuesta en el transitorio.

Como se comentó al principio de este apartado, el amplificador clase E es una topología en la que todos sus componentes están interrelacionados entre sí, y cada uno de ellos influye sobre los otros, por lo que resulta complicado su análisis. Los análisis que se describieron brevemente se basan en los trabajos de Cokal, Raab, Li y Yam, etc., pero los más sencillos son los dos últimos. A continuación se verá una descripción del análisis del ACE hecho por Raab y, Li y Yam.

En la figura 3-9(a) se presenta la topología típica del ACE. Los dos análisis que se presentan tienen en común algunas premisasque a continuación se enumeran:

56

1. 2.

3.

La resistencia del interruptor es cero cuando está cerrado e infinito cuando está abierto. La capacitancia C, es absorbida por el capacitor C,,, y la suma de estas dos capacitancias es el capacitor C,. El factor de calidad Q es lo suficientemente alto como para tener una salida sinusoidal.

Estas premisas consideran que el interruptor es ideal. Como podemos ver en la figura 3- 9(b), la red - C, se divide ahora en dos partes:

* *

red resonante ideal a la frecuencia de conmutación o y una reactancia excesiva jX,, (C’2-L’,) generada por la carga.

vcc R

íb).

Figura 3-9. Circuitos del amplificador clase E

El análisis de Raab, a diferencia de Li y Yam supone que la inductancia fuente de corriente solo permite el flujo de corriente directa sin tener resistencia serie, es decir, una indudancia infinita y un interruptor ideal. Con base en estas suposiciones, Raab obtiene una solución para el cálculo de los componentes del amplificador clase E. Si bien es cierto que Raab proporciona un método más rápido y sencillo para el cálculo de los elementos del ACE, resulta poco practico no dar un valor finito de inductancia L,. La suposición de L, infinita puede incurrir en errores como no conseguir ZVC o no entregar potencia suficiente a la carga. A pesar de eso, el método de Raab proporciona buenas aproximaciones, además de que con las suposiciones hechas disminuye en gran medida el análisis del ACE ante variación de parámetros.

El análisis de Li y Yam es un método más complejo, pero propone un valor específico para L, partiendo de un valor establecido de C,. Proporciona buenos resultados en cuanto al valor de los elementos del ACE calculados y los resultados arrojados de simulación en PSpice presentados en [l].

57

Capiirilo 3 Amplficadores Clase E

Por esta razón, en lo consiguiente se desl'cribirá en forma general el método de Li y Yam ya que es el método que se empleó para el cálculo de los elementos del ACE desarrollado en este trabajo.

Para este análisis se considera una inductancia de entrada L, finita, además que el amplificador se maneja por una serial periodica con un periodo T. El método analítico presentado es aplicable de intervalo para un tiempo de O S t 5 T y el ciclo de trabajo del amplificador es de D=0.5.

A. Voltaje y corriente de salida

En la operación normal del ACE, la corriente de salida debe ser sinusoidal, con una frecuencia angular w y está dada por:

io ( t ) = Iosen(at + 4) (3.2) Ill

donde I, es la amplitud de la corriente de salida y 4 es el corrimiento de fase.

El voltaje v2(t) en el nodo 2 de la figura 3-9(b) también debería ser sinusoidal con un desplazamiento extra en la fase, el cual esta determinado por la reactancia excesiva jX, y se tiene que v2(t) se expresa como:

v , ( t ) = V,sen(ut + 4') (3.3)

donde:

(3.4)

B. Corriente en la inductancia de entrada L, y voltaje en la capacitancia en paralelo con el MOSFET C,

Aplicando la ley de corrientes de Kirchoff en el nodo 1, de la figura 3-9(b) se puede evaluar la corriente que fluye en la inductancia L,, de donde se obtiene:

i,, ( t ) = i,, ( t ) + I,sen(wt + 4) (3.6)

58

Dadas las características del inductor se puede obtener una relación entre el voltaje del inductor y el voltaje del condensidor C, la cual está dada por:

(3.7)

La corriente iLl(t) puede ser dividida en dos periodos correspondientes al encendido y apagado como se describe a continuación:

Estado de apasado:

li

Cuando el transistor se encuentra en el estado de apagado vclof,(t) e iclo"(t) estarán regidas por las características de la capacitancia C, como se muestra en la ecuación (3.8):

Sustituyendo las ecuaciones ( 3 . 8 ) ' ~ (3.7) en la ecuación (3.6) se tiene:

L,C,it,, (0 + i,,, (4 = I o s 4 w f + 4) (3.9)

Después de resolver esta ecuación de O 5 t 5 do, se obtiene para iLIof(t): 11

donde:

donde: o o. A y B: constantes

: frecuencia angular del convertido : frecuencia de resonancia de L, y C,

11

(3.10)

(3.11)

(3.12)

Estado de encendido: 7r 2 z -It<- @ w

Capitulo 3 Amplificadores Clase E

Cuando el dispositivo está encendido, 'h nodo 1 está a tierra de modo que no hay corriente en C, y el voltaje en él es cero. Entonces la condición de vcion(t)=O se sustituye en la ecuación (3.7) y resolviendo la ecuación difedencial de primer orden para iLlon(t), ésta puede expresarse:

I\,

(3.13)

donde C es una constante.

Para encontrar las constantes A, B y C de las ecuaciones (3.10) y (3.13) se establecen condiciones de límites que se basan en las características de L, y C, como se indica a continuación:

14

Límite 1: encendido al apagado expresándose:

De acuerdo con las características de L,, iLl(t) debe de ser continua del

(3.14a)

(3.14b)

Limite 2: capacitancia:

Puesto que vcl(t) también debe ser continuo por las características de la

(3.15a)

(3.15b)

Basándose en la ecuación (3.14b), la constante C de la ecuación (3.13) puede ser determinada siendo igual a iLloff(n/m). Las constantes A y B se pueden calcular con base a las ecuaciones (3.14a) y (3.15a):

60

(3.16)

(3.17)

C. Condiciones óptimas del ACE

Las condiciones para una operación óptima de un ACE en donde se obtiene ZVS son:

(3. Ha )

(3.18b)

Basándose en las condiciones óptimas y en las ecuaciones (3.6), (3.10) y (3.13), I, y + pueden calcularse y expresarse como sigue:

(3.19)

(3.20)

D. Potencia de entrada y de salida

Las potencias de entrada P,, y de salida Po se pueden expresar en función de los elementos del circuito. La potencia de entrada de CD se expresa por el producto entre V,, e I,,, siendo esta última la componente de CD de iLl(t) y se puede expresar como el valor promedio:

(3.21)

Sustituyendo las ecuaciones (3.10) y (3.13) en la (3.21) se obtiene: ,

Si la potencia de entrada P,, y la potencia de salida Po son iguales entonces la eficiencia q del ACE será del 100%. Esto se logra siempre y cuando el amplificador este perfectamente sintonizado, por lo que si: t

61

Capítulo 3 Amplificadores Clase E

. . Po = LI,, (3.23)

y además, Po es la potencia disipada por la resistencia de carga R,, entonces:

(3.24)

E. Evaluación de componentes

Como se mencionó al principio de este estudio, el análisis del amplificador se complica debido a que todos sus elementos se relacionan entre sí. Esto se aprecia cuando las ecuaciones (3.11), (3.12), (3.16), (3.17), (3.19) y (3.20) se sustituyen en la ecuación (3.23). De esta expresión resultante, Po, V,, y o son especificaciones fijas. Las variables desconocidas en la expresión son L, y C,, aunque se fija el valor de uno de los dos para encontrar el otro. Esto se hace debido a que existen varias combinaciones de L, y C, para una salida similar del amplificador.

Para mayor facilidad, el parámetro que lse fijará es la capacitancia C,, ya que depende del valor de la capacitancia parásita del MOSFET. Una vez que C, y L, son calculados, también pueden ser calculados I,, 4, A, B, iLl(t) y vcl(t), así como el valor correspondiente a la resistencia de carga R, puede ser calculado con la ecuación (3.24).

El factor de calidad Q es una de las especificaciones del amplificador, el factor de calidad está dado por la ecuación (3.25), con la que se puede determinar el valor de la inductancia del tanque resonante.

(3.25)

De acuerdo con la ecuación (3.4), la amplitud del voltaje “V,” en el nodo 2 es una función de I,, jX, y &. A su vez V, es la componente de la fundamental en el nodo 1. Mediante series de Fourier, V, puede expresarce como:

2niw w v, = ; p., (f)sen(wf + 4, )dr (3.26)

Basándose en las ecuaciones (3.7), (3.8) y (3.10), la ecuación (3.26) se puede evaluar e igualar su resultado con la ecuación (3.4a), con lo que es posible calcular la reactancia excesiva jX,. En la figura 3-9(b) se observa que L‘, y C‘, forman el circuito resonante para una determinada frecuencia resonante w, la cual se expresa por:

1 = -\m

62

(3.27)

Se tiene que si la reactancia excesiva resulta ser inductiva, entonces L', será la diferencia y la inductancia excesiva. Por el contrario, si esta reactancia excesiva es capacitiva L',

y C, será la capacitancia serie equivalente de C', calculada de la ecuación (3.27) y entre es igual a de la capacitancia excesiva.

En el Anexo 1 se presenta un programa en Mathematica para el cálculo de los elementos de un amplificador clase E para un tanque resonante LC serie.

3.4. Pérdidas en los ACE

Cuando un ACE se encuentra en operación óptima o subóptima las conmutaciones en el interruptor son a voltaje cero, es decir no se tienen pérdidas durante el encendido. Las pérdidas por conmutación no son las únicas que se presentan en el ACE, también se presentan otro tipo de pérdidas, debidas a que el valor de los componentes no es ideal. Estas pérdidas se deben a las resistencias parásitas de los elementos pasivos y activos. Las principales pérdidas de los ACE son las causadas por la bobina resonante y la resistencia del MOSFET. Estos elementos tienen mayor resistencia parásita que los demás componentes, además de que por estos elementos circula la corriente del tanque resonante L&. El valor de esta corriente depende del factor de calidad, el cual debe ser lo mayor posible para tener una senoide lo más pura posible. Por esta razón, existe un compromiso entre la eficiencia y la calidad de la senoide en la carga, es decir a mayor eficiencia menor calidad de la senoide y viceversa. No hay un método o un valor que determine el punto optimo para Q, ya que cada caso es muy particular y no puede generalizarse.

Las pérdidas de la bobina resonante dependen de la frecuencia de conmutación así como de la calidad de los elementos de construcción. El trabajar en alta frecuencia obliga a tomar en cuenta fenómenos como el efecto piel y el efecto proximidad. Además, a mayor frecuencia, mayores serán las pérdidas por histéresis en la bobina b. El empleo de ferritas reduce en gran medida las pérdidas por corrientes de Foucault y el uso de hilo de Litz reduce los problemas debidos al efecto piel. Es muy difícil calcular con precisión las pérdidas en la bobina resonante, pero con un buen diseño y empleando buenos materiales, es posible reducir las pérdidas significativamente.

En el caso de las pérdidas por la resistencia del MOSFET RON, pueden ser minimizadas seleccionando un MOSFET de mayor capacidad de corriente que la requerida, aunque esto aumentaría el costo, por lo que se debe seleccionar un valor intermedio entre estos dos puntos. En este caso, es posible calcular las pérdidas debidas a este parámetro. Este análisis fue hecho por Raab y Sokal y supone:

* * *

que todos los elementos del ACE son ideales excepto el MOSFET que al cerrarse el MOSFET tiene una resistencia de valor RON y que la inductancia L, es infinita

II ,

63

Capilulo 3 Amplificadores Clase E

Bajo estas premisas, las ecuaciones a utilizar son las que se derivan del análisis de Raab. Entonces, la potencia disipada en la resistencia esta dada por la ecuación (3.28).

donde:

(3.28)

e, = abN : instante en el que se enciende el transistor 8, = obFF : instante en el que se apaga el transistor &(e) : corriente instantánea en el MOSFET

Resolviendo la ecuación (3.28) utilizando las ecuaciones del análisis de Raab, se obtiene la ecuación (3.29) que indica las pérdidas por conducción del MOSFET, que son una función de la potencia de la carga y de la resistencia bN del mismo.

(3.29)

donde: g :cantidad que relaciona la corriente máxima en la carga con la corriente promedio de

entrada, depende del ciclo de trabajo y del ángulo de desplazamiento (I

Una conclusión importante que se desprende de la ecuación t3.29) es, que el factor de calidad del tanque resonante y la resistencia de la carga son dos parámetros importantes para la eficiencia del ACE, ya que a mayor R, mayor eficiencia y viceversa. Tenemos que la potencia de salida se puede expresar por:

v,' Po =- 2R,

(3.30) L

donde:

V, : amplitud de voltaje en la carga del ACE

Según Raab, la amplitud del voltaje de salida esta dada por V,=1.071Vcc, por lo que sustituyendo esta expresión en (3.30) se obtiene:

(3.31)

Si se fija un máximo de pérdidas debidas a RON en un 10 % de la potencia total, la resistencia no deberá tener un valor mayor especificado por la ecuación (3.32).

64

(3.32)

En la figura 3-10 se muestra una gráfica de la ecuación (3.32) en la cual se puede apreciar que a tensiones bajas potencias altas el valor de RON se hace muy pequeño, lo que dificulta la selección del MOSFET. Por esta razón, no se recomienda que la tensión de alimentación Vc, sea muy pequeña (menor de 12 V).

Figura 3-10. Gráfica de bN en función de la potencia y del voltaje de alimentación

3.5. Relaciones entre L,, C, y la frecuencia de conmutación

La frecuencia de conmutación (fsw) es un parámetro muy importante para el diseño de un ACE. El volumen y valor de los elementos L, y C, dependerá directamente de ésta, puesto que a mayor frecuencia menor tamaño y menor valor. Estas tres variables están íntimamente relacionadas, donde la relacihesta regida por las ecuaciones obtenidas en el punto 3.1.4 derivadas del análisis de Li y Yam.

3.5.1. Frecuencia de conmutación mínima

Los parámetros de diseño de un amplificador son: la tensión de alimentación, la potencia y dos de las siguientes variables: fsw, C, y L,. Si se escogen las variables fsw y C , entonces se calculara L,. Para efectuar el diseño del ACE se realizó un programa en Mathemática 4 (Anexo 1). Se debe tener cuidado con las soluciones que arrojan los métodos numéricos, ya que en el programa existe una ecuación que relaciona el valor de L, con la potencia. El programa proporciona un valor de L, para una potencia determinada, aunque no siempre todas las soluciones son las adecuadas. En la gráfica de la figura 3-11 se muestra la potencia contra L,, en donde se observa que para un valor de potencia existen varios valores de L,, además se pueden distinguir dos zonas. AI escoger un valor de L, que esté dentro de la primera zona, el ACE tendrá un comportamiento inapropiado, es decir que podría no entregar la potencia a la carga por lo que se recomienda escoger un valor de la zona a la que se llamará “estable”. En la

65

Capítulo 3 Aniplifcadores Clase E

gráfica se puede ver que en \a zona estable, la potencia tiende hacia infinito conforme el valor de L, también lo hace. El valor de la potenha depende de la frecuencia de conmutación, a menor frecuencia menor potencia, lo que significa que para conseguir una cierta potencia, la frecuencia de conmutación no debe de ser menor de un cierto valor. Dicho de otra forma, la potencia en la carga determina el valor mínimo de f,, cuando se parte de un valor de C,.

