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Universidad Politécnica de Madrid

Escuela Técnica Superior de Ingenieros Industriales Departamento de Automática, Ingeniería Electrónica e Informática Industrial

Máster en Electrónica Industrial

Nuevas Estrategias de Conversión CC/CC con Mínimo

Almacenamiento de Energía

Autor: María del Carmen González Sánchez

Tutor: Pedro Alou Cervera

Febrero de 2008

Proyecto Fin de Máster

INDICE

Indice II

Indice de Figuras VI

Aportaciones del trabajo I

Introduccion III

1. Estado de la tecnica: convertidores multifase con magneticos acoplados 11.1. Conceptos basicos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11.2. Convertidores con bobinas acopladas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3

2. Convertidor con mınimo almacenamiento de energıa 72.1. Concepto General . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7

2.1.1. Caracterısticas de la topologıa . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 92.1.2. Idealidades asumidas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 102.1.3. Validacion por simulacion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 122.1.4. Ejemplos de dos y cuatro entradas . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13

2.2. Extension a n entradas: Estructura magnetica . . . . . . . . . . . . . . . . 152.3. Aplicaciones . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16

3. Analisis de sensibilidad 193.1. Especificaciones de diseno . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 193.2. Diseno de la estructura magnetica . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20

3.2.1. Modelado de la estructura magnetica para simulacion . . . . . . 223.3. Analisis de sensibilidad: Parametros que influyen en la respuesta

dinamica del convertidor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 243.3.1. Almacenamiento de energıa en la estructura magnetica . . . . . . 253.3.2. Almacenamiento de energıa en la salida . . . . . . . . . . . . . . . 26

II INDICE

3.3.3. Almacenamiento de energıa en la entrada . . . . . . . . . . . . . . 27

4. Consideraciones y limitaciones practicas 314.1. Especificaciones del prototipo de dos entradas . . . . . . . . . . . . . . . 314.2. Control digital . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 324.3. Efecto de las conmutaciones . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33

5. Validacion experimental 375.1. Operacion en regimen permanente . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 375.2. Respuesta dinamica . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 415.3. Ejemplo de aplicacion: Configuracion de un sistema de dos etapas para

alimentacion de microprocesadores . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43

Conclusiones y trabajo futuro 45

Anexos 47

Bibliografıa 54

Nuevas Estrategias de Conversion CC/CC con Mınimo Almacenamiento de Energıa

INDICE DE FIGURAS

1.1. Corrientes por fase (I1, I2) y corriente de salida (IS) de un convertidormultifase. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2

1.2. Dos bobinas integradas comparten un solo nucleo, sin embargo el flujoinducido por la bobina 1 no tiene influencia sobre la bobina 2. . . . . . . 2

1.3. Entre mas flujo magnetico del generado por la bobina 1 interactua conla bobina 2 induciendo corriente en ella, mejor acopladas estan ambasbobinas. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3

1.4. Formas de onda de las corrientes por cada fase (I1, I2) de un convertidorcon bobinas acopladas. Las corrientes son iguales y la corriente de salida(IS) es igual a su suma. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4

1.5. Formas de onda de las corrientes por cada fase (I1, I2) de un convertidorcon bobinas acopladas. Las corrientes son iguales y la corriente de salida(IS) es igual a su suma. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5

2.1. Estructura magnetica de n entradas. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 82.2. Estrategia de control entrada constante, salida constante, que se aplica a la

estructura magnetica. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 82.3. Formas de onda de la corriente por cada entrada (I1, I2) y la corriente

de salida (IS) de un convertidor con una estructura magnetica acoplada,operando en un nodo. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9

2.4. En un transformador ideal, toda la energıa que entra es transferida a lasalida. El transformador no almacena energıa . . . . . . . . . . . . . . . . 10

2.5. Idealmente, la respuesta del convertidor (en azul) es instantanea ya queno hay almacenamiento de energıa. La forma de onda roja es la corrientedemandada por la carga (IC) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11

2.6. Si idealmente la tension promedio de entrada se mantiene constante, latension de salida sera constante y no se necesitara filtro de salida. . . . . 11

IV INDICE DE FIGURAS

2.7. Esquematico de la topologıa con parametros ideales. Con esta topologıase valida mediante simulacion el concepto ideal. . . . . . . . . . . . . . . 12

2.8. Simulacion ideal. La respuesta del convertidor es instantanea . . . . . . 132.9. Estrategia de control entrada constante, salida constante y modelo ideal de

la estructura magnetica para el prototipo de n=2 . . . . . . . . . . . . . . 142.10. Topologıa con una estructura magnetica de 4 entradas . . . . . . . . . . . 142.11. Distribucion de estructuras magneticas en ”cadena cerrada”. . . . . . . . 162.12. Estrategia de acoplamiento de fases presentada en [1]. Esta estrategia

integra todas las fases del convertidor en un solo nucleo magnetico . . . 16

3.1. a)Placa de circuito impreso de dos capas. b)Grosor de las capas de cobrey aislante que constituyen la espira. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21

3.2. Caracterısticas de diferentes estructuras magneticas. Estas fueroncalculadas mediante el software PEmag. El diseno escogido se muestraresaltado. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22

3.3. Calculo de perdidas en el nucleo y flujo magnetico en la estructuramagnetica construida, para diferentes frecuencias . . . . . . . . . . . . . 22

3.4. Modelo de la inductancia magnetizante y de dispersion en untransformador. LSERIE representa la inductancia de dispersion medidaentre las terminales 1 y 2, con las terminales 3 y 4 cortocircuitadas . . . . 23

3.5. Modelo de la estructura magnetica . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 233.6. Simulacion hecha con LSERIE = 40nH, CS = 22µF y una fuente de

alimentacion ideal en la entrada . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 253.7. Simulacion hecha con LSERIE = 40nH, CS =3X(22µF) y una fuente de

alimentacion ideal en la entrada. La corriente de salida del convertidores igual a 5A/µs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26

3.8. Simulacion hecha con LSERIE = 40nH, CS =6X(22µF) y una fuente dealimentacion ideal en la entrada. La corriente de salida del convertidores igual a 2.5A/µs (aproximadamente) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27

3.9. Circuito equivalente del convertidor durante un transitorio. Lainductancia serie (LSERIE) es la inductancia medida en la estructuramagnetica mediante ensayo de corto-circuito . . . . . . . . . . . . . . . . 27

3.10. Modelo de fuente real. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 283.11. Corrientes por fase (I1, I2) y corriente de salida (IS) de un convertidor

multifase. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 283.12. Circuito equivalente del convertidor durante un transitorio consideran-

do almacenamiento de energıa en la entrada . . . . . . . . . . . . . . . . 29

4.1. Esquema que presenta algunas de las caracterısticas y componentes delprototipo. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32

4.2. Senales de control enviadas a los interruptores (MOSFETs) del prototipo. 334.3. Dibujo de una conmutacion ideal. Se muestran las formas de onda de las

tensiones de entrada a la estructura magnetica (V1 y V2). La transicionde ambas entre VIN y 0 es instantanea . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 34


INDICE DE FIGURAS V

4.4. Conmutacion real (medida). Se muestran las formas de onda de latension de control (puerta-fuente, VGS1 y VGS2) con una escala de 5V/divy la forma de onda de la tension de salida VS (100mV/div) la escala detiempo es 80ns/div . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 34

4.5. Medida de rizado de conmutacion. En esta figura se presenta unejemplo de las oscilaciones en la tension de salida que provocanlas conmutaciones no ideales. El resultado de una conmutacion malajustada se muestra encerrado en un cırculo. Escalas: VGS1 y VGS2:5V/div, VS: 100mV/div, escala de tiempo: 4µs/div. . . . . . . . . . . . . 35

4.6. Senales de control enviadas a los MOSFETs principales de cada entrada(primer recuadro), tension vista en la entrada de la estructura magnetica(segundo recuadro) y tension de salida (VS) resultante (tercer recuadro) 36

4.7. Compensacion del rizado de conmutacion mediante el solape de lassenales de control de los MOSFETs principales . . . . . . . . . . . . . . . 36

5.1. Foto de la estructura magnetica de dos entradas construıda para lavalidacion del concepto por medio de un prototipo fısico µs/div . . . . . 38

5.2. Forma de onda de la tension de salida en regimen permanente, el rizadopresente en la tension de salida se debe a conmutaciones no ideales.Senales de disparo: 5V/div, Tension de salida: 100mV/div y escala detiempo: 4 µs/div . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39

5.3. Eficiencia medida a lo largo de todo el rango de carga. Para un ampliorango de cargas (3A-10A) la eficiencia es muy similar para todas lasfrecuencias mostradas. La eficiencia maxima se presenta a 40kHz para3A (97.7 %). Las perdidas de driving no estan consideradas. . . . . . . . 39

5.4. Eficiencia medida para baja carga (Detalle de la figura 5.3) A baja cargalos rendimientos son mayores para una frecuencia de conmutacion iguala 40kHz. (Las perdidas de driving no estan consideradas) . . . . . . . . . 40

5.5. Grafica de la regulacion de carga (porcentaje de desviacion vs.frecuencia) que presenta el convertidor para diferentes frecuencias y10A de corriente de salida (IS) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40

5.6. Medida de la desviacion de la tension de salida (200mV/div) ante unescalon de carga de 0A a 10A (5A/div). Escala de tiempo: 1µs/div . . . 41

5.7. Medida que ilustra la influencia de la energıa almacenada a la entrada.Al reducir la capacitancia de entrada en un 1000 % (de 2.2mF a 22µF) latension de salida cae 500mV ante un escalon de 0A a 3A (derivada de40A/µs) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42

5.8. Medida de la desviacion de la tension de salida (200mV/div) ante unescalon de carga negativo (de 10A a 0A, 5A/div). Escala de tiempo:1µs/div . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42

5.9. Configuracion de un sistema de dos etapas, donde la primera etapa esla topologıa propuesta y la segunda un convertidor CC/CC que operaa alta frecuencia (2MHz). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43


VI INDICE DE FIGURAS

5.10. Eficiencia estimada de una sistema de dos etapas: primera etapa:topologıa propuesta + segunda etapa del estado de la tecnica ([2]).Condiciones de medida: VIN = 12V, VBUS = 6V, VOUT = 1V . . . . . . . 43


APORTACIONES DEL TRABAJO

En este trabajo se presenta una nueva estrategia de conversion de energıa en una es-tructura magnetica acoplada. Esta estructura magnetica, se construye y controla de talforma que el almacenamiento de energıa en el convertidor sea mınimo.

Esta nueva estrategia de conversion se basa en el concepto de mınimo almacenamientode energıa y una adecuada estrategia de control entrada constante, salida constante quepresenta las siguientes caracterısticas:

Rapida respuesta dinamica

Operacion en baja frecuencia

No se necesita filtro de salida

Alta eficiencia

Capacidad de regulacion limitada

Este concepto es analizado mediante simulacion y validado en un prototipo fısico conuna estructura magnetica acoplada de dos entradas.

Este proyecto se ha realizado con el patrocinio de Intel Corporation ya que las ventajaspotenciales que presenta la aplicacion de este concepto (como el alto rendimiento, larapida respuesta dinamica y que idealmente no se necesite filtro de salida) resultan degran interes para configurar nuevos sistemas que cumplan las necesidades futuras delos microprocesadores.

