cargador de baterías basado en un circuito de bypass...

Departamento de Ingeniería Electrónica y Automática

Cargador de baterías basado en un circuito de bypass activo

TITULACIÓN: Ingeniería Técnica Industrial en Electrónica Industrial

AUTOR: Ramiro García Erice DIRECTOR: Roberto Giral Castillón

Septiembre / 2014.


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Agradecimientos

A Pamela Gismondi por todo su apoyo.

A Roberto Giral, por su dedicación, ayuda y paciencia.

A Daniel González Montoya por su colaboración.

A Josep Mª Bosque y al resto de miembros del GAEI por sus aportes.


2

Índice: 1. Memoria descriptiva.................................................................................................... 7

1.1. Objetivo del proyecto ................................................................................................ 8

1.2. El panel fotovoltaico .................................................................................................. 8

1.2.1. Introducción ..................................................................................................... 8

1.2.2. Definición ........................................................................................................ 8

1.2.3. Tipos de conexión entre las células ................................................................. 9

1.2.3.1. Conexión serie .......................................................................................... 9

1.2.3.2. Conexión paralelo .................................................................................... 9

1.2.4. Curva I-V ....................................................................................................... 10

1.2.5. Curva P-V ...................................................................................................... 11

1.2.6. Esquema de la célula fotovoltaica ................................................................. 12

1.2.7. Consecuencias del sombreado en los paneles PV. Puntos calientes.............. 13

1.2.8. Diodos de bypass ........................................................................................... 13

1.2.9. Seguimiento del punto de máxima potencia: MPPT ..................................... 14

1.3. Panel fotovoltaico BP585 ........................................................................................ 15

1.4. Emulador de paneles fotovoltaicos .......................................................................... 17

1.4.1. Introducción ................................................................................................... 17

1.4.2. Breve principio de funcionamiento de circuito de ajuste .............................. 17

1.4.2.1. Ajuste de la corriente de cortocircuito ISC .............................................. 19

1.4.2.2. Ajuste de la tensión de circuito abierto VOC .......................................... 19

1.5. “Minimizing the effects of shadowing in a PV module by means of active voltage sharing” ................................................................................................................................ 20

1.5.1. Introducción ................................................................................................... 20

1.5.2. Problemática del uso del diodo de bypass en sistemas MPPT ...................... 21

1.5.3. Bypass activo ................................................................................................. 22

1.5.4. Control ........................................................................................................... 24

1.5.5. Conclusiones .................................................................................................. 25

1.6. Batería ...................................................................................................................... 25

1.6.1. Etapas de carga .............................................................................................. 25

1.6.2. Batería seleccionada ...................................................................................... 26

1.7. Convertidores CC-CC .............................................................................................. 26

1.7.1. Introducción ................................................................................................... 26

1.7.2. Convertidor Buck .......................................................................................... 26

1.7.3. Convertidor Boost ......................................................................................... 28

1.8. Control en modo deslizamiento ............................................................................... 30

1.9. Etapa de potencia ..................................................................................................... 31

Índice - Cargador de baterías basado en un circuito de bypass activo

3

1.9.1. Introducción ................................................................................................... 31

1.9.2. Configuraciones ............................................................................................. 33

1.9.2.1. Configuración Buck ............................................................................... 34

1.9.2.2. Configuración Boost .............................................................................. 34

1.9.3. Elementos principales .................................................................................... 35

1.9.3.1. Condensadores de entrada y salida......................................................... 35

1.9.3.2. Inductores ............................................................................................... 35

1.9.3.3. Diodos .................................................................................................... 37

1.9.3.4. Filtro de amortiguamiento ...................................................................... 37

1.9.3.5. MOSFETs............................................................................................... 38

1.9.3.6. Circuito de alimentación y masa virtual ................................................. 39

1.9.3.7. Driver ..................................................................................................... 40

1.9.3.8. Sensores de corriente .............................................................................. 41

1.10. Etapa de control ....................................................................................................... 42

1.10.1. Lazo de tensión .......................................................................................... 43

1.10.2. Lazo de corriente ....................................................................................... 45

1.10.2.1. Circuito restador del lazo de corriente ................................................... 46

1.10.2.2. Circuito inversor del lazo de corriente ................................................... 46

1.10.2.3. Comparador con histéresis ..................................................................... 47

1.11. Sistema MPPT ......................................................................................................... 48

1.11.1. Diseño del sistema MPPT .......................................................................... 48

1.11.2. Programación del microcontrolador .......................................................... 49

2. Memoria de cálculo ................................................................................................... 51

2.1. Buck y Boost ............................................................................................................ 52

2.1.1. Buck ............................................................................................................... 52

2.1.2. Boost .............................................................................................................. 52

2.2. Cálculo para el cable utilizado en el diseño de la bobina de 33 μH ........................ 53

2.3. Cálculo de parámetros a partir de diversas medidas en el convertidor .................... 53

2.4. Cálculo de la salida del sensor de corriente ............................................................. 54

3. Simulaciones ............................................................................................................... 56

3.1. Introducción ............................................................................................................. 57

3.2. Lazo abierto ............................................................................................................. 57

3.2.1. Buck ............................................................................................................... 57

3.2.2. Boost .............................................................................................................. 58

3.3. Lazo de corriente cerrado ........................................................................................ 59

3.3.1. Buck ............................................................................................................... 59

3.3.2. Boost .............................................................................................................. 60


4

3.4. Lazo de tensión cerrado ........................................................................................... 60

3.4.1. Buck ............................................................................................................... 61

3.4.2. Boost .............................................................................................................. 61

3.5. Buck-Boost cargando batería ................................................................................... 62

3.6. Buck-Boost con MPPT ............................................................................................ 63

4. Resultados experimentales ........................................................................................ 66

4.1. Introducción ............................................................................................................. 67

4.2. Convertidor Buck y convertidor Boost .................................................................... 67

4.2.1. Sistema en lazo abierto .................................................................................. 68

4.2.1.1. Buck ....................................................................................................... 68

4.2.1.2. Boost....................................................................................................... 70

4.2.2. Sistema con lazo de corriente cerrado ........................................................... 72

4.2.2.1. Buck ....................................................................................................... 72

4.2.2.2. Boost....................................................................................................... 74

4.2.3. Sistema con lazo de tensión cerrado .............................................................. 76

4.2.3.1. Buck ....................................................................................................... 76

4.2.3.2. Boost....................................................................................................... 77

4.3. Circuito microcontrolador de MPPT ....................................................................... 78

4.3.1. Comprobación de entradas y salidas del circuito .......................................... 79

4.4. Emulador de paneles fotovoltaicos .......................................................................... 80

4.4.1. Ajuste manual de la curva I-V del emulador ................................................. 80

4.4.2. Caracterización de la curva I-V ..................................................................... 80

4.4.3. Obtención de la curva P-V............................................................................. 83

4.4.3.1. Ensayo con ISC iguales en cada módulo ................................................. 83

4.4.3.2. Ensayo para la ISC de cada módulo diferente ......................................... 86

4.4.3.3. Conclusiones .......................................................................................... 89

4.5. Panel solar ................................................................................................................ 89

4.5.1. Introducción ................................................................................................... 89

4.5.2. Caracterización de la curva I-V ..................................................................... 90

4.5.2.1. Curva característica I-V sin sombreado ................................................. 90

4.5.2.2. Curva característica I-V para sombreado fijo ........................................ 92

4.5.2.3. Curva característica con sombreado I-V variable .................................. 93

4.5.3. Obtención de la curva P-V............................................................................. 94

4.5.3.1. Día soleado sin sombreado sobre el panel PV ....................................... 95

4.5.3.2. Día prácticamente soleado con sombreado en una de las secciones ...... 98

4.5.4. Respuesta transitoria .................................................................................... 102

4.5.4.1. Tiempo de respuesta con perturbación electrónica .............................. 102


5

4.5.4.2. Tiempo de respuesta con perturbación mecánica ................................. 103

4.5.5. Carga de una batería .................................................................................... 103

4.5.5.1. Introducción ......................................................................................... 103

4.5.5.2. Circuito para la comparación de las corrientes de carga de la batería . 104

4.5.5.3. Corriente de salida del convertidor sin MPPT y del panel PV2........... 105

4.5.5.4. Corriente de salida del convertidor con MPPT y del panel PV2 ......... 108

5. Conclusiones ............................................................................................................. 111

6. Planos ........................................................................................................................ 114

6.1. Relación de planos ................................................................................................. 115

7. Presupuesto .............................................................................................................. 128

7.1. Amidamientos ........................................................................................................ 129

7.1.1. Capítulo 1 – Placa de potencia .................................................................... 129

7.1.2. Capítulo 2 – Placa de control ....................................................................... 130

7.1.3. Capítulo 3 – Placa de control MPPT con PIC .............................................. 130

7.1.4. Capítulo 4 – Otros accesorios ...................................................................... 131

7.2. Precios unitarios ..................................................................................................... 132



7.2.3. Capítulo 3 – Placa de control MPPT con PIC .............................................. 133


7.3. Aplicación de precios ............................................................................................ 134



7.3.3. Capítulo 3 – Placa de control MPPT con PIC ............................................. 136


7.4. Resumen del presupuesto ...................................................................................... 136

7.4.1. Presupuesto de ejecución material ............................................................... 136

7.4.2. Presupuesto de ejecución por contrata ......................................................... 136

7.4.3. Presupuesto global ....................................................................................... 137

8. Bibliografía ............................................................................................................... 138

9. Anexos ....................................................................................................................... 140

9.1. Código MPPT.C .................................................................................................... 141


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Abreviaturas D Duty Cycle (ciclo de trabajo) IEEE Institute of Electrical and Electronics Engineers MLCC Multilayer Ceramic Capacitor MPP Maximum Power Point MPPT Maximum Power Point Tracking PI Control Proporcional Integral PV Photovoltaic SPI Serial Peripheral Interface


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1. Memoria descriptiva

1. Memoria descriptiva - Cargador de baterías basado en un circuito de bypass activo

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1.1. Objetivo del proyecto El objetivo planteado en el presente proyecto consiste en la adaptación, ampliación y reconstrucción del proyecto “Convertidor de Bypass para un Panel Solar BP585” presentado por José Mª Romero Martínez basado en la idea inicial descrita de manera teórica en la publicación “Minimizing the effects of shadowing in a PV module by means of active voltage sharing” aceptada y publicada por la asociación técnico-profesonal IEEE (Institute of Electrical and Electronics Engineers) en la cual se proponía la idea de un circuito que posibilita extraer más potencia de un módulo PV cuando se produce un sombreado en alguna de sus secciones. El circuito inicial es un convertidor Buck-Boost bidireccional, capaz de minimizar los efectos de sombreado en un panel a través de un control de corriente que intenta igualar las tensiones de entrada de cada una de las dos secciones de un panel PV utilizando un ciclo de trabajo fijo del 50 %. A dicho circuito le añadiremos la posibilidad de variar el ciclo de trabajo con un microcontrolador para realizar un seguimiento del punto de máxima potencia (MPPT), que actuará a su vez sobre las tensiones de entrada buscando el punto de trabajo donde se obtenga la máxima corriente de salida. Una vez diseñado y fabricado el prototipo del circuito, se utilizará el panel BP585 p a r a cargar durante un tiempo una batería de 12 V y 47 Ah, en diferentes situaciones de sombreado y comparar los resultados frente a los datos conseguidos con el uso convencional de los diodos de bypass y con el convertidor funcionando con un ciclo de trabajo del 50 % para así ver la viabilidad de su implementación. Nos introduciremos explicado una serie de conceptos básicos sobre los elementos y técnicas utilizadas en el desarrollo del proyecto hasta llegar a la simulación y desarrollo.

1.2. El panel fotovoltaico

1.2.1. Introducción Para mayor comprensión de este proyecto es importante entender el funcionamiento de los módulos fotovoltaicos y el resultado de la utilización de diferentes técnicas de conexión.

1.2.2. Definición La energía solar fotovoltaica es, junto a la energía solar térmica, la principal vía para el aprovechamiento de los rayos del sol. Consiste en transformar de manera directa la energía luminosa (fotones) en energía electica (flujo de electrones libre) utilizando láminas semiconductoras llamadas células fotovoltaicas, cuya eficiencia media actualmente para las células disponibles comercialmente es inferior al 30%. Un panel o módulo fotovoltaico es un conjunto de células fotovoltaicas conectadas eléctricamente, que según las técnicas utilizadas conseguirán producir una energía eléctrica de una corriente y tensión determinadas.


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Figura 1.2.1. [14] Células PV conectadas eléctricamente en serie

1.2.3. Tipos de conexión entre las células Dependiendo de la estructura utilizada para la interconexión de las células entre sí, se podrá obtener un aumento en la tensión o en la corriente generada por el conjunto.

1.2.3.1. Conexión serie En esta conexión, la tensión total de circuito abierto corresponderá a la suma de la tensiones de circuito abierto de las n células que forman parte del circuito. Comercialmente, las células fotovoltaicas están conectadas en esta configuración.

VOC =V cel l . n (1.2.1)

Figura 1.2.2. Conexión serie de células fotovoltaicas.

1.2.3.2. Conexión paralelo Al realizar una conexión en paralelo el resultado que se obtiene es la suma de las corrientes de cortocircuito de cada célula en los nodos de conexión.

I SC = I cel l . m (1.2.2)


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Figura 1.2.3. Conexión paralelo de células fotovoltaicas.

1.2.4. Curva I-V La curva característica I-V de un módulo PV nos permite conocer los valores de corriente y tensión que puede proporcionar el panel. En esta curva podemos apreciar varios parámetros que la definen, los cuales se explican a continuación: Corriente de cortocircuito (ISC): Es el valor máximo de corriente que se obtiene de un panel fotovoltaico bajo las condiciones estándar de medición (CEM) al cortocircuitar la salida del módulo (V=0V). Tensión de circuito abierto (VOC): Es el valor máximo de tensión que se obtiene de un panel fotovoltaico bajo las condiciones CEM. En estas condiciones no hay conexiones en los bornes del panel y la corriente de salida es nula (I=0A). Punto de máxima potencia (Maximum Power Point - MPP): Es la máxima potencia que es capaz de generar un panel fotovoltaico bajo unas condiciones de trabajo determinadas, donde el producto de la tensión y la corriente que lo definen es el más grande (PMAX = IMAX ⋅ VMAX ). Corriente en el punto de máxima potencia (IMAX ): Es el nivel de corriente que corresponde a PMAX . Tensión en el punto de máxima potencia (VMAX ): Es el nivel de tensión que corresponde a PMAX .


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Figura 1.2.4. Curva I-V de un módulo fotovoltaico.

1.2.5. Curva P-V En la curva potencia-tensión (P-V) de un módulo fotovoltaico el eje vertical es la resultante del producto entre la tensión y la corriente de cada punto de la curva I-V. La figura 1.2.5 muestra la superposición entre la curva I-V y la curva P-V. Naturalmente el MPP en la curva de potencia está situado en el punto máximo de la curva, en este caso es más fácil apreciar la relación entre el MPP (PMAX ), la corriente IMAX y la tensión VMAX .

Figura 1.2.5. Superposición de las curvas P-V e I-V.


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1.2.6. Esquema de la célula fotovoltaica De forma ideal una célula fotovoltaica puede representarse como el circuito equivalente formado por una fuente de corriente en paralelo con un diodo y una resistencia Rp y con una resistencia en serie Rs.

Figura 1.2.6. [10] Circuito equivalente de una célula fotovoltaica.

Se puede definir cada uno de los elementos del circuito y sus efectos sobre la curva I-V resultante de la siguiente forma: IL: Corriente fotogenerada. Es la corriente generada como consecuencia de la generación de portadores en la iluminación. D: El diodo representa la unión p-n y la corriente que a través del mismo es la corriente en oscuridad debido a la recombinación de portadores. RS: Resistencia en serie. Es la resistencia ocasionada en la base, los electrodos y los contactos entre estos y el semiconductor. De forma ideal esta resistencia es nula. El efecto del incremento de esta resistencia es una disminución en el factor de forma de la célula. La parte de la curva I-V más afectada por el incremento de la RS es la comprendida entre el MPP y el punto de tensión de circuito abierto. RP: Resistencia paralelo o shunt. Esta resistencia es idealmente infinita. La RP baja suele tener su origen en defectos de fabricación y ofrece un camino alternativo para la corriente fotogenerada reduciendo el voltaje de la célula. Un menor valor de la RP repercute en una reducción del factor de forma de la célula y su eficiencia, afectando mayormente la pendiente de la curva IV en el punto de cortocircuito. Su impacto es aún mayor cuando la célula trabaja poco irradiada.

Figura 1.2.7. [10] Efectos de RS y RP sobre la curva IV respectivamente


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1.2.7. Consecuencias del sombreado en los paneles PV. Puntos calientes En un módulo formado por células fotovoltaicas conectadas en serie un pequeño sombreado incluso en una sola celda tendrá una significativa repercusión en la potencia de salida del módulo completo.

Figura 1.2.7. Efecto del sombreado de una célula en el rendimiento de un módulo fotovoltaico.

El sombreado en una célula puede provocar un voltaje inverso en la misma, comportándose como una carga y consumiendo la potencia generada por las demás células en serie. La célula sombreada producirá un calentamiento indeseado por efecto Joule, este efecto, llamado punto caliente, será mayor cuando mayor sea el sombreado sobre la célula y también lo sea la radiación incidente sobre las demás. Este efecto podría producir un daño irreversible a la célula por sobrecalentamiento.

1.2.8. Diodos de bypass Cuando una célula que conforma una asociación en serie recibe menor radiación solar (sombra) que las demás del conjunto se ve obligada a polarizarse con tensión negativa para poder conducir la corriente del conjunto y por tanto comienza a comportarse como una carga, disipando potencias que podrían dañar irreversiblemente a la célula por calentamiento. Este efecto también conlleva una reducción en la tensión total del conjunto, pudiendo en algún caso incluso hacerla negativa. Una solución a este problema es añadir un camino alternativo a la corriente mediante diodos de bypass

Figura 1.2.8. Diodos de bypass.


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Si se conectan los diodos con la polaridad opuesta al grupo de celdas en serie que protege, al sombrearse una de las celdas que conforma el grupo, esta polarizará el grupo inversamente y al mismo tiempo al diodo directamente proporcionando así un camino alternativo para la corriente generada por los demás grupos y limitando la caída de tensión de todo el conjunto. Finalmente la potencia disipada por la célula sombreada será la generada solo por el grupo del que forma parte, consiguiendo así una protección contra daños por calentamiento.

Figura 1.2.9. Curvas I-V con y sin los diodos de bypass.

La figura 1.2.9 compara los resultados obtenidos con un panel de 36 células similar al panel BP585 que se utilizará en los ensayos del presente proyecto. En este caso se compara los efectos del sombreado si se decide implementar 2 diodos de bypass, conectando uno cada 18 células. La curva de color rojo representa el comportamiento del panel cuando no existe ningún sombreado. La curva de color azul corresponde al de un sombreado parcial en una de sus secciones cuando no se dispone de diodos de bypass. Como se puede ver, la corriente ha disminuido drásticamente, lo cual repercute de forma importante en la potencia total extraída del módulo. Finalmente, la última curva ilustra el resultado obtenido con el mismo sombreado parcial anterior, usando diodos de bypass. En este caso, debido a la polarización directa del diodo de la sección afectada, las células no sombreadas fuerzan a las de baja radiación a una corriente máxima bajo las condiciones de cortocircuito.

1.2.9. Seguimiento del punto de máxima potencia: MPPT De forma generalizada, el MPPT (Maximum Power Point Tracking) consiste en la búsqueda del punto de trabajo donde se consigue extraer el máximo rendimiento a una instalación fotovoltaica para una determinada situación de radiación solar. De esta manera se consigue extraer de los módulos fotovoltaicos la máxima potencia. En este proyecto se implementará un sistema electrónico integrado a un convertidor, que mediante la modificación del ciclo de trabajo del convertidor desplazará el punto de operación de los módulos mejorando así su rendimiento.


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El ejemplo de la figura 1.2.10 muestra la curva de potencia de un módulo PV para distintas condiciones de radiación solar sin emplear un controlador MPPT. Partiendo de unos niveles en los cuales se extrae prácticamente la máxima potencia posible, se puede apreciar que, al aumentar la radiación, el punto máximo que puede obtenerse en bornes de la batería conectada a la salida se aleja del MPP real del panel.

Figura 1.2.10. Curvas P-V sin controlador MPPT para diferentes radiaciones.

En la figura 1.2.11, sin embargo, se distingue que, utilizando un MPPT integrado en un convertidor a la salida del módulo para un valor de radiación más alto, el sistema realiza un seguimiento del punto máximo de la potencia. Vi corresponde a la tensión de salida del módulo fotovoltaico.

Figura 1.2.11. Curvas P-V con controlador MPPT para diferentes radiaciones.

1.3. Panel fotovoltaico BP585 Para el desarrollo de este proyecto se utilizó el panel fotovoltaico BP585, el cual se compone por dos grupos de 18 células fotovoltaicas de silicio monocristalino, fabricadas a través de tecnología SATURNO (tecnología de contactos enterrados por láser). Las células que conforman el módulo son pseudocuadradas midiendo 125 mm de lado y están configuradas en serie.


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Figura 1.3.1. Diagrama de interconexión del panel BP585.

Las principales características eléctricas del módulo BP585 las muestra la siguiente tabla.

Características eléctricas BP 585

Potencia máxima nominal (PMAX ) 85 W

Tensión en PMAX (VMP) 18 V

Corriente en PMAX (IMP) 4,72 A

Corriente de cortocircuito (ISC) 5 A

Tensión en circuito abierto (VOC) 22,1 V

Máxima desviación de potencia ± 5 %

Máximo tensión del sistema 600 V

Desviación por ºT (W) -(0.5 ± 0.05) % /ºC Tabla 1.3.1. Características eléctricas del módulo BP585.

La curva I-V característica de cada módulo puede verse afectada, entre otros factores, por las condiciones ambientales (temperatura, radiación,…). En la siguiente imagen se muestra la curva característica del módulo PV considerando diferentes temperaturas.

Figura 1.3.2. Curvas I-V para diferentes temperaturas.


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1.4. Emulador de paneles fotovoltaicos

1.4.1. Introducción El emulador de paneles fotovoltaicos en un dispositivo que nos permite simular los dos grupos de 18 células del panel fotovoltaico (medio panel) y su comportamiento con niveles de sombreado distintos para cada sección. Gracias a esta herramienta se pueden realizar pruebas experimentales de una forma sencilla y rápida representando distintas condiciones de sombreado y poder así comprobar el comportamiento que tendrá el convertidor trabajando con el panel solar.

Figura 1.4.1. Emulador de paneles solares.

El prototipo utilizado consta de dos módulos, cada uno de los cuales se utilizó para emular cada sección de 18 células del panel PV BP585 y conectándolos en serie entre sí.

1.4.2. Breve principio de funcionamiento de circuito de ajuste De manera conceptual podría describirse el emulador de paneles como una fuente de corriente controlada por tensión. Si conectásemos a la salida una carga activa trabajando como una fuente de tensión, de corriente, o como carga resistiva podríamos barrer la curva característica I-V resultante del emulador. La figura 1.4.2. describe el circuito de ajuste que controla dicha corriente.


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Figura 1.4.2. [2] Circuito de ajuste de un módulo del emulador.

La tensión Vo, correspondiente a la salida del circuito genérico del emulador, determina el valor de la tensión de referencia IREF, la cual es proporcional a la corriente IX. También podemos determinar que la corriente IX es la diferencia entre las corrientes IF y la corriente ID es la que pasa a través de los 6 diodos. Teniendo en cuenta IF depende de la polarización del transistor y de R7 podemos concluir que la corriente IF es un valor constante por lo que la función IX = f (Vo) tomará la forma de la característica de los diodos, con la corriente cambiada de signo. De este modo se consigue la curva I-V del panel solar.

Figura 1.4.3. [2] Obtención de la característica de la curva del panel solar.


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1.4.2.1. Ajuste de la corriente de cortocircuito ISC De lo expuesto anteriormente entendemos que la corriente de cortocircuito de la curva I-V (ISC) está determinada por la corriente IF, por lo que la parte del circuito encargada de su ajuste podría modelarse como la fuente de corriente que corresponde a la figura 1.4.4.

Figura 1.4.4. Circuito de ajuste de la corriente Isc.

Analizando el circuito, y teniendo en cuenta que Z1 solo interviene por seguridad para limitar la IE máxima, las expresiones que definen las diferentes corrientes del transistor son las siguientes:

@ 15V@ I E AR7@V BE@ I B AR6 = 0 (1.4.1)

IC = β A I B

I E = IC + I B

X

\

Z

Y

]

[

[ I B =I E

β + 1ffffffffffffffff, β>>0

(1.4.2)

Se recordamos que IX = IF − ID significa que podemos establecer una corriente de cortocircuito determinada modificando la corriente de colector del transistor bipolar. A partir de las ecuaciones (1.4.1) y (1.4.2), se obtiene una expresión de IC cuya variables independientes son dos resistencias:

IC ≈ I E =@15V@V EB

R7 + R6

β + 1ffffffffffffffff

fffffffffffffffffffffffffffffffffffffffff

(1.4.3)

Si tenemos en cuenta, entre otras cosas, la presencia de Z1 llegamos a la conclusión de que la forma más conveniente de ajustar la corriente ISC es a través de R7. Para ajustar fácilmente R7 disponemos de un potenciómetro conectado en serie con una resistencia.

1.4.2.2. Ajuste de la tensión de circuito abierto VOC De un modo similar podemos ajustar VOC utilizando la parte de circuito general que ilustra la figura 1.4.5.


