ESCUELA POLITÉCNICA NACIONALFACULTAD DE INGENIERÍA ELÉCTRICA

ANÁLISIS DE MODULACIÓN ANGULAR Y CONSTRUCCIÓN

DE UN MODULADOR FM DIDÁCTICO USANDO LOS

MÉTODOS DIRECTO E INDIRECTO

TESIS PREVIA LA OBTENCIÓN DEL TITULO DE

INGENIERA EN ELECTRÓNICA Y TELECOMUNICACIONES

HELEN SOFÍA HERRERA SAAVEDRA

QUITO-ECUADOR

NOVIEMBRE DE 1995

Certifico qué el- presente trabajo detesis ha sidq^realizado -en: su totalidadpóríáSrta:. ,-

HELEÑ50FiA~tíBRRERA SAAVEDRA

Dfrecío de Tes/s

p ¿Ájfud cfite es poderoso para hacer todas lascosas mucho más abundantemente de lo ¿fue pedimos oentendemos, según el poder que actúa en nosotros, ¿kl0Í6g de los Obelos, inmortal invisible, al único sabio ^)ios sea honor p gloria por los siglos de lossiglos, 'A^mén. ((5if 3.- 20 -J^i J.-J7)

Más que un agradecimiento, mi vida a Ti, Señor Jesús.

su-amor.

ulero dejar constancia de mi gratitud al Ing. €ruj¡n Barriga, por la

ayuda desinteresada en el desarrollo y consecución del presente

trabajo, así como también a la Ing. Tañía Pérez por la valiosa

dirección prestada.

También deseo agradecer al fírea de Diseño 6lectrónico y a todas las

personas que de una u otra manera contribuyeron con mi tesis, en forma

especial a Carmlta Noriega, Nelly Lema, Carlos Herrera y Santiago Vépes,

ÍNDICE

Pag.

INTRODUCCIÓN i

CAPITULO I

1.1. Fundamento matemáticode la Modulación Angular .- 1a. Fundamento matemático

de la modulación en fase 3b. Fundamento matemático

de la modulación en frecuencia 4

1.2. Análisis espectral 6a. Análisis espectral de una señal FM . . 6

a,1. Utilizando un tono cosinusoidalcomo señal modulante . 6

a.2. Utilizando dos tonos cosinusoidalescomo señal modulante 9

b. Análisis espectral de una señal PM .12

1.3. Ancho de banda de transmisión 14a. Ancho de banda de transmisión

para una señal FM 14b. Ancho de banda de una señal PM 16

1.4. Potencia de una señalcon modulación angular .16

1.5. Transmisión de señales FM y PM a travésde redes no lineales . 16

1.6. Transmisión de señales FM y PM a travésde filtros lineales 20

CAPITULO II

TIPOS DE MODULACIÓN FM Y PM

2.1. Modulación en banda estrecha .23a. Modulación FM de banda estrecha 23b. Modulación PM de banda estrecha 27

2.2. Modulación en banda ancha 28a. Modulación FM de banda ancha 28b. Modulación PM de banda ancha 32

2.3. Modulación Gaussiana de banda ancha .33

2.4. Modulación FSK . . 38

2.5 Modulación PSK 42

CAPITULO III

TÉCNICAS DE MODULACIÓN FM Y PM

3.1. Ecuación diferencial FM . 44.

3.2. Modulación cuasiestática 50

3.3. Modulación FM directa 52a. Oscilador a cristal

modulado por un diodo varactor 53b. Modulador FM utilizando

un lazo asegurador de fase PLL .56

3.4. Modulación indirecta 57a. Moduladores de corrimiento de fase 59c. Modulador de frecuencia por comparación 60

3.5. Método de Amstrong 62

3.6. Estabilización de frecuenciapara moduladores FM y PM 63a. Realimeníación FM . . . 64b. Control automático de frecuencia 66

CAPITULO IV

DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN DEL MODULADOR DIDÁCTICO EN EL RANGODE FM

4.1. DISEÑO DEL MODULADOR FM UTILIZANDO EL MÉTODO DIRECTO

4.1.1. ETAPA DE AUDIO: SEÑALES MODULANTES 68a. Diseño del amplificador

de bajo ruido usando el LM381 69c. Diseño del filtro de audio 74d. Diseño de los osciladores internos

a400Hzy 1KHz . 75e. Diseño del circuito de control

para el oscilador externo 78f. Circuito de selección

de ¡a señal modulante 81

4.1.2. ETAPA DE GENERACIÓN DE LA SEÑAL PORTADORAa. Señal de referencia a 8.3KHz 83b. Diseño de! VCO

(Oscilador Controlado por Voltaje) 84c. Diseño del Detector de Fase y

del filio pasabajos del PLL 88d. Diseño de los contadores prograrnables

del lazo de realimentación .93

4.1.3. ETAPA DE POTENCIAa. Diseño del amplificador

de salida clase B . .97a.1. Diseño de la

Red Transformadora de Impedancias . 101b. Diseño de la etapa No.2 clase B ; . . . . . . 102

b.1, Diseño de laRed Transformadora de Impedancias . . . . . . . . . . 105

c. Diseño de Amplificador ciase A 106c.1. Diseño de! circuito fijador

a la entrada del contador MCHC4040 . . . . . . . . . 110

4.2. DISEÑO DEL MODULADOR FM UTILIZANDO EL MÉTODO INDIRECTO

4.2.1. SEÑAL FM DE BANDA ESTRECHAa. Diseño del circuito generador de la señal portadora

a 62.5 KHz y del circuito defasador en 90° . . . . . . . . . 114b. Diseño del circuito generador de la señal

modulante procesada , 116

iii

c. Diseño del modulador de amplitudcon portadora suprimida 118

d. Diseño de! circuito sumador de la señalmodulada en amplitud con la señal portadora 119

4,2.2. SEÑAL FM A 31.25 MHZa. Diseño del VCO

Oscilador Controlado por Voltaje 121b. Diseño del Detector de Fase de! PLL . 123c. Diseño de los divisores

del lazo de realimentacion de! PLL 124

4.2.3. SEÑAL FM A 93.75 MHZa. Diseño del amplificador de potencia

clase C a 93.75MHz . 126a.1. Diseño de la red de acoplamiento

de salida .129b. Diseño de la etapa de preamplificación a 93.75 MHz . .131c. Diseño del triplicador de frecuencia

de 31.25 MHz a 93.75 MHz .133d. Diseño de la etapa amplificadora que adapta la señal

de salida de! VCO a la entrada del triolicador 135

4.3. CONSTRUCCIÓN DE LOS MODULADORES DIDÁCTICOS

Método directo 138

Método indirecto 141

CAPÍTULO V

MANUAL DE OPERACIONES Y MANTENIMIENTO DEL EQUIPO,PRACTICAS SUGERIDAS PARA EL LABORATORIO, CONCLUSIONES YRECOMENDACIONES

5.1. Manual de Operaciones y Mantenimiento del Equipo 143

5.2. Practicas sugeridas para el laboratorio . 144

5.3. Conclusiones 147

5.4. Recomendaciones 150

iv

Anexo A: Hoja de datos de los principales elementos utilizadas1

Anexo B; .Circuitos impresos de las tarjetas contraídas -

V

INTRODUCCIÓN

Uno de los métodos usados para transmitir [a información de una señal debaja frecuencia es el proceso de modulación. La modulación altera uno o variosparámetros de una señal de alta frecuencia conocida como portadora en funciónde la señal que se desea transmitir conocida como modulante. Si el ángulo defase de la señal portadora varía linealmente con la señal modulante se habla dela modulación en fase (PM) y si el ángulo de fase de la seña! portadora varíalinealmente con la integral de la señal modulante, se habla de la modulación enfrecuencia (FM), en cualquiera de los casos, lo que se tiene es una modulaciónde tipo angular.

El presente trabajo proporciona la información teórica necesaria paraentender como se produce, que parámetros intervienen, cuales son lascaracterísticas y algunas técnicas del proceso de modulación angular, quepermiten realizar el diseño y construcción de un modulador con portadoras cuyasfrecuencias están en el rango de las transmisiones FM comerciales (de 88.0MHza 108.0MHz). Si bien la modulación analógica en frecuencia constituye unprocedimiento ampliamente estudiado, se diseña los moduladoresfundamentalmente con circuitos integrados dentro de las limitaciones del medio.

En el Capitulo I se detallan mediante e! análisis matemático los conceptosfundamentales de la modulación angular; e! desarrollo presenta un tratamientoindividual, sobre el espectro y ancho de banda de una señal modulada enfrecuencia y de una señal modulada en fase, para mostrar como estas señalesestán estrechamente relacionadas y que cualquier variación en la fase producenecesariamente una variación en la frecuencia y viceversa. Además, como laexpresión genera! de la señal con modulación angular resulta compleja, sedesarrolla en el dominio de la frecuencia, e! análisis del espectro y de! ancho debanda de transmisión considerando únicamente como señal modulante uno y dostonos sinusoidales, sin que esto signifique que la expresión obtenida solo-se lapuede aplicar en estos casos.

Es necesario aclarar que en el desarrollo de los numerales referentes a latransmisión de señales FM y PM a través de redes no lineales y de filtros lineales,se pretende dar al lector una idea general del comportamiento de una señal conmodulación angular cuando pasa por un circuito de estas características. Comose dijo, por la estrecha relación de las señales PM y FM, se muestra únicamenteel comportamiento de una señal modulada en frecuencia y se ve como lascaracterísticas de la señal a la entrada de estos circuitos se mantienen a la salida.

En el Capitulo II se presentan los tipos de modulación en frecuencia y enfase tanto analógicos como digitales. Se analiza de acuerdo al índice demodulación cuando se puede hablar de una modulación en banda estrecha o de

una modulación en banda ancha y se muestra la similitud de la modulación FMen banda estrecha con la modulación en amplitud con portadora suprimida.

La modulación de tipo digital se presenta sin considerar un análisisprofundo sino como un ejemplo de la aplicación de los conceptos fundamentalesde la modulación analógica con modulantes digitales y para visualizar laimportancia y permanencia de esta técnica a pesar del tiempo transcurrido desdesu desarrollo.

El capítulo 11 pretende dar las bases de las técnicas de modulaciónanalizadas en el Capitulo III que son las que se implementarán en la práctica deacuerdo a los requerimientos de frecuencia y potencia.

En el Capítulo III se presentan además métodos de estabilización enfrecuencia para la señal modulada como parte fundamental de cualquier circuitoy se elige el método directo e indirecto para e! diseño y construcción de losmoduladores FM que aparece en el Capítulo IV.

Se debe indicar que si bien en el Capitulo IV se habla de diseño delmodulador didáctico FM, debido a las interferencias que ocasiona la conmutaciónde señales en la parte de alta frecuencia y por e! tamaño físico que demanda uncircuito con todas estas especificaciones, se diseña y se describe la forma deconstrucción de dos moduladores didácticos, FM directo y FM indirecto porseparado.

El Capítulo V detalla la forma de utilización de los moduladores y lasprecauciones que se deben seguir para no dañar el equipo, así corno laslimitaciones determinadas experimentalmente sin que esto signifique que deja decumplir con uno de los objetivos planteados que es permitir el estudio práctico dela modulación analógica en frecuencia usando un modulo didáctico. Ademáscomo parte final, se sugieren prácticas para el laboratorio que el usuario delequipo puede realizar y cuya ejecución esta condicionada a la disponibilidad delequipo de medición necesario.

CONCEPTOS FUNDAMENTALES DE LA MODULACIÓNEN FRECUENCIA Y EN EASE

1.1 Fundamento matemático de la modulación angular

1.2 Análisis espectral

1.3 Ancho de banda de transmisión

1.4 Potencia de una señal con modulación angular

1.5 Transmisión de señales FM y PM a través de redes nolineales

1.6 Transmisión de señales FM y PM a través de filtroslineales

CAPITULO

CONCEPTOS FUNDAMENTALES DE LA MODULACIÓN ENFRECUENCIA Y EN FASE

Para transferir e! contenido de información de señales de baja frecuencia a unaonda portadora de radio frecuencia antes de ser transmitida se utiliza el procesode modulación.

La modulación permite que cualquier parámetro de una señal denominadaportadora de forma conocida, varíe proporcionalmente a otra señal denominadamodulante o de información. El proceso exige que la frecuencia de la señalportadora sea mayor que la frecuencia de la señal modulante.

Cuando los parámetros que varían en la señal portadora son el ángulo de fase ola frecuencia, ocurre el proceso de modulación angular y como la onda puederepresentarse en forma de un fasor porque es una función exponencial delmensaje, se le conoce también como modulación exponencia!, esto es

= A eos 6(f) = Re [A

Si en el argumento 8(t) de la función sinusoidal se incluye un término que varíaproporcionalmente con la señal modulante o de información, el resultado es lamodulación en fase y si el argumento varía haciendo que la diferencia entre lafrecuencia instantánea o)¡(t) de 4>(t) expresada en radianes por segundo y lafrecuencia de la portadora sin modular sea proporcional a la señal modulante, eiresultado es la modulación en frecuencia.

Como la modulación exponencial no es un proceso lineal, e! espectro de la señalmodulada no es una simple traslación del espectro en banda base a una frecuenciamas alta ni e! ancho de banda de transmisión igual a dos veces el ancho de bandade! mensaje como en e! caso de la modulación lineal.

En este proceso, la amplitud de la portadora permanece constante y e! rendimientose puede mejorar sin incrementar la potencia de transmisión.

1.1.- FUNDAMENTO MATEMÁTICO DE LA MODULACIÓN ANGULAR:

El proceso que adecúa la señal portadora mediante la modulación,para transmitir información, requiere de análisis cuantitativos que permiten,que los conceptos y resultados que se obtengan sean captadosintuitivamente y comprendidos en su totalidad.

Para iniciar el análisis matemático, se considera una seña! sinusoidal cj)(t)

1

cuyo ángulo o fase no se ven afectados por ninguna señal, que toma elnombre de señal portadora de la forma:

=A eos

Si esta señal cambia su frecuencia en intervalos de tiempo definidos porvariaciones de otra señal (señal modulante f(t)), como en el caso de laFig.No.1.1, la nueva señal se especifica como;

= A eos ü)c"f para O < t < T y

cf)(í) =A eos Wc t para T < t < 2T

T 2T t

A (\1 T

/ U Ui

VA A A fi ]fui/u y

Gráfico de la frecuencia Instantánea en función del tiempo

Fig. No.1.1

Los cambios en la frecuencia hacen que la señal no se defina como unasinusoide en forma estricta sino que se describa como una sinusoidegeneralizada de la forma:

c{)(f) = A eos [Cücf + Y(Í)]

donde [cúct + y(t)] es la fase total de la portadora, y(t) es la fase incrementalo desviación de fase, que contiene la información de la señal modulante ycoc es la frecuencia angular constante.

En el caso de que la señal sea una sinusoide ordinaria,

(j)(f) =A eos 9 (í)

donc/e 8(í) = cocf + Y0

y la frecuencia angular constante coc se define como:

dt

Pero si la señal es la sinusoide generalizada, la derivada con respecto altiempo de la fase o argumento se define como la frecuencia angularinstantánea to¡ únicamente en ese instante de tiempo:

dt s

cú,(f) = 2nf.(f)

tú. (i) = 03c + Y(Í)Ec. 1.1

Escrito en otra forma 8(t) en términos de co¡ es igual a:

Ec. 1.2

donde 8nes la fase inicial constante.•'o

Como se ve, el argumento de la señal sinusoidal se puede describir no soloen términos del ángulo de fase sino de la frecuencia Ec.1.2.

La relación lineal de la señal modulante f(t) con uno de estos parámetros dalugar a la modulación en fase (PM) o en frecuencia (FM) respectivamente,donde la amplitud de la señal portadora es constante.

a. Fundamento matemático de la modulación en fase:

En la modulación de fase, la variación de fase instantánea de la señalmodulada respecto a la onda sin modular es directamente proporcional a laamplitud de la señal modulante.

8(0 = tocf + A9f(í) +G0 [rad]

donde Ae corresponde físicamente a la máxima desviación de fase quepuede tener la frecuencia portadora con respecto a su valor central, debidaa la máxima amplitud de la señal modulante y se expresa en radianes; coct+ 60 es la fase en ausencia de modulación también expresada en radianes.La velocidad angular instantánea en este caso es:

d9dt

AAcdf(t) rad,

L* .dt s

Ec. 1.3

y la señal modulada en fase se expresa como:

Ec. 1.4

El valor no modulado de 6(t) aumenta linealmente con el tiempo y ladesviación de fase de acuerdo a f(t). Un gráfico de la variación de G(t) y co¡con respecto al tiempo para una señal PM se muestra en la Fig.No.1.2.

Fig,No.1.28(t) y u, en función dei tiempo para una señal PM

b. Fundamento matemático de la modulación en frecuencia:

En la modulación en frecuencia, la variación de la frecuenciainstantánea respecto de la frecuencia portadora es directamenteproporciona! a la amplitud de la señal modulante:

(ü, - ü)c = 2 TT Kf a

Kf a = Af

donde Af corresponde físicamente a la máxima desviación de frecuencia deuna señal FM expresada en radianes sobre segundo, debida al voltajemodulante pico (a), CÚG es la frecuencia angular en ausencia de la señalmodulante, también expresada en radianes sobre segundo y el ángulo defase es;

K, f(T) dr + 9D [rad]

que da lugar a la expresión para una onda modulada en frecuencia de laforma:

= A eos [ü)cf + í 2T7K, f(T) dT + 6o] EC. 1.5

o

En la modulación en frecuencia el ángulo de fase de la señal portadora varíalinealmente con la integral de la señal modulante. El gráfico de la Fig.No.1.3muestra la variación de 8(t) y co¡(t) con respecto al tiempo para una señalFM.

f [t] 'A A A

ÍFM W

Fig. No.1.38(t) y w, en función del tiempo para una señal FM

1.2.- ANÁLISIS ESPECTRAL:

Ei análisis espectral permite dar una descripción en el dominio de lafrecuencia de las ondas estudiadas. Debido a lo complejo del espectro enla modulación angular este análisis se lo hace considerando señalesmodulantes conocidas.

a. Análisis espectral de una señal FM:

a.1. Utilizando un tono cosenoidal como señal modulante:

Para el análisis espectral de una señal FM se considera la señalmodulante f(t) de la forma:

f(f) = a eos comf

La integral de esta señal que se reemplaza en la Ec.1.5 esta dadapor:

í /

- ff(f)df = a icos comf dto

asen Cu t

m

y si se asume 8Q = O , se tiene:

a 2rr K,$(t)FM = A cosfcoj + 1 sen u f ]

com

Af incluye la máxima amplitud de la senal modulante (a). La relaciónentre la desviación máxima de la portadora y la señal de frecuenciaü3mse denomina índice de modulación de frecuencia pf :

2nAf Af o

se define únicamente para la modulación con un tono, entonces:

=A eos [cúcí + Pfsen Cüfflí] EC. 1.6

Utilizando la identidad trigonométrica

cos(a + b) - eos a eos b - sen a sen b

para la ecuación 1 .6, se tiene;

= A Icos wcf cos(Pf sen Cümf) - sen d)cí señasen cúmf)]

Ec.1.7

Las funciones;

f sen (üm y s e n ^ sen (üm

son periódicas en cüm y pueden ser expandidas mediante series deFourier de la forma:

sen comí) = 2 Jn(P¿ sen n ü)ff lf

n/mpar Ec.1.9

sen Cümí) = J0($f) + 2 ^n(Pr) cos n ^m^

Ec.1,8

donde n es un valor positivo y

n

J (P,) A / e cfA Ec. 1.10n ' 2n J

-n

con A = comt

El coeficiente Jn(pf) se llama función de Besse! de primera clase, deorden n y argumento pf; n es un número entero positivo o negativo yPf es-una variable continua de valor positivo.

La adición de la ecuación 1.10 a las ecuaciones 1.8 y 1.9 aumentala dificultad en las expansiones trigonométricas y el resultadoproduce una expresión para la señal FM de la forma;

E A <AA)[cos(cuc + neo Jí - cos(wc - neo Jf]n Impar

A J (P,)[COS(CO + flCD )f + COS(GÚ -

de las propiedades de las funciones de Bessel,

se reduce la expresión anterior a:

En=-™

cos(ü) Cüjf

0.8 Portadorala, frecuencia lateral

a i.Q n 12 13 u 15

Fig.No.1.4Coeficientes de Bessel para las componentes espectrales

en la modulación de fase y de frecuencia

La ecuación anteriores la representación matemática de una ondade amplitud constante cuya frecuencia instantánea varíasinusoidalmente.

El espectro FM consiste de un pulso que es la frecuencia portadoramás un número infinito de pulsos que son las bandas lateralesubicadas simétricamente con respecto a la portadora a lasfrecuencias fc±nfm. La amplitud relativa de estas componentes está

dada por los coeficientes Jn((3) mostrados en la Fig.No.1.4.

La amplitud relativa de la señal portadora [A J0(Pf) eos coct] de unaseñal FM varía con e! índice de modulación y por lo tanto depende dela información del mensaje, de esta forma para índices demodulación (3f igual a 2.4 o 5.5, la amplitud de la portadora se hacecero. Así como el caso de la componente portadora, ocurre tambiénpara las frecuencias laterales que dependen de la señal portadorapara estar presentes o ser eliminadas.

En la Fig.No.1.5 se ilustra el espectro de una onda FM, a medida queAf aumenta (se considera un aumento en Af cuando se produce unaumento en la amplitud de la señal modulante), para fm constante, eneste caso (3f aumenta. Si (3f crece, el número de coeficientes deBessel aumenta lo que origina un mayor número de pulsos en elespectro (Fíg.No.1.5(a)). Cuando la frecuencia cúm=2nfm disminuye,para Af constante, J3f también aumenta , si (Acrece, el número decoeficientes de Besse! de valor significativo y el número de pulsos enel espectro también lo hacen (Fig.No.1.5(b)).

En cualquiera de los casos, a medida que aumenta la amplitud o ¡afrecuencia de la señal modulante, aumenta el ancho de banda de laseñal FM.

a.2. Utilizando dos tonos cosenoidales como señal modulante:

Para el análisis espectral de este tipo de modulación, se consideraa la señal f(t) de la forma:

f(í) = yA1 eos (ú.jf + A2 eos Cú2f

donde co., y co2no están relacionadas armónicamente, 4>(t) FMse puedeescribir entonces como:

í f • /

íf(t) dt = A1 [eos C01 tdt + A2 [eos co2 t dt

0 0 O

= P1 sen Cü1 t + P2 sen Cü2 t

= A eos [ü)cí + (Pt sen ü)1 t + P2 sen C02 f)]

§(t)FM = A [eos ü3cf eos (a1 + oc2) - sen (Ocí sen (a1 + a2)]

A-Z

= 20

Variación de la amplitud

de la señal modulante

au AW

.8=1

A-Z

,3 = 5

ib]

Variación de la frecuencia

de la señal modulante

Fig. No. 1.5Espectro de una señal modulada en frecuencia

= A [eos (ücf (cosa1 cosa2 -

- sen Cúcí (sena1 cosa2 + eos a1 sen a2)]

a1 = P1 sen co^ a2 = (32 sen co2í

y

Un análisis similar al de la modulación con un tono permite llegar ala expresión:

Ec.1.11

La amplitud de la portadora de acuerdo al espectro de frecuencia deesta señal, será A J0(pn) J0(P2)¡ existen bandas laterales ubicadas enfc ± nf, y f c ± mf 2 debidas a cada uno de los tonos y f c ± nf n ± mf2

10

debidas a la acción conjunta de los dos tonos, donde n y m tomantodos los valores enteros. Los términos de la Ec.1.11 muestran quelas bandas laterales a cada lado de la portadora no se encuentranubicadas en forma simétrica, ni la separación entre ellas esconstante, debido a la combinación de n y m que da lugar a fasesdistintas.

Además, el espectro de frecuencia resultante no es la superposiciónde los espectros que la portadora tendría al ser moduladaindependientemente por cada uno de los'tonos.

Ni aún relacionados armónicamente los dos tonos modulantes setiene simétrico el espectro por lo que se requieren ambas bandaslaterales para una correcta demodulación como se aprecia en laFig.No.1.6.

f(t) = ¿i w eos F(t)

o.e -0.4 -i0.2 -

J.

fif = 1000Hz= 500HZ

f (KHz)

-4 -3 -2

f(t) = a w eos w2t = & w cosíw^t

* W o \ Nv y

I

O.G -

0.4-

0,2-•

2f, = 1000Hz

I f(KHz)

-4 -3 -2 -1

f(t)= úW eos w,t-f a.w eos 2w,t

v

0.8-

10.4-

.2-f (KHz)

Fig. No. 1.6Distribuciones simétricas y asimétricas de bandas laterales de una onda FM

En la Figura 1.4 (componentes de Bessel) también se puede ver quela amplitud de la portadora [J0((3f)] y de las bandas laterales [J-Í3)] ,

11

varían de acuerdo al índice de modulación y por lo tanto dependende la amplitud y frecuencia de la señal modulante, aunque lapotencia total de la onda modulada permanece constante, encontraste con la modulación lineal.

b. Análisis espectral de una señal PM:

Para realizar el análisis espectral de una señal PM, se utiliza porconveniencia un tono modulante sinusoidal que permita hacer unacomparación de este espectro con el espectro FM, de la forma:

f(f) = a sen (ümf

Reemplazando esta ecuación en la Ec.1 .6 y asumiendo 00 = O, se tiene:

^(OpM = A c°s(ü)cf + Ae a sen Cümf)

8(f) = Ae a sen comí

Ec.1.12

si se reemplaza a Ae por p

se tiene: §(t)PM = A cos(Cücf + (3 sen Cu t)

Ec.1.12

La Ec.1.12 es idéntica a la Ec.1.6, el mismo procedimiento utilizado en elanálisis del espectro FM muestra que una señal PM tiene el mismo espectroque una señal FM para índices de moduiación iguales.

A pesar de que las señales modulantes fueron una coseno y un seno, Jadistribución de potencia .en el espectro de una onda FM o PM esindependiente de la fase' absoluta de la forma de onda modulante. Estosignifica que señales modulantes con 90° de diferencia producen señalesFM y PM idénticas, se ve además que el índice de modulación de fase Pp

no depende de la frecuencia del tono modulante como ocurre con el índicede modulación de frecuencia pero si depende de su amplitud.

Para no tener ambigüedades en el proceso de demodulación, es importanteconsiderar el rango de variación de la fase [6(t)]( de la señal 4>(t)PM con el

valor:

Esta restricción es similar a la que se realiza para el índice de modulación

12

de una sene! AM (m<1).

Un diagrama fasorial de la señal modulada angularmente con una portadorasinusoidal conocida, permite apreciar como se combinan los términos de laserie de Fourier para producir una señal con amplitud constante; con laportadora de amplitud [J0(Pf)] como referencia, se traza la frecuencia lateralsuperior en fc + como un fasor con amplitud [J-/PÍ)] girando en sentidocontrario a las manecillas del reloj a una frecuencia en radianes com ,mientras que la frecuencia lateral inferior en fc - fm se traza como un fasorcon amplitud [- J-,((3f)] girando en ei sentido de las manecillas del reloj a unafrecuencia -comen radianes, la suma da como resultado un fasor en el eje y.Para los fasores de frecuencia latera! fc ± 2fm , con un procedimiento comoe! explicado dan sumados un fasor solo en el eje x, de igual forma ocurrecon el resto de frecuencias laterales, donde si son de orden par son siemprecolineales con el fasor de portadora, mientras de las de orden impar sesuman en ángulos rectos a la portadora.

El fasor de la señal portadora es estacionario mientras que las componentesgiran respecto de la portadora.

Fasor Portadora

Fasor 1-Banda Lateral Jr,[,8]

u, % 2wm

-2wra

Fasor 228anda Lateral

c í

Componentes fasíj Fíalesde.una señal modulada en ángulo

Fig. No. 1.7Diagrama fasorial de una señal con modulación angular

13

1,3.- ANCHO DE BANDA DE TRANSMISIÓN:

a. Ancho de banda de transmisión para una señal FM:

Teóricamente el ancho de banda de una señal FM es infinito, debidoa las múltiples componentes espectrales que se generan por todos loscoeficientes de Bessel que aparecen en la expresión de la señal FM, por lotanto se requieren sistemas con anchos de banda infinitos o mensajes conanchos de banda limitados para lograr la transmisión de una señal FM pura;sin embargo, debido al pequeño valor de los coeficientes de Bessel en lascomponentes de orden superior, estas pueden ser eliminadas porque lamayor parte de la energía de la portadora modulada en frecuencia estácontenida en ¡as componentes espectrales significativas, que determina unancho de banda finito para la señal FM.

Para establecer cuáles son las componentes que se eliminan, convieneobservar la variación de las componentes con el índice de modulación y ladistorsión que puede ser tolerada en una aplicación específica porque alomitir parte del espectro, se introduce distorsión en la señal demodulada.

0.4

Fig. No. 1.8Valor de los Coeficientes de Bessel

en función de la relación n/p

a.1. Si pf es grande:

En la Fig. 1.8, se ve que Jn(pf) donde n es el orden del coeficiente deBessei, decrece rápidamente para valores de n/pf >1,especialmente para pf » 1. Si Pf es grande, significativopara n < pft (se considera como significativos, aquellos coeficientes

14

cuya amplitud es por lo menos el 1% de la portadora no modulada)y las componentes significativas están contenidas en un rango defrecuencia BW igual a:

BW = 2 Af

a.2. Si (3f es pequeño:

Cuando pf es pequeño, los coeficientes de Bessel también se hacenpequeños y las componentes espectrales se vuelven despreciablescomparadas con la portadora especialmente para pf« 1, puesto queJ0(Pf) » Jn,0(pf) entonces:

BW =

como mínimo valor considerando por lo menos las bandas lateralesde primer orden.

Para valores de pf intermedios, el ancho de banda, es aquel quecontiene las componentes que tengan una amplitud relativa Jn(pf)[> e con 0.001 < e< 0.1.

Para todos los casos, BW es el ancho de banda mínimo necesario para lamodulación con un tono de amplitud y frecuencia específica. El ancho debanda de transmisión FM cuando la señal modulante tiene una frecuenciamáxima fm, está determinado por ia regla de Carson [9]:

La mayoría de sistemas reales FM el índice de modulación p es mayor que2 y la regla de Carson no aprecia el valor mínimo del ancho de banda detransmisión, una mejor aproximación para e! diseño de equipos se hace conBW igual a:

15

b. Ancho de banda de una señal PM:

Como el análisis espectral de la seña! PM es similar al de la señalFM, el cálculo del ancho de banda para la señal PM sigue el mismo procesoque el realizado para la seña! FM. En general e! ancho de banda detransmisión PM con una señal modulante de frecuencia máxima fm es:

1.4.- POTENCIA DE UNA SEÑAL CON MODULACIÓN ANGULAR:

Cuando se trata de una señal modulada en ángulo, la amplitud permanececonstante e independiente del índice de modulación, por lo tanto, la potenciade esta señal es constante e independiente del grado de modulación.De la expresión para una señal FM o PM se determina la potencia sumandolas contribuciones de las diversas componentes de frecuencia, así:

ñ— Ap 2 (t\ _r FMIPM W „

2

La suma de los coeficientes de Bessel es igual a 1 para cualquier valor dePfl entonces:

La potencia total de la onda FM o PM es equivalente a la potencia de laportadora sin modular A2/2. Si se elige un índice de modulación adecuado,la señal portadora, puede hacerse tan pequeña que ¡a mayor cantidad depotencia este contenida en las componentes de banda lateral, aumentandola eficiencia de transmisión. A medida que el índice de modulación pf

aumenta, crece el número de bandas laterales y J0(pf) disminuye, lo queincrementa la eficiencia de transmisión.

1.5.- TRANSMISIÓN DE SEÑALES FM Y PM A TRAVÉS DE REDES NOLINEALES:

Cuando una señal FM de la forma:

ffj)(f) = A COS[OJcf + 2TT Kf f f(T) dt]

° Ec. 1.13

16

pasa a través de un dispositivo no lineal, la señal resultante contiene lamisma información de frecuencia instantánea que la seña! FM original,porque se comporta como si se tratara de una señal sinusoidal defrecuencia única. La salida c|>0(t) de un circuito no lineal puede ser expandidocomo una serie de Fourier de un conjunto de ondas FM de la forma:

E an cos

Ec. 1.14

donde los coeficientes son exactamente los mismos que serían obtenidossi el circuito es alimentado por; A cos coct [2]. La expansión en esta serie deFourier muestra que una señal proporcional a la señal FM original con lamisma frecuencia instantánea, puede ser obtenida filtrando lascomponentes de $0(t) que están centradas alrededor de la frecuencia coc. Siel circuito no lineal hace que a., sea independiente de A y de igual forma lasalida del filtro de banda estrecha que se quiera utilizar, se tiene comoresultado un efectivo limitador FM. Si un filtro de banda estrecha esempleado para extraer las componentes de <J)0(t) centradas alrededor de lafrecuencia ncoc se obtiene una señal FM con una frecuencia instantáneaproporcional a f(t) pero con n veces la desviación de frecuencia y n vecesla frecuencia portadora de

Esta técnica encuentra una amplia aplicación mediante el uso de unmultiplicador de frecuencia (cuya característica de transferencia es nolineal), cuando se requiere de una gran desviación de frecuencia y lamáxima desviación disponible, producida por un modulador FM es menorque el valor especificado. Si la multiplicación de la frecuencia portadoraanáloga produce una desviación de frecuencia no deseada, se puederealizar el heterodinaje de la portadora a la frecuencia deseada después dellegar a la desviación de frecuencia requerida.

Para demostrar la validez de la Ec.1.14 se asume que cj)(t) dada por laEc.1.13 pasa a través de un dispositivo no lineal, dado que c|>(t) es engeneral una señal no periódica en el tiempo, 4>0 = F(t}>) también será noperiódica en el tiempo lo que hace que una simple expansión en series deFourier de 4>0(t) no sea posible. Sin embargo se puede decir que 4>(t) esperiódica con período T-2rr/coc en un intervalo de tiempo cp(t) igual a:

rfCr)cTfc

y que puede expresarse como una función de cp de la forma:

17

lo que significa que (j)(t) está dada por;

Ec.1.16

por lo tanto, 4>0(t) = 4>01(q>) - F^^cp)] es una función periódica en cp y puedeser expandida en series de Fourier en ó de la forma:

/ -Jn=1

cos

Ec. 1.17

Si cp dada por la Ec.1.15, es sustituida en la Ec.1.17 se tiene la Ec.1.14:

Los coeficientes an en la Ec.1.17 y 1.14 son los coeficientes de la serie deFourier de la salida de un dispositivo no lineal cuando la entrada es unaseñal cosenoidal de frecuencia CÚG y amplitud A, por lo tanto, los resultadospara entradas cosenoidales en dispositivos no lineales, se pueden aplicardirectamente para señales FM.

Si a la salida de un dispositivo no linea! se desea recobrar una señal FMproporcional a una señal de entrada FM, se debe separar la componentefundamenta! FM de d>0(t) de todas las componentes FM de efe (t) de ordensuperior.

,0 (w)

Desviación: a wíndice de modulación : J&

Desviación : a w3 -índice de modulación : .£3 =3.6

índice de modulación : .3, = 2 J5

Fig. No.1.9Espectro de una señal con modulación angular a través de una red no

l ineal

La Fig,1.9 ilustra el espectro de frecuencia de c)>0(t) en eí cual efe (w) es latransformada de Fourier de (}>0(t). Esta figura muestra que la componente

18

fundamental FM de 4>0(t) puede ser filtrada siempre que

BW , ,! + - - < Cu

Ec. 1.18

donde BW.J es el ancho de banda total de la componente fundamental FMde c|)0(t) y BW2 es el ancho de banda total de la segunda armónica de 60(t).Como co2 = 2 to-j, se puede expresar la Ec.1.18 en forma equivalente a:

BW

2Aoú1 2AüX

donde D es la máxima relación de la desviación de frecuencia con respectoa la frecuencia portadora. La Fig.1.10 muestra la curva de Dmáx como unafunción de P, mediante ía cual se puede determinar si una señal FM puedeser obtenida a la salida de un dispositivo no lineal por filtraje. Es decir,conociendo Aco/O3cy p para una señal FM se ubica un punto en e! gráfico, sieste punto se localiza debajo de la curva una señal FM directamenteproporcional a una entrada FM se puede obtener a la salida de undispositivo no lineal a través de un filtro pasabandas.

0.60.5 -I0.40.30.20.1

'maxRelación límite para separar la componente

fundamental de la tercera armónica

Relación límite para separar la componentefundamental de la segunda armónica

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

Fig. No.1.10

Gráfico de Dmáx en función de p

Si las señales FM no son sinusoidales (por ejemplo señales cuadradas otriangulares), la señal resultante a la salida del dispositivo no lineal contienela misma información de frecuencia instantánea que la señal FM original.Esto sugiere que una onda FM cuadrada o una FM triangular generadas por

19

dispositivos digitales, den lugar a señales sinusoidales FM por ultraje (apartir de una onda FM cuadrada) o por procesos no lineales (a partir de una

- onda FM triangular).

1.6.- TRANSMISIÓN DE SEÑALES FM Y PM A TRAVÉS DE FILTROSLINEALES:

Se ha visto en las secciones anteriores que la desviación defrecuencia o el cambio de frecuencia de una señal portadora modulada enfrecuencia no tiene limitación y puede tomar valores sumamente grandes,lo que no ocurre con el índice de modulación de una señal AM , esto haceque cualquier filtro considerado lineal actúe en forma irregular porque laseñal alcanza la región no lineal de un filtro lineal real. Para evitar que estosuceda se determinará el máximo valor de wm o ¡a máxima frecuencia deoperación de la señal modulante hasta donde f(t) varía lentamente encomparación con la duración de la respuesta impulso de un filtro lineal(denominada condición cuasi-estática) que provoca una señal FM a la salidadel filtro de la forma

$o.fm =A\ lJ®¡(t) ]\s (cy + Aw [f (T) c/T -i-argH [jtof(t)] 1

o

Ec.1.19

donde la función de trasferencia de! filtro tiene el módulo H[jü)¡(t)] y elargumento (arg H0"w¡(t)]).

La validez de la Ec.1.19 requiere de un proceso matemático que puedehacer perder la idea general del tema; para evitar esto, se aplicará laEc.1.19 y la expresión obtenida para determinar el máximo valor de fm [2] deuna señal FM de la forma:

=A cos [ U f + f ] =4 Re

IJJ(f) = ACÓ ff(T)dT

que ingresa a un filtro lineal RLC con una función de transferencia de laforma H(jcü) = Z1n(jü)) que se define como:

20

donde

_R

Gú - Cu,Cu >'0

a

Gú = a =LC

Para determinar el máximo valor de la seña! modulante) con la aclaraciónhecha, se aplica la expresión

« 1

Ec.1.20

$(t)2

X

máx

d 2 H [ / c o , ( f ) ]

dcú2

H [ ( / ü J . ( f ) ]

Para ei ejemplo propuesto se tiene:

c/co

máx

Si se supone e! peor caso cuando la señal modulante liega a la frecuenciafm, f(t) - eos comt

i//(t) = ACÚ eos yj (t ) = - ACÜ Cúm sen comf

lo que significa que

a2 P aAcó < 1a ~ 2

asumiendo la expresión mucho menor ( « ) como 1/20 y p=5 (como si se

21

tratara de una transmisión FM comercial).

Sin embargo aunque la Ec.1.20 fue determinada considerando restriccionesen e! valor de la frecuencia de f(t) (lenta en relación a la señal portadora) sepuede ver que si 2Aco « a , donde a representa el ancho de banda delfiltro lineal a -3dB, f(t) puede variar rápidamente sin que se destruya lavalidez de la Ec.1.19.

22

TIPOS DE MODULACIÓN PM Y PM

2.1 Modulación en banda estrecha

2.2 Modulación en banda ancha

2.3 Modulación Gaussiana de banda ancha

2.4 Modulación FSK

2.5 Modulación PSK

CAPITULO 11

TIPOS DE MODULACIÓN FM Y PM

De acuerdo al valor del índice de modulación [3, las señales moduladas en fase oen frecuencia se definen como de banda ancha o de banda estrechaestableciéndose el límite máximo para (5 entre estos dos tipos de modulación igualal valor de 0.6.

Aunque el análisis matemático para la modulación en banda estrecha es mássencillo que para la de banda ancha y semejante a la modulación en amplitud conportadora suprimida, desde el punto de vista práctico no es tan conveniente comola modulación en banda ancha porque la relación señal a ruido no aumenta y essimiiar a la de una señal AM. Por esta razón, la modulación en banda estrecha seutiliza como parte de otro tipo de modulación angular hasta obtener el índice demodulación y desviación-de frecuencia mayores. Tanto la modulación en bandaancha como la modulación en banda estrecha constituyen la base conceptual dediferentes técnicas de modulación.

Si la señal modulante en el proceso de modulación angular se describe como unafunción con cierta probabilidad y esta probabilidad tiene una distribución de Gauss,la modulación toma el nombre de modulación gaussiana; este tipo de modulaciónpermite describir en forma simple la potencia de una señal aleatoria en el dominiode la frecuencia en términos de la función densidad de probabilidad px(X) (fdp) dela señal modulante.

La modulación angular no solo se emplea cuando la información que se deseatransmitir es analógica sino también cuando las señales son de tipo digital. En estecaso el proceso toma el nombre de modulación digital de fase o de frecuencia, querequiere un desarrollo matemático con igual complejidad que en los casosanteriores. Este tipo de modulación es utilizado ampliamente en la actualidad porlas ventajas que se presentan al digitalizar una señal.

2.1.- MODULACIÓN EN BANDA ESTRECHA:

a. Modulación FM de banda estrecha NBFM (Narrow BandFrequency Modulation) :

Cuando el índice de modulación de una señal FM ((3), toma valoresmuy pequeños, el número de componentes de la señal en e! espectro sereduce considerablemente provocando un estrechamiento en el ancho debanda, bajo esta restricción la modulación toma el nombre de modulaciónFM de banda estrecha. Por lo tanto, la condición necesaria para este tipo deseñales es p « 1.