II Aportaciones del trabajo


INTRODUCCION

La tendencia de la electronica de potencia de mejorar el aprovechamiento de la e-nergıa en fuentes de alimentacion, motiva el desarrollo de convertidores mas eficientesy mas rapidos. Aunado a esta tendencia de continua mejora, el desarrollo de micro-procesadores, DSPs, unidades de procesamiento grafico, etc., imponen a la fuente dealimentacion demandas cada vez mas estrechas y difıciles de satisfacer. Por ejemplo,la respuesta dinamica del convertidor (fuente de alimentacion) debe ser suficiente-mente rapida para satisfacer las necesidades de la carga. Un medio para lograr esto esdisenar un convertidor con valores pequenos de componentes pasivos; por lo general,esto implica rizados grandes en estado estacionario, lo cual empeora la eficiencia delconvertidor.

En los ultimos anos, se han desarrollado varias lıneas de investigacion, dentro de laelectronica de potencia que, empleando diferentes tecnicas pretenden satisfacer estasdemandas. Estas lıneas de investigacion se basan en modificar la forma en que la e-nergıa se almacena y procesa en el convertidor para lograr un punto de compromisofavorable entre la eficiencia, la rapida respuesta dinamica y la reduccion del area ocu-pada por el convertidor. Entre estas lıneas de investigacion se cuentan: convertidorescon alta frecuencia de conmutacion, convertidores de capacitancias conmutadas, con-vertidores entrelazados (en paralelo), convertidores en cascada y convertidores conbobinas acopladas, entre otras.

La solucion propuesta en este trabajo esta comprendida dentro de la lınea de investi-gacion de convertidores con bobinas acopladas. El uso de magneticos acoplados pre-senta varias ventajas, por ejemplo lograr una respuesta dinamica rapida sin empeorarla operacion en estado estacionario. El concepto de magneticos acoplados ya ha si-do estudiado ampliamente en el estado del arte ([3], [1], [4]) y sus ventajas han sidodemostradas en varios prototipos [5], [6], [3]. El objetivo de este trabajo es validar,en un prototipo fısico, el concepto de un convertidor con mınimo almacenamientode energıa; este concepto se implementa mediante una estructura basada en bobinasacopladas y una nueva estrategia de control.

En este trabajo se disena un convertidor basado en una estructura con acoplamiento

IV Introduccion

magnetico. Esta estructura es operada mediante una estrategia de control que permitemaxima cancelacion de rizado y la opcion de no usar filtro de salida, con lo que selograrıa, idealmente, una respuesta dinamica instantanea.


CAPITULO 1

ESTADO DE LA TECNICA: CONVERTIDORESMULTIFASE CON MAGNETICOS ACOPLADOS

De las lıneas de investigacion que tienen por objetivo mejorar la eficiencia, la respuestadinamica y minimizar el tamano de los convertidores CC/CC, se profundizara en lalınea de investigacion que estudia convertidores con bobinas acopladas. A lo largo deeste capıtulo se exponen los conceptos basicos, el funcionamiento de un convertidorcon bobinas acopladas y algunas de las soluciones presentes en el estado de la tecnica.Estas soluciones pretenden mejorar la eficiencia y respuesta dinamica empleandodiferentes metodologıas de diseno del convertidor y de fabricacion del componentemagnetico.

1.1. Conceptos basicos

En un convertidor reductor, el rizado de la corriente de salida esta determinado por elrizado de corriente en la bobina, y este a su vez esta dado por:

∆iL =VE −VS

L· d

fSW(1.1)

Donde ∆iL es el rizado de corriente por la bobina, L el valor de la bobina, VE y VS lastensiones de entrada y salida respectivamente, d el ciclo de trabajo y fSW la frecuenciade conmutacion del convertidor.

De la ecuacion 1.1 se deduce que para reducir el rizado de la corriente de salida, esnecesario aumentar el valor de la bobina. Al aumentar el valor de la bobina se empeo-ra la respuesta dinamica ya que una bobina con inductancia grande se opone a cambiosrapidos en la corriente. Si los cambios de corriente en el convertidor no ocurren conla rapidez que requiere la carga, el condensador de salida debe ser lo suficientemente

2 Estado de la tecnica: convertidores multifase con magneticos acoplados

Figura 1.1: Corrientes por fase (I1, I2) y corriente de salida (IS) de un convertidormultifase.

Figura 1.2: Dos bobinas integradas comparten un solo nucleo, sin embargo el flujoinducido por la bobina 1 no tiene influencia sobre la bobina 2.

grande para absorber o proporcionar la energıa sobrante (en escalones de mayor amenor carga) o faltante.

Para solucionar este problema, se adopto el uso de convertidores con entrelazado omulti-fase cuyo funcionamiento detallado se describe en [7]. En la Figura 1.1.a se mues-tra una version de un convertidor de dos fases. En estos convertidores, la corriente desalida es igual a la suma de las corrientes de cada fase, pero la carga y descarga delas bobinas de las diferentes fases, ocurre en diferentes instantes del tiempo, dandolugar a cancelacion de rizado; como muestra la Figura 1.1.b, la corriente de salida tieneun rizado mucho menor que los rizados de corriente por fase y tiene el doble de fre-cuencia. Dependiendo del ciclo de trabajo, el numero de fases y el desfase presente,habra mayor o menor cancelacion de rizado. Sin embargo, aunque el convertidor mul-tifase reduce el rizado de la corriente de salida sin empeorar la respuesta dinamica, losrizados de cada fase siguen siendo grandes y por lo tanto, las perdidas de conduccionno se reducen.


Estado de la tecnica: convertidores multifase con magneticos acoplados 3

Figura 1.3: Entre mas flujo magnetico del generado por la bobina 1 interactua con labobina 2 induciendo corriente en ella, mejor acopladas estan ambas bobinas.

1.2. Convertidores con bobinas acopladas

Para reducir el numero de componentes magneticos discretos en un convertidor mul-tifase, se estudio la opcion de colocar dos o mas bobinas en un solo nucleo magnetico.Como consecuencia, los flujos magneticos inducidos por cada bobina conviven en elnucleo. Dependiendo del camino que sigan estos flujos y de la interaccion entre e-llos, el acoplamiento entre las bobinas sera mayor o menor. Tal como se explica en [1]y [4], cuando 2 bobinas comparten un camino de baja reluctancia (Figura 1.2), se es-tablece un acoplamiento muy debil (cercano a cero) entre ellos y los flujos magneticosse suman en la pata central del nucleo magnetico. Debido a que los flujos generadospor ambas bobinas encuentran un camino de baja reluctancia en la pata central, muypoco flujo del producido por la bobina 1 fluye hacia la pata del transformador dondeesta devanada la bobina 2. Este tipo de componentes magneticos reciben el nombre debobinas integradas. En la figura 1.2.b se muestra el modelo de reluctancias equivalentea una bobina integrada.

A diferencia de las bobinas integradas, en las bobinas acopladas se intenta que la ma-yor parte del flujo producido por la bobina 1, influya en la bobina 2 e induzca corrienteen ella. En la figura 1.3 se muestra un ejemplo de dos bobinas acopladas. Debido a queel camino magnetico entre una bobina y otra tiene muy baja reluctancia, por lo tantola mayor parte del flujo generado en la bobina 1 influye en la bobina 2 y viceversa. Sinembargo, siempre habra una parte del flujo que tome el camino de mayor reluctancia(el aire), En la figura 1.3 se muestra el modelo de reluctancias equivalente a las bobinasacopladas.

A continuacion se describen algunas aplicaciones del estado del arte basadas en bobi-nas acopladas. La mayorıa de las aplicaciones contadas en esta sub-seccion, estan enfo-cadas a satisfacer las necesidades que actualmente deben cumplir los Modulos Regu-ladores de Tension o VRMs (por sus siglas en ingles: Voltage Regulator Module) debidoa los requisitos impuestos por las nuevas generaciones de microprocesadores. Estosfuncionan cada vez con menos tension (para minimizar el consumo), y demandando



Figura 1.4: Formas de onda de las corrientes por cada fase (I1, I2) de un convertidorcon bobinas acopladas. Las corrientes son iguales y la corriente de salida (IS) es iguala su suma.

mas corriente, con pendientes alrededor de 1200A/µs ([8]). Las tecnicas presentes en elestado del arte son diversas: convertidores de dos fases, multi-fase, con alta eficienciaa baja carga, alta frecuencia (2-3 MHz), entre otras. Todas estas tecnicas se enfocan enaumentar la eficiencia del VRM sin sacrificar la respuesta dinamica.

En [3] se establece una comparacion entre la respuesta de un sistema con bobinasacopladas y un sistema de las mismas caracterısticas, pero sin acoplamiento. Am-bos sistemas tienen las mismas especificaciones: 4 fases, fSW = 300kHz, VEN = 5V,VS = 2V, ISMAX = 30. La inductancia equivalente ante transitorios del sistema acopla-do, es igual a 320 nH, la misma que la inductancia por fase del sistema no-acoplado. Sinembargo, la inductancia mutua del magnetico acoplado es igual a 480 nH (inductanciaante regimen permanente); por lo tanto, el sistema que incorpora bobinas acopladas,tiene la ventaja de presentar un valor de bobina mas grande para estado estacionario,lo que equivale a mayor eficiencia, pero sin empeorar la respuesta dinamica. La con-clusion a que se llega en [3] es que ambos sistemas (tanto el acoplado como el noacoplado) tienen la misma respuesta dinamica, pero el sistema con magneticos acopla-dos supera para baja carga en 10 % la eficiencia del no-acoplado, y para alta cargaen 2 %. El acoplamiento entre las 4 fases se lleva a cabo con 2 nucleos magneticos; seacoplan: la fase 1 con la 3 y la 2 con la 4.

El concepto presentado en [3] para dos fases, se amplıa a n numero de fases en [1].Se propone una estructura magnetica tipo escalera (mostrada en la figura 1.5, dondese devana una bobina en cada ”peldano”. Con esta configuracion se obtiene un mejoracoplamiento entre las fases que si se devanan las bobinas en los brazos del nucleo enlugar de los peldanos. Esta configuracion tambien propicia que las corrientes repar-tidas entre todas las fases que componen la topologıa se repartan de la forma mas ba-lanceada posible. En este artıculo del estado de la tecnica se prueba que para N fases,se conservan las propiedades de cancelacion de rizado y rapida respuesta dinamica.El prototipo donde se prueba este concepto es de 4 fases, con VEN = 12V, VS = 1,45V,IS = 100A (25A por fase) y se logra una reduccion de perdidas del 31 % respecto de undiseno igual pero sin bobinas acopladas.


Estado de la tecnica: convertidores multifase con magneticos acoplados 5

Figura 1.5: Formas de onda de las corrientes por cada fase (I1, I2) de un convertidorcon bobinas acopladas. Las corrientes son iguales y la corriente de salida (IS) es iguala su suma.

Existe tambien en el estado del arte una aplicacion para sistemas automotrices [5].Para esta aplicacion no se necesita una respuesta dinamica rapida, sin embargo seaprovechan otras ventajas de los magneticos acoplados, como reduccion de tamano,reduccion de costo y alta eficiencia.


CAPITULO 2

CONVERTIDOR CON MINIMO ALMACENAMIENTODE ENERGIA

En el capıtulo anterior se han estudiado varias soluciones basadas en bobinasacopladas. Estas soluciones se enfocan en aumentar la eficiencia, mejorar la respuestadinamica y/o reducir el tamano del convertidor. En este capıtulo se presenta unconvertidor basado en una estructura magnetica acoplada, construida y controladade forma que, idealmente, no haya almacenamiento de energıa. Esto permite que larespuesta dinamica del convertidor sea teoricamente instantanea. En la realidad elconcepto de no almacenar energıa no es del todo posible, pero sı puede minimizarseel almacenamiento de energıa para lograr una respuesta dinamica muy rapida.

