aplicació d’una fss a un sistema rfid -...

Aplicació d’una FSS a un sistema RFID

Titulació: Enginyeria Tècnica en Telecomunicació, Especialitat en Telemàtica

AUTOR: Marc Ribó Ávila DIRECTOR: Antonio Ramon Lázaro Guillén DATA: Juny de 2012

Aplicació d’una FSS a un sistema RFID Índex

2

Índex

1. Introducció. ............................................................................................ 4

1.1. Objectius .............................................................................................................4

1.2. Introducció de la tecnologia RFID .......................................................................4

1.3. Arquitectura RFID ...............................................................................................4

1.4. Tecnologia UWB .................................................................................................5

1.4 Paràmetres de dispersió ........................................................................................6

1.5 Organització de la memòria. ................................................................................7

2 Disseny tag FSS ...................................................................................... 8

2.1 Introducció...........................................................................................................8

2.2 Funcionament del tag ...........................................................................................9

2.2.1 Secció recta diferencial. .....................................................................................9

2.2.2 Disseny de la FSS. ........................................................................................... 12

2.3 Link Budget ....................................................................................................... 17

2.3.1 Uplink 17

2.3.2 Downlink ......................................................................................................... 19

2.5 Influència del gruix del substrat ......................................................................... 22

2.6 Plaques del tag ................................................................................................... 23

2.7 PIC16F1827....................................................................................................... 25

2.8 Mesures ............................................................................................................. 25

3 Implementació del lector. ..................................................................... 43

3.1 Disseny de dispositius ........................................................................................ 44

3.1.1 Mòdul 433MHz AM ........................................................................................ 44

3.1.2 Mòdul 433MHz FM RRFQ1 ............................................................................ 46

3.1.3 Desmodulador .................................................................................................. 47

3.1.4 Filtre notch a 865MHz ..................................................................................... 51

3.1.5 Modulador UHF ............................................................................................... 54

3.1.6 PIC16F1827 ..................................................................................................... 55

3.1.7 Mesclador ........................................................................................................ 57

3.1.8 Divisor ............................................................................................................. 57

3.1.9 Antenes ............................................................................................................ 57

Aplicació d’una FSS a un sistema RFID Índex

3

3.1.10 Amplificador de baix soroll .................................................................. 58

3.2 Tipus de desmodulació: ..................................................................................... 58

3.2.1 Desmodulació a 433MHz ................................................................................. 58

3.2.2 Desmodulació zero FI ...................................................................................... 64

3.2.2.1 Configuració 1 ...................................................................................... 65

3.2.2.2 Configuració 2 ...................................................................................... 66

3.2.2.3 Configuració 3 ...................................................................................... 67

3.3 Conclusions ....................................................................................................... 70

4. Mòduls per lector a 5.6GHz – 6.2GHz ................................................ 75

4.1 Doblador de freqüència ...................................................................................... 75

4.1.1 Disseny doblador 1 .......................................................................................... 76

4.1.2 Mesures doblador 1 .......................................................................................... 79

4.1.3 Disseny doblador 2 .......................................................................................... 81

4.1.4 Mesures doblador 2 .......................................................................................... 83

4.2 Amplificador GALI84+ ..................................................................................... 86

4.3 Híbrid 90º .......................................................................................................... 93

4.3.1 Disseny de l’híbrid de 90º amb stub radial ........................................................ 93

4.3.2 Mesures ......................................................................................................... 101

4.4 Tag a 5 GHz .................................................................................................... 104

5. Conclusions i línies futures. ............................................................... 104

5.1 Conclusions ..................................................................................................... 104

5.2 Línies futures ................................................................................................... 105

6. Annexes ................................................................................... 106

6.1 Lector.asm ....................................................................................................... 106

6.2 Tag.asm ........................................................................................................... 113

6.3 Codi_Detector_.asm......................................................................................... 117

7. Referències. ......................................................................................... 122

Aplicació d’una FSS a un sistema RFID 1. Introducció

1. Introducció.

1.1. Objectius

Aquest projecte tracta de la tecnologia RFID (Identificació per Ràdio Freqüència)

amb una superfície selectiva de freqüència. El que s’intenta fer és desmodular els bits que

envia una etiqueta (tag) FSS (Frequency Selective Surface). El que es realitzarà serà

dissenyar els circuits necessaris per poder obtenir el senyal reflectit provinent del tag i

poder ser desmodulat correctament pel que fa al lector i dissenyar el tag per la nostra

aplicació.

L’objectiu principal d’aquest projecte és crear un radioenllaç RFID entre un tag FSS

i el lector, on aquest últim pugui desmodular la informació que envia el FSS que modula el

senyal que emet el lector, això s’ha d’aconseguir utilitzant un material que pugui variar les

característiques del tag fent reflectir el senyal o ser transparent a aquest de manera que s’ha

de crear un array de dipols formats per díodes semiconductors així quan aquests

condueixen corrent reflecteixen el senyal i quan no condueixen el deixen passar. El

projecte es dividirà principalment en dues parts, la implementació del tag FSS a una

freqüència al voltant dels 2,5 GHz - 3 GHz, juntament amb la seva xarxa de detecció que

detecta el senyal per despertar el microcontrolador i poder començar a transmetre i la

configuració del microcontrolador.

L’altra part estarà formada per la creació del lector, on es dissenyarà el

desmodulador i configuració del microcontrolador desmodulador ja que l’amplificador de

baix soroll ja esta implementat igual que el mesclador, el divisor i les antenes de manera

que s’aprofitaran.

1.2. Introducció de la tecnologia RFID

RFID (Identificació per Radiofreqüència) és un mètode d’emmagatzemament i

recuperació a distància de dades, basat amb etiquetes o “tags” on hi ha la informació. RFID

és conceptualment similar al sistema del codi de barres, la principal diferència és que el

codi de barres utilitza senyals òtiques per transmetre les dades entre l’etiqueta i el lector en

canvi RFID utilitza senyals de radiofreqüència.

1.3. Arquitectura RFID

Tot sistema RFID es composa principalment de dos elements.

El lector i el tag o transceptor, aquests dos es comuniquen a través d’antenes creant

un radioenllaç. El lector envia un senyal constantment a una àrea i espera que entri un tag a

aquesta creant una resposta amb la informació que conté, aquesta és interpretada i

guardada pel lector.

Els lectors estan equipats amb interfícies estàndard de comunicació que permeten

enviar les dades rebudes de la etiqueta a un sistema de processament de dades com pot ser

un ordinador o una base de dades, el seu esquema bàsic es pot veure a la Figura 1.1.

Alguns d’aquest porten incorporat un programador que afegeix a la seva capacitat de

lectura la opció d’escriure [Portillo].


5

Figura 1.1- Esquema bàsic comunicació RFID

De tags, n’hi ha de dos tipus, per un costat els que contenen xip integrat, memòria

per les dades i circuits de control, són els que s’utilitzen per realitzar aquest projecte.

Aquest poden ser de tres tipus segons l’alimentació per transmetre, com es pot veure a la

Figura 1.2 aquests poden ser actius en cas que portin un sistema d’autonomia, passius si

aprofiten l’energia de radiofreqüència rebuda o semipassius si porten bateria però només

per alimentar el circuit, no per generar senyal. La bateria serveix per augmentar les

propietats i les característiques del senyal rebut.

D’altra banda hi ha els tags sense xip, que són sempre passius perquè no és necessari

activar cap dispositiu.

1.4. Tecnologia UWB

El terme UWB es tradueix com Ultra Banda Ample. És una tecnologia que permet

una connectivitat més gran i una gran i ampliada velocitat. Es defineix com qualsevol

tecnologia de radio que tingui un espectre que ocupi un ample de banda més gran que el

25% de la freqüència central o un ample de banda més gran que 0,5 GHz.

Aquesta tecnologia suporta altes velocitat sobre tot a distàncies curtes, el que la fa

millor per usos personals. La seva forma de funcionar és que el transmissor UWB envia

una sèrie de polsos de molt curta duració, ordre de nanosegons, que tenen una distribució

de tipus gaussià. Això fa tenir un ample de banda de molts GHz de freqüència. El receptor,

te la funció de traduir els polsos en dades depenent de la seqüència de polsos enviada pel

transmissor [Guevara] .

Figura 1.2- Comunicació segons tipus de tag


6

Les seves característiques són:

Pot operar legalment a les freqüències de 3,1 GHz a 10,6 GHz amb un límit a la

potència de transmissió de -41 dBm/MHz el qual fa que el seu rang d’abast sigui molt curt

però lliure d’interferències.

El seu ample de banda de més de 7 GHz permet que els seus canals tinguin un

ample de banda de 500 MHz o més cadascun depenen del seu central.

Aquesta tecnologia s’utilitza sobretot a xarxes personals WPAN (Wireless

Personal Area Network), degut a les dades d’alta capacitat de rendiment, baixos de

requeriments de potència i característiques de curt abast.

Ofereix una velocitat mitjana de 500 Mbps, amb la condició que els dispositius

connectats estiguin a un rang de 10 metres o menys.

Els seus avantatges són els següents:

La gran capacitat d’arribar a altes velocitat de transferència de dades.

Baix consum.

Interoperabilitat.

Robust, més tolerant a interferències.

Funciona perfectament a espais petits.

Els avantatges enumerats anteriorment fan que sigui una de les tecnologies a

desenvolupar ja que permet treballar sense patir interferències.

Els seus desavantatges són:

Només funciona a espais petits.

Poca estandardització.

Degut al seu espectre tant ample, té problemes legals a molts països ja que hi ha

freqüències que ja estan sent utilitzades per altres dispositius o tecnologies.

1.4 Paràmetres de dispersió

A qualsevol xarxa de N ports és pot veure el seu comportament fent un estudi dels

seus paràmetres S. Dintre d’aquest projecte es fan servir sobretot a les simulacions del

programa ADS.

Els paràmetres S són una relació entre les ones normalitzades entrants i sortints

.

(1.1)

Aquest paràmetres es poden calcular utilitzant la equació 1.2.

|


7

Figura - Xarxa de dos ports

Cada paràmetre S de la xarxa té el seu significat corresponent els quals s’expliquen a

continuació per una xarxa de dos ports [Lázaro2011].

: Coeficient de reflexió a la entrada del port 1 quan el port 2 es carrega

amb .

: Coeficient de reflexió a la entrada del port 2 quan el port 1 es carrega

amb .

: Representa la relació entre la ona transmesa al port 2 quan s’incideix pel

port 1, així doncs dona el guany en transmissió quan els dos ports estan

carregats Z0 (impedància del generador i càrrega igual a Z0.

: Representa la relació entre la ona transmesa al port 1 quan s’incideix pel

port 2.

1.5 Organització de la memòria.

La memòria d’aquest projecte està dividida en cinc capítols. Primerament, al capítol

introductori informa i dona a conèixer els conceptes i termes que contempla el projecte.

El segon capítol, descriu el disseny, funcionament i implementació d’un tag FSS on

també s’expliquen els components que el formen i les mesures realitzades amb aquest tag

obtenint conclusions d’aquestes.

El tercer capítol explica la implementació del lector amb les dues possibilitats

d’implementació estudiades per tal de poder rebre el senyal i desmodular-lo adequadament,

el disseny i creació de cada element del lector i també s’explica el funcionament del senyal

despertador del tag. Al final d’aquest capítol s’explica el funcionament de tot el procés de

lectura.

Seguidament el capítol quatre, es proporcionen una sèrie de dissenys que s’han

d’implementar en cas que es vulgui realitzar el mateix sistema però a la freqüència de

5,6GHz – 6,1 GHz.

El capítol cinc són les conclusions extretes del projecte realitzat i s’anomenen

algunes implementacions on es podria utilitzar aquest sistema a partir dels resultats

obtinguts per unes futures investigacions.

El capítol sis és l’annex amb els codis dels microcontroladors i el capítol set són les

referències d’informació que s’han consultat per realitzar el projecte.

Aplicació d’una FSS a un sistema RFID 2. Disseny tag FSS

2 Disseny tag FSS

A aquest capítol primerament es fa una petita introducció per saber que s’està

intentant aconseguir utilitzant un tag FSS a aquest projecte i seguidament s’expliquen els

components dels quals està format el tag, la seva funcionalitat, el processament d’aquest i

finalment les mesures realitzades amb aquest.

2.1 Introducció

Principalment el que s’intenta és crear una modulació binaria controlant les

microones reflectides a una superfície. Aquí és descriu una superfície activa controlada per

reflexió capaç de modular l’energia que hi incideix.

Aquesta superfície està composta per una matriu de díodes semiconductors excitats

per una seqüència de polsos binari, de manera que les microones són reflectides segons la

seqüència desitjada de manera que la radiació de les microones reflectides corresponen a

un pols modulat a la freqüència de RF.

Una superfície així es útil pel disseny de RCS (secció de recta) variable.

Per algunes aplicacions es necessiten materials o superfícies que puguin reflectir i

absorbir el camp electromagnètic sobre l’energia que hi incideix d’una manera controlada,

així doncs amb aquests materials es poden dissenyar tags RFID amb RCS variable.

1 0

Tx

RxRx

Rx

TxTx

Díode estat ONDíode estat OFF

Figura 2.1 – Estats del tag i ona incident

Un breu resum de la forma d’actuar és la següent, un lector desperta el tag i l’energia

reflectida del tag (backscattered) és detectada, la qual conté la informació que pot ser

desmodulada. Aquesta tecnologia es pot utilitzar tant a la regió dels MHz i GHz de

l’espectre de radiofreqüència.

El tag que respon necessita energia per l’esquema de polarització, però el seu

consum d’energia és baix ja que no té la necessitat d’incorporar un transceptor actiu.

Per realitzar aquesta superfície s’han utilitzat un conjunt de díodes semiconductors ja

que ofereixen baix consum i tenen dos estats, conducció on o off depenent del corrent

continu que hi circuli Figura 2.1. Quan els díodes estan polaritzats, formen un conjunt

paral·lel de reixes creant una xarxa de difracció, en cas contrari estarien en circuit obert.


9

2.2 Funcionament del tag

2.2.1 Secció recta diferencial.

Una superfície selectiva en freqüència (Frequency Selective Surface o FSS)

consisteix en un agrupació o conjunt d’antenes periòdica que tenen la propietat que

reflecteix tota la potencia en una determinada banda de freqüències, i són transparents en

un altra, es a dir deixen passar tota la potencia [Munk 1971, Munk 2000]. De vegades les

antenes es carreguen amb díodes o altres elements de manera que són reconfigurables.

Depenent de l’estat del díode reflecteixen o transmeten les ones incidents. Aquest

tipus de FSS s’anomenen actives. La més senzilla consisteix en una agrupació de díodes

carregats amb díodes PIN com elements commutadors. La Figura 2.2 mostra un esquema

d’una FSS activa basada amb dipols carregats amb díodes PIN.

Dz

Dx

WX

Z

......

Figura 2.2 - Esquema d’una FSS basat amb dipols carregats amb díodes PIN.

Com es veurà més endavant, els dipols reflecteixen l’ona quan aquest tenen longitud

pròxima a la mitja longitud d’ona, presentant una secció recta (RCS) elevada a aquestes

freqüències. De manera que quant les díodes estan en conducció es comporten

aproximadament com un curt circuit. Aleshores els dipols ressonen a una freqüència f1 i

reflecteixen la senyal. Mentre que quant estan en inversa, es comporten com un circuit

obert, i aleshores ressonen a freqüència doble 2f1, de manera que a f1 presenten una

reflectivitat baixa i es transmet a l’altre costat. De manera aproximada la FSS es pot

representar amb els circuits equivalents de la Figura 2.3.


10

Diode ON

Diode OFF

L1

R1

C1

L2

R2

C2

f1

f1

f1

f1

2(L+L)

2(L+L)

L

L

L

L

Current

Current

Figura 2.3 - Circuit equivalent de la FSS pels dos estats del díode. Quan el díode esta curt circuit (Díodes ON), les ones

properes a la freqüència de ressonància (f1) es reflecteixen, mentre que la FSS es transparent a aquestes ones quan els

díodes estan en obert (Díodes OFF).

Des del punt de vista electromagnètic, el camp dispersat (reflectit) per una antena (o

tag) carregada es pot separar amb dos termes: el mode estructural independent de la

càrrega i el mode antena o tag que depèn de la càrrega. Matemàticament es pot escriure:

( ) ( )s s rL ref refE Z E Z I E (2.1)

On ES(ZL) és el camp dispersat pel tag connectat a una càrrega ZL, ES(Zref) és el camp

dispersat quan el tag es connectat a una càrrega de referència Zref, Er és el camp radiat per

l’antena actuen com antena receptora alimentat amb una corrent unitat.

En la bibliografia depenen de l’autor la definició de la impedància de referència varia

[Collin 1969][Green 1963], però sovint es segueix la definició proposada per Green [Green

1963], on Zref=Za*, i Za és la impedància de l’antena. Γ és el coeficient de reflexió de l’ona

de potència definit per: *

L a

L a

Z Z

Z Z

(2.2)

Aleshores l’antena reflecteix el mode estructural quan esta carregada amb el conjugat

de la impedància de l’antena. En aquest cas, tota la potencia es transfereix a la càrrega de

l’antena i l’antena només reflexa el mode estructural, que es independent de la càrrega. El

mode estructural depèn de la geometria, material i tipus d’antena.


11

La potència reflectida depèn d’un paràmetre anomenat secció recta. La secció recta

d’un blanc en camp llunyà es defineix com: 2

2

2lim 4

s

ri

ERCS r

E

(2.3)

On Ei és el camp elèctric incident. Suposant que no hi ha pèrdues per polarització

entre el lector i el tag, la RCS se pot expressar a partir de (2.1) i (2.3) com:

2asj

struc aRCS RCS RCS e

(2.4)

On RCSstruc és la RCS degut al mode estructural, RCSa és la RCS degut al mode

antena (que depèn de la càrrega), i φas es la diferencia de fase entre els dos modes. Fent

algunes manipulacions, la RCS s’acostuma a expressar com:

222

4sRCS G A

(2.5)

On λ és la longitud d’ona, As és un complex que representa la component de RCS

causada pel mode estructural i G és el guany de l’antena.

En sistemes RFID convencionals, el lector il·lumina amb una ona a una freqüència i

el tag modula aquesta variant la càrrega entre dos estats. La potència rebuda per cada estat

es proporcional a la RCS donada per (2.5). En sistemes RFID passius, la potència mitjana

entre els dos estats ha d’ésser major que un valor mínim de llindar per tal de proporcionar

suficient potencia en DC pel funcionament del circuit integrat del tag. Com la majoria de

lectors utilitzen sistemes coherents, la tassa d’error de bit (BER) es funció de la diferència

entre els camps rebuts per cada estat. En conseqüència, la BER s’optimitza maximitzant la

RCS diferencial definida per [Nikitin 2005]:

2

2 22 2

2

4

4dif on off ef on offRCS G A

(2.6)

On G és el guany de l’antena del tag, Aef és l’àrea efectiva de l’antena, i Γon i Γoff són

els coeficients de reflexió de la càrrega de l’antena (per ex. degut al díode PIN) per cada

un. La component estructural As s’acostuma a depreciar donat que no influeix en el càlcul

del BER i només intervé la diferencia entre els modes antena.

