apuntes de electrÓnica - san valero

APUNTES DE

ELECTRÓNICA

Ciclo de Grado Superior: Desarrollo de Productos Electrónicos Módulo: Mto. Equipos Electrónicos

Curso 2009/2010

Apuntes de Electrónica

Índice Tema 1: Teoría de circuitos de corriente continua......................................... Tema 2: El diodo semiconductor.................................................................... Tema 3: Fuentes de alimentación básicas....................................................... Tema 4: Diodos especiales............................................................................. Tema 5: El transistor bipolar (BJT)................................................................ Tema 6: Circuitos con transistor..................................................................... Tema 7: Amplificación................................................................................... Tema 8: El transistor de efecto de campo....................................................... Tema 9: Control de Tiristores......................................................................... Tema 10: El Amplificador Operacional......................................................... Tema 11: El circuito integrado 555................................................................

3 42 57 72 83 95 107 132 150 161 190

M. Equipos Electrónicos – Dpto. Electrónica FSV – Curso 2009/2010 2


TEMA 1:

TEORIA DE CIRCUITOS DE CORRIENTE CONTINUA 1.0. Introducción 1.0.1. Magnitudes eléctricas en el sistema Internacional. Magnitud Símbolo Unidad Abreviatura Intensidad de C. Ele I, i Amperio A Carga electrónica Q, q Culombio C Potencial electrico V, v Voltio V Resistencia eléctrica R Ohmio Ω Conductancia G Siemens S Inductancia L Henrio H Capacidad C Faradio F Frecuencia f Hercio Hz Fuerza F, f Newton N Energía W, w Julio J Potencia P, p Vatio W Flujo magnético φ Weber Wb Densidad de flujo mg B Tesla T Tiempo t Segundo s Múltiplos y submúltiplos del Sistema Internacional Prefijo Factor Símbolo Pico 10-12 p Nano 10-9 n Micro 10-6 µ Mili 10-3 m Centi 10-2 c Kilo 103 k Mega 106 M Giga 109 G Tera 1012 T 1.0.2 Carga y corriente eléctrica

La unidad de la intensidad de la corriente eléctrica, el amperio (A), se define como la intensidad que atraviesa los conductores paralelos de longitud infinita y sección nula, separados un metro en el vacío y entre los que existe una fuerza de 2·107N/m.

De otro modo: Si consideramos la corriente eléctrica como cargas en

movimiento:



V1

Q

1

La carga del electrón es: -e = -1’602 ·10-19 c 1 A supone ≅ 6’24·1018 electrones por segundo pasando por la sección determinada de un conductor. 1.0.3. Potencial Eléctrico

Se dice que el punto 1 tiene un potencial de 1

voltio si para mover desde el punto 0 una carga de 1culombio hay que realizar un trabajo de 1 julio.

i(t) = dq/dt (c/s) I = Q / t Q = I · t

U = W/Q 1V = 1J/1C

1.0.4. Funciones constantes y variables Mayúsculas Magnitudes constantes en el tiempo.

I, U, ...

Minúsculas Magnitudes variables en el tiempo. i i(t) u u(t)

1.0.5. Elementos de circuito

Como elementos de circuito podemos hablar de elementos activos y pasivos.

Elemento activo: fuente de tensión o intensidad capaces de proporcionar energía en una red.

Elementos pasivos: toman energía de las fuentes para transformarla en otro tipo

de energía o acumularla en forma de campo magnético o electrónico. Son: resistencias, bobinas y condensadores.



1.1.Componentes pasivos. 1.1.1. Resistencias

Las resistencias son componentes realizados especialmente para que ofrezcan una determinada resistencia al paso de la corriente eléctrica.

Se puede definir la resistencia eléctrica (R) como la mayor o menor dificultad

que ofrecen las diferentes materiales al paso de la corriente eléctrica. La unidad de resistencia en el sistema internacional es el Ohmio, que se

representa con la letra griega omega: Ω. El Ohmio se define como la resistencia de un conductor al paso de corriente de 1

amperio de corriente eléctrica (intensidad) cuando está sometido a una diferencia de potencial de 1 voltio.

El componente eléctrico denominado resistencia está especialmente diseñado

para ofrecer un determinado valor de resistencia eléctrica: Símbolos: (Normalización Europea) (Normalización Americana) Resistencia de un conductor: (La unidad es el Ohmio pero los KΩ y MΩ son muy utilizados) Depende de tres factores: longitud, sección y resistividad.

RR

R= ρ (l/s)

R = [Ω] ρ= [Ω] l = [m]

s = [m2] ρcobre=1’78·10-18

ρaluminio=2’86·10-18

ρoro=0’23·10-17

La conductividad es la inversa de la resistividad. σ = 1 / ρ σ = [Ωm-1]

ρ= [Ωm]

Esto lo tenemos que tener en cuenta en la longitud y en la sección de los conductores.



1.1.1.1.Tipos de resistencia.

Los más importantes:

• Resistencias de carbón. • Resistencias bobinadas. • Resistencias bobinadas vitrificadas.

Resistencia de película de carbón: en estas el elemento restrictivo es una

finísima capa de grafito cristalizado sobre un cuerpo aislante de forma cilíndrica. La composición y el valor de la capa varía según el valor de la resistencia. (También existen de carbón aglomerado).

Resistencias bobinadas: se utiliza hilo conductor de una resistencia especifica

muy elevada (alecciones como el constantán: 54% de cobre, 45% de níquel y 1% de manganeso, ρ=30Ωm). El hilo conductor se arrolla sobre un cuerpo aislante, generalmente un tubo de cerámica.

Resistencias bobinadas vitrificadas: son una variante de las anteriores, pero se

encuentran recubiertas por un prisma cerámico vitrificado de sección cuadrada y de gran espesor comparado con el tamaño de la resistencia, se utiliza para aislarlas térmicamente de componentes cercanos. 1.1.1.2.Potencia de disipación

Siempre que circule una corriente a través de una resistencia, se produce un incremento de temperatura. El calor así producido es un efecto indeseado por tres motivos:

1) No es aprovechable. 2) La resistencia varía de valor con la temperatura (normalmente T↑ R↑; en

los semiconductores: T↑ R↓ ). 3) El calor generado en las resistencias puede afectar a otros componentes.

El valor de potencia especificado para una resistencia nos indica el valor

máximo que soporta sin destruirse, el cual nunca deberá ser alcanzado. Un criterio correcto de diseño debe conseguir que la resistencia trabaje lejos de su valor límite en potencia.

PR=VR·IR

Decir para concluir que la temperatura ambiente es un factor a tener en cuenta en la disipación. Las dimensiones de una resistencia están en proporción directa con la máxima potencia que pueden disipar y no con su valor óhmico.



1.1.1.3.Valor óhmico y tolerancia de las resistencias.

El valor óhmico de las resistencias no depende del tamaño (como ya hemos indicado) sino de su constitución.

Por la imposibilidad de fabricar todos los valores y para unificar, evitando que

cada fabricante adoptara unos diferentes, en los años 40 del siglo XX la EIA (Asociación de Industrias Electrónicas de EE.UU.) normalizó una tabla de valores, los diferentes grados de tolerancia y precisión. La tolerancia nos habla del margen de error sobre el valor nominal. 1.1.1.4.Indicación del valor de una resistencia.

El valor óhmico de una resistencia se indica por medio de cifras (caso de las bobinadas, por ejemplo) o por anillos de color grabados sobre el cuerpo de la resistencia (caso de las de carbón).

Ventajas del sistema de anillos:

- Visibilidad en resistencias pequeñas. - Legibles desde cualquier punto de vista

Inconvenientes:

- Impresión más cara. - Memorización de un código.

Código de colores: Para series E6, E12 y E24.

Plata +/-10% Tolerancia Oro +/-5% Tolerancia Ninguno +/-20% Tolerancia

Negro 0 Marrón 1 Rojo 2 Naranja 3 Amarillo 4 Verde 5 Azul 6 Violeta 7 Gris 8 Blanco 9

1ª Cifra

2ª Cifra

Nº de ceros

Tolerancia



Código de colores para series E 48 o E96:

Colores de cifras El mismo que las series anteriores. Excepto: Oro 10-2

Plata 10-1

En el factor multiplicativo:

Tolerancia: Marrón +/-1%

Rojo +/- 2% Cinco anillos:

ToleranciaCifras

N cerosº de

1.1.1.5. Resistencias ajustables y potenciómetro.

Las resistencias ajustables: disponen de un dispositivo móvil que permite al técnico ajustar su valor, con el fin de que sea el adecuado al circuito , para posteriormente permanecer fijo. Hasta que, si fuese el caso, se hiciese necesario un nuevo ajuste.

Los potenciómetros: disponen de tres terminales y pueden ser utilizados bien

para un ajuste definitivo o bien para mandos exteriores de equipos (ej. volumen).

M. Equipos Electrónicos – Dpto. Electróni rso 2009/2010 8ca FSV – Cu


1.1.2. Condensadores

Los condensadores son dispositivos capaces de almacenar una determinada cantidad de electricidad, almacenan cargas eléctricas. Y podemos decir que “se cargan en tensión”.

En esencia todo condensador está compuesto por dos superficies conductoras,

llamadas armaduras, puestas frente a frente y aisladas entre sí por un material dieléctrico.

Símbolos:

Existe una gran variedad de tipos de cElectrolíticos. También existen condensado

La capacidad (C) es la propiedad carga eléctrica. La unidad de capacidad esun condensador que con una cantidad de elede 1 voltio entre sus armaduras

- - - -

+ + + + +

Dieléctrico

General Elec

Ajustable V

CQV

+

VQC =

Placas o armaduras

M. Equipos Electrónicos – Dpto. Electrónica FSV –

ondensadores: Cerámicos, Metalizados y res ajustables (trimmers) y variables.

que tienen los condensadores de almacenar el faradio (F): un faradio es la capacidad de ctricidad de 1 culombio produce una tensión

trolítico

ariable

= [F] Capacidad
= [C] Carga ecléctica = [V] Tensión entre pilas
Curso 2009/2010 9


La capacidad del condensador depende de las características constructivas del mismo.

1.1.2.1.Múltiplos y submúltiplos.

1 milifaradio (mF) 10-3 F 1 microfaradio (µF) 10-6 F 1 nanofaradio (nF) 10-9F 1 picofaradio (pF) 10-12F

1.1.2.2. Tensión máxima del trabajo.

Es el valor máximo que se le puede someter en tensión, si se supera el condensador se destruirá, pudiendo incluso ser peligroso. Especialmente en el caso de los condensadores electrolíticos. En estos no sólo por exceso de tensión, sino también por polaridad inversa, la cual provoca una generación de gases que pueden llevar a una explosión del componente, con riesgo especialmente para los ojos. 1.1.2.3.Indicación del valor.

A diferencia de las resistencias en los condensadores existe una gran variedad en las formas de indicar su valor. La utilización del código de colores, antiguamente extendida también entre los condensadores, está hoy en desuso; y nos encontramos con que en cada condensador se haya serigrafiado su valor. Si bien es necesario tener en cuenta que cuando hay tres cifras la última suele ser el número de ceros, y que si no se indica unidad el valor se da en picofaradios. 1.1.3. Bobinas.

También llamadas inductancias. Una bobina o inductancia es un dispositivo formado por un arrollamiento de hilo

conductor bobinado normalmente sobre un núcleo, especialmente diseñado para acumular energía magnética. De la misma manera que los condensadores almacenan energía en forma de cargas eléctricas que se manifiestan en tensión, las bobinas almacenan energía magnética en forma de corriente se “cargan en corriente” como los condensadores en tensión.

Símbolos:

La magnitud que caracteriza a una bobina es su inductancia (L), cuya unidad es el Henrio [H].



1.2. Fuentes de tensión y de corriente. Concepto de circuito eléctrico. 1.2.1. Fuente de tensión (Generador de tensión).

Para que cualquier circuito eléctrico funcione, debe existir una fuente de energía eléctrica. Una fuente de energía eléctrica es una fuente de tensión o bien una fuente de corriente.

Fuente ideal de tensión: produce una tensión de salida constante para cualquier

carga, ya que ri = 0, sólo se producen variaciones de corriente en función de la carga. Fuente de tensión: toda fuente de tensión tiene en realidad una resistencia interna ri, lo que provoca que al paso de la corriente aparezca una d.d.p. y no toda la tensión de la fuente ideal llega a la carga.

RL

i

+

I+

Lo ideal es que ri << R En corriente continua u

En C. A

M. Equipos Electrónicos – Dpto. Ele

r

I

RL

L, para fuentes de tensión (no de potencia).

samos normalmente el siguiente símbolo:

V

:

ctrónica FSV – Curso 2009/2010 11


1. Fuentes de corriente (Generador de corriente) Una fuente de tensión ha de tene

2.2.

r una resistencia interna en serie con el enerador ideal de valor muy pequeño. Una fuente de corriente la ha de tener de valor

fuente de corriente ideal produce una corriente de salida que no depende de la arga, lo que variará con la carga es la tensión (es la situación inversa a la fuente de nsión).

Corriente continua:

gelevado en paralelo con el generador ideal. Lacte

modo,

Corriente alterna

el sentido de circulac

: Sntido de circulación de la

1.2.3.

generadores) estén eléctrica

se

Concepto de circuito

Nos encontramos a

receptores (cargas eléctricas

II

Símbolo:

I

RL I

V

M. Equipos Electrónicos – Dpto.

ri

Siempre la misma polaridad en la fuente. O dicho de otro ión de corriente va a ser siempre el mismo

e produce un cambio periódico de polaridad. Esto es, el corriente eléctrica varía periódicamente.

na o más fuentes (o mente conectadas (mediante algún conductor) a uno o más

o

riente ue parte del positivo (sentido convencional) recorre la

egativo masa).

entido convencional: + - Sentido real electrónico: - +

eléctrico.

nte un circuito eléctrico cuando u

mponentes, circuitos eléctricos).

Es un circuito cerrado por el que circula una corqcarga (R) y vuelve a la fuente (al n S

, c

Electrónica FSV – Curso 2009/2010 12


Circuito abierto: 1.2.4. Generadores dependientes

Una fuente de tensión dependiente es aquella en la que cambian sus características según sean las condiciones de determinados circuitos.

Lo mismo se puede decir de las fuentes de intensidad dependientes.

1.3. Ley de Ohm y potencia en circuitos resistivos.

.3.1. Ley de Ohm. 1 La tensión en extremos de un conductor es directamente proporcional a la

O lo que es lo mismo: la intensidad que circula por un conductor es directamente roporcional a la tensión e inversamente proporcional a la resistencia:

corriente que circula por él y a la resistencia que ofrece al paro de esa corriente:

No hay circulación de corriente

V=R·I

V

p

RVI =

V = [V] voltios I = [A] Amperios

R = [Ω] Ohmios



1.3.2. Potencia eléctrica. Potenc tida de tra jo rea

rico es:

1Jullio = 1Culombio ·1Voltio

Q = I·t

Z = I·V·t

ia es la can d ba lizado en la unidad de tiempo. El trabajo eléct

Z = Q·V

Como:

P = = V · I ·T

T

Z

T

M. Equipos Electrónicos – Dpto. Electró

Tenemos que:

V·I =

nica FSV – Curso 2009/2010 14


1.4. A

os o más resistencias están conectadas en serie cuando son atravesados por la

misma corriente una a continuación de otra. Esto es, no se trata de la misma porque sea del mismo valor, sino que tiene el mismo valor porque es la misma.

De otro m

= I =

V =VR1 T + R2 · + R3 · IT

V = I ·R

uivalen a una única (Req) ue es la suma de las tres.

Generalizando erie equivale a una única resistencia cuyo valor es la suma de las resistencias en serie.

sociación de resistencias 1.4.1. Resistencias en serie.

D

odo: I I2 = I3

I

R1 R2 R3

I+ -

V

R1

R2

R3

It

T 1

+ VR2 + VR3 = R1 · I

VT = IT (R1 + R2 + R3)

T T equivalente

Visto desde la fuente las tres resistencias en serie eqq

: Un circuito de resistencias en s

Req serie = R1 + R2 + ----------- +Rn



1.4.2. Resistencias en paralelo.

Las resistencias están conectadas en paralelo cuando todas ellas están conectadas a los puntos comunes:

VT = V1 = V2 = V3 =V

T

VT

IT = I1 + I2 + I3 + I4

IT = VT /R1 +VT /R2 + IT = VT (1/R1 +1/R2 + IT/VT= 1/R1 +1/R2 + 1/Req = 1/R1 +1/R2 +

Generalizandresistencias en paracomponentes. Para n resistencias ig 1/Req = 1/R1 +1/R2 R1 = R2 = -------- = R 1/Req = 1/R +1/R + - n fracc 1/Req = (1+1+ ---- + Intuitivamente : con

M. Equipos Electrónicos

I

4

I1 I2I3

I4

VT /R3 +VT /R4

1/R3 + 1/R4)

1/R3 + 1/R4

1/R3 + 1/R4

o: la inversa de la resistencia equivalente de un circuito de lelo es igual a la suma de las inversas de las resistencias

uales:

+ ------- +1/Rn

n = R

------ + 1/R

iones

1)/R = n/R Req = R/n

dos resistencias iguales Doble de I ½ de R

– Dpto. Electrónica FSV – Curso 2009/2010 16


1.4.2. Asociación mixta de resistencias.

Las conexiones mixtas son combinaciones de conexiones en serie y en paralelo de resistencias. Para resolver estos circuitos se deben hacer independientemente los montajes en serie y en paralelo que los componen.



1.5 Asociación de condensadores

Al igual que las resistencias los condensadores se pueden asociar en serie, en paralelo o en mixto.

1.5.1. Asociación de condensadores en serie.

I

VT

Sabem

corrie

que la

M. Equ

o

nte eléc

Q1=I·t

Como Tengo

La cap resiste

s ya q

Al est

VT = V

ipos Elec

C1

C2

Cn

= V1 + V2 + ...+VN

recordar el dieléctrico) a la misma trica todos los condensadores almacenarán la misma carga:

; Q2=I·t; ... ; Q

la car

: Q1 = Q2 = ...

VT= Q· (1/C1 + 1/C2 +...+1/Cn)

Como: V= Q/C VT= Q/Cef VT=Q · (1/Ceq)

1/Ceq = 1/C1 +1/C2+ ...+1/Cn

acidad equivalente de condensadores en serie se calcula del mismo modo ncia equivalente de un circuito de resistencias en paralelo.

ue en serie: VT

ar sometidos (que no “recorridos”,

Q=I·T

n=I·t

ga es también: Q=C·V V=Q/C

= Qn = Q

1 +V2 + ... + Vn = Q/C1 + Q/C2 +...+Q/Cn

trónicos – Dpto. Electrónica FSV – Curso 2009/2010 18


1.5.2. Asociación de condensadores en paralelo.

I VT

Las caidas de tensión son la misma por estar en paralelo:

V1 = V2 = ... = Vn = VTLuego como Q =C·V la carga de cada condensador depende de su capacidad.

Siendo la carga total a la suma de las cargas parciales. QT = Q1 + Q2 + ...+ Qn = C1·VT + C2·VT + Cn·VT QT = (C1 +C2+ ...+Cn)·VT

Como: Q = Ceq · VT Podemos decir que: Ceq = C1 + C2 + ... +Cn

La capacidad equivalente de condesadores paralelo se calcula del mismo modo que la resistencia equivalente de un circuito de resistencias en serie. 1.5.3. Asociación mixta de condensadores.

Se deben de seguir las mismas pautas ya marcadas en los circuitos de resistencias. Resolviendo por pasos el circuito.



1.6. Asociación de bobinas (inductancias)

Al igual que la resistencias y los condensadores se pueden las inductancias conectar en serie, paralelo o mixto. 1.6.1. Asociación de bobinas en serie

La fuerza electromotriz autoinducida en una bobina es:

e = -L · (∆I/∆t)

r la misma intensidad, tenemos una et que es suma d

et =e1 + e2 + ... +en

t = -L1 (∆I/∆t) – L2 (∆I/∆t) – ... – Ln (∆I/∆t)

et = - (L1+L2+...+Ln) (∆I/∆t)

et = -Leq · (∆I/∆t) Leq = L1 + L2 + ... +Ln (como en las resistencias) 1.6.2. Asociación de bobinas en paralelo

En serie, al estar recorridas poe las parciales:

e

omotrices autoinducidas son iguales:

. . . = en = e

∆t: Es el mismo incremento para todas.

Al estar en paralelo todas las fuerzas electr

e1 = e2 =

Las intensidades son: IT =I1 + I2 +. . . +In

Como: e = -L (∆I/∆t) ∆I = -e/L · (∆t) De ahí: ∆IT = ∆I1 + ∆I2 + . . . +∆In



∆IT = e/L1 (∆t) – e/L2 (∆t) - . . . – e/Ln (∆t)

. 1/Ln) e · ∆t

IT = ( (como resistencias en paralelo)

1.6.3 Asociación de bobinas en mixto. Se opera paso a paso, como en las resistencias.

∆IT = - (1/L1 + 1/L2 + . .

- e/Leq) · ∆t 1/Lef = 1/L1 + 1/L2 + . . . +1/LnA



1.7. El condensador en Corriente Continua 1.7.1. Circuito RC: carga y descarga de un condensador.

Consideraremos:

- El momento inicial. - El momento final (régimen permanente). - El transito de carga – descarga (régimen transitorio).

1.7.1.1. Carga del condensador.

a) Momento inicial: condensador descargado (t=0).

Para el momento inicial, con el condensador descargado, tenemos que el condensador es igual a un corto-circuito con Vc = 0v.

I (t=0) = Vcc / R

b) Momento final: condensador cargado (t= ∞).

y equivale a un interruptor abierto. No hay corriente.

La tensión en el condensador es Vcc

Vcc

c) Proceso de carga (0 ∞): La tensión en el condensador crece de modo

exponencial según la expresión:

Vc (t=0) = 0

Vc(t) = Vcc (1 – e –t/ RC) Vc (t= ∞) =Vcc

I (t= ∞)=0



La tensión en la resistencia será:

VR(t) = Vcc – Vc (t) = Vcc – Vcc (1 – e-t / RC) VR (t=0) = Vcc

VR(t) = Vcc * e – t/ RC VR (t=∞) = 0 La intensidad seguirá el decrecimiento exponencial de la tensión en la resistencia.

i (t) = VR(t) / R = (Vcc /R )·e –t/ RC

Representado el proceso: Todo lo anterior se podía deducondensador de carga o descarga:

Vc(t) = V

Vf =Vcc Con Vc(t) = Vc Vi = 0

Vc

VR

i

t

La constante de tiempo:El denocomo el cociente ha de ser adimensionaque las unidades de RC son seguidas. Atiempo.

M. Equipos Electrónicos – Dpto. Electrónica FS

t

t

cir de la expresión general de la tensión en el

f + (Vi - Vf) e –t/ RC

c (1 – e-t/ RC)

minador del exponente es el producto RC y l al ser el numerador tiempo podemos deducir ese producto se le denomina constante de

τ= R·C

V – Curso 2009/2010 23


Para un t = 4τ o sea t = 4RC se considera que el condensador está ya cargado.

Vc (t) = Vcc (1 – e -4RC / RC) = Vcc (1 –e– 4 ) = Vcc (1 – 0’018) = = Vcc (0’982) El 98’2% de la tensión total

Hay quienes prefieren 5τ 99’3%. Pero, salvo que circunstancias excepcionales

lo justifiquen, es absurdo esperar una constante de tiempo más para un incremento de carga del 1%.

Duración del transitorio = 4τ 1.7.1.2. Descarga del condensador

Es el proceso inverso:

a) Momento inicial: Condensador cargado (t=0)

Condensador ≡ Generador de C.C. Vc =Vcc

b) Momento final: Condensador descargado (t= )

Vc (t= ) = 0 I (t= ) = 0

c) Transitorio de descarga:

eneral:

Vc (t) = Vf + (Vi - Vf) e –t/RC

Y sustituyendo las condiciones inicial y final: Vf = 0

Vc(t) = 0 + (Vcc - 0) Vi = Vcc

Partiendo de la formula g

e –t/RC

i (t=0) = Vcc/R



M. Equ

Vc (t) = Vcc · e Descarga

Vc (t) = VR (t) –t/RC

Luego en la descarga Vc (t), VR (t) e i (t) decrecen exponencialmente.

-t/RC

i (t) = (Vcc / R) · e

Vc (t)

VR (t)

i

t

t

Vc

VR

i

-Vcc

(t) t

-Vcc

ipos Electrónicos – Dpto. Electrónica FSV – Curso 2009/2010 25

Un proceso de carga-descarga

Negativo porque el sentido de la corriente es contrario al del proceso de carga.

- +

t

t

t

(t)

(t)

(t)


Lo que se puede decir de la sión en el condensador se puede decir de la intensidad en la bobina.

descarga de una bobina.

1.8. La bobina en corriente continua

Se comporta de manera opuesta al condensador. ten 1.8.1. Circuito RL: Carga y

1.8.1.1. Carga de la bobina

a) Momento inicial (t=0)

L se comporta como un circuito abierto

) (Régimen permanente)

L se encuentra como un corto-circuito

V = Vcc L I = 0

b) Momento final (t =

VL = 0 I = Vcc / R



c) Transitorio: De la expresión general.

VL (t) = Vf + (Vi - Vf) e –tR/L

Vi = Vcc

VL (t) = 0 + (Vcc – 0) e –tR/L

Vf =0

VL (t) = Vcc · e –tR/L

Luego se produce un decrecimiento exponencial de Vcc a cero.