2.1. Concepto General

El concepto de mınimo almacenamiento de energıa que se propone en este trabajo sebasa en dos ideas fundamentales:

Una estructura magnetica acoplada. Esta estructura tiene el mismo principiode funcionamiento que las presentes en el estado de la tecnica ([1], [4], [3], [5],[9]); las cuales pueden representarse mediante una estructura magnetica de nentradas y una salida, como la que se muestra en la figura 2.1. En particular,el diseno de la estructura magnetica propuesta en este trabajo se enfoca enminimizar el almacenamiento de energıa.

Una estrategia de control entrada constante, salida constante. El objetivo de estaestrategia es controlar la estructura magnetica de forma que el promedio de lastensiones de las n entradas de la estructura magnetica sea constante en todo ins-tante del tiempo (∑ vi = constante ∀t). Con esto se logra que la tension de salidapermanezca constante en todo instante del tiempo e idealmente no se necesite

8 Convertidor con mınimo almacenamiento de energıa

Figura 2.1: Estructura magnetica de n entradas.

Figura 2.2: Estrategia de control entrada constante, salida constante, que se aplica a laestructura magnetica.

filtro de salida. Esto puede conseguirse sincronizando las formas de onda apli-cadas a las entradas, siendo el ciclo de trabajo igual a un multiplo de 1

n . Esteconcepto de entrada constante, salida constante se ilustra en la figura 2.2.

De forma ideal, este principio de funcionamiento enfocado en almacenar la mınimacantidad de energıa posible, cambia la forma en que la energıa se transfiere en unconvertidor, ya que al no haber almacenamiento de energıa, la respuesta dinamica nodepende de la frecuencia de conmutacion a la que trabaje el convertidor.

El comportamiento de la estructura magnetica, aplicando esta estrategia de control,esta descrito por las siguientes ecuaciones:

vS =v1 + v2 + ... + vn

n(2.1)

Donde vS es la tension de salida y n el numero de entradas. Si el promedio de lastensiones de entrada es constante en todo instante del tiempo, la tension de salidasera tambien constante en todo instante del tiempo.

Las corrientes de cada entrada son iguales entre sı en todo instante del tiempo, y lacorriente de salida es igual a la suma de las corrientes de entrada. Esto se expresa en laecuacion 2.2


Convertidor con mınimo almacenamiento de energıa 9

Figura 2.3: Formas de onda de la corriente por cada entrada (I1, I2) y la corriente desalida (IS) de un convertidor con una estructura magnetica acoplada, operando en unnodo.

i1 = i2 = ... = in =iSn

(2.2)

Las formas de onda de las corrientes de entrada y salida de un convertidor con bobi-nas acopladas se muestran en la figura 1.4. Sin embargo, cuando se hace trabajar alconvertidor en los nodos, las corrientes de cada entrada estan defasadas entre sı, deforma que su suma resulta en la cancelacion total de rizado en la corriente de salida.La figura 2.3 presenta las formas de onda de las corrientes de entrada de un conver-tidor de 2 fases trabajando en un nodo.

Como la estructura magnetica no almacena energıa (idealmente), la potencia de salidaes igual a la suma de las potencias de las entradas (2.3) en todo instante del tiempo.

pS = ∑ pE (2.3)

2.1.1. Caracterısticas de la topologıa

Una topologıa disenada con base en el concepto que acaba de presentarse, tendra lassiguientes caracterısticas:

Respuesta dinamica. Se puede lograr una respuesta dinamica muy rapidaaun con una frecuencia de trabajo bastante baja (decenas de kHz) si no hayalmacenamiento de energıa o la energıa almacenada es lo suficientemente baja.Esto se ha validado mediante la simulacion que se presenta en la subseccion 2.1.3.

Rendimiento. Si la frecuencia de conmutacion no afecta la respuesta dinamica,esta puede seleccionarse de modo que las perdidas totales sean mınimas.En este caso, las perdidas por conduccion adquieren mas relevancia y elrendimiento estara limitado principalmente por la resistencia serie que presenteel convertidor.



Figura 2.4: En un transformador ideal, toda la energıa que entra es transferida a lasalida. El transformador no almacena energıa

Capacidad de regulacion. Esta solucion tiene una capacidad de regulacionlimitada ya que no hay almacenamiento de energıa. Como se ha mencionadoantes, la estrategia de control se basa en hacer trabajar a la estructura magneticaen los puntos para los que el ciclo de trabajo es igual a

d = k · 1n

(2.4)

donde k es entero y sus valores pueden ir desde 1 hasta n − 1. Estos puntos sellaman nodos. La tension de salida esta definida por:

VS = d ·VE =kn·VE (2.5)

El cambio consecutivo de ciclo de trabajo, implica saltos discretos en la tensionde salida.

Como para un convertidor de n entradas existen n− 1 nodos, existiran tambien n− 1tensiones de salida diferentes. Entre mas entradas tenga el convertidor, menor sera elcambio de tension producido por el salto entre ciclos de trabajo consecutivos. Estaforma de regulacion puede verse como un convertidor DA (Digital a Analogico) depotencia (Power DAC) cuya resolucion es mayor en tanto mas puntos de trabajo(nodos) haya disponibles.

2.1.2. Idealidades asumidas

Se asumen tres condiciones ideales que dan lugar a las caracterısticas que presenta latopologıa. Estas idealidades son las siguientes:

La estructura magnetica no almacena energıa. Esto equivaldrıa a tener un transfor-mador ideal (figura 2.4), donde toda la energıa de la entrada se transfiere a la salida:No hay almacenamiento de energıa, el acoplamiento es perfecto. En la realidad esta es-tructura magnetica no puede construirse, ya que siempre habra una cierta inductanciade dispersion presente.



Figura 2.5: Idealmente, la respuesta del convertidor (en azul) es instantanea ya que nohay almacenamiento de energıa. La forma de onda roja es la corriente demandada porla carga (IC)

Figura 2.6: Si idealmente la tension promedio de entrada se mantiene constante, latension de salida sera constante y no se necesitara filtro de salida.

La respuesta dinamica es instantanea. Si no hay almacenamiento de energıa entrela entrada y la salida del convertidor, la energıa demandada por la carga sera apor-tada por el convertidor de forma instantanea (figura 2.5). En la realidad, la energıaalmacenada en la estructura magnetica debido a la inductancia de dispersion, haceque la respuesta dinamica del convertidor no sea instantanea. Si se minimiza el al-macenamiento de energıa en la estructura magnetica, puede lograrse una respuestadinamica muy rapida.

No se necesita filtro de salida. El filtro de salida en un convertidor reductor, porejemplo, se encarga de filtrar la tension pulsante, resultado del ciclo de trabajo yconvertirla a un valor de tension continua. Esto asumiendo que el rizado de tensiona la salida del convertidor es lo suficientemente pequeno en comparacion con elvalor medio de la tension de salida. Si mediante la estrategia de control se consigueque la tension de salida sea constante en todo instante del tiempo (figura 2.6), sepodra prescindir del filtro LC (bobina-condensador) ya que no habra tension pulsantea la salida de la estructura magnetica.

Que estas idealidades se cumplan en mayor o menor medida al implementar unprototipo, depende en gran parte del diseno y construccion de la estructura magnetica.Su diseno debe estar orientado a almacenar la mınima cantidad de energıa posible. Eldiseno de una estructura magnetica de dos entradas se muestra en el capıtulo 3.



Figura 2.7: Esquematico de la topologıa con parametros ideales. Con esta topologıa sevalida mediante simulacion el concepto ideal.

2.1.3. Validacion por simulacion

En esta subseccion se presenta una simulacion con parametros ideales. El esquema dela topologıa simulada se muestra en la figura 2.7 y sus caracterısticas son las siguientes:

Inductancia de dispersion → 1pH

Condensador de salida → 1µF

Frecuencia de conmutacion → 50kHz

Resistencia serie (por fase) → 20mΩ

Ciclo de trabajo (nodo) → 50 %

El valor de la resistencia serie comprende el valor de la resistencia en conduccion delMOSFET de cada fase y la resistencia estimada de la estructura magnetica (por de-vanado). El valor asignado a la inductancia de dispersion es muy bajo, por lo tanto laenergıa almacenada en la estructura magnetica es casi nula. Se asume tambien en estasimulacion que las transiciones de los interruptores ocurren de forma instantanea, esdecir son ideales.

Si se aplica un escalon de corriente de 10A con una pendiente de 100A/µs a unconvertidor con las caracterısticas del que se muestra en la figura 2.7 se puede observarque la respuesta del convertidor es instantanea. La corriente de salida del convertidor(IS) es exactamente igual a la corriente demandada por la carga (IC). Las formas deonda de estas corrientes, ası como las corrientes por fase (I1 e I2), se muestran en lafigura 2.8. Puede verse que la tension de salida del convertidor (VS) tiene un valor de3V hasta el momento en que ocurre el escalon de carga. La caıda que hay en la tensionde salida se debe a la resistencia serie presente en el convertidor. No hay una faltade tension de salida debido al escalon de corriente, esto es: el condensador de salidano necesita aportar energıa ya que esta es aportada por la entrada y por lo tanto, larespuesta dinamica es independiente del condensador de salida.



Figura 2.8: Simulacion ideal. La respuesta del convertidor es instantanea

2.1.4. Ejemplos de dos y cuatro entradas

Para un prototipo con una estructura magnetica de dos entradas, el principio defuncionamiento y la estrategia de control se explican a continuacion.Durante la primera mitad de un intervalo de tiempo T, la tension en la entrada 1 tieneun valor constante igual a VIN , mientras que la tension en la entrada 2 tiene un valorde cero. Durante la segunda mitad del tiempo T, el valor de la entrada 1 es igual a cero,mientras que la entrada 2 tiene una tension igual a VIN . Esto se ilustra en la figura2.9.a.Analizando la estructura magnetica que se encuentra en la figura 2.9.b puede verseque la tension en la estructura magnetica es igual a v1 − vS = vS − v2; en este caso, latension de salida esta dada por:

vS =v1 + v2

2(2.6)

en todo instante del tiempo. La tension de salida promedio para este caso particular esVE2 , ya que al ser n = 2 se dispone de un unico nodo. Las corrientes de entrada (i1 e i2)

son iguales en todo instante del tiempo, asumiendo que la inductancia magnetizantees infinita. La corriente de salida se define como:

iS = i1 + i2 (2.7)

de acuerdo con la ecuacion 2.2, las dos corrientes de entrada tienen el mismo va-lor (i1 = i2). Para este caso particular de n = 2 el valor de la corriente de salidasera i1 = i2 = iS

2 en todo instante del tiempo.