23

A partir de la Ec.1.6 que describe la seña! FM con un tono cosenoidal encalidad de modulante se desarrolla la expresión de una señal de bandaestrecha considerando las restricciones expuestas en la siguiente forma:

FM = A [eos 03c í eos (Pf sen Cüm t )

- sen Cúc t sen ($fsen (ü f )]

S/ p^ « 1 =» eos (pf ser? 0)m t

y sen ($fsen Cüm f ) ~

La ecuación 1.6 se reduce a:

4>(f )FM = vA (eos Güc f - Pr sen ü3c t sen ü)m í )Ec.2.1

La expresión (JK^FM tiene la forma similar a la de una señal modulada enamplitud por una modulante f(t) = sen comt de la forma:

$AM (O = A (eos Cüc t + m f (t) eos Cüc t )

$AM ^ ) = A (COS ^c t * m Sen ®m t COS Wc f )Ec.2.2

Lo que significa que la señal que actúa como modulante en la expresión FMes la integral de la señal modulante de la expresión AM. 4>(t)FM contiene unaportadora origina! sin modular y dos bandas laterales alrededor de coc quedetermina un ancho de banda FM igual a 2fm .

Si en lugar de un tono, se utiliza como modulante una señal cualquiera f(t)y si se asume como integral de esta señal a la función g(t), la expresióngeneral de la señal FM se escribe de la siguiente forma:

í

f f (t) = g (t) y 2rr Af = K , tenemos:

o

(J)(f ) = A (eos co t + K g (t ))

24

si $f « 1 **• K g ( f) « 1

4>(f) = A (eos ü) f - K g (í) sen w c f )

Al igual que en el caso de la modulación con un tono, el espectro de estaseñal consiste de la portadora mas dos bandas laterales, cada banda conel espectro de la señal g(t), donde el ancho de banda es 2B Hertz, siendoB la componente de mayor frecuencia de g(t).

El efecto que ocasiona la variación de amplitud de la señal modulante en lafrecuencia instantánea de la señal NBFM (Narrow Band FrequencyModulation) es despreciable y la densidad espectral FM depende de ladensidad espectral de la señal moduladora.

Si bien AM y FM de banda estrecha tienen espectros de frecuenciasimilares, sus procedimientos de modulación son diferentes puesto que losparámetros que se alteran en la modulación no son los mismos. Estadiferencia se aprecia comparando las Ec.(2.1 y 2.2) en las que, el términode las bandas laterales aparece en cuadratura para la señal NBFM y enfase para la señal AM.

'-.. -fi/2

Portadora = 1

"\)

.& sen wmt

Resuftarite

(a) (b)

Fig. No. 2.1Representación fasorial de la señal (a) AM (b) NBFM

Si la Ec.2.1 se reescribe de la siguiente forma :

25

= ^ (eos Uc f - (3, sen uc f sen Cüm í

r= A [eos túc f - -i- [eos (0)c - Cúm )f - (Oúc + Cüm )f ] ]c

= Re [A e J c (1 - — e J m + —2 2

donde Re[] es la parte real de la expresión entre paréntesis, e1'"0* se puederepresentar como un vector unitario rotando a la velocidad CÜG rad/s mas loscambios debido a los tres términos del paréntesis.

Suprimiendo la rotación producida por túc, los términos del paréntesis serepresentan como tres vectores tal como se indica en la Fig.No.2.1(b).

El vector resultante de las bandas laterales girando a una velocidad comenforma perpendicular ai vector fc , tiene una fase distinta ai vector querepresenta la señal no modulada aunque su amplitud permanece casiinvariable. A medida que el tamaño de las bandas laterales en la señalNBFM aumenta, la desviación de fase aumenta y la variación en amplituddeja de ser imperceptible, provocando que la señal NBFM pase a ser unaseñal AM.

De igual forma reescribiendo la Ec.2.2 como en el proceso anterior se tiene:

c()AM ( f ) = A (eos ü)c t + m f ( t ) eos Cüc t )

= A ( eos ü)c t + — [eos (Cüc + ü)m )í + eos (COC - wm )í ] }

^ R e í / l e " ( 1 + - e - e - « ) ]2 2

La representación vectorial de los tres términos del paréntesis aparece enla Fig.No.2,1(a), el vector resultante de las bandas laterales girando avelocidad com es colineal con el término de ía portadora fc variandoúnicamente en amplitud.

En general una señal NBFM no presenta gran ventaja sobre la modulaciónlineal con respecto a su funcionamiento en presencia de ruido,consecuentemente, no es usado para propósitos de transmisión pero sicomo paso intermedio para la generación de señales FM de banda ancha.El diagrama de bloques de un modulador NBFM se presenta en laFig.No.2.2.:

26

Fig. No. 2.2Generación de una señal NBFM

b. Modulación PM de banda estrecha NBPM (Narrow Band PhaseModulation) :

Se considera una señal modulada en fase como de banda estrecha,si la desviación de fase es mucho menor que n/2.

A partir de la ecuación general de ¡a señal PM desarrollada en el Capítuloí numeral 1.1. (a) y con la restricción señalada, se tiene la expresión para laseñal NBPM de la forma:

cj>(f )PM = A [eos u c t eos (Ae f ( t ) ) - sen coc f sen (AB f (t ))]

A9« n/2 =- A e f ( f ) «n/2

.-, S e n ( A e f ( f ) ) - A 9 f ( f ) y eos (Ae f (f )) * 1

NBPM = ¿ eos Cu f - Afi f (t) sen u t

Las semejanzas entre la señal NBPM y la señal AM son mayores puestoque ahora la ecuación no tiene la integral def(t) como en e! caso NBFM sinola señal f(t). NBPM se considera aproximadamente como un proceso demodulación lineal y se puede generar usando dispositivos de modulaciónlineal, como un modulador balanceado junto con un defasador de 90°.

27

HBPM

Fig. No. 2.3Generación de una señal NBPM

2.2.- MODULACIÓN EN BANDA ANCHA:

a. Modulación FM de banda ancha WBFM (Wide Band FrequencyModulation) :

Cuando se trata de describir el espectro de una onda FM se puededistinguir el contenido de frecuencias de la seña! modulante y laproporcionalidad entre la amplitud de la señal modulante y la frecuenciainstantánea de la señal FM; en e! análisis de la señal NBFM, donde p«1 yAf«fm se dijo que el efecto que ocasiona la variación de amplitud de laseñal en la frecuencia instantánea f¡~Af f(t) es despreciable y la densidadespectral FM depende de la densidad espectral de la señal moduladora. SiP deja de ser tan pequeña el espectro FM empieza a depender de lavariación instantánea que tiene la frecuencia portadora con la amplitud def(t) y la fase de la señal ya no es predecible porque depende de la faserelativa entre señales. El ancho de banda de la señal aumenta en funciónde Af, ahora Af es mucho mayor que fm, y la modulación toma el nombre deFM de banda ancha. Se puede decir, que el ancho de banda de transmisiónes mayor que ei ancho de banda del mensaje e incluso independíente deéste. La transformada de Fourier para una seña! modulante cualquiera dejade ser simple y no puede evaluarse. El ancho de banda se analiza enidéntica forma que para e! numeral 1.3 a).

Este tipo de modulación es utilizado en sistemas comerciales porque suspropiedades son mejores con reiación al ruido y la interferencia.

En la Fig.No.2.4 se presenta un diagrama de bloques básico de ungenerador WBFM con portadora sinusoidal a partir de un adecuado proceso

28

de Ultraje de una señal cuadrada FM de banda ancha a la salida de un VCO(Oscilador Controlado por Voltaje).

El circuito WBFM toma la señal del VCO y la convierte en muestrassinusoidales por medio de un filtro pasa-bandas que tiene una resistenciaRc que depende de la frecuencia de muestreo y capacitores que se puedenconmutar, Rc representa la resistencia equivalente del filtro durante laconmutación de los capacitores; la sinusoide muestreada es transformadaen una portadora sinusoidal analógica FM al pasar a través de un filtro pasa-bajos RC variable cuya frecuencia de corte esta diseñada para seguirle a lafrecuencia instantánea de las muestras sinusoidales de modo que lamodulación en amplitud que podría presentarse en la señal WBFM a pesarde lo expuesto en el Capítulo 1 es eliminada en su totalidad, el seguimientode la frecuencia, se lleva a cabo haciendo que la resistencia del filtropasabajos sea variable y dependiente de la señal modulante lo que seconsigue utilizando la resistencia drenaje fuente de un FET como laresistencia variable, esto es posible cuando la señal modulante se suma alvoltaje de polarización.

OsciladorControladopor Voltaje

f¡ = fc + M.f[t]Filtro

Pasabandas

Señal modulante

SalidaModulada

pf iGSO

Fig. No. 2.4Diagrama de bloques de un modulador FM de banda ancha

La frecuencia instantánea f¡ de la portadora FM está dada por la expresión:

donde fc es la frecuencia de la portadora sin modular, Af es la máximadesviación de frecuencia y f(t) es la amplitud normalizada de la señalmodulante [-1<f(t) <1].

29

Si se utiliza por ejemplo el VCO LM566 [13] para el diseño del circuitoWBFM, el valor del resto de elementos se determina a continuación.

La frecuencia instantánea para e! LM566 está dada por:

v*-v. oV+ RC

Ec.2,3

donde V* es el voltaje de alimentación, Vc es el voltaje de control que incluyela suma del voltaje de polarización V^ mas el de la señal modulante f(t); Ry C son componentes externos que determinan fc y V^.

Señal de salidaMuestras Sinusoidales

Fig. No. 2.5Configuración del Filtro Pasabandas

El filtro pasabandas a la salida del VCO que actúa como un convertidor deondas cuadradas a senoidales mediante la conmutación de capacitores,requiere para una operación satisfactoria que la frecuencia del reloj deswitcheo sea mucho mayor que la frecuencia de la señal portadoradeseada; como la multiplicación de frecuencia es más compleja que ladivisión, lo que se hace es generar una onda cuadrada FM a la salida delVCO M veces mas alta que la que inicialmeníe se tenía.

El filtro pasabandas se muestra en la Fig. No.2.5, la frecuencia central sedeterminada por la expresión:

30

f=-l2 T T R C ,

c 1 Ec.2.4

donde Rc es la magnitud de la resistencia efectiva obtenida por laconmutación de Cc a la frecuencia del VCO f¡ = M f¡ y está dada por:

M f; Cp

Ec. 2.5

Sustituyendo la ecuación 2.5 en la ecuación 2.4 se tiene:

Mf,Crr I LJ

2TTC

Para que el filtro pasabandas opere de forma adecuada la frecuencia centraldel filtro debe ser igual a la frecuencia instantánea, esto significa que sedebe cumplir como condición de diseño que:

CC 2TT

C, MEc. 2.6

La transformación de la muestra sinusoidal FM en la señal analógica FMdeseada se lleva a cabo por medio de la variación del voltaje gate del FETque hace que la frecuencia de corte del filtro pasa-bajos f? siga a lafrecuencia instantánea de la portadora deseada, de tal forma que:

Ec.2.7

donde n es un número real positivo mayor que uno y es introducido paraminimizar la inevitable modulación en amplitud que se introduce en laportadora WBFM, debido a que el seguimiento no es ideal; de esta forma elpunto de trabajo en la curva de la respuesta de frecuencia de! filtro pasa-bajos se mueve en una pendiente mas suave, como se aprecia en laFig.No.2.6.

31

Magnitud

Frecuencia

Fig. No. 2.6Gráfico de la característica del filtro pasa-bajos

La frecuencia de corte para el filtro pasa-bajos, se define como:

2n r, C,Ec.2.8

donde rdl es [a resistencia dinámica de! FET que se puede determinaraproximadamente como [8]:

1 -KV

f(t)GSO

Ec.2.9

rdo es la resistencia drenaje-fuente con el voltaje bias de la compuerta, K esuna constante igual al recíproco de el voltaje pinch del FET, K., es unaconstante de proporcionalidad; VGSO es el voltaje bias compuerta fuente y f(t)es la señal modulante.

Este circuito tiene como limitante el máximo valor de la frecuencia de laseñal WBFM que se puede obtener porque, depende de la máximafrecuencia de la señal FM cuadrada que genere el VCO.

b. Modulación PM de banda ancha WBPM (Wide Band PhaseModulation) :

La desviación de fase relativa definida como el producto de laconstante de desviación de fase por la señal modulante, puede tomar los

32

valores

- A9 < e. * AQ

puesto que

f(t) < 1

sin embargo, como no existe diferencia física entre ángulos suplementarioscomo por ejemplo +270° y -90°, es necesario limitar A6 a un valor menorque 180° para evitar ambigüedades en el proceso de demodulación. Estarestricción, no permite hablar de una señal WBPM en el mismo sentido queuna señal FM de banda ancha porque para esta señal no hay limite en laconstante de desviación Af y si se puede distinguir a fc + Af defc-Af.

Aún con la limitación, sigue siendo complejo para esta señal el cálculo delancho de banda y e! análisis del espectro de frecuencia, que son losdeterminados en el Capitulo I.

2.3.- MODULACIÓN GAUSSIANA DE BANDA ANCHA:

No es posible tener una aproximación simple de la forma de onda <J)(t)para una señal WBFM o para su espectro, pero mediante procedimientosmatemáticos, se puede tener una idea más clara de la densidad espectralde potencia G(f) (siendo Ha frecuencia) de la señal WBFM en términos dela función densidad de probabilidad px(X) (fdp) de la señal modulante.

La densidad espectral de potencia es la descripción de la potencia de unaseñal aleatoria en el dominio de la frecuencia, la propiedad fundamentalconsiste en que si se integra G(f) sobre el espectro de frecuencias, se llegaal valor del cuadrado de la señal modulante [13. G(f) se define para unasinusoide con fase aleatoria variable de la forma:

G ( f ) = l s r p , ( f - fc ) + ~srp,(f + gEc.2.12

donde f es la frecuencia, ST = \/2 es la potencia total de la señal y fclafrecuencia de la sinusoide.

La función densidad de probabilidad, es aquella donde el área bajo la curvarepresenta la probabilidad de ocurrencia en un intervalo específico, X es elsímbolo general para valores observados y x representa los valores posibles[93. La función densidad de probabilidad px(x) de una variable aleatoria X sedefine como:

33

M =P (X < x) = Fx (x)

donde Fx(x) es la función distribución acumulada que es la suma de lasprobabilidades de todos los resultados por debajo de un número dado ycumple con la propiedad:

en tanto que para un intervalo específico, la probabilidad se expresa como:

*2

P (x1 < X ¿ x2) = f p(x) dx

Un caso especial de la ecuación anterior, se tiene si xn = x - dx y x2 = x, quehace que la integral se reduzca a:

p (x - dx < X < x) = p (x) dx EC 2 13

El desarrollo matemático expuesto se hace porque cuando Af»fm, ladesviación instantánea de frecuencia f¡' - Af f(t) varía tan lentamente que laseñal modulada en frecuencia q>FM(t) toma la forma de una sinusoide confrecuencia fc + f¡' a intervalos de tiempo de orden 1/fm; esto significa que sepuede considerar a la desviación instantánea de frecuencia como unavariable aleatoria que tiene cierta regularidad estadística, de esta forma sepuede describir a f¡' a la que se llamará X por medio de una funcióndensidad de probabilidad.

Como la variable aleatoria f¡' se define como una función de la señalmodulante f(t), se considera entonces a f(t) como una variable aleatoria a laque se llamará Z y a la que también se la puede describir por medio de unafunción densidad de probabilidad.Si la fdp de f(t) es una señal aleatoria que tiene una distribución de Gauss,la modulación en frecuencia con esta modulante toma e! nombre demodulación gaussiana de banda ancha.

Puesto que cada valor de Z corresponde a un valor de X, la probabilidad deencontrar a Z en un intervalo diferencial dz es igual a la probabilidad de queX esté en el intervalo correspondiente, por lo tanto usando la Ec.2.13 setiene:

34

Pz(Z)|dz] = px(XEc.2.14

los valores absolutos, aseguran que p2(Z) no sea negativa.

X = AfZ

reemplazando en la Ec.2.14 se tiene:

— P ( —Af z Af

Ec.2.15

la probabilidad de la desviación instantánea de frecuencia Ec.2.15 en laexpresión de la densidad espectral de potencia Ec.2.12 da lugar a G<J)FM(f)en función de la fdp de la señal modulante:

donde -

P(f/) = P(f~fc)

Como f(t) es una señal aleatoria gaussiana de banda limitada en BW con unvalor medio igual a cero,

/2noz

donde a2 es la desviación estándar [1].

Entonces la densidad de potencia de frecuencia es igual a:

como se aprecia en la Fig. No.2.7 para frecuencias positivas

35

*FM

'c + G f

Fig. No. 2.7Espectro de Potencia de FM de banda ancha

con señal moduladora gaussiana

La densidad espectral de potencia de una señal de banda ancha, permiteconsiderar el análisis de ía modulación hasta aquí desarrollado, no solocomo un estudio cualitativo sino obtener la relación cuantitativa de la razónseñal a ruido del sistema utilizado, así como la ventaja de procesar unaseñal para que ocupe un mayor ancho de banda por la inmunidad alexterior.

Después de la modulación las señales tienen un espectro dentro de ciertoancho de banda, pero en el proceso de transmisión, resultan afectadas porruido de banda ancha (generalmente ruido blanco), que también se puederepresentar con un espectro de densidad de potencia Gq(f) de una señalaleatoria q(t) con ancho de banda com, donde q(t) es igual a:

H(f ) = nc (O GOS coc t + r\ (t) sen cocí

nc(t) Y Hs(t) son señales de baja frecuencia de banda limitada a cúm, siendolas potencias (valores cuadráticos medios) de n(t), r\(i) y ns(t) idénticas, estoes:

n2(0 = ni O = ni (O

y los espectros de densidad de potencia iguales a:

a (cu + 0) ) + a (co - u ) para co < co

para co > co

Cuando se realice el proceso de demodulación, el ruido contenido fuera dela banda de señal útil com será filtrado, pero el ruido dentro de la banda

36

acompañará a la señal. Si se supone que es posible calcular la potencia dela señal a la'salida del demodulador independientemente de la potencia delruido, esto es, asumir que el ruido es cero y que la señal f(t) es cerorespectivamente se tiene;

La potencia a la entrada del demodulador P¡ igual a A2/2 mientras quela potencia a la salida de! demodulador P0 igual a:

donde a es la constante de proporcionalidad del demodulador. •

Y la potencia del ruido a la entrada de! demodulador [7] es igual a:

A/,. = 2 N Af

porque el ancho de banda del ruido a la entrada de! demodulador es2Aü). N/2 es la magnitud de la densidad espectral de potencia delruido blanco.

Mientras que la potencia a la salida del demodulador es igual a:

2 a 2 N co^° 3 A 2 TT

porque el ruido se suma a la señal portadora de amplitud A » q(t).

De esta forma, la razón de potencia de señal a ruido a la salida deldemodulador está dada por:

Po _ 3 2 T T A 2 Aü32 f ( f ) :

2 ' N

y es proporcional al cuadrado del ancho de banda de transmisión.

Si se compara ia relación señal a ruido de una onda FM con la relaciónseñal a ruido de una onda AM

Po _ f(t)

fm

37

considerando la condición más favorable para AM, cuando la modulación esdel 100% y la amplitud def(t) igual a A (la misma que la de la portadora), setiene la siguiente expresión:

¡N° FM _ „ A AOJ2 2- - • - o pFW

P •'»•*„

De la expresión anterior se deduce que el índice de modulación defrecuencia debe ser mayor que 0.6 para mejorar ia razón señal a ruido enFM con respecto a la de AM, (3f = 0.6 es el punto de transición entre FM debanda angosta y FM de banda ancha, lo que significa que una señal FM debanda angosta no proporciona una mejora sobre la señal AM.

Transformar una señal para que ocupe un ancho de banda más grande esvolverla más inmune al ruido ¡nterferente. Sin embargo no se puedeaumentar el ancho de banda indiscriminadamente porque el ruido a laentrada también aumentahaciendo que la potencia del ruido de entrada seadel orden de la potencia de la portadora.

2.4.- MODULACIÓN FSK (Frequency-shift keying) o conmutador decorrimiento de frecuencia:

Si la información que se desea transmitir es de tipo digital, se puedeusar esta señal como modulante de una portadora continua de altafrecuencia; como en el caso analógico, la seña! digital puede alterar lafrecuencia de la portadora, dando lugar a la modulación digital de frecuenciaFSK.

Según el número de niveles de la señal digital, la frecuencia instantánea dela señal portadora toma distintos valores, uno por cada nivel, aunque debidoal incremento del ancho de banda de transmisión con el aumento delnúmero de frecuencias utilizadas, esta modulación en la práctica utilizaseñales digitales binarias.

Puede ocurrir que en la transición de un dígito a otro, la fase de la señalmodulada se altere provocando una discontinuidad, que es equivalente a laconmutación entre dos osciladores de frecuencias cú1 y co2 respectivamentede acuerdo a la señal en banda base o, que ia fase de la señal FSK no sealtere, dando lugar a la modulación digital FSK de fase continua CPFSK.

La modulación de fase continua con una onda modulante binaria, essemejante al caso de una modulación FM con una onda cuadrada queasume solamente los valores +1 o -1 en representación del 0Ly del 1L.

33

Es mucho mas fácil obtener una seña! discontinua que una señal continuapero el efecto que producen las discontinuidades hace que la señal en eldominio del tiempo aparezca con transitorios incontrolados que ocasionandistorsión en la señal demodulada y que la señal en el dominio de lafrecuencia tenga una mayor dispersión del espectro o un mayor ancho debanda de transmisión [10].

El estudio de señales FSK se restringirá al análisis matemático de lamodulación FSK con continuidad de fase donde la señal digital modulantede valor medio cero es de la forma indicada en la Fig.2.8(a), y su integral esijj(t) que aparece en la Fig.2.8(b).

Jrct) at

Fig. No. 2.8(a) Señal dígita! modulante

(b) Integral de la señal digital modulante

Esta señal modulante da lugar a la señal modulada en frecuencia de laforma:

<J)(f) = A cos[cocf + í 2nAf f(T)dT + 9J

donde í 2nAf f(f) + Gc = ijj(f)

2nAff

2nAf (— - i)2

-7/4 < t < 7/4

7/4 < f < 37/4

39

Ui(f)es una función periódica con período T

Expresándola en series de Fouríer :

=2n/rm

3 r/4

Fn=~ í" T J-774

-/QTT/2]- n)n/2 (P + n)n/2

P A

De acuerdo a ia respuesta en el dominio de la frecuencia de la expresiónanterior, se observa en la Fig.No.2.9 como para un índice de modulaciónigual a 5, parte de la energía se concentra alrededor de la señal portadora,mientras que para un índice de modulación igual a 20 la portadoraprácticamente ha desaparecido y la energía se concentra alrededor de lasfrecuencias modulantes utilizadas.

La energía espectral trata de concentrarse en el rango de frecuencia iguala 2Af alrededor de la frecuencia portadora y tiende a seguir la distribución,en el tiempo de la señal modulante a medida que el índice de modulaciónaumenta.

Las dos frecuencias utilizadas co1 para +1 y co2 para -1 de la señal moduladadeben ser seleccionadas de tal forma que no produzcan distorsión en elproceso de demodulación si están muy próximas o no incrementen el anchode banda de transmisión si están muy distantes.

La separación entre c^ y co2 2Af T, debe ser mayor que n, donde 2Af es

40

la diferencia entre las dos frecuencias utilizadas, T la duración del símboloy n es un número entero mayor que 1 [93. En otra forma:

2ACü =n nT

donde n = 2,4,...

-6-5

-S- 20

Fig. No. 2.9Espectro de una onda con modulación FSK

La mínima condición (n=1) da lugar a la mayor eficiencia espectral dedonde:

Acó T = — o 2 A f T = -

Esto significa que la mínima separación entre f, y f2 es igual a medio ciclode un intervalo de la señal modulante.

En forma simplificada la señal FSK binaria de fase continua se escribe

= A cos[ü) f ± ACÜÍ + Y(0)l, O < í < T

co

Aoo =

41

donde r(0) es ia fase inicial que debe ser tal que evite discontinuidades,generalmente igual a cero.

2.5.- MODULACIÓN PSK (Phase-shift keying) o conmutador dedesplazamiento de fase:

Así como en e! sistema FSK, existe un sistema PM en el que la fase de unaportadora sinusoidal varía de acuerdo a una señal digital de dos niveles,dando lugar a la señal PSK de la forma:

Ec. 2.16

donde A8 es la desviación de fase pico y p(t) es la función binaria deconmutación con los posibles estados +1 y -1.

Desarrollando la ecuación 2.16 se obtiene:

cos ° cos " sen ® sen

si cos AQ - m

COS ^ * m + ~ m A COS

que contiene la señal portadora en el primer término y ia señal propiamentemodulada en el segundo término.

La expresión para la seña! PSK muestra que la potencia media de la señalportadora es m2A2/2, mientras que la potencia media de la componentemodulada es (1-m2)A2/2 pero, dependiendo del valor de m o lo que es lomismo del valor de la desviación de fase pico, la señal PSK puede o notener componente portadora; si m = O, AQ = n/2, entonces se tiene la ondaPRK (Phase Reverse Keying) o conmutador inverso de fase donde ladensidad espectral de potencia se centra en coc y es de igual forma que laseñal modulada en doble banda lateral y portadora suprimida, el espectrotiene la forma [(sen x)/x]2 porque la señal modulante varía entre +1 y -1.

Aunque el modulador PRK es más fácil de construir, un valor diferente decero para la desviación de fase pico da la posibilidad de retener unacomponente de la señal portadora que se puede usar para sincronizaciónen el proceso de demoduiación.

42

tf Cw)

Fig. No. 2.10(a) Forma de onda de una señal PRK

(b) Señal modulante de una onda PRK(c) Espectro de frecuencias de una señal PRK

43

TÉCNICAS DE MODULACIÓN EM Y PM

3.1 Ecuación diferencial FM

3.2 Modulación Cuasi-estática

3.3 Modulación FM directa

3.4 Modulación FM indirecta

3.5 Método de Armstrong

3.6 Estabilización de frecuencia paramoduladores FM y PM

CAPITULO

TÉCNICAS DE MODULACIÓN FM Y PM

En el presente capítulo se estudian los métodos teóricos de modulación FM y PMque pueden ser llevados a la práctica, así como los criterios que permiten laelección de uno de ellos de acuerdo a una aplicación específica.

Entre los métodos desarrollados, se ve como la simulación analógica de laecuación diferencial FM produce una señal FM teóricamente perfecta porque tantola desviación de frecuencia como la máxima frecuencia de la señal modulantepueden ser tan altas como la frecuencia portadora, pero en la práctica no sonposibles de implementar por las limitaciones físicas del circuito, mientras que cone! método cuasi-estático tanto la desviación de frecuencia como la frecuencia dela señal modulante son sumamente restringidas.

El método de Armstrong como una técnica de modulación FM indirecta, muestrala necesidad de filtrar una señal FM distorsionada para producir una señal de salidaFM con la desviación de frecuencia deseada, mediante multiplicaciones sucesivas.

A más de los métodos mencionados, se presenta y se sugiere como la mejoropción para el diseño de moduladores FM el método directo mediante el uso de unoscilador controlado por voltaje que permite variar la frecuencia de la señalportadora hasta obtener la desviación de frecuencia deseada en forma sencilla. Encualquier caso, para prevenir la no linealidad en la frecuencia instantánea de laseñal FM, se ve la necesidad de que la desviación de frecuencia sea mucho menorque la frecuencia de la señal portadora.

Al final del Capítulo se muestran los circuitos, de entre los cuales se escoge uno,que se debe añadir a un modulador para garantizar estabilidad en la señal FM.

3.1.- ECUACIÓN DIFERENCIAL FM:

La ecuación diferencial FM es una expresión que permite mediante el usode un computador analógico generar una señal FM simulada. Además, enbase a los bloques utilizados por el computador para la simulación, sepuede construir un generador FM.

Como la solución de la ecuación diferencial FM es teóricamente una señalFM perfecta, el rango extremo de la desviación de frecuencia Af puede sermuy grande, esto significa que valores específicos de Af y fm podrían sergenerados a una frecuencia portadora relativamente baja (fc') y luegomezclada con la señal proveniente de un osciladora cristal cuya frecuenciapermite llegar al valor de la frecuencia portadora deseada. Si la frecuenciadel oscilador a cristal es mucho mayor que la frecuencia de la señal FM

44

generada inicialmente, la estabilidad de la señal FM resultante estácontrolada por ía estabilidad del oscilador a cristal.

El límite para la máxima relación entre la frecuencia del oscilador a cristaly fc' depende de lo complejo que puede resultar el filtro cuando esta relaciónes muy grande.

E! análisis de este punto demuestra como las señales FM ((j^t) y 4>2 (t)escritas a continuación o la combinación lineal de estas, son soluciones dela ecuación diferencial lineal homogénea FM (Ec.3.1 o Ec.3.2) [2] aceptadacomo válida.

Sea $.,(1:) una función FM lineal e independiente de la forma:

^(f) =A eos f tu. (T) dT

oí

^(í) =A eos [ co c f + f 2nAff(T) dT + 8 o ]o

y 4>2(t) una función FM lineal e independiente de la forma;

4>2(í) = A sen í Cu. (T) dT

ot

c))2(f) = A sen [cúc í + f 2rrAff(T) dT + 8o

con ü)¡(t) para cualquiera de las dos señales igual a coc+2nAf f(t).

Tomando a cú¡ en la forma integro diferencial dada por la ecuación:

í

Cu, (O J U, CO 4W rfT + 4>(O = 0

° ' Ec.3.1

y en la forma diferencial por la ecuación:

ufaEc.3.2

se determina que en realidad ^(t) y 4> (t) son soluciones de laecuación diferencial FM si cumplen con la Ec.3.1 y la Ec.3.2.

45

Si 4)2(f) =sen f co.(T)dT (A )o

t

4> 2 ( f ) = o),(0cos Jo),(T)rfr ( B )o

t t t

f [Cu. (t ) eos f co. (T) dr ]dt = sen feo. (T) dT

si la ecuación anterior se multiplica por w¡, se tiene:

cu. (f ) í1 [ Cu. (t ) eos í ü). (T) c/T ]dí = Cu. (í ) sen feo. (T) dr (C )

Si (^(f) =cos TCÚ. (T)dT (D )

of

¿1(f) = -(ú,( í )sen Jü),(T)cfr (£ )O

f í í

T [ ü). ( f ) sen T ü). (T)dT ] di = eos Tco. (T) dr

de igual forma multiplicando la ecuación anterior por co^ se tiene:

, (í) f I W, (í) sen i" ca. (T)dT ]dt = Cu, ( f ) eos TCÜ. (T)dT (F )

La sustitución de A y B en F, permite demostrar que la señalmodulada en frecuencia ({^(t) es una solución de la ecuacióndiferencial planteada:

46

CÜ,( í ) | tÜ, (T) ( j ) (T)dT

mientras que la sustitución de D y E en C verifica [o mismo para 4>2(t):

'C0, ( f ) X(T

o

t>/ ( * ) f w," (T) $("0 rfr + cj) ( f ) = o

o

Al ser ^(t) y c^(t) dos soluciones linealmente independientes, sepuede establecer como solución total la combinación lineal de las dossoluciones anteriores:

t t§FM ( t ) = x\ eos T co.(T) dr + A2 sen í co.(T)C/T

El valor de las constantes se obtiene si se consideran doscondiciones iniciales:

4>(o) =¿

A = A^ x 1 + Az x O

y cb(0) = O para determinar el valor de A 2:

t t<j)(0) = - A1 Cúf ( f ) sen Tw. (T)c/T + A2 Cu. (T) eos frü, (T)c/T

o o

¿(0) - >41 Oú. (0) x O + A2 CO. (0) = O

A2 = O

La solución de la ecuación diferencial FM da como resultado unaseñal modulada en frecuencia de la forma:

47

(j)(f ) = A COS f 03-(T)C/T

Matemáticamente la solución de la ecuación diferencial FM puede darvalores de co¡ positivos o negativos. Para evitar esta ambigüedad, Cú¡ debeser mayor que cero, aunque esta restricción siempre se debe cumplir porqueno existen demoduladores que puedan recuperar f(t) si no se cumple estacondición:

0). (f ) = Ü)c - 2TT Af f (t ) S: O

Cúc ;> 2TT Af.-. A f < f c

Esto significa que Af puede tomar valores cercanos e incluso iguales a fc,mientras que no existe limitación con respecto a fmque teóricamente puedeser incluso mayor que fc.

F¡g.No,3.1Diagrama de bloques de un computador analógico

para la simulación de la ecuación diferencial FM

La Fig.No.3.1 muestra un diagrama de bloques de un computador analógicoque simula la ecuación diferencial FM, el cual emplea dos integradores, dosmultiplicadores y un inversor.en este gráfico, se debe cumplir que:

K ,v.(t)

48

o expresándolo en otra forma que

KM K, v. (t) fKM K, v. (t) $(t)dt + ¿(f) = OM I I \ I M / ; \ T V / T \

Ec.3.3

Si se hace cú¡(t) igual a:

donde

v (t\ v (1 + — f (fWc

üü¡(t) se escribe como:

U,(t)=KuK,V2V +^-

y si se cumple que Cüc = KMK,V2, se tiene:

esto hace que la Ec.3.1 sea igual a ¡a Ec.3.3, que da lugar a la portadoramodulada en frecuencia dé la forma:

(t) = V. eos (cu f + 2n Af ff ( t ) d t )1 c J

Debido a la limitación física de los elementos en cuanto a su respuesta conrelación a la frecuencia de trabajo y a la reaíimentación que es lenta, estemodulador se utiliza con portadoras de baja frecuencia siendo esta unadesventaja.

49

3.2.- MODULACIÓN CUASIESTAT1CA:

En la mayoría de moduladores prácticos FM, la frecuencia de la señalportadora fc es usualmente mucho mayor que 20Af y aún mucho mayor quela frecuencia de la señal modulante como por ejemplo en las transmisionescomerciales FM donde fc es 1300 veces Af, por lo tanto la ecuacióndiferencial FM puede expresarse como:

Cüf ( í )

porque el término

ü),3(f)

cuando Af « fcy fm « fc comienza a hacerse muy pequeño en comparacióncon

y

La reducción en la ecuación diferencia! FM permite implementar en formamás simple un circuito generador FM que toma el nombre de modulador FMcuasiestático porque la señal modulada presenta cambios en su fase ofrecuencia al cabo de varios períodos de la frecuencia portadora. Unejemplo donde la ecuación diferencial FM es cuasiestática es la salida delcircuito resonante LC con la capacitancia variable en función de la señalmodulante así, para obtener la ecuación diferencial del circuito de laFig.No.3.2 se determina la ecuación de'un nodo de la forma [2] ;

¡L + 'C(0 = °

donde C(t) = Cc + Ck f(t) = Cc + AC(t), que expresada en otra forma es:

t= O

L JO

-oL J Cü.(í)o 'x y

50

porque la frecuencia instantánea co¡(t) es igual a:

ü).(í) =C (t) y L ( C c + A C ( f ) )

1

AC(Q

c

donde uc= 1/VLCcy cú¡(t):

O

El circuito resonante LC, produce [a modulación cuasiestática si ladesviación de frecuencia cumple con la restricción de ser menor o igual a0.006 fc, como se demuestra a continuación.

La expresión entre paréntesis de la frecuencia instantánea Oú¡(t) se puedeexpandir en un binomio de Newton de la forma:

C 2 C,

(-1/2) (-3/2) ( A C ( f ) } 2

2! C

si se cumple que

3 AC(Q 2 r A C ( Q .' L J tt L .

4 C. C.

el binomio de Newton se reduce a

[1 -A C ( f )

2 C.

51

A C

k f (t) = A C :

'Ce

Ce : (t)

Fig.No.3.2Circuito resonante LC

como cü¡(t) = dG/dt, 8(t) se expresa de la forma:

di

AC8(0 « 2n fc f + 2rr -=^ fc [ f (T )c /T¿i e* j

donde

2C

Puesto que |f(t)|¿ 1, la aproximación en el binomio de Newton es válidapara AC/CC < 0.013 limitando la desviación de frecuencia a AfeO.006 fc paraia modulación cuasiestática.

3.3.- MODULACIÓN FM DIRECTA :

En este tipo de modulación, la frecuencia de la señal portadora es alteradadirectamente por la señal modulante. En algunos casos, por ejemplo cuandose tiene gran estabilidad de frecuencia, Af puede ser pequeña y se necesitausar multiplicadores de frecuencia, pero en otros casos cuando ladesviación de frecuencia que se logra obtener es grande, no se requiere demultiplicadores.

52

Para generar señales FM directas, se utiliza un oscilador sintonizado dondela inductancia o capacitancia es variable y dependiente de la señal de audio.Existen algunas formas de obtener capacitancias o inductancias variablesdependiendo del rango de frecuencias en el que se trabaje; por ejemplo sepuede utilizar un diodo semiconductor inversamente polarizado cuyacapacitancia varia ai cambiar la polarización inversa (se usa el diodovaractor) o un klystron, en el caso del diodo varactor, la desviación defrecuencia no es pequeña por lo que se lo utiliza para modulaciones conportadoras de alta frecuencia y en el caso del klystron para trabajar en elrango de frecuencias portadoras mucho mas altas (en el orden de lasmicroondas) porque tiene las características de un oscilador linealcontrolado por voltaje sobre un intervalo de frecuencia de varios megahertz.Otra forma de construir un modulador es en base a un tubo de reactancia.

A continuación, se describe diferentes tipos de moduladores FM directospara distintos rangos de frecuencia.

a. Oscilador a cristal modulado por un diodo varactor:

Mediante esta técnica, se obliga al oscilador a cristal a alterar sufrecuencia mediante un capacitor de voltaje variable WC (VariableVoltage Capacitor) que se coloca en paralelo con el cristal, el WC esun diodo varactor que opera con polarización inversa. Como lavariación de frecuencia es muy pequeña porque e! cristal impide unavariación grande, se utilizan multiplicadores de frecuencia.

La capacitancia del diodo varactor, se expresa aproximadamentecomo [6]:

ru

U D < -

donde VD es el valor del voltaje inverso que se aplica al diodo, C_1V esla capacitancia del diodo cuando vD=-1V y N es la relación entre lavariación de voltaje con respecto a su respectiva variación decapacitancia en el rango de la curva capacitancia en función delvoltaje que se elija para el diodo varactor; por lo general, se eligensegmentos de la curva característica donde la relación es lineal.

Por ejemplo para e! diodo varactor MV2105 cuya curva característicase muestra en la Fig.No.3.3, en el rango de voltaje VD entre 2V y 4V,la capacitancia varía de 27pF a 12pF, N por tanto es igual a 0.13J

53

y C.1V igua! a 30pF.

C. diodo (pF)

mn i i i I M ' Mi ' i ' ' • MI i 1

30

20

10

43

2

10

MV2105

hti- ._."-

1 0.2 0.3 1 2 3 4 10

Voltaje Reuerso u>n (V)

Fig.No.3.3Capacitancia del diodo varactor en función

del voltaje reverso

En la Fig.No.3,4.a, se muestra un osciladora cristal con un capacitorde voltaje variable. C1 y C2se colocan para evitar una carga excesivadel cristal debido a la capacidad dei diodo varactor y en general sonde un valor más pequeño que Cwc. El diodo se polariza con unvoltaje negativo VD para producir una capacitancia Cwc convenientesin señal. Cuando la señal modulante f(t) se suma al voltaje depolarización, el punto de trabajo del diodo se desplaza alrededor delvoltaje inverso fijo produciendo cambios pequeños de capacitancia

WC-

En ausencia de señal modulante, C.,, Q ycapacitancia CN que puede incrementarse en AC N.

generan una

Si C12 representa la combinación serie C G , Q ~ Q ( el cambiofracciona! en la capacitancia déla red puede obtenerse por:

C12 ACVVC

V1/C

54

/CHRF

Entrada de audio frecuencia

+

Polarización de c,c.TTT^ll"

CHRF

Osciladora

cristal

Señal de

salida FH

Cristal

1(

= ACyU(, 4-

11II

c,

=p CsCí

- ,- J Ls" CP 5

> R

Oscilador

(b)

Fig.No.3.4(a) Oscilador a cristal modulado en frecuencia

(b) Circuito equivalente del modulador FMcon diodo varactor

La frecuencia de resonancia dei cristal, se determina por lainducíancia l_s y la capacitancia equivalente Cx dada por Cs, Cp¡ CN yACN; los cambios fracciónales en la capacitancia de resonanciapueden obtenerse como en e! caso anterior de la forma:

AC. AC, c(

(C Cvvc C

como la frecuencia de resonancia está dada por la expresión

los cambios fracciónales en la frecuencia se pueden expresar enfunción de ios cambios fracciónales de Cx para el diseño de este tipode modulador:

55

Cx i A

ACX 2 C

Cx /v

'x 2 (<

r r2US ° 12

"p + C^/ ) CVV

uD(0

c ^o

En lugar de un oscilador a cristal, se puede utilizar un oscilador LCque proporcione una desviación de frecuencia más grande pero acosta de la estabilidad de frecuencia de la señal portadora, que semejora con-el uso de un control automático de frecuencia.

b. Modulador FM utilizando un lazo asegurador de fase PLL (PhaseLocked Loop):

El lazo asegurador de fase permite controlar la frecuencia de unaseñal mediante la comparación de una muestra de la salida deseadaproveniente de un oscilador controlado por voltaje (VCO) o unsubmúltiplo de esta con otra señal externa de referencia. La señal dereferencia proviene de un oscilador a cristal que garantiza laestabilidad de la respuesta.

El PLL consta de un oscilador a cristal que genera la señal dereferencia, un detector de fase, un filtro pasabajos, un VCO quegenera la señal de frecuencia deseada (señal modulada) y en lamayoría de casos divisores de frecuencia en e! lazo derealimentación.

Ei principio del PLL consiste en generar un voltaje de control DC quese aplica al VCO y que es producto de la diferencia de fases entre laseñal fija de referencia y la muestra proveniente del VCO. El voltajede control hace que la frecuencia del VCO disminuya en el caso deque la frecuencia de la muestra sea mayor que la frecuencia de laseñal de referencia o que aumente en caso de que la frecuencia dela muestra sea menor que la frecuencia de la señal de referencia, elencargado de establecer la diferencia de frecuencias es el detectorde fase, que genera pulsos proporcionales a la diferencia, mientrasque el filtro pasabajos convierte estos pulsos en señales DC.

Un diagrama de bloques simplificado aparece en la Fig.No.3.5 parauna señal de salida cuya frecuencia es n veces mayor que la señalde referencia.