VR (t) = Vcc – VL (t) = Vcc – Vcc·e –tR/L

VR (t) = Vcc (1- e –tR/L ) VR crece exponencialmente de cero a Vcc.

i(t) = VR (t)/R = (Vcc/R) (1 - e –tR/L) La intensidad crece exponencialmente de cero a Vcc/R.

VL (t)

VR (t)

i(t)

t

t

t

Constante de tiempo:

Para que tR/L sea adimensional R/L = [s-1] L/R tiene dimensiones de tiempo y lo denominaremos constante de tiempo de la bobina.

τ = L/R



Por el mismo motivo que en el caso de un condensador consideremos concluido el proceso de carga en 4τ. Luego el transitorio dura 4τ. 1.8.1.2. Descarga de la bobina. Es importante ver lo que ocurre con la VL: Carga: Descarga: Se mantiene el se

a) Momento inicial: VL = -Vcc I = Vcc / R

b) Momento final:

VL = 0 I = 0

c) Transitorio de descar

VL = Vf + (V Vi = -Vcc

Vf =0

VR (t) = Vcc

i(t) = (Vcc/ R

I

+

+

Hay un decrecimient


+

ntido de

ga:

i - Vf)·e

· e –tR/L

) · e –tR

o expon

Electróni

la corriente, per

–tR/L

VL(t) = -Vcc ·e

/L

I

Positivo: pcorriente,

Sóca

encial en todas.

ca FSV – Curso 200

o ahora generada por la L:

unto de donde sale la luego cambia VL.

+

+

–tR/L

lo expresa la relación con el proceso de rga

9/2010 28


t

t

t

VL (t)

VR (t)

i(t)

Como conclusión decir que:

- El condensador se opone a los cambios bruscos de tensión. - La bobina se opone a los cambios bruscos de corriente.



1.9. Leyes de KIRCHHOFF 19.1. Definiciones Nudo: Punto de un circuito o red donde concurren más de dos conductores. Rama: Conjunto de todos los elementos de un circuito comprendido entre dos nudos consecutivos. Malla: Conjunto de ramas que forman un camino cerrado en un circuito y que no puede subdividirse en otros, ni pasar dos veces por la misma rama. Ejemplo:

Nudos: a, b, c y d Ramas: ab, bd, bc, ad, dc yMallas: abda, dbcd y adca 1.9.2. Primera ley de Kirch La suma algebraica cero. Es decir, la suma decorrientes que salen, esto esy negativo a las que salen.

∑


R1

ac

hoff (Ley de las corrientes)

de todas las intesidades que concurren en un

todas las intensidades que entran es igual a así porque asignan signo positivo a las corrie

2

c

Corrientes que entran: + Corrientes que salen: - =ni

10

Electrónica FSV – Curso 2009/2010

R7

R6

R4
R5
R2

E2

R3
E3
nu

lant

E

a

b

d

do es igual a

suma de las es que entran

N

30


I1

I5

I2

I3

I4

I6

I1 + I2 + I5 + I6 = I3 +I4

1.9.3. Segunda ley de Kirchhoff (ley de las tensiones). En toda malla o circuito cerrado la suma algebraica de los voltajes alrededor de ella es cero. Aplicar esta ley requiere un convenio de signos:

• Si es un generador: su valor es positivo cuando la corriente sale por su positivo. Si la corriente entra por positivo la tensión será negativa.

• Si es una resistencia: Se considerará el positivo aquel por el que entra la corriente. Y a la hora de sumar tensiones esa sera negativa, al entrar I por positivo.

I

Ejemplo sencillo:

I VT = R1·I + R2·I + R3·I



1.10 Teorema de Thevenin (Un teorema es una afirmación que se puede probar matemáticamente). Definición de la tensión y resistencia Thevenin Tensión Thevenin (VTH): Se define como la tensión que aparece entre los terminales de la carga cuando se desconecta la resistencia de carga, (tensión en circuito abierto). Resistencia Thevenin (RTH): Es la resistencia que un ohmetro mide a través de los terminales de la carga cuando todas las fuentes se anulan y la resistencia de carga se abre. Nota:

- Anular una fuente de tensión Cortocircuito. - Anular una fuente de corriente Circuito abierto

Teorema: Cualquier circuito con fuentes continuas y resistencias lineales puede ser sustituido entre dos puntos por una fuente de tensión de valor VTH y una resistencia en serie de valor RTH.

Ejemplo:

a) ¿Cuáles son la tensión y la resistencia Thevenin en el circuito de la figura?

V

TH:

VTH = 24v

I = 72 / 9k = 8mA VAB = 8mA·3K = 24v




RTH:

Equivalente Thevenin:

b) ¿Cuál es el valor de la corriente por la carga para los siguientes valores de RL: 2K, 6K y 18K? ¿Qué ventajas aprecias sobre hacerlo sin el equivalente? IL = 24v / (6k + 2k) =3mA IL = 24v / (6k + 6k) = 2mA IL = 24v / (6k + 18k) = 1mA

RTH = 6K


1. 11 Teorema de Norton: Corriente de Norton (IN): Se define como la corriente por la carga cuando la resistencia de carga cortocircuita. Resistencia Norton (RN): Es la resistencia que un óhmetro mide en los terminales de la carga cuando todas las fuentes se anulan y la resistencia de carga está abierta.

Teorema: Cualquier circuito con fuentes continuas y resistencias lineales puede

ser sustituido entre dos puntos por una fuente de corriente de valor IN y una resistencia en paralelo de valor RN. Ejemplo: Convertir el ejemplo anterior a un equivalente Norton.

IN = 24 / 6K =4mA

RN = 6k

4mAK

A

M. Equipos Electrónic

6

os – Dpto. Ele

B



1.10. Equivalentes Thevenin y Norton de generadores.

Equivalente Norton: Todo generador de tensión con una R en serie es equivalente a uno de corriente con la misma R en paralelo. Donde el generador de corriente tiene una i(t) = u(t)/R, siendo u(t) la tensión del generador de tensión.

Equivalente Thevenin: Todo generador de corriente con una R en paralelo es

equivalente a uno de tensión con la misma R en serie donde u(t) = R·i(t), siendo i(t) la corriente del generador de corriente.

Equivalente Thevenin u(t)=R*i(t)

Equivalente Norton i(t) = u(t)/R

1.10.1. Ejemplos de aplicación.

a) Hallar el circuito equivalente visto desde AB:

Aplicando las equivalentes Thevenin y Norton.

Aplicando Norton

Equipos Electrónicos – Dpto. Electrónica FSV – Curso 2009/2010

I = 72v/2k I = 36mA

Ej. Thevenin

M. 35


Norton

I = 36v / 2k I= 18mA

Thevenin

V = 36mA·1k V = 36 v

V= 18mA ·1k V= 18v



Circuito equivalente visto desde AB

b) Hallar el circuito equivalente visto desde AB: Aplicando los equivalentes Thevenin y Norton

M. Equipos Electrónicos – Dpto. Elect ica FSV – Curso 200

I

I

R·I

R·I

V = I·R

V = I·R

Thevenin

2R

2R

2R

2R

2R

9/2010 37
rón2R
2R

2R


I / 2

I / 2

VV

I / 2

I / 2

Norton

(1)

I / 2

I / 2

En el punto (1) llegan I/2 no hay corriente, lo quito:


2R

2R

I

=2R·(I/= R·I

y salen h

nica FSV –

2R

2R

/ 2

2)

acer omisa I/2, luego por el cable horizontal

Curso 2009/2010

2R

Thevenin
2R
38


1.13. Principio de superposición

En un circuito con más de un generador el efecto producido total es igual a la suma algebraica de los efectos producidos por cada generador considerado individualmente. 1.13.1. Ejemplos.

a) Resolver la tensión en R1 y R2 aplicando el principio de superposición:

Anulamos V2 (las fuentes de tensión se cortocircuitan):

RT = 5kΩ I = 50v /5KΩ = 10mA V1a = R1·I = 2k·10mA = 20v V2a = R2·I = 3k·10mA = 30v

Anulamos V1:

/ 5K = 2mA V1b = R1 * (-I) = 2k· (-2mA) = -4v V2b = R2 * (-I) = 3k ·(-2mA) = -6v

V1T = V1a + V1b = 20 + (-4) = 16v = 40v V2T = V2a + V2b = 30 + (-6) = 24v

I = 10v



b) Resolver por suspensión. a)

V1 = 10v

V2 = 6sen ωt

b)

6 sen ωt

Total: IR = (10 + 6 sen ω VR = (10 + 6 sen

V1 10v

V2 6 sen ωt

VR 10v

M. Equipos Electrónicos – Dp

I = 10 /1K = 10 mA VR = 10v

I = 6 sen ωt· V/1k = 6*sen wt *mA VR = 6 sen ωt V

t)mA ωt)V

to. Electrónica FSV – Curso 2009/2010 40


1.14. Aproximaciones Hay diferentes precisiones a la hora de calcular circuitos para caracterizar a los elementos eléctricos y electrónicos.

- Primera aproximación: ideal - Segunda aproximación: algunas características más, pero sólo las más

relevantes. - Tercera aproximación: Todas las características, incluso las poco

importantes.

Ejemplo: cable paralelo:

Ideal 3º2º

0Ω

Disponible: C y L. Pero en algunas condiciones de trabajo son muy importantes

R

En algunas ocasiones

Normalmente



TEMA 2: EL DIODO SEMICONDUCTOR 2.1 CONDUCTORES Son materiales conductores aquellos que permiten fácilmente la circulación de la corriente eléctrica, esto es, el movimiento de electrones a causa de una diferencia de potencial entre los extremos del conductor. Dado que, como hemos dicho, la corriente eléctrica son electrones en movimiento, serán materiales buenos conductores aquellos que dispongan de electrones capaces de circular cuando al material se le somete a una diferencia de potencial eléctrico. Por eso los mejores conductores son aquellos cuyo átomo en su última órbita tiene un solo electrón. Esta órbita se conoce como órbita de Valencia.

29+

Átomo de cobre. Número atómico: 29

2n2 Siguiendo el modelo de Rutherfor (1911), que a pesar de su inexactitud resulta muy didáctico para una primera aproximación a nuestro tema, podemos observar en la figura como un único electrón en la última capa del átomo de cobre va a ser el motivo de que éste sea fácilmente extraíble del átomo, dada la débil fuerza con que es atraído por el núcleo , convirtiéndose así en un electrón libre. En una aproximación mayor a la realidad hablaríamos de niveles de energía, y el electrón de valencia es en este caso el que dispone de un mayor nivel de energía, y por tanto, para liberarse de la atracción del núcleo necesitará un aporte de energía exterior inferior a la que necesitarían otros electrones del mismo átomo.

Los mejores conductores son: el cobre (Cu, número atómico=29), la plata (Ag, número atómico=47 ), y el oro (Au, número atómico=79). Que pertenecen a la misma columna del sistema periódico.



2.2. SEMICONDUCTORES Hemos visto que un elemento con un electrón de valencia es un buen conductor de la corriente eléctrica. En el otro extremo tenemos que un elemento con ocho electrones de valencia es un buen aislante de la corriente eléctrica. Esto último es así porque la estabilidad química de un elemento se da con ocho electrones de valencia. Es un hecho estudiado y del que se han extraído leyes experimentales, pero del que se desconoce el motivo. Esta estabilidad hace que para extraer electrones de un átomo con ocho electrones en su última capa haya que suministrar un nivel de energía muy elevado, siendo a temperatura ambiente un aislante casi perfecto. Entre conductores y aislantes se encuentran los semiconductores, que son aquellos elementos que poseen cuatro electrones en su última capa, y cuyas propiedades son por tanto intermedias entre aislantes y conductores. Los más importantes son el Silicio (Si, número atómico=14) y el Germanio (Ge, número atómico=32). El primer semiconductor en ser utilizado en la industria electrónica fue el germanio, debido a que el silicio, cuyas características eran mejores, necesitaba una tecnología para su manejo que tardo más tiempo en desarrollarse. El gran inconveniente del germanio era que los dispositivos electrónicos fabricados con él tenían una corriente inversa excesivamente elevada. Por eso, en cuanto se pudo usar el silicio, que es uno de los materiales más abundantes en el planeta, el germanio quedo reducido a usos marginales.

14+

El átomo de silicio con cuatro electrones de valencia 2.2.1. El cristal de silicio Con lo dicho anteriormente podríamos llegar a pensar, en un primer momento, que un cristal de silicio tendrá las características de un semiconductor. Pero no es así, sino que nos encontramos con que el cristal de silicio se comporta a temperatura ambiente como un aislante. ¿A qué es esto debido? Al tipo de enlaces que establecen los átomos de silicio en el cristal: el enlace covalente. El enlace covalente se forma cuando



los átomos se unen compartiendo electrones. Los electrones compartidos son atraídos por los núcleos de todos los átomos implicados en el enlace.

S

S

S S

S En la figura superior podemos observar cómo en el enlace con el átomo central cada átomo comparte un electrón con él y el comparte cada uno de sus cuatro de valencia con cada uno de los átomos que le rodean. El resultado es que el átomo central tiene ocho electrones de valencia, poseyendo así la situación más estable para un átomo. Esto se repite en toda la estructura del cristal, de modo que cada átomo que lo forma tendrá ocho electrones de valencia. Con esta estabilidad electrónica nos encontramos ante un material aislante. Pero en la realidad esa perfecta estructura tendrá imperfecciones físicas (los átomos de la superficie van a quedar sin algún enlace). O electrones que sí sean capaces de escapar de esos enlaces, y puedan crear por tanto una corriente eléctrica, aunque eso sí, de valor muy pequeño. 2.2.2. Efecto térmico en un cristal de silicio Creación de huecos: La temperatura es movimiento de la materia. En el cero absoluto, 0 grados Kelvin (-273ºC), nos encontraríamos en ausencia de toda vibración. Por encima de esa temperatura los átomos comienzan a vibrar. A temperatura ambiente nos encontramos, por tanto, con que el cristal de silicio se encuentra en sus átomos sometido a una vibración, más intensa a mayor temperatura. Este hecho puede suministrar la suficiente energía a un electrón de valencia para que se libere del átomo, pasando así a ser un electrón libre. A mayor temperatura mayor cantidad de electrones libres por efecto térmico. Por cada electrón libre se ha generado igualmente un “hueco”, esto es, un enlace covalente incompleto susceptible de captar electrones libres. El tiempo desde que un electrón escapa de su enlace, hasta que es atraído por un hueco, se denomina tiempo de vida; y al hecho mismo de caer el electrón en el hueco:



recombinación. El tiempo de vida de un electrón libre oscila entre unos nanosegundos y varios microsegundos. A electrones y huecos se les denomina portadores de carga. 2.2.3. Semiconductor intrínseco Se denomina semiconductor intrínseco a un cristal puro, sin impurezas. Como hemos anteriormente este tipo de cristal no es conductor debido a los enlaces covalentes. Sin embargo, debido al efecto térmico nos encontramos con unos electrones libres que sí son capaces de crear una corriente eléctrica (pequeña a temperatura ambiente). Esta corriente, según se observe desde los huecos o desde los electrones libres, se denomina flujo de huecos o flujo de electrones libres. 2.2.4. Semiconductor extrínseco (Dopado) Un semiconductor extrínseco es aquel al que se le han incorporado impurezas, esto es, todos sus átomos no son del elemento semiconductor. A este proceso se le denomina dopaje, y al cristal resultante semiconductor dopado o extrínseco. El objetivo del dopaje es modificar las características conductivas del cristal. Se realizan dopajes con dos tipos de impurezas: pentavalentes (cinco electrones de valencia) y trivalentes (tres electrones de valencia), vamos a ver el por qué y las consecuencias. Dopado Pentavalente. Semiconductor tipo N: Al introducir elementos con cinco electrones de valencia, como son el fósforo (P), el arsénico (As) y el antimonio (Sb), nos encontraremos con la siguiente clase de enlaces:

S

S S

S Ese quinto electrón del fósforo “sobra” para poder realizar el enlace c te y ovalense convierte en un electrón libre

De modo que este tipo de dopaje busca crear electrones libres en el cristal semiconductor. A este tipo de semiconductor dopado se le denomina de tipo N (N=negativo), y se caracteriza por ser sus portadores mayoritarios los electrones (a los pocos que se producen por energía térmica se les unen los procedentes de las impurezas) y los minoritarios los huecos (creados por energía térmica).



Dopado Trivalente. Semiconductor tipo P: Al introducir elementos con tres electrones de valencia, como son el boro (B), el aluminio (Al) y el galio (Ga), nos encontraremos con la siguiente clase de enlaces:

S

S S

S Al tener un electrón menos no puede completar los cuatro enlaces covalentes y se genera un hueco.

De modo que este tipo de dopaje busca crear huecos en el cristal semiconductor. A este tipo de semiconductor dopado se le denomina de tipo P (P=positivo), y se caracteriza por ser sus portadores mayoritarios los huecos (a los pocos que se producen por energía térmica se les unen los procedentes de las impurezas) y los minoritarios los electrones (creados por energía térmica). 2.3 UNIÓN P-N: EL DIODO SEMICONDUCTOR Cristal P Cristal N Al unir un cristal P con un cristal N: Unión P-N



Esta unión recibe el nombre de diodo de unión o diodo semiconductor. La palabra diodo es un contracción de dos electrodos (di = dos). La realización práctica parte de un cristal puro de silicio en el que se difunden dos zonas de impurezas, una P y otra N. 2.3.1. Fenómenos en la Unión Si observamos el último dibujo podemos darnos cuenta de que en la zona de frontera tenemos por un lado electrones libres y por otro huecos. De modo que electrones libres del cristal N próximos a la unión la atravesarán para ir a car en huecos próximos de la zona N. Este proceso deja iones positivos en el cristal N e iones positivos en el cristal P, ambos en la zona de la unión.

A esta zona libre de portadores se la conocecomo Zona de deplexión.



Además esta zona de deplexión es la causa de una Barrera de Potencial motivada por los dipolos creados por los iones positivos y negativos. Estos iones están generando un campo eléctrico, el cual crece según se van formando los iones y que detiene su crecimiento cuando el valor que alcanza impide que más electrones se difundan a través de la unión de la zona N a la P; al ser rechazados por el potencial negativo que encuentran en la zona P de la unión. El valor de la barrera de potencial es una característica propia del material. A una temperatura de 25ºC el diodo de silicio tiene una barrera de potencial de 0´7 V, mientras que el germanio la tiene de 0´3 V. 2.4 EL DIODO POLARIZADO Hasta ahora hemos descrito el diodo semiconductor en sí mismo. Ahora vamos a comenzar a intuir sus aplicaciones, las cuales son siempre en el conjunto de un circuito eléctrico-electrónico, por tanto estando sometido a una polarización eléctrica. Dado que es un dispositivo de dos terminales sólo contamos con dos posibles polarizaciones, las vamos a ver a continuación. 2.4.1. El diodo polarizado directamente Esta polarización es la que conecta el terminal positivo de una fuente de alimentación a la zona P, y el terminal negativo a la zona N.

P N

V

+ _

Con polarización directa tenemos que abordar dos situaciones: primero con una tensión de polarización inferior a la barrera de potencial; y segundo, con una tensión de polarización superior a la barrera de potencial. Tensión inferior a la barrera de potencial: El potencial negativo de la tensión de polarización repele los electrones hacia la zona de deplexión pero como la barrera de potencial es mayor éstos no serán capaces de saltar a la zona P. No hay por tanto conducción en el diodo.



Tensión superior a la barrera de potencial: El potencial negativo de la tensión de polarización repele los electrones hacia la zona de deplexión, y como la barrera de potencial es menor éstos si serán capaces de saltar a la zona P. Desde esa zona, son atraídos hacia el potencial positivo de la polarización, y queda así cerrada la circulación desde el negativo hasta el positivo. Hemos vencido la barrera de potencial y el diodo se comporta como conductor, con el pago del peaje de la tensión de la barrera de potencial.

P N

V

+ _

2.4.2. El diodo polarizado inversamente Esta polarización es la que conecta el terminal positivo de una fuente de alimentación a la zona N, y el terminal negativo a la zona P.

P N

V _

+

Polarizada la unión en inversa podemos observar cómo el terminal positivo de la batería atrae a los electrones libres de la zona N, y el terminal negativo de la batería atrae a los huecos de la zona P. El resultado es que la zona de deplexión se ensancha, y



por tanto aumenta la barrera de potencial. La zona de deplexión se ensancha hasta que la barrera de potencial se iguala a la tensión inversa aplicada. Por tanto en polarización inversa el diodo se comporta como no conductor. Los portadores minoritarios: Vimos que en los cristales semiconductores se producían pares electrón-hueco por efecto térmico. Esto implica que en la zona P, junto a los portadores mayoritarios que son los huecos, provocados por el dopaje, existen electrones libres provocados por el efecto térmico. Del mismo modo en la zona N, junto a los portadores mayoritarios que son los electrones, provocados por el dopaje, existen huecos producto del efecto térmico. Los portadores minoritarios, como su nombre indica, son escasos en condiciones normales. Pero existen, y por tanto hay que considerar su influencia. De modo que en polarización inversa sí va a haber una mínima corriente provocada por estos portadores minoritarios que se denomina corriente inversa de saturación (IS). Corriente superficial de fugas: La corriente que se produce en polarización inversa no es debida exclusivamente a los portadores minoritarios. Las imperfecciones de la superficie del cristal, donde no todos los enlaces pueden ser completados, y las impurezas que se le hayan podido incorporar, son origen de una pequeña corriente llamada corriente superficial de fugas. 2.4.3. Efecto de la temperatura sobre la barrera de potencial En los semiconductores la temperatura de la unión es un dato importante. Se trata de la temperatura interna del diodo en su zona de unión PN. En conducción este dato no es el mismo que el de la temperatura ambiente, debido al incremento térmico que provoca la corriente. Ya sabemos que un incremento térmico supone un incremento de pares electrón-hueco, lo cual trae aparejado una mayor difusión de electrones en la zona de deplexión, reduciéndose el tamaño de esta y disminuyendo por tanto la barrera de potencial. La variación supone un decrecimiento de 2 mV por cada grado que se incrementa la temperatura:

CmVTV /º2−=

∆∆

2.4.4. La ruptura del diodo Un dato muy importante de los diodos semiconductores es la tensión inversa máxima que soporta (VR) la unión. Para un cierto valor de tensión inversa, la de ruptura, el campo eléctrico es tan intenso que aparece una gran cantidad de portadores minoritarios por el efecto conocido como avalancha. Lo que ocurre es que el campo eléctrico al ser muy intenso provoca que los electrones libres se aceleren y adquieran un nivel energético alto, de modo que al chocar con un átomo les imprime una energía capaz de liberar dos electrones en ese átomo, que a su vez impactarán en otros, y así sucesivamente, en progresión geométrica, llegando a producirse en el diodo una conducción descontrolada. Este efecto no siempre es negativo, los diodos de avalancha (más conocidos como zener) utilizan este efecto.



S

S

S

S

S

S

S



2.5 CARACTERÍSTICAS DEL DIODO SEMICONDUCTOR 2.5.1. Símbolo eléctrico del diodo semiconductor

Ánodo (A

Cada uno de sus tede Ánodo, y el correspond Es muy interesanteflecha en el sentido convhorizontal) en el sentido code corriente y en cual no. Nelectrónica está pensada negativo) y no en el real (lla corriente eléctrica son lestudio nosotros vamos a s 2.5.2. Circuito elemental

Polarización direc

M. Equipos Electrónicos – Dpto

P N

) Cátodo (K)

rminales recibe un nombre, el correspondiente al cristal P el iente al cristal N el de Cátodo.

hacer notar que el símbolo no es nada casual. Representa una encional de circulación de la corriente y una barrera (línea ntrario. Indica por tanto en qué sentido permite la circulación os vamos a encontrar durante el curso con que la simbología

desde el sentido convencional de corriente (de positivo a os electrones circulan de negativo a positivo, recordemos que os electrones en movimiento). Por su extendido uso a nivel de eguir el sentido convencional.

ta Polarización inversa

I

Limita la corriente por debajo dela máxima del diodo.

. Electrónica FSV – Curso 2009/2010 52


2.5.3. Las curvas características del diodo semiconductor

VF = 0´7V (Silicio)

VR

IA

VAK

IF máxima

Zona directa

Zona inversa

Observando la gráfica se aprecia cómo estamos ante un dispositivo no lineal, cuyas características varían en función de la zona de funcionamiento y de haber superado o no unos determinados valores de tensión. Es interesante comparar esta respuesta con la de un dispositivo típicamente lineal, la resistencia: IR

VR

R = V/I



2.5.4. La resistencia interna del diodo semiconductor El diodo semiconductor tiene un valor de resistencia que normalmente se desprecia, oscilando en valores inferiores a 1 Ω. Esta resistencia es la suma de la que ofrecen al zona P y la zona N al paso de la corriente en polarización directa, una vez superada la barrera de potencial. Su valor está en función de las dimensiones físicas del cristal y del dopaje a que ha sido sometido (recordar que un mayor dopaje supone un mayor número de portadores mayoritarios). RD = Resistencia del diodo

RN = Resistencia de la zona N RP = Resistencia de la zona P

RD = RN + RP El dato de resistencia interna del diodo sólo se requiere en cálculos muy precisos, que normalmente no son necesarios en el diseño de la mayoría de los circuitos. Pero si fuera necesario hay que proceder a calcular la resistencia del siguiente modo:


IA

VAK

Zona directa


IA

VAK

Zona directa

Aproximación

Consideramos una aproximación lineal que nos permite interpretar la curva del diodo como una recta de pendiente 1/RD, desde el valor de la barrera de potencial (0´7V para el silicio). Para hallar esa pendiente necesitamos dos puntos de la recta. El primero será: (IA = 0, VF = 0´7V), y el segundo lo extraeremos de las características que proporciona el fabricante: (Ia, Va).


