amplificadores de señal
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Electrónica de Comunicaciones
CONTENIDO RESUMIDO:
1- Introducción
2- Osciladores
3- Mezcladores.
4- Lazos enganchados en fase (PLL).
5- Amplificadores de pequeña señal para RF.
6- Filtros pasa-banda basados en resonadores piezoeléctricos.
7- Amplificadores de potencia para RF.
8- Demoduladores de amplitud (AM, DSB, SSB y ASK).
9- Demoduladores de ángulo (FM, FSK y PM).
10- Moduladores de amplitud (AM, DSB, SSB y ASK).
11- Moduladores de ángulo (PM, FM, FSK y PSK).
12- Tipos y estructuras de receptores de RF.
13- Tipos y estructuras de transmisores de RF.
14- Transceptores para radiocomunicaciones ATE-UO EC amp señ 00
5- Amplificadores de pequeña señal para RF
Idea fundamental:
Amplificación selectiva de las señales de RF con buena relación señal/ruido
ATE-UO EC amp señ 01
VCC
Zg
Amplificador de señal de
RF
+
ZLvg
Concepto de ganancia de potencia (I)
ATE-UO EC amp señ 02
Zg
Amplificador de señal de RF
+ZL
vg
Ze
Zs+
vso
ie
is
Potencia de entrada: pe = (ie ef)2·Re[Ze]
Potencia de salida: ps = (is ef)2·Re[ZL]
Ganancia de potencia: Gp = ps/pePara un amplificador dado (Ze y Zs conocidas), GP es función de ZL
Ojo: No valora la adaptación de impedancias entre generador y amplificador
Concepto de ganancia de potencia (II)
ATE-UO EC amp señ 03
Potencia de entrada: pe = (ve ef)2·Re[Ye]
Potencia de salida: ps = (vs ef)2·Re[YL]
Ganancia de potencia: Gp = ps/pe
vs
+
-
Amplificador de señal de RF
Zg
+ZL
vg
Ye Ysisccve
+
-
Con un modelo de admitancias
Concepto de potencia disponible en un generador
ATE-UO EC amp señ 04
Zg
+
vg
ZL
Es la máxima potencia que puede entregar un generador a una carga
+
vg
ZL
jXg Rg
RL
jXLig
Zg
Máxima transferencia de
potencia (ZL = Zg*):
Re[ZL] = Re[Zg] RL = Rg
Im[Ze] = - Im[Zg] XL = -Xg
Pgd = (ig ef)2·RL = (ig ef)2·Rg =
(vg ef/2Rg)2·Rg = (vg ef)2/4Rg
Concepto de ganancia de potencia disponible de un amplificador
ATE-UO EC amp señ 05
Zg
Amplificador de señal de RF
+ZL
vg
Ze
Zs+
vso
Potencia disponible entrada: ped = (vg ef)2/4Re[Zg]
Potencia disponible de salida: psd = (vso ef)2/4Re[Zs]
Ganancia de potencia disponible: Gpd = psd/ped
Para un amplificador dado (Ze y Zs conocidas), GPd es función de Zg
Valora la adaptación de impedancias entre generador y amplificador
Concepto de ganancia de potencia de transducción de un amplificador
ATE-UO EC amp señ 06
Potencia disponible entrada: ped = (vg ef)2/4Re[Zg]
Potencia de salida: ps = (is ef)2·Re[ZL]
Ganancia de potencia de tranducción: Gpt = ps/ped
Para un amplificador dado (Ze y Zs conocidas), GPt es función de Zg y ZL
Zg
Amplificador de señal de RF
+ZL
vg
Ze
Zs+
vso
is
Valora la adaptación de impedancias entre generador y amplificador y entre amplificador y carga
+
vg
+
20·ve
75
50
300
75 ve
+
-
vs
+
-
Ejemplo de cálculo de ganancias (I)
AV = vs/ve = 20·75/(300+75) = 4 = 20·log(4) [dB] = 12,04 dB
pe = (ve ef)2/50 ps = 75·[20·ve ef/(300+75)]2
ped = (vg ef)2/(4·75) psd = (20·ve ef)2/(4·300) ve = vg·50/(50+75)
Gp = ps/pe = 10,67 = 10·log(10,67) [dB] = 10,28 dB
Gpd = psd/ped = 16 = 10·log(16) [dB] = 12,04 dB
Gpt = ps/ped = 10,24 = 10·log(10,24) [dB] = 10,10 dB
ATE-UO EC amp señ 07
Condiciones para la máxima transferencia de potencia entre el generador de señal y el amplificador y entre el amplificador y la carga
ATE-UO EC amp señ 08
Zg
Amplificador de señal de RF
+ZL
vg
Ze
Re[Ze] = Re[Zg]
Im[Ze] = - Im[Zg]
Ze = Zg*
Re[ZL] = Re[Zs]
Im[ZL] = -Im[Zs]
ZL = Zs*
Zs+
vso
Modo de conseguir la máxima transferencia de potencia
ATE-UO EC amp señ 09
Amplificador de señal de RF
ZL
Zg
+
vg Ze
Zs+
vso
Red
adaptación
de entrada
(no disip.)
Red
adaptación
de entrada
(no disip.)
ZeRed ent = Zg*
Red adapt.
de entrada
Ze
ZeRed sal = Zs*
Red adapt.
de salida
ZL
Ejemplo de cálculo de ganancias con redes de adaptación de impedancias
ve = 0,5·vg ve’ = (50/75)1/2·ve vs’ = 0,5·20·ve’ vs = (75/300)1/2·vs’
AV = vs/ve = 10·(75/300)1/2·(50/75)1/2 = 4,08 = 20·log(4,08) [dB] = 12,21 dB
pe = ped = (vg ef)2/(4·75) ps = psd = (20·ve’ ef)2/(4·300) ve’ = (50/75)1/2·0,5·vg
Gp = Gpd = Gpt = ps/pe = 16,67 = 10·log(16,67) [dB] = 12,21 dB
(coincide en este caso particular con AV, pero es sólo por ser Rg = RL)
(75/50)1/2:1 (300/75)1/2:1
+
vg
+
20·ve’
75
50
300
75 ve’
+
-
vs
+
-
ve
+
-
vs’
+
-
ATE-UO EC amp señ 10
Ejemplo de la importancia de la adaptación de impedancias
ATE-UO EC amp señ 11