56

Oscilador Controladapor Voltaje

VCO

Fig.No.3.5Diagrama de bloques de un lazo asegurador de fase utilizado como

modulador en frecuencia

E! detector de fase generalmente trabaja para señales de frecuenciarelativamente baja por lo que si se desea la salida a alta frecuencias(en el orden de varios MHz), es necesario incluir en e! lazo derealimentación divisores de frecuencia. El rango de frecuencia deoperación de este modulador depende de la disponibilidad de loscomponentes en.especial del VCO y de los divisores de frecuencia,existen dispositivos integrados para el VCO que trabajan hasta225MHz como el LM1648 al igual que los divisores alta velocidad.

Si junto a la señal de control se inyecta una señal de audiofrecuencia con un nivel DC igual a cero, la señal de salida varía sufrecuencia en función de la seña! de audio (señal modulante).

Como este método trabaja con elementos discretos o integrados quellegan a frecuencias mayores que 100MHz, se utiliza esta técnicapara ¡mplementar el modulador FM didáctico con modulación directa.En el capitulo IV se analiza en detalle el diseño de cada etapa y suaplicación práctica.

Es importante señalar que los divisores de frecuencia en el lazo derealimentación convierten al PLL en un multiplicador de frecuenciasiendo esta otra aplicación, también utilizada en el Capítulo IV.

3.4.- MODULACIÓN FM INDIRECTA:

Para generar la señal FM indirecta, es necesario obtener una ondamodulada en fase en la que la señal modulante sea la integral de la señala transmitirse; la señal FM obtenida con este proceso es de banda angosta,por lo que se necesita de multiplicadores de frecuencia para incrementar elíndice de modulación al valor deseado.

57

Los multiplicadores de frecuencia son dispositivos no lineales quecambian la frecuencia de la señal de entrada en un factor dado.Mediante este procedimiento todas las componentes espectrales dela señal de entrada se multiplican por si mismas y entre ellas.Cualquier variación de fase presente en la señal de excitación semultiplica en la misma razón que la frecuencia.

Generalmente el multiplicador es un amplificador clase C, que tienecomo carga un circuito sintonizado a una frecuencia de salida que esuna armónica de la tensión de excitación . Se debe controlar elángulo de conducción de la corriente de colector a un valor quegenere el armónico deseado.

Con este procedimiento, tanto la frecuencia portadora como el índice demodulación quedan multiplicados por el mismo factor no así la frecuenciamodulante. Por ejemplo, si se somete una señal a un multiplicador por factorde dos, la respuesta está dada por:

Si la entrada al multiplicador es una señal FM, la salida cumple con elnumeral 1.5 y es igual a: ..

cf). ( f ) = A eos [ü)c í + P sen Cúm f ]

<J)0 (?) = a A 2 eos2 [Gúc t + P sen ü)m f ]

= ~~ a A 2 t1 + cos (2cúc t + 2 P sen ^ t

Sin embargo, la potencia de salida de cualquier armónico, decrece a medidaque aumenta su orden porque el ángulo de conducción de la corriente decolector también disminuye, esto precisa e! uso de amplificadores depotencia como parte del modulador. Durante el proceso, el espaciamientoentre las componentes espectrales permanece igual.

Debido a que el uso de multiplicadores puede generar una frecuenciaportadora mas alta que la deseada, se debe incluir en este casoconvertidores de frecuencia que mezclan la señal de entrada con unasinusoide fija trasladando el espectro de frecuencia a la zona deseada, latraslación no cambia ni el índice de modulación ni la desviación defrecuencia.

A continuación se describen circuitos con modulación FM indirecta, que se

58

aplican dependiendo del rango de frecuencia en el que se trabaje.

a. Moduladores de corrimiento de fase:

El modulador de corrimiento de fase o de reactancia produce señalesFM indirectas mediante el uso de una conductancia variablecontrolada por la señal modulante y una reactancia fija. El conjuntoconductancia - reactancia varían la fase de las señales y no sufrecuencia por lo que es necesario integrar en el tiempo la señal deaudio antes de que ingrese al modulador.

El circuito modulador aparece en la Fig.No.3.6 donde el voltajeproducto de la integración de f(t) (señal de audio), controla laconductancia mutua del FET (gf).

Fig.No.3.6Diagrama de un modulador de corrimiento de fase

Para determinar la variación de fase de este circuito en función de laconductancia se considera que en radio frecuencia las bobinas LRF

son circuitos abiertos, CB y fs poseen reactancia cero y lascapacitancias de! FET son despreciables, por lo tanto se tiene:

Vo

V,

•R -J9fR

COC

COC

59

^ R/R = d L «R,

rd es la resistencia dinámica de drenaje del FET.

Si gfR » 2 entonces:

COC

donde Q = arctan

CüC

El voltaje producto de la integración de la señal, controla el ángulo defase y la conductancia gf. Esta relación es lineal dentro del rango de0°<6<90D.

La máxima frecuencia a la que este circuito trabaja, depende de lascaracterísticas y de la respuesta de frecuencia del FET que seutilice.

b. Modulador de frecuencia por comparación:

Este tipo de modulador proporciona una señal FM en forma indirectaporque la señal de entrada de audio frecuencia es previamenteintegrada, el principio del modulador consiste en realizar unacomparación entre la señal Jf(t)=g(t) con una señal diente de sierrah(t) generada a partir de un oscilador a cristal cuya frecuencia es eldoble-de la frecuencia de la señal de salida deseada. Un diagramade bloques de este modulador se muestra en la Fig.No.3.7.

La salida del bloque comparador, proporciona pulsos con un anchovariable que depende de la diferencia g(t) - h(t), semejante a unmodulador por ancho de pulso, la onda a la salida del comparador(vct), ingresa a un circuito biestable que cambia entre +V y O cadavez que vc(t) tiene una transición negativa.

La señal a la salida del biestable es una onda rectangular confrecuencia fc cuya fase varía en proporción al valor instantáneo deJf(t), como se muestra en la Fig.No.3.8. Aquí, la máxima desviación

60

de fase puede ser 180° y su iinealidad dependerá de la linealidad dela forma de onda diente de sierra.

El oscilador a cristal garantiza estabilidad en la salida.

s(t)

Fig.No.3.7Diagrama de bloques de un modulador por comparación

La máxima frecuencia de operación de este modulador depende dela frecuencia de operación a la que trabajen el generador diente desierra, el comparador y el circuito biestable. Este modulador esconveniente en el rango de los pocos megahertz porque se disponede circuitos integrados que facilitan e! trabajo.

Va_z

Fig.No.3.8Forma de onda de las señales a través

del modulador por comparación

61

3.5,- MÉTODO DE ARMSTRONG:

El método de Armstrong proporciona señales FM en forma indirecta y sebasa en la similitud entre las expresiones de una señal AM de doble bandalateral y portadora suprimida con una señal PM cuando e! índice demodulación de fase es pequeño.

La señal portadora eos coct modulada en amplitud por la señal modulantesen Cúmt se expresa de la forma

cos Gú t sen Cu íc m

+ ' ~ sen

mientras que la señal portadora sen coct modulada en fase por la señalmodulante sen comt con una desviación de fase pequeña se expresa de laforma

(co c f +A e sen Cúm f)

~ sen Cüc t + AQ cos coc t sen

= sen ü3c t + — [sen (coc + cúm )f - sen (coc - Cüffl )f ]

esto significa que si m - Ae se puede obtener la señal PM utilizando unmodulador AM de doble banda lateral con portadora suprimida (conocidocon el nombre de mezclador) más un circuito que agregue la señalportadora corrida 90°en fase.

Si lo que se desea es obtener la señal FM, la onda que actúa comomodulante debe ser la integral en el tiempo de la señal de audio. Elresultado en este proceso es la señal NBFM que requiere multiplicadores defrecuencia y convertidores para ser transmitida. La simplificación de la señalPM como se vio en Cap. II. 1.a. se consigue si el índice de modulación defase [3e es menor que 0.5.

Un ejemplo para la configuración de un modulador de Armstrong pararadiodifusión FM comercial se aprecia en la Fig.No.3.9, donde p = 0.2 y lafrecuencia de audio es igual a IKHz, que producen una desviación de

62

frecuencia de 200 Hz. Para que Af llegue a 75 KHz se requiere unamultiplicación de frecuencia de:

75 KHz

200 Hz= 375 = Factor de multÍDlicación

mediante el uso de uno o varios multiplicadores, dependiendo de si se usanelementos discretos o integrados.

Si se considera una portadora inicial de 1 MHz a la salida de un oscilador acristal, la multiplicación de frecuencia del oscilador de 1MHz por 375produce una frecuencia muy alta, que obliga a usar un convertidor parallevar a la frecuencia de salida por ejemplo a 100MHz. Para 100MHz, losfactores de multiplicación (n1 y n2) pueden ser 25 y 15 respectivamente.Con n. 25 la entrada al convertidor es de 25 MHz y Af a la salida igual a 5KHz, para que la frecuencia de la señal fina! sea de 100 MHz se requiere unmezclador donde el oscilador local sea igual a 18MHz.

Modulador Balanceadocon portadora suprimida

UAPS

Fig.No.3.9Diagrama de bloques de un modulador FM utilizando el Método de Armstrong

3.6.- ESTABILIZACIÓN DE FRECUENCIA PARA MODULADORES FM Y PM:

En muchas aplicaciones la frecuencia portadora de la salida de ungenerador FM requiere ser extremadamente estable. Por ejemplo la FCC(Federal Communications Commission) requiere que las estaciones FM

63

comerciales (88 MHz a 108 MHz) mantengan una frecuencia portadoraestable con una máxima variación de alrededor de ±2KHz para la frecuenciaasignada a cada estación. Esta estabilidad puede ser obtenida mediante eluso de la realimentación FM o el control automático de frecuencia. Estoscircuitos, detectan la frecuencia de la salida del demodulador o delmodulador y la comparan con la señal de audio de entrada o con una salidade referencia que ingresa a un detector de fase para generar una señal decorrección.

La descripción de estos dos sistemas se presenta a continuación:

a. Reaiimentación FM:

Cuando la señal FM se vuelve inestable, la señal a la salida deldemodulador difiere de la señal modulante que se transmitió. Lavariación de f(t) en e! receptor puede expresarse como la suma de f(t)más una señal DC (que es una señal de error producto de lainestabilidad) en instantes de tiempo. Mediante este método sepretende obtener esta señal de error para compensar a la señal f(t)original.

Un sistema de reaíimentacíón para estabilización de frecuencia semuestra en el diagrama de bloques de la Fig.No.3.10.

En este gráfico, la salida del generador FM se asume de la forma

fcj)(f) = A eos [ce f + ef + yf + Acó f f (T)C/ T]

donde Acó - V^Kg , h^ es la constante del generador FM, ¿ü es lafrecuencia portadora deseada, y es el cambio de frecuencia debidoa- la realimentación y e es la diferencia de frecuencia entre lafrecuencia portadora actual sin realimentación y la frecuenciaportadora deseada.

La salida del generador FM es mezclada con un oscilador controladoa cristal muy estable para extraer el término diferencia. Si el osciladora cristal opera a la frecuencia coc- c^ entonces a la salida delmezclador la señal toma la forma

= C eos [((üd + e +v)f +ACÜ f f (T)dT]

64

La salida del mezclador pasa a través de un demodulador defrecuencia que genera la señal

<t>2(f) = Kd [e + Y ~ 5(0 + Acó f (f)]

el término 5cú representa el error que existe para obtener lafrecuencia deseada e involucra la inexactitud del demoduíador y delosciladora cristal.

La salida del demodulador pasa a través de un filtro pasa-bajossuficientemente estrecho como para no dejar pasar el término f(t) de4>2(t), la salida del filtro es amplificada por -A0 y aplicada a la entradadel generador FM.

v^-^

Generador FMDesviación: A W

índice de modulación :J5

¿w ff(t)dt] •

Ccos(w c -w d ) t

salida FM

w Jf(t)dtJ

Y - t/w] ( t + V - c/w-t-

Fig.No.3.10Diagrama de bloques de un sistema de estabilización de frecuencia

Para producir el término yt en la fase de la salida del generador FM,el filtro y el amplificador juntos deben tener un valor y/Kg igual a -A0

Kd[e + y- Seo], así:

65

-s + 5co1

S\a ganancia en el lazo de realimentación es alta ( esto es A0 de unalto valor), y se aproxima a [-e + 5co] y la frecuencia resultante de lared se aproxima a (coc + 5cü) así, la estabilidad final dependeúnicamente de la estabilidad del oscilador a cristal y deldemodulador.

Control automático de frecuencia:

El control automático de frecuencia se realiza en base a un lazoasegurador de fase. Como se explicó en el numeral 3.3.b. el procesode estabilización se consigue comparando una muestra de la señalde salida FM o un submúltiplo de esta con una señal de referencia defrecuencia muy estable, mediante el uso de un detector de fase. Eldetector de fase junto con un filtro pasabajos genera un voltaje decontrol que ingresa al oscilador - modulador realizando la corrección.La amplitud de! voltaje DC de control depende del detector y del filtroutilizados y de los requerimientos de! oscilador. Generalmente seselecciona el voltaje DC de tal forma que el valor medio del rango devariación produzca la señal portadora sin modular.

Como se trata de un proceso necesario que forma parte del métodoescogido para ei drs-efreFy la implementación del modulador FMdirecto, el diseño y cálculo de los valores de los elementos de estecircuito aparece en detalle en el Capitulo IV.

66

DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN DEL MODULADORDIDÁCTICO EN EL RANGO DE PM

4.1 Diseño del Modulador FM utilizando el Método Directo

4.2 Diseño del Modulador FM utilizando el MétodoIndirecto

4.3 Construcción de los moduladores didácticos

CAPITULO IV

DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN DEL MODULADOR DIDÁCTICOEN EL RANGO DE FM

El modulador FM didáctico que incluye dos métodos de modulación, está disenadoy construido como dos bloques totalmente independientes cada uno de ios cualesutiliza una opción de las planteadas en el Capítulo III. Se selecciona la modulaciónen base a un PLL para el modulador FM directo y la técnica de Armstrong para elmodulador FM indirecto. Los moduladores incluyen circuitos de estabilización enfrecuencia.

4.1.- MODULADOR FM UTILIZANDO EL MÉTODO DIRECTO

El desarrollo de ios circuitos de aplicación del método directo de modulaciónen frecuencia estudiados en el Capitulo III permiten seleccionare! diseño delLazo Asegurador de Fase como el modulador a implementarse en lapráctica. La selección se realizó considerando que para el rango deoperación de la frecuencia portadora de! modulador (de 87.9MHz hasta99.9MHz) se dispone de un oscilador controlado por voltaje en un dispositivointegrado, el MC1648, que trabaja a estas frecuencias y de los divisores dealta velocidad para el lazo de realimeníación.

Para obtener la señal modulada en frecuencia se utiliza como parámetrovariable del VCO la capacidad. La capacidad variable está proporcionadapor un diodo varactor cuando'se le aplica una señal inversa de polarizaciónmás la señal de audio f(t) que actúa como modulante. Además el métodoseleccionado garantiza la estabilidad de la señal modulada porque comparauna muestra de la señal de salida con una referencia muy estableproporcionada por un oscilador a cristal. .

El diseño con este método se desarrolla en base-a tres bloques definidos dela siguiente forma:

1.- ETAPA DE AUDIO: encargada de generar y controlar las señalesmodulantes.

2.- ETAPA DE LA ONDA PORTADORA: encargado de generar la señalportadora estable.

3.- ETAPA DE POTENCIA: que proporciona el nivel de salida adecuadopara obtener una señal fina! de 1W para una frecuencia dentro delrango especificado.

67

Señal FMnf = 75KHz

MÉTODO DIRECTO DE MODULACIÓN EN FRECUENCIA

Fig.No.4.1.1Diagrama de bloques del modulador en frecuencia utilizando el método directo

El diagrama de bloques de las etapas mencionadas se muestra en íaFig.No.4.1.1. -

4.1.1.- ETAPA DE AUDIO: SEÑALES MODULANTES.-

Se podrá contar con ocho señales modulantes, seis generadasinternamente que corresponden a dos ondas sinusoidales, dos triangularesy dos cuadradas de 400Hz y 1000Hz respectivamente; una señalproveniente de un generador externo y la señal de voz tomada desde unmicrófono.

Se establecen restricciones en cuanto a la máxima amplitud, que será de1Vp y una frecuencia no mayor a 15KHzen el caso del oscilador extemo. Unbuffer interno permite visualizar la amplitud, forma de onda y frecuencia Idecualquiera de estas señales a la vez que garantiza evitar cualquier daño alcircuito por errores del usuario.

La selección de la señal modulante se logra a través de interruptores queestán disponibles para el usuario, cada uno con su respectivo indicador.

Ose. Internafm = 40Q Hzjir' /VA /\

Ose. Internofm = 1000Hz

1/L /W vV

Ose. Externofmax-15 KHz

'w

Señal de Voz<*=JVf

ffp=HÍ

— 1

-*

— Selección . . . . , , . . . .— , Variación de Amplitudrp 0 - . . . , . t de la señal modulantef Señal Modulante

Señales deConlful • »

Externas mn-nn-ri-ijiíjnj- OUTPUT1

..

H.ed de Preénfasis Rltro

-C"'I"j- ~ Pasa bajos

F¡g.No.4.1.2Diagrama de bloques de la etapa de audio

a, DISEÑO DEL AMPLIFICADOR DE BAJO RUIDO PARA LA SEÑALDE VOZ USANDO EL CIRCUITO INTEGRADO LM381

El nivel de señal proveniente de un micrófono es tan pequeño ysensible ai ruido que es necesario escoger un amplificador de alta gananciay de bajo ruido, para amplificar la señal hasta el nivei deseado. Para diseñare! amplificador se utiliza el circuito integrado LM381 pues además de cumplircon estos requisitos posee una ganancia de 112 dB, un voltaje de salidamáximo de (Vcc - 2V)Vpp, una entrada total de ruido de 0.5pV y un granancho de banda de operación, además el LM381 opera con una sola fuentede polarización entre 9 y 40VDC.

Para el diseño del amplificador se utiliza la aplicación desarrollada en lasespecificaciones del chip [14] bajo las siguientes condiciones:

a,1. Requerimientos del Amplificador:

El micrófono a ser utilizado es de marca JULiETTE, con unaimpedancia de salida de 600Ü. Se establece experimentaimente unaamplitud máxima a la salida igual a 6mV y de acuerdo al numeral4.1.1, para una seña! de salida estándar de 1Vp es necesaria unaganancia del amplificador igual a 150.

69

El amplificador debe trabajar entre los 60Hz y los 15KHz.

a.2. Circuito a ser utilizado:

MICRÓFONO

=l i-Fica=Joo cía audio cíe tsajo

F¡g.No.4.1.3Amplificador de audio de bajo ruido

a.3. Cálculo de los valores de ios elementos del amplificador:

Utilizando la figura No.3 de la hoja de aplicación del chip [14] sedetermina la corriente de colector óptima para la impedancia deentrada de 600Q (impedancia de salida del micrófono) igual a170uA. Con esta corriente, mediante la siguiente ecuación seencuentra el valor de R4 .

/ - 18 x 10É

RA + R5 = 65.13 X 103

Con la expresión:

= 3 R

70

_ _ 65.13 x 10w1.333

R4 = 48.86 x 103

3

RK = 15KD

Para garantizar estabilidad DC, R1 toma e! valor de 1K

Ve. x 107

2 6.05 x 103 + fc x 107

- 910

2 6.05 x 103 + 1.7 10

R3 = 6.832KQ

= 6.8KQ

- 910

para la ganancia Av - 150

A.. = — = 150

R2 = 45.63D

= 47O

R2

~2n x 60 X 47

C =

71

Utilizando la expresión de la ganancia de la etapa de entrada A.,tenemos:

A. =

(2 105) R4

+ 2 x 105

0.026 1. 4.1 1 1

-f . -f

I O4 R* R~

(2 x 105)47 x 1Q3

47 x 103 + 2 x 105

0.026 1

1.7 x 10~4 1 , 1

104

- 189.12

103

1

51

Para garantizar un rechazo ai ruido de la fuente de 100 dB (señal de120 Hz) C4 toma el valor de;

10

P.S.R.20

2TT f Rc

100

10 20

2n 120 x 15 x 103 x 189.12

Para la frecuencia de corte fn = 15KHz, C3 es igual a:

72

- 4 x 1CT12

C, =1

a n x 15 x 103 °-026

- 4 x 10'12

1.7 x 1CT4

10

C, = 65.37 pF

C, = 68 pF

—12 U O

1 i-rj.ea.dor- de idar bsi-Jo r<-iieto

Fig.No.4.1.4Amplificador de audio de bajo ruido a implementarse

Debido a que la densidad de potencia decrece a medida queaumenta la frecuencia y el ruido es más fuerte en el rango defrecuencia en el que la señal es más débil, las componentes de altafrecuencia de! mensaje se ven afectadas por el ruido presente en latransmisión, por lo tanto es necesario incluir para la seña! de voz amás del amplificador de bajo ruido una red de pre-énfasis como lade la Fig.Nq.4.1.4, que refuerce las componentes de alta frecuenciade la señal mensaje para reducir el ruido en esta región, que significauna reducción en el ruido de la señal FM. La constante de tiempopara la red de pre-énfasis es de 75ps según las normas 73.317 de laFCC (Federal Communications Committee) que detallan losrequerimientos de los sistemas de transmisión FM.

73

b.

La red de pre-énfasis no provoca incremento en la potencia de laseñal que se transmite porque la potencia de la señal FM es igual ala potencia de la portadora sin modular.

DISEÑO DEL FILTRO DE AUDIO:

El circuito a ser implementado es un filtro pasabajos Butherworth desegundo orden (n=2) con la frecuencia de corte (f ) igual a 15KHz, seselecciona el filtro de este orden porque no se requiere una selectividad muyalta. El diseño se realiza tomando una sección bipolar normalizada(Fig.No.4.1.5). Los valores para esta sección están tabulados en las tablasde diseño de filtros Butherworth (Kaufman M. y Sedman A. MANUAL PARAINGENIEROS Y TÉCNICOS, 1982, Cap.19, tabla 19-7, pág.19-31). Lasección bipolar se adecúa a la frecuencia de corte requerida haciendo:

C = normalizada

Z x FSF

P ~ p^ ^normalizada

donde FSF es un factor de cambio de escala igual a 2n fcoff.

Usando el amplificador operacional LF353, si Z = 33KO y FSF es igua! a94247.78 entonces C7 = 454pF, Q = 227pF y R =9R ^0R = 33KO.EIcircuito a implementarse se muestra en la Fig.No.4.1.5:

Rg.No.4.1.5Filtro de audio con fc=15KHz a implementarse

74

c. DISEÑO DE LOS OSCILADORES INTERNOS DE 400 Hz Y 1 KHzMEDIANTE EL USO DEL CIRCUITO INTEGRADO ICL3038 :

c.1. Operación del Integrado ICL8038:

El 1CL8038 es un generador de onda de precisión que permiteobtener señales cuadradas, triangulares y sinusoidalessimultáneamente desde O.OOlHz hasta SOOKHz con una distorsiónarmónica menor que el 1% en el caso de señales sinusoidales y unano lineaüdad menor que el 0.1% (la no linealidad es e! porcentaje dedesviación de la pendiente de subida o de bajada con respecto a lalínea recta esperada) en el caso de ondas triangulares.

Este circuito puede operar utilizando una única fuente (10 a 30 V) omediante el uso de dos fuentes (5V hasta 15V). Su funcionamientose basa en la carga y descarga de un capacitor externo por medio dedos fuentes internas activadas por un flip-fiop que a su vez esdisparado por dos comparadores seíeados a 1/3 y 2/3 de VCC.

La carga y descarga del condensador produce la onda triangular, elflip-fiop ¡a onda cuadrada y un convertidor pasa la onda triangular asinusoidal. La salida cuadrada del ICL8038 puede ser conectadamediante un resistor RL a un nivel DC diferente al de la polarizacióndel integrado.

El tiempo de carga y descarga del condensador externo determina lafrecuencia de la señal de salida y depende de la corrienteproporcionada por las fuentes internas, esta corriente es seteadamediante e! uso de dos resistores externos R1S y Reteniendo un ciclode trabajo del 50% si se ajustan a un mismo valor.

Si el circuito es utilizado con una sola fuente de polarización, e!voltaje promedio de la onda triangular y sinusoidal es la mitad del dela fuente de alimentación, mientras que si son usadas dos fuentes,las señales de salida oscilarán simétricamente alrededor de! nivel DCigual a OV.

El circuito a diseñarse, corresponde a la aplicación propuesta por elfabricante [12] que aparece en la Fig.No.4.1.6.

Donde los valores de R = R15 = R1S, f y C se calculan mediante lasecuaciones

75

f =

R =

0.3

R C

- . , - V CC(-)

5 /Ec.4.1.1

Fig.No.4.1.6Oscilador interno a400Hzy lOOOHz

El fabricante aconseja un nivel de corriente entre 10yA y 1mA puestoque corrientes menores que 1pA contribuyen a errores significativosa altas temperaturas y corrientes mayores a 5mA contribuyen aincrementos de error debido a! beta de los transistores y a susvoltajes de saturación.

Tanto R15 y R16 corresponden a elementos variables que permiten unajuste preciso de la frecuencia debido a la tolerancia que presentanlas resistencias de valor fijo y al valor de los capacitores utilizadosque no corresponden a los calculados. Los potenciómetros colocadosen los pines 1 y 12 (R^ y R^) minimizan la distorsión de la ondasinusoidal.

c.2. Diseño del circuito oscilador:

El valor de la señal de salida del oscilador debe ser igual a 1 Vp paracumplir con las especificaciones iniciales de esta etapa, por lo tantose'utiliza una fuente de 12V y se asume una corriente de 10OpA; de

76

la Ec.No.4.1.1, se tiene:

para / = 100u,4

12

5 x 100uA

para f = 1000 Hz

Cg = - - = 12.524 x 103 x 1000

Como la salida sinusoidal presenta una amplitud VSEN - 0.2 VCCl laonda triangular VTRI = 0.3 \¿c y la onda cuadrada y = }/c , paraobtener la amplitud deseada se utiliza divisores de tensión:

VTR, - °-3 ^oc - VT*i = 3-QVPP

«18se ásame R17 = 15 KD = 1 V = ^ 1.81/«17 + «18

R = 18.75

r nnC pp

se asume R2Q = 10 KO - 1 Up = 6 l/p

«20 + «21

R21 = 2 KQ.

En la práctica, se determinó que la onda sinusoidal no requiere del

77

divisor de tensión, pero en el caso de las demás ondas el valordeseado se consigue utilizando potenciómetros de 50KQ. El circuitoa ser implementado se muestra en la Fig.No.4.1.7.

Debido a comportamientos similares entre los dos osciladores(400Hz y 1000 Hz) las resistencias para el oscilador de 400Hz soniguales a las calculadas para el oscilador de 1KHz y también sereemplazan por potenciómetros de 50KQ, mientras que elcondensador C9 para el oscilador de 400Hz debe ser igual a 33nF.

Fig.No.4.1.7Oscilador interno a 400Hzy lOOOHza ¡mplementarse

d, DISEÑO DEL CIRCUITO DE CONTROL PARA EL OSCILADOREXTERNO

d.1. Operación del circuito:

La amplitud estándar para la señal modulante restringe el voltajemáximo permitido del oscilador externo a 1V sin embargo comoprecaución ante la posibilidad del uso indebido del prototipodidáctico, se diseña un circuito de control que proteje al moduladorcuando la entrada del oscilador externo supera el valor de 1Vp, ellímite de error puede llegar hasta 12Vp antes que se produzca algúndaño en el circuito de control.

Un led indicador y una señal audible dan la alarma indicandocualquier exceso a 1Vp para esta señal de entrada.

78

d.2. Diseño de! circuito de control:

Utilizando el circuito comparador LM319 se establece una señal decontrol, de OV o 12V, cuando el voltaje de entrada proveniente deloscilador externorespectivamente.

sea menor a 1V o sobrepase este valor

Para evitar ambigüedades en este proceso la señal del osciladorexterno antes de ingresar al comparador es previamente rectificada.

La señal a la salida del comparador, actúa a la vez como control deun MUX analógico 2 a 1 (CD4053) que deja pasar la señal deloscilador externo o fija la salida a un valor fijo de OVDC. La señal ala salida del comparador también permite que el led de alarma seencienda y se elimine el reset de! TIMER 555 utilizado comogenerador de la señal que controla la intermitencia de la alarmaaudible. El diagrama de bloques de la Fig.No.4.1.8, muestra elfuncionamiento del circuito de control del oscilador externo.

Señal de intermitenciapara la alarma audible

Fig.No.4.1.8Diagrama de bloques del circuito de control de! Oscilador Externo

El diseño del comparador con el circuito integrado LM319 solorequiere la especificación de la resistencia de salida R24 = 5.6 KQobtenida de los circuitos de aplicación del chip [13], de lasresistencias del divisor de tensión R^ y F|3 que proporcionan elvoltaje DC con el que se compara la'señal de entrada y la resistenciaR25 que sirve para limitar la corriente del led que para este caso sehace igual a 10mA (Manual ECG, diodo ECG3007, lFmáx = 50mA).

79

El TiMER 555 se diseña como un circuito aestable que genera unaseñal cuadrada de frecuencia igual a 10Hz, utilizando la aplicaciónpropuesta en el manual de operación del chip [13], como se muestraen la Fig.No.4.1,9 y el valor de los elementos se calcula de lasiguiente forma:

-t-S Vo

R2G RS7

Sen-a 1 de Contr-o 1r=ana la ai ar-ma

U-1S55

3

i

S

0 ? 5S R

R

TR

cV

2

_JiL_

s

1

ICÍS___ ._

~ CiS0. i ul

Fig.No.4.1.9Circuito aestable utilizando el LM555

para f = 10/-/Z y R26 + 2 R27 = 10MQ

C15 =

C,, =

Se asume = 3.9/VfQ

R27 = 3.05MQ

f??7 = 3.3ATQ

El diagrama circuital total del control para el oscilador externo semuestra en la Fig.No.4.1.10.

80

Fig.No.4.1.10Circuito de control para el oscilador externo

e. CIRCUITO DE SELECCIÓN DE LA SEÑAL MODULANTE

Para elegir iá señal modulante.de las ocho señales disponibles, seutiliza un MUX analógico 8a 1 (CD4051), con tres líneas de control. Lastresseñales de control son generadas del codificador 8 a 3 (74LS148), cuyasentradas se obtienen de los interruptores.

Este proceso se realiza para evitar el ruido que producirían los interruptoresdurante la conmutación.

La señal modulante resultante tiene una amplitud pico de 1V y antes deingresar al VCO se tiene un potenciómetro disponible al usuario quepermite variar el índice de modulación.

El circuito a ¡mplementarse se muestra en la Fig.No.4.1.11.

81

Sena 1Modul a

02.,O3

F¡g.No.4.1.11Circuito de selección de la señal modulante

4.1.2.- ETAPA DE GENERACIÓN DE LA PORTADORA.-

Para el diseño de esta etapa, se utiliza un oscilador controlado porvoltaje (VCO) capaz de generar la frecuencia portadora y a la vez la señalmodulada como parte de un lazo asegurador de fase (PLL) que se encargade estabilizar la frecuencia portadora (fp). E! PLL toma ¡a señal portadora ala salida del VCO (la cual puede estar variando en frecuencia) y la comparamediante un proceso de realimentación con una señal de frecuencia fija (fro frecuencia de referencia) normalmente generada por un cristal, paraestablecer un voltaje de compensación proporcional a la diferencia de faseentre estas dos señales. La diferencia obtenida (valor DC de control), seinyecta al oscilador provocando un cambio en la frecuencia en sentidocontrario a como estaba variando, para mantener la frecuencia de la señalportadora fija .

El diagrama de bloques simplificado del modulador diseñado en base al PLLaparece en la Fig.No.4.1.12.

82

Señal Modulante (fm)

fr=8.33KHz

Detector de

FM de¡.7 MHz a 99.9 MHz

r &,

•iz±*f

DiProgrde 88

visoama7 a

Kf

rlies999

Kv

CircuitoSujetador

Fig.No. 4.1.12Diagrama de bloques del circuito generador de la señal modulante

El circuito a ¡mplementarse cuenta con divisores de frecuencia programablesque permiten setear externamente (disponible ai usuario) el valor de fp enrangos discretos de 0.1 MHz desde 87.9 MHz hasta 99.9 MHz.

Para facilitar ei diseño de los divisores de frecuencia en el lazo derealimentación del PLL, se establece el valor de la frecuencia de referencia(fr) para e! aseguramiento de fase en 8.3KHz.

La frecuencia de referencia se genera de la división para 60 de un crista! defrecuencia igual a 500KHz.

a. CIRCUITO GENERADOR DE LA SEÑAL DE REFERENCIA A8.3KHz:

Utilizando compuertas nand CMOS (CD4011) se obtiene el osciladora cristal de SOOKHz (circuito de aplicación del manual CMOS DATA BOOKNational Semiconductor), esta señal es dividida para 60 mediante doscontadores CD4018BC que permiten programar divisiones casi simétricaspara 6 y para 10. El diagrama circuital del osciladora 8.3KHz se muestra enIaFig.No.4.1.13.

83

OSCIUODOR « seoKHz DIVISOR >c 60

-C U 0 ,

¿l3f¿1l 098 G 5 ¿l3iaÍ 019

R34 VDOOOCC VRCOJQPJ470 -iSDCiS — KSS-R4

fl f tOOBB JJQQQUYi U13 12ñBi2G DX22J.33G

toWid l-!3 ^D-J1¿1± ¿1234567 J.I2Í3|.<US 617 9

j— i? 1 1 II T - - T *

^[^ _[__ 2.2M >R3H CD431S-^p-Ci4 T^ C13 /S.2M — 1__

j 27 f=F | 27 PF | 1^ —

. .. .

SEÑAL. DEA e.

111 1,1,1 1,SS43I2I1 0(3

VRCOJQPJ— K554R-4

J JQOG.J

Ult2|3[4|S|6 7IBulsrj

CO-301B ]

rREFERENCIñ

Fig.No.4.1.13Circuito generador de la señal de referencia a 8.33 KHz

b. DISEÑO DEL VCO (OSCILADOR CONTROLADO POR VOLTAJE)PARA GENERAR LA SEÑAL PORTADORA UTILIZANDO ELCIRCUITO INTEGRADO.MC1648:

E! MC1648 puede ser utilizado como un oscilador controlado porvoltaje si entre ios pines 10 y 12 se coloca un circuito tanque paralelo LC,donde C es ía capacidad variable obtenida de un diodo varactor o de!arreglo entre una capacidad variable y otra fija. El dispositivo incorporaademás un control automático de ganancia (AGC) para optimizar larespuesta de frecuencia, seíear internamente el valor pico pico de laoscilación del circuito tanque y dar forma a la señal de salida.

El VCO requiere además dos capacitores externos C3 y C4 a la entrada de!VCO (pin #10) y en el pin AGC (pin #3) respectivamente, para garantizar losniveles DC deseados en estos puntos.

En general, la señal de salida del VCO es una onda cuadrada pero paratrabajar a frecuencias alrededor de 100MHz el fabricante recomiendacolocar desde el punto AGC a el punto VCC una resistencia de mínimo 1 KQpara obtener una onda sinusoidal de un valor pico pico mucho mayor queeí de la onda cuadrada obtenida normalmente [15].

Del manual de operación del fabricante, se impiementa el circuito queaparece en la Fig.No.4.1.14.

84

K B.1 uF

C3

DIECGS1S

Fig.No.4.1.14Oscilador Modulador FM

Donde el rango de oscilación del VCO puede ser calculado mediante lasecuaciones:

máx

min CD(min) + Cs

donde fmjn =f (cD(máx) + cs

Cs es la capacitancia en paralelo a la entrada de! VCO y aproximadamenteigual a 6 pF y CD es la capacitancia del diodo varactor o el arreglo entre undiodo varactor y una capacitancia fija. Un parámetro importante que se debedeterminar para el diseño del lazo asegurador de fase, es la constante deloscilador Kv, que se define como la pendiente de la característica detransferencia del VCO, es decir la pendiente de un gráfico entre lafrecuencia de salida en función del voltaje DC aplicado al diodo varactor.Esta constante se determina experimentalmente.

'D(min)

Asumiendo L = 0.1 \iH

Para fmln = 87.8 MHz

= 32.78 pF - CD(m¡n) = 26.78 pF

85

para fmax = 99.9 MHz

Co(max) + Cs - 25.38 pF - CDCmax} = 19.38 pF

El diodo a utilizarse es el ECG612 que permite un voltaje de polarizaciónreverso máximo de 30V, para una relación de voltajes de 2V a 30V se tieneuna relación de capacitancias igual a 2.9 y a un voltaje V = 4V el varactorproporciona una capacidad de 12 pF. Se establece para fmax= 99.9 MHz-unvoltaje de polarización igual a 4V con CVmax= 12 pF (Cves la capacidad deldiodo varactor), entonces:

= 19-38 pF

__ p JL P

Dmax °Vmax.E/V SERIE ' °2

C2 = 19.38 pF - 6 pF

C2 = 13.38 pF

lín. ENSERIE ^ Dmin ^2

= 26-.7S pF - 13.38 pF

CWn/n. EN SERIE " ^ 3 - ^ P^

Cv = 26.8 pF

El diodo ECG 612 es el reemplazo deí varactor MV2105, y se puede tomarcomo referencia ias curvas que este elemento presenta [19] y determinar asiel mínimo voltaje de polarización que se necesita para conseguir CVm¡n, eneste caso igual a 26.8 pF como se aprecia en la Fig.No.4.1.15.

86

C. diado (pF)

IDO

0.1 0.2 0.3 1 2 3 4 10

Voltaje Reuerso u., (V)

Fig.No.4.1.15Gráfica de la capacidad del diodo MV2105

en función del voltaje reverso

De la Fig.No.4.1.15 tenemos; para CVmin= 26.8 pF, Vvaractor- 2V.

b.1. Cálculo de la constante Kv (ganancia del VCÓ [rad/seg]/V ):

V - V .max rnm

= 4 V

= 2 V

= 2TT [99.9 - 87.9] * 1Q6 [rad/seg]

[4 - 2] [V]

- 37.69 * 105 [rad!seg]IV

El oscilador modulador a implementarse con e! circuito integrado MC1648aparece en la Fig.No.4.1.16.

87

DJLECGG12

Fig.No.4.1.16Oscilador Modulador FM a ¡mplementarse

c. DISEÑO DEL DETECTOR DE FASE Y DEL FILTRO PASABAJOSMEDIANTE EL USO DEL CIRCUITO INTEGRADO MC4044 :

c.1. Detector de Fase Y Frecuencia MC4044:

R ,

V

Detector de Fase

Detector de Fase

U1

DI

• U2

-D2

PU

PDCharge Pump

UF

DF

Amplificador

Interno

Fig.No.4.1.17Diagrama de bloques del circuito integrado MC4044

Para realizar la detección de fase, se utiliza el circuito MC4044, quegenera un voltaje de error proporcional a la diferencia de frecuenciay/o fase de las señales de entrada. Consiste de dos detectores defase digitales, un charge pump y un amplificador.

Las entradas del MC4044 aceptan formas de onda TTL. Un diagrama

esquemático de este circuito integrado se muestra en laFig.No.4.1.17.

c.1.1. Operación del detector de fase:

El detector de fase #1 es utilizado para sistemas donde serequiere asegurar a cero la diferencia de fase o frecuencia de lasseñales de entrada, mientras que e! detector #2 es usado paraasegurar que las señales de entrada se mantengan en cuadratura,o también para indicar que el lazo principal cuando se utiliza eldetector #1 no está realizando el aseguramiento.

Los detectores de fase consisten de una circuitería lógica secuencialque responde únicamente a transiciones, por tanto su operacióndepende de las condiciones iniciales del sistema pero garantiza queel error en la fase no dependa de variaciones en la forma de onda ode la amplitud de ía señal a asegurarse.

En el diseño a implementarse, el detector utilizado es el #1, en elcual, cuando ocurre una transición negativa en R (entrada dereferencia, pin #1) y después de esta una transición negativa en V(entrada variable de realimentación, pin #3) las señales de salida U1(pin #13) y D1 (pin #2) van al estado alto (1L) produciendo elaseguramiento de! lazo, este estado U1 = 1Ly V1 = 1 Lpermanece asíhasta cuando una nueva transición negativa en R ocurre llevando lassalidas U1 y D1 al estado 0Ly 1L respectivamente, en espera de unaposible transición negativa de V que llevará nuevamente a las salidasal estado U1 - 1Ly V1 =1L) este proceso genera una onda periódicaen el termina! U1 mientras que D1 permanece en alto. Un resultadosimilar se puede obtener si se toma ei uso de las entradas R y V ensentido contrario, pero ahora la forma de onda periódica aparece enla salida D1 mientras U1 permanece en alto. La Fig.No.4.1.18muestra este proceso. Un análisis más completo que determina losvalores que toma U1 y D1 puede obtenerse mediante el uso detablas lógicas en diagramas de tiempo especificados en los datostécnicos del chip [153.

En cualquier caso ei valor promedio de la forma de onda variableresultante es proporcional a la diferencia de fase- entre las dosentradas.

89

R

V

U-t

D1

Fig.No.4.1.18Gráfico a la salida del detector de fase del MC4044

c.2. Operación del Charge pump y del amplificador:

El charge pump es un circuito que permite realizar el aseguramientode las señales que ingresan ai detector para diferencias de fase entre-2n y +2n, proporcionando un voltaje de salida que varia entre 1 VBE

y 3 VBE.

Una gráfica de voltaje de salida del charge pump en función de ladiferencia de fase de las señales de entrada (mostrado en el AnexoA), permite obtener !a constante de ia función de transferencia de!detector (K^), según los datos proporcionados en el manual deoperación del C.l. MC4044, el valor de esta constante esaproximadamente igual a 0.12 V/radian.

c.3 Operación del Filtro Pasabajos del Lazo:

Las características fundamentales del lazo como son rango decaptura, ancho de banda, tiempo de captura y respuesta transitoriason controlados por este filtro, de ahí la importancia de realizar unbuen diseño.

Debido a la función de transferencia de! lazo, es necesario que e!filtro que se diseñe sea de segundo orden con una respuesta defrecuencia semejante a la de una entrada paso; esto lleva a definirconceptos como frecuencia natural del lazo (wn) y factor de

90

amortiguamiento (Q, que aparecen en las curvas de respuesta delfiltro proporcionadas por el fabricante (F¡g.No.4.1.20).