IA

VAK

Zona directa

Ia

Va

a

aD

a

a

D

IV

R

VI

R

70

7001

−=

⇒−−

=



2.5.5. Potencia disipada en un diodo semiconductor Aplicando la ya conocida expresión general P = V · I, tenemos que la potencia disipada en el diodo será: PD = VAK · IA Nunca se debe sobrepasar la potencia máxima indicada por el fabricante para un diodo. Y como regla práctica de diseño no hay que olvidar que se debe hacer trabajar a los semiconductores en una zona segura, lejos de los límites máximos que pueden soportar. 2.5.6. Aproximaciones teóricas del diodo semiconductor El uso de aproximaciones tanto para el análisis como para el diseño de circuitos es fundamental. De este modo podemos reducir la complejidad del circuito a los niveles necesarios para el propósito que perseguimos. Se utilizan tres aproximaciones. La primera es la ideal, en la cual se determina el componente por cómo debería ser idealmente. La segunda aproximación tiene en cuenta la característica o características cuya influencia es mayor. Finalmente la tercera aproximación agrupa también aquellas características de menor influencia, que normalmente pueden ser despreciadas. Primera aproximación: El diodo ideal : En esta aproximación se considera al diodo como un interruptor cerrado en polarización directa y abierto en polarización inversa.

VAK

IA

Directa Inversa

Segunda aproximación: En esta aproximación se tiene en cuenta la barrera de potencial en polarización directa, que equivale a una batería de 0´7V en serie con el interruptor cerrado y de polaridad positiva en ánodo u negativa en cátodo.



VAK

0´7V

IA

Directa Inversa

Tercera aproximación: En esta se añade en polarización directa el efecto de la resistencia interna del diodo.


IA

VAK

Zona directa

Directa

M. Equipos Electrónicos – Dpto. Electrónica FSV – Curso 2009/2010

Inversa

56


TEMA 3: FUENTES DE ALIMENTACIÓN BÁSICAS

3.1 INTRODUCCIÓN En este tema vamos a tratar como tema principal de una de las aplicaciones más importantes del diodo semiconductor: la rectificación. La cual, a su vez, es el fundamento de unos circuitos fundamentales: las fuentes de alimentación. Se trata de sistemas que partiendo de una tensión alterna sean capaces de proporcionar una tensión continua, y de la calidad necesaria. Dado que la energía eléctrica del sistema de distribución es en corriente alterna, estos sistemas serán básicos en cualquier equipo electrónico que se desee conectar a la red eléctrica. No olvidemos que los circuitos electrónicos usan como “alimentación”, esto es, como fuente de energía, tensión continua. Por todo lo anterior vamos a dedicar el principio de nuestro tema a una máquina eléctrica estática: el transformador. Las máquinas eléctricas rotativas son los motores y generadores eléctricos. 3.2 MÁQUINAS ELÉCTRICAS 3.2.1 Introducción Por máquina eléctrica, en general, entendemos toda máquina o aparato capaz de transformar en energía eléctrica otra forma cualquiera de energía o a la inversa, así como también se incluyen en esta definición a las máquinas que convierten energía eléctrica de unas determinadas características en energía eléctrica de otras características más convenientes a su transporte o a su utilización. De acuerdo con esta definición podemos clasificar las máquinas eléctricas en tres categorías:

1. Generadores: Transforman cualquier otra forma de energía en energía eléctrica.

2. Receptores: Transforman la energía eléctrica en otra forma de energía.

3. Transformadores y convertidores: Conservan la energía bajo la misma

forma pero con características distintas. 3.2.2. Máquinas eléctricas estáticas: El transformador El transformador es una máquina eléctrica de corriente alterna atípica, ya que no dispone de partes móviles y se mantiene en la transformación el tipo de energía, aunque no sus características (si bien a esto podemos encontrar una excepción. El transformador separador-aislador).



Clasificación de los transformadores:

• De potencia: El objetivo de la transformación es cambiar las características de la energía eléctrica para su uso como fuente de potencia. En electrónica sería el caso de las fuentes de alimentación.

• Autotransformadores: Son un solo circuito sin aislamiento

eléctrico.

• De medida: Adaptan una tensión o una corriente a unas características aptas para un equipo de medida.

3.2.3. Principio de funcionamiento del transformador El principio básico de un transformador es el de dos devanados concatenados por un mismo flujo magnético. Este flujo magnético es creado por un devanado al ser sometido a una corriente alterna y crea una fuerza electromotriz en el otro bobinado.

Núcleo (material ferromagnético)

1

Elalimentacentre fasealimentaceléctricamacoplamie

M. Equipos

I

Φ

U1U2

transformador va a desempeñar una doble y esencial función en las fuentes de ión. En primer lugar nos permite adaptar los valores de la red alterna (220V y neutro, 380V entre fases) a los valores inferiores más apropiados para la ión de los circuitos electrónicos, y en segundo lugar nos permite aislar ente de la red el circuito alimentado, dado que en el transformador hay nto magnético entre bobinados pero no eléctrico.

Electrónicos – Dpto. Electrónica FSV – Curso 2009/2010 58


Relación de transformación:

2

1

2

1

NN

UUr ==

Donde:

• U1 es la tensión del primario del transformador. • N1 es el número de espiras del primario. • N2 es el número de espiras del secundario. • U2 es la tensión del secundario. • I1 es la corriente en el primario. • I2 es la corriente en el secundario.

Llamamos devanado primario a aquél en el cual se conecta la fuente de energía eléctrica (por ejemplo la red). Llamamos devanado secundario del transformador a aquél que es tomado como salida del proceso de transformación.

En el caso de un transformador ideal, esto es, sin pérdidas, la potencia en el primario es igual a la potencia en el secundario, con lo que tenemos:

P1 = P2

U1 · I1 = U2 · I2

Pero en realidad tenemos que P1 = Pútil + Pperdida Potencia útil es la que efectivamente obtenemos en el secundario (P2). Mientras que la potencia perdida es la suma de las pérdidas en el hierro (PFe), debidas al circuito magnético (histéresis y corrientes de Foucault); más las pérdidas en el cobre (PCu), debidas al efecto Joule en los conductores. Así:

P1= Pútil + PCu + PFe

El rendimiento: 1<+

==PU

U

total

útil

PPP

PP

η

Si consideramos despreciable la potencia perdida tenemos la siguiente aproximación:



1

2

2

12211 I

IUUIUIU ≅⇒⋅≅⋅

Por lo tanto podemos considerar la relación de tensiones inversa a la relación de corrientes. 3.2.4. Simbología

N1 N2

U1 U2

Los puntos sobre los bobinados indican los terminales correspondientes. Esto es, los terminales que en todo momento tienen la misma polaridad en primario y secundario. Si no son necesarios no se indican. En la serigrafía de los transformadores de potencia es habitual indicar esta correspondencia mediante el cero y el valor de tensión:


220

0

24

0

– Dpto. Electrónica FSV – Curso 2009/2010 60


Otros símbolos son:

220V 12V

6000 V

10KVA 50Hz

220V

3.3 RECTIFICADOR DE MEDIA ONDA El modo más sencillo de convertir en continua una corriente alterna es permitir la circulación sólo durante uno de los semiciclos. Recordemos que lo característico de la continua es que la corriente siempre tiene el mismo sentido de circulación. Si entre la fuente de tensión alterna y la carga colocamos un interruptor que se cierre en los semiciclos positivos y se abra en los negativos, conseguiríamos el efecto mencionado:

Semiciclo positivo Semiciclo negativo

RL RL



El efecto en la carga es el siguiente:

Vi

VRL

t

t

Hemos conseguido un único sentido de circulación. Cierto que la “calidad” de esta corriente continua puede dejar mucho que desear, de hecho en la gran mayoría de las aplicaciones esta sería inaceptable. Pero pronto iremos avanzando hacia una mayor calidad. La cuestión es cómo realizar ese interruptor que cincuenta veces por segundo se abra y se cierre en función del semiciclo. La respuesta: el diodo semiconductor.

Valores de salida de un rectificador de media onda:

• VP (salida) = VP (entrada)

• f salida = f entrada

• π

PVV = CC



Sin embargo, como ya sabemos, el diodo no es un interruptor perfecto, eso se

pone en la primera aproximación, pero nos aproximamos mucho más a la realidad si tenemo

no se activa hasta que la tensión de la fuente alterna alcanza proximadamente 0,7 V. Por lo que a la tensión de pico de la salida habrá que restar ´7V de la barrera de potencial del diodo:

• VP (salida) = VP (entrada) – 0´7V

.4. RECTIFICADOR DE ONDA COMPLETA CON TOMA MEDIA

l problema de media onda es durante la mitad del tiempo no tenemos nsión en la carga. La forma de solucionarlo va a ser conseguir que la polaridad sobre carga se mantenga en los dos semiciclos. Es como si consiguiéramos que cada vez ue cambia el ciclo de alterna nosotros invirtiéramos las conexiones en el transformador ara que la corriente volviese a tener el mismo sentido. El primer sistema que se esarrollo para este fin fue el siguiente:

sus en cuenta la segunda aproximación. Por tanto no obtenemos una tensión de

media onda perfecta a través de la resistencia de carga. A causa de la barrera de potencial, el diodo a0

Por último indicar una característica importante a la hora de seleccionar el diodo a utilizar: la tensión inversa. En este caso la tensión inversa máxima es la de pico del semiciclo negativo. 3 E

telaqpd

Circulación de la corriente durante el semiciclo positivo

o

+ -

+ -

- + - +

RL

M. Equipos Electrónicos –

Circulación de la corriente durante el semiciclo negativ

Dpto. Electrónica FSV – Curso 2009/2010 63


La toma media actúa como negativo en el semiciclo positivo y como

ositivo en el semiciclo negativo.

Las formas de onda que obtenemos.

Valores de salida de un rectificador de doble onda:

• VP (salida) = VP (entrada) Considerada entre la toma media y un extremo. Si consideramos el conjunto del secundario el

•

p

Vi

VRL

t

t

valor de pico de salida sería la mitad que el de entrada.

• f salida = 2f entrada

πP

CCVV ⋅

=2

n este caso la tensión inversa máxima es la de pico del miciclo negativo del secundario completo, esto es, no la de la toma media y un

xtremo, si

Por último indicar una característica importante a la hora de seleccionar el diodo a utilizar: la tensión inversa. Esee no el doble, como fácilmente se puede comprobar en el esquema.



3.4. RECTIFICADOR DE ONDA COMPLETA EN PUENTE DE GRAETZ O

UENTE RECTIFICADOR

Un problema del circuito anterior es la necesidad de un transformador de ma media. Más caro y voluminoso, y en el que sólo se aprovecha cada bobinado del cundario durante la mitad de tiempo de funcionamiento. Como respuesta a este

roblema surgió el rectificador en puente. El resultado final es el mismo. Una ctificación de doble onda.

Siguiendo lircuito, sencillo e ingeambiando las conexion la carga la corriente

P tosepre

D1D3

D4 D2

RL

220V

+

-

+ Circulación de la corriente durante el semiciclo positivo

o

cce

M. Equipos Electrónicos –

Circulación de la corriente durante el semiciclo negativ

a circulación de corriente descubrimos el funcionamiento del nioso a la vez. Es como si con los diodos estuviéramos nes de la carga al transformador en cada semiciclo, para que así tenga el mismo sentido de circulación durante todo el tiempo.

Dpto. Electrónica FSV – Curso 2009/2010 65


Las formas de onda que obtenemos son las mismas que en el circuito nterior:

Valores de salida de un rectificador de doble onda:

a

Vi

VRL

t

t

• VP (salida) = VP (entrada)

• f salida = 2f entrada

• π

PCC

VV ⋅=

2

Por último indicar dos características importantes. En primer lugar la tensión el

cundario completo, un análisis del esquema nos revela que los diodos que en cada miciclo están en inversa soportan entre ánodo y cátodo la misma tensión del cundario. Y en directa deberemos tener en cuenta que al quedar dos diodos en serie la

aída de tensión en el rectificador se duplica. Si estamos con rectificadores de silicio sta será de 1´4 V.

Por último indicar la representación más tradicional del puente de diodos:

inversa. En este caso la tensión inversa máxima es la de pico del semiciclo negativo dsesesecé



De ahí que para sim bolo siguiente que representa a

do el puente, sobre todo cuando este viene integrado, formando un único componente e cuatro patillas, internamente formado por cuatro diodos:

plificar se utilice un símtod

+



3.5. FILTRADO CON CONDENSADOR

.5.1 Filtrado ideal: sin carga

Como podemos ver, una vez cpues para eso debería circular la corriente 3.5.2 Filtrado con carga

3

D

Vi

Vi

V

Vi

D

M. Equipos Electrónicos – Dpto. Electrónica FSV

argado el condensador ya no se descargaría, por el diodo en sentido contrario.

C

t

t

C

RL

– Curso 2009/2010 68


ondensador está bien calculado, la tensiónmiciclo p

e pico permite la recarga del condensador.circulación del diodo serán rya que un periodo de tiempo más pequeño tmantener después la circulación de co

La descarga del condensador es

Como Q = I · t

C · V

e solicita la carga, y t es el tiem

Con carga nos encontramos conconsiderablemente, en función de la capacidcontinua que obtenemos a la salida del recti Para comprender el circuito bastde carga. Cuando estamos en el valor de pica ese mismo valor. En el instante siguiente

Vi

t

cse ositivo, esto supone que no hay ya que su tensión en cátodo es superior a sucondensador se cruza con el siguiente semiccondensador y polariza en directa el diodo, d

elativamente p

rrient tensión que pierde el condensador no es mubuscará) se puede aproximar a una descargapermite utilizar una sencilla fórmula para el

Donde C es la capacidad del concorriente qu

VRL


Tiempo de descarga del condensador

ensión senoidal decrece. Si el del condensador se mantiene por encima del

o,

onduce, y hasta la tensión Como podemos observar los tiempos de

orriente será más intensa, iene que suministrar la carga suficiente para

exponencial, pero cuando el porcentaje de

y Q = C · V

= I · t

s la po de descarga, que coincide con el periodo

que el efecto nos permite mejorar ad del condensador y de la carga, la ficador.

a fijarnos en dos tiempos, el de descarga y elo de la tensión el condensador está cargado

la t

circulación de la corriente a través del diod tensión en ánodo. Cuando la tensión del iclo positivo, éste supera al valor del que de este modo c

equeños, pero su c

e.

y elevado (que será lo que normalmente se lineal. Lo cual simplifica los cálculos y nos diseño del filtro:

densador, V es la tensión de rizado, I e

Tiempo de circulación del diodo

t

Tensión de rizado

Curso 2009/2010 69


de la tensión de salida del rectificador (que depende de si el rectificador es de media nda o de doble onda).

Normalmente la tensión de rizado (Vr) se da en porcentaje sobre la tensión e pico.

En un rectificador de doble onda con filtro las formas de onda son las guientes:

o d si

Vi

VRL

t

t

Tiempo de descarga del condensador

Tensión de rizado Vr

D1D3

D4 D2

RL220V C



3.5.3. Tensiones inversas y corriente inicial con filtro Tensiones inversas Media onda: VR = Vp(in); con filtro: VR = 2Vp(in)

: VR = Vp(in)

Doble onda

En doble onda no hay diferencia, pero en media onda hay que tener en cuenta que mientras en cátodo tenemos cargado el condensador a un valor próximo al valor de pico positivo, en el ánodo durante el semiciclo positivo llegaremos al pico negativo, con lo cual en extremos del diodo tendremos aproximadamente el valor de pico a pico. Corriente inicial

Antes de que el circuito se conecte, el condensador del filtro está descargado. En el instante de la conexión, el condensador descargado actúa como un cortocircuito. Por

nto, la corriente inicial del condensador, al cargarse, puede ser de un valor muy levado. Lo único que puede impedir el paso de la corriente es la resistencia de los rrollamientos del transformador y la resistencia interna de los diodos. A esta corriente la llama corriente inicial. Normalmente, el diseñador de la fuente de alimentación

ebe asegurarse de que el diodo que emplee puede soportar la corriente inicial. La clave, n este caso, es la capacidad del condensador del filtro. Ocasionalmente, un diseñador uede decidir usar una resistencia inicial en lugar de otro diodo. También hay que tener uidado con el transformador, porque si es sometido a picos de corriente muy elevados uede acabar deteriorándose.

taeasedepcp



TEMA 4: DIODOS ESPECIALES 4.1 EL DIODO ZENER Uno de los diodos especiales más importante es el diodo zener. Y su característica principal es su utilización en una zona en la que precisamente los otros diodos semiconductores no pueden trabajar, la zona de ruptura. Esto es, su polarización de trabajo será la polarización inversa. Porque precisamente lo que se va a utilizar esa tensión inversa máxima para garantizar una tensión estable del mismo modo que en polarización directa tenemos una tensión estable de 0´7 V en el caso del silicio. ¿Por qué el nombre de Zener? El nombre se debe al efecto zener. Ya hemos hablado de otro efecto que se produce en la zona de ruptura: el efecto avalancha. En el caso del efecto zener nos encontramos con que cuando el campo eléctrico en la zona de deplexión es muy alto (aproximadamente 300.000 V/cm) es capaz de crear electrones libres y forzar así la conducción en polarización inversa. El modo de conseguir campos tan intensos es

opando fuertemente el semiconductor, y provocando así zonas de deplexión muy strechas. Pero esto no quiere decir que en los diodos zener la conducción en

n inversa se deba al efecto zener. Porque este efecto tiene lugar en solitario on tensiones de ruptura inferiores a 4 V, con tensiones entre 4 y 6 V se combina con el fecto avalancha, y para tensiones de ruptura superiores a 6 V sólo ocurre el efecto valancha. Por este motivo a los diodos que trabajan en la zona de ruptura no sólo se les enomina zener sino también diodos de avalancha (aunque este último término es poco sual). ¿Por qué se utiliza pues el nombre de diodo zener? Porque fue el primero efecto e los dos en ser descubierto.

ímbolos

depolarizacióceadud S

Símbolo antiguo hoy

día en desuso

M. Equipos E

Símbolo habitual

lectrónicos – Dpto. Electrónica FSV – Curso 2009/2010 72


Curvas

Podemos apreciar que la zona de funcionamiento zener no es lineal. Se debe omo en la polarización directa a la resistencia interna del zener, que provoca una caída e tensión no constante en función de la corriente. Vemos como también, para

r, nos tenemos que situar en un valor de corriente perior a un mínimo y siempre por debajo de un máximo que provocaría la destrucción

el diodo. Este valor máximo de corriente multiplicado por la tensión zener nos roporciona el dato de potencia máxima teórica:

PZ = VZ · IZ máxima

Polarización del zener sin carga

cdgarantizar el funcionamiento zenesudp

VR = Vcc - VZ

IR = VR / R

IZ = IR

VF

V Zener

IA

VAK

Zona de funcionamiento

IZ mínima

IZ máxima

IF máxima

RP

DZVcc



Polarización del zener con carga

Vcc

RP

DZCarga (RL)

Análisis: Para analizar un circuito de este tipo debemos en primer lugar conocer

IRP = IZ + IL

IL = VZ / RL

Diseño: Para el diseño de un circuito estabilizador de tensión con zener es na carga variable los

alores máximos y mínimos de oscilación. Un criterio fundamental será garantizar la ona zener de funcionamiento. Un criterio es garantizar una corriente mínima en el ener de entre el 5 y el 10% de la máxima; y así mismo, en el caso de cargas variables

áximo de corriente zener del 80% de la máxima. Si la carga es fija el rimer criterio (5-10%) es el único a aplicar. En caso de que el zener pudiera quedarse n vacío, sin carga, hay que considerar que él absorberá toda la corriente en principio alcula la

la zona de funcionamiento del Zener, esto es, si en sus extremos tenemos la tensión zener porque el diodo se encuentra en la zona zener, o por el contrario el zener está como interruptor abierto, quedando u circuito serie de RP y RL. Esta incógnita la podemos resolver por el método de reducción al absurdo, suponiendo una situación de funcionamiento y analizando los resultados. Con el zener en conducción:

VRP = Vcc - VZ

IRP = VRP / RP

necesario conocer los datos de la carga, y en el caso de ser uvzzgarantizar un mpec da para carga, aparte de la calculada para él, lo cual, si no se ha tenido en cuenta en el diseño, puede provocar su destrucción.



Diseño de una fuente de alimentación estabilizada con Zener

D1-D4

220 V

C

VS

Hasta ahora conocíamos el diseño de una fu ahora ya somo

on esto conss capaces de añadir un tercer bloque aeguiremos atenuar el rizado a márgen

espreciable. Esta atenuación del rizado es lo que se czado y se suele expresar en dB. Recordemos que el v

A/VB)

eremos más adelante, existen otros componentes quentes de mejores prestaciones, pero es un buen e

Tal como veremos en los

Cdri

dB = 20 log (V

En un amplificador del que queremos conocer salida y VB la tensión de entrada. Cuando hablarazonamiento es inverso: VA será el rizado a la entrarizado a la salida del estabilizador. Esto sirve pestabilizador o regulador de tensión. En este circuito aplicaremos lo visto anterúnicamente de la tensión y corriente e la carga (RL). tensión será la de la carga, y cuya potencia la escogerque tenga cómo máximo que absorber. Elegiremos sieposible, porque de este modo minimizamos el consuserá la que absorba la diferencia de tensión entreimprescindible un margen de seguridad que garanticepara el peor caso (máximo rizado) tenga siempre un mla tensión zener, para garantizar su funcionamient

imensionada). Este tipo de circuito no va a ser undvfufundamentales de su diseño.


R1

RL

D5 1

ente con rectificación y filtrado, nuestra fuente: la estabilización. es que lo pueden llegar a hacer onoce como factor de rechazo al alor en dB se obtiene:

o e van a permitirnos el diseño de nsayo para conocer los detalles problemas.

la ganancia VA sería la tensión de mos de factores de rechazo el da del estabilizador y VB será el ara cualquier tipo de circuito

iormente, partiendo como datos De ahí elegiremos el Zener, cuya emos en función de las corrientes mpre el zener de menor potencia mo y el coste. La resistencia R1 el condensador y el zener, es que la tensión en el condensador argen de seguridad por encima de o (siempre que la R esté bien a buena solución, porque, com

010 75


4.2 EL DIODO EMISOR DE LUZ (LED)

En los diodos cuando se produce la recombinación electrón-hueco el efecto es na radiación de energía. Si utilizamos materiales como el arsénico, el galio o el fósforo radiación se encuentra dentro del espectro visible. Así, si el encapsulado es ansparente podemos percibir esa emisión de radiación luminosa, cuyo color depende

ión) y no del encapsulado del mismo. Se encuentran iodos LED de diferentes colores dentro del espectro visible (rojo, verde, amarillo, azul,

ímbolo de un diodo LED

Características de un diodo LED Las características que definen un diodo LED son la tensión directa (VF), la corriente máxima en directa (IF) y la tensión inversa máxima (VR). La tensión directa suele estar comprendida, según los modelos, entre 1´5 y 2´5 V. La corriente máxima

aría desde pocos miliamperios hasta decenas de ellos. La tensión inversa máxima en un iodo LED es relativamente pequeña, entre 3 y 5 V, dato que los diseñadores han de ner muy en cuenta. Un aspecto im es el compromiso entre consumo luminosidad. La luminosidad e cional a la corriente, pero hemos or un lado de no acercarnos a los valores máximos y por otro hemos de considerar si el

el resultado obtenido. Por ejemplo, un buen ax. = 30 mA pueden ser 20 mA. Pero en cualquier

aso hay que tener en cuenta todas las variables del sistema que estemos diseñando.

ulatrdel material (la frecuencia de radiacdnaranja), y también dentro del espectro invisible (infrarrojos y ultravioletas). Muy utilizados estos últimos en mandos a distancia, reproductores de CD, sistemas de seguridad y otros. Actualmente el desarrollo de los diodos LED los hacen también idóneos para sustituir a las lámparas de incandescencia, no sólo como indicadores, sino también en muchas aplicaciones hasta hace poco insospechadas como grandes paneles indicadores, semáforos,... gracias a que funcionan con tensiones y corrientes pequeñas, tienen una larga vida útil y son capaces de conmutar rápidamente. También debemos mencionar los diodos LED de Luz Blanca, de gran utilidad en emergencias y pequeñas linternas, aunque con unas características de tensión y corriente distintas al resto (su precio, eso sí, es hoy por hoy, algo elevado). S

vdte portante del diseño

s directamente proporypconsumo resulta compensado porompromiso para un dido LED de Ic Fm

c




Circuito de polarización de un diodo LED

IF = (Vcc – VF) / RP Indicador de segmentos (Display) Para la visualización alfanumérica existen indicadores que no son sino una agrupación de diodos LED con forma de segmento o punto. Existen de dos tipos: De ánodo común, si todos los LED tienen unidos internamente los ánodos, y por tanto necesitan un potencial negativo en el terminal libre para activarse. Y de cátodo común, si todos los LED tienen unidos internamente los cátodos, y por tanto necesitan un

otencial positivo en el terminal libre para activarse. p

Ánodo común:

Vcc

RP

DLEDIF


4.3 OTROS DISPOSITIVOS OPTOELECTRÓNICOS Fotodiodo En el diodo LED hemos visto que la r inación de huecos libera una energía que en algunos materiales se ma radiación luminosa. En los foto diodos nos encontramos con el aprovechamiento de la situación inversa. El fotodiodo es así un diodo muy sensible a la luz, de modo que esa radiación libera electrones, provocando que el número de electrones libres aumente y con el la circulación de corriente. El

todiodo se utiliza en polarización inversa. Es necesario recordar que en polarización

iación luminosa. En

nvierte en la fuente de radiación luminosa

ecombnifiesta como

foinversa la corriente que existe, y normalmente se desprecia, es debida a los portadores minoritarios que tienen su origen en la energía térmica. Pues bien, en el fotodiodo esta orriente se pude elevar mediante el aporte energético de la radc

cualquier caso es necesario tener presente que estamos hablando de corrientes del orden de decenas de microamperios.