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Figura 1.4.5. Circuito de ajuste de la tensión Voc. Analizando el diseño del circuito obtenemos las siguientes ecuaciones:

VO@nAV D + V BE =V A

V A =VO AR4

R4 + R5

fffffffffffffffffffffff

[VO@VO AR4

R4 + R5

fffffffffffffffffffffff= nAV D@V BE

[VO = nAV D@V BE

b c

A 1 +R4

R5

fffffffh

j

i

k

(1.4.4)

De modo que variando la relación entre las resistencias se podrá ajustar el valor de VOC. Para este fin se dispone de un potenciómetro que corresponderá a R5.

1.5. “Minimizing the effects of shadowing in a PV module by means of active voltage sharing”

1.5.1. Introducción El objetivo final de este proyecto es implementar el circuito convertidor propuesto en el artículo “Minimizing the effects of shadowing in a PV module by means of active voltage sharing”, en el cual se plantean las ventajas de la utilización de un bypass activo que iguala las tensiones de las secciones de un PV trabajando con un ciclo de trabajo del 50 %, y al mismo tiempo añadir un sistema MPPT auxiliar que optimice dicho ciclo de trabajo para la obtención de la máxima potencia durante el proceso de carga de una batería. A continuación describiremos los principales aspectos que se han tenido en cuenta para el desarrollo físico del bypass activo. Tanto la explicación teórica del artículo como los resultados obtenidos mediante simulaciones con PSIM han sido basados en la posibilidad de conexión de un controlador


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MPPT a la salida del circuito propuesto, obteniendo en algunos casos un 40 % más de potencia extraída que si se empleasen los diodos de bypass comunes.

1.5.2. Problemática del uso del diodo de bypass en sistemas MPPT Mientas que en la actualidad aún se comercializan paneles sin diodos de bypass, algunos fabricantes incluyen hasta seis diodos de bypass para evitar puntos calientes. Esta técnica coexiste con otras soluciones para hacer frente a los problemas de sombreado en los módulos fotovoltaicos. Este es el caso de los convertidores MPPT (CC-AC y CC-CC) y los típicos diodos de bypass.

Figura 1.5.1. [1] Módulo fotovoltaico con diodos de bypass conectado a un convertidor MPPT. En la figura anterior se puede ver la configuración típica en la cual dos diodos dividen un módulo fotovoltaico en dos grupos menores de celdas iguales conectadas en serie a un convertidor MPPT asociado al panel genérico. Si se produce un sombreado en alguna de las secciones el diodo conectado a dicha secciones se polarizara en directo y su tensión decrecerá hasta punto que la sección afectada no generará potencia eléctrica. La problemática más significativa en la utilización de diodos de bypass es una curva de potencia P-V con múltiples picos, lo que podría conducir a que el controlador MPPT asociado al convertidor se confundiese estableciendo el punto de trabajo del sistema en uno de los picos que no corresponde al más óptimo. La figura 1.5.2 es el resultado de exponer bajo diferentes condiciones de sombreado al módulo fotovoltaico BP585 con diodos de bypass. Efectivamente cuando las condiciones de sombreado son diferentes, y por tanto la potencia generada por cada sección también lo es, se obtienen diversos picos en la curva P-V. Dicho efecto podría provocar que el controlador MPPT trabaje en un punto de operación equivocado, pero en cualquier caso parte de la potencia disponible en una de las secciones del módulo se desaprovechará. Una posible solución al problema podría ser la colocación un microconvertidor en cada sección delimitada por los diodos de bypass, por otro lado su implementación conllevaría un aumento de complejidad y costes económicos que podrían llegar a ser realmente significativos.


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Figura 1.5.2. [1] Curvas de potencia usando diodos de bypass bajo distintas condiciones de sombreado.

1.5.3. Bypass activo Para solucionar la problemática descrita en el apartado anterior haremos uso de un bypass activo. En la figura 1.5.3 puede verse su circuito genérico.

Figura 1.5.3. [1] Esquema del circuito del bypass activo.

Los parámetros u1 y u2 corresponden a las señales de control de los MOSFET. Naturalmente estas señales deben evitar que sus correspondientes transistores asociados conduzcan al mismo tiempo, por lo que cuando uno de ellos esté en ON, el otro permanecerá en OFF. La implementación de este sistema eliminará los múltiples máximos que se obtenían en la curva P-V con los diodos de bypass dejando un único punto máximo, lo cual permitirá que el controlador MPPT sea capaz de rastrearlo sin ningún tipo de problema. En la siguiente figura se muestran diferentes curvas de potencia para una radiación en la primera sección S1 = 0,94 y en la segunda sección S2 = 0,4, empleando diodos de bypass comunes frente a la solución de bypass activo trabajando con diferentes ciclos de trabajo “D” que determinan el tiempo de conmutación de los transistores.


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Figura 1.5.4. [1] Curvas de potencia con bypass activo bajo diferentes condiciones de sombreado. Podemos apreciar, como comentamos anteriormente, que bajo condiciones de sombreado diferente en cada sección la solución del diodo de bypass tiene dos puntos máximos de potencia, en estas condiciones mencionadas el mayor de 39,84 W y 9,14 V. En contraposición se aprecia que con la solución del bypass activo se tiene un único punto máximo para cada uno de los “duty cycles” estudiados. Bajo las condiciones de sombreado especificadas el MPP optimo se obtiene con un ciclo de trabajo D=0,516, PS=55,67 W, VS=17,71 V, siendo D=0,5 una buena aproximación del más óptimo, donde el MPP es de 55,30 W y 17,82 V y la tensión es igual para ambos módulos fotovoltaicos. Con un controlador MPPT externo que maximiza la extracción de la potencia cada módulo PV está operando alrededor de un MPP individual. La tabla 1.5.1 compara, en términos de potencia y tensión máximos, los MPP obtenidos con el bypass activo, con un “duty cycle” del 50 %, frente a los diodos de bypass para diferentes situaciones de sombreado.

Tabla 1.5.1. [1] Comparación PMAX y VMAX para diodos de bypass frente al bypass activo (D=0,5).

Si comparamos los valores de la tabla es claramente visible que la utilización del bypass activo permite extraer más potencia de los módulos PV. Otra ventaja es que proporciona una tensión no dispersa en el punto de operación, lo que favorece al sistema externo MPPT.


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Las condiciones de operación, definidas por D=0,5, en las cuales proporciona una potencia de extracción satisfactoria en unas condiciones no coincidentes de las secciones, tal como muestra la tabla 1.5.1, pueden ser expresadas en los siguientes términos:

V1 =V 2 =

V S

2ffffffff

(1.5.1)

1.5.4. Control La estructura propuesta del bypass activo de la figura 1.5.3, puede ser controlada mediante diferentes vías y tipos de control, tales como PWM, modo deslizamiento, implementación digital o analógica, lazo abierto o cerrado, etc. Con respecto al objetivo de control, en la figura 1.5.4 se puede advertir que igualando las tensiones V1 y V2 utilizando un ciclo de trabajo del 50 %, para unos determinados niveles de sombreado e radiación, puede extraerse un valor de potencia cercano al máximo. Un mecanismo sencillo sería generar una señal de control con ciclo de trabajo del 50 % utilizando un oscilador externo y aplicarla directamente a los interruptores. Por otro lado el utilizar este método de lazo abierto, sin ninguna variable que se retroalimente, podría originar una respuesta transitoria lenta. Si también se tuviesen en cuenta las pérdidas en el sistema, el resultado de la regulación podría no ser tan bueno como se desearía. Considerando lo antes mencionado, un buen diseño del controlador en lazo cerrado, que considere la retroalimentación de las tensiones del módulo fotovoltaico (tensiones en los condensadores), permitirá una mejor regulación y respuesta transitoria. Hay que tener en cuenta que para el caso en que cada una de las secciones del panel PV (S1 = S2) reciban la misma radiación, la utilización del bypass activo frente al uso de los diodos de bypass no representa ninguna mejora. En estos casos es conveniente desactivar el sistema y de este modo evitar pérdidas de conmutación en los transistores que repercutirían de manera negativa en la extracción final de potencia. Si se detecta cuando la corriente media en el inductor es cercana a cero, se podrá precisar los momentos de baja radiación, y por lo tanto evitar pérdidas de conmutación.

Figura 1.5.5. [2] Estructura de control del bypass activo. La figura anterior muestra un esquema típico de control de corriente. Está compuesto básicamente de un lazo interno de corriente, un lazo externo de tensión, y un bloque de zona muerta que desconecta el sistema cuando la corriente de referencia dada por el regulador de


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tensión es pequeña. El lazo de corriente controla la corriente que pasa a través del inductor mediante las señales de control u1 y u2 de los MOSFETs, las cuales pueden ser inhibidas por el bloque de zona muerta si la corriente de referencia del inductor está comprendido entre los valores correspondientes a + ΔI y − ΔI . De la misma manera, estos límites deberán ser definidos teniendo presente ciertas consideraciones que hacen referencia a la eficiencia.

1.5.5. Conclusiones En el artículo se propone una estructura de bypass activo que permite extraer una mayor potencia de un módulo PV compuesto por dos secciones, frente a la solución típica de los diodos de bypass, bajo las mismas condiciones de sombreado y radiación. El bypass activo está compuesto por pocos elementos y prácticamente no provoca pérdidas puesto que el control de circuito quedará inhabilitado en situaciones de igual radiación y sombreado en las dos secciones. Una de las principales ventajas de esta solución es que eliminan los múltiples picos producidos cuando las secciones del módulo se exponen a distintas condiciones de radiación, lo cual favorece a que mediante la adición de un controlador MPPT se pueda optimizar el punto de trabajo para cualquier condición de sombreado. Finalmente el controlador MPPT, en lugar de igualar las tensiones V1 y V2, obtendría un “duty cycle” óptimo con el que se lograse extraer la máxima potencia disponible en uno de los módulos (MPPT interno). Asimismo, con el empleo de un MPPT externo que posibilite la tensión VS óptima se lograría que ambas secciones operen en sus correspondientes MPPs.

1.6. Batería

1.6.1. Etapas de carga En general, las etapas de carga de una batería suelen ser tres, tal y como muestra la figura 1.6.1. Para describirlas se considerará una batería de 12 V.

Figura 1.6.1. Fases de carga de una batería. En la primera etapa (Bulk) se suministra corriente a la batería a máxima intensidad, de manera que el voltaje aumenta rápidamente hasta llegar aproximadamente a 12,6 V, y después poco a poco hasta alcanzar una tensión entre 14,4 V y 14,8 V según la batería, una vez alcanzado este límite la batería está cargada un 80-90% y a partir de este punto la absorción de corriente de carga se reduce rápidamente.


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En la segunda etapa (Absorción) la corriente de carga disminuye lentamente hasta que la batería se carga al 100% mientras que la tensión se mantiene constante en el valor alcanzado al finalizar la etapa Bulk. En la tercera etapa (Flotación), la tensión disminuye hasta un valor cercano a 13,7 V, y la corriente se reduce al valor necesario para compensar la autodescarga, de manera que permanezca al 100%.

1.6.2. Batería seleccionada La batería seleccionada para conectarla a la salida del convertidor es de plomo-ácido, de 12 V y 50 Ah. De este modo será capaz de entregar 5 A durante 10 horas siempre que su voltaje no baje de 10,5 V. Es importante tener en cuenta que no es recomendable cargar una batería de estas características con más de un 10 % de su capacidad en Ah. En nuestro caso no superará 4,7 A que es la corriente de cortocircuito del panel PV por lo que el convertidor y la batería lo soportarán sin problemas.

1.7. Convertidores CC-CC

1.7.1. Introducción Un convertidor CC-CC es un circuito de potencia que convierte un nivel de tensión continua en la entrada a otro nivel de tensión continua y, en general, proporcionan una salida regulada. Entre los diferentes tipos de convertidores existentes nos centraremos en el análisis del convertidor Buck y el convertidor Boost teniendo en cuenta las siguientes consideraciones: 1. El circuito trabaja en régimen permanente. 2. La corriente del inductor es positiva (modo continuo). 3. El valor del condensador es muy grande y la tensión de salida es contante a Vo. 4. El periodo de conmutación es T. 5. Todos los componentes son ideales.

1.7.2. Convertidor Buck El convertidor Buck actúa como circuito reductor, dando como resultado una tensión de salida menor que la de entrada. Su esquema se ilustra la figura 1.7.1.

Figura 1.7.1. Esquema básico del convertidor Buck.


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Como se considera que tanto el filtro paso bajo (L-C) como los elementos restantes que componen el circuito son ideales, la tensión obtenida a la salida será la media de la tensión de entrada del filtro. Cuando el interruptor se cierra, la entrada del filtro (Vd) corresponderá a Vi, y el diodo se polariza en inversa, tal como muestra la figura 1.7.2.

Figura 1.7.2. Circuito cuando el interruptor está cerrado.

Igualmente, al abrir el interruptor el diodo se polariza en directo y la tensión del filtro es nula, como podemos ver en la figura 1.7.3. Para que esto ocurra, en ambos casos la corriente en la bobina debe ser positiva (modo continuo).

Figura 1.7.3. Circuito cuando el interruptor está abierto.

Figura 1.7.4. Tensión salida con interruptor conmutando periódicamente. Si se considera que el interruptor conmuta de posición de forma periódica y su ciclo de trabajo es D (figura 1.7.4), la tensión media de salida corresponderá a:


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VO = 1

TfffffZ

0

T

vo t` a

dt = 1TfffffZ

0

DT

V i t` a

dt =V i AD (1.7.1)

1.7.3. Convertidor Boost A diferencia de la configuración anterior el convertidor Boost es un circuito que funciona como elevador, y por lo tanto la tensión de salida es superior a la de entrada. El funcionamiento de este circuito también depende de un interruptor electrónico que conmuta periódicamente.

Figura 1.7.5. Esquema básico del convertidor Boost.

Cuando se cierra el interruptor como se muestra en la figura 1.7.6 el diodo queda polarizado en inversa y la corriente a través del inductor aumenta.

Figura 1.7.6. Circuito cuando el interruptor está cerrado.

Si se analiza la malla en la que está la fuente tenemos que:

V L =V i = L A

dI L

dtffffffffff

(1.7.2)

De este modo, la variación de la corriente que pasa a través de la bobina vendrá dada por:

∆I L

∆tfffffffffff= ∆I L

DTfffffffffff=V i

Lfffffff

(1.7.3)

Finalmente, despejando ΔIL obtendremos:


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(1.7.4)

A continuación cuando el mismo interruptor se abra el diodo se polarizará en directa dejando pasar la corriente almacenada en el inductor, tal como muestra la figura 1.7.7.

Figura 1.7.7. Circuito cuando el interruptor está abierto.

Analizando el circuito, tenemos:

V L =V i@V o = L

dI L

dtffffffffff

(1.7.5)

dI L

dtffffffffff=V i @V o

Lffffffffffffffffffffffff

(1.7.6)

La variación de la corriente en el inductor será:

∆I L

b c

abierto=

V i @VO

b c

1@D` a

T

Lfffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffff

(1.7.7)

En régimen permanente, la variación de la corriente es cero.

Figura 1.6.8. Corriente del inductor.

∆I L

b c

cer rado+ ∆I L

b c

abier to= 0

(1.7.8)

∆I L

b c

cerrado=

V i DTLffffffffffffffffffff


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De la expresión anterior se puede obtener, finalmente:

VO =

V i

1@Dffffffffffffffffff

(1.7.9)

Finalmente, teniendo en cuenta las consideraciones mencionadas para el análisis de los convertidores Buck y Boost, su potencia de entrada será igual a la de su salida. Pi = Po =V i A I i =V oA I o (1.7.10)

1.8. Control en modo deslizamiento El control en modo deslizamiento es un tipo de control no lineal, y es un caso particular de los sistemas de regulación con estructura variable. En este sistema, la ley de control cambia durante el proceso de control a través de una serie de normas definidas que dependen del estado del sistema. Su nombre es debido a que la conmutación entre dos estados (acción de control) pretende conseguir que el sistema llegue a una línea de conmutación y que luego deslice a través de ella. Un control en modo deslizante comporta que un sistema determinado permanezca sobre una superficie de conmutación (o deslizamiento) S(x) mediante una adecuada acción de control. Un control en modo deslizante obliga al sistema a permanecer en la superficie de deslizamiento. El sistema se posiciona en un punto de equilibrio, por lo que la superficie de deslizamiento debe incluir dicho punto. Al producirse una conmutación, el sistema es obligado a desplazarse hacia la línea de deslizamiento y cambiar de este modo a la otra región, tal como podemos apreciar en la figura 1.8.1.

Figura 1.8.1. [2] Control en modo deslizante.

La superficie de conmutación implementada en este proyecto es S(x) = IREF(t) – IL(t) = 0, siendo IREF(t) la salida de un lazo de tensión de tipo proporcional-integral cuyo error es la diferencia entre las tensiones de las dos secciones del panel. Al controlador, se le ha añadido un polo adicional de alta frecuencia. También se utiliza un comparador con histéresis para limitar la frecuencia de conmutación, de modo que la señal de control u(t) obtiene el valor lógico “1” cuando S(x)>ΔH y pasa de “1” a “0” cuando S(x)<–ΔH (recordemos que u(t) = u1 = !u2). Al utilizar interruptores bidireccionales se garantiza el modo de conducción continua, en el que, al ser la histéresis simétrica, los valores medios en equilibrio de la corriente del inductor y de su referencia son iguales.


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1.9. Etapa de potencia

1.9.1. Introducción

Figura 1.9.1. Etapa de potencia.

Como se ha citado previamente, el convertidor del presente proyecto es un Buck-Boost bidireccional en corriente. La función de la etapa de potencia es la de suministrar las señales de disparo de los interruptores que controlan el convertidor y así controlar la circulación de la energía generada desde el modulo fotovoltaico a la carga. En esta etapa también se realiza el sensado de las variables necesarias para el control. En la siguiente figura se muestra el esquema de la planta y sus conexiones con el driver y el sensor de corriente utilizados.

Figura 1.9.2. Esquema del circuito de potencia.

Los componentes fundamentales del convertidor son los MOSFETs, el inductor, los diodos de potencia, y la resistencia de sensado a través de la cual el dispositivo AD8210 medirá la


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caída de tensión en bornes de esta resistencia, y así se obtendrá una tensión de referencia que será proporcional a la corriente que pasa a través de la resistencia y por lo tanto la del inductor Según cuál de los MOSFET se encuentre en estado de conducción, la corriente IL que circula a través del inductor se incrementará o será decreciente. MOSFET Q1: ON Caso 1 MOSFET Q2: OFF Cuando el MOSFET de lado alto es el que conduce se puede apreciar que la relación entre la tensión del inductor y la de los condensadores es la que se muestra la figura 1.9.3.

Figura 1.9.3. Circuito para Q1 = ON, y Q2 = OFF.

Teniendo en cuenta el sentido de la corriente del inductor mostrada en la figura anterior y analizamos el circuito tenemos que:

V =V L = L

dI L

dtffffffffff

(1.9.1)

VLfffff= dI L

dtffffffffff= ∆I L

∆tfffffffffff[∆I L = V

Lfffff∆t

(1.9.2)

De aquí que el flujo de corriente a través del inductor es creciente durante el tiempo en el que el MOSFET de lado alto está en conducción, tal como muestra la figura 1.9.4.

Figura 1.9.4. Función IL = V

Lfffffft con Q1 = ON.


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MOSFET Q1: OFF Caso 2 MOSFET Q2: ON La figura 1.9.5 expone la situación contraria a la anterior, ahora el circuito se cierra con el condensador situado entre la entrada el punto medio (VC2) y masa.

Figura 1.9.5. Circuito para Q1 = OFF, y Q2 = ON.

De la figura anterior podemos deducir que:

V =@V L[@V = L

dI L

dtffffffffff

(1.9.3)

@

VLfffff= dI L

dtffffffffff= ∆I L

∆tfffffffffff[∆I L =@V

Lfffff∆t

(1.9.4)

Por tanto el cambio en la corriente del inductor es negativo y disminuye hasta alcanzar el umbral inferior.

Figura 1.9.6. Función IL =@ V

Lfffffft para Q1 = OFF y Q2 = ON.

1.9.2. Configuraciones Según como sean las conexiones entre el convertidor, la señal de entrada y la carga de salida, el convertidor implementado estará operando como Buck o como Boost. Por este motivo al inicio de las pruebas experimentales se llevó a cabo una serie de comprobaciones en las que se conectó el convertidor en ambos modos independientes para confirmar que este funcionaba como debía.


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1.9.2.1. Configuración Buck Para conseguir que el circuito funcione como un convertidor Buck conectamos la tensión de entrada entre masa y el drenaje del MOSFET alto (Q1) y al mismo tiempo conectamos la carga como se muestra en la figura 1.9.7. El circuito reductor resultante corresponde a la sección resaltada en rojo en el cual se incluyen componentes que no pertenecen al convertidor Buck típico, es el caso del capacitor C1, encargado de estabilizar la tensión de una de las secciones del módulo, y de la resistencia de sensado R2 de 10mΩ, por lo que su influencia sobre la tensión de salida puede despreciarse. Teniendo en cuenta estas consideraciones podemos ver que los demás componentes son los que cabe esperar en la configuración Buck, donde el MOSFET Q1 es el dispositivo en conmutación que permitirá la circulación de corriente desde Vi cuando esté cerrado, mientras que cuando este se abra, el diodo D3 será el encargado de proporcionar un camino a la corriente de la bobina.

Figura 1.9.7. Configuración Buck del circuito.

1.9.2.2. Configuración Boost

Figura 1.9.8. Configuración Boost del circuito.

La figura 1.9.8 representa en rojo la localización de la señal de entrada y la carga en el circuito para que opere como Boost. La localización de la señal de entrada ahora se encuentra entre masa y el inductor. Nuevamente se puede observar que algunos elementos que no corresponden al circuito típico de este convertidor, como el capacitor C1, encargado de fijar un valor de tensión más estable o el diodo D1 utilizado para evitar que la corriente de salida pueda fluir en sentido contrario.


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1.9.3. Elementos principales

1.9.3.1. Condensadores de entrada y salida Si bien la tensión de salida de las dos secciones que componen el módulo fotovoltaico es continua, esta presenta un rizado. Con el fin de reducir este rizado y obtener una tensión lo más estable posible es necesario colocar condensadores en paralelo a la entrada del convertidor. Con este fin se eligió utilizar condensadores cerámicos multicapa (MLCC) para absorber la corriente de rizado dado. Los condensadores de este tipo no presentan valores muy altos, minimizan el ruido a frecuencias altas y tienen una resistencia en serie ESR mínima Para poder alcanzar las capacidades deseadas y utilizadas en durante las simulaciones se utilizaron varios condensadores de 47 µF en paralelo. También se tuvo en cuenta durante el proceso de selección el tipo de dieléctrico, escogiendo finalmente del tipo X7R debido a que muestran un mejor comportamiento en los rangos de temperatura y tensión. Debido a que los condensadores se encuentran conectados en paralelo con cada sección del módulo PV y que en la salida estará conectada la batería se han utilizado condensadores capaces de soportar una tensión de 16 V. A la salida del convertidor se ha colocado un condensador de desacoplo de 1 μF, que igualmente ayudará a mantener un nivel de tensión más estable.

1.9.3.2. Inductores En primer lugar tenemos el inductor del convertidor cuyo valor es de 33 µH. Este componente pasivo está conectado en serie con la resistencia de sensado. Su diseño se ha realizado mediante el software gratuito “Inductor Design” de Magnetics, una empresa proveedora de componentes magnéticos para la industria electrónica, especialmente de núcleos para aplicaciones tales como bobinas o filtros. Este programa permite diseñar una bobina a partir de una serie de parámetros de entrada introducidos por el usuario. En este caso específico, estos parámetros se muestran en la siguiente imagen.


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Figura 1.9.9. Parámetros de entrada para el diseño del inductor del convertidor. El resultado de los cálculos efectuados por el programa a partir de los parámetros dados es: Part Number: 77076-A7 Permeability: 60 Inductance Factor: 56 mH/1000 Turns Core Area: 0,683 cm2 Path Length: 9,13 cm Turns: 27 Wire Size: #18 AWG DC Resistance: 0,021 Header P/N: Wound Core Dimensions: 38,5 mm x 13,6 mm Inductance (full load): 35,16 μH Inductance (no load): 40,82 μH Core Losses: 7,8 mW Copper Losses: 566,9 mW Total Losses: 574,8 mW Temp. Rise: 9,3 ºC El núcleo toroidal escogido es el Magnetics 77076-A7. Asimismo, los datos de diseño especifican que se tienen que bobinar 27 vueltas con un cable cuya sección es de 0,823 mm2 (AWG 18). El valor de la inductancia del inductor se ha ajustado más a lo requerido recortando la longitud del cable. Para realizar y comprobar el diseño final lo más ajustado al valor deseado se han realizado diversas medidas en bornes del inductor. Para efectuar estas comprobaciones se ha hecho uso del analizador de inductancia “1910” y la fuente de corriente “1320”, ambos de “QuadTech”. Los parámetros promedio definitivos del inductor diseñado son:


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LPLENA CARGA (5 A) = 33 µH ESR50 kHz = 86 mΩ LVACÍO = 35,8 µH ESR50 kHz = 99 mΩ ESRCONTINUA-50 kHz = 11,5 mΩ De la misma forma se ha analizado el inductor conectado a la salida del convertidor, obteniendo los siguientes parámetros como resultado: Inductor 11 µH LPLENA CARGA (5 A) = 11,24 µH ESR50 kHz = 68,6 mΩ

1.9.3.3. Diodos En el circuito de potencia se han utilizado tres diodos. En primer par de diodos de potencia lo encontramos junto su MOSFET correspondiente conectado en cada caso entre el drenador y el surtidor de los mismos. La importancia de colocar estos dispositivos se debe a que si bien cada MOSFET incorpora su propio diodo parásito, estos suelen ser lentos y pueden causar problemas en el funcionamiento correcto del sistema, mientras que los diodos de potencia escogidos son rápidos y capaces de soportar perfectamente los valores de tensión y corriente requeridos. El tercer diodo colocado a la salida del convertidor cumple con la función de bloqueo cuyo cometido es el de impedir que la batería conectada a la salida pueda descargarse a través del circuito.