El MC4044 dispone de un amplificador operacional que junto con untransistor adicional son utilizados para diseñar el filtro, como se indicaen la Fig.No.4.1.19, donde los elementos a ser determinados sonR1,R2,C1 y R3 mediante las siguientes ecuaciones;

2 e

K

bajo las siguientes restricciones determinadas por el fabricante:

(a) R2 > 50 Q(b) R2/R1 < 10(C) 1 KQ < R1 < 5 KQ y RL

Utilizando como ejemplo el diseño presentado en el manual para elC.L MC4044, se muestra en la Fig.No.4.1.19 el detector de fase masel filtro que incluye una red externa adicional utilizando el transistorMPS6571.

riNPUT.~l_S

Fig.No.4.1.19Detector de Fase y filtro pasabajos

91

fout = 87.9 MHz a 99.9 MHz

fnf = 8.3 KHz

sobre pico < 20%

tiempo de aseguramiento entre canales = 10mseg

5 = 0-8

A/ = = 99'9 * 10'fref 8.3 * 103 Hz

N = 12036.145

E! valor del sobrepico y de! factor de amortiguamiento E; se escogeconsiderando la respuesta del filtro pasabajos a la entrada paso quese muestra en la Fig.No.4.1.20. Es necesario tomaren cuenta que lafrecuencia de referencia equivale tan solo al 0.01% de la frecuenciaportadora por lo tanto, asumiendo un coeficiente dé amortiguamientoigual a 0.8 se puede establecer una frecuencia normalizadaalrededor de este porcentaje wnt = 5.5 (Fig.No.4.1.20).

°v 5.510 * 10

Q}n = 550 [radlseg]

0.1 [Virad]

= 37.69 * 10S [rad!seg]!V

= 0.1 x 37.69 * 106

1 12036.145 * (550)2 * 1000

= 1

92

2 * 0.8

550 * 1 x 10= 2.9 KQ

R7 = 2.7 KQ

l.G 2-O.3.0 -4.O ;S.O 6.O 7.0 8.Ó 9.0 f O

b3nt

12 13 14

Fig.No.4.1.20Respuesta del filtro de segundo orden a la entrada paso

d. Diseño de los divisores programables para el lazo derealimentación:

Como se explicó en e! diseño del MC4044 y dei filtro del lazo, loscontadores deben proporcionar una señal de frecuencia igual a 8.333KHz a partir de señales de 87.9 MHz hasta 99.9 MHz.

La primera división toma las .señales y las divide para 12 utilizandoel contador de alta frecuencia MCHC4040. Las siguientes divisiones,se realizan para números enteros correspondientes a los valores de

93

las frecuencias seleccionadas, por ejemplo;

Si la frecuencia seleccionada es 93.4 MHz, el factor dedivisión es de 934 veces, o si la frecuencia a dividirse es 89.8MHz, el factor es de 898 veces.

Para conseguir esto, se utilizan 3 contadores decádicosprogramables (74LS197), que dividen el factor en unidades, decenasy centenas.

El circuito ¡mplementado para este propósito se muestra en laFig.No.4.1.21

4.1.3.- ETAPA DE POTENCIA.-

Provee de un bloque, amplificador clase A, que adapta la señal del VCO(Señal sinusoidal de 1 Vpsobre una carga de 800Q) a una señal compatible con elcontador MCHC4040 (VILmáx~ 1V í\fHtnln= 2V); además se tienen dos etapas depotencia que elevan el nivel de la señal, tanto en voltaje como en corriente paragarantizar una potencia mínima a la salida igual a 10OmW sobre una carga de 50Qy en el mejor de los casos una potencia igual a 1W, como se muestra en eidiagrama de bloques de la Fig.No.4.1.22.

Arn p llflcador

clone A

FTen m p (If 1 cutí o rde potencia

ci««e e i± rz

Amplificador final

clase B & X

alldn del VGO Scrtnl de salida Flví

F¡g.No.4.1.22Diagrama de bloques de la etapa de potencia

Las condiciones que esta etapa debe tomar en cuenta son:

94

v o-

VD

CB

CL

Q-t

-OL

CO

C C

Q Q

AD

UC

D

•C

BC

LD

Di u

C

D

Ií C

C9

aS

üU

CD

C

x\\C

-*-A

L

CÍ

B£

C O

QD

UG

Dí

TJS

J3 4

515

17 8

\\\.

Vi

1Q

QR

CQ

10

89

K

i

\\\*

ÍK

UJ.6

MC

HC

1O

40

Se 1

eccio

n d*

la

f re

c:u

«rn

cia

p

orta

do

r-*

Fis

-N

o-l.

1-2

C

Grá

fico

d«

lo» di vi

«o

re»

p

roo

r-o

ma

b 1

ws

en

«

1 la

zo

d

e ra

al iin

en

-fca

cio

n

d« I

PLL

Af = 12 MHz

Q = Dental = 93.9 MHz

Af 12 MHz

Q = 7.83

Donde Af representa el rango de frecuencia de selección y Q corresponde al factorde calidad del circuito total.

Considerando inicialmente que el circuito puede constar de 3 etapas, mediante laexpresión:

donde n corresponde al número de etapas del bloque de potencia, se ve que elmáximo Q que puede presentar cada etapa es:

Qc/c/r = 7'83

Para implementar esta etapa, se considera inicialmente, el diseño de unamplificador clase C, con una potencia de salida igual a 1W sobre la carga de 50Q,los resultados experimentales muestran una operación eficiente del amplificadortan solo en rangos muy estrechos de frecuencia y para voltajes en la base deltransistor superiores a 2V, fuera de este rango, la amplitud de la señal en la basedel transistor se reduce de tal forma que el amplificador clase C deja de operar.

Debido a los resultados anteriores, se descartó el uso del amplificador clase C parala etapa de potencia y se optó por ¡rnplementar un amplificador cíase B que noofrece un rendimiento teórico del 85% al 100% como el clase C, pero que puedetener un rendimiento teórico del 78.5% [3], pero que no presenta restricciones encuanto a la amplitud de las señales de entrada.

95

a. OPERACIÓN DE LA SECCIÓN FINAL DE AMPLIFICACIÓN DEPOTENCIA:

Fig.No.4.1.23Amplificador clase B

Cuando se trata de diseñar un amplificador de potencia clase Bsintonizado como en este caso, por lo general el circuito propuestoes el que aparece en la Fig.No.4.1.23 [3][6],

Sin embargo, aunque e! circuito tanque en la base del amplificadorgarantiza una alta impedancia de entrada a la frecuencia de sintonía,es necesario usar una red de neutralización para evitar oscilacionescomplicando aún más el diseño, en lugar de esto, se opta poreliminar e! circuito tanque a la entrada como se muestra en laFig.No.4.1.24.

de en±r"-ada

Serval de Salida FMde Q7 . SMHs: a 33. 3MH=

Fig.No.4.1.24Amplificador clase B con elementos pasivos

96

El valor de las resistencias R,y R2se obtiene considerando un voltajeen la base de 0.5 V y asumiendo un valor de corriente de salida.

a.1. Diseño del amplificador de salida clase B:

Para realizar el diseno de este amplificador, se utiliza el transistor2N3866 [17], bajo las siguientes condiciones iniciales:

R, = 50Q

P.,,f

; -

°P

vo vp0u, = - ~ donde Vam, = -SS.

O \J

iop = 200 [mA]

idealmente i debe ser igual a lc entonces se asume

97

/c = 200 [mA]

/op = 200 [mA] = 63>66 [mA]

n rr

PDC = 100 para Vcc = 12I/

s 63.33 = 0_6 3 3

B 100

Se calcula la corriente de emisor en esta forma porque elamplificador solo deja de ser cero durante una parte del ciclo(durante 180°).Como el voltaje de base tiene un valor fijo de 0.5V, una corriente através de la resistencia de base R2 mucho mayor que ¿ da unaimpedancia de entrada aun más baja, para evitar esto, se toma IR2

comparable a la corriente de base, esto no altera el objetivo deldivisor de tensión en la base para diseños generales.

sea IR = 1.26 [mA]rí2

Va 0-5 [VI^2 =

IR 1.26 [mA]

= 390

IR = (1.26 + 0.63)[m>A] = 1.89 [mA]

- 0.5

B (12 - 0.5)

(1.89 * 10

R. = 6.1 KO.

= 390 II 6.1K = 366.56

2. = 100Ülnr

z.n = 100 | 373.97 O = 78.6 O

La impedancia de entrada del transistor, se obtiene de los datosproporcionados por e! fabricante [17].

= 93.9

asumiendo L^ = 0.2yH

(2TT /)2 * /--, 2n * (93.9 X 106)2 * 0.2 x 10~6

C? = 14.36 pF

y C2se ¡mplementa con un condensador variable de 3 a 40pF.

Para determinar la potencia de entrada mínima con los datos delfabricante se tiene;

99

= 10 de2tJ3B66

G = 10 log

Pln

p = POUÍ = 1'" loq-1 1 10

Pln = 100 mW

Bajo esta condición, la mínima señal de entrada para . esteamplificadores:

Vfn = i/2 RL P.n = i2 * 78.6Ü * 100 X 10

y,n, = 3.96 [U]

Este bloque, al igual que los que se diseñan en adelante cuenta conun filtro en V^ (Fig.No.4.1.25) para evitar cualquier tipo derealimentación que produzca oscilación. Los capacitores C3í C4 y C5

filtran rangos de frecuencias altas (en el orden de los MHz), medías(en el orden de los KHz) y bajas (en el orden de los Hz)respectivamente. XCHRF está diseñada para atrapar la frecuencia deresonancia del circuito, donde X es la reactancia (expresada enohms), en este caso inductiva.

JC » Xc^ a f =.93.9 MHz

= 17 ; X. . = 1700•'a

CHRF

= 2-8

100

. . . /~y

OJ_J_ Z.9UH _^

C3 -T- -J~ C4 -J- 1

_^. ^X-a* —L

a.2 UJH ,/

Fig.No.4.1.25Amplificador clase B (etapa de salida)

Para continuar con el diseño, debido a la baja impedancia de entradade este bloque, se construye una red transformadora de impedancias(RTI) que eleve cuatro veces el valor de la carga para que se puedanobtener valores aceptables de bobinas y capacitores.

a.1.1. Diseño de la Red Transformadora de Impedancias a laentrada del amplificador clase B #1:

Para la transformación de impedancias se utiliza la red i de laFig.No.4.1.26. Las reactancias capacitiva e inductiva se determinande la siguiente forma:

X X2 = Xp X-

R= +

101

X ;> ± A/316 * 78 = ± 160

se asume Xm = +280

316

78(280 2 - 24648)

Xp = ± 466.6

= ± \8316(280 2 -

Xs = ± 115.2

X

= X

C7 = 2.3 pF

, X7 = - 466.6 - 280 = -746.6

, X6 = - 115.2 - 280 = -395.2

C = 5 pF L2 = 0.47 \\H

RL.

•7S

Fíg. No.4.1.26Red Transformadora de Impedancias de 78 O a 316 Q

El nivel de voltaje y potencia deseados a la entrada del bloque final,requiere el diseño de otra etapa preamplíficadora clase B.

a.2. Diseño de la etapa #2 clase B:

Utilizando el transistor 2N3866, bajo las siguientes condicionesiniciales se tiene;

102

Pout = 100 [mW]

Vout = 4 [V]

Z = 316 [Q]

°P ¡nZ 316 [Q]= 12.66

En este caso debido al pequeño valor de la corriente no se asume 1R3

comparable a 1B sino:

I0 = ¡op = 12.66 [mA]

¡o __ 12.66 [mA] = [mA]

n n

oc

4.03 >3

- °-5 _ (12 - 0.5) [U]

R, = 500 [Q]

= =

«4 =

- o.5) [V] no - o¿ u

= 12 [KQ]

103

En lugar del circuito tanque en el colector dei transistor, se coloca unchoque de radio frecuencia, porque la red transformadora deimpedancias que se diseña a la entrada de la etapa anterior ya esselectiva:

= Zout

XCHRF» 316 [D] w XCHRF = 3.16 [/CU]

XCHRF = 3.16 x 103

2n * f " 2n * 93.9 x 106ceníra/

= 5.3

El diagrama circuital de la etapa preamplificadora clase B, se muestraen laFig.No.4.1.27.

Como en el diseño anterior, con los mismos datos técnicos se tieneun Zin igual a:

Zin = 2 /n r u RB > RB = R3 i R4

RB = 500 [Q] || 12 [KO] = 480 [O]

Z/flr = 160 [Q]

Z.n = 160 [Q] || 480 [O] = 120 [Q]

Para la ganancia de potencia y la potencia de salida especificadas,Vínp debe ser;

Gp = 10 [dB]

= 100 [mW]

P,n = 10

104

Vln == 2 * 12° * 10 X 10"3

V. = 1.55lnn

La impedancia de entrada es baja, por lo tanto se diseña otra red deacoplamiento con un factor multiplicación igual a cuatro, similar alcaso anterior. "~

C±0100 UF

es0.1 uF

ca100 pF

|_XNPUT 1"

CHRFB.3 u

^OUTPUT IB

. QS•4 NTE311

F¡g.No.4.1.27Amplificador clase B segunda etapa

a.2.1. Diseño de la Red Transformadora de Impedancias a laentrada del amplificador clase B #2:

Para implementar este circuito se utiliza la red TT de la Fig.No.4.1.28.Las suceptancias capacitiva e inductiva expresada en mhos sedeterminan de la siguiente forma:

B = ±\/ G

v 2

m

105

> ± 1 1480 * 120 240

1se asume ñ = —

140

B = ±120

(480 140 57600

B = ± 2.9 * 10

480

120 140 57600'

Xs = ± 0.011

+ s, =o

fia =

C 2 = 17 pF

= 2.9 * 10~3 + 7.14 * 10~3 = 10.04 * 10"3

," B^ = 0.01 + 7.14"3 = 0.01714

C,. = 30.75 pF L, = 0.24 \\H

INPUT 1S~>—

ra_12E

Fig.No.4.1.28Red Transformadora de Impedancias de 120 Q a 480 O

a.3. Diseño de Amplificador clase A:

Se necesita un voltaje mínimo de 1.6 V para cumplir con losrequerimientos de entrada del bloque anterior, los resultadosexperimentales obtenidos determinan a la salida del VCO 1 Vp sobreRL = 800Q, por lo tanto es necesario diseñar una etapa adicional de

106

amplificación que satisfaga al bloque #2 y además que adapte laseñal de VCO a la entrada del contador MCHC4040. Para esto seutiliza un amplificador clase A emisor común con el transistor 2N918bajo las siguientes condiciones:

PDC = 70DC2fj9lB

AC2N918

Z.n = 800 [Q]

A = - - 2 W = 2

por seguridad se asume A = 3

= 6.25RL 480[Q]

se asume lc - 7 [mA]

A =(*5 + O

600* re -

A

r - 26 [ _ _ ," -

107

R5 = (200 - 3.71) [Q] = 196.29 [Ü]

RR = 200 [D]

se asume V£ = 2.5 [V]

R£ - = MJE. = 357_14

T /F 7 [mA]

RE = (R - R ) = (357.14 - 200) [D] = 157.14 [Q]

= 1 5 0 [Q]

l/H = 350 [Q] * 7 [m^] = 2.45 [V]

l/s = l/E + 0.6 = (2.45 + 0.6) [V]

VB = 3.05 [V]

= 0.1PDC 70

» /„ se asume ln = 1

B 3.05 [Kü]

R7 = 3 . 3 [ACQ]

108

R» =

1R = 1'1

Vcc ~ VB _ (12 - 3.05)

/R 1.1 [mA]"a

RR = 8.2 [ACQ]

RB = 2.35 [Kíi]

Z.n = (PAC + 1) (R5 + re)

Z.n = 9 * 200 [Q] = 1.8 [KQ]

, = Z/n u RB = 1'8 [KQ] II 2'35 [KQ]T

Z,n = 1.02 [KQ]

C£ 6 C^

CE = 165.78 pF CP = 180 pF

Se asume LK = 0 . 2

- 14.36 pF

C14 es un condensador variable de 3pF a 40pF.

El diagrama circuiíal del amplificador clase A y del fijador se muestraen la Fig.No.4.1.29.

109

Fig.No.4.1.29Amplificador clase A y circuito fijador a implementarse

a.3.1. Diseno del circuito que adapta la señal sinusoidal de 1Vp

a la salida del VCO,al contador MCHC4040:

De los datos proporcionados por el fabricante, el MCHC4040 tiene lacapacidad de aceptar como señal de reloj una onda sinusoidal enlugar de una señal cuadrada pura. La restricción, es cumplir con e!mínimo voltaje de entrada para que sea reconocido como nivel altoesto es 2V y el máximo nivel de entrada para que sea reconocidocomo nivel bajo esto es 1.0V [18]. La respuesta tiende a ser máscuadrada mientras mayor es el factor de división.

El circuito anterior proporciona una señal pico de salida de 2V,utilizando un circuito fijador, colocamos la señal ± 2Vp entre O y 4Vp.

T = R * C

T : tiempo de carga del condensador

T » T

T : período de la señal a ser fijada

1T = 100 7 = 100 *93.9 * 106

= 1000 ns

R. = 10KQ'"MCHC404Q

110

- T _ 1000 [ns]o — —• —15 R 10 [KD]

C,, 2: 100 [pF]

El circuito total del método directo de modulación en frecuencia que incluye las tresetapas diseñadas se muestra en la Fig.No. 4.1.30.

111

4.2.- MODULADOR FM UTILIZANDO EL MÉTODO INDIRECTO

El método indirecto de modulación en frecuencia se realiza aplicando el

principio del método de Armstrong descrito en el numeral 3.4, el desarrollo parte

de una señal FM de banda estrecha obtenida de una señal modulada en amplitud

con portadora suprimida (M AP.S.) que luego es multiplicada sucesivamente hasta

llegar a una seña! FM de banda ancha.

Para evitar el uso de mezcladores, el diseño de este método establece una

portadora sinusoidal estable de 62.5 KHz, que es procesada hasta obtener una

señal FM de banda estrecha. La señal FM de banda estrecha de 62.5KHz, es

multiplicada inicialmente 500 veces utilizando un Lazo Asegurador de Fase hasta

llegara la frecuencia de 31.25MHz y finalmente se multiplica por tres hasta obtenerla señal FM de frecuencia portadora igual a 93.75 MHz.

Implementado el circuito descrito, se observa la limitación del detector de faseMC4044 para enganchar la señal del lazo de realimentación con la señal de

referencia a 62.5KHz, lo que obliga a dividir las señales a la entrada del detectorpor un factor de ocho hasta 7.8125KHz, manteniendo el resto del circuito según el

diseño inicial. Aunque e! proceso que genera la señal de banda estrecha puedeser diseñado incluyendo desde el inicio esta última división ahorrando un circuito

integrado, no se hizo esto por el costo que implica repetir el proceso y e! tiempoadicional necesario para calibrar los filtros utilizados.

La estabilidad de! proceso se garantiza porque como portadora inicial se utiliza unoscilador a cristal y e! PLL para la multiplicación.

Se establecen tres bloques de diseño que cumplen con las siguientes condicionesy que se muestran en la Fig.No.4.2.1:

1.- SEÑAL FM DE BANDA ESTRECHA:

Este bloque genera una señal FM de banda estrecha a partir de una señalmodulada en amplitud con portadora suprimida con un índice demodulación FM sumamente pequeño..

Para cumplir con el índice de modulación pequeño (P - 0.2), se asume ¡afrecuencia de la señal modulante fm= 250 Hz. De esta forma se obtiene unAf= 50 Hz.

112

2.- SEÑAL FM A 31.25 MHz:

Este bloque se encarga de multiplicar [a señal FM de banda estrecha

(fp^7.8125KHz) hasta obtener una señal FM con £ = 31.25 MHz y Af = 25

KHz.

3.- SEÑAL FM A 93.75 MHz:

Este bloque se encarga de multiplicar la señal FM defp- 31.25 MHz y Af =

25 KHz hasta obtener una señal FM de fp= 93.75 MHz con Af=75KHz (valor

de la desviación de frecuencia normalizada).

Multiplicador x 3

fp = 93.75 MHz

SEÑAL FM

Fig.No.4.2.1Diagrama de bloques del método indirecto de modulación en frecuencia

113

4,2.1. - SEÑAL FM DE BANDA ESTRECHA.-

El diagrama de bloques simplificado de ía Fig.No.4.2.2, muestra los

pasos que debe seguir la señal portadora para ser modulada en frecuencia

con banda estrecha.

Seña! FMde banda estrecha

Fig.No.4.2.2Señal FM de banda estrecha

a. Diseño del circuito generador de la señal portadora a 62.5 KHZy del circuito desafadoren 90°:

Para generar la señal portadora sinusoidal de 62.5 KHz, se utiliza un

oscilador a cristal de SOOKHz y un contador binario (C.I.74LS93) que dividela señal para ocho hasta obtener la frecuencia deseada (salida QB en el pin#9 del (C.I.74LS93) como se muestra en la Fig.No.4.2.3.

La salida del circuito integrado 74LS93 genera una onda cuadrada que

ingresa a un registro de desplazamiento (C.I.74LS194) que actúa como e!desafador de 90° de la Fig.No.4.2.2, las dos ondas de igual frecuenciadefasadas entre si 90° se obtienen de la señal de entrada ser/al en el pin

114

#2 del chip y de la salida serial desplazada en el pin #15 del chip, el

74LS194 requiere de una señal de reloj de frecuencia igual al doble de la

señal de entrada (125KHz) que se obtiene de la salida Qcdel 74LS93. Las

señales cuadradas son filtradas hasta obtener las señales de frecuencia

fundamental. Eí gráfico de! circuito que que defasa la señal portador y filtra

las señales se muestra en la Fig.No.4.2.4.

<<

S00KH3

ifll i'U1

Cci -"

, Rl' 470

" "

a.an"^ C2

l4l3(2

-t- 1 SC

APlQC12AE

123

>R2

i"

í>C

SE3 J

4

M

ais

IT J. 2

3B-HC

se

a

3

7

Ui

O O Q O :ABCD

-1-23S1

, „LJ2

OUTPUT 4")

Fig.No.4,2,3Señal portadora a 62.5 KHz

a,1. Diseño del filtro a 62.5 KHz:

Para f - 62.5 KHz ; f =2íT

asumiendo C = 0.1

L = 64.8

La bobina de 64.8 pH se reemplaza por una bobina variable de 50

MHa 150 MH.

Experimentalmente, se determina la amplitud de la señal a la salida

de los filtros igual a 1Vpl este valor es muy alto para ingresar al

modulador AM con portadora suprimida, por lo tanto, se reduce la

señal portadora a 250 mVp (valor que garantizar una adecuada

supresión de portadora [13] y un bajo nivel de ruido) utilizando un

potenciómetro de 500 Q.

115

La salida del filtro de la señal portadora que debe sumarse a la onda

modulada en amplitud con portadora suprimida también incluye un

potenciómetro, que permite tener control de la amplitud de la señal.

F¡g.No.4.2.4Señal portadora filtrada y Señal portadora defasada y filtrada

b. Diseño del circuito generador de la señal modulante procesada;

Para obtener la señal modulante de 250 Hz, se utiliza el generador de onda

ICL8038, especificado en e! método anterior (numeral 4,1.1(0)), con los valores de

corriente y voltaje de polarización similares, donde:

R = R R = R , = 100 [KQ]

C, = 50

El circuito con los valores correspondientes se muestra en la Fig.No.4.2.5.

116

RS10K

RS100K

CJL00. iuF

F¡g.No,4.2.5Generación de ia señal modulante a 250 Hz

El método requiere que la señal que actúa como modulante sea en realidad

la integral de la señal a ser recuperada en un demodulador.

El diseño del circuito integrador a esta frecuencia se desarrolla a

continuación.

b.1. Diseño del circuito integrador para la señal modulante(fm):

Para implementar el circuito iníegrador a la frecuencia fm, se

utiliza el amplficador operacional LF353 en base a la aplicaciónpropuesta en el Manual Linear Aplications pág.20-4, como semuestra a continuación con:

2n *

f = 250 [Hz ]

se asume C,1 = 22 [ r\F] R.. = 28.93 [KQ]

= 27 [KQ]

El diagrama circuital del integrador con los valores calculados, se

117

muestra en la Fig.No.4.2.6.

F¡g.No.4.2.6Circuito ¡ntegrador de la señal modulante

El circuito posee compensación para la corriente de polarización del

amplificador, a través de R12se suministra una corriente adicional a

la entrada del amplificador para contrarrestar los efectos de

corrientes de fugas de polarización que pueden ser integradas, el

valor de esta corriente se ajusta por medio de! potenciómetro R13. Ei

diodo es usado como un regulador haciendo la compensación

insensible a variaciones en el voltaje de alimentación y variaciones

por la temperatura en la corriente de polarización .

El potenciómetro R15 a la salida del ¡ntegrador, controla la amplitud

de la señal que entra como modulante del siguiente circuito.

c. Diseño del modulador de amplitud con portadora suprimida

(M.A.P.S.):

Para desarrollar este circuito, se utiliza la aplicación típica del

Modulador Balanceado LM1496 [14], con variaciones en los valores de

algunos elementos como por ejemplo las resistencias R19] R20, R25l R26 nue

determinan la ganancia de la señal de salida (el aumento en el valor de las

resistencias significa el aumento en la amplitud de la señal de salida) y el

valor del potenciómetro R17 que controla la adecuada supresión de la señal

portadora (un aumento en el valor del potenciómetro mejora la supresión de

la portadora), determinadas experimentalmente.

118

El diagrama circuiíal del modulador ¡mplementado se muestra en la

Fig.No.4.2.7.

F¡g.No.4.2.7Modulador con portadora suprimida a 62.5 KHz

d. Diseño del circuito sumador de la señal modulada en amplitud

con portadora suprimida con la señal portadora:

Para implementar este circuito, se utiliza e! amplificador operacional

LM359, con ganancia unitaria:

,/Vout

AMPS

"30

^PORTADORA

R31

r\ —"33

— D II D II O~ K30 II K31 II H32

^30 = ^31 ^ ^32 = 1-8 [KCl]

(1.8 || 1.8 || 1.8 ||) [KO] = 600 [Ü]

R33 = 560 [O]

119

La seña! que se obtiene como resultado -de esta suma ingresa a un

comparador que cuadra la señal para ser compatible con la entrada TTL y

luego se somete a la división para ocho en el C.1.74LS197 que disminuye

la frecuencia de la señal a 7.8125KHz . El circuito que realiza esta operación

se muestra en la Fig.No.4.2.8.

F¡g.No.4.2.8Sumador de la señal FM de banda estrecha

4.2.2.- SEÑAL FM A 31.25 MHz.-

Para obtener la señal FM a 31.25 MHz a partir de la señal FM de

banda estrecha a 7.8125KHz se utiliza un PLL que hace las veces de un

multiplicador de frecuencia, donde ei VCO se sintoniza a la frecuencia

deseada (31.25 MHz) y los contadores del lazo de realimentación dividen

esta señal hasta obtener la frecuencia de referencia.

Fig.No.4.2.9Diagrama de bloques del modulador FM hasta 31.25MHz

120

El diagrama de bloques de esta etapa se muestra en la Fig.No.4.2.9.

a. Diseño del oscilador controlado por voltaje:

Como en el caso del diseño del VCO para el método anterior, se

utiliza el circuito propuesto por el fabricante en base al integrado MC1648

y los varactores ECG612 pero con e! valor de las bobinas y loscondensadores adecuados a la frecuencia de 31.25MHz.

se asume L7 = 0.8

c , ,(2TT * f) 2 * L

CTOTAL = - - - = 32.42 pF(2H * 31.25 x 106)2 * 0.8 X 10 ,

CTOTAL Cs + CD

Cx = 6 pF

Para establecer el valor de la capacidad del varactor (utilizando las curvas

del voltaje reverso en función de capacidad), se asume el voltaje DCproporcionado por el detector de fase igual a 2.5 V que permite un punto deoperación medio.

C VARACTOR = 17'5 ÍPñ a VR = 2.5 [V]

= 8.75 [pF]

CD = (32.42 - 6) [pF] = 26.42 [pF]

C7 = (26.47 - 8.75) [pF]

C7 = 17.42 [pF]

121

Mientras que los valores del circuito tanque de salida son:

se asume CK = 8 [pF]

1

(217 * /)2 * C5

1

\-122n * 31.25 x 10T * 8 x 10

< = 3.2 [pfí]

En la práctica, la señal de salida que se obtiene es una onda que tiende a

ser cuadrada de amplitud igual a 5 Vpp sobre una carga de 1KQ, pero que

es reconocida por el divisor CMOS MCHC4040. La señal se fija para

ingresar a los divisores del lazo de realimentación.

a.1. Diseño del circuito sujetador o fijador a 31.25 Mhz:

7 =1 1

= 32 [ns]f 31.25 x 106

T » T T = 3200 [ns] ; T = R C

si R = 10 [KQ] => Cn = 320 [pF]

C, = 330 [pF]

kccsi^KHM^

os oa

TJ =p U ¡^ _.

£s|_ T_|( LL NT^f

Fig.No.4.2,10Circuito Oscilador controlado por voltaje a 31.25 MHz

122

El circuito fijador junto con el VCO se muestran en la Fig.No.4.2.10.

b. Diseño de! detector de fase del PLL en base al circuito integradoMC4044:

Como ya se ha mencionado, el detector MC4044 opera comparando

una señal de frecuencia fija con una de frecuencia variable, para esta etapa

la señal de frecuencia fija corresponde a [a señal FM de banda estrecha

cuya portadora se origina de un cristal, mientras que la señal de frecuencia

variable se obtiene de la división de la señal de salida del VCO.

b.1. Diseño de! Filtro pasabajos de! PLL:

foof = 31.25 [MHz]

fref = 62.5 [KHz]

se asume un sobreímpulso < 20 %

N=^= 31-25 WW = 500fnf 62.5 [KHz]

tiempo de aseguramiento = 1.6 [ms]

E, = 0.8

La frecuencia de referencia igual a 7.8125KHz equivale tan solo al

0.0025% de la frecuencia portadora. Por lo tanto, asumiendo un

coeficiente de amortiguamiento igual a 0.8 se puede establecer parauna frecuencia normalizada alrededor de este porcentajeFig.No.4.1.19 el valor de wnt = 5, (para un mayor detalle del diseño,refefirse al numeral 4.1.2(c.3)).

—-— = 5 x 103 \rzdlseg]0.001

123

K =

0.1 * 37.69 X 10É

A/ 4000 * (5 x 10T * 1000= 37.69 [nF]

= 39 [nF]

p -*

2 * 0.8

C 5 x 103 * 39 x 10"9

= 8205.13 [O]

/?, = 8.2 [KQ]

E! circuito detector de fase que incluye un divisor de tensión que

maneja la amplitud del voltaje de control antes del amplificador

externo al chip se muestra en la Fig.No.4.2.11.

j.ZNPUT_~ir>

c.

Fig.No.4.2.11Circuito detector de fase

Diseño de los divisores del lazo de realimentación del PLL:

Para construir este bloque (divisor para 4000), se utiliza el contador

CMOS de alta velocidad MCHC4040, mas el circuito integrado 74LS11 que

es un arreglo de compuestas AND de tres entradas que permite resetear el

124

contador cuando alcanza el valor máximo de la cuenta, esto es posible

porque los circuitos TTL LS trabajan a una frecuencia típica de 40MHz.

Aunque la división no es exactamente simétrica e! detector de fase trabaja

normalmente porque solo se activan con las transiciones negativas de la

señal.

El circuito implementado aparece en la Fig.No.4.2.12.

Fíg.No.4.2.12Circuito divisor del lazo de realímentación del PUL

4.2.3.- SENALFM A93.75MHz:

El bloque que permite obtener la señal a 93.75MHz se implementaen base a un multiplicador por tres mediante un amplificador clase C

sintonizado a 93.75 Mhz (tercera armónica) con una entrada de 31.25MHzmás los amplificador necesarios para obtener una señal de 50 mW depotencia sobre una carga de 50Ü y los circuitos que acoplen la señal desalida del VCO a la entrada del multiplicador. El diagrama de bloques deesta etapa se muestra en la Fig.No.4.2.13.

125

Fig. No. 4.2.13Diagrama de bloques del modulador FM a 93.75 MHz

a. Diseño del amplificador de potencia clase C a 93.75MHz;

F¡g.No.4.2.14Amplificador de salida clase C

Para implementar el amplificador clase C, se utiliza el circuito de ía

F¡g,No.4.2.14 con el transistor 2N3866, bajo las siguientes condiciones:

Pout = 50 [mW]

f = 93.75 [MHz]

RL = 50 [Q]

126

Poc = 100

P,•MC.2,V3S6fi

Gp = 10 dB

Asumiendo Vcc = 12 [V]

v = 12 [VIL J

f -}- 1 + -^X

°Pr A

Asumiendo A = 2

12 = v0 * (1 + —) + 1 => v = 7.33 [U]/T o ?r

^o P( _ ?L\ P out

d ' " "

= 80.4

= 6 [V]

! = 2 l = /. = 26.8

127

CE.. 12R = ü = l£~

lc 26.8

3, = 447.74 [Q]

A =

r. = ' 4 [Q] = 223.87 [O]

f *ac 447.74 [Q]

'„„i Op c «-) >/e - —• - b.zl

_ 3

n

/E 5.21a 4.99 [Q]

RH = (223.87 - 5) [ Q] = 2 1 8.87 [ Q]

KP = R, = 220 [Q]

zm = (Pac + 1) (RE + re) = 9 * 225 [Q] = 2025 [Q]

128

RB » 2¡nO In -r

RD = R, = 22[KQ.]

Zin = Z,nr U RB = 2.05 [KD] II 22 [KQ] = 1'85

[/CU]

Gp = 10 log -HUÍ - P,BT = 5 [mW]/n

Para e/ circuito resonante: L = 0.1

(2TT * 93.75 x 106)2 * 0.1 x 10"6

C,, = 28.8 [pF]

a,1. Diseño de la red de acoplamiento de salida de 448 O A 50Q:

Este circuito se diseña usando las redes de acoplamiento tabuladas

en el Manual Motorola Radio Frequency. Los datos necesarios para

el diseño son Routy Couídel amplificador, RL, la frecuencia de trabajo

y el factor de calidad deseado.

El tipo de red utilizada es la red B, como se muestra en la figura de

la pág.20-39 del manual mencionado y el valor de sus

componentes son los siguientes:

Para Q = 10 , f = 93.75 [MHz]

R-i = Rn,,t = 50° [Ql Y c^ = 8 [pF]l QUl L J y QUI u- J

se tiene: Xr = 50 , Xr = 16.57 , X, = 64.44U2 ^3 ^

C2 = -1 . C, = 33.95 [pF]

129

12TT * 93.75 x 106 * 16.57

C, = 102.45[pF]

64.44

2T7 * 93.75 x 10e

= 0.1

C2 debe incluir el valor de la capacidad de entrada y se reemplaza

por un condensador variable de 3 pF a 40 pF.

C3 se reemplaza por un condensador fijo de 68 pF en paralelo con un

condensador variable de 3 pF a 40 pF.

Como ía red de acoplamiento es resonante a la frecuencia de trabajo

del amplificador, se reemplaza el circuito tanque calculado para el

amplificador de potencia por un choque de radio frecuencia:

"CHRF X, 'CHRF = 6444

6444CHRF

2T7 * 93.75 x 10= 10-9

Un gráfico del amplificador de potencia de salida y la red

transformadora de impedancias aparece en la Fig.No.4.2.15.

Fig.No.4.2.15Amplificador ciase C y red transformadora de ¡mpedancias

130

b. Diseño de la etapa de preamplificación a 93.75 MHz:

Para el diseño de esta etapa, se utiliza un amplificador clase A con

el transistor 2N918, con los siguientes parámetros de operación:

RL = Zout ; RL = 1.85 [K O]

Vop = 4 [V]

4 \V]/ = L J = 2.2 [mA]°p 1.8 [KQ]

El mayor valor de Pacse obtiene para una corriente de colector igual

a 7 [mA], por lo tanto:

se asume ¡c = 7 [mA] para (3ac = 8

R.A = eq

(RE + re)

RL II 1//7oe) ;

se asume A = 8

re = - = ' - 225 [O] RE = 270 [Q] ;>A 8

VE = 270 [O] * 7 [m¿] = 1.89 [U]

f a 26 ^ = 3_7

Para aumentar el valor de VE se puede incrementar el valor de F^ y paracompensar el valor de la ganancia por este aumento, se coloca uncondensador de emisor a tierra.

R, = 330[Q]

C7 = 750 [pF]

131

Se asume una ganancia alta porque la señal que ingresa a esta

etapa es la salida del triplicador de frecuencia y mientras la señal

armónica sea de mayor orden su amplitud es mucho menor.

V£ = 330 [Q] * 7 [mA ] = 2.31 [V ]

Vfí = VP + 0.6 = 2.91 [ V ]o t L J

^±_^ = Q/|

Poc 70

R4 = _£ = 2'91 ^ = 2.9 [KD]

'«4 1

R. = 2 . 7 [KQ]

= 1.1

~ r a _= _cc — B = — . = 826

/ 1.1 [mA]

Rc = 8.2 [/en]

El circuito tanque en el colector tiene los siguientes valores:

L. = 0.2

Ca = 14.41 [pF]

($AC + 1) (R3 + re) = 9 * 333.7 [Q] = 3

= R5 \4 = (2.7 || 8.2) [KQ] = 2.03 [KQ]

Z. = (3 || 2) [KD] = 1.2 [KD]

132

\ = 0.5 [U]

El amplificador clase A utilizado en esta etapa con ios valores

correspondientes se muestra en la Fig.No.4.2.16.

Fig.No.4.2.16Preamplificador clase A

c. Diseño de! triplicador de frecuencia (de 31.25 MHz a 93.75 MHz):

Para diseñar el multiplicador por tres, se utiliza un amplificador claseC con el circuito de salida sintonizado a la tercera armónica de laseñal de entrada; esto es posible porque la corriente de salida estaformada por pulsos que contienen un alto porcentaje de armónicos.

Para producir la frecuencia deseada con el mejor nivel de potencia,el ancho de los pulsos de la corriente de salida, debe ser [4] :

Armónico

3 da.

Ancho Óptimo a

80°-120°

Potencia de Salida b

0.50-0.65

Impedancia c

1.5-2.0

Ancho óptimo del pulso de corriente con respecto a lafrecuencia fundamental.Salida de potencia aproximada, asumiendo que la salidanormal de un amplificador clase C es 1.Impedancia relativa de carga, asumiendo que en el caso delamplificador clase C es aproximadamente 1.

133

Los valores del tanque en el colector de este circuito son:

L* = 0-17

13 (2TT * 93.75 x 106)2 * 0.17 X 10"e

C,, = 16.9 [pF]

C13 se reemplaza con un condensador variable de 3 a 40 pF.Para

conseguir el ancho de pulso deseado es necesario controlar la

amplitud de la señal de salida de la etapa anterior.EI valor de los

elementos del circuito multiplicador se determinan a continuación:

A = L , RE + r + ' = 600[Q]

°p RL 1.2 [K O]

[mA

L

= 5 [mA ]

/o = 5 * 10-»

n n

^.59[mA]

RE = (600 - 16.35) [Q] = 583,65[O] , RE = RK = 560 [Q]

* 1) (RE + re) =30 *QQQ[C1] = -\.8[Ktl]

134

v = 2 t v ]

El circuito multiplicador de frecuencia implementado se muestra en

laF¡g.No.4.2.17.

Fig.No.4.2.17Multiplicador de frecuencia de 31.25MHza 93.75MHz

d. Diseño de la etapa amplificadora que acopla la señal de salidadel VCO a la entrada del multiplicador por tres:

La señal de salida del VCO ingresa a un amplificador clase A a31.25MHz, que permite controlar la amplitud de la señal de salida

que va al multiplicador. Para este amplificador, se utiliza el transistor2N918 .

R L =1 .3 [KQ] , vop=2[V]

/ = 1 [mA ] , se asume lc = 4 [mA ]

135

se asume A = 2

= 900 [Q]A 2

r = 26 , = 6.5 [Q]/c 4 [mA]

Rs = (900 - 6.5) [Q] , RK =910 [Q]

VE = 9 1 0 [Q] * 4 [mA] = 3.64 [U]

^ = V + °-6 = 4-24 [^

= o.05 [

Poc 70

= i - 4'24 [^9 " = 4'24

El circuito tanque en el colector tiene los valores:

136

C17 se reemplaza por un condensador variable de 3 a 40 pF.

El diagrama circuital del amplificador clase C ¡mplementado se

muestra en la Fig.No.4.2.18.

R10,V.SK,

GIS

j INPUT 12

R33.SK

luH

1 nF

QUTPUT 13

2N318C14

Fig.No.4.2.18Amplificador ciase A a 31.25 MHz

El diagrama circuitai tota] del método indirecto de modulación en frecuencia con los

bloques señalados se muestra en la Fig.No.4.2.19.

137

C

4.3.- CONSTRUCCIÓN DE LOS MODULADORES DIDÁCTICOS

a. Los moduladores didácticos tanto para el método directo como para

el método indirecto se construyen en dos equipos independientes enbase a los diagramas circuitales especificados en los numerales de

la sección 4.1 y 4.2 y presentados en forma completa en las figuras

No.4.1.30 y No.4.2.19. La técnica empleada en la construcción se

basa en circuitos impresos en láminas de cobre sobre fibra de vidrio,

mediante fotograbado. Las copias de cada uno de los circuitos

impresos aparecen en e! Anexo B.

Para facilitar la implementación y el funcionamiento del equipo, en

especial de la parte de alta frecuencia, se construye para cada uno

de los métodos tres, placas de acuerdo a las etapas diseñadas, así,

para el método directo se tiene una placa para la etapa de audio, otra

para la etapa de la señal portadora y otra para la etapa de potencia.

De igual forma para e! método indirecto, una placa para la etapa de

la señal FM de banda estrecha, otra para la etapa de la señal FM a

31.25MHz y otra para la señal FM a 93.75MHz. En los dos casos,

entre cada una de las placas se colocan láminas metálicas que

actúan como blindajes. Una fotografía de las tarjetas construidas

para el modulador con el método directo y para el método indirecto

se muestran en la Fig.No.4.3.1. y Fig.No.4.3.2 respectivamente.