Figura 3-11. Gráfica de la potencia de salida Po en función de L, en el ACE

El análisis de Raab propone un valor de L, infinito, por lo tanto, las ecuaciones desarrolladas por medio de este análisis, son para un ACE trabajando a una frecuencia mínima. El cálculo de esta frecuencia parte de la ecuación:

RFcd : es la resistencia vista por la fuente de alimentación de CD

La RFcd esta dada en [l] por:

R, = 1.7337R,

' , n y sustituyendo esta ecuación en la ecuación (3.33) se tiene que:

v;c 1.7333 7 R, P,N =

Además de [l]:

(3.33)

(3.34)

(3.35)

(3.36)

sustituyendo la ecuación anterior en la ecuación (3.35) y despejando la frecuencia se tiene que:

66

,- * . . - I Capitulo 3 Amplficadores Clase E

(3.37)

donde fSwmin es la frecuencia de conmutación mínima.

3.5.2. Frecuencia de conmutación máxima

De acuerdo con el método de Li y Yam para el cálculo de los elementos del ACE algunos de los parámetros se fijan, tales como la potencia, la frecuencia de conmutación, la tensión de alimentación y la capacitancia C,. El valor de la componente de CD de la corriente de entrada, así como el rizo de la misma dependen del valor de la inductancia L,, la cual a su vez, depende de los parámetros de partida mencionados. Si se consideran fijos los parámetros mencionados exceptuando a la frecuencia, entonces el valor de la inductancia dependerá solo de la frecuencia de conmutación fsw. Con base en la experiencia de trabajos anteriores, se tiene que a mayor frecuencia es menor el valor de la inductancia pero es mayor el rizo de la corriente de L,. Si el rizo es muy grande, puede ocasionar que se tengan valores negativos de corriente lo que Uevaría a tener en el interruptor altos esfuerzos de voltaje y podría dañar al dispositivo.

Para solucionar el problema anterior, Li y Yam proponen un valor mínimo de la inductancia, para que el valor mínimo de la corriente que circule por ella sea cero. El hecho de tener un valor mínimo de L,, significa que se debe tener una frecuencia máxima que no debe sobrepasarse.

Por medios empíricos, Li y Yam señalan que si el valor mínimo de la corriente en L, es cero, en tal caso serán validas las siguientes ecuaciones:

I rmi, = 0.39T

6 = 0.862326 = cte. 1:

0.74360613

sustituyendo estas relaciones en las ecuaciones (3.20) y (3.24) se obtiene la relación:

PIN fSWmax = 1 4.92 1 4V& C,

(3.38)

(3.39)

(3.40)

(3.41)

I t

1

I

La ecuación (3.41) da la frecuencia máxima de conmutación en función de la potencia de entrada PI,, el voltaje de alimentación V,, y la capacitancia C,. Recordando la ecuación (3.37) que proporciona la frecuencia mínima de conmutación, se observa que también está en función de los mismos parámetros que la ecuación (3.41), por lo que ambas frecuencias pueden relacionarse como se aprecia en la siguiente ecuación:

f

67

Capi/ulo 3 Amplificadores Clase E

f sw ,"ax = 1.3229fsw ,ni" (3.42)

Por lo tanto, el rango en el que puede estar la frecuencia de conmutación está dado por:

Afn = O.3229LSwm,, (3.43)

La ecuación (3.43) dice que el rango de la frecuencia de conmutación puede ser de hasta un 32% de la frecuencia mínima de conmutación dependiendo del rizo que se desee.

Para una frecuencia máxima se tendrá un valor mínimo de L, con un rizo de corriente elevado y para una frecuencia mínima se tendrá un valor de L, infinito y un rizo de valor cero. Lo recomendable es trabajar en un valor intermedio de estas frecuencias haciendo un compromiso con el tamaño mínimo de inductancia y un rizo mínimo.

Obteniendo una ecuación con un valor intermedio entre las ecuaciones 3.37 y 3.41 se obtiene:

(3.44)

I

3.5.3. Selección del interruptor

A continuación se enuncian los factores de los que depende la selección del MOSFET:

A. bpacitancia parásita (cos) En el amplificador clase E (figura 3-12), la capacitancia en paralelo con el MOCFET C,,

depende de la potencia, la frecuencia y del voltaje de alimentación. La capacitancia C, es un parámetro importante, ya que afecta otros parámetros como se obsetva en la ecuación 3.44.

En la figura 3-13 se muestran las gráficas derivadas de la ecuación 3.44 que representan la variación de la capacitancia en paralelo C, del amplificador clase E para las frecuencias de 1, 2 y 2.5 MHz y para una potencia de 32 W. En éstas graficas se aprecia que a medida que el voltaje de alimentación y la frecuencia de conmutación aumentan, la capacitancia C, disminuye.

Vcc M

Figura 3-13. Gráfica de la capacitancia C, contra el voltaie de alimentación V, ecuación (3.44).

Figura 3-12. Circuito del ACE con un tanque resonante LC sene.

68

.q ~~, -: Capitulo 3 Amplificadores Clase E

Si se considera que el intehptor de la figura 3-12 es ideal y que no presenta ningún parásito, el valor del capacitor, C, estará dado por la formula 3.44 sin requerir alguna consideración adicional. Sin embargo, el elemento que desempeña la función de interruptor es un MOSFET y, como tal, presenta una capacitancia de salida Cos, que se debe considerar para el diseño, ya que para frecuencias muy altas, el capacitor resultante de la ecuación 3.44 es muy pequeño y puede ser de un valor cercano al Cos del MOSFET. Por ésta razón, el capacitor C, estará formado por la suma de la capacitancia parásita Cos, y por la capacitancia C,, como se muestra en la figura 3-14.

I L1 L* c2

"C, Rc

ri ii

Figura 3-14. Circuito del ACE con las capacitancia que forman C,.

Por lo tanto: ii

lb c, = Cmr + cos, (3.45)

En la figura 3-15 se muestra al MOSFET con sus capacitancias parásitas C,,, C,, y CDs que forman la capacitancia de salida COD Si se cortocircuita C,,, C,, estará dada por [17].

I 'I 11 c,, = C D S + CGLI (3.46) i ' 'I

Se tiene también que el valor de la capacitancia Cos, varia de forma no lineal con el voltaje drenaje-fuente. Ésta variación se puede apreciar en la gráfica de la figura 3-16 [171.

I

I .

D

S

Figura 3-15. Esquema del MOSFET con sus capacitancias par+itas.

Figura 3-16. Gráfica de la capacitancia Cw contra el voltaje drenaje-fuente.

69

Capirirlo 3 Amplrficadores Clase E

Para minimizar el impacto de esta variación en la operación del ACE, se requiere que C,, sea lo suficientemente grande para absorber la no linealidad de la capacitancia del MOSFET. La tolerancia que se estableció para el valor de C, fue del 25%. Como C,,

I

y se tiene: (3.47)

B Corriente (I,,) I

La corriente del drenaje debe ser indicada para manejar la corriente en estado estable de y la del encendido, aunque en esta última solo es por un breve instante.

C. Voltaje drenaje-fuente (V,)

Otro de los parámetros importantes es el voltaje drenaje fuente V,, el cual debe ser el adecuado para manejar la tensión en estado estable, así como en el encendido.

D. Resistencia de encendido (bN) 1

También es importante que la resistencia de encendido del MOSFET RON no sea muy grande para minimizar en lo posible las pérdidas. Todos los parámetros son importantes, aunque hay que realizar un compromiso entre todos estos factores, pero cuidando sobre todo la capacitancia parásita y el voltaje drenaje - fuente.

II

3.6. Ejemplo de diseño de un ACE

Para el cálculo de los elementos de un amplificador clase E con un tanque resonante LC serie se utilizó un programa en "Mathematica" (Anexo l), el cual se basa en el análisis de Li y Yam que consiste en encontrar el valor mínimo de L, para que la corriente de este inductor no tenga componente negativa, además de proponer un valor para el capacitor C,. Este ejemplo muestra un procedimiento general de diseño para un ACE con un tanque LCS como el ilustrado en la figura 3-12. Las especificaciones de entrada del programa son:

Voltaje de alimentación: 27.7 V Potencia de salida: 40 w Frecuencia de operación: 2.5 MHz Capacitancia C,: 1.2 nF Factor de calidad 4

70

Una vez que se introdujeron los datos necesarios en el programa en Mathernatica, se obtuvieron los siguiente resultados:

L1= 5.065 uH L= 3.7209uH G= 1.3955uF &= 14.6123R

Además se obtuvieron las gráficas de la potencia de salida en función de la inductancia de entrada L, (figura 3-17), las gráficas del voltaje en el MOSFET (figura 3-18) y el voltaje de salida (figura 3-19). Todas éstos resultados son para el estado estable'.

" /------

Figura 3-17. Potencia de salida en función de 1, según el método de L y Yam resultados del programa en Mathematica.

t

Figura 3-18. Evaluación del voltaje en el capacitor C, obtenida en

Mathernatica.

Figura 3-19. Evaluación del voltaje de salida obtenida en Mathematica.

Después de que se calcularon los valores de los elementos del ACE en Mathernatica, se realizaron simulaciones del circuito en PSpice, con la finalidad de verificar que el método y el programa sean correctos, asegurando que el ACE mantenga la conmutación suave así como la potencia de salida.

' fitado fitable. Significa el estado en el cual ¡a lámpara se esfabiliza después de encenderse para trabajar en sus condiciones nominales.

71

! Capítulo 3 Amplificadores Clase E

La figura 3-20 muestra el esquemático en PSpice del ACE con un tanque resonante LC serie con los valores obtenidos de los cálculos anteriores.

372099uH 139556nF 5 06537uH

V I R2 M2

I 1 1 1 Y

*o

Figura 3-20. Esquemático en PSpice del ACE operando a una frecuencia de conmutación de 2.5 MHz

En la gráfica de la figura 3-21 se muestra el y la corriente en el MOSFET que es similar a la obtenida en Mathematica (figura 3-18). Se aprecia que la conmutación es un poco dura con pérdidas en el MOSFET de 4.6 W.

En la figura 3-22 se muestra el voltaje en la carga y se aprecia una señal sinusoidal y simétrica, similar a la gráfica de la figura 3-19 que se obtuvo en Mathematica. También se midió la potencia de salida que fue de 36.6 WI

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I.- 11-

Figura 3-21. Gráfica del voltaje y de la corriente en el MOSFET obtenida en

PSpice.

Figura 3-22. Gráfica del voltaje y la corriente de salida obtenida en PSpice '

Como se observó en las graficas simuladas en PSpice del ACE en estado estable, se logró la conmutación suave en el interruptor y el voltaje en la carga es sinusoidal con una buena ganancia de voltaje, lo que afirma los cálculos y las gráficas obtenidas en el paquete Mathematica 4, así como la eficiencia del método de cálculo. En la gráfica 3-22 se tiene una ligera asimetría debido al factor de calidad que fue de 4, lo que no puede asegurar que la señal sea simétrica y sinusoidal.

72

- .. . . . . . -. . - . - ..

Resumen

Este capítulo estuvo dedicado al amplificador clase E. Se señalaron sus características, se mostraron sus formas de onda, así como las topologías derivadas. Las topologías derivadas del ACE tienen ventajas tales como: la componente de CD de la señal entregada a la carga es menor y aunque otras de las topologías son más simples, no absorben la capacitancia parásita del intemptor. Comparando las topologías derivadas del ACE con la configuración básica, que además de operar con un solo intemptor, tiene ZVS, trabaja como una fuente de corriente y proporciona una salida sinusoidal, tiene la ventaja de la simplicidad. Todas éstas características de las configuración básica del ACE engloban una buena parte de las ventajas de las topologías derivadas, teniendo como mayor desventaja el esfuerzo en el interruptor. Gracias a ésias características, la topología que mejores prestaciones tiene es la configuración básica del amplificador clase E, por lo que ésta topología se emplea en el trabajo de tesis.

En la literatura, el amplificador clase E ha funcionado como rectificador, inversor, etc., y para cada función se han realizadó diferentes análisis. El análisis matemático del amplificador clase E es complicado, ya que todos sus componentes están relacionados entre sí. Los análisis del ACE de más relevancia para éste trabajo son el de Raab y el de Li y Yam. Raab presenta un método más sencillo, pero supone que la inductancia de entrada es infinita, lo que pudiera ocasionar perder la conmutación suave y no entregar la potencia a la carga. Por su parte, Li y Yam presentan un análisis un poco más complejo, pero consideran un valor finito para la inductancia de entrada, evitando los problemas que se presentan en el método de Raab. Por ello, el método utilizado para el cálculo del ACE es el de Li y Yam.

También se presentó el cálculo de las pérdidas del ACE así como de las frecuencias mínima y máxima de conmutación y la relación entre éstas. En las ecuaciones de las frecuencias mínima y máxima de conmutación, se expresa la variación de la capacitancia en paralelo del interruptor C, y el voltaje de alimentación para una frecuencia y potencia dadas. En valor de C, depende también de la variación de la capacitancia no-lineal del MOSFET COS. Para minimizar éste efecto es necesario que la capacitancia C,, pueda ser absorbida por un capacitor lo suficientemente grande (CExT) para que esta variación no afecte el desempeño del amplificador.

Finalmente se presenta un ejemplo de diseño de un amplificador clase E de 40 W operando a una frecuencia de 2.5 MHz. Se obtuvieron los componentes del clase E y las formas de onda de los voltajes de salida y del interruptor por medio de un programa realizado en el paquete Mathematica. Además, se realizó la simulación del circuito en PSpice, verificando los valores calculados y obteniendo resultados satisfactorios que compmeban el método de diseño.

73

-

Capírulo 3 Amplificadores Clase E

Referencias

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74

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Capitulo 3 Aniplii/jcadores Cluse E

76

Capítulo Diseño de un Amplificador Clase E

Operando a una Frecuencia Mayor a lMHz

En el capíílo anterior se citaron las ventajas y desventajas de las topologfas derivadas del clase E con el fin de seleccionar la topología más adecuada para el balastro en esta aplicación. La topología seleccionada para el balastro es el amplficador clase E en su configuración básica gracias a las ventajas que ofrece. En este capíílo se abordará directamente el diseño del amplificador clase E operando a una frecuencia mayor a I MHz y las impliaciones que conlleva el diseño, como es el procedimiento de diseño de la etapa de potencia, el circuito de control y el diseño de los elementos magnéticos.

4.1. Introducción

Este trabajo comprende la realización de balastros operando a una frecuencia mayor a 1 MHz basados en el amplificador clase E (ACE). Los balastros que se construyeron tienen la estructura mostrada en la figura 4-1. Los bloques correspondientes al diseño del amplificador, bloques A, B y C, se tocan en el punto 4.3 y el bloque D restante en el punto 4.4.

El bloque A representa la fuente de alimentación de CD (Vcc), y se diseña en el punto 4.3. El bloque B corresponde a la parte del inversor, en este caso el amplificador clase E en SU configuración básica. se presenta en el apartado 4.3.1. En seguida se tiene el bloque C, que representa al tanque resonante del ACE (tanque resonante LC serie) se obtienen en el punto 4.3.1. y después, en 4.3.2, se calcula la equivalencia del circuito LC serie ( L a ) con el tanque LCC serie (LCCS), el cual fue seleccionado para esta aplicación (capítulo 2). Finalmente, el bloque D, que representa al circuito de control, se aborda con más detalle en el punto 4.4, cubriendo así todas las partes del balastro propuesto.

I

77

Capilulo I Diseño de un Amplificador Clase E Operando a una Frecirencia Mayor a I MHz

- ..Fuentede . . allmontaci6n de - I ,CP '. ' 3.

Bloque A Bloque B Bloque C

-, '.l - ' >

- . Inv?rpordo, - Alte ' - . Frecuengla , - . .