A partir de l’expressió del camp dispersat (2.1) pel cas de curt circuit (Γ=-1) i

circuit obert (Γ =1) (Es(0) i Es( ) respectivament), es pot separar el mode estructural

ES(Zref) i el mode antena que es proporcional a (IrefEr):

( ) (0) ( ) / 2s s srefE Z E E (2.7)

(0) ( ) / 2r s srefI E E E (2.8)

Considerant un FSS com una agrupació d’antenes, potencialment pot utilitzar-se per

millorar la detecció de tags. Si la separació entre les antenes de la FSS es petita, el guany

es aproximadament el d’una antena multiplicat pel nombre d’antenes, per tant, la secció

recta diferencial es multiplica pel nombre d’elements.


12

2.2.2 Disseny de la FSS.

En aquest projecte s’implementa un demostrador de sistema RFID utilitzant FSS. La

freqüència escollida pel demostrador en l’enllaç entre FSS i lector es la banda entre 2,4

GHz i 3 GHz. Seguint les consideracions anteriors, s’ha dissenyat una FSS que consta de 5

dipols carregats amb díodes PIN. La longitud de cada dipol s’ha escollit igual a λ/2 a 3

GHz i la separació escollida ha estat λ/4 (aquesta ha d’ésser inferior a λ per tal que

apareguin lòbuls de difracció). Els dipols s’han imprès sobre substrat de fibra de vidre de

gruix 0.8mm. Donat que el substrat es relativament prim, s’ha rebutjat el seu efecte i s’ha

considerat la longitud d’ona al buit, tot i que a la pràctica serà una mica més petita i farà

disminuir la freqüència de ressonància. Aquest efecte s’estudiarà més endavant. També

s’ha rebutjat l’efecte de capacitat paràsita dels extrems que normalment es modela

incrementant la longitud del dipol. Aquest increment acostuma a produir una reducció de la

freqüència de ressonància entre un 5 i un 10%.

Paràmetre Valor

Longitud del braç dels dipols 19.4 mm

Separació entre dipols 19.4 mm

Gap entre braços 1 mm

Nombre de dipols 5 en paral·lel

Taula 2.1 - Mides de la FSS implementada

El díode PIN escollit ha estat el BAP51-03 de NXP. A la figura 2.4 es mostra el seu

circuit equivalent, i l’aproximació quan esta en ON i OFF. La taula 2.2 mostra els valors

dels components del circuit equivalent a partir del datasheet del fabricant. En les

simulacions s’utilitzarà aquests circuits simplificats ja que normalment els simuladors

electromagnètics només deixen entrar components discrets tipus ressonadors sèrie o

paral·lel. S’ha considerat que en ON la impedància de díode PIN es pot modelar amb una

resistència de 5Ω i 0.8nH en sèrie. El valor de la resistència correspon a una corrent de

1mA. EN OFF el díode es modela amb un inductor de 0.8nH amb sèrie amb un

condensador de 0.45pF.


13

Ls

Rs

Rj C

jC

p

Rs+R

j

Ls

Cp+C

j0

FORWARD BIASED

(DIODE ON)

REVERSE BIASED

(DIODE OFF)

DIODE

PIN

Ls

Figura 2.4 - Circuit equivalent del díode PIN i la seva simplificació quan esta en ON i OFF.

Parameter Value

Diode resistance model ( ) /0nR I K Ij

Junction capacitance model ( ) / 1 /0m

C V C V Vj j j

Resistance curve fitting coefficient, K0

8.87·10-3

Resistance curve fitting

exponent, n

0.8157

Junction capacitance, Cj0 0.395 pF

Junction potential, Vj 0.39 V

Capacitance exponent factor, m 0.23819

Parasitic inductance Ls 0.8 nH

Parasitic resistance, Rs 1.128 Ω

Parasitic capacitance, Cp 45 fF

I és la DC a A, i V és el voltatge del díode.

Taula 2.2 - Circuit equivalent del díode BAP51-03.

Per tal de simular el comportament s’ha simulat el camp dispersat i la RCS amb

ajuda del programa SUPERNEC. Els dipols s’ha introduït amb dos “wires” connectats amb

un “segment”. En aquest últim s’ha introduït una càrrega LCR en sèrie amb els valors del

model del PIN pels dos estats en ON i OFF.

A fi d’estudiar els efectes en l’ample de banda i RCS, primer s’ha estudiat un dipol

aïllat i a continuació es compara amb la FSS amb 5 dipols.

La Figura 2.5 compara la RCS d’un dipol aïllat en funció de la càrrega. S’observa

com el màxim de la RCS quan està carregat amb curt-circuit correspon aproximadament a

la freqüència de ressonància d’un dipol de longitud l/2. Mentre que en circuit obert és

aproximadament el doble tot i que la RCS és inferior. El cas que el díode PIN està en

conducció (ON) es comporta de manera molt similar al cas del curt-circuit. En canvi pel

cas del dipol carregat amb el díode PIN en OFF la freqüència de ressonància ha disminuït


14

força comparat amb el cas de circuit obert. Tot així hi ha una diferència important a 3 GHZ

entre el cas díode ON i el cas díode OFF. La fase del camp dispersat es mostra en la Figura

2.5. S’observa que la diferència de fase entre el camp reflectit pel dipol carregat amb curt-

circuit i circuit obert és de l’ordre de 90º a 3 GHz. Aquesta diferència es redueix pel cas de

díode ON i díode OFF. Això es degut a que les impedàncies no són tan diferents degut als

elements paràsits com en el cas circuit obert i curt-circuit.

La Figura 2.6 mostra la RCS diferencial pel cas d’un dipol aïllat amb diferents

condicions de càrrega. S’observa com en la banda de 3-4 GHz la RCS presenta un valor

elevat. La RCS diferencial entre circuit obert i curt-circuit a més presenta valors importants

fins un 5 GHz.

La Figura 2.7 mostra la component del camp del mode estructural i mode antena

calculats a partir de les simulacions del camp dispersat amb curt-circuit i circuit obert

utilitzant les expressions (2.7) i (2.8). S’observa que a la freqüència de ressonància el mode

estructural és superior al mode antena, però entre uns 3 i 5 GHz el mode antena és

superior. Després quan s’apropa la segona ressonància torna a ser més gran el mode

estructural.

S’han repetit les simulacions pel cas de la FSS amb 5 elements. Els resultats es

mostren a les Figures 2.8-2.10. S’observa que ala RCS diferencial ara uns 10 dB superior a

la del dipol aïllat, tot i que hi ha un desplaçament entre el cas curt-circuit i circuit obert i el

cas de que es carregui amb díodes.

Aquesta diferencia es correspon bastant be amb l’increment de 10log(52)=13.9dB del

guany de l’agrupació de 5 antenes.

Figura 2.5 - RCS i angle del camp dispersat pel cas d’un dipol aïllat.

1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000-80

-60

-40

-20

Frequency(MHz)

RC

S(d

Bsm

)

Short

Open

Diode ON

Diode OFF

1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000-200

-150

-100

-50

0

Frequency(MHz)

angle

(deg)

Short

Open

Diode ON

Diode OFF


15

Figura 2.6 - RCS diferencial pel dipol aïllat entre els estats curt circuit i open, i entre diode en ON I OFF.

Figura 2.7 - Mode estructural i antena per un dipol aïllat.

1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000-65

-60

-55

-50

-45

-40

-35

-30

-25

-20

Frequency(MHz)

Difere

ntial R

CS

(dB

)

Short-Open

Diode ON-OFF

1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000-65

-60

-55

-50

-45

-40

-35

-30

-25

Frequency(MHz)

dB

Structural Mode

Antenna Mode


16

Figura 2.8 - RCS i angle del camp dispersat pel cas d’una FSS amb 5 elements.

Figura 2.9 - RCS diferencial d’una FSS de 5 elements entre els estat curt circuit i open, i entre diode en ON i OFF.

1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000-80

-60

-40

-20

0

Frequency(MHz)

RC

S(d

Bsm

)

Short

Open

Diode ON

Diode OFF

1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000-200

-100

0

100

200

Frequency(MHz)

angle

(deg)

Short

Open

Diode ON

Diode OFF

1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000-80

-70

-60

-50

-40

-30

-20

-10

Frequency(MHz)

Difere

ntial R

CS

(dB

)

Short-Open

Diode ON-OFF


17

Figura 2.10 - Mode estructural i antena per una FSS de 5 elements.

2.3 Link Budget

2.3.1 Uplink

Consisteix en l’enllaç a la banda de 865 MHz a 869 MHz utilitzada en europea per

RFID. Per normativa es pot utilitzar fins 2W de potència radiada isotròpica (PIRE). Aquest

enllaç s’utilitzarà per despertar el tag. Per això el tag disposa d’un detector mostrat en la

Figura 2.11. La corba mesurada de tensió detectada en DC en funció de la potència

d’entrada es mostra en la Figura 2.12. El llindar es programa al microcontrolador a través

del DAC intern a 3mV que correspon a una potencia d’entrada d’uns -40 dBm.

120pF

0pF

6.8nH

100pF 82k

+

-

HSMS2852

OUTIn

PIC16LF1827

VDET

DAC

Figura 2.11 - Circuit de Wake-up basat en un detector amb díodes Schottky.

1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000-70

-65

-60

-55

-50

-45

-40

-35

-30

-25

-20

Frequency(MHz)

dB

Structural Mode

Antenna Mode


18

Figura 2.12 - Tensió detectada en funció de la potencia d’entrada. Comparació entre simulació amb ADS i mesura.

La potència rebuda haurà d’ésser superior al llindar PTH=-40dBm per tal de despertar el tag.

Imposant aquesta condició es troba la distància màxima de l’enllaç en uplink.

2

2 44

T TR R TH

P GP G P

r

(2.9)

Degut a efectes de propagació multicamí es pot produir fàdings selectius de manera que la

potència rebuda sigui inferior o altres efectes associats al mal alineament de les antenes del lector i

tag. Per això es interessant contemplar un marge de seguretat o fàding.

En la Taula 2.3 es mostren els paràmetres utilitzats en les simulacions.

Paràmetre Valor

PIRE 2W

Guany antena del tag a 865 MHz 0 dB

Freqüència 865 MHz

Potència umbral PTH -40 dBm

Taula 2.3 - Paràmetres utilitzats en el link budget de UPLINK.

-70 -60 -50 -40 -30 -20 -10 010

-5

10-4

10-3

10-2

10-1

100

101

Input Power(dBm)

Voltage(V

)

Mesurement

Simulation


19

Figura 2.13 - Potència rebuda en l’enllaç de UPLINK utilitzant els paràmetres de la taula

2.3

2.3.2 Downlink

Aquest enllaç consisteix en l’enllaç radar entre el transmissor i la reflexió en la FSS.

En aquest cas en interessa trobar la probabilitat d’error de bit o BER. La FSS realitza

una modulació tipus BPSK. Ja que en el desmodulador s’utilitza un estimador de valor mig

de manera que el llindar de detecció es situa automàticament al valor mig dels dos estats.

Per tan la senyal rebuda es proporcional a la RCS diferencial tal com s’ha explicat

anteriorment. El nivell del soroll dependrà del factor de soroll del receptor, F. L’ample de

banda vindrà determinat per l’ample de banda del desmodulador. Els valors considerats en

el link budget es mostren a la Taula 2.4.

La potència de senyal es calcularà utilitzant l’equació radar:

2

2 2

1

44 4

T TR dif R

P GP RCS G

r r

(2.10)

La potència de soroll es calcularà amb:

0( ( 1))antenaN k T T F B (2.11)

0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100-40

-30

-20

-10

0

10

20

30

Range(m)

Receiv

ed P

ow

er

Uplin

k(d

Bm

)


20

La BER depèn de la relació entre energia de bit i densitat espectral, en el cas d’una

modulació BPSK val la relació senyal a soroll:

0 0

/1/b b b

b

E T ESB T

N N B N (2.12)

En el cas d’un canal amb soroll gaussià blanc (AWGN), la BER en una modulació

BPSK val:

0 0

12 2

2

b be

E EP Q erfc

N N

(2.13)

On Q és la funció Q, que avalua l’integral de una distribució normal, però que

s’acostuma a calcular a partir de la funció erfc (erfc(x)=1-erf(x)), que esta implementada

en MATLAB.

No obstant el canal anterior és molt optimista. Un cas més realista és considerar un

canal Rayleigh que té en compte esvaïments ràpids deguts a objectes pròxims. En aquest

cas la BER val [Lazaro 2009]:

0 00

1 1 11

2 4( / )1 1/( / )

be

bb

EP

N E NE N

(2.14)

A la Figura 2.14 es comparen els dos casos. Es veu que el canal Rayleigh és molt

més pessimista, així per tenir una probabilitat d’error de 10-4 es requereix uns 30 dB de

relació senyal a soroll.

Figura 2.14 - Comparació entre la probabilitat d’error en un canal gaussià i un canal Rayleigh amb

interferència multicamí.

Per tal de fer les simulacions s’han considerat els paràmetres de la taula 2.4. S’ha

considerat que s’utilitzen antenes Vivaldi amb 6.5 dB de guany tant en transmissió com en

recepció. El factor de soroll s’ha considerat 2.8 dB del LNA i 10 dB del mesclador, que

resulta amb un factor de 4.5 dB. S’ha considerat 1.5 dB addicional de cables i pèrdues en el

0 5 10 15 20 25 30-18

-16

-14

-12

-10

-8

-6

-4

-2

0

Eb/N

0 (dB)

Pro

babili

tat

d'E

rror

log(P

e)

Canal AWGN

Canal Rayleigh


21

filtre de rebuig, resultant en total 6 dB. Es considera que l’ample de banda és de 40 KHz

(ja que l’operacional té un ample de banda de 4MHz i el guany en tensió és de l’ordre de

100). A partir de les simulacions s’observa la millora en l’abast resultats d’utilitzar una

FSS enlloc d’un dipol. Si es considera una sensibilitat de -80 dBm que correspon a uns

SNR=45dB, es passa d’una distancia de 4.5 m a 7m. Tenint en compte que la potència

PIRE és de 14.5dBm, molt per sota del límit en la banda es 27 dBm de PIRE, es demostra

el potencial d’aquesta tecnologia per aplicacions RFID i de sensors.

Paràmetre Valor

Potència de transmissió PT 8 dBm

Guany antena transmissora GT 6.5 dB

Guany antena transmissora GR 6.5 dB

Factor de soroll del receptor 6 dB

Ample de banda B 40 KHz

Temperatura d’antena Ta 290K

RCS diferencial dipol aïllat -22 dB

RCS diferencial FSS 5 dipols -15 dB

Taula 2.4 - Paràmetres utilitzats en el link budget de DOWNLINK

Figura 2.15 - Potència rebuda en l’enllaç entre el tag i el lector (Down-link) amb les dades de la taula 2.4

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10-100

-90

-80

-70

-60

-50

-40

-30

-20

-10

0

Range(m)

Receiv

ed P

ow

er

(dB

m)

Single Dipole

FSS with 5 elements


22

Figura 2.16 - Relació senyal a soroll en dB en funció de la distancia en l’enllaç Down-link.

2.5 Influència del gruix del substrat

Per tal d’avaluar l’influencia del substrat, s’han simulat amb el MOMENTUM la

impedància d’entrada de dipols impresos sobre fibra de vidre amb diferents gruixos de

substrat. Ajustant la impedància teòrica donada per les formules de Wu-King s’ha obtingut

la permitivitat efectiva que es representa en la Figura 2.17.

Així per un gruix de substrat de 0.8mm la permitivitat efectiva val 1.5, de manera

que la reducció en la freqüència de ressonància respecte un dipol sense substrat val:

0

0 3/ 1.5 2.5aire

ref

ff GHz GHz

(2.15)

Aquest valor es correspon amb el màxim obtingut experimentalment.

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 1020

30

40

50

60

70

80

90

100

110

120

Range(m)

SN

R(d

B)

Single Dipole

FSS with 5 elements


23

Figura 2.17 - Constant dielèctrica efectiva obtinguda a partir de simulacions amb MOMENTUM per dipols sobre

fibra de vidre (εr=4.7) en funció del gruix del substrat.

2.6 Plaques del tag

Com s’observa a la Figura 2.19 i Figura 2.21 a cada braç hi ha dues resistències de

1KΩ connectades en sèrie amb els díodes per tal de limitar el corrent que hi circula per

aquests.

S’han fet dos dissenys de tag, un disseny conté l’antena detectora per despertar el

microcontrolador del tag impresa a la placa Figura 2.18 i l’altre disseny té un connector per

poder connectar el tag a una antena despertadora del microcontrolador externa Figura 2.20.

Pel que fa als altres components els dos dissenys són idèntics ja siguin el conjunt de

dipols com el microcontrolador.

Figura 2.18 - Disseny de la placa del tag amb antena integrada

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 51

1.5

2

2.5

Gruix del substrat(mm)

Consta

nt

Die

lèctr

ica E

fectiva


24

Figura 2.20 - Disseny de la placa del tag amb connexió d’antena externa

Figura 2.21 – Placa confeccionada del tag amb connexió d’antena externa

Les Figures 2.19 i 2.21 són els imatges dels tags amb els que s’han realitzat els

estudis finals.

Figura 2.19 – Placa confeccionada del tag amb antena integrada


25

2.7 PIC16F1827

Aquest microcontrolador Figura 2.22 és el que processa el comportament del tag de

forma lògica, principalment està en mode adormit d’aquesta manera el tag consumeix molt

poca energia, quan a l’entrada del microcontrolador, port RA2 es rep una tensió de més de

3mV aquest es desperta i mirant els temps de retard del bit a nivell baix un 33,33% del

cicle correspon a un 0 i s’enviaria pel port de sortida RB4 el qual no faria reflectir el senyal

a la superfície i si el temps que està a nivell baix és un 66,66% del cicle és un 1, s’envia pel

port de sortida i modificaria el corrent per tal que el tag moduli el senyal de

radiofreqüència. Els ports RA5, RB6 i RB7 són utilitzats per la programació del

microcontrolador.

Circuit Wake-up

Figura 2.22 – Esquema d’entrades i sortides del microcontrolador del tag

2.8 Mesures

A aquest apartat es realitza un estudi de les captures realitzades per veure el

comportament del sistema si es canvia la distància, la freqüència del FSS o la forma de

l’ona de modulació.