ímbolo: S Optoacoplador La idea de optoacoplador es tan sencilla como unir un diodo LED y un otodiodo. En esta unión el diodo LED se cof

para la excitación del fotodiodo. Así conseguimos que las corrientes en el circuito del fotodiodo dependan de otro circuito con el que no tiene relación eléctrica, el del diodo LED. De este modo los optoacopladores aparecen como dispositivos de aislamiento eléctrico entre dos circuitos, ya que su única relación es un haz luminoso.

Aunque un optoacoplador con fotodiodo presenta limitaciones, estas se

perarán una vez conozcamos nuevos componentes electrónicos.

La ausencia de elementos mecánicos los convierten en una buena opción frente a dispositivos como los relés.

su



4.4 EL DIODO SCHOTTKY En dispositivos semiconductores que han de trabajar a frecuencias altas la velocidad de conmutación es un factor a tener muy en cuenta. En una unión PN la velocidad de conmutación nos habla de la capacidad de pasar del estado de conducción (polarización directa) a no conducción (polarización inversa). Hemos de ser conscientes de que para que se interrumpa la circulación en el semiciclo de polarización inversa, los electrones que hasta ese momento circulaban como libres se han de recombinar, esto supone un tiempo, que a frecuencias altas no es despreciable, y provoca el efecto conocido como almacenamiento de carga: durante parte del semiciclo en polarización inversa el diodo continua permitiendo la circulación de corriente. Es un efecto que a partir de 10 MHz ha de ser tenido en cuenta. La solución es el diodo Schottky. Este diodo se forma no con dos uniones de

de la unión lo forma un metal (oro, plata o platino) y el tro un cristal de silicio dopado (normalmente tipo n). Esto provoca que el diodo no nga zona de deplexión, y por tanto se elimine el efecto de la recombinación de cargas

era de potencial de un diodo Schottky en polarización directa es de tan sólo 0´25 V. Lo que le permite ser tamb n una buena solución en la rectificación de

l tratamiento de la información. a familia TTL Schottky de baja potencia es ampliamente utilizada con este propósito.

4.5 EL DIODO V

El diodo varicap es un diodo que va a ser utilizado como condensador variable ontrolado por tensión, fundamentalmente en circuitos de sintonía de los receptores de

omo la capacidad es nción de la distancia entre las placas, y en un diodo en polarización inversa la barrera

ntar la tensión aplicada, nos encontramos con que al ariar la tensión inversa estamos variando la capacidad entre los cristales. Este efecto ue es despreciable o indeseable en otros tipos de diodos va a ser el fundamento de los aricaps. Por supuesto el orden de capacidades del que estamos hablando es de unos ocos picofaradios.

Símbolo:

silicio dopado, sino que un ladooteen la misma. La barr

iétensiones muy bajas. Con todo, su aplicación más importante se encuentra en los circuitos digitales que requieren una gran velocidad en eL Símbolo:

ARICAP

cradio y televisión. También recibe los nombre de epicap y diodo de sintonía. La idea fundamental la podemos comprender si recordamos que un condensador son dos placas conductoras enfrentadas y aisladas por un dieléctrico. Pues bien, este efecto lo encontramos en un diodo polarizado en inversa. El aislamiento lo proporciona la barrera de potencial y las placas serían el resto de los cristales P y N. Y cfude potencial se ensancha al aumevqvp



4.6 MÁS DIODOS

Los vistos hasta ahora no son los únicos diodos. Existen más diodos, de los cuales tan sólo vamos a hacer aquí una breve mención. Diodos supresores de transitorios (Varistores)

Las sobretensiones transitorias pueden ser causa de muchos problemas en los

nes de la carga. Conmutación de los rectificadores. Sobretensiones de la alim

ión de inductancias.

Como una de las soluciones, no para que no existan los transitorios, sino para

res el ircuito o dispositivo con el que esté conectado en antiparalelo.

iodos opuestos o invertidos

En diodos zener fuertemente dopados se consigue que la tensión de ruptura se de en un valouna tensión mde “opuesto”. símbolo es el d Diodos tún Si el n te nos encontrammismo cero. En estos diodos se da el fenómeno de la resistencia negativa para una determinad

circuitos electrónicos. Las principales causas de estas sobretensiones son:

Magnetización y desmagnetización de un transformador. Desconexión y variacio

entación alterna. Conmutac

que no afecten a los circuitos, están estos diodos, formados por el equivalente a dos diodos zener en antipararlelo con tensiones de ruptura normalmente muy elevadas. Así actúa como recortador en los dos sentidos. Protegiendo frente a tensiones mayoc Símbolos: D

r próximo a cero. De este modo tenemos que el diodo conduce en inversa con ás pequeña (por ejemplo 0´1 V) que en directa (0´7 V). De ahí el nombre Son una solución para rectificar tensiones de valor muy pequeño. Su el zener.

el

ivel de dopaje en el diodo opuesto se incrementa lo suficienos con que la tensión de ruptura no se sitúa ya cerca del cero, sino en el

a zona de la polarización directa.

Símbolo:



APÉNDIC Aunqu ntos necesarios para comprender el

ncionamiento interno de estos dispositivos, sí podemos utilizarlos ya adecuadamente, on lo que hemos aprendido hasta ahora sobre diseño de fuentes de alimentación.

Siempre que no se requieran unas prestaciones muy elevadas o circuitos de

ma.

Características principales de los reguladores de tensión integrados

Máxima y mínima tensión de entrada: Son datos que proporciona directamente el fabricante. Si superamos la tensión máxima destruimos el dispositivo, si no alcanzamos la mínima el dispositivo no funciona. La mínima suele estar unos dos voltios por encima de la de salida. Máxima corriente de salida: Es un dato fundamental para la elección del

dispositivo, podemos encontrar desde 100 mA hasta 10 A. Factor de rechazo al rizado: Es el valor de la atenuación del rizado

expresado en dB (ya lo hemos comentado en el tema). Puede oscilar desde 30 dB hasta 80 dB en los reguladores de altas prestaciones. Tolerancia de la tensión de salida: Oscila según dispositivos entre +/- 2-

5%. Deriva de la tensión de salida: Es la variación que producen en la tensión

de salida la temperatura y el envejecimiento. La temperatura puede tener una influencia del 0´01 %/ºC, mientras que el envejecimiento oscila losvalores entre 20 y 100 mV. Máxima potencia disipable: El fabricante proporciona los datos y

gráficas necesarias para el diseñador. Evaluando éste el regulador que necesita y el uso o no de disipador.

amilia 78XX y 79XX

Los 78XX son reguladores para tensiones positivas y los 79XX para tensiones egativas. Valores típicos de tensión: 5, 6, 9, 12, 15, 18 y 24 V. Valores típicos de orriente: 0´1 A, 0´5 A, 1 A y 3 A.

Los LM 317K y LM 338K son ejemplo de reguladores de tensión variables. El rimero es de 1´5 A y el segundo de 5 A.

E: REGULADORES DE TENSIÓN INTEGRADOS

e no tenemos todavía los conocimiefuc control y de protección muy sofisticados, los reguladores integrados son la mejor solución para el diseño de una fuente estabilizada fija o variable, gracias a su sencillez y bajo coste.

Estos circuitos se colocan tras el filtro, sustituyendo al bloque del diodo zener que nosotros habíamos estudiado en este te

F nc

p




+Vcc

78XX

+Vcc

-Vcc

79XX

LM 317K


TEMA 5: EL TRANSISTOR BIPOLAR (BJT) 5.0 INTRODUCCIÓN

cuando W. Shockley inventó el rimero. Se trataba de un dispositivo semiconductor llamado a sustituir a las válvulas de ació. Las cuales, si bien son de una gran calidad, presentan los inconvenientes de maño, vida útil y el rendimiento; si bien todos estos factores son sacrificados cuando

l objetivo principal es la calidad, por eso no sólo no han llegado nunca a desaparecer e los equipos de audio de alto nivel, sino que actualmente están sufriendo un resurgir mbién a nivel aficionado.

Con el inicio de la era del transistor se levanto el banderín de una carrera que ha evado a niveles entonces insospechados de integración. Hay que tener en cuenta que uchos avances no están tan relacionados con el desarrollo de nuevos circuitos, como

on la posibilidad de integrar cada vez un mayo número de circuitos en un solo circuito tegrado.

BJT. Bipolar Junction Transistor. El transistor bipolar no es el único tipo de ansistor, ni siquiera fue el primero. Lo que le caracteriza como bipolar es que utiliza os tipos de portadores (electrones libre y huecos), ya que la palabra bipolar hace ferencia a esos dos tipos de portadores (bipolar = dos polaridades).

.1 CONSTITUCIÓN INTERNA

El transistor bipolar está constituido por tres cristales semiconductores formando os uniones PN. Según la combinación podemos obtener transistores PNP o transistores PN. De momento nos vamos a limitar a los transistores NPN, porque cuando el ncionamiento de estos se comprenda es muy fácil ampliar tal conocimiento a los

Los transistores de unión se remontan a 1951,pvtaedta llmcin trdre 5 dNfutransistores PNP.

NColector

NEmisor

PBase

- - - - - - - - - - - - - - - - - -

- - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - -

+ + + + + +



Como se observa en el dibujo, las tres zonas semiconductoras tiene notables

iferencias entre sí. En primer lugar se observa cómo la base es más estrecha que emisor colector. Y por otro lado hay que hacer notar los niveles de dopaje. El emisor está ertemente dopado, la base tiene un ligero dopaje y el colector tiene un dopaje por

ncima del de la base pero inferior al del emisor. El motivo se verá claramente cuando escribamos su funcionamiento.

.2 POLARIZACIÓN DE UN TRANSISTOR BJT

Con la polarización de la figura nos encontramos con que cada una de las dos niones va a tener un tipo distinto de polarización. La unión PN del diodo Colector-ase está inversamente polarizada, mientras que la unión PN del diodo Base-Emisor se ncuentra directamente polarizada. ¿Habrá conducción entre colector y emisor? No, orque lo impide la unión colector-base. Aunque para ser más precisos habría que decir ue sí hay una pequeña corriente, y normalmente despreciable, la inversa de saturación e esa unión colector-base. ¿Podríamos aumentar la circulación de corriente por esa nión que está en inversa? Sí. ¿Cómo? Elevando en la base el número de portadores inoritarios que son los que provocan la corriente inversa. Cuáles son los portadores inoritarios en un cristal tipo P, es algo que a estas alturas del curso ya deberíamos

ominar. Los electrones. De este modo podemos ver que conseguiremos hacer onductor al transistor entre colector y emisor inyectando en la base un elevado número e electrones. Cómo hacerlo: Polarizando mediante un circuito externo el diodo base-

dyfued 5

N Colector

N Emisor

P Base

- - - - - - - - - - - - - - - - - -

- - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - -

+ + + + + +

uBepqdummdcdemisor en directa.



N Colector

N Emisor

P Base

- - - - - - - - - - - - - - - - - -

- - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - -

+ + + + + +

Vcc

V BB

Si nos fijamos ahora en el flujo de electrones veremos que la polarización base-misor garantiza una corriente por ese diodo independiente del resto del circuito. Como l emisor está fuertemente dopado dispone de una gran cantidad de portadores que van a enetrar en la base, ésta es estrecha y débilmente dopada, por lo que pocos electrones se combinan en ella y sólo una pequeña porción de los que entran desde emisor salen

acia el terminal de la base. El resto fluyen hacia el colector. Ya hemos hecho uctor entre emisor y colector, gracias al control que

s des

eeprehconductor el transistor condejercemo de la base.

N Colector

N Emisor

P Base

- - - - - - - - - - - - - - - - - -

- - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - -

- - -

+ + + + + + Vcc

VBB



5. 3 SÍMBOLO Y CORRIENTES DE UN TRANSISTOR

Símbolo de un transistor bipolar NPN

Si en vez del sentido convencional nos referimos al sentido real que es el de los electrones, al cambiar todas las corrientes de sentido la fórmula permanece inalterada:

Colector

Emisor

Base

Icolector (IC)

Iemisor (IE)

Ibase(IB)

IE = IC + IB

Icolector (IC)

Iemisor (IE)

Ibase(IB)

IE = IC + IB



En muchas aproximaciones se podrá considerar IC ≅ IE, dado que IB será proporcionalmente despreciable. Pero no siempre será así. Sobre todo en aplicaciones de potencia. Coef ieic ntes

α = I / I

Beta de corriente continua: βCC

CC = I

La alfa de continua será un valor tanto más próximo a la unidad cuanto más espreciable sea la corriente de base frente a la emisor y colector. La beta de continua, ue se la denomina también como ganancia de corriente, puede oscilar desde valores de

potencia, a valores de entorno a 200 para transistores

.4 CURVAS CARACTERÍSTICAS DEL TRANSISTOR

olarización en Emisor Común

Alfa de corriente continua: αCC

CC C E

β / IC B

dq20 ó inferiores para transistores dede pequeña señal. 5 P

RC

RB

VCC

VBBIB

IC

Un transistor se puede polarizar tomando uno de sus terminales como común al ircuito de entrada y de salida. De este modo nos encontramos con tres tipos de ircuitos de conexión del transistor: Emisor Común, Colector Común y Base Común. amos a comenzar nuestro estudio con el circuito en Emisor Común, que es la conexión ás utilizada de un transistor.

ccVm



Circuito de entrada: Es el circuito de polarización del diodo base-emisor. Lo

rman la tensión de polarización de la base VBB, la resistencia de polarización de la ase RB y la unión base-emisor. La corriente de este circuito es la corriente de entrada, o orriente de base IB.

VBB - VBEIB

RB

Circuito de salida

fobc

= : Es el circuito de colector-emisor. Lo forman la tensión de

olarización de colector VCC, la resistencia de polarización de colector RC y colector-misor. La corriente de este circuito es la corriente de salida, o corriente de colector IC.

VCC – VCEIC

RC

pe

= Familia de curvas del transistor

IC

IB VCE

VBE

0´7 V

IB2

IB1

SALIDA

TRANSFERENCIA

ENTRADA



5.5 CURVA CARACTERÍSTICA DE SALIDA

IC

VCE

Zona de Saturación

IB2 (Zona Activa)

IB1 (Zo

IB = 0 (Zona de Corte) Zona de Saturación: En la zona de saturación las dos uniones se polarizan en

VBE. La condición de saturación se verifica ansformando la β en una desigualdad, ya que en esa zona la característica fundamental s que la corriente de base es mayor de lo que resulta de dividir el valor de la corriente

de colector entre la β. Para los diseños de circuitos de conmutación expresaremos la ondición como:

Es importante ser precisos en el cálculo de este tipo de circuitos y recordar que

n transistor en saturación ha de cumplir con garantías las condiciones que hemos jado. No se trata de que transistor tenga entre colector-emisor una tensión “pequeña”, se concepto es indeterminado y en realidad expresa muy poco. Un transistor de equeña señal, con 0´7 V de tensión base-emisor no esta saturado, aunque la tensión plicada sea muy elevada. Además no olvidemos que a una saturación más fuerte staremos acercando la VCE al valor ideal de cero, y con ello reduciendo la potencia isipada en el transistor de modo considerable, evitando además muchos otros roblemas derivados.

Zona de corte

directa, o lo que es lo mismo VCE < tre

c

na Activa) Zona de ruptura

IB >> IC / β

ufiepaedp

: Con corriente de base nula, el circuito de salida actúa como terruptor abierto, si bien no debemos olvidar la presencia de la ya conocida corriente versa de saturación, debida a la unión colector-base inversamente polarizada.

El transistor en conmutación

inin

: El transistor en conmutación es aquél que trabaja n las zonas de corte y saturación exclusivamente, esto es, actúa como interruptor bierto o cerrado

ea




Zona de ruptura: Marcada en gran medida por la polarización inversa de la nión base-colector. Es una zona donde el transistor se destruirá o quedará gravemente u

dañado, por tanto es una zona en la que no sólo no hay que trabajar, sino con la que en nuestros diseños dejaremos siempre un margen amplio de seguridad. Zona activa: En esta zona el diodo base-emisor está directamente polarizado y el

iodo base-colector inversamente polarizado. En esta zona es donde se mantiene una lación constante entre las corrientes de entrada y salida, β, de modo que para una

la corriente de colector permanece prácticamente constante. Y va ser la que utilizaremos en amplificación.

De un modo aproximado podemos calcular la potencia que disipa un transistor ediante el producto de la tensión colector-emisor y la corriente de colector:

urva de máxima disipación de potencia

drecorriente de base dad,a Potencia disipada por el transistor m

PT = VCE · IC C

C

VCE

IB = 0

IB2

IB1

P = Vce · Ic

I


5.6 LAS APROXIMACIONES DEL TRANSISTOR Las aproximaciones del transistor son modelos teóricos que nos permitirán análisis y diseños con el rigor que el circuito requiera. Se basan fundamentalmente en las aproximaciones del diodo que ya hemos visto y en la aplicación de un generador de corriente (Ic) dependiente de corriente (IB), cuya relación es la también conocida β. Aproximación ideal

En esta primera aproximación el transistor se considera con un diodo ideal en

Todo esto se representa mediante el circuito equivalente:

base emisor, y en el circuito de salida no tendríamos corriente de colector ni zona de saturación fuera del eje de corriente.


IB

Segunda aproximación

En esta segunda aproximación el transistor se considera la segunda proximación del diodo para la unión base-emisor.

a

VBE

IC

VCE

IB

VBE = 0 V

IB

VCE

IC = β · IB

IB

VBE

IC

VCE

IB


Todo esto se representa mediante el circuito equivalente:

VBE = 0´7V

IB

VCE

IC = β · IB

ercera aproximación

En este caso se hace al igual que hacíamos con los diodos, se considera también iconductor.

.8 RECTA DE CARGA Y PUNTO DE TRABAJO O DE REPOSO (Q = uiescent point)

Se llama recta de carga de continua a la recta que trazada sobre las curvas de lida une el punto de saturación con el corte para un circuito de salida dado. Esto es,

ara ese circuito de salida dado marca todos los posibles puntos de funcionamiento en nción de la corriente de base, que aparece aquí, por tanto, como la variable del

ircuito.

Una observación detenida nos permite ver cómo el margen real de

ncionamiento no llega nunca a los extremos de la recta. Sino que sus límites reales son las intersecciones con las zo sí saturación nos presentará siempre una tensión colector-emisor superior a cero y una corriente inferior al extremo

T el efecto de la resistencia interna del sem 5Q sapfuc

fu

nas límite de las curvas. A

Q

IC

VCEIB = 0

IB2

IB1



de la recta. Por otro lado la máxima tensión colector-emisor será siempre ligeramente inferior a la máxim s ver a que para corriente de base igual a cero la corriente de colector tiene un valor de corte que, salvo idealmente, nunca es cero; aunque esa aproximación será valida en la mayoría de las

casiones.

Cálculo de una recta de carga

a que marcará la alimentación, debido como podemo

o : Una recta queda definida por la determinación de

os de sus infinitos puntos. Estos dos puntos serán para nosotros los cortes con el eje de nsión y con el eje de corriente. El corte con el eje de tensión se produce para la áxima tensión colector-emisor idealmente posible, la de alimentación. Y el corte con

l eje de corriente se produce para la máxima corriente idealmente posible, la que pone VCE = 0; y por tanto IC = VCC/RC. El punto Q vendrá determinado por la

orriente de base: IC = β · IB.

5.9 CÁLCULOS TÉRMICOS Existe una potencia eléctrica (P) en el transistor, que se va a transformar en

o de a temperatura de la unión. Si el e temperatura que puede soportar en la unión,

mas; el primero to, y así

eterminar la viabilidad térm

ue evite que la temperatura alcance e límite.

Como el calor disipado es proporcional a la diferencia de temperaturas unión-mbiente, el equilibrio se alcanza cuando el calor disipado es igual al producido, en ese omento ya no habrá incremento térmico.

Calor producido = Calor disipado

dtemesuc

Q

IC

calor, el cual se traduce en un incrementmiconductor supera el valor máximo d

lseel dispositivo se destruirá. De modo que nos enfrentamos a dos problealcular esa temperatura para unas condiciones dadas de funcionamienc

d ica de nuestro diseño. El segundo problema será, en caso de que se supere esa temperatura y la opción no sea otro componente, determinar un

isipador qd am

VCEIB = 0

IB2

IB1

IC máxima = VCC/RC

V = VCC

IC Q = β · IB

CE máxima



1 W 2 A

1 2 jA ica unión ambiente.

Tj = TA + (θjA · PW)

ión (Tj

K · P = K · ( Tj – T )

K /K = θ ⇒ Resistencia térm

Tj – TA

K1/K2 = ⇒ PW

Tj – TA

[θjA] = ºC/W θjA PW

=

Temperatura en la un ): No sólo no debe ser superada la indicada por el bricante, sino que hay que dejar un margen de seguridad. fa

Resistencia térmica unión-ambiente (θjA): Es la total y se halla com la suma de

todas las resistencias térmicas interpuestas entre la unión y el ambiente.

θ

o

θRA = Resistencia térmica entre el refrigerador y el ambiente.

θjA = θjC + θCR + θRA

θjA y θjC las proporciona el fabricante. θCR oscila entre 1ºC/W y 1´5ºC/W, en función del material utilizado. Así nos queda como incógnita θRA, con la cual seleccionaremos el disipador adecuado.

jC = Resistencia térmica entre la unión y la caja del componente. θCR = Resistencia térmica entre la caja y el refrigerador.



TEMA 6: CIRCUITOS CON TRANSISTOR

ha sido muy útil y no hemos nido problemas derivados de la inestabilidad de la beta del transistor y por tanto del

punto de trabajo del mismo. Pero con ot caciones no nos sirve esta polarización. Hay que buscar nuevas formas que estabilidad del punto de trabajo (Q) con independencia de la tem nes de beta entre diferentes

te será el caso de los amplificadores. Uno paso en este camino es la que la resistencia que controla la corriente de entrada

se ha colocado en el emisor y no en la base, con lo cual ahora es común al circuito de entrada

6.1 POLARIZACIÓN DE EMISOR El tipo de polarización que conocemos hasta ahora es la polarización de base. La hemos utilizado para trabajar en conmutación, donde te

ras apligaranticen la

peratura y de las variaciotransistores. Ésllamada polarización de emisor por

y al de salida.

VCC

RC

RBVBB

El objetivo que se busca y que este circuito consigue en gran medida, es obtener un circuito en el cual el punto de trabajo (Q) del transistor no dependa de la ganancia de corriente del transistor (β). ¿Cómo lo hemos conseguido? Al colocar la resistencia en emisor hemos dejado

e conectar éste a masa, de modo que su tensión ya no será cero, sino el resultado del roducto de la corriente de emisor por el valor de la propia resistencia. Sin embargo, omo la tensión base-emisor sí la podemos considerar constante, nos encontramos con

que al fijar una tensión en base estamos forzando el valor de tensión en emisor, y por tanto la corriente de emisor al ser RE de un valor predeterminado. De esta manera tenemos que la corriente de emisor no depende de la ganancia del transistor sino únicamente de VBB y RE.

dpc



VE = VBB - VBE

IE = VE / RE

Conocida IE será ya suficiente hacer la aproximación IC ≈ IE, con lo cual ya odrem

VCE = VCC – (VRE + VRC)

e la ganancia (β):

E C C C E

B C

(β/β+1) es el llamado Factor de Corrección, y nos da la medida del error que cometemos con la aproximación IC ≈ I Seguidor de emisor (bootstrap) En este tipo de circuit n de emisor “sigue” a la de base, con una diferencia constante que es la tensión base-emisor.

p os calcular el resto de magnitudes que nos permitirán definir el punto Q, sin necesidad de hacer intervenir a la corriente de base (IB).

IC ≈ IE VRC = IC · RC

Efecto de la ganancia de corriente

A pesar de lo que hemos dicho, si hemos prestado atención a la exposición

anterior, sabremos ya que hemos introducido en nuestro razonamiento un paso por el cual se nos “cuela” el efecto de la ganancia de corriente: es la aproximación IC ≈ IE. Para cuantificar el error que cometemos vamos a trabajar con la relación de corrientes

e un transistor poniendo la IC relacionada con la IE por una constante que sea función dd

IE = IC + IB ⇒ I = I + (I /β) ⇒ I = (β/β+1) II = I /β

VBB

RE

VB

VE

E.

o hemos visto cómo la tensió



6.2 EL TRANSISTOR COMO FUENTE DE CORRIENTE Se vio en su momento que la confi uración de polarización por resistencia de base era la adecuada para hacer trabajar al transistor como conmutador. La onfiguración de polarización por resistencia de emisor va a tener una de sus principales plicaciones en el diseño de fuentes de corriente (la otra, como veremos, será el diseño e fuentes de tensión).

g

cad

Mediante la determinación de VBB y RB fijamos la IE, y por tanto fijamos la IC, que no dependerá del valor de la carga (RC). Como vemos, en esta configuración la carga no está conectada a masa (cuando estudiemos el transistor PNP veremos que es posible una fuente de corriente con la carga conectada a masa). Limitaciones de una fuente de corriente Ya sabemos que una de las limitaciones de una fuente de tensión es la máxima corriente que puede proporcionar a la carga. En una fuente de corriente una de sus principales limitaciones es la máxima tensión que puede suministrar a la carga. Por ejemplo, si tenemos una fuente de corriente de 1 A cuyo esquema es el de la figura anterior, con una Vcc de 20V, y conectamos una carga de 1 KΩ; aplicando la ley de Ohm obtenemos que para suministrar ese amperio a esa carga la tensión debería ser de 1.000 V. Por supuesto, el circuito no los va a suministrar. Cuando la carga es un condensador Si como carga de una fuente de corriente conectamos un condensador, nos encontramos con un proceso de carga que difiere del

VBB

RCCarga

RE

VCC



ya estudiado de un circuito RC. Al tener corriente constante, estamos ante una carga lineal, donde se cumple:

C · V = I · t

y por tanto

VC = (I · t) / C

como I y C serán constantes

VC = (I/C) · t

Este será el mejor sistema de relacionar tensión en función del tiempo, y dar paso a

Vc

t

sí a todo tipo de circuitos cuyo funcionamiento esté en función del tiempo; y que no se puedan abordar con una sencilla red RC.

