amplificador clase e

S.E.P. S.E.I.T. S.N.I.T.

CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACIÓN Y DESARROLLO TECNOLÓGICO

Cenidet ESTUDIO DEL DESEMPEÑO DEL AMPLIFICADOR CLASE E CONMUTADO A VOLTAJE CERO, UTILIZANDO DIFEREN-TES DISPOSITIVOS SEMICONDUCTORES DE POTENCIA

COMO INTERRUPTOR

TESIS PARA OBTENER EL GRADO DE: MAESTRO EN CIENCIAS EN INGENIERÍA ELECTRÓNICA

PRESENTA: ESTEBAN OSVALDO GUERRERO RAMÍREZ

DIRECTOR DE TESIS

DRA. MARÍA COTOROGEA PFEIFER

CO-DIRECTOR DR. MARIO PONCE

CUERNAVACA, MORELOS AGOSTO DEL 2004

Índice Índice ....................................................................................................................... ii Lista de figuras ...................................................................................................................... vi Lista de tablas ...................................................................................................................... ix Simbología ....................................................................................................................... x Introducción ..................................................................................................................... xii 1. Estudio de los dispositivos semiconductores de potencia..................................................... 1 1.1. Introducción ....................................................................................................................... 1 1.2. Características de los dispositivos semiconductores de potencia ...................................... 1 1.3. Dispositivos semiconductores de potencia clásicos........................................................... 3 1.4. Dispositivos semiconductores de potencia modernos........................................................ 3 1.4.1. MOSFET de potencia convencional ............................................................................... 3 1.4.1.1. Estructura interna del MOSFET................................................................................... 4 1.4.1.2. Principio de funcionamiento ........................................................................................ 4 1.4.1.3. Principales características ............................................................................................ 5 1.4.1.4. Resistencia intrínseca del MOSFET ............................................................................ 5 1.4.1.5. Capacitancias parásitas del MOSFET de potencia....................................................... 7 1.4.2. Super-Junction MOSFET................................................................................................ 8 1.4.2.1. Estructura y principio de funcionamiento .................................................................... 8 1.4.2.2. Principales características ............................................................................................ 9 1.4.3. El Transistor Bipolar de Compuerta Aislada ................................................................ 10 1.4.3.1. Estructura del IGBT ................................................................................................... 10 1.4.3.2. Principio de funcionamiento ...................................................................................... 11 1.4.3.3. Principales características del IGBT .......................................................................... 12 1.4.3.4. Velocidad de conmutación del IGBT......................................................................... 12 1.4.3.5. Tecnologías de fabricación del IGBT ........................................................................ 13 1.4.4. High Speed IGBT (o IGBT de alta velocidad) [15]...................................................... 14 1.4.4.1. Estructura ................................................................................................................... 14 1.4.4.2. Principales características .......................................................................................... 15 1.4.4.3. Nuevos campos de aplicación del High Speed IGBT ................................................ 15 1.4.5. Comparación de los DSEP............................................................................................ 16 1.4.6. Dispositivos seleccionados para el análisis comparativo.............................................. 19 1.5. Resumen ..................................................................................................................... 19 2. Amplificador clase E........................................................................................................... 21

Índice iii

2.1. Introducción ..................................................................................................................... 21 2.2. Amplificador clase E........................................................................................................ 22 2.2.1. Amplificador clase E conmutado a voltaje cero (ACECVC)........................................ 22 2.2.2. Principio de funcionamiento ......................................................................................... 23 2.2.3. Formas de onda típicas del ACECVC........................................................................... 24 2.2.4. Pérdidas de potencia en el ACECVC............................................................................ 24 2.2.4.1. Pérdidas en conducción.............................................................................................. 24 2.2.4.2. Pérdidas en conmutación............................................................................................ 24 2.2.4.3. Pérdidas debido a los elementos reactivos ................................................................. 26 2.2.4.4. Pérdidas debido a la inductancia serie del cableado .................................................. 26 2.2.4.5. Pérdidas debido al impulsor de compuerta del dispositivo........................................ 26 2.3. Principales aplicaciones del ACECVC ............................................................................ 27 2.4. Topologías derivadas del amplificador clase E................................................................ 28 2.4.1. Amplificador clase E Push-Pull .................................................................................... 28 2.4.2. Amplificador clase E con inductor y capacitor en la red de carga................................ 29 2.4.3. Amplificador clase E conmutado a corriente cero (ACECCC) .................................... 30 2.5. Análisis y diseño del ACECVC ....................................................................................... 31 2.5.1. Introducción .................................................................................................................. 31 2.5.2. Análisis matemáticos del ACECVC considerando el interruptor ideal ........................ 31 2.5.2.1. Procedimiento de análisis propuesto por F. Raab [31] .............................................. 31 2.5.2.2. Procedimiento de Análisis propuesto por Li y Yam [34]. ......................................... 33 2.5.2.3. Procedimiento de Análisis propuesto por M. Albulet [35]. ....................................... 33 2.5.3. Análisis matemáticos del ACECVC considerando la RDS(on) y la COSS del interruptor34 2.5.3.1. Procedimiento de análisis propuesto por Chan y Toumazou [36] ............................. 34 2.5.3.2. Procedimiento de Análisis propuesto por Chudabiak [37] ........................................ 35 2.5.3.3. Procedimiento de análisis propuesto por Wang y Gao [38]....................................... 35 2.6. Resumen ..................................................................................................................... 35 3. Análisis matemático y diseño del ACECVC ...................................................................... 36 3.1. Introducción ..................................................................................................................... 36 3.2. Análisis matemático del ACE considerando la resistencia de encendido del dispositivo 36 3.2.1. Suposiciones y parámetros............................................................................................ 36 3.2.2. Ecuaciones del circuito ................................................................................................. 37 3.2.3. Cálculo de los valores del circuito ................................................................................ 39 3.3. Análisis matemático del ACECVC considerando la (COSS) del MOSFET...................... 41 3.3.1. Suposiciones y parámetros............................................................................................ 41 3.3.2. Ecuaciones del circuito ................................................................................................. 41 3.3.3. Ecuaciones de diseño del ACECVC con capacitor paralelo lineal y no lineal ............. 45 3.4. Diseño del ACECVC ....................................................................................................... 46 3.4.1. Especificaciones de diseño del ACECVC..................................................................... 47 3.4.2. Procedimiento de diseño del ACECVC ........................................................................ 48 3.4.3. Ejemplo de diseño del ACECVC a 250 kHz y 100 W.................................................. 49 3.4.3.1. Señales generadas por el programa de diseño............................................................ 51 3.4.4. Método de diseño del ACECVC propuesto por Li y Yam............................................ 51 3.5. Resumen ..................................................................................................................... 53 4. Simulación del ACECVC ................................................................................................... 54 4.1. Introducción ..................................................................................................................... 54 4.2. Circuito simulado ............................................................................................................. 54

Índice iv

4.3. Resultados con el MOSFET convencional ...................................................................... 55 4.3.1. Formas de onda en el interruptor .................................................................................. 55 4.3.2. Formas de onda en la carga........................................................................................... 56 4.3.3. Gráficas de funcionamiento .......................................................................................... 57 4.3.3.1. Voltaje de alimentación.............................................................................................. 57 4.3.3.2. Pérdidas de potencia y eficiencia ............................................................................... 57 4.4. Resultados con el CoolMOSTM ........................................................................................ 58 4.4.1. Formas de onda en el interruptor .................................................................................. 58 4.4.2. Formas de onda en la carga........................................................................................... 59 4.4.3. Gráficas de funcionamiento .......................................................................................... 59 4.4.3.1. Voltaje de alimentación.............................................................................................. 59 4.4.3.2. Pérdidas de potencia y eficiencia ............................................................................... 60 4.5. Resultados con el IGBT convencional ............................................................................. 60 4.5.1. Formas de onda en el interruptor .................................................................................. 60 4.5.2. Formas de onda en la carga........................................................................................... 61 4.5.3. Gráficas de funcionamiento .......................................................................................... 61 4.6. Simulaciones con el IGBT de alta velocidad ................................................................... 62 4.6.1. Formas de onda en el interruptor .................................................................................. 62 4.6.2. Formas de onda en la carga........................................................................................... 63 4.6.2.1. Gráficas de funcionamiento ....................................................................................... 63 4.7. Gráficas comparativas de los cuatro interruptores ........................................................... 64 4.7.1. Voltaje de alimentación................................................................................................. 64 4.7.2. Pérdidas de potencia y eficiencia .................................................................................. 65 4.8. Resumen ..................................................................................................................... 67 5. Resultados experimentales .................................................................................................. 68 5.1. Introducción ..................................................................................................................... 68 5.2. Diseño del prototipo......................................................................................................... 68 5.2.1. Circuito impulsor de compuerta del MOSFET ............................................................. 69 5.2.2. Diseño de inductores ..................................................................................................... 70 5.2.2.1. Especificaciones de diseño......................................................................................... 71 5.2.2.2. Procedimiento de diseño ............................................................................................ 71 5.3. Resultados con el MOSFET convencional (BUZ334)..................................................... 73 5.3.1. Formas de onda en el dispositivo y en la carga............................................................. 73 5.4. Resultados con el CoolMOS (SPP11N60C3) .................................................................. 73 5.4.1. Formas de onda ............................................................................................................. 73 5.5. Resultados con el IGBT (SKP06N60) ............................................................................. 74 5.5.1. Formas de onda ............................................................................................................. 74 5.6. Resultados con el IGBT de alta velocidad (SKB20N60HS)............................................ 74 5.6.1. Formas de onda ............................................................................................................. 74 5.7. Graficas comparativas de los experimentos..................................................................... 75 5.7.1. Esfuerzos de voltaje ...................................................................................................... 75 5.7.2. Potencia de salida.......................................................................................................... 75 5.8. Análisis comparativo entre simulación y experimento .................................................... 75 5.8.1. Transitorios de corriente y voltaje................................................................................. 75 5.8.2. Potencia de salida.......................................................................................................... 77 5.8.3. Esfuerzos de voltaje en los dispositivos........................................................................ 77 5.8.4. Eficiencia del circuito ................................................................................................... 78

Índice v

5.9. Resumen ..................................................................................................................... 78 6. Conclusiones, comentarios y trabajos futuros..................................................................... 80 6.1. Conclusiones generales .................................................................................................... 80 6.2. Recomendaciones y trabajos futuros................................................................................ 82 Bibliografía ..................................................................................................................... 83 Anexo 1. Simulaciones ............................................................................................................ 87 Anexo 2. Resultados experimentales. ...................................................................................... 91 Anexo 3. Hojas de datos de los dispositivos............................................................................ 95

Lista de figuras Figura 1.1. Aplicaciones de los dispositivos semiconductores de potencia [1] . ............. 2 Figura 1.2. Semiconductores de potencia: a) Diodo b) Tiristor c) Transistor bipolar...... 4 Figura 1.3. Estructura del MOSFET con compuerta plana. ............................................. 5 Figura 1.4. MOSFET con resistencias intrínsecas............................................................ 6 Figura 1.5. Circuito equivalente del MOSFET en conmutación. ..................................... 7 Figura 1.6. Variación de las capacitancias parásitas en el MOSFET convencional......... 8 Figura 1.7. Estructura del CoolMOSTM. ........................................................................... 9 Figura 1.8. Resistencia de encendido por área contra voltaje de ruptura. ........................ 9 Figura 1.9. Estructura del IGBT con su circuito equivalente. ........................................ 11 Figura 1.10. Corriente de apagado de un IGBT. .............................................................. 13 Figura 1.11. Tecnologías de fabricación: a) PT IGBT b) NPT IGBT c) FS IGBT. ........ 14 Figura 1.12. Tecnología de fabricación del IGBT de alta velocidad................................ 15 Figura 1.13. Densidad de corriente contra frecuencia de conmutación............................ 16 Figura 1.14. Comparación de las pérdidas de un MOSFET y un IGBT en un convertidor

flyback.......................................................................................................... 17 Figura 1.15. Balastro electrónico construido.................................................................... 17 Figura 1.16. Circuito de potencia del convertidor reductor a 150 kHz. ........................... 18 Figura 1.17. Eficiencia del convertidor reductor a 150 kHz. ........................................... 18 Figura 2.1. Comparativo de las pérdidas generadas en conmutación dura y en

conmutación suave. ...................................................................................... 22 Figura 2.2. Circuito básico del amplificador clase E [23]. ............................................. 23 Figura 2.3. Formas de onda del ACECVC: a) Conmutación óptima b) Conmutación sub-