. . , '.. . , , . .. . ,

Lampara

Figura 4-1. Diagrama a bloques del balastro a construir

4.2. Procedimiento de diseño

Enseguida se presenta el algoritmo de diseño que se realizó para los diferentes diseños del ACE a diferentes frecuencias, el cual describe el procedimiento que se siguió para el cálculo de los elementos del amplificador con un tanque LC serie para después calcular los elementos de un ACE con un LCCS. Este proceso se puede visualir mejor por medio del diagrama de flujo mostrado en la figura 4-2 que se describe a continuación.

Figura 4-2. Diagrama de flujo del procedimiento de diseño del ACE.

4.2.1. Especificaciones y consideraciones de diseño

A. Ectablecimiento de los datos iniciales de potencia del amplificador (P,J, la frecuencia de conmutación (fsw) y se propone el valor del capacitor C, (ver figura 4-3)

78

I - ~ *', ,i* ?Y.* I Capiiulo 4 Diseño de un Aniplijcador Clase E Operando a una Frecuencia Mayor a I MHz

I . Capacitor C,: 1.2 nF El valor del capacitor C, de 1.2 nF fue escogido principalmente para que absorba el valor

de la capacitancia parásita del MOSFET, ya que éste el capacitor está compuesto por la suma de la capacitancia parásita Cos, y por el capacitor que está en paralelo con el MOSFET C,,,, (ver punto 3.1.5.2). Por lo tanto, C,, deberá ser lo suficientemente grande para absorber la no linealidad de Cos.

I!

I

2 Potencia nominal. 40 W En cuanto a la potencia del amplificador, se decidió diseñar el ACE a 40 W, aunque la

potencia nominal de la lámpara es de 32 W', debido a los problemas de diseño que presentaba el método descrito en el capitulo 3 como son la variación de Cos y otros parásitos. Otra razón es la posibilidad de presentarse una variación considerable de los elementos del amplificador, ya que al trabajar en alta frecuencia los elementos del ACE tienen un valor muy pequeño y los parásitos afectarían su valor así como el desempeño del ACE. En la fórmula (3.44) del capítulo 3, se aprecia que para un voltaje constante, la potencia cambia con la variación de la frecuencia y de C,. Ai presentarse el efecto de los parásitos, C, cambia y por tanto la frecuencia pudiera cambiar para mantener la conmutación suave, así como la potencia en la carga, por lo que el ACE se diseñó a más potencia.

3. Frecuencia de conmutación: 1 , 2 y 2.5 Mi+ La Comisión de Electrotécnia Internacional publicó una norma estándar CISPR15 [2],

para la operación segura de fuentes de luz, en donde señala bandas de 13.56, 27.12 y 40.68 MHz para radio frecuencia, de 2.45 GHz para microondas y, finalmente, un rango de frecuencias entre 2.2 y 3 MHz, en donde 2.65 MHz es un estándar. Se han escogido frecuencias de conmutación que son cercanas a esta banda para realizar dos diferentes diseños del ACE a 1 y 2.5 MHz, con el compromiso de obtener las menores pérdidas y la potencia de salida de 32 W.

Las frecuencias de conmutación se escogieron basándose en la norma mencionada, incrementando desde 1 a 2.5 MHz, frecuencia que se encuentra dentro de la banda de 2.2 a 3 Mi+.

Como se mencionó en el apartado 3.5.3., la capacitancia C, está formada por el capacitor en paralelo con el MOCFET C,, y la capacitancia parásita del mismo Cos, por lo que uno de los factores más importantes para seleccionar el interruptor es este Último parámetro.

Para evaluar cual es el MOSFET indicado para este balastro, a continuación se presentan en la tabla 4-1 algunos de los MOSFET que se utilizan típicamente en balastros electrónicos, así como algunas de sus características más importantes obtenidas de [3]-171, respectivamente.

"' Lámpara circular T9 de 32 W 111.

79

Capitulo 4 Diseño de un Amplificador Clase E Operando a una Frecuencia Mayor a I MHz

Tabla 4-1. Características principales de algunos de los ,MOSFET's típicos

En la tabla anterior se aprecia que los,primeros dos MOSFET's tienen un V,, muy bajo con respecto al que se tiene durante el encendido por lo que se descartan. Los MOSFET's siguientes tienen un V,, mayor, pero el 740 y 830 tienen una C,, mayor que el 840. En general el IFF840 presenta buenas características además de disponibilidad comercial.

El diseño se realizó para un capacitor de 1.2 nF, es decir un capacitor C, de 820 pF mas la capacitancia parásita del MOSFET IRF840, que es de 310 pF (V,=25 V), dando un valor de 1.15 pF, valor cercano al de diseño.

C, =C, +C, =310pF+820pF=l . l3nF

Este ajuste de C, se hizo con la finalidad de obtener respuestas en simulación lo más cercanas a las que obtenida en la práctica. ,

B. Cálculo del valor del voltaje de alimentación (Vcc)

Los valores calculados del voltaje son los siguientes:

fsw=l MHz, VCc=43.85 V fsw=2 MHz, Vcc=31.01 V fsw=2.5 MHz, Vcc=27.7 V

80

,, Capiiulo 4 Dlseño de ;n Amplificador Clase E Operando a una Frecuencia Mayor a I MHi

2 MHz

4.2.2. Cálculo de los elementos del ACE con tanque resonante LCS

Los elementos del ACE con tanque LC serie se calcularon mediante un programa en Mathernatica 4 (Anexo 1) con base a las ecuaciones del punto 3.3.

vcc Pw{ p c 7 R C

- Figura 4-3. Amplificador clase E con tanque resonante LC sene

31.01 7.76 5.86 1.38 18.42 I

Los resultados para las frecuencias de conmutación de 1, 2 y 2.5 MHz aparecen en la tabla 4-2.

2.5 MHz

Tabla 4-2. Valores calculados para un ACE con tanque LC sene a diferentes frecuencias.

27.70 5.06 3.72 1.39 14.61

4.2.3. Cálculo de los elementos del ACE con tanque resonante LCCS

El cálculo de los elementos de un ACE con un tanque resonante LCCS se llevó a cabo mediante un programa en Maple V, en el cual se da el valor del capacitor C, (figura 4-1) y por medio de fórmulas (2.10) y (2.11) que relacionan al tanque LCCS con el tanque LCS se encuentra el valor de los capacitores C, y C, de la figura 4-2 que son equivalentes al valor'de C, del tanque LCS figura 4-3.

Figura 4-4. Amplificador clase E con tanque resonante LCCC.

81

Capitulo 4 Diseño de un Amplificador Clase E Operando a una Frecuencia Mayor a I MHí

Frecuencia vcc (VI L,(uH) M H ) C W ) 1 MHz 43.85 31.11 30.63 0.49

2 MHz 31.01 7.76 6.11 0.95

2.5 MHz 27.70 5.06 3.81 1.08

C h F ) 0.61

0.88 .

1.14

Frecuencia vcc (V) L,(uH) J&H) QnF) GinF)' 1 MHz

4.2.4. Simulaciones en %pice

En las simulaciones se verificó que los diseños cumplieran los siguientes puntos:

1. conseguir un voltaje de encendido superior a 500 V 2. entregar una potencia de 32 W 3. conseguir un mínimo de pérdidas, sobre todo en el interruptor 4. mantener la conmutación suave

Con base a los resultados que se obtuvieron de las simulaciones del ACE a diferentes frecuencias de conmutación, se observó el diseño que mejor desempeño tenga en base a los cuatro puntos anteriores y luego se implementó.

Las simulaciones se realizaron primero suponiendo a los valores de los elementos del amplificador clase E son ideales, es decir, con el valor exacto que arrojaron los cálculos. Después se simularon los ACE con los valores comerciales de los elementos capacitivos, es decir, con el valor comercial que más se aproxime al obtenido en los cálculos y además, tomando en cuenta la tolerancia respectiva a cada elemento que se estableció en un 10%. A continuación se presentan las simulaciones realizadas.

43.85 31.11 30.63 0.50 I 0 . 4 7 ~ 1.50

' Los valores de los capacitores que formar C, están en paralelo,

82

2 MHz 31.01 7.76 6.11 1.00 0.82 y 0.068 2.5 MHz 27.70 5.06 3.81 1.00 1.0 y 0.15

- Capilulo 4 Diseño de un Arnplrjicador Clase E Operando a una Frecuencra Mayor a I MHi

VALORES IDEALES DE LOS ELEMENTOS

Estado Estable

Etas simulaciones se realizaron para verificar las principales formas de onda del ACE, así como el voltaje de encendido, pérdidas en el MOCFET y su potencia de salida.

En las figuras 4-5(a), 4-6(a) y 4-7(a) se presentan las gráficas de voltaje y corriente en el interruptor para diferentes frecuencias de operación. Se observa que los tres diseños a tienen conmutación a voltaje cero. Las pérdidas de conmutación y la potencia de salida de cada diseño se presentan en la tabla 4-5.

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8,- ,u . *-/,..f.., m . t-

(a) (b)

Figurn 4-5. Gráficas del ACE a una fsw de 1MHz. (a) comente y voltaje en el MOSET. (b) voltaje y comente en la lámpara.

(a) (b)

Figura 4-6. Gráficas del ACE a una f,, de 2MHz. (a) comente y voltaje en el MOSET. (b) voltaje y corriente en la lámpara.

83

Capitulo I Diseño de un Amplificador Clase E Operando a una Frecuencia Mayor a I M H í

Frecuencia 1 MHz

2 MHz

Figura 4-7. Gráficas del ACE a una f, de 2.5 MHz. (a) comente y voltaje en el MOSFET. (b) voltaje y comente en la lámpara.

En las gráficas se observa que en el instante en el que se apaga el MOSFET se tiene una distorsión en la corriente debido a la conmutación del dispositivo. En ese momento ocurre el apagado, el cual es duro. En las gráficas 4-6 y 4-7 (a), el encendido es ligeramente duro. En las figuras de 4-5(b) a la 4-7(b) se presentan las gráficas del voltaje y la comente en la carga, la cuales son sinusoidales. En la siguiente tabla se presentan los valores de potencia de salida y pérdidas en el MOSFET obtenidas de éstas simulaciones.

Tabla 4-5. Resultados de las simulaciones en estado estable con valores ideales de elementos del ACE.

Potencia de salida Po (W) Pérdidas en el MOSFET Psw (W) 32.94 221.23e-3

32.96 1.79

2.5 MHz 33.35, 3.81

En la tabla anterior se observa que el diseño que tiene menos pérdidas por conmutación y que entrega la potencia de 32 W es el que diseño que opera a 1 M E . Los diseños de 2 y 2.5 MHz también entregan la potencia de 32 W, pero con mayores pérdidas de conmutación.

VALORES COMERCIALES DE LOS ELEMENTOS

Estado Estable

Para observar si las variaciones en las formas de onda y de los parámetros como la potencia, la conmutación suave, etc. son mínimas ante las variaciones del valor de los elementos, se realizaron simulaciones de los diseños del ACE, pero con los valores comerciales de sus elementos. En las figuras 4-8 a la 4-10 se muestran las formas de onda de corriente y voltaje en el interruptor y en la lámpara para cada frecuencia de diseño.

84

- ... ... -

,,: 7 ' , , r . . . - . Capitulo 4 Diseño de un Amplficador Clase E Operando a una Frecuencia Mayor a I MHi

(4 íb)

Figura 4-8. Gráfiw del ACE a una fsw de 1 MHz. (a) comente y voltaje en el MOSFET. (b) voltaje y comente en la lámpara.

Figura 4-9. Gráficas del ACE a una f,, de 2MHz. (a) comente y voltaje en el MOSFET. (b) voltaje y corriente en la lámpara.

(a) íb)

Figura 4-10, Gráficas del ACE a una fsw de 2.5 MHz. (a) comente y voltaje en el MOSFET. (b) voltaje y comente en la lámpara.

85

Capitulo 4 Di.seño de un Amplijicador Clase E Operando a una Frecuencia Mayor a I MHz

Frecuencia 1 MHz 2 MHz

AI igual que en el casos de los valores ideales de los elementos, para 1 MHz se tuvo ZVS y una conmutación en el apagado ligeramente dura. Para 2 y 2.5 MHz se tuvo conmutación ligeramente dura en el apagado y encendido. &to se debe a la variación de los elementos del ACE. En cuanto al voltaje y la corriente en la carga se tiene que fueron sinusoidales y prácticamente simétricas.

En la tabla 4-6 se presentan los resultados de las simulaciones para el estado estable con los valores comerciales de los elementos, en donde se observa que todos los diseños entregan la potencia, con excepción del diseño de 2 MHz, aunque este diseño y el de 1 MHz son los que tienen menos pérdidas de conmutación.

Tabla 4-6. Resultados de las simulaciones en estado estable con valores comerciales de elementos del ACE.

Potencia de salida Po (W) Pérdidas en el MOSm P, (W) 32.09 " 252.98e-3 30.70 2.34

Frecuencia de conmutación f,,

( M W 1 2

I I I 2.5 MHz 38.41 1.33

Frecuencia de Voltaje de encendido Pérdidas en el encendido fmc (MHz) vmc (VI MOSFET Psw (W)

0.694 468.13 4.35 2 822 97 157 98

Estado de Pre-encendido

En la tabla 4-7 se muestra la frecuencia de encendido que se seleccionó basándose en las simulaciones, así como el voltaje de encendido y las pérdidas en el interruptor.

Tabla 4-7. Tabla de voltaje de encendido y pérdidas en el MOSFET para valores comerciales del ACE a diferentes fsw

~

I 2.5 I 2.5 I 571.60 ~~ I 1 4 11.36 ~~ -1 En la tabla anterior se presentan las frecuencias de encendido para cada uno de los

diseños y se puede observar que para el caso del diseño de 1 MHz, la frecuencia de encendido es diferente a la frecuencia de conmutación. En este caso el voltaje de encendido es menor, apenas alcanzando un valor cercano a los 470 V pero suficiente para que la lámpara encienda. Para el caso de los diseños de 2 y 2.5 MHz, la frecuencia de conmutación es igual a la de encendido, alcanzando un voltaje lo suficientemente alto para que la lámpara encienda.

En la tabla se aprecia que las pérdidas del interruptor durante el encendido son muy grandes, pero es importante señalar que éstas pérdidas se dan en un periodo muy pequeño, de aproximadamente 0.5 segundos, por lo que no significa un riesgo para la integridad del dispositivo,

86

- .. .~ . ,*, ~ i. 1 . .

Capifiilo 4 D h ñ o de un Aniplficador Clase E Operando a fina Freciiencia Mayor a I MH:

integrado Función fsw

Selección del diseño a implementar

Una vez que se hicieron los diseños de los amplificadores clase E a diferentes frecuencias de conmutación se observó que el diseño del ACE-LCCS a 1 MHz tiene menos pérdidas en el interruptor, la potencia de salida es de 32 W y el encendido se logra a una frecuencia diferente a la de conmutación. Por las razones anteriores y por se el diseño de menor frecuencia, el prototipo operando a 1 MHz fue el primero que se construyó.

Para realizar una comparación y observar el efecto que causa en la lámpara y el balastro por trabajar a muy alta frecuencia, se decidió implementar también el diseño del ACE-LCCS operando a 2 MHz.