Es contemplen dos casos de FI de 400MHz i utilitzar un receptor zero-IF ja que més

endavant s’utilitzarà per decidir amb quin tipus de desmodulació és realitza el projecte tal i

com s’explica al apartat 3.2. Totes les imatges capturades per l’estudi de zero-FI estan

obtingudes abans d’entrar al mixer Figura 2.23 perquè l’analitzador d’espectres no pot

treballar a 0Hz exactes. En canvi les imatges corresponents a 400MHz són capturades

desprès del mixer Figura 2.24 així que una petita diferència que es pot deduir és que les

pèrdues de conversió ja estaran contemplades a aquestes, per veure una millor diferència

entre freqüències dels pics es representa en funció de l’offset respecte la portadora. Per

obtenir l’espectre del senyal rebut s’ha utilitzat l’analitzador d’espectres Rohde & Schwarz

FSP i per generar el to de radiofreqüència s’ha utilitzat el Rohde & Schwarz SMF100A.


26

TAG FSS

TX

RX

LNA

A.E.

PolFol

PrfFrf

PrfFrf

Generador de funcions

2,5 GHz – 3 GHz

Figura 2.23 – Esquema per l’estudi del tag a zero-IF

TAG FSS

TX

RX

LNA

FIA.E.

FI = 400MHz

PolFol

PrfFrf

PrfFrf


2,5 GHz – 3 GHz

0V

5V

Figura 2.24 – Esquema per l’estudi del tag amb una FI de 400MHz

A la Figura 2.25 és la captura on s’utilitza com a Frf 2,5 GHz , que és la mateixa que

Fol com mostra la Taula 2.5 així doncs la senyal rebuda és a zero-FI. El nivell

d’acoblament que correspon al pic de portadora amb més potència que és

d’aproximadament d’uns -25 dBm i la freqüència moduladora del tag que està a 20KHz del

pic d’acoblament de portadora té una potència de -52 dBm, amb aquestes dades es pot dir

que la diferència de nivell entre pics és d’uns 27 dB.


27

Figura 2.25 – Captura 0FI a 2,5 GHz i 50cm

Configuració del sistema

Freqüència RF: 2,5GHz Potència RF: 13 dBm -4dB(divisor)=9dBm

Freqüència OL: 2,5GHz Potència OL: 13 dBm -4dB(divisor)=9dBm

Freqüència moduladora: 20 KHz Vpp FSS: 5 V

Distància: 50cm

Taula 2.5 – Taula de configuració del sistema de la Figura 2.25

Si s’utilitza 3GHz Figura 2.26 com a Frf i Fol s’observa com el pic d’acoblament

entre antenes que correspon al de més potència és de -27 dBm i el nivell de potència a

20KHz és de -49 dBm d’aquesta manera la diferencia entre aquestes és de 22 dB.

Figura 2.26 – Captura 0FI a 3 GHz i 50cm

-0.1 -0.08 -0.06 -0.04 -0.02 0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1-100

-90

-80

-70

-60

-50

-40

-30

-20

X: 0

Y: -24.47

FI Frequency(MHz)

dB

mX: -0.02

Y: -52.32

2.5 GHz

-0.1 -0.08 -0.06 -0.04 -0.02 0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1-110

-100

-90

-80

-70

-60

-50

-40

-30

-20

X: 0

Y: -27.08

FI Frequency(MHz)

dB

m

X: 0.02

Y: -49.05

3 GHz


28

La Figura 2.27 serveix per comparar les dues senyals Figura 2.25 i Figura 2.26 amb

els mateixos valors de potència però variant la Frf, com es pot observar a 3GHz s’obté més

nivell a 20KHz i la diferència amb la potència de l’acoblament és més petita ja que aquesta

última també disminueix això es degut a que alguns elements canvien les seves

característiques en funció de la freqüència amb la que es treballa.

Figura 2.27 – Comparació 0FI entre 2,5 GHz i 3 GHz a 50cm

Per seguir realitzant el estudi es va augmentar la distància entre el tag i el lector fins

a 100cm, amb aquesta nova distància es tornen a realitzar més captures.

Com s’ha fet abans, la Figura 2.28 és el senyal rebut a zero-FI utilitzant una Frf de

2,5 GHz on es pot apreciar que la diferència entre la portadora i la component modulada a

20KHz és aproximadament d’uns 32 dB.

-0.04 -0.02 0 0.02 0.04 0.06

-90

-80

-70

-60

-50

-40

-30

X: 0

Y: -24.47

Frequency Offset(MHz)

dB

m

X: 0.0004

Y: -26.78

X: 0.02

Y: -52.08

X: 0.02

Y: -49.05

2.5 GHz

3 GHz


Freqüència RF: 3GHz Potència RF: 13 dBm -4dB(divisor)=9dBm

Freqüència OL: 3GHz Potència OL: 13 dBm -4dB(divisor)=9dBm


Distància: 50cm



29


Freqüència RF: 2,5GHz Potència RF: 13 dBm -4dB(divisor)=9dBm

Freqüència OL: 2,5GHz Potència OL: 13 dBm -4dB(divisor)=9dBm


Distància: 100cm


Pel que fa a la Figura 2.29 treballant amb una freqüència de 3 GHz la diferència entre

el pic d’acoblament entre antenes i el pic a 20KHz és d’uns 28dB.

Figura 2.28 – Captura 0FI a 2,5 GHz i 100cm

-0.1 -0.08 -0.06 -0.04 -0.02 0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1-110

-100

-90

-80

-70

-60

-50

-40

-30

-20

X: 0

Y: -29.27

FI Frequency(MHz)

dB

m

X: 0.02

Y: -61.93

2.5 GHz d=1m


30

Figura 2.29 – Captura 0FI a 3 GHz i 100cm

La Figura 2.30 mostra la comparació del senyal entre les dues freqüències a 100cm

del tag, on es pot veure a primer cop d’ull que el nivell d’acoblament entre antenes és quasi

el mateix, però en referència al nivell de senyal de modulació amb el que treballa el tag

FSS es rep amb millor a 3 GHz que no pas a 2 GHz, això també pot ser ja que el tag està

dimensionat per obtenir una millor reflectivitat a 3GHz.

-0.1 -0.08 -0.06 -0.04 -0.02 0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1-110

-100

-90

-80

-70

-60

-50

-40

-30

X: 0

Y: -30.83

FI Frequency(MHz)

dB

m

X: 0.02

Y: -57.59

3 GHz d=1m





Distància: 100cm



31

Figura 2.30 – Comparació 0FI entre 2,5GHz i 3GHz a 100cm

Per veure com afecta la distància a la freqüència de 2,5 GHz es mostra la Figura 2.31

on hi ha sobreposades la Figura 2.25 i la Figura 2.28.

Es pot veure com el nivell de senyal de portadora no ha variat en proporció com les

altres components, això demostra que hi ha un acoblament d’uns -30dBm, per entendre el

que s’acaba de comentar és vol dir que la diferència de potència al pic de portadora és

d’uns 5 dB en canvi als altres pics la diferència degut a l’augment de distància ha estat

aproximadament d’uns 10 dB. En resum que augmentar 50cm és reduir 10dB a la senyal

produïda per la freqüència moduladora i la portadora tot i que aquesta última no pot ser

més baixa de -31dBm.

-0.1 -0.08 -0.06 -0.04 -0.02 0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1-110

-100

-90

-80

-70

-60

-50

-40

-30

-20


dB

m

2.5 GHz d=1m

3 GHz d=1m


32

Figura 2.31 – Comparació sistema zero-IF 2,5GHz entre 50cm i 100cm

Ara és fa la mateixa comparació però amb la freqüència de 3GHz. Figura 2.32 on és

pot veure que la diferència per l’augment de distància al pic de portadora és d’uns 4dB ja

que aquest no pot ser més baix perquè l’acoblament és de -30dBm i als harmònics de la

freqüència moduladora d’uns 9dB aproximadament.

Figura 2.32 – Comparació 0FI 3GHz entre 50cm i 100cm

-0.1 -0.08 -0.06 -0.04 -0.02 0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1-110

-100

-90

-80

-70

-60

-50

-40

-30

-20

X: 0

Y: -24.47


dB

mX: 0

Y: -29.27

X: 0.02

Y: -52.08

X: 0.02

Y: -61.93

2,5 GHz d=50cm

2,5 GHz d=1m

-0.1 -0.08 -0.06 -0.04 -0.02 0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1-110

-100

-90

-80

-70

-60

-50

-40

-30

-20


dB

m

X: 0.0004

Y: -26.78

X: 0

Y: -30.83

X: 0.02

Y: -49.05

X: 0.0204

Y: -57.62

3 GHz d=50cm

3 GHz d=1m


33

Desprès d’haver fet l’estudi a zero-FI i veure que el senyal modulat es rep bé es

procedeix al estudi amb la FI de 400 MHz canviant les connexions convenients com

mostra la Figura 2.24. Una vegada s’han canviat les freqüències de Fol i Frf es torna a

adquirir el senyal a la sortida del mesclador amb l’analitzador d’espectres tal com mostra la

Figura 2.33 La diferència de potència entre el pic d’acoblament i senyal de rf que hi ha a

433 MHz i el pic que es troba a 20 KHz d’aquest és d’uns 27dB.

Figura 2.33 – Senyal rebuda amb FI de 400MHz a 2,5 GHz i 50cm de distància

Seguidament es canvien les freqüències Fol i Frf per tal que a la sortida del mixer es

pugui tenir una FI de 400MHz, és per això que s’ha de col·locar una Fol de 2,6 GHz tot i

que també es podria posar una Fol de 3,4 GHz però no es disposa de dos equips que puguin

generar senyals a més de 3GHz. El senyal rebut és la Figura 2.34 On es pot apreciar que

succeeix el mateix que s’ha esmentat pel cas de 0FI però aquest contempla les pèrdues del

mixer tant al pic d’acoblament com el de la freqüència moduladora.

-0.1 -0.08 -0.06 -0.04 -0.02 0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1-100

-90

-80

-70

-60

-50

-40

-30

X: 0.0008

Y: -32.27

FI Frequency Offset(MHz)

dB

m

X: 0.0208

Y: -59.72

2.5 GHz


Freqüència RF: 2,5GHz Potència RF: 13 dBm

Freqüència OL: 2,1GHz Potència OL: 8 dBm


Distància: 50cm



34

Figura 2.34 – Senyal rebuda amb FI de de 400MHz a 3 GHz i 50cm

Per deduir les pèrdues de conversió Taula 2.11 el que s’ha fet és obtenir els nivells

del pic de portadora i de la freqüència moduladora i seguidament s’ha restat un de l’altre ja

que el senyal a l’entrada del mesclador ha de ser la mateixa.

Freqüència

RF

0FI FI 400MHz Pèrdues de

conversió P(0FI)-P(400FI)

Pot. Pic de portadora Pot. Pic de portadora

2,5 GHz -24,47 dBm -32,27 dBm 7,8 dB

3 GHz -27,05 dBm -34,33 dBm 7,4 dB

Pot. Freqüència

moduladora

Pot. Freqüència

moduladora

----------------

2,5 GHz -52,32 dBm -59,72 dBm 7,4 dB

3 GHz -49 dBm -56,6 dBm 7,6 dB

Taula 2.11 – Càlcul pèrdues de conversió

-0.1 -0.08 -0.06 -0.04 -0.02 0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1-100

-90

-80

-70

-60

-50

-40

-30

X: 0.0208

Y: -56.63

FI Frequency Offset(MHz)

dB

m

X: 0.0008

Y: -34.33

3 GHz


Freqüència RF: 3GHz Potència RF: 13 dBm

Freqüència OL: 2,6 GHz Potència OL: 8 dBm


Distància: 50cm



35

Per un millor estudi es fa una comparació entre les senyals a diferents freqüències

Figura 2.35 ,on s’observa el mateix que s’ha esmentat anteriorment que a 3GHz la

freqüència moduladora té més potència ja que el tag s’ha dissenyat per treballar a 3GHz.

Figura 2.35 – Comparació entre senyal FI 400MHz

El següent pas és canviar la forma d’ona a quadrada de la freqüència del tag i el seu

comportament va ser la Figura 2.36 on es pot observar que els harmònics parells tenen

menys potència que els imparells.

Figura 2.36 – Senyal rebuda amb FI de 400MHz a 3 GHz i 50cm

-0.1 -0.08 -0.06 -0.04 -0.02 0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1-100

-90

-80

-70

-60

-50

-40

-30

X: 0.0008

Y: -32.27


dB

m

X: 0.0008

Y: -34.33

X: 0.0208

Y: -56.63

X: 0.0208

Y: -59.72

2.5 GHz

3 GHz

-2.5 -2 -1.5 -1 -0.5 0 0.5 1 1.5 2 2.5-110

-100

-90

-80

-70

-60

-50

-40

-30Ona quadrada

FI Frequency(MHz)

dB

m

3 GHz d=100cm


36

Com es pot observar a la captura de l’oscil·loscopi Figura 2.37 , s’observa com la

freqüència de portadora que és la que circula més intensament està modulada a 20KHz la

qual correspon a la freqüència del FSS i la seva amplitud és de 2,5mV.


El senyal corresponent a la modulació amb una freqüència moduladora de 100KHz

és la Figura 2.38 Aquí es pot veure perfectament com el cicle de treball no correspon a

50% és per això que al analitzador d’espectres es veuen tots els harmònics.



37

A continuació, es va anar augmentant la freqüència moduladora en passos de

100KHz fins arribar a 1MHz per veure com actua el senyal i fins on es podria detectar. Els

valors que es van utilitzar per realitzar aquesta part són els de la Taula 2.12.

Figura 2.39 – Senyal rebuda amb freqüència moduladora de 100 KHz

-1 -0.8 -0.6 -0.4 -0.2 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1-120

-110

-100

-90

-80

-70

-60

-50

-40

-30

-20

X: 0

Y: -29.4

Freqüència FSS=100KHz

FI Frequency(MHz)

dB

m

X: 0.1

Y: -60.55

3 GHz d=100cm




Freqüència moduladora:

100KHz – 1000KHz

Vpp FSS: 5 V

Distància: 100cm

Taula 2.12 – Taula de configuració del sistema estudi BW FSS


38



-1 -0.8 -0.6 -0.4 -0.2 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1-120

-110

-100

-90

-80

-70

-60

-50

-40

-30

-20

X: 0

Y: -29.63


FI Frequency(MHz)

dB

m

X: 0.2

Y: -71.66

3 GHz d=100cm

-1 -0.8 -0.6 -0.4 -0.2 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1-120

-110

-100

-90

-80

-70

-60

-50

-40

-30

-20

X: 0

Y: -29.76


FI Frequency(MHz)

dB

m

X: 0.3

Y: -79.49

3 GHz d=100cm


39



-2.5 -2 -1.5 -1 -0.5 0 0.5 1 1.5 2 2.5-120

-110

-100

-90

-80

-70

-60

-50

-40

-30

-20

X: 0

Y: -29.66


FI Frequency(MHz)

dB

m

X: 0.4

Y: -82.4

3 GHz d=100cm

-2.5 -2 -1.5 -1 -0.5 0 0.5 1 1.5 2 2.5-120

-110

-100

-90

-80

-70

-60

-50

-40

-30

-20

X: 0

Y: -29.69


FI Frequency(MHz)

dB

m

X: 0.5

Y: -84.96

3 GHz d=100cm


40



-2.5 -2 -1.5 -1 -0.5 0 0.5 1 1.5 2 2.5-120

-110

-100

-90

-80

-70

-60

-50

-40

-30

-20

X: 0

Y: -29.61


FI Frequency(MHz)

dB

m

X: 0.6

Y: -85.25

3 GHz d=100cm

-2.5 -2 -1.5 -1 -0.5 0 0.5 1 1.5 2 2.5-120

-110

-100

-90

-80

-70

-60

-50

-40

-30

-20

X: 0

Y: -29.58


FI Frequency(MHz)

dB

m

X: 0.7

Y: -86.82

3 GHz d=100cm


41


Figura 2.47 – Senyal rebuda amb freqüència moduladora de 900KHz

-2.5 -2 -1.5 -1 -0.5 0 0.5 1 1.5 2 2.5-120

-110

-100

-90

-80

-70

-60

-50

-40

-30

-20

X: 0

Y: -29.55


FI Frequency(MHz)

dB

m

X: 0.8

Y: -86.52

3 GHz d=100cm

-2.5 -2 -1.5 -1 -0.5 0 0.5 1 1.5 2 2.5-120

-110

-100

-90

-80

-70

-60

-50

-40

-30

-20

X: 0

Y: -29.12


FI Frequency(MHz)

dB

m

X: 0.9

Y: -88.71

3 GHz d=100cm


42

Figura 2.48 – Senyal rebuda amb freqüència moduladora de 1000KHz

Figura 2.49 – Nivell mesurat a 1m en funció de la freqüència moduladora

-2.5 -2 -1.5 -1 -0.5 0 0.5 1 1.5 2 2.5-120

-110

-100

-90

-80

-70

-60

-50

-40

-30

-20

X: 0

Y: -29.22


FI Frequency(MHz)

dB

m

X: 1

Y: -90.57

3 GHz d=100cm

100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000-95

-90

-85

-80

-75

-70

-65

-60

Freqüència FSS (KHz)

Potè

ncia

(dB

m)

Ample de banda TAG


43

Com s’observa a la Figura 2.49 conforme s’augmenta la freqüència moduladora del

FSS el nivell va disminuint fins arribar a un punt on el soroll és un factor important per

poder detecta’l, d’altra banda les captures anteriors són molt profitoses ja que es demostra

com el pic de portadora correspon al acoblament entre les antenes perquè ha variat molt

poc el seu valor tot i canviar la freqüència del tag.

3 Implementació del lector.

Aquest capítol explica com s’han dissenyat els dispositius per poder realitzar el

projecte, comparacions entre diferents opcions per tal d’utilitzar la opció que ofereixi uns

resultats més bons, quina és la funció de cadascun dintre del lector. Les dos opcions més

importants a l’hora d’implementar el lector són, d’una banda utilitzar un desmodulador

radio amb una prèvia conversió de freqüència del senyal a 433MHz Figura 3.1 i l’altra

opció és dissenyar un circuit amb operacionals que s’utilitzen pel cas de zero FI 3.2.

TAG FSS

TX

RX

LNA

Oscil·locopi FIDesmoduladorAM

FI = 433MHz

PolFol

PrfFrf

PrfFrf


Figura 3.1 – Esquema desmodulador radio AM

TAG FSS

TX

RX

LNA

Oscil·locopi FIDesmoduladorZero FI

FI = 0Hz

PolFol=Frf

PrfFrf

DIVISORGenerador de

funcions

Figura 3.2 – Esquema desmodulador zero FI

Aplicació d’una FSS a un sistema RFID 3. Implementació del lector

3.1 Disseny de dispositius

Aquest subcapítol s’explica com s’ha realitzat el disseny i el funcionament de cada

dispositiu que sigui necessari per la implementació del lector.