1.9.3.4. Filtro de amortiguamiento Si consideramos que el circuito solo tiene conectada una fuente de tensión a la salida y que en la salida solo se encuentra presente el inductor L2 del filtro, tendríamos el circuito de la figura 1.9.10, donde el condensador C/2 representa a uno de los que forman parte del filtro de entrada del convertidor. El objetivo del inductor L2 es el de filtrar el ruido a alta frecuencia y eliminar así el rizado en la corriente de salida, con lo que el rizado de conmutación se filtrará a través del condensador.

Figura 1.9.10. Circuito LC.

El resultado sería un circuito resonante con dos polos en el eje imaginario, provocando que la red no fuese asintóticamente estable. La solución propuesta para resolver este problema consiste en colocar a la entrada del circuito un filtro formado por una resistencia en serie con un condensador, tal como muestra la figura 1.9.11.


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Figura 1.9.11. Filtro de amortiguamiento.

El circuito de tercer orden resultante se ha ajustado a partir del cálculo 1.9.5 para que la parte real de sus polos se sitúe en el semiplano izquierdo. Los valores escogidos fueron un resistor R24 = 180 mΩ y un condensador al menos C16 al menos 10 veces mayor que el condensador del convertidor, en este caso se utilizó 2200 μF.

V. s` a

V o s` a

ffffffffffffffffff=1

C2fffffL2

ffffffffffffffff s + 1R24C16

fffffffffffffffffffffffff g

s3 +C16 + C

2fffff

R24C16C2fffff

ffffffffffffffffffffffffffffffffh

l

j

i

m

ks2 + 1C2fffffL2

ffffffffffffffffs + 1

L2 R24C16C2fffff

fffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffff

(1.9.5)

1.9.3.5. MOSFETs Los transistores MOSFET, correspondientes a los interruptores en conmutación, se han elegido teniendo en cuenta una serie de parámetros. En primer lugar, que su resistencia de activación RDS(on), de la cual dependen las pérdidas de conducción, sea pequeña. El segundo aspecto a tener en cuenta son los niveles de corriente y tensión con las que trabajará en el circuito y que deben ser capaces de soportar los MOSFETs. Pese a que en un principio se seleccionaron otros, finalmente se optó por usar los del modelo IRFB4410ZPBF cuya RDS(on) es de 9 mΩ, y los valores de tensión y corriente máximos que puede soportar son superiores a los requeridos, además de tener tiempos de conmutación muy pequeños. Para garantizar el correcto funcionamiento de estos dispositivos se han conectado diversos componentes en sus terminales. En primer lugar, se ha colocado una resistencia en serie en la puerta de cada transistor, con el fin de amortiguar las oscilaciones producidas por efectos parásitos provocados por la capacidad puerta-drenador y la inductancia del drenador, cuyos efectos ralentizan el disparo del transistor. Los valores típicos que se utilizan para las resistencias de puerta suelen estar comprendidos entre 1 y 25 Ω. El valor escogido para controlar la velocidad de conmutación de los transistores es este circuito fue de 10 Ω para ambos resistores de puerta.


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Figura 1.9.12. Conexión de los MOSFETs.

Igualmente, se ha colocado un diodo entre el drenador y el surtidor con el fin de proteger el MOSFET y al mismo tiempo proporcionar un camino para la corriente del inductor durante el estado de apagado.

1.9.3.6. Circuito de alimentación y masa virtual Para la alimentación de los diferentes dispositivos del bloque de control y sensado es necesario disponer de una tensión regulada de 5 V, Para esto se utilizó el regulador de tensión MC7805BTG capaz que proporcionar una tensión regulada de 5 V. La alimentación de este dispositivo se realiza directamente de la salida del convertidor, aunque para las pruebas de laboratorio se doto al circuito con la posibilidad de alimentar al regulador con una fuente externa, disponiendo para esto de un jumper y un conector para dicha función, debido a que varias de las pruebas realizadas en el laboratorio requerían hacer la tensión de alimentación del regulador inferiores al mínimo, produciendo así que todo el circuito de control se desconecte. La figura 1.9.13 muestra su esquema de conexión.

Figura 1.9.13. Esquema del regulador L7805.

Debido a la necesidad de sensar la corriente de modo bidireccional algunas partes del circuito necesitan una tensión de referencia de 2,5 V (Vcc/2) que actúa como masa virtual de forma que las distintas etapas pueden analizarse como si estuviesen alimentadas de forma bipolar entre +Vcc/2 y –Vcc/2. Para su obtención se utilizó un divisor de tensión formado por dos resistencias conectado a un seguidor de tensión para adaptar impedancias, tal como se puede apreciar en la siguiente figura:


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Figura 1.9.14. Obtención de masa virtual.

La resistencia de 10 kΩ permite que la resistencia equivalente de Thevenin de las dos entradas del operacional tenga el mismo valor y por lo tanto sean simétricas.

1.9.3.7. Driver En la topología del convertidor empleado el MOSFET de canal n correspondiente a la configuración reductora requiere de un circuito de excitación que sea flotante con respecto a la masa del circuito. Dicho circuito debe suministrar la corriente necesaria a la compuerta de los transistores con tal de cargar las capacidades de entrada de los MOSFETs y así asegurar que los mismos operen de una manera adecuada y al mismo asegurar que nunca conducen ambos transistores al mismo tiempo. El circuito elegido para realizar esta función es el driver LM27222. El LM27222 es un driver síncrono de lado alto y bajo, típicamente usado es convertidores de topología reductora. Este dispositivo puede alimentarse entre un rango comprendido entre 4 V y 7 V y su corriente máxima de salida es de 4,5 A. Otra de las principales características que cabe destacar es que incorpora un circuito de protección que impide que las señales LG y HG correspondientes a las salidas de lado bajo y lado alto, respectivamente, conduzcan al mismo tiempo. De este modo se evitan posibles problemas de solapamiento.

Figura 1.9.15. Aplicación típica del dispositivo LM27222.

En la figura 1.9.15 podemos ver una aplicación típica de este dispositivo. Para el control del driver se disponen de los pines “LEN” e “IN”. La señal de control de conmutación corresponde al pin “IN” del driver, mientras que el pin “LEN” a nivel alto permite la conmutación del MOSFET de lado bajo, por lo que para poder conseguir deshabilitar


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completamente la conmutación ambas señales “LEN” y “IN” deben permanecer en estado bajo. Por tanto para que la señal “LG” active el MOSFET de lado bajo es necesario “LEN” a nivel alto e “IN” a nivel bajo. Por otro lado, para que la señal “HG” active el MOSFET de lado alto solo depende de que el pin “IN” permanezca a nivel alto. Para que el driver pueda generar las señales necesarias para lograr conmutar los MOSFETs, es necesario un circuito de “bootstrap” adicional. En la figura anterior, podemos ver que básicamente está compuesto por un diodo “Schottky” (D1), a través del cual el condensador C2 se carga prácticamente a la tensión de alimentación. Este diodo tiene una caída de tensión baja y una alta velocidad de conmutación, aspectos necesarios para lograr que la carga del condensador sea lo suficientemente rápida. El circuito del driver LM27222 se soldó sobre un adaptador, ya que es un SOIC de 8 pines, para poderlo conectar y reemplazar con facilidad en un zócalo DIP8.

1.9.3.8. Sensores de corriente Para el control del convertidor es necesario conocer la corriente que circula a través del inductor y la corriente de salida del convertidor, para lo cual se ha empleado un sensor de corriente y una resistencia en serie en cada caso. Este dispositivo mide la caída de tensión en el resistor y a partir de ella obtiene una tensión proporcional a la corriente que se desea medir. El sensor utilizado es el circuito integrado AD8210.

Figura 1.9.16. Esquema típico del dispositivo AD8210.

El AD8210 puede alimentarse con una tensión de alimentación típica de 5 V. Una de las ventajas de este dispositivo es que, aplicando una tensión de referencia externa del mismo valor a los pines VREF1 y VREF2, produce una salida de “offset” con ese mismo valor cuando la entrada diferencial es cero, permitiendo así medir una corriente de manera bidireccional.


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Igualmente, en la entrada del dispositivo se ha colocado un filtro (figura 1.9.17) que asegurará el correcto comportamiento del sensor, evitando posibles ruidos. Este circuito al igual que el driver está situado en sobre un adaptador para el sensor (debido a que el encapsulado del dispositivo AD8210 es del tipo SOIC de 8 pines) para poder montarlo y remplazarlo fácilmente.

Figura 1.9.17. Filtro colocado a la entrada del dispositivo AD8210.

En la implementación práctica de este dispositivo, las tensiones VREF1 y VREF2 se han alimentado a 2,5 V, valor de la masa virtual, en el zócalo ubicado en la placa de potencia para el sensor de la corriente de inductor, permitiendo un “offset” de 2,5 V a la salida y el sensado bidireccional, mientras que para la corriente de salida se colocó un jumper para poder establecer el mismo offset o bien utilizarlo de modo unidireccional teniendo así mejor ganancia.

1.10. Etapa de control

Figura 1.10.1. Esquema simplificado de la etapa de control.


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La etapa de control es la encargada de evaluar el estado de la planta y generar en consecuencia los pulsos de disparo de los MOSFETs. La etapa de control está formado por dos lazos: primero un lazo externo de tensión y luego por un lazo interno de corriente, realizando como se ha explicado anteriormente un control en modo deslizamiento. La figura 1.10.2 ilustra los bloques que componen la etapa de control.

Figura 1.10.2. Lazo de tensión y lazo de corriente.

En primer lugar, un controlador PI comparará las dos tensiones de entrada del convertidor y producirá una acción de control que reducirá la desviación de ambas señales a cero, siendo posible que el circuito MPPT altere esta desviación. Luego, el sensor de corriente entregará una tensión que será proporcional a la corriente del inductor con un factor de conversión de 200 mV/A, la cual será restada a la tensión de salida “IREF” del lazo de tensión, obteniendo un error. Este último valor será invertido y amplificado antes de llegar al comparador por histéresis. El comparador por histéresis indicará cuando el error anterior alcanza unos determinados umbrales, los cuales serán proporcionales a un valor máximo y mínimo de corriente, implementando así el control en modo deslizamiento y actuando en consecuencia sobre el “Set” y el “Reset” de un biestable, que activará uno u otro MOSFET.

1.10.1. Lazo de tensión En la figura 1.10.3 podemos ver el diagrama del lazo de tensión, compuesto básicamente de dos etapas, que se encarga de generar la señal de referencia de la corriente que pasa a través del inductor.

Figura 1.10.3. Lazo de tensión.


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En la primera etapa del lazo de tensión se comparan las tensiones VC2 y VC12 que han sido reducidas en unos factores de 1/3 y 1/6 respectivamente, mediante dos divisores de tensión, cuyo propósito es evitar que el amplificador operacional, que no puede suministrar más de la tensión de su alimentación (5 V), se sature. Esta primera etapa está dotada con la posibilidad de establecer un ciclo de trabajo fijo del 50 %, que igualaría las tensiones de las dos secciones del panel, o conectar el controlador MPPT externo que cambie la relación entre VC2 y VC12. Los valores de las resistencias de entrada R3, R6 y R7 han sido escogidos para que la resistencias equivalentes Req1 y Req2 sean iguales y lograr que la ganancia total de regulador PI sea la misma que la simulada inicialmente con PSIM. En la segunda etapa la salida del controlador PI es a su vez la consigna de la intensidad del lazo de corriente. Aquí se ha colocado el condensador C1 para filtrar ruido a alta frecuencia, agregado un polo adicional que atenuará en el lazo de control la frecuencia de conmutación y sus harmónicos. También se han colocado cuatro diodos entre la entrada y la salida del amplificador operacional cuya función es limitar la tensión de salida del regulador PI y así evitar que este último llegue a saturase a las tensiones de alimentación, lejos de su zona de trabajo lineal, y al mismo tiempo limitar la corriente a través de la bobina. Considerando que R8 = R9 = R12 y que el valor de las resistencias equivalentes de las dos entradas del amplificador operacional son iguales (Req1 = Req2), la función de transferencia del PI vendrá dada por:

VO s` a

= VC12 s` a

@VC2 s` a

b c R12

Req1R10

fffffffffffffffffffffffffff s+ 1R12AC2

ffffffffffffffffffffffff

sA C1 s+ C1

R12AC2

ffffffffffffffffffffffff+ 1R12

ffffffffffff g

ffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffh

l

l

l

l

l

j

i

m

m

m

m

m

k

(1.10.1)

Considerando que el valor del condensador C1 es muy pequeño, podemos aproximar la expresión de la siguiente manera:

VO s` a

= VC12 s` a

@VC2 s` a

b c R12

b c2

Req1 R10

fffffffffffffffffffffffffffh

l

j

i

m

k

s + 1R12AC2

ffffffffffffffffffffffff

sfffffffffffffffffffffffffffffff

(1.10.2)

De donde extraemos:

K p =

R12

b c2

Req1R10

fffffffffffffffffffffffffff (1.10.3)

τ = R12AC2 (1.10.4)

Donde Kp es la ganancia de la acción proporcional y τ la constante integral.


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Para precisar los valores aproximados que debían tener de los parámetros Kp y KI=Kp/τ del controlador PI se tuvieron en cuenta una serie de parámetros, correspondientes a los márgenes de estabilidad, determinados en el artículo publicado y citado previamente sobre el que se basa el montaje llevado a cabo en el presente proyecto. Estos parámetros hacen referencia al margen de fase y a la frecuencia de cruce. A continuación se muestran las expresiones obtenidas de K y τ para un margen de fase de 60º:

τ = 3pwwwwwwwwwwwwwwwww

ω c

fffffffffff (1.10.5)

K = C Aωc A 3pwwwwwwwwwwwwwwwww (1.10.6)

Donde C es uno de los condensadores de entrada del convertidor. En al análisis en frecuencia de un sistema, se define como frecuencia de cruce a la frecuencia en la cual la magnitud es 0 dB, mientras que el margen de fase representa la cantidad de retardo de fase adicional, respecto a la frecuencia de cruce, que se requiere para llevar al sistema a la frontera de la inestabilidad. Las constantes del circuito Kp y τ serán de aproximadamente 7,2 y 100 μs respectivamente considerado C=220 μF, para un margen de fase de 60º (adecuado para un comportamiento satisfactorio) y la frecuencia de cruce de unos 7 kHz, que supone un ancho de banda apropiado para regular las dos tensiones de entrada. Mediante la utilización de la herramienta AC Sweep del PSIM se obtuvieron las gráficas de la respuesta en frecuencia de la ganancia de lazo que se enseña en la figura 1.10.5.

Figura 1.10.5. Respuesta en frecuencia de la ganancia de lazo.

1.10.2. Lazo de corriente Para un análisis más conciso de esta parte del esquema de control, se describirán de forma individual los principales bloques que lo conforman.


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El lazo de corriente toma el valor de referencia del lazo de tensión y entrega las señales de control a la etapa de potencia.

1.10.2.1. Circuito restador del lazo de corriente En la siguiente figura 1.10.6 se muestra el lazo de corriente con sus dos señales de entrada, donde IREF corresponde a la salida de regulador PI del lazo de tensión y la señal IL al valor proporcional a la corriente del inductor.

Figura 1.10.6. Circuito restador del lazo de corriente.

Este circuito resta el valor de salida del sensor de corriente colocado en serie con el inductor (IL) a la señal IREF, el error resultante lo multiplica luego una ganancia, pudiendo expresarse su función de transferencia de la siguiente forma:

V A =

R15

R16

fffffffffA I REF@ I L

b c

+ V GND (1.10.6)

1.10.2.2. Circuito inversor del lazo de corriente

Figura 1.10.7. Circuito inversor del lazo de corriente.

En la salida del circuito restador encontraremos la señal de entrada invertida y amplificada por una ganancia que dependerá del valor del potenciómetro R20. Así mismo al aumentar la ganancia del restador también lo hará la frecuencia de conmutación. Debido a que en la entrada no inversora está conectada la masa virtual, la tensión de salida VB vendrá determinada por la siguiente expresión:

V B =

R18

R17 + R20

fffffffffffffffffffffffffffA V GND@V A

b c

+ V GND (1.10.7)

Por lo que si se aumenta al valor del potenciómetro, la ganancia de inversor disminuirá, y como se ha mencionado anteriormente, también lo hará la frecuencia de conmutación.


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1.10.2.3. Comparador con histéresis Un comparador con histéresis es un circuito no lineal y su comportamiento frente a la señal de entrada solo acepta dos niveles de tensión de salida: nivel alto, y nivel bajo. Su cambio de estado solo se produce cuando el valor de tensión de entrada supera unos límites preestablecidos por la ventana de histéresis. Un comparador de ventana detecta cuando el valor de la tensión de entrada se encuentra comprendida entre dos tensiones de referencia que establecerán el límite superior (VTH) e inferior (VTL). En la siguiente figura se muestra un ejemplo básico de un comparador de ventana:

Figura 1.10.8. Ejemplo de un comparador de ventana.

En este proyecto se utilizó el dispositivo TLC555CP para implementar el comparador por histéresis. El circuito equivalente de este dispositivo está formado por un divisor de tensión, que establece los límites de la ventana de histéresis, dos amplificadores operacionales, que cumplen con la función de comparadores, y un biestable R-S. La figura 1.10.9 ilustra el esquema interno simplificado del dispositivo mencionado.

Figura 1.10.9. Comparador con histéresis del circuito a partir de un comparador de ventana


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La señal de entrada VB, procedente del amplificador inversor del lazo de corriente, se compara con los dos valores umbrales del divisor de tensión 1/3 Vcc y 2/3 Vcc. Si VB se incrementa por encima del valor de 2/3 de la tensión de alimentación del circuito, el comparador activará el “Reset” del biestable llevando la señal de control a nivel bajo y en consecuencia activando el MOSFET de lado bajo. Del mismo modo, si VB decrece hasta conseguir un valor inferior a 1/3 de Vcc, el comparador activará el “SET” produciendo el cambio de estado en el biestable que disparará el MOSFET de lado alto. La tensión de alimentación necesaria para el circuito comparador con histéresis es unipolar con lo que puede ser alimentado con una Vcc única de 5 V.

1.11. Sistema MPPT La función que ha de llevar a cabo el circuito MPPT es evaluar la corriente de salida del convertidor con la finalidad de conocer si esta última es creciente o decreciente. Como se ha comentado anteriormente, la acción resultante modificará el “duty cycle” de la conmutación provocando una desviación entre las tensiones de cada semipanel, llevando así el punto de trabajo de uno de ellos a su MPP correspondiente. De modo el sistema tendrá dos estados estables de trabajo, aumentando “D” o disminuyendo “D”, generándose un cambio de estado cuando se detecte una Io decreciente. En la figura 1.11.1. se representa el principio de funcionamiento del MPPT.

Figura 1.11.1. Diagrama de estados del sistema MPPT.

1.11.1. Diseño del sistema MPPT Para el desarrollo del circuito MPPT se utilizó el microcontrolador PIC18F13K50, de Microchip, el cual dispone de 17 pines E/S con 9 entradas A/D de 10 bits y una interface SPI. También se utilizó el conversor D/A MCP4821 de 12bits, con interface SPI. En la figura 1.11.2 se representan las entradas y salidas utilizadas para el circuito, cabe destacar que en el desarrollo del circuito físico se añadieron algunos switch como entradas y puntos de prueba con el fin de poder ampliar el sistema de ser necesario y al mismo tiempo para realizar pruebas.

D=D-δ

D=D+δ


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Figura 1.11.2. Esquema de E/S del circuito MPPT.

Cada una de las señales de la figura 1.11.2. se describen a continuación: Io: es la corriente de carga de la batería, sensada a la salida del convertidor.

Control: Es la señal de control que acciona el driver, la información proporcionada por esta señal podría utilizarse para desconectar el MPPT y reducir el consumo de ser conveniente.

V12/6: Es la tensión del panel, atenuada para poder conectarse al microcontrolador. Esta señal proporciona información de la tensión del panel y al mismo tiempo la tensión actual de la batería.

V2/3: Es la tensión, adaptada, de una de las secciones del panel, medida en el punto medio.

SW-Inh: En esta entrada se conectó un interruptor que permite inhibir toda la planta.

BattLock: En el caso de que la carga de la batería descienda demasiado, esta salida activa un relé de protección que desactivaría la carga conectada a la batería, evitando así que esta última continúe perdiendo carga.

MCP4821: La salida del conversor D/A es la señal que debe provocar la máxima corriente IoMAX, se conecta al lazo de tensión del circuito de control para cambiar el punto de trabajo de los dos semipaneles.

1.11.2. Programación del microcontrolador El principal problema a tener en consideración, durante el desarrollo del software del microcontrolador, son las oscilaciones en la corriente de Io debidas principalmente al ruido durante la conmutación, como también a las oscilaciones provocadas al haber cambios en la irradiación sobre el panel, ruidos en el sensor de corriente o incluso con los cambios en el lazo de tensión debido al cambio en la señal de salida del circuito MPPT. Por este motivo, y con el fin de obtener un sistema más estable, se diseñó un bucle que obtuviese “n” muestras de Io y calculase el valor medio de la misma. También se estableció un pequeño retardo antes de realizar el muestreo para evitar las oscilaciones que pudiese provocar el mismo sistema al cambiar el “duty cycle”.


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Figura 1.11.3. Diagrama de flujo básico del sistema MPPT.

La figura 1.11.3 describe de forma básica el flujo que debe seguir el programa. Inicialmente se obtiene el valor medio de la corriente Io y se obtiene el error respecto del valor anterior medido, al cual llamaremos ΔIo. Para mejorar la estabilidad se estableció un límite ΔIomax

con el cual se compara el error acumulado de ΔIo. Si la corriente Io disminuye más de ΔIomax

el sistema produce un cambio de estado cambiando el signo de δ, por otro lado si la corriente Io aumenta más de ΔIomax, se reestablece el error acumulado a cero para mejorar la respuesta del sistema. Al final del documento se anexa el código de programa que se utilizó en las simulaciones y para programar el microcontrolador PIC18F13K50, al que se le añadió otros modos experimentales de funcionamiento seleccionables mediante interruptores.

δ = - δ

D=D+δ

Escribe salidas

Calcula


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2. Memoria de cálculo

2. Memoria de cálculo - Cargador de baterías basado en un circuito de bypass activo

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2.1. Buck y Boost Antes de comenzar con las pruebas de laboratorio, donde se comprobaría el circuito montado funcionando primeramente como Buck y luego como Boost, se calcularon los valores de tensión y corriente, de entrada y salida, deseados, así como la resistencia de carga necesaria en cada caso. Para el cálculo se tuvieron en cuenta las especificaciones de análisis descritas en el apartado (1.7.1), por lo que la potencia de entrada en ambos casos será igual a la de salida, y se estableció un ciclo de trabajo fijo y cuyo valor será de D = 0,5. Finalmente para el cálculo de la carga resistiva se consideró el rango de valores de corriente que circulará por el inductor que se desea analizar (-5 A a 5 A).

2.1.1. Buck Si alimentamos el convertidor con una tensión Vi = 16 V la tensión de salida resultante será: VO =V i AD = 16 V A 0,5 = 8 V (2.1.1)

De la misma manera, si se pretende que el valor máximo de IL (Io) sea de 5 A, I i = IO AD = 5 A A 0,5 = 2,5A (2.1.2)

En este caso, la carga resistiva conectada a la salida vendrá dada por:

R =V O

I O

fffffffff= 8 V5 Afffffffffff= 1,6Ω (2.1.3)

La siguiente tabla muestra los datos teóricos de las principales variables para distintos valores de IL.

Vi (V) Ii (A) Vo (V) Io (A) Ro (Ω) Po (W) D

16 0,5 8 1 8,00 8 0,5

16 1,0 8 2 4,00 16 0,5

16 1,5 8 3 2,67 24 0,5

16 2,0 8 4 2,00 32 0,5

16 2,5 8 5 1,60 40 0,5

Tabla 2.1.1. Valores teóricos Buck.

2.1.2. Boost En las pruebas experimentales con el circuito operando como Boost, se ha considerado una tensión de entrada Vi = 8 V. Igualmente, el valor máximo de Ii (-IL) será de 5 A. Tenemos, por lo tanto, que:

VO =V i

1@Dffffffffffffffffff= 8V

1@0,5ffffffffffffffffffffff= 16 V (2.1.4)


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IO = I i A 1@D` a

= 5 A A 1@0,5b c

= 2,5 A (2.1.5)

Si el valor de la resistencia viene dado igualmente por la expresión 2.1.3, podemos obtener fácilmente la siguiente tabla de valores.

Vi (V) Ii (A) Vo (V) Io (A) Ro (Ω) Po (W) 1-D

8 1 16 0,5 32,00 8 0,5

8 2 16 1,0 16,00 16 0,5

8 3 16 1,5 10,67 24 0,5

8 4 16 2,0 8,00 32 0,5

8 5 16 2,5 6,40 40 0,5

Tabla 2.1.2. Valores teóricos Boost.