Fig.No.4.3.1Tarjetas construidas para el modulador en frecuencia

utilizando el método directo

138

Fig.No.4.3.2

Tarjetas construidas para el modulador en frecuenciautilizando el método indirecto

El prototipo didáctico para la modulación con el método directodispone de una fuente Switching TECTROL TC245-0795 de 41W,cuyas especificaciones son las siguientes:. Salida + 5V a 4.8 A

. Salida -5Va0.12A

.Salida +!2Val.1 A

. Salida -12Va0.34A

El prototipo didáctico para la modulación con el método indirectodispone de una fuente Switching CSA, cuyas especificaciones sonlas siguientes:

. Salida+ 5V a 2.0 A

. Salida -M2V a 1.5 A

. Salida-12V a 0.3 A

139

e. Cada uno de los módulos posee conectores de salida que permiten

monitorear las señales procesadas, y en el caso del modulador

directo conectores de entrada por donde ingresan parte de las

señales modulantes que están a disposición del usuario. En forma

detallada se tiene:

MÉTODO DIRECTO: consta de:

1. cinco puntos de salida que describen a:

PS1: Señal modulante seleccionada a 1Vp.

PS2: Señal FM dividida variable a ser asegurada.

PS3: Seña! FM de frecuencia fija que ingresa al comparador

de fase MC4044.

PS4: Señal de salida final donde se debe colocar una carga

externa de 50Q o un Vatímetro mediante un conector

BNC.

PS5: Señal final de salida FM que puede ingresar al

analizador de espectros.

2. Dos conectores disponibles al usuario que permiten ingresar

dos tipos de señales modulantes externas:

PE1: Un conecíor BNC para la señal proveniente de un

oscilador sinusoidal externo con una máxima amplitud

de 1Vp y una frecuencia inferior a 15KHz.

PE2: Señal de voz proveniente de un micrófono.

3. Pulsadores externos con retención (SW1) que realizan la

selección de la señal modulante elegida.

4. Un potenciómetro externo (A) que permite variar la amplitud

de la señal modulante del OV hasta 1Vp que es la máximaamplitud disponible.

5. Un selector rotativo numérico de tres dígitos (SELECCIÓN):

que proporciona una señal BCD de acuerdo al número elegido

y selecciona la frecuencia portadora que va a ser modulada.

140

6. Un led y una señal audible (ALARMA): que indican cualquierexceso a 1V para la señal externa modulante proveniente del

osciiador.

La Fig.No.4.3.3 muestra el modulador en frecuencia con el método

directo constuldo, con los puntos disponibles al usuario

Fig.No.4.3.3

Vista total del modulador en frecuencia

utilizando ei método directo

MÉTODO INDIRECTO:

1. Consta de ocho puntos de salida que describen a:

PS1: GNDPS2: Señal modulante a 250HzPS3: Señal integral de la señal modulantePS4: Señal modulada en amplitud con portadora suprimida.PS5: Señal modulada en frecuencia de banda estrecha que

ingresa como referencia al detector de fase.

141

PS6: Señal portadora a 62.5KHz.

PS7: Señal portadora a 62.5KHz defasada 90°.

PS8: Señal FM proveniente del lazo de realimentación que

debe ser enganchada para realizar la multiplicación.PS9: Señal modulada en frecuencia a 31.25MHz.

PS10:Señal modulada en frecuencia a 93.75MHz sobre unacarga interna de 50Q.

La Fig.No.4.3.4 muestra el modulador en frecuencia con el métodoindirecto construido, con los puntos disponibles al usuario.

F¡g.No.4.3.4Vista total del modulador en frecuencia

utilizando el método indirecto

f.Los moduladores didácticos están montados en un gabinete metálicoy poseen un control de encendido del equipo, cable de alimentacióna AC (110V) y un fusible de protección de 1.5 A en el caso delmodulador con método directo y de 1 A en el caso del modulador conmétodo indirecto.

142

Un diagrama esquemático colocado sobre la tapa de cada uno de los

moduladores permite al usuario visualizar los bloques que forman

parte de cada modulador, los puntos por donde se muestrea la señal

monitoreada y los puntos por donde se puede ingresar la señal con

el método que lo permite. Adjunto al diagrama esquemático aparece

una lista de pasos que se deben seguir para utilizar el equipo y las

precauciones en su manejo.

143

MANUAL DE OPERACIONES Y MANTENIMIENTODEL EQUIPO, PRACTICAS SUGERIDAS PARA EL

LABORATORIO, CONCLUSIONES YRECOMENDACIONES

5.1 Manual de operaciones y mantenimiento del equipo

5.2 Prácticas sugeridas para el laboratorio

5.3 Conclusiones

5.4 Recomendaciones

CAPITULO V

MANUAL DE OPERACIONES Y MANTENIMIENTO DELEQUIPO

5.1.- MANUAL DE OPERACIONES Y MANTENIMIENTO DEL EQUIPO

Para utilizar el módulo didáctico con modulación directa es necesario tomaren cuenta los siguientes pasos:

1.- Antes de encender el equipo conecte en la salida BNC PS5 unacarga externa de 50Q o un Watimetro con la misma especificaciónmediante un cable coaxial de 50Q. Puesto que el amplificador -desalida en este método entrega una potencia máxima de 1W sobreuna carga de 50Q es indispensable verificar este paso para no dañaral equipo. En caso de elegir un Watimetro como carga, utilizeúnicamente aquellos que permitan mediciones de mínimo 3W comoprecaución.

2.- Encienda el equipo y seleccione mediante los switches de retenciónSW1 la señal modulante que desee. El modulador está diseñadopara trabajar por defecto con la modulante proporcionada por eloscilador externo. Si esta señal no fuese conectada se transmiteúnicamente la señal portadora.

3.- Seleccione mediante el selector rotativo SELECCIÓN la frecuenciaportadora deseada. En este punto es importante considerar que sibien el selector permite maniobrar frecuencia entre los SO.OMHzhasta los 99.9MHz, el circuito está diseñado para trabajar entre los87.9MHz hasta los 99.9MHz. Por limitaciones del equipo, no esconveniente dejar el selector en un valor inferior a los 87.9MHzporque la señal FM dividida que ingresa al detector de fase puedeestar fuera del rango de captura del detector (referirse a lo expuesto

4.- Mediante el potenciómetro externo A el usuario puede variar laamplitud de la señal modulante desde OV hasta el máximo valor quees 1VP.

5.- Sí e! led se enciende y la señal audible ALARMA se hace presente,el usuario debe verificar si se cumple la restricción especificada enel numeral 4.1.1/e, esto es no superar la amplitud máxima permitidade 1Vp.

6.- Solamente después de haber desconectado el equipo retire la carga

143

de 50Q.

La utilización del módulo didáctico con modulación indirecta norequiere de pasos previos que se deban respetar puesto que únicamenteestá diseñado para presentar al usuario terminales que le permiten rastrearla señal. No proporciona sino potencias inferiores a los 50 mW por lo que lacarga de 50Q en el amplificador de salida es interna. Las señales PS1, PS2,PS3, PS4, PS5, PS6, PS7 y PS8 pueden ser observadas en unosciloscopio de baja frecuencia, mientras que las señales de alta frecuenciaPS9 (Señal modulada en frecuencia a 31.25MHz) y PS10 (Señal moduladaen frecuencia a 93.75MHz) solo pueden ser visualizadas en un osciloscopiocon un ancho de banda mayor o igual a los 200MHz y con puntas de pruebacompensadas para evitar que la capacidad del osciloscopio sumada con lacapaciadad del cable de la punta de prueba alteren el valor de la capacidaddel circuito y se tomen valores de la señal en función de la frecuencia enespecial cuando se trata de un circuito resonante.

Los moduladores requieren que se respete los pasos de operación,y no se conecte ninguna señal de entrada en los puntos especififados comosalidas para garantizar su funcionamiento.

5.2.- PRACTICAS SUGERIDAS PARA EL LABORATORIO

5,2.1. Utilizando el modulador FM con modulación directa:

CALCULO DEL ÍNDICE DE MODULACIÓN:

a. Conecte el equipo según los pasos descritos en el manual deoperación (Numeral 5.1.).

b. Seleccione el valor de la frecuencia portadora más estable con la quese va a trabajar (Para determinar la estabilidad de la señal portadorautilize el analizador de espectros en la menor escala de ancho debanda que permita visualizar en forma completa la señal esto esgirando la parte superior de la perilla ANCHO DE BANDA hacia laderecha), es conveniente escoger la frecuencia en un espacio libredel espectro (evitando las emisiones FM comerciales).

c. Presionando el Switch correspondiente mida con el osciloscopio elvalor de la amplitud del tono sinusoidal de 400Hz.

d. Como en este punto se tiene ya la señal FM, mediante el uso delanalizador determine la desviación de frecuencia de la señalconsiderando como desviación de frecuencia el intervalocomprendido entre la doble cinta que muestra la imagen.

e. Mediante la expresión;

144

donde Af es la desviación de frecuencia y fm es la frecuencia de laseña! modulante, determine el valor del índice de modulación.

f. Repita el proceso cambiando el valor de la amplitud de la señalmodulante.

g. Observe como cambia la desviación de frecuencia ai variar laamplitud de la modulante, compare los resultados obtenidos.

h. Manteniendo constante la amplitud de la señal portadora, repita elproceso anterior seleccionando en este caso el tono de 1 KHz.

i. Compare los resultados obtenidos.j. Determine e! valor del índice de modulación considerando los casos

donde se varía la amplitud de la señal modulante manteniendoconstante su frecuencia y para el caso en el que se mantieneconstante la amplitud y se varía la frecuencia modulante,seleccionando una determinada frecuencia.

k. Compare los resultados con los obtenidos para diferentes frecuenciasportadoras.

!. Para tener mayores fuentes de comparación, seleccione comomodulante a la señal proveniente del oscilador externo, introduzcabajo las condiciones descritas un tono sinusoidal de cualquierfrecuencia.

ANÁLISIS ESPECTRAL DE LA SEÑAL FM:

a. Conecte el equipo según los pasos descritos en el manual deoperación (Numeral 5.1.).

b. Seleccione e! valor de la frecuencia portadora.c. Para un mismo nivel de amplitud de la señal modulante, escoja las

diferentes funciones que se dispone para la señal modulante.d. Observe en el analizador de espectros las diferentes alternativas y

compare los resultados obtenidos.

VALORES NECESARIOS PARA OBTENER UN Af = 75KHZ:

a. Conecte el equipo según los pasos descritos en el manual deoperación (Numeral 5.1.).

b. Seleccione el valor de la frecuencia portadora.c. Escoja como señal modulante el tono sinusoidal de 400Hz.d. Varíe la amplitud de la señal modulante hasta obtener en el

analizador de espectros una desviación de frecuencia igual a 75KHz.e. Repita el procedimiento anterior para el tono de 1 KHz.

145

f. Compare los resultados obtenidos.g. Seleccione como señal modulante la proveniente del oscilador

externo con un valor de amplitud inferior al obtenido en el litera! e.h. Varíe la frecuencia del oscilador hasta obtener la desviación de

frecuencia igual a 75KHz.i. Disminuya el valor de la amplitud de la señal proveniente del

oscilador externo, repita el literal anterior.j. Compare los resultados obtenidos.

5,2.2. Utilizando el modulador FM con modulación indirecta:

SEGUIMIENTO DE LA SEÑAL:

a. Rastree la señal con el osciloscopio en cada uno de los puntos deprueba, determine utilizando el analizador de espectros la desviaciónde frecuencia de la señal FM.

146

5.3.- CONCLUSIONES

La modulación analógica en frecuencia es un proceso que permitellevar información en una señal denominada portadora mediante lavariación de su frecuencia en función del tiempo. La expresión quedefine a esta señal contiene un número infinito de componentes y suancho de banda también es infinito, sin embargo en la práctica, lasamplitudes de las componentes de frecuencia superior sondespreciables y la mayor parte de la energía de la señal FM quedacontenida en las componentes espectrales situadas dentro de unancho de banda finito que se define como W=2(Af+2fm)J donde fm esla frecuencia de la señal modulante y Af es la máxima desviación defrecuencia fijada en 75KHz como máximo valor por la ComisiónFederal de Comunicaciones FCC para estaciones FM deradiodifusión comercial. Por lo tanto el ancho de banda esaproximadamente igual a 150KHz.

La modulación en frecuencia garantiza teóricamente que la señalportadora mantenga su amplitud original independiente del índice demodulación, por lo tanto la potencia de esta señal es constante eigual a la potencia de la portadora sin modular. Como la señal FMtiene componentes de portadora y de banda lateral, una adecuadaelección del índice de modulación puede hacer a la potencia de lacomponente portadora tan pequeña como se desee permitiendo unaeficiencia de transmisión cercana al 100%.

Como el ruido presente en la transmisión puede ser consideradocomo una función de probabilidad en la mayoría de los casos de tipoguassiana, se puede también expresar la densidad espectral depotencia FM en términos de la función densidad de probabilidad dela señal modulante y estudiar exhaustivamente el comportamiento deuna señal FM y los efectos que el ruido ocasiona en este tipo desistemas de modulación. Aunque ésto-no es parte del temaestudiado en el presente trabajo, es conveniente mencionar que sepuede dar un tratamiento de la señal FM a este nivel.

La estabilidad de la señal portadora en un proceso de modulaciónFM es necesaria para garantizar una correcta recepción de lainformación. La Comisión Federal de Comunicaciones FCC, requiereque las estaciones FM comerciales (88 MHz a 108 MHz) mantenganuna frecuencia portadora estable con una máxima variación dealrededor de ±2KHz para la frecuencia asignada a cada estación.Esta estabilidad puede ser obtenida mediante el uso de larealimentación FM o del control automático de frecuencia. En

147

cualquiera de los dos casos, una muestra de la señal de salida estomada ya sea para demodularla y compararla con la señal de audiooriginal (señal modulante) o con una salida de referencia provenientede un oscilador a cristal que ingresan a un detector de faserespectivamente. En ambos casos se trata de generar una señal decorrección que permite mantener estable la portadora.

En teoría, existen diversas técnicas de modulación en fase y enfrecuencia, una idea general de estas se presentan en los Capítulos11 y III pero, la aplicación práctica de ellas, depende del valor de lafrecuencia de la señal portadora que se elija, porque la mayoría dedispositivos especialmente los integrados encuentran un limitante eneste punto. Aunque se tienen dos métodos de modulación, el directoy el indirecto, este ultimo implica una serie de tratamientos comocuadrar, multiplicar, filtrar; en tanto que la modulación directa evitatodos estos pasos y garantiza un ahorro en tiempo y del número deelementos necesarios para implementar un circuito modulador.Además se puede realizar un mejor control de la señal o determinaruna falla si se tiene un solo bloque corno es el caso de la modulacióndirecta.

El método directo de modulación en frecuencia en base a un LazoAsegurador de Fase permite trabajar con múltiples señalesportadoras seleccionares, garantiza estabilidad y requiere menornúmero de elementos; pero en la práctica, los circuitos adicionalesque se requieren (como e! amplificador que acopla la señal delcircuito integrado utilizado, el MC1648 a los contadores defrecuencia, o el preamplificador, o las redes de acoplamiento o elamplificadores de potencia), complican el diseño, pues es necesarioconsiderar la respuesta de frecuencia y el factor de calidad de cadauna de las etapas, para obtener un circuito con una respuesta lo másregular posible.

Si bien el método indirecto de modulación que aparece en eldesarrollo del capitulo IV no muestra la complejidad que realmentetiene, es necesario indicar que para construir este circuito se tuvoque realizar múltiples diseños, se pensó inicialmente y se implementomultiplicadores y mezcladores discretos que partían de una portadoraa 1MHz hasta llegara los 93.75MHz, sin ningún resultado positivo,debido a que cada circuito requería de redes de acoplamiento a laentrada y salida que lo complicaban, además la multiplicacióndemandaba un gran número de etapas porque un multiplicadordiscreto a estas frecuencias no puede superar un orden de tres acuatro veces por la amplitud tan pequeña que se obtiene. Despuésde esto, se trató de utilizar varios PLL integrados de alta frecuencia

148

(e! NE564) que realicen la multiplicación hasta los SOMHz sin ningúnresultado positivo. El circuito que se implemento permite verúnicamente tres pasos de la modulación y aún así fueron necesariosmuchos cambios y varias pruebas.

La etapa más difícil de implementar es la etapa de potencia porquemientras más alta es la potencia que se requiera a esta frecuencia,los elementos utilizados ya no son resistencias sino bobinas ycondensadores, esto vuelve al circuito más selectivo e inestableademás de costoso. Por ejemplo, para implementar esta etapa en elmétodo directo, se consideró inicialmente, el diseño de unamplificador clase C, con una potencia de salida igual a 1W sobre lacarga de 50Q, usando el transistor MFR260. Los resultadosexperimentales mostraron una operación eficiente del amplificadortan solo para rangos muy estrechos de frecuencia de 3 a 5 MHz ypara voltajes en la base del transistor superiores a 2V, fuera de esterango, la amplitud en la base del transistor se reduce de tai formaque el amplificador clase C no opera. Valores de Q muy bajos, hacenque la ganancia del circuito se reduzca.

Cualquiera que sea el método de modulación que se elija, el diseñode circuitos que trabajen en el rango de frecuencias como el de lastransmisiones comerciales FM requiere de desarrollos matemáticosque involucran características propias de cada dispositivo o elementoa ser utilizado; por ejemplo, en el caso de un transistor o un circuitointegrado el valor de su capacidad de entrada y de salida deben sertomadas en cuenta para evitar que la elección del valor del resto deelementos provoquen resultados erróneos en el comportamiento deldiseño; a pesar de tomar en cuenta estos parámetros es importanteconsiderar que son determinados experimentalmente por e!fabricante y tabulados en gráficas únicamente para una muestra yque la generalización de estos valores ocasionan que los resultadosobtenidos no concuerden con los esperados, lo que obliga a elegirlosconsiderando también la experiencia, que demanda tiempo yconstancia.

El dimensionamiento de los elementos en un diseno de altafrecuencia requiere considerar que los valores de capacitancias einductancias no sean comparables con las capacidades einductancias parásitas que aún los conductores presentan, estoobliga a considerar ai momento de implementar el circuito, el tipo dematerial de cada elemento, la disposición y la forma; por ejemplo esconveniente elegir condensadores de myller y bobinas con núcleo deaire de igual ancho y largo dispuestas perpendicularmente cuando setienen varias o de preferencia blindadas y conductores planos y lomás cortos posible.

149

La respuesta de cualquier circuito en alta frecuencia depende engran parte de la tierra que posee y de la señal DC con que sealimente, una buena tierra, es decir sin la presencia de señales,garantiza una salida con poco ruido y sin distorsiones, esto seconsigue colocando en cada etapa filtros de desacoplamiento en lafuente Vcc. A pesar de estas precauciones no es posible eliminartotalmente el ruido sino minimizarlo.

Es importante señalar que si bien hay técnicas de diseño de circuitosde alta frecuencia que se pueden seguir para mejorar los resultados,el poder conseguir en el mercado los elementos necesarios que enteoría se plantean resulta muy difícil, por ejemplo conseguircondensadores variables en un gran rango de los picofaradios o¡nductancias variables en e! orden de las décimas de microhenriossolo fue posible importándolos. De igual forma, contar con el equiponecesario para pruebas y mediciones como osciloscopio, punías deprueba, un analizador de espectros contribuye a obtener un mejordiseño.

El prototipo didáctico construido para la modulación en frecuenciacon e! método directo supera los objetivos planteados en el temariopuesto que permite seleccionar diferentes valores de frecuencia dela señal portadora a ser modulada en pasos de 0.1 MHz. Se aspiró atrabajar con señales dentro de la banda de 87.9 MHz a 99.9 MHz, noobstante la limitación que se tiene en nuestro medio para laadquisición de los dispositivos adecuados obligó a reducir el anchode banda planteado inicialmente.

150

5.4.- RECOMENDACIONES

Como no resulta real implementar un diseño a frecuencias superioresa los SOMHz en un protoboard y los cambios que se realizan encuanto a los elementos y a su disposición no hacen muy práctica lautilización de circuitos impresos por el costo y el tiempo, fueconveniente utilizar como herramienta para simular el circuito binchasmetálicas con buenos resultados.

En cuanto sea posible por el tiempo y el costo que demandan, esfundamental utilizar circuitos integrados que reemplacen a elementosdiscretos ya sean amplificadores, osciladores o multiplicadores queoperen a frecuencias en e! orden de varios megahertz porqueeliminan problemas de acoplamiento y la presencia de capacidadese ínductancias parásitas.

Es recomendable estudiar e incluir como parte de cada diseño en altafrecuencia el uso de redes de acoplamiento. Una red deacoplamiento bien diseñada garantiza tener los niveles de potenciadeseados a pesar de un bajo nivel de carga, incluso el uso de redesn con bobinas y condensadores permite tener a la salida niveles deseñal mayores que la entrada porque estos elementos reactivosalmacenan energía.

Para futuras aplicaciones es conveniete elegir o diseñar una antenade banda ancha que permita transmitir señales a cualquier frecuenciaportadora elegida y la red de acopiamiento necesaria.

Por las limitaciones de recursos (elementos de un diseño) y delequipo necesario es aconsejable trabajar en proyectos de altafrecuencia que no demanden actuar u operar sobre variosparámetros a la vez como amplitud, frecuencia, etc. de una señal,para tener un mejor control y una mayor estabilidad en el diseño.

Es sumamente importante, como se dijo en las conclusiones, quetodo, diseño considere el tamaño, la disposición y el tipo de materialde los elementos usados en alta frecuencia, así como también losblindajes que son indispensables. Cada uno de los blindajes debenestar conectados entre si y a una tierra común que no sea la tierradel circuito.

151

BIBLIOGRAFÍA

[1] CARLSON BRUCE, SISTEMAS DE COMUNICACIÓN. McGraw-HÍIL1980.

[2] CLARKE K. AND HESS D., CQMMUN1CATION CiRCUITS ANALYSISAND DESIGN.. Addison Wesley, 1971.

[3] CHIRLIAN PAUL M., ANALYSIS AND DESIGN QF ELECTRONICCIRCUITS. McGraw-Hill, 1965.

[4] GIAGOLETTO, ELECTRONIC DESIGNERS HANDBOQK2da. edición.

[5] KAUFMAN M. Y SEDMAN A. MANUAL PARA INGENIEROS YTÉCNICOS. 1982.

[6] KRAUSS H., BOSTIAN CH., ESTADO SOLIDO EN INGENIERÍA DERADIOCOMUNICACIÓN. 1a. edición, 1984.

[7] LATHI B.P., INTRODUCCIÓN A LA TEORÍA YSISTEMAS DE COMUNICACIÓN. EditorialLimusa, 3ra. reimpresión, 1980.

[8] MILLMAN J. Y HALKiAS C.C., ELECTRÓNICA INTEGRADA. UniversidadPolitécnica de Barcelona, 1976.

[9] STREMLER FERREL, SISTEMAS DE COMUNICACIÓN. FondoEucativo Interamericano, México, 1991.

[10] VIDALLER J. RIERA J.y OTROS. TRANSMISIÓN DE DATOS, E.T.S.Ingenieros Telecomunicaciones-UniversidadPolitécnica de Madrid, Madrid, 2da.edición,1979.

[11] IEEE TRANSACCIONS ON CQMUNICATIQN,VoI.Com-31, No.8, August 1983.

[12] MANUAL INTERSIL

[13] NATIONAL SEMICONDUCTOR, LINEAR DATA BQQK. 1982.

[14] NATIONAL APPLICATIONS, LINEAR DATA BOOK.1982.

[15] MOTOROLA, MECL DATA BOQK. 1982..

[16] MOTOROLA, RF DATA MANUAL, 2da. edición, 1982.

[17] MOTOROLA, THE SEMICONDUCTOR DATA BOQK. 2da.edic¡ón,1966.

[18] NATIONAL SEMICONDUCTOR, HIGH-SPEED CMOS FAMiLY DATABQQKLET.1981.

[19] MOTOROLA, THE SEMICONDUCTOR DATA LIBRARY.SEMICONDUCTOR, 2da. edición, 1973.

ANEXO A: Hoja de datos de los principales elementosutilizados :

ANEXO B: Circuitos impresos de las tarjetas construidas

HOJA DE DATOS DE LOS PRINCIPALES ELEMENTOS

UTILIZADOS

MOTOROLA

PHASE-FREQUENCY DETECTOR

The MC4344/4044 consists of two digital phase detectors, acharge pump, and an amplífier. In combinatíon with a voltagecontrolled multivibrator (such as the MC4324/4024 or MC1648),it ís useful in a broad range of phase-locked loop applications.The circuít accepts TTL waveforms at the R and V inputs andgenerates an error voltage that ís proportional to the frequencyand/or phase difference of the ínput signáis. Phase detector #1Ís ¡ntended for use ¡n systems requiríng zero frequency and phasedifference at lóele. Phase detector #2 is used if quadrature lock Ísdesíred. Phase detector #2 can also be used to indícate that themaín loop, utüízíng phase detector #1, is out of lock.

ínput Loadíng Factor; R, V = 3Output Loading Factor (Pin B) = 10Total Power Dissipatíon = 85 mW typ/pkgPropagatíon Delay Time ~ 9.0 ns typ

{thru phase detector)

MC4344/MC4044

PHASE-FREQUENCYDETECTOR

LSUFFIXCERAMIC PACKAGE

CASg 632(TO-116)

F SUFFIXCERAMIC PACKAGE

CASE 607

P SUFFIXPLÁSTIC PACKAGE

CASE 6AS

MC-Í044 anly

LOGIC D1AGRAM

PU UF

PhaseFrequencyDetector

Ul

,

PhaseFrequencyDetector

.¥2

U2

DZ

PIN ASSIGNMENT

DI

v Cpu

UF

02 C

Gnd

14

13

12

11

10

9

8

DF

Amp (n

Ul Output

PHASE DETECTOR CHARGE PUMP AMPLIFIER

7-24

MC4344 • MC4044

ELECTRICAL CHARACTERISTICS

INPUTSTATE

1334

567a9101112

1314

151617

INPUT | QUTPUTR | V

O111

01010ooaoo0io

o0i00aoD

010101a0o

UI|D1 | U2[ D2

XXXX

XX00

00

X

XXX

XX111111o0oai

i010

1010

ai

TRUTH TABLE

Thís ís not strictly a functionaltruth table; i,e,, it does not show allpossible modes of aperation. It Ísuseful for de testíng.

»¡.i í I -

íi I I!!*

s—i <.„,_. ie-,.—i

i 1 1 !

7-25

MC4344 • MC4044

APPLICATION

Operation of the MC4344/4044 is best explained by in- FIGURE i — PHASE DETECTOR #1 FLOW TABLEitially considering each section sepsrately. [f phase de-tector #1 is used, loop lockup occurs when both outputs R o— — o uiU1 and DI remain high. This occurs only when all the pt.a!e.negative transitions on R, the reference input, and V, the _ rraq

OeiBCtorvariable or feedback input, coincide. The circuit responds /ionly to transitions, henee phase error ís independent of | \t waveform duty cycle or amplítude variation. Phase

detector #1 consists of sequentíal logic círcuitry, there-fore operation prior to lockup is determinad by initialconditions.

When operation is ¡nitiated, by either applying powerto the circuit or active input signáis to R and V, the cir-cuitry can be in oneof several states. Gíven a ny particularstarting conditions, the flow table of Figure 1 can be usedto determine subsequent operation. The flow table in-dicates the status of U1 and DI as the R and V inputs arevaríed.The numbers in the íable which are in parenthesesare arbitrarily assigned labels that correspond to stablestates that can result for each inpuí combination. Thenumbers wíthout parentheses refer to unstable condi-tions. Input changes are tráced by horizontal movementÍn the table; after each input change, circuit operationwill settle ¡n the numbered state indicated by movinghorizontally to the appropriate R-V column. If the numberat that locaiion is not in parentheses, move vertically tothe number of the same valué that is ¡n parentheses, Fora given inputpaír, any one of three stable states can exisí.As an example, if R = 1 and V = 0, the circuit will be Ínone of the stable states (4), (8), or (12).

FIGURE 2 — PHASE DETEC

(a) fl J 1 f | ! 1

fui v | j j ;j j1¿) 13) ¡21 15) 18) [7] 12l| (5) (8) (7) |l2J

ti M Ul • ( 1 i

'U- Id) 01 _

(el fl ( 1 j j j

. 10 V J j j [ j ¡

16) 17) (12) 15) (6) (7) ¡112)¡ 15) (6) 171 [(12)

R.V R.V fl-V R.V

0-Q 0-1 1-1 1-0

11) 2 3 14) 05 12) |3) 8 0

(5) 6 7 8 19 16) 7 12 15 2 17) 12. 11 2 7 181 1

19) 110) 11 12 1 05 6 (11) (12 ) 1 0

Use of the table in determining circuit operatíon is ¡I-lustrated in Figure 2. In the timing diagram, ihe ¡nput toR is the reference frequency; the input lo V Ís ihe samefrequency but lags in phase. Stable state (4) ¡s arbitrarilyassumed as the initial condition. From the timing diagramand flow table, when the circuit is Ín stable state (4),outputs Ul and 01 are "0" an "1" respectively. The nextinput state is R-V = 1-1; moving horizontally from siablestate (4) under R-V = 1-0 to the R-V - 1-1 column, state3 is indicated. However, this is an unstable condition andthe circuit will assume the state indicated by moving ver-tically Ín the R-V = 1-1 column to stabie state (3). In this

TOR #1 TIMING DIAGRAM

1 1 í 1 I L_

ÍS) J181 (7) |l2l( 15} |(B)| 17) |2)| 15} ¡18][ 17) ,12))

LJ LJ n_r

1 1 i 1 1 I L

_J 1 1 1 1 1 .(51 |[6) (71 (12JJ (51 ¡I6)| 171 |(12J¡ 15) ¡16]¡ (7) ¡(12)|

(a) ui

(hj Dr ¡ | 1 | 1

<n R 1 1 1 í [ ¡ í 1 1 í

ni v í 1 [ ] '. í 1 L(7) (2) (5) (8) 12) (3) 13) (1) (3)12115) . . .

LJ LJ

•L_rn_r~i_rn_j~n_r-Li — í i — i i — i r

_T~^L— L_

_T~(1) 01 _

7-26

MC4344 • MC4044

instance, outputs Ul and DI remain unchanged. The in-put states nexl become R-V = 0-1; moving horizontallyto the R-V = 0-1 column, stable state [2} ís ¡ndicated. Atthis point there is still no change in Ul or D1. The nextInput change shífts operation to the R-V = 0-0 columnwhere unstable state 5 Ís ¡ndicated. Moving venically tostable state (5), the outputs now change state lo Ul-Dl= 1-1. The next input change, R-V = 1-0, drives the cír-cuítry to stable state (8), with no change in Ul or DI. Thenext input, R-V = 1-1, leads to stable state (?) with nochange in the outputs. The next two input state changescause U1 ío go low between the negative transitions ofR and V. As the inputs continué to change, the circuitrymoves repeatedly through stable states (2), (5), (8), (7},(2), etc., as shown, and a periodic waveform is obtainedon the Ul terminal while DI remains hígh.

A similar resulí ¡s obtained íf V is leading wíth respectto R, except that the periodic waveform now appears onD1 as shown ín rows e-h of the tímíng diagram of Figure2. In each case, the average valué of the resultingwaveform is proportionai to the phase dífference be-tween the two inputs. In a closed loop application, theerror sígnal for controlling the VCO is derivad by trans-[ating and filteríng these waveforms.

The results obtaíned when R and V are separated bya fixed frequency difference are índicated in rows Í-I ofthe tímíng system. For this case, the Ul output goes [owwhen R goes low and stays in that state until a negativetransitíon on V occurs, The resulting waveform is similar

to the fixed phase difference case, bul now the duty cycleof íhe U1 waveform varíes at a rate proportional to thedifference frequency of the two inputs, R and V. It is thischaracteristic that permits the MC4344/4044 to be usedas a frequency discriminator; if the sígnal on R has beenfrequency modulated and ¡f the loop bandv/jdth Ís se-lecíed to pass the deviation frequency bui réject R andV, the resulting error voltage applied to the VCO wíll pethe recovered modulation signa!.

Phase detector #2 consists only of combinatoria! logic,therefore íts characteristics can be determined from thesimple truth table of Figure 3. Since círcuit operation re-quíres that both inputs to the charge pump either be highor have the same duty cycle when lóele occurs, using this.phase detector leads to a quadrature relaiíonship be-tween R and V. This is íllustrated in rows a-d of ihe tímingdiagram of Figure 3. Note that any deviation from a fíftypercent duty cycle on the inputs would appear as phaseerror.

Waveforms showing the operation of phase detector#2 when phase detector #1 is being used In a closedloop are Índicated ¡n rows e-j. When the main loop Eslocked, U2 remains hígh. If the loop drifts out of lock Íneither direction a negative pulse whose width ¡s propor-tional to the amount of drift appears on U2. This can beused to genérate a simple loss-of-lock ¡ndicator.

Operation of the charge pump is besrexplainad byconsidering it ¡n conjunción wíth the Darlington amplí-fíer included ¡n the package (see Figure 4], There will ba

FIGURE 3 — PHASG DETECTOR /2 OPERATION

R

0

0

1

1

V

0

10

1

U2

1

10

1

02

1

1

10

7-27

MC4344 • MC4044'

a pulsed waveform on either PD or PU, dependíng on thephase-frequency relationshi'p of ñ and V. The chargepump serves to inven one of the ¡nput waveforms (01}and translates the voltage levéis before they are appliedto the loop filter. When PD is low and PU ¡s high, Ql willbe conducting in the normal directíon and Q2 will be off.Current will be flowíng through Q3 and CR2; the base ofQ3 will be two VBE drops above ground orapproximately1.5 volts, Since both of the resistors connected to thebase of Q3 are equal, the emítter of 04 (base of Q5) willbe approximately 3,0 volts. Forthis condííion, the emitterof Q5 {DF} will be on Vgg below thís voltage, or about2.25 volts. The PU ¡nput to "the charge pump ¡s hígh(> 2.4 volts} and CR1 will be reverse biased. ThereforeQ5 will be supplying current to Q6. This will tend to lowerthe voltage at the collector of Q7( resulting in an errorsignal that lowers the VCO frequency as required by a"pump down" signal.

FIGURE 4 — CHARGE PUMP OPERAT1ON

When PU is low and PD ís high, CR1 ¡s forward biasedand UF will be approximately one Vgg above ground(neglectíng the VQg{sat) of íhe driving gate). With PDhigh, Ql conducís in the reverse direction, supplyingbase current for Q2. While Q2 Ís conducting, Q4 is pre-vented from supplying base drive to Q5; with OS cut offand UFIowthereisno base current for Q6 and the voltageat the collector of Q7 moves up, resulting in an increasein the VCO operating frequency as required by a "pumpup" signal.

If both inputs to the charge pump are high (zero phasedífference), both CR1 and the base-emitter junction of Q5are reverse biased and there Ís no tendency for the errorvoltage to change. The output of the charge pump varíesbetween one Vgg and three Vg£ as the phase differenceof R and V varíes from mínus 2ir to plus 2-jr. If this signalÍs fíltered to remove the high-frequency components, thephase detector íransfer functíon, K^ of approximately0.12 volt/radian ¡s obtained (see Figure 5).

The specified gaín constant of 0,12 volt/radian may notbe obtained ff the amplifier/filter combination ¡s improp-erly designed. As indícated previously, the charge pumpdalivers pump commands of about 2.25 volts on the pos-itive swings and 0.75 volt on the negative swings for amean nó-pump valué of 1.5 volts. If the filter ampiifíer Ísbiased to threshold "on" at 1.5 volts, then the pump up

and down voltages nave equal effects, The pump signáisare established by Vggs of transístors with millíamperesof current flowing. On the other hand, the transistorsincluded for use as a filter amplifíer will have ver/ smallcurrents flowing and will have correspondingly lowerVBES — on the order of 0.6 volt each for a threshold of1.2 volts. Any displacement of the threshold from 1.5volts causes an ¡ncrease ¡n gaín ¡n one direction and areduction in the other. The transistor configuraron pro-vided is henee not optimum but does allow for the useoían additional transistor to improve filter response. Thísaddítion also results ¡n a non-symmetrical response sincethe threshold is now approximately 1.8 volts. The effec-tive posítive swing ¡s limited to 0.45 volt while the neg-ative swing below threshold can be greater than 1.0 volt.This means that the loop gaín when changing from ahígh frequency to a lower frequency is less than whenchanging in the opposite directíon. For type two loopsthis tends to increase overshoot when going from lowto high and increases dampíng in the other dírection.These problems and the selection of external filter com-ponents are iruimaiety related to system requirementsand are discussed ¡n detail ¡n the fílter design section.

FIGURE 5 — PHASE DETECTOR TEST

TL

Shown lor DQíliiva otiaia angla. RaA ana B for negativa chata jngl».

2.00

1.75

O, PHASE DiFFEHSNCE (RADIANS)

7"28

MC4344 • MC4044

PHASE-LOCKED LOOP COMPONENTSGeneral

A basic phase-locked loop, when operating properly,will acquire ("lock on") an ¡nput signa], track it ín fre-quency, and exhibit a fixed- phase relationshíp relativa tothe ínput. In this basic loop, the output frequency will beidéntica! to the ¡nput frequency (Figure 6). A fundamentalloop consists of a phase detector, amplifier/filter, andvoltage-controlled oscillator (Figure 7). !t appears andacts like a unity gain feedback loop. The controlled var-iable is phase; any error between fjn and fout is ampllfíedand applied to the VCO ¡n a correctivo direction.

FIGURE 6 — BASIC PHASE-LOCKED LOOPFREQUENCY RELATIONSHÍP

where: Kp =

T-] = R2C and °^ fr¡9ure 4- Therefore,

NO -i- T!S)

(21

(3)

FIGURE 8 — GAIN CONSTANTS

FIGURE 7 — FUNDAMENTAL PHASE-LOCKEO LOOP

KQ - Ptiaia Detactor Gain {«olti/fadlan)

Kp • Amolifiar/Filtaf Gain

Ky " VCO Gaín (fadiani/iecand/volt)

N - Inieger Divisor

otar -Amplifier/

Filiar -

Voltaga-ControU«dOtclllator

Simple phase detectors in digital phase-locked loopsusually put out a series of pulses. The average valué ofthese pulses ¡s the "gain constant," K¿, of the phasedetector — the volts ouí for a given phase dífference,expressed as volts/radian.

The VCO is desígnedso that its output frequency rangeis equal to or greater than íhe required output frequencyrange of the system. The ratio of change ¡n output fre-quency to input control voltage is called "gain constant,"KQ. If the slope of fout to V¡n is not linear (í.e., changesgreaterthan 25%) over the expectedfrequency range, thecurve should be piece-wise approximated and The ap-propriate constant applied for/'best" and "worst" caseanalysis of loop performance.

System dynamics when in lock are determined by theampüfier/filter block. Its gain determines how muchphase error exists between f¡n and fout, and filter char-acteristics shape the capture range and transient perfor-mance. This will be díscussed in detall laten

Loop Firter

Fundamental loop cha ráete ristí es such as capture range,loop bandwídth, capture time, and transient response arecontrolled primarily by the loop filter. The loop behaviorís described by gains Ín each component block of Figure8. The output to input ratio reflects a second order lowpass filter in frequency response with a static gain of N:

80{s} =

0¡(s)(1)

Both wn (loop bandwidth or natural frequency) and £(damping factor) are particularly ¡mportant Ín the tran-.sient response to a step input of phase orfrequency (Fig-ure 9), and are defined as:

(4)

(5)

(6)

LJsíng these terms in Equation 3,

Ntl +gpts)

ft(s)• +

In a well defined system controlling factors such asiu n and ( may be chosen eitherjrom a transient basis(time domain response) or stéady state frequency plot(roll-off point and peaking versus frequency]. Once thesetwo desígn goals are defined, synthesis of the filter isrelatively straight-forward.

Constants K¿, Ky, and N are usually fixed due to otherdesígn constraints, leaving TI and T2 as variables to setu)n and ^. Since only T2 appears ¡n cquatíon 4, it ¡s theeasiest to solve for initially.

T =2 "

From Equation 5, we find

=~

Í7)

(8)

7-29

MC4344 • MC4044

FIGURE 9 — TYPE 2 SECOND ORDER STEP HESPONSE

O 1 .02 .03 .04 .05 .06 .07 .03 .09 .010 11 12 13 14

Using relationshíps 7 and 8, actual resistor valúes maybe computed;

(10)

Although fundamentally the range of fl-j and R2 maybe from several hundred to several thousand ohms,sídeband consíderations usually forcé the valué of R-j tobe set firsi, and then R2 and C computed.

c = (11)

Calculation of passíve components R2 and C (in syn-thesízers) is complicated by incomplete information onN, which is variable, and the limits of tan and £ duringthat varíance. Equally ¡mportant are changes in KV overthe output frequency range. Mínimum and máximumvalúes of ci>n and £ can be computed from Equacions 4and 5 when the appropriate worst case numbers areknown for all the factors,

Amplifier/filter gain usually determines how muchphase error exists betweentf¡n and fout, and the fíltercharacteristíc shapes capture range and transíent per-formance. A relatively simple,, low gain amplifier mayusually be used ¡n ihe loop since many designs are notconstrained so much by phase error as by the need tomake f¡n equal fout. Unnecessarily hígh gains can cause

problems En linear loops when the system is out of lockif the amplifier output swing is not adequately restrictedsince integrating operational amplifier circuits will latchup ¡n time and effectívely open the loop.

The internal amplifier included in the MC4344/4044may be used effectívely if íts limits are observed. Thecircuit configuración shown ín Figure 10 ¡Ilústrales theplacement of R-}, RI- c- ano< 'oací resistor RL (1 kOJ. Dueto the non-Enfinite gain of thís stage (Ay = 30) and othernon-ideal characteristícs, some restraim must be placedon passfve component seiection. Foremost is a lowerlimit on the valué of R2 and an upper limit on R-¡. Placedin order of príoríty, the recommendations are as follows:[a) R2 > 50 O, (b)'R2/Rl < 10, (c) 1 kO < R1 < 5 kfl.