+
vg
+
50·ve
200
50
200
50 ve
+
-
vs
+
-
+
vg
+
50·ve’
200
50
200
50 ve’
+
-
vs
+
-
ve
+
-
vs’
+
-
2:1 2:1
Sin adaptación:Gpt = 64 = 18,06 dB
Con adaptación: Gpt = 156,25 = 21,93 dB
Modos de medir le grado de adaptación de impedancias
ATE-UO EC amp señ 12
Coeficientes de reflexión:
En la entrada:e = (Ze – Zo)/(Ze + Zo) (Zo = impedancia de referencia)
En la salida:s = (Zs – Zo)/(Zs + Zo) (Zo = impedancia de
referencia)
Relación de Ondas Estacionarias (ROE, SWR):
En la entrada: ROEe = (1 + e)/(1 - e)
En la salida: ROEs = (1 + s)/(1 - s)
Pérdidas de potencia por desadaptación PL:
En la entrada: PLe = -10·log[1 - (Ze – Zg*)/(Ze + Zg)2]
En la salida: PLs = -10·log[1 - (Zs – ZL*)/(Zs + ZL)2]
Modos de medir le grado de adaptación de impedancias en el ejemplo anterior
ATE-UO EC amp señ 13
e = (Ze – Zo)/(Ze + Zo) = 0/250 = 0
s = (Zs – Zo)/(Zs + Zo) = 150/250 = 0,6
ROEe = (1 + e)/(1 - e) = 1
ROEs = (1 + s)/(1 - s) = 4
PLe = -10·log[1 - (Ze – Zg*)/(Ze + Zg)2] = 1,94 dB
PLs = -10·log[1 - (Zs – ZL*)/(Zs + ZL)2] = 1,94 dB
+
vg
+
50·ve
200
50
200
50 ve
+
-
vs
+
-Zo = Ro = 50
Tipos de redes no disipativas de adaptación de impedancias
ATE-UO EC amp señ 14
• De banda ancha con transformador
• De banda estrecha
Redes no disipativas de
adaptación• Con transformador
• Sin transformador
+
n·v1
n·i2
v1
+
-
i2
v2
+
-
i11:n
v1
+
-
v2
+
-
i2i1
Teoría del transformador ideal (I)
v2 = v1·n i2 = i1/np1 = v1·i1 = v2·i2 = p2
ATE-UO EC amp señ 15
v2 = v1·n i2 = i1/n
v2 = R2·i2
Calculamos R1 = v1/i1:
R1 = v2/(i2·n2) = R2/n2
1:n
v1
+
-
v2
+
-
i2i1
R2
+
v1
Teoría del transformador ideal (II)
R1 = R2/n2
R1 Primera aproximación al comportamiento real:
inductancia y corriente magnetizante (I)
im
Lm
i1 = i2·n + im
Calculamos i1/v1 = Y1:
Y1(s) = n2/R2 + 1/(Lm·s)
Z1(s) = v1/i1 = 1/Y1(s)
1:n
v1
+
-
v2
+
-
i2i1 n·i2
R2
Modelo que tiene en cuenta que la transferencia de energía se realiza por un campo mágnético
ATE-UO EC amp señ 16
Hay un cero en cero y un polo en fC = R2 ’/(2Lm)
Primera aproximación al comportamiento real: inductancia y corriente magnetizante (II)
Por tanto:
Z1(s) = 1/[n2/R2 + 1/(Lm·s)]
Z1(s), Y1(s)
im
Lm
1:n
v1
+
-
v2
+
-
i2i1 n·i2
R2
Si llamamos R2’ = R2/n2, obtenemos:
Z1(s) = R2’·Lm·s/(R2’ + Lm·s)
Z1(j) = j·R2’·Lm·/(R2’ + j·Lm)
0,1fC fC 10fC
R2’
R2’/10
R2’/100
Z1(j)[]
fC
0,7R2’
ATE-UO EC amp señ 17
Segunda aproximación al comportamiento real: inductancias magnetizante y de dispersión (I)
Modelos que tienen en cuenta que el acoplamiento entre devanados no es perfecto
1:n
v1
+
-
v2
+
-
i2i1n·i2
im
Lm
Ld1 Ld2
Modelo en “T”
1:n
v1
+
-
v2
+
-
i2i1n·i2
im1
Lm1
Ld
im2
Lm2
Modelo en “”
ATE-UO EC amp señ 18
Segunda aproximación al comportamiento real: inductancias magnetizante y de dispersión (II)
Modelo aproximado muy usado
1:n
v1
+
-
v2
+
-
i2i1 n·i2
im
Lm
Ld
R2
Z1(s), Y1(s)
Z1(s) = Ld·s + R2’·Lm·s/(R2’ + Lm·s)
Z1(j) = j·Ld + j·R2’·Lm/(R2’ + j·Lm)
0,1fC fC 10fC
R2’
R2’/10
Z1(j)[]
fCi
0,7R2’ fCs
1,4R2’
10·R2’
Hay un cero en cero, un cero
en fCs = R2 ’/(2Ld) y un polo
en fCi = R2 ’/(2Lm)
ATE-UO EC amp señ 19
Tercera aproximación al comportamiento real: inductancias y capacidades parásitas (I)
Z1(s), Y1(s)
R2
1:n
v1
+
-
v2
+
-Lm
Ld
Cp1
Cp2
Modelos que tienen en cuenta acoplamientos capacitivos de los devanados entre sí y con el núcleo
Cp3
f1 10f1
R2’
R2’/10
Z1(j)[]10·R2’
R2’/100100f1 1000f1
Margen de uso
Uso de un transformador como adaptador de impedancias de banda ancha (I)
Solamente válido en el caso de impedancias resistivas
R2’ = R2/n2
Por diseño: Rg = R2’
R2
+
vg
1:n
Lm
Rg
ATE-UO EC amp señ 20 0,1fC fC 10fC
R2’
R2’ /10
Z1(j)[]
Z1(j)
Margen de uso(domina R2’)
Uso de un transformador como adaptador de impedancias de banda ancha (II)
Modelo más elaborado
Por diseño: Rg = R2’
ATE-UO EC amp señ 21
Z1(j) R2’ = R2/n2
R2
1:n
Lm
Ld Cp1
+
vg
Rg
f1 10f1
R2’
R2’/10
Z1(j)[]10·R2’
R2’/100100f1 1000f1
Domina Ld
Domina Lm
Domina Cp1
Resonancia Cp1 Ld
Uso de un transformador como adaptador de impedancias de banda estrecha (I)
ATE-UO EC amp señ 22
R2’ = R2/n2
R2
+
vg
1:nLm
Rg
Z1(j)
Cr
Se añade un condensador para cancelar la reactancia inductiva de la inductancia magnetizante
f1 10f1
R2’
R2’/10
Z1(j)[]10·R2’
R2’/100100f1 1000f1
Con Cr
Sin CrCon Cr conseguimos:
Comportamiento selectivo.
Comportamiento real a menor frecuencia para la misma Lm (menor
Lm si quisiéramos comportamiento real
a la misma frecuencia).