2.2. Cálculo para el cable utilizado en el diseño de la bobina de 33 μH En la sección 1.9.3.2 se determinó que para la construcción del inductor de 33 μH se utilizaría el núcleo toroidal de “Magnetics” 77076-A7, al cual se lo debía bobinar con 27 vueltas del cable AWG 18, cuya sección es de 0,823 mm2. Debido a que finalmente se utilizó un hilo de cobre esmaltado de 0,07 mm2 disponible en el laboratorio, tendremos que:

AWG 18Q 0,823 mm2A

1 cable0,07 mm2fffffffffffffffffffffffffffff= 12 cables (2.2.1)

2.3. Cálculo de parámetros a partir de diversas medidas en el convertidor La siguiente figura muestra el sentido establecido de las corrientes del circuito, junto con el circuito equivalente de las dos secciones del módulo fotovoltaico conectado a la entrada. A la salida se ha conectado una carga resistiva cuyo valor oscilará en valores próximos a cortocircuito y circuito abierto.

Figura 2.3.1. Sentido de las corrientes de circuito.

Durante los ensayos experimentales, algunas variables del circuito fueron obtenidas matemáticamente a partir de otras variables medidas, como es el caso de la corriente del inductor IL y la corriente de salida Io, Para esto se han conectado dos amperímetros con el


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fin de determinar los valores de IA e IC. Si prestamos atención al circuito podemos determinar que:

I L = I A@ IC (2.3.1)

Cuando las secciones del módulo estén bajo la misma situación de sombreado IA e IC tendrán el mismo valor, y por tanto el valor medio de IL será nulo. También podemos determinar la corriente de salida a partir de dos expresiones, que corresponden a:

I o = I A@I L

2ffffff

(2.3.2)

I o = I B +I L

2ffffff

(2.3.3)

La utilización de ambas expresiones es útil para verificar que el valor de salida de la corriente sea correcto.

2.4. Cálculo de la salida del sensor de corriente Para determinar la resistencia de sensado que se utilizaría para sensar IL e Io se consideró la expresión de VOUT del dispositivo AD8210 teniendo en cuenta los valores máximos de corriente a sensar para evitar la saturación. También se tuvo en cuenta la tensión externa necesaria para dotar al sensor de corriente con la posibilidad de sensar de forma bidireccional a la corriente del inductor, dicho valor de offset se ha de sumar a la expresión de salida. Del mismo modo se calcularon una serie de valores de IREF, necesarios para obtener unos determinados valores de corriente en el inductor, para realizar los ensayos experimentales con el lazo de corriente cerrado.

Figura 2.5.1. Esquema simplificado del dispositivo AD8210.


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La ecuación resultante para la tensión de salida dada por el fabricante del dispositivo es:

VOUT = I SHUNTARSHUNT

b c

A20 (2.5.1)

Teniendo en cuenta que ISHUNT ≈ IL, RSHUNT = 10 mΩ, y que VREF1 y VREF2 se han conectado a 2,5 V, la expresión final en este caso quedará de la siguiente forma:

VOUT = I REF = 10mΩ A20A I L + 2,5V= 0,2mVAfffffffffffA I L + 2,5V (2.5.2)

El rango de corrientes del inductor que nos interesa está comprendido entre -5 A y 5 A. De este modo, tenemos por ejemplo que para una IL de 0 A, IREF tendrá un valor teórico de:

I REF = 0,2mVAfffffffffffA0A + 2,5 V= 2,5 V (2.5.3)

Para comparar el valor teórico de IL para una determinada IREF con los resultados experimentales, se ha creado una tabla con valores comprendidos en el rango descrito anteriormente. Teniendo presente la expresión 2.5.4, se obtiene:

IL (A) IREF (V)

-5 1,5

-4 1,7

-3 1,9

-2 2,1

-1 2,3

0 2,5

1 2,7

2 2,9

3 3,1

4 3,3

5 3,5

Tabla 2.5.1. Valores teóricos de IL e IREF.


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3. Simulaciones

3. Simulaciones - Cargador de baterías basado en un circuito de bypass activo

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3.1. Introducción La principal etapa del proyecto antes de realizar la creación del circuito impreso fue la simulación del circuito utilizando el PSIM con el que se pudo simular diferentes situaciones de funcionamiento y perturbaciones así como todas las etapas por separado (potencia, control y programa del microcontrolador). La simulación se realizó en base a un circuito aproximado del que posteriormente se implementaría, utilizando circuitos equivalentes a los circuitos integrados que utilizaríamos en el desarrollo del circuito, con lo que se intentó verificar que el todo el conjunto funcionaría bien y sería posible la realización del MPPT. Todos los resultados obtenidos en esta sección permitieron comprobar la viabilidad en el diseño y sirvieron de referencia para ser utilizados en la fase experimental donde compararemos las señales que en cada caso se obtuvieron.

3.2. Lazo abierto

3.2.1. Buck Para comenzar simulamos el funcionamiento de la planta en circuito abierto comprobando por separado el funcionamiento como reductor (Buck) y luego como elevador (Boost). Para la configuración Buck conectamos una fuente de tensión de 16 V a la entrada y proporcionamos una señal de conmutación con una fuente de onda cuadrada con un “duty cycle” de 0,5 y una frecuencia de 60 kHz. Así mismo se conectó una fuente de impulso para proporcionar una señal de inhibición durante 10 ms y poder así apreciar el correcto funcionamiento del convertidor y su transitorio.

Figura 3.2.1. Circuito trabajando como Buck en lazo abierto.

Se puede comprobar gracias a la figura 3.2.2 que la tensión de salida es la mitad que la de entrada, tal y como se esperaba. También se observa que Vo oscila hasta llegar al régimen estacionario a los 20 ms habiendo transcurrido 10 ms desde que comenzó a funcionar el convertidor como tal.


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Figura 3.2.2. Señales Vo y Vi del circuito operando como Buck.

3.2.2. Boost

Figura 3.2.3. Circuito trabajando como Boost en lazo abierto.

En la imagen 3.2.3 se configuró el circuito como Boost, conectando esta vez en la entrada una tensión de 8 V, y utilizando la misma señal de control que para en caso anterior. Se pudo confirmar su correcto funcionamiento como se muestra en la imagen 3.2.4, donde se puede apreciar que la tensión de salida es el doble que la de entrada. También se aprecia al igual que en el caso anterior el transitorio del circuito que también es de 10 ms antes de alcanzar el régimen estacionario.


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Figura 3.2.4. Señales Vo y Vi del circuito operando como Boost.

3.3. Lazo de corriente cerrado Para comprobar el funcionamiento del lazo de corriente se conectó la salida a la planta y se conectó una fuente de tensión para proporcionar la señal IREF cuyo valor fue establecido según el circuito funcionaba como Buck, siendo tensiones superiores a 2,5 V, o como Boost, en cuyo caso debió ser inferior a 2,5 V.

Figura 3.3.1. Circuito lazo de corriente.

3.3.1. Buck En la figura 3.3.2 se muestra el resultado de la simulación utilizando una resistencia de carga Ro = 2 Ω y con una tensión IREF = 3,3 V, configurando el circuito para que funcione en modo Buck. Como se esperaba se consigue que el valor medio de corriente a través del inductor sea efectivamente IL = 4 A.


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Figura 3.3.2. Señales IREF e IL del circuito operando como Buck.

3.3.2. Boost

Figura 3.3.3. Señales IREF e IL del circuito operando como Boost.

Repetimos la simulación anterior esta vez utilizando el circuito en modo Boost. Para ello conectamos una resistencia a la salida de Ro = 8 Ω y establecemos IREF = 1,7 V. Los resultados se muestran en la imagen anterior en la que se aprecia la tensión IREF=1,7 V y el valor medio de corriente a través del inductor IL = -4 A tal como se esperaba.

3.4. Lazo de tensión cerrado El circuito utilizado para regular la tensión de entrada es el que se muestra en la siguiente figura. El valor VGND será reemplazado luego por la salida del MPPT que introducirá en este punto la perturbación necesaria para desplazar el punto de funcionamiento del sistema al de máxima potencia


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Figura 3.4.1. Circuito lazo de tensión.

3.4.1. Buck En la figura 3.4.2 visualizamos la tensión de entrada y salida del circuito funcionando como Buck. Es posible apreciar con total claridad que la tensión de salida Vo es la mitad que la tensión de entrada Vi (Vo = Vi/2 o Vo = Vi · D) desde el momento inicial, con lo que comprobamos que el controlador PI cumple su propósito perfectamente.

Figura 3.4.2. Señales Vi (V12) y Vo (VC2) del circuito operando como Buck.

3.4.2. Boost Los resultados de la simulación con el circuito en configuración Boost se muestran en la figura 3.4.3, donde el PI logra regular correctamente luego de 1 ms, a diferencia del caso anterior que era inmediato.


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Figura 3.4.3. Señales VC12 y VC2 del circuito operando como Boost.

3.5. Buck-Boost cargando batería Para comprobar el funcionamiento de todo el conjunto utilizaremos el circuito de la figura 3.5.1, en el cual conectaremos a la entrada del convertidor el circuito equivalente de los 2 medios paneles fotovoltaicos y a la salida una batería.

Figura 3.5.1. Circuito cargador de batería.

En la simulación se utilizó una corriente generada por el medio panel superior de 4,7 A constantes y en el medio panel inferior una corriente generada de 2,5 A, también se estableció una demora de 5 ms antes de que el lazo de control entre en funcionamiento y luego una perturbación a los 10 ms en la que el panel inferior aumentaba la corriente generada de 2,5 A a 4,5 A simulando la disminución del sombreado en dicho panel. Los resultados de la simulación se representan en la imagen 3.5.2.


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Figura 3.5.2. Gráficas de Io, Ipanel1, Ipanel2 y tensión del semipanel Vpanel2 y el panel completo V12.

En la figura 3.5.2 podemos confirmar que antes de comenzar a funcionar el convertidor la corriente del medio panel superior, al estar conectado en serie, cae hasta alcanzar los 2,5 A del panel inferior. Al entrar en funcionamiento el circuito de control, en t = 5 ms, vemos como las tensiones de ambos paneles se igualan (VC12 = 2·VC2) y conseguimos un aumento significativo en la corriente de carga de la batería Io. Finalmente a partir de t = 10 ms, con el incremento de corriente generada en el panel inferior, se aprecia como el controlador mantiene regulada la tensión de los paneles y mejora también la corriente de salida Io, siendo I1 > Io > I2.

Figura 3.5.3. Gráfica de Po.

En la figura de 3.5.3 podemos ver la potencia obtenida en la situación anterior. Como se puede apreciar en la figura la potencia obtenida en el momento inicial es de 34 W y al comenzar a funcionar el convertidor alcanza los 49 W, obteniendo una mejora en el rendimiento del PV de 15 W.

3.6. Buck-Boost con MPPT


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La última simulación realizada incorpora un bloque de programación en lenguaje C mediante el cual se monitoriza la corriente de salida y se busca el punto de máxima potencia (Pmax = VBAT · Iomax) actuando sobre el lazo de tensión.

Figura 3.6.1. Bloque C para MPPT.

Finalmente se realizó la simulación de la misma situación estudiada en el punto anterior pero esta vez con el bloque lógico C y amentando el tiempo antes de la activación del sistema así como el tiempo previo a la perturbación con fin de poder apreciar mejor el momento en que el circuito alcanza el régimen continuo. El resultado se muestra en las siguientes gráficas.

Figura 3.6.2. Gráficas de Io, Ipanel1, Ipanel2 y tensión del semipanel Vpanel2 y el panel completo V12.

La figura 3.6.2 se puede apreciar como la corriente Io obtenida es mayor que la misma sin el circuito de MPPT(figura 3.5.2.), así como también se puede ver que la tensión del panel superior ya no es siempre igual a la del semipanel inferior, VC12 ≠ 2·VC2.


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Figura 3.6.3. Gráfica de Po con MPPT.

La gráfica 3.6.3 representa la potencia de salida obtenida utilizando el sistema MPPT. Si comparamos estos resultados con la potencia obtenida en la simulación anterior obtenemos los siguientes resultados.

Diodos de Bypass Ipanel1 = 4,7 A Ipanel2 = 2,5 A

Con convertidor Ipanel1 = 4,7 A Ipanel2 = 2,5 A

Con convertidor Ipanel1 = 4,7 A Ipanel2 = 4,5 A

Sin MPPT 34,25 W 49,04 W 62,96 W

Con MPPT 34,25 W 51,43 W 62,98 W

Como se puede observar en la tabla, en el caso en que el panel está sombreado, tenemos un beneficio de potencia, consiguiendo en este caso en particular por ejemplo casi 2,4 W adicionales que solo con el convertidor sin MPPT y 17,18 W más de lo que se conseguiría solo con los diodos de bypass.


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4. Resultados experimentales

4. Resultados experimentales - Cargador de baterías basado en un circuito de bypass activo

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4.1. Introducción Una vez construido el prototipo fue necesario comprobar su correcto funcionamiento de forma parcial, es decir realizando pruebas de forma gradual y progresiva, comprobando cada módulo por separado y luego su comportamiento a medida que se los hacia trabajar en conjunto. De esta forma se consiguió verificar su funcionamiento y se pudieron detectar algunos defectos y realizar las correspondientes correcciones, cosa que hubiese sido mucho más compleja si se hubiese comenzado las pruebas inmediatamente con el panel solar B585 y el circuito del convertidor completo. Inicialmente se comenzó poniendo a prueba la etapa de potencia, haciendo trabajar en lazo abierto el circuito primero en modo Buck y luego en modo Boost, exponiéndolo a diferentes valores de corriente y tensión que tendrá al conectar el panel solar B585. A continuación se comprobó el circuito de control al que se le aplico un desequilibro en sus entradas para comprobar que los lazos de tensión y corriente funcionan correctamente. La última comprobación fue la del circuito del micro controlador cuyas pruebas consistieron en realizar un programa sencillo que realizará lecturas analógicas y digitales de sus entradas para luego generar las correspondientes respuestas digitales y analógicas mediante el puerto SPI. Al finalizar con las comprobaciones individuales de los circuitos se realizaron las pruebas con el convertidor completo, haciéndolo funcionar en tres modos diferentes, con un ciclo de trabajo fijo del 50 %, con los diodos de bypass y con el microcontrolador haciendo búsqueda constante del punto de máxima potencia, para poder comparar la viabilidad del circuito y la diferencia de rendimiento en cada caso. Todas la pruebas se realizaron para diferentes situaciones de sombreado primeramente utilizando el simulador de paneles solares y seguidamente repitiendo las pruebas con el panel fotovoltaico real. Finalmente para concluir con las pruebas de laboratorio se realizó la carga de una batería conectada a la salida del convertidor.

4.2. Convertidor Buck y convertidor Boost Durante los primeros ensayos llevados a cabo para comprobar el correcto funcionamiento del circuito, tanto en lazo abierto como en lazo cerrado, se conectó a la entrada del convertidor el circuito de la figura 4.2.1, el cual está compuesto por un puente rectificador implementado por el dispositivo KBL405, de características similares al puente rectificador incluido en el panel BP585 (FBI6D de FAGOR), y por los diodos D1 y D2 se han colocado para evitar que la corriente fluya hacia la fuente de alimentación.

Figura 4.2.1. Circuito de entrada con diodos de bypass.


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4.2.1. Sistema en lazo abierto Con el fin de comprobar el circuito de forma progresiva se comenzó por estudiar la respuesta de la planta sin la placa de control, utilizando un generador de funciones para suministrar la señal de conmutación. Se estableció una señal de onda cuadrada equivalente a la señal que debería suministrar el LM555 del lazo de control, con una amplitud de 5 V, un “duty cycle” del 50 %, y una frecuencia de 60 kHz.

4.2.1.1. Buck Al igual que en el capítulo anterior, iniciamos los ensayos en el laboratorio comprobando el correcto funcionamiento del convertidor realizando pruebas de cada sección del mismo. El primer paso por tanto consistió en analizar el funcionamiento del circuito en modo Buck, con el objetivo de comprobar que se cumpla los valores estimados regulando tensión y que la corriente controlada a través de la bobina sea capaz de alcanzar sin inconvenientes los 5 A. El diagrama de conexiones utilizado es el que se aprecia en la figura 4.2.2.

Figura 4.2.2. Conexiones de entrada del circuito trabajando como Buck.

En la tabla 4.2.1 recoge los valore obtenidos como resultado de modificar la carga resistiva conectada a la salida del circuito. A medida que la carga disminuye y la corriente de entrada aumenta se puede apreciar un incremento en las pérdidas ocasionadas por el diodo de protección situado a la entrada de circuito. Con los valores obtenidos podemos afirmar que se cumplen las relaciones de tensión Vo = Vi·D y de corriente Io = Ii /D, propias del convertidor Buck, y también que la corriente de salida supera sin problemas los 5 A.

Vi' (V) Vi (V) Ii (A) Vo (V) Io (A) Ro ( Ω) Po (W) F (kHz) D

16,38 16 0,44 7,94 0,84 9,5 6,6 60 0,5

16,38 16 0,45 7,54 0,89 8,5 6,7 60 0,5

16,40

16 0,54 7,47 1,06

7,0 8,0 60 0,5

16,40 16 0,58 7,45 1,15 6,5 8,5 60 0,5

16,43 16 0,69 7,42 1,35 5,5 10,0 60 0,5

16,44 16 0,83 7,53 1,64 4,5 12,0 60 0,5

16,45 16 1,04 7,25 2,07 3,5 15,0 60 0,5

16,48 16 1,43 7,06 2,83 2,5 20,0 60 0,5

16,54 16 1,75 6,92 3,47 2,0 23,7 60 0,5

16,58 16 2,25 6,71 4,47 1,5 29,9 60 0,5

16,64 16 3,20 6,39 6,32 1,0 40,4 60 0,5

Tabla 4.2.1. Valores obtenidos del circuito en lazo abierto. Buck.


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Es posible apreciar que a medida que disminuye la resistencia de carga y aumenta la corriente de salida, la tensión de salida comienza decrecer, alejándose del valor teórico de 8 V, este efecto se debe al aumento de las pérdidas provocadas por el aumento de la corriente que fluye a través del circuito.

Figura 4.2.3. CH1: señal “HG”; CH2: señal “LG”, referenciadas a masa (Ii = 1A). La figura 4.2.3 muestra las señales de las entradas de puerta de los dos MOSFETS generadas por el driver 27222, ambas referenciadas a masa, para cuando la corriente Ii = 1 A. El driver integra una protección que evita que ambos MOTFETS puedan conducir al mismo tiempo por lo que cuando este MOSFET Q1 está a nivel alto, el MOSFET Q2 permanece en OFF, y viceversa. Otra ventaja de este driver es que permite aplicar una tensión VGS de 5 V a cada transistor a pesar de que el MOSFET de lado alto no tiene el terminal de fuente referenciado a masa. Este efecto se puede advertir en la imagen anterior donde la señal del canal CH2, correspondiente a la tensión de puerta del MOSFET Q2, tiene una amplitud en conducción de 5 V, mientras que la señal de puerta en el CH1 es superior a los 20 V, valor que es incluso superior a la tensión de entrada. Esta elevada tensión junto con el pin SW del driver, conectado al punto medio de los transistores, hace posible que el MOSFET Q1 pueda dispararse.


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Figura 4.2.4. MOSFETS y nodo “SW”. En la figura 4.2.5 se visualizan las tres señales provenientes del driver, todas referenciadas a masa, para una corriente de entrada Ii = 3 Α. Se puede apreciar la labor del circuito de “bootstrap” si observamos que la señal “SW” está sincronizada con la señal “HG” y, así al mismo tiempo, que la diferencia entre sus respectivos estados altos es de aproximadamente 5 V, dicha diferencia se convierte en la señal de puerta que permite la conmutación del MOSFET Q1.

Figura 4.2.5. CH1: señal “HG”; CH2: señal “SW”, CH3: señal “LG” (referenciadas a masa) CH4: Ii =3 A.

4.2.1.2. Boost La figura 4.2.6 representa el diagrama de conexiones de entrada utilizando el circuito de conexión con diodos de bypass. Para la configuración del convertidor trabajando como Boost, el MOSFET Q2 es el elemento en conmutación.


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Figura 4.2.6. Conexiones de entrada del circuito trabajando como Boost.

La tabla 4.2.2 contiene los valores obtenidos con el convertidor a medida que Ro disminuye. Del mismo modo que en el ensayo anterior se ajustó la tensión de entrada para compensar la caída en el diodo de protección. Se puede apreciar que el convertidor efectivamente regula la tensión de salida, aunque al igual que antes a medida que aumenta la corriente, también lo hacen las perdidas, afectando de forma directa a la tensión de salida.

Vi' [V] Vi [V] Ii [A] Vo [V] Io [A] Ro [ Ω] Po [W] F [kHz]

D

8,72 8,0 0,5 15,75 0,33 48,15 5,2 60 0,5

8,91 8,0 1,0 15,68 0,60 26,20 9,2 60 0,5

8,97 8,0 1,5 15,52 0,87 17,78 13,5 60 0,5

9,18 8,0 2,0 15,50 1,14 13,6 17,7 60 0,5

9,39 8,0 2,5 15,38 1,41 10,90 21,6 60 0,5

9,66 8,0 3,0 15,17 1,71 8,93 25,6 60 0,5

9,74 8,0 3,5 15,13 1,97 7,67 29,7 60 0,5

9,90 8,0 4,0 15,03 2,27 6,60 34,4 60 0,5

9,91 8,0 4,5 15,05 2,54 5,95 38,6 60 0,5

9,91 8,0 5,0 14,87 2,78 5,32 41,3 60 0,5

9,89 8,0 5,5 14,55 3,04 4,80 44,0 60 0,5

10,06 8,0 6,0 14,64 3,35 4,36 48,9 60 0,5

Tabla 4.2.2. Valores obtenidos del circuito en lazo abierto. Boost.

El principal objetivo de este ensayo fue comprobar que la corriente Ii, que pasa a través del inductor, superará los 5 A. Las señales de control de puerta “LG” y “HG” resultantes fueron prácticamente iguales que la que muestra la figura 4.2.3, aunque con un pico visible de tensión en el momento de la transición, producido por el aumento de la corriente de entrada (Ii = 5 A). Este efecto se mejoró considerablemente al mejorar las conexiones entre masas. En la figura 4.2.7 se visualizan las señales del driver “HG”, “SW” y “LG” comentadas.


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Figura 4.2.7. CH1: señal “HG”; CH2: señal “SW”, CH3: señal “LG” (referenciadas a masa) CH4: Ii = 5 A.

4.2.2. Sistema con lazo de corriente cerrado Siendo correcto el funcionamiento del convertidor en lazo abierto, el siguiente paso es conectar el circuito de control a la planta. Del mismo modo se realizó en primero lugar la comprobación del lazo de corriente. Se conectó la salida del sensor de corriente AD8210 a la entrada inversora del restador del circuito de control, mientras que la salida del PI se desconectó, mediante el jumper X18 dispuesto con este fin, y se conectó en su lugar un potenciómetro con el que se aplicaron diferentes valores de tensión, proporcionales a los valores de IL que nos interesa estudiar. La figura 4.2.8 muestra las conexiones descritas en el esquema de control.

Figura 4.2.8. Se cierra el lazo de corriente, se desconecta el PI y un potenciómetro asigna IREF.

4.2.2.1. Buck Con el lazo de corriente ya conectado, se ajustó el valor IREF para conseguir distintos valores de IL, la tabla 4.2.3 recoge las mediciones realizadas en cada caso. La relación proporcional


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entre la tensión IREF e IL es la que se esperaba, confirmando así el correcto funcionamiento del lazo de corriente y del dispositivo AD8210 que realiza una medida correcta de la corriente. Cabe aclarar que la resistencia de carga se ajustó para mantener un ciclo de trabajo en 50 %. También se incluyó el valor IREF = 2,5 V para mostrar que coincide con una corriente IL nula.

IREF [V] I L = Io [A] Vi' [V] Vi [V] Vo [V] Ii [A] Ro [ Ω] Po [W] F [kHz]

2,50 0 - 16 - - -

- -

2,71 1 16,37 16 7,65 0,15 8 1,15 72,94 2,89 2 16,51 16 7,83 1,07 4 8,38 72,83

3,09 3 16,56 16 7,73 1,58 2,7 12,21 72,61

3,30 4 16,59 16 7,73 2,15 2 16,62 72,38

3,50 5 16,65 16 7,85 2,79 1,6

21,90 72,25

Tabla 4.2.3. Valores obtenidos del circuito con el lazo de corriente cerrado. Buck Las figuras 4.2.8 y 4.2.9 muestran la señal IREF, la señal de salida del sensor AD8210 y la corriente que pasa a través de la bobina, para 1 A y 5 A respectivamente. Se puede comprobar que se cumple la relación prevista en el diseño donde:

I REF =200mVAffffffffffff g

I L + 2,5V

También es posible apreciar como aumentan los picos en el momento de la conmutación a medida que aumenta la corriente IL, afectando principalmente al valor de salida del sensor de corriente.

Figura 4.2.8. CH1: IREF; CH2: sensor de corriente IL; CH3: sonda IL (Io= 1 A).


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Figura 4.2.9. CH1: IREF; CH2: sensor de corriente IL; CH3: sonda IL (Io= 5 A).

4.2.2.2. Boost La tabla 4.2.4 se obtuvo utilizando los mismos parámetros que en el experimento anterior, por lo que la resistencia de carga se equilibró con el fin de mantener el ciclo de trabajo próximo al 50 %, mientras que se modificó el valor de IREF con el fin de obtener la corriente proporcional IL y comprobar el correcto funcionamiento del lazo.