FIGURE 10 — USING MC4344MO44 LOOP AMPUFIER

1-5.0 V

(to VCO)

Limít (c) ¡s the most flexible and may be víolated witheither higher sidebands and phase error (R^ > 5 kílj orlower phase detector gain (R-j < I kfi). If limit (b) ¡s ex-ceeded, loop bandwídth will be less than computed andmay not nave any similanty to the predictíon. Por anaccurate reproductíon of calculated loop characteristicsone should go to an operational amplifier which has suf-fícient gain to make limír (b) readily satisfíed. Limit (a) ¡svery important because TT in Equation 5 is En reality com-posed of three elements:

(12)TI = C R2 - -^Sm

where gm = transconductance of the common emineramplifier,

Normally gm Es large and T-\y equals R2C, butresistance valúes below 50 n can forcé the phase-cam-pensating "zero" to infínity or worse (into ihe ríght halfplañe) and give an unstable system. The problem can becírcumvemed to a large degree by buffering the feedbackwíth an emitter follower (Figure 11). Inequality (a) maythen be reduced by at léase an order of magnítude (R2

> 5 íl) Jceeping in mínd that eiectrolytic capacitors used

RGURE 11 —AMPUFIER CAPABLE OF HANDUNGLOWER R2

I _]_!

7-30

MC4344 • MC4044

as C may approach this valué by themselves at the fre-quency of ínterest {wnj.

Larger valúes oí R-; may be accommodated by eitherusíng an operational amplifier with a low bías current(Ib < 1.0 í*A) as shown in Figure 12 or by buffering theinterna! DarÜngton palr with an FET (Figure 13). It Es vitallyimportant, however, that the added device be operatedat zero VQS- Source resistor R4 should be adjusted forthis condition (which amounts to \QSS current for theFET). Thís ¡nsures that the overali amplifíer input thresh-oíd remalns at the proper potentia! of approximately twobase-emirterdrops. Use of an additional emitterfollowerinstead of the FET and R4 (Figure 14) gives a thresholdnear the upper limit of the phase detector charge pump,resulting ín an extremely unsymmetncal phase detectorgain in the pump up versus pump down mode. [t ís notunusual to note a 5:1 difference in K<¿ forcircuits havingthe bipolar bufferstage. If theinítial designcan withstandthis variation ¡n loop gain and remain stable, the ap-proach should be consídered since there are no crítica!adjustments as in the FETcircuit.

FIGURE 12 — USfNG AN OPERAT1ONAL AMPUHERTO EXTENO THE VALUÉ OF R1

FIGURE 13 — FET BUFFERING TO RAISÉ AMPUF1ER1NPUT1MPEDANCE —

FIGURE 14 — EMITTEH FOU.OWEH BUFFERING OFAMPURER INPUT

MPS6S71Of Equiv.

DESIGN PROBLEMS AND THEIR SOLUTIONS

Pyriamicjíange

A source of trouble for all phase-Iocked loops, as wellas most electrónica Ís simply overload orlackofsufficiemdynamíc range. One limit is the amplifier output drive tothe VCO. Not only must a desígner note the outside limítsof the de control voltage necessary to give the outputfrequency range, he must also account for the worst caseof overshoot expected for the system. Relatively largedamping factors (C = 0.5) can comríbute significantamounts of overshoot (30%).To be prepared forthe worstcase output swing the amplifier should nave as mucnmargin to posítive and negatíve límits as the expectedswing irself. That is, if a two-volt swing ¡s suffícient togíve the desired output frequency excursión, there shouldbe at least a two-volt cushion above and below máximumexpected steady-state valúes on the control line.

This increase in range, in order to be effective, mustof course by followed by an equivalen! range ¡n the VCOor there is linle to be gained. Any loss in loop gain willín general cause a decrease in £ and a consequent in-crease in overshoot and ringing. If the loss in gain Íscaused by saturation or near saturation conditions, theproblem tends to accelerate towards a situación wherethesystem senles Ín notonly a slowbutoscíllatormanneras weíl.

Loss of amplifier gaín may not be due entirely to nor-mal system damping considerations, In loops employingdigital phase detecíors, an additional problem is likely toappear. This is due to amplifier saturation duríng a stepinput when there is a máximum phase detector outputsimultaneous with a large transient overshoot. The phasedetector square wave rideson top of the normal transientand may even exceedthe amplifier output límits imposedabove. Since the input frequency will exceed the R2Ctime constant, gain Kp for these annoying pulses will beRJ/RV Ordinarily this ratio will be less than 1, but somacircumstances díctate a low loop gain commensuratewith a faírly high tun. For these cases, Rj/Ri may behigher than 10 and cause pulse-wise-saturation of theamplifier.-Sínce the de control voltage is an average ofphase detector pulses, clipping can be translated ínto areduction in gain with all the "benefits" already outlined,i.e,, poor settling time. An easy remedy to apply in manycases ¡s a simple RC low pass section preceding or to-gether with the íntegrator-lag section. To make transientsuppression independen! of amplifier responso, the net-work may be ¡mbedded within the Enput resistor R-j (Fig-ure 15) or be ímplemented by placing a feedback capac-itor across R2 (Figure 16). Besides rounding off andinhíbiting pulses, these nerworks add an additional poleto the loop and may cause further overshoot íf the cutofffrequency (¡ucj Is too cióse to wn. If at all possible thecutorf point should be fíve to ten limes tun. How far UJG

can be placed from cun depends on the input frequencyrelationship to tun since f¡n ¡s, after all, what is beíngfiltered. A side benefít of this simple RC pulsa "flartener"Ís a reduction ¡n f¡n sidebands around fout for synthe-

7-31

MC4344 • MC4044

sizers wíth N > 1, However, a series oí RC íílters is notrecommended for eíther extended pulse suppression orsideband ímprovement as excess phase will begin tobuild up at the loop crossover (= ion} and tend to causeinstabilíty. Thís will be discussed in more detall later.

FIGURE 15 — IMPROVED TRANSIENT SUPPRESSIONWlTH Rl— Cr

FIGURE 16 — IMPROVED TRANSIENT SUPPRESSIONWITH R2 — Cc

Spurious Outputs

Although the mafor problem ín phase-locked loop de-sign is deíining loop gain and phase margin under dy-namic operating condítions, high-qualíty synthesizer de-signs aiso requíre special consideratíon to minimlzespurious spectral components —• the worst of which isreference-frequency sídebands. Requirements for goodsideband suppression often conflict wíth other perfor-mance goals —loop dynamic behavior, suppression ofVCO noíse, or suppression of other in-ioop noise. As aresult, most synthesizer designa requíre compromisedspecífications. For a given set of components and loopdynamic condítions, reference sídebands should be pre-diaed and checked against design specifications beforeany hardware ¡s built.

Any steady-state sígnal on the VCO control will producesídebands ¡n accordance with normal FM theory. Forsmall spurious devíaiions on the VCO, relative sideband-to-carrier levéis can be predicted by:

sidebands ___ VrefK\

carrier 2uref(13)

where Vref = peak voltage valué of spurious frequencyat the VCO input.

Unwanted control line modulation can come from avariety of sources, but the most likely cause ¡s phasedetector pulse components feedíng through the loop fil-

ter. Although the filter does establish loop dynamic con-ditions, it leaves somethíng to be desíred as a low passsection for reference frequency components.

For the usual case where curef is higher than M^-¿> theKp functíon amounts to a simple resistor ratio:

(14)

By substitution oí Equations 9 and 10, thís sígnal transfercan be relaied to loop parameters.

Vref(15)

Vef

where Vref = peak valué of reference voltage atthe VCO input, and

V¿ = peak valué of reference frequencyvoltage at the phase detector output.

Sideband levéis relative to reference voltage at íhephase detector output can be computed by combiningEquations 13 and 15:

sídeband level

fnnt íevel

_~ <¿

JrefK<¿/(16)

From Equation 16 we find that for a given phase de-tector, a given_vaíue of R-| {which determines V<¿), andgíven basic system constraints' (N, fref), only C and o)n

remain as variables to diminish the sidebands. If thereare few limits on üJn, ít may be lowered indefinitely untilthe desíred degree of suppression is obtained. If wn isnot arbitrary and the sidebands are stíll objectionable,additíonal filtering is indícated.

One ítem worthy of note is the absence of Ky in Equa-tion 16. From Equation 15 it might be concluded thatdecreasing Kywould be anothermeans forreducing spu-rious sidebands, but for constant valúes of £ and iun thisis not a free variable. In a given loop, varying Ky will

' certainly affect sideband voltage, but will also vary í andüjn.

On the other hand, the cholee of tun may well affectspectral purity near the carrier, ahhough referencesídeband levéis may be quite acceptable.

In computing sideband levéis, the valué of V,¿, must bedetermined in relation to other loop components. Resid-ual reference frequency components at the phase detec-tor output are related to the de error voltage necessaryto supply charge purnp leakage current and amplifier biascurrent. From these average voltage figures, spectralcomponents of the reference frequency and its harmon-Ics can be computed using an approxímation that thephase detectar output consists of square waves T seconds

7-32

MC4344 • MC4044

wide repeated at t second intervals (Figure 17). A Fourieranalysis can be summarized for smail ratios of 7/t by:

(1)' the average voltage (Vavg) is A(T/I)(2) the peak reference voltage valué (V<¿) ís twice Vavg,

and(3) the second harmonía (2fref) ¡s raughly equal in am-

plitude to the fundamental.

By knowing the requirements for (1) due to amplifíerbias and leakage currents, valúes for [2] and (3) areuníquely determlned.

FIGURE 17 — PHASE DETECTOR OUTPUT

An example of this sídeband approxímatíon techníquecan be ¡llustrated using the parametsrs specified for thesynthesizer design íncluded in the applications Infor-mation sectíon.

Nmax = 30KV = 11.2 x lQ6rad/s/VK0 = 0.12 V/rad

£ = 0.8

Wn = 4500 rad/sR-, = 2 kíl

fref = 100 kHz

Substituting these numbers into Equation 16:

sideband = (0.8K30}(4500)

~ *(17)

(18)

The result illustrates how much reference feedihroughwill affect sideband levéis. If 1.0 mV peak of referenceappears at the output of the phase detector, the nearestsideband will be down 56.2 dB.

If the amplifier seciion included ¡n the MC4344/4044 Ísused, with RL = 1 Jcfl, some approximations of the valuéof V0 can be made based on the input bias current andthe valué of R-j. The phase detector must provide suffí-cient average voltage to supply the amplifier bias curreni,1 , through H-j," when the bias current is about 5.0 \iA andRI is 2 kfl, Vavg must be 10 mV. From the assumptionsearlier concerning the Fouríer transform, and w¡th thehelp of Figure 18, we can see that the phase detector dutycycle will be about 1.7% (A = 0.6 V), givíng a fundamental(reference) of 20 mV peak. If this valué for V<¿ is substi-tuted into Equation 18, the resulting sideband ratio rep-resants 30 dB suppression due to this componen! alone.

In addídon to the amplifier bias current, another factorLO consider is transistor Q5 reverse leakage current l[_ftowíng into pin 10 of the MC4344/4044 charge pump. ILt* gencrally leas than 1.0 fiA and is no more than 5.0 p_Aover th« temperatura range. A rypical design valué for2S*C ís 0.1 jiA. Both IL and amplífier b¡as current IB are

in a direction to deplenísh the charge on filter capacitorC. A second charge pump leakage, IL', attributed by díodeCR1 flows out of pin 5. This current, however, Ís in adirection to help supply IB and IL and thus tends to min-¡míze the discharge of C. Typically IL' is much less thanIL and, since ¡t is also in a direction to minimize dischargeof the fílter capacitor, it will be ígnored in the followíngdiscussion. The total charge removed from C must bereplaced by current supplied by the charge pump duringíhe next up-date opportuníty. This current flows throughR1. To minimize the effects of IB and IL a relatíve smallvalué of Rl should be chosen. A mínimum valué of 1 k!lÍs a good choice.

FIGURE 18 — OUTPUT ERRORCHARACTERISTICS

OUTYCYCLE

0.10.20.30.4

0.50.60.70.80.9

1.0

2.03.0

4.05.0

6.0

7.08.09.010.0

PHASEERROR

IDegl

0.360.72

i.as1.44

1.802.162.522.883.24

3.60

7.210.814. d

18.0

21.625.2

28.832.436.0

ImV)

0 S1 21 S2 4

3 03 6424 85 4

6.0

12.018.0

24.0

30.0

36.0.12.0

48.054.060.0

tmV]

1 22 43 64 8

6 07 2S 49 610.9

12.0

24.035.9

47.9

59.8

71.683.3

95.0106.611S.O

After valúes for C and 82 have been computed on thebasis of loop dynamic propenies, the overall sidebandto f0ut rat'° computation can be simplified.

Sínce

V= 2 V

avg = Ub + 1V¿ = 2 (Ib -i-

we fínd that

sídejand _ VrefKy

fo. out

sideband

(19)

(20)

Equation 20 índícates that exceílent suppression couldbe achieved if the bías and leakage terms were nulled by

7-33

MC4344 • MC4044

current summing at the amplifier input (Figure 19). Thíshas ¡ndeed proved to be the casa. Experimental resultsindícate that greater than 60 dS rejection can routínelybe achíeved at a constan! temperature. However whennullíng faírly large valúes (> 100 nA}, the rejection be-comes quite sensitíve since leakages are ¡nherently afunction of temperature. This technique has proved use-ful ¡n achieving improved system performance whenused ín conjunction with goad círcuít practice and ref-erence fílíering.

FIGURE 19 — CQMPENSATING FOR BIAS ANDLEAKAGE CURRENT

Addrtíonal Loop FJrteríng

So far, oníy the effects of fundamental loop dynamícson resultant sidebands have been consídered. If furthersideband suppression is requíred, additíonal loop filter-ing is índicated.-However, care must be taken in place-ment of any low pass rolloff with regard to the loop nat-ura! frequency (tun). On one hand, the "córner" shouldbe we!I below (iower than) u)ref and yeí far removed(above) from un. Although no easy method for placingthe roll-off poíntexists, a rule of thumbthaíusually works

">c = 5un (21)

Reference frequency suppression per pole is the ratioOf U)r. tO ÜJrof.

SBdB = n 20ref-

(22}

whera n ís the number of poles Ín the filter.Equation 22 gíves tha addítígnal loop suppression to

ti>ref; this number should be added ío whaíever suppres-sion already exists.

For non-critícal applícations, simple RC networks maysuffice, but if more than one sectjon is required, loop,dynarnics undergo undesírable changos. Loop dampingfactor decreases, resultíng ¡n a high percentage ofovershoot and Encreased ringing since passive RC sec-tíons tend to accumuiate phase shift more rapídly thansignal suppression and parí of this excess phase sub-tracis from the loop phase margin. Less phase margíntransíales into a lower dampíng factor and can, in thelimít, cause outright oscillation.

A suitable alternativa is an active RC section, Figure 20,compatible with the existing levéis and voltages. An ac-tive two pole filter (second order section) can realíze a

more gradual phase shift at frequencies less than thecutoff poínt and still get nearly equal suppression at fre-quencies above the cutoff poiní. Sections designed witha sllght amoum of peaking (£ = 0.5) show a good com-promise between excess phsse below cutoff (ujc), withoutpeaking enough to cause any danger of raising the loopgaín for frequencies above ü)n. A fairly non-critical sectionmay simply use an emitter follower as the active devicewith two resistors and capacitors completing the circuit(Figure 21).Th¡s provides a -12 dB/octave (-40 dB/dec-ade) rolloff characteristic above ü)n, though the atten-uation may be more accurately determíned by Equation22. If the sideband probiem persists, an additional sectionmay be added in series with the first. No more than twosections are recommended .since at that time either (1)the constraint between cun and curef is too cióse, or (2)reference voltage Ís modulating the VCO from a sourceother than the phase detector through the loop amplifier.

FIGURE 20 — OPERAT10NAL AMPUFIER LOW PASS FILTER

rS.O to t-15 V

• -5.0 ío -J5 V

1. Cíioow) R1 Víí < R

FIGURE 21 — EMITTER FOLLOWER LOW PASS F1LTEH

NOTE: H VQ > VCG - 1.0 V,lili» ru-gé ti »u»c*piJbU ¡o powor

Operation wíthout charge pump phase detector #1 ofthe MC4344MQ44 can be ¡mplementad quite successfuílyin many applícations without using the charge pump andinternal darlington amplifier approach. An operationalamplifier filter can be used to process the error Infor-mation appearing at U1 and Di (pins 13 and 2) diractly(Figure 21). This phase detector/fílter approach offers apotentially superior performing system because:

a. Charge pump delay time is elíminated.b. Charge pump ¡nput sígned threshold level need not

be overeóme before error Information is obtained.This can result ¡n a substantial improvement in the

7-34

MC4344 # MC4044

4044's transfer functíon línearity in the vícinity ofzero phase error between ¡he R and V inputs.

c. The filter ampJifíer ground locationcan beseparatedfrom the phase detector ground.

d, An "optimum" filter amplifier ¡nput threshold ofapproxímately two diode drops need not beestablished.

The filter dlscussíons and relationships developed forintegrator-log filter sectíons can be applíed to the systemof Figure 21 and the prevíously derivad equations can beused to determine valúes for R1, R2 and C.

It may be desírable to split each of íhe R1 resístors andincorpórate a capacitor to ground in a manner similar tothar shown in Figure 15. This should improve transientsuppression and provide integration of the Ul and DIsignáis to better enable the operational amplifier to de-veiop corredive error information from very narrow Uland DI pulse widths.

Phase error for the circuít ¡n Figure 21 wíll result fromínput offset voltage in the operational amplifier, resistormismatch and mismatch between the phase detectoroutput síates appearíng at U1 and D1. Phase error canbe trimmed 10 zero initíally by adjustíng either the am-plifier input offset or one of the Rl resístors,

VCO Noise

Effecls of noise within the VCO itself can be evaluatedby consídering a closed loop situation with an externalnoise source, en, introduced at the VCO [Figure 22). Re-suitant modulation of íhe VCO by error voltage, E, ís asecond order hígh pass function:

FIGURE 23 — LOOP RESPONSE TO VCO NOISE

T2N ' T2N Í23)

S2

FIGURE 22—EFFECTS OF VCO NOISE

Thís functíon has a slope of 12 dB/octave at frequenciesless than tun (loop natural frequency), as shown in Figure23. This means that noise components Ín the VCO aboveun will pass unattenuated and those below will havesome degree of suppression. Therefore choice of loopnatural frequency may well rest on VCO noise qualíty.

ylTTF/T

LOG FñEQUENCY

Other Spurious Responses

Spurious components appearing ¡n the output spec-trum are seldom due to reference frequency feedthroughalone. Modulation of any kind appearing on the VCO con-trol une will cause Spurious side.bands and can come inthrough the loop amplifier supply, bias circuitry in thecontrol path, a translator, or even the VCO supply ítself.Some VCOs have a relatively hígh sensitivity to powersupply variatíon. This should be investigated and its ef-fects .considered. Problems of thís nature can be míní-mized by operatíng all devices except the phase detector,charge pump, and VCO from a sepárate and well isolatedsupply. A common meihod uses a master supply of about10 or 12 volts and two regulators to produce voltages forthe PLL — one for sil the logic (íncluding the phase de-tector) and the other for all circuitry associated with íheVCO control Une.

Sideband and noise performance Ís also a function ofgood power supply and regulator layout. As mentíonedearlíer, extreme care should be exercised in isolating thecontrol líne voltageto the VCO from influences other thanthe phase detector. This not only means good voltageregulation but ac bypassing and adherence to goodgrounding techniques as well. Figure 24 shows two sep-árate regulators and their respective loads. Resistor RSÍs a small stray resístance due to a common thín ground.return for both R[_i and RQ, Any noise in R[_2 is nowreproduced (ín a suppressed form} across R^ . Load cur-rent from RJJ does not affect the voltage across R^.Even though the regulators may be quite good, they canhold VQ constant only across their outputs, not neces-saríly across the load (unless remote sensing is used).

FIGURE 24— LOOP VOLTAGE REGULATION

Ragulator/fl

1

Regul

Regulatorrf2

"Vi

Ragú a(»d <

t

Natfltyulatfd

Bu2

7-35

MC4344 • MC4044

One solutían to the ground-coupled noise problem is tolay out the return path with the most sensitive regulatedcircuít at the-farthest point-from power supply entry asshown in Figure 25.

Even for regulated subcircuits, accumulated noise onthe ground bus can pose major problems sínce althoughthe cross currents do not produce a differential load volt-age dírectly, they do produce essentially common modenoise on the regulators. Output differential load noisethen is a function oí the ínput regulatíon specífication. Byfar the best way to sídestep the problem ¡s to connec:each subcircuít ground to the power supply entry returnline as shown ¡n Figure 26.

FIGURE 25 — REGULATOR LAYOUT

FIGURE 26 — REGULATOR GROUND CONNECTION

In Figures 24 and 26, R[_-j and R(_2 represen! componentgroups in the system. The designar must insure that allground return leads ¡n a specifíc component group arereturned to the common ground. Probably the mostoverlooked components are bypass capacítors. To mín-ímize sidebands, extreme caution must be taken in theárea immedíately following the phase detector andthrough the VCO. A partía! schematic of a rypical loopamplifíer and fílter is shown in Figure 27 to [Ilústrate thecommon grounding techníque.

Bypassing in a phase-locked loop must be effectíve atboth highfrequencíesand lowfrequencies. One capacitorÍn the l.O-to-10 p.F range and another between 0.01 and0.001 p,F are usually adequate. These can be effectivelyutilized boih at the immediaie círcuitry (between supplyand common ground) and the regulator if ít is some dis-tance away. When used at the regulator, a single elec-trolytic capacitor on the output and a capacitor paír atthe input is most effective (Figure 28). It is importan:,again, to note that these bypasses go from ¡he input/output pins to as near the regulator ground pin aspossíble.

FIGURE 28 —SUGGESTED BYPASSING PROCEDURE

-,-„.

APPUCAT10NS INFORMATION

JT&quency Syntheslzers

The basic PLL dlscussed earlíer is actually a specialcase of frequency synthesis. In that Enstance, fout = f¡n,aithough normally a programmable counter in the feed-back loop ¡nsures the general rule that fout = Nf[n (Figure29). In the synthesiierf¡n is usually constan: (crystal con-trolled) andfoutischanged by varying the programmabledívider (-í- N|. By stepping N ín ¡nteger increments, theoutput frequency ischanged byf¡n periricrement. In com-

FIGURE 29 — PHASE-LOCKED LOOP WETHPROGRAMMABLE COUNTER

'ín —Phai¿

Detector

| fin

~"

Ain0im.tr/Filiar

.TN

Coumer

Voliage-ContralladOicíllator

'O U t-

RGURE 27 — PARTTAL SCHEMATIC OF LOOPAMPUFIER AND FILTER

7-36

MC4344 • MC4044

munícation use, this input frequency is called ihe "chan-nel spacíng" or, ín general, ít is the reference frequency.

There is essentially no dífference in loop dynamíc prob-lems between the basfc PLL and synthesizers except thatsynthesizer designers musfcontend wíth" problems pe-culiar to loops where N is variable and greater than 1.Also, sidebands or speclral purity usually requíre specialanention. These and other aspects are discussed ¡ngreater detail ín AN-535. The steps fora suítable synthesísprocedure may be summarized as follows:

Synthesis Procedure

1. Choose input frequency. {fref = channel spacing)2. Compute the range oí digital división:

• • I 1 I 0 A t>ref

M - - frnin^min - f ,

Tref

3. Compute needed VCO range:

(2f ~ f fVCO " f

4, Choose mínimum £ from transient response plot,Figure 9. A good startíng point is £ = 0.5.

5. Choose un from needed response time (Figure 9):

6. Compute C:

C =R

7. Compute R2:

R2 = 2£nWnC

8. Compute Cmax:

9. Ch'eck transient response of Cmax f°r compatibilitywith transient specificatíon. /•

10. Compute expected sídebands:

sideband _ (I0^ j-

fr'out ^ref

_ Ís about 100 nA at Tj = 25°C.)

(A)

11. If step 10 yíelds larger sidebands than are accept-able, add a single pole at the loop amplífíer bysplitting RI and adding Cc as shown Ín Figure 15:

Added sideband suppressíon (dB) ís:

dS = 201

(B)

25(oJn)2

12. If step 11 still does not give the desired results, adda second arder sectíon at a)c = 5 Lün using eitherthe configuration oí Figure 20 or 21. The expectedimprovement ístwicethat of the single pole in step11.

dB = 40 log;0•1

(C)

Total sideband rejection is then the total of 20 log-jrj(A)(B) -i- (C).

Design Example (Figure 30)

Assume the following requirements:Output frequency, fou[ = 2.0 MHz to 3.0 MHzFrequency steps, f¡n = 100 kHzLockup time between channels (to 5%) = 1.0 msOvershoot < 20%.Mínimum sideband suppression = —30 dS

From the steps of the synthesís procedure:1. fref = fin = IQOkHz

2. Nr. fmax = 3.0 MHz

fref 0,1 MHzfmin = 2.0 MHzfref 0.1 MHz

= 30

= 20

3. VCO range:The VCO output frequency range should extendbeyond the specified mínimum-maximum limits toaccommodate the overshoot specificatíon. In this¡nstance fout should be able to cover an additional20% on either end. End limits on the VCO are:

foutmax &3.0 -í- 0.2(1.0) = 3.2 MHzfou[m¡n ^ 2.0 - 0.2(1.0) = 1.8 MHz

This VCO range (= 1.8:1) is realizable with theMC4324/4024 voltage controlled multívibrator. FromFigure 7 of the MC4324/4024 data sheet we find therequired tuning capacitor valué to be 120 pF andthe VCO gain, Ky, typically 11 x 106 rad/sM

4. From the step response curve of Figure 9, £ = 0.8wíll produce a peak overshoot less than 20%.

5. Referring to Figure 9, overshoot with £ = 0.8 willsettle to within 5% atiunt = 4.5. Sínce the requiredlock-up time ís 1.0 ms.

4.5t

4.5= -T = r= (4.5)(1o3)rad/s

0.001

7-37

MC4344 • MC4044

6. In order to compute C, phase detector gain and Rl If desired additional sideband filteríng can be ob-must be selected. Phase detector gain, K¿>, for the tained as noted ín steps 11 and 12.MC4344/4044 is approximately 0.1 volt/radian withRI = 1 kfi. Therefore, ^- ^y splitting R-¡ and Cc, further anenuatíon can be

gained. The magnítude of Cc ¡s approximately:

C- (°-11111 X 106) -1.B.* . 0.8 0.8(30)(4.5 X 103)2(103)

7. Al this point, R2 can be computed:

p. 2£rnjn 1.6 „

>>¿ wnC (4,5 x 103)(1,8 x 10"6)

„ , . /Nmax nqflu- ^max ^mm ,/ w . u-Ja

Y ÉVmm

9. Figure 9 shows that C = 0.98 will meet the stime requirement.

10. Sidebands may be computed fortwo cases: (l(_ {charge pump leakage current) nominal (1and (2) with l(_ máximum (5.0 ¿iA). A valué cwill also be assumed for the amplifier bias c

ib-

sideband (10 * 10"6J(200Hn x lO^) _

fout max 6-2S * ™3

The sideband-to-center frequency ratio ñorwíll be:

sideband 5.1 _ ^

'out^ nom 10

= 20 Iog-]0(17.85 x 10'3) s -35 dB

FIGURE 30-F

" , I

7 tr ' -ñl/

1 O t)1

MC-Í3A4

9

1 — ' •13 10 3

[MC4316)5 11 14 2

LC = • = = o.ia H.FRl^n {103){4.5)M03)

Improvement ¡n sidebands will be:00 íl

y-ettling Nominal suppr

6 d8 higher th1) with Thís ¡s well wití30 nA), step 12 ís incluf 5 nAurrent, " 12. Anenuation of

of thesingle oreThe calculation

-iQ-3 additional-56cand 21 show twIf R is assignec

nínallV calculated.

- c o.i

- = • 28 dB(2-íT x 105)2

25(4.5 x 103)2

assion is now - 63 dB. Worst-case is5n nominal suppression of - 57 dB.lin the -30 dB design requirement,ded for completeness only.

a second order filter Ís double thater filter section described in stepll.

> for a second order filter indícate anJB of sideband rejectíon. Figures 20o second order filier configura tions.i a valué of 10 kíl then C may be

mnR {4.5 x 103J{104) "•"""" >"'

- CIRCUIT DIAGRAM OF TYPE 2HASE-LOCKED LOOP

O 0

f < i kC R2 f

!(1.8| 12001

,, — -. MPS6571

^Y\9r\ai ^-^±~! i^ \

| 1_ 3 1 0 - 1

MC54J16

1MC4316)

5 11 la 2

C = 120 PF

\f\\ d

-

-n 1 1 unDO DI D2 D3 DO Oí D2 O3

7-38

MC4344 • MC4044

dock Recovery from Phase-Encoded Data

The electro-mechanical system used for recording dig-ital data on magnetic tape often introduces random var-iations ín tape speed and data spacing, Because of thísand the encoding techníque used, it is usually necessaryto regenérate a synchronized clock from the data duringthis read cycle. One method for dojng thís is to phase-lock a voltage controlled multivibrator to the data as itis read (Figure 31).

A typícal data block using the phase encoded formatis shown ¡n row 1 of Figure 32. The standard format calisfor recording a preamble of forty "0"s followed by a sin-gle "1"; this is followed by from 19 to 2048 charactersof data and a postamble consisting of a "1" followed byforty "0"s. The encoding format records a "O" as a tran-sition from low to high Ín the middle of a data cell. A"1" ís indicated by a transirían from hígh to low at thedata cell mídpoínt. When required, phase transitions oc-curatthe end of data cells. If a string of eitherconsecutive"0"s or consecutive "1"s Ís recorded, the format duplí-cales the original clock; the clock Ís easily recovered bystraíght forward synchrontzation whh a phase-lockedloop. In the general case, where the data may appear ¡nany order, the phase-encoded data must be processedto obtain a single pulse during each data cell before it ¡sapplíed to the phase detector. For example, ¡f the data

consisted only of alternatmg "T's and "0"s, ihe phase-encoded formal would resultin a waveform equal to one-half the original clock frequency. If thís were applied dí-recíly to the loop, the VCM would of course move downto that frequency. The encoding format ínsures that therewíll be a transition ¡n the middle of each data time. If onlytríese transitions are sensed they can be used to regen-érate the clock. The schematic díagram of Figure 31 in-dícates one method of accomplishing this.

The logic clrcuítry generales a pulse at the midpointof each data cell which is then applied to the referenceinput of the phase detector. The loop VCM is deslgnedto opérate at some múltiple of the basic clock rale. TheVCM frequency selected depends on the decoding res-olution desired and other system timing requirements.In this example, the VCM opérales at twenty-four timesthe clock rate (Figure 32, Row 12).

Referring to Figure 31 and the liming díagram of Figure32, the phase-encoded data ¡Figure 32, Row 1) is com-bined with a delayed versión of itself (output of flíp-flopA row 3) to provide a poshíve pulse out of G3 for everytransltion of the input signa!. Portions of the data blockare shown expanded ín row 2 of Figure 32. Flip-flop Adelays the ¡ncoming data of one-half of a VCM clock pe-riod. Gates Gl, G2, and G3 ¡rnplement the logic ExclusiveOR of waveforms 1 and 3 excepi when inhibited byDGATE [row4| or the output of G12 (row 7). DGATE and

FIGURE 31 — CLOCK RECOVERy FROM PHASE-ENCODED DATA

Gl, G2, Gil. G12: SN74LS2QAII otnar gatej; SN74LSOO

Nurnb«ri In paremh«(si rafer towiv«formi oí Floura 32.

7-39

MC4344 • MC4044

its complement, DGATE, serve to initialize the circuítryand insure that the fírst íransition of the data block [aphase transítion) ¡s ígnored. The MC7493 bínary counterand the G5-G12 latch genérate a suitable sígnal for gatingout G3 pulses caused by phase transítions at the end ofa data cell, such as the one shown dashed in row 6.

The ínitial data pulse from G3 sets GT2 low and iscombíned with DGATE ín G7 to reset the counter to ítszero state. Subsequent VCM clock pulses now cycle thecounter and approximately one-third of the way throughthe next data cell the counter's full state is decoded byGil, generatíng a negative transMon. This causes G12to go high, removing the ínhibit signal until it ¡s againreset by the next data íransition. Thís pulse a]so resetsthe counter, continuing the cycle and generating a pos-¡tive pulse at the midpoint of each data cell as required.

Acquisitíon time is reduced if the loop is locked to afrequency approximately the same as the expected datarate duríng inter-block gaps. In Figure 31, thís is achievedby operating the remaining half of the dual VCM atsüghtly less than the data rate and applying it to thereference input of the phase detector vía the G8-G9-G10data selector. When data appears, DGATE and DGATEcause the output of G3 to be selected as the referenceínput to the loop.

The loop parameters are selected as a compromisebetween fast acquisitíon and jitter-free íracking once syn-chronization ¡s achieved. The resulting filter componen!valúes indicated in Figure 31 are suitable for recoveríngthe clock from data recorded at a 120 kHz rate, such aswould result ín a tape system operating at 75 í.p.s. witha recording density of 1600 b.p.i. Synchronízation isachieved by approximately the twenty-fourth bit time ofthe preamble. The relationship between system requíre-ments and the design procedure is illustrated by the fol-lowíng sample calcularon:

Assume a —3.0 dB loop bandwídth much less than theinput data rate (= 120 kHz), say 10 kHz. Further, assumea damping factor of £ - 0.707. From the expression forloop bandwidth as a functíon of damping factor and un-damped natural frequency, ton, calcúlate £Dn as:

+ 4£2 - 4{4j (24)

or for tu_3 ¿Q = (2iT)104 rad/s and £ = 0.707:

wn = — • = (3.05)104 rad/sn 2.06

As a rougn check on acquísítion time, assume thatlockup should occur not later than half-way through a 40-bít preample, or for twenty 8,34 p.s data periods.

uint = {3.05)104(20)(8.34)10-6 = 5.1 (26)

From Figure 3, the output wíll be wíthin 2 to 3% of itsfinal valué for wnt = 5 and £ = 0.707. The filter compo-nents are calculated by:

K¿,KV

and

where

(27)

(28)

¿ = 0.115 v/radV = (18.2) 106rad/s/voltN = 24 = Feedback divider ration = (3.05) 104 rad/sS = 0.707

(0.1151(18.21106 _ 4- ¡8.72)10

From Equation 27:

(8.72)104

From Equation 28:

R2 _ 2r.tunN _ 2[0.707)(3.05H04

[8.72J104

Let R-, = 3.0 kTl; then R2 = 1.5 Wl and

-5

_

or using a cióse standard valué, use C = 0.033 y.F. Nowadd the additional prefiltering by splining R-j and select-ing a time constant for the additíonal sectíon so that ¡tis large with respect to

= R2C

10R-1 10(3.0)103

7-40

MC4344 • MC4044

FIGURE 32 — TIMING DIAGRAM — CLOCK RECOVERY FROM PHASE-£NCOOEQ DATA

(1) "

(2) Data

(3) QA

(i) DGATE

15) DGATé

(6) G3

17) G12

(8) G11

(9) G7

(10) G10

e rE 1

Li(1•

t

Ü fli

(lll 0B [VCM-7-24]

[121 VCM

7-41

MC1648/MC1648MVOLTAGE-CONTROLLEDOSCILLATOR

Blas Poínt 10

Tank 12

AGC

Input Capacitance — 6 pF typ

Máximum Seríes Resistance for L (Externa!

Inductance) = 50 íl typ

Power Oissipation = 150 mW typ/pkg

(+5.0 Vdc Suoply)

Máximum Output Frequency = 225 MHz typ

" The MC1648 requires an ex terna I p'arallal

tank circuir consisting of the inductor (L)

and capacitor (C).

A varactor diode may be incorporated into

the tank circuir to provide a voltage variable

input for ihe oscillaror (VCO). The MC164S

was designed for use in ihe Motorola Phase-

Locked Loop shown in Figura 9. Thls devíce

may also be used ¡n many other applicacíons

requiring a f jxed or variable frequency clork

saurce of high spectral puríry. (See Figure 2.)

The MC1648 may be operated from a +5.0

Vdc supply or a —5.2 Vdc supply, depending

upon syscem requirements.

Supply Voltage

T5.0 Vdc

-5.2 Vdc

Gnci Pins

7, 8

1, 14

Supply PinS

1, 14

7, a

LSUFFIX

CERAMIC PACKAGE

CASS 632

PSUFF1X

PLÁSTIC PACKAGECASE 646

FSUFFIX ,

CERAMIC PACKAGS

' CASE 607

FIGURE 1 - CIRCUITSCHEMATIC

4-3

FIG

UR

E 2

-

SP

EC

TR

AL

PU

RIT

Y O

F S

IGfJ

AL

AT

OU

TP

LIT

B.W

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tmi<

- lO

KH

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Fru

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10

0 M

Hi

Wic

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10 O

B/<

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= -í

5.0

Vol

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@ T

est

Te

mp

era

ture

-30

°C

•>25

°C

+ 85

°C

MC

I 64

8

MC

16

4B

M

O I CO n

TE

ST

VO

LT

AG

E/C

UR

RE

NT

V

AL

ÚE

S

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lts)

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mA

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.00

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.85

-ti

. 7

0

-H .50

-t 1.3

5

41

.20

' 5.0

5.0

5.0

-5.0

-5.0

-5.0

-12

.07

+ 1

.85

-11.6

0

-11

.57

4 1.3

5

H 1

.10

5.0

5.0

5.0

-5.0

-5.0

-5.0

Ch

ara

cte

risiic

Pow

er

Supply

Dia

in C

uiruní

Logic "

1" O

uip

ui

Vo

ltn

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"0

" O

ulp

ul

Vo

liag

tí

Biíi

s V

oltn

Qc;

Pcn

k.ío

-Pe

nk

Ta

nk

Vo

lia

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MC1648/MC1648M FIGUR E 3 - TEST CIRCUIT AND WAVEFORMS

imDcaancc coni[i(u)e j 2Í> 1 juenuJiai proneC04« inoll o* CT 070 SO oí eauívjleni

"" "aytJJJi ooly (nJ! supniy ooconts grounti

I r

OPERATING CHARACTERISTICS

Figure 1 ¡Ilústralas trie circuit schernatic for the

MC1648. The oscillator ¡ncorporatas positiva feed-

taack by coupltng the base of transistor Q7 to the

collector of Q8. An autamatic gain control (AGC)

¡s Incorporated TO limit the current through the

emítter-coupled paír of transistors (Q7 ana QS) and

allow optimurn frequancy response of the oscillator.

In order to maintain the hígh Q of the oscillaior,

and pro vid e high spectral puríty at the output,

transistor Q4 is used to transíate the oscillator sig-

nal to the output differentíal pair Q2 and Q3.

Q2 and Q3( in conjunction wiíh output transistorQl, provides a highly buffarea output which pro-

duces a square wave. Transistors Q9 and di 1 pro-

vide the bías drive for the oscillaior and output

buffer. Figure 2 indicates the high spectral purity

of the oscillator output (pin 3).

When oparatíng the oscillator in the voltage

controllad moa e (Figure 4), ¡T should be noted that

FIGURE 4 -THE MCI6Jfl OPERATING |N THE VOLTAGECONTROLLED MODE

the cathode of the varactor diode (D) shoula bebiased at least 2 Vg^ above Vg^ (^1.4 V for pas-

itive supply operation).

When ihe MC1648 i5 used with a constan: de voliage

to the varacior dioda, the output frequency vvill varyslightly because oí internal noise. This variación is plotted

versus operating írequency in Figure 5.

FIGURES -NOISE D EVIATION TEST CIRCUIT ANO VVAVEFORM

Oscillaioi Tank Componenu[ClICuiI Oí fiqutti 4)

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NOTE: Any ífaqu«ncy a*ui«tíon caus«a by m« iional g»o«rilor arxl

wjpoly ihouíd tía aatBrmin«a and tmnimi*a orior to i*nir-9.

4-6

MC1648/MC1648M

TRANSFER CHARACTERISTICS IN THE VOLTAGE CONTROLLED MODEUSING EXTERNAL VARACTOR DIODE AND COIL. TA = 25°C

FIGURE 6

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1200 onrn itfs.iíof jnd [he iCOüe tBimín-iiiipedance consiiiultt J 2S 1 Jllenuato

tf CoJ« muí DP CT O70 50 or eyuwdleni

4-7

MC1648/MC1648M

Typlcal transfer characteristics for the

oscíllator ¡n the voltage contrallad mode are

shown in Figures 6, 7\d 8. Figures 6 and 8show transfer characteristics employing only

the capacitance of the varactor diode {plus the

input capacitance of the oscillator, 6 pF typi-

cal). Figure 7 illustrates the oscillator operating

ín a voltage controlled mode wjih the output

frequency range limited. This is achíeved by

addíng a capacitor in parallel w¡th the tank

circuit as shown. The 1 kíl resistor ín Figures 6

and 7 ís used to protect the varactor diode

during testing. It is not necessary as iong

as the de ¡nput voltage does not cause the diode

10 become forward bíased. The larger-valued

resistor (51 kl~i) Ín Figure 8 is required to

províde ¡sola t ion for the high-ímpedance

junctions of the two varactor diodes.

The tuníng range of the oscillator in the

voltage controlled mode rnay be calculated as:

f

where fn

2JTs/L(CD(max) + CSJ

Cg = shunt capacitance {input plus external

capacitance).

CQ = varactor capacitance as a function

of bías voltage.

Good R F and low-frequency bypassíng ¡s

necessary on the power supply pins. (See

Figure 2.)

Capacitor* |C1 and C2 of Figure 4) should

be used to bypass.the AGC point and the VCO

input [varactor diode), guaranteeíng only

de levéis at tríese points.

For output frequency operation between

1 MHz and 50 MHz a 0.1 pF capacitor is su f f i -

cíent for C1 and C2. At higher frequencies,

smaller valúes of capacitance should be used;

at lower frequencies, larger valúes of capaci-

tance. At high frequencies the valué of bypass

capacitors depends directly upon the physicallayout of ihe system. AII bypassing should be

as cióse to the package pins as possible to

minimize unwanted lead ¡nductance.

The peak-to-peak swing of the tank circuit

is set internally by the AGC circuitry. Since

voltage swing of the tank circuit provides the

drive for the output buffer, the AGC potential

directly af fects the output waveform. !f ¡t is

desired to have a sine wave at the output of

the MCT648, a series resistor ¡s tied from the

AGC point to ¡he most negative power poten-

tial (ground if T-5.0 volt supply is used. —5.2

volts if a negative supply is used) as shown in

Figure 10.

At frequencies above 100 MHz typ, it may

be desirable to increase the tank circuit peak-

to-peak voltage in order to shape the signal

at the output of the MC1648. This is accom-

plished by tyíng a series resistor (1 k£! míni-

mum) from the AGC to the most positive

power potential (-rS.O volts ¡f a + 5.0 volt sup-

ply is used, ground if a -5.2 volt suppiy is

used). Figure 1 1 illustraces this principie.