Primerament s’explica el disseny dels mòduls radio ja siguin de freqüència modulada

(FM) o amplitud modulada (AM), tot seguit el desmodulador

3.1.1 Mòdul 433MHz AM

Figura 3.3 – Mòdul AM-HRR-433MHz

El mòdul de receptor AM-HRR-433MHz Figura 3.3 pot ser utilitzat per obtenir

dades de qualsevol transmissor ASK. Aquest mòdul són estables a alta freqüència, a un

ample rang de temperatures i fins i tot a vibracions mecàniques o manipulació manual.

Produeix una sortida CMOS/TTL, només requereix d’una connexió d’antena i

d’alimentació. El diagrama de blocs d’aquest mòdul es pot veure a la Figura 3.4 , les seves

dimensions a la Figura 3.5 i la configuració dels pins a la Taula 3.1.

Figura 3.4 – Diagrama de blocs mòdul AM-HRR-433MHz

Figura 3.5 – Dimensions mòdul AM-HRR-433MHz


45

AM-HRR-433MHz Descripció PIN

1, 10, 12, 15 +Vcc

2, 7, 11 GND

3 Entrada antena

13 Test

14 Senyal de sortida

Taula 3.1– Connexió pins AM-HRR-433MHz

Desprès d’haver observat les característiques tècniques d’aquest mòdul i veure que és

una de les opcions per tal de realitzar el projecte, es crea la placa Figura 3.6 per poder

soldar el mòdul, connectar els pins corresponents al voltatge necessitat, al nul, a l’entrada

del senyal i poder connectar l’oscil·loscopi a la sortida del desmodulador radio.

Figura 3.6 – Placa mòdul ràdio AM-HRR-433MHz

Figura 3.7 – Placa final del mòdul ràdio AM-HRR-433MHz

A la Figura 3.7 es pot veure la placa final amb el seu mòdul ràdio soldat per poder

realitzar els estudis pertinents.


46

3.1.2 Mòdul 433MHz FM RRFQ1

Figura 3.8 – fotografia RRFQ1 FM

La Figura 3.8 és el mòdul de radiofreqüència que ofereix una solució d’alt rendiment

d’un enllaç FM, ja sigui a 433 MHz.

El diagrama de blocs d’aquest receptor és la Figura 3.9.

Figura 3.9 - Diagrama de blocs del receptor de FM

I les seves dimensions són, Figura 3.10:

Figura 3.10 - Mides del desmodulador FM


47

La configuració dels seus pins es pot veure a la Taula 3.2

RRFQ1 Descripció PIN

1 +Vcc

2,7,11 GND

3 Entrada antena

12 NC

13 Test

14 Senyal de sortida

15 5V= Operatiu

0V= Standby

Taula 3.2– Connexió pins RRFQ1 FM

Una vegada s’ha estudiat la informació del fabricant d’aquest mòdul es procedeix a

la fabricació de la placa. El disseny de la placa realitzada per soldar-hi el mòdul FM amb el

programa RIMU és el que s’observa a la Figura 3.11.

Figura 3.11 – Placa mòdul FM

3.1.3 Desmodulador

El desmodulador esta format pel circuit integrat TL082 i el transistor BC847C.

Aquest primer conté dos operacionals, un s’utilitza com a amplificador i l’altre

realitza una mitjana del senyal i l’elimina.

El TL082 és un dispositiu de baix cost, alta velocitat que conté dos operacionals que

té un ample de banda de 4MHz. Requereixen d’un baix corrent per mantindré un guany

constant per la banda de treball. El diagrama de connexions del TL082 és el de la

Figura 3.12:


48

Figura 3.12 – Datasheet TL082. Figura 3.13 – Datasheet TL082.

Tal com mostra la Figura 3.13 extreta del datasheet, el seu guany respecte la

freqüència d’entrada disminueix conforme s’augmenta la freqüència.

Es va dissenyar una placa Figura 3.15 per poder introduir circuit de la Figura 3.14

amb les variants que s’expliquen més endavant.

R1

R2

-15v

R1IN

+15

-+

+

-

5V

+15

-15

OUT

Figura 3.14 – Esquema desmodulador

Figura 3.15 – Placa del desmodulador


49

Per realitzar el desmodulador, es van mirar les diferents maneres de tractar el senyal,

així que utilitzant la mateixa placa i variant resistències de zero ohms es podia canviar la

forma d’actuar del circuit. Per exemple quan es tracta al primer operacional que és

l’amplificador, es va fer que canviant alguna resistència el senyal a la sortida sigui invertit

o no invertit.

Tot seguit s’explicarà cada component del circuit:

El condensador que està marcat a la Figura 3.16 ens serveix per eliminar el senyal de

continua, per això ha de ser d’un valor elevat (100nF).

Pel que fa al amplificador, tenim dues maneres d’operar, amb el senyal invertit

Figura 3.17 o sense invertir Figura 3.18:

L’equació que hi ha sota ens indica el guany del amplificador inversor sempre

depenent dels valors de les resistències R1 i R2.

(3.1)

En canvi l’equació que es mostra a baix fa referència al guany del amplificador no

inversor en funció dels valors de les resistències anteriorment esmentades.

(3.2)

R1

R2

0 Ω

-15v

R1IN

+15

-+

Figura 3.16 – Esquema del amplificador

R2

0 Ω

-15v

R1IN

+15

-+ OUT

R1

R2

-15v

IN

+15

-+ OUT

Figura 3.17 – Esquema del amplificador inversor Figura 3.18 – Esquema del amplificador no inversor


50

El segon operacional s’utilitza per tal de realitzar una mitjana del senyal i poder

desmodular el senyal. Hi ha dues maneres de fer-ho, d’una banda utilitzant-lo com a data

slicer (resistència – condensador) Figura 3.19 ja que el senyal pot esta exposada a canvis

d’offset de continua, quan això succeeix no es possible utilitzar un simple nivell de

comparació Figura 3.20 (altra opció) per recuperar les dades perquè l’offset de continua

pot excedir la amplitud pic a pic del senyal. La forma d’actuar del data slicer és comparar

el senyal d’entrada amb un de referència que prové d’una mitjana del valor de continua del

senyal d’entrada. La mitjana es troba utilitzant un simple filtre pas baix, i la freqüència del

filtre RC ha de ser suficientment alta per ignorar el nivell de continua i suficientment baixa

per deixar passar les dades transferides.

+

-

+15

-15

+

-

+15

-15

Figura 3.19 – Data Slicer

Figura 3.20– Comparador de voltatge

L’últim tram del desmodulador està format pel transistor BC847C que s’utilitza per

fer d’inversor del circuit Figura 3.21 i el seu datasheet és la Figura 3.22 . Aquest transistor

realitza la següent funció, en cas que el nivell sigui alt (+15V) sempre tregui la mateixa

amplitud (5V) i si es baix (-15) tregui un altre nivell d’amplitud (0V) però que no hi hagi

una diferència de 30V entre ells que és el que s’obté a la sortida del segon operacional, de

manera que s’acota la sortida entre 5V i 0V Figura 3.23, que és el marge de tensions que

requereix el pic posterior.

0V+15V

0V

5V5V

OUT

-15V

Figura 3.23 – Funció transistor NPN

5V

OUT

Figura 3.21 – Transistor NPN

Figura 3.22 – Datasheet transistor


51

3.1.4 Filtre notch a 865MHz

El filtre que s’explica a continuació s’ha hagut de fer perquè quan s’enviava la

seqüència de bits del modulador UHF, el senyal que enviava es captava directament al

lector degut a l’elevada potència (aproximadament 1W) i l’acoblament finit entre antenes,

aquesta senyal al ser amplificada es detectava en el desmodulador interferint a la senyal

provident del tag més dèbil, a la Figura 3.24 es mostra una petita imatge per entendre

millor la problemàtica que va sorgir i la solució que es planteja.

Modulador uHF

TAG FSS

TX

RX

865MHz

2,5 GHz – 3GHzº

Figura 3.24 – Dibuix d’explicació del filtre

En la imatge anterior és mostra que hi ha quatre blocs, un transmissor despertador del

tag, el qual la seva funció és despertar el tag FSS i enviar-li una seqüència de bits per tal

que aquest la respongui i es pugui rebre la mateixa seqüència al receptor modulant el

senyal de radiofreqüència que emet el TX. El problema que sorgeix és que la seqüència de

bits és directament detectada pel receptor, així que per solucionar-ho és col·loca un filtre

que rebutgi la banda de 865MHz, freqüència a la qual treballa el despertador, aquest filtre

consisteix en un ressonador LC sèrie. Per fer-ho hi ha dues maneres, una col·locant una

línia de λ/4 en circuit obert Figura 3.25, l’inconvenient és que es repeteix la resposta cada

λ/4 així que 3·λ/4 hi hauria un notch que no volem a 2,595 GHz, cosa que està molt prop

de la freqüència de RF, de manera que s’opta per la que s’explica a continuació, consisteix

en una línia que faci la funció de bobina i un condensador, aquest últim permet variar la

freqüència canviant el seu valor Figura 3.27.

Figura 3.25 – Filtre notch λ/4


52

El circuit està dissenyat per realitza’l sobre fibra de vidre que te les propietats de la

Taula 3.3

A la simulació realitzada a l’ADS Figura 3.26 del filtre de λ/4 amb circuit obert

mostra el que s’ha comentat anteriorment respecte la seva periodicitat, s’observa com a

870MHz hi ha el primer notch que és el desitjat en canvi n’hi ha un altre a 2,592GHz el

qual pot portar problemes a l’hora de detectar el senyal de radiofreqüència perquè

treballem al voltant d’aquesta.

Figura 3.26 – Simulació filtre notch λ/4

En canvi pel que fa a l’altre tipus de disseny del filtre notch Figura 3.25, s’ha elegit

un condensador de 3,2pF per tal d’atenuar el senyal al voltant de 865MHz.

Figura 3.27 – Filtre notch LC

1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 3.5 4.0 4.50.5 5.0

-50

-40

-30

-20

-10

-60

0

freq, GHz

dB

(S(2

,1))

870.6M-36.37

m1

Readout

m2

dB

(S(1

,1))

m1freq=dB(S(2,1))=-36.369

870.6MHzm2freq=dB(S(2,1))=-26.115

2.591GHz

Fibra de vidre

Er –Permitivitat relativa 4.7 Mur - Permeabilitat:1

H- Gruix del substrat: 1.6 mm Tanδ – Tangent de pèrdues:0.002

T- Gruix de la metal·lització: 34µm Cond – Conductivitat elèctrica:

S/m

Taula 3.3 – Característiques del substrat fibra de vidre


53

La simulació del filtre LC es mostra a la Figura 3.28, ara s’observa com a la

freqüència de 860MHz hi ha un notch de -19,5 dB i aproximadament a la freqüència de RF

exactament a 2,580GHz no hi ha notch, el següent que hi ha està força lluny del rang de

treball. Així doncs, com s’ha esmentat anteriorment s’utilitzarà aquest tipus de filtre perquè

si la resposta esperada estigués desplaçada respecte la que interessa, només caldria canviar

el valor del condensador.

Figura 3.28 – Simulació filtre LC

Una vegada realitzat l’estudi del disseny del filtre es fabrica segons les dimensions

de la Figura 3.29:

Figura 3.29 – Filtre notch ACAD

Finalment es solda el condensador, però s’ha de canviar per un de 2.7pF ja que degut

a les toleràncies i a la soldadura la capacitat augmenta. La caracterització del filtre Figura

3.30 s’ha obtingut amb l’analitzador de xarxes Agilent E8364C i mostra comportament

freqüencial del filtre, d’aquesta manera s’observa com aproximadament a 850MHz hi ha

un rebuig de 19 dB i a 870MHz de 27,5 dB pel que fa al següent notch no apareix a la

captura ja que està per sobre dels 3 GHz.

1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 3.5 4.0 4.50.5 5.0

-40

-30

-20

-10

-50

0

freq, GHz

dB

(S(1

,1))

dB

(S(1

,2))

860.0M-19.53

m1

Readout

m2

m1freq=dB(S(1,2))=-19.530

860.0MHzm2freq=dB(S(1,2))=-0.024

2.583GHz


54

Figura 3.30 – Comportament filtre dissenyat

3.1.5 Modulador UHF

Primerament es va comprovar el funcionament del despertador del tag sense utilitzar

el microcontrolador al lector es va utilitzar el Atten AT801D per mantenir el tag despert.

La Figura 3.31 és el modulador el qual ja està implementat, aquest pot treballar

principalment a dues freqüències, 865MHz i 2,4GHz a aquest projecte s’utilitza la

freqüència de 865MHz i serveix per modular el senyal que volem emetre provinent del

microcontrolador i poder despertar el tag per iniciar l’intercanvi d’informació amb el

lector.

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

x 109

-50

-40

-30

-20

-10

0

10

X: 8.702e+008

Y: -28.05

Freqüència(GHz)

Niv

ell

de p

otè

ncia

(dB

)

X: 8.702e+008

Y: -0.3108

X: 2.505e+009

Y: -19.9

X: 2.505e+009

Y: -0.4729

X: 8.552e+008

Y: -0.3721

X: 8.552e+008

Y: -19.95

S11

S21

Figura 3.31 – Modulador UHF

Modulador a 865MHz Modulador a 2,4 GHz


55

Els elements que conté el modulador es mostren al diagrama de la Figura 3.32 .

PC PIC

PA

USBF=865MHz

P=1W

MODULADOR UHF

Figura 3.32 – Diagrama de blocs modulador

El modulador rep la seqüència de bits tal i com els envia el microcontrolador, els

modula a la freqüència de 865 MHz i envia la seqüència cap al tag. S’acostuma a enviar

més potència al senyal despertador ja que ha d’arribar a més distància per assegurar que el

microcontrolador s’ha despertat abans d’intercanviar informació.

3.1.6 PIC16F1827

Aquest microcontrolador es fa al modulador per despertar el tag, com per desmodular

el senyal reflectit. La seva manera d’actuar com a despertador és la següent, primerament

és mira el flag d’interrupció del mòdul RS232 indefinidament de manera que quan es reben

dades aquest flag s’activa i es col·loquen al registre d’escriptura una vegada fet, aquestes

dades es reenvien pel port RS232 per tal de confirmar que s’han rebut. Amb les dades

rebudes es comparen per veure si són zeros o uns, això es fa comparant el que s’ha rebut

amb el codi ASCII de zero, en cas que ho sigui es crida a enviar0 Figura 3.33, aquest el

que fa és provocar un cicle de treball d’un 33.33%, així doncs si el període dura 1,5ms es

col·loca 500µs a nivell baix i 1000µs a nivell alt, aquest senyal creat s’envia pel port RB2

per crear un esquema de PWM (Pulse Width Modulation), per veure si és un 1 es realitza la

mateixa operació l’únic que ara es compara amb un 1 en codi ASCII, si ho és, crida a

enviar1 Figura 3.34, el qual provoca un cicle de treball del 66.66%, ara es col·loca nivell

baix durant 1ms i a nivell alt durant 0.5ms i s’envia pel RB2. . En cas que no s’hagi rebut

ni un 0 ni un 1 s’envien tots els bits ASCII del caràcter corresponent rebut. Tal com s’ha

explicat el mètode d’enviar 1 o 0, es pot dir que s’ utilitza polarització invertida de manera

que amb +5V l’apaga i 0V l’engega.

0

1,5ms

1ms0.5ms

Cicle de treball 33.33%

1

1,5ms

1ms

0.5ms

Cicle de treball 66.66%

Figura 3.33 – Bit corresponent a 0 Figura 3.34 – Bit corresponent a 1


56

Tot aquest procés s’ha de fer des del microcontrolador ja que amb el rellotge d’un

ordinador no es pot controlar el retard a l’hora d’enviar els 1 o 0 i això és molt important

perquè es treballa amb PWM.

Aquest mateix microcontrolador s’utilitza per mostrar la desmodulació a

l’oscil·loscopi, el procés que realitza és inicialitzar un comptador intern que mira quan de

temps està a nivell baix, en cas que estigui més de 750µs correspon a un 1 i si està menys

de 750µs és un 0.

LECTORPC

Modulador UHF

Filtre

Mesclador

Desmodulador

Oscil·locopi

Tx Wake-up

Rx

LNA

Divisor

Figura 3.35 – Esquema d’entrades i sortides del microcontrolador

La Figura 3.35 és un esquema de les entrades i sortides del microcontrolador on el

RB0 és la sortida d’aquest una vegada ha processat el senyal que prové del desmodulador

per tal de mostrar a l’oscil·loscopi només un 1 o un 0, el RB1 és la entrada al

microcontrolador que aporta els bits que envia l’ordinador, el RB2 és la sortida del

microcontrolador que envia els bits amb la PWM realitzada cap al modulador per poder-ho

enviar cap al tag, el RB3 entrada del senyal provinent del desmodulador i finalment el RB5

és la pota per on es torna la seqüència de bits rebuda pel microcontrolador via RS232 per

tal que l’ordinador pugui comprovar que s’ha rebut correctament la seqüència de bits. La

Figura 3.36 mostra la placa ja implementada que conté el circuit amb les connexions

convenients per a que el microcontrolador pugui ser programat segons l’interès.

Figura 3.36 – Fotografia de la placa

corresponent al microcontrolador del lector.


57

Tampoc s’entra massa en detall ja que aquesta part ja estava implementada per un

article realitzat per l’equip del laboratori.

3.1.7 Mesclador

Figura 3.37 – Mesclador Mini-Circuits LRMS 30J

El mesclador LRMS 30J Figura 3.37 s’utilitza com a downconverter per tal de passar

el senyal que capta l’antena receptora i el desplaça a banda base. Es composa de dues

entrades, una de RF i una altre de OL , a aquest cas serà la mateixa a les dues per tal que a

la sortida del mesclador hi hagi 0Hz. El mesclador ja estava implementat de manera que

s’ha aprofitat. S’han mesurat unes pèrdues aproximadament d’uns 7,5dB a la banda

d’interès tot i que el fabricant diu que té una mitjana de 6,8dB.

3.1.8 Divisor

El divisor es fa servir per tal de poder funcionar amb la mateixa freqüència tant a RF

com OL i poder col·locar a les entrades del mesclador la mateixa freqüència per tal pugui

portar el senyal a 0Hz, l’inconvenient que té és l’atenuació que aporta. Aquest dispositiu

s’ha aprofitat del laboratori i està basat en un divisor de Wilkinson de dues seccions.

S’han mesurat unes pèrdues d’aproximadament uns 4 dB a la banda d’interès.

3.1.9 Antenes

Una antena es pot definir com un dispositiu utilitzat per radiar o rebre ones

electromagnètiques. Per tant una antena pot ser considerada com un transductor capaç de

convertir ones electromagnètiques a ones elèctriques i a la inversa. Les antenes Vivaldi

tenen la peculiaritat d’utilitzar dues formes de coure, cadascuna a un costat del substrat

dielèctric.