Ejemplo de 4 entradas. La figura 2.10 presenta una estructura magnetica de 4 entradas.Esta estructura magnetica esta formada por componentes magneticos discretos de dosentradas. Estos componentes estan distribuidos de tal forma que acoplan las entradasde dos en dos.Sustituyendo n = 4 en las ecuaciones 2.1 y 2.2 obtenemos que la tension de salidaesta dada por:

vS =v1 + v2 + v3 + v4

4(2.8)



Figura 2.9: Estrategia de control entrada constante, salida constante y modelo ideal de laestructura magnetica para el prototipo de n=2

Figura 2.10: Topologıa con una estructura magnetica de 4 entradas

Y la corriente de salida:

iS4

= i1 + i2 + i3 + i4 (2.9)

Puesto que en este caso particular n = 4 existiran n− 1 nodos y la tension de salidatendra los siguientes valores discretos:

VE2

,VE3

,VE4

(2.10)

que corresponden a ciclos de trabajo de 25 %, 50 %, y 75 % respectivamente. El cambioentre ciclos de trabajo consecutivos provoca saltos discretos en la tension de salida.Estos saltos tienen un valor igual a VE

4 .



2.2. Extension a n entradas: Estructura magnetica

Se han presentado en la seccion anterior convertidores con estructuras magneticas de 2y 4 entradas. Sin embargo, el principio general de funcionamiento se cumple tambienpara un numero de n mucho mas grande. Como el numero de nodos disponibles en unconvertidor de n entradas es igual a n− 1, habra mayor capacidad de regulacion y lossaltos de la tension de salida, seran iguales a VE

n . Por ejemplo, una estructura magneticade n = 100, con una tension de entrada igual a 12V tendra 99 nodos disponibles y elvalor de los cambios en la tension de salida sera de 0, 12V. Un numero grande de en-tradas beneficia tambien a la reparticion de corrientes ya que la corriente que circulapor cada entrada es igual a iS

n . Con lo que los interruptores (MOSFETs) de cada entradallevaran menos corriente.

Al aumentar las entradas es necesario adoptar una estretegia de acoplamiento. Paraque se cumplan las caracterısticas mencionadas en la seccion 2.1.1 la estructuramagnetica de n entradas debe tener muy buen acoplamiento magnetico y bajaresistencia serie. Para acoplar entre sı las diferentes entradas se proponen dosestrategias de diseno de la estructura magnetica:

Grupos de estructuras magneticas con diferentes distribuciones.

Esta estrategia de acoplamiento y diferentes distribuciones para acoplar lasentradas de la estructura magnetica se explican detalladamente en [6]. Ejemplosde distribuciones son: Centralizada (una entrada se acopla con todas), Cadenacentral (cada entrada se acopla con su consecutiva y la utlima con la primera).En la figura 2.11 se ilustra la distribucion de cadena central.

Para implementar el concepto que se propone en este trabajo, es necesarioque las estructuras magneticas tengan muy buen acoplamiento magnetico,baja resistencia serie y que sean practicamente iguales entre sı. Esta estrategiade acoplamiento tiene la ventaja de que es posible lograr un muy buenacoplamiento entre una fase y otra. Tambien brinda cierta flexibilidad ya que lasdiferentes distribuciones de las estructuras magneticas tienen diferentes ventajas.Sin embargo, para implementar alguna de las distribuciones mencionadas en[6], se necesita al menos una estructura magnetica por cada dos fases. Mascomponentes magneticos discretos aumentan el peso y el coste del convertidorademas de que cada nucleo magnetico genera perdidas.

Una unica estructura magnetica.

Acoplar todas las entradas mediante una sola estructura magnetica tiene laventaja de reducir el numero de componentes discretos. Sin embargo, escomplicado conseguir muy buen acoplamiento al integrar todas las bobinasen una sola estructura magnetica. Por ejemplo, en [1] la estructura magneticaintegrada que se propone (Figura 2.12) es asımetrica fısicamente, lo que propiciaque los caminos que sigue el flujo magnetico tengan diferente reluctancia yel acoplamiento magnetico no sea tan bueno. Como para la implementacionde este concepto el buen acoplamiento es un requisito muy importante, serıa



Figura 2.11: Distribucion de estructuras magneticas en ”cadena cerrada”.

Figura 2.12: Estrategia de acoplamiento de fases presentada en [1]. Esta estrategiaintegra todas las fases del convertidor en un solo nucleo magnetico

necesario disenar una estructura magnetica ”no estandar”que favorezca el buenacoplamiento de las entradas.

2.3. Aplicaciones

Un convertidor que tenga las caracterısticas de funcionamiento (respuesta dinamica,eficiencia, regulacion de carga) puede resultar util para aplicaciones como las que seenuncian a continuacion.

DVS. De forma muy general, el Escalado Dinamico de Tension o DVS (por sussiglas en ingles: Dynamic Voltage Sacling) es una tecnica que consiste en escalarla tension y la frecuencia de trabajo de un microprocesador de acuerdo con lademanda de trabajo para reducir las perdidas en el microprocesador ([10]).

VRMs: Arquitectura de alimentacion de dos etapas. Existen en el estado dela tecnica, artıculos que proponen el uso de sistemas de dos convertidoresen cascada para la alimentacion de microprocesadores. El funcionamiento deesta arquitectura es como sigue: la primera etapa reduce la tension del bus dedistribucion para que el convertidor de la segunda etapa pueda operar conmayor frecuencia y ası favorecer la respuesta dinamica y la reduccion de tamano.Un convertidor con las caracterısticas mencionadas en este capıtulo puede usarse



como primera etapa en una arquitectura de dos etapas ya que es apto parareducir tension con alto rendimiento, y ası no penalizar tanto el rendimiento deun sistema de dos convertidores en cascada.


CAPITULO 3

ANALISIS DE SENSIBILIDAD

Se ha presentado en el capıtulo anterior, el concepto de mınimo almacenamiento deenergıa y la estrategia de control en los que se basa la estrategia de conversion deenergıa presentada en este trabajo. Para que esta nueva estrategia de conversion tengalugar, se han asumido tres condiciones ideales principales que no siempre se cumplenal implementar un prototipo fısico. En este capıtulo se presenta un analisis preliminarde la topologıa que se usara para validar la estrategia de control y el conceptopropuestos usando condiciones similares a las que pueden presentarse al construirun prototipo fısico. El objetivo de este analisis de sensibilidad es hacer un estudiopreliminar de los parametros que influyen en la respuesta dinamica del convertidor.Este analisis se lleva a cabo mediante simulaciones y los resultados obtenidos seaplican a la implementacion de un prototipo de dos fases que sera presentado en loscapıtulos 4 y 5.

3.1. Especificaciones de diseno

Para validar el concepto que se ha contado en el capıtulo anterior, se disenara unconvertidor basado en una estructura magnetica acoplada. El convertidor sedisenara tomando en cuenta las siguientes caracterısticas:

Baja tension de salida (3V)

Tension de entrada: 6V

Baja frecuencia de conmutacion (decenas de kHz, 50kHz por ejemplo)

Alta eficiencia (mas del 90 %) para la mitad del rango de carga (desde 5A hasta10A)

Rapida respuesta dinamica ante un escalon de 10A (100A/µs)

20 Analisis de sensibilidad

Se usara una estructura magnetica de dos entradas (n = 2) para construir un pro-totipo con estas caracterısticas. De acuerdo con lo presentado en el capıtulo anterior,una estructura magnetica de n = 2 tiene solo un punto de operacion para el que existecancelacion del rizado de corriente (nodo). Este nodo se corresponde con el ciclo detrabajo igual a 50 %, por lo tanto, la salida sera igual a VE

2 .

Mediante este analisis de sensibilidad, se pretende determinar de forma cualitativacomo afectan las condiciones no ideales a la respuesta dinamica del convertidor.Estas condiciones no ideales son principalmente aquellas que tienen que ver con elalmacenamiento de energıa en los componentes pasivos presentes en el convertidor.En este capıtulo se analiza el almacenamiento de energıa en la estructura magnetica yen los condensadores de entrada y salida del convertidor.

3.2. Diseno de la estructura magnetica

Como se dijo en el capıtulo anterior, la implementacion del concepto propuestodepende en gran medida de las caracterısticas de la estructura magnetica. El disenode la estructura magnetica tendra como guıa los siguientes requisitos:

Minimizar el almacenamiento de energıa. Para minimizar el almacenamientode energıa en la estructura magnetica, es necesario que las bobinas esten bienacopladas entre sı. Esto se logra, como se vio en el capıtulo uno, poniendo uncamino de baja reluctancia entre los devanados. La estructura magnetica debedisenarse sin entreabierto.

Compromiso entre inductancia magnetizante y tamano. En este caso, interesadeterminar primero la inductancia magnetizante con base en las especificacionesde diseno del prototipo (VE, VS, frecuencia de conmutacion, rizado de corrienteen las entradas, numero de entradas). La inductancia magnetizante debe tenerun valor adecuado para mantener el rizado de corriente por fase en un nivelaceptable, incluso trabajando con frecuencias de pocas decenas de kHz. En estecaso el convertidor opera con baja frecuencia de conmutacion (decenas de kHz)ası que la inductancia magnetizante debe tener un valor suficientemente alto,pero sin utilizar un nucleo magnetico demasiado grande.

Baja resistencia serie equivalente. Como se ha mencionado en el capıtulo2, la eficiencia del convertidor depende en gran medida de las perdidas enconduccion, que son directamente proporcionales a la resistencia serie delconvertidor. Las dos principales resistencias presentes en el convertidor sonla resistencia en conduccion del MOSFET (RDSon) y la resistencia serie de laestructura magnetica. Esta puede reducirse colocando varios devanados enparalelo.

Para la implementacion de este prototipo, se quiere que la inductancia magnetizanteeste en torno a los 100µH. Las perdidas por energıa circulante se mantienen en un ni-


Analisis de sensibilidad 21

Figura 3.1: a)Placa de circuito impreso de dos capas. b)Grosor de las capas de cobre yaislante que constituyen la espira.

vel bajo ya que el rizado de corriente obtenido con esta inductancia y baja frecuenciade conmutacion (decenas de kHz) es pequeno respecto del valor medio de corriente.Por ejemplo, el rizado de corriente por fase, con 20kHz es igual a 0.5A mientras que elvalor medio de corriente por fase es igual a 5A.

Una vez que se ha determinado la inductancia magnetizante, es necesario elegir elmaterial con el que se construira el nucleo. Esta seleccion se hace dependiendo de lafrecuencia de conmutacion a la que se trabaje, por ejemplo, los materiales 3C30 y 3C34de Ferroxcube, son adecuados para frecuencias de conmutacion de decenas de kHz.Sin embargo se ha seleccionado el material 3F3 por la disponibilidad. Este material seusa para frecuencias de conmutacion de entre 200kHz y 500kHz, hay muchas fuentesde conmutacion que trabajan en este rango de frecuencias.

En cuanto al tamano de la estructura magnetica, se escogio un RM6 ya que es unnucleo estandar y de tamano pequeno. La inductancia puede definirse en funcion delas caracterısticas (tamano y material) del nucleo magnetico:

L =N2

< = N2 · µ · Al

(3.1)

donde A y l son el area y la longitud del nucleo, respectivamente, y µ la permeabilidaddel material magnetico. Conociendo estos datos y la inductancia deseada, el numerode vueltas esta dado por:

N =√

L · < (3.2)

sustituyendo los valores de L = 100µH y la reluctancia de un nucleo magnetico dematerial 3F3 y tamano RM6, el numero de vueltas (N) necesario para obtener la induc-tancia deseada es 6.

La estructura magnetica se construye apilando placas de circuito impreso (a modo deespiras) como la que se muestra en la figura 3.1.a. Si se usan a modo de espiras placasque tengan una vuelta por cara, se necesitara conectar tres de estas en serie para formarlas 6 vueltas necesarias para obtener ası la inductancia deseada.