óptima [24]. .................................................................................................. 25 Figura 2.4. Encendido y apagado del MOSFET............................................................. 27 Figura 2.5. Amplificador clase E Push-Pull. .................................................................. 29 Figura 2.6. Formas de onda del amplificador clase E Push-Pull. ................................... 29 Figura 2.7. Amplificador clase E con red RL en la carga. ............................................. 30 Figura 2.8. Formas de onda del amplificador clase E con red RL en la carga. .............. 30 Figura 2.9. Amplificador clase E conmutado a corriente cero. ...................................... 31 Figura 2.10. Formas de onda del ACECCC: a) Conmutación óptima b) Conmutación sub-

óptima........................................................................................................... 32 Figura 3.1. Circuito equivalente del ACECVC. ............................................................. 37 Figura 3.2. Circuito del ACECVC con capacitor parásito. ............................................ 41

Lista de figuras vii

Figura 3.3. Circuito de diseño del ACECVC con capacitor externo.............................. 46 Figura 3.4. Señales de voltaje y corriente en el dispositivo. .......................................... 51 Figura 3.5. Voltaje en la carga y corriente en el inductor choque. ................................. 51 Figura 3.6. Corriente en el inductor choque. .................................................................. 52 Figura 3.7. Voltaje drenaje-fuente en el dispositivo....................................................... 52 Figura 3.8. Corriente de drenaje en el dispositivo.......................................................... 52 Figura 3.9. Voltaje en la carga del amplificador. ........................................................... 53 Figura 4.1. Circuito del ACECVC simulado.................................................................. 55 Figura 4.2. Formas de onda en el interruptor: a) señal de control y voltaje (parte

superior), corriente (parte inferior), b) voltaje y corriente (parte superior), potencia instantánea y promedio (parte inferior). ........................................ 56

Figura 4.3. Formas de onda en la carga: a) voltaje (parte superior), corriente (parte inferior). b) potencia de entrada (parte superior), potencia de salida (parte inferior). ....................................................................................................... 56

Figura 4.4. Voltaje de alimentación en función de la potencia y frecuencia de operación usando el MOSFET como interruptor.......................................................... 57

Figura 4.5. Gráficas de desempeño del ACECVC con el MOSFET: a) Pérdidas, b) Eficiencia...................................................................................................... 58

Figura 4.6. Formas de onda en el interruptor: a) señal de control y voltaje (parte superior), corriente (parte inferior), b) voltaje y corriente (parte superior), potencia instantánea y promedio (parte inferior). ........................................ 58

Figura 4.7. Formas de onda en la carga: a) voltaje (parte superior), corriente (parte inferior), b) potencia de entrada (parte superior), potencia de salida (parte inferior). ....................................................................................................... 59

Figura 4.8. Voltaje de alimentación en función de la potencia y frecuencia de operación usando el CoolMOSTM como interruptor ..................................................... 59

Figura 4.9. Gráficas de desempeño del ACECVC con el CoolMOSTM: a) Pérdidas, b) Eficiencia...................................................................................................... 60



Figura 4.12. Voltaje de alimentación en función de la potencia y frecuencia de operación usando el IGBT convencional como interruptor. ......................................... 62

Figura 4.13. Gráficas de desempeño del ACECVC con el IGBT convencional: a) Pérdidas, b) Eficiencia. ................................................................................................ 62



Figura 4.16. Voltaje de alimentación en función de la potencia y frecuencias de operación usando el IGBT de alta velocidad como interruptor. ................................... 64

Lista de figuras viii

Figura 4.17. Gráficas de desempeño del ACECVC con el IGBT de alta velocidad: a) Pérdidas, b) Eficiencia. ................................................................................ 64

Figura 4.18. Voltaje de alimentación en función de la potencia y tipo de dispositivo..... 65 Figura 4.19. Comparación de las pérdidas totales y eficiencia del circuito diferentes

frecuencias contra potencia de salida y tipo de dispositivo. ........................ 66 Figura 5.1. Circuito construido para realizar pruebas con el MOSFET convencional... 69 Figura 5.2. Circuito impulsor de compuerta................................................................... 70 Figura 5.3. Componentes resonantes del circuito impulsor............................................ 70 Figura 5.4. Materiales utilizados en la fabricación de núcleos de ferrita ....................... 72 Figura 5.5. Transitorios medidos a 250 kHz usando el MOSFET convencional. .......... 73 Figura 5.6. Transitorios medidos a 250 kHz usando el CoolMOS................................. 73 Figura 5.7. Transitorios medidos a 250 kHz usando el S-IGBT. ................................... 74 Figura 5.8. Transitorios medidos a 250 kHz usando el HS-IGBT. ................................ 74 Figura 5.9. comparación de los esfuerzos de voltaje en los dispositivos a voltaje

constante....................................................................................................... 75 Figura 5.10. Potencia de salida contra voltaje de alimentación y tipo de dispositivo. ..... 75 Figura 5.11. Simulaciones (izquierda) y mediciones (Derecha) de las formas de onda en el

interruptor..................................................................................................... 76 Figura 5.12. Comparación entre mediciones y simulaciones de la potencia de salida contra

voltaje de entrada a 250 kHz para el: a) MOSFET, b) CoolMOS, c) S-IGBT y d) HS-IGBT.................................................................................................. 77

Figura 5.13. Comparación entre mediciones y simulaciones del esfuerzo de voltaje contra voltaje de entrada a 250 kHz para el: a) MOSFET, b) CoolMOS, c) S-IGBT y d) HS-IGBT.................................................................................................. 78

Figura 5.14. Comparación entre mediciones y simulaciones del esfuerzo de voltaje contra voltaje de entrada a 250 kHz para el: a) MOSFET, b) CoolMOS, c) S-IGBT y d) HS-IGBT.................................................................................................. 79

Lista de tablas Tabla 1.1. Distribución de las resistencias en el MOSFET......................................................... 6 Tabla 1.2. Características de los dispositivos utilizados. .......................................................... 17 Tabla 1.3. Pérdidas de energía en los dispositivos.................................................................... 18 Tabla 1.4. Características de los dispositivos a utilizar. ........................................................... 19 Tabla 2.1. Principales aplicaciones del amplificador clase E ................................................... 28 Tabla 3.1. Ecuaciones de diseño diferentes del ACECVC, con capacitor paralelo lineal y no

lineal. ....................................................................................................................... 45 Tabla 3.2. Ecuaciones de diseño idénticas del ACECVC, con capacitor paralelo lineal y no

lineal. ....................................................................................................................... 46 Tabla 3.3. Especificaciones de diseño del ACECVC ............................................................... 47 Tabla 3.4. Secuencia de diseño del ACECVC. ......................................................................... 48 Tabla 3.5. Valores de diseño a diferentes frecuencias de conmutación (VDC = 10 V).............. 49 Tabla 3.6. Voltaje de alimentación en función de la potencia y frecuencia de funcionamiento

para el MOSFET convencional. .............................................................................. 49 Tabla 3.7. Datos de entrada del ejemplo de diseño del ACECVC a 250 kHz y 100 W. .......... 50 Tabla 3.8. Datos de salida del ejemplo de diseño del ACECVC a 250 kHz y 100 W.............. 50 Tabla 3.9. Variables útiles del ejemplo de diseño del ACECVC a 250 kHz, 100 W. .............. 50 Tabla 4.1. Valores de los elementos de diseño en función del dispositivo............................... 55 Tabla 5.1. Valores de componentes usados en las pruebas experimentales.............................. 69 Tabla 5.2. Clasificación de los núcleos RM en función de la potencia. ................................... 72 Tabla 5.3. Secuencia de diseño. ................................................................................................ 72

Simbología BJT Transistor de unión bipolar

MOSFET Transistor de efecto de campo Metal-Óxido-Semiconductor

IGBT Transistor bipolar de compuerta aislada

HS-IGBT Transistor bipolar de compuerta aislada de alta velocidad

S-IGBT Transistor bipolar de compuerta aislada convencional

CoolMOSTM MOSFET compensado

CVC Conmutado a voltaje cero

CCC Conmutado a corriente cero

ACECVC Amplificador clase E conmutado a voltaje cero

ACECCC Amplificador clase E conmutado a corriente cero

DSEP Dispositivo semiconductor de potencia

RF Radio frecuencia

SPICE Simulación de circuitos con énfasis en circuitos integrados

RDS(on) Resistencia de encendido del MOSFET

RG Resistencia de compuerta

R Resistencia de carga

VDSS Voltaje drenaje fuente

VDC Voltaje de alimentación

VSM Esfuerzo de voltaje en el interruptor

Vm Voltaje máximo en la carga

Vbi Voltaje integral de la unión

Vt Voltaje térmico

Vo Voltaje rms de salida

ISM Esfuerzo de corriente en el interruptor

Im Corriente máxima en la carga

IDC Corriente

Simbología xi

Po Potencia de salida

Pe Potencia de entrada

PdR Pérdidas de potencia en conducción

PdT Pérdidas de potencia en conmutación

QG Carga de la compuerta

f Frecuencia de conmutación

fo Frecuencia de resonancia

tf tiempo de caída de la corriente

CISS Capacitancia de entrada

COSS Capacitancia de salida no lineal

CRSS Capacitancia de transferencia

CGD Capacitancia compuerta-drenaje

CGS Capacitancia compuerta fuente

CDS Capacitancia drenaje-fuente

Cjo Capacitancia no lineal con V=0

CDS Capacitancia drenaje-fuente

C1 Capacitor linealizado

C25 Capacitor no lineal a 25 V

Cs Capacitor paralelo no lineal

Co Capacitor resonante

CEXT Capacitor externo

Lc Inductor fuente de corriente

Lo Inductor resonante

ω Frecuencia angular de conmutación

ωO Frecuencia angular de resonancia

Q Factor de calidad

A Relación de frecuencias (fo/f)

B Relación de capacitancias (Co/Cs)

H Relación de inductancias (Lo/Lc)

D Ciclo de trabajo

m Coeficiente de distribución

NA Concentración de aceptores

NB Concentración de donadores

ni Concentración de portadores en equilibrio termodinámico

Introducción El concepto de resonancia en la conversión de energía contribuyó en gran medida a la

realización de convertidores electrónicos con altas eficiencias de funcionamiento. El empleo de un circuito resonante, formado por un inductor y un capacitor, genera formas de onda sinu-soidales de corriente y voltaje en los dispositivos de conmutación, dando lugar a condiciones de conmutación suave en los mismos. Con las técnicas de conmutación suave se pretende que los dispositivos de potencia se enciendan ante condiciones de voltaje cero y se apaguen ante condiciones de corriente cero. Con estas técnicas se reducen significativamente las pérdidas por conmutación.

El amplificador clase E conmutado a voltaje cero (ACECVC) pertenece a este tipo de convertidores resonantes. Este circuito cuenta con una estructura con pocos componentes y tiene altas eficiencias de funcionamiento, razón por la cual está siendo utilizado en diferentes áreas de la electrónica, sin embargo su análisis es complicado ya que todos sus elementos se relacionan entre si. Una forma de disminuir tal complejidad es considerar al interruptor ideal, pero los resultados obtenidos con esta suposición son adecuados en la medida en que los efec-tos parásitos del mismo sean despreciables. Al aumentar la frecuencia de conmutación, la ca-pacitancia parásita del interruptor es la dominante en el arreglo paralelo que se forma entre ésta y el capacitor externo y en un caso extremo el valor de tal capacitancia lo forma única-mente la capacitancia parásita del interruptor, siendo el capacitor externo de cero. Puesto que la capacitancia no lineal de los dispositivos varia con el voltaje drenaje fuente, es difícil la selección de un interruptor adecuado para el amplificador clase E. Varios desarrollos matemá-ticos del amplificador clase E, considerando el interruptor ideal y los parásitos del interruptor, han sido reportados en la literatura.

La tendencia actual con respecto a la miniaturización de los sistemas, lo planteado an-teriormente y el gran desarrollo que están teniendo los dispositivos semiconductores de poten-cia (DSEP’s), ha forzado a los fabricantes a obtener nuevas tecnologías y con ello mejores características lo cuál ha requerido una evaluación previa del desempeño de dichos dispositi-vos mediante pruebas experimentales y simulaciones.

El desarrollo de ésta tesis plantea principalmente dos problemas: primero, desarrollar el análisis matemático del amplificador clase E considerando los elementos parásitos del disposi-tivo de potencia (resistencia de encendido y capacitancia de salida); y segundo evaluar el des-empeño del amplificador clase E utilizando diferentes DSEP’s, siendo dos de éstos un MOS-FET y un IGBT convencional, los otros dos dispositivos son de reciente aparición en el mer-cado como el CoolMOSTM y el IGBT de alta velocidad.