Esta configuración no será la más indicada, ya que normalmente será conveniente que el condensador se encuentre referenciado a masa (cosa que estaremosn disposición de hacer tras estudiar los transistores PNP).

e



6.3 EL TRANSISTOR COMO FUENTE DE TENSIÓN Y ADAPTADOR DE PEDANCIAS

ación anterior, al polarizar por emisor un ansistor su resistencia de colector no influye en los valores de corriente. Así podemos

dar el paso de eliminarla, con lo cual la corriente de colector no se alterará y será la VCE la que absorba la tensión que antes absorbía la resistencia. Ahora la carga la

la

IM Como hemos podido ver en la aplictr

consideraremos en emisor (RE), y lo constante en la misma no será la intensidad, sinotensión, una tensión marcada desde la base, con la diferencia ya conocida de VBE.

VCC

La tensión en la carga se mantiene constante si es constante la tensión en base, y en un valor que difiere en la tensión base-emisor, el efecto de variar la carga produce variaciones de la corriente en la misma, pero, y esto es muy importante, gracias a la ganancia de corriente del transistor, esta intensidad de la carga nos es suministrada por quien fija el valor de la tensión (VBB), sino por el circuito de salida del transistor, esto es, por VCC. Esto nos permite entender ya una primera aplicación:

El transistor va a estar trabajando en activa (con colector al mayor potencial del circuito es imposible la saturación). Y será él quien suministre la corriente a la carga,

VBB RECarga

VE = VBB - VBE

Dz

Iz

R

IR

IB

RL



pero será el zener el que fije la tensión en la misma (siempre con la diferencia de VBDe este modo los problemas que al diseñar fuentes estabilizadas con diodo zener ndaba la corriente de carga, sobre todo si esta era alta, queda eliminado con la aplicaciódel transistor como amplificador de corriente.

E). os n

Lo que el diodo zener va a ver como carga es la base del transistor, cuya orriente es β veces menor que la de la carga en emisor, quedando así amortiguado el

efecto de la carga sobre la estabilización.

Si representamos una fuente de alimentación completa con todo lo estudiado asta este momento:

c

h

Fuentes variables

Si la referencia es variable obtendremos en la salida una fuente vatiable entre los árgenes que m

m arque la tensión en la base:



Al tratarse en la entrada de un divisor resistivo el problema es cómo afecta la orriente de la carga, a través de la beta, a la propia tensión que ha de ser referencia, ues variaciones en Ic suponen variaciones en IB, que a su vez modifican la distribución e tensiones entre las resistencias. Lo ideal sería que la corriente de base sea espreciable frente a la corriente del divisor, cuando las corrientes de la carga son altos sto puede ser problemático. Un modo de conseguirlo es el Par Darlington.

ar Darlington

Un Par Darlington es la asociación de dos transistores para obtener una ganancia e corriente mayor, de este modo las betas se multiplican, pues la corriente de colector el primero es la corriente de base del segundo. Así con dos transistores de beta igual a 00, obtendríamos el equivalente a un transistor de beta igual a 10.000. Lo normal en stas configuraciones suele ser que el transistor cuya base se convierte en base del par

1) sea de menor potencia (y por tanto también mayor ganancia) que el transistor que ctúa en la salida (T2), que será de mayor potencia (pero por eso mismo de menor anancia).

cpdde P dd1e(Tag

βTOTAL = β1 · β2

T1 β1 T2

β2

IB1

IC1 = IB2IC2



6.4 EL FOTOTRANSISTOR

Los mismos principios que eran válidos cuando hablábamos de los fotodiodos n ahora aplicables a los transistores, pudiéndose crear así fototransistores. En éstos, la cidencia de la luz sobre la unión base-colector sustituye o complementa a la corriente

e base. Así la corriente de salida (Ic) de éstos depende de la radiación luminosa que cida sobre el transistor. El fototransistor tiene la ventaja de la sensibilidad sobre el todiodo, con la misma radiación luminosa incidiendo el transistor permite controlar

orrientes más altas. Pero tiene un inconveniente, la velocidad. Un fotodiodo es más pido que un fototransistor.

Optoacoplador Mediante un diodo LED y fototransistor se puede conseguir un optoacoplador que permite controlar con el transistor circuitos desde las órdenes que reciba el diodo

iento eléctrico entre el circuito de mando y el de otencia. Si el optoacoplador es del tipo abierto, se puede controlar exteriormente la cidencia del haz de luz y detectar de este modo posicionamientos de diferentes

lementos.

soindinfocrá

LED. Consiguiendo así un aislampine

CIRCUITO

DE

CIRCUITO

DE POTENCIA CONTROL



6.5 EL TRANSISTOR PNP

Cambiando la configuración de los cristales obtenemos com resultado un nuevo tipo de transistor: el PNP.

o

PColector

P

Emisor

NBase

+ + + + + + + + + + +

+ + + + + + + + + + + + + + + + + + + + +

- - - - - - - -

P Colector

P Emisor

N Base

- - - - - - - - - - - - - - - - - -

- - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - -

+ + + + + + Vcc

+ + + + +

+ + + + + + + + + + + + + + + + + + + + +

- - - - - - - -

+ + + + + +

VBB< Vcc



a fuente de corriente con transi

Icolector (IC)

Iemisor (IE)

Ibase(IB)

IE = IC + IB

L stor PNP

Con transistor PNP podemos hacer un generador de corriente con la carga conectada a masa.



6.6 POLARIZACIÓN POR DIVISOR DE TENSIÓN Antes de comenzar a explicar esta polarización, presentamos un cuadro resumen de cómo han evolucionado los circuitos de polarización de un transistor hasta llegar al que nos ocupa, el divisor de tensión; el cual es el último paso de un proceso.

Polarización de base

Polarización con realimentación de emisor

Polarización con realimentación de colector

Polarización con realimentación de colector y emisor

Polarización por divisor de tensión



El circuito de polarización por divisor de tensión es el actualmente más utilizado. En realidad es una mejora del circuito de polarización de emisor, en el cual la tensión de polarización de base viene marcada por un divisor resistivo, conectado a la misma tensión de alimentación que el circuito de salida. Análisis del circuito

RC

RE

R1

R2

Para analizar el circuito, el primer paso es calcular la corriente del divisor:

I = Vcc / (R1+R2)

Con esta intensidad puedo obtener la tensión de base al multiplicar por R2:

VB = R2 · I

El siguiente paso es obtener la tensión en emisor:

VE = VB - VBE

De aquí podré pasar a la corriente de emisor que, como ya hemo s visto, ualamos a la de colector asumiendo un pequeño margen de error:

IE = IC = VE/RE Sólo nos quedará ya obtener las tensiones:

VCE = VCC – ICRC -VE En este circuito hemos conseguido que el punto de trabajo (Q) sea prácticamente independiente de los cambios de beta del transistor, haciéndolo depender exclusivamente de las polarizaciones. Por supuesto, esto es una aproximación, que aunque suficientemente buena, siempre dejará un pequeño margen de error.

ig

I

Despreciamos la IB

I >> IB

Si I = 20IB, el error de cálculo se situaría en el 5%.



TEMA 7: AMPLIFICACIÓN 7.1 AMPLIFICADOR ELEMENTAL

´

Vi

o

RC C2

R1C1

R2

R

Una primera mirada al circuito que acabamos dehemos introducido una serie de elementos nuevos que ecircuito de partida que es la polarización por divisor de teañadido una señal de entrada (Vi), la cual se pretende sobre la cual se quiere aplicar la señal amplificada. Pero hemos introducido un componente ya conocido y ampliamcondensador, pero en una función que todavía nos es desccomprensión del circuito vamos a explicar las diferentes p


Vo

EC3

presentar nos haces necesario explicarnsión. Sobre esta baamplificar, y una caeso no ha sido todoente utilizado hasta

onocida. Para llegarartes.

V

RL

ver que . Hay un se hemos rga (RL), , también ahora, el a la total

107


7.2 EL FENÓMENO DE LA AMPLIFICACIÓN

Para introducirnos en el fenómeno de la amplificación vamos familia de curvas de un transistor. Hasta ahora hemos partido siemprebase-emisor constante de 0´7V, de acuerdo con la segunda aproximacaproximación sigue siendo válida, pero sí observamos la curva de ent

ansistor (IB-VBE) nos damos cuenta de que en la zona de conducciónl que

or polarizado con su, si a esa tensión continua le sumivo, el efecto será que estamos su

sa tensión de base-emisor. Y dicho efecto, “amplificado”, se reflejaráolector-emisor. De modo que variaciones de centésimas de voltio en

d or invierte la entrada. En amplificación ocurre lo mismo, ya que a

misor, y C

miciclo positivo a la entrada el proceso es inverso.

IC

tre el valor real de Vbe puede variar. Esta variación se refleja en va su vez tiene reflejo en la IC, y por tanto en el punto de trabajo del tra

De este modo, si consideramos un transist emisor fijada en un valor de continuaeñal, con semiciclo positivo y negats

ecpueden provocar variaciones de varios voltios en colector-emisor. Coindica o con anterioridad, en esta configuración del transist en emis

lidasanegativo de entrada le corresponde una menor tensión base-e

, lo que a su vez supone menor I y un aumento de la tesión colectoIBse

IB VCE

VBE

0´7 V

IB2

IB1

SALIDA

TRANSFERENCIA

ENTRADA

Semiciclo neg

Semiciclo pos

Vo


Semiciclo positivo Semiciclo negativo

a partir de unaión. Estrada de hay un

tensiónamos ubiendo en la t

base-em

l semicipor tan

iso

ariaciónnsistor

mo ya hor com

r-em

ativo

itivo i
V
de la tensión a un margen en

e IB, que

base na pequeña y bajando ensión isor,

clo to menos r. Con el

d(Q).

emos ún, la

108


7.3 EL CIRCUITO DE CONTINUA Y EL CIRCUITO DE SEÑAL 7.3.1 Los condensadores en un amplificador En un amplificador los condensadores van a tener la función de separar los circuitos de continua y de señal. Para esto es necesario recordar que idealmente un condensador es para corriente continua un interruptor abierto; y para corriente alterna, si elegimos adecuadamente el valor en función del rango de frecuencias, y despreciando por tanto Xc; lo podremos considerar un interruptor cerrado. El condensador de acoplo: El condensador de acoplo es el que permite “acoplar” dos puntos de un circuito, de modo que la señal no encuentre oposición entre esos puntos, pero a la vez esos dos puntos estén aislados en sus valores de continua. C

R1

R2 Vca

Vcc

Para analizar este circuito podemos aplicar el ya conocido principio de superposición. Analizando por separado los circuitos equivalentes para continua y para señal. Y después sumando los efectos sobre R2. Circuito equivalente para continua



El efecto es un circuito abierto, por tanto la Icc es cero y las tensiones de continua en las dos resistencias es cero tamb Dónde está la continua? En extremos

el condensador. ién. ¿

d Circuito equivalente para señal

R1

R2 Vca

En realidad lo que tenemos es:

R1

Vca

c

Si R=R1+R2, para que el acoplsea despreciable frente al valor de R. Dserá despreciable. Esto se expresa del si

XC < R/10 R

o de señales de audio (20

Cuando se trabaje en un margecondición se debe de cumplir para el pbaja. En el cas


X

R2

amiento sea adecuado, se debe cumplir que Xc e este modo la señal que caiga en el condensador guiente modo:

ecordar que XC=1/(2πfC)

Hz-20KHz) este límite es de 20Hz.

n de frecuencias, por ejemplo las audibles, está eor caso posible, esto es, para la frecuencia más

V – Curso 2009/2010 110


El condensador de desacoplo: El condensador de desacoplo pretende eliminar la señal de un punto del circuito.

R1

Para analizar este circuito podemos aplicar el ya conocido principio de

por separado los circuitos equivalentes para continua y para los efectos sobre R3.

superposición. Analizandoeñal. Y después sumandos

Circuito equivalente para continua

En continua tenemos un circuito de tres resistencias en serie, de modo que VR3 será:

VR3 = R3 · (Vcc/R1+R2+R3)

C

R2

Vca

VccR3

R1R2

VccR3



Circuito equivalente para señal

R1R2

Vca

VR3 = 0

De este modo el punto don el condensador de onvierte en ma

Si R=R1+R2+R3, para que el desacoplam cuado, seque Xc sea despreciabl or un ladcaiga R2; y supocondensador . Esto se puede expresar de modo similar al de los conacoplo:

XC < R/10

Del mismo modo, cuando se trabaje en un margen de frecuencialas audibles, está condición se debe de cumplir para el peor caso posible, frecuencia más baja. En el caso de señales de audio este límite es de 20Hz

c

de hemos conectadosa virtual para la señal alterna.

iento sea ade

e frente al valor de R. De este modo, p en el condensador será despreciable frente a la de R1+ndrá una anulación efectiva de la R3 con la que está conectado

R3 C

R3 queda anulada al tener en paralelo un cortocircuito.


Se convierte enmasa virtual paraseñal

desacoplo se

debe cumplir o la señal que p lado

lo el densadores de

s, por ejemplo esto es, para la .

or otroen parale

112


7.4 EL PRINCIPIO DE SUPERPOSICIÓN APLICADO AL ESTUDIO DE AMPLIFICADORES

RC C2

El estudio de un circuito amplificador se pu

a a ser la suma de ambos efectos. Es muy importanseparación es una herramienta teórica para poder anacompleja.

7.4.1. Circ

continuñal (como es tensión recordar que se cortocircuita)

omo interruptores abiertos (tal como ya hemos visriterios el circuito que nos queda es el siguiente:

separado los circuitos equivalentes para continua y parav

uito equivalente para continua Para hallar el circuito equivalente para secc

El circuito resultante ya ha sido objeto de estudio

R2

C1 R1o

´

Vi

R

R

RR2

R1


Vo

ede abordar consideros que la

te ser conscientes delizar una realidad mu

a basta con anular la y considerar los condeto). Aplicando estos

señal. Sabem

y no nos detenemos m

C3E

C

E

10

V

ando por realidad

que esta cho más

fuente de nsadores sencillos

ás en él.

RL

113


7.4.2. Circuito equivalente para señal Lo primero será anular las fuentes de alimentación (recordar de nuevo que anular una fuente de tensión para el análisis de circuitos supone cortocircuitarla). Y lo segundo sustituir los condensadores por interruptores cerrados. El resultado es el siguiente:

Podemos observar que RE ha desaparecido en el circuito de señal por efecto del condensador de desacoplo. También como RC y RL quedan ahora en paralelo, al igual que R1 y R2. Nos podemos dar cuenta ahora de por qué a este amplificador se le denomina en emisor común. En el circuito de señal el emisor es común (se encuentra conectado a la masa, que es punto común) al circuito de entrada y al de salida. Para seguir avanzando en nuestro análisis vamos a definir dos nuevos conceptos: la resistencia de emisor para señal y la ganancia para senal.

esistencia de emisor para señal

l diodo emisor presenta una resistencia no lineal, que para r mediante la ley de Ohm, con la tensión y corriente en un

unto, este valor sirve como aproximación en el entorno de ese punto. En el caso del ircuito para señal lo que nos interesa es la resistencia para señal del diodo base-emisor.

ial, y a una temperatura aproximada de 25ºC se

R Ya sabemos que eada punto podemos hallac

pcSe obtiene mediante calculo diferenc

uede presentar así: p

Vi

RL RC

R2R1

25 mV

r´e = IE

Donde IE es la corriente continua de emisor.



La ganancia para señal En la fórmula anterior ya hemos introducido un elemento nuevo: el uso de minúsculas para las magnitudes del circuito de señal. Con la ganancia ocurre lo mismo: β para señal = hfe β = ic / ib Modelo en T para señal Continuando ahora con el análisis del circuito para señal podemos simplicar el circuito de resistencias, con lo que nos queda:

Para poder aplicar aquí la teoría de circuitos debemos sustituir el transistor porun circuito equivalente compuesto de elementos de circuito:

Este circuito nos permite yapodemos mejorar el análisis con eindependientemente el circuito de ent

RC // RL

R1//R2Vi

R1/Vi

ic

b

M. Equipos Electrónicos – Dpto. Electrónica

i

realizar los cálcul modelo II (paralrada y el de salida.

RC // RL

/R2 r´e e

FSV – Curso 2009/2010

i

los necesarios, sin embargo, elo), que nos permite tratar

115


Modelo en II Para pasar a este modelo nos tenemos que fijar en primer lugar que en el circuito de salida ré no afecta a ic, al tratarse de un generador de corriente, y por tanto la tensión de salida vc, sólo depende de ésta y de RC//RL.

vc = ic· RC//RL

Si a RC//RL lo denominamos como resistencia de colector para señal: rc.

vc = ic· rc

Por otro lado, en el circuito de entrada lo que nos interesa es saber cómo se ve el punto de la base en cuanto a corrientes y tensiones. De modo que ib sea la misma al sustituir el circuito en T por el modelo en II. Para esto se ha de sustituir por una impedancia que con la misma tensión suponga la misma corriente. Es lo que llamaremos impedancia de entrada en la base del transistor:

z entrada (base) = vb / ib

Si observamos el circuito comprobamos que: vb = ie · ré

Así nos queda: z entrada (base) = (ie · ré) / ib

entrada (base) = β ré

Y como ie / ib es aproximadamente igual a β tenemos que: z

R1//R2Viβ · ré

ic RC // RL

Y cuál será la impedancia de la entrada del amplificador vista desde el generador

e señal:

z entrada (amplificador) = R1//R2//β ré Como podemos observar, esto supone que la impedancia de entrada del amplificador siempre será menor que la impedancia de entrada de la base del transistor.

d



Un problema que podemos detectar al ver la fórmula es que la impedancia de entrada del amplificador depende de la β del transistor. Con lo cual va a estar a expensas de las variaciones de temperatura y de cada transistor concreto. 7.4.3. La ganancia de tensión La ganancia de tensión es el cociente de la tensión de salida entre la tensión de entrada. A = vsalida / ventrada Luego para hallar la ganancia necesitamos saber esos valores:

R1//R2Viβ · ré

ic RC // RL

ventradavsalida

Para calcularlos aplicamos teoría de circuitos al equivalente en II.

Sin embargo hay otra forma de cálculo:

vsalida = ic · rc ventrada = ie · ré (ver modelo en T)

M. Equipos Electrónicos – Dp

A = vsalida / ventrada = (ic · rc) /( ie · ré)

Considerando ic = ie

rc =

ré

A

to. Electrónica FSV – Curso 2009/2010 117


Impedancia de salida de un amplificador en emisor común

Es tan sencillo como aplicar a este circuito lo que hemos estudiado ya de quivalentes Thevenin y Norton. Simplemente ya por observación nos damos cuenta de ue Rc será la impedancia de salida, y que la tensión del equivalente Thevenin será el sultado de multiplicar ic por Rc:

eqre

ic RLRC

ic RC

RC

RL

vth = ic · Rc



7.4.4. Etapas en cascada


C

ircuito equivalente para señal



7.5 AMPLIFICADORES DE POTENCIA 7.5.1. Amplificadores de potencia Clase A Los amplificadores de clase A son aquellos en los que durante todo el periodo de la señal de entrada el transistor trabaja en la zona activa. Esto es, el transistor amplifica el ciclo completo de la señal de entrada (360º). Es el típico en las etapas transistorizadas previas. Sin embargo en potencia es una mala solución, ya que su rendimiento es francamente malo, normalmente inferior al 25%. Mientras que en la clase B el rendimiento puede alcanzar valores superiores al 75%.

7.5.2. Seguidor de emisor. Amplificador en colector com

El circuito es ya un viejo conocido nuestro, lo hemtensión

o, porque emisor es la salida) otanancia de tensión, que como decimos será próxima a lan esta configuración la tensión de salida está en fase con

. Ahí ya vimos que al tomar la salida en emisor, eque difería en Vbe de la entrada (Vb). Aquí, como de lo qes de variaciones, nos encontraremos con que las varaproximadamente igual en el emisor, de ahí la denominacgran realimentación negativa que produce RE (darse condensador de desacoplge

´

Vi

o

RC

R

C2

R2

R1C1


Vo

ún.

os empleado como

orga una gran estabi unidad. También sela tensión de entrada

sta tenía en continuaue se trata es de señiaciones de base seión de seguidor de ecuenta de que aqu

EC3

V

fuente de

lidad a la ve cómo .

un valor ales, esto reflejan

misor. La í no hay

RL

120


Modelo equivalente para señal

Vi

o

Rgenerador

RE

C1

C2

R2

R1

ViRL

Rgenerador

RER2R1


V

RL

121



Vi

Rgenerador

RE//RL = reR1//R2

Rgenerador

Vire

R1//R2

ré

β( ré+re)Vi

Rgenerador

R1//R2ré+ re

Tensión dsalida v

e s


Por tanto podemos ver como: z entrada = R1//R2//β( ré+re)

Como β( ré+re) suele ser de un valor muy elevado, se puede despreciar en el paralelo, con lo que nos queda que:

z entrada = R1//R2

Ganancia de tensión La ganancia de tensión es el cociente de la tensión de salida entre la tensión de entrada. A = vsalida / ventrada Luego para hallar la ganancia necesitamos saber esos valores:

Vi

Rgenerador

reR1//R2

ré

Tensión de salida vs

La ganancia en seguunidad. En realidad siempre

Vi

vsalida = ie · re ventrada = ie ·( ré + re)

M. Equipos Electrónicos – Dpto. E

idor de emisor (colector común) es aproximadamente la estará ligeramente por debajo de este valor.

A = vsalida / ventrada ie · re) /[ ie ·( ré + re)]

= (

re

A = ≅ 1 ré + re

lectrónica FSV – Curso 2009/2010 123


Impedancia de salida Partimos del modelo en T:

Vi

Rgenerador

Se trata deprimer paso hallpodemos ver que

RER1//R2

r´e

Tensión de salida vs

Hemos desconectado Rpara hallar la impedancia de salida.

L

V

M. Equipos Electrón

Bloque de Entrada

hallar la resistencia Thevenin vista desde la salida del circuito. Como amos la resistencia Thevenin del bloque de entrada. Que fácilmente será el paralelo de la resistencia del generador con R1//R2, al anula Vi.

i

Rgenerador

R1//R2

VTH = Ventrada

icos – Dpto. Electrónica FSV – Curso 2009/2010 124


VTH

Planteando la ecuación de las ten

VTH = ib

sto equivale a un circuito:

La ib la podemos sus

VTH = (ie/

ie = VTH

E

VTH

[(Rge

Como normalmente la REsto ese paralelo que nos daría

espreciando la RE nos queda una

rsa

red


Rgen// R1//R2

siones en la malla tenemos:

(Rgen// R1//R2) + ie· ré+ ie·RE

β)(Rgen// R1//R2) + ie· ré+ ie·R

tituir gracias a la β : ib= ie/β; c

/ [(Rgen// R1//R2) /β + ré+RE]

RE

ré

n// R1//R2) /β ]+ ré

RE

será de un valor muy elevado el equivalente Thevenin lo impedancia de salida:

lida = [(Rgen// R1//R2) /β ]+ ré

nica FSV – Curso 2009/2010

vs

E

on lo cual:

enpod

vs

comparación con el emos simplificar, y

125


Adaptador de impedancias

Un circuito que como este presenta una alta impedancia de entrada, una baja pedancia de salida y ganancia unidad, es útil como adaptador de impedancias. La nción de un adaptador de impedancias es poder obtener una señal, o tensión en

El símbolo del triángulo es el típico para representar un amplificador o cualquier tipo de buffer. (Es interesante hacer notar que este es el origen del símbolo de la puerta NO en la norma estándar americana, ASA; donde la inversión viene indicada por el círculo de la salida. Como se pude observar, sin embargo, no guarda ninguna relación con las normas de la comisión electrotécnica internacional, IEC, con origen en las normas DIN alemanas).

7.5.1. Amplificado

El bajo rendpotencia, una de lsemiciclo, 180º, depuede llegar a supciclo completo de lcada semiciclo. Esen inglés, literalmeuno para el semiciotro será PNP, características. Grapotencia y baja dist

imfugeneral, de un punto de un circuito sin pedirle corriente (en realidad una corriente que sea despreciable); para poderla aplicar a otro circuito o etapa del mismo circuito, suministrando la corriente que sea necesaria.