Figura 3.2: Caracterısticas de diferentes estructuras magneticas. Estas fueroncalculadas mediante el software PEmag. El diseno escogido se muestra resaltado.

Figura 3.3: Calculo de perdidas en el nucleo y flujo magnetico en la estructuramagnetica construida, para diferentes frecuencias

Con las caracterısticas que se han definido hasta ahora, se hace uso del software demodelado magnetico PEmag para validar el diseno. PEmag usa tecnicas de modela-do 2D para calcular varios parametros, como inductancia magnetizante, inductanciade dispersion, perdidas, resistencia serie de los devanados, entre otros. En la figura3.2 se muestran varias configuraciones, de dos diferentes tamanos y dos diferentesmateriales. El nucleo magnetico RM6 es mas alto que el RM6-low profile, y por tantotiene mas area de ventana disponible. Esto permite colocar mas devanados en paralelopara reducir la resistencia serie equivalente de la estructura magnetica. La estructuramagnetica que se escogio debido a su baja resistencia serie e inductancia magnetizante,esta resaltada en la figura 3.2.

La estructura magnetica construida como resultado de este proceso de diseno, tienelas siguientes caracterısticas:

Tamano del nucleo → RM6

Material → 3F3

Numero de vueltas de cada bobina → 6

Numero de devanados en paralelo → 4

3.2.1. Modelado de la estructura magnetica para simulacion

El analisis de sensibilidad que se presenta en la siguiente seccion de este capıtuloesta basado en simulaciones. Con este analisis de sensibilidad se pretende validar el



Figura 3.4: Modelo de la inductancia magnetizante y de dispersion en untransformador. LSERIE representa la inductancia de dispersion medida entre lasterminales 1 y 2, con las terminales 3 y 4 cortocircuitadas

Figura 3.5: Modelo de la estructura magnetica



concepto propuesto mediante una simulacion que sea lo mas parecida posible a la re-alidad. Para lograr esto, es muy importante contar con modelos que representen dela forma mas parecida posible el comportamiento de cada elemento de la topologıa.Debido a que la estructura magnetica es uno de los elementos mas determinantes parala implementacion del concepto, debe ponerse especial cuidado en obtener y validarun modelo que represente correctamente su comportamiento.

Para modelar la estructura magnetica, puede partirse de una representacion sencillade un transformador. Esta representacion de un transformador mediante componentesdiscretos se muestra en la figura 3.4. Los principales elementos que modelan al trans-formador en este caso son: un transformador ideal, la inductancia magnetizante y lainductancia de dispersion. La inductancia de dispersion esta representada en la figuramediante la inductancia serie (LSERIE). Esta inductancia serie, es la inductancia medi-da cuando se cortocircuita uno de los devanados del transformador (por ejemplo, eldevanado que se encuentra entre las terminales 3 y 4).

Se debe evaluar si este modelo del transformador se corresponde con el de la estructuramagnetica que se usara en los analisis de sensibilidad. Para esto, deben tenerse encuenta dos aspectos principales.Primero, el modelo de la estructura magnetica debe ser simetrico. Puesto que lastensiones en cada rama de la estructura magnetica deben ser iguales entre sı, lainductancia de cada rama debe ser igual (asumiendo que la inductancia magnetizantetiene un valor infinito). Segundo, la suma de las inductancias serie colocadas en cadarama de la estructura magnetica debe ser igual a la inductancia serie medida en elensayo de cortocircuito que se muestra en la figura 3.4.El modelo que se va a utilizar para representar la estructura magnetica mediantecomponentes discretos se muestra en la figura 3.5.

3.3. Analisis de sensibilidad: Parametros que influyen enla respuesta dinamica del convertidor

En esta seccion se presentan varias simulaciones que incorporan valores medidos delos componentes que se usaran en la construccion del prototipo fısico. Por ejemplo,se han medido la inductancia serie de la estructura magnetica y la ESR y ESL delcondensador de salida que se usara en el prototipo. Se espera que al incorporar estosvalores a la simulacion se obtenga una prediccion mas exacta del comportamiento delcircuito. Se considera que hay tres parametros principales que determinan la respuestadinamica del convertidor. Estos parametros, como se dijo antes, tienen que ver conel almacenamiento de energıa en el convertidor, por ejemplo, la energıa almacenadaen la inductancia serie de la estructura magnetica impedira que la entrada aporte demanera instantanea la energıa demandada por la carga. En tanto menos energıa aportela entrada, sera necesario almacenar mas energıa en los condensadores de salida, queaporten la energıa faltante.



Figura 3.6: Simulacion hecha con LSERIE = 40nH, CS = 22µF y una fuente dealimentacion ideal en la entrada

3.3.1. Almacenamiento de energıa en la estructura magnetica

Se presento en el capıtulo 2 una simulacion de un convertidor basado en una estructuramagnetica de dos entradas con muy baja inductancia de dispersion. Debido al alma-cenamiento de energıa tan bajo en esta estructura magnetica casi ideal, la respuestadel convertidor era instantanea. En esta seccion se presenta una simulacion con la in-ductancia serie que se ha medido de la estructura magnetica construida. Con este yotros parametros (como la ESR y ESL del condensador de salida) se puede hacer unasimulacion que muestre de forma orientativa como afectara esta energıa almacenada ala respuesta dinamica del convertidor.

En la figura 3.6 se muestra una simulacion donde la estructura magnetica se ha repre-sentado mediante el modelo de la figura 3.5. La inductancia de dispersion (LSERIE) quese ha medido en la estructura magnetica es igual a 40nH. Esta inductancia se repartepor mitades ( LSERIE

2 ) en serie con cada devanado de la estructura magnetica. El conden-sador de salida que se usara en el prototipo se ha medido para conocer de forma aprox-imada, los valores de su ESR y ESL(3mΩ). Este condensador usa tecnologıa ceramicamulti-capa (MLCC por sus siglas en ingles) con C=22µF-ESR=3mΩ-ESL=560pH.

En esta simulacion, el escalon de corriente que se ha aplicado es de 10A con una pen-diente de 100A/µs. Se puede ver que ademas de la caıda por resistencia serie equiva-lente, hay una falta de tension en la salida igual a 210mV en el momento en que ocurreel escalon de corriente. El almacenamiento de energıa en la inductancia serie impideque la energıa demandada por la carga, sea aportada de forma instantanea por la en-trada. La corriente de salida del convertidor (IS en la figura 3.6) tarda 1µs en alcanzarel valor de 10A, esto equivale a decir que la respuesta del convertidor es de 10A/µs.

Esta caıda de tension de 210mV en la tension de salida, que representa un 7 % de latension total, sera aceptable o no dependiendo de la aplicacion. Para mejorar la res-puesta dinamica a nivel de simulacion existen principalmente dos opciones: reducirla inductancia serie o aumentar el almacenamiento de energıa a la salida del conver-tidor. En una estructura magnetica real, es difıcil mejorar el acoplamiento magnetico,ası que aumentar la capacitancia de salida parece la opcion mas viable para mejorar larespuesta dinamica del convertidor.



Figura 3.7: Simulacion hecha con LSERIE = 40nH, CS =3X(22µF) y una fuente dealimentacion ideal en la entrada. La corriente de salida del convertidor es igual a5A/µs

3.3.2. Almacenamiento de energıa en la salida

Se vio en el analisis anterior que debido a la energıa que almacena la estructuramagnetica, la respuesta del convertidor es mas lenta.Con una inductancia serie de 40nH en la estructura magnetica, el convertidor respondecon una derivada de 10A/µs ante un escalon de 100A/µs (10A). Siendo la desviacon detension a la salida del convertidor con valor de 210mV. Para compensar esta desviacionde tension, se puede aumentar el numero de condensadores de salida. Al haber mascondensadores, el almacenamiento de energıa sera mayor y la desviacion de tension ala salida en el momento del escalon de corriente se reducira.

En la figura 3.7 se muestra una simulacion con tres condensadores de salida (3X 22µF,560pH, 3mΩ). Puede verse que, almacenando tres veces mas energıa a la salida delconvertidor se logra que la caıda de tension ante el mismo escalon (10A - 100A/µs)sea de aproximadamente 150mV (60mV menor que con un condensador). Sin embar-go, en vez de la respuesta de 10A/µs que se lograba con un condensador de 22µF, lacorriente de salida del convertidor cambia con una velocidad de 5A/µs. Aunque estaes una respuesta mas lenta, la caıda en la tension de salida representa unicamente el5 % de la tension de salida (ya que VE = 3V).

Si se siguen agregando condensadores a la salida del convertidor, la desviacion de ten-sion a la salida ante un escalon de corriente, se debera unicamente a la resistencia serieequivalente del convertidor. Sin embargo, la corriente de salida del convertidor tardamas de 4µs en alcanzar los 10A que demanda la carga (respuesta de aproximadamente2.4A/µs). Esto se muestra en la figura 3.8 donde se han puesto seis condensadores de22µF a la salida del convertidor. En esta figura puede verse que tal como en el caso demenor almacenamiento de energıa en la estructura magnetica (cuando LSERIE = 1pH,seccion 2.1.3), la caıda de tension se debe a la corriente de salida y la resistencia serieequivalente del convertidor.



Figura 3.8: Simulacion hecha con LSERIE = 40nH, CS =6X(22µF) y una fuente dealimentacion ideal en la entrada. La corriente de salida del convertidor es igual a2.5A/µs (aproximadamente)

Figura 3.9: Circuito equivalente del convertidor durante un transitorio. La inductanciaserie (LSERIE) es la inductancia medida en la estructura magnetica mediante ensayode corto-circuito

A medida que se van agregando condensadores a la salida del convertidor y el alma-cenamiento de energıa aumenta, la desviacion en la tension de salida es menor y lapendiente con la que el convertidor inyecta la corriente es mas pequena. Es por esoque la derivada de corriente disminuye conforme se agregan condensadores de salida.El circuito equivalente mostrado en la figura 3.9 ayuda a estudiar este hecho.

A modo de resumen de esta subseccion, puede decirse que dependiendo de la induc-tancia serie (LSERIE), sera necesario poner mas o menos condensadores para cumplirlas especificaciones. El numero de condensadores que sea necesario colocar, dependede varios factores. Algunos de estos factores pueden ser la inductancia serie de la es-tructura magnetica, la velocidad con que la carga demande corriente al convertidor yla tolerancia de la aplicacion ante la desviacion de tension.

3.3.3. Almacenamiento de energıa en la entrada

En las dos subsecciones anteriores se ha asumido que la tension de entrada es unafuente ideal. Esta fuente de tension ideal, es capaz de aportar cualquier cantidad deenergıa que pida el convertidor. Sin embargo, en la realidad, la impedancia de salidade la fuente y los cables de conexion introduciran cierta impedancia entre la fuentede entrada y el convertidor. Esta impedancia se puede modelar como la impedancia



Figura 3.10: Modelo de fuente real.

Figura 3.11: Corrientes por fase (I1, I2) y corriente de salida (IS) de un convertidormultifase.

(ZE) que se muestra en la figura 3.10. De igual forma que con la inductancia serie dela estructura magnetica, esta impedancia de entrada impide que la energıa se trans-fiera de forma rapida al convertidor (y por tanto a la salida). Para reducir la influenciade esta impedancia de entrada es necesario poner un condensador que almacene su-ficiente energıa a la entrada del convertidor. Cuanta mas energıa haya almacenada enla entrada, la respuesta dinamica sera mas parecida a la que se obtiene con una fuentede tension ideal. Para almacenar suficiente energıa en la entrada es necesario usar uncondensador cuyo valor de capacitancia sea suficientemente alto. El condensador quese pone a la entrada para hacer el analisis que se presenta en esta subseccion tiene lossiguientes valores: C = 2,2mF, ESL = 16nH, ESR = 5mΩ. El modelo de impedanciay condensador de entrada que se emplea para hacer este analisis de sensibilidad semuestra en la figura 3.10.