Comentarios

4.3. Circuito de control

ML4815 I oscilador - impulsor I 2 MHz V2=30 V v0=5 v,

LMc555

Compueria

IR2105

10=2 A,

lo=10O mA

oscilador z 10MHz v,=5 v v0=5 v

vo= 10-20 v

oscilador 3 MHz con Vs=5 V V0=15 V

impulsor G 1 MHz I,&= 130/270 mA

IR2110 imDulsor G 4 MHz vo=lo-20 v

V, es el voltaje de alimentación del integrado. ,

Arreglo de transistores en configuración totem poll

87

1&=2/2 A bwo,=120 y 94 ns

V0=15 V impulsor z 10MHz

Capitiilo I Diseño de un Amplrficador Clase E Operando a tina Frecuencia Mayor a I MHz

Diseño a 1 MHz

Existen integrados como el ML4815 que funcionan como osciladores e impulsores y que trabajan a frecuencias altas [8], pero integrados como éste no son de fácil adquisición. Por ello se buscaron opciones que se encuentran con facilidad en el mercado, como el oscilador LMC555 [9], el cual es la versión CMOS del temporizador 555 y puede oscilar a una frecuencia hasta de 3 MHz, empleándose para el diseño de 1 MHz. El circuito generador del pulso se presenta en la figura 4-11 [9]. Con éste circuito es posible variar la frecuencia y el ciclo de trabajo.

En cuanto al impulsor, se aprecia en la tabla 4-8 que el IR2110 tiene una frecuencia de operación y una corriente de salida mayor que el IR2105, razón principal por la que el integrado IR2110 se usó como impulsor para el diseño de 1 MHz. El circuito de control completo "oscilador-impulsor" se presenta en la figura 4-1 1.

Figura 4-11. Circuito de control para el ACE-LCCS con fsw=l MHzl: (a) seíiai de reloj y (b) impulsor.

La frecuencia del circuito oscilador a 1 MHz presentado en la figura anterior, se calcula con la ecuación (4.2) y el ciclo de trabajó para éste circuito está dado por la ecuación (4.3). Como se aprecia en éstas dos ecuaciones, no sólo es posible variar la frecuencia, sino también el ciclo de trabajo.

(4.2) f = - = 1 1.44 T ( R , + 2 * R , ) * C ,

D = RB

R, +2* R, (4.3)

El impulsor requiere de una cierta amplitud de voltaje de entrada mínimo para obtener la señal de salida deseada, la cual debe ser suministrada por el oscilador. El conjunto oscilador-

I El circuito de control y las fórmulas se tomaron de las hojas de datos del LMC555.

88

- ._ .. ,* _A. .-

,*"'f. =

Copittrio 4 Diseño de un Ampiifcador Clase E Operondo a una Frecuencia Mayor o I MHz

impulsor se probó para observar la frecuencia máxima que se podía lograr, así como el voltaje de la señal que va a la compuerta del MOSFET.

El primer paso fue probar el oscilador LMC555 con C,=lOpF y con las resistencias RA y R, variables (figura 4-11), para modificar tanto la frecuencia, como el ciclo de trabajo. Primero, se varió el voltaje de alimentación del LMC555 para saber la frecuencia máxima a la que puede operar, probando después, el oscilador junto con el impulsor. La señal a la salida del impulsor llegó hasta 1.45 MHz aproximadamente.

Diseño a 2 MHz

En cuanto al oscilador como primera opción, al igual que en el diseño de 1 MHz, se probó el LMC555 para un ciclo de trabajo del 50% oscilando a 2 MHz de frecuencia, pero el oscilador apenas llegó a 1.7 MHz, ya que al incrementar la frecuencia disminuía considerablemente el ciclo de trabajo, razón por la que se descartó su empleo en el prototipo de 2 MHz.

Posteriormente, se probó otra de las opciones la cual fue una compuerta schmit trigger con histéresis' con un arreglo RC, que se muestra en la figura 4-12(a). Se probó este circuito obteniéndose una frecuencia de oscilación mucho mayor a 2 MHz, por lo que se decidió trabajar con éste arreglo como generador de la señal de control. En cuanto al impulsor, se realizaron pruebas con el IR2110, pero no operó satisfactoriamente ya que no puede trabajar con 5 V de señal de salida de la compuerta, por lo que se probó un arreglo de transistores 2N2222 y su complemento 2N3906 en configuración tótem poli [13], ya que fue la mejor opción por su disponibilidad. Este arreglo se muestra en la figura 4-12(b).

. . . . -. -. -. . . -. . . . .-. .-. .. ._. .._. . . .. .. ... ..__. .-... .. .. .... ._..,

a OCFET

I ............................................................... I

(ai (b)

Figura 4-12. Circuito de control e impulsor para el ACE-LCCS con fw=2 MHz. Este conjunto oscilador-impulsor alcanzó una frecuencia mayor a 10 MHz, es decir

mucho mayor de la que se requería para el prototipo de 2 MHz, resultando ser la opción más viable para éste trabajo de tesis.

~~ ~

' Hoja de datos de la compuerta inversora schmit trigger con histéresis 40106

89

Capílulo 4 Diseño de un AmpliJkador Clase E Operando a una Frecuencia Mayor a I MHz

fsw

1 MHz

4.4. Diseño de los elementos magnéticos

Dentro del desarrollo de los prototipos, se efectuó el diseño de los elementos magnéticos

Antes de realizar el diseño hay que escoger el tipo de núcleo que se va a usar,

El diseño de las inductancias se realizó mediante el método del producto de áreas para

para los prototipos de 1 y 2 MHz.

basándose en la potencia, el voltaje y la frecuencia que manejará la inductancia.

encontrar el tamaño del núcleo necesario para cada una de las inductancias.

inductancia Corriente Corriente B, (T) Ku J (A/cm2) Tipo de ( U W Pico Promedio Núcleo

L,=31.1173 y 2.8Ay 2 .5Ay 35Oe-3 0.4 400 RM L=30.63732654 2.93 A 77.76 mA

Método del uroducto de áreas

2 MHz

1. 2. 3. 4. 5. 6. 7. 8. 9.

L,=7.76728 y 6.4Ay 5 . 5 5 A y 350e-3 0.4 400 UM b=6.111549813 6.57A 242.82 mA

El método de producto de áreas se realiza con las siguientes especificaciones:

inductancia (H) corriente pico I, (A) frecuencia (Hz) densidad de flujo B,,, (T) temperatura ("C) material del núcleo tipo de núcleo factor de utilización densidad de corriente J (Ncm')

Con la ecuación 4.4 se calcula el area necesaria para la inductancia en cm4 [14].

2(Energia) x io4 B", K" J

A , = (4.4)

I 1 - I I I I I I ~.

Con el programa 2 (Anexo 2) en Maple se calculó el área de las bobinas de cada amplificador clase E. En la siguiente tabla se muestran los tamaños y el área de los núcleos comerciales más próximos al área calculada.

90

Capítulo 4 'Diseño de un Amplijcador Clase E Operando a una Frecuencia Moyor o I MHz

Frecuencia

1 MHz 2 MHz

Área calculada Área calculada Tamaño y Área Tamaño y Área del núcleo de L, del núcleo de b del Núcleo L, del Núcleo

0.03472 cm4. 0.00003308 cm4 RM5,0.04139 cm' RM4,0.01559 cm' 0.04272 cm'. 0.00006434 cm4 RM6,0.0888 cm4 RM4,0.01559 cm4

I

4-

vft) -

Figura 4-13. Eshuctum de inductancia.

El resultado que los cálculos arrojaron que el entrehierro de las bobinas era demasiado pequeño (micras), por lo que era difícil apegarse a ese valor.

Se construyeron las inductancias con valor casi igual al que se calculó y una resistencia serie de 6.1 y 4.4 Q para L, y b, respectivamente, El entrehierro se ajustó para conseguir el

., valor de las inductancias.

En resumen, se obtuvo que el valor de las inductancias es muy pequeño, que el entrehierro es de un valor casi despreciable que resulta difícil de lograr, y que el tamaño y material del núcleo no son los adecuados, por lo que se pueden tener problemas tanto en la construcción como en el desempeño de las bobinas. Por ello, se decidió diseñar las inductancias con un núcleo diferente. Una buena opción para el diseño de las bobinas es usar

I inductores con núcleo de aire. Las bobinas para el diseño de 2 MHz se realizaron con núcleo de aire, ya que no se disponía de un tipo de material de núcleo que trabaje a una frecuencia mayor de 1.5 MHz, correspondiente al 3F3.

91

Capitulo 4 Diseño de en Amplificador Clase E Operando'a una Frecuencia Mayor a I MHz

conshir estas inductancias lleva a tener ciertos inconvenientes, como encontrar el núcleo adecuado para manejar estas frecuencias. Es importante minimizar todos 10s efectos parásitos que se puedan presentar como:

* la resistencia serie * el efecto piel * el efecto proximidad

A continuación se presentan algunas características y ventajas que tienen los inductores con núcleo de aire sobre los núcleos RM, que son con los que se disponen:

* * * Tienen poco peso. * * * Son económicos. * Presentan integridad mecánica.

El tamaño es mas compacto que el de las ferritas. El circuito impreso es mas compacto.

Tienen baja inductancia de dispersión. Tienen la propiedad de repetir las características de diseño.

Por estas razones se decidió que las bobinas se construyeran con núcleo de aire, ya que no existiría saturación y el valor de la inductancia es más estable debido a que no intervienen otros factores como el del material del núcleo.

El diseño de los elementos magnéticos para f,, = 1 y 2 MHz, se realizó con un programa en Maple V (Programa 4, Anexo 21, obteniendo una aproximación en el número de vueltas según la inductancia requerida. En lo que respecta al diseño de 2 MHz, se hizo el compromiso de tener una resistencia serie máxima de 1 para cada inductancia para realizar las simulaciones en PSpice. El cálculo del número de vueltas de las inductancias se realizó por medio de la siguiente ecuación [15]:

donde:

(4.5)

N: ,ug Permitividad del vacío (4*~*10-7) 1: Longitud (m) A: L:

Número de vueltas para la inductancia L

Área transvercal de la bobina L (m') Valor de la inductancia L (H)

Con esta fórmula se calculó en Maple el número de vueltas aproximadas para cada inductancia. Una vez que se consttuyeron'las bobinas, se midió el valor de éstas, su resistencia serie, así como el valor de los capacitores."A continuación se muestran los valores obtenidos:

~ . ~ . . . - .~ , ..

Capilulo 4 Diseño de un Amplificador Clase E Operando a una Frecuencia Mayor a I MHz

Frecuencia de Conmutación 1 MHz

2 MHz

Tabla 4-11. Valores de las inductancias construidas con su resistencia sene medida,

lnductancia Medida (uH) Resictencia Sene Medida (Q) L,=33 y b=31 RpL,=6.1 y Rp,=4.4

I L,=7.76 y b=5.47 RPLI < 1 Y RPL6 1

Es importante mencionar que'los valores medidos de las inductancias se utilizaron en las simulaciones finales realizadas para los dos diseños del ACE seleccionados para implementane. Estas simulaciones se presentan en el siguiente punto, así como las especificaciones de las mismas.

4.5. Simulaciones finales en Pspice

Las simulaciones que se presentan en este punto se realizaron con la finalidad de obtener resultados que se apeguen en lo posible a los resultados de la práctica para conocer con más certeza la respuesta que atendrían los ACE-LCCS a muy alta frecuencia. Por esta razón, en las simulaciones finales se incluyeron parámetros que no se habían considerado en las simulaciones presentadas en el punto 4.2.4. de éste capítulo.

En las simulaciones que se presentan a continuación, se incluye la resistencia serie de las bobinas y una tolerancia del 10% para cada uno de los elementos.

Aunque la frecuencia de diseño'fue de 1 y 2 MHz respectivamente, es importante aclarar que la frecuencia a la que finalmente operará cada uno de los prototipos cambiará, debido a las variaciones del valor de los elementos, su tolerancia, la resistencia que presentan, etc.

Diseño a 1 MHz

El diagrama esquemático del circuito del amplificador clase E simulado en PSpice se presenta en la figura 4-14. Se realizó nuevamente la simulación para fsw = 1 MHz para ajustar la potencia de salida, el voltaje de encendido y las pérdidas en el interruptor. El circuito de

' encendido es el mismo que el de estado estable (figura 4-14) salvo por la resistencia de carga, la cual tiene un valor muy grande para simular la impedancia de la lámpara en el encendido.

En la tabla 4-13 se describen los puntos realizados en ¡a simulación: el tipo de análisis, sus especificaciones y lo que se desea obtener con ello, en donde f,, es la frecuencia de conmutación en estado estable y f,, es la frecuencia de encendido.

93

Capírulo 4 'Diseño de irn Aniplificador Clase E Operando a una Frecuencia Mayor a I MHz

1-1. Pre-encendido

1-2. Estable

1-3. Pre-encendido

1-4. Estable

c2a 47°F

Transitorio y Tiempo find: 7011s obtener el mayor voltaje de pammétncovanando T=1.45, i . aUs , ius, 0 . 8 ~ ~ y encendido posible

T= llfmc 0 . 7 ~ Transitono y Tiempo final: 70ns obtener la mayor potencia de

paramétrico variando T= 11 f,,

Transitorio y Worst

T de 1 . 0 8 ~ ~ a 1.115US con incrementos de 5ns Tiempo find: 70ns

salida con las menores pérdidas posibles en el SW variando la fsw

obtener las pérdidas en el sw y el Case Tolerancias del 10% voltaje de encendido a la f,

seleccionada (de 1-1) obtener la pérdidas en el CW Transitorio y Worst Tiempo final: 70ns

Figura 4-14. Esquemático del circuito del ACE a 1 MHz en estado estable.

Tabla 4-12. Tabla de especificaciones de las simulaciones realizadas para el diseno del ACE con fsw 1 MHz,

I

1 Estado del ACE I Análisis I Especificaciones I Se requiere: I

Tolerancias del 10% Case

Periodo T (us)

1.45 1.44

Frecuencia de encendido fmC Voltaje de encendido V,, (V) ( M W 0.68 489.82 0.69 449.94

0.7 1.42 336.47

94

.~ ",

Capiliilo 4 Diseño de !in Anydficador Clase E Operando a m a Frecuencia Mayor a I MHi

Tabla 4-14. Análisis paramétrico en estado estable

Periodo T (us) Frecuencia f,, (KHz) 1 Potencia de salida Po 1 Pérdidas en el MOSFET Psw (mW)

I 1.5386 31.11 1.7576

Frecuencia Pérdidas en el Potencia de salida Po MOSFET P,, (W) (W)

- fm=1.25 MHz - .,1,

fsw=917.431 KHz Nom: 6.2496 Nom: 31.306 WC: 1.9572 W C 28.274

31 763 I 2.2388

Voltaje de encendido VEN, (VI

Nom: 752.69 W C 301.198

-

2.4913 I 3 767

'' Diseño a 2 MHz

El diagrama esquemático del ircuito del amplificador clase E simulado en PSpice se presenta en la figura 4-15. AI igual que para el diseño de 1 MHz, se realizaron las para ajustar la potencia de salida, el voltaje de encendido y las pérdidas en el interruptor. El circuito de encendido es el mismo que el de estado estable (figura 4-15) salvo por la resistencia de carga, la cual tiene un valor muy grande para simular la impedancia de la lámpara en el encendido.

95

Capiiulo 4 Diseño de un Anrpl$cador Clase E Operando a una Frecuencra Mayor a I MHz

2-1. Pre-encendido

2-2. Estable

2-3. Pre-encendido

2-4. Estable

br,enr=lm5luP=l m a MHZ PLWMETERS T o 5"s

Figura 4-15. Esquemático del circuito del ACE a 2 MHz, estado estable.