Introducción xiii

El objetivo general de esta tesis de Maestría es el análisis, teórico y experimental, del desempeño del amplificador clase E en conmutación suave ante diferentes condiciones de ope-ración, utilizando como interruptores diferentes dispositivos semiconductores de potencia co-mo: el MOSFET convencional, Super Junction MOSFET, IGBT convencional e IGBT de alta velocidad.

Como objetivos particulares se plantean los siguientes: • Estudio de las características de los dispositivos semiconductores de potencia:

MOSFET convencional, Super Junction MOSFET, IGBT convencional e IGBT de alta velocidad.

• Análisis matemático y diseño del amplificador clase E conmutado a voltaje cero. • Manejo eficaz de los interruptores en altas frecuencias. • Verificación experimental del amplificador clase E conmutado a voltaje cero, con

los diferentes dispositivos semiconductores de potencia. • Estudio comparativo de los dispositivos semiconductores de potencia y desempeño

del amplificador por medio de gráficas de salida Para solucionar los problemas planteados, ésta tesis se ha organizado de la siguiente

manera: En el capítulo 1 se presenta la estructura de cada dispositivo para ver las diferencias

tecnológicas entre ellos y de esta manera entender su funcionamiento, además se presenta un estudio de las características estáticas y dinámicas de los mismos, haciendo especial énfasis en sus elementos parásitos.

El capítulo 2 se dedica al estudio del ACE, en donde se puede ver que su estructura cuenta con pocos componentes, también se analiza el principio de funcionamiento y principa-les aplicaciones, así mismo se hace referencia a los trabajos existentes en la literatura de algu-nos desarrollos matemáticos realizados a la fecha.

El desarrollo matemático del ACECVC se lleva a cabo en el capítulo 3 basado en [32,40], en seguida se hace un programa de computo para el diseño del mismo.

En el capítulo 4 se llevan a cabo las simulaciones, en PSpice, del ACE con cada uno de los dispositivos, es importante mencionar el uso de modelos de Infineon Technologies de los dispositivos semiconductores de potencia.

En el capítulo 5 se presentan los resultados experimentales, así como una comparación entre éstos y los resultados de la simulación.

Para finalizar se presentan las conclusiones, recomendaciones y trabajos futuros en el capítulo 6.

1. Estudio de los dispositivos semiconductores de potencia En este capítulo se presenta un estudio de los dispositivos semiconductores de potencia

a utilizar, desde su construcción, principio de funcionamiento, principales características está-ticas y dinámicas, hasta sus más recientes aplicaciones. También se presentan algunas aplica-ciones en donde se compara el desempeño de los mismos.

1.1. Introducción Los dispositivos semiconductores de potencia juegan un papel muy importante en la

regulación y distribución de la potencia y energía en el mundo. Según algunas estimaciones, más del 60 % de toda la energía utilizada en los Estados Unidos fluye a través de por lo menos un dispositivo de potencia. Consecuentemente, el funcionamiento de los convertidores elec-trónicos de potencia e interruptores, tienen un impacto significativo en el uso eficiente de la electricidad.

En el área de electrónica de potencia, se requiere del constante mejoramiento de las características de los dispositivos semiconductores de potencia, para perfeccionar el funcio-namiento de los sistemas en términos de eficiencia, tamaño y peso. Lo que significa que tales dispositivos deben funcionar de manera parecida a un interruptor ideal, el cual tiene las si-guientes características: cero resistencia o cero caída de voltaje directo en estado de encendi-do, resistencia infinita en estado de apagado y velocidad infinita.

Algunas de las aplicaciones de los dispositivos semiconductores de potencia se mues-tran en la Figura 1.1, donde los rectángulos indican la corriente y el voltaje de bloqueo nomi-nal requeridos para satisfacer las necesidades de los sistemas. En esta figura, se puede ver el amplio rango de corriente y voltaje de bloqueo que abarcan los dispositivos [1] .

1.2. Características de los dispositivos semiconductores de potencia Existe una gran variedad de tecnologías de interruptores de estado sólido para realizar

las funciones de conmutación. Las características deseables de tales dispositivos semiconduc-tores de potencia son las siguientes:

• Alta capacidad de bloqueo. • Alta densidad de corriente. • Tiempos de conmutación cortos. • Facilidad de control.

Estudio de los dispositivos semiconductores de potencia 2

Figura 1.1. Aplicaciones de los dispositivos semiconductores de potencia [1] .

• Robustez al corto circuito. • Estabilidad térmica. • Confiabilidad. • Costos bajos. Un solo dispositivo no puede satisfacer todos los requisitos al mismo tiempo, por lo

que se han desarrollado semiconductores de potencia cuyas características se adaptan a los diferentes tipos de aplicación. Sin embargo, todos los dispositivos de potencia tienen una pro-piedad en común que los distingue de los demás componentes electrónicos: disponen en su estructura de una capa gruesa y con un dopado muy bajo para soportar los altos voltajes de bloqueo. Además, todos los semiconductores de potencia tienen una estructura vertical que permite un mejor aprovechamiento de la superficie, una mejor distribución de la corriente, disminución de la resistividad de las capas y como consecuencia, disminución de las pérdidas en conducción [2] .

HVDC

Trac

ción

Con

trol

de

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ores

Controladores de despliegue

Aut

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ica

del

auto

mov

il

Circuitos de tele-comunicaciones

10 100 1000 10000

0.01

0

.1

1

1

0

1

00

1000

Voltaje nominal de bloqueo del dispositivo [V]

Cor

rien

te n

omin

al d

el d

ispo

sitiv

o [A

]


Cuando se usan tecnologías de interruptores de estado sólido, el diseñador debe selec-cionar el más conveniente a la aplicación con la mínima pérdida de eficiencia. La selección involucra, consideraciones tales como: voltaje máximo de bloqueo, corriente máxima de con-ducción, velocidad de conmutación, circuitos de control y protección, carga y efectos de tem-peratura.

1.3. Dispositivos semiconductores de potencia clásicos Los diodos de potencia fueron introducidos en la década de los 50 con fines comercia-

les. Inicialmente estos dispositivos cubrían aplicaciones, como fuentes de alimentación con-mutada y electrónica del automóvil, que requerían bajos voltajes de bloqueo. Después se fa-bricaron dispositivos con altos voltajes de bloqueo, para cubrir aplicaciones tales como el con-trol de motores.

Los tiristores dieron origen al gran desarrollo de la electrónica de potencia. Están com-puestos básicamente por la unión de un transistor npn y un transistor pnp, conectados en modo de retroalimentación regenerativa, el cual es puesto en conducción mediante un pulso de co-rriente en la compuerta.

El transistor bipolar de potencia, es un dispositivo controlado por corriente, en donde la magnitud de la corriente de colector es determinada por la corriente de base. Debido a proble-mas tales como bajas ganancias de corriente, segunda ruptura y almacenamiento de cargas, los transistores bipolares han sido desplazados por los MOSFET de potencia en aplicaciones de bajo voltaje y por los IGBT en aplicaciones de voltajes medios.

En la Figura 1.2 se muestra la estructura interna del diodo de potencia, tiristor y tran-sistor bipolar [3] .

1.4. Dispositivos semiconductores de potencia modernos

1.4.1. MOSFET de potencia convencional La tecnología FET (Transistor de Efecto de Campo) fue inventada en 1930, 20 años

antes que el transistor bipolar. El primer FET fue construido en la década de los 50, mientras que el MOSFET ha estado disponible a partir de mediados de 1970. Tales dispositivos tienen una función similar a los transistores bipolares, pero con una estructura y principio de funcio-namiento diferente. En realidad las características de funcionamiento de los MOSFETs son superiores a las de los transistores bipolares en cuanto a tiempos de conmutación más rápidos, circuitos de control sencillos, ausencia del mecanismo de falla de segunda ruptura, habilidad para ser paralelados, ganancia estable y tiempo de respuesta en un amplio rango de temperatu-ra [4] .

El MOSFET de potencia ha ganado popularidad y ha llegado a ser el dispositivo de conmutación dominante en la electrónica de potencia desde 1975. Su rápida velocidad de conmutación ha extendido las frecuencias de conmutación en la conversión de potencia del rango de 20 kHz de los transistores bipolares por arriba de los 100 kHz en conmutación dura. Con técnicas de conmutación suave tales como conmutación a voltaje cero (CVC) y conmuta-ción a corriente cero (CCC), la frecuencia de conmutación puede exceder los MHz [5] .


a) b) c)

Figura 1.2. Semiconductores de potencia: a) Diodo b) Tiristor c) Transistor bipolar.

1.4.1.1. Estructura interna del MOSFET La Figura 1.3, muestra la estructura de un MOSFET de canal n, la cual es una estructu-

ra de doble difusión con compuerta horizontal a la superficie y flujo vertical. Consta de un sustrato altamente concentrado (n+), sobre el que se expande una capa epitaxial (n-) y dos difu-siones sucesivas, una zona p- en la cual se genera el canal con una polaridad adecuada y una n+ dentro de la cual se define la fuente. La terminal de compuerta está eléctricamente aislada del cuerpo de silicio por una capa delgada de dióxido de silicio

Con la finalidad de incrementar el desempeño del MOSFET, se creó la tecnología TrenchMOS, en la cual la estructura de la compuerta en lugar de ser paralela a la superficie del encapsulado, se construye en una trinchera perpendicular a la misma, ocupando menor espacio y haciendo el flujo de corriente de canal en dirección vertical. Tales transistores ofrecen un 50 % en la reducción del área para la misma RDS(on), o un 35% en reducción del área, mante-niendo la misma capacidad de manejo de corriente

1.4.1.2. Principio de funcionamiento Cuando no se polariza la compuerta, la fuente n+ y el drenaje n están separados por la

zona p y no existe flujo de corriente (el transistor está apagado). Un voltaje positivo aplicado a la compuerta de un MOSFET tipo n, crea un campo

eléctrico en la región del canal debajo de la compuerta cerca de la terminal de la fuente. Debi-do a que el nivel de dopado de la región tipo p es suficientemente bajo, la carga efectiva se convierte localmente en un material tipo n, con exceso de electrones. Cuando el voltaje com-puerta-fuente aumenta, el efecto de inversión se extiende a través de la región de la compuerta. A un voltaje especifico de umbral Vth, se forma completamente un canal tipo n entre la fuente y el drenaje, el cual proporciona una ruta para la corriente.

p+

n+

n-

n+

n-

p+

p

n+

n+

n+

n-

p

Ánodo

Cátodo

Cátodo

Ánodo

Emisor Base Base

Colector

Compuerta Compuerta


Figura 1.3. Estructura del MOSFET con compuerta plana.

1.4.1.3. Principales características Las principales características del MOSFET son: • Dispositivo con alta impedancia de entrada, controlado por voltaje y de fácil con-

trol. • Dispositivo semiconductor unipolar (portadores mayoritarios), no presenta el pro-

blema de almacenamiento de cargas, por lo tanto trabaja a más altas frecuencias de conmutación que los transistores bipolares.

• Dispositivo con mayor área de operación segura que los transistores de unión bipo-lar (BJT).

• El coeficiente positivo en la temperatura de la resistencia indica que un MOSFET es estable ante fluctuaciones de la temperatura, proporciona su propia protección contra fugas térmicas y segunda ruptura. Otro beneficio de esta característica es que el MOSFET puede ser puesto fácilmente en paralelo.

1.4.1.4. Resistencia intrínseca del MOSFET En la Figura 1.4 se muestra la estructura del MOSFET convencional de potencia, con

las partes más importantes que contribuyen a la resistencia de encendido drenaje-fuente RDS(on), tal resistencia es un parámetro importante en la determinación de la corriente nominal y las pérdidas por conducción.

n+

p

n-

n+

Dióxido de silicio

Drenaje

Fuente Compuerta


Figura 1.4. MOSFET con resistencias intrínsecas.

En aplicaciones de bajo voltaje, los MOSFET de potencia ofrecen una resistencia en estado de encendido extremadamente baja y se aproxima al interruptor ideal deseado, mientras que en aplicaciones de alto voltaje los MOSFETs presentan altas resistencia en estado de en-cendido, ya que la relación existente entre la resistencia de encendido y el voltaje de ruptura está dada de la siguiente forma RDS(on) α VDSS 2.6 dando como resultado bajas eficiencias debi-do al aumento de las pérdidas de conducción.

Un MOSFET de potencia está construido con un gran número de células conectadas en paralelo con la finalidad de reducir la resistencia total. El número de células varía de acuerdo a las dimensiones del chip, mientras más grande sea el área, más baja es la resistencia de encen-dido, pero al mismo tiempo mas grande es la capacitancia parásita y es peor su funcionamiento en conmutación [6].