Uso de un transformador como adaptador de impedancias de banda estrecha (II)
ATE-UO EC amp señ 23
Si la admitancia de entrada es parcialmente capacitiva, su efecto se añade al del condensador resonante
R2
+
vg
1:nLm
Rg
Cr’ C2
Cr = Cr’ + C2·n2 fr =1
2 Lm·Cr
Y1(j) =1/R2 + j·C2
Uso de un transformador como adaptador de impedancias de banda estrecha (III)
ATE-UO EC amp señ 24
Con un modelo más exacto del transformador
Comportamiento bastante independiente de los “parásitos” del transformador
Z1(j)
Cr
R2
1:n
Lm
Ld Cp1
+
vg
Rg
R2’
R2’/10
Z1(j)[]10·R2’
R2’/100f1 10f1 100f1 1000f1
Con Cr
Sin Cr
Teoría general de las redes no disipativas adaptadoras de impedancias sin transformador (I)
ATE-UO EC amp señ 25
Supongamos inicialmente impedancias resistivas en el generador y la carga
+
vg
jXs
Rg
RL
jXp
Ze [j(RL2·Xs + Xp
2·Xs + RL2·Xp) + Xp
2·RL]/(RL2 + Xp
2)
Condición de Im[Ze] = 0 y Re[Ze] = Re a o:
0 = RL2·Xs(o) + Xp
2(o)·Xs(o) + RL2·Xp (o) (1)
Re = Xp2(o)·RL/[RL
2 + Xp2(o)] (2)
De (2) se obtiene:
Xp(o) = ± RL·[Re/(RL-Re)]1/2 (3)
Y de (1) y (3) se obtiene:
-Xs(o) = ± [Re·(RL-Re)]1/2 (4)
Calculamos Ze:
Ze = jXs + jXp·RL/(jXp + RL) =
jXs + jXp·RL·(RL - jXp)/(RL2 + Xp
2) =
Teoría general de las redes no disipativas adaptadoras de impedancias sin transformador (II)
ATE-UO EC amp señ 26
+
vg
jXs
Rg
RL
jXp
Ze = Re
Partimos de que para que Re[Ze] = Re y Im[Ze] = 0:
Xp(o) = ± RL·[Re/(RL-Re)]1/2 (3)
-Xs(o) = ± [Re·(RL-Re)]1/2 (4)
También:
-Xs(o) = ± [Re·(RL-Re)]1/2 (4)
Xp(o) = -RL·Re/Xs(o) (5)Conclusiones:
De (1) 0 = RL2·Xs(o) + Xp
2(o)·Xs(o) + RL2·Xp(o) se deduce que Xs y
Xp deben ser de distinto tipo (un condensador y una bobina)
De (3) y (4) se deduce que en esta topología tiene que ser Re < RL
Posible realizaciones físicas:
Pasa bajos: Xs una bobina y Xp un condensador
Pasa altos: Xs un condensador y Xp una bobina
Teoría general de las redes no disipativas adaptadoras de impedancias sin transformador (III)
ATE-UO EC amp señ 27
-Xs(o) = ± [Re·(RL-Re)]1/2 (4)
Xp(o) = -RL·Re/Xs(o) (5)
Re < RL
jXsRL
jXp
Ze = Re
Pasa bajos
Ze = Re
RLL
C
Particularizamos:
Xs(o) = Lo y Xp(o) = -1/(Co)
Sustituimos en (4) (con “signo -”) y en (5):
Lo = [Re·(RL-Re)]1/2
1/(Co) = RL·Re/(Lo) L/C = RL·Re
Opción “pasa bajos”
Lo = [Re·(RL-Re)]1/2
L/C = RL·Re
Re < RL
Teoría general de las redes no disipativas adaptadoras de impedancias sin transformador (IV)
ATE-UO EC amp señ 28
jXsRL
jXp
Ze = Re
Particularizamos:
Xs(o) = -1/(Co) y Xp(o) = Lo
Sustituimos en (4) (con “signo +”) y en (5):
1/(Co) = [Re·(RL-Re)]1/2
Lo = RL·Re·Co L/C = RL·Re
Opción “pasa altos”
Pasa altos
Ze = Re
RL
L
C
-Xs(o) = ± [Re·(RL-Re)]1/2 (4)
Xp(o) = -RL·Re/Xs(o) (5)
Re < RL
Co = [Re·(RL-Re)]-1/2
L/C = RL·Re
Re < RL
Teoría general de las redes no disipativas adaptadoras de impedancias sin transformador (V)
ATE-UO EC amp señ 29
¿Se puede conseguir que se adapten impedancias con Re > RL?
Para explicarlo, un poco de “Teoría de Circuitos”
1º Teorema de Reciprocidad
+
v1
i2
+
v1
Red
pasiva
a
b
c
d
i2Red
pasiva
a
b
c
d
Si excitamos en tensión entre “a-b” y medimos la corriente de corto entre “c-d”, el resultado es mismo que si excitamos en tensión entre “c-d” y medimos la corriente de corto entre “a-b”
ATE-UO EC amp señ 30
2º Teorema de Reciprocidad para cuadripolos no disipativos, cargados con una resistencia y con
impedancia de entrada resistiva igual a la del generador
+
vg
Rg
d
Red
pasiva no
disipativa
a
b
c
iL
RL Balance de potencias:
pab = (vg ef)2/(4Rg) = (iL ef)2·RL
Por tanto:
(iL ef)2 = (vg ef)2/(4Rg·RL)
+
vg
RL
d
Red
pasiva no
disipativa
a
b
c
iL
Rg
Balance de potencias:
pcd = (iL ef)2·Rg
Sustituyendo el valor de iL ef:
pcd = (vg ef)2/(4RL)
Para que esto ocurra:
Zcd = RL
Rg
pab
pcd
Zcd
ATE-UO EC amp señ 31
Conclusión
R2
d
Red
pasiva no
disipativa
a
b
c
Zab = R1
Para cuadripolos no disipativos, cargados con una resistencia y con impedancia de entrada resistiva
Si se cumple:
Entonces:
R1
d
Red
pasiva no
disipativa
a
b
c
Zcd = R2
Teoría general de las redes no disipativas adaptadoras de impedancias sin transformador (VI)
ATE-UO EC amp señ 32
jXs R2
jXp
Zab = R1
d
a
b
c
Zcd = R2
R1 jXs
jXp
d
a
b
c
jXs+
vg
Rg
RL
jXp
Ze = Re
-Xs(o) = ± [R1·(R2-R1)]1/2 Xp(o) = -R2·R1/Xs(o) R1 < R2
-Xs(o) = ± [RL·(Re-RL)]1/2
Xp(o) = -Re·RL/Xs(o)
RL < Re
R1 = Re
R2 = RL
R1 = RL
R2 = ReDibujando de nuevo:
ATE-UO EC amp señ 33
Pasa bajos
Ze = Re RL
L
C
Particularizamos:
Xs(o) = Lo y Xp(o) = -1/(Co)
Sustituimos en (4’) (con “signo -”) y en (5’):
Lo = [RL·(Re-RL)]1/2
1/(Co) = Re·RL/(Lo) L/C = Re·RL
Opción “pasa bajos”
Lo = [RL·(Re-RL)]1/2
L/C = Re·RL
RL < Re
Teoría general de las redes no disipativas adaptadoras de impedancias sin transformador (VII)
jXs
RLjXpZe = Re
-Xs(o) = ± [RL·(Re-RL)]1/2 (4’)
Xp(o) = -Re·RL/Xs(o) (5’)
RL < Re
ATE-UO EC amp señ 34
Particularizamos:
Xs(o) = -1/(Co) y Xp(o) = Lo
Sustituimos en (4’) (con “signo +”) y en (5’):
1/(Co) = [RL·(Re-RL)]1/2
Lo = Re·RL·Co L/C = Re·RL
Opción “pasa altos”
Co = [RL·(Re-RL)]-1/2
L/C = Re·RL
RL < Re
Teoría general de las redes no disipativas adaptadoras de impedancias sin transformador (VIII)
jXs
RLjXpZe = Re
-Xs(o) = ± [RL·(Re-RL)]1/2 (4’)
Xp(o) = -Re·RL/Xs(o) (5’)
RL < Re
Pasa altos
Ze = Re RLL
C
ATE-UO EC amp señ 35
Resumen
Co = [RL·(Re-RL)]-1/2
L/C = Re·RL RL < Re
Ze = Re RLL
C
Ze = ReRL
L
C
Lo = [RL·(Re-RL)]1/2
L/C = Re·RL RL < Re
Ze = Re
RL
L
C
Co = [Re·(RL-Re)]-1/2
L/C = RL·Re Re < RL
Ze = Re
RLL
C
Lo = [Re·(RL-Re)]1/2