Transitorio y paramétrico 'variando

'. Tiempo final: 7011s "T=0.5 a 0 . 5 5 ~ s con

T= l/fmc incrementos de lOns Transitono y Tiempo final 7011s

, ~ ~ 0 . 5 a 0.55"~ con , T= 1/ fsw . . incrementos de lOns

Tiempo final: 70ns Case tolerancias del 10%

Tiempo final: 70ns Case tolerancias del 10%

paraméhico variando

Transitorio y W o k

Transitorio y Worst

En la tabla 4-16 se describen los puntos realizados en la simulación al Qual que el diseño de 1 MHz.

Tabla 4-16. Tabla de especificaciones de las simulaciones realizadas para el diseño del ACE con fsw 2 MHz.

Estado del ACE I Análisis I Especificaciones Se requiere: I obtener el mayor voltaje de

encendido posible

obtener la mayor potencia de salida con las menores pérdidas

posibles en el SW variando la f,,

obtener las pérdidas en el sw y el voltaje de encendido a la fw

seleccionada (de 2-1)

I

obtener las pérdidas en el SW I Los resultados'de la simulación obtenidos de realizar un análisis paramétrico en el pre-

encendido y en el estado estable se muestran en las tablas 4-17 y 4-18 respectivamente. La frecuencia seleccionada se presenta en el área sombreada.

96

~. ~ ~

0 -

Capilulo 4 Diseño de tin Ampli/cador Clase E Operando a una Frecuencia Mayor a I MH?

Periodo T (us)

0.50

Tabla 4-17. Análisis paramétrico en estado de pre-encendido.

Frecuencia de Potencia de salida Po Pérdidas en el encendido fmC (MHz) (W) MOSFET Psw (mW)

2 27.15 1.85

0.52 0.53 0.54 0.55

1.92 33.04 2.41 1.88 35.87 2.72 1.85 ' 38.44 3.05 1.81 40.61 3.43

Pérdidas en el MOSFET Psw (W)

Potencia de salida Po (W)

Frecuencia

fmc=1.9607 MHz - -

t...=1.9607 KHz Nom: 2.0318 Nom: 30.136

Voltaje de encendido

Nom: 548.449 WC: 548.251

VEN, (VI

-

En la tabla anterior se aprecia que la potencia de salida y las pérdidas es el interruptor fueron las mismas para los valores nominales y para el peor caso.

>.v ~

WC: 2.0318

97

WC: 30.136

Capilulo 4 Disc150 de zln Ampl~ficador Clase E Operando a una Frecuencia Mayor a I MHz

Resumen

En éste capítulo se presentó el diseño de un amplificador clase E operando a una frecuencia mayor a 1 MHz. Se propusieron tres frecuencias de conmutación para el diseño: 1, 2 y 2.5 MHz. Además se presentó la metodología de diseño del amplificador clase E apoyándose en un programa en Mathematica 4 para realizar los cálculos de los elementos del clase E primero con un tanque resonante LC serie y, luego para su circuito equivalente con un tanque resonante LCC serie. Los ACE diseñados se simularon en PSpice, en donde se obtuvieron las formas de onda en el interruptor y en la lámpara, verificando la conmutación suave y la potencia de salida de 32 W.

El diseño que se implementó fue el que mejores características tuvo, como un mínimo de pérdidas, potencia de salida de 32 W y voltaje de encendido alto. Primero se realizaron las simulaciones de los ACE con un tanque resonante LCS y después se realizaron para un tanque LCCS, tanto para el estado estable como el de pre-encendido.

Los resultados de las simulaciones arrojaron que los diseños que presentaron las condiciones deseadas de alto voltaje de encendido, conmutación suave y potencia^ nominal son los que operan a 1 y 2 MHz, por lo que éstos diseños fueron los que se construyeron y se probaron.

El paso siguiente fue seleccionar el circuito de control del interruptor. Para el caso de few= 1 MHz el conjunto oscilador-impulsor esta formado por los integrados LMC555-IR2110 mientras que para el caco de fsw=2 MHz el oscilador es un arreglo RC con compuerta Schmit Trigger con histéresis y el impulsor un arreglo de transistores en configuración totem poll.

Posteriormente se realizó el diseño de los elementos magnéticos de los inductores. El diseno arrojó que el tamaño de los núcleos es muy pequeño, desde RM4 hasta RM6. Puesto que CENIDET solo se cuenta con FW8 y R M l O de material 3F3, se escogió el RM8 por ser el más pequeño para diseñar las bobinas del diseño de 1 MHz. En cuanto a las bobinas del diseño de 2 MHz, se diseñaron con núcleo de aire, ya que además de que no se cuenta con un material que maneje mayor frecuencia que 1.5 MHz correspondiente al 3F3, éste tipo de inductancias ofrece buena estabilidad en su valor en H.

Una vez que se construyeron las inductancias de los dos diseños se realizaron las simulaciones en PSpice con el valor medido de las inductancias y de su resistencia serie medida. Las simulaciones se realizaron con un 10% de variación de todos los elementos, verificando en el estado de pre-encendido: el voltaje de encendido así como la frecuencia a la que se obtiene la mayor ganancia y en el estado estable: la conmutación suave y potencia de salida.

En ambos diseños se tuvo que ajustar la frecuencia de conmutación en estado estable para conseguir la conmutación suave y se realizó un análisis paramétrico para encontrar el mayor voltaje de encendido y la frecuencia donde se presenta éste voltaje. En el caso del diseño de 1 MHz se obtuvo una frecuencia de encendido fue de 1.25 MHz y una frecuencia de conmutación de 917.431 KHz mientras que en el caso del diseño de 2 MHz la frecuencia se

98

.. ” ^ .I

Capilulo 4 Diseño de un Aniplificador Clase E Operando a una Frecuencia Mayor a I MHz

ajustó a 1.9607 MHz para encender y operar la lámpara con la misma frecuencia y evitar un circuito adicional para el cambio de frecuencia como en el caso de 1 MHz.

En el capítulo 5 se muestran los resultados de las pruebas realizadas a los prototipos del ACE operando a las frecuencias de 1 y 2 MHz.

Referencias

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[21 v. A. Godyak, “Radio Frequency Light Sources”, IEEE Industy Application Sociew Annual Meeting, IAS’OO, pp. 3281-3288.

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Ibidem, pp. 8-30 y 8-31.

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Micro Linear, “Micro Linear Corporation Data Book”, Edición 1995, pp. 7-66 - 7-78.

National Semiconductor, .National Analog and IntenCace Products Databook, MG55’: Edición 2001, pp.11-13 y 11-14.

í31

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171

’‘ [8]

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[ll] International Rectifier, IR2105, Hoja de Datos PD60139J, 1999,

[12] International Rectifier, IR2110, Hoja de Datos PD60147-M, 1999.

[13] R. Redl, B. Molnar y N. O. Sokal, “Class E Resonant Regulated DCDC Power Convertets: Anahsis of Operations, and Experimental Results at 1.5 MHz’: IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. PE-1, No. 2, Abril 1986.

[14] Magnetics, “Power TransfomerAnd Inductor Des@”, Edición 2000, pp. 8.

99

Capírulo 4 Diseno de un Amplificador Clase E Operando a una Frecuencia Mayor a I M H í

[15] M. A. Plonuc, “Electromagnetismo Aplicado”, Editorial Reverté, 1992, pp. 324-325.

. .

1 O0

Capítulo

Resultados Experimentales

Este capíhlo presenta los resultados expenmentales obtenidos de los dos prototipos dkeñados en el capíhlo 4, verificando así los resulíados obtenidos en simulación. Los resultados presentados corresponden a las pruebas de volfaje de encendido y del con bol de la intensidad luminosa (CíL) para cada uno de los protohpos, haciendo una comparación entre ambos.

5.1. Pruebas

Las pruebas realizadas para los dos prototipos consisten en verificar la conmutación a voltaje cero en el MOSFET, las formas de onda de corriente y voltaje en el MOSFET, observar el funcionamiento de la lámpara, medir el voltaje de encendido y realizar un control de intensidad luminosa (CIL). La prueba del CIL se realizó variando el voltaje de alimentación del balastro para ambos prototipos. En la práctica la frecuencia de conmutación de los diseños de 1 y 2 MHz se ajustó para obtener la conmutación suave siendo de: 1.34 MHz y 2.13 MHz.

,,

Una vez que se implementaron los prototipos de los balastros operando a 1.34 MHz y 2.13 MHz, se verificaron las formas de onda de voltaje y corriente en el intenuptor y en ia lámpara, realizándose las siguientes pruebas:

* voltaje de encendido * control de la intensidad luminosa (CIL) variando Vcc

A continuación se presentan los resulfadoc de las pruebas realizadas a cada uno de los prototipos.

101

Ca&rlo 5 Resirliados Experimentales

A) PROTOTIPO OPERANDO A fsw = 1.34 MHz

Las condiciones de operación en las que se tomaron las siguientes mediciones de estado de pre-encendido y estado estable son:

* * *

Potencia nominal de 31.66 W. Voltaje de alimentación del balastro de 95 V Lámpara circular T9 de 32 W.

Mediciones en estado estable

El voltaje de alimentación se incrementó casi al doble, ya que con el voltaje de diseño de 43 V, el balastro no entregó la potencia de 32 W.

T e k m 2OOMS,I rr 170, Acqf 1

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ,

. . . . . . . . . . . . . . . . . . .

1-1 ! ! ! ! ! 1 I

Figura 5-1. Voltaje y comente en el intenuptor operando a 1.34 MHz.

Figura 5-2. Voltaje y comente en la lámpara operando a 1.34 MHz.

En la figura 5-1 se muestran las formas de onda de corriente y de voltaje en el MOSFET. En esta forma de onda se señalan los intervalos en los que la corriente es conducida por el MOSFET (t,), por el capacitor C, que se encuentra en paralelo con el MOSFET (t2) y por el diodo interno del MOSFET (t3). El tiempo t, comienza cuando la corriente en el MOSFET cruza por cero hasta el momento en el que la señal de gobierno del MOSFET es interrumpida bruscamente. En seguida, la corriente es conducida por el condensador C, hasta que la tensión en sus bornes intenta hacetse negativa, lo que corresponde a la parte final del tiempo de conducción t2 y en ese momento entra en conducción el diodo interno del MOSFET conduciendo el fragmento de corriente restante por el tiempo t3, el cual termina cuando ésta trata de invertir su signo. En la figura 5-2 se presenta el voltaje y la corriente en la lámpara, en la que se aprecia que la señal de voltaje es sinusoidal, simétrica y se encuentra en fase con la corriente.

102

. . . .~ ~

Cnpíiirfo 5 Resulindos Erperimentnfes

Prueba del voltaie de encendido '!

En ésta prueba el objetivo es observar si el voltaje de encendido disminuye debido a la operación en alta frecuencia, para lo cual se realizaron varias mediciones.

En la tabla 5-1 se presentan los resultados de las mediciones realizadas dando diferentes acercamientos a las señales de coiriente y voltaje de la lámpara. A continuación se describen las condiciones de los acercamientos y las gráficas de algunas de las mediciones rea1izadas.i

Encendido: Acercamiento del transitorio completo, desde e] estado de encendido al eslado

Ac-Enc: Enc-Est

Tabla 51. Resultados del voltaje y de la comente de encendido operando a 1.34 MHz.

estable. Acercamiento del inicio del transitorio de encendido. Acercamiento de la parte final del encendido a la parte inicial del estado estable,

I

En el sombreado se encuentran ¡os voltajes de encendido máximo y mínimo resultantes de las mediciones de la pruebas de. encendido. En la figura 5-3 se muestra el proceso de encendido (Capítulo 1, punto 1.3.) [l], gráfica que servirá de referencia para Los comentarios

,i de los resultados obtenidos de la prueba. ngtuadlcmimae rrnmavasle

Figura 53. Características Comente -Voltaje de la descarga entre dos placas paralelas. L.&

escalas de corriente y voltaje son logarhicas. Las regiones se indican a continuación: 1 región Geiger, 11 descarga Townsend, 111 descarga de corriente autosostenida, IV descarga luminosa subnormal, V descarga luminosa nonnal. VI

descarga luminosa anormal y Vil descarga en

I O '

I O '

,038 1812 IO" IO.? I O 0 I O 2 arco. I O '

A r w

103

.

Capitulo 5 Resultados Experimentales

En la gráfica de la figura 5-4(a) se muestran la corriente y el voltaje con un acercamiento de todo el transitorio de encendido hasta el estado estable. Se puede ver que antes de que se encienda la lámpara existe una pequeña corriente que va incrementándose hasta que el voltaje llega al de estado estable, es decir cuando la lámpara enciende.

En la figuras 5-4(b) se muestra la parte inicial del transitorio de encendido, el voltaje de encendido tiene un valor alto durante los primeros instantes (entre 1 y 2) que corresponde a la región I, mientras la corriente también tiene un ligero pico pero después se mantiene en un valor pequeño y prácticamente constante (entre 2 y 3), esta parte corresponde a la región 11. En seguida (después de 3) se tiene la región 111, la cual comienza en la ruptura de corriente y termina en la ruptura de voltaje, punto 4 en el que comienza la región de descarga luminosa subnormal Iv, donde el voltaje se mantiene casi constante.

ia gráfica de la figura 5-4(c) corresponde a un acercamiento en el momento en el cual se pasa del estado de encendido al estado estable. AI mantener una corriente constante un tanto elevada (hasta el punto 5), pasa a la región, V donde ahora el voltaje permanece casi constante, pero la comente continua en aumento. Después, entre el punto 5 y el punto 6, el voltaje se incrementa ligeramente (región Vi) y finalmente, después del punto 3, donde se presenta un aumento en la corriente y una disminución en el voltaje, se Uega a la región VIi, descarga en arco, que representa ya la última transición. representa al paso de la región VI a la VII.

Figura 5-4. Transitorio de encendido operando a fsw=1.34 MHz. (a) medición número 2-0, (b) medición número 2-9, (c) medición número 2-3.

104

. .

7 8 9

' '4

Cnpílulo 5 Resulindos Experrmeniales

29.47 28 21.02 6.72 164.30 82.9 120.48 61.19 1968.87 0.91

24.21 23 16.37 5.24 174.40 66 128.90 47.26 2727.46 0.86

21.57 20.5 14.21 4.54 184.80 63.5 128.91 43.94 293.92 0.80

Prueba de CIL \

En la tabla 5-2 se presentan los resultados de la prueba del control de la intensidad luminosa (CIL), la cual se realizó variando el voltaje de alimentación Vc, del balastro en decrementos del 10% aproximadamente, llegando hasta el punto en el que el arco se extinguiera. El voltaje V,, máximo fue de 95 V, voltaje al cual se obtiene la potencia de salida de 32 W y el mínimo de 20.5 V, en donde se obtuvo una potencia en la lámpara de 4.54 W, tal como se muestra en la tabla 5-2.

Tabla 5-2. Resultados de la prueba de CIL operando a 1.34 MHz

La gráfica de la figura 5-5 muestra la forma de onda de voltaje vs. corriente de la lámpara. En ella se aprecia una pequeña separación en la parte central, correspondiente al cero de comente y de voltaje. Esta separación representa el factor de potencia y es causada por la distorsión de la corriente, debido a que no se esta entregando toda la potencia a la lámpara. En la figura 5-6 se presentan las gráficas de voltaje vs. corriente resultantes de la variación de la potencia de la lámpara mediante la variación del voltaje de alimentación del balastro.

*

,,

Y

---- * - . x m , - - IB]ammamh ~ ~ ~ v r n h i

Figura 5-5. Gráfica de voltaje vs. comente para la potencia nominal de 32 w para fw=1.34

MHz.