El efecto de incluir la ”fuente real” en la respuesta dinamica se muestra en la simu-lacion de la figura 3.11. Esta simulacion y la que se muestra en la figura 3.6 tienen losmismos parametros, excepto por el modelo de la fuente de alimentacion. En la figu-ra 3.6 el convertidor se alimenta desde una fuente de tension ideal. La respuesta delconvertidor con modelo de fuente real presenta una desviacion de tension 40mV masgrande respecto de la simulacion con fuente ideal. La respuesta en corriente en ambassimulaciones es aproximadamente igual.



Figura 3.12: Circuito equivalente del convertidor durante un transitorio considerandoalmacenamiento de energıa en la entrada

Como la impedancia serie entre la entrada y la salida del convertidor es baja(figrua 3.12), la energıa almacenada en la entrada afecta a la respuesta dinamica delconvertidor. Es por eso que es necesario almacenar suficiente energıa en la entrada.


CAPITULO 4

CONSIDERACIONES Y LIMITACIONES PRACTICAS

Se ha presentado en el capıtulo anterior un analisis de sensibilidad preliminar de comoinfluye el almacenamiento de energıa en la respuesta dinamica del convertidor. En estecapıtulo se presentan las especificaciones del prototipo, ası como la implementaciondel control que se usa para lograr la estrategia de control presentada en el capıtulo 2. Laconmutacion no ideal de los MOSFETs da lugar a otra no idealidad. Esta no idealidadse presenta en este capıtulo y se presentan ademas los efectos que tiene esta en elcomportamiento del circuito y como puede compensarse en cierta medida mediante elcontrol.

4.1. Especificaciones del prototipo de dos entradas

Las consideraciones practicas presentadas en este capıtulo se ilustran sobre unprototipo de 2 entradas con las siguientes especificaciones:

Tension de entrada (VIN): 6V

Tension de salida (VOUT): 3V

Corriente de salida maxima (IOUT): 10A

Regulacion de carga: 2 %-3 % de VOUT

La eficiencia debe ser mayor que 90 % para cargas superiores a 5A

La tension de salida debe desviarse como maximo 150mV ante un escalon decorriente de 0A-10A que ocurra en el lapso de tiempo de 1µs (100A/µs)

A continuacion se muestran los componentes que se usan para la construccion de esteprototipo de dos entradas y algunas de sus caracterısticas.

32 Consideraciones y limitaciones practicas

Figura 4.1: Esquema que presenta algunas de las caracterısticas y componentes delprototipo.

MOSFETs: IRF7457, su resistencia en conduccion maxima (RDSon MAX) es iguala 7mΩ segun la hoja de especificaciones del fabricante.

Drivers: IR2181, los drivers se alimentan de una fuente independiente, por lotanto las perdidas de manejo (driving) no estan incluidas en las medidas derendimiento.

Estructura magnetica: RM6-3F3.

Condensador de salida: C → 22µF, ESL → 560pH, ESR → 3mΩ.

El control del circuito se lleva a cabo con una tarjeta de desarrollo SPARTAN-3con una FPGA XC3S200.

En la figura 4.1 se muestra un esquematico donde se incluyen los valores de loscomponentes y se ilustran algunas de las caracterısticas antes mencionadas. Lainductancia serie (inductancia de dispersion) de la estructura magnetica construidapara este prototipo es igual a 40nH. La resistencia CC equivalente de la estructuramagnetica se ha estimado en 13mΩ para cada devanado.

4.2. Control digital

Como se ha dicho antes, la estrategia de control que se usa para implementar el con-cepto propuesto, se basa en mantener constante el promedio de la tension de entradapara todo instante de tiempo. Esto se logra sincronizando las ondas de control de ca-da entrada y haciendo trabajar al convertidor en los puntos de trabajo llamados nodos.Para un prototipo de dos etapas, hay un solo nodo y este se corresponde con un ciclo detrabajo de 50 %. Como el filtro de salida del convertidor tiene valores muy pequenos,cualquier cambio de tension en la entrada de la estructura magnetica se reflejara a lasalida. Por lo tanto, el valor del ciclo de trabajo debe ser lo mas exacto posible. Desde


Consideraciones y limitaciones practicas 33

Figura 4.2: Senales de control enviadas a los interruptores (MOSFETs) del prototipo.

este punto de vista, el requisito mas importante que debe tenerse en cuenta para im-plementar el control es la exactitud.

La implementacion de la estrategia de control propuesta en este trabajo presenta lassiguientes caracterısticas:

Operacion en lazo abierto. Dependiendo de la tension de entrada (VE) y elnumero de entradas (n), el control aplicara el ciclo de trabajo necesario, habiendo(n − 1) ciclos de trabajo disponibles para una estructura magnetica de (n)entradas.

Operacion en frecuencia fija. La frecuencia de trabajo del convertidorpermanecera fija una vez que se determine (de forma experimental) la frecuenciaoptima. Se llama frecuencia optima al punto donde las perdidas totales delconvertidor estan en su mınimo.

Ajuste de conmutaciones. Para compensar en cierta medida las conmutacionesno ideales, se debe implementar en el control una funcion que permita ajustarlos pulsos de control de los MOSFETs principales de cada entrada. Estafuncionalidad y el impacto que tiene en la tension de salida del convertidor sedescriben con mayor detalle en la siguiente seccion.

Como el principal requisito del control es mantener un ciclo de trabajo lo mas exactoposible, se escogio implementarlo de forma digital. Se escogio la tarjeta SPARTAN-3 de la empresa Xilinx, pues cuenta con las caracterısticas necesarias para la imple-mentacion del control. Mediante un programa en VHDL pueden implementarse deforma relativamente rapida y sencilla todas las funcionalidades del control. En la figu-ra 4.2 se muestra un diagrama simplificado de las senales de salida del control.

4.3. Efecto de las conmutaciones

Se ha dicho antes, que la estrategia de control propuesta en este trabajo, sebasa en mantener constante el promedio de la tension en las entradas de la



Figura 4.3: Dibujo de una conmutacion ideal. Se muestran las formas de onda de lastensiones de entrada a la estructura magnetica (V1 y V2). La transicion de ambas entreVIN y 0 es instantanea

Figura 4.4: Conmutacion real (medida). Se muestran las formas de onda de la tensionde control (puerta-fuente, VGS1 y VGS2) con una escala de 5V/div y la forma de ondade la tension de salida VS (100mV/div) la escala de tiempo es 80ns/div

estructura magnetica. Esto implica que las transiciones de los interruptores (MOSFETs)principales son instantaneas. En la figura 4.3 se muestra dibujada una conmutacionideal.En la realidad, las transiciones ideales no se logran debido a varios factores. Algunosde estos son: retraso de propagacion debido a los drivers, capacitancias parasitas delos MOSFETs (Ciss y Coss), parasitos de la tarjeta impresa, entre otros. Todos estosfactores, dan lugar a conmutaciones no ideales. Un ejemplo de una medida de con-mutacion no ideal (real) se muestra en la figura 4.4. Se puede ver que la transicionentre un estado y otro no es instantanea. Cada senal hace la transicion de un estadoa otro con diferente pendiente. Como resultado, hay un intervalo de tiempo para elcual la tension de entrada a la estructura magnetica no es constante; esto se traduce enforma de oscilaciones en la tension de salida. Estas oscilaciones seran llamadas rizadode conmutacion. Este rizado puede deberse tanto a la falta como a la sobra de tensionque se produce en la entrada de la estructura magnetica debido a las conmutaciones


Consideraciones y limitaciones practicas 35

Figura 4.5: Medida de rizado de conmutacion. En esta figura se presenta un ejemplode las oscilaciones en la tension de salida que provocan las conmutaciones no ideales.El resultado de una conmutacion mal ajustada se muestra encerrado en un cırculo.Escalas: VGS1 y VGS2: 5V/div, VS: 100mV/div, escala de tiempo: 4µs/div.

no ideales. En la figura 4.5 se muestra un ejemplo de oscilaciones producidas por lasconmutaciones no ideales.

Puede verse que hay una oscilacion de menor amplitud y menor duracion. Se puedeasumir que el cruce que provoca esta oscilacion ocurre en un punto mas favorable; esdecir, ocurre de forma que la tension de entrada a la estructura magnetica se desvıamenos respecto del valor promedio.

El rizado de conmutacion puede mejorarse, modificando el punto de cruce de lastensiones de entrada a la estructura magnetica (voltaje drenador-fuente del MOSFET→ vGS). Una forma de lograr esto es modificar brevemente la senal de control. Estamodificacion consiste en adelantar o atrasar brevemente el momento en el que la senalde control cambia de estado. Las figuras 4.6 y 4.7 explican mejor este procedimiento.Dos senales de conmutacion (senal de control puerta-fuente) en apariencia muy biensincronizadas, aparecen en el primer recuadro de la figura 4.6. Estas senales provocanuna tension drenador-fuente (recuadro de en medio) que a su vez provoca un valormenor al promedio en la tension de entrada a la estructura magnetica. El efecto deesta transicion no ideal se manifiesta en la salida como una oscilacion que comienzacon una caıda de tension. Esta oscilacion se muestra en el tercer recuadro de la figura4.6. Para reducir la amplitud (y la duracion) de esta oscilacion, es necesario mover elpunto de cruce de las tensiones drenador-fuente a un punto mas alto. Esto se logra,solapando un poco las senales de control de los MOSFETs principales de cada entrada(primer recuadro de la figura 4.7). La tension drenador-fuente (tension de entrada a laestructura magnetica) resultante y la mejora en el rizado de conmutacion se muestranen el segundo y tercer recuadro respectivamente.El codigo que implementa la estrategia de control de la estructura magnetica, seencuentra documentado en la seccion de anexos.



Figura 4.6: Senales de control enviadas a los MOSFETs principales de cada entrada(primer recuadro), tension vista en la entrada de la estructura magnetica (segundorecuadro) y tension de salida (VS) resultante (tercer recuadro)

Figura 4.7: Compensacion del rizado de conmutacion mediante el solape de las senalesde control de los MOSFETs principales


CAPITULO 5

VALIDACION EXPERIMENTAL

En este capıtulo se presentan los resultados de la implementacion fısica delconcepto propuesto en este trabajo. Es en este prototipo donde se aplican todaslas consideraciones presentadas en el capıtulo anterior y donde resultan utiles laspredicciones hechas por el analisis de sensibilidad del capıtulo 3. Los resultados dela aplicacion de estos conceptos se refleja en este capıtulo. Tambien se presentan lasformas de onda del prototipo operando en estado estacionario ası como las curvas derendimiento y las medidas de la respuesta dinamica.

5.1. Operacion en regimen permanente

Para la validacion fısica del concepto de mınimo almacenamiento de energıa se haconstruido un prototipo basado en una estructura magnetica de dos entradas. Lascaracterısticas de esta estructura magnetica se presentaron previamente en el capıtulo3, sin embargo a continuacion se presenta de nuevo una descripcion de la estructuramagnetica y de sus principales caracterısticas.