La Tabla 1.1 muestra la contribución de cada una de las resistencias, la zona de deriva o zona epitaxial Repi es la que más aporta mientras más grande es el voltaje.

Tabla 1.1. Distribución de las resistencias en el MOSFET.

RDS(on)

Resistencia Valor en % (VDS ≈ 30 V)

Valor en % (VDS ≈ 300 V)

Rs Resistencia de la fuente 7 0.5

Rn Resistencia en la región n+ 6 0.5

Rch Resistencia del canal 28 1.5

Ra Resistencia entre el canal y la región del JFET 23 0.5

Repi Resistencia de la región epitaxial 29 96.5

Rsus Resistencia del sustrato 7 0.5

n+

p

n-

n+

Dióxido de silicio

Dren

Rsus

Repi

Ra Rch Rn

Rs


La resistividad de la zona epitaxial n- determina el voltaje de ruptura de un MOSFET. Para incrementar el voltaje de ruptura de un MOSFET, el espesor de la región epitaxial n- se debe incrementar, pero se requiere de un área de silicio A grande para mantener la misma re-sistencia de encendido RDS(on), debido a la clásica relación R α 1/A. Lo anterior trae como consecuencia un incremento en el costo del dispositivo.

1.4.1.5. Capacitancias parásitas del MOSFET de potencia El circuito equivalente de la Figura 1.5 muestra los elementos parásitos más importan-

tes que afectan el funcionamiento del MOSFET de potencia en conmutación. En aplicaciones de conmutación de alta velocidad, los parámetros más importantes son las capacitancias pará-sitas del dispositivo. Los capacitores CGS y CGD corresponden a la actual geometría del dispo-sitivo mientras que el capacitor CDS es la capacitancia base-colector del diodo del transistor bipolar parásito. El capacitor CGS está formado por el traslape de la fuente y la región del canal del electrodo de la compuerta. Su valor está definido por la actual geometría de las regiones y permanece constante (lineal) bajo diferentes condiciones de operación. El capacitor CGD es el resultado de dos efectos. Parte de esto es el traslape de la región del JFET y el electrodo de compuerta más la capacitancia de la región de deriva o epitaxial la cuál es no-lineal. La capa-citancia equivalente CGD es función del voltaje drenaje-fuente del dispositivo. El capacitor CDS también es no-lineal, dado que es la capacitancia de unión del diodo del BJT parásito [7].

Desafortunadamente, ninguno de los valores de los capacitores mencionados es defini-dos en las hojas de datos del fabricante. Sus valores son dados indirectamente por los valores de los capacitores CISS, CRSS y COSS, y son calculados por medio de las siguientes ecuaciones.

• Capacitancia drenaje-fuente: CDS = COSS - CRSS • Capacitancia compuerta fuente: CGS = CISS - CRSS • Capacitancia compuerta-drenaje: CGD = CRSS Las capacitancias mencionadas deben ser consideradas para optimizar cualquier diseño

de conversión de potencia. El valor de dichas capacitancias varía de manera no lineal con el voltaje drenaje-fuente (ver Figura 1.6). Lo que trae como resultado análisis más complejos.

Figura 1.5. Circuito equivalente del MOSFET en conmutación.

CDS

RGI

LS

CGS

LD

CGD

Drenaje

Fuente

Compuerta


Figura 1.6. Variación de las capacitancias parásitas en el MOSFET convencional.

En algunos circuitos como el amplificador clase E (CVC), la capacitancia de salida Co-ss influye directamente en su análisis y diseño. En muchos de los análisis que se han realizado de este amplificador, se considera constante dicha capacitancia, sin embargo es de reciente interés el estudio de la respuesta de este amplificador con la capacitancia en parásita, la cual depende del voltaje drenaje-fuente según la siguiente expresión:

bi

DSS

OOSS

VV

CC

+=

1

(1.1)

1.4.2. Super-Junction MOSFET Una nueva clase de dispositivo de alto voltaje, llamado Super-Junction MOSFET fue

introducido recientemente, con características de conducción superiores que superan las limi-taciones de la alta resistencia de encendido de los MOSFET de potencia. Los fabricantes que desarrollaron esta tecnología, Infineon Technologies, llamaron al nuevo componente Cool-MOSTM.

En conversiones de potencia de alta frecuencia, las pérdidas de conmutación se redu-cen o eliminan a través de técnicas de conmutación suave, pero la caída de voltaje del disposi-tivo impone pérdidas inherentes que no pueden ser reducidas a través del diseño del circuito. El CoolMOSTM, actualmente considerado como un dispositivo de ruptura, fue desarrollado para reducir la caída de voltaje o la resistencia de encendido en aplicaciones de alto voltaje [8]

1.4.2.1. Estructura y principio de funcionamiento La tecnología del CoolMOSTM está basada en el principio de compensación, a través de

la inserción de bandas verticales tipo p en la zona de deriva, como se muestra en la Figura 1.7. Esto permite un incremento en el dopado de la misma, reduciendo su resistencia hasta obtener una relación proporcional entre RDS(on) y el voltaje de ruptura (Figura 1.8), la capacidad de bloqueo de alto voltaje puede obtenerse en ambas direcciones vertical y horizontal con una

Voltaje drenaje-fuente [V]

Cap

acita

ncia

en

[pF]

1 10 100 1000

10000 1000 100 10 1

CISS

Coss CRSS


estructura de tres dimensiones (3-D). Esto resulta en una considerable reducción de la resis-tencia de encendido específicamente en los MOSFET de alto voltaje [9] .

Figura 1.7. Estructura del CoolMOSTM. Figura 1.8. Resistencia de encendido por área contra voltaje de ruptura.

1.4.2.2. Principales características Con la tecnología del CoolMOSTM se pueden obtener los siguientes beneficios:

• Reducción de la resistencia de encendido en un factor de cinco para la misma área y el mismo voltaje de bloqueo, por lo tanto las pérdidas de potencia basadas en la conduc-ción son reducidas y como consecuencia la generación de calor, incrementando la efi-ciencia del sistema y dando lugar a un aumento en el manejo de la potencia de salida.

• Reducción del área activa para la misma potencia, permitiendo el uso de encapsulados más pequeños y dando lugar a diseños menos voluminosos.

• Reducción de las capacitancias parásitas y consecuentemente mejora en el comporta-miento dinámico del dispositivo

• Altas densidades de corriente, área de operación segura casi rectangular y capacidad de corto circuito

• Los principales campos de aplicación del CoolMOSTM son las fuentes de alimentación conmutadas, balastros electrónicos para lámparas y el control de motores eléctricos. En el CoolMOSTM, la capacitancia de salida tiene una variación más amplia con res-

pecto al voltaje drenaje-fuente. Por ejemplo en un dispositivo de 600 V, la capacitancia dismi-nuye de 7000 a 60 pF, dos ordenes en magnitud, cuando el voltaje drenaje-fuente incrementa de 0 a 300 V [10]

0 200 400 600 800 1000

0

4

8

1

2

16

20

Voltaje de ruptura [V]

RD

S(on

) * A

[Ω *

mm

2 ]

CoolMOSTM

MOSFET n+

P+

P

n+

n


1.4.3. El Transistor Bipolar de Compuerta Aislada El transistor bipolar de compuerta aislada (IGBT) es un dispositivo de potencia, que

combina las características de entrada de un MOSFET con las características de salida de un Transistor bipolar. Por un lado presentan bajas pérdidas de conducción, voltaje de encendido y densidad de corriente de los BJT y, por otro lado tienen altas velocidades de conmutación, así como alta impedancia de entrada, velocidad de encendido y control por voltaje similares a un MOSFET de potencia. Los IGBT están sustituyendo a los MOSFET de potencia en aplicacio-nes de alto voltaje, donde las pérdidas de conducción se deben mantener bajas. Con conmuta-ción a corriente cero, o técnicas de conmutación resonante, el IGBT puede trabajar en el rango de los cientos de kHz. Si bien, las velocidades en el encendido son muy rápidas, el apagado de un IGBT es más lento que un MOSFET, ya que presenta una corriente en el tiempo de bajada o “cola de apagado”, la cual restringe la operación del dispositivo a frecuencias moderadas (< 50 kHz) en aplicaciones de conmutación dura.

1.4.3.1. Estructura del IGBT La Figura 1.9 muestra la estructura de un IGBT, la cual es similar a la de un MOSFET

de potencia de doble difusión con compuerta horizontal a la superficie y flujo vertical, mar-cando la principal diferencia el sustrato en el inicio del material. Un MOSFET tiene un sustra-to tipo n+ mientras que el sustrato de un IGBT es del tipo p+, formando una unión pn respon-sable de la inyección de cargas y la modulación de la conductividad en la zona n-, lo cual su-pera los efectos de las altas resistencias de la región epitaxial n- y, consecuentemente aumenta la densidad de corriente del dispositivo y disminuye la caída de voltaje en estado de conduc-ción [11].

Rs es la resistencia parásita de la región del emisor p+. La corriente que fluye a través de esta resistencia puede resultar en un voltaje a través de la unión base emisor del transistor npn, y si este voltaje es mayor a cierto voltaje de umbral, el transistor npn empezará a condu-cir generando un flujo de corriente en el transistor pnp y dando lugar a un proceso regenerati-vo hasta que ambos transistores estén en saturación. De aquí resulta el efecto no deseado de amarre en el dispositivo, en forma similar al rectificador controlado de silicio (SCR). El diseño del dispositivo está optimizado para direccionar las corrientes dentro del mismo y mantener el voltaje a través de Rs bajo para evitar el efecto amarre de la estructura pnpn parásita.

Por otro lado, el sustrato p+, la capa epitaxial n- y el emisor p+ forman un transistor BJT parásito tipo pnp, en donde la capa n- actúa como una región de base amplia. La estructura del dispositivo que se muestra en la Figura 1.9, proporciona una idea del origen de la corriente de apagado. Los portadores minoritarios se concentran en la base donde se modula la conductivi-dad de la misma. Cuando el dispositivo se apaga, estos portadores no tienen una ruta de co-rriente para salir del dispositivo. Después de la expansión de la zona de carga espacial, la re-combinación es el único camino para eliminar la carga almacenada, resultado de la concentra-ción del exceso de portadores.


Figura 1.9. Estructura del IGBT con su circuito equivalente.

1.4.3.2. Principio de funcionamiento Cuando se aplica un voltaje de compuerta mayor que el voltaje de umbral (Vth), los

electrones son atraídos de la región p+ hacia la superficie debajo de la compuerta. Estos elec-trones atraídos invertirán la región del cuerpo de p+ para formar un canal n, dando lugar a una trayectoria para que las cargas fluyan entre la fuente n+ y la región de deriva n-. El flujo de corriente de colector a emisor debe pasar a través de la unión pn, formada por el sustrato p+ y la capa epitaxial n-. Formándose una caída de voltaje similar a la unión de un diodo polarizada directamente, resultando en un offset de voltaje en la característica de salida del dispositivo.

Cuando se aplica un voltaje positivo a la terminal del ánodo del IGBT, el emisor de la sección del BJT está a un mayor potencial que el colector. Portadores minoritarios (huecos) son inyectados del emisor (región p+) en la base (región de deriva n-). Como el voltaje de pola-rización del emisor del BJT aumenta, la concentración de los huecos inyectados aumenta tam-bién. La concentración de los huecos inyectados excederá eventualmente el nivel de dopado de la región de deriva n-; presentándose por lo tanto el fenómeno de la modulación de la conduc-tividad. Los portadores inyectados reducen la resistencia de la región de deriva n-, y como re-sultado, los huecos inyectados se recombinan con los electrones que fluyen de la fuente para generar la corriente de ánodo (estado de encendido).

Cuando un voltaje negativo es aplicado en la terminal del ánodo la unión emisor-base es polarizada inversamente y la corriente es reducida a cero. Una caída de voltaje grande apa-rece en la región de deriva n- puesto que la capa de deflexión se extiende en esa región princi-palmente [12].

n+

P+

n-

P+

Dióxido de silicio

Colector

Emisor Compuerta

Rmod

Rs


El voltaje de compuerta del MOSFET controla la acción de conmutación del IGBT. El apagado tiene lugar, cuando el voltaje de compuerta es menor que el voltaje de umbral (Vth). La capa de inversión de la superficie del cuerpo p+ debajo de la compuerta no se puede mante-ner y por lo tanto no hay corriente de electrones disponibles en el canal del MOSFET mientras los portadores minoritarios restantes (huecos) requieren algo de tiempo para ser removidos o extraídos.