~ammamh ~ i m v m h i

Figura 5-6. Gráficas de voltaje vs. comente para diferentes potencias para fsw= 1.34 MHz.

105

Capitulo 5 Resiiltados Experimentales

3500

2000.

1500

1000 -

500 .

O 1

En la figura 5-7 se presenta la gráfica de voltaje vs. corriente eficaces en la lámpara, en donde se aprecia la no-linealidad de la lámpara. También se presentan en la figura 5-8 la gráfica de voltaje vs. corriente (valores máximos) en la lámpara.

0.6

0.75

Figura 5-7. Gráfica de voltaje nns vs. comente nns variando la potencia para fsw=1.34 MHz.

Figura 5-8. Gráfica de voltaje vs. comente máximas variando la potencia para fsw=1.34

MHz.

0.7

En la figura 5-9 se muestra la gráfica de la variación de la resistencia de la lámpara ante la variación de la potencia de la lámpara,' con una variación no-lineal. De igual forma en la figura 5-10, se muestra como aumenta el factor de potencia aumenta a medida que la potencia se aproxima al 100%.

106

Capíiulo 5 Resuliados Experrmeniaics

B) PROTOTIPO OPERANDO A fsw = 2.13 MHz

Las condiciones de operación en las que se tomaron las siguientes mediciones de estado estable son: I

/ I

* Potencia nominal de 32.16,W. * Voltaje de alimentación del'balastro 27.41 V. * Lámpara circular T9 de 32 W.

, It

Mediciones en estado estable ~

En la figura 5-11 se muestran:también las señales del voltaje de la compuerta y en C,. En esta figura se observa que el tiempo t2, correspondiente al voltaje del interruptor V,,, es disminuyó, debido a que se colocó un capacitor más pequeño en paralelo (C,,=820 pF). Por esta razón, la frecuencia a la cual se obtiene la resonancia aumentó. La corriente del interruptor es conducida en distintos momentos por el arreglo MOSFET-capacitor C,-diodo interno, pero en la figura 5-11 se observa al encender el MOSFET ya circula una corriente positiva. Esta corriente es conducida por el capacitor en paralelo con el MOSFET, debido a que la resonancia se extendió por el aumento de la frecuencia de conmutación al diminuir C,, que se vio reflejado en el calentamiento del dispositivo.

! , 14

T a * m 5 0 0 M s / r 131 P.al . I 4 1

. . . . , . . .

. . . . . . . . . . . . . .

Figura 5-11,'Voltaje y comente en el intenuptor para f,=2.13 MHz.'

Figura 5-12. Voltaje y comente en la lámpara para fsw=2.13 MHz.

I i.

En la gráfica 5-12 se muestran las formas de onda de voltaje y corriente en la lámpara y, como puede observarse, están en fase. En este prototipo, al contrario del que opera a 1.34 MHz, fue necesario disminuir el voltaje de alimentación V,,, de 31.01 V a 27.41 V para obtener la potencia de 32.16 W. ~ ..

107

Capitulo 5 Resulrados Experimentales

Prueba del voltaje de encendido

En la tabla 5-3 se presentan los resultados de las mediciones realizadas para el encendido. Estas pruebas se realizaron dando los mismos acercamientos a las señales de corriente y voltaje de la lámpara como en las pruebas a 1.34 MHz.

Tabla 5-3. Resultados del voltaje y de la comente de encendido operando a 2.13 MHz.

En el área sombreada se encuentran los voltajes de encendido máximo y mínimo resultantes de las pruebas.

En la figura 5-13(a) aparece el voltaje y la corriente durante el transitorio de encendido hasta el estado estable. Se puede ver que existe una pequeña corriente desde que se empieza a aplicar tensión a la lámpara.

En la gráfica 5-13(b) se tiene un acercamiento del inicio del transitorio del encendido. En la grafica 5-13(b) se observa que durante los primeros instantes se tiene un voltaje alto y una corriente pequeña entre el punto 1 y 2 (región I), luego empieza la región I1 (entre 2 y 3), donde la corriente se incrementa. En la región I11 (entre 3 y 4) se presenta la ruptura de corriente y de voltaje y a partir del punto 4 se presenta una caída de voltaje grande, lo que corresponde a la región W.

En la figura 5-13(c) se observa que entre los puntos 5 y 6 el voltaje de la lámpara permanece casi constante (región V). La corriente al permanecer constante pasa a la región VI1 a partir del punto 6, donde se presenta una corriente más elevada pero constante y el voltaje disminuye a su valor de estado estable.

108

Capilulo 5 Resultados Experimenioles I

I' I I t I I I I I

(4 Figura 5-13. Transitorio de encendido operando a f,=2.13 MHz. (a) medición número 11, (b) medición número

20, (c) medición número 15.

Prueba de CIL

En la tabla 5-4 se presentan los resultados de la prueba del control de la intensidad luminosa (CIL), el cual se realizó variando el voltaje de alimentación Vcc del balastro. La

' variación de V, se realizó igual que para las pruebas de 1.34 MHz. El voltaje Vcc se varió entre 27.41 V, voltaje al cual se obtiene la potencia de salida de 32.16 W y 14.5 V, en donde se obtuvo una potencia en la lámpara de 7.83 W, tal como se muestra en la tabla 5-4.

1 o9

Capífulo 5 Resulrados Experimeniales

Tabla 5-4. Resultados de la prueba de CIL operando a 2.13 MHz

Las gráficas de las figuras 5-14 y 5-15 muestran las formas de onda de voltaje vs. corriente de la lámpara para la potencia nominal y con el control de la intensidad, respectivamente. Se observa el mismo efecto que en las pruebas anteriores, aunque en estas gráficas no se aprecia a simple vista la abertura en el cruce por cero debido a lac escalas.

Y Y

~- .2" .<Y .A" .- . u_ <Y ,A ,s. IBl- !a¶"% j i

Figura 514. Gráfica de voltaje vs. corriente para la potencia nominal de 32 W para

fsw=2.13 MHz.

Figura 5-15. Gráficas de voltaje vs. comente para diferentes potencias fs,=2.13 MHz.

En la figura 5-16 se presenta la gráfi'm de voltaje-corriente RMS en la lámpara en donde se aprecia la no-linealidad de la lámpara, también se presentan en la figura 5-17 la gráfica de voltaje-corriente máximo de la lámpara.

1 IO

.- - . .~ ~ ,' , ...

I

Capitulo 5 Resultados Experimentales

120 L n .

(V) '15 110

105 - 1w - 95 - 90 -

8 5 .

80

75

70 1

-\ - 170

?:Ti[ \ '1 150

140

135

130

125

1 20 O I O 0 Xn 300 400 50D 600

1 h . X (mn)

Figura 5-17. Gráfica de voltaje vs. comente máximas variando la potencia fSw=2.13 MHz.

En la figura 5-18 se muestra la,gráfica de la variación de la resistencia de la lámpara ante la variación de la potencia de la misma. Se observa una dependencia no-lineal, aunque para éste prototipo la curvatura es menos'pronunciada que para el caso del prototipo de 1.34 MHz. De igual forma, en la figura 5-19 se muestra como aumenta el factor de potencia a medida que la potencia se aproxima ai 100%. ''

/I

1.05 ~

F.P. 16W (o:m)iFj 800

, (p.'') 0.85 0 . 9 1 r 0.9 (- 600

400

2 w 0.75

0.7 O 20 40 60 BO 100

PL (%I

, , , O t O 20 40 60 80 :(O0 120

PL (04

O

Figura 5-18. Gráfica de resistencia vs. potencia Figura 5-19. Gráfica de factor de potencia vs fsw=2.13 MHz. potencia fsw=2.13 MHz.

111

Capil~do 5 Resulrados Experinlenlales

1.34 MHz t Se mantuvo la conmutación suave en el

MOSFET. La señal de comente del MOSFET tiene la forma típica de un clase E, donde la conducción de la corriente del intemptor es llevada en el siguiente orden: por el MOSFET, por el capacitor en paralelo con éste y por el diodo interno del

4

3 %

3 4 MOSFET.

'4

U voltaje de alimentación se incrementa a 95 V. El voltaje de encendido está entre 558 V y 1289 V, pero no menor de 500 V como se esperaba.

* La forma de onda del voltaje durante la 3 evolución ai encender es normal, como se -5 obtuvo en simulación. 6 El tiempo de encendido de la lámpara es de un LI poco mas de 500 ms. e * Se tienen variaciones en el voltaje y la comente

en el encendido, lo que representa los estados de la descarga descritos en el punto 1.3 del capitulo 1.

+

2.13 Mi+ + Se tienen los mismos comentarios que para 1.34

MHz y además: Se aprecia un calentamiento en el MOSFET debido a que la comente que pasa por él es de mayor magnitud.

+

* El voltaje de encendido oscila entre 400 y 670 V, fue menor que para 1.34 MHz.

+ El comportamiento que presenta el voltaje en los primeros instantes era de oscilaciones, como se ve en las figurn 5-13(a) y (b).

+ La lámpara enciende en un tiempo entre 4OOms Y 700 ms. Se presentan oscilaciones más marcadas que en 1.34 MHz, apreciándose con más claridad los estados de la descarga (punto 1.3 del capitulo 1).

6

8

El voltaje de alimentación se baja a 27.412 V, donde se logra la potencia de 32.1621 W. El voltaje y la corriente en la lámpara están en fase, lo que puede vese en la figura 5-12.

* L a comente aun presenta una pequeña distorjión, tanto en la cresta como en el valle.

+ El CIL logrado es de 7.836 W, el 24.488% de la potencia nominal.

+ El voltaje de alimentación se incrementa a 95 V para lograr una potencia igual o cercana a 32 W (se lograron 31.66 W). La señal de comente se deforma conforme se hace el CIL, lo cual se aprecia en las gráficas de las figuras 5-5 y 5-6, representado por la abertura de las gráficas.

* El CIL logrado es de aproximadamente 4.54 W, es decir un 14.21% de la potencia nominal.

I I I I

El efecto de la frecuencia en el voltaje de encendido, es decir una disminución de este, aun no se refleja en la operación a 1.34 MHz, en 2.13 MHz es donde se aprecia que el voltaje de encendido y el tiempo son menores. Las oscilaciones se presentan en los dos prototipos , acentuándose más en el de 2.13 MHz. Parece que la lámpara enciende teniendo un incremento de voltaje importante, pero después cae en forma notoria pareciendo que se apaga

112

Capirirlo 5 Resultados Experimentales I!

y luego viene un nuevo incremento de voltaje para que la lámpara finalmente encienda. El proceso de encendido está representado en el tema de los estados de la descarga en gases.

Según los resultados del CIL, se logró un mejor control para la operación a 1.34 MHz (14.2141%), aunque se había pensado que a mayor frecuencia este porcentaje sería aun menor. De las graficas resultantes de las mediciones, se obtiene que la resistencia de la lámpara es inversamente proporcional a la potencia en la misma.

I1

5.3. Resumen !

En éste punto se presentan las observaciones y conclusiones correspondientes a la construcción y a los resultados de las ptuebas realizadas a los prototipos.

Consbucción e impfementación: 1

* Se presentaron problemas para conseguir un oscilador rápido, el caso de 1.34 MHz se consiguió el LMC555 pero en el caso de 2.13 MHz se implementó un circuito de reloj con una compuerta lógica para que operará a la frecuencia requerida. Los circuitos de reloj de los dos diseños tienen un ciclo de trabajo D=0.5. Se requiere de un impulsor muy veloz para manejar el MOSFET, en el caso de 1.34 MHz se usó el IR2110 y en el"kso del diseño de 2.13 MHz fue necesario implementar un arreglo de transistores. Las bobinas de los dos protohpos fueron diseñadas con núcleo de aire principalmente por dos razones: primera, por que no se disponía del tipo y material del núcleo adecuados y segundo, para darle mayor estabilidad al valor de la inductancia. Fue necesario ajustar la frecuencia de operación de los balastros diseñados debido al efecto de los parásitos del MOSFET, del impreso y de los materiales como capacitores e

Existe una fuerte dependencia entre la frecuencia, el voltaje de alimentación y la capacitancia parásita del MOSFET. La disminución de cualquiera de estos parámetros se ve reflejada en los otros Si la capacitancia cambia, la frecuencia tiene que cambiar para ajustar ia conmutación sube.

*

*

*

inductancias. U * 4

Pruebas realizadas:

* Se obtuvieron las formas de onda en los elementos más importantes del clase E, aunque se tuvo que ajustar la frecuencia de conmutación para obtener las señales correctas, verificando que se mantuviera la conmutación suave y que el voltaje y la corriente en la lámpara estén en fase, entregando la potencia requerida a la lámpara. Dentro de éstas pruebas son de gran importancia los parásitos que afectan al circuito, ya que el hecho de ajustar la frecuencia de conmutación se debe en gran medida a éstos elementos.

113

Capítulo 5 Resultados Experimentales

*

*

*

La dependencia entre el voltaje de alimentación y ia potencia se reflejó en el diseño de 1.34 M H ~ , ya que se tuvo que incrementar el voltaje de alimentación hasta 95 v para lograr la potencia de 32 W en la lámpara. Para el caso del diseño operando a 2.13 MHz se tuvo que disminuir ligeramente el voltaje de alimentación a 27.412 v, voltaje al cual se tenían 32 w en la lámpara. Era importante tener la misma Potencia en la kmpara en los dos prototipos para realizar una comparación valida entre ambos. La frecuencia de encendido y la de conmutación fue la misma para los dos diseños, es decir, cada uno de los prototipos enciende y opera en estado estable con la misma frecuencia. El voltaje de encendido disminuye en la operación a 2.13 MHz, lo cual pudiera significar una reducción mayor a una mayor frecuencia. El comportamiento de la corriente y del voltaje en el encendido tanto para 1.34 MHz como para 2.13 MHz presenta un comportamiento como el descrito en el punto 1.3. de los estados de la descarga en gases. No se tiene una tendencia de una reducción menor en la intensidad luminosa a mayor frecuencia, pero sí se aprecia más linealidad en la curva de voltaje contra corriente (figura 5-19) en la operación a 2.13 MHz que en la curva en la operación a 1.34 MHz (figura 5-7). En las figuras 5-9 y 5-18 de vs. PL para 1.34 y 2.13 MHz respectivamente. En estas gráficas se aprecia que el valor de resistencia se reduce significativamente de la operación de 1.34 a 2.13 MHz. Aunque la misma lámpara empleada para ambos prototipos es la misma, las condiciones como el voltaje de alimentación Vcc así como el tanque resonante son diferentes. Por lo tanto éste comportamiento no puede atribuirse ai efecto de la frecuencia. Existe la tendencia de una disminución en el voltaje de encendido operando a una frecuencia mayor, así como la utilización de inductancias con núcleo de aire debido a su valor pequeño, lo cual se refleja en menor costo y mayor estabilidad de su valor. Dados los resultados obtenidos, se puede observar que no se tiene un comportamiento repetitivo en el desempeño del balastro y de la lámpara. La condición para la comparación de los’balastkos es tener una potencia de salida de 32 W, pero existen otros aspectos que afectan el comportamiento de la lámpara como el tanque resonante, el voltaje de alimentación, por lo que el desempeño de la lámpara no depende solamente de la frecuencia.

Referencias

i l l M. Ponce, “Sistemas de Alimentación para Lrímparas de Descatga Basados en Amplificadores Clase E , Tesis Doctoral en Ciencias en ingeniería Electrónica, Cuernavaca, Mor., Méx., Cenidet, 1999.