Adaptador de impedancias ideal

Vi Zi = ∞ ⇒ Ii = 0

Vo = Vi Zo= 0 ⇒ Io = Vo/RL

1

C


ASA IE

res de potencia Clase B

imiento de la clase A trajo el desarrollo de otras configuraciones de as más típicas es la clase B, donde el transistor sólo amplifica un la señal, estando durante el resto del ciclo en corte. Y el rendimiento erar el 75%. Por supuesto, como lo que queremos es amplificar el a señal, de lo que se va el circuito conocido com contrafase (push-pull es la denominación nte empujar-tirar). En re lidad se trata de dos seguidores de emisor, clo positivo y otro para l semiciclo negativo. Así uno será NPN y pero ambos complem ismas cias a esta configuración se pueden conseguir amplificadores de gran orsión.

a tratar es de tener dos transistores, uno para oaeentarios, esto es, teniendo las m

os – Dpto. Electrónica FSV – Curso 2009/2010 126



R1

R2

R3

C1

C2

C3

T2

T1

Vi


Las resistencias de polarización buscan un punto detrabajo estable en los transistores junto a la zona de corte. De estemodo podrá desplazarse en cada transistor en el semiciclocorrespondiente y permanecer en bloque en el otro semiciclo. Sebusca que las tensiones de base-emisor de los transistores seaniguales para que el punto de reposo coincida con una tensióncolector-emisor igual a la mitad de la de alimentación Vcc. Aquíse ve la importancia de que ambos transistores seancomplementarios, porque ligeras diferencias en elcomportamiento de base-emisor van a provocar problemas de

estabilidad térmica y distorsión. Como esta complementariedadnunca es total a continuación

será necesario mejorar este circuito como veremos.

R1

T2

T1

R2

R3


Circuito equivalente para señal

VCE

IC

Q

Si no hubiese polarización de continua en un entorno de 0´6V, próximos a la onducción, tendríamos que mientras no superase la señal los 0´7V de Vbe, no habría onducción. El efecto sobre la señal de salida sería el de una distorsión llamada de cruce or cero, porque es en el cruce por cero de la señal de entrada donde se produce. En la ráctica no conseguimos hacer desaparecer completamente esta distorsión, aunque sí inimizarla, desplazando Q ligeramente a conducción (este punto modificado de la

lase B también recibe a veces el nombre de clase AB). Un buen criterio práctico es arcar una corriente del punto Q entre el 1% y el 5% de la corriente de saturación del

ircuito.

No hay que olvidar que estamos con un circuito de seguidor de emisor, colector omún, y que por tanto no hay ganancia en tensión. La ganancia que obtenemos con

ccppmcmc

ceste amplificador es en corriente. Los niveles de tensión de la señal se han debido obtener ya con las etapas previas del amplificador. Ya que esta configuración es ya la etapa final del amplificador que ataca al altavoz.

0´

0

-0´7V

7V

Distorsión de cruce por cero

VCE

IC

Q



Deriva térmica - Diodos de compensación

a, por el ambiente o por el calor producido en l semiconductor, a la misma tensión base-emisor le va a corresponder una mayor

en el miconductor, que redundará en una mayor conducción, y así hasta llegar a la

Para evitar este problema se sustituyen las resistencias por diodos de ompensación.

En el circuito que polariza los diodos base-emisor con resistencia aparece el problema de la deriva térmica. Como las características del transistor varían con la temperatura tenemos que al aumentar estecorriente de colector, lo que a su vez provocará un incremento de temperatura sedestrucción de los transistores. c

Con los diodos se consigue que ante un aumento de temperatura la respuesta del circuito no sea el incremento de corriente. ¿Cómo? El punto crucial está en que esos diodos al aumentar la temperatura, como su corriente es constante, bajarán su tensión ánodo-cátodo, y por tanto reducirán la tensión base-emisor de los transistores, impidiendo que éstos entren en deriva térmica.

Para que el funcionamiento sea correcto lo ideal sería que las curvas de los

cas a las de las uniones base-emisor. Esto, que es difícil con muy buenos resultados cuando la etapa se

ente (sin condensador) y con la sistencia de emisor sin desacoplar. Con esto conseguimos en continua una fuente de

ión y aplicar la señal a la entrada de los base del transistor permite el ajuste del punto

os transistores mediante el ajuste de lo que no es sino una fuente de os diodos de polarización.

diodos fuesen idéntiomponentes discretos, se consigue con c

desarrolla en un mismo y único circuito integrado. Excitación de la clase B El método más adecuado para aplicar señal a esta etapa es mediante un mplificador en emisor común acoplado directama

recorriente para los diodos de polarizac

ansistores. La resistencia variable en latrde trabajo de lorriente para lc




Amplificador de dos etapas

c

A continuación presentamos lo que sería un esquema de un amplificador con ontrol de volumen.


Adaptador de impedancias

Control de volumen

Previo

Potencia

Preamplificador

Para conocer todos los elementos de amplificación todavía nos queda por estudiar los filtros, que serán los circuitos que, intercalados entre el preamplificador y potencia permitirán modificar la respuesta en frecuencia. Son los circuitos

simple, que suele venir con los propios equipos amplificadores como correctores de tonos graves y agudos (bajas y altas frecuencias); hasta los más sofisticados que se suelen presentar como dispositivos aparte conocidos como ecualizadores. En este campo entraremos después de haber estudiado unos circuitos, los amplificadores operacionales, que son los ahora utilizados, desplazando en muchos circuitos al transistor discreto. Es bueno advertir ya que en los amplificadores estéreo nos encontramos en realidad con dos amplificadores iguales, uno para cada canal.

ecualizadores, desde su versión más



TEMA 8: EL TRANSISTOR DE EFECTO DE CAMPO Field Effect Transistor (FET)

Hasta ahora hemos estudiado el transistor bipolar (BJT – Bipolar Junction ). Pero, si bien es el fundame to del desarrollo de toda la electrónica

oderna, no es el único tipo de transistor. Existen también transistores unipolares, un , que en algunas aplicaciones van a ser una

mejor opción que los bipolares. A la hora de proceder a su estudio, lo que ya sabemos de los transistores bipolares (BJT) nos va a permitir asimilar rápidamente este nuevo tipo de componente. Con el cual guarda una nada desdeñable relación. 8.2 EL TRANSISTOR DE EFECTO DE CAMPO DE UNIÓN – EL JFET (Junction Field Effect Transitor) 8.2.1 Estructura interna

ual l

e). El una corriente de electrones, provenientes de la fuente,

ircularan hacia el drenador. El valor de esta corriente dependerá del dopado del cristal semiconductor. La terminol ) es un símil entre la corriente de electrones y la circulación de un fluido.

8.1 INTRODUCCIÓN Transistor nmúnico tipo de carga (huecos o electrones)

En el dibujo podemos observar la sección de un semiconductor tipo N. Al cen sus extremos se han conectado una fuente de alimentación (VDD). Los extremos desemiconductor reciben el nombre de Drenador (D - drain) y fuente (S – sourcefecto en el circuito es que

N

Drenador

Fuente

VDD

Corriente de electrones

cogía fuente y drenador (sumidero



Hasta aquí no tendría do cambia cuando aparece un nuevo elemento. Si en el semiconductor tipo N difundimos dos zonas de

miconductor tipo P, ha nacido el JFET de doble puerta. La mayoría de los JFET evan internamente conectadas las dos puertas. Ya que la aplicación de la doble puerta

nes muy particulares, como los circuitos mezcladores y los AG de circuitos de comunicaciones (CAG = Control automático de la ganancia).

Con una sola puerta (en realidad con las dos puertas unidas internamente):

mos más allá de una resistencia. Pero to

sellestá restringida a aplicacioC

N

DrenadorD

FuenteS

P PPuerta 2 G2 (gate) Puerta 1

G1 (gate)

N

DrenadorD

FuenteS

P PPuerta G (gate)


Analogía entre los terminales del BJT y del JFET:

BJT JFET

Emisor (E) → Fuente (S)

Base (B) → Puerta (G)

Colector (C) → Drenador (D)

Curso 2009/2010 133


8.2.2 El JFET polarizado

En la polarización observamos ya la primera diferencia con un transistor bipolar.

de control del dispositivo. En el BJT era IB, cuyo valor variaba n función de las características del circuito y del transistor. Aquí la IG es igual a cero.

En realidad siempre habrá una pequeña corriente, la inversa de saturación, pero

a del JFET estará en valores en rno a los cientos de megaohmios. De aquí se deduce que sean unos componentes muy

decuados cuando se buscan impedancias de entrada muy elevadas.

uncionamiento

En estos transistores, hablar del efecto de campo se refiere al control que se jerce sobre el canal N que resulta entre las dos zonas P, gracias a la polarización versa G-S, y la consiguiente zona de deplexión. Sin polarización de puerta la corriente

e electrones no encuentra más dificultad entre fuente y drenador, que la del propio miconductor, que por dopado será de valor pequeño. Sin embargo, al polarizar versamente G-S se crean, entre las dos puertas P y el cristal N sendas zonas de

eplexión, en las cuales la ausencia de portadores imposibilita la conducción. D este odo la zona por la que los electrones pueden circular desde la fuente al drenador se

strecha. Como ya sabemos, la zona de deplexión, en una unión PN polarizada

N

D

S

P P

G + VDD-

-VGG

+

La polarización del diodo base-emisor de un BJT es en directa, la polarización del diodo puerta-fuente en un JFET es en inversa. Esto a su vez nos lleva a destacar otra gran diferencia, la corrientee Idealmente: IG=0 ⇒ RG= VGG/0 = ∞

de un valor tan pequeño, que la impedancia de entradtoa F eindseindme



inversamente, crece con el potencial de tensión inversa aplicado. De este modo tenemos ue controlamos el canal con la tensión G-S, pudiendo llegar incluso al strangulamiento (conducción nula) si la tensión inversa crece lo suficiente.

Podemos observar igualmente que el diodo drenador-puerta también se polariza nversa de ambos diodos no admite excepciones en el

ncionamiento del JFET. Siempre es así.

Hay que recordar que la resistencia es inversamente proporcional a la sección, on lo cual un canal más estrecho supone mayor oposición a la corriente, siendo el mite cuando el canal queda completamente anulado.

Hasta aquí podría parecer que todo son ventajas respecto al BJT, pero no es así. cambio de esa alta impedancia de entrada perdemos control sobre la corriente de lida. De modo que el JFET es menos sensible a los cambios de tensión G-S que un JT a los cambios de corriente de base.

que en el BJT era una aproximación aquí es realidad:

ID = IS

qe

inversamente. Esta polarización ifu

N

D

S

G + VDD-

-V

P P

GG+

clí AsaB Por supuesto, lo



Símbolo eléctrico

El JFET de canal P es complementario del JFET de canal N. Todo lo dicho de no sirve para el otro con nada más que invertir las tensiones y corrientes. En el canal P, or supuesto, la zona de puerta se crea con cristal tipo N.

uente y drenador

Con todo lo dicho hasta ahora podríamos pensar que fuente y drenador son jar con bajas frecuencias. Sin

mbargo esta posibilidad no es real al aumentar la frecuencia. ¿Por qué? Por al construir el JFET el fabricante ha actuado sobre las pacidades parásitas de la unión drenador-

uerta para minimizarla e impedir sus efectos perniciosos en el circuito. Cosa que no ha echo sobre la unión fuente-puerta. Con lo cual hay una diferencia real entra ambas niones que no se puede obviar a frecuencias altas.

.2.3. Curvas características del JFET

up F intercambiables entre sí. Esto sí es así en el caso de trabae

caphu 8

DrenadorD

FuenteS

PuertaG

DrenadorD

FuenteS

PuertaG

JFET Canal N JFET Canal P

ID

VDS

IDSS(IDS máxima)

VP ⇒ Tensión de estrangulamiento o contracción

VDS(máxima) ⇒ Tensión de ruptura

VGS = 0

VGS off (tensión de corte)

VGS = - V1

VGS = -V2

ona óhmica

Zona de fuente de corriente Z



Equipos Electrónicos – Dpto. Electrónica FSV – Curso 2009/2010 137

Es impo rte son las

el

ta que laciona IDS con VDS. Recordemos que la ecuación de una recta es y=mx+b, donde b es ordenada en el origen, aquí b=0. Y m la pendiente:

IDS = m VDS ⇒ m = IDS/VDS

Y amperios divididos entre voltios son igual a ohmios. Por tanto esa m es lo que amos a denominar resistencia de la zona óhmica RDS.

¿Cómo podemos calcular es RDS? Para definir una recta necesitamos siempre dos untos. Si nos fijamos en las curvas del JFET vemos que uno es siempre el origen, con cual el problema se reduce a encontrar un único punto. Y este punto lo tenemos en VP

IDSS; con estos dos datos somos capaces de calcular RDS.

RDS = VP/IDSS

s seguros de en qué zona trabaja el JFET, podemos aplicar el a conocido método de reducción al absurdo.

a característica de transferencia

La curva de transferencia de un JFET representa la corriente de drenador (ID) en nción de la tensión puerta-fuente (VGS). Para su uso nos podemos remitir a las

roporcionadas por el fabricante del componente, pero si necesitamos su calculo o no isponemos de ellas, podemos utilizar la siguiente fórmula:

ID = IDSS [1 – (VGS/VGSoff)]2

rtante recordar que la tensión de estrangulamiento y la de cosiempre iguales en valor absoluto, pero de signo contrario. De este modo, si encaracterísticas técnicas que nos proporciona el fabricante, encontramos uno de ellos,otro lo podemos deducir inmediatamente:

VGS off = - VP

La zona óhmica La zona óhmica de un JFET equivale en cierta medida a la zona de saturación de un BJT. Podemos observar que en esa zona nos encontramos con una recrela

v ploe

Cuando no estemoy

L fupd

ID

- VGS

VGSoff

IDSS

M.


8.2.4. Aproximaciones del JFET

El JFET como fuente de cor

riente

K = [1 – (V /VGSoff)]2

l JFET en la zona óhmica

GS

E

.2.5. Autopolarización del JFET 8

El m

VDS

RDS RGSVGS

VDS

RD

RSRG

ID = IDSS · K RGSVGS

étodo más utilizado para polarizar un JFET trabajando como amplificador no tiene símil en el BJT. Mediante este sistema de autopolarización se consigue un punto de trabajo suficientemente estable. El método consiste en que en vez de colocar una fuente negativa para VGS, dejarlo a masa y subir el potencial de la fuente (VS), de modo que: VGS = VG – VS = 0 – VS = –VS.



Cálculo de la resistencia de fuente Se busca un punto de trabajo cerca del punto medio, aunque en este caso no se onsigue exactamente el resultado es adecuado.

La recta que une el origen con ese punto Q tiene también como punto (IDSS,

VGSoff), lo cual nos permite calcular RS. Como el valor de R ha de ser positivo ambiamos el signo de V ff.

c

c Gso

RS = – VGsoff / IDSS

Circuito amplificador

La señal de salida está invertida, al igual que ocurría en el BJT en emisor común. Una gran ventaja de estos amplificadores, además de su alta impedancia de entrada, es su bajo ruido.

ID

- VGS

VGSoff

IDSS

Punto Q



Interruptor analógico con JFET Al igual que en los BJT desarrollamos aplicaciones en conmutación trabajando en la zona de saturación, nos encontramos con que el JFET se puede utilizar como interruptor al trabajar en la zona óhmica. Es importante tener presente que al hablar de interruptor analógico estamos hablando de señales que pueden tener polaridad ambiante, algo impensable con un BJT. Eso sí, para un correcto funcionamiento las

tensiones de entrada han de ser pequeñas, normalmente inferiores a 150 mV. Si hemos icho que se va a tratar de un interruptor tendremos como tensiones de control en

xtremos:

Interruptor serie con JFET

c

dpuerta-fuente los e

VGS = 0 para interruptor cerrado

VGS ≤ VGSoff para interruptor abierto

Interruptor paralelo con JFET

VGS(Control)

V entradaR

V salida

VGS(Control)

V entrada

R

V salida



Multiplexor analógico con JFET

V1

V2

V1, V2 y V3 son distintas señales analógicas

V

V salida

V3

GS 1(Control)

RLVGS 2

(Control) VGS 3

(Control)



8.3 EL FET DE PUERTA AISLADA o FET METAL ÓXIDO EMICONDUCTOR (IGFET o MOSFET). Insulated Gate FET o Metal Oxide emiconductor FET

La gran diferencia con el JFET es que en el MOSFET la puerta está aislada léctricamente del canal. Esto supone un aumento de la impedancia de entrada en el OSFET respecto al JFET.

.3.1. El MOSFET de empobrecimiento o deplexión

En el dibujo hemos representado la sección de un MOSFET de mpobrecimiento de canal N. Podemos observar cómo sobre un sustrato de cristal P, nemos dos zonas de cristal N asociadas a los terminales de fuente y drenador y unidas or una zona de cristal N más estrecha, a modo de canal. Es una configuración que cuerda mucho al JFET, pero podemos observar que el canal es controlado por una

uerta metálica que está aislada por un dieléctrico, dióxido de silicio, del miconductor. El sustrato se conecta normalmente al mismo potencial de la fuente, esta

onexión la realiza el fabricante, de modo que los terminales de un MOSFET son los ismos que los de un JFET. De este modo los electrones que circulen desde la fuente al

renador han de seguir el camino del canal. El funcionamiento es similar al del JFET. on una tensión VGS nula el canal permite la circulación de la corriente. Al ir aplicando na tensión VGS negativa los electrones del canal son repelidos y la disminución de argas libres provoca una disminución de corriente, el canal se estrecha, así hasta el alor de VGSoff, en el cual se interrumpe la corriente. Pero una gran diferencia con el

efecto de ésta es aumentar el canal e incrementar por tanto el valor de corriente entre fuente y drenador.

SS eM

8

SiO2

Sustrato P

N

Fuente S

Sustrato

Drenador D

Puerta G

eteprepsecmdCucvJFET es que el MOSFET de empobrecimiento canal N permite una tensión positiva puerta-fuente. Ella



Curvas de salida

Curv

ímb

ID

VGS = +V

VGS = 0

VGS = -V

S

M

M. Eq

IDSS

a de transferencia

olo eléctrico

VDS

VDS(máxima) ⇒ Tensión de ruptura

VGS off (tensión de corte)

ID

- VGS

VGSoff

IDSS

D

S

G

OSFET de empobrecimiento canal N

D

S

G

MOSFET de empobrecimiento canal P

uipos Electrónicos – Dpto. Electrónica FSV – Curso 2009/2010 143


Equipos Electrónicos – Dpto. Electrónica FSV – Curso 2009/2010 144

.3.2. El MOSFET de acumulación o enriquecimiento

En el dibujo hemos representado la sección de un MOSFET de nriquecimiento de canal N. Podemos observar cómo sobre un sustrato de cristal P, nemos dos zonas de cristal N asociadas a los terminales de fuente y drenador, pero

ahora, con una tensión de puerta igual a ero no hay conducción. El canal se puede crear cuando entre puerta-fuente se aplica

una tensión positiva capaz de liberar electrones en el sustrato P, el efecto es el de la reación de un canal N entre drenador y fuente, llamado canal de inversión tipo N. La nchura del canal dependerá del potencial positivo aplicado entre puerta y fuente. La nsión de umbral (threshold voltage) será el valor mínimo de tensión puerta-fuente para

8

Sustrato

SiO2

Sustrato P

N

Fuente S Drenador

D

Puerta G

N N

eteesta vez no están unidas por una zona de cristal N. En este MOSFET no hay canal. De modo que, a diferencia de los FET vistos hastac

catela cual se crea canal (VGSth). Sus valores están comprendidos entre 1 y 5 voltios. Curvas de salida

ID

VDSVDD

VGS (th) (tensión de umbral)

VGS = V2

VGS = V3

VGS = V1

VDDRDD

M.


Curva de transferencia

Como en los anteriores se trata de una parábola, esto es, de una relación e transferencia cuadrática. Los valores de ID(on) y VGS(on), son valores muy por encima el de umbral, los cuales son proporcionados por el fabricante para facilitar los cálculos. stos, junto co GS(th) son claves para este componente.

De esa parábola obtenemos:

ID = k (VGS – VGS(th))2

Donde ID es la corriente con una VGS dada. Si estamos con VGSon, entonces:

ID(on) = k (VGSon – VGS(th))2

Si dividimos las dos ecuaciones:

ID = K IDon

Donde K =

ID

VGSVGS(th)

I ddÉ n V

D(on)

VGS(on)

GS(th))2

VGS(th))2 ID ⎯ k (VGS – V I ⎯ k (V n –D(on) GSo

Con lo que nos queda:

(VGS – VGS(th))2

GSon GS(th) (V – V )2



Símbo

El valor máximo de la tensión puerta-fuente viene determinado por la capa

e dióxido de silicio que aísla la puerta. Es una capa muy delgada, ya que así se consigue un mejor control de la puerta sobre el transistor. Pero una VGS excesiva la puede destruir. Esta destrucción puede ser causada también por tensiones transitorias a causa de los efectos inductivos, por la electricidad estática del propio cuerpo humano (tocar con la mano puede ser suficiente para destruirlo). Dada esta fragilidad el fabricante cuele incluir una protección tipo zener entre puerta y fuente. 8.3.3. Aplicaciones de los MOSFET

versor con carga pasiva

ho de tener una tensión de umbral convierten al MOSFET de nriquecimiento en un elemento ideal en aplicaciones de conmutación. Un primer jemplo es

lo eléctrico D D

S

G

MOSFET de enriquecimiento canal N

S

G

MOSFET de enriquecimiento canal P

Valor máximo de la tensión puerta-fuente

d

In El hecee el inversor con carga pasiva. Éste es muy similar al BJT en conmutación, con la ventaja de que su funcionamiento se puede controlar fácilmente mediante dos tensiones, una que sea superior a la tensión de umbral para el accionamiento, y otra inferior a ese umbral para el corte. En el circuito la condición necesaria es que la carga sea mucho mayor que RDS para que el MOSFET pueda ser considerado en conducción un interruptor cerrado.



RD

Vi

Vo

Condición: RDS << RD

Inversor con carga activa Uno de los grandes campos para el MOSFET en conmutación es el los circuitos integrados. Pero integrar resistencias es más problemático que integrar MOSFET, porque una resistencia integrada ocupa un espacio mayor que el que ocupa un MOSFET integrado. La solución es sustituir la resistencia de carga por otro MOSFET, al cual se le denomina carga activa. La clave está en unir eléctricamente la puerta al drenador. Para entender cómo es esto posible hemos de ir a las curvas de salida e un MOSFET:

d

s

Esa curva de dos terdrenador. Es la formada por los unión de drenador y fuente esfuncionamiento que es aproximlos terminales resultantes, por losimilar a una resistencia.

ID

a

M. Equipos Electrónicos – Dpto. Elect

Zona óhmic

minales es la zona de fpuntos que resultan deas tensiones son la madamente una recta, y tanto estamos ante un

rónica FSV – Curso 2009/2

Curva de dos terminale

uncionamiento al unir puerta con l hecho de forzar VGS=VDS; por la isma. Así tenemos una zona de relaciona corriente y tensión en a carga que se comporta de modo

VGS = V3

VGS = V2

VGS = V1

VDS

VGS (th) (tensión de umbral)

010 147



Inversor CMOS

El inversor CMOS está formado por un montaje de MOSFET omplementarios (CMOS = Complementary MOS). Como al hablar de los BJT, amamos transistores MOS complementarios a dos MOSFET, uno de canal N y otro de anal P, con iguales características. Su funcionamiento es similar al de dos BJT omplementarios en clase B.

cllcc

T1

Vo

T2

T1

Vo

T2

Vi

Vi


ircuito de muestreo y retención (Sample and Hold – S&H)

C

Este circuito es típico de sistemas que tienen que ir estudiando la señal de entrada para dar a la salida una respuesta relacionada con ella. Es el caso de los convertidores analógico-digital. En éstos la señal analógica es muestreada cada cierto periodo de tiempo, lo que supone almacenar el valor de esa señal en ese momento y trabajar ese valor. Ese almacenamiento se produce mediante un condensador, al que por supuesto habrá que pedirle una corriente despreciable respecto a su carga si queremos que el dato sea fiable. En el circuito el MOSFET hace de interruptor. Cuando queremos saber en un cierto instante el valor de tensión de entrada, hacemos conductor al transistor a través de la VGS. Al hacerse conductor el condensador se carga a esa tensión, para que esto sea rápido el condensador ha de ser de poca capacidad, con lo cual además pedirá poca corriente a la señal. Inmediatamente es MOSFET se sitúa de nuevo en corte. Al estar abierto el transistor, al condensador ya lo afectarán los cambios de Vi, y en Vo habremos “capturado” la tensión que en ese momento dado teníamos en Vi.

.4 LOS FET DE POTENCIA

MOSFET de enriquecimiento de otencia. El MOSFET en su versión de baja potencia es de aplicación fundamental en

puede crementar por efecto térmico. Los FET de potencia abarcan corrientes desde 1A hasta

00A, y potencias desde 1W hasta 500W.

T1Vi Vo

C R

VGS

8 Hablar de FET de potencia es hablar delplos circuitos digitales integrados. Pero cuando hablamos de potencia estamos hablando ya de dispositivos discretos de tres terminales cuyas aplicaciones son similares a las de los BJT de potencia, pero incorporando una importante ventaja: No sufren el efecto conocido como deriva térmica, ya visto en los BJT. Y esto debido a que la RDSon del dispositivo actúa con un coeficiente positivo de temperatura, esto es, cuando aumenta la temperatura aumenta el valor óhmico de RDSon, con lo cual la corriente no se in2



TEMA 9: CONTROL DE TIRISTORES

UATRO CAPAS – DIODO SHOCKLEY

Como podemos observar en el dibujo de la sección de un diodo de cuatro capas, el diodo Shockley está formado por cuatro cristales y tres uniones. Dispone de dos terminales: Ánodo y Cátodo. Cuando polarizamos directamente el diodo nos encontramos con que la unión central se encuentra en inversa, por tanto el dispositivo no conducirá, sin embargo si se alcanza un valor de tensión, llamada de cebado del diodo, se produce la conducción en la unión inversa, bajando la tensión ánodo-cátodo a un valor normalmente próximo a 1 V.