La velocidad de conmutación del IGBT, depende del tiempo que se tarda en remover la carga almacenada en la región de deriva n-, que fue almacenada durante el estado de conduc-ción de la corriente (encendido del IGBT).

1.4.3.3. Principales características del IGBT Las principales características del IGBT son las siguientes:

• Libre del efecto de amarre dentro del área segura de operación, debido a un estratégico procedimiento de optimización del dispositivo.

• Optimización de la geometría y niveles de dopado para minimizar el voltaje de encen-dido, velocidad de conmutación y lograr otras variaciones paramétricas clave.

• Alta densidad de corriente. • Falta de conducción inversa (o unidireccional en corriente), dado que el IGBT tiene

una estructura de cuatro capas. • Alta impedancia de entrada, puesto que la compuerta de un IGBT está eléctricamente

aislada del resto del chip por medio de una capa delgada de SiO2. • Control del dispositivo por voltaje y posibilidad de aplicar controladores simples de

compuerta dando lugar a excelentes eficiencias en el control de la misma. • Posibilidad de sustituir el MOSFET por un IGBT y aumentar la eficiencia y/o reducir

el costo de la aplicación. Un IGBT tiene un área de silicio considerablemente menor que un MOSFET de similares características. El costo del dispositivo está relacionado con el área de silicio, por lo tanto el área reducida del silicio hace al IGBT una mejor solución en cuanto al costo.

1.4.3.4. Velocidad de conmutación del IGBT Hasta hace poco tiempo la característica que limitaba al IGBT para ser utilizado en una

gran cantidad de aplicaciones, fue su velocidad de apagado relativamente lenta comparado con el MOSFET convencional. Mientras que el encendido de un IGBT es bastante rápido, su tiem-po de apagado es lento, debido a la gran cantidad de portadores almacenados en la región de deriva n- .

El apagado de un IGBT tiene dos fases: una fase de inyección donde la corriente de co-lector cae rápidamente, y una fase de recombinación en donde la corriente de colector dismi-nuye lentamente como se muestra en la Figura 1.10.


Figura 1.10. Corriente de apagado de un IGBT.

1.4.3.5. Tecnologías de fabricación del IGBT Actualmente se fabrican varios tipos de tecnologías de IGBT: la estructura PT (Punch-

Through) o IGBT con estructura no homogénea, la estructura NPT (Non Punch-Through) o IGBT con estructura homogénea y recientemente, la estructura FS (Field-Stop) o SPT (Soft-Punch-Through), según el fabricante. A) IGBT tipo PT (Punch-Through)

En esta tecnología de fabricación, el dispositivo es construido en un sustrato grueso ti-po p+ (300 µm). La región n- con un dopado muy bajo es obtenida a través de crecimiento epi-taxial. En la Figura 1.11a se puede apreciar una capa delgada n+ llamada buffer que limita la expansión de la región de carga de espacio en estado de bloqueo (efecto Punch-Through). El IGBT tipo PT genera bajas pérdidas por conducción a través de un coeficiente de emisor alto del BJT interno y bajas pérdidas por conmutación por medio de un tiempo de vida de los por-tadores muy reducido. Esto resulta por un lado en un campo eléctrico de forma trapezoidal, el aumento de la velocidad de conmutación y disminución de la posibilidad del efecto amarre, por otro lado se incrementa la caída de voltaje colector-emisor del dispositivo. B) IGBT tipo NPT (Non Punch-Through)

En esta tecnología de fabricación el dispositivo es construido en un sustrato homogé-neo de tipo n- ligeramente dopado (220 µm). El emisor se realiza por implantación de una capa p+ delgada y de dopado bajo (emisor transparente) en la parte posterior del sustrato (Figura 1.11b). Por lo tanto en el IGBT homogéneo se realiza la modulación de la resistencia de base a través de un bajo coeficiente de emisor, en combinación con un tiempo de vida alto de los por-tadores, dando como resultado directo alta velocidad de apagado, además de proporcionar un bajo voltaje de colector-emisor de encendido [14]. C) IGBT tipo FS (Field-Stop)

Con la tecnología del FS IGBT se logra disminuir aun más el espesor del chip (120 µm), a través de la inserción de una capa n+ (búffer) al igual que en una estructura Punch-Through. De esta forma se reducen las pérdidas por conducción del dispositivo con la reduc-

Porcion de apagado del MOSFET

Porción de apagado del transistor BJT

Tiempo de apagado

Tiempo

Cor

rien

te d

e co

lect

or (

A )


ción del VCE(sat) y las pérdidas en el apagado del mismo con la reducción de la cola de apaga-do.

a) b) c)

Figura 1.11. Tecnologías de fabricación: a) PT IGBT b) NPT IGBT c) FS IGBT.

1.4.4. High Speed IGBT (o IGBT de alta velocidad) [15] Los IGBT con tecnología NPT tienen grandes ventajas sobre la tecnología PT y ha in-

crementado su aceptación principalmente en voltajes de ruptura superiores a 1 kV. Infineon Technologies está dando continuidad a esta lógica progresión, fabricando nuevos dispositivos de tecnología NPT a 600 V y dotando a estos dispositivos con mínimas pérdidas dinámicas y gran robustez. Estos dispositivos llamados High Speed IGBTs se han optimizado para trabajar a muy altas frecuencias para aplicaciones en fuentes de alimentación conmutadas y competir de esta forma con los tradicionalmente usados MOSFETs.

1.4.4.1. Estructura En la Figura 1.12 se muestra la estructura de un IGBT de alta velocidad, los espesores

requeridos de la oblea para la fabricación del IGBT con voltajes de bloqueo de 600 V son de aproximadamente 100 µm, lo que representa un enorme cambio en términos de fabricación con respecto a las tecnologías anteriores.

Emisor Compuerta

Colector

Emisor Emisor

Colector Colector

Compuerta Compuerta

n+ n+ n+

P+ P+ P+

n- n- n-

n+ n+

P+

P+ P+


Figura 1.12. Tecnología de fabricación del IGBT de alta velocidad.

1.4.4.2. Principales características Con la nueva tecnología NPT para el High Speed IGBT se logran obtener los siguien-

tes resultados: • Pérdidas reducidas en el apagado por un factor de 3.5 comparado con la tecnología PT,

debido a que los tiempos de bajada de la corriente son significativamente menores a 50 ns y virtualmente no existe corriente de apagado. Ésto se logra ajustando la implanta-ción del emisor p para obtener una baja eficiencia del mismo y disminuir la concentra-ción de portadores en el estado de encendido en el límite de la capa n-.

• Voltaje de saturación reducido por debajo de los 2 V, con una baja eficiencia de emisor • Voltaje de umbral reducido de 5.5 V a un valor típico de 4 V. • Coeficiente de temperatura positivo de 3 mV/°C, un requisito básico para el paralelado

de estos dispositivos. • Ausencia del efecto de amarre y alto grado de protección al corto circuito, altas densi-

dades de corriente y menor área del dispositivo.

1.4.4.3. Nuevos campos de aplicación del High Speed IGBT Los IGBT y MOSFET de potencia han desplazado completamente a los transistores bi-

polares en aplicaciones donde es necesario tener interruptores a altos voltajes y altas velocida-des. Mientras los IGBT dominaron por mucho tiempo el área de las bajas velocidades de con-mutación (< 50 kHz) y en la actualidad los IGBT de alta velocidad, debido a sus excelentes características, empiezan a competir con los MOSFETs precisamente en sus tradicionales campos de aplicación como lo son las fuentes de alimentación conmutadas [15].

Colector

n+

P+

n-

P+

Emisor Compuerta


1.4.5. Comparación de los DSEP A continuación se muestran algunas comparaciones que se han realizado en distintas

aplicaciones, para poder evaluar el desempeño del MOSFET de potencia convencional, del IGBT en sus diferentes tecnologías y del CoolMOSTM.

En la Figura 1.13, se muestra la capacidad de corriente contra frecuencia de conmuta-ción de un IGBT de alta velocidad, un CoolMOSTM y un MOSFET convencional, para aplica-ciones con condiciones de conmutación encontradas generalmente en convertidores single-ended convencionales. La capacidad de corriente, describe la corriente rms del interruptor que puede ser manejada por mm2 de área del dispositivo a una frecuencia particular del mismo. Debido a que el IGBT tiene capacidad superior de conducción de corriente, ha ganado gran aceptación en los tradicionales campos de aplicación de los sistemas de control [15].

Figura 1.13. Densidad de corriente contra frecuencia de conmutación.

En [15] se hace una comparación en cuanto a las pérdidas se refiere, entre un MOSFET convencional y un IGBT de alta velocidad con área idéntica, dentro de un convertidor flyback con una frecuencia de conmutación de 100 kHz, que es una de las topologías más comunes para fuentes de alimentación conmutadas a 250 W o más.

La Figura 1.14 muestra que las altas pérdidas en el apagado del IGBT, son más que compensadas por la drástica reducción de las pérdidas en estado de encendido. Las pérdidas totales del IGBT apenas alcanzan la mitad de las pérdidas totales del MOSFET convencional.

En [16] se construyó un circuito resonante para encender una lámpara fluorescente y evaluar el desempeño de diferentes dispositivos semiconductores (Figura 1.15). Tales disposi-tivos son: BJT de potencia, MOSFET convencional, IGBT y un dispositivo híbrido (MOS-Bipolar). Las principales características de los dispositivos a evaluar, obtenidas de las hojas de datos del fabricante se muestran en la Tabla 1.2.

0.1 1 10 100 1000

2.5 2.0

1.5

1.0

0.5

0.0

IGBT 25°C

IGBT 150°C

CoolMOSTM 25°C

CoolMOSTM 150°C

MOSFET 25°C

MOSFET 150°C

Frecuencia en kHz

Cor

rien

te r

ms/á

rea

del c

hip

[A /m

m2 ]


1 23

4

MOSFET

IGBT

PérdidasApagado

PérdidasConducción

PérdidasTotales

Areamm 2

0

2

4

6

8

10

12

MOSFET

IGBT

Figura 1.14. Comparación de las pérdidas de un MOSFET y un IGBT en un convertidor flyback.

Tabla 1.2. Características de los dispositivos utilizados.

Dispositivo Valores nominales NB(cm-3) Área (cm2) J (A/cm2) τHL

BJT de potencia 800 V, 6 A 2*1014 0.025 240 12

MOSFET de potencia 600 V, 6 A 3*1014 0.111 54 2

IGBT 600 V, 6 A 5*1013 0.040 150 0.12

Dispositivo híbrido 600 V, 8 A 2.7*1014 0.028 215 8.5

Figura 1.15. Balastro electrónico construido.

La Tabla 1.3 muestra los resultados obtenidos de tal evaluación en función de la ener-gía disipada por los dispositivos, en donde se puede observar que el mejor dispositivo resultó ser el MOSFET convencional.

Q2

F=45 kHz,D=40%

0.1uF

0.01uF

Q1

D2

G1

G2

VBUS=400 V

D1

2.25mH

500 Ω


Tabla 1.3. Pérdidas de energía en los dispositivos.

BJT MOSFET Pérdidas µJ/ciclo Medidas Saber Medidas Saber

Conducción 0.1 0.1 0.2 0.2

Apagado 3.7 3.0 2.2 1.8

Encendido 3.8 3.1 2.4 2.0

IGBT Híbrido Pérdidas µJ/ciclo Medidas Saber Medidas Saber

Conducción 1.4 1.9 0.2 0.1

Apagado 2.2 2.1 5.0 6.5

Encendido 3.6 4.0 5.2 6.6 En [17] se evalúa el desempeño de IGBTs de ambas tecnologías (PT y NPT), con el

MOSFET de potencia de características similares. Para lograr esto se construyó un convertidor reductor, con un voltaje de entrada de 385 Vcd y un voltaje de salida de 15 Vcd, con una po-tencia variable de 30 a 200 W a una frecuencia de operación de 150 kHz. El diagrama de dicho circuito se muestra en la Figura 1.16, y los resultados correspondientes en la Figura 1.17.

Figura 1.16. Circuito de potencia del convertidor reductor a 150 kHz.

Figura 1.17. Eficiencia del convertidor reductor a 150 kHz.

Frecuencia de conmutación 150 kHz

D4

+ 15V Flotado

R1

C1 +15V

R2

+15V

0V

200W

L1

Control

D3

Control

D2

+385V

0

D1

100 90 80

70

60 50

0 20 40 60 80 100 120 140 160 180 200

Potencia de salida [W]

Efic

ienc

ia [%

]

MOSFET

PT IGBT

NPT IGBT


La Figura 1.17 muestra que el MOSFET tiene un mejor desempeño si el único criterio usado para determinar al ganador es la eficiencia. Por otro lado, si se considera el costo de los dispositivos, el IGBT NPT es la mejor solución, puesto que tiene menor área de silicio y el costo del dispositivo es altamente dependiente del área del mismo.