L/C = RL·Re Re < RL
ATE-UO EC amp señ 36
Circuito simbólico que sintetiza los cuatro casos
jXs
R2jXp
d
a
b
c
R1
-Xs(o) = ± [R1·(R2-R1)]1/2
Xp(o) = -R2·R1/Xs(o)
R1 < R2
ATE-UO EC amp señ 37
Dos circuitos simbólicos para sintetizar los cuatro casos
Lo = [R1·(R2-R1)]1/2
L/C = R1·R2
R1 < R2
L
CR2
d
a
b
c
R1
C
LR2
d
a
b
c
R1
Co = [R1·(R2-R1)]-1/2
L/C = R1·R2
R1 < R2
Ejemplo de adaptación de impedancias en un amplificador
ATE-UO EC amp señ 38
50 +
vg
+
50·ve’
200
50
200
ve’
+
-
vs
+
-
vs’
L = 1,38H
C = 138pF
200 200
L = 1,38H
C = 138pF
Ze[]
10 146
0
300
-200
f[MHz]
Re[Ze]
Im[Ze]
Frecuencia de operación: 10 MHz
Ze Ze’ = Ze
Cambio de Ze con la frecuencia de operación
Ze = ReRL
L
C
10 146
Ze[]
0
300
-200f[MHz]
Caso A:Re = 200 RL = 100 L = 1,6 H C = 80 pF
Caso B:Re = 200 RL = 20 L = 0,95 H C = 239 pF
Comportamiento de la adaptación de impedancias con el cambio de frecuencia
ATE-UO EC amp señ 39
Frecuencia de diseño: 10 MHz
Conclusión: cuanto mayor es la diferencia de impedancias, más crítico es el margen de frecuencia de adaptación. Lo mismo ocurre en las otras redes
Re[Ze], RL= 100
Im[Ze], RL= 100
Re[Ze], RL= 20
Im[Ze], RL= 20
200
Comportamiento con generadores y cargas con impedancia no resistivas
ATE-UO EC amp señ 40
Se pueden usar estas redes si las componentes reactivas de las impedancias se pueden “integrar” en la red de adaptación de impedancias
jXs’RL
jXp’ jXL+
vg
Rg jXgZg ZL
jXs
jXp
Xs y Xp son los valores calculados por las fórmulas anteriores
Xs’ y Xp’ son los valores a colocar
Xs = Xs’ + Xg Xp = Xp’·XL/(Xp’ + XL) Xp’ = Xp·XL/(XL - Xp)
No siempre es posible hacer esto
Ejemplo de uso con impedancias no resistivas
ATE-UO EC amp señ 41
Re = 20 RL = 40
L = 0,32 H
C = 398 pF
fo = 10 MHz
L = 0,32 H
C = 298 pF
Re = 20
fo = 10 MHz RL = 40
CL = 100 pF
Ejemplo de uso imposible con la red propuesta
ATE-UO EC amp señ 42
Re = 20 RL = 40
L = 0,32 H
C = 398 pF
fo = 10 MHz
L = 0,32 H
C = - 102 pF
Re = 20
fo = 10 MHz RL = 40
CL = 500 pF
No es posible con esta red
Red alternativa a usar en este caso (I)
ATE-UO EC amp señ 43
L = 0,32 H
C = 398 pF
Re = 20 RL = 40
fo = 10 MHz
CL = 500 pF
Re = 20
fo = 10 MHz RL = 40
L = 0,32 H jXs = j20
jXp = -j40
jXs = j20
Xp’ = Xp·XL/(XL - Xp) = 155,9
j155,9
jXL = -j31,8
Red alternativa a usar en este caso (II)
ATE-UO EC amp señ 44
CL = 500 pF
Re = 20
fo = 10 MHz RL = 40
0,32 H
j155,9
Maneras de conseguir la reactancia inductiva necesaria a 10 MHz:
Una bobina
Un circuito LC paralelo (infinitos casos posibles)
Un circuito LC serie (infinitos casos posibles)
2,48 H
LP = 0,64 H CP = 295,8 pFLP = 1,27 H CP = 96,8 pFLP = 2,12 H CP = 17,3 pF
LP CP
En los tres casos se consigue adaptación, pero su respuesta en frecuencia será distinta
Una nueva red de adaptación de impedancias
ATE-UO EC amp señ 45
Q = 1 LP = 0,64 H CP = 795,8 pFQ = 0,5 LP = 1,27 H CP = 596,8 pFQ = 0,1 LP = 6,37 H CP = 437,7 pFQ = 0,01 LP = 63,7 H CP = 401,9 pF
jXp = -j40
L = 0,32 H jXs = j20
Re = 20
fo = 10 MHz RL = 40 LP
CP
Definimos el Q del circuito:Q =RL/(o·Lp)
Ze[]
0
40
-2010 146
f[MHz]
Re[Ze], Q=0,1
Im[Ze], Q=0,1
Re[Ze], Q=1
Im[Ze], Q=1
Hay adaptación, pero su respuesta en frecuencia es distinta
Lo = [R1·(R2-R1)]1/2
L/C = R1·R2 R1 < R2
L
C R2
d
a
b
c
R1
C
L R2
d
a
b
c
R1
Co = [R1·(R2-R1)]-1/2
L/C = R1·R2 R1 < R2
Ejemplos de otras redes de adaptación de impedancias (obtenidos del ARRL Handbook 2001) (I)
ATE-UO EC amp señ 46
Red básica
ATE-UO EC amp señ 47
Ejemplos de otras redes de adaptación de impedancias (obtenidos del ARRL Handbook 2001) (II)
Otras redes (I)
ATE-UO EC amp señ 48
Ejemplos de otras redes de adaptación de impedancias (obtenidos del ARRL Handbook 2001) (III)
Otras redes (II)
Estudio del ancho de banda de amplificadores con un circuito sintonizado (I)
ATE-UO EC amp señ 49
+ Vcc
GD
SCS
C1
Re2
1:nC
ve2
+
-real
ve1
+
- RS
Estudio del ancho de banda de amplificadores con un circuito sintonizado (II)
Re2’ = Re2/n2
ve2’ = ve2/n
Etapa 2Etapa 1
is1cc L
Rs1
Cve2’
+
-
Re2’
ATE-UO EC amp señ 50
Re2
+
vs1o
1:n
L
Rs1
Cve2
+
-ideal
Estudio del ancho de banda de amplificadores con un circuito sintonizado (III)
R = Re2’·Rs1/(Re2’ + Rs1)
is1cc LR Cve2’
+
-
ATE-UO EC amp señ 51
is1cc L
Rs1
Cve2’
+
-
Re2’
is1cc L
Rs1
Cve2’
+
-
ve2’
+
-
Re2’
Calculamos la transferencia ve2’/is1cc:
ve2’/is1cc = ZLCR(s) = 1/[1/R + Cs + 1/(Ls)] = Ls/[1 + Ls/R + LCs2]
Análisis senoidal permanente (s = j):
ve2’/is1cc = ZLCR(j) = jL /(1 - LC2 + jL/R) = R/[1 + jR·(LC2 - 1)/(L)]
Nos fijamos en el término (LC2 - 1)/(L) yllamamos o = 1/(LC)1/2:
(LC2 - 1)/(L = [(LC)1/2 + 1]·[(LC)1/2 - 1]/(L) =
(/o + 1)·(/o - 1)/(L) ≈ 2·(/o - 1)/(Lo) = 2( - o)/(Lo2)
Estudio del ancho de banda de amplificadores con un circuito sintonizado (IV)
R = Re2’·Rs1/(Re2’ + Rs1)
is1cc LR Cve2’
+
-
ATE-UO EC amp señ 52
Por tanto:
ZLCR(j) ≈ R/[1 + jR·2( - o)/(Lo2)]
Para calcular las frecuencias de corte establecemos las condiciones en las que ZLCR(j) cae 3dB con relación ZLCR(jo):
ZLCR(jc) = ZLCR(jo)/21/2 c = o ± Lo2/(2R) = o ± o/(2Q),
siendo Q = R/(Lo). Por tanto:
cs = o + o/(2Q), ci = o - o/(2Q) y = cs - ci = o/Q
f= fo/Q (con la aproximación admitida)
Estudio del ancho de banda de amplificadores con un circuito sintonizado (V)
ZLCR[º]
ZLCR
0
90
-90fo
1,4·fo0,6·fo f
R
R/ 2
0
Q=20
Q=5Q=20
Q=10
Q=5
Q=10
LR CZLCR
o = 2·fo
o = 1/(LC)1/2
Q = R/(Lo)
f≈ fo/Q
ATE-UO EC amp señ 53
ZLCRR
R/ 2
0
Q=5
ZLCR[º]
0
90
-90fo
1,4·fo0,6·fo f
Q=5
aprox.
aprox.
aprox.
aprox.