Les antenes utilitzades per la transmissió i recepció del senyal de radiofreqüència han

estat les de tipus Vivaldi Figura 3.38 , aquestes presenten un guany i directivitat moderades

per tot el seu ample de banda on també hi haurà la freqüència a la qual treballa el FSS. No

es fa referència a la seva estructura dintre d’aquest projecte perquè ja estava dissenyada i

fabricada. En concret l’adaptació és millor que 10 dB a la banda de 1.2 GHz a 8GHz. A 3

GHz el guany és de 6.5 dB.


58

Figura 3.38 – Antenes Vivaldi utilitzades al projecte per la transmissió de radiofreqüència

3.1.10 Amplificador de baix soroll

Normalment, tots els sistemes receptors tenen un amplificador de baix soroll (LNA)

perquè el primer component d’una xarxa de recepció és molt important ja que determina

considerablement el valor de la figura de soroll del sistema. Dintre del projecte s’ha

utilitzat el LNA de Mini-Circuits ZX60-3011+ el qual proporciona un guany Figura 3.39

en funció de la freqüència de treball i el seu corresponent punt de compressió Figura 3.40.

Figura 3.39 – Guany del LNA Figura 3.40 – Punt de compressió a la sortida

3.2 Tipus de desmodulació:

Per realitzar la desmodulació del senyal modulat que es rep del FSS s’han mirat dues

possibilitats per fer-ho, una mitjançant uns mòduls radio AM i FM Figura 3.1 que ja estan

implementats pels seus corresponents fabricants i l’altra fent servir un mesclador zero FI

Figura 3.2.

3.2.1 Desmodulació a 433MHz

Per tal de poder utilitzar el mòdul AM s’han de col·locar les freqüències d’entrada

del mesclador per tal que a la sortida hi hagi la freqüència FI a 433MHz ja que és la

utilitzada pel desmodulador AM. L’esquema bàsic de treball Figura 3.1 va ser simple

perquè només es comparava quin de les dues opcions era la millor. El tag estava connectat


59

a un generador de funcions així es podien fer varies proves com per exemple canviar la

seva freqüència, la seva amplitud, etc.

Figura 3.41 – Senyal rebut desmodulat amb mòdul radio AM

Tal com s’observa a la Figura 3.41 desmodula bé ja que s’obté la freqüència

moduladora com informa el Freq(1): 1 KHz.


Freqüència RF: 2,1 GHz Potència RF: 14 dBm



Distància: 170cm

Taula 3.4 – Taula de configuració del sistema de la Figura 3.

Per comprovar si el circuit desmodulava bé, es va realitzar l’esquema de la Figura

3.1 amb els valors que indica la Taula 3.4 la distància màxima entre el lector i el tag que va

permetre aquest sistema va ser de 170 cm, a partir d’aquesta el senyal ja no es detectava

bé, un altre inconvenient a l’hora d’utilitzar aquest el desmodulador radio és que no pot

treballar amb un índex de modulació superior al 40% així doncs el FSS no pot treballar a

més de 2 KHz.

Si el cicle de treball és del 50%, la seva transformada de Fourier és la següent:

On n és l’harmònic de la sinc i com es pot comprovar pels casos que n sigui parell

sempre hi ha un múltiple de π de manera que el resultat del sinus sempre és 0 per tots els

harmònics parells cosa que succeeix a les imatges que hi ha a continuació, per una millor

compressió mirar Figura 3.42 .


60

Figura 3.42 – Espectre d’un senyal amb cicle de treball del 50%

A continuació s’han realitzat mesures amb l’analitzador d’espectres Figura 3.43

canviant valors del circuit com per exemple freqüències de RF i OL però que una vegada

han passat pel mesclador proporcionin una freqüència intermitja de 433MHz, els valors de

voltatge pic a pic de la modulació del FSS, etc.

TAG FSS

TX

RX

LNA

A.E FI

FI = 433MHz

PolFol

PrfFrf

PrfFrf


Figura 3.43 – Esquema de mesures desmodulador radio AM

A la figura 3.44 es mostra el senyal a la sortida del mesclador pels valors de

potències i de freqüències de la Taula 3.5 on es pot apreciar perfectament com el tag

modula el senyal de radiofreqüència a 1KHz i la seva diferència entre el pic d’acoblament i

el pic de la freqüència moduladora és d’aproximadament uns 35 dB aquesta mesura ha

estat feta amb l’amplificador LNA que ha d’amplificar el senyal al voltant dels 10 dB. Un

altre aspecte important a comentar és que el cicle de treball és d’un 50% així doncs els

harmònics parelles queden anul·lats a la sinc que forma aquest senyal.


61

1KHz

Figura 3.44 – Senyal rebut amb la configuració de la Taula 3.5

Configuració del sistema nº1




Amplificador: SI Distància: 170cm

Taula 3.5– Taula de configuració 1 mòdul radio.

La única diferència entre la Figura 3.44 i la Figura 3.45 són els 10 dB aproximats que

amplifica a tot el senyal l’amplificador de baix soroll ja que a la Figura 3.45 no s’utilitza.


62






Amplificador: NO Distància: 170cm

Taula 3.6 – Taula de configuració 2 mòdul radio.

La Figura 3.46 és quasi idèntica a la Figura 3.45 pel que fa als nivells de potència

dels pics però amb la diferència que la freqüència moduladora és de 2KHz com es pot

observar al segon pic de la captura.

2KHz


432.99 432.992 432.994 432.996 432.998 433 433.002 433.004 433.006 433.008 433.01-130

-120

-110

-100

-90

-80

-70

-60

-50

-40

-30

X: 433

Y: -36.39

FI Frequency(MHz)

dB

mX: 433

Y: -70.97


63





Amplificador: NO Distància: 170cm


La següent imatge Figura 3.47 està caracteritzada pel voltatge pic a pic amb la que

es configura el FSS ja que es de 5V i a causa d’això el nivell de senyal disminueix bastant

tot i utilitzar el LNA, aquests són quasi iguals als de la captura anterior encara que no

s’utilitzi el LNA i que la freqüència moduladora sigui de 1KHz.








432.99 432.992 432.994 432.996 432.998 433 433.002 433.004 433.006 433.008 433.01-120

-110

-100

-90

-80

-70

-60

-50

-40

-30

X: 433

Y: -36.39

FI Frequency(MHz)

dB

m

X: 433

Y: -70.7


64

De la Figura 3.48 s’ha configurat al generador de funcions on està connectat el FSS

per que el voltatge pic a pic sigui de 3V amb una freqüència de 1KHz. La Frf és de

2833MHz i la Fol és de 2,4GHz de manera que a la sortida del mesclador es segueix tenint

433MHz. Pel que fa al nivell amb aquesta configuració s’observa que és amb el que s’obté

més potència però la diferència entre el pic de portadora i el de la freqüència moduladora

és una mica més de 35 dB en canvi amb totes les mesures realitzades anteriorment d’

aquest apartat es mantenien les relacions de potència.

Figura 3.48 – Senyal rebut amb la configuració de la Taula







3.2.2 Desmodulació zero FI

A aquest apartat s’explica el procés que s’ha realitzat per tal de poder arribar a un

prototip final de desmodulador eficaç. Per comprovar els resultats s’ha utilitzat

l’oscil·loscopi Figura 3.2 i com es pot apreciar a diferència de la desmodulació radio AM,

a la sortida del generador de senyal hi ha el divisor de Wilkinson el qual divideix la

potència d’entrada en dues parts iguals una part pel senyal de RF i l’altra part pel senyal de

OL pel mesclador.

432.99 432.992 432.994 432.996 432.998 433 433.002 433.004 433.006 433.008 433.01-110

-100

-90

-80

-70

-60

-50

-40

-30

-20

X: 433

Y: -20.63

FI Frequency(MHz)

dB

m

X: 433

Y: -58.4


65

3.2.2.1 Configuració 1

Primer es va realitzar el circuit que s’ha comentat al apartat 3.1.3 però amb la

configuració de la Figura 3.49.

R2=110KΩ

0Ω -15v

R1=11KΩ

15KΩ

10 nF

30KΩ (2x15K)

100 nF

IN

+15

-+

+

-

+15

-15

OUT

Figura 3.49 – Esquema 1 desmodulador zero FI

El condensador de l’entrada com s’havia comentat anteriorment, ha de ser d’un valor

bastant elevat per tal de poder eliminar la component continua, seguidament hi ha

l’operacional amplificador, el qual ens proporciona un guany que es pot calcular segons

l’equació 3.1, així doncs amb aquesta configuració obtenim una amplificació de 10 en

tensió així doncs són 20log(10)=20 dB en potència.

Per calcular la freqüència de tall del segon amplificador es col·loca una resistència de

30KΩ i un condensador de 10nF.

Vist que el circuit funciona correctament Figura 3.50 es procedeix amb la

optimització d’aquest

Si es compara amb el resultat de radio AM Figura 3.41 es pot dir que aquest sistema

de desmodulació és més robust ja que ens permet treballar amb freqüències del FSS

superiors a 2 KHz.


66

Figura 3.50 – Senyal rebut al oscil·loscopi de la sortida Figura 3.31


Freqüència RF: 2,533 GHz Potència RF: 12 dBm -4dB(divisor)=8dBm

Freqüència OL: 2,533 GHz Potència OL: 12 dBm -4dB(divisor)=8dBm


Distància: 170cm



Ara s’intenta amplificar una mica més canviant la resistència d’entrada del primer

operacional per una de 1KΩ quedant d’aquesta manera Figura 3.51.

R2=110KΩ

0Ω -15v

R1=1KΩ

15KΩ

10 nF

30KΩ (2x15K)

100 nF

IN

+15

-+

+

-

+15

-15

OUT


Ara el guany ha canviat com es demostra a continuació:

(3.6)


67

Aquest guany en tensió és de 100, per tant en potència és 20log(100)=40dB

Fet aquest canvi es torna a comprovar el funcionament d’aquest segon esquema i

s’observa que funciona millor que el primer i s’arriba a més distància que la primera

configuració.


Seguidament s’intenta amplificar més una altra vegada, ara canviant la resistència de

realimentació del primer operacional per una de 220KΩ, fent que el circuit quedi com a la

Figura 3.52.

R2=220KΩ

0Ω -15v

R1=1KΩ

15KΩ

10 nF

30KΩ (2x15K)

100 nF

IN

+15

-+

+

-

+15

-15

OUT


Quan s’han fet aquests canvis es calcula el nou guany com es veu a l’equació de sota

correspon a 46 dB en potència així doncs el doble que en tensió:

(3.6)

Aquest guany en tensió és de 200, per tant en potència és 20log(200)=46dB.

Fent l’estudi d’aquest nou circuit es veu com no amplifica tant bé com el de la Figura

3.51 perquè el soroll algunes vegades es dispara això passa perquè els operacionals tenen

una relació constant entre el guany i l’ample de banda, així doncs si augmentem el guany

l’ample de banda disminueix en proporció. En conclusió, s’utilitzarà la configuració 2 ,

Figura 3.351. Una vegada fet l’estudi de la configuració més optima per la desmodulació,

es realitzen una sèrie de proves amb aquesta canviant la freqüència del tag com es pot

veure a continuació.

A continuació es mostra la desmodulació la freqüència del FSS si el FSS treballa a

3KHz Figura 3.53 i col·locant els valors que es mostren a la Taula 3.11 .


68

Figura 3.53 – Senyal rebut a la sortida desmodulador amb freqüència moduladora de 3KHz





Distància: 320cm


La Figura 3.54 correspon a la mateixa situació anterior però aquí el tag treballa a una

freqüència de 5 KHz de manera que es pot comprovar el correcte funcionament del

desmodulador a aquesta freqüència.



69





Distància: 320cm


La última prova on es va comprovar que el desmodulador realitzava bé la seva funció

va ser quan el tag treballava a 6 KHz Figura 3.55 tot i que ja es pot començar a apreciar

com el senyal es triangulava.






Distància: 320cm


Una dada important a fixar-se a totes les captures realitzades anteriorment és la

distància que s’aconsegueix amb aquesta desmodulació ja que es pot arribar fins a 320 cm

entre el tag i el lector.


70

Per acabar amb la implementació, es realitza la optimització d’aquest circuit

s’implementa el component que passarà el senyal a 0V nivell baix i 5V nivell alt el qual és

un transistor que ja s’ha comentat anteriorment al final de l’apartat 3.1.3. El circuit

desmodulador final és el de la Figura 3.56.

R2=110KΩ

0Ω -15v

R1=1KΩ

15KΩ

10 nF

30KΩ (2x15K)

100 nF

IN

+15

-+

+

-

+15

-15

30KΩ 10KΩ

5V

OUT

Figura 3.56 – Esquema final desmodulador

3.3 Conclusions

Una vegada s’ha implementat tot el lector, el sistema queda com mostra la Figura

3.57 i es realitzen les proves convenients per comprovar que funciona correctament.

R2=110KΩ

0Ω -15v

R1=1KΩ 15KΩ

10 nF

30KΩ (2x15K)100 nFIN

+15

-+

+

-

+15

-15

30KΩ 10KΩ

5V

OUT

6.5dB

6.5dB

TAG FSS

TX

RX

LNA+10 dB

Oscil·locopi 2

FI = 0Hz

Prf=PolFrf=Fol

DIVISOR

DESMODULADOR

FI

865 MHz

Modulador UHF

865MHz

2,5 GHz – 3GHz

PIC

PC

Oscil·locopi 1-4dB

Figura 3.57 – Esquema final del radioenllaç


71

FILTRE NOTCH

LNADIVISOR

MESCLADOR

RF OUT RF IN

Generador RF

OUT

DESMODULADOR

Figura 3.58 – Lector implementat

Per tal de poder realitzar una presentació del projecte polida s’han col·locat alguns

elements del lector dintre d’un recinte Figura 3.58 que conté tots els elements del lector

que engloba la línia vermella discontinua de la Figura 3.57 els quals es poden identificar

amb les etiquetes i on també s’identifiquen les entrades i sortides d’aquest així com la

entrada del generador de radiofreqüència, la sortida del senyal de radiofreqüència, la

entrada del senyal rebut i la sortida del senyal desmodulat.

Per comprovar el correcte funcionament, a través de l’ordinador es prem una tecla la

qual es converteix en codi binari ASCII i s’envia cap al microcontrolador, aquest envia el

senyal cap al modulador de UHF el qual actua de despertador del tag i envia els 1 i 0 com

s’ha explicat al apartat 3.1.6 cap al tag, seguidament el tag rep el senyal i el processa.

Depenent de la seqüència de bits rebuda fa reflectir el senyal de radiofreqüència en cas que

sigui un 1 o deixa passar el senyal en cas que sigui un 0, tot això és gràcies als dos estats

que tenen els díodes, una vegada s’ha rebut el senyal es filtra la freqüència de 865MHz per

tal de no tenir acoblament de la seqüència de bits enviada pel modulador al receptor i

s’amplifica, aquest entra al mesclador juntament amb la sortida del divisor que actua com

Fol que al ser mateixa freqüència hi ha 0FI a la sortida la qual es tracta com s’ha explicat al

apartat 3.1.3. i s’envia al microcontrolador per tal que l’acabi de processar i ens torni el

senyal en nivell alt 1 i nivell baix 0.

En cas que s’hagués premut la “F” que correspon al codi ASCII en binari 01000110

al oscil·loscopi 1 hi haurà la Figura 3.59 on el senyal de color vermell correspon al senyal

desmodulat pel lector que s’ha implementat sense passar pel microcontrolador i el senyal

de color blau és la seqüència de bits que ha enviat per l’ordinador. Com es pot observar el

senyal desmodulat té una mica de retard respecte l’enviat per l’ordinador. I al oscil·loscopi

2 hi haurà la Figura 3.60


72

0.024 0.026 0.028 0.03 0.032 0.034 0.036 0.038 0.04 0.042-1

0

1

2

3

4

5

6

X: 0.0281

Y: 4.974

F = 01000110

Temps (s)

Voltatg

e (

V)

X: 0.0297

Y: 5.036

X: 0.02812

Y: -0.026

X: 0.02848

Y: -0.026

X: 0.03632

Y: 0.0365

X: 0.03716

Y: 0.0365

Seqüència bits enviats al PIC

Seqüència bits desmodulats

0

Temps bit

1 Figura 3.59 – Comparació entre bits enviats i rebuts corresponents a la lletra F

A continuació es faran una sèrie de càlculs per comprovar si es compleix el que s’ha

comentat al apartat 3.1.6, per veure el temps de bit fes fa la resta següent:

Ara es calcula el temps a nivell baix d’un 0:

I ara el temps a nivell baix d’un 1:

D’aquest resultats es pot deduir que la diferència entre els 1 i 0 és bastant apreciable

però que no corresponen exactament amb el que hauria de ser ja que el 0 hauria de tenir un

temps a nivell baix de 0,5s i el bit 1 de 1ms, tot i així es pot desmodular perfectament. A la

Figura 3.60 s’observa la captura de l’oscil·loscopi una vegada el senyal de la Figura 3.59

ha estat processat pel microcontrolador mirant el temps que està a nivell baix i en cas que

estigui més de 750µs activa un 1 i en cas que estigui menys és un 0 de manera que segueix

a nivell baix.


73

0.004 0.006 0.008 0.01 0.012 0.014 0.016 0.018 0.02 0.022-0.5

0

0.5

1

1.5

2

2.5

3

3.5

4

4.5F = 01000110

Temps (s)

Voltatg

e (

V)


Seqüència bits enviats al tag

0 0 0 0 01 11

Figura 3.60 – Comparació entre bits enviats i rebuts processats pel microcontrolador corresponents a la

lletra F

Seguidament es mostren dues desmodulacions més una corresponent a la “A =

01000110” Figura 3.61 rebuda per l’oscil·loscopi 1 on els dos senyals són iguals però

retardat algun temps però corresponen segons la modulació PWM i l’altre correspon a la

“a=01100001” Figura 3.62 mesurada a l’oscil·loscopi 2 on es pot observar perfectament el

que s’ha comentat anteriorment respecte el comptador a nivell baix ja que just quan és un 1

i passa a nivell alt és quan s’activa un pols per mostrar un 1 a la seqüència.