IREF [V] I L = - Ii [A] Vi' [V] Vi [V] Vo [V] Io [A] Ro [ Ω] Po [W] F [kHz] 2,50 0 - 8 - - - - -

2,29 -1 8,38 8 15,86 0,50 32,0 7,93 74,98

2,10 -2 8,72 8 15,56 0,98 16,0 15,25 74,50

1,87 -3 8,97 8 15,49 1,44 10,7 22,31 74,42

1,69 -4 9,07 8 15,26 1,90 8,0 28,99 74,23

1,49 -5 9,10 8 15,21 2,38 6,4 36,20 74,64

Tabla 4.2.4. Valores obtenidos del circuito con el lazo de corriente cerrado. Boost.

Las figuras 4.2.10 y 4.2.11 nos permiten nuevamente observar cómo se cumple la proporcionalidad entre el valor IREF y la corriente IL. También se vuelve a apreciar como el aumento en la corriente del inductor introduce ruidos de conmutación que afectan al sensor de corriente.


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Figura 4.2.10. CH1: IREF; CH2: sensor de corriente IL; CH3: sonda IL (Ii = -1 A).

Figura 4.2.11. CH1: IREF; CH2: sensor de corriente IL; CH3: sonda IL (Ii = -5 A).


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4.2.3. Sistema con lazo de tensión cerrado En este ensayo se cerró el lazo de tensión, quedando el circuito de control completamente conectado a la planta. Para realizar los ensayos se desconectó el MPPT y se estableció un ciclo de trabajo del 50 % mediante un jumper. Durante las primeras pruebas el PI parecía funcionar correctamente, ya que trabajando el circuito en modo Buck la tensión VC12 era aproximadamente el doble que VC2, sin embargo, cuando se hicieron las pruebas en modo Boost el circuito dejaba de regular cuando la corriente en el inductor superaba los -3 A. Esto se debió a que se había limitado por protección el valor máximo y mínimo que podía tener IREF utilizando un arreglo de diodos, pero la omisión de uno de ellos produjo un límite inferior en para las corrientes negativas (modo Boost). La figura 4.2.12. representa el límite correcto establecido con diodos.

Figura 4.2.12. Cuatro diodos que limitan de forma correcta la tensión IREF.

4.2.3.1. Buck Una vez solucionado el problema anterior se repitieron los ensayos correspondientes, donde se redujo lentamente la Ro para producir un aumento en la corriente de salida, dando como resultado la tabla 4.2.5 donde se muestran los valores de las tensiones de entrada. Como se esperaba la tensión de salida VC2 es prácticamente la mitad que VC12, por lo que podemos afirmar que el lazo de tensión opera correctamente. También se aprecia, al igual que en los ensayos de lazo abierto, como aumentan las pérdidas a medida que aumenta la corriente.

IREF [V] I L = Io [A] Vi' [V] Vi = VC12 [V] Ii [A] Vo [V] Ro [ Ω] Po [W]

2,67 1 16,38 16 0,54 7,84 7,70 7,8

2,83 2 16,43 16 1,06 7,71 3,74 14,9

3,02 3 16,48 16 1,59 7,55 2,41 21,6

3,15 4 16,64 16 2,11 7,48 1,74 27,6

3,30

5 16,64 16 2,66 7,23 1,33 33,6

Tabla 4.2.5. Valores obtenidos del circuito con el lazo de tensión cerrado. Buck

En la figura 4.2.13 se han adquirido las dos tensiones de entrada del lazo de tensión, VC12 y VC2. Es posible apreciar la correcta regulación y, al mismo tiempo, un pequeño rizado en ambas tensiones el cual podría ser problemático de no estar presente el filtro de condensadores colocados a la entrada del convertidor.


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Figura 4.2.13. CH1: señal VC2; CH2: señal VC12 (Io= 5 A).

4.2.3.2. Boost En la tabla 4.2.6 contiene los valores obtenidos con el lazo de tensión cerrado. Se puede confirmar que el regulador y el lazo están funcionando correctamente dado que se cumple la relación VC12 = 2 x VC2.

IREF [V] I L = -Ii [A] Vi' [V] Vi=VC2 [V] VC12 [V] Vo [V] Io [A] Ro [Ω] Po [W] F [kHz]

2,33 -1 8,61 8 15,4 15,00 0,52 28,6 7,80 75,62 2,12

-2 8,85 8 15,3 14,76 1,03 14,2 15,20 76,35

1,91 -3 8,96 8 15,1 14,50 1,52 9,5 22,04 77,08

1,74 -4 9,08 8 14,6 13,95 2,00 6,9 27,90 76,63

1,51 -5 9,13 8 14,2 13,70 2,58 5,3 35,35 73

Tabla 4.2.6. Valores obtenidos del circuito con el lazo de tensión cerrado. Boost. En la figura 4.2.14 se puede ver que VC12 es prácticamente el doble que VC2, también se ha añadido en esta ocasión la corriente del inductor y la tensión IREF donde se aprecia que se mantiene estable la relación entre ambas. Por último vemos que aparece el mismo rizado que en el caso anterior solo que con picos algo mayores.


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Figura 4.2.14. CH1: señal VC12; CH2: señal VC2, CH3: corriente IL, CH4: señal IREF).

4.3. Circuito microcontrolador de MPPT La última sección del circuito a comprobar es la encargada del control MPPT. Para esta placa se utilizó el PIC18F13K50, al cual se le asignaron las señales de entrada y salida que se observan en la figura 4.3.1.

Figura 4.3.1. Señales de entrada y salida del controlador MPPT.

Para comprender algo mejor cada una de estas E/S las describiremos a continuación: Io: Esta entrada de tipo analógica corresponde a la corriente de salida del convertidor sensada por el AD8210. Se utiliza por el PIC para comprobar la evolución de la corriente y actuar en consecuencia. Vbatt: Esta señal, también de tipo analógica se utiliza para medir la tensión de la batería, con el fin de comprobar la carga de la misma. Control: Corresponde a la señal de excitación del driver LM27222. SW1, SW2, SW3: Se colocaron tres interruptores para poder acondicionar distintos modos de funcionamiento o realizar acciones según fuese necesario. Durante las pruebas se asignó


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el SW1 para inhibir el convertidor y el SW2 se utilizó para activar el MPPT o fijar el ciclo de trabajo al 50 %. Out: Esta señal corresponde al bus de salida SPI, encargada de modificar el ciclo de trabajo del convertidor para obtener la máxima corriente de salida. Inhib: Con esta salida digital se inhibe la conmutación de los MOSFETs Battlock: En caso de que la carga de la batería este por debajo de los niveles recomendados una señal en esta salida desconectaría la carga para evitar que la batería se descargue a niveles perjudiciales.

4.3.1. Comprobación de entradas y salidas del circuito Antes de comprobar la interacción entre el circuito MPPT y el lazo de tensión, se decidió comprobar la respuesta del circuito ante señales arbitrarias, digitales y analógicas, produciendo respuestas en sus salidas. Para las entradas y salidas digitales se hizo un simple programa en el la salida digital generaba una respuesta igual a la entrada digital, de ese modo se comprobó el correcto funcionamiento de las mismas. Luego para las señales analógicas se realizó un programa algo más complejo en el que se realizaba la lectura de la señal entrante y se generaba como respuesta una salida que se enviaba mediante el bus SPI al conversor D/A MCP4821. En la figura 4.3.2 se muestra una señal sinusoidal proveniente de un generador de funciones y la señal de salida del MCP4821 resultante. Realizadas estas comprobaciones se introdujo el programa para la búsqueda de la máxima potencia y se continuaron los ensayos sobre la planta.

Figura 4.3.2. CH1: Señal del generador de funciones, CH2: Señal generada con el PIC.


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4.4. Emulador de paneles fotovoltaicos

4.4.1. Ajuste manual de la curva I-V del emulador Para la utilización del emulador de panel solar necesitaremos alimentar cada circuito regulador con una tensión de ± 15 V. Para cada panel emulado dispondremos de dos potenciómetros, uno para regular la ISC y otro para la VOC de dicho panel tal como muestra la figura 4.4.1.

Figura 4.4.1. Potenciómetros de ajuste y panel de conexiones del simulador.

Antes de conectar el emulador a la planta se comienza ajustando la tensión VOC, utilizando el potenciómetro correspondiente mientras se visualiza la tensión en un multímetro conectado directamente a la salida. A continuación se establece la corriente de ISC cortocircuitando la salida y ajustando con el potenciómetro de ajuste al valor deseado. Una vez ajustados ambos valores es conveniente comprobar la tensión VOC por si es necesario hacer un pequeño ajuste en la misma. Se estableció en ambos paneles del simulador un VOC de 10 V pare realizar los diferentes ensayos que se explicaran a continuación mientras que se establecieron diferentes valores de corriente ISC comprendidos entre 2 A y 3 A debido a limitaciones en el circuito del emulador y las alimentación de entrada del circuito pero que igualmente permiten una amplia variedad de comprobaciones.

4.4.2. Caracterización de la curva I-V La utilización del emulador permite elaborar varios ensayos para evaluar el correcto funcionamiento del sistema antes de conectarlo al panel BP585. Para comenzar se determina la característica de la curva generada por el emulador frente a un barrido completo de tensión lo que da la posibilidad de comparar los resultados en los diferentes modos de funcionamiento de forma rápida. Para obtener la curva I-V se requiere aplicar un barrido de corriente, tensión, o impedancia a la salida de emulador. Finalmente se utilizó un barrido de tensión puesto a que tras efectuar algunas pruebas con cada uno de los modos se determinó que la curva más favorable es la obtenida ajustando un barrido de tensión en forma de rampa. Para esto se utilizó la carga electrónica variable HP6060B, de Hewlett Packard activando en modo TRANSIENT, de modo que generase transitorios entre unos límites, de 0 a y 10 V, ajustando los valores de


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frecuencia y slew rate en la carga activa hasta lograr una forma de onda prácticamente triangular, y se ajustó un módulo del emulador con los parámetros ISC = 3 A y VOC = 10 V. Durante estas comprobaciones la curva I-V presentaba muchas oscilaciones cuando su valor era inferior a 1,5 A posiblemente debido a que a que en ese tramo, la corriente de la curva es prácticamente vertical, provocando conflictos entre el control del emulador y la carga activa, y al mismo tiempo ese mismo tramo era diferente según si el barrido de tensión estaba incrementando o decrementando. Finalmente realizando el experimento a muy baja frecuencia, se consiguió mejorar los resultados y obtener la curva con muy poca distorsión.

Figura 4.4.2. Diagrama de conexiones de los distintos instrumentos para caracterizar la curva I-V.

Figura 4.4.3. Curva I-V de un módulo. Eje X: CH1, tensión de salida. Eje Y, corriente en la carga. Considerado que la curva I-V adquirida es lo suficientemente buena como para realizar diversos ensayos, se conectaron los módulos 1 y 2 en serie, junto con unos diodos de bypass entre la salida del emulador y la carga activa, de este modo se caracterizó la curva I-V del conjunto tal como muestra la figura 4.4.4.


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Figura 4.4.4. Conexión en serie de los paneles 1 y 2 con diodos de bypass. En la figura 4.4.5 se puede observar la curva I-V característica obtenida de los dos módulos en serie con VOC = 10 V y Isc = 3 A, mientras que en la figura 4.4.6 se observa la curva I-V obtenida simulando un sombreado en uno de ellos que reduce la corriente de cortocircuito a Isc = 2 A.

Figura 4.4.5. Curva I-V de dos módulos. Eje X: CH1, tensión de salida. Eje Y, corriente en la carga.


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Figura 4.4.6. Curva I-V de dos módulos con ICS1=3 A y ICS2=2 A.

4.4.3. Obtención de la curva P-V Luego de obtener las dos curvas, con y sin sombreado, de los dos módulos del emulador conectados en serie y verificar que los resultados eran los esperados, el último paso a realizar consiste en comparar la potencia de salida obtenida mediante la utilización de diodos de bypass en contraposición con el convertidor con un ciclo de trabajo fijo del 50 % y el convertidor con MPPT. Para ello, en los terminales de salida se conectará la carga electrónica en modo tensión haciendo una variación continua desde el cortocircuito hasta una tensión máxima de 20 V. Para cambiar entre los distintos modos de funcionamiento se dispuso del interruptor SW1 en la placa del microcontrolador para desconectar el convertidor y del jumper en el conector X11 para utilizar el ciclo de trabajo fijo D=50 % o habilitar el control MPPT.

Figura 4.4.6. Conexión y desconexión del convertidor

4.4.3.1. Ensayo con ISC iguales en cada módulo La primera prueba a realizar consiste en obtener las curvas características en cada modo de funcionamiento utilizando la misma configuración en ambos paneles del simulador.


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Panel 1 ⇒ ISC = 3 A; VOC = 10 V Panel 2 ⇒ ISC = 3 A; VOC = 10 V La tabla 4.4.1 contiene las lecturas obtenidas de la corriente que pasa por el inductor, las tensiones de entrada y la corriente, tensión y potencia a la salida para diferentes valores arbitrarios de Vo.

IL [A] VC12 [V] VC2 [V] Vo [V] Io [A] Po [W] Bypass 0 0,81 0,64 0 3,07 0 D=50 % 0 0,82 -0,3 0 3,07 0

0 1,74 1,1 1 3,04 3,04 0 1,74 -0,3 1 3,07 3,07 0 2,73 1,59 2 3,04 6,08 0 2,73 -0,3 2 3,07 6,14 0 3,72 2,07 3 3,04 9,12 0 3,73 -0,3 3 3,07 9,21 0 4,72 2,56 4 3,04 12,16 0 4,72 0,08 4 3,04 12,16 0 5,71 3,05 5 3,04 15,2 0 5,71 1,05 5 3,02 15,1 0,03 6,71 3,53 6 3,04 18,24 0 6,71 2,04 6 3,02 18,12 0 7,72 4,03 7 3,04 21,28 0 7,72 3,04 7 3,02 21,14 0 8,72 4,52 8 3,04 24,32 0 8,72 4,03 8 3,02 24,16 -0,05 9,71 5,01 9 3,01 27,09 0 9,72 5,03 9 3,02 27,18 -0,08 10,7 5,49 10 2,92 29,2 0 10,7 5,54 10 2,92 29,2 -0,08 11,69 5,97 11 2,83 31,13 0 11,69 6,02 11 2,83 31,13 -0,09 12,67 6,45 12 2,71 32,52 0 12,67 6,5 12 2,71 32,52 -0,06 13,67 6,94 13 2,58 33,54 0 13,67 6,99 13 2,58 33,54 -0,08 14,66 7,43 14 2,45 34,3 0 14,66 7,47 14 2,45 34,3 -0,07 15,64 7,91 15 2,3 34,5 0 15,64 7,95 15 2,3 34,5 -0,05 16,62 8,38 16 2,15 34,4 0 16,63 8,43 16 2,15 34,4 -0,07 17,6 8,87 17 1,92 32,64 0 17,6 8,92 17 1,93 32,81 -0,02 18,07 9,1 17,5 1,6 28 0 18,07 9,11 17,5 1,6 28 -0,06 18,53 9,33 18 1,29 23,22 0 18,53 9,36 18 1,31 23,58 -0,05 18,82 9,47 18,3 1,06 19,398 0 18,81 9,49 18,3 1,06 19,398


85

-0,05 19,18 9,65 18,7 0,75 14,025 0 19,18 9,66 18,7 0,75 14,025 -0,07 19,43 9,77 19 0,48 9,12 0 19,43 9,79 19 0,52 9,88 -0,06 19,71 9,91 19,3 0,25 4,825 0 19,7 9,93 19,3 0,23 4,439 -0,06 19,96 10,04 19,68 0 0 0 19,95 10,05 19,68 0 0

Tabla 4.4.1. Valores obtenidos utilizando el simulador con la misma ISC.

Los valores expresados en la tabla anterior son un resumen de los valores obtenidos mediante dos ensayos diferentes, el primero consistió en variar lentamente la tensión de salida y adquirir los valores manualmente. Para el segundo ensayo se conectó el PicoScope 3206 a un ordenador y se realizaron varias capturas de modo automático. Los resultados obtenidos en ambos ensayos fueron casi idénticos. Dado la falta de “sombreado” los resultados al conectar el MPPT fueron prácticamente iguales a los obtenidos con D=50 %, por lo que no están presentes en la tabla para facilitar su lectura. Como era de esperarse debido a que las ISC son iguales no hay beneficio en la utilización del convertidor aunque tampoco se aprecian pérdidas significativas por la conmutación. La figura 4.4.7 representa las dos curvas I-V obtenidas. Naturalmente ambas curvas I-V son prácticamente iguales, debido a que los dos módulos conectados en serie tienen el mismo sombreado, y por consiguiente, la corriente media que pasa a través de inductor del convertidor tiende a ser nula, representando que el mismo no trabaja.

Figura 4.4.7. Curvas I-V obtenidas a partir de las medidas llevadas a cabo.

0

0,5

1

1,5

2

2,5

3

3,5

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20

Io [

A]

Vo [V]

Curva I-V

Bypass D=50%


86

Aunque idealmente las dos curvas de potencia obtenidas deberían ser iguales, en la realidad el convertidor ocasiona pérdidas. De todas maneras como se aprecia en la figura 4.4.8 ambas curvas están prácticamente superpuestas y por lo que podríamos afirmar que estas pérdidas son muy bajas.

Figura 4.4.8. Curvas P-V obtenidas a partir de las medidas llevadas a cabo.

4.4.3.2. Ensayo para la ISC de cada módulo diferente Luego de conocer el comportamiento del circuito en una condición sin sombreado se prosiguió a estudiar el comportamiento del mismo ante una situación de sombreado parcial. Para esto se establecieron diferentes ISC para cada panel del emulador. Panel 1 ⇒ ISC = 3 A Panel 2 ⇒ ISC = 2 A

IL [A] VC12 [V] VC2 [V] Vo [V] Io [A] Po [W] Bypass 0,44 1,74 -0,44 1 3,07 3,07 D=50 % 1 1,67 1,06 1 2,35 2,35 MPPT N/A N/A N/A 1 N/A N/A

0,44 2,73 -0,44 2 3,07 6,14

1 2,67 1,55 2 2,41 4,82

0,45 3,72 -0,44 3 3,06 9,18

1,04 3,67 2,04 3 2,45 7,35

0,47 3,7 0,6 3 2,85 8,55

0,37 4,7 -0,43 4 2,92 11,68

1,03 4,66 2,53 4 2,46 9,84

0,47 4,7 1,2 4 2,83 11,32

0,28 5,68 -0,42 5 2,73 13,65

0

5

10

15

20

25

30

35

40

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20

Po

[W

]

Vo [V]

Curva P-V

Bypass D=50%


87

1,01 5,66 3,02 5 2,48 12,4

0,57 5,69 1,58 5 2,74 13,7

0,15 6,66 -0,4 6 2,48 14,88

1,03 6,66 3,51 6 2,48 14,88

0,62 6,67 2,67 6 2,65 15,9

0,05 7,64 -0,37 7 2,22 15,54

1,03 7,67 4 7 2,5 17,5

0,7 7,68 3,27 7 2,62 18,34

0 8,62 0,01 8 2 16

1,02 8,67 4,49 8 2,5 20

0,6 8,67 3,75 8 2,54 20,32

0 9,61 1,01 9 2 18

0,96 9,67 4,98 9 2,46 22,14

0,8 9,66 5,85 9 2,45 22,05

0 10,61 2,01 10 2 20

0,87 10,66 5,46 10 2,41 24,1

0,6 10,66 6,15 10 2,42 24,2

0 11,6 3 11 1,98 21,78

0,77 11,65 5,95 11 2,36 25,96

0,8 11,65 6,53 11 2,37 26,07

0 12,6 3,99 12 1,98 23,76

0,69 12,63 6,43 12 2,3 27,6

0,6 12,64 6,8 12 2,3 27,6

0 13,61 4,99 13 1,98 25,74

0,63 13,64 6,93 13 2,22 28,86

0,7 13,64 7,4 13 2,22 28,86

0 14,61 5,95 14 1,97 27,58

0,52 14,63 7,41 14 2,13 29,82

0,6 14,63 7,6 14 2,13 29,82

0 15,6 6,9 15 1,92 28,8

0,49 15,61 7,89 15 2,02 30,3

0,4 15,61 7,88 15 2,02 30,3

0 16,59 7,77 16 1,79 28,64

0,48 16,6 8,37 16 1,85 29,6

0,57 16,6 8,52 16 1,85 29,6

0 17,56 8,54 17 1,51 25,67

0,48 17,57 8,85 17 1,6 27,2

0,7 17,57 9,01 17 1,59 27,03

0 18,5 9,18 18 1,04 18,72

0,28 18,51 9,32 18 1,09 19,62

2,3 18,49 12,1 18 0,98 17,64

0 19,41 9,73 19 0,38 7,22

0,07 19,42 9,77 19 0,42 7,98

2,4 19,49 12,17 19 0,85 16,15

0 19,87 9,98 19,58 0 0

0 19,88 10 19,58 0 0

2,5 20,5 13,35 20 0,8 16

2,5 21,4 14,55 21 0,75 15,75

Tabla 4.4.2. Valores obtenidos utilizando el simulador en serie con distinta Isc.


88

En esta situación, al ser la potencia generada por cada sección del emulador diferente, se puede apreciar la diferencia entre el funcionamiento con MPPT frente a la utilización del ciclo de trabajo fijo al 50 %. En la figura 4.4.9 y 4.4.10, podemos intuir las ventajas del uso del convertidor en sus dos modos frente a los diodos de bypass. Contrariamente, para tensiones cercanas al cortocircuito el mejor rendimiento se obtiene con los diodos de bypass debido a que aprovecha el la máxima corriente generada por la sección menos sombreada. Asimismo, a medida que nos desplazamos por el eje horizontal comienza a apreciarse las ventajas de un bypass activo. De igual manera, como se aprecia en la tabla 4.4.2, la corriente que pasa a través de la bobina, mientras funciona el convertidor, no es nula como era de esperarse.

Figura 4.4.9. Curvas I-V obtenidas a partir de las medidas llevadas a cabo. En la figura 4.4.10 se representan las curvas de potencia obtenidas. Con la utilización del convertidor tanto con D=50 % o con MPPT se obtiene mayor eficiencia que con la utilización de los diodos de bypass, excepto para valores muy bajos de tensión, donde la potencia es menor con el convertidor, por lo explicado en el párrafo anterior, y también para valores cercanos a VOC donde las potencias obtenidas son casi iguales. Respecto al convertidor trabajando con D=50 % o el MPPT los resultados obtenidos, para este caso concreto de sombreado, son muy similares, aunque algo mejores con el MPPT.

0

0,5

1

1,5

2

2,5

3

3,5

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20

Io [

A]

Vo [V]

Curva I-V

Bypass D=50% MPPT


89


4.4.3.3. Conclusiones Luego de estudiar las curvas características obtenidas a partir del emulador, donde hemos simulado situaciones de diferente e igual sombreado, ajustando los valores de VOC e ISC, similares a lo que es posible encontrar con el panel solar, podemos concluir que a pesar de que a tensiones bajas la obtención de medidas ha sido difícil de obtener debido a ruidos en la señal, los resultados conseguidos han sido satisfactorios. Todos los ensayos realizados hasta este momento nos han permitido comprobar la fiabilidad del diseño y comprender mejor el comportamiento del convertidor frente a distintos puntos de funcionamiento. Si bien los ensayos posibles con el emulador de paneles han presentado limitaciones por la propia herramienta, ha servido para tener una idea aproximada del comportamiento del convertidor antes de conectarlo al propio panel PV BP585.

4.5. Panel solar

4.5.1. Introducción Todos los ensayos realizados hasta ahora han sido satisfactorios, pudiendo comprobar que el convertidor funciona correctamente. Finalmente es momento de conectar el circuito de bypass a un panel real y comprobar que la potencia extraída utilizando el convertidor trabajando con un ciclo de trabajo fijo (D=50 %) es mayor que la obtenida con los diodos de bypass cuando hay sombreado en alguno de los paneles, y a su vez analizar el beneficio adicional que se obtiene al variar el ciclo de trabajo con el circuito de MPPT implementado, y finalmente realizar la carga una batería maximizando la corriente entregada a la misma.

0

5

10

15

20

25

30

35

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20

Po

[W

]

Vo [V]

Curva P-V

Bypass D=50% MPPT


90

Figura 4.5.1. Panel PV BP585 utilizado durante los ensayos.

El panel PV BP585 que se va a utilizar es uno de los que conforman la instalación fotovoltaica del edificio en el que está situado el Grup d´Automática i Electrònica Industrial (GAEI), lugar donde se ha realizado la totalidad el montaje y ensayos del prototipo que describe el presente proyecto. La utilización de la instalación fotovoltaica se realizó mediante un panel de conexiones disponible dentro del laboratorio del GAEI en el cual se podía utilizar distintas configuraciones de los mismos. En la figura 4.5.2 se muestran las configuraciones disponibles, donde la configuración “B” es la que permitió utilizar las dos secciones de 18 células que conforman el panel.

Figura 4.5.2. Panel de conexiones de la instalación fotovoltaica.

4.5.2. Caracterización de la curva I-V

4.5.2.1. Curva característica I-V sin sombreado Algunos de los problemas que encontramos, al caracterizar la curva I-V utilizando el emulador, se asociaron a un posible conflicto entre en lazo de control del emulador y la carga electrónica. Por este motivo se espera poder conseguir curvas características de mejor calidad con el panel PV.