Valoración de la aproximación:
(/o + 1)·(/o - 1)/(L) ≈ 2( - o)/(Lo2)
Estudio del ancho de banda de amplificadores con un circuito sintonizado (VI)
ATE-UO EC amp señ 54
Amplificadores con dos circuitos sintonizados
ATE-UO EC amp señ 55
+ Vcc
GD
S
CS
Re2
1:n2C2
ve2
+
-real
ve1
+
-RS
real
+
vg
Rg
1:n1
C1
M
¡Ojo! Hay que evitar que
se acoplen por campo
magnético disperso
Coilcraft
Formas de evitar que exista acoplamiento entre circuitos sintonizados
ATE-UO EC amp señ 56
Bobinas ajustables con blindaje
Bobinas y transformadores toroidales
Transformadores de RF
Ejemplos de bobinas ajustables con blindaje (I)
Coilcraft
Toko
Ejemplos de bobinas ajustables con blindaje (II)
Toko
Toko
ATE-UO EC amp señ 57
Ejemplos de bobinas ajustables con blindaje (III)
ATE-UO EC amp señ 58
Toko
Toko
Toko
Bobinas y transformadores toroidales
CoilcraftTokoToko
ATE-UO EC amp señ 59
Toko
Mini circuit
Transformadores de RF
Coilcraft
ATE-UO EC amp señ 60
Comportamiento de amplificadores con dos circuitos sintonizados (I)
ATE-UO EC amp señ 61
+ Vcc
GD
S
CS
Re2
1:n2C2ve2
+
-real
ve1
+
-RS
real
+
vg
Rg
1:n1
C1
+ Vcc
GD
S
CS
Re2
1:n2C2ve2
+
-
ve2
+
-real
ve1
+
-RS
real
+
vg
Rg
1:n1
C1
igcc/n1
L1
R1
C1
ve1
+
-
igcc = vg/Rg
gFET·ve1
L2
R2
C2
ve2’
+
-
ve2’ = ve2/n2
Comportamiento de amplificadores con dos circuitos sintonizados (II)
ATE-UO EC amp señ 62
igcc/n1
L1
R1
C1
ve1
+
- gFET·ve1
L2
R2
C2
ve2’
+
-
Ecuaciones:
igcc = vg/Rg
ve2 = ve2’·n2
ve1·n1/igcc = ZLCR1(j) = R1/[1 + jR1·(L1C12 - 1)/(L1)]
ve2’/(gFET·ve1) = ZLCR2(j) = R2/[1 + jR2·(L2C22 - 1)/(L2)]
Por tanto:
ve2/vg = ZLCR1(j)·ZLCR2(j)·[gFET·n2/(Rg·n1)] = k·FLCR(j), siendo:
FLCR(j) = ZLCR1(j)·ZLCR2(j)/(R1·R2)
Llamamos:
o1 = 1/(L1C1)1/2, Q1 = R1/(L1o1), o2 = 1/(L2C2)1/2 y Q2 = R2/(L2o2)
Posibilidades:
Misma sintonía o1 = o2
Sintonía escalonada o1 o2
Comportamiento de amplificadores con dos circuitos sintonizados (III)
ATE-UO EC amp señ 63
Caso de misma sintonía FLCR(j)1
1/ 2
0
Q = 5
fo1,4·fo0,6·fo f
1 Etapa
2 Etapas
Aumenta la atenuación de
frecuencias indeseadas Disminuye el ancho de
banda
Comportamiento de amplificadores con dos circuitos sintonizados (IV)
ATE-UO EC amp señ 64
Caso de sintonía escalonada
FLCR(j)1
1/ 2
0
Q = 5
fo1,4·fo0,6·fo f
1 Etapa
Aumenta la atenuación de
frecuencias indeseadas Se puede conseguir una
respuesta bastante plana en
la banda deseada Menor ganancia
Ejemplo: fo1 =0,909· fo y fo2 =1,11· fo
2 Etapas
Determinación del ancho de banda en amplificadores con varios circuitos sintonizados a
la misma frecuencia y con el mismo Q (I)
Usamos las expresiones aproximadas:
ZLCR(j) ≈ R/[1 + jR·2( - o)/(Lo2)] f≈ fo/Q
ATE-UO EC amp señ 65
L1 C1 R1
vg vsEtapa
1Etapa
2Etapa
3Etapa
4
L2 C2 R2 L3 C3 R3 L4 C4 R4
FLCR(j) = [ZLCR(j)/R]n = 1/[1 + jR·2( - o)/(Lo2)]n
Condición de caída de 3dB a c:
FLCR(jc) = FLCR(jo)/21/2 21/2= [1 + [R·2(c - o)/(Lo2)]2]n/2
[21/n– 1]1/2= ± R·2(c - o)/(Lo2); llamamos k(n) = [21/n– 1]1/2
Entonces: c = o ± k(n)·Lo2/(2R) = o ± k(n)·o/(2Q) f= k(n)·fo/Q
Como f= k(n)·fo/Q y k(n) < 1, disminuye el ancho de banda
o = 2·fo o = 1/(LC)1/2 Q = R/(Lo) f≈ [21/n– 1]1/2·fo/Q
ATE-UO EC amp señ 66
FLCR(j)[dB]
Q = 5
fo10·fo0,1·fo f
0
-60
-20
-40
1 Etapa
2 Etapas
4 Etapas
Determinación del ancho de banda en amplificadores con varios circuitos sintonizados a
la misma frecuencia y con el mismo Q (II)
FLCR(j)
1
1/ 2
0fo fo·(1+3/Q)ffo·(1-3/Q)
Estudio de dos etapas con sintonía escalonada y con el mismo Q (I)
ATE-UO EC amp señ 67
1 Etapa
2 Etapas
Ejemplos de posibles diseños:
Frecuencia de corte superior de una etapa coincidente con la inferior de la otra
fo1 = fo/[1 + 1/(2Q)]
fo2 = fo/[1 - 1/(2Q)] fo1 fo2
FLCR(j)[dB]
Q = 5
fo10·fo0,1·fo f
0
-60
-20
-40
-3
Estudio de dos etapas con sintonía escalonada y con el mismo Q (II)
ATE-UO EC amp señ 68
Mismo ejemplo anterior, en escala logarítmica
1 Etapa
2 Etapas
Aumenta la atenuación
de frecuencias
indeseadas Se puede conseguir
una respuesta bastante
plana en la banda
deseada Menor ganancia
Estudio de dos etapas con sintonía escalonada y con el mismo Q (III)
ATE-UO EC amp señ 69
Otros ejemplos de posibles diseños:
fo1 = fo/[1 + 1/(m·Q)]
fo2 = fo/[1 - 1/(m·Q)]
Caso anterior: m = 2 Resonancias más alejadas: m < 2Resonancias más cercana: m > 2
FLCR(j)
1
1/ 2
0fo fo·(1+3/Q)ffo·(1-3/Q)
1 Etapa
2 Etapas
fo1 fo2
m = 1,5
FLCR(j)[dB]
Q = 5
fo10·fo0,1·fo f
0
-60
-20
-40
-3 dB
Estudio de dos etapas con sintonía escalonada y con el mismo Q (IV)
ATE-UO EC amp señ 70
Influencia de m, en escala logarítmica
Con menores valores de m, menor ganancia y mayor ancho de banda
1 Etapa
2 Etapas, m = 2
m = 1,5
m = 1
FLCR(j)[dB]
fo10·fo0,1·fo f
0
-60
-20
-40
Q = 5
Estudio de varias etapas con sintonía escalonada y con el mismo Q (I)