114

Capítulo 6 Conclusiones _j j

En este capíílo se presentan las observaciones y conclusiones finales obtenidas en este trabajo de tesis, asícomo los trabajos'hturos que podnán complementar esta investigación.

6.1. Observaciones y conclusiones

En la introducción se presentó un pequeña reseña de los desarrollos que se han realizado respecto a las lámparas sin electrodos. Estas lámparas son una buena opción para resolver el problema de la vida de las lámparas de descarga, ya que, al no contar con electrodos, la vida de la lámpara aumenta de manera importante (entre 60,000 y 100,000 horas). Las lámparas sin electrodos pueden producir el arco por medio de acoplamiento capacitivo, acoplamiento inductivo o microondas. Actualmente, existen lámparas sin electrodos comerciales que trabajan por medio de un acoplamiento inductivo y han sido desarrollados por Philips y Osram.

Las lámparas sin electrodos existentes comercialmente, consisten en una lámpara sin electrodos con acoplamiento inductivo manejadas con un balastro operando a frecuencias

I, muy altas (entre 250 kHz y 13.56 MHz). En este trabajo se propuso un sistema híbrido, es decir, empleando una lámpara fluorescente convencional operando a una frecuencia muy alta (> 1 MHz) pero sin eliminar los electrodos, el incremento en la frecuencia de operación limita la influencia de los electrodos en la vida de la lámpara. La operación en muy alta frecuencia en conjunto con los electrodos permite manejar a la lámpara con voltajes de-encendidos bqos y. con rangos amplios en el control de intensidad luminosa (5 y 8%) [1]-[31. El incremento en la frecuencia de operación permitiría un mayor rango de CIL sin necesidad de sobrecalentar los electrodos de la lámpara, incrementando la eficiencia de la misma. Esta estrategia proporciona una solución de bajo costo comparada con los sistemas de lámparas sin electrodos.

I

Para el desarrollo de éste sistema híbrido fue necesario encontrar una solución para los siguientes problemas: I

115

Capírulo 6 Conclusiones

t

t

t

* *

efecto de 10s parásitos de los elementos pasivos sobre la operación del balastro diseño de elementos magnéticos en muy aka frecuencia manejo eficaz del interruptor en muy alta frecuencia y técnicas de Conmutación Suave simulación del sistema en PSpice técnicas de eliminación de EM1

Con base en lo anterior, el objetivo general de este trabajo consistió en el desarrollo de un balastro electrónico operando a frecuencias mayores a 1 MHz para lámparas fluorescentes convencionales y observar su comportamiento bajo estas condiciones de operación.

En base a este objetivo se derivaron los siguientes objetivos particulares:

Manejo eficaz de los interruptores y aplicación de técnicas de conmutación suave. Diseñar un inversor usando la topología de un amplificador clase E a una frecuencia de conmutación mayor a 1 MHz. Análisis, selección y diseño del tanque resonante. Simulación del sistema completo y modelado de la lámpara. Observación del comportamiento del balastro y de la lámpara fluorescente operando a frecuencias mayores a 1 MHz.

1. 2.

3. 4. 5.

Con la finalidad de satisfacer los objetivos anteriores, se establecieron las siguientes soluciones:

I . Manejo eficaz de /os intenuptores y aplicación de técnicas de conmutación suave

Se analizaron las diferentes topologías empleadas como inversores de muy alta frecuencia. La topología que presenta ventajas para trabajar en alta frecuencia es el amplificador clase E. La principal ventaja de esta topología es que la conmutación a voltaje cero es inherente a ella, lo que permite bajas pérdidas por conmutación.

2. Diseñar de un inversor usando /a topología de un amplficador clase E a una fi-ecuencia de conmutación mayor a I MI%

El análisis del amplificador clase 8E es complicado ya que todos sus elementos se relacionan entre si. En el desarrollo del trabajo se comentaron varios análisis del ACE, pero el que resultó ser más sencillo y eficiente para el cálculo de los elementos del ACE fue el método de Li y Yam, el cual proporciona un valor finito de la inductancia de entrada, así como de los demás elementos y parámetros del ACE.

I

El amplificador clase E se diseñó para frecuencias de 1, 2 y 2.5 MHz y una potencia de 40 W. El capacitor en paralelo con el MOCFET se propuso de un valor de 1.2 nF para que la capacitancia parásita del MOSFET pudiera ser absorbida. AI establecerse los parámetros de diseño del ACE, se calculó el voltaje de alimentación del balastro, el cual resultó muy pequeño debido a la frecuencia de conmutación alta.

116

. . , . "I

I

Capiiuio 6 Conclusiones

3. Análisis, selección y diseño del tanque resonanfe

otra Parte importante del balastro fue el tanque resonante, el cual se encarga de filtrar la We se aplica Para entregarle a la carga una señal sinusoidal y el voltaje necesario para

que la lámpara encienda. Se presentaron tres de los tanques más importantes usados en balastros electrónicos, ei tanque resonante LCP, LCCP y LCE. EI tanque resonante seh~ionado Para este trabajo fue el LCCS, ya que puede alimentarse con tensiones bajas y proporcionar el voltaje necesario para que la lámpara encienda.

4. Simulación del sistema completo y modelado de la lámpara.

Una vez que se diseñaron los amplificadores clase E a las diferentes frecuencias mencionadas, el paso siguiente fuel la simulación de cada diseño en PSpice. Cada uno de los diseños se modeló primero con un tanque resonante L E , verificando que se mantenía la conmutación suave así como la potencia en la carga de 32 W. Después se simularon con el tanque resonante seleccionado, el tanque LCCS y se escogió el diseño que mejor desempeño tuvo (todo esto para el estado estable).

Posteriormente, se realizaron ' simulaciones durante el estado de pre-encendido, para encontrar la frecuencia de encendido de la lámpara y saber si era necesaria otra frecuencia diferente a la de estado estable para,lograr el encendido de la lámpara.

Después de que se realizaron estas simulaciones, se escogieron los diseños que mejor desempeño tuvieron, resultando ser los diseños de 1 y 2 MHz. Ya seleccionados los diseños, se simularon pero con los valores cdmerciales de las capacitancias, resistencias serie de las inductancias y con una tolerancia en la variación del 10% para todos los elementos para obtener un resultado más aproximado al que se podía obtener en la práctica.

5.

!

Observaci6n del compottamiento del balastro y de la lámpara fluorescente opemndo a frecuencias mayores a I MHZ , "

En éste objetivo se englobó la parte más importante del trabajo de tesis, la observación I1

del comportamiento del balastro y de la lámpara operando en muy alta frecuencia.

Durante la construcción de los prototipos, se tuvieron algunos problemas con el material para implementar los diseños, entre los cuales destacan los siguientes:

* Se presentaron problemas para"el diseño e implementación de un circuito de reloj que operara a las frecuencias de diseño. Para el caso del diseño a 1 MHz, el conjunto oscilador-impulsor fue el LMC555-IRF2110 y para el caso del diseño a 2 MHz el oscilador fue un arreglo RC con una compuerta Schmit Trigger con histéresis y el impulsor un arreglo de transistores en configuración totem poll. Se tuvieron problemas para la construcción de las bobinas, debido a que el valor de la inductancia es muy pequeño 'y no se cuenta ni con el tamaño ni con el material adecuado de núcleo, por lo que se decidió que las inductancias fueron diseñadas con núcleo de aire y, así darle estabilidad al valor de la misma.

*

117 1

Capítulo 6 Conclusiones

Una vez que se realizaron las simulaciones respectivas se armaron varios prototipos para verificar el buen funcionamiento de los diseños realizados. Las pruebas realizadas a los prototipos fueron las siguientes:

Operación en Estado Estable. Que consistió en la medición de la potencia en la lámpara y la verificación de la conmutación suave. Operación en Estado de Pre-Encendido (CIL). Ésta prueba consistió en la medición del voltaje de encendido que se aplicaba a la lámpara. Operación con Control de Intensidad Luminosa. Esta prueba consistió en disminuir la potencia de la lámpara por medio de la disminución del voltaje aplicado al inversor, midiendo la potencia en la carga y obteniendo las formas de onda de voltaje contra corriente en la carga.

De los resultados obtenidos al comparar ambos prototipos se observó lo siguiente:

b

.

Se observó una fuerte dependencia entre la frecuencia, el voltaje de alimentación y la capacitancia parásita del MOSFET. Fue necesario ajustar la frecuencia de operación'de los balastros diseñados debido a los elementos parásitos del MOSFET y del circuito, que alteraron el valor de las capacitancias afectando la conmutación suave, las frecuencias de conmutación se ajustaron hasta conseguir ZVS quedando en 1.34 MHz y en 2.13 MHz. Se midieron las formas de onda de la corriente y del voltaje en el intemptor y en la lámpara. La frecuencia de encendido fue la misma que la de conmutación para ambos diseños, lo que fue una ventaja ya que no se requirió un circuito adicional de cambio de frecuencia. Dado los resultados obtenidos, se puede observar que no se tiene un comportamiento repetitivo en el balastro ni en la lámpara por lo que no fue posible obtener conclusiones generales al respecto. El voltaje de encendido disminuyó en la operación a 2.13 MHz, lo cual pudiera representar una reducción de éste voltaje a mayor frecuencia. El comportamiento de la corriente y del voltaje en el encendido tanto para 1.34 MHz como para 2.13 MHz presenta un comportamiento como el descrito en el punto 1.3 de los estados de la descarga en gases en el capítulo 1. A diferencia con el voltaje de encendido, en la prueba de CIL no se tiene una tendencia de una reducción en la intensidad luminosa menor a mayor frecuencia, pero si se aprecia una tendencia a ser lineal la curva de voltaje contra corriente (figura 5-16) tanto en la operación a 2.13 MHz como en la operación a 1.34 MHz (figura 5-7). El CIL logrado para el balastro que operaba a 1.34 MHz fue del 14.21% de la potencia y para el que operaba a 2.13 MHz se obtuvo un CIL del 24.48% en la carga. Por debajo de estos valores la lámpara se apaga. Se tiene una reducción importante en RL de la operación a 1.34 MHz a 2.13 MHz, que aunque se trata de la misma lámpara, las condiciones de frecuencia, Vcc y tanque

118

cc I I Capirulo 6 Conchstones

1

resonante son diferentes, ,por IO que este comportamiento no se puede atribuir a la frecuencia. En niveles de frecuencia shperiores a i MHZ, se recomienda el empleo de indudancias con núcleo de aire debido, a SU valor pequeño, io cual se refleja en un menor costo y mayor estabilidad en el valor de la inductancia y menos problemas de saturación,

*

I I

La idea de incrementar la frecuencia de operación de una lámpara fluorescente convencional fue con la intención'de proponer una solución al problema de la vida de los electrodos. Esta suposición se basa, en que el voltaje de encendido disminuye al aumentar la frecuencia y, por lo tanto, el matetial emisivo de los cátodos se desgastará en menor medida, aumentando la vida de la lámpara. Los resultados de la prueba en estado de pre-encendido realizada a los prototipos dió como'resultado que para la operación a 1.34 MHz el voltaje de encendido fue de aproximadamente 550 volts y para la operación a 2.13 MHz el voltaje de encendido disminuyó hasta 400 volts. Con éstos resultados, se puede decir que el voltaje de encendido efectivamente tiende a disminuir cuando se opera a una frecuencia mayor.

Sin embargo, no se dió el mismo comportamiento para el caso de la prueba de CIL, obteniendo un CIL menor a mayor' frecuencia, comportamiento contrario al del encendido. A pesar de eso, al realizar el CIL se obtuvo una ventaja muy importante: no se requirió sobrecalentar a los cátodos para mantener encendida a la lámpara al realizar el CIL, incrementando la eficiencia de la misma.

Otra ventaja que se observó fue la reducción en tamaño y costo del balastro, ya que no se utilizaron bobinas con núcleo de' ferrita, sino bobinas con núcleo de aire que son mucho más económicas, estables en su valor y no tienen problemas de saturación.

Sin embargo, a pesar de las ventajas que se constataron al trabajar en muy alta frecuencia, es importante analizar y encontrar un punto en el que la frecuencia sea lo suficientemente elevada para obtener los beneficios ya descritos y, al mismo tiempo, disminuir

: los problemas en cuanto al circuito de control, a la presencia de los parásitos, la variación de los valores de los elementos pasivos y en la construcción del prototipo.

Aunque éste trabajo de tesis se limitó a observar el funcionamiento de la lámpara operando en muy alta frecuencia, sería interesante realizar la evaluación del compromiso mencionado, para obtener un beneficio aún mayor.

6.2. Trabajos futuros

El trabajo realizado en ésta tesis comprende la observación de la operación del amplificador clase E y de una lámpara fluorescente convencional, operando a una frecuencia mayor de 1 MHz eliminando completamente los electrodos de la lámpara. Este sistema híbrido se propuso con la finalidad de incrementar la vida de la lámpara a menor costo que las lámparas de inducción. El tema de los balastros y lámparas operando a muy altas frecuencias

1 es muy amplio, ya que éste tipo de des,Jrrollos han surgido recientemente. El tema de esta tesis

119

Capitulo 6 Conclusiones

representó una introducción para el estudio de los balastros electrónicos operando a muy altas frecuencias para lámparas fluorescentes convencionales, aunque el trabajo puede ser la pauta para aplicar éstos balastros a lámparas sin electrodos. A continuación, se sugieren investigar y analizar algunos temas como son:

* Realizar pruebas para analizar el efecto de la frecuencia en el CIL para lámparas fluorescentes convencionales, variando la frecuencia manteniendo constante el Vcc y asegurar que los resultados que se obtengan se deban sólo a la frecuencia. Sustitución de los electrodos de una lámpara convencional por capacitores, colocando unas placas en los extremos de una lámpara lineal (lámpara sin electrodos con acoplamiento capacitivo) [4]. Ectudio del efecto de la frecuencia en lámparas sin electrodos, voltaje de encendido y CIL. Análisis del efecto de la variación de la capacitancia no lineal del intemptor en el ACE operando a frecuencias muy altas [5][6].

*

*

*

* Estudio de topologías auto-oscilantes para balastros operando en muy alta frecuencia i71i81.

* ACE para lámparas sin electrodos con alto factor de potencia y CIL integrado.

otros logros

Este trabajo de tesis originó el artículo titulado “Electronic Ballasts for CFL Opemting at Frequencies Above of í MHz: Design Considerations and Behavior of the Lamp” el cual será presentado en el Congreso Internacional de Electrónica de Potencia, CIEP‘02 en el mes de Octubre.

Referencias

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L. R. Nerone, “A Novel Ballast for Electrodetess Huorescent Lamps”, iEEE Industty Application Society Annual Meeting, IAS ’00, Vol. 5, pp. 3330-3337.

J. L. Duarte, ‘(Getting More from Fluorescent Lamps Through Resonant Converted IEEE Industrial Electronics Conference, IECON’92, pp. 560-563.

[21

131

[4]

120

Capilulo 6 Conclusiones !

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A. Mediano, P. Molina y J! Navarro, "Class E RF/Mrowave Power Amplfier: Linear Equivalent of Transistor's h'onlnear Ourput Capacitance Notmalized DesQn and Maximum Operating Frequency Vs. Output Capacitance': pp, 783-786.

F. del Águila, P. P. Schonwalder, J. Bonet y R. Girald, "Steady State Anahsis of Class E Amplifier With Non-Linear Capacitor By Means of Discrete fime Techniques': IEEE, 2000, pp. 895-898.