91

A continuación se repetirá el experimento realizado con anterioridad utilizando el simulador de paneles solares para obtener la curva I-V del panel durante un día soleado y sin sombreado en ninguna de sus secciones. Nuevamente se configuró la carga activa en modo transient para que alterne entre 0 V y VOC = 20 V con un slew rate adecuado para que haga un barrido continuo, equivalente a forzar una señal triangular en los bornes del panel fotovoltaico. Se ha tenido en cuenta que los diodos de bypass ya están conectados en la placa solar pero aun así he decidido añadir un par de diodos entre el panel y la carga activa.

Figura 4.5.2. Diagrama de conexiones de los instrumentos para caracterizar la curva I-V. Naturalmente la curva I-V obtenida no representa las características máximas del panel dado que la ISC está condicionada entre otros factores a la irradiación solar dependiente del tiempo meteorológico y la hora cuando se obtuvo. La curva que muestra la figura 4.5.3 se consiguió en un día soleado de invierno por la mañana. En la imagen podemos ver la curva característica casi completa, y también se puede apreciar una pequeña diferencia de aproximadamente 100 mA en la ISC de los dos paneles a pesar de no haber ningún sombreado en los mismos.

Figura 4.5.3. Curva I-V del panel BP585. Eje X: CH1, tensión de salida. Eje Y, corriente en la carga.


92

4.5.2.2. Curva característica I-V para sombreado fijo Con el fin de obtener y comparar las curvas características extraídas del panel PV, con la utilización del convertidor y sin él, se realizaron diferentes sombreados sobre una de las secciones del panel. Con el propósito de reducir el calor generado por efecto Joule debido a las células no sombreadas del semipanel, el sombreado se realizó sobre 9 células, utilizando para ello unas planchas de plástico que se sujetaron al panel con un par de sargentos.

Figura 4.5.4. Sombreado parcial de una hilera de 9 células en serie. Para analizar el comportamiento del panel frente a distintas situaciones de sombreado se realizó la caracterización de varias curvas I-V. Realizando el sombreado que se aprecia en la figura 4.5.4 se obtuvieron las curvas características para unos sombreados aproximados de 1/4, 2/4 y 3/4, respectivamente, del área de nueve células horizontales. La siguiente figura 4.5.5 contiene representados cada situación de sombreado y los resultados de la caracterización. En ellas se puede distinguir cómo a medida que se incrementa el área sombreada, el valor de la corriente constante para el tramo de tensión más alta se hace más bajo (ISC del tramo sombreado). También se advierte como el diodo de bypass entra en conducción evitando que la tensión en la sección sombreada se haga negativa.


93

Figura 4.5.5. Diferentes curvas I-V del panel solar BP585 para distintos sombreados.

4.5.2.3. Curva característica con sombreado I-V variable Aunque en la mayoría de pruebas efectuadas en el laboratorio el sombreado horizontal planteado da los resultados deseados al mismo tiempo que distribuye la carga entre las células, también resultó interesante la posibilidad de simular una sombra que variase a lo largo del día, para simular una situación más realista como podría ser el caso de un poste o una rama. Se colocó una plancha de plástico flotando sobre el panel, la cual proyectaría una sombra que se iría desplazando sobre el panel lo largo del día. La figura 4.5.6 muestra cómo se colocó la pieza para conseguir dicho sombreado.


94

Figura 4.5.6. Obstáculo variable para la obtención de la curva I-V. Naturalmente los resultados que se obtienen con este sombreado respecto al sombreado horizontal son iguales. El motivo por el que nos interesamos por este sombreado es para realizar un último ensayo en el que se realiza la cargar de una batería a lo largo del día. La figura 4.5.7 corresponde a la curva característica I-V obtenida un día soleado para el mencionado sombreado.

Figura 4.5.7. Curva I-V para un obstáculo cuya sombra proyectada cambia a lo largo del día.

4.5.3. Obtención de la curva P-V En las pruebas para la obtención y comparación de la potencia, con y sin sombreado, para diferentes valores de tensión de salida, se ha sombreado aproximadamente tres cuartas partes del área de nueve células, pertenecientes a la misma sección. Al igual que en el caso de la realización de las pruebas experimentales con el emulador de paneles, se ha conectado la carga activa a la salida en modo tensión, variando su valor entre números cercanos a cortocircuito y VOC. Asimismo los datos se han obtenidos de 2 formas, primeramente se realizaron desconectando y conectando el convertidor y cambiando entre un ciclo de trabajo


95

fijo y uno controlado por el MPPT para anotar los resultados pertinentes manualmente, en segundo lugar se utilizó el osciloscopio Picoscope PS3206 con conexión USB o el osciloscopio Tektronix TDS 3014C, para registrar directamente los valores de corriente y tensión de salida en cada modo de funcionamiento, los cuales debido a la gran cantidad de valores adquiridos se utilizaron para comparar gráficamente con las curvas obtenidas con valores discretos.

Figura 4.5.8. Conexión y desconexión del convertidor.

4.5.3.1. Día soleado sin sombreado sobre el panel PV Con el fin de comparar el comportamiento del circuito convertidor y las pérdidas en una situación sin sombreado, se obtuvieron los datos que se exponen en la tabla 4.5.1 durante un día soleado. En cada caso se aprecia que la corriente en el inductor es nula o cercana a este valor, excepto en el caso del MPPT que comienza a oscilar al aproximarse a la tensión de circuito abierto. Finalmente, luego de estudiar las curvas de corriente y potencia obtenidas, se puede apreciar que bajo una situación sin sombreado los resultados con casi iguales en cada caso, siendo algo superior al desconectar el convertidor.

IL [A] VC12 [V] VC2 [V] Vo [V] Io [A] Po [W]

Bypass 0 0,55 -0,99 0 4,39 0

D=50 % 0,05 1,6 0,96 0 4,37 0

MPPT 0,08 1,63 0,84 0 4,37 0

0 1,43 -0,93 1 4,39 4,49

0,05 2,52 1,43 1 4,43 4,43

0,08 2,5 1,81 1 4,38 4,38

0 2,44 -0,9 2 4,39 8,98

0,05 3,52 1,89 2 4,41 8,82

0,07 3,54 2,28 2 4,45 8,9

0 3,45 -0,87 3 4,39 13,47

0,09 4,52 2,39 3 4,45 13,35

0,09 4,53 2,59 3 4,47 13,41

0 4,44 -0,58 4 4,39 17,96

0,11 5,53 2,88 4 4,43 17,72

0,12 5,51 2,28 4 4,4 17,6

0 5,43 0,59 5 4,37 22,35

0,09 6,51 3,36 5 4,4 22

-0,01 6,5 1,62 5 4,41 22,05


96

0 6,43 1,36 6 4,35 26,7

0,09 7,5 3,85 6 4,39 26,34

0,1 7,51 4,27 6 4,37 26,22

0 7,44 2,28 7 4,33 31,01

0,08 8,48 4,31 7 4,37 30,59

0,22 8,46 5 7 4,36 30,52

0 8,42 3,17 8 4,35 35,6

0,09 9,47 4,79 8 4,36 34,88

0,22 9,49 4,97 8 4,38 35,04

0 9,43 3,95 9 4,34 39,96

0,13 10,4 5,26 9 4,32 38,88

0,18 10,5 5,44 9 4,34 39,06

0 10,4 4,63 10 4,23 43,3

0,19 11,4 5,73 10 4,2 42

-0,07 11,4 5,59 10 4,18 41,8

0 11,4 5,14 11 4,11 46,31

0,28 12,4 6,22 11 4,03 44,33

-0,08 12,4 6,36 11 4,03 44,33

0 12,4 5,62 12 3,88 47,76

0,31 13,3 6,67 12 3,76 45,12

0,38 13,3 6,73 12 3,75 45

0 13,3 6,14 13 3,5 46,8

0,39 14,2 7,11 13 3,29 42,77

0,59 14,2 7,2 13 3,15 40,95

0 14,2 6,64 14 2,99 43,26

0,36 15 7,52 14 2,79 39,06

0,08 15 7,25 14 2,66 37,24

0 15,1 7,16 15 2,4 37,5

0,39 15,8 7,89 15 2,08 31,2

1,34 15,8 8,62 15 2,12 31,8

0 16,1 7,63 16 1,62 27,52

0,38 16,6 8,27 16 1,35 21,6

2,53 16,6 9,93 16 1,34 21,44

0 16,9 8,14 17 0,79 15,13

0,23 17,4 8,67 17 0,72 12,24

2,51 17,5 10,5 17 0,88 14,96

0 17,9 8,86 18 0,29 7,02

-0,04 18,4 9,2 18 0,03 0,54

2,73 18,3 11,2 18 0,25 4,5

Tabla 4.5.1. Valores obtenidos sin sombreado sobre el panel PV durante un día soleado. Los valores contenidos en la tabla son una fracción de los obtenidos. La figura 4.4.9, realizada con todos los valores obtenidos, nos permite apreciar que efectivamente que las tres curvas son prácticamente iguales.


97

Figura 4.5.9. Curvas I-V obtenidas a partir de las medidas llevadas a cabo.

Las curvas P-V obtenidas se pueden observar en figura 4.5.10. Es posible apreciar las pérdidas ocasionadas por el convertidor, siendo el MPP igual para el caso del MPPT y del convertidor con ciclo de trabajo fijo, mientras que el MPP utilizando los diodos de bypass es 1,44 W mayor.


-1

0

1

2

3

4

5

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20

Io [

A]

Vo [V]

Curva I-V

MPPT 50% Bypass

-10

0

10

20

30

40

50

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20

Po

[W

]

Vo [V]

Curva P-V

MPPT 50% Bypass


98

4.5.3.2. Día prácticamente soleado con sombreado en una de las secciones Las medidas obtenidas en este apartado se han realizado durante un día soleado con algunas nubes intermitentes utilizando un sombreado aproximado al 75% sobre 9 celdas de una sección. La tabla 4.5.2 contiene los valores obtenidos para los tres modos de funcionamiento. En este ensayo ha sido posible apreciar diferencias significativas entre los tres modos de funcionamiento y un beneficio en la utilización del MPPT.

IL [A] VC12 [V] VC2 [V] Vo [V] Io [A] Po [W] Bypass 2,41 1,75 -0,62 0 2,48 0,00 D=50 % 3,20 1,02 0,44 0 1,26 0,00 MPPT N/A N/A N/A 0 N/A N/A

2,41 2,65 -0,62 1 4,27 4,27 3,17 2,25 1,16 1 2,30 2,30 3,14 2,66 -0,20 1 4,43 4,43 2,41 3,64 -0,62 2 4,26 8,52 3,17 3,30 1,67 2 2,50 5,00 3,14 3,67 -0,20 2 4,43 8,86 2,40 4,64 -0,62 3 4,21 12,63 3,17 4,33 2,17 3 2,59 7,77 3,14 4,55 0,31 3 4,00 12,00 2,27 5,59 -0,61 4 3,98 15,92 3,18 5,34 2,67 4 2,64 10,56 3,11 5,55 0,84 4 3,73 14,92 1,94 6,47 -0,58 5 3,32 16,60 3,19 6,35 3,16 5 2,68 13,40 3,05 6,50 1,38 5 3,60 18,00 1,36 7,30 -0,54 6 2,52 15,12 3,20 7,35 3,66 6 2,71 16,26 2,98 7,44 1,82 6 3,40 20,40 0,73 8,08 -0,46 7 1,72 12,04 3,19 8,38 4,16 7 2,71 18,97 2,94 8,43 2,43 7 3,19 22,33 0,00 8,90 -0,13 8 1,18 9,44 3,18 9,43 4,67 8 2,71 21,68 2,93 9,39 3,42 8 3,02 24,16 0,00 9,90 0,85 9 1,16 10,44 3,12 10,42 5,16 9 2,71 24,39 2,92 10,38 4,22 9 2,84 25,56 0,00 10,89 2,01 10 1,16 11,60 3,04 11,41 5,65 10 2,68 26,80 2,92 11,32 5,20 10 2,66 26,60 0,00 11,89 1,87 11 1,15 12,65 2,82 12,34 6,13 11 2,59 28,49 2,87 12,29 6,07 11 2,56 28,16 0,00 12,88 3,84 12 1,14 13,68 2,45 13,32 6,62 12 2,39 28,68 2,85 13,26 7,20 12 2,43 29,16 0,00 13,89 4,85 13 1,14 14,82 2,02 14,31 7,14 13 2,20 28,60 2,83 14,26 8,27 13 2,33 30,29 0,00 14,90 5,84 14 1,14 15,96 1,56 15,19 7,59 14 2,02 28,28 2,70 15,24 8,42 14 2,25 31,50


99

0,00 15,88 6,83 15 1,13 16,95 1,06 16,11 8,08 15 1,74 26,10 2,60 16,16 9,00 15 2,08 31,20 0,00 16,88 7,83 16 1,13 18,08 0,61 17,03 8,56 16 1,51 24,16 2,45 17,03 9,43 16 1,69 27,04 0,00 17,92 8,82 17 1,03 17,51 0,41 17,85 8,96 17 0,94 15,98 2,40 17,82 9,36 17 1,24 27,20 0,00 18,67 9,27 18 0,52 9,36 0,22 18,67 9,38 18 0,38 6,84 2,40 18,67 10,00 18 0,60 10,80 0,00 19,31 9,60 19 0,00 0,00 0,00 19,24 9,67 18,94 0,00 0’00 2,32 19,24 9,67 18,94 0,12 2,27

Tabla 4.5.2. Valores obtenidos con sombreado en una de las dos secciones en un día prácticamente soleado.

La figura 4.5.11 visualiza las tres curvas I-V obtenidas. En ellas podemos destacar que durante el tramo que limita los dos puntos en los que se cruzan las curvas obtenidas sin convertidor y con el bypass activo trabajando con un ciclo de trabajo fijo del 50 %, la corriente en la curva del convertidor es visiblemente superior a la conseguida con el mismo desconectado, esto se define en más potencia obtenida con el uso del bypass activo. Del mismo modo se puede apreciar un mayor rendimiento de la curva obtenida con el ciclo de trabajo controlado por el MPPT frente al obtenido con D=50 % sobre todo para tensiones próximas a los límites de trabajo.

Figura 4.5.11. Curvas I-V obtenidas a partir de las medidas llevadas a cabo En la figura 4.5.12 podemos distinguir de forma clara tres tramos entre las dos curvas de potencia. En el primero, la potencia sin el convertidor es superior siendo casi igualada por la

0

0,5

1

1,5

2

2,5

3

3,5

4

4,5

5

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20

Io [

A]

Vo [V]

Curva I-V

Bypass D=50% MPPT


100

obtenida con MPPT, mientras que es significativamente inferior para D=50 %. Esto es debido a que en este tramo la mayor corriente se obtiene para una tensión negativa en una de las secciones, cuando el convertidor está funcionando en cambio, con D=50 %, la tensión de entrada es proporcional para ambas secciones debido al lazo de tensión. En el segundo tramo, la potencia obtenida con el convertidor es superior en sus dos modos de funcionamiento, llegando incluso a doblar la potencia para la misma carga en varios casos respecto a los diodos. En este tramo, las tensiones de entrada de las dos secciones del panel son prácticamente iguales para D=50 % mientras que con el MPPT se desplazan las tensiones para obtener una mayor corriente. Finalmente, en el tercer y último tramo, para valores cercanos a VOC, las potencias en las tres situaciones tienden a igualarse. La diferencia entre el MPP en la situación de irradiación estudiada es de 10 W favorable con el uso del circuito de bypass activo con D=50 % y de 13 W utilizando el controlador MPPT, también se calculó un incremento de potencia medio para todo el barrido de tensión del 32 % y 58 % respectivamente. En este punto cabe destacar que para la tensión de carga de una batería, aproximadamente 13V que es la implementación que deseamos darle al convertidor, la ganancia obtenida no es tan significativa como para otros puntos de trabajo siendo de un 92 % para D=50 % y de un 104 % para el caso del MPPT sobre los diodos.


Las siguientes graficas se obtuvieron para la misma situación de sombreado anterior, aunque en un horario con menos irradiación solar, mediante la utilización del osciloscopio digital Picoscope obteniendo una gráfica mucho más definida por la gran cantidad de valores obtenidos. El ruido presente en la captura es debido a que la corriente de salida se obtuvo con una sonda de tensión conectada al sensor de corriente que presentaba ruidos de conmutación y al adecuar la escala estos se vieron amplificados.

0

5

10

15

20

25

30

35

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20

Po

[W]

Vo [V]

Curva P-V

Bypass D=50% MPPT


101

Figura 4.5.13. Curvas I-V obtenidas con Picoscope PS3206.

Figura 4.5.14. Curvas P-V obtenidas con Picoscope PS3206.

0

0,5

1

1,5

2

2,5

3

3,5

4

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20

Io [

A]

Vo [V]

Curva I-V

Io [A] (Bypass) Io [A] (D=50%) Io [A] (MPPT)

0

5

10

15

20

25

30

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20

Po

[W

]

Vo [V]

Curva P-V

Po [W] (Bypass) Po [W] (D=50%) Po [W] (MPPT)


102

4.5.4. Respuesta transitoria Si pensamos en los posibles cambios que pueden presentarse en la irradiación recibida por el panel PV, como el paso de una nube, la sombra proyectada de algún objeto o el ángulo de radiación según la hora del día, estamos hablando de cambios que se pueden considerar muy lentos. No obstante es interesante conocer el tiempo que le tomaría al sistema para ajustarse a un nuevo punto de trabajo. Luego de hacer las curvas I-V en los distintos modos, ya somos capaces de intuir que el tiempo de respuesta es adecuado para los fines propuestos. Por otra parte la intervención del sistema de MPPT, al realizar lecturas y conversiones A/D y D/A, es posible que retrase algo la respuesta. Por este motivo se decidió hacer los siguientes ensayos con el fin de conocer y comparar cada caso.

4.5.4.1. Tiempo de respuesta con perturbación electrónica Para comprobar la respuesta del sistema se conectó la carga activa en paralelo con una de las secciones del panel PV. El ensayo consistió en activar la carga en un momento dado con el fin de derivar parte de la corriente generada a través de la carga activa, produciendo así un escalón en la corriente entregada al convertidor. Este ensayo se realizó primeramente con el convertidor inhibido, luego con el convertidor funcionando con D=50 % y finalmente con el control MPPT.

Figura 4.5.15. Respuesta con Diodos de Bypass. Figura 4.5.16. Respuesta con convertidor y D=50 %.

Figura 4.5.17. Respuesta con convertidor y sistema MPPT.


103

Como se puede apreciar en los resultados obtenidos con el convertidor inhabilitado (figura 4.5.15.), luego para un ciclo de trabajo del 50 % (figura 4.5.16.) y con el uso del control MPPT (figura 4.5.17.) la respuesta es igual en cada caso, es debido a que tanto el circuito de control como el control MPPT generan una respuesta más rápida que el inductor L2.

4.5.4.2. Tiempo de respuesta con perturbación mecánica En las siguientes figuras se observa el resultado de generar rápidamente un sombreado de aproximadamente un 75% sobre una fila de celdas cuando el convertidor se encuentra inhabilitado (figura 4.5.18.), luego para un ciclo de trabajo del 50 % (figura 4.5.19.) y finalmente con el uso del control MPPT (figura 4.5.20.).

Figura 4.5.18. Respuesta con Diodos de Bypass. Figura 4.5.19. Respuesta con convertidor y D=50 %.

Figura 4.5.20. Respuesta con convertidor y sistema MPPT.

El sombreado se ha realizado de forma manual tan rápido como ha sido posible. Se puede apreciar que para un sombreado mecánico la velocidad del sistema presenta una respuesta instantánea, ya que la pendiente de la curva representa la evolución del sombreado, el cual es seguido por el sistema.

4.5.5. Carga de una batería

4.5.5.1. Introducción Hasta el momento hemos podido comprobar los beneficios del uso del convertidor, con y sin la utilización de un sistema MPPT, y compararlos en cada caso con sus curvas características


104

I-V e P-V, donde se realizó un barrido completo de tensión. Por lo tanto ahora nos interesa comprobar cuál es el rendimiento del convertidor al cargar una batería, la cual determinará la tensión de salida del circuito. Para realizar el ensayo se decidió utilizar dos paneles PV, con el fin de comparar las corrientes de carga y comprobar la ventaja del convertidor frente al uso de diodos de bypass, conectado uno de ellos al convertidor y otro el directo a la batería, de igual manera, nos interesó poder comparar los resultados entre el uso del sistema MPPT frente al convertidor con ciclo de trabajo fijo.

4.5.5.2. Circuito para la comparación de las corrientes de carga de la batería Para poder estudiar la diferencia entre la utilización del convertidor o los diodos de bypass, durante la carga de una batería, y conseguir comparar las corrientes entregadas en cada caso se propuso el circuito de la figura 4.5.21. Con esta disposición podemos medir las corrientes provenientes de cada sistema, las cuales a su vez se sumaran para cargar la batería. Para impedir que la batería se descargue a través del panel se incorporó un diodo entre el panel PV2 y la batería, el cual tiene las mismas características que el que está en la salida del circuito de potencia.

Figura 4.5.21. Diagrama de conexiones para comparar la corriente de carga. Dado que solo al producirse un sombreado sobre la superficie del panel es posible obtener más potencia con el circuito de bypass activo y que, con el fin de simular una situación más real, el sombreado debería cambiar a lo largo del día, se colocó un obstáculo sobre los paneles que proyectarían una sombra que variaría según la posición del sol. Naturalmente, para que los resultados sean aceptables, el sombreado sobre ambos paneles tiene que ser lo más parecido posible, y la posición respecto al sol de ambos también debe ser igual. Finalmente se cortó una pieza de plástico en dos secciones, consiguiendo así dos obstáculos con el mismo grosor, ancho y longitud, las cuales se dispusieron en ángulo sobre dos paneles contiguos, como se puede apreciar en la figura 4.5.22. De este modo se consiguió que la sombra proyectada sobre ambos paneles fuera igual durante todo el ensayo.


105

Figura 4.5.22. Sombreados móviles sobre los dos paneles prácticamente iguales. La figura 4.5.23. muestra el recorrido del sol a lo largo del día respecto de la ubicación del departamento del GAEI, donde se encuentran los paneles utilizados con orientación sur. Podemos ver que el momento de proyección más directa se producirá entre las 15:00 hs y las 16:00 hs.

Figura 4.5.23. Recorrido del sol durante las pruebas realizadas.

4.5.5.3. Corriente de salida del convertidor sin MPPT y del panel PV2 El primer día se realizaron las comparaciones entre el uso del bypass activo sin la intervención del sistema MPPT frente a la utilización de los típicos diodos de bypass. Para adquirir las corrientes en ambos casos, desde un ordenador, se utilizaron dos multímetros TENMA 72-8720 conectados como amperímetros, uno en la salida del bypass activo y el otro en el cátodo del diodo de protección del panel PV2. Mediante la utilización del software del fabricante se adquirieron muestras cada segundo durante todo el tiempo que se mantuvo la carga de la batería. Asimismo, capturo la tensión de carga de la batería y se realizaron varias capturas a lo largo del día de todas las medidas desde un osciloscopio.


106

La batería, como se ha citado en el inicio de la memoria, es de 12 V y 50 Ah. Antes de comenzar el ensayo se realizó una descarga completa de la batería y como medida preventiva se conectó en paralelo la carga activa para poder desviar la corriente de carga en caso de que se incrementara demasiado, aunque finalmente no fue necesario. En la tabla 4.5.4 se muestra un resumen de los resultados obtenidos.

Hora Io1 [A] Io2 [A] Vo [V] Hora Io1 [A] Io2 [A] V o [V]

11:25 2,558 1,670 13,14 14:50 2,368 1,704 13,77

11:30 2,588 1,671 13,18 14:55 2,377 1,720 13,79

11:35 2,607 1,670 13,21 15:00 2,367 1,732 13,81

11:40 2,620 1,670 13,25 15:10 2,401 1,762 13,86

11:45 2,620 1,654 13,29 15:15 2,391 1,779 13,89

11:50 2,647 1,650 13,33 15:20 2,377 1,789 13,91

11:55 2,641 1,640 13,34 15:25 2,481 1,793 13,93

12:00 2,639 1,626 13,35 15:30 2,488 1,801 13,95

12:05 2,643 1,614 13,36 15:35 2,492 1,811 13,97

12:10 2,659 1,600 13,36 15:40 2,507 1,816 13,99

12:15 2,660 1,588 13,37 15:45 2,505 1,820 14,00

12:20 2,651 1,578 13,38 15:50 2,423 1,822 14,01

12:25 2,651 1,567 13,39 15:55 2,472 1,839 14,04

12:30 2,634 1,546 13,40 16:00 2,447 1,844 14,07

12:35 2,641 1,535 13,41 16:05 2,466 1,850 14,09

12:40 2,619 1,518 13,42 16:10 2,437 1,844 14,12

12:45 2,620 1,498 13,43 16:15 2,416 1,836 14,16

12:50 2,618 1,494 13,44 16:20 2,409 1,828 14,22

12:55 2,603 1,478 13,45 16:25 2,451 1,852 14,26

13:00 2,620 1,472 13,46 16:30 2,382 1,828 14,29

13:05 2,590 1,458 13,47 16:35 2,389 1,834 14,31

13:10 2,578 1,453 13,49 16:40 2,367 1,833 14,33

13:15 2,557 1,445 13,51 16:45 2,343 1,828 14,36

13:20 2,512 1,446 13,52 16:50 2,343 1,822 14,38

13:25 2,481 1,445 13,52 16:55 2,316 1,810 14,40

13:30 2,485 1,448 13,53 17:00 2,288 1,794 14,43

13:35 2,518 1,456 13,54 17:05 2,270 1,787 14,44

13:40 2,489 1,459 13,55 17:10 2,245 1,754 14,44

13:45 2,445 1,463 13,56 17:15 2,201 1,646 14,44

13:50 2,444 1,482 13,57 17:20 2,169 1,526 14,44

13:55 2,400 1,502 13,59 17:25 2,139 1,406 14,44

14:00 2,377 1,526 13,60 17:30 2,109 1,279 14,44

14:05 2,363 1,545 13,61 17:35 2,040 1,168 14,44

14:10 2,361 1,560 13,63 17:40 1,953 1,082 14,44

14:15 2,402 1,582 13,64 17:45 1,848 0,980 14,44

14:20 2,432 1,601 13,66 17:50 1,752 0,891 14,44

14:25 2,427 1,623 13,68 17:55 1,669 0,818 14,44

14:30 2,410 1,637 13,70 18:00 1,571 0,752 14,33


107

14:35 2,416 1,649 13,71 18:05 1,471 0,702 14,33

14:40 2,401 1,671 13,73 18:10 1,387 0,667 14,30

14:45 2,386 1,688 13,75 18:12 1,324 0,648 14,30 Tabla 4.5.4. Corrientes de carga obtenidas durante gran parte de un día soleado.