APPLICATION INFORMATION

The phasa [ocked loop shown in Figure 9

illustrates the use 'of the MC1648 as a voltagecontrolled oscillator. The figure ¡ilustra tes

a frequency synthesizer useful Ín tuners for

FM broadcast, general aviation, maritime and

[andmobile communicatíons, amateur and

CS receivers. The system operates from a single

•t-5.0 Vdc supply, and requires no ínternal trans-

lations, since all components are compatible.

Frequency gen era ti on of this type offers

the advantages" of single crystal operation,

simple channei selection, and elimínatíon of

special circuitry to preven: harmonic lockup,

Addítíonal features ¡nclude de digital switching

(preferable over RF switching with a múltiple

crystal systemí, and a broad range of tuning (upto 150 MHz, the range being set by the varactordiode).

The output frequency of the synthesizer

loop is determined by the reference frequencyand the number programmed ac the program-

mable counter; fout = Nfref. The channeispacing is equal to frequency ( f r e f ) .

For additional Information on applications

and designs for phase locked-Ioops and digital

frequency synthesizers. see Moiorola Applica-

tion Notes AN-532A, AN-535, AN-553, AN-564 or AN594.

4-8

MC1648/MC1648M

FIGURE 9 - TYPICAL FREQUENCY SYNTHESIZER APPLICATION

N No * P • A

Figure 1 O shows tha MC1648 ¡n the variable frequencymode op^rating from a +5.0 Vdc supply. To obtain a sinewave at the output, a resistor is added from the AGCcircuit [pin 5) to V££.

Figure 11 shows the MCI 648 ¡n the variable frequencymode operating from a +5.0 Vdc supply. To extend theusaful range of íhe devíce (maintain a square wave outputabove 175 MHz), a resistor is added to the AGC circuí: aipin 5 (1 k-ohm mínimum).

Figure 12 shows íhe MC1648 operating from +5.0 Vdcand +9.0 Vdc pcuver supplies. This permhs a higher voltageswing and hightír output power than is possible from theMECL outpm (pin 31. Plots oí output power versus totalcollector load resisiance at pin 1 are giv*;n m Figures 13and 14 for 100 MHz and 10 MHz opdration. The totalcollector load includes R in parallel with Rp of Ll andCl at resonance. The optimum valué íor R at 100 MHz isapproximately 850 ohms.

FIGURE 10-METHODOFOBTAINING A SINE-WA VE OUTPUTFIGURE 11 - METHOD OF EXTENOINGTHE USE FUL RANGE

OF THE MC1G48 (SQUARE WAVE OUTPUT)

4-9

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MV2115 (SILICON)

vvc-WI-

SILICON EPICAP DIODES

. . . düsigned ¡n the popular PLÁSTIC PACKAGE for high volumtíretiuiremKntsof FM Radio and TV tuning and AFC, general frequencycontrol and tuning applications; providing solid-stalt; reliability inrtíjjlacerneni oí mechanical tuning mtíthuds.

Hlgh Q wíih Guarantccd Minimurn Vaiues

Controllcd and Unifonn Tuniny Ratio

Standard Capacitance Tolurancc- 10%

Complete Typical Design Curves

Casu TO-92 with Two Luads

MÁXIMUM RATINGS

Raling

Reverse Voltai^;

Foíwaid Curicni

Device Dissi¡jaiion Í?TA '• 25°CDeraie aboue 25°C

Junction Temoctatufc

Slorage Temjjeraiuie Rang«

Symbol

VR

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°C

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VOLTAGE-VARIABLECAPACITANCE DIODES

6.B-100pF30 VOLTS

/..J. ,.

3-991

MV2101 thru MV2115 (continuad)

ELECTRICAL CHARACTERISTICS (TA = 25°C unless oiherv/ise noted)

Char»ci»rinic— AII Typ«i

Reversa Breakdown Voltaje(IR - lOfiAdc)

Rever» Voltaje Leakage Curren!|VR -2S Vdc, TA-25°C)

Series Inductance

(! • 250 MHz.Lead Length = 1 /1 6")

Casi Capacitante

(f • 1 .0 MHz, Lead Length 1 /1 6")

Diode Capacitante Tamperature Coefficient

(VR - 4.0 Vdc. f - 1.0 MHz)

Symboí

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IR

LS

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Min

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16219.B

21.3

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6.88.2

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17.056.068.082.0

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Max

7.59.0

11.013.216.5

Q, Figure of MeinVR - d.O Vdc,

TR. Tuomg Rano

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PARAMETER TESTMSTHODS

i. LS.SÉRIES ¡NDUCTANCELS ii measuced on a shoned pacfcaoa al 250 MHz using anImpídanos bridpe (Boonton fladío Model 250A RX Meter).

2. Ce, CASE CAPACÍTANCECQ ii(peasuredonanop«n paclcageat 1.0 MHz using acaoacitanca

[Boonton Elecironíci Model 75A or equivalent).

3, CT. OIODE CAPACÍTANCEfC-¡- "Ce * Cj). CT ls m«aiUfe-d st 1.0 MHz uiing a capacitancebridge (Boonton Elecirania Model 75A or equívalent).

4. TR.TUNING RATIOTR ís the ratio of Cf m^asured at 2.0 Vdc divided by Cj measured

5. Q, PIGUREOFMERITQ ¡s calculated by laking the G and C readinga oí >n »(

brídge at the specified Ifequeticy and substituting ¡n P**equations;

Q - — ,G

(Boonion Elettronici Model 33AS3). Usa U»d Ltnfvn «- 1/"

G. TCC, DIODECAPACITANCETEMPERATUReCOErf'ICKHl

TCC ¡s guafanteed by comparing CT al VR - *.0 V<*C I - ' *MHz, TA - -65°Cv,ím CT at VR - 4.0 Vdc, í - 1,0 WHi. U*+ 85°C In the (olloyvlnq equation vvhfcri defin« TCc¡

C-rl*35°Cl - CTI-65°CI JO6

TCc" 35 + 65 "cñ|25°C)

Accuracy Ilmiied by nxasufeínent oí C~f to i 0.1

'3-992

MV2101 thru MV2115 (continued)

TYPICAL DEVICE PERFORMANCE

FIGURE 1-DIODE CAPACÍTANOS versui REVERSE VOLTAGE

1.0 *.Q

VR, REVERSE VOLTAGE IVOLTS]

FIGURE 2 - NORMALIZED DIODE CAPACITANCE

verwís JUNCTION TEMPERATURE

-25 O 25 50 75 1QD 125

Tj.JUNCTIOrJTEMPEHATUR£(°C)

w. 5.0

2.0

1.0

D.50

: Q.20

D.10

0.05

0.02

0.01

FIGURE 3 - REVERSE CURRENT

venuí REVERSE BIAS VOLTAGE

• TA • ;s°c -

n, REVERSE VOLTAGE [VOLTS)

FIGURE 4 - FIGURE OF MERIT veraui REVERSE VOUTAGE FIGURE 5- FIGURE OF MERIT varaui FREQUENCY

:.0 5.0 10 20 30

Vfl. REVERSE VOLTACE (VOLTS! I.FHEQUeNCY(MHr)

3-993

NETWORK B

The followlng ls a computer solution £or the P¡ nefwork when RLequals 50 otuns.

L ie5Ri -rcout

DEVICE TO BEMATCHED

XL. ,. ^~v-^ . n n rn nrsir.N A NETWORK TTSTKT. THF T A R I rs

I ~ T1 „ > 1. Define Q, in column one, as H./X ."XC! -pXC2 K L§ l C1

(S«eSteP2) 50 í1- 2. C. actual ts equal to C. - parallel C of device tobe1 matched. * out

z" •=• •=" 3. This completes the necwork.

Q

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13.817.8721.562528.2531.3534.3337.214042.7145.3547.9350.4552,9155.3257.696062.2764.497584.4992.91

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1011.6713.331516.6718.332021.6723. 332526.6728.333031. 6733.3341.675058.3366.677583.33

6.2512.518.752531.2537.543.755056.2562.575

100125150175200

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XC2

2.243.173. 884.495,037.148.79

10.2111.4712.6313.7214.7415.7216.6717.5818.4619.3320. 172121.8222.6323.4324.222528.8732.7336.6940.8245.2350

8.712.515.5518.2620.7623. 1525.4627.743032.2736.9347.1459.7677.46

108. 01200

1.397

1012.37

XL

2.533.764.765.656.47

1013.0315.818.420.8723.2625.5627.813032. 1434.2536.3238. 3540.3542.3344.2846.2148. 125059.1267.9176.3564,4992.37

100

14.3323.5331.8339.6447.1254.3661.3968.2775B1.6194.48

119.07142.25163.96183.77200

1.5811.6719.2326.08

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255075

100125150175200225250300400500600700800

1255075

Q

55555555555555555

668656666666066666S66666666

777777

XC1

202530354045506080

100120140160180200220240

0.174.178.33

12.516.6720.832529. 1733.3337.541.675066. 6783.33

100116.67133.33150166.67183.33200216.67233.33250266.67283.33300

0.143.577.14

10.7114.2917,86

XC2

14.4316.3118.0619.7221.3222.8724.427.3933.3339.5346.2954.0163.257591.29

117.26173.21

1.165.858.33

10.2811.9513.4614.8516. 1617.4118.6119.762226.2630.4334.6439.0143.6448.6754.2360.5567.9476.8788. 19

103.51126.49168.33300

15.037.148.79

10.2111.47

XL

32.5538.7844.8250.7256.562. 1367.7878.76

100120.48140.31159.54178.17196. 15213.37229.58244.09

1.329.83

16.2222.0227.5232.8237.9743.0147.9652.8357.6367.0885. 45

103.29120.7137.76154.5170.94187.08202.93218.46233.66248.48262.83276.55289.32300

1.14B.47

1419.0323.828.4

Rl

100125150175200225250300400500600700800900

100011001200

1255075

100125150175200225250300400500600700800900

1000100200300400500600700800

1255075

100125

20-39

Q

7777777777777777

XC1

21.432528.5732.1435.7142.8657.1471.4385.71

100114.29128.57142.86171.43200228.57

7 £57.14777

83D

888888888888888883a8888

999999999999999*99999999

Í85.71314.29342.86

0.133.136 1 í. ¿3

9.3812.515.6318.7521.882S28.1331.2537.55062.57587.5

100112.5125150175200225250275300

8.3311.1113.8916.6719.4422.222527.7833.3344.4455.5666.6777.7888.89

100111.11133.33155.56177.78200222.22244.44266.67

XC2

12.6313.7214.7415,7216.6718.4621.822528.131.1834.337.540.8248.0456.4166.6780.18

100135.4244.95

0.884.46 * ) í. ¿3

7.688.91

101111.9312.813.6414.4315.9418.7321.3223.7926.228.5730.9433.3338.2543.549.2455.7163.2572.3784.02

6.837.918.879.74

10.5611.3212.0512.7414.0516.4418.6320.722.6924.6226.5228.432.16364044.2348.853.859.41

XL

32.8737.2641.5645.815058.2574.3390

105.35120.45135.32150164.49192.98220.82248274.45300324.25345.8

17.45

12 3116.7420.942528.9532.8236.6340.3844.0951.465.6679.5893.25

106.71120133.14146. 15171.82197.07221.92246.39270.48294.15317.36

14.9318.6922.3225.8529.3132.7236,0839.445.9558.7471.2483.5395.64

107.62119.48131.23154.46177.37200222.37244.5268.4288.05

Rl

150175200225250300400sod600700800900

10001200140016001800200022002400

1255075

100125150175200225250300400500600700800900

10001200140016001800200022002400

75100125150175200225250300400500600700800900

10001200140016001800200022002400

Q

101010101010101010101010101010101010101010

1212121212121212121212

'12121212121212121212121212

141414141414141414141414141414141414141414141414

XC1

0.15

1015202530405060703090

100120140160180200220240

2533.3341.675058.3366.677583.33

100116.67133.33150166.67183.33200216.67233.33250291.67333.33375416.67453.33500

21.4328.5735.7142.865057.1464.2971.4385.71

100114.29128.57142.86157. 14171.43185.71200214.29250285.71321.43357.14392.86428.57

XC2

0.757.118.75

10.1511.4112.5714.6616.5718.3620.0621.6923.2824.8527.9130.9734.0537.2140.4943.9347.58

10.3912.0813.6115.0216.3517.6118.822022.2724.4626.6123.7330.863335.1737.3939.6642.0148. 355.4763.9674.5488.64

109.54

8.8610.2911.5612.7313.8314.8715.8616.8118.6220.3522.0223.6425.2426.8128.3829.9431.5133.0937.1241.3445.8650.7756.2262.42

XL

0.89.9

16.8723.3429.5535.641.5253.1164.4475.5886.5897.46

108.24118.94140.09161181.68202.17222.47242.61262.59

34.7944.5254.0563.4372.781.8790.97

100117.89135.6153.15170.57187.86205.06222. 15239.16256.07272.9314.64355.9396.67436.92476.57515.44

29.9138.346.5154.662.5970.5178.3786.17

101.63116.95132.15147.24162.25177. 17192.02206.81221.54236.21272.66308.82344.7380.33415.69450.79

Hl

150

100150200250300400500600700800900

10001200140016001300200022002400

300400500600700800900

10001200140016001800200022002400260028003000350040004500500055006000

300400500600700800900

10001200140016001800200022002400260028003000350040004500500055006000

Q

1616161616161616161616161616161616161616-16161616

1818181818181818181818181818181818181818ia181818

202020202020202020202020202020202020202020202020

XC1

18.752531.2537.543.755056.2562.57587. S

100112.5125137.5150162.5175187.5218.75250231.25312.5343.75375

16.6722. 2227.7833.3338.3944.445055. 5666.6777.7888.89

100111.11122.22133.33144.44155.56166.67194.44222.22250277.78305.56333.33

152025303540455050708090

100110120130140150175200225250275300

XC2

7.738.96

10.0611.071212.6813.7214.5216.0517.4818.8620.1821.4722.7323.9625.1826.3927.5930.5933.6136.7139.943.2546.8

6.867.948.919.79

10.6111.3812. 1112.814. 1215.3516.5217.6518.7319.7920.8121.8222.8123.7926.228.5730.9433.3335.7638.25

6. 167.1388.789.51

10.1910.8411.4612.6213.714.7215.716.6417.5518.4419.320.1420.9722.9924.9626.928.8230.7432.67

XL

26.2333.5940.847.9

• 54.9361.8968.7975.6589.26

102.74116.12129.42142.64155.8168.9181.95194.96207.92240. 16272. 18304.01335.66367.15398.49

23.3529.936.3342.6648.9255. 1361.2867.479.5491.57

103.51115.38127.2138.95150.66162.33173.96185.55214.4243.08271.6300323.27356.44

21.0326.9432.7338.4444.0949.6955.2460.7671.7182.5793.35

104.07114.73125.35135.93146.47156.98167.46193.54219.48245.3271.01296.62322. 15

Rl

300400500600700800900

100012001400160018002000220024002600"2800300035ÜO40004500500055006000

300400500600700300900

10001200140016001800200022002400260028003000350040004500500055006000

300400500600700800900

10001200140016001800200022002400260028003000350040004500500055006000

20-40

LM381A Dual Preamplifierfor Ultra-LowNoise Applications

National SemiconductorApplication Note 70Joe E. ByerlyDennis BonnAugust 1972

i-NÍO

INTRODUCTION

The LM381A is a dual preamplifier expressiy de-sígned to mee: the requírements of amplifyíng lowlevel signáis in noise critical applications. Suchapplications include hydrophones, scientífic andinstrumentation recorders, low level wideband gainblocks, tape recorders, studio sound equipment,etc.

The LM3S1A can be externaliy bíased for optimum_ noise performance ín ultra-low noise applications.

VVhen thísisdone che LM381A provides a wideband,high gain amplifíer with noise performance thatexceeds that of todays best transistors.

The amplífier can be operated ¡n either the díffer-ential or single ended ¡nput confíguration. How-ever, for optimum noise performance, the ¡nputmust be operated single ended, since both transis-tors contribute noise in a differential stage, de-gradíng input noise by the factor A/2. A secondconsideraron ¡s the design of the input bias cir-cuitry. Both the load and bíssíng elements mus:be resistive, sínce active components would eachcontnbute additional noise equal to that of theinput device. Thirdly, ihe current densíty of theinput device should be optimized for the sourceresistance of the input transducer.

Figure 1 shows the schematic diagram of onechannel of LM381A [a detailed explanation of thecircuit operation ¡s given in appücation noteAN-64). To opérate the ínpuc single ended, tran-sistor Q2 is turned OFr by returning the base ofQ2 [Pins 2, 13) to ground.

Figures 2A and 26 show the wide-band [10 H"z —10 kHz) input noise voltage and input noise cur-rent versus collector current for the single ended

FIGURE2A. Widífaand Equiv»J*nt Inpot fJoivi Callecior Curt»nt

ja H tM lu na 121

FIGURE 28. Wkíebsnd EquivaNnt Input NOÍM Currantvs Collectoc Curreni

OJco

ocQJ

O)'CU3

cu—i—t»o-1

cI— t--101Ir*o

CU

>~O

OQJrf

o'ZJV)

FIGURE 1. LM3S1ASch«m4ticD¡»srain

AN70-1

inpu: configuraron of the LM381A. Total inputnoíse of the amplifíer is found by:

ET = B.W. (1)

Where:

en = amplifíer noise voltageA/Hz

in = amplifier noise curren tA/Hz"

Rs = source resistance fi

k = Boltzmann's constant = 1.38 x 10'2J/°K

T = source resístance temperature K

B.W. = noíse bandwidth

Figure 3 shows a plot of input transistor (C^) col-lector current versus source resístancfi for optimumnoise performance of the LM381A. For sourceimpedances less than 3 kH the noise voltage term{enj dominates and the input ís bíased at 170¿iAwhích ¡s optimum for noise voltage. In the regiónbetween 3 kH and 15 kfi, both the en and inRs

terms contribute and the ¡nput should be biasedas indicated by Figure 3. Above 15 kO, the ¡nflsterm ¡s dominan: and the amplifier ís operaiedwithout additional external biasing. '

E.IQtQ 1U; l£V£L Mi l

!!! lí SV 10* ¡Di «i IDúi

flíllil—-

FIGUfl E 4. LM331A wiih aíasíng Componenti forInCfeasing O] Currtml Densiiy

Since resistors Rj and R3 are biased from thepower supply, the decaupling capacitor, Clf isrequired to preserve supply rejection. The valuépf CT ¡s given by;

10

Where:P.S.R. = Supply rejection in

input

fs = Frequency of supply ripple

AT = Voltage gain of first stage

(3)

referred to

FIGURE 3. Col laclar Curren! vi Sourca Rasiswncafor Opiimum Noiw performanca

Figure 4 shows the input stage of the LM381A withthe external components added to ¡ncrease thecurrent density of transistor Q,, Resistors f\-¡ andfl2 supply the additíonal current (I2) to the exist-íng collector current (I,) which is approxímately

As R! becomes smaller capacitor C-, ¡ncreases fora given power supply re|ection rario. Conversely,as R2 becomes smaller the gain of the ¡nput stagedecreases, adversely affecting noise performance. •For the range of collector currents over which theLM3S1A is operating, a reasonable compromise isobtained with:

R2 = 3 14J

The sum of resistors R T £d R2 is given by:

R Vs-2.1

Ic - ISx lQ- 6

(2)

For DC consideradora, only the sum (Rj + R2) Ísimportan!. When considering the AC effects, how-ever, the valúes of R1 and R2 become significan!.

The gain of the input stage ¡s:

(2x 105]R-,

A, =105

1 " .026 1(5)

le 1 . 1 . 1

AN70-2

Resistor dívider R|/R3 provides negative DC feed-back around the amplifier establishing the quies-cent operaling point. Rf is found by;

C-, =

12

f

l.55{R3 +

R a x

VsR3x 104

x 104) + lc (R:

10*

x l O 4 ) j

R3r 1 x lO4

For DC stability let:

R3 = 1 kCl Máximum

RÍ can then be found from:

2 6.05 X 103+ ICX 107

-910

(6)

(7)

(8)

Where:

Vs = Supply Voltage

lc = Q! Collector Current

The AC closed loop gain is set by the ratio:

(Rf + RJ/R* (9)

Capacitor C2 sets the low írequency 3 dB córnerwhere:

(10}

PICURE 5. Singla Endad Input Confiouration wíltiExiernal Biairng Comporwnti

Figure 5 shows the LM3S1A in the single endedinput configuration with ihe additional biasingcomponents. Capacitor C3 may be added to limilthe amplifier bandwidth to the frequency range ofinterés!, thus elíminating excess noise outside ihep9ft¡nent bandwidth.

i .026 \102D

-4 x 10'12 ( 1 1 )

Where:

f-) = high frequency 3 dB córner

Ic = Q! collectar current

A = mid band gain dB

Example: Design an ultra-low noise preamplífierwith a gain of 1,000 ooarating from a 24 voltsupply and a óOQH source impedance. Bandwidthof interest is 20 Hz to 10 kHz.

1. From Figure 3 the optimum collector cur-rent for 6GOn source resistance is 170 ¿¡A.

2. From equation (2),

Vs-2.1! + R2 =

Sx 10"6

24 - 2.1

(170- 18J x

R! +fla = 1.44 x 105.

3. From equaiíon |4],

_ 1.44 x 1Q5

2 " ' 1.333

R2~100kn,

Rj — 3 6 x 1 0 " 39 xí2.

4. From equation (7) let Rs = 1

5. From equation (8),

V3 x 107

1.08 x 105

6.05 x 103r l cx 107

1 í 24 x 107Rf = r- •

* [ 6.05 x 1Q3T 1.7 x 10'

Rf = 2.67 x lOJ^27k.Q.

5, For a gain of 1,000; equation (9),

-910

-910

.,. „ .Amplifier Gain =

RA= 1,000

27 x 103HA = = ^7°

103

7. For a low córner frequency, f0, of 20 Hz;equation (10).

1 1^ " 2^f0R4

= 2.95 x

C2 * 300 jiF.

6.28 x 20 x 27.

AN70-3

8. From equation (51 the gain of the input

stage ís:

r\Si

AI =

(2x 10S) R2

R, + 2 x 105

.0261 . 1

2 x 1Q5 x 10S

1 Q 5 - r 2 x 1 Q 5

1 .026 1A, =

1 .7x lO- 4_ _

104 103 27

9. For 100 dB supply rejectíon at 120 Hz.

Equation (3),

C, =

C, =

TOO

10"2íT

P.S.R.

10 20 __

2llf RiAi 2:rx 120 x 39 x 103x 372

1.09 x 1010

10/iF.

= 9.1 x 1Q-6

10. For a high frequency córner, f1( of 10 kHz;

equation (1 1),

C3 =

C, =6.28 x 104x 1.53 x 102 x 104

-4x

C3 = 6.4 x I0'iass6.8 pF.

The noise performance of the circuir of Figure 6

can be found with the aid of Figures 2A and 2B

and equation (i!. From Figures 2A and 28 the

noise voltage (en) and noise current (in) at 170 pA

lc are: en = 3.0 nVA/RT, ¡n = .72 pAA/Hz". From

equation (1)

ET

s~T^ U.F

íFIGURE 6. Typical Appllcation wíth Incrsis*d Current

Danuty of lnp<Jl Su^a

Total Wideband = 4 . 3 7 x l 0 -7 v _Noise Voltage

Wídeband

Noise Figure

9.94 x

=

9

en2 + (inRs)2

4KTRS

= lOIog

9.94 x 10'1S

\/l!3.0x 10-9)a+ [7.2 x 10*13x 600)* + 9.94 K 10'18| 10*

= lOlog 1.92 = 2.83 dB.

CONCLUSIÓN

In applicadons raquiring a wide band, high gain

preampüfier where noise performance is critica!,

the LM3S1A is unsurpassed. !n addirion to ultralow noise performance, the LM381A offers two

completely- independen! amplifiers, each with an

¡nternal power supply decoupler-regulator provid-

¡ng 120 dB supply rejection and 60 dB channel

separación,

Other outstandíng features include, hígh gain

(112 dB) large output vokage swing {Vs - 2V)

peak to peak, wíde supply operating range {9 -

40V], wide power bandwidth (75 kHz, 20 VOSJ),

internal frequency compensation, and short-círcuit

protection

REFERENCE

J.E. Byeriy and E.L. Long - "LM381 Low Noise

Dua! Preamplífier" National Semiconductor Cor-

poration AN-64, May 1972.

AN70-4

oa Precisión i Waveform1'-;-

Generator/Voltage ; : • ;Contrblled Oscilíaíor ;

GENERAL DESCRiPTION ' ;• ' [ : : . . - _The 1CLB036 Waveform Generaípr is á monolithic inte-

gratecJ círcuit capable of producing high accuracy sina,square, triangular, sawíooth and pulse waveforms with amínimum of exíernal componenís. The (requency (or repetí-.lion rale) can be selected exíernaüy from .OOiHz to morethan SOOkHz using eilbgr resistors ~or capacitors, andfrequericy modulation and jweeoinQ-can be ccompjisiiejjwilh an externa! vóllaga. The ICLB038 is fabricaied withadvanced monoiithic technology, usíng Schottky-barrierdíodes and thin film resistors, and the oulput is stabte over awíde range of temperaíure and suppiy variations. Thesedevices may be interfaced with phase Jodied loop circuíiryto reduce temperatuie dri/l to less than 25Gppm/°C.. .

ORDER1NG INFORMATION

FEATURES-- . . " - • ,• :-.• Low Frequency Drift V/lth Temperatura" .•

. — 250ppm/üC . . : .- . • .• Símultaneous Sine, Square, and Trlangle \Vave

Outputs• Low Distorílon —1% (Slne Wave Outpút)• High Llneafity —0.1% (Tríangle. Wave Outpút)• Wide Operaling Frequency Range — O.OOlHz to

.-300kHz •• Variable Duty Cycle — 2% to 98%• High Leve! Outputs — TTL to.28V• Easy to Use — Jusí A Handful oí Extemal

Components Required •. •

PAHT NUMQERicuao33CCXJDICLS036HCJD

ICL6038.ACJO

ICLE033BMJO*

ICLBÜ31ÍAMJD'

ICLSC^S/D

STAB1LITY

250[)pin/"C !yp -

1SOppm/'C typ

110ppni/'C ryp rf

3ííOppm/*C max- * .

2!)0ppm/ *C max

~

• TEMP. RANGE

O'C lo +70'C

o"C 10 T?crc» 0"C le +70*C

-55'C lo -t-125'C

-55"C lo t- i25*C

-

PACKAGE

CE.RDIP

CERDIP |

CERDIP

CERDIP ¡

CERDIP

DICE"

/SQ3D lo pñn nunibar il 863 processing Is ftiquiróci.

ranietPf Um/Max ümils gusranleod al 25*C onh- ioi DICE oideis.

CUHflEHT /VsouncE ka

TRIWiGLE r~OUT

DUTTCYCLE

FRÉOUKHCYADJUST

BUFFEH

1sme

CONVERTER

SINE WAVEADJU3T

I CAPACITOR

50UARC WAOUT

TI FM SWE£P— • INPUT

¿JLTL.

Figure 1: Functlonal Diagram Figure 2: Pin Confíguration(Outline dwg MD)

5-72

Nolc: All lypical valúes have been guaranléad hy charactorization and ara no! íc-sled.

302600-OC2

ICL8033 :•: .' ; . . ' • • - .ABSOLUTE MAXIMUí/í RATiNGS-- "

Supply Voltage (V" to'v+);';;!;;...:.Ü..7."7,~'~.7."...'.'36V"":' ' Storage-'Temperatura Rahge".7^~"."f:650C lo'V

Power Dissipation'V.....,.-...-'.'.'.'.,.,.'..,'.,.-'.:;....í,.750mVV...'.. ...Operaíing Temperatura Rangei-lii l'jJL1'" "...'. '.'

Input Voltngo (any pin). ;....: ....,.;.....V~ to yT

Input Currenl (Píns 4 and 5) ; ......' ...... 25rnAOutput Sínk Currenl {Píns 3 and 9}-; ',. ;.,.25mA-. '

O)OCJCD.

T50"C'-

8038AM, 8038SM.. ....'...:.-55'C lo -i-125°C'. " 8038AC, 803S8C/8038CC ..'."..7,...0°C to +70°C_ Lead Temperatura {Soldering, 10see)-,-.;.;.'. ...300°C'

Stresses abova ttiose lislud undef Absolüle Máximum Flatings tnay cause permanenl damage to ttie devíca. These are stress ratíngs only, anc functionalcperaibn oí ".ne da-.ice al [nese'ar any clnar conditions abova those ¡ndicaled in Ihe op ralional sactiotw oí lile s?«cificationa _fa nol implicd. Exposuie loabsoluta máximum rating condilions (or extended pariods m&y effect üavíce [eliabiüly. . •.... .. . _ ___ . ... . — .'"—' • '

NOTE 1: Oerale ce/ain:c package at' 1^.5mV//*C ídf ambient .lempotaluras atwvfl 100'C« '•_ _ . _ . , . • ' " .:_.

ELECTRICAL CHARACTERISTICSOlhGfv/iso Spocified) . ' . . . , ' ' .

or +20V,TA"25DC. RL- iOkn,.Test Circuit Unless

SYMBOL

VSUPPLY •

v +

• v*. v-. 'SUPPLY

GENERAL CHARACTERISTICS;

ííuppl/ Vottage Operatiog Ranga • . . •

Singlo Supply ' . - • ; • •

Dual Supplias ' . ' . : ' . ' • •

Suppl/ Current (Vsui'PLY - ¿10>.')taí

B03BAM. H03SBM • " . . v .

S03GAC. 803880, 6038CC

áo38cc.;

MIN

+ 10

±5

TYP

12

MAX

+ 30

i!5

. 20

8038BC(BM)

MIN

+ 10

i5

TYP

•..

12

I 12

MAX

30

¿15

15

.-. 803SAC(AM)

MIN ;

+ 10

±5

20 I

TYP

....

•

12 .

12

MAX

30

±15

15

20

UNIT

• . v . -.V

tnA

mA

FREQUEKCY CHARACTERISTICS (atl wavefDrms) \

lmai: - j Wa*ir,ium Fiequancy o( Oscíllelton. . -

'sv-^o 1 Srveep Frequency oí FM Input

AI/AT

• -, ¿t/ÁV

Swcup FM Range[3)

f:M Llnooilly I0;l Relio

Hroquoncy Drill Wilh Témpora tura 's'Ü03S AC. BC, CC O'C lo 70'C

(1038 AM, BM, ~55'C to 125*C

Fioq-jsncy Onft With Supply Voltage{Oveí Supply Voltagt Ranga)

. 100

•

!10

35:t

0.5

250

0.05

100

10

35.1

j 0.2

180

1

• 0.05

350

100 |

10

35:1.

0.2

110

0.05

250

KHz .

KH: .'

%

pp:n/*C

%/V

OUTPUT CHARACTEHISTICS '

IOLK

VS^T

' ir

iiAD

•VTRIANGLE

Squtiro-W«vo ... _,Loal-ñiio Cuirunl (Vg - 30V}'

Satardtion Vollage (IsiNK " 2mA) ,.,• ••

Risa Time (R[. - 4.7Knj : . '

Fall Timo (RL - 4.7KÍÍ) '

TypíCJ! Duly Cycio Adjus! (Nole 6}

Trianqle/Sawtooth/nampAfnp!:lud9 (RtHI - lOOkfi)

j Lineanly

^OUI

VSINE

THD

THD

Oulpul Impedanca (!ouT ~ 5mA)

S[n*-WavtAmpliludfl (RsiNE - lOOhíí)

THD (fls- IMiljW

THD Adjustod (Us,e Figure 6)

'

0.2

180

40

^ !0.30

0,2

0.33

0.1

200

0.22

2.0

1.5

1

0.5 I

!)3

5

2

0.30

. 0.2

0.2

160

JO .

0.33

0.05

200

0.22

1

0.4

98

-

2

: 1

0.30

1 . ¿I • '

1.5 ¡ 3

1.0

•0.2

1

0.2 '

180

•10

0,33

0.05

200

0.22

1.0

O.B

1

0.4

aa

1.5

M

V

nn

ns

%

í VSUWLV%

ÍL

KV'SUPPLY

%

%

NOTES: 2, RA and RQ cunenls nol Induded. • • •3. VSUPpi_Y - 20V; HA end Rg - tOhíl, [S iokHz nominal; can be eilendtíd 1000 lo 1. Sea Figures 7a and 7b.4. 62kH connecled Iwtv/t'on fxr¿. 11 and 12. Tuangfe Ouly Cycle sol al 50*-i. (Use RA and Rg.)5. Figura 3. pins 7 ana 8 connucted, Vsuppt,Y ~ *10V. Sae Typícal Cur-'os íor T.C, vs VCU

Noto: AH ' valúes have buen gua/anl*^ by charadefiinl-on and are nol losled.

cocoo

T£ST CONDITIONS'

1 ! PARAMETER .'' •' r. .

Suppiy Cwránt • • ;"' .

Sweép FM BangeO) . - • • ' '! :",_

Fiequancy Drill witn Temperatura

Fíequency Dfífí with Supply Voltage^' "-

Qutpul Amplilude:

(Note 4} ;

Sina '

Triangfa

LeaKaga Curient (oli)[3)

Saluration Voltage (on}{3'

nise and Fall Times (Ñola 5)

Duly Cycls Adjust:

(Cióle 5)

MAX

WIN

Triangle Waveíorm Linearity

Tola! Harmonio Distortion

, RA ...•lOkíí .;

Mokn r

• iokn10kU '

' 10WÍ

10 Mí

!!OVÍÍ

10KH -

10kP.

5okn. ~25^n- ioka. lOkíl

i; RB '

i lOkíí

', 10KÍÍ

I ioknr - lOftn'.. IQXÍi '

. lOkQ

' lOkíl .

• 10kfí

. iokíí-i.6kíl .•

50V.O

iokn10KÍÍ

R U - -tokíl

IGKfl

milickíilOkíl .10KÍÍ

4.?kn. lOkíí

lüV-fl

10KÍ1

'Oí

3.3nF

3.3nF

3.3nF

• 3.3riF

2.3nF

. 3.3nF

. 3.3nF

3.3nF

3.3nF

3.3nF .

3.3nF

3.3 r,F

\"SVJi '.

• Glosad

Gp«n

Clos&d-

Closed •

Closed

Closed

MEASURE \' -.

Cunon; into Pin 6- •-.

'Fiequenc/ a\n 9 '.' '

Fifccjuancy al Pin 3

Ftequéncy at Pin 8 '

Pk-Pk outpul al Pin 2

Pk-Pk oulpul a! Pin 3 . - \ Closed :• 1 Currenl inlo Pin-fi • • . • " j

Clased • . Output (lo-iv) at Pin 9

Clased ¡ Waveíorm al Pin 9

Closfld

Glosan .

Glosad

10kf! | 3.3nF j • Clo&ed

Wavolorm at Pin 9

Wauefotm al Pin 9.

Waveform al Pin 3

Wavaform al Pin 2

\: 1. Tho h¡ and lo (requeridas can ba oblainad by connscling pin fi lo pin 7 (In,) ana then conneülmg

appl/ Swocp Vbllaga at pin 6 (2/3 VsuPPLY "*"2V) - '-'SVVEHP - VsuPPLY whafe VsuPPLY '5 lílfl 1°pin 6 should vsr/ bsiwaen 5.3V and 1CV _wiíh. résped lo ground.

2. iov<v* <3ov, of ±sv<VSUPPLY--15V.3. Oscillaüon can be halled oy lorcing pin 10 to 45 volts or -5 volls,4. Oulpul Ampliluda is tested undar slalic condilions by forcing p!ti 10 lo S.OV tnen to -5.0V.5. Hoi Issted; (or design purposes on!y. ' . . . , _ ' . ' • .

DEFINITION OF TERMS:Supply Voltage (VsupPLY)- The tota! supply voltage fromV" to V"Supply Current. The supply current requíred [rom thepowef supply lo opérate the device, excluding load currents" .and íhe currents through RA and RB- . .Frcquency Range. The (requency rango at íhe squarav/ave output through v/hich circuit oporation is guaranteed.Svveep FM Range. The ralio oí rnaxiniurn íiequency torninimum írequency which can be obtained by applying asweep voltage to pin 6. For correct operalion, tho swoopvoltage should be withín the range

(2/3 VSUPPLY + 2V) < VEWEEP < VSUPPLY^

FM Linearity. The porcentago dovíalion (rom the besl-íítstraighl lino on tho control voltagc vcrsus: oulpul írequencycurve.Oulput Amplliude. Tho peak-to-peak signal amplitudonppcnring al tho oulpuls.Saturatlon Voltage. The output voltage at the collector oíÜ23 whon Uiis tiansistor ¡s turnad on. í! is rneasured íor asinfc currenl oí 2mA,Riso and Fall Times. The time rcquired íor the square woveoutpul to changn from 10% to 90%, or 90% to 10%, oí ¡tsfin¿i¡ valúa. m t ,,• ',Trísr.gle V/aveíorm Linearity. The perceniage dsvialion(rom the bpst-íil straight lino on thorising and íalling trianglewavoform." ","' ' .••"••• -.'•• ^•-•^^t-''

Tol^í Harmonía Dlstartíon. The tota! harmonio distortional íhe sino-wave output.

pin 8 lo pm 6 (f]0). Olhanvise•lal suppty yoltagg. [n Figure 7b.

Figure 3: Test Círcuít

5-7-1

Mole: All typica! valuos hava beon guaranleod by characlarizatíon arxi ara not leslod.

J..-.TYPICAL PERFORMANCE;CHARACTERÍSTICS §1U ' >.*.

.O '!•

TyjTTTfpJ

s 10 is K a 10. > ttJPPtr VOLTJGE . •.

; o ü jí «i- -' TEVPÍRJLIURE'C '

• • Q<*XIX: •

Performance oí the Square-Wave Output

Performance of Triangle-Wave Output

irI 1 _, .

jTi..uj"

rn

Performance of Síne-Wave Ouíput

121 . . . ,

i - i I

11 I i ¡ M '-.,. ...,_._.UHAÓJUSTEDI I

ICOt-U UHí 1C*.Hl ICFRCQUENCY

UKi lOkKtlFHEOUENCY

Note: Ail typicaí valúas riaye bótn guaranteed by criaracierizalkMi" and ara not tesied. ' , •

"-J:• ' rt !

- o 1cp l

¿i' i; •-'íf (V •>

O

Squii:a-Wave Outy Cycle— 50% • Square-Wavc Duty .Cycle— 30%

Figure A: Phase Relationshíp of Wavcforms

í -E

DETAILED DESCRIPTION ' . • '(See Figure 1) • . . •

An external capacitor C is charged and discharged by twocurrent sources. Cutront sourco #2 is s\v¡tched on and ofíby a Ilip-ílop, while currenl source #1 is on conlinuously.Assuniing thaí tho Ilip-fíop is in a state such that currentsource i? 2 is oíí, snd the capacitor is charged with a currení1. íhs voltage across the capacitor rises linéariiy v.-ílh time.1.When this volíago reaches the leve! oí comparatcr # 1 (sstat 2/3 of the supply vollage), Ihe flip-llop is trigoered,changos stales, and rolease.1; current source #2. Thiscurrent source normally carries a current 21. thus thecapacitor is discharged with a not-current I and the voltagoacross i: drops linearly with time. When ií has reached tholovol oí coniparalor #2 (sol ai 1/3 of tha suppiy volíagu),the the ílip-flop is triggerod into its original síato and thocyclo slarts again.

'Four waveforms aro readüy obtainable [rom this basicgoneralor circuit. With Ihe curraní sources sol at I and 21rospeclivoly,- tho charge and discharge timos are equal.Thus a triangle v/aveform is created across the capacitorand tho flip-flop produces a square-wavo. Bolh waveforrnsare ícd to buífúr slagos and aro availablo al pins 3 and 9.

Tho levéis o! Ihe curren! sources can, however, boselected ovor a wido range v/ilh two oxternal resislors.Thoroíore, wiíh Iho two cúrrente set al valúes düferonl (romI and 21, an asymmeirical sav.looth appears al terminal 3and pulsos wiíh a duty cycle from losy than 1% to greatoríhan 99% are availabíe at termina! 9. .

Tho síne-wave is crealed by íeeding the Uianglo-v/aveinto a non-linoar network (sine-convorter). This nelworkprovides a decrcasing shunt-impedanco as thc potoníial o!Ihe Iriangle moves toward Ihe ív/o extremes.

WAVEFORM TIMÍNGThe symme(/y of all wavoforms can be adjusted with Ihe

externa/ Üming resistors. Two possible ways to accomplishthis are shown in Figure 5. Bast results are obtaincd bykoeping Ihe timing resistors RA and RB sepárale (a). RA

controis Ihe rising porticn oí the triangle and sine-wavo andIhe 1 state oí Ihe square-wave.

The magnitude of the triangle-waveform is 301 ai 1/3VSUPPLY: thereíore the rising portion of Ihe triangle ¡s,

C x v c x lo x VSUPPLY x RA 5ti = •= « — -= - F./, >: C

! Va x VSUPPLY 3The falling portion of Ihe triangle and sine-wavj and íhe O

state of the square-wave is:

C x V Cx i /3 vSUppLY

• VSUPFLV VSUPPLY

Thus a 50% duty cycle is achieved whan Fí¿ '* RB. .11 t!ío duty-cycíd is to be varied ovar a small r moo about

50% oniy, tho connc-jtion shown in Figuio 5t. is slighllymoro con'.'Giiiení. lí no adjustment oí Iha duty cyclo iscosired, termináis 4 and 5 can be shorted U'tjelher. assnown in Figure 5c. This connection. hov/over, c:ausos aninheronlly Iruíjoi variation of Iho duiy-cyc-Iít, fraujuncy, etc.

Wiíh tv/o sepárale timing rosislors, tho liúq¡ic:n:y ií; ciby

1 •*

or. ií nA

0.3f " — (íor Figure 5a)

RC . -If a single timing resistor is used (Figuro 5^ only), tho

írequoncy is

0.15_RC

i

5-76

Nole; Ali typíca! valúes have" b&¿(\d íjy charadarization end ai e [\o| t¡

- Figure 5: Posslble Connecíions íor the External Timing Resisíors

Neither time ñor frequency'aré dependen! on supply'voltage, even though "none oí the volíages are regulatedInsids the integraíed círcuii This is due to the íací that bothcurrents snd thresholds are direcí, linear functions of thesupply voltage and thus their eífecís cancel. ^ . .