74

-4 -2 0 2 4 6 8 10 12 14

x 10-3

-1

0

1

2

3

4

5

6A = 01000001

Temps (s)

Voltatg

e (

V)

Seqüència bits enviats al PIC


0 1 0 0 0 0 0 1

Figura 3.61 – Comparació entre bits enviats i rebuts processats pel microcontrolador corresponents a la lletra A

0.004 0.006 0.008 0.01 0.012 0.014 0.016 0.018 0.02 0.022

0

0.5

1

1.5

2

2.5

3

3.5

4

4.5

a = 01100001

Temps (s)

Voltatg

e (

V)


Seqüència bits enviats al tag

0 1 1 0 0 0 0 1

Figura 3.62 – Comparació entre bits enviats i rebuts processats pel microcontrolador corresponents a la lletra a

Aplicació d’una FSS a un sistema RFID 4. Mòduls per lector a 5.6GHz – 6.2GHz

4. Mòduls per lector a 5.6GHz – 6.2GHz

A aquest capítol s’explica el disseny de mòduls per tal que el lector treballi entre 5.6

GHz – 6.2 GHz, aquests es van implementar per tal de realitzar l’estudi a aquestes

freqüències ja que no es disposava del equips necessaris al laboratori. El que es va

implementar va ser el doblador de freqüència, l’híbrid de 90º i l’amplificador GALI84++.

4.1 Doblador de freqüència

Aquí es proposa realitzar un disseny d’un doblador de freqüència fent que a la

freqüència fonamental d’entrada es comporti com un curtcircuit i al doble de la freqüència

fonamental (segon harmònic) com a circuit obert, així obtenint a la sortida més potència de

senyal al segon harmònic que a la freqüència fonamental. S’ha hagut de fer ja que es

necessiten dos oscil·ladors que treguin una freqüència de més de 3 GHz i al laboratori

només en disposa d’un d’aquests, així doncs amb l’ajut del doblador es pot doblar la

freqüència.

Entre els multiplicadors passius(díodes), hi ha els reactius aquells que aprofiten la

capacitat no lineal del díode per obtenir harmònics de baix nivell o d’alt nivell. Tot i que

relativament són eficients pels termes de potència, són de banda estreta i molt sensibles a

variacions dels paràmetres del circuit i propensos a la inestabilitat, per tant resulten difícils

de dissenyar.

En canvi, els multiplicadors anomenats resistius utilitzen la característica no lineal I-

V d’un díode Schottky. Tot i que tenen una menor eficiència de conversió, és una bona

opció pel cas de dobladors o triplicadors de freqüència de baixes prestacions i baix cost, ja

que son relativament simples de dissenyar.

El que es proposa a continuació és una implementació d’un doblador Figura 4.1

resistiu amb un sol díode en configuració sèrie.

Figura 4.1 – Esquema d’un doblador

Les línies de l’entrada i sortida són sintonitzadors de quarts d’ona (λ/4)a la

freqüència fonamental ( fo). El stub acabat amb curtcircuit de l’entrada, presenta al punt A

del díode un circuit obert a fo i un curtcircuit a dues vegades la freqüència de la fonamental

(2fo), mentre que el stub en circuit obert de la sortida fa que el terminal K del díode vegi

un curtcircuit a fo i un circuit obert a 2fo. D’aquesta manera s’aïlla l’entrada de la sortida.


76

D’altra banda la bobina de xoc de RF serveix de retorn de continua. El millor punt

per col·locar-la és a la meitat del stub de sortida, precisament con la impedància de la línia

a 2 fo és mínima i els requeriments d’una bobina de xoc d’alta reactància són menors.

4.1.1 Disseny doblador 1

Primerament es va realitzar un doblador amb el següent esquema Figura 4.2:

Figura 4.2 – Disseny ADS doblador1

Aquest disseny és realitzat sobre el substrat anomenat ROGERS, s’utilitza aquest

material perquè ens permeten treballar a alta freqüència el qual té les següents propietats :

Rogers 4003

Er –Permitivitat relativa 3.59 Mur - Permeabilitat:1

H- Gruix del substrat: 0.8 mm Tanδ – Tangent de pèrdues:0.0034

T- Gruix de la metal·lització: 34µm Cond – Conductivitat elèctrica:

S/m

Taula 4.1 – Característiques substrat Rogers 4003

Per realitzar aquest doblador es necessita un díode de baix cost Schottky SOT-23

model HSMS-2850 Figura 4.3 amb la següent estructura:

Figura 4.3 – Estructura díode Schottky SOT-23

El stub que està acabat amb curtcircuit (stub esquerra de la Figura 4.2), com s’ha dit

anteriorment ha de ser de quarts d’ona per la freqüència fonamental, de manera que al

calcular-ho surt aproximadament 16 mm de llargada i 0.55mm d’amplada.


77

El stub que està amb circuit obert (stub dret de Figura 4.2) ha de tenir la mateixa

llargada que l’anterior, quarts d’ona, on l’única diferència és que aquest just al mig del stub

hi ha una bobina , per tant a 8 mm hi haurà una bobina perquè és on la potència de 2fo hi

trobarà menys impedància. Aquest stub te la mateixa llargada, perquè es pot dividir en

dues parts de λ/4 a 2fo i entre mig una bobina.

La simulació de la Figura 4.2 a l’ADS ha estat la Figura 4.4

Figura 4.4 – Simulació Doblador 1

A la Figura 4.4 s’observa com la freqüència fonamental que és 2,9 GHz hi ha una

potència de – 29 dBm i la potència de la freqüència de 2 vegades la fonamental dit també

segon harmònic és d’aproximadament -1,5dBm. Amb aquestes dues potències es pot veure

que la diferència entre elles és aproximadament uns 27,7 dBm. Vista aquesta simulació, es

va decidir enviar a fabricar el doblador. Per fer això es van dibuixar les dimensions de la

Figura 4.2 a l’autocad, un invertit Figura 4.5 i l’altre sense invertir Figura 4.6.


78

Figura 4.5 – Dibuix doblador 1 ACAD Figura 4.6 – Dibuix doblador 1 invertit ACAD

Una vegada és té el circuit, s’han de soldar i fer bias d’un mil·límetre, els bias s’han

de fer a aquest circuit per tal de connectar a massa el stub de λ/4 i per tal que aquest no faci

d’antena parche i pugui crear soroll al senyal que hi circula per ell. Per fer un bias s’ha de

foradar la placa amb un petit trepant i desprès col·locar-hi un petit rebló d’un mil·límetre a

cadascun per tal de passar a massa les interferències que es puguin crear.

Figura 4.7 – Placa final del disseny de doblador amb

condensador

La Figura 4.7 és el resultat final del estudi que s’ha realitzat anteriorment.


79

4.1.2 Mesures doblador 1

Les mesures es realitzaran seguint la Figura 4.8.

AnalitzadorEspectres

DobladorFinPin

x2

Figura 4.8 – Esquema de mesures

A la Figura 4.9 hi ha representades les mesures que es van realitzar amb el doblador

que s’ha dissenyat a l’apartat anterior. Es pot observar com la simulació de l’ADS Figura

5.4 a 2,9 GHz hi havia la màxima atenuació pel primer harmònic en canvi aquí ha sortit a

2,8 GHz, la resposta s’ha desplaçat una mica, pel que fa al seu nivell de potència és més alt

que al simulat. Es pot deduir que la resposta s’ha mogut a causa de la modificació de la

pista a causa de la soldadura de la bobina ja que són dispositius que es fan incomodes de

posar i les toleràncies dels materials.

Al segon harmònic ens diu que hi ha més potència que al simulat cosa que és un

avantatge. El gran inconvenient d’aquest disseny és que s’hauria de quadrar el màxim del

segon harmònic amb el màxim nivell d’atenuació a la freqüència fonamental.

2 2.2 2.4 2.6 2.8 3 3.2 3.4 3.6 3.8 4-25

-20

-15

-10

-5

0

5

10

X: 2.8

Y: 1.43

Freqüència entrada (GHz)

Potè

ncia

(dB

m)

Potència entrada 16 dBm

X: 2.8

Y: -21.5Potència sortida 1r Harmònic

Potència sortida 2n Harmònic

Figura 4.9– Gràfic de potència del 1r i 2n harmònic segons la freqüència

Si es realitza un gràfic mantenint una freqüència com és el cas de 2,8GHz ja que és

on tenim la màxima diferència i s’augmenta la potència d’un dBm en un dBm es pot

representar la Figura 4.10, on és pot diferenciar de seguida que la freqüència fonamental

de 2,8 GHz té menys potència que dos vegades la fonamental ( 5,6 GHz) com també es pot

corroborar a la Figura 4.9.


80

Figura 4.10 – Gràfic de Potència d’entrada i sortida a 2,8 GHz

La Figura 4.11 és un gràfic on es contempla les pèrdues de conversió fent la operació

següent:

(4.1)

Les pèrdues de conversió augmenten conforme s’augmenta la potència d’entrada.

0 2 4 6 8 10 12 14 1612

12.5

13

13.5

14

14.5

15

Potència entrada (dBm)

Perd

ues c

onvers

ió(d

B)

Perdues de conversió segons la Potència entrada

Figura 4.11 – Gràfic de pèrdues de conversió doblador 1

L’últim gràfic Figura 4.12 respecte aquest disseny mostra la següent operació en

funció de la potència:

(4.2)

s’observa que l’aïllament és prou constant.

0 2 4 6 8 10 12 14 16-40

-35

-30

-25

-20

-15

-10

-5

0

5


Potè

ncia

(dB

m)

Pin vs Pout Fin=2.8GHz

Potència sortida 1r Harmònic



81

0 2 4 6 8 10 12 14 1637

37.1

37.2

37.3

37.4

37.5

37.6

37.7

37.8

37.9

38


Aïlla

ment(

dB

)

Aïllament segons Potència entrada

Figura 4.12 – Gràfic d’aïllament

Un dels problemes del disseny realitzat ha estat que la resposta va sortir una mica

desplaçada de manera que es va decidir realitzar un altre disseny però utilitzant una línia en

canvi d’una bobina així s’evita modificar les dimensions del disseny degut a les

soldadures, un altre problema ha estat que l’amplificador que s’ha dissenyat (GALI 84+)

amplifica molt més el senyal del primer harmònic que no pas el segon, fent així que a la

sortida de l’amplificador tinguin el mateix nivell de senyal. Per solucionar aquests

problemes es va decidir fer un altre disseny que filtri més el primer harmònic, eviti alguna

soldadura i en qüestions de simulació col·locar T a les interseccions. Un dels altres

inconvenients va ser que el mesclador té menys pèrdues de conversió al voltant de 6 GHz

de manera que també es va decidir modificar la freqüència.

4.1.3 Disseny doblador 2

Aquest és el disseny nou Figura 4.13 que s’ha realitzat per evitar els problemes

comentats anteriorment.

Figura 4.13 – Disseny doblador 2


82

Com s’observa a la Figura 4.13 , on anteriorment hi havia una bobina Figura 4.2 de

tot ara hi ha un stub que fa la mateixa funció que aquesta i la Figura 4.14 és la seva

corresponent simulació:

Figura 4.14 – Simulació Doblador 2

Com s’observa a la Figura 4.14 el nivell de senyal del segon harmònic (m1) és de -

1,47 dBm a 3 GHz tot i que a 3,1 GHz tampoc variaria massa, en canvi el del primer

harmònic (m2) és de -36,65 dBm fent així que la diferència sigui aproximadament d’uns

35 dB cosa que s’ha millorat bastant respecte el disseny anterior.

La Figura 4.15 és el doblador amb les mides reals per enviar a fabricar i la Figura

4.16 és el mateix però invertit.

Figura 4.15 – Doblador 2 ACAD Figura 4.16 – Doblador 2 invertit ACAD


83

Aquí s’hauran de tornar a fer tot el procés de soldar el díode, els connectors , els

condensadors i fer bias.

Figura 4.17 – Disseny del doblador amb stub

La Figura 4.17 és el resultat final del disseny del doblador estudiat anteriorment.

4.1.4 Mesures doblador 2

2 2.2 2.4 2.6 2.8 3 3.2 3.4 3.6 3.8 4-20

-15

-10

-5

0

5

10

X: 3.1

Y: -0.5

Freqüència entrada (GHz)

Potè

ncia

(dB

m)

Potència entrada 16 dBm

X: 3.1

Y: -17



Figura 4.18 – Gràfic de potència del 1r i 2n harmònic segons la freqüència

A la Figura 4.18 es veu com la millor freqüència per treballar és a 3.1 GHz. Ara la

resposta pel que fa a la freqüència s’ha encertat, el problema és el nivell de potència que a


84

3.1 és de -17,5 dBm i a 6,2 GHz té una potència de -0.5 dBm de manera que si es compara

amb el simulat de la Figura 4.14 s’observa com no correspon.

Per obtenir la Figura 4.19 s’ha fixat la freqüència a 3GHz i s’ha augmentat la

potència poc a poc, després s’ha mirat el primer harmònic i el segon, si mirem a la Figura

5.16 a 3 GHz el segon harmònic té més potència que el primer i això també es compleix

com es mostra a la Figura 4.19.

Figura 4.19 – Gràfic de Potència d’entrada i sortida a 3 GHz

Conforme es va augmentant la potència les pèrdues de conversió augmenten com es

mostra a la Figura 4.20, per obtenir les pèrdues de conversió és realitza la mateixa operació

que s’ha fet anteriorment:

(4.3)

0 2 4 6 8 10 12 14 16-25

-20

-15

-10

-5

0

5


Potè

ncia

(dB

m)

Pin vs Pout Fin=3GHz




85

0 2 4 6 8 10 12 14 1612

12.5

13

13.5

14

14.5

15


Perd

ues c

onvers

ió(d

B)

Perdues de conversió segons la Potència entrada

Figura 4.20 – Gràfic de pèrdues de conversió doblador 1

La Figura 4.21 mostra l’aïllament, amb això es vol dir que representa la potència que

hi ha a la sortida respecte la que entra a la freqüència de 3 GHz, de manera que es pot

obtenir el següent gràfic realitzant la mateixa operació que al disseny anterior.

(4.4)

0 2 4 6 8 10 12 14 16-25

-24.5

-24

-23.5

-23

-22.5

-22


Aïlla

ment(

dB

)

Aïllament segons Potència entrada

Figura 4.21 – Gràfic d’aïllament


86

4.2 Amplificador GALI84+

Figura 4.22 – Gali84+

El Gali84+ Figura 4.22 és un amplificador de banda ampla amb un alt rang dinàmic.

Aquest circuit s’hauria de dissenyar i fabricar perquè es necessiten dos equips que

puguin generar un senyal més gran de 3 GHz, un com a senyal de radiofreqüència(RF) i un

altre com a oscil·lador local per baixar el senyal de RF a banda base. Aquest amplificador

està pensat per utilitza’l a la part de l’oscil·lador. L’esquema seria la Figura 4.23.

x2

GALI84+

ºOL

RF FI

RX

Figura 4.23 – Diagrama on es col·loca el GALI84+

En resum aquest dispositiu s’ha de fer per augmentar la potència del segon harmònic

de la freqüència que generi l’oscil·lador. Ja que la potència del senyal que actua com a

oscil·lador al mesclador és molt important ja sigui per les pèrdues de conversió com per

l’aïllament.

Per dissenyar-lo de mirar el seu datasheet que ens informa de la seva estructura

interna Figura 4.24, informació de les seves potes Figura 4.25 i Taula 4.2. Aquest

amplificador pot arribar fins a freqüències de 6 GHz amb un guany de 15,8 dB com a

màxim.


87

Figura 5.24 – Estructura interna GALI84++ Figura 5.25 – Datasheet GALI84++

Funció Numero

Pin

Descripció

RF IN 1 Aquest pin requereix un condensador extern per bloquejar

el senyal de continua.

RF-OUT 3 Hi ha senyal de continua, així doncs s’ha de col·locar un

altre condensador. També es necessita un xoc de RF per tal

de no perdre senyal de RF i poder alimentar.

GND 2,4 Connexions a massa. Taula 4.2 – Descripció potes GALI84+

L’esquema que hem de dissenyar és la Figura 4.26:

Figura 4.26 – Circuit a dissenyar

Com diu la Taula 4.3, si es vol alimentar a 8 v, s’ha de posar una resistència de

22.1Ω.


88

Taula 4.3 – Relació voltatge d’alimentació Resistència

Una vegada estudiades les característiques del GALI84+, es dissenya la placa amb el

programa RIMU Figura 4.27, amb l’autocad Figura 4.28 o amb l’autocad invertit Figura

4.29.

Figura 4.27 – Placa circuit a dissenyar amb RIMU Figura 4.28– Placa circuit a dissenyar amb ACAD

Figura 4.29 – Placa circuit a dissenyar amb ACAD invertit

Figura 4.30 – Placa del disseny GALI84+ final


89

Si és compara la Figura 4.26 amb la Figura 4.27 són idèntiques, per tal d’evitar

que la placa no faci d’antena parche a algunes freqüències s’han fet bias pel motiu que s’ha

explicat a l’apartat 4.1.1.

La Figura 4.30 és el disseny final de l’amplificador gali84+ que s’ha creat com s’ha

explicat anteriorment.

Primer es mesura l’amplificador a una freqüència de radiofreqüència de 2,4 GHz, es

va incrementant la potencia i es crea una taula amb els valors de potència que marca

l’analitzador a la freqüència d’entrada, entre mig s’hi col·loca un atenuador per tal de no

fer malbé l’aparell, així doncs al resultat que dona l’analitzador se li ha de sumar 20 dB de

l’atenuador Figura 4.31.

Analitzador

FinPin

Gali84+

Atenuador

-20 dBFin

Pout

Figura 4.31 – Esquema de caracterització Gali84+

Figura 4.32 – Gràfic potència d’entrada vs potència de sortida 2,4GHz

Els resultats de la taula anotada s’han representat a la Figura 4.32 ens mostra com

conforme augmentem la potència d’entrada també augmenta la potència de sortida més o

menys fins 5 dBm que l’amplificador comença a saturar-se. El seu punt de compressió està

aproximadament a 4 dBm a l’entrada (21.4 dBm a la sortida) ja que és el punt on hi ha

quasi 1 dB abans de saturar-se.

-20 -15 -10 -5 0 5 10-5

0

5

10

15

20

25 X: 8

Y: 22.5


Potè

ncia

sort

ida(d

Bm

)

Amplificador GALI84+ Fin=2.4GHz

X: 4

Y: 21.4


90

Figura 4.33 – Guany de l’amplificador a 2,4GHz

A la Figura 4.33 es pot apreciar el guany respecte la potència d’entrada,

aproximadament dels -16 dBm d’entrada fins 1 dBm d’entrada el guany és pràcticament

lineal, a partir dels 2 dBm el guany ja comença a minvar. Per fer aquesta gràfica s’ha de fer

el càlcul següent:

Una vegada acabat amb l’anàlisi de l’amplificador a 2,4GHz és realitza el mateix a

3GHz

El gràfic de potència d’entrada vs potència de sortida Figura 4.34 ens mostra com a

partir de 5dBm de potència d’entrada l’amplificador ja es comença a saturar. I el seu punt

de compressió a 1dB està al voltant de 5,5 dBm d’entrada.

-20 -15 -10 -5 0 5 1012

13

14

15

16

17

18

19


Guany(d

B)

Amplificador GALI84+ Fin=2.4GHz


91

Figura 4.34 – Gràfic potència d’entrada vs potència de sortida 3GHz

El gràfic del guany a 3GHz Figura 4.35 ens mostra com a partir d’un dBm el guany

ja comença a decaure.