1 Etapa
2 Etapas
4 Etapas
Opc. AOpc. B
C
Ejemplos de posibles diseños con cuatro etapas:
Opción A:fo1 = fo2 = fo/[1 + 1/(2Q)]
fo3 = fo4 = fo/[1 - 1/(2Q)]
Opción C:fo2= fo/[1 + 1/(2Q)]
fo3= fo/[1 - 1/(2Q)]
fo1 = fo2·[1 - 1/(2Q)]/[1 + 1/(2Q)]
fo4 = fo3·[1 + 1/(2Q)]/[1 - 1/(2Q)]
Opción B:fo2 = fo/[1 + 1/(2Q)]
fo3 = fo/[1 - 1/(2Q)]
fo1 = fo2/[1 + 1/(2Q)]
fo4 = fo3/[1 - 1/(2Q)]
ATE-UO EC amp señ 71
ve1
+
-Re1
1:n2C1
realreal
+
vg
Rg
1:n1 C1
LL
C2
ve1’
+
-
Re1’ = R
C1+
vg’
Rg’ = R
C1
LL
C2
Comportamiento de los circuitos doblemente sintonizados: dos circuitos resonantes acoplados por condensador (I)
ATE-UO EC amp señ 72
Comportamiento de los circuitos doblemente sintonizados: dos circuitos resonantes acoplados por condensador (II)
ve1’
+
-
Re1’ = R
C1+
vg’
Rg’ = R
C1
LL
C2
ve1’
+
-
ve1’
+
-
Re1’ = R
C1+
vg’
Rg’ = R
C1
LL
C2
Llamamos:
o = 2fo
o = 1/(LC1)1/2
C2 = C1/k
Q = R/(Lo)
FLCR(j) = ve1’/vg’
FLCR(j)[dB]
Q = 5
fo10·fo0,1·fo f
0
-60
-20
-40
k = 20 105
2
ATE-UO EC amp señ 73
¡Ojo! fo no es la
frecuencia central
k = 1
Comportamiento de los circuitos doblemente sintonizados: dos circuitos resonantes acoplados por condensador (III)
ve1’
+
-
Re1’ = R
C1+
vg’
Rg’ = R
C1
LL
C2
ve1’
+
-
ve1’
+
-
Re1’ = R
C1+
vg’
Rg’ = R
C1
LL
C2
ATE-UO EC amp señ 74
FLCR(j)
Q = 5
fo1,4·fo0,6·fo f
0
1
k = 20
10
k = 5 k = 2
k = 1
¿Dónde salen los dos
picos de resonancia y
cuándo sale sólo uno?
Comportamiento de los circuitos doblemente sintonizados: dos circuitos resonantes acoplados por condensador (IV)
ATE-UO EC amp señ 75
ve1’
+
-R
C1
R
C1
LL
C2
igcc’
v
+
-
Z1 Z1
Z2
Ecuaciones: v/igcc’ = [Z1·(Z2 + Z1)]/(Z1 + Z2 + Z1) y ve1’/v = Z1/(Z1 + Z2)
Por tanto: ve1’/igcc’ = Z12/(2Z1 + Z2)
Máximos posibles:
Si Z1 es muy grande resonancia paralelo de Z1 o1 = 1/(LC1)1/2
Si 2Z1 + Z2 es muy pequeña resonancia serie de 2Z1 y Z2
Comportamiento de los circuitos doblemente sintonizados: dos circuitos resonantes acoplados por condensador (V)
ATE-UO EC amp señ 76
Resonancia serie de 2Z1 y Z2:
2Ls/(1 + Ls/R + LC1s2) + 1/C2s = 0
Z1
Z2
ve1’
+
-R
C1
R
C1
LL
C2
igcc’
v
+
-
ve1’
+
-
ve1’
+
-R
C1
R
C1
LL
C2
R
C1
R
C1
LL
C2
igcc’
v
+
-
v
+
-
Z1
Efectuamos un análisis senoidal y suponemos R muy grande:
2Lo2/(1 - LC1o22) - jC2o2 ≈ 0 o2 ≈ 1/[L·(C1 + 2C2)]1/2
Por tanto:
o1 ≈ o2·(1 + 2C2/C1)1/2 o1 ≈ o2·(1 + 2/k)1/2
Hay dos picos cuando, aproximadamente:
o1 - o2 > o1/(2Q) + o2/(2Q) k < (2Q-1)2/4Q ≈ Q (si Q es grande)
Rg
ve1
+
-Re1
C1+
vg
C1
Comportamiento de los circuitos doblemente sintonizados: dos circuitos resonantes acoplados inductivamente (I)
1:n21:n1
Acoplamiento no ideal
Acoplamiento ideal
Acoplamiento ideal
ve1’
+
-Re1
’ = R
Lm
Ld1Ld2 ≈ Ld1+
vg’
Rg’ = R
C C
ATE-UO EC amp señ 77
ve1’
+
-R Lm
Ld Ld
R C Cigcc’
Z1
Z2
Z1
Comportamiento de los circuitos doblemente sintonizados: dos circuitos resonantes acoplados inductivamente (II)
ve1’
+
-R
C1
R
C1
LL
C2
igcc’
v
+
-Z2
Z1 Z1Acoplamiento capacitivo
Acoplamiento inductivo
ATE-UO EC amp señ 78Se estudia de modo
semejante
Comportamiento de los circuitos doblemente sintonizados: dos circuitos resonantes acoplados inductivamente (III)
Ecuación final : ve1’/igcc’ = Z2·R2/[Z1·(2Z2 + Z1)·(1 + RCs)2]
Si suponemos R muy grande: ve1’/igcc’ = Z2/[Z1·(2Z2 + Z1)·(Cs)2]
Máximos posibles:
Si Z1 es muy pequeña resonancia de serie Z1 o1 ≈ 1/(LdC)1/2
Si 2Z2 + Z1 es muy pequeña resonancia serie de 2Z2 y Z1
o2 ≈ 1/[(2Lm +Ld)C]1/2 y si llamamos k = Ld/Lm o2 ≈ 1/[Ld·(2/k + 1)C]1/2
Por tanto: o1 ≈ o2·(1 + 2/k)1/2 y hay dos picos cuando,
aproximadamente: k < (2Q-1)2/4Q ≈ Q (si Q es grande)
ve1’
+
-R Lm
Ld Ld
R C Cigcc’
Z1
Z2
Z1
ve1’
+
-R Lm
Ld Ld
R C Cigcc’
ve1’
+
-R Lm
Ld Ld
R C Cigcc’
Z1Z1
Z2Z2
Z1Z1
ATE-UO EC amp señ 79
Hemos llamado:
o = 2fo
o = 1/(LdC)1/2
Lm = Ld/k
Q = R/(Ldo)
FLCR(j) = ve1’/vg’
ATE-UO EC amp señ 80
ve1’
+
-Re1
’ = R
Lm
Ld1Ld2 ˜ Ld1+
vg’
Rg’ = R
C Cve1’
+
-
ve1’
+
-Re1
’ = R
Lm
Ld1Ld2 ˜ Ld1+
vg’
Rg’ = R
C C
Comportamiento de los circuitos doblemente sintonizados: dos circuitos resonantes acoplados inductivamente (IV)
FLCR(j)[dB]
Q = 5
fo10·fo0,1·fo f
0
-60
-20
-40
k = 2010
k = 1
2
5
Modelado de los dispositivos activos: parámetros de admitancias (I)
Dispositivo activo
Zg
+
ZLvg y11 y22
y12·vsy21·ve
vs
+
-
ve
+
-
ie is
Ecuaciones:ie = y11·ve + y12·vs
is = y21·ve + y22·vs 0sve
e11 v
iy
0evs
e12 v
iy
0sve
s21 v
iy
0evs
s22 v
iy
Valores:
ATE-UO EC amp señ 81
Modelado de los dispositivos activos: parámetros de admitancias (II)
y11 y22y12·vs
y21·ve
vs
+
-
ve
+
-
ie is
0sve
e11 v
iy
0sve
s21 v
iy
ATE-UO EC amp señ 82
Significado de cada parámetro:
+
ve
Admitancia de entrada con salida en corto
Admitancia de transferencia directa con salida en corto