9.1 EL DIODO DE C

K Cátodo

p

N

N

p

A Ánodo

Símbolo



Curva del diodo Shockley

te de antenim

VCebado es la tensión de condución, VH es la tensión de codo, e IH la corrieniento. m

Circuito de aplicación

IA

VAK

IH

VH VCebado

1

RL

Vo

Vc

Vo

t

Te

Tensión de ma

nsión de disparo

ntenimientoR

C

Hemos construido un generador de un tren de impulsos de frecuencia constante, y que podemos modificar actuando sobre el circuito RC. Una de sus aplicaciones es el disparo de tiristores.


t


9.2 EL RECTIFICADOR CONTROLADO DE SILICIO (SCR)

K Cátodo

p

N

N

p

A Ánodo

G Puerta

El SCR, también conocido como Tiristor, es un diodo de cuatro capas al que se le ha añadido un tercer terminal, la puerta, para poder controlar el momento del disparo, y que éste no dependa exclusivamente de alcanzar la tensión de disparo entre sus extremos. Su funcionamiento va a ser en esencia el de un diodo en el cual podemos controlar en directa el momento de entrar en coducción.

9.2.1 Equivalente de transistores

K

p

N

N

p

A A

p

N

p

NG

G

N

K

p



Como podemos ver, esa estructura se puede estudiar como si dos transistores, uno NPN y otro PNP, se tratase:

Sin tensión de puerta el circuito ánodo-cátodo es un interruptor abierto tanto en polarización inversa como directa. Sin embrago, si ánodo-cátodo está directamente polarizado, y aplicamos una tensión en puerta-cátodo que haga conductor el NPN, se cierra circuito con base-emisor del PNP y entra ánodo y cátodo se establece la conducción. Una vez iniciado el proceso es el colector del PNP el que proporciona la corriente a la base del NPN, y ya no es necesario mantener la tensión de puerta. Por tanto lo que necesita el SCR para conducir es un impulso que active la conducción, y una vez activado ya puede prescindir de él. Descebado del SCR

cátodo por debajo de la de antenimiento. Otro sistema es aplicar una tensión inversa entre ánodo y cátodo. Éste

último es e t

urvas de fun n m

Son similares a las diodo Shockley, pero añadiendo las posibilidades de aro po o u d que a una mayor tensión ánodo-cátodo

es necesaria una m l disparo.

Anodo

Puerta

Cátodo

Hay dos métodos de descebado. Debemos tener en cuenta que una vez cebado, la puerta ya no tiene control sobre él, y para volver al estado de interruptor abierto habremos de bajar la tensión y/o corriente ánodo-m

l u ilizado en algunos sistemas industriales de control de potencia.

C

cio a iento

disp r c rriente de p erta. Po emos notar

enor corriente de puerta para e




Zona 1: Zona de ruptura en inversa. Zona 2: Zona de polarZona 3: Zona de bloqueo en directa.Zona 4: Zona inestable. Zona 5: Zona de conducción.

IA

VAK

I

H VCebado

H

V

VRM

IG=0

IG2

IG2

5

4

32

IG2>IG1

Zonas de funcionamiento

ización inversa.

1

o

G Modos de disparo

a) Por tensión ánodo-cátodo (IG=0). No recomendable. Sueldeseado.

b) Por impulso de puerta. Es el método habitual. c) Por variación brusca de tensión. No recomendable. Suel

deseado. d) Por temperatura. No recomendable. Suele ser un efecto no e) Por radiación luminosa. Aplicaciones especiales en optoac

Símbol

154

A

K

e ser un efecto no

e ser un efecto no

deseado. oladores.


9.3 TIRISTORES BIDIRECCIONALES

El DIAC es un Diodo de AC (corriente alterna). Son en realidad dos didodos cual el efecto de estos diodos se produce en ambas

olarizaciones, siendo así apto para ser usado en circuito de corriente alterna. Su

9.3.1. El DIAC Shockley en antiparalelo. Con lopfunción principal es el disparo de TRIACs.

Símbolo arcaico

Símbolo habitual

.3.2. El TRIAC

r un tiristor para controlar la conducción en los dos miciclos de la corriente alterna la solución es colocar dos SCRs en antiparalelo con

sus puertas unidas. Esta es cias muy elevadas, pero en otencias bajas y medias la solución es un TRIAC (Tríodo de AC). Que no es sino dos CRs en antiparalelo con su puerta unida. Los terminales T1 y T2 no son tercambiables. La carga ha de ir conectada a T2.

9 Cuando se quiere utilizase

la única solución para potenpSin

T2

T1G



Aplicación: El regulador de luz

Lista de componentes C1 100nF / 500V C2 100nF / 100V R1 2K2 / 0´5 W R2 2K2 / 0´5 W P1 470 K / lineal D1 BR 100 TR1 BT 137 / 600 9.3.3. El transistor uni-unión: UJT (Uni Junction Transistor)

Se trata de un componente especialmente desarrollado para el disparo de ristores. Se llama uni-unión porque sólo tiene una unión PN. Con la particularidad de ue la zona N tiene acoplados dos terminales. Recuerda en cierta medida al FET, pero funcionamiento es muy diferente. Como podemos observar en el dibujo de su

structura interna, la zona P, pequeña respecto a la N, se encuentra más cercana a Base que a Base 2. Lo mejor para entender el funcionamiento es remitirnos al circuito quivalente. En el equivalente la zona N actúa como una resistencia desde base 2 a base . La zona de N en la que se encuentra el cristal P, corresponde a un punto, A, desde el ual podemos considerar dividida la resistencia en dos partes, R1 desde B2 hasta A, y 1 desde A hasta B1. Desde emisor a A tenemos una unión PN, por lo tanto un diodo.

RED220V

C1

Carga < 500W

R1

C2D1

R2

T2 P1

T1 G

TR1

tiqsue1e1cR



Mientras la tensión aplicada en emisor no sea 0´7V superior a la del punto A, que marca se divisor resistivo de N, el diodo no conducirá, y entre las bases tendremos una sistencia equivalente a la suma de R1 y R2. Cuando en emisor se alcancen VA+0´7V,

l diodo conducirá entre e y b1, el efecto será una disminución de R1, a valores muy equeños. Esto bajará a cerca de cero el potencial del punto A, y para que el diodo deje e conducir entre e y b1 la tensión en emisor deberá bajar de un valor de mantenimiento ue nos proporciona el fabricante.

ereepdq

Símbolo

P

N

Base 2

Base 1 B1

Emisor E

R2

B2

B2

E

E

B1

B2

M. Equipos Electrónicos – Dpto. Electrónica FSV – C

R1

B1

e

A

urso 2009/2010

Circuito equivalent

157


Relación intrínseca del UJT (η)

V = V [ R / (R +R )] = η V

a por el fabricante.

urvas del UJT

Circuito de aplicación: Oscilador

AB1 BB 1 1 2 BB

η es la relación intrínseca del UJT. Viene determinad

C IEB1

M. Equipos Electrónicos – Dpto. Electróni

VP = ηVBB + 0´7

de relajación

VEB1VP

RL

Vo

Vc

Vo

t

Te

Tensión de ma

nsión de disparo

ntenimiento

ca FSV – Curso 2009/2010 158

t


.3.3. El transistor uni-unión programable: PUT

Es una variación del SCR, pero sus aplicaciones son completamente istintas. La puerta, en vez de estar en la unión con cátodo, se sitúa en la unión con nodo, de ahí el nombre de puerta anódica. Como indica es un dispositivo de utilización milar al UJT, pero con la posibilidad de que la relación intrínseca (η), no depende de nas resistencias interiores sino de resistencias del circuito externo, de ahí el nombre de rogramable. El funcionamiento teórico es deducible de lo ya dicho para el SCR.

9 dásiup

Símbolo

K Cátodo

p

N

N

p

A Ánodo

G Puerta

Anodo

Puerta

Cátodo

A

K

GA



El disparo de un PUT se realiza con una tensión de puerta anódica ligeramente inferior (≈ 0´7V) a la del ánodo.

ircuito de aplicación: Oscilador de relajación

C

Vc

Vo

t

Tensión de disparo

Tensión de mantenimiento

o Vc


V

t


TEMA 10: EL AMPLIFICADOR OPERACIONAL

0.1 INTRODUCCIÓN: ESTRUCTURA INTERNA Y PARÁMETROS UNDAMENTALES

10.1.1 Esquema de bloques de un amplificador operacional

mpuesto por un circuito de transistores, en el cual podemos distinguir tres bloques: Un primero

puesto por un amplificador difere ial. El segundo son amplificadores ansistorizados para elevar el nivel de tensión. Y el último bloque es una salida típica n clase B (push-pull o contrafase) ya estudiada. Por lo tanto podemos decir que lo

1F

Etapas

amplificadoras

Amplificador

Diferencial

Amplificador

Clase B

Vi Vo

El esquema interno de un amplificador operacional está co

comtr

nc

erealmente novedoso, y que por tanto ha de requerir ahora nuestra atención, es la etapa de entrada: el amplificador diferencial.

Etapas

amplificadoras

Amplificador

Clase B

Vi Vo



10.1.2. El amplificador diferencial Uno de los problemas que surgen al integrar amplificadores es el acoplamiento entre etapas. El motivo es que lo que con componentes discretos es un buena solución, acoplamiento mediante condensadores, a la hora de integrar es inviable por la dificultad de integrar condensadores. De ahí que la solución sea el acoplamiento directo, lo que supone que entre etapas ya no se aplica sólo la señal, sino también la componente continua. Para este fin una de las mejores soluciones es el amplificador diferencial. Una ventaja de no utilizar condensadores es que los límites de frecuencia los marca sólo los semiconductores, y esto hace posible, por ejemplo, que un amplificador operacional pueda actuar también a frecuencia cero, esto es, con señales de corriente continua.

mplificador diferencial básico

A

V1 V2

V

+VCC

O

RC

-VEE

RC

RE

VC2VC1

Podemos observar en el esquema que la tensión de entrada se aplica entre las dos bases de los transistores (V1 y V2). También que la alimentación es simétrica, esto es, disponemos de tensión positiva y negativa del mismo valor respecto a una referencia igual a cero voltios (masa). Y por último la tensión de salida es la diferencia de tensión entre los colectores. Idealmente se considera que el circuito es totalmente simétrico, esto es, los dos transistores son exactamente iguales y las dos resistencias son exactamente iguales. Como este ideal nunca es real, se producirán diferencias de funcionamiento respecto al modelo ideal que será menester tener en cuenta. El funcionamiento es muy sencillo. Al aplicar dos tensiones (V1 y V2) a las bases de los transistores, la corriente de colector de cada uno dependerá de la tensión aplicada en su base. El que tenga aplicada una m yor tensión, tendrá a su vez una mayor corriente de colector y por misor. Como la tensión de RE es la misma para ambos, el resultado es una menor tensión de colector. En el caso de

atanto una menor tensión colector-e



que las dos tensiones sean iguales (V1 = Vpor tanto la tensión de salida es igual a cero V = V - V 1

• Si V1 > V2 ⇒ VColector 2 > VColector 1 ⇒ VO > 0

• Si V1 =

• Si V1 < V2 ⇒ VColector 2 < VColector 1 ⇒ VO < 0

ircuito modificado que se utiliza en los amplificadores operacionales

2), las tensiones de colector serán iguales, y .

O Colector 2 Colector

V2 ⇒ VColector 2 = VColector 1 ⇒ VO = 0

C

V1 V2

VO (VC2)

+VCC

-VEE

RC

RE

T1 T2

Al eliminar la resistencia de colector del primer transistor, provocamos que las ariaciones en la conducción de T1 se reflejen en el punto común de emisor, esto es, en

RE, afectando de este modo a la conducción de T2, y por tanto a la tensión de salida. De este modo: un aumento de V1 produce un aumento de IC1

• V1 ↑ ⇒ VBE1 ↑ ⇒ IC1 ↑ ⇒ VRE ↑ ⇒ VBE2 ↓ ⇒ IC2 ↓ ⇒ VO ↑

• V1 ↓ ⇒ VBE1 ↓ ⇒ IC1 ↓ ⇒ VRE ↓ ⇒ VBE2 ↑ ⇒ IC2 ↑ ⇒ VO ↓

Por este motivo a V1 se le denomina entrada no inversora. ↑↓

• V2 ↑ ⇒ VBE2 ↑ ⇒ IC2 ↑ ⇒ VO ↓

• V2 ↓ ⇒ VBE2 ↓ ⇒ IC2 ↓ ⇒ V ↑

Por este motivo a V2 se le denomina entrada inversora.

v

O




10.1.3.

Parámetros fundamentales

RB2

VO (VC2)

+VCC

-VEE

RC

T1 T2

RB1

RE

Corriente offset de entrada

Teóricamente los dos transistores son idénticos y para la misma tensión de ntrada tendrían las mismas corrientes de base. Pero la realidad no es así. De modo que corriente offset de entrada de un amplificador diferencial es la diferencia entre las os corrientes de base para igual polarización.

IIO = IB1 – IB2 Aunque estos valores sean normalm te muy pequeños, hay que tener en cuenta

e con elevadas resistencias de base el resultado puede ser fuente de problemas para el ircuito.

orriente de polarización de entrada

Se llama corriente de polarización de entrada al valor medio de las intensidades de base de los dos transistores:

Ii (polarización) = (IB1 + IB2) / 2

elad

enquc

C


Tensión de offset de salida Los efectos de la no simetría de los transistores provoca también resultados en la salida del amplificador. Este resultado es que con igual tensión en ambas entradas la salida no sea cero, como teóricamente hemos visto. A esa diferencia entre la tensión que debería haber a la salida y la realmente hay, se le llama tensión offset de salida. Para eliminarla hay que aplicar una tensión en la entrada que contrarreste la diferencia que se produce en la tensión base-emisor de los transistores. En alguno circuitos integrados de Amplificadores Operacionales, el fabricante ha preparado patillas de offset null, para que colocando un potenciómetro del modo que él nos indica, podamos anular el efecto de esa tensión. Esto resulta necesario cuando buscamos precisión en el trabajo con pequeñas señales. Ganancia de tensión en modo diferencial

VO = A · (V1 – V2) La ganancia en modo diferencial A es el resultado de dividir la tensión de salida ntre la diferencia de las tensiones de entrada.

anancia en modo común AMC La ganancia en modo común es la ganancia del amplificador sobre una señal que se aplica a las dos entradas simultáneamente. En el caso ideal esta ganancia sería cero, como ya hemos visto. Pero como en la realidad hay desviaciones si existe una pequeña ganancia en este modo. Lo cierto es que es tan pequeña que nos permite apreciar una de las grandes ventajas del amplificador diferencial: la inmunidad al ruido. Esto es así porque el ruido electromagnético afectará por igual a ambas entradas, y por tanto apenas tendrá efectos en la salida.

actor de rechazo al modo común. CMRR (Common mode rejection ratio)

Un dato importante que reflejan las hojas de características de un amplificador operacional es el factor de rechazo al modo común. Lo que nos informa del rechazo a

odo común normalmente no deseadas, esto es al ruido del que ablábamos antes. En el caso ideal sería infinito.

CMRR = A / AMC

En las hojas de características suele ser habitual expresar este dato en decibelios, omo ya sabemos, esto se calcula:

CMRRdB = 20 log (A / AMC)

A

e G

F

las señales en mh

c



Velocidad de respuesta (Slew rate)

de respuesta nos está indicando la velocidad máxima a la cual uede variar la tensión de salida. Si la tensión de entrada variase más rápido la salida no odría seguirla y el funcionamiento sería defectuoso. Este valor nos indica el límite perior en frecuencia del amplificador. Este parámetro se indica en voltios por micro-gundo (V/µs).

dvsalida / dt = V/µs

0.2 EL AMPLIFICADOR OPERACIONAL 10.2.1. Símbolo

Normalmente los terminales de alimalimentación en un circuito de puertas lógicas) y no suele indicarse, salvo cuando sea realmente necesario.

La velocidadppsuse

1

+

_

Entrada no inversora

Entrada inversora

VO

+VCC

-VCC

entación se sobreentienden (al igual que la

+

_




Esto, con todo lo visto supone:

En un operacional muy utilizado, el 741C, las características son:

• A = 100.000 • Zo = 75 Ω • Tensión de offset = +/- 2 mV

= 90 dB • I = 25 mA

5 V/µs • Vcc = +/- 18V

+

_

ZiZO

VO = A·ViVi

• Zi = 2 MΩ

• CMRRO máxima

• SR = 0´


10.3 EL AMPLIFICADOR OPERACIONAL COMO COMPARADOR 10.3.1 Comparadore El operacional trabajando en lazo abierto:

s

Uo = A (U1 – U2

A veces es necesario proteger las entradas mediante el empleo de diodos, de este modo se evitan tensiones elevadas entre las entradas diferenciales:

) Uo =

10.3.2. Comparadores de ventana

U1

U2

Uo

U1

U2

Uo

Uo

Uo

-Vcc si U1 > U2 +Vcc si U1 < U2

Ub

U Ua

i



Funciona como un detector de mínimos.

10.3.3. Comparadores de hi

En este tipo de circuitos se utiliza la realimentaciónntradas del A.O. ya no se pueden considerar iguales. Lo cuallo dos estados posibles de salida: +Vcc y –Vcc.

stéresis esó

Ub a

+Vcc

-Vcc

Ui

R2R1

[R1/(R1+R2)](-Vcc)

+Vcc

-Vcc

Uo


U

positiva, por lo tanto las nos lleva a tener de hecho

Ui

Uo

i

[R1/(R1+R2)] Vcc

1

U

69


Si Ui = - ∞ ⇒ U- < U+ ⇒Uo = + Vcc ; y tenemos que U+ = [R1/(R1+R2)] Vcc

[R1/(R1+R2)] Vcc es el valor de basculación en Ui cuando la tensión proviene de - ∞.

Si Ui = +∞ ⇒ U- > U+ ⇒Uo = -Vcc ; y tenemos que U+ = [R1/(R1+R2)](-Vcc)

[R1/(R1+R2)] (-Vcc) es el valor de basculación en Ui cuando la tensión proviene de + ∞.

10.4 EL AMPLIFICADOR OPERACIONAL CON REALIMENTACIÓN NEGATIVA 10.4.1. El amplificador inversor

I1

i

110

1 RV

RV

I ii =−

=

220

2 RV

RV

I So =−

=

La ganancia es el cociente de R2 entre Rablando de que se produce una inversión en e de entrada.

Además:

I1 = - Vi/R1 Vo/V

hla

Zi = R1 (es lo que se encuentr Zo = La del operacional.

M. Equipos Electrónicos – Dpto. Electrónica FSV – Cur

I2
R1
R2

V
o
1. En este caso el signo de la tens

I2

= -Vo/R2

i = -(R2/R1)

a Vi).

so 2009/2010

V

l signo negativo nos está ión de salida respecto de

170


El circuito así obtenido es un amplificador inversor de fácil diseño y realización ráctica. La cual presenta una respuesta más precisa a los cálculos que circuitos milares realizados con transistores discretos.

psi

10.4.2. El amplificador no inversor

10

1 RV

I i −=

2R

2VV

I Eo −=

10.4.3. El adaptador de impe

I2

e

I1 = I2 (Vo-Vi Vo/Vi =

Zi Zo

Como U+= U Vs/Ve = 1 Zi = Idealm Zo = Idealm


R1

dancias

I1

i

⇒ Vi/R1 = (Vo-Vi)

)/Vi = R2/R1 ⇒ (V

(R2/R1) + 1

= Idealmente Infinit

= Idealmente 0 (la

- tenemos Ve = Vs

ente infinita

ente cero

ctrónica FSV – Cur

R2

o

V

s

/R2 ⇒ (Vo-Vi)/R2 ⇒

o/Vi) – 1 = R2/R1 ⇒

o (la del operacional).

del operacional).

y por tanto:

Adaptador Ideal

so 2009/2010

V

V
V
171


10.4.4. Limitaciones en potencia Para obtener corrientes de salida superiores a la del operacional se utiliza la siguiente configuración:

Y pa

i

c

RL

M. Equipos E

V

ra resolver el problema de la distorsión d

i

lectrónicos – Dpto. Electrónica FSV – Curso 200

+ Vc

c
- Vc
e cruce por cero:

c
+ Vc
c

RL

- Vc

V

9/2010 172


10.4.5. Aplicaciones lineales de los amplificadores operacionales Como reguladores de tensión

Actu

Si quiero au

R1

R2

i

0


V

ando sobre R actúo sobre Vo.

mentar la I, con salida de signo constante:

Rango dinámico: 0 > Vo > -Vcc

o

R1

R2

c

os – Dpto. Electrónica FSV – Curso 2009/2010

V

o
Vi > - Vc
V

173



Rango dinámico: 0 < Vo < +Vcc

omo reguladores de intensidad

e de RL.

C

Actuando sobre RL con una I independient

U

c

R1

0 R1

R2

c

s

. Electrónica FSV – Curso 2009/2

IL

+Vc

Vi <
+ Vc
010

RL

V

174


10.4.6. Sistemas con más de una entrada

umadores S U1

U2

Un

Uo = K1U1+K2U2+K3U3+ ... +KnUn K1=K2=...Kn=K ⇒ Uo= K(U1+U2+U3+ ... +Un)

U3

U1 U2 Un

f

a) Por superposición: anulamos todas las Uresultados.

b) Ejercicio: Demostrar esa relación mediant

Este circuito sumador es la base de los coonvertidores analógico digital se basan en circuitos

Ejercicio: Diseña los esquemas básicos de unn convertidor digital-analógico, ambos de cuatro bit

Uo = - (Rf/R1) U1 Uo = - [ (Rf/R1) U1 + (Rf/R2) U2 + ... + (Rf/Rn

n =R Si R1=R2=...=R Uo = - (R

c u

M. Equipos Electrónicos – Dpto. Electrónica FSV – Curso 200

R

i menos una y después sumamos los

e el método de corrientes.

nvertidores digital-analógico. Los comparadores.

convertidor analógico-digital y de s y compatible con TTL.

Uo

) Un]

f/R) (U1 + U2 + ... + Un)

9/2010 175


Amplificadores de instrumentación U1

jercicio: demostrar esta relación aplicando el principio de superposición. Para facilita

E

r el ejercicio se plantean aquí los esquemas:

Uo = K (U1-U2)

U1

U2

R2

R1

R3

R4

Uo

U2

Si R3 R2 = R4 R1 Uo = (R2/R1) (U2 – U1)

U1

R2

R1

R3//R4

Uo



U2

R

0.4.7. Diferenciador (o derivador)

1

2

R1

R3R4

Uo

R

C

dtC

tdU i )(Ci •=

iC

Ui

ic = iR Uo = - R ic

Uo = - R iR

Uo


iR

o

U

urso 2009/2010

U

dtRCO •−=

tdUi )(

Ui

177


10.4.8. Integrador

C

R Ui

iR

ic = - iR Uo = Uc

∫ ⋅•=t

cC dttiC

U0

)(1 Para el casoC V = I t te C Uo = ic t. U Por tanto entensión de sal ser una co

Ui

Uo


iC

o

de una corriente constanngo por tanto que Y de aquí:

o = (ic t)/ C

el circuito con Ui constalida que es una función nfiguración inversora.

urso 2009/2010

U

te nos encontramos con:

ante tendremos una rampa de signo contrario,

178


10.4.9. Anulación de la tensión de offset

Algunos AO disponen de dos terminales adicionales para compensar el error de fset. Se trata de conseguir que con cero voltios de tensión de entrada la tensión de lida sea igualmente de cero voltios.

ofsa

Ui

0.4.10 1 Disminución de las corrientes de error

-Vcc

o

R2

R1

R3= R1//R2

U1

R3 ayuda a minimizar er rores de corrientes en el AO. En alg

fecto es despreciable para la aplicación, se suprime.

e


U

Uo

unos casos, si su

179


M. Equipos Electrón

10.5. AMPLIACIÓN SOBRE CIRCUITOS CON AMPLIFICADOR OPERACIONAL

0.5.1. Rectificador de precisión

Rectificador Real de Silicio

Rectificador ideal

1

Re

Presenta ula tensión de salide adaptador de permitir la circulpor lo que la salid

I I

V

icos – Dpto. Electrónic

ctificador de prec

n comportamientoda es igual a la de impedancias. Sin eación de corriente a estará a masa a t

V 0´7 v

Ui

V

a FSV – Curso 2009/2010

isión con amplificador o

prácticamente ideal. Durentrada (Uo = Ui), como embargo, en el semiciclo y nos encontraremos con ravés de RL.

peracional:

ante el semiciclo pn cualquier config

negativo el diodo la salida del A.O.

o

V – 0´7V

V

V

U

180

ositivo uración no va a abierta,


10.5.2. Astable

El astable es el circuito que está constantemente cambiando entre sus dos

estados. Esto es, no tiene ningún estado estable.