Tamano del nucleo → RM6

Material del nucleo → 3F3

Inductancia magnetizante medida → 73µH

Inductancia serie (de dispersion) medida mediante ensayo de corto circuito →40nH

En la figura 5.1 se muestran imagenes de la estructura magnetica construida.

En cuanto al prototipo, se resumen a continuacion algunas de las caracterısticas queconviene tener presentes. Las condiciones bajo las cuales se han hecho las medidas que

38 Validacion experimental

Figura 5.1: Foto de la estructura magnetica de dos entradas construıda para lavalidacion del concepto por medio de un prototipo fısico µs/div

se presentan en este capıtulo estan senalados mediante el siguiente caracter: ”→”. Lascaracterısticas que se senalan mediante el caracter ”⇒” son especificaciones con lasque se debe cumplir.

Tension de entrada → VE = 6V

Condensador de entrada → CE = 2,2mF(ESR = 5mΩ, ESL = 16nH)

Tension de salida → VS = 3V

Condensador de salida → CS = 22µF(ESR = 3mΩ, ESL = 560pH)

Ciclo de trabajo → d = 50 % (constante)

Corriente maxima de salida → IS = 10A

Potencia de salida → PS = 30W

Frecuencia de conmutacion → FSW = 50kHz

Eficiencia ⇒ superior al 90 % para cargas superiores a 5A

Regulacion dinamica ⇒ tolerancia de 5 % ante un escalon de 10A (100A/µs)

Regulacion de carga ⇒ entre 2 % y 3 % de la tension de salida

El control se implementa en una tarjeta Spartan-3 de la empresa Xilinx.A continuacion se presentan los resultados obtenidos con el prototipo operando enregimen permanente. En la operacion en regimen permanente hay dos condiciones deoperacion que es importante determinar. Una de ellas es la frecuencia de conmutacionpara la cual la eficiencia es mayor y la otra es encontrar el ajuste de senales de controlpara el cual el rizado de conmutacion es mınimo. Ambas condiciones de operacion sedeterminan de forma experimental.

Determinar el rizado de conmutacion optimo resulta sencillo una vez que se tiene im-plementada en el control la funcionalidad de ajuste de senales de control que se de-scribe en el capıtulo anterior. El mınimo rizado que puede lograrse con el prototipoactual se muestra en la figura 5.2. Este rizado, se obtuvo de forma experimental. El


Validacion experimental 39

Figura 5.2: Forma de onda de la tension de salida en regimen permanente, el rizadopresente en la tension de salida se debe a conmutaciones no ideales. Senales de disparo:5V/div, Tension de salida: 100mV/div y escala de tiempo: 4 µs/div

Figura 5.3: Eficiencia medida a lo largo de todo el rango de carga. Para un amplio rangode cargas (3A-10A) la eficiencia es muy similar para todas las frecuencias mostradas.La eficiencia maxima se presenta a 40kHz para 3A (97.7 %). Las perdidas de driving noestan consideradas.

ajuste de pulsos se vario de forma manual hasta encontrar el punto donde el rizado deconmutacion en la tension de salida fuera mınimo.

La figura 5.3 muestra la eficiencia medida en todo el rango de carga para tres frecuen-cias (10kHz, 40kHz y 100kHz). Puede verse, que las tres curvas de rendimiento sonmuy parecidas para cargas superiores a 9W (3A aproximadamente). Sin embargo, lacurva de medidas a 40kHz es ligeramente mas alta que las otras dos. Este prototipopresenta muy alto rendimiento en un amplio rango de cargas: mas de 90 % para po-tencias de salida desde 1W (aproximadamente 350mA) hasta 30W. La eficiencia pi-co ocurre a 40kHz para 3A y tiene un valor de 97.7 %. Para el rango de cargas des-de 2W (700mA) hasta 30W el rendimiento es mayor de 95 %. Para las tres curvas, elrendimiento es practicamente el mismo (aproximadamente 96 %) para plena carga.



Figura 5.4: Eficiencia medida para baja carga (Detalle de la figura 5.3) A baja carga losrendimientos son mayores para una frecuencia de conmutacion igual a 40kHz. (Lasperdidas de driving no estan consideradas)

Figura 5.5: Grafica de la regulacion de carga (porcentaje de desviacion vs. frecuencia)que presenta el convertidor para diferentes frecuencias y 10A de corriente de salida(IS)

Un acercamiento para el rango de medias de baja carga se presenta en la figura 5.4. Paraestas cargas, se nota mucho mas la diferencia de rendimientos para cada frecuencia quea alta carga. En esta figura, se puede apreciar sin dificultad que el mejor rendimientose consigue con una frecuencia de conmutacion de 40kHz. Para la medida de potenciade salida mas baja (230mW), el rendimiento a 40kHz es ligeramente mayor que 70 %y las perdidas son aproximadamente 96mW. A esta frecuencia, tanto las perdidas deconduccion como las de conmutacion encuentran su valor mas bajo.

Debido a que este prototipo trabaja con ciclo de trabajo fijo de 50 %, la regulacion decarga depende completamente de la resistencia serie equivalente del convertidor. Deacuerdo con las especificaciones, el maximo porcentaje de desviacion permitido en latension de salida, es un 3 %. En la grafica de la figura 5.5 se presenta la regulacion decarga que tiene el prototipo para una corriente de salida de 10A. Se puede apreciar quela tension de salida se desvıa de su valor nominal conforme aumenta la frecuencia. A40 kHz, frecuencia para la cual este prototipo tiene el mayor rendimiento, la tensionde salida es 2.9V en vez de 3V. Esto equivale a una desviacion de tension de salidade 3.3 % lo cual es un poco mayor que la especificacion con la cual se debe cumplir.Sin embargo, para mejorar esta caracterıstica de la topologıa es necesario reducir la



Figura 5.6: Medida de la desviacion de la tension de salida (200mV/div) ante unescalon de carga de 0A a 10A (5A/div). Escala de tiempo: 1µs/div

resistencia serie del convertidor. Otra forma serıa aumentar el numero de entradas a laestructura magnetica.

5.2. Respuesta dinamica

El analisis de sensibilidad llevado a cabo en el capıtulo 3 proporciona una idea orienta-tiva de la respuesta dinamica del convertidor. Se sabe que con la energıa que almacenauna inductancia serie de 40nH y un condensador de salida de 22µF la caıda de tensionante un escalon de 10A (10A/µs) es de 210mV, asumiendo que la fuente de entradadel convertidor sea ideal. En esta seccion se presentan medidas de la tension de sali-da del convertidor ante un escalon de 0A a 10A con una pendiente de 40A/µs. Estosescalones de tension se realizan con un convertidor reductor sin condensador de en-trada y trabajando con una frecuencia de conmutacion de 5kHz. Una fotografıa delmontaje completo se muestra en el capıtulo de anexos.

Como se ha mencionado al principio de este capıtulo, el condensador colocado en laentrada para almacenar energıa es de 22mF con ESR y ESL de 3mΩ y 16nH respectiva-mente. El condensador de salida es un ceramico multi-capa (MLCC) con los siguientesvalores: C=22µF, ESR=3mΩ, ESL=560pH.

En la figura 5.6 se muestra la tension de salida ante un escalon de corriente de 0A-10A.Como ya se menciono, la pendiente del escalon es de 40A/µs. En esta figura puedeverse que la caıda de la tension de salida es de 330mV (11 % de VS). La tension de sali-da tarda 2µs en recuperar su valor nominal (este valor nominal sera aproximadamente2.9V debido a la caıda que provoca la resistencia serie del convertidor).

Si se reduce el almacenamiento de energıa a la entrada del convertidor, por ejemplo, sise sustituye el condensador de 2.2mF por uno de 22µF, la falta de energıa en la tension



Figura 5.7: Medida que ilustra la influencia de la energıa almacenada a la entrada. Alreducir la capacitancia de entrada en un 1000 % (de 2.2mF a 22µF) la tension de salidacae 500mV ante un escalon de 0A a 3A (derivada de 40A/µs)

Figura 5.8: Medida de la desviacion de la tension de salida (200mV/div) ante unescalon de carga negativo (de 10A a 0A, 5A/div). Escala de tiempo: 1µs/div

de salida ante un escalon de corriente se vuelve mayor. En la figura 5.7 se muestra larespuesta del convertidor ante un escalon de 0A a 3A con pendiente de 40A/ns, puedeverse que la falta de tension a la salida cuando ocurre el escalon de corriente es iguala 500mV (mas del 16 % de VS). Mediante esta prueba se muestra de forma parcial lainfluencia que tiene sobre la respuesta dinamica del convertidor la energıa almacenadaen la entrada.

En la figura 5.8 se muestra un escalon de corriente negativo, que va desde 10A has-ta 0A con una pendiente de 400A/µs. La tension de salida muestra una sobretensionigual a 380mV (12.6 % de VS).

Despues de llevar a cabo estas medidas en el prototipo fısico, puede concluirse quela respuesta dinamica del prototipo no es instantanea debido al almacenamiento deenergıa en la estructura magnetica. Sin embargo, esta respuesta dinamica es bastanterapida ya que se logra operando a baja frecuencia de conmutacion (50kHz), con



Figura 5.9: Configuracion de un sistema de dos etapas, donde la primera etapa es latopologıa propuesta y la segunda un convertidor CC/CC que opera a alta frecuencia(2MHz).

Figura 5.10: Eficiencia estimada de una sistema de dos etapas: primera etapa: topologıapropuesta + segunda etapa del estado de la tecnica ([2]). Condiciones de medida:VBUS = 12V, Vintermedia = 6V, VS = 1V

baja capacitancia de salida (22µF) y con el prototipo operando en lazo abierto. Paraconseguir una respuesta semejante con un convertidor reductor (Buck) serıa necesarioun ancho de banda de aproximadamente 250kHz.

5.3. Ejemplo de aplicacion: Configuracion de un sistemade dos etapas para alimentacion de microprocesadores

En la figura 5.9 se muestra un diagrama de bloques de una arquitectura de dosetapas para alimentacion de microprocesadores. Esta arquitectura de dos etapas,esta configurada con el prototipo que se presenta en este capıtulo y una segunda etapadel estado del arte ([2]). La tension de entrada de la primera etapa es de 12V y la desalida de 1V. Sin embargo hay una tension intermedia de 6V que sirve de tension deentrada a la segunda etapa. Gracias a que la tension de entrada de la segunda etapa esbaja (6V) esta puede trabajar con alta frecuencia de conmutacion (2 MHz) con buenarespuesta dinamica y conservando un buen rendimiento. En la figura 5.10 se muestra lacurva de rendimiento de un sistema de dos etapas. Con esta configuracion, la eficienciaestimada del sistema completo tiene un rendimiento del 90 % para un rango de cargasdesde 12W hasta 35W. Este rendimiento es mejor respecto de un sistema de una solaetapa con tension de entrada de 12V y tension de salida de 1V ([2]).


CONCLUSIONES Y TRABAJO FUTURO

Se ha presentado en este trabajo una nueva estrategia de conversion basada en elconcepto de mınimo almacenamiento de energıa y una estrategia de control entradaconstante, salida constante. Este concepto y estrategia de control, se han aplicado a unaestructura magnetica de n entradas y se ha explicado su principio de funcionamiento ycaracterısticas. Idealmente, las caracterısticas de una topologıa basada en este conceptoson las siguientes:

Alta eficiencia

Respuesta dinamica instantanea

No se necesita filtro de salida

Sin embargo, las idealidades que dan lugar a estas caracterısticas no se conservancuando el concepto es implementado fısicamente. Para validar el concepto y analizarcomo afectan estas no idealidades al comportamiento de la topologıa, se diseno y cons-truyo un prototipo basado en una estructura magnetica de dos entradas (n = 2).