Modelado de los dispositivos activos: parámetros de admitancias (III)
y11 y22y12·vs
y21·ve
vs
+
-
ve
+
-
ie is
ATE-UO EC amp señ 83
+
vs
Admitancia de salida con entrada en corto
Admitancia de transferencia inversa con entrada en corto 0evs
e12 v
iy
0evs
s22 v
iy
Modelado de los dispositivos activos: parámetros de admitancias (IV)
y11 y22y12·vs
y21·ve
vs
+
-
ve
+
-
ie is
ATE-UO EC amp señ 84
Otra nomenclatura posible:
y11 = Admitancia de entrada con salida en corto = yi
y12 = Admitancia de transferencia inversa con entrada en corto = yr
y21 = Admitancia de transferencia directa con salida en corto = yf
y22 = Admitancia de salida con entrada en corto = yo
Modelado de los dispositivos activos: parámetros de admitancias (V)
y11 y22y12·vs
y21·ve
vs
+
-
ve
+
-
ie is
ATE-UO EC amp señ 85
División en parte real e imaginaria:
y11 = g11 + j·b11 o bien yi = gi + j·bi
y12 = g12 + j·b12 o bien yr = gr + j·br
y21 = g21 + j·b21 o bien yf = gf + j·bf
y22 = g22 + j·b22 o bien yo = go + j·bo
Modelado de los dispositivos activos: parámetros de admitancias (VI)
ATE-UO EC amp señ 86
En función de la configuración:
yis = gis + j·bis
yrs = grs + j·brs
yfs = gfs + j·bfs
yos = gos + j·bos
yis yosyrs·vds yfs·vgs
vds
+
-
vgs
+
-
ig idG D
S
yis yosyrs·vds yfs·vgs
vds
+
-
vds
+
-
vgs
+
-
ig idG D
S
yig = gig + j·big
yrg = grg + j·brg
yfg = gfg + j·bfg
yog = gog + j·bog
yig yogyrg·vdg yfg·vsg
vdg
+
-
vsg
+
-
is idS D
G
yig yogyrg·vdg yfg·vsg
vdg
+
-
vdg
+
-
vsg
+
-
is idS D
G
yid = gid + j·bid
yrd = grd + j·brd
yfd = gfd + j·bfd
yod = god + j·bod
yid yodyrd·vsd yfd·vgd
vsd
+
-
vgd
+
-
ig idG
D
S
yid yodyrd·vsd yfd·vgd
vsd
+
-
vsd
+
-
vgd
+
-
ig idG
D
S
Tipos de dispositivos activos (I)
Montajes con un único transistor:
Base o puerta común mayor ancho de banda, sin ganancia de corriente
Emisor o fuente común menor ancho de banda, mayor ganancia de potencia
Colector o drenador común ancho de banda intermedia, sin ganancia de tensión
Montajes con varios transistores:
Cascodo: emisor (o fuente) común + base (o puerta) común buen ancho de banda, buena ganancia de potencia
Etapa diferencial: ganancia regulable por una tensión de control
ATE-UO EC amp señ 87
Propiedades de las configuraciones: puerta (o base) común
Baja impedancia de entrada
Alta impedancia de salida
Media-alta ganancia de tensión
Ganancia de corriente baja (< 1)
ATE-UO EC amp señ 88
*
G
DS+
-vs
+
-ve
Respuesta en frecuencia:
Capacidades parásitas en entrada y en salida sin “efecto Miller” (no hay capacidad entrada-salida que sea equivalente a una nueva capacidad de entrada muy aumentada al ir multiplicada por la ganancia de tensión) gran ancho de banda
Propiedades de las configuraciones: fuente (o emisor) común
Alta impedancia de entrada (FETs) o media impedancia de entrada (bipolares)
Alta impedancia de salida
Ganancia de tensión alta (con cargas altas)
Ganancia de corriente alta
ATE-UO EC amp señ 89
Respuesta en frecuencia:
Una capacidad parásita en la entrada y otra entre entrada y salida hay “efecto Miller” (la capacidad entrada-salida es equivalente a una nueva capacidad de entrada, muy aumentada al ir multiplicada por la ganancia de tensión) pequeño ancho de banda
+
-vs
GD
S*+
-ve
Propiedades de las configuraciones: drenador (o colector) común
Alta impedancia de entrada
Baja impedancia de salida
Ganancia de tensión baja (< 1)
Ganancia de corriente alta
ATE-UO EC amp señ 90
Respuesta en frecuencia:
Una capacidad parásita en la entrada y otra entre entrada y salida, pero la ganancia de tensión es menor que 1 hay “efecto Miller”, pero poco significativo al ser la ganancia de tensión menor que 1 gran ancho de banda
+
-vs
GS
D*+
-ve
Ejemplo de la respuesta en frecuencia de un JFET (I)
+
vg
50
vs
+
-
RL
Circuito equivalente del J309
G D
S
gm·vGSvGS
+
-4 pF
2 pF
gm = 0,02 -1
G D
S
gm·vGSvGS
+
-
vGS
+
-4 pF
2 pF
gm = 0,02 -1
G D
S
gm·vGSvGS
+
-4 pF
2 pF
gm = 0,02 -1
G D
S
gm·vGSvGS
+
-
vGS
+
-4 pF
2 pF
gm = 0,02 -1
Fuente común
Puerta común
G
D
S
gm·vGS
vGS+-
4 pF 2 pF
gm = 0,02 -1
G
D
S
gm·vGS
vGS+-
4 pF 2 pF
gm = 0,02 -1
+
vg
50
vs
+
-
RL
+
vg
50
vs
+
-
RL
G
D
vGS+ -
2 pF
gm = 0,02 -1
Sgm·vGS
4 pF
G
D
vGS+ -
2 pF
gm = 0,02 -1
Sgm·vGS
4 pF
Drenador común ATE-UO EC amp señ 91
Ejemplo de la respuesta en frecuencia de un JFET (II)
Circuito equivalente del J309
G D
S
gm·vGSvGS
+
-4 pF
2 pF
gm = 0,02 -1
G D
S
gm·vGSvGS
+
-
vGS
+
-4 pF
2 pF
gm = 0,02 -1
ATE-UO EC amp señ 92
vs/vg[dB]
1
f[MHz]
0
20
-20
-4010 102 103 104
RL = 200 Fuente común
Puerta común
Drenador común
¡Ojo! En este caso particular el drenador común tiene mayor ancho de banda que el puerta común. Esto no siempre ocurre en transistores bipolares.