Figura 4.35 – Guany de l’amplificador a 3GHz

-20 -15 -10 -5 0 5 10-5

0

5

10

15

20

25X: 7

Y: 20.8


Potè

ncia

sort

ida(d

Bm

)

Amplificador GALI84+ Fin=3GHz

X: 4

Y: 19.7

-20 -15 -10 -5 0 5 1010

11

12

13

14

15

16

17


Guany(d

B)



92

Per acabar amb l’anàlisi de l’amplificador es canvia la freqüència a 6GHz i es

realitzen els mateixos passos que anteriorment, primer s’observa la potència de sortida en

funció de la d’entrada Figura 4.36. S’observa com el punt de compressió està sobre els 3

dBm d’entrada.

Figura 4.36 – Gràfic potència d’entrada vs potència de sortida 3GHz

I la gràfica corresponen al guany és la Figura 4.37:

Figura 4.37 – Guany de l’amplificador a 6GHz

-20 -15 -10 -5 0 5 10-15

-10

-5

0

5

10


Potè

ncia

sort

ida(d

Bm

)


X: 6

Y: 8.2X: 2

Y: 7

-20 -15 -10 -5 0 5 10-1

0

1

2

3

4

5

6

7


Guany(d

B)



93

Com es pot observar clarament a aquesta freqüència el sistema ja no amplifica tant.

Seguidament hi ha la comparació del guany de les diferents freqüències per un millor

anàlisi del seu comportament.

Figura 4.38 – Comparació guany de l’amplificador

Com ja deia el fabricant, a 2GHz s’ha de tenir un guany de 18,2dB, a 3GHz un

guany entre 18,2 dB i 14,3dB i a 6GHz s’hauria de tenir un guany de 14,3 dB. Com mostra

la Figura 4.38 els guanys de 2,4GHz i 3GHz es pot observar com es compleixen en canvi a

6GHz no s’ha complert el que informava el datasheet.

4.3 Híbrid 90º

4.3.1 Disseny de l’híbrid de 90º amb stub radial

L’híbrid de 90° s’ha de fer ja que serveix per mesclar el senyal de radiofreqüència

que arriba i el senyal de sortida del doblador que farà d’oscil·lador per tal de poder baixar

el senyal rebut a banda base. El seu disseny es el de la Figura 4.39:

-20 -15 -10 -5 0 5 10-5

0

5

10

15

20


Guany(d

B)


guany a 2,4GHz

guany a 3GHz

guany a 6GHz


94

Figura 4.39 – Esquema del Híbrid a l’ADS

Les impedàncies de cada línia són es mostren a la Figura 4.40.

λ/4 @Fol

λ/4 @Fol

λ/4 Zo=50

λ/4 Zo=50

ENTRADA

RF

SORTIDA FI

λ/4 Zo=50/√2

λ/4 Zo=50/√2

λ/4 Figura 4.40 – Dimensions híbrid de 90º amb stub radial

Per trobar les mides de les línies a la freqüència que es treballa s’ha d’ utilitzar e l

linecalc del propi ADS.

Primerament s’han d’introduir les característiques del substrat RO4003 Taula 5.1.

Per trobar les dimensions de λ/4 i Z0=50Ω és col·loca la freqüència a la que volem

que treballi, posem a E_eff=90° i premem el botó de synthesize Figura 4.41.


95

Figura 4.41 – Càlcul de λ/4 i Zo=50Ω amb Linecalc

El resultat obtingut ha estat 1,77 mm d’amplada i 7,7 mm de llargada

Pel càlcul corresponent a la línia de λ/4 i

Figura 4.42.

Figura 4.42 – Càlcul de λ/4 i Zo=50Ω/√2 amb Linecalc

El càlcul obtingut ha estat 3 mm d’amplada i 7.5 mm de llargada.

El stub radial que hi ha col·locat al final serveix de xoc de radiofreqüència. Aquest

tipus de stub té més ample de banda que una línia de λ/4 en circuit obert i és necessari per

realitzar un curtcircuit virtual, es a dir posar a massa les freqüències de radiofreqüència i de

l’oscil·lador. El dimensionament del stub s’observa a la Figura 4.43 i a la Figura 4.44 la

seva carta de Smith a 5,8 GHz.


96

Figura 4.43 – Càlcul de stub radial amb Linecalc

Figura 4.44 – Carta Smith del stub radial

A la Taula 4.4 hi ha un resum de les diferents dimensions calculades.

Z0 W0 L

λ/[email protected](90º)

50 1.77 mm 7.7 mm

35.35 3 mm 7.5 mm

117.5 0.25 mm 8.25 mm

Taula 4.4 – Dimensions obtingudes amb Linecalc

A la sortida del mixer s’hi ha col·locat un díode Schottky HSMS 2852 amb el

següent datasheet Figura 4.45.


97

Figura 4.45 – Datasheet HSMS 2852

La potència de radiofreqüència és de -10dBm a 5,8GHz i la freqüència del

oscil·lador és 5,7 GHz amb una potència de 8 dBm. Amb aquestes dades es pot dir que la

freqüència de sortida del mixer serà de 100MHz perquè:

(4.6)

Figura 4.46 – Espectre FI

La Figura 4.46 mostra l’espectre del senyal de sortida del mixer, com s’ha calculat

anteriorment la freqüència de FI és 100 MHz i la seva potència és de -16,4 dBm, si es

segueix mirant l’espectre i en concret el nivell de potència a la freqüència del senyal de

radiofreqüència (5,8 GHz ) és de -69,78 dBm i el nivell de potència a la freqüència del

oscil·lador (5,7 GHz) és de -26,87 dBm, aquesta és la potència que li afecta de la

freqüència de RF a FI i de OL a FI.

Amb les dades extretes de la Figura 4.46 es pot calcular:

Les pèrdues de conversió:

Les pèrdues de conversió són positives ja que s’està parlant de pèrdues, en canvi si

s’estigués parlant de guany seria -6,4 dBm


98

Aïllament entre OL i FI:

Aquí és mira l’aïllament entre l’entrada OL i sortida FI a la freqüència del OL, per

fer-ho es realitza la següent operació:

Aïllament RF-FI

Al espectre de la FI s’observa el nivell de potència que hi ha a la freqüència de

radiofreqüència (5,8 GHz) per veure quina és la potència que es transmet cap a la sortida a

dita freqüència.

A continuació hi ha l’espectre de radiofreqüència, Figura 4.47 aquí s’observa quin

és l’aïllament entre la potència del OL i la potència que es dissipa cap a l’entrada RF. Com

és de suposar si al espectre de radiofreqüència es mira la freqüència de rf (5,8 GHz) ha

d’indicar -10 dBm.

Figura 4.47 - Espectre Radiofreqüència.


99

Aïllament OL_RF

Figura 4.48 – Pèrdues de conversió ADS

La Figura 4.48 mostra les pèrdues de conversió en funció de la freqüència de RF i

com s’observa al voltant de 6.2GHz és on hi ha menys pèrdues de conversió . A sota

Figura 4.49 s’observa com la freqüència de RF intervé molt poc pel que fa a l’aïllament.

Po

tèn

cia

fRF (Hz)

(dB

)

Figura 4.49 – Aïllaments del mesclador


100

Figura 4.50 – Potència FI segons la potència del OL

Figura 4.51 – Pèrdues de conversió segons la potència del OL

Les pèrdues de conversió estan reflectides a la Figura 4.51 en funció de la potència

del oscil·lador local, s’observa com rang de potències més adequat per treballar està entre

4 dBm i 7 dBm.

Una vegada s’han mirat tots els paràmetres i s’hagi vist que són correctes, es

procedeix a fabricar el layout, aquest el creem a l’ADS i s’exporta a l’autocad. El resultat

de fer això és el següent Figura 4.52 sense invertir i Figura 4.53 invertit:

2 4 6 8 100 12

-19.5

-19.0

-18.5

-18.0

-17.5

-20.0

-17.0

Potència OL (dBm)

Potè

ncia

FI (d

Bm

)

2 4 6 8 100 12

7.5

8.0

8.5

9.0

9.5

7.0

10.0

Potència OL (dBm)

Pè

rdue

s c

on

vers

ió (

dB

)


101

Figura 4.52 - Layout mesclador Figura 4.53– Layout mesclador invertit

La placa final dissenyada és la Figura 4.54.

Figura 4.54 – Disseny final de híbrid de 90º

4.3.2 Mesures

A aquest subapartat es mostren les gràfiques de les taules fetes anotant els paràmetres

més interesants a través d’un analitzador d’espectres seguint la Figura 4.55.

AnalitzadorEspectres

DobladorFrfPrf

FI

Mesclador

FolPol

x2

Figura 4.55 – Esquema de mesures del mesclador


102

La configuració inicial és la Taula 4.5:

Potència RF -10 dBm

Frf 6GHz

Fol 5,9 GHz

Ffi 100 MHz

Taula 4.5 – Valors per prendre mesures.

Una vegada s’han configurat els equips amb els valors de la Taula 4.5, s’incrementa

la potència del OL i s’anota la potència a la sortida. Fent aquest procés des de 0 dBm fins a

8 dBm s’obté la Figura 4.56. que si es compara amb la Figura 4.50 són bastant iguals, la

diferència entre elles és que el nivell de senyal ha decaigut 1dB això pot ser a causa dels

cables.

Figura 4.56 – Gràfic potencia OL vs Potència FI

Per obtenir el gràfic de les pèrdues de conversió Figura 4.57, es realitza la operació

que hi ha a continuació:

(4.11)

0 1 2 3 4 5 6 7 8-20.6

-20.4

-20.2

-20

-19.8

-19.6

-19.4

Potència OL (dBm)

Potè

ncia

FI(

dB

m)

Potència FI segons potència OL


103

Figura 4.57 – Gràfic pèrdues de conversió

Si es compara la Figura 4.57 amb la Figura 4.51 que correspon al mateix gràfic

però simulat es pot veure com la corba són pràcticament idèntiques però es torna a tenir

una diferència de nivell de 1dB.

Les mesures que es van realitzar a continuació van consistir en fixar la freqüència de

RF a 6GHz amb una potència de -10dBm, a partir d’aquí començar amb una Fol de 5GHz i

anar-la incrementant 100MHz fins arribar a 7GHz, fent així que canviï també la FI i es

realitzi la Figura 4.58. Fent aquest procés treballem amb una Fol més petita que Frf i

viceversa.

0 1 2 3 4 5 6 7 89.4

9.6

9.8

10

10.2

10.4

10.6

10.8

Potència OL (dBm)

Perd

ues c

onvers

ió(d

B)

Perdues conversió segons potència OL

Figura 4.58 – Pfi vs FI

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1-28

-27

-26

-25

-24

-23

-22

-21

-20

-19

-18

Freqüència FI (GHz)

Potè

ncia

FI(

dB

m)

FRF=6 GHz

Potència sortida FI FOL<FRF

Potència sortida FI FOL>FRF


104

4.4 Tag a 5 GHz

La Figura 4.59 correspon al tag dissenyat per realitzar les proves aproximadament als

5 GHz ja que no està implementat el microcontrolador ni el circuit detector. Per modificar

la seva freqüència moduladora es realitza a través del generador de funcions on està

connectat.

Figura 4.59 – Tag aproximat a 5 GHz

5. Conclusions i línies futures.

A aquest apartat resumeixen les conclusions extretes desprès d’haver realitzat el

projecte i per acabar hi ha les línies futures on s’esmena alguns aspectes que es poden

optimitzar per tal de millorar la tecnologia utilitzada, on es podria aplicar i perquè.

5.1 Conclusions

A aquest projecte s’ha seguit el procés per dissenyar i implementar un sistema RFID

basat en una FSS, fent així que un tag no necessiti un transceptor de manera que no

consumeix tanta energia pel seu funcionament.

Primerament s’ha dissenyat el tag, la idea era realitzar aquest projecte per tal de

treballar amb unes freqüències aproximades a 6 GHz però per qüestions d’equipament del

laboratori es va decidir baixar la freqüència d’interès, l’avantatge que ens

proporcionava treballar a 6 GHz era que la dimensió del tag era molt més reduïda. Així

doncs finalment s’ha dissenyat el tag per a que treballi a unes freqüències entre 2,5GHz i 3

GHz.

Els resultats obtinguts a aquest apartat han estat força bons ja que tot ha funcionat

com s’esperava però un dels problemes que va sorgir va ser que el circuit despertador

corresponent al tag on està imprès no funcionava massa bé perquè l’antena d’aquest no

proporcionava un bon guany per això finalment s’ha utilitzat el tag amb l’antena

connectada externament.

La segona part important del projecte és el disseny i implementació del tag, on es

comparaven els dos tipus de FI amb els que es volia treballar, ja fos zero-FI o una FI de

400MHz. La FI de 400 MHz era una opció ja que al mercat hi ha implementats uns mòduls

radio que treballen aproximadament a aquesta freqüència i així es podia desmodular el

senyal correctament però el resultat que s’ha obtingut no era tant bo perquè no s’arribava a

tanta distància ni es podia treballar amb una freqüència més elevada de 2KHz en canvi

amb el desmodulador dissenyat a zero-FI si que s’aconseguia.

Aplicació d’una FSS a un sistema RFID 5. Conclusions i línies futures

105

Els coneixements que he obtingut són:

Coneixement teòrics sobre RFID, UWB i tags FSS. Entendre el seu

funcionament i les seves possibles aplicacions.

Disseny un tag amb un array de dipols que puguin modular el senyal que li

arriba commutant el seu estat segons si reflecteix aquest o no.

Obtenir pràctica amb l’equipament de laboratori, ja sigui analitzadors

d’espectres, oscil·loscopis, generadors de funcions i generadors de

radiofreqüència. I gracies a això poder obtenir bones mesures de les proves

realitzades.

Disseny de circuits amb operacionals, per tal d’amplificar senyals o detectar

envoltants.

Crear un radioenllaç utilitzant la tecnologia RFID amb un tag FSS i poder

desmodular la informació que envia aquest.

Disseny d’un mesclador, un doblador i d’un amplificador GALI84+.

Coneixement de programes de disseny de circuits com és el RIMU.

5.2 Línies futures

En cas que es volgués optimitzar aquest projecte es podria fer escalant els dispositius

implementats per tal de treballar a unes freqüències més altes fent així que les dimensions

del tag disminueixin.

Aquesta tecnologia és interesant ja que no necessita transmissor de manera que el

seu consum es molt baix també en gran part perquè resta adormit la gran part del temps i

gracies a això es pot connectar a un sensor fen que no s’hagin de canviar els dispositius ni

manipular-los si no es perquè s’ha deteriorat. Aquest sensors poden ser de moviment en

cas que el tag estigui enganxat a algun embalat que contingui algun objecte fràgil, de

manera que una vegada rebuts es pugui veure si ha tingut algun cop llegint la informació

que contindrà el tag FSS, o de temperatura en cas que es transportin congelats o matèries

que hagin d’estar dintre d’un rang de temperatures, així es pot portar un control de les

situacions en que ha estat.

Aplicació d’una FSS a un sistema RFID 6. Annexes

6. Annexes

Aquí es troben els diferents codis que s’han hagut de programar tant al tag, com al

lector per enviar el senyal de wake up del microcontrolador com el microcontrolador del

desmodulador.

6.1 Lector.asm

Aquest codi es programa al microcontrolador per tal que enviï els bits amb la

modulació PWM que interessa cap al modulador de UHF.

;*******************************************************************

***********

; *

; Filename: xxx.asm *

; Date: *

; File Version: *

; *

; Author: *

; Company: *

; *

; *

;*******************************************************************

***********

; *

; Files Required: P16F1827.INC *

; *

;*******************************************************************

***********

; *

; Notes: *

; *

;*******************************************************************

***********

; *

; Revision History: *

; *

;*******************************************************************

***********

list p=16f1827 ; list directive to define processor

#include <p16f1827.inc> ; processor specific variable definitions

;------------------------------------------------------------------------------

;

; CONFIGURATION WORD SETUP

;

; The 'CONFIG' directive is used to embed the configuration word within the

; .asm file. The lables following the directive are located in the respective

; .inc file. See the data sheet for additional information on configuration


; word settings.

;

;------------------------------------------------------------------------------

__CONFIG _CONFIG1, _FOSC_INTOSC & _WDTE_OFF & _PWRTE_OFF &

_MCLRE_ON & _CP_OFF & _CPD_OFF & _BOREN_OFF & _CLKOUTEN_ON

& _IESO_OFF & _FCMEN_OFF

__CONFIG _CONFIG2, _WRT_OFF & _PLLEN_OFF & _STVREN_OFF &

_BORV_19 & _LVP_OFF

;------------------------------------------------------------------------------

; VARIABLE DEFINITIONS

;

; Available Data Memory divided into Bank 0-15. Each Bank may contain

; Special Function Registers, General Purpose Registers, and Access RAM

;

;------------------------------------------------------------------------------

CBLOCK 0x20 ;Define GPR variable register locations

codi ;Address 0x20

enviar ;0x21

comptador ;0x22

d1 ;0x23

ENDC

SAMPLE1 EQU 0x7D ; Sample user registers

SAMPLE2 EQU 0x7E ;

SAMPLE3 EQU 0x7F ;

;------------------------------------------------------------------------------

; EEPROM INITIALIZATION

; The 16F1827 has 256 bytes of non-volatile EEPROM, starting at address 0xF000

;-----------------------------------------------------------------------------

DATAEE ORG 0xF000

DE "MCHP" ; Place 'M' 'C' 'H' 'P' at address 0,1,2,3

;------------------------------------------------------------------------------

; RESET VECTOR

;------------------------------------------------------------------------------

ORG 0x0000 ; processor reset vector

PAGESEL START

GOTO START ; When using debug header, first inst.

; may be passed over by ICD2.