1.4.6. Dispositivos seleccionados para el análisis comparativo Debido a que la compañía Infineon Technologies está desarrollando tecnologías de

vanguardia para dispositivos de potencia como el CoolMOSTM y el High Speed IGBT, se es-cogieron los dispositivos de este fabricante para compararlas contra las estructuras convencio-nales en una aplicación específica.

En la Tabla 1.4 se muestra el resumen de las principales características de los disposi-tivos a utilizar en el desarrollo de este trabajo de tesis.

Tabla 1.4. Características de los dispositivos a utilizar.

Características Símbolo Definición de parámetros

MOSFET CoolMOS IGBT HS-IGBT Unidad

V(BR)DSS

V(BR)CES Voltaje de bloqueo drenaje-fuente Voltaje de bloqueo colector-emisor

600 600

600

600 [V]

VGS(th)

VGE(th) Voltaje de umbral de la compuerta 3 4.5

4

4

[V]

ID

IC Corriente continua de drenaje Corriente continua de colector

12 11

12

12 [A]

IAR Corriente de avalancha 12 11 - - [A]

IDpuls

ICpuls Corriente pulsada de drenaje Corriente pulsada de colector

48 22

24

24 [A]

Ptot Potencia de disipación 180 125 68 68 [W]

Tj Temperatura de operación -55 a +150 -55 a +150 -55 a 150 -55 a +150 [ºC]

EAS Energía de avalancha 930 340 263 190 [mJ]

RDS(on)

VCE(sat) Resistencia de encendido Voltaje de saturación

0.5 0.38 2 2.8 [Ω] [V]

COSS Capacitancia de salida 300 610 38 50 [pF]

Ciss Capacitancia de entrada 2500 1460 350 350 [pF]

QG Carga de la compuerta 200 41.5 32 76 [nC]

A Área del dispositivo 244.50 144 164 88.69 [mm2]

1.5. Resumen En este capítulo se presentó un estudio de los dispositivos semiconductores de potencia

seleccionados para la evaluación de desempeño del amplificador clase E. Dicho estudio com-prende la construcción de tales dispositivos, aspecto muy importante que determina el funcio-namiento de los mismos, así como las características distintivas entre ellos haciéndolos mejo-res o peores dispositivos.


El MOSFET de potencia presenta el problema de la alta resistencia en la región de de-riva o región epitaxial, sin embargo para contrarrestar lo anterior aparecieron en el mercado nuevos dispositivos como el CoolMOSTM y el IGBT de alta velocidad. El primero mediante una alta contaminación de la región de deriva o epitaxial, así como haciendo uso del principio de compensación mediante la inserción de columnas P en la misma región, disminuye en gran medida el valor de la resistencia. Por su parte el IGBT utilizando un sustrato p+ en lugar del sustrato n+ utilizado por el MOSFET, forma una unión pn responsable de la inyección de car-gas y la modulación de la conductividad en la región n-, superando de esta forma los efectos de las altas resistencias, aumentando la densidad de corriente y disminuyendo la caída de voltaje en estado de conducción. Sin embargo tienen el problema de la corriente de apagado generada por el exceso de cargas almacenadas en la región de deriva.

2. Amplificador clase E En este capítulo se hace un estudio del amplificador clase E, en base a fundamentos,

principio de funcionamiento, principales características y sus más recientes aplicaciones. Se reportan también algunos desarrollos matemáticos para el análisis del mismo.

2.1. Introducción La introducción de los conceptos de resonancia y cuasiresonancia en la conversión de

la energía, contribuyó en gran medida a la realización de convertidores con altas eficiencias de funcionamiento. La utilización de un circuito resonante, formado por un inductor y un capaci-tor, genera formas de onda sinusoidales de corriente y voltaje en los dispositivos semiconduc-tores de conmutación, dando lugar a condiciones de conmutación suave en los mismos. Con la utilización de las técnicas de conmutación suave, se pretende que los DSEP’s se enciendan ante condiciones de voltaje cero (CVC) y que se apaguen ante condiciones de corriente cero (CCC). Con estas condiciones se reducen significativamente las pérdidas por conmutación. La técnica de conmutación a voltaje cero (CVC) elimina las pérdidas en el encendido generadas por la capacitancia parásita del MOSFET, haciendo que el voltaje en el dispositivo sea cero justamente antes del encendido, evitando cualquier acumulación de energía en la capacitancia parásita. La CVC también reduce las pérdidas en el apagado gracias a la suave caída del volta-je, reduciendo el traslape entre las formas de onda de corriente y voltaje en el interruptor. La CVC es particularmente atractiva para aplicaciones donde los MOSFETs de potencia e IGBTs rápidos sean usados como interruptores. La técnica de conmutación a corriente cero (CCC) no genera pérdidas en el apagado, forzando a que la corriente en el interruptor sea cero antes de que el voltaje empiece a subir. La CCC es también efectiva para reducir las pérdidas de con-mutación si IGBTs lentos u otros dispositivos semiconductores de portadores minoritarios son usados como interruptores [19].

La Figura 2.1 muestra un comparativo entre las pérdidas que se generan con la conmu-tación dura y la conmutación suave. La conmutación dura en un dispositivo de potencia se define cuando se presenta al mismo tiempo un traslape de corriente y voltaje durante los tran-sitorios de encendido y apagado. Por lo tanto, la conmutación dura de un dispositivo semicon-ductor de potencia se puede presentar tanto en la fase de encendido, (permanece el voltaje de bloqueo, mientras el dispositivo está ya conduciendo corriente), (Figura 2.1a) como en la fase de apagado (permanece la corriente de conducción, mientras el dispositivo está ya bloqueando voltaje), (Figura 2.1b). Con las condiciones anteriores se genera una buena cantidad de pérdi-das, mientras que con las técnicas de conmutación suave se reducen significativamente [20].

Amplificador clase E 22

Encendido Apagado

Dura Pérdidas

Dura Pérdidas

a) b)

CVC Pérdidas

CCC Pérdidas

c) d) Figura 2.1. Comparativo de las pérdidas generadas en conmutación dura y en conmutación suave.

2.2. Amplificador clase E El amplificador clase E (ACE) fue investigado por Gerald Ewing en 1964, y desarro-

llado y patentado por Nathan y Alan Sokal en 1975. Ha tenido gran aceptación debido a su simplicidad y alta eficiencia, y pertenece al grupo de convertidores resonantes ya que cuenta con un circuito resonante serie dentro de su estructura. El amplificador clase E representa una atractiva solución para el diseño de amplificadores a potencias medias con altas eficiencias de conversión de potencia. A frecuencias bajas el amplificador clase E proporciona altas eficien-cias con una mejor linealidad que los amplificadores clase A, clase B, clase C y clase F. Su alta eficiencia es mantenida en un gran rango de potencias de salida. Inicialmente la aplicación del amplificador clase E fue limitada a la banda VHF. Recientemente el rango de funciona-miento del amplificador clase E abarca desde las altas frecuencias (HF) hasta las microondas [21].

2.2.1. Amplificador clase E conmutado a voltaje cero (ACECVC) El circuito básico del ACECVC se muestra en la Figura 2.2. Consta de un dispositivo

semiconductor de potencia funcionando como interruptor, un circuito L0-C0-R resonante serie, un capacitor Cs y un inductor fuente de corriente Lc. El interruptor se enciende y se apaga a la frecuencia de funcionamiento f=ω/(2*π) determinado por el circuito de control de compuerta. La capacitancia de salida del transistor, y la capacitancia parásita del inductor Lc son incluidas en el capacitor paralelo. A altas frecuencias de funcionamiento, toda la capacitancia Cs puede ser sustituida por la capacitancia parásita del dispositivo. La resistencia R representa la resis-

V I

V*I

V I

V*I

V I

V*I

V I

V*I


tencia de carga del circuito. La inductancia Lc se considera infinita con la finalidad de que el rizo de la corriente de la fuente pueda ser despreciado [22].

Figura 2.2. Circuito básico del amplificador clase E [23].

Las características sobresalientes de este amplificador las podemos resumir de la si-guiente manera:

• estructura sencilla, debido a la cantidad reducida de componentes que contiene. • eficiencia, teóricamente del 100 %. • frecuencias de funcionamiento altas, en el rango de los GHz. • bajos esfuerzos de corriente en el dispositivo de conmutación.

Dentro de los inconvenientes de este circuito podemos mencionar los siguientes: • altos esfuerzos de voltaje en el dispositivo de conmutación. • potencias medias, debido a que consta de un solo dispositivo de conmutación. • análisis complicado.

2.2.2. Principio de funcionamiento El funcionamiento del circuito lo determina la señal de compuerta que se aplica al dis-

positivo semiconductor mediante un circuito de control adecuado, cuya finalidad es hacer que el dispositivo funcione como interruptor (abierto-cerrado), con un ciclo de trabajo del 50% (Figura 2.2a) para desarrollar la máxima capacidad de potencia de salida. La disipación de potencia en el interruptor es idealmente cero, debido a que no existe traslape entre las formas de onda de corriente y voltaje en las terminales del mismo. Cuando el interruptor está cerrado, el voltaje a través de él es cero, mientras que la corriente es cero cuando el interruptor está abierto.

Cuando el interruptor está abierto, la corriente a través del inductor fuente de corriente se divide en dos partes, de las cuáles una parte circula hacia la carga (R) y la otra hacia el ca-pacitor paralelo (Cs). El capacitor Cs se empieza a cargar y genera el voltaje a través del inter-ruptor. Cuando el interruptor se cierra, cualquier carga almacenada en el capacitor, se descarga hacia tierra por medio del mismo, generando pérdidas de potencia. Para evitar estas pérdidas, el circuito se debe diseñar de tal manera que el voltaje a través del interruptor sea cero antes de que éste se cierre, como se muestra en la Figura 2.2b. En condiciones ideales, la eficiencia del amplificador clase E es del 100%. Sin embargo, en la práctica, el interruptor tiene una resis-tencia de encendido finita y los tiempos de transición del apagado al encendido y viceversa no son despreciables. Ambos factores generan pérdidas de potencia en el interruptor y reducen la

0

C0

CS

LC L0

R

VDC


eficiencia. La resistencia de encendido limita la eficiencia máxima y la capacitancia parásita limita la frecuencia máxima de operación [23].

2.2.3. Formas de onda típicas del ACECVC En la Figura 2.3 se muestran las señales típicas de voltaje y corriente del ACECVC en

conmutación óptima y sub-óptima. La principal diferencia entre ambas conmutaciones es que en la conmutación sub-óptima conduce el diodo interno del dispositivo, mientras que en la conmutación óptima nunca conduce. Las señales mostradas son: señal de control de compuer-ta, señales de corriente y voltaje en el interruptor, y señal de voltaje en la carga [24].

2.2.4. Pérdidas de potencia en el ACECVC Idealmente, el amplificador clase E no tiene pérdidas de potencia, sin embargo. En rea-

lidad el amplificador presenta pérdidas de potencia inherentes al funcionamiento de los dispo-sitivos semiconductores (en conducción y en conmutación), pérdidas en los elementos reacti-vos ya que éstos no son ideales, pérdidas debido a inductancias parásitas en el cableado del mismo, así como pérdidas en el impulsor de compuerta.

Las pérdidas inherentes al funcionamiento del dispositivo se presentan en la conduc-ción y en la conmutación del mismo.

2.2.4.1. Pérdidas en conducción Los MOSFETs se caracterizan por una resistencia constante durante la saturación; la

corriente que fluye a través de esta resistencia disipa potencia en el dispositivo. La potencia disipada por la resistencia de saturación RDS(on) puede ser calculada aproximadamente asu-miendo que la potencia de entrada, la potencia de salida, y todas las formas de onda (excepto el voltaje del drenaje durante la saturación) permanecen igual a las del amplificador ideal. La potencia disipada es entonces:

( )∫=off

onDSsdR donRiP

θ

θ

θθπ

)(**21 2 (2.1)

Resultando en:

ODS

dR PRL

onRP *

)(*365.1

= (2.2)

Las pérdidas debidas a la resistencia interna del MOSFET pueden ser minimizadas se-leccionando un MOSFET de mayor capacidad de corriente que la requerida, a cambio de un precio más alto a pagar (lo que se paga es la superficie de silicio) [25]

2.2.4.2. Pérdidas en conmutación Cuando un ACE funciona, en operación optima o sub-óptima las conmutaciones en el

interruptor son a voltaje cero, es decir no se tienen pérdidas durante el encendido, pero si en el apagado.