El montaje “cascodo” (I)
*
G
DS+
-vs
GD
S*+
-ve
Fuente común + Puerta común
Zegc ≈ 1/gm
(pequeña) Alta impedancia de entrada
Alta ganancia de corriente
Baja ganancia de tensión (por Zegc baja)
Buena respuesta en frecuencia (por baja ganancia de tensión)
Baja impedancia de entrada
Baja ganancia de corriente
Alta ganancia de tensión
Buena respuesta en frecuencia
ATE-UO EC amp señ 93
Cascodo: Altas ganancias de tensión y
corriente y buena respuesta en frecuencia
vs/vg[dB]
1
f[MHz]
10 102 103 104
RL = 200
0
20
-20
-40
40
El montaje “cascodo” (II)
Emisor común
Base común
Cascodo
Zebc pequeña
**+
-ve
+vg
50 +
-vs RL
Zebc pequeñaZebc pequeña
**+
-
+
-ve
+vg
50 +
-vs RL
+
-vs
+
-
+
-vs RL
B C
E
gm·vBEvBE
+
- 4 pF
2 pF
gm = 0,3 -1
rBE
B C
E
gm·vBEvBE
+
-
vBE
+
- 4 pF
2 pF
gm = 0,3 -1
rBE
rBE >> 50
Modelo de transistor usado
ATE-UO EC amp señ 94
Etapa diferencial como amplificador de RF (I)
Ganancia en BF (transparencias ATE-UO EC mez 50-52):
vs ≈ -0,5RiOvd/VT
Es decir:
vs/vd ≈ -0,5RiO/VT
Por tanto, la ganancia se puede controlar mediante el valor de io
- VCC
iO
iO
- VCC
+ VCC
RL
vs+ -
- VCC
iO
+
-vd
RL
Es fácil realizar físcamente el Control Automático de Ganancia (CAG o AGC)
ATE-UO EC amp señ 95
Rg/2
+
vg/2
Rg/2
vg/2
+
Etapa diferencial como amplificador de RF (II)
iO
- VCC
+ VCC
RL
vs+ -
RL
CAG
Conexión diferencial de la tensión de entrada
ATE-UO EC amp señ 96
Etapa diferencial como amplificador de RF (III)
ATE-UO EC amp señ 97
Rg/2
+
vg/2
Rg/2
vg/2
+
iO
- VCC
+ VCC
RL
vs+ -
RL
CAGRg/2
+
vg/2
Rg/2
vg/2
+
Rg/2
+
vg/2
Rg/2
vg/2
+
+
vg/2
Rg/2
vg/2
+
iO
- VCC
+ VCC
RL
vs+ -
RL
CAGiO
- VCC
+ VCC
RL
vs+ -
RL
CAG
RLRL
B C
E
gm·vB’E
vB’E
+
- rB’E
CB’E
CB’CrB’B B’B C
E
gm·vB’E
vB’E
+
-
+
- rB’E
CB’E
CB’CrB’B B’ BC
E
gm·vB’E
vB’E
+
-rB’E
CB’E
CB’CrB’BB’ BC
E
gm·vB’E
vB’E
+
-
+
-rB’E
CB’E
CB’CrB’BB’
B C
E
gm·vB’E
vB’E
+
- rB’E
CB’E
CB’CrB’B B’B C
E
gm·vB’E
vB’E
+
-
+
- rB’E
CB’E
CB’CrB’B B’
vs+ -+
vg/2
Rg/2
+
Rg/2
vg/2
Estudio de la respuesta en frecuencia (I)
Etapa diferencial como amplificador de RF (IV)
ATE-UO EC amp señ 98
RLRL
B C
E
gm·vB’E
vB’E
+
- rB’E
CB’E
CB’CrB’B B’B C
E
gm·vB’E
vB’E
+
-
+
- rB’E
CB’E
CB’CrB’B B’ BC
E
gm·vB’E
vB’E
+
-rB’E
CB’E
CB’CrB’BB’ BC
E
gm·vB’E
vB’E
+
-
+
-rB’E
CB’E
CB’CrB’BB’
B C
E
gm·vB’E
vB’E
+
- rB’E
CB’E
CB’CrB’B B’B C
E
gm·vB’E
vB’E
+
-
+
- rB’E
CB’E
CB’CrB’B B’
vs+ -+
vg/2
Rg/2
+
Rg/2
vg/2
Estudio de la respuesta en frecuencia (II)
Dada la simetría del circuito, los emisores están a tensión constante en alterna (por tanto, conectados a masa)
ig ig
ie ie
ic = 0
vs/2+
-
vs+ -
RL
BC
E
gm·vB’E
vB’E
+
-rB’E
CB’E
CB’CrB’BB’ BC
E
gm·vB’E
vB’E
+
-
+
-rB’E
CB’E
CB’CrB’BB’
+
Rg/2
vg/2RL
B C
E
gm·vB’E
vB’E
+
- rB’E
CB’E
CB’CrB’B B’B C
E
gm·vB’E
vB’E
+
-
+
- rB’E
CB’E
CB’CrB’B B’
+vg/2
Rg/2
+
-
vs/2
Etapa diferencial como amplificador de RF (V)
ATE-UO EC amp señ 99
Estudio de la respuesta en frecuencia (III)
RL
B C
E
gm·vB’E
vB’E
+
- rB’E
CB’E
CB’CrB’B B’B C
E
gm·vB’E
vB’E
+
-
+
- rB’E
CB’E
CB’CrB’B B’
+vg/2
Rg/2
vs/2+
-
La respuesta en frecuencia es
como la de un emisor común
vg
+
Etapa diferencial como amplificador de RF (VI)
Otra conexión de la tensión de entrada
ATE-UO EC amp señ 100
Rg
iO
- VCC
+ VCC
RL vs+ -
RL
CAG
La respuesta en frecuencia
es propia de un colector
común seguido de un base
común menor ganancia,
pero mayor ancho de banda
Ejemplos de esquemas reales de amplificadores de RF con etapa diferencial (obtenidos de una nota de aplicación de Intersil) (I)
Circuito integrado CA3028
ATE-UO EC amp señ 101
Colector común + base común con etapa diferencial
Ejemplos de esquemas reales de amplificadores de RF con etapa diferencial (obtenidos de una nota de aplicación de Intersil) (II)
Circuito integrado CA3028
ATE-UO EC amp señ 102
Cascodo realizado con etapa diferencial. El CAG se realiza actuando en la polarización del transistor en emisor común
Parámetros de admitancia del CA3028 (obtenidos de una nota de aplicación de Intersil) (I)
ATE-UO EC amp señ 103
Parámetros de admitancia del CA3028 (obtenidos de una nota de aplicación de Intersil) (II)
ATE-UO EC amp señ 104
Ejemplos de esquemas reales de amplificadores de FI con el circuito integrado MC1350
(obtenidos de una nota de aplicación de Motorola) (I)
ATE-UO EC amp señ 105
Amplificador de FI para receptor de TV
Circuito integrado MC1350
Ejemplos de esquemas reales de amplificadores de FI con el circuito integrado MC1350
(obtenidos de una nota de aplicación de Motorola) (II)
Amplificador de FI para receptor de radio comercial
ATE-UO EC amp señ 106
Parámetros de admitancia del MC1350 (obtenidos de una nota de aplicación de Motorola) (I)
Variación de la ganancia con la tensión de CAG
ATE-UO EC amp señ 107
Parámetros de admitancia del MC1350 (obtenidos de una nota de aplicación de Motorola) (II)
ATE-UO EC amp señ 108
Parámetros de admitancia de los JFET J309 y J310
(obtenidos de una nota de aplicación de Fairchild)
ATE-UO EC amp señ 109
Información sobre el ruido (figura o cifra de ruido y tensión de ruido)
JFETs J309 y J310
Transistor bipolar BFY90
MC1350
CA3028
ATE-UO EC amp señ 110
Ejemplos de esquemas reales de amplificadores de RF con JFETs
(obtenidos del ARRL Handbook 2001) (I)
ATE-UO EC amp señ 111
Circuito doblemente sintonizado Circuito doblemente
sintonizado
Mezclador
Oscilador y separador
Cascodo
Ejemplos de esquemas reales de amplificadores de
RF con JFETs (obtenidos del
ARRL Handbook 2001) (II)
ATE-UO EC amp señ 112
Circuito doblemente sintonizado
Mezclador
JFET en puerta común
Amplificador de CAG