;------------------------------------------------------------------------------

; INTERRUPT SERVICE ROUTINE (ISR)

;------------------------------------------------------------------------------

ORG 0x0004

;------------------------------------------------------------------------------

; USER INTERRUPT SERVICE ROUTINE GOES HERE

;------------------------------------------------------------------------------

Inici Interrupcio


108

;Comprovo el flag interrupció RX del mòdul RS232 del PIC indefinidament

banksel PIR1

btfss PIR1,RCIF

goto $-1

;Flag activat, s'han rebut noves dades al registre d'escriptura RCREG

banksel RCREG

;Reenvio el caràcter que acabo de rebre per confirmar que ho he rebut

movf RCREG,W

call EnviarRS232

;Em guardo el caràcter rebut a la variable codi

banksel codi

movwf codi

;*** Comprovar si he rebut un '0' ***

;Tinc a W el que he rebut, li faig una XOR amb el codi ASCII de '0'

xorlw B'00110000'

btfss STATUS,Z

;Si he rebut el caràcter '0', envio el bit '0' pel modulador

;i surto de la rutina de interrupció

goto $+3

call Enviar0

goto Fi_Interrupcio

;*** Comprovar si he rebut un '1' ***

;Tinc a W el que he rebut, li faig una XOR amb el codi ASCII de '1'

movf codi,w

xorlw B'00110001'

btfss STATUS,Z

;Si he rebut el caràcter '1', envio el bit '1' pel modulador

;i surto de la rutina de interrupció

goto $+3

call Enviar1

goto Fi_Interrupcio

;Si no he rebut ni '0' ni '1',

;Envio TOTS els bits ASCII corresponents al caràcter rebut

call EnviarCodi

Fi_Interrupcio

;Esborro flag interrupció RX i surto de la rutina d’interrupció

banksel PIR1

bcf PIR1,RCIF

RETFIE

;------------------------------------------------------------------------------

; Delay = 500 usec

;------------------------------------------------------------------------------

Delay ;18 cycles

movlw 0x12


109

movwf d1

Delay_0 ;3 cycles

decfsz d1, f

goto Delay_0

goto $+1

nop

;4 cycles (including call)

return

;------------------------------------------------------------------------------

; Enviar Registre W per RS232

;------------------------------------------------------------------------------

EnviarRS232

;Poso al registre TXREG el que hi ha a W per enviar-ho per RS232

movwf TXREG

banksel TXSTA

;Espero a que s’enviï, TRMT=1 quan s'han enviat tots els bits de W

btfss TXSTA,TRMT

goto $-1

return

;------------------------------------------------------------------------------

; Enviar UN bit '0' o '1' pel Modulador (RB2)

;

; Envia un '0' o un '1' pel port RB2 per atacar el VCO amb un esquema PWM.

; Polaritat invertida al VCO: +5V l'apaga, 0V l'engega

;

; 5V ------------ ------

; [RB2] | '0' | '1'

; 0V ------ ------------

; <----><---------> <---------><---->

; 500us 1000us 1000us 500us

;------------------------------------------------------------------------------

Enviar0 ;DutyCycle: 33.33% (500 us VCO,RF=ON)

;Poso RB2 a nivell baix durant 500 us

;VCO: ON

banksel PORTB

bcf PORTB,2

call Delay

;Poso RB2 a nivell alt durant 1000 us

;VCO: OFF

bsf PORTB,2

call Delay

call Delay

return

Enviar1 ;DutyCycle: 66.67% (1000 us VCO,RF=ON)


;VCO: ON

banksel PORTB

bcf PORTB,2


110

call Delay

call Delay


;VCO: OFF

bsf PORTB,2

call Delay

return

;------------------------------------------------------------------------------

; Enviar TOTS els 8 bits de la variable 'codi' pel Modulador (RB2)

;

; Envia els 8 bits que hi ha a la variable 'codi' amb l'esquema PWM

; que hi ha a les subrutines 'Enviar0' i 'Enviar1'

;------------------------------------------------------------------------------

EnviarCodi

;Inicialitzo el comptador de bits a 9 (un mes que els 8 bits)

movlw 0x09

movwf comptador

movf codi,W

;Guardo a la variable 'enviar' el que hi ha a 'codi'

movwf enviar

Enviar_bits

banksel comptador

;Decremento el comptador per indicar que s'envia el següent bit

;Si arriba a 0, s'han enviat tots, pel que surto de la rutina

;Si no, envio un bit de la seqüencia

decfsz comptador,1

goto $+2

return

;Desplaço la seqüencia cap a l'esquerra per enviar el seguent bit

banksel enviar

lslf enviar,1

banksel STATUS

;Segons el que valgui el bit de carry (es a dir, bit que acaba de

;desplaçar-se), envio un 0 o un 1, el seu valor.

btfsc STATUS,C

goto Envio1

Envio0

call Enviar0

;Retorno al bucle per enviar el seguent bit

goto Enviar_bits

Envio1

call Enviar1

;Retorno al bucle per enviar el següent bit

goto Enviar_bits

;------------------------------------------------------------------------------

; Estabilització inicial modul RS232


111

;------------------------------------------------------------------------------

Estabilitzacio

;Buido registre de recepció RS232

movf RCREG,W

movlw 0x00

;Envio un caràcter nul

call EnviarRS232

return

;------------------------------------------------------------------------------

; MAIN PROGRAM

;------------------------------------------------------------------------------

START

;------------------------------------------------------------------------------

; PLACE USER PROGRAM HERE

;------------------------------------------------------------------------------

;Configuracio Freqüència Rellotge intern (IRCF)

banksel OSCCON

;0111 (Per defecte 500 kHz MF)

movlw B'00111000'

iorwf OSCCON,1

;Alternate pin function, indica funció de pins amb varies possibilitats

banksel APFCON0

;RXDT del port RS232 al pin RB1

bcf APFCON0,RXDTSEL

banksel APFCON1

;TXCK del port RS232 al pin RB5

bsf APFCON1,TXCKSEL

;Configuració PORTA i PORTB

;Sentits d'Entrada/Sortida

banksel TRISA

movlw B'00010000' ;RA5 nomes pot ser input

movwf TRISA ;La resta son sortides

banksel TRISB

movlw B'00000010' ;RB1 es el pin RXDT del port RS232, entrada

movwf TRISB

;Cap port es analògic

banksel ANSELA

clrf ANSELA

banksel ANSELB

clrf ANSELB

;Inicialització ports A i B

banksel PORTA

clrf PORTA

banksel PORTB

clrf PORTB


112

;Configuració registres RS232 (USART)

;Transmissor: TXSTA

banksel TXSTA ;Bits 6,5,4,2

movlw B'00100100' ;8-bit transmission, Transm. Enable, Mode Async,

;High-speed

movwf TXSTA ;La resta de bits no importen

;Receptor: RCSTA

banksel RCSTA ;Bits 7,6,4,2,1

movlw B'10010000' ;SerialPort Enable, 8-bit reception,

;Continuous Receive Enable,

;No Framing Error, No Overrun Error

movwf RCSTA ;La resta de bits no importen

;Control de velocitat (Baud Rate Control)

banksel BAUDCON ;Bits 7,6,4,3

movlw B'01001000' ;Auto-baud not overflow, Receiver Idle,

;Non-inverted data, 8-bit baud rate generator,

;Wake-up disabled, Auto-baud detect disabled

movwf BAUDCON

;Generador de velocitat (Baud Rate Generator)

;Velocitat desitjada: BaudRate=9600 bps;

;Frequencia oscilador programa: 500 kHz (MF)

;Formula: BaudRate=Fosc/[16*(n+1)]

;n: SPBRGH:SPBRGL

banksel SPBRGH

movlw B'00000000'

movwf SPBRGH

banksel SPBRGL

movlw B'00001100'

movwf SPBRGL

;Configuracio Interrupcions

banksel INTCON

;Activo interrupcions i interrupcions per perifèrics

movlw B'11000000'

movwf INTCON

banksel PIE1

;Activo interrupció per la USART

movlw B'00100000'

movwf PIE1

;Inicialització

banksel codi

clrf codi

;Deixo la sortida en nivell alt per desactivar el VCO

banksel PORTB


113

bsf PORTB,2

call Estabilitzacio

Inici_Programa

goto $

END

6.2 Tag.asm

El codi que hi ha a continuació és el programat al PIC per tal que es desperti si rep

més de 3mV i transmeti la seqüència de bits reflectint o no el senyal de radiofreqüència

que rep.

;************************************************************************

******

; *


; Date: *

; File Version: *

; *

; Author: *

; Company: *

; *

; *

;************************************************************************

******

; *


; *

;************************************************************************

******

; *

; Notes: *

; *

;************************************************************************

******

; *


; *

;************************************************************************

******




114

;------------------------------------------------------------------------------

;


;




; word settings.

;

;------------------------------------------------------------------------------


_MCLRE_ON & _CP_OFF & _CPD_OFF & _BOREN_OFF & _CLKOUTEN_ON &

_IESO_OFF & _FCMEN_OFF


_BORV_19 & _LVP_OFF

;------------------------------------------------------------------------------


;



;

;------------------------------------------------------------------------------

CBLOCK 0x20 ; Define GPR variable register locations

comptador ;0x20

d1 ;0x21

ENDC


SAMPLE2 EQU 0x7E ;

SAMPLE3 EQU 0x7F ;

;------------------------------------------------------------------------------


;


;

;------------------------------------------------------------------------------

DATAEE ORG 0xF000


;------------------------------------------------------------------------------

; RESET VECTOR

;------------------------------------------------------------------------------


PAGESEL START



;------------------------------------------------------------------------------


115

; INTERRUPT SERVICE ROUTINE (ISR)

;------------------------------------------------------------------------------

ORG 0x0004

;------------------------------------------------------------------------------


;------------------------------------------------------------------------------

Fi_Interrupcio

;Desactivo totes les interrupcions

banksel INTCON

clrf INTCON

;Esborro flags interrupció comparador

banksel C1IF

clrf C1IF

;Retornar de la interrupció

RETFIE

;------------------------------------------------------------------------------

; Delay = 500 useconds

;------------------------------------------------------------------------------

; Clock frequency = 0.5 MHz

; Actual delay = 1 seconds = 25 cycles

; Error = 0 %

Delay ;18 cycles

movlw 0x12

movwf d1

Delay_0

decfsz d1, f

goto Delay_0

;3 cycles

goto $+1

nop

return ;4 cycles (including call)

;------------------------------------------------------------------------------

; MAIN PROGRAM

;------------------------------------------------------------------------------

START

;------------------------------------------------------------------------------

; *** Inicialitzacio de registres ***

;------------------------------------------------------------------------------

;Frequencia Rellotge Oscilador Program

banksel OSCCON

movlw B'00111000' ;0111 (Per defecte 500 kHz MF)

iorwf OSCCON,1

;Inicialització PORT A

banksel PORTA

clrf PORTA

banksel LATA


116

clrf LATA

;Configuració sentits Entrada/Sortida PORT A

banksel TRISA

movlw B'00100100' ;RA5 nomes pot ser entrada, RA2 entrada comparador

movwf TRISA ;La resta com a sortides

;Configuracio PORTA tipus Analògic/Digital

banksel ANSELA

movlw B'00000100' ;RA2 entrada analògica comparador

movwf ANSELA ;La resta ports digitals

;Inicialització PORT B

banksel PORTB

clrf PORTB

banksel LATB

clrf LATB

;Configuracio sentits Entrada/Sortida PORT B

banksel TRISB

movlw B'00000000'

movwf TRISB ;Tot com a sortides

;Configuracio PORTB tipus Analògic/Digital

banksel ANSELB

movlw B'00000000'

movwf ANSELB ;Tot ports digitals

;Fixed Voltage Reference (FVR) a 1.024 V pel DAC

banksel FVRCON

movlw B'11000100'

movwf FVRCON

;Digital-to-Analog Converter (Llindar comparador)

banksel DACCON0

movlw B'10101000' ;Activem DAC i sortida entre VSS i FVR

movwf DACCON0

banksel DACCON1 ;Llindar entre 0 i 1.024 V (donat per FVR)

movlw B'00000000' ;4 últims bits son el llindar

movwf DACCON1 ;Posem el llindar al mínim

;Comparator Module 1 (CM1) [Pota Neg: RA2] [Pota Pos: DAC intern]

banksel CM1CON0

movlw B'10000000' ;Polaritat no invertida, C1OUT=1 si C1VN>C1VP

movwf CM1CON0 ;Mode alta velocitat, C1OUT nomes intern

banksel CM1CON1 ;Inter. canvis tant C1OUT->0 com si C1OUT-

>1

movlw B'11010000' ;C1PCH=DAC i C1NCH=C12IN2- (RA2)

movwf CM1CON1

;Interrupcions

banksel INTCON

movlw B'11000000' ;Activo interrupcions generals i per perif.

movwf INTCON


117

banksel PIE2

bsf PIE2,C1IE ;Activo interrupcions pel comparador C1

;Variables auxiliars

banksel comptador ;Comptador per detectar amplada pols

clrf comptador

;------------------------------------------------------------------------------

; *** Programa principal ***

;------------------------------------------------------------------------------

Inici_Programa

;Reactivo interrupcions (les havia desactivat a la ISR)

banksel INTCON

movlw B'11000000'

movwf INTCON

;Mode Sleep, esta esperant wake-up per RF

sleep

banksel CMOUT

btfsc CMOUT,0 ;Es detecta si hi ha senyal RF activada

goto Activat ;Si hi ha, s'incrementa el comptador

goto Desactivat ;Si no, es pasa a comprovar el comptador

Activat ;Incrementa comptador i salta al principi

banksel comptador

incf comptador,1

goto Inici_Programa

Desactivat ;Detecta si es rep un '0' o un '1' amb el comptador

banksel comptador ;Pels cicles de rellotge, comprovo el 3r bit de

btfss comptador,2 ;menor pes, per saber quant temps ha passat

goto Detecto0 ;'0': Temps RA2 alt 500 us (33.33% del cicle)

goto Detecto1 ;'1': Temps RA2 alt 1000 us (66.67% del cicle)

Detecto0 ;Es treu un '0' pel pin RB4 (S'ha detectat un 0)

banksel PORTB

bcf PORTB,4

goto Continuar

Detecto1 ;Es treu un '1' pel pin RB4

banksel PORTB

bsf PORTB,4

goto Continuar

Continuar ;Ja s'ha detectat '0' o '1', s'esborra el comptador

banksel comptador

clrf comptador

goto Inici_Programa

6.3 Codi_Detector_.asm


118

Aquest codi està programat al microcontrolador del lector de tal manera que rep el

senyal del desmodulador el processa i només treu un 1 o 0 sense cap modulació.

;************************************************************************

******

; This file is a basic code template for code generation on the *

; PIC16F1827. This file contains the basic code building blocks to build *

; upon. *

; *

; Refer to the MPASM User's Guide for additional information on *

; features of the assembler. *

; *

; Refer to the respective data sheet for additional *

; information on the instruction set. *

; *

;************************************************************************

******

; *


; Date: *

; File Version: *

; *

; Author: *

; Company: *

; *

; *

;************************************************************************

******

; *


; *

;************************************************************************

******

; *

; Notes: *

; *

;************************************************************************

******

; *


; *

;************************************************************************

******



;------------------------------------------------------------------------------

;


119


;




; word settings.

;

;------------------------------------------------------------------------------


_MCLRE_ON & _CP_OFF & _CPD_OFF & _BOREN_OFF & _CLKOUTEN_ON &

_IESO_OFF & _FCMEN_OFF


_BORV_19 & _LVP_OFF

;------------------------------------------------------------------------------


;



;

;------------------------------------------------------------------------------

CBLOCK 0x20 ; Define GPR variable register locations

comptador2 ; User variables allocated contiguously

MYVAR2 ;

MYVAR3 ;

ENDC


SAMPLE2 EQU 0x7E ;

SAMPLE3 EQU 0x7F ;

;------------------------------------------------------------------------------


;


;

;------------------------------------------------------------------------------

DATAEE ORG 0xF000


;------------------------------------------------------------------------------

; RESET VECTOR

;------------------------------------------------------------------------------


PAGESEL START



120


;------------------------------------------------------------------------------

; INTERRUPT SERVICE ROUTINE

;------------------------------------------------------------------------------

ORG 0x0004

;------------------------------------------------------------------------------


;------------------------------------------------------------------------------

; Note the 16F1827 family automatically handles context restoration for

; W, STATUS, BSR, FSR, and PCLATH where previous templates for 16F families

; required manual restoration. Shadow registers store these SFR values, and

; shadow registers may be modified since they are readable and writable for

; modification to the context restoration.

RETFIE ; return from interrupt

;------------------------------------------------------------------------------

; MAIN PROGRAM

;------------------------------------------------------------------------------

START

;------------------------------------------------------------------------------

; PLACE USER PROGRAM HERE

;------------------------------------------------------------------------------

;------------------------------------------------------------------------------

; INICIALITZACIO DE VARIABLES I REGISTRES

;------------------------------------------------------------------------------

banksel OSCCON

bcf OSCCON,6

bsf OSCCON,5

bsf OSCCON,4

bsf OSCCON,3

;Configuracio Frequencia Rellotge intern (IRCF)

;0111 (Per defecte 500 kHz MF, aquest bloc no cal)

;Inicialitzacio PORT A

banksel PORTA

clrf PORTA

banksel LATA

clrf LATA

banksel TRISA

movlw B'00100000' ;RA5 sempre es input


121

movwf TRISA ;Tots els ports no utilitzats output

banksel ANSELA

clrf ANSELA

;Inicialitzacio PORT B

banksel TRISB

movlw B'00001000' ;RB3 entrada, resta sortides

movwf TRISB

banksel LATB

clrf LATB

banksel ANSELB

clrf ANSELB

banksel comptador2

clrf comptador2

;------------------------------------------------------------------------------

; INICI DEL PROGRAMA

;------------------------------------------------------------------------------

Inici_Programa

banksel PORTB

btfsc PORTB,3

goto Detecto1

Detecto0

banksel comptador2

incf comptador2,1

goto Inici_Programa

Detecto1

banksel comptador2

btfss comptador2,3

goto Trec0

Trec1

banksel PORTB

bsf PORTB,0

banksel comptador2

clrf comptador2

Trec0

banksel PORTB

bcf PORTB,0

banksel comptador2

clrf comptador2

goto Inici_Programa

END

Aplicació d’una FSS a un sistema RFID 7. Referències

7. Referències. [Portillo]. Javier I. Portillo García, “Tecnologia de identificación por radiofrecuencia (RFID): Aplicaciones en ámbito de la salud”. [Guevara]. Juan Sebastián Guevara Henao, “Tecnología Ultra-Wideband”.

[Lázaro2011]. Antonio Ramón, Apunts de l’assignatura “Tecnologia de Radiofreqüència i Òptica”, URV 2011 [Lazaro 2009] A.Lazaro, D.Girbau, D.Salinas, “Radio link budgets for UHF RFID on multipath environments,” IEEE Trans. On Antennas and Prop.,Vol.57, No.4, pp.1241-1251, April 2009. [Munk 2000] B.A. Munk, Frequency selective surfaces, Wiley, New York, 2000. [Munk 1971] B.A.Munk, R.G.Kouyoumjian, L.Peters, “Reflection Properties of Periodic Surfaces of Loaded

Dipoles,” IEEE Trans. On Antennas and Prop., Vol.AP-19, No.5, pp.612-617, Sep.1971 [Collin 1969] R. E. Collin and F. J. Zucker, “The receiving antenna, Antenna theory”, part 1, McGraw-Hill, New-York, 1969. [Green 1963] R. B. Green, The general theory of antenna scattering ElectroScience Laboratory, Columbus, OH, Rep. 1223-17, 1963.

aplicació d’una fss a un sistema rfid -...

Documents