Para este prototipo se hizo un analisis de sensibilidad de los parametros que afectana la respuesta dinamica del convertidor. Como resumen de las conclusiones obtenidasde este analisis, puede decirse que el almacenamiento de energıa en la estructuramagnetica impide que la respuesta dinamica del convertidor sea instantanea. Por lotanto, debera almacenarse determinada cantidad de energıa a la salida del convertidorpara compensar la desviacion de la tension de salida ante un escalon de corriente. Tam-bien es necesario almacenar determinada cantidad de energıa a la entrada del conver-tidor ya que tiene influencia en la respuesta dinamica. Estas conclusiones se puedenextrapolar para un convertidor de n entradas.

Una de las conclusiones mas importantes que se obtienen del analisis de sensibilidades que la respuesta dinamica de la topologıa esta desacoplada de la frecuencia de con-mutacion: aunque la topologıa opera a baja frecuencia de conmutacion (decenas dekHz) se logra una respuesta dinamica muy rapida gracias a que el filtro de salida esmuy pequeno. Para lograr una respuesta dinamica similar con un convertidor reduc-tor (Buck) es necesario operar en lazo cerrado con un ancho de banda muy grande (250

46 Conclusiones y trabajo futuro

kHz).

Se ha construıdo un prototipo de dos entradas, mediante el cual se han validado lasconclusiones obtenidas del analisis de los parametros que afectan la respuesta dinami-ca del convertidor. Operando a baja frecuencia de conmutacion (decenas de kHz), enlazo abierto y con un condensador de salida muy pequeno se obtiene una respuestadinamica muy rapida. Tambien es necesario mencionar, que la respuesta dinamica delconvertidor depende en gran medida de la energıa almacenada a la entrada del con-vertidor.

El rendimiento conseguido con este prototipo es muy alto para un amplio rango decarga. El rendimiento es mayor del 90 % para un rango de carga desde 1W hasta ple-na potencia (30W) y mayor del 95 % para un rango de carga que va desde 2W hasta30W. La frecuencia de conmutacion optima es la misma en todo el rango de carga ypara este caso partıcular esta frecuencia es 40kHz. El menor punto de carga medido espara una potencia de salida de 230mW, las perdidas en este punto son iguales a 96mW.

De la implementacion de este prototipo se concluye que esta estrategia de conversionpropuesta presenta resultados muy interesantes pese a las limitaciones que surgen alimplementar de forma real esta idea. El prototipo presenta una respuesta dinamica,que si bien no es instantanea, puede considerarse bastante rapida. En regimen perma-nente, presenta muy buen rendimiento para un amplio rango de carga.

Lıneas de trabajo futuroLas lıneas de trabajo futuro que se presentan se enfocan en aumentar el numero deentradas y la frecuencia de conmutacion del circuito. :

Metodologıa de diseno. Ya que se ha validado el concepto en un prototipo dedos entradas, es necesario establecer una metodologıa de diseno formal quefacilite el diseno sistematico y la implementacion de prototipos con diferentescaracterısticas.

Modelo de perdidas. El desarrollo de un modelo de perdidas analıticocontribuira de forma muy relevante en el diseno y optimizacion de prototiposcon diferentes caracterısticas: diferente numero de entradas, diferente estructuramagnetica, diferente frecuencia de conmutacion etc.

Integracion. Para poder integrar en silicio un convertidor como el que se hapresentado en este trabajo, es necesario aumentar drasticamente el numero deentradas y la frecuencia de conmutacion. En esta lınea, es muy importantepoder predecir con exactitud el comportamiento de las perdidas en el circuitopara diferentes configuraciones. En este sentido, el modelo de perdidas es muyimportante.


ANEXOS

Codigo mediante el cual se implementa el control

e n t i t y sweep2 i sport ( c l k : in s t d l o g i c ;

r e s e t : in s t d l o g i c ;d1 a : out s t d l o g i c ;d1 b : out s t d l o g i c ;d2 a : out s t d l o g i c ;d2 b : out s t d l o g i c ;d i r : in s t d l o g i c ;s e l 1 : in s t d l o g i c v e c t o r (2 downto 0 ) ;s e l 2 : in s t d l o g i c v e c t o r (2 downto 0)) ;

end sweep2 ;

a r c h i t e c t u r e Behavioral of sweep2 i ss ignal contador : s t d l o g i c v e c t o r (9 downto 0 ) ;s ignal l imit up d1 , l imit dn d1 , far dead2 1 : s t d l o g i c ;s ignal l i m i t , far1 , c lose dead1 , far dead1 1 : s t d l o g i c ;s ignal far2 , c lose dead2 , far dead1 2 , far dead2 2 : s t d l o g i c ;s ignal i n t s e l 1 : i n t e g e r ;s ignal i n t s e l 2 : i n t e g e r ;s ignal tog , deadtime : s t d l o g i c ;s ignal prog1 a , prog1 b , prog2 a , prog2 b : s t d l o g i c ;

begin−−a s i g n a c i o n s e n a l e s a u x i l i a r e sprocess ( se l1 , se l2 , clk , dir , r e s e t )begin

i f r e s e t = ’0 ’ theni n t s e l 1 <=0;

48 Anexos

i n t s e l 2 <=0;e l s i f clk ’ event and c l k = ’1 ’ and l i m i t = ’1 ’ then

i n t s e l 1 <=conv integer ( ’0 ’& s e l 1 ) ;i n t s e l 2 <=conv integer ( ’0 ’& s e l 2 ) ;

end i f ;end process ;

−−CONTADOR PRINCIPALprocess ( r e s e t , c l k )begin

i f r e s e t = ’0 ’ thencontador <=( others = > ’0 ’ ) ;

e l s i f c l k = ’1 ’ and clk ’ event theni f l i m i t = ’1 ’ then

contador <=( others = > ’0 ’ ) ;e lse

contador<=contador +1;end i f ;


−−SENAL PRINCIPALprocess ( r e s e t , c l k )begin

i f r e s e t = ’0 ’ thentog <= ’0 ’ ;

e l s i f c l k = ’1 ’ and clk ’ event and l i m i t = ’1 ’ thentog<=not tog ;


−−LIMITES PRINCIPALES−− con 500 , f r e c u e n c i a : 50kHzl i m i t <= ’1 ’ when contador =500 e lse ’ 0 ’ ;−−c o n t r o l e s de t i em po muertol imit up d1 <= ’1 ’ when contador =497 else ’ 0 ’ ;l imi t dn d1 <= ’1 ’ when contador =2 e lse ’ 0 ’ ;−−c o n t r o l e s de a j u s t e de p u l s o sfar1 <= ’0 ’ when contador >500− i n t s e l 1 e lse ’ 1 ’ ;far2 <= ’0 ’ when contador <0+ i n t s e l 2 e lse ’ 1 ’ ;c lose dead1 <= ’0 ’ when contador >497− i n t s e l 1 e lse ’ 1 ’ ;c lose dead2 <= ’0 ’ when contador <3+ i n t s e l 2 e lse ’ 1 ’ ;far dead1 1 <= ’0 ’ when contador >497+ i n t s e l 2 e lse ’ 1 ’ ;far dead1 2 <= ’0 ’ when contador<3− i n t s e l 1 e lse ’ 1 ’ ;far dead2 2 <= ’1 ’ when contador<=i n t s e l 2 −4 e lse ’ 0 ’ ;


Anexos 49

far dead2 1 <= ’1 ’ when contador >=504− i n t s e l 1 e lse ’ 0 ’ ;

−−PROCESS QUE GENERA TIEMPOS MUERTOS FIJOSprocess ( r e s e t , c l k )begin

i f r e s e t = ’0 ’ thendeadtime <= ’0 ’ ;

e l s i f c l k = ’1 ’ and clk ’ event theni f l imi t up d1 = ’1 ’ then

deadtime<=not deadtime ;e l s i f l imi t dn d1 = ’1 ’ then

deadtime<=not deadtime ;end i f ;


−−ASIGNACION FINAL DE SENALES−−s e n a l de c o n t r o l d e l MOSFET p r i n c i p a l 1d1 a<=prog1 a ;−−s e n a l de c o n t r o l d e l r e c t i f i c a d o r s ı n c r o n o 1d1 b<=prog1 b ;−−s e n a l de c o n t r o l d e l MOSFET p r i n c i p a l 2d2 a<=prog2 a ;−−s e n a l de c o n t r o l d e l r e c t i f i c a d o r s ı n c r o n o 2d2 b<=prog2 b ;

−−PROCESS QUE IMPLEMENTA EL AJUSTE DE PULSOS−−d i r = ’0 ’ a l e j a l a s s e n a l e s de c o n t r o l−−d i r = ’1 ’ a c e r c a l a s s e n a l e s de c o n t r o lprocess ( r e s e t , c lk , i n t s e l 1 , i n t s e l 2 , d i r )begin

i f r e s e t = ’0 ’ thenprog1 a <= ’0 ’ ;prog1 b <= ’0 ’ ;prog2 a <= ’0 ’ ;prog2 b <= ’0 ’ ;

e l s i f c l k = ’1 ’ and clk ’ event theni f ( d i r = ’1 ’ or d ir = ’ 0 ’ ) and( i n t s e l 1 =0 and i n t s e l 2 =0) then

prog1 a<=tog ;prog1 b<=not tog and deadtime ;prog2 a<=not tog ;prog2 b<=tog and deadtime ;

e l s i f d ir = ’0 ’ and i n t s e l 1 <=4and i n t s e l 2 <=4 then


50 Anexos

prog1 a<=tog ;prog1 b<=not tog and deadtime ;prog2 a<=not tog and f a r 1 andf a r 2 ;prog2 b<=tog and far dead1 1and far dead1 2 ;

e l s i f d ir = ’0 ’ and i n t s e l 1 >4 andi n t s e l 2 <=4 then

prog1 a<=tog ;prog1 b<=not tog and deadtime ;prog2 a<=not tog and f a r 1 and f a r 2 ;prog2 b<=tog and ( not far dead2 1 )and far dead1 1 ;

e l s i f d ir = ’0 ’ and i n t s e l 1 <=4 and i n t s e l 2 >4 thenprog1 a<=tog ;prog1 b<=not tog and deadtime ;prog2 a<=not tog and f a r 1 and f a r 2 ;prog2 b<=tog and ( far dead1 2 or( far dead2 2 and ( not tog ) ) ) ;

e l s i f d ir = ’0 ’ and i n t s e l 1 >4 and i n t s e l 2 >4 thenprog1 a<=tog ;prog1 b<=not tog and deadtime ;prog2 a<=not tog and f a r 1 and f a r 2 ;prog2 b<=tog or far dead2 1 or far dead2 2 ;

e l s i f d ir = ’1 ’ and ( i n t s e l 1 >=0 or i n t s e l 2 >=0) thenprog1 a<=tog ;prog1 b<=not tog and deadtime ;prog2 a<=not tog or ( not f a r 1 ) or ( not f a r 2 ) ;prog2 b<=tog and c lose dead1 and c lose dead2 ;

end i f ;end i f ;

end process ;

end Behavioral ;


Anexos 51

Montaje del prototipo completo


52 Anexos


BIBLIOGRAFIA

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