Pérdidas debido al tiempo de bajada de la corriente en el apagado del dispositivo

OfdT PP **121 2τ

= (2.3)


a) Conmutación óptima b) Conmutación sub-óptima

Señal de control

Corriente en la bobina fuente de corriente

Voltaje drenaje-fuente

Corriente de drenaje

Voltaje en la carga Figura 2.3. Formas de onda del ACECVC: a) Conmutación óptima b) Conmutación sub-óptima [24].

ωt 2π π

ID

VGS

2πD

ωt 2ππ

ILc

ωt2π π

VDS

ωt 2π π

ID

ωt

2π π

V0

ωt 2π π

ILc

ωt 2ππ

VDS

ωt 2π π

ωt 2ππ

V0

2πDtmin

VGS

2πDωt

2π π


2.2.4.3. Pérdidas debido a los elementos reactivos Las pérdidas de potencia en los dispositivos semiconductores no son las únicas que se

presentan en el amplificador clase E, también se presentan pérdidas debido a que los compo-nentes reactivos no son ideales, de los cuáles la bobina resonante es la que genera la mayor cantidad de pérdidas debido a su resistencia interna. Las pérdidas de la bobina resonante de-penden de la frecuencia de conmutación, así como de la calidad de los elementos de construc-ción. La alta frecuencia a la que trabaja el amplificador clase E obliga a tomar en cuenta fe-nómenos como el efecto piel y el efecto proximidad. Además conforme se incrementa la fre-cuencia, son mayores las pérdidas por histéresis debido a la corriente senoidal que circula por la bobina. El empleo de ferritas cerámicas para el núcleo de la bobina es imprescindible, ya que reduce en gran medida las pérdidas por corriente de Foucault y el uso de hilo de Litz redu-ce los problemas generados por el efecto piel. Es difícil evaluar con precisión las pérdidas en la bobina resonante, sin embargo, éstas pueden ser reducidas significativamente con un buen diseño y utilizando los materiales adecuados.

2.2.4.4. Pérdidas debido a la inductancia serie del cableado La inductancia total del alambrado entre el drenaje y el capacitor paralelo, así como la

inductancia del alambrado entre la fuente y tierra son también fuentes de pérdidas de potencia. Si Ls representa la inductancia total del alambrado, la energía almacenada en el apagado es:

2**21

offs iLw = (2.5)

donde se obtienen las pérdidas:

fILP offsdL ***21 2

= (2.6)

donde f es la frecuencia de conmutación, con %50=D y Iioff 2= resulta:

fILP sdL ***21 2

= (2.7)

2.2.4.5. Pérdidas debido al impulsor de compuerta del dispositivo Pérdidas debido a la carga de la compuerta Cuando un capacitor se carga y se descarga a través de una resistencia, la mitad de la

energía almacenada en el capacitor se descarga a través de la misma. Por lo tanto las pérdidas en el impulsor de compuerta debido a la resistencia interna y externa para un ciclo completo es la siguiente:

fQVP GGSG **= (2.8)

La potencia necesaria para impulsar la compuerta del MOSFET se disipa en el circuito impulsor. En la Figuras 2.4 los componentes disipativos se pueden identificar como una com-binación de impedancias serie en la ruta del impulsor de compuerta. En cada ciclo de conmu-tación, la carga de compuerta requerida pasa a través de la impedancia de salida del impulsor,


el resistor externo a la compuerta y el resistor interno de acoplamiento de la compuerta. La disipación de potencia puede ser expresada como:

GIGHI

DRVGDRVHIONDRV RRR

fQVRP++

= ****21

, (2.9)

GIGLO

DRVGDRVLOOFFDRV RRR

fQVRP++

= ****21

, (2.10)

OFFDRVONDRVDRV PPP ,, += (2.11)

Figura 2.4. Encendido y apagado del MOSFET.

2.3. Principales aplicaciones del ACECVC En la actualidad el amplificador clase E tiene aplicaciones en diversas áreas de la elec-

trónica como las siguientes: sistemas de iluminación, convertidores electrónicos de potencia, electrónica industrial y comunicaciones. Otra de las áreas en donde este circuito está siendo aplicado es en la medicina. En la Tabla 2.1 se muestra un resumen de las principales aplica-ciones del ACECVC [26] [27] [28] [29] [30] .

CDS

RGI RG RHI

0

VDRV

CGS

CGD

D

S

G

RLO


Tabla 2.1. Principales aplicaciones del amplificador clase E

Área Sub-área Aplicaciones Modo de empleo del ACE

Sistemas de iluminación

Balastros electrónicos Iluminación convencional Iluminación de emergencia

Inversor resonante

Convertidores electrónicos de potencia

Inversores Rectificadores

Convertidores cd/cd con altas den-sidades de potencia

Inversor resonante

Calentamiento por inducción

Cocina de inducción Secado de materiales

Inversor resonante

Electrónica industrial

Calentamiento por RF

Curado de compuestos epoxicos en segundos, madera y metal. Generación de plasma en el proceso de fabricación de obleas para semi-conductores

Inversor resonante

Comunicaciones Transmisores recepto-res inalámbricos

Telefonía celular Amplificador de potencia

Imágenes de Reso-nancia Magnética

Escaneo de imágenes en el cuerpo humano

Amplificador de potencia Medicina

Calentamiento por RF Termo terapia clínica Amplificador de potencia

2.4. Topologías derivadas del amplificador clase E Independientemente de las variaciones que se pueden presentar en el tanque resonante

del amplificador clase E, existen distintas derivaciones de la configuración básica alimentada en corriente. A continuación se presenta una breve descripción de algunas de ellas.

2.4.1. Amplificador clase E Push-Pull La configuración Push-Pull se muestra en la Figura 2.5. Éste circuito ofrece un medio

para combinar dos amplificadores clase E para obtener potencias de salida más altas. Como en cualquier configuración Push-Pull, los dos dispositivos son controlados con fases opuestas pero cada uno funcionando como si fuera un amplificador clase E con un sólo interruptor. En la Figura 2.6, se muestran los esfuerzos de voltaje en cada uno de los transistores, así como la señal en la carga [31].


Figura 2.5. Amplificador clase E Push-Pull.

a) voltaje en el interruptor 1 b) voltaje en el interruptor 2 c) voltaje de salida Figura 2.6. Formas de onda del amplificador clase E Push-Pull.

2.4.2. Amplificador clase E con inductor y capacitor en la red de carga El amplificador clase E puede ser realizado con únicamente un inductor y un capacitor

en la red de carga como se muestra en la Figura 2.7. Este circuito simplificado es apropiado para aplicaciones en donde el contenido armónico y ruido de modulación de fase no es un cri-terio importante, por ejemplo en donde es necesario proporcionar energía para calentamiento, generación de sparcks, arcos, plasma o como control de entrada de una etapa de alta potencia. Uno de los problemas de este circuito es que proporciona una señal asimétrica en la carga tal y como lo muestra la Figura 2.8 [32]

0 0

0 0

0 0

0

C1

C2

C4

L1

VCC

L2

VCC

L3

R1

C3

TX2TX1

VDS

wt 2π π

VDS

wt 2ππ

V0

wt

2π

π


Figura 2.7. Amplificador clase E con red RL en la carga.

a) voltaje de control b) voltaje en el interruptor c) voltaje de salida Figura 2.8. Formas de onda del amplificador clase E con red RL en la carga.

2.4.3. Amplificador clase E conmutado a corriente cero (ACECCC) Existe un enfoque alterno para el diseño del amplificador de potencia clase E, con altas

eficiencias de funcionamiento utilizando un inductor en paralelo como se muestra en la Figura 2.9. Esta topología representa el dual del amplificador clase E conmutado a voltaje cero y su funcionamiento es muy similar, con la salvedad de que las formas de onda de voltaje del am-plificador clase E conmutado a voltaje cero son iguales a las formas de onda de corriente en un amplificador clase E conmutado a corriente cero (ver Figura 2.10). En cuanto a la estructura, en esta topología el tanque resonante está en paralelo con la bobina L1 a diferencia del ampli-ficador conmutado a voltaje cero, en el cual el tanque resonante está en paralelo con el inter-ruptor. Además esta topología no utiliza un capacitor en paralelo con el interruptor [33]

Una ventaja del ACECCC es que el esfuerzo de voltaje en el interruptor es menor que el esfuerzo de voltaje en el ACECVC. En contraparte, esta topología no absorbe la capacitan-cia parásita del interruptor por lo que su eficiencia es menor.

0

VDC

C L R

VCE

wt 2ππ wt

2π

VBE

π

V0

wt 2ππ


Figura 2.9. Amplificador clase E conmutado a corriente cero.

2.5. Análisis y diseño del ACECVC

2.5.1. Introducción En la actualidad existen varios programas computacionales para el análisis de circuitos

electrónicos no lineales. Estos programas pueden proporcionar el punto de operación del cir-cuito, la respuesta en pequeña señal, y la respuesta transitoria. Para el análisis de estado esta-ble de circuitos no lineales de potencia estos programas son ineficientes, ya que proporcionan la solución integrando el sistema de ecuaciones hasta que el transitorio desaparece y solo per-manece la solución periódica. Aun usando las fórmulas de integración implícita introducidas recientemente, el tiempo requerido para encontrar la respuesta en estado estable es excesiva. Una solución efectiva para encontrar la respuesta en estado estable de sistemas no lineales, es usar el método de Newton, logrando una sustancial disminución en el tiempo de cómputo.

2.5.2. Análisis matemáticos del ACECVC considerando el interruptor ideal Existe una gran variedad de análisis matemáticos del amplificador clase E para obtener

las ecuaciones que gobiernan su funcionamiento, debido a la complejidad que este implica. Análisis previos han considerado interruptores ideales e inductancia de drenaje (colector) infi-nita cuyo resultado se refleja en diseños no optimizados. El modelo del interruptor ideal es adecuado en la medida en que los efectos parásitos del mismo sean despreciables.

2.5.2.1. Procedimiento de análisis propuesto por F. Raab [31] En 1977, Raab desarrollo un método de análisis del amplificador clase E en base a las

siguientes suposiciones: 1) El inductor fuente de corriente permite únicamente corriente de entrada constante y no

tiene resistencia serie (inductor infinito). 2) El factor de calidad Q del circuito de salida sintonizado en serie es alto debido a que la

corriente de salida es completamente senoidal a la frecuencia de la portadora. 3) La acción de conmutación del transistor es instantánea y sin pérdidas (excepto cuando

se descarga el capacitor paralelo). El voltaje y la resistencia de saturación son cero, por el contrario la resistencia de apagado es infinita.

0

VDC

L1

L2

R1

C1


a) Conmutación óptima b) Conmutación sub-óptima

Señal de control

Voltaje en la bobina fuente de corriente

Corriente de drenaje

Voltaje drenaje-fuente

Voltaje en la carga Figura 2.10. Formas de onda del ACECCC: a) Conmutación óptima b) Conmutación sub-óptima.

ωt

2ππ

ID

VGS

2πD

ωt 2ππ

VLc

ωt 2π π

ID

ωt 2π π

V0

ωt

2π π

VLc

ωt

2ππ

ID

ωt 2ππ

ωt2ππ

V0

2πDtmin

VGS

2πDωt

2π π

ID

ωt

2π π


4) La capacitancia total en paralelo es independiente del voltaje en el colector. Según Raab, el análisis del amplificador clase E es directo pero tedioso, ya que todos

sus elementos están relacionados entre sí. La forma de onda del voltaje de colector es función de la corriente que carga al capacitor, y la corriente está en función del voltaje en la carga que a su vez depende del voltaje en el colector. El análisis empieza por determinar la forma de onda de voltaje en el colector en función de la corriente de DC y de la corriente de salida sinu-soidal. En seguida la frecuencia de la componente fundamental del voltaje en el colector se relaciona con la corriente de salida y la componente de DC del voltaje en el colector se rela-ciona con la fuente de alimentación. Todas estas relaciones resultan en ecuaciones no lineales que pueden ser resueltas analítica o numéricamente. Para terminar se calculan las potencias de salida y la eficiencia.

Otros análisis que también incluían un valor finito del inductor fuente de corriente y de igual manera algunos parámetros importantes de amplificación, tales como el voltaje de salida, corriente en el interruptor y voltaje en el interruptor, fueron expresados en términos de valores de los componentes del circuito, pero no se toman en cuenta las condiciones óptimas del am-plificador clase E. Para determinar el valor de los componentes del amplificador en funciona-miento óptimo, fue necesario emplear técnicas de optimización y algoritmos que consumían bastante tiempo.