C

Se trata de un comparador deDe este modo las cargas y descargashistéresis del circuito. Y la conmutaci

Vc = [R /(R +R )](-Vc

1 1 2

η

Uc

Uo

Vcc

+Vcc

η

-Vcc

- ηVcc

M. Equipos Electrónicos – Dpto. Electrónica

R

R2

R1

Uo

histéresis al que se le ha añadido una célula RC. del condensador se encuentran marcadas por la

ón es en:

c) y Vc = [R /(R +R )](Vcc)

R1/(R1+R2)

1 1 2

=

t

t

FSV – Curso 2009/2010 181


M. Equipos Elec

Vc (t) = Vf + (Vi – Vf) e- t/RC

Configuración con transistores:

Vf = Vcc Vi = -η Vcc

Vc (t) = Vcc + (-ηVcc – Vcc) e- t/RC = Vcc – Vcc (1+η) e- t/RC Cuando t = T/2 tenemos que Vc (T/2) = ηVcc ηVcc = Vcc – Vcc (1+η) e- (T/2)/RC

η = 1 – (1+η) e- T/2RC

(η-1)/-(1+η) = e- T/2RC

e- T/2RC = (1-η)/(1+η) - T/2RC =ln [(1-η)/(1+η)]

ηη

+−

⋅−=11ln2RCT

R1

trónicos – Dpto. E

R

R2

lectrónica FSV – C

1=R4; R2=R3;

R3

urso 2009/2010

C1=C2; T1=T2

R4

C1
C2
T2
1T
182


10.5.3. Monoestable

R

Uo

Circu

El tiempo ine

jercicio: Hallar la f

E

Uc


C

ito diferenciador para introducir

stable se produce entre –0´7V yórmula aplicando este dato a la c

R1

– Dpto. Electrónica FSV – Curso 200

R2

impulsos de disparo:

s

Uo

-0´7V

+Vcc

-Vcc

Pulsamo

ηVcc arga de un condensador.

9/2010 183


Circuito con transistores:

0.5.4 Biestable 1

Si en S aplico una tensión mayor que en R tenemos que U+ > U- y por tanto la salida Uo será +Vcc. Si en R aplico una tensión mayor que en S, tenemos que U->U+, y por tanto Uo cambia a –Vcc.

Circuito con transistores:

S

RUo



10.5.5. Generador de onda triangular

R4

C2

i

o

C1

R1

R2

R3

∫ =⋅−=t

dtIC

Uo0

1

i

Uo


U

∫ ⋅−=⋅−t

tRCUidtVcc

CR 0

1

– Curso 2009/2010

U

U

185


10.6 FILTROS ACTIVOS Frente a los filtros tradicionales, los pasivos (compuesto exclusivamente de resistencias, condensadores y bobinas), el amplificador operacional ha permitido desarrollar los llamados filtros activos, que además de una respuesta más lineal y selectiva, permiten prescindir de las siempre conflictivas bobinas. Este tipo de circuito son muy utilizados actualmente, con diferente mejoras, en audio. 10.6.1. Filtro paso bajo

Respuesta en frecuencia

Cálculo: Se considera el corte cuando XC es igque a partir de este punto el efecto del condensfrecuencias superiores.

C

R1R

Vi

Ganancia del circuito

frecuen

fcs = 1 / (2π

R2/R1

M. Equipos Electrónicos – Dpto. Electrónica FSV – Cur

ual a la resistencia de realimentación. Ya ador va a rebajar la ganancia para

2

Vo

Frecuencia (f)

cia de corte superior (fcs)

R2C)

so 2009/2010 186


10.6.2. Filtro paso alto


ganancia pa

10.6.3. Filtro pasa banda Es una combinación de lofrecuencias por debajo de la frecude corte superior.

CR1

R2

Vi

Cálculo: Se considera el corte cuaestá en serie el condensador. Ya qa dejar de influir en la


R2/R1


de este punto era frecuencias superiores.

s dos anteriores. De lo que se trata es de eliminar las encia de corte inferior y por encima de la frecuencia

Vo

ndo XC es igual a la resistencia de entrada con la que ue a partir l efecto del condensador va

fci = 1 / (2πR1C)

Frecuencia (f)

frecuencia de corte inferior (fci)




álculo: Se calcula como cada un

0.6.4. Filtro elimina banda

Este requiere una modifictrata es de que elimine un dete

ecuencia de corte inferior y letenimiento y comparamos con e

os hecho es invertir la colocac

1R1

R2

Vi

2

C

1

frdhem

fci = 1 / (2πR1C1)

Ganacircu

ncia del ito

)

R2/R1


C

o de los dos ante

ación sobre los rminado rango da frecuencia del circuito anterioión de los circui

fcs =

nica FSV – Curso 2

C

Vo

f

(fci
(fcs)
riores

anteriores, porque de lo que aquí se e frecuencias, cuyos límites son la

corte superior. Si se observa con r, se caerá en la cuenta de que lo que

tos RC en entrada y realimentación.

1 / (2πR2C2)

009/2010 188




Cálculo: Se calcula como

1

Vi

fci = 1 / (2πR2


R2/R1

C

. Electrónica FSV – Curso 2009/2010 189

cada uno de los dos anteriores

R2C2

R1Vo

C2) fcs = 1 / (2πR1C1)

f

(fci) (fcs)



TEMA 11: EL CIRCUITO INTEGRADO 555 11.1. ESTUDIO DEL CIRCUITO INTEGRADO 555 1.1 Introducción

El circuito integrado 555 es muy conocido y su uso está muy difundido. Sus principales aplicaciones se encuentran en el campo de la temporización y la generación de impulsos. Su origen se remonta a 1971, cuando fue introducido en el mercado por su primer fabricante: Signetics Corporation, con las denominaciones SE555/NE555. Fue denominado The IC Time Machine. Al ser relativamente barato, y de gran estabilidad y versatilidad. Hoy día, más de treinta años después, sigue siendo muy popular, si bien es cierto que algunos fabricantes han dejado de desarrollarlo, y que las versiones actualmente en mayor uso son CMOS, como es el caso de la de Motorola MC1455; y que se han añadido versiones más avanzadas, si bien todas ellas son compatibles pin a pin.

us principales características (con carácter general) son:

• Alimentación simple: 4´5-16V (series especiales: 2-18V). • Io máxima = 200 (mA). • Encapsulados: DIL-8, DIL-14 y TO-99.

.2 Configuración interna

S

1. Masa. 2. Disparo. 3. Salida. 4. Reset. 5. Control de

tensión. 6. Tensión de

umbral. 7. Descarga. 8. + Vcc

TO-99 DIL-8

1



R

Esta configuración interna es un esquema de bloquncionamiento interno del integrado, y así poder comp

ondiciones de utilizarlo de modo creativo en nuevos diseños

Podemos darnos cuenta de que internamente es

• Divisor resistivo.

• Comparadores.

• Báscula RS.

• Transistor en conmutación.

• Inversor.

fuc

bloques:

(1) Masa

(2)Disparo

(6)V.

Umbral

(5)V. Control (7)

Descarga

+Vcc (8)

Comparador Superior c

c

R

R

Comparador Inferior

R

S

Q

2/3 Vc

1/3 Vc

10 191

es que nos permite acercarnos al render los circuitos y estar en .

tá compuesto por los siguientes

(4) Reset

(3) Salida



1.3. Análisis del funcionamiento del circuito integrado 555

(3) Salida

(7) Descarga

R

S

Q

(1) Masa

(4) Reset

(2)Disparo

(6)V.

Umbral

(5)V. Control

+Vcc (8)

Comparador Superior

Comparador Inferior

2/3 Vcc

1/3 Vcc

R

R

R

V. Control (5): Modifica las referencias del divisor resistivo.

es colocar un condensador de 10nF entre esa patilla y masa para así derivar posibles ruidos inducidos. Hemos de tener

resente que si modificamos la V. control también se ve afectada la tensión de referencia del comparador inferior.

V. Umbral (6): Threshold.

Si el valor de la tensión en la patilla 6 es superior a la presente en la 5 (V. control), que será 2/3 Vcc si no hemos aplicado tensión en la patilla 5, nos ncontraremos con que la salida del comparador superior es +Vcc. De este modo se le

está dando una orden de Reset a la báscula RS, esto es, puesta a cero de la salida Q (y por tanto de puesta a uno de Q negada).

Si la tensión de control 2/3 Vcc no se quiere modificar la patilla número 5 (V. Control) se podría dejar sin conexión, pero lo aconsejable

p

e


Si el valor de la tensión en la patilla 6 es inferior a la presente en la 5 (V. control), que será 2/3 Vcc si no hemos aplicado tensión en la patilla 5, nos ncontraremos con que la salida del comparador superior es cero. De este la báscula RS o recibe orden de reset., se ecncuentra en reposo.

Disparo (2):

Si el valor de la tensión en la patilla 2 es superior a 1/3 Vcc (suponiendo que la patilla 5 está en 2/3 Vcc). Nos encontraremos con que la salida del comparador inferior s cero, y la entrada de set de la báscula no recibe orden, por tanto está en reposo.

Si el valor de la tensión en la patilla 2 es inferior a 1/3 Vcc (suponiendo que la

patilla 5 está en 2/3 Vcc). Nos encontraremos con que la salida del comparador inferior s +Vcc, y la entrada de set de la báscula recibe una orden de puesta a uno de la salida

Q (por tanto de puesta a cero de Q negada).

asa (1): Conexión a masa.

eset (4):

Sea cual sea el estado de entradas la salida se pone a cero con un nivel alto en la

entrada de reset. Si no se utiliza esta entrada es necesario llevarla siempre a +Vcc para vitar problemas de funcionamiento.

Descarga (7):

Al transistor lo controla Q negada, no Q. De modo que cuando Q es cero el transistor se satura (ya que Q negada es uno), y es en ese momento como un interruptor errado a masa que puede utilizarse para descargar un condensador. Para condensadores

de capacidad elevada conviene colocar una R de poco valor en serie, con el fin de evitar icos de corriente que destruyan el semiconductor.

alida (3):

Tiene un amplificador de nivel para dar una tensión de salida lo más próxima osible a +Vcc. Además es capaz de suministrar una elevada corriente: 200mA. Pero

hay que intentar no superar 100mA, y si lo hacemos tener en cuenta las pérdidas en Zo. Invierte para dar el valor de Q.

en

e

e

M

R

e

c

p

S

p




U11.2. CIRCUITO MONOESTABLE CON EL C.I. 555 U

2.1. Configuración y funcionamiento

Para analizar el funcionamiento de un circuito de esteestado inicial, y desde ahí ir estudiando el ciclo completo quposibles. En este caso elegimos la situación estable antes del se efectúa con un potencial inferior a 1/3 Vcc, siendo lo norm

Situación del biestable (la báscula RS): Q=0

• La entrada S: se encuentra a nivel lóginversora (V-) del comparador inferior+Vcc a través de RBXB, mayor por tanto inversora (V+).

• La entrada R: se encuentra a nivel lóg

inversora (V-) del comparador superio2/3Vcc, el cual es mayor que el pinversora, la cual está conectada a mque se encuentra saturado al tener en negada de Q).

R _ Q

S

(1) Masa

(2) Disparo

l

Disparo

RBX

R
(4) Reset
(7) Descarga

C

(6)

(5) V. Contro

(8)

19

tipo es preciso partir de ue abarque todos los estado

disparo (que como veremoal con masa):

ico cero, ya que la entrad se encuentra a un potenciaque 1/3Vcc en la entrada n

ico cero, ya que la entradr tiene un potencial igual otencial de la entrada nasa a través del transistobase el nivel lógico “1” (l

a
(3) Salid
4

n s

s

a l o

a a o r, a



En este estado permanece indefinidamente “estable”, ya que la saturación del transistor impide que el condensador se cargue, y por tanto haya un cambio en el estado del biestable. Cuando llega un impulso de disparo, el cual se efectúa con un potencial inferior a 1/3 Vcc, siendo lo normal con masa; nos encontramos en una nueva situación:

• El comparador inferior cambia su salida a +Vcc, y se produce en S un set. De este modo la salida Q cambia su estado a “1” lógico. Por tanto en la base del transistor tendremos un “0” lógico y éste quedará en corte. Con lo cual el condensador comenzará a cargarse desde +Vcc a través de R.

• Como la tensión del condensador va a la entrada no inversora

(V+) del comparador superior, cuando ésta supere los 2/3Vcc de la entrada inversora (V-), la salida del comparador cambiará de estado y pasará a +Vcc (“1” lógico), y se producirá un reset, que provocará el cambio de la salida Q a “0” lógico. Esto provoca la saturación del transistor, que al estar como interruptor paralelo con el condensador, lo descarga. Volviendo de este modo al estado estable, a la espera de la llegada de otro impulso.

2.2. Duración del estado inestable y dimensionado del circuito Hemos visto que la duración del estado inestable es el tiempo que invierte el condensador en pasar de 0V a 2/3Vcc. Luego nuestro problema se reduce al cálculo de un circuito RC:

Aplicando condicionesecuación nos queda del siguien

R

C

t−


iniciales (VBi B=0) y condiciones finales (VBf B=VBccB) la te modo:

( ) RCfifC eVVVtV ⋅−+=)(



⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−=

−RCt

CCC eVtV 1)(

Como la tensión para la que quiero conocer el tiempo es 2/3Vcc, sustituyo en la

ecuación:

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−=

−RCt

CCCC eVV 132 ⇒ ⎟

⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−=

−RCt

e132 ⇒ RC

t

e−−=−132

⇒ RCt

e−−=−31 ⇒ RC

t

e−=31

Ahora para despejar la incógnita del exponente tomamos logaritmos neperianos:

RCt

e−= ln31ln ⇒

RCt

−=− 11 ⇒ RCt

=11 ⇒

Ya tenemos la formula pasean las que hemos establecido aaplicar la fórmula general para la c

RC 1´1t =


ra calcular el circuito, siempre que las condiciones l principio. Un cambio en esas condiciones requerirá arga y descarga de un circuito RC.


M. Equipos Electrónicos – Dpto. E

2.3. Monoestable con salida alta en reposo

Estado estable: En esta configuracióencuentra a masa en reposoencuentra a 0. En la conexpatilla 2 se encontrará a mtransitorio de conexión (y scortocircuito a masa. Por tinversora, provocando así consecuencia la salida en erápida de C a través del diodorden de Set, pero como condensador continúa cargáalto es estable, y sólo cambia Impulso de disparo: Al unir la patilla 6 disparo), l que ocure es que que la entrada no inversora. una orden de reset en el biesese momento el condensadintegrado:

R _ Q

S

a

Disparo

R

(1)

lectrónica FSV – Curso

n la entrada de disp. Por tanto en sin imión del circuito nosasa a través del couponiendo el condenanto en el comparaduna orden de Set l estado alto. Este eo. Cuando el condenla salida sólo cam

ndose hasta el valor mrá con la llegada de

a alimentación a traen el comparador supAsí la salida del comtable RS, cambiandoor comienza a desc

(4) Reset

(2)

(6)

(5)

(8)

2009/2010 19

aro se toma de la patilla 6, la cual spulso de disparo la entrada de reset s encontramos con que inicialmente ndensador C, que inicialmente en sador inicialmente descargado) es uor inferior será mayor la entrada nen el biestable RS, y situando estado alto de salida provoca la cargsador alcanza 1/3 de Vcc desaparece bia si llega una orden de reset,

áximo. Este estado de salida en nivun impulso exterior.

vés del pulsador (o de una señal derior la entrada no inversora es mayo

parador pasa a estado alto y se produc la salida (patilla 3) a nivel bajo. Y eargarse a través de R y el circuit

Salid

(7)

C

(3)

7

e e

la el n o n a

la el el

e r e n o



Como la tensión del condensadomomento que descienda de 1/3 de Vccsalida a nivel alto provocando un Set queque el condensador se vuelva a cargar a tr Duración del estado inestable: Dado qucargado a Vcc y que el proceso de detenemos que en la descarga ha de perder que en el anterior monoestable, en el cual

R

1´1t =

r está aplicada a la patilla número 2 en el el comparador inferior cambia su estado de pone la salida en estado alto, lo que provoca avés del diodo, volviendo así al estado estable.

e al condensador lo suponemos inicialmente scarga se produce hasta un valor de 1/3Vcc, 2/3 de Vcc. Por tanto el tiempo será el mismo se tenía que pasar de 0 a 2/3Vcc:

C

iB(t) B

RC

– Curso 2009/2010 198



U11.3. CIRCUITO ASTABLE CON EL C.I. 555

3.1. Configuración y funcion En el instante inicial esto supone que en el compaentrada inversora, y que por tael comparador superior la entrque su salida este en nivel bajen reset. La salida del biestable El condensador comiealimentación VBCC B. Cuando VBCdel comparador inferior. Cuana estado alto y da la orden deestado bajo, a cero. Por tanto ey de RBB B descarga el condensadda una orden de set desde el cestado alto, el transistor se bloproceso de carga-descarga encreado un circuito astable, con

R _ Q

S

)

a

(7)

RBA B

C

RBBB

(1

ctrónica FSV – Curso 2009/201

amiento

podemos considerar al corador inferior la entrada nto la salida del mismo esada inversora es mayor quo. Por lo tanto en el biesta se pone en estado alto ob

nza su carga a través B=1/3VBCC B se retira la orden do VBC B=2/3VBCC B en el compa reset al biestable. Esto sl transistor de descarga seor. Cuando la descarga deomparador inferior, lo cuaque y el condensador comtre 1/3VBCC B y 2/3VBCC B se ningún estado estable.

(4) Reset

(2)

(6)

(5)

(8)

0

ndensador como cortocircno inversora es mayor qtá a nivel alto. Por otra pare la no inversora, lo que suble tenemos un 1 en set yedeciendo la orden de set.

de RBA By RBB B a la tensióde set, ya que cambia el erador superior la salida ca

upone que la salida se pon satura, y a traves de la patl condensador llega a 1/3Vl supone que la salida camienza a cargarse de nuevo.repite indefinidamente. H

(3) Salid

199

uito, ue la te en pone un 0

n de stado mbia e en

illa 7 BCC B se bia a Este emos



3.2. Configuración de la onda Hemos visto que habrá dos tiempos, el de carga (t B1 B) y el de descarga (t B2 B), que configuran el ciclo completo. Al ser distintos los caminos de la carga y descarga del condensador la onda generada no es simétrica. Cuando se desea esta simetría una buena regla de diseño puede ser hacer RBAB cien veces inferior a RBB B, de modo que podamos considerar despreciable la influencia de RBAB en la carga. Pero esto ha de contar con que una RBAB excesivamente pequeña podría suponer una corriente excesiva en la patilla de descarga del 555, ya que no olvidemos que esta patilla no sólo conecta la descarga, sino que a través de RBAB está conectada a alimentación, y ambas corrientes se suman en el transistor de descarga.

2/3VBCC

1/3VBCC

t

t

VBO

T

t B1 t B2 B

Este intervalo es el transitorio de conexión con el condensador descargado.

T = tB1B + tB2 B


M. Equipos Electrónicos – Dpto. Electrónic

3.3. Cálculos de la frecuencia Ya hemos visto que el periodo T es la suma de t B1 B y t B2 B, el cálculo se reducirá por tanto a calcular t B1 B y t B2 B por separado y luego sumarlos. Circuito de carga: t B1 B

Las condiciones iniciales y f Aplicándolas en la fórmula g

CCC VV =32

CC VV =32

RBA

RBBB

C

El cálculo se reduce por tanto a un circuito RC donde R es la suma de las dos resistencias y C el condensador del circuito. RBA B + RBBB = R

t−

a FSV – Curso 2009/2010 201

inales son:

VBf B = VBCC B

VBi B = 1/3VBCC B

eneral:

RCt

CCCCC eVV−

⋅⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ −+

31 ⇒

RCt

CCCC eV−

⋅⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ −+ 1

31 ⇒




RCt

e−

⋅⎟⎠⎞

⎜⎝⎛−+=

321

32 ⇒

RCt

e−

⋅−=−321

32 ⇒

RCt

e−

⋅−=−32

31 ⇒

RCt

e−

⋅= 21 ⇒

RCt

e−

=21 ⇒

(tomamos logaritmos neperianos para despejar del exponente, recordar que el logaritmo de una potencia cuya base es la base del logaritmo es igual al exponente)

RCt

e−

= ln21ln ⇒

RCt1690 −=− ⇒

RCt 6901 = ⇒

Circuito de descarga: t B2 B

( )CRRt BA += 69´01

RBC

El cálculo se reduce por tanto a un circuito RC donde R es la resistencia de descarga RBB By C el condensador del circuito. RBBB = R

t−

V – Curso 2009/2010 202




Para el cálculo de t B2 B se podría utilizar directamente los resultados anteriores sustituyendo R por RB, ya el tiempo para adquirir o perder la misma carga tiene la misma expresión. Pero a continuación lo vamos a demostrar paso a paso como hemos hecho en la descarga: Las condiciones iniciales son: VBi B = 2/3VBCC B y VBf B = 0

RCt

CCCC eVV−

⋅⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ −+= 0

320

31 ⇒

RCt

CCCC eVV−

⋅=32

31 ⇒

RCt

e−

⋅=32

31 ⇒

RCt

e−

=21 ⇒

RCt

e−

= ln21ln ⇒

CRt

B

2690 −=− ⇒

Como T = t B1 B + t B2 B ⇒

CRt B6902 =

( )RRCT 2690 +⋅⋅=

nica FSV –

BA

1

Curso 2009/2010 203

Tf =


M. Equipos Electrónicos – Dpto. Electrónic

3.4. Relación de ciclo (Duty Cycle) La relación de ciclo nos indica la proporción de los semiciclos, y se considera como el cociente entre t B2 B y el periodo T.

( )BA

B

RRCCR

TtCD

+==

690690.. 2 ⇒

En esa expresión tenemos elciento:

T

tB1B tB2B

BR

D

tanto por uno, si lo queremos expresar en tanto por

BA RRCD

2..

+=

R

a FSV – Curso 2009/2010 204

1002

.. ⋅+

=BA

B

RRC


M. Equipos Electr

U11.4. MODULACIÓN DE IMPULSOS CON 555 U

4.1. Astable controlado por tensión (VCO)

La únic5 nos permite c Es nececargas y descareducimos esoscircuito de cargdescarga se resupuesto, las fócondiciones ini

4.1.2. Sentido d A maycondensador (Vese proceso. Y menor a mayor A menofrecuencia.

V

(4) Reset(8)

(7)

RBA

C

RBB
V. Control
ónicos – Dpto. Electrónica FSV – Curso 2009/2010 205

a modificación respecto al astable es que la tensión aplicada en la patilla ontrolar la frecuencia de oscilación del astable dentro de unos márgenes.sario recordar que en el astable la frecuencia era el resultado de las

rgas del condensador entre 1/3Vcc y 2/3Vcc. Por tanto, si ampliamos o márgenes de tensión estaremos variando la frecuencia, ya que desde el a y descarga del condensador es el mismo. Ahora el proceso de carga y aliza entre VB5 B/2 y VB5 B. El margen de variación es por tanto VB5 B. Por rmulas anteriores del circuito astable no son válidas, han cambiado las

ciales y finales, y habrá que hacer los cálculos en función de VB5 B.

e variación de la frecuencia

or tensión en la patilla número 5 el margen de carga-descarga del B5 B/2) es mayor y por tanto mayor el tiempo que emplea el condensador en dado que tiempo y frecuencia son inversos, la frecuencia del astable será tensión.

r tensión, menor margen de variación, menor tiempo y por tanto, mayor

B5 B ⇑ ⇒ f ⇓

R _ Q

S

(1)

(2)

(6)

(5)

(3) Salida

B

B



VB5 B ⇓ ⇒ f ⇑

4.1.3. Limitaciones a VB5 B

VB5 B > 0 : No puedo utilizar tensiones negativas. El 555 trabaja con

tensiones positivas simples.

VB5 B < VBCC B : La VB5 B marca el límite de carga del condensador; si VB5 B es mayor que VBCC B el condensador, que se carga a VBCC B, nunca alcanzará ese límite y no habrá basculación.

4.2. Modulación de ancho de pulso (PWM) Como ya hemos estudiado suficientemente la configuración interna del 555, lo vamos a representar como un bloque, lo cual nos permitirá simplificar los esquemas:

8 4

7

6

3

1

5 2

CI 555

Vc

Impulsos

Vi

R

C

Vcc

Vo



4.2.1. Funcionamiento La entrada de impulsos debe ser de frecuencia constante, la cual será la misma que la de los impulsos de salida. La forma de los impulsos ha de ser con un tiempo en el nivel bajo, “0”, despreciable frente al tiempo total, con el objetivo de que cuando el monoestable vuelva al estado de reposo ya no exista impulso. t BmB : Es el tiempo que el monoestable permanece en su estado inestable. Se puede deducir que al calcular el circuito monoestable hay que hacerlo para que t BmB sea inferior (ligeramente) a TBi B, porque si no nos introduciríamos en el siguiente ciclo. También podemos observar que es necesario calcular tBm Bde valor superior (ligeramente) a t B1 B, para que cuando recupere el monoestable su estado estable ya haya desaparecido el impulso negativo, dado que de permanecer lo volvería a disparar inmediatamente. Si controlo la duración del estado inestable mediante una tensión aplicada a la patilla 5 (tensión de control) Vc, puedo obtener una salida de frecuencia constante, pero con una anchura de pulsos de salida variable.

Vi

Vo

Ti

tB1B

tBmB

t

t



4.2.2. Aplicaciones

Alimentaciones conmutadas. Regulación de velocidad de máquinas eléctricas.

Hay que tener en cuenta que el valor de tensión media de esos impulsos varía con su ancho, o lo que es lo mismo: variando el ancho de impulsos variamos la tensión continua en la carga ⇒ Fuente de alimentación variable.

4.2.3. Tipos de tensiones de control

Formas de onda: Senoidal, triangular,... Sensores: de tensión, de intensidad, de temperatura, de humedad, ...

Vo

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apuntes de electrÓnica - san valero

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