Para mayor definición, la figura 4.5.24, se realizó utilizando la totalidad de las medidas obtenidas por software. Se puede apreciar que durante toda la duración del experimento los valores de la corriente de salida del convertidor (Io1) superan a los de la salida del panel PV2 (Io2). Así mismo la figura 4.5.25. representa la potencia entregada por cada panel a la batería en cada instante.

Figura 4.5.24. Valores de las 2 corrientes de carga de la batería durante varias horas de análisis.

Figura 4.5.25. Potencia entregada, en cada caso, a la batería durante varias horas de análisis.

0,000

0,500

1,000

1,500

2,000

2,500

3,000

11:31:12 12:43:12 13:55:12 15:07:12 16:19:12 17:31:12

Io1 [A] Io2 [A]

0

5

10

15

20

25

30

35

40

11:31:12 12:43:12 13:55:12 15:07:12 16:19:12 17:31:12

P Convertidor [W] P PV2 [W]


108

Inicialmente la tensión de la batería era de 12,35 V. Horas después de haber realizado este ensayo estaba cargada a 12,75 V.

4.5.5.4. Corriente de salida del convertidor con MPPT y del panel PV2 El ensayo con el sistema MPPT se llevó a cabo el día siguiente para que las condiciones medioambientales y de irradiación sean similares al experimento anterior. Se repitió la misma metodología de trabajo con la que se obtuvieron los datos que se resumen en la tabla 4.5.5.

Hora Io1 [A] Io2 [A] Vo [V] Hora Io1 [A] Io2 [A] V o [V]

11:05 2,56 1,75 12,78 14:45 2,81 1,78 13,06

11:10 2,65 1,76 12,78 14:50 2,79 1,80 13,07

11:15 2,68 1,76 12,78 14:55 2,80 1,82 13,08

11:20 2,72 1,75 12,78 15:00 2,81 1,84 13,09

11:25 2,76 1,74 12,78 15:05 2,81 1,87 13,10

11:30 2,78 1,73 12,78 15:10 2,81 1,89 13,12

11:35 2,80 1,72 12,78 15:15 2,81 1,90 13,13

11:40 2,80 1,71 12,78 15:20 2,80 1,92 13,15

11:45 2,81 1,69 12,78 15:25 2,81 1,94 13,16

11:50 2,82 1,68 12,78 15:30 2,79 1,96 13,17

11:55 2,83 1,66 12,78 15:35 2,80 1,97 13,18

12:00 2,84 1,65 12,78 15:40 2,78 1,99 13,19

12:05 2,84 1,63 12,78 15:45 2,77 2,00 13,20

12:10 2,84 1,61 12,78 15:50 2,76 2,00 13,22

12:15 2,83 1,59 12,82 15:55 2,76 2,02 13,23

12:20 2,86 1,57 12,82 16:00 2,74 2,02 13,23

12:25 2,91 1,55 12,82 16:05 2,67 2,03 13,24

12:30 2,91 1,52 12,82 16:10 2,68 2,04 13,25

12:35 2,92 1,51 12,82 16:15 2,68 2,05 13,26

12:40 2,92 1,49 12,83 16:20 2,66 2,04 13,27

12:45 2,92 1,47 12,83 16:25 2,63 2,05 13,28

12:50 2,91 1,44 12,83 16:30 2,62 2,04 13,29

12:55 2,91 1,43 12,84 16:35 2,59 2,03 13,30

13:00 2,92 1,41 12,85 16:40 2,55 2,03 13,31

13:05 2,89 1,39 12,85 16:45 2,55 2,03 13,32

13:10 2,88 1,38 12,86 16:50 2,52 2,02 13,33

13:15 2,89 1,37 12,87 16:55 2,47 2,01 13,34

13:20 2,86 1,36 12,88 17:00 2,45 1,97 13,35

13:25 2,85 1,37 12,89 17:05 2,43 1,86 13,35

13:30 2,85 1,39 12,90 17:10 2,39 1,72 13,35

13:35 2,84 1,41 12,90 17:15 2,35 1,59 13,35

13:40 2,83 1,44 12,91 17:20 2,29 1,47 13,35

13:45 2,81 1,46 12,92 17:25 2,26 1,36 13,34

13:50 2,81 1,49 12,94 17:30 2,22 1,28 13,34

13:55 2,80 1,51 12,95 17:35 2,17 1,20 13,34


109

14:00 2,78 1,54 12,96 17:40 2,08 1,13 13,33

14:05 2,78 1,57 12,97 17:45 1,97 1,06 13,33

14:10 2,76 1,59 12,97 17:50 1,86 1,02 13,33

14:15 2,77 1,61 12,99 17:55 1,76 1,00 13,32

14:20 2,77 1,65 13,00 18:00 1,67 0,97 13,32

14:25 2,78 1,67 13,01 18:05 1,56 0,94 13,31

14:30 2,81 1,70 13,02 18:10 1,48 0,93 13,30

14:35 2,80 1,72 13,04 18:15 1,45 0,89 13,30

14:40 2,81 1,75 13,05

Tabla 4.5.5. Corrientes de carga obtenidas durante gran parte de un día soleado. En la figura 4.5.26 se representan las corrientes obtenidas en cada caso a lo largo del tiempo que duro el ensayo. Nuevamente podemos ver que la utilización del convertidor significa una mejora significativa en la obtención de la potencia generada por el panel. Finalmente en la figura 4.5.27 se visualiza la potencia entregada a la batería por cada panel.

Figura 4.5.26. Valores de las 2 corrientes de carga de la batería durante varias horas de análisis. La hora de inicio del ensayo fue tomada de forma arbitraria en cuanto se realizaron las conexiones y se preparó todo el material.

0

0,5

1

1,5

2

2,5

3

3,5

11:05:17 12:17:17 13:29:17 14:41:17 15:53:17 17:05:17

Io1 [A] Io2 [A]


110

Figura 4.5.27. Potencia entregada, en cada caso, a la batería durante varias horas de análisis. Aunque no es posible comparar directamente los resultados entre los dos últimos experimentos, ya que la captura de los datos no se ha hecho simultáneamente y por tanto condiciones como temperatura, humedad, irradiación y nubosidad no son exactamente iguales, se puede apreciar igualmente que la evolución de la corriente con los tradicionales diodos de bypass evoluciona de forma similar en ambos experimentos. Por este motivo se calculó de forma porcentual el incremento medio de la potencia entregada a la batería en cada ensayo, usando solo los datos comprendidos entre las 11:25 hs hasta las 18:10 hs, con lo que se obtiene en el caso del convertidor con D=50 % un incremento medio del 53,99 % en la potencia entregada a la batería respecto al uso de los diodos de bypass, mientras que la intervención del sistema MPPT permite entregar a la batería un 65,16 % más de lo que se conseguiría bajo las mismas condiciones con los diodos de bypass.

0

5

10

15

20

25

30

35

40

11:05:17 12:17:17 13:29:17 14:41:17 15:53:17 17:05:17

P Convertidor [W] P PV2 [W]


111

5. Conclusiones

5. Conclusiones - Cargador de baterías basado en un circuito de bypass activo

112

Durante el desarrollo de este proyecto se ha rediseñado el circuito Buck-Boost bidireccional diseñado en el proyecto “Convertidor de Bypass para un Panel Solar BP585” presentado por José Mª Romero Martínez basado en la idea inicial descrita en la publicación “Minimizing the effects of shadowing in a PV module by means of active voltage sharing”, al cual se han añadido modificaciones en el circuito de control y se ha diseñado un circuito capaz de transferir la máxima corriente disponible durante la carga de una batería. Inicialmente se han realizado diversas simulaciones utilizando el software PSIM para analizar el correcto funcionamiento del circuito, así como para poder evaluar el comportamiento del código de programa desarrollado para el MPPT y comprobar la viabilidad del proyecto. Para la construcción del prototipo se escogieron los elementos considerando los parámetros necesarios en cada caso según los cálculos llevados a cabo. Una vez realizado el montaje se comprobó el circuito de forma escalonada para poder comprobar el correcto funcionamiento y detectar posibles fallos, comenzando por el circuito de potencia, luego lazo de corriente y lazo de tensión, y finalmente circuito MPPT. Este procedimiento progresivo permitió corregir pequeños fallos de montaje y corregirlos con mayor facilidad, sin perjudicar ningún componente. Una vez comprobado todo el sistema se realizaron los experimentos iniciales con un emulador de módulos solares, donde se compararon los resultados con y sin el uso del sistema MPPT y se fueron corrigiendo algunos parámetros sobre el código del microcontrolador. Durante los ensayos se comprobó que el circuito de potencia era capaz de soportar sin inconvenientes la corriente máxima de trabajo (ISC del panel BP585), incluso se realizaron pruebas en lazo cerrado donde la corriente en el inductor podía alcanzar los 6 A (límite establecido por los diodos del lazo de tensión) y en lazo abierto se llegó a doblar los 5 A. El principal problema, en el desarrollo del proyecto, surgió durante los ensayos en lazo cerrado donde aparecían picos en las medidas del sensor de corriente durante la conmutación, provocando que la frecuencia de conmutación del sistema aumente desmesuradamente. El conseguir resolver dicho problema requirió mucho tiempo, análisis y sugerencias del equipo del laboratorio. Finalmente mejorando las conexiones entre masas, el filtro de los sensores y el lazo de tensión se consiguió solucionar el problema. Los últimos experimentos se realizaron con el panel PV real, donde se compararon resultados obtenidos con los diodos de bypass y con el convertidor funcionando con un ciclo de trabajo fijo del 50 %, así como con un ciclo controlado por el MPPT, realizando pruebas para diferentes condiciones meteorológicas y sombreados. Al comparar los resultados se comprobó que el uso del convertidor permite en algunos casos duplicar la potencia extraída, siendo, según el caso, aún mayor con el circuito MPPT. Los objetivos inicialmente propuestos se han alcanzado, se ha conseguido simular, construir y comprobar el circuito con éxito. También se ha podido comprobar que el sistema MPPT funciona correctamente y que según las condiciones de sombreado puede ser muy favorable también su implementación. Por otro lado la complejidad y el coste de añadir el MPPT al sistema original, con ciclo de trabajo fijo, es justificable ya que, además de mejorar la extracción de potencia del panel, añade la posibilidad de mejorar el sistema con facilidad,

5. Conclusiones - Cargador de baterías basado en un circuito de bypass activo

113

permitiendo analizar el estado de la planta para desconectar el convertidor de Bypass cuando no hay sombreado, evitando perdidas en la conmutación, así como proteger la batería, desconectando la salida del circuito, si se descarga demasiado. También se llegaron a plantear dos mejoras adicionales, la primera consistió en implementar un tercer estado al MPPT, donde el sistema trata de estabilizarse en lugar de seguir cambiando el ciclo de trabajo, y la segunda fue de realizar el cambio del ciclo de trabajo de forma no lineal, variando de forma continua el valor de δ. Ambas modificaciones se simularon y se comprobó que mejoran el rizado del circuito, pero ralentizan la actuación del sistema MPPT. Durante el desarrollo de las pruebas experimentales se contó con el apoyo de Daniel González, quien participó en la publicación “Minimizing the effects of shadowing in a PV module by means of active voltage sharing” con quien he colaborado por su interés en la posible escritura y publicación de un nuevo artículo.


114

6. Planos

6. Planos - Cargador de baterías basado en un circuito de bypass activo

115

6.1. Relación de planos Los siguientes planos hacen referencia a las seis placas diseñadas y construidas durante el desarrollo del proyecto: las correspondientes a la etapa de control (77x58 mm), la placa de control MPPT (44x43 mm), la etapa de potencia (180x85 mm), los dos sensores de corriente (18x19,3 mm) y el driver (18,6x20 mm), estos tres últimos se montaron en pequeñas placas sobre un conector DIP8 para poder realizar comprobaciones y reemplazarlos con facilidad. Durante las pruebas experimentales se debieron corregir algunos errores mínimos, que ya se encuentran corregidos en los planos expuestos en este capítulo.

Plano Título

1 Circuito de control (esquemático)

2 Circuito de control (foto y componentes)

3 Circuito de control (fotolito TOP y BOTTOM)

4 Circuito de MPPT con PIC (esquemático)

5 Circuito de MPPT con PIC (foto y componentes)

6 Circuito de MPPT con PIC (fotolito TOP y BOTTOM)

7 Circuito de potencia (esquemático)

8 Circuito de potencia (foto y componentes)

9 Circuito de potencia (fotolito TOP y BOTTOM)

10 Circuitos de sensado AD8210 y Driver LM27222M (componentes)

11 Circuitos de sensado AD8210 y Driver LM27222M (foto y componentes)

12 Circuitos de sensado AD8210 y Driver LM27222M (fotolito TOP y BOTTOM)

Tabla 6.1. Relación de planos.

TOP BOTTOM

118

TOP BOTTOM

121

TOP

BOTTOM

124

TOP BOTTOM

Circuito

Driver LM27222M

Circuitos de sensado

con AD8210

126

TOP BOTTOM

TOP BOTTOM

Sensor de Corriente 1

Sensor de Corriente 2

TOP BOTTOM

Driver LM27222M

127


128

7. Presupuesto

7. Presupuesto - Cargador de baterías basado en un circuito de bypass activo

129

7.1. Amidamientos

7.1.1. Capítulo 1 – Placa de potencia CÓDIGO DESCRIPCIÓN DENOMINACIÓN CANTIDAD

C01_1 Capacitor Cerámico 2220, 47uF, 16V, X7R C11, C12, C13, C14, C15, C17, C18, C19

8 u

C01_2 Capacitor Electrolítico 2200uF, 25V, 20% C16 1 u C01_3 Capacitor Cerámico 1nF, 50V, 10%, X7R C20, C21, C22 3 u C01_4 Capacitor Cerámico 1206, 100nF, 25V, X7R C9, C10, C29, C36, C38 5 u C01_5 MBR1660 - Diodo Schottky, 16A, 60 V D1, D2, D3 3 u C01_6 Diodo, 1A, 800V D4 1 u C01_7 Hilo de cobre esmaltado 0,07 mm2 L1 13 m C01_8 Núcleo magnético Toroidal 77076-A7 L1 1 u C01_9 Inductor Toroidal SPT68H-113MLB 11μH L2 1 u C01_10 2N3904 - Transistor NPN Q3 1 u C01_11 Resistencia 10K, 1/4W, 1% R22, R23, R32 3 u C01_12 Resistencia 180 OHM, 1/4W, 1% R24, R29, R30 3 u C01_13 Resistencia 2512, 0.01 ohm, 1 W R25, R31 2 u C01_14 Resistencia 100K, 1/4W, 1% R26 1 u C01_15 Resistencia 20K, 1/4W, 1% R27, R28 2 u C01_16 Relé 5 Vcc, 10 A RL1 1 u C01_17 IRFB4410ZPBF - MOSFET N, 100V T1, T2 2 u

C01_18 TestPoint para PCB 1.32 mm TP8, TP10, TP11, TP12,

TP13, TP14 6 u

C01_19 MC7805BTG - Regulador de tensión, 5V, 1ª U1 1 u C01_20 Amp. Op. CMOS Dual - TLC2272ACP U2 1 u

C01_21 Conector Faston Acodado PCB 6.3x0.8mm X1, X2, X3, X4, X5, X10,

X11 7 u

C01_22 Conector PCB 1 Vía 1 Fila X12, X13 2 u C01_23 Conector PCB 3 vías 1 fila X14, X15 2 u C01_24 Zócalo DIL 8 Vías X29, X30, X31, X32 4 u C01_25 Conector PCB 2 vías 1 fila X6 1 u C01_26 Conector macho 6 vías X7 1 u C01_27 Conector macho 4 vías X8 1 u C01_28 Conector macho 3 vías X9 1 u C01_29 KIT Aislante TO-220 5 u C01_30 Arandela 5 u C01_31 Disipador Diodo salida 1 u C01_32 Disipador MOSFETs 1 u C01_33 Tornillo 3 u C01_34 Tuerca 3 u C01_35 Separador de aluminio M/H M3 30mm 4 u C01_36 AD8210YRZ - Monitor de Corriente U6, U7 2 u C01_37 Capacitor Cerámico 1206, 4,7 nF, 50V, X7R C30, C32, C34, C35 4 u C01_38 Capacitor Cerámico 1206, 47nF, 100V, X7R C31, C33 2 u

C01_39 Conector PCB 4 Vías 1 Fila X38, X39, X40, X41,

X42, X43 6 u

C01_40 Resistencia 1206, 10R, 0,25W R33, R34, R38, R39 4 u C01_41 Capacitor Cerámico 1206, 1uF, 25V, X7R C37 1 u C01_42 Capacitor Cerámico 1206, 330nF, 25V, X7R C39 1 u


130

C01_43 Diodo Zener 5,1 V, SOD-80 D6 1 u C01_44 LM27222M - Controlador de MOSFET/PWM U8 1 u C01_45 Resistencia 1206, 0R, 0,25W R40 1 u C01_46 Resistencia 1206, 1.5R, 0,25W R41 1 u C01_47 Diodo Schottky, SOD323 D5 1 u

7.1.2. Capítulo 2 – Placa de control

CÓDIGO DESCRIPCIÓN DENOMINACIÓN CANTIDAD C02_01 Capacitor Cerámico 33pF, 200V, 5%, X7R C1 1 u C02_02 Capacitor Cerámico 1uF, 50V, 10%, X7R C2 1 u C02_03 Capacitor Cerámico 1206, 1uF, 25V, X7R C3 1 u C02_04 Capacitor Cerámico 1206, 100nF, 25V, X7R C4, C6, C7, C8 4 u C02_05 Capacitor Cerámico 1206, 10nF, 50 V, X7R C5 1 u C02_06 Resistencia 2K, 1/4W, 1% R1 1 u C02_07 Resistencia 8,2K, 1/4W, 1% R10, R11 2 u C02_08 Resistencia 40K, 1/2W, 1% R13, R14 2 u C02_09 Resistencia 30K, 1/4W, 1% R17 1 u C02_10 Resistencia 120K, 1/4W, 1% R18 1 u C02_11 Resistencia Trimer 20K R19, R20, R21 3 u C02_12 Resistencia 1K, 1/4W, 1% R2, R5 2 u C02_13 Resistencia 180 OHM, 1/4W, 1% R3 1 u C02_14 Resistencia 5K, 1/4W, 1% R4 1 u

C02_15 Resistencia 100K, 1/4W, 1% R6, R7, R8, R9, R12,

R15, R16 7 u

C02_16 TestPoint para PCB 1.32 mm TP1, TP2, TP3, TP4 4 u C02_17 TLC555CP - Timer CMOS U3 1 u C02_18 Amp. Op. CMOS Dual - TLC2272ACP U4 1 u C02_19 Amp. Op. CMOS Dual - OPA2350PA U5 1 u C02_20 Conector macho 6 vías X16, X23 2 u C02_21 Conector PCB 3 vías 1 fila X17, X18 2 u C02_22 Conector macho 3 vías X19, X20 2 u C02_23 Conector macho 2 vías X21 1 u C02_24 Conector macho 4 vías X22 1 u C02_25 Zócalo DIL 8 Vías X33, X34, X35 3 u C02_26 Separador de aluminio M/H M3 20mm 4 u

7.1.3. Capítulo 3 – Placa de control MPPT con PIC

CÓDIGO DESCRIPCIÓN DENOMINACIÓN CANTIDAD C03_01 Capacitor Cerámico 1206, 27pF, 100 V C23, C24 2 u C03_02 Capacitor Cerámico 1206, 100nF, 25V, X7R C25, C26, C28 3 u C03_03 Capacitor Cerámico 1206, 10uF, 16V, X7R C27 1 u C03_04 Resistencia 100K, 1/4W, 1% R35, R36, R37 3 u C03_05 Interruptor 4 Vías SW1 1 u C03_06 TestPoint para PCB 1.32 mm TP5, TP6, TP7, TP9 4 u C03_07 PIC18F13K50 U10 1 u C03_08 MCP4821-E/P - 12BIT DAC, SPI U9 1 u C03_09 Conector macho 3 vías X24 1 u C03_10 Conector macho 6 vías X25 1 u


131

C03_11 Conector PCB 3 vías 1 fila X26, X27 2 u C03_12 Conector macho 2 vías X28 1 u C03_13 Zócalo DIL 8 Vías X36 1 u C03_14 Zócalo DIP 20 Vías X37 1 u C03_15 Cristal 32.768 kHz XTAL1 1 u C03_16 Separador de aluminio M/H M3 20mm 4 u

7.1.4. Capítulo 4 – Otros accesorios

CÓDIGO DESCRIPCIÓN DENOMINACIÓN CANTIDAD C04_1 Placa PCB Epoxy doble cara 200x150mm 1 u C04_2 Clip cocodrilo 10A - Rojo 1 u C04_3 Terminal para conector, sin soldar, 22-30 AWG 44 u C04_4 Conector Hembra 2 vías, 2,54 mm 2 u C04_5 Conector Hembra 3 vías, 2,54 mm 4 u C04_6 Conector Hembra 4 vías, 2,54 mm 2 u C04_7 Conector Hembra 6 vías, 2,54 mm 4 u C04_8 Terminal de Crimpar Hembra 6.3 x 0.8mm 7 u C04_9 Puente con tirador 2,54 MM, 2 VÍAS 6 u C04_10 Cable de cobre 384/0,05 mm 0,5 m C04_11 Clip cocodrilo 10A - Negro 1 u


132

7.2. Precios unitarios

7.2.1. Capítulo 1 – Placa de potencia

CÓDIGO DESCRIPCIÓN P.U. (€) C01_1 Capacitor Cerámico 2220, 47uF, 16V, X7R 1,880 C01_2 Capacitor Electrolítico 2200uF, 25V, 20% 0,990 C01_3 Capacitor Cerámico 1nF, 50V, 10%, X7R 2,640 C01_4 Capacitor Cerámico 1206, 100nF, 25V, X7R 0,033 C01_5 MBR1660 - Diodo Schottky, 16A, 60 V 0,760 C01_6 Diodo, 1A, 800V 0,119 C01_7 Hilo de cobre esmaltado 0,07 mm2 0,120 C01_8 Núcleo magnético Toroidal 77076-A7 0,390 C01_9 Inductor Toroidal SPT68H-113MLB 11μH 1,550 C01_10 2N3904 - Transistor NPN 0,200 C01_11 Resistencia 10K, 1/4W, 1% 0,028 C01_12 Resistencia 180 OHM, 1/4W, 1% 0,012 C01_13 Resistencia 2512, 0.01 ohm, 1 W 0,630 C01_14 Resistencia 100K, 1/4W, 1% 0,033 C01_15 Resistencia 20K, 1/4W, 1% 0,033 C01_16 Relé 5 Vcc, 10 A 0,970 C01_17 IRFB4410ZPBF - MOSFET N, 100V 1,770 C01_18 TestPoint para PCB 1.32 mm 0,866 C01_19 MC7805BTG - Regulador de tensión, 5V, 1ª 0,282 C01_20 Amp. Op. CMOS Dual - TLC2272ACP 2,430 C01_21 Conector Faston Acodado PCB 6.3x0.8mm 0,125 C01_22 Conector PCB 1 Vía 1 Fila 0,065 C01_23 Conector PCB 3 vías 1 fila 0,093 C01_24 Zócalo DIL 8 Vías 0,630 C01_25 Conector PCB 2 vías 1 fila 0,870 C01_26 Conector macho 6 vías 0,280 C01_27 Conector macho 4 vías 0,192 C01_28 Conector macho 3 vías 0,090 C01_29 KIT Aislante TO-220 0,260 C01_30 Arandela 0,050 C01_31 Disipador Diodo salida 6,350 C01_32 Disipador MOSFETs 13,060 C01_33 Tornillo 0,070 C01_34 Tuerca 0,050 C01_35 Separador de aluminio M/H M3 30mm 1,060 C01_36 AD8210YRZ - Monitor de Corriente 3,940 C01_37 Capacitor Cerámico 1206, 4,7 nF, 50V, X7R 0,016 C01_38 Capacitor Cerámico 1206, 47nF, 100V, X7R 0,046 C01_39 Conector PCB 4 Vías 1 Fila 0,127 C01_40 Resistencia 1206, 10R, 0,25W 0,022 C01_41 Capacitor Cerámico 1206, 1uF, 25V, X7R 0,047 C01_42 Capacitor Cerámico 1206, 330nF, 25V, X7R 0,056 C01_43 Diodo Zener 5,1 V, SOD-80 0,340 C01_44 LM27222M - Controlador de MOSFET/PWM 2,060 C01_45 Resistencia 1206, 0R, 0,25W 0,021 C01_46 Resistencia 1206, 1.5R, 0,25W 0,044