To minimize sine-wave distortion. íhe • 62KÍ1 'resistorbetweon pins 11 and 12 is best made variable. Wilh Ihisarrangomont distortion oí less than í% H, achí;;- -!.;i. Toreduce this even iurther, t\yo potontiornoters can bo con-nected a? shown in Figure- 6; this conliguration allows atypical reduction oí sine-wave disíortion cíoso lo 0,5%..

Figure 6: Connectíon to AchleveMínimum Slne-VVave Distortion

SELECTING RA, RB" and C

For any given oulput írequency, thore s a wide range ofRC combinatíons that wül work, however conato constrainlsare placed upon the rnagnitude of the cl.c.rging current foroptimum performance. At Ihe low end, orronts of less than1 pA are undesirable becauso circuit leakcges wül ccniríbutesígniíícant errors al high íemporatures. Ai higher currents(I > 5mA), transistor betas and satura ion yoltages wiflcontribuía increasingly Isrger srrors. Opürum performancewill, thorotoro, be obiained wilh charging curronls oí 10 u AÍP_lmA. II pins 7 and 8 are shortod logolhcir, the magniludsof the charging current due to R^ can bs caiculated (rom;

. A similar calculatrán.holds íor Rg. • . L^

•• The capacitor valué should be chosen at the upper end ^of ¡ts possible rsnge. " •• '. "

WAVEFORM OUT LEVÉL'CONTROL." AND •'POWER SUPPUES : - • • •;

Tho waveíorm generstor can be operaled either írom asinglo power-supply (10 to 30 Volts) or a dual power-supply[i 5 lo ±15 Volts). V/ith a singlo power-íupply Ihe averagsi"j,^lovels oí the triangle and sine-wave are y. exactly one-hal¡ '/zof tho supply voltage, iwhile trje squaíe-v.-ave allcrnalcs¡belwo^V"*" and ground. A sp'Ül powui supply has theadvtínláge that al! waveíorms move sinimetrically aboutground, • :

• The square-wave outpul ¡s not commiU&d. A lond resistorcan bo connected to a differení powei-suppíy, as long asthe applied voltage remains v/itoin tho broakdown capabililyof the waveform generator (30V). In thi-» way, the square-wavo output can be made TTL compaíolo (lond resistorconneclod ío + 5 Volts) v/hile tho v/üvdií'rm goficratot itselí¡s powered (rom a much higher voltagD.

5-77

NQÍG:- AK typical valúas rtave baon guaianleed by characleniollon and c/c no! tesiad.

OcouÜ

:--.... (b):

' fU - > Ra

ICL4038 ' ' i" 3

10 n

^JLTL .

«A/y

= Vl;

. : 1CUOM — '

10 n

.flTL;

/x/v ' - ' i

°'VA, - »•

t rFigure 7: Connections for Frequency Modulation (a) and Sweep (b)

J \~olGHD

Lcntisoí

FREQUEMCY MODULATÍO ANü.SWEEPING • . . . ,, .-..':... . r - - . • -\

' The írequency oí tha waveíorm geherator is a directfuncticn of the DC voltago at terminal 8 (measured (romV"*"). By altering this vollagé, írequéncy modulalion'¡spoiloimed. For small doviaüons (o.g. ±10%) the modulatingsigna! can bo applied Uirectly to pin 8, merely providing DCdacoupling wítb a capacitor as showh ín Figure 7a. Anexterna! resistor botween pins 7 and 8 ¡s not necessary, butit can be used to ¡ncroase input impedance from about Bkí7(pi.Ti 7 and 8 connectod together), to aboui (R + akíí).

Tno sino v/ave oulput has a relatively high outputímpedance (ikíí Typ). The circuit oí Figure 8 providesbuffariñg, gain and amplilude adjustnis.nt. A simple op arnpfollowur could a!so bo used. . . .

'T

Figure 8: Síne Wave Ouíput Buffer Ampllfíers

For largor FM devislions or for froquency í¡\veeping, themodulating signsl is applied bobeen the' posiííve suppiyvoltage and pin 3 (Figure 7b). in this way the onlire bias forthe current sources is created by !he modulaíing signal, anda very larga (e.g. 1000:1) sweep range is cieatod (f •= O atVsv/oep = ü)- Cafe must ¿e taken, however, lo regúlate thesupply voitaga; ¡n this configuration the charyo curront is nolongsr a íunction oí the supply vollage (/at Ihe'lriggerthresnolds still are)-and thus the íroqu(¡ncy. becomesdependoní on tha supply voltage. The poientiaí on Pin 8may bo swcpt down ¡rom V+ by {1/3 VsL'PPLY-2V). .

APPLICATIONS" • • • - • • . •

. With a dual supply voltage the externa! capacitor on Pin: l O can be shorted to ground ío hall Ihe 1018038 oscillation.¡Figuro 9 shows a FETT switch, diode ANDed wiíh an Input;sírobe signal lo allow the output lo always sl-ait on tho sameslope. • . ' • ' * ' • ' " ' ' ' • " •

To obtain a 1000:1 Sweep Range on tho ICL803B Ihevoitaga across exiernal [esisiors RA and RQ rnuüt docroasalo near!y zero. This rcquires Ihat the highest voltago oncontrol Pin B excecd the vollage at the top cf RA and RB bya few hundred mlllívolts.

1 Tha Circuit of Figure 10 achievas this by UüinQ a diode tolower Ihe eífeclive supply voltage on the ICL8033. Thelarge rasislor on pin 5 helps reduce duty cyclc varialionswilh swefep. • . .

$'"/j

5-78

Note: All typicnl valúes hava Qeen guaranleod by characleriralton and afe nol

ÍCL8038;i¿?í;;.'

[

i •t .

1

* I'.

. • j7 4

u'Ai

. F

. ¿vi.r-'t-r*.- •- ' -

a, : . :L":--;.1 •s

ICLB034

~:,~,V^:.-.V-;v..* :•-

- t

1 " ' 10 2

• • ' • ; • • • =j

P l_^iv LJ

gure 9: Strobe-Tone Burst C

. - * •

1H9H •-i— T — a ÍTROBE

«X . _ - , .&FF— j p-isv(-Hav)

LJ -ISV(-IOV)OH ( '

¡con» •

ienerator :

....„'..

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. ' • ' . • - « , . T10V "*.

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¡-JW

.' - ;r- . - DÜTr* l " ' CYCXI ' • .'

• ' i — Wv — i

I * I , — I a :

nn_ '

^ • • - . "\A/

10 • • 11 13 J »

' . . , ._. . i

X^.- ZZJXVW • S^D^TOBTIOfi ..' . . - ' . * . - ' /> 100. _^.

Jrc 10: Variable Audio OsciÜator,20Hz to 20kHz . • • . : " ' '

Figure 11; Linear Voltage Controlled Oscilialor '

The Lneariry oí ¡npul sweep voltage vcrsus oulput fro-cuoncy can be siQni'icanlly ¡mproyed by using an op amp asiliown ¡n FKjure 11.

USE IN PHASE-LOCKED LOOPS .. Its high íroquency stabilily makés the ICL8038 an idealbuildmg block íor a phase-locked loop as shown in Figure12. In this application [ho remaír.ing íunclional blocks, íhophas-3-dC'iector and tha amplilier, can be (ormed "oy anumhor of avaílablo |C*£- (e.g. MC4344. NE562. HA2800,HA2H20)

In order to match íhcse buílding blocks lo each other, Iwoslops mjst be laKen. First, two diflerem supply vollages areused snd tho squara v/ave output is relurnod to (ho supply

•of ího phasfl detoclor. This assures Ihat the VCO input

voltage will. nol oxceed Ihe capabilüic-j of tho...phasadelector. II a smaüer VCO signol is roquired, a simpler¿sistive volío|]o divider ¡s connecied bolvoén pin 9 oí thowaveform gc-norator and Ihe VCO ¡nput of the phaso-detector. * • ;

•• Second, thü DC oútpul leve] of the an¡pl¡fior musí bemade cornpalible lo the DC leve! roquired í.l tho FM input ofIhe waveíorm gcneralor (pin 8. O.SV*"). Tho simploslsoluüon hero ¡a 10 próvida a voltago dividi.-r to V* (R1p R2

as shown} il Ihe amplifier has a lower oulput lovcl, or toground ¡I its Ic^oi ís higher. The divider car be niado parí oíIne low-pasb lilier. •

• ' This'applicíition nol only provides lo.- a free-runningIrequoncy wilh very low temperaturo drilt, bul ¡í aiso has the

5-79

Note- All lypical voluo» hav« oeen guaranlcfri b/ cha/seleri;alian and tuo nol le&tod.

cop>o05

. ' '•••• ' " - V--

- : ' | • [

unicua (esíure oí producing a large reconstitutad smewavesignal with a frcqusncy ¡dentical lo that at the input. ,

For further informaüon; 'see "Intersil Application Note.A013, "Everytbing You Aiways Warited to Know About TháICL8038." ..; ' . . ; • - , '

P

Figure 12: Waveíorm Generator Used os Stable VCO In a Phase-Locked Loop

Figure 13: Detallad Schemattc

i !

Nolo: Al¡ tyfxcal valúes have bson guaranleed by ctiaracterízat'on and are nol tasted

NationalSemiconductor

Audio/Radio Circuits

LM1596/LM1496 Balanced Moduiator-Demodulator

Geneal Descripiion

The LM596/LM1496 are double balanced modu-lator-derodulators which produce an outputvoltage poportional to the product oí an input[signalj uliage and a swiiching (carrier) signal.Typical ipplicatíons include suppressed carriermodulada, amplitude rnodulation, synchronousdetection; FW or PM detection, broadbaríd (re-quency oubling and choppíng.

The LMS96 ¡s specified for operarían over the-55°C tc-H2S°C military temperature range. TheLM1496 s specified for operation over the 0°C

.to •f70°CtemperaTure range.

Features

• Excellent carrier suppression

65 dB typícal at 0.5 MHz50 dB typical at 10'MHz

• Adjustable gain and signal handling

• Fully balanced inputs and outputs

• Low offset and drift

" Wide frequency response up ¡o 10Q MHz

Scherrutic and Connection Diagramsl Cin PiCkig,

[w «.i-

Ord«r Numbar LMU96H or LM15MH

S*« NS P»ck*9<í H08C

f LW1496N»9* N14A

Typical Application and Test Circuit

d CjfT¡*r

10-107

OíCDCT)

CDen

5 tOI si! ii —i1 " to

O)j LO

• «Í

Absolute MáximumIniecnal Pawer Oiin'pation [Note 1)ADpliod Voltage INale 2)Oifferential Inpot Signa! [V7 - VglDIHcr.entitllnputSigruI [V* - V,JInoot SlyíaJ (V¡ - V,, V3 - V4|BiiiCtm«n[ US)Oparaiinj Tt<np*ritur* flange LM1596

UM1496

Ratings500 mW

30V

sfi.OV:[5*ISR.|V

5.0V12 mA

-55*CtorI2S°C

V (

>

-65°C lo tU«ad T«mp*mure (Soldering. 10 s 300*C

CharaCteristíCS |TA = 25°C, unless otherwíse specified, see test circuitl

PAHAMETER

Cimtf F««Jlniougn

'

Carril* Supfxraion

Tranudmittance Bandwidtn

Voltaga Gain. Slgrw! Channei

Inpul Reiounce,S¡9nal Pon

Inpjt Cjpaciljnc*. Sigoil Port.

Single 6nd«d CXítixil Rnlitarvce

Singla Ended CXitpuü

Input Blii Cuffent

Input aiaiCurrenl

Input Üllwl Curfent

Inoul Olfsoí Curreni

Avw.gí T«mp«r*tuf.Cacf(ki<n[ of IripolOítíft Curren C

Oulpoi OH»[ Curr«m

Ayra?, Tcmperatur.Coaltident oí OutrxitOfiMí Currtnt

Siaoal Port CofTimoo Mod«Inpui VoiUs* Ritifli

Sigrul Pon Conimon Mod«flíjection R»tio

Common Mod* QuiescentOutpoi Voluta

Diff*rcntl*l OiJíput Swing

PQSJI!»» SiJDpJy Curienl "

Ntoitív* Suppiy Currmt

Pow«, DiaJMt¡an

CONDITIONS

Vc - 60 mVrmí lint v,«e

'c " 1.0 líHi. olf»[ idjuitedVc - 60 mVrmi wm wjv«

¡C - 10 MHf, oAwn jújuiiedVc - 300 mVpo tcw"e w«e

ÍC * 1.0 *Hz, ofí«[ adjuilidVc - 300 mVp,, touar. w*-»

fe ' l.OiHi, olfielnot idjusted

ís- 10kH/, aOOmVrmíIc • 5OO kHr, 60 mVrmí i¡n« «weoHwi idjuslrf

ís- IQkHí, 30QmVrmifg - 10 MHi. 60 mVmii ¿n« w»j.

RL- sonCarrier lopjt Pod. Vc « 60 mVrmí j¡n< v-*vels - 1.0 kH!, 300 mVrmí iine «*ve

Slgoal Inpui Port, Vj • 300 mVfrm tme *av«V; - V9 - O.SVbC

Vs- lOOmVrmi.t - 1.0 kHiV 7 - V a - 0.5Voc

I-S.OMHi -V7 - Va • 0.5 Vüc

( - 5.0 MHiV, - Vg-Q.SVdc

f - lOMHi

/ " lOMHi

ll^UÍ/2

(b * ÍB)/2

di -Ul

HT-IBÍ|-55'C<TA<t125'C|(Oi'C<TA<-t70"C

(I6-I9I

(-55"C<TA<tl2SiC||0''C<TA<*70'C)

fs- 1.0 kHi

V7 - V8 - 0.5 Vdc

(U -Muí '

lijo)

LM1596

MIN

50

2.5

TVP

40

140

0,04

20

65

50

300

BO

3,5

200

2.0

40

5.0

12

12

0.7

0.7

2.0

14

90

5.0

-35

a.o

8.0

2.0

3.0

33

MAX

0.2

100

25

25

5.0

5.0

50

3.0

4.0

LM149Ó

MIN

50

2.5

TYP

40

140

0.04

20

65

50

300

80

3.5

200

2.0

40

5.0

12

12

0.7

5.0

2.0

14

90

5.0

-85

a.o

8.0

2.0

3.0

33

MX

n

15

'.

3C.

30

50

1.0

61

3.0

*.o

UNITS

íiWmi

í/Vrms

mVrmí

-nVrrra

03

dB

MHi

MHi

WV

kp.

pF

*n.F

JJA

^A

yA^A

nA/*CnATC

WA

nAS°CnA/*C

Vt>M

dB

Vdc

v^

mA

mA

mW

Not« 1; LM1596 raling apoliei to case temperatucej to ^-125°C; derale Ünearly at 6.5 mW/^C Jarambiem temperature above 75°C. LM1496 nting appJies to case temperatures to ^70°C. ' ' ,

Nott 2: Voltafle appií«d betWMti pini 6-7, 8-1, 9-7, 9-6, 7-4, 7-1, S-4, 6-6, 2-5, 3-5.

N

10-108

Typical Performance Characteristics

Car rier Supprtulon vi

Carri«r Inpui L«v»Círr'wr SuppfaiIJon vi

IM IDO 300 Wfl SOO

CARBIER INFUT UVEL [»V|iw)

0.05 0.1 0.5 1.0 LO 10

C A R R I E f l F R f d U E N C Y (UHj}

Carri«r Fendthrough viFrsqOíocy

LOS a,| a.s i.n i. u IB 5o

CARHIEfl FflEQUENCr IMHi

596496

Std*band Outputwr L»v*li

í: a so IM isa 200=0 CARRlEfl UVEl (mVi«)

Std*t»nd ind Slgn*J Pon

i.) i.a la loo 1DOOCAHHIER FREQUCNCr (UHií

101 Ll 1.0 10 100

FREQUENCY (WHil

Applications (Cominued)

Bisanuo— \iNfUT ^ J 4 _>JCv—• 1 í O """OULArE

•~-w^^ j ^—u Af gurruT

LMÍ —I—

-4 Vli

SSB Protktct D«t«:tor

adjuitment ií not requíred. ThÍJ circuit may aJfO be ussd as in AM detector by appíying compoiite and carríer sígnali!n ths iatri« manner ai datcribed for product detictor opuratíon.

10-109

cotT_

2

en

Typical Applications (Continuad)

l>io- DIP coniwttiodl.

-i Vic

Broidband FrBtuJeocy Doublír

Tha frequency doubler círcuit shown will double low-Jeval signáis with. low distortíon. The valué of C should be choseníof low reactance at the operating frequency.

Signal level at the carrier input rnuit b« lesi trian 25 mV peak to maintaín op^ration ín the linear región of tha switchingdiKerential amplifíer. Levéis to 50 mV peale may be usad with some díscortion of the output waveform. íf a larger inputsignal is available a resistiva divider may be used at the carrier input, with ful! signaJ applled to tha signal ínpui.

10-110

enCO

QTf

QO

enCO

QO

NationalSemiconductor

CD4018BM/CD4018BC Presettable Divide-by-N Counter

General DescriptionThe CD4018B consjsts oí 5 Johnson counter siages. Abuffered Qoutput from each síage, "CLOGK", "RESET","DATA", "PRESET ENABlE'Vand 5 individual "JAM"inputs are provided. The counter is advanced one countat the positiva clock signal transition. A high "RESET"signal clears the counters to an "ALLZERO" condhion.A high "PRESET ENABLE" signal allows in/ormation onthe "JAM" inputs to preset the couníer. Anti-lock gatingis provided to assure the proper couming sequence.

3.0Vto l5V0.45VOD(typ.)

fanout of Sdriving 74Lor i driving 74LS

Features• Wídesupplyvoltagerange• Highnoiseimmunity• LowpowerTTL

compatibility• Fully static operaiion

Applications• Fixed and programmable divide-by-10, 9, 8, 7, 6/5,' 4,

3, 2 counter• Fíxed and programmable counters greater than 10« Programmable decade counters• Divide by "N" counters/frequency synthesizers

Logic Diagram

Connection DiagramDual-In-Líne and Fíat Package

VOD atiíi cincí os i

i( is K I n U

5-58

Typical Performance Characteristícs

Typical Transition TÍm« vs

2Q 40 Gü 30 1QQ

CL - L O A O CAPACITAfJCE |»F)

_ Typical Propagaron Delay vi. C[__

— JDD

2D 10 SO SD 100

CL - LOAG CAPACirANCE \v¡I

Oo

CDCD

Oo

cocaO

External Connections

Exiernal Connectíons for Divide by10, 9, 8, 7, 6, 5,1, 3, 2, Operatían

Divida By 10Divicie By 8Divide By 6Divide By 4Divida By 2

Divide Ey 9

Divide 8y 7 .

Divida ByS ál

Divide By 3

Q5Oá

Q302Q1

Cannecied BackTo "DATA" Input

-COí i r t íC tEO I01-D*I*liINI'UI

C O S M C I E Q I O ' D

o ro-a*iA-iMui

Timing Diagram

j\j\\j\fvv\f\. "Data" ínput tied to Q5 for decade coumer coníiguration.

C O N S E C H D ra-O

5-61

OQGCN(LOOTTQU

CUCMLOOTj-QO

m CQT- COLO LOO Orí- TTQQOO

iüCQ CUT- COLO LOO O^ TQQOO

NationalSemiconductor

CD4Q51BM/CD4Q51BC Single 8-Channel AnalogMuitíplexer/Demultiplexer

CD4052BM/CD4Q52BC Dual 4-Channe! AnalogMultiplexer/Demultipiexer

CD4Q53BM/CD4Q53BC Triple 2-Channel AnalogMultiplexer/Demultipiexer

General DescriptionThese analog multiplexers/demultiplexers are digitallyconírolled analog switches having low "ON" impedanceand very low "OFF" leakage currents. Control of analogsignáis up to 15Vp.p can be achieved by digital signalamplitudes oí 3-15V. For example, if VDD = 5V, VSS=OVand Vcg = -5V, analog signáis from -5V to +5V can beconírolled by digital inputs of 0-5 V. The multiplexer cir-cuits dissipale extremely low quiescent power over thefull VDD - Vss and Voo - VEE supply voltage ranges, inde-penden! of the logic síate of the control signáis. When alogical "l" Is present at the inhíbit input terminal allchannels are "OFF".

CD4051BM/CD4051BC is a single 8-channel multiplexerhaving three binary control inputs. A, B, and G, and an in-híbit input.The tnree binary signáis select 1 of 8 channelsto be turned "ON" and connect the ¡nput to the output.

CD4052BM/C04052BC is a differential 4-channel multi-plexer having two binary control inputs, A and S, and an¡nhibit input. The lwo binary input signáis select 1 or 4pairs of channels to be turned on and connect the dif-ferential analog inputs to the differential outputs.

CD4053BM/CD4053BC Is a triple 2-channeh multiplexerhaving three sepárate digital control inputs, A, B, and G,and an inhibit input. Each control input selecís one of apalr of-channels whlch are connected ¡n a single-poledouble-throw configuration.

Features• Wide range of digital and analog signal levéis: digital

3-15 V, analog to l5Vp.p

• Low "ON" resistance: 80íí {typ.) over entire l5Vp.psignal-input range lor VDO — Vgc = l5V

• High "OFF1 resistance: channel leakage of =lupA(typ.) at Voo-VES = 10 V

• Logic level conversión for digital addressing signáisof 3-15V (VDO-VSS = 3-15V) to swítch analog signáistolSVp.p(VDD-VEE=15V)

Maíched switch characterisíics: (typ.) for

Very low quiescent power dissipation under all digital-control input and supply ccnditíons: ipW (typ.) atVDO -Vss = VnD-VgE = iOV

Binary address decoding on chíp

Connection Díagrams

CD4051 BM/CD4051 BC CD40S2BM/CD4052BC

N'OUT niirnu IFÍ/GUT

CD4-053 BM/C D4053 BC

OUT/IN IN/OUT

k

p

1

15

2

14

3

13

*

13

5

11

E

in

7

1;

J

i

1G

I-

I

IS

1

U

3

13

1

II

5

11

G

10

J

1»

J

!'

13 ti ll lO

1N/DUT

TOP VIEW

5-152

' O U T / I H INíOUI

TOP VIEW

53 MSI DM54/DM7490A, L90, LS90, 92A, LS92

Decade, Divide by 12, and

, 93A, L93, LS93

Binary Counters

Genera! Description

Each ofslave flip

íhese monolithic counters contains four master- 90A, L90, or LS90 counters by connecling the QD output to• ÍIops and addlíional gaiing io provide a divide-by- Ihe A input and applytng the input count to the B input whích

two counter and a three-scount cycle length

age binary counter for which the gives a divide-by-len square wave at output QA-¡s divide-by-five for the 90A. L90. and

LS90, divide-by-six for the 92A and LS92, and d¡vide-by-eighí for the 93A L93, and LS93. FeaturesAll of these counters have a gated zero reset and the 90A, Typícal CountL90, and LS90 also have gated set-to-nine inputs for use in Type pQwer D¡ss¡pat¡on FrequencyBCD nine's complement applicalions.

90A 145 mW

To use their máximum count length (decade, divide-by- L90 20 mWtwelve, or four-b¡ binary)O A output.The inpu

the B ¡nput is connecíed to the LS90 45 mWcount pulses are applied to input A and 92A, 93A 130 mW

the outputs are as described in the appropríate truth table. LS92. LS93 45 mWA symmetrical divide-by ten count can be obíained (rom the L93 16 mW

Connection

NPUTA

14

I— o

r1

INPUTB

42 MHz

1 1 MHz42 MHz

42 MHz

42 MHz

15 MHz

Díagrams

NC QA QD GNO

>

'

13

2

12 11 10

3 4 5

INPUT3g QC A NC OA QB GND Qc 0D

9

6

8 14 13 12 11 10 9 B

r°> —i

7 1 2 3 4

R0(l) H0(2) NC VCG R9(1) R9{2) INPUT NC NC NC VB

S490A (J,W)

54L90 (J,W)

S4LS90 (J.W)

7490A(N) 5492A (J.WJ

74L90 (N) 54LS92 (J,W)

5 6 7

CC RO[1J R0(2)

7492A (N)

74LS92 (N)74LS90 (N)

INPUTA

14

NC QA QD GN

13

u>— c>

iINPUT

B

2

12 11

IHPUT INPUTD QB QC A QA QD GND oc oa B

10 9

3

RO(D R0(2) NC Vr

5 6

3 14 13 12 11

u>r^~ ~

' 1 2 ¡3 4

NC NC '

¡

i

;

i

i

1

;

11

1. 1

1

i

i

10 9 8

i íi í1

1

<c— 1

í1 I

, i,

5 6 7i

HO(D H0{2) NC VCC NC NC NC ;

5493A (J,W)54LS93 (J,W)

7493A (N) S4L93 (J,W); 74L93 (N)74LS93 (N)

6-36 . i -

MSI DM54/DM7490A, L90, LS90, 92A, LS92, 93A, L93, LS93

Logic Diagrams

92A,LS92

90A, L90, LS90

H9[l ] -H9|21 •

B O f l I 1 \-_ROÜI—-J—r

U

j a•CLOCií

J Q

•CUOCií

K O

| (he J ana K manís snowa *unout conneclian aie lor relerence only ana are lunclionally al a Hign level

93A, L93, LS93

Nole: Nuinoirrs -n parf-ntnesis are (oí L93 only

22 MS|

General

DM54/DM74147, 148 j¡

Descripíion

These TTL encoders feaiure priority decading oí the ¡nput

data to ensure ihat only the highest-order data Une ¡s en-coded. The DM54147 and DM74147 encode nine data Unes

to four-Iine (8-4-2-1) BCD. The implied decimal zero condi-

lion requires no inpuí condition as zero is encoded when allnine data lines are at a high logic level. All inputs arebuffered to represen! one normalízed Series 54/74 load.The DM54148 and DM74148 encode eight data Unes toIhree-Hne (4-2-1) bínary (octal). Cascading circuitry (en-able input El and enable oufput EO) has been provided toallow octal expansión without the need lor externa! circuit-ry. For all types. data inputs and outpuís are active ai the

ow logic level.

Priority

FeaíuresDM54147, DM7414-7

• Encodes lO-line decimal lo 4-lme BCD

• Applications include:

Keyboard encoding

Range selection

• Typ cal data delay

» Typical power dissipation

DM54148, DM74148

Encoders jfil

£Ii3

lOns ]225 mW j

fi Encodes 8 data lines to 3-line binary (octal) j

• Applications ¡nclude:

N-bit encoding

Code conveners and generators

• Typical data delay

• Typical power dissipation

í

jíy

10 ns í

190 mW

Connection Diagrams

VCG16

j— C

1

4j

niITPUT INPUTS OUTPIITHC C 3 2 1 9 A

15 14 13 12 11 10 9

ó n ó ó ó

J

o o y o o o

2 3 4 5 6 7 8

5 6 7 8 C B GND, ,_ ,

INPUTS OUTPUTS

54147 (J,W); 74147 (J.N.W)

OUTPUTS INPUTS ji ' > f i wu i r u i '.

VCC EO GS 3 2 1 0 AO \6 15 14 13 12 11

O O O O O (

i— C

0 C 0 0 0 (

1 ¡2 3 4 5 6I

4 5 6 7 Él A2 A

INPUTS OUTPUT

54148 (J,W); 74148 (J.N.W)

10 9 ]

lD-l

J

7 8

1 GND-*• is !

Truth Tables . ;

54147/74147

Inputs Outputs

1 2 3

H H HX X XX X XX X XX X XX X XX X XX X LX L HL H H

H = Hign Logic

4 5 6 7 B 9 D C B A E

H H H H H H H H H H H

X X X X X L L H H L L

X X X X L H L H H H L

X X X L H H H L L L LX X L H H H H L L H L

X L H H H H H L H L L

L H H H H H H L H H LH H H H H H H H L L LH H H H H H H H L H LH H H H H H H H H L L

Level, L = Low Logic Leval. X = Oon'I care

6

54148/741-18

Inputs O

0 1 2 3 4 5 6 7 A 2 A 1

X X X X X X X X H H

H H H H H H H H H HX X X X X X X L L LX X X X X X L H L LX X X X X L H H L HX X X X L H H H L HX X X L H H H H H LX X L H H H H H H LX L H H H H H H H HL H H H H H H H H H

58

i

jtputs

AO GS EO

H H HH H LL L HH L HL L HH L H ;

L L HH L HL L HH L H .

fi

MSI DM54/DM74176, 177, 196, LS196, S196, 197, LS197, S197

General DescriptionThese h¡gh-speed couniers consísí oí four d-c coupled.master-slave (lip-flops which are ¡niernally ¡nterconnectedto provide eifher a divíde-by-two and a divide-by-fívecounter (176. 196) or a d¡v¡de-by-two and a divide-by-e¡ghtcounter (177, 197). These counters are fully program-mable; that is. Ihe outputs may be preset ío any stale byplacing a low on Ihe count/load input and enten'ng Ihe de-sired dala at the data ¡npuls. The outpuls w¡|[ change inde-penden! oí the state oí the docks.

During Ihe counl operaüon, transfer of ¡níormatíon to Iheoutputs occurs on the negaííve-going edge oí the clockpulse. These counters feature a direcí clear which, whentaken low. sets ali outputs low regardless oí the state of theciocks.

These counters may aiso be used as 4-b¡t laiches by usingIhe count/load jnpul as the strobe and entering dala al thedata ¡nputs. The oulpuís wüi directly follow the dala inputswhen the count/load is low, but wifl remain unchangedwhen the count/load is high and the clock inputs areinactive.

TYPICAL COUNT CONFIGURATIONS 176, 196,LS196, AND S196

The outpuí of Ilip-llop A is not internally connected to £hesucceeding (Hp-flops; íherefore, Ihe count may be operatedin three independen! modes:

1, When used as a BCD decade counter, the cIock-2 in-put musí be externally connecíed to the QA outpuí.The clock-1 Inpul receives the inconling count, and acount sequence is obtained ¡n accordance wii-h theBCD count sequence truth table.

2. If a symmetricai divide-by-len count ís desired íor fre-quency synthesizers (or olhef applications requiringdivisión of a bínary couní by a power of len), the QQoutput must be externally connecíed lo the clock-1 in-pul. The input count is then applied al the clock-2 in-put and a divide-by-ten square wave is obtained atoulput QA ¡n accordance with Ihe bi-quinary truthtable.

Presettable Decade and Bínary Counters

3. For operalion as a divide-by-two counter and a divide-by-five counler, no external inlerconnections are re-quired. Flip-flop A is used as a binary element for thedivide-by-lwo íunction. The ciock-2 input is used tooblaín binary d¡vide-by-f¡ve operalion at the QB, OG«and QQ outputs. In Ihís mode, the two counters opér-ale ¡ndependently; however, all [our flip-fiops areloaded and cleared simultaneously.

177, 197, LS197, AND S197

The outpuí of flip-flop A is not internally connected to thesucceeding flip-flops; íherefore the countermay be operat-ed in two independen! modes:

1, When used as a high-speed 4-bit ripple-through.counter, output G¿ must be externally connected loIhe clock-2 ínpul. The input count pulses are appliedto the clock-1 input. Simuitaneous divisions by 2, 4, 8.and 16 are performed al the QA,. OB, QC. a"d QO out-puts as shown in the truth table.

2. When used as a 3-bit ripple-through counler, the inputcount pulses are applied to the clock-2 input. Simuita-neous frequency divisíons by 2, 4, and 8 are availableat the QB, QC. and OQ outpuis. Independen! use of[[¡p-flop A is available i! the load and clear functíonscoincide with those of the 3-bit ripple-lhroughcounter.

Features

• Performs BCD, bi-quinary, or binary countíng• Fully programmable• Fully independen! clear input• Output Q^ maintains (ull (an-ouí capability in addition lo

drivjng clock-2 inputTypical Typical

Type Count Frequency PowerClock 1 Clock 2 Dlsslpatlon

176,177 50MHz 25 MHz 150 mW196, 197 50 MHz 25 MHz 240 mW

US 196, LSI97 40 MHz 20 MHz 80 mWSI96.3197 100 MHz 50 MHz 375 rnW

Connection Diagram

5*1176 (J)54177 (J)54196 (J)54LS196 (J,W)54S19G (J,W)54197 (J)54LS197 (J,W)54S197 (J,W)

74176(N)74177 (N)

74196 (N)74LS196(N)745196 {N)74197 (N)74LS197 (N}745197 (N)

DATA JNPUTS

Not«: Low rnpul lo Cleaf sais

DM54/DM74192, L192, LS192, 193, L193, LS193

Synchronous Up/Down Counters with Dual Clock

General DescríptíonThese círcuits are synchronous up/down counters; ihe

192. L192 and LS192 circuils are BCD counters and the193. L193 and LS193 are 4-bit binary counters. Synchro-nous operation is províded by having all íüp-flops clockedsimullaneously. so Ihal the outputs change logether when

so instrucled by Ihe steering logic. This mode of operaiioneliminares the ouíput counting spikes normally associaled

wilh asynchronous (ripple-clock) counlers.

The ouiputs oí Ihe (our master-slave ílíp-flops are triggered

by a low-to-high level transilían oí either counl (clock) in-pul. The direction oí counling is determinad by which countinput is pulsed. while the other counl input is held hígh.

All lour counters are fully programmable; [hat is, each out-pul may be preset ¡o either level by entering the desireddala al Ihe inpuls while the load inpul is low. The output willchange independentfy oí ihe counl pulses. This iealure al-lows the cocnlers lo be used as modulo-N díviders by sim-

ply modilying Ihe count lenglh with Ihe preset inputs.

A clear input has been provided which. when taken to a highlevel, (orces all oulputs lo the low level; independen! of Ihecount and load inpuls. The clear, counl, and load inputs arebuííered to lower the drive requirements oí clock drivers,

etc., required for long words.

These counters were designed to be cascaded without theneed for exlernai circuilry. Both borrow and carry outpuísare available to cascade both Ihe up and down counlinglunctions. The borrow oulpul produces a pulse equai ¡nwidth to the count down inpuí when the counler underílows.Similariy, the carry ouíput produces a pulse equai ¡n wídthlo the counl down inpul when an overílow condilion exisls.

The counters can Ihen be easily cascaded by íeeding theborrow and carry oulpuls to the count down and counl1 upinputs respectively oí the succeeding counler.

Features

• Fully independen! clear input" Synchronous operationM Cascadíng circuitry provided ¡nternally• Individual preseí each llip-ÍIop

Type

192. 193L192. L193LSI92. LS193

TypícalCount

Frequency25 MHz12 MHz32 MHz

TypicalPower

Dissípation325 mW

40 mW95 mW

Connection Diagram

VCG

IHPUTS

DATA DATA DATACLEAfi BORROW CARRY LOAD c D

16

1

15

2

14

r

i

3

13

\

\

4

12

S c

\

n

\

10

7

9

-*

8

DATA e1NPUT

COUNT COUNT Oc

DOWN UP

OUTPUTS INPUTS

Noto Low inpui lo load seis C

54192 (J,W)54L192 (J,W)54LS192 (J.WJ54193 (J,W)54L193 (J,W)54LS193 {J.WJ

1 A. Qg » B. GC = C. ano Qo *

74192{N}74L192(N)74LS192(N)74193(N)74L193(N)74LS193(N)

6-161

22 MSI DM54/DM74194, LS194A, S194

4-Bit Bidírectional Universal Shift Registers

General DescriptionThese bidirectional shift registers are designed to incorpó-rale virtually all oí (he features a system designermay wantin á shift register; they feature parallel inputs. parallel

oulputs. righí-shift and left-shift serial ¡nputs, operating-

Clocking of the flip-flop is inhibiled when both mode controlinputs are low. The mode controls of the of .the DM54 194/

DM74194 should be changed only while the clock inpul ishigh.

mode-control inpuis. and a direct overríding clear line. The

register has four disíinct modes of operatíon, namely:

Parallel (broadside) loadShift right (in the dírection QA loward Op)Shift left C¡n the direction QQ toward QA)Inhibit clock (do nolhing)

Synchronous parallel loading is accomplished by appiyingIhe íour bils oí data and taking bolh mode control inputs, SOand SI. high. The data are loaded into the associaled flip-¡lops and appear al Ihe outputs after the posiiive transiíionof the clock Ínput. During loading, serial data flow ¡sinhibited.

Shiít right is accomplished synchronouslyedge of !he clock pulse when SO is highSerial dala for Ihis mode is entered at theÍnput. When SO is low and S 1 is high, datachronously and new data is entered a[ theínput.

with the rislngand Si s low.shífl-right dalashifts left syn-

shíft-left serial

Connection Diagramvcc

16

p

1

CLEAH

OUTPUTS

o» OB oc

IS H 1

7 3 4

SHi r A BRIGHT '

Features• Parallel inputs and oulputs

• Four operaíing modes:Synchronous parallel loadRight shiftLeft shiftDo nothing

• Positive edge-triggered clocking• Direct overriding clear

Type

194LS194A

Si 94

Typical Clock Typical

Frequency Power Díssipatíon

36 MHz ' 195 mW

36 MHz 75 mW

105 MHz 425 mW

OQ CLOCK si 503 13 11 10

V1

5 6 7

C 0 ShiFT C' LEFT

9

a

54194 (J,W) 54LS194A (J,W) 54S194 (J,W)

74194 (N)

Truth Table

Moda

Claaf si so

L X XH X XH H HH L HH L HH H L,H H L /H L L

74LS194A(N) 74S194 (N)

lnDO|.

Cloc

XU

1!i

' 11X

H =• Hi«h Level fsteatJy siala). L =

Serial

k Ult filfj

X XX XX XX HX LH XL XX X

Parallel

ril A B C D

X X X XX X X Xa b c dX X X X

X X X X

X X X XX X X XX X X X

OulpuU

OA °a oc QD

L t L L

°AO °SO °CO °DOa o c dH OAn QB(1 QCn

L • CAfí OBn OCn

Ogn QCn QDll H

OBn °Cn °Dn LOAQ cso °co °DO

Lo- Level (sleady stale). X =• Don'l Cafa (any ínput, -icludmg tiadiiíions)j = Tfaitanion Irom tow to fvgn tevála. b. c, a = Thí Itfvel oí al aacy stale mpul a| inpul» A, B, C. Of D. respeciively

GAO- °ao- °co- °oo * Tne *velUons were esiaoliisned.oAn.oen.Qcn.a0n^^e level

oí Q^. Gg, Q^, or í

olOA.Q3.Qc.:e3

6

DQ, resQiíC! »ely, üeiofa ne ndicaied sleady siale inpul cono •

jeet v«ly. balofe me mos

169

l.f«íCent(KJMilionoimeciock

MSI DM54/DM7419S, LS195A, S195

General DescriptionThese -í-btl registeis (eature parallel inpuls, parallel out-puts. J-k seria] inpuls. shifl/Ioad control input, and a directoverriding clear. All inpuls are buífered !o [ower Ihe inpuldnve requirements. The regisiers have lwo modes oíoperation:

Parallel (broaaside) loadShiít (in Ihe direciion QA toward QQ)

Parallel loading ¡s accomplished by appiying the four bits oídala and taking Ihe shiíí/load control input low. The data-ísloaded inlo Ihe associated flip-Ilop and appears at the out-puls afier the positive iransilion oí the cíock input. Duringloading. serial dala ílow is inhibited.

Shilting is accomplished synchronously when the shift;load conlrol inpuí is high. Serial data íor this mode ís en-tered at Ihe J-K inpuls. These inpuls permit the íirst stagelo perform as a J-K, D. or T-type flip-flop as shown in thetrulh labia.

The high-períormance 3195, with a 105 MHr typical shilt/rc-quoncy, is particularly attract ive for very high-speeddala processíng systems. ¡n most cases exisíing systems

4-Bít Parallel Access Shift Registers

can be upgraded merely by usmg this Schcttky-ciampedshilt register.

Features• Synchronous parallel load• Posiíive-edge-triggered clocking

• Parallel inputs and outputs írom each flip-'flop• Direct overriding clear f

i J and K inpuls to [irsl stage

• Complementary outpuls írom las! stage• For use in high-performance:

accumulators/processorsserial-to-parailel, parallel-to-seriai converters

Type

195LS195AS195

Typical ClockFrequency

39 MHz39 MHz

105 MHz

TypicalPower Dissipation

195 mVV70 mW

350 mW

Connection Diagram

SERIAL INPUTS PAHALLEI.IN1HJIS •

54195 (J,W) 54S195 (J,W) 74LS195A (N)54LS195A (J,W) 74195 (N) 74S195 (N)

Truth Table

Inpuls

CI03Í

L

H

H

HH

H

H

Shtft

Load

XL

HHHHH

P,n,>

X

1

U

!!!1

Saílal

J K

X X

X X

X XL HL LH H

H L

Parallel

A B C D

X X X Xa D c d

X X X XX X X XX X X XX X X X

X X X X

Qutputí

U L L L Ha C c 3 ti

°AO Qso °co °oo QDO0*0 GAO QQn OCn OCn

L QAn QBn OCn QCn

H OAn QBn Ocn CCfiÜAn 0An QBn OCn QCn

H - Hign Lfcvtíl (sieady alai u). L = Lo* Lev tí I [Mead/ sldle), X = Oon'l Care {any mpui. mcludmg iiansiliona)¡ - ííansiluíii Iforn low ID ti.gn leve)a.b.c.a » Ttie level oí sieaay. siale inpm al A, B. C. oí D. respeciivBly.°AD- °eo- °GO- °DO = Thejíevel Oí QA. QB, QC- »f OD- fespeclively. belore ine Jndicaleo sieady slale inpul

condilions v-uie esIaDNsneo.

QAn. Gg(|. QC,, -= Tne levsl Oí Q^. O0- OQ, f especüvely. oelo'e ¡ne mos! íecenl Iransidon oí Itie Clack

6-174

CIRCUITOS IMPRESOS DE LAS TARJETAS CONSTRUIDAS

MODULADOR FM UTILIZANDO EL MÉTODO DIRECTO

ETAPA DE AUDIO

MODULADOR FM UTILIZANDO EL MÉTODO DIRECTO

ETAPA DE LA ONDA P ORTAD ORA

MODULADOR FM UTILIZANDO EL MÉTODO DIRECTO

ETAPA BE POTENCIA

MODULADOR FM UTILIZÁJNDO EL MÉTODO INDIRECTO

SEÑAL FM DE BANDA ESTRECHA

MODULADOR FM UTILIZANDO EL MÉTODO INDIRECTO

SEÑAL FM A 31.25 MHz