N. Yunoue, K. Harada, Y . Ishihara, T. Todaka y F. Okamoto, 'Pl SelfiExcited Electronic Ballast for Electrodeless Fluorescent Lamps Operated at 10 MHz': IEEE Industry Application Society Annual Meeting, IAS'98, Vol. 3, pp. 2019-2024.

i. R. Nerone, 'Desan of a 2.5-M& So&-Switching Class-D Convener for Electrodeless Lighting': lEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 12, No. 3, Mayo 1997, pp. 507- 516.

!

1,

I

121

Capitulo 6 Conclusiones

I Anexo 1 I Programa en Matemática 4

(* un clase E *) (* * I I

(* Amplificador clase E de frecuencia mayor a 1 MHz y 32 W

Programa en mathematica pa?a el calculo de los valores de los componentes de

Amplificador de potencia de funcionamiento óptimo por el método analítico

*)

Anexo I Programa en Ma/henza/ica 4

5 100 106 106

P b t [ P i n , {u, - I -)]

101 / , , , , , , , , , , , , ,

O.OOOOL 0.00004 0 . 0 0 0 0 6 0 . 0 0 0 0 0 0 . 0 0 0 1

124

1 Anero I Programa en Mathematics 4

*) ( * -_---__ Ev=J.wci& & canponen- ---____

res- .mldma t[Pin== Psal, {U, YO}] ; (*cálculo de la reactancia -iva*) 106 Ll= U/. res; I

Print["Ll=", N[LI]] ; 2 N[Pin]

RC-

print["="

I (*cálculo de la resistencia de carga*)

Id ' I

I NíRfIl; 1

Print["L2=", N[L2]] ; I

ph2= Phl+Ardpan[-] ;

(*cálculo de I&) <I

I L2= - QRf ;

O

VO = N[ IO] Rc; ' (+voltaje de salida del Emplificador*) I

(.irqulo de f e en el nodo 2*) X Rc

Ll=0.0000311173 Rc=36.8204 L2=0.0000293007

(+voltaje del anplificador en el raQ 2*)

Plot[V, (X, -10, SO)] 1

125

Anexo I Programa en Marhemalica 4

res2=Finwoo t[V== O , (X, SO)] ; x. XI. d; Print['%", x] ;

( * c á i c U i O ,de la reactanCia exoesiva*)

X=32.1322 C2=1.04728x 10.'

*) (*fi[t] : mrriente en el induct0 r fuente de mrrienh) (+vc[t] : voltaje en el capacitor en pa.rleiw) (*io[t] : m-te de salida*) (*ic[t] : mmente en el interniptom) (*vo[t] : voltaje de salida*)

(* --_____ Definición de parwotros del ckcuito-------

N[Io] Sin[ot+N[phl]] . Uff [tJ = N[A] Cos[ol t] + N[B] Sin[ol t] + -__

iltn[t-] = -N[IO] Sin[N[phl] 1 + __. 1- I2

v a t a '

fi[tJ = If[Or t5 E , &m[t], iloff[t- - - I ] x ; O O

126

I

Anexo I Progranra en Marhemarica 4

1; (NrIol 0) C o s I o t + N [ p h l l l vmff[t_i = V c c - L l (-N[A] o i S i n [ o l t l +N[Bl o l C o s [ o l t l + I ' 1-Iz

vc[t ] =If[Osts n - , O , v m f f [ t - - - ] I ; R

io[t J = N[IO] S h [ o (t- -) x + N [ p h l l ] ;

i c [ t _ ] = ~ f [ O s t ~ - , i L [ t i n - io[ t ] , !o] ;

- O O

- O

w[t - ] = io[t] Rc; I

O

' pen L1",GridLines-r{{----,tperial,Ncne}]; tpend 2 rutmatic} , Pl0tLabel -r "comen

50

' -u 25 T f 2 T

f

127

Anexo I Programa en Mathemafica 4

2 X O

PlOt[M[tI , {t, o, - } , AxesLabel+ ("ti€llpo/us", "vO( t ) /V") ,

3 tperiod 4

, ""} , (mid, "T") } , Ticks+ { { { -d , ""} , { -Od , "T/2"}, [ 4 2

Autcmatic} , ~iotLabel+ "voltaje de salida", + { { y d , - d } , N - } ] ;

40 I I / - '

+=rid 3tprid I ""} I { , "T/2"}, { t ""} , ( m d , "T")} ,

md Ticks+ { { { 4 4

128

I

Anexo 2 1

I Programas en Maple V

PROGRAMA 1

Programa para el cálculo de los elementos de un /IC a partir de un tanque LC serie para un AmpMcador Clase E de 4hu. Archivo: 4Ow-ace-??C-l.mws /AnexoZ-Proll

1 RL: Resistencia de la lámpara Rc:

f: Frecuencia (Hz) w: Frecuencia angular (radíseg) Cse: Capacitancia serie equivalente (F) XCse: Reactancia capacitiva serie equivalente (F) Eql: Ecuación correspondiente al dapítulo 2 formula (2.14) Eq2: Ecuación correspondiente al capítulo 2 formula (2.13) XC3: Reactancia del capacitor C,, XC2: Reactancia del capacitor C, C3: C2: L lnductor resonante LR

Resistencia de carga serie equivalente Q: Factor de calidad I

I

, Capacitor en paralelo con C, ' Capacitor en serie con la lámpara

> restart; > with(plots): > RL:=130;

RL := 130 I

> Rc:=38.5; I.

Rc :=38.5 I

> Q:=5; ! Q : = 5

129

Anexa 2 Programas en Maple V

z f=1000000;

f:= 1000000

z w:=2*Pi*f;

MJ :=2000000 7i

> Cse: = 1.04728e-9;

Cse :=.I04728 IO-'

> XCse:=evalf(l/(w*Cse));

XCse := 15 1.9698104

> Eql: =XC3*(RLA 2 +XC3*XC2+XC2 A 2)/(RL * 2 + (XCla+XCZ) A 2)-XCse=O;

XC3(16900+XC3XC2+XC22)

16900 + (XC3 +XC2)2 Eql := - 151.9698104 = O

> Eq2: = (RL*XC3 A 2)/(RL A 2+ (XC3+XC2) A 2)-Rc=O;

xc32 Eq2 := 130 * - 38.5 = O

16900 + (XC3 +XC2f

> sol: =fsolve( { Eql,Eq2},{ XC3,XC2},{ XC3=0.. lOOOOO,XC2=0.. 1000));

sol:={XCla = 324.0815322,XC2 = 257.0749310)

> impiicitplot({y=sqrt((RURc)*x" 2-RLA 2)-x,(x*(RL 2+x*y+y "2)/(RLA2+ (x+y) A 2)) =XCse} ,x=O.. lOOO,y=0..500);

130

t -

Anexo 2 Programas en Maole v I ~

i" 500'

400 -

----iii___-

300- Y .

200- ,/'

400 600 eo0 1060 o - ' ' ' i o ' ' ' " ' ' ' ' ' ' ' ' ' " " '

> XC3:=324.0815322; I!

XC3 :=324.0815322 I

> XC2: = 257.0749310;

XC2 := 257.07493 10 I > C3:=evaif(l/(w*XC3));

C3 := ,491 0953795 I O'9

> C2:=evalf(l/(w*XC2));

1 -9 C2 :=.6190994292 10

> L: =evalf((Q*Rc)/w);

L := .O0003063732654

Anexo 2 Programas en Mapie v

PROGRAMA 2

Programa para e/ diseño de los elementos magnéticos de ACE para un núcleo R M a una h-ecuencia de 1 y 2 MHz. Método: Producto de Áreas

Fspecificaciones

1. L, Inductancia (H) 2. Ip, Corriente Pico (A) 3. f, Frecuencia (Hz) 4. Brn, Densidad de Flujo (T) 5. T, Temperatura ("C) 6. Material del Núcleo 7. Tipo de Núcleo (factor z)

E = Energía (W-s) Ap=Area del Núcleo (cm"4) Ku=Factor de utilización J=Densidad de corriente(400A/crn "2)

Para 1 MHz

pacol

> restart; > L1:=31.1173e-6;

LI := .O0003 11 173

> U : =30.63732654e-6;

L2 := ,00003063732654

> IpL1:=2.5;

IpLl ~ 2 . 5

> IpLS:=77.76e-3;

lpL2 := ,07776

132

I Anexo 2 Progra~nos en Maple Y

1

i > EI:=(Ll*IpLl “ Z ) / Z ;

E l := .O00097241 56250

i > E2: =(U*IpLS “2)/2;

E2 := .926260989,5

1

1 paco2 Calcular el producto de Áreas

> z:=1.16; 1

1 z := 1.16

> Bm:=0.350; 1

1

1 Bm := ,350

> Ku:=0.4; 1

1

Ku := .4 1

> J: =400; !

!

1 J := 400

> Apl:=(2*El*le4)/(Bm*Ku*J); ’

Apl :=.03472912946,

,!

> Ap2:=(2*E2*1e4)/(Bm*Ku*J);

Ap2 := ,00003308074962

paso3 Seleccionar el núcleo según el área obtenida

133

1

Anexo 2 Programas en Maple V

Para 1 MHz

w > restart; > L1:=7.76728e-6;

LI := ,776728

> L2: =6.111549813e-6;

L2:=.6111549813

> IpL1:=5.55;

IpLl :=5.55

IpL2:=242.82e-3;

IpL2 := ,24282

> El:=(Ll*IpL1''2)/2;

El :=.O001 19625821 1

E2:=(U*IpL2^2)/2;

E2 :=.I801732323

paso2 Calcular el producto de Áreas

> z:=1.16;

z:=1.16

> Bm:=0.350;

Bm :=.350

> Ku:=O.4;

Ku := .4

> J:=400:

134

Anexo 2 Programas en Maple V 1

1 > Ap1:=(2*El*le4)/(Bm*Ku*J); , .r :=4oo

Apl := .O4272350754 I

> Ap2: = (2*E2*le4)/(Bm*Ku*J); 1

Ap2 := .O0006434758296 I

paco3 Seleccionar el núcleo según ,el área obtenida

PROGRAMA 3

I

Programa para el diseño de los elementos magnébcos de ACE para un núcleo RM8/3F3 a una frecuencia de 1 MHz. Método: Aproximación por constante geométrica.

Ac: Área Transversal Bmax: Densidad de Flujo f: Frecuencia (Hz) I

' Imaxl Corriente máxima de L1 , Imax2 Corriente máxima de L2 uo: Permeabilidad del espacio vacío (henrios/mts) L1: Inductancia de la bobina de entrada (L l , en henrios) U: Inductancia de la bobina resonante (U, en henrios) n l : Número de vueltas de L1 , n2: Número de vueltas de L2 lgl: Entrehierro de la bobina L1 1 lg2: Entrehierro de la bobina L2

1

1

Para fa bobina de entrada L l

Calculando el entrehierro w desuués n l 1

1

> restart; 1

> f= le6 ; I

7 f := . l 10

> Bmax:=0.08

135


Binax := .O8

-6 u0 :=.4 IO lt

> L1: =31.1173e-6;

L I := ,000031 1173

> Irnaxl:=1.2; Imaxl := 1.2

Ac en cm:

Ac := .63

> lgl: = ((uo*Ll*(Imaxl) 2)/((Bmax A 2)*Ac))* le4;

Igl :=.O0004445328571 lt

> evalf(Ig1);

.O001396541 158

Ac en mis:

Ac: =Ad10000;

Ac := .00006300000000

> nl: = (sqrt((Ll*lgl)/(uo*Ac)));

nl := 7.40888095 1

Para /a bobina de resonanie Lz

> restart; > f:=le6;

7 , f : = . l I O

136

. . .

I 'I'

Anexo 2 Programas en Maple V I

1

! > Bmax:=0.08;

Bmav :=.os ' , 1

I > uo:=4*Pi*le-7;

-6 I 'I u0:=.4 10 n

I

> L2:=30.6373265&-6; 1

L2 :=.O0003063732654 I

> Imax2:=2.25; I

I

Imax2 :=2.25 '

Ac en cm:

> Ac:=0.63;

Ac := .63 I

> lg2: = ((uo*LS*(lmax2) A 2)/( (Bm& A 2)*Ac))*le4; I

lg2 :=.O001538705016 í~ .. 1

., > evalf(lg2);

,0004833984375 ! I

Ac en mts:

> Ac:=Ac/10000; ,

Ac := .00006300000000

1 > n2:=(sqrt((LS*lg2)/(uo*Ac)));

n2 := 13.67737792

137


PROGRAMA 4

Programa para el cálculo de los elementos magnéticos del ACE para i& de 1 MHz y 2 MHz

Finalmente se decidió usar bobinas con núcleo de aire para los dos diseños. Para mayor facilidad se hizo un programa en Maple para calcular el número de vueltas .A continuación se presenta el programa en Maple V para estos diseños.

Definición de variables:

f: Frecuencia (Hz) uo: Permeabilidad del espacio vacío (henriodmts) L1: inductancia de la bobina de entrada (Ll, en henrios) U: Inductancia de la bobina resonante (U, en henrioc) N1: Número de vueltas de L1 N2: Número de vueltas de U I Longitud de la bobina L1 12: Longitud de la bobina L2 A l : Área transversal de L1 A2: Área transversal de L2

Para fsw = 1 MHz

Para fa bobina de entrada Li. Tubo de plástico (pluma) de 8.5mm de diámetro y 80mm de longitud


7 f:=.l 10

> uo:=4*Pi*le-7;

-6 uo:= .4 10 T[

> L1: =31.1173e-6;

LI :=.O00031 I173

A l y I en m y rn cuadrados:

138

1 Anexo 2 Prograntas en Maple Y

> Al:=evalf(Pi*(0.00425) "2); , AI := .O000567450173 1

> 1:=0.08; ! 1

!

1 > Nl:=evalf(sqrt(Ll*l/(uo*Al))); ,

i := .O8 I

NI := 186.8431363

Para la bobina resonante U. Tubo plástico de 17.6mm de diámetro y 65.55mm de longitud 1


7 1

f :=. l 10

> uo:=4*Pi*le-7; 1

uo:=.4 10 TI. , -6

1

1 > J2:=30.6373265&-6;

L2 := ,00003063732654

' A2 y 12 en m y m cuadrados: 1

1

> A2:=evaif(Pi*(0.0088) "2); 1

A 2 := ,0002432849351 1

> 12:=0.06555; 1

12 := ,06555 1

1 > N2:=evaIf(sqrt(L2*12/(~0*A2)));

N2 :=81.04929475 I

139

Anexo 2 Programas en Maple Y

Para fsw = 2 MHz

Para un tubo de plástico de 16.45mm de diámetro y 40mm de longitud

Para la bobina de entrada L l

> restart; > f:=2e6;

7 f :=.2 10

> uo:=4*Pi*le-7; u -

-6 u0:=.410 x

> L1: =7.76728e-6;

LI := ,776728 1 O-5

A l y I en m y m cuadrados:

> A l : = evalf(Pi * (O. 008225) A 2);

AI :=.O002125307065

> 1:=0.04;

I := .O4

> N1:=evalf(sqrt(Ll*U(uo*Al)));

NI :=34.10740681

Para /a bobina resonante Lz

> restart; > f:=2e6;

7 y:= .2 10

> uo:=4*Pi*le-7;

-6 u0 :=.4 10 x

I40

Anero 2 Programa3 en Maple V ~

I 8,

I I > U : =6.111549813e-6; 1

A2 y I en rn y m cuadrados: I I

1 > A2:=evalf(Pi*(0.008225) “2); ~

A 2 := .O002125307065 I , 1

1 > 12:=0.04; I

12 := .O4 I

141


. . : , !.

142

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1. Simulador MicroSim DeskpLab 8, versión de evaluación 2. Paquete Mafhematica IY 3. Paquete Maple k!

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