133

C01_47 Diodo Schottky, SOD323 0,071


CÓDIGO DESCRIPCIÓN P.U. (€) C02_01 Capacitor Cerámico 33pF, 200V, 5%, X7R 0,200 C02_02 Capacitor Cerámico 1uF, 50V, 10%, X7R 0,040 C02_03 Capacitor Cerámico 1206, 1uF, 25V, X7R 0,047 C02_04 Capacitor Cerámico 1206, 100nF, 25V, X7R 0,033 C02_05 Capacitor Cerámico 1206, 10nF, 50 V, X7R 0,033 C02_06 Resistencia 2K, 1/4W, 1% 0,034 C02_07 Resistencia 8,2K, 1/4W, 1% 0,021 C02_08 Resistencia 40K, 1/2W, 1% 0,350 C02_09 Resistencia 30K, 1/4W, 1% 0,033 C02_10 Resistencia 120K, 1/4W, 1% 0,021 C02_11 Resistencia Trimer 20K 1,410 C02_12 Resistencia 1K, 1/4W, 1% 0,033 C02_13 Resistencia 180 OHM, 1/4W, 1% 0,012 C02_14 Resistencia 5K, 1/4W, 1% 0,220 C02_15 Resistencia 100K, 1/4W, 1% 0,033 C02_16 TestPoint para PCB 1.32 mm 0,866 C02_17 TLC555CP - Timer CMOS 0,560 C02_18 Amp. Op. CMOS Dual - TLC2272ACP 2,430 C02_19 Amp. Op. CMOS Dual - OPA2350PA 5,890 C02_20 Conector macho 6 vías 0,280 C02_21 Conector PCB 3 vías 1 fila 0,093 C02_22 Conector macho 3 vías 0,090 C02_23 Conector macho 2 vías 0,066 C02_24 Conector macho 4 vías 0,192 C02_25 Zócalo DIL 8 Vías 0,630 C02_26 Separador de aluminio M/H M3 20mm 1,020


CÓDIGO DESCRIPCIÓN P.U. (€) C03_01 Capacitor Cerámico 1206, 27pF, 100 V 0,210 C03_02 Capacitor Cerámico 1206, 100nF, 25V, X7R 0,033 C03_03 Capacitor Cerámico 1206, 10uF, 16V, X7R 0,126 C03_04 Resistencia 100K, 1/4W, 1% 0,033 C03_05 Interruptor 4 Vías 1,930 C03_06 TestPoint para PCB 1.32 mm 0,866 C03_07 PIC18F13K50 2,600 C03_08 MCP4821-E/P - 12BIT DAC, SPI 2,910 C03_09 Conector macho 3 vías 0,090 C03_10 Conector macho 6 vías 0,280 C03_11 Conector PCB 3 vías 1 fila 0,093 C03_12 Conector macho 2 vías 0,066 C03_13 Zócalo DIL 8 Vías 0,630 C03_14 Zócalo DIP 20 Vías 1,710 C03_15 Cristal 32.768 kHz 0,190


134

C03_16 Separador de aluminio M/H M3 20mm 1,020


CÓDIGO DESCRIPCIÓN P.U. (€) C04_1 Placa PCB Epoxy doble cara 200x150mm 4,130 C04_2 Clip cocodrilo 10A - Rojo 0,830 C04_3 Terminal para conector, sin soldar, 22-30 AWG 0,093 C04_4 Conector Hembra 2 vías, 2,54 mm 0,081 C04_5 Conector Hembra 3 vías, 2,54 mm 0,111 C04_6 Conector Hembra 4 vías, 2,54 mm 0,113 C04_7 Conector Hembra 6 vías, 2,54 mm 0,194 C04_8 Terminal de Crimpar Hembra 6.3 x 0.8mm 0,290 C04_9 Puente con tirador 2,54 MM, 2 VÍAS 0,116 C04_10 Cable de cobre 384/0,05 mm 1,112 C04_11 Clip cocodrilo 10A - Negro 0,830

7.3. Aplicación de precios

7.3.1. Capítulo 1 – Placa de potencia

CÓDIGO DESCRIPCIÓN CANTIDAD P.U. (€) TOTAL C01_1 Capacitor Cerámico 2220, 47uF, 16V, X7R 8 u 1,880 15,040 C01_2 Capacitor Electrolítico 2200uF, 25V, 20% 1 u 0,990 0,990 C01_3 Capacitor Cerámico 1nF, 50V, 10%, X7R 3 u 2,640 7,920 C01_4 Capacitor Cerámico 1206, 100nF, 25V, X7R 5 u 0,033 0,165 C01_5 MBR1660 - Diodo Schottky, 16A, 60 V 3 u 0,760 2,280 C01_6 Diodo, 1A, 800V 1 u 0,119 0,119 C01_7 Hilo de cobre esmaltado 0,07 mm2 13 m 0,120 1,560 C01_8 Núcleo magnético Toroidal 77076-A7 1 u 0,390 0,390 C01_9 Inductor Toroidal SPT68H-113MLB 11μH 1 u 1,550 1,550 C01_10 2N3904 - Transistor NPN 1 u 0,200 0,200 C01_11 Resistencia 10K, 1/4W, 1% 3 u 0,028 0,084 C01_12 Resistencia 180 OHM, 1/4W, 1% 3 u 0,012 0,036 C01_13 Resistencia 2512, 0.01 ohm, 1 W 2 u 0,630 1,260 C01_14 Resistencia 100K, 1/4W, 1% 1 u 0,033 0,033 C01_15 Resistencia 20K, 1/4W, 1% 2 u 0,033 0,066 C01_16 Relé 5 Vcc, 10 A 1 u 0,970 0,970 C01_17 IRFB4410ZPBF - MOSFET N, 100V 2 u 1,770 3,540 C01_18 TestPoint para PCB 1.32 mm 6 u 0,866 5,194 C01_19 MC7805BTG - Regulador de tensión, 5V, 1ª 1 u 0,282 0,282 C01_20 Amp. Op. CMOS Dual - TLC2272ACP 1 u 2,430 2,430 C01_21 Conector Faston Acodado PCB 6.3x0.8mm 7 u 0,125 0,875 C01_22 Conector PCB 1 Vía 1 Fila 2 u 0,065 0,130 C01_23 Conector PCB 3 vías 1 fila 2 u 0,093 0,186 C01_24 Zócalo DIL 8 Vías 4 u 0,630 2,520 C01_25 Conector PCB 2 vías 1 fila 1 u 0,870 0,870 C01_26 Conector macho 6 vías 1 u 0,280 0,280 C01_27 Conector macho 4 vías 1 u 0,192 0,192 C01_28 Conector macho 3 vías 1 u 0,090 0,090


135

C01_29 KIT Aislante TO-220 5 u 0,260 1,300 C01_30 Arandela 5 u 0,050 0,250 C01_31 Disipador Diodo salida 1 u 6,350 6,350 C01_32 Disipador MOSFETs 1 u 13,060 13,060 C01_33 Tornillo 3 u 0,070 0,210 C01_34 Tuerca 3 u 0,050 0,150 C01_35 Separador de aluminio M/H M3 30mm 4 u 1,060 4,240 C01_36 AD8210YRZ - Monitor de Corriente 2 u 3,940 7,880 C01_37 Capacitor Cerámico 1206, 4,7 nF, 50V, X7R 4 u 0,016 0,064 C01_38 Capacitor Cerámico 1206, 47nF, 100V, X7R 2 u 0,046 0,092 C01_39 Conector PCB 4 Vías 1 Fila 6 u 0,127 0,762 C01_40 Resistencia 1206, 10R, 0,25W 4 u 0,022 0,088 C01_41 Capacitor Cerámico 1206, 1uF, 25V, X7R 1 u 0,047 0,047 C01_42 Capacitor Cerámico 1206, 330nF, 25V, X7R 1 u 0,056 0,056 C01_43 Diodo Zener 5,1 V, SOD-80 1 u 0,340 0,340 C01_44 LM27222M - Controlador de MOSFET/PWM 1 u 2,060 2,060 C01_45 Resistencia 1206, 0R, 0,25W 1 u 0,021 0,021 C01_46 Resistencia 1206, 1.5R, 0,25W 1 u 0,044 0,044 C01_47 Diodo Schottky, SOD323 1 u 0,071 0,071


CÓDIGO DESCRIPCIÓN CANTIDAD P.U. (€) TOTAL C02_01 Capacitor Cerámico 33pF, 200V, 5%, X7R 1 u 0,200 0,200 C02_02 Capacitor Cerámico 1uF, 50V, 10%, X7R 1 u 0,040 0,040 C02_03 Capacitor Cerámico 1206, 1uF, 25V, X7R 1 u 0,047 0,047 C02_04 Capacitor Cerámico 1206, 100nF, 25V, X7R 4 u 0,033 0,132 C02_05 Capacitor Cerámico 1206, 10nF, 50 V, X7R 1 u 0,033 0,033 C02_06 Resistencia 2K, 1/4W, 1% 1 u 0,034 0,034 C02_07 Resistencia 8,2K, 1/4W, 1% 2 u 0,021 0,042 C02_08 Resistencia 40K, 1/2W, 1% 2 u 0,350 0,700 C02_09 Resistencia 30K, 1/4W, 1% 1 u 0,033 0,033 C02_10 Resistencia 120K, 1/4W, 1% 1 u 0,021 0,021 C02_11 Resistencia Trimer 20K 3 u 1,410 4,230 C02_12 Resistencia 1K, 1/4W, 1% 2 u 0,033 0,066 C02_13 Resistencia 180 OHM, 1/4W, 1% 1 u 0,012 0,012 C02_14 Resistencia 5K, 1/4W, 1% 1 u 0,220 0,220 C02_15 Resistencia 100K, 1/4W, 1% 7 u 0,033 0,231 C02_16 TestPoint para PCB 1.32 mm 4 u 0,866 3,463 C02_17 TLC555CP - Timer CMOS 1 u 0,560 0,560 C02_18 Amp. Op. CMOS Dual - TLC2272ACP 1 u 2,430 2,430 C02_19 Amp. Op. CMOS Dual - OPA2350PA 1 u 5,890 5,890 C02_20 Conector macho 6 vías 2 u 0,280 0,560 C02_21 Conector PCB 3 vías 1 fila 2 u 0,093 0,186 C02_22 Conector macho 3 vías 2 u 0,090 0,180 C02_23 Conector macho 2 vías 1 u 0,066 0,066 C02_24 Conector macho 4 vías 1 u 0,192 0,192 C02_25 Zócalo DIL 8 Vías 3 u 0,630 1,890 C02_26 Separador de aluminio M/H M3 20mm 4 u 1,020 4,080


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CÓDIGO DESCRIPCIÓN CANTIDAD P.U. (€) TOTAL C03_01 Capacitor Cerámico 1206, 27pF, 100 V 2 u 0,210 0,420 C03_02 Capacitor Cerámico 1206, 100nF, 25V, X7R 3 u 0,033 0,099 C03_03 Capacitor Cerámico 1206, 10uF, 16V, X7R 1 u 0,126 0,126 C03_04 Resistencia 100K, 1/4W, 1% 3 u 0,033 0,099 C03_05 Interruptor 4 Vías 1 u 1,930 1,930 C03_06 TestPoint para PCB 1.32 mm 4 u 0,866 3,463 C03_07 PIC18F13K50 1 u 2,600 2,600 C03_08 MCP4821-E/P - 12BIT DAC, SPI 1 u 2,910 2,910 C03_09 Conector macho 3 vías 1 u 0,090 0,090 C03_10 Conector macho 6 vías 1 u 0,280 0,280 C03_11 Conector PCB 3 vías 1 fila 2 u 0,093 0,186 C03_12 Conector macho 2 vías 1 u 0,066 0,066 C03_13 Zócalo DIL 8 Vías 1 u 0,630 0,630 C03_14 Zócalo DIP 20 Vías 1 u 1,710 1,710 C03_15 Cristal 32.768 kHz 1 u 0,190 0,190 C03_16 Separador de aluminio M/H M3 20mm 4 u 1,020 4,080


CÓDIGO DESCRIPCIÓN CANTIDAD P.U. (€) TOTAL C04_1 Placa PCB Epoxy doble cara 200x150mm 1 u 4,130 4,130 C04_2 Clip cocodrilo 10A - Rojo 1 u 0,830 0,830 C04_3 Terminal para conector, sin soldar, 22-30 AWG 44 u 0,093 4,092 C04_4 Conector Hembra 2 vías, 2,54 mm 2 u 0,081 0,162 C04_5 Conector Hembra 3 vías, 2,54 mm 4 u 0,111 0,444 C04_6 Conector Hembra 4 vías, 2,54 mm 2 u 0,113 0,226 C04_7 Conector Hembra 6 vías, 2,54 mm 4 u 0,194 0,776 C04_8 Terminal de Crimpar Hembra 6.3 x 0.8mm 7 u 0,290 2,030 C04_9 Puente con tirador 2,54 MM, 2 VÍAS 6 u 0,116 0,696 C04_10 Cable de cobre 384/0,05 mm 0,5 m 1,112 0,556 C04_11 Clip cocodrilo 10A - Negro 1 u 0,830 0,830

7.4. Resumen del presupuesto

7.4.1. Presupuesto de ejecución material Capítulo 1: Placa de potencia 86,34 € Capítulo 2: Placa de control 25,54 € Capítulo 3: Placa de control MPPT con PIC 18,88 € Capítulo 4: Otros accesorios 14,77 € Total de ejecución material 145,53 € El presupuesto de ejecución material asciende a CIENTO CUARENTA Y CINCO EUROS CON CINCUENTA Y TRES CÉNTIMOS.

7.4.2. Presupuesto de ejecución por contrata


137

Presupuesto de ejecución material 145,53 € Gastos generales de empresa 12% 17,46 € Beneficio industrial 8% 11,64 € Total de ejecución por contrata 174,64 € El presupuesto de ejecución por contrata asciende a CIENTO S ET E NT A Y CUAT RO EUROS CON SESENTA Y CUATRO CÉNTIMOS.

7.4.3. Presupuesto global Presupuesto de ejecución por contrata 174,64 € IVA 21% 36,67 € Total de presupuesto global 211,31 € El presupuesto total asciende a DO S C IE NTO S O NCE EURO S CO N T RE I NT A Y UN CÉ NT I MO S.


138

8. Bibliografía

8. Bibliografía - Cargador de baterías basado en un circuito de bypass activo

139

[1] Giral, R., Ramos-Paja, C.A.; Gonzalez, D.; Calvente, J.; Cid-Pastor, A.; Martinez- Salamero, L. Minimizing the effects of shadowing in a PV module by means of active voltage sharing. IEEE International Conference on Industrial Technology (IEEE-ICIT 2010).

[2] Romero Martinez, Jose Mª. “Convertidor de bypass para un panel solar BP585”, 2011

[3] Daniel W. Hart. “ Electrónica de Potencia” , Prentice Hall, 2001.

[4] F. Lasnier, T.G. Ang, “Photovoltaic Engineering Handbook”, IOP Publishing Ltd. 1990.

[5] Sanjaya Maniktala. “Troubleshooting Switching Power Converters. A Hands-on Guide”, Elsevier Inc. 2008.

[6] José Francisco Sanz Requena, “Fundamentos de energía solar fotovoltaica para los grados de titulaciones científico-técnicas”, UEMC. Servicio de Publicaciones. 2009.

[7] Javier Maixé, “Interruptores de potencia”, Apuntes Asignatura Electrónica de Potencia, Ingeniería Técnica Industrial especialidad Electrónica Industrial URV.

[8] http://www.mag-inc.com/ (último acceso: 28-5-2014).

[9] http://www.sidei.cl/pdfs/Carga%20de%20Baterias.pdf (último acceso: 28-5-2014).

[10] http://ocw.unia.es/ciencias-tecnologicas/tecnologia-de-celulas-y-modulos-fotovoltaicos/Materiales/ud1/unidad-1.-la-celula-solar (último acceso: 28-5-2014).

[11] Datasheet PIC18F13K50, http://www.microchip.com (último acceso: 10-1-2014).

[12] http://www.sunearthtools.com/dp/tools/pos_sun.php?lang=es (último acceso: 12-7-2014).

[13] http://www.tropical-rainforest-animals.com/build-your-own-solar-panel.html (último acceso: 28-5-2014).

[14] http://www.lawebdelasenergiasrenovables.com/ (último acceso: 28-5-2014).

[15] http://www.wikipedia.org/ (último acceso: 10-8-2014).

[16] http://es.farnell.com/ (último acceso: 20-8-2014).

[17] http://es.rs-online.com/ (último acceso: 20-8-2014).


140

9. Anexos

9. Anexos - Cargador de baterías basado en un circuito de bypass activo

141

9.1. Código MPPT.C #include <adc.h> #include <delays.h> #include <math.h> #include <p18cxxx.h> #include <p18f13k50.h> #include <pconfig.h> #include <spi.h> #include <timers.h> #pragma config FOSC=IRC, FCMEN=OFF, IESO=OFF, CPUDI V=NOCLKDIV #pragma config PWRTEN=OFF, BOREN=OFF, BORV=30, WDTE N=OFF, WDTPS=32768 #pragma config MCLRE=OFF, HFOFST=OFF, BBSIZ=OFF #pragma config STVREN=OFF, LVP=OFF, XINST=OFF #pragma config CP0=OFF, CP1=OFF, CPB=OFF, CPD=OFF #pragma config WRT0=OFF, WRT1=OFF #pragma config WRTB=OFF, WRTC=OFF, WRTD=OFF #pragma config EBTR0=OFF, EBTR1=OFF, EBTRB=OFF #pragma config USBDIV=OFF, PLLEN=OFF, PCLKEN=OFF #define USE_OR_MASKS #define V12 3 // Canal analógico AN4 #define VBatt 5 // Canal analógico AN5 #define Io 6 // Canal analógico AN6 #define Vgnd 7 // Canal analógico AN7 #define IL 8 // Canal analógico AN8 #define V2 10 // Canal analógico AN10 #define swmode PORTAbits.RA0 //entrada Switch Modo Lineal ON/OFF #define swstate2 PORTAbits.RA1 //entrada Switch Est ado 2 ON/OFF #define swinhibit PORTBbits.RB5 //entrada Switch In hibit ON/OFF #define Control PORTCbits.RC0 //entrada "output de l 555" #define inhibit PORTCbits.RC4 //Salida Inhibit unsigned int Canal[8], r[8], rmed1 = 0, var=0x7FF, var_old=0x7FF, delta=0, Vo_entera, int den=1, n_lim=50, old_state=0, crece=0, dete=0, r_n=0, y_n=1, i, med_delay=0, n=0, state=1, y[4],y3_old=0, dy=0, dy_lim, Hdy=0, dem_camb=0, cambio=0; unsigned char mitadalta, mitadbaja; double t; // -------Definición de funciones------- void escribir_tension(void) //Función de envío de d atos por SPI unsigned char sync_mode=0; unsigned char bus_mode=0; unsigned char smp_phase=0; unsigned char w=0; CloseSPI(); //Cierra módulo SPI si estaba en fu ncionamiento sync_mode = SPI_FOSC_4; bus_mode = MODE_00; smp_phase = SMPMID; if (Vo_entera >= 4096)

Vo_entera=4095; // Para no invadir la zona de 4 b its de control mitadbaja=Vo_entera; mitadalta=(Vo_entera>>8); mitadalta=(mitadalta | 0x10); // 4 bits de confi g 00011111: escribir TRISCbits.TRISC7=0; // en registro A, con 1 mV/bit. PORTCbits.RC7=0; OpenSPI(sync_mode,bus_mode,smp_phase); PORTBbits.RB7=0; //Chip Select WriteSPI(mitadalta); //Inicia envío de d el primer carácter Delay10TCYx (1); WriteSPI(mitadbaja); PORTBbits.RB7=1; //Chip Select


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CloseSPI(); void adconversion(int channel) // Función para le ctura analógica OpenADC(ADC_FOSC_32 & ADC_RIGHT_JUST & ADC_4_TAD,A DC_CH6 & ADC_INT_OFF, ADC_VREFPLUS_VDD & ADC_VREFMINUS_VSS, 0); SetChanADC (channel); // Selecciono canal a conve rtir ConvertADC (); // Comienza conversión while (BusyADC()==1) // espera hasta que se fina lice conversión Canal[channel]=ReadADC(); // Realiza lectura void mediciones(void) // Función actualizar es tado del sistema. med_delay=16383; adconversion(Vgnd); // Mide valor real de la refe rencia [Vgnd] adconversion(VBatt); // Mide carga de batería.

adconversion(V12); // Mide tensión del panel [V1 +V2] adconversion(V1); // Mide tensión del panel bajo. adconversion(IL); // Mide valor sensado de corrie nte IL. void lecturamedia_io(void) // Función que realiza el cálculo del media // de Io con "r_n" muestras r_n=0; n=0; n_lim=20; // Espacio entre cálculo de Io medias [20] while (r_n<4) // Cant. de muestras de Io para calcular la media if (n==n_lim) adconversion(Io); // toma de muestras if (swmode<0.5) r[r_n]=0x03FC & Canal[Io]; // captura Io y filtra los 2 bits menos significativos else r[r_n]=0x03FC & Canal[Io]; //Captura Io y filtra bit r_n++; // menos significativo. n_lim=n_lim+3; //Espacio entre cada muestra [3 ] else n++; //FIN while (r_n) for (i=0; i<r_n; i++) // Cálculo del promedio

if (i==0) rmed1=0; rmed1=r[i]+rmed1; rmed1=rmed1/r_n; // Io promediada void inicializacion(void) OSCCON=OSCCON | 0x70; //Internal Clock 16 MHz TRISAbits.RA4=1; TRISB=0x3F; //RB: 0011xxxx //x=disponibles - n/a TRISC=0x4F; //RC: 01001111 4F PORTBbits.RB7=1; PORTCbits.RC7=1; //CHIP SELECT MCP Delay10TCYx (1); // 10 us adconversion(Vgnd); lecturamedia_io(); y[0]=rmed1; void main (void) inicializacion(); while (1) // START WHILE MAIN inhibit=0; // Desactiva la conmutación var=0x7FF; // reset while(swinhibit==1) // Conmutación habilitada por interruptor inhibit=1; // Desinhibe el controlador LM2722 2


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//--------------------Captura y cálculo medio de Io ---------------------- lecturamedia_io(); //devuelve el promedio de Io en la variable "rmed1" //-------------------------Evalúa si Io CRECE------ ---------------------- y[1]=(int)rmed1; dy=y[1]-y[0]; // calcula el error entre la media ac tual y la anterior Hdy=Hdy+dy; // acumula el error y[0]=y[1]; // guarda Io(t-1) if (swmode<0.5) dy_lim=2; else dy_lim=3; if(Hdy>dy_lim) crece=1; // Io está creciendo Hdy=0; if (swmode>0.5 && dem_camb>0)dem_camb--; else if(Hdy<(-dy_lim)) crece=0; // Io está dec reciendo if (swmode>0.5 && dem_camb < 1 ) dem_camb++; else cambio=1; //flag de cambio de estado O N Hdy=0;

else if(swstate2>0.5 //Estado 2 habilitado?

crece=2; // Io permanece constante if(dem_camb > 2 )

cambio=1; //flag de cambio de estado ON dem_camb++; Hdy=0; //-------------------------CAMBIO DE ESTADOS------- ---------------------- if (cambio > 0) if(state==2) //estado 2 = mantiene ciclo de traba jo

if (crece<0.5 && old_state==0) state=1; // Io decrece y estaba decrementando D

if (crece==1 && old_state==0) state=0;

if (crece<0.5 && old_state==1) state=0; // Io decrece y estaba incrementando D

if (crece==1 && old_state==1) state=1; // Io continua creciendo

else //ESTA EN ESTADO 0 o 1 if (crece<0.5) if (state==1) state=0; // Cambia de estado y D aumenta. else state=1; // Cambia de estado y D disminu ye. else if (crece>1.5) // Si Io no varía cambia a estado 2 old_state=state; // Flag de estado anterior state=2; cambio=0; //flag de cambio de estad o OFF //--------------------------CAMBIO DE ESTADOS------ ---------------------- switch(state) case 0: //-------------ESTADO 0 INREMENTANDO "D" -- ------------------ if (swmode<0.5) delta=65; //Modo Lineal ON/OFF? else if (delta<65) delta=delta+5; else delta=65; break; //------------------------ FIN ESTADO 0 ---- ----------------- case 1: //-------------ESTADO 1 DECREMENTANDO "D"-- ------------------ if (swmode<0.5) delta=25; //Modo Lineal ON/OFF? else if (delta>25) delta=delta-5;


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else delta=25; break; //------------------------ FIN ESTADO 1 ---- ----------------- case 2: //-------------------------- ESTADO 2 ----- ------------------ if(old_state==1) if(swmode<0.5) delta=40; else if (delta<40) delta=delta+5; else if (delta>40) delta=delta-5;

else if(swmode<0.5) delta=60; else if (delta>60) delta=delta-5; else if (delta<60) delta=delta+5;

break; //----------------------- FIN ESTADO 2 ----- ---------------- //---------------------------------LIMITES--------- --------------------- var=var+delta-50; // Valor de salida del sistema má s/menos delta if (var>3112) var=3112; if (var<1200) var=1200; //---------------------------------OUTPUTS--------- --------------------- Vo_entera = var; //VALOR SDI DE SALIDA escribir_tension();

//FIN while(swinhibit==1) //FIN WHILE MAIN //FIN MAIN

cargador de baterías basado en un circuito de bypass...

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