2.5.2.2. Procedimiento de Análisis propuesto por Li y Yam [34]. El método desarrollado por estos autores, incluye un valor finito del inductor fuente de

corriente. La idea básica de este método es expresar los parámetros del amplificador en térmi-nos de los valores de los componentes del circuito y algunas especificaciones del mismo. De acuerdo a las condiciones óptimas del amplificador clase E fueron obtenidas formas de onda típicas de estos parámetros del circuito con sus correspondientes condiciones de frontera. Cuando estas condiciones de frontera y condiciones óptimas del amplificador clase E son sus-tituidas en las expresiones de los parámetros del circuito, se obtiene una serie de ecuaciones para los valores de los componentes requeridos en términos de las especificaciones del ampli-ficador. Basado en esas ecuaciones los valores requeridos de los componentes pueden ser eva-luadas si las especificaciones son fijas. Las relaciones entre los parámetros del circuito y los valores de los componentes del amplificador en funcionamiento óptimo pueden ser obtenidas de estos resultados.

2.5.2.3. Procedimiento de Análisis propuesto por M. Albulet [35]. Para el desarrollo matemático del ACE, este autor hace las siguientes consideraciones:

interruptor ideal, elementos pasivos ideales y la capacitancia paralelo independiente del inter-ruptor. En seguida se construye el circuito equivalente considerando la primera condición, así como los estados de encendido y apagado del interruptor. Se formulan las ecuaciones respecti-vas del circuito, resultando en ecuaciones diferenciales lineales, debido a las condiciones 2 y 3. La solución de estas ecuaciones genera ecuaciones de forma de onda. Por otro lado, los po-linomios característicos que se obtienen son ecuaciones tri o tetra dimensionales, cuyas raíces son difíciles de obtener analíticamente y se tiene que asumir que las raíces son conocidas y que una de las siguientes condiciones es verdad para el caso de ecuaciones tetra dimensiona-les:

1) 4 raíces reales. 2) 2 raíces reales y 2 complejas conjugadas.


3) 2 pares de raíces complejas conjugadas. Lo anterior trae como resultado la solución de las ecuaciones del circuito para los tres

casos. Dado que las ecuaciones del circuito son complicadas, se requiere de un gran trabajo

para lograr lo anterior. Por otro lado, si no se asume la condición 2, no se pueden obtener las ecuaciones de

forma de onda. La obtención de estas ecuaciones es uno de los problemas acerca de este pro-cedimiento de diseño. El siguiente paso para el diseño es eliminar las condiciones iniciales, para cada una de las condiciones transitorias, llamadas: continuidad de corriente y voltaje en-tre los estados de encendido y apagado. Y finalmente se establecen los parámetros del circuito con las condiciones de conmutación del amplificador clase E. El segundo problema del proce-dimiento de diseño es que nunca se establece cómo encontrar la solución de las ecuaciones algebraicas, las cuales son condiciones transitorias y condiciones de conmutación clase E.

La técnica general para resolver ecuaciones algebraicas es el método de Newton. Pero este método requiere de la matriz del Jacobiano de las ecuaciones, mientras que el Jacobiano no puede ser obtenido en este caso. Esto es debido a que las ecuaciones de forma de onda in-cluyen las raíces del polinomio característico que no es expresado analíticamente. Por lo tanto el método de Newton no puede ser aplicado para resolver las ecuaciones algebraicas en este caso.

2.5.3. Análisis matemáticos del ACECVC considerando la RDS(on) y la COSS del interrup-tor

A altas frecuencias de funcionamiento la capacitancia parásita de los dispositivos se-miconductores es la dominante en la capacitancia paralelo, y en el caso extremo dicha capaci-tancia está completamente formada por la capacitancia de salida del transistor. Dado que la capacitancia no lineal de los dispositivos cambia con el voltaje drenaje fuente es difícil selec-cionar un interruptor apropiado para el amplificador clase E. En general un dispositivo de conmutación que tiene una capacitancia paralelo no lineal genera altos picos de voltaje que uno diseñado con una capacitancia paralelo lineal.

A la fecha no existe análisis alguno que incluya la resistencia interna del dispositivo y la capacitancia parásita del mismo, existen desarrollos matemáticos que incluyen solo uno de los parámetros mencionados anteriormente, como los que se describen a continuación:

2.5.3.1. Procedimiento de análisis propuesto por Chan y Toumazou [36] Desarrollaron un método numérico basado en las siguientes suposiciones, para encon-

trar los valores óptimos de los componentes del amplificador clase E considerando la capaci-tancia no lineal del dispositivo:

1. El transistor funciona igual que un interruptor. 2. La inductancia del inductor fuente de corriente L1 es infinita. 3. El factor de calidad Q del tanque resonante es infinito. 4. Todos los elementos pasivos son ideales, excepto el capacitor paralelo. 5. El ciclo de trabajo del interruptor es del 50%. 6. El voltaje y la corriente de salida son sinusoidales.


El análisis propuesto consiste en el desarrollo de un método numérico para encontrar los valores óptimos de los componentes del amplificador clase E con una capacitancia de unión hiperabrupta y un coeficiente de distribución de 0.5 a 0.9. Los resultados de estas inves-tigaciones demostraron que algunas de las ecuaciones del amplificador clase E no son afecta-das por la no linealidad de la capacitancia del dispositivo semiconductor.

2.5.3.2. Procedimiento de Análisis propuesto por Chudabiak [37] Realizó el diseño del amplificador clase E en funcionamiento óptimo, haciendo las si-

guientes consideraciones: 1. La corriente que fluye por el inductor fuente de corriente es constante. 2. El interruptor está abierto para πθ <<0 y cerrado para πθπ 2<< . 3. El filtro de salida LC es sintonizado a la frecuencia ω y tiene un factor de calidad Q in-

finito. El análisis de Chudobiak considera la no linealidad de la capacitancia parásita y un ci-

clo de trabajo del 50 % para obtener los parámetros del circuito, así como señales de voltaje y corriente. Aún demostrando que el voltaje de salida y corriente no son afectados por la presen-cia de la capacitancia no lineal, el pico de voltaje a través del transistor se incrementa en forma relativa al caso lineal.

2.5.3.3. Procedimiento de análisis propuesto por Wang y Gao [38] Desarrollaron el análisis del ACECVC usando algoritmos genéticos y métodos numéri-

cos (Runge-Kutta), basados en las siguientes suposiciones: 1. El interruptor tiene tiempos de conmutación nulos, voltaje de saturación cero, resisten-

cia de encendido cero y resistencia de apagado infinita. 2. Los elementos del circuito no generan pérdidas. 3. El ciclo de trabajo es del 50%.

A diferencia de los dos métodos anteriores, se considera la inductancia de alimentación con un valor finito, además de la no linealidad del capacitor paralelo. Los resultados obtenidos indican que los dos factores mencionados tienen influencia significante sobre el funcionamien-to del circuito: aumenta el voltaje de salida y el esfuerzo de voltaje en el interruptor, además de que cambia la capacidad de la potencia de salida.

2.6. Resumen Recientemente las áreas de aplicación del amplificador clase E se han extendido a muy

altas frecuencias de funcionamiento, principalmente en comunicaciones, sin embargo los DSEP’s utilizados como elementos de conmutación presentan elementos parásitos como la resistencia de encendido RDS(on) y la capacitancia de salida COSS, que a estas frecuencias de funcionamiento tienen una gran influencia en el desempeño del circuito. Estos efectos limitan la frecuencia máxima de funcionamiento eficiente, sobre todo, tales limitaciones se asocian a la capacitancia de salida del dispositivo. Por lo cuál se hace necesario un estudio que incluya los fenómenos mencionados anteriormente para optimizar el funcionamiento de tal amplifica-dor. Considerando lo anterior, se presentaron los análisis matemáticos que consideraron uno o ambos factores.

3. Análisis matemático y diseño del ACECVC En este capítulo se desarrolla el análisis matemático del amplificador clase E conside-

rando los elementos parásitos del interruptor: resistencia de encendido y capacitancia parásita. Sin embargo, debido a la dificultad que se presenta al considerar ambos parámetros al mismo tiempo, el análisis se hace por separado, primero se considera la resistencia de encendido y posteriormente la capacitancia parásita. La validez del método propuesto se fundamenta en que la no linealidad de la capacitancia parásita no afecta a las señales de voltaje y corriente en la carga

3.1. Introducción En la actualidad existen varios programas computacionales para el análisis de circuitos

electrónicos no lineales. Estos programas pueden proporcionar el punto de operación del cir-cuito, la respuesta en pequeña señal y la respuesta transitoria. Sin embargo, para el análisis en estado estable de circuitos no lineales de potencia estos programas son ineficientes, ya que proporcionan la solución integrando el sistema de ecuaciones hasta que el transitorio desapa-rece y sólo permanece la solución periódica. Aún usando las fórmulas de integración implícita introducidas recientemente, el tiempo requerido para encontrar la respuesta de estado estable es excesiva. Una solución efectiva para encontrar la respuesta de estado estable de sistemas no lineales es usar el método de Newton, logrando una sustancial disminución en el tiempo de cómputo [39].

3.2. Análisis matemático del ACE considerando la resistencia de encendido del dispositivo

3.2.1. Suposiciones y parámetros Las suposiciones y parámetros que se tomarán en cuenta para el análisis matemático

del amplificador se mencionan a continuación. Suposiciones: 1. Inductor fuente de corriente LC finito 2. Factor de calidad Q finito 3. Ciclo de trabajo D 50 % 4. Resistencia interna del interruptor rS finito 5. Capacitor paralelo CS lineal

Análisis matemático y diseño del ACECVC 37

Parámetros: fπω 2= Frecuencia angular de conmutación.

OO fπω 2= Frecuencia angular de resonancia.

RL

Q 0ω= Factor de calidad.

ffA O= Relación de frecuencias.

SCCB 0= Relación de capacitancias.

CLLH 0= Relación de inductancias.

5.0=D Ciclo de trabajo.

3.2.2. Ecuaciones del circuito El análisis del circuito se hace en base al circuito equivalente del amplificador clase E

(Figura 3.1), obteniendo las ecuaciones del mismo cuando el interruptor está cerrado y cuando está abierto.

Figura 3.1. Circuito equivalente del ACECVC.

Interruptor cerrado, 0 ≤ θ < π:

)(1

1

)*(1

)(1

0

0

SDCC

O

OsO

OS

sC

s

vVLcdt

di

iCdt

dv

iRvvLdt

di

irv

iCsdt

dv

−=

=

−−=

−−=

(3.1)

0

R

LC L0

VDC

C0

CS RS

+ -

-

+ V

vS

iC

Io


Interruptor abierto, π ≤ θ < 2π:

)(1

1

)*(1

)(1

sDCC

O

OsO

OCs

vVLcd

di

iCod

dv

iRvvLod

di

iiCsd

dv

−=

=

−−=

−=

θ

θ

θ

θ

(3.2)

Considerando los parámetros definidos anteriormente y haciendo el cambio de variable wt=θ , las ecuaciones quedan de la siguiente manera:

Interruptor cerrado:

)(**

***

)(**1

****

2

2

sDCC

O

OsO

OSs

Cs

vVRQ

Hdt

di

iRQAdtdv

RivvRQdt

di

irv

iRQBAdt

dv

−=

=

−−=

−−=

(3.3)

Interruptor abierto:

)(**

***

)(**1

)(****

2

2

sDCC

O

OsO

OCs

vVRQ

Hddi

iRQAddv

RivvRQd

di

iiRQBAddv

−=

=

−−=

−=

θ

θ

θ

θ

(3.4)

El circuito dinámico del ACE puede ser descrito con la siguiente ecuación diferencial [21]:

),,( λθθ

xfddx = (3.5)

donde R∈θ , 4Rx ∈ y 8R∈λ representan el ángulo, el vector de estado y el vector de los parámetros del sistema respectivamente, los cuáles se definen como:


[ ] [ ] 44321 )(),(),(),(,,,)( Rvivix T

oscT ∈== θθθθφφφφθ (3.6)

[ ]DrVHRQBA SDC ,,,,,,,=λ T 8R∈ (3.7)

3.2.3. Cálculo de los valores del circuito Se asume que la ecuación 3.5 tiene una solución ( ) ( )λθφθ ,, 0xx = definida desde

∞<<∞− θ con cualquier condición inicial 40 Rx ∈ y cualquier 8R∈λ de la forma:

00 ),,0()0( xxx == λφ (3.8)

Si el amplificador está en estado estable φ es periódica con período π2 y se cumple la siguiente igualdad:

),,(),,2( 00 λθφλπθφ xx =+ (3.9)

por lo tanto:

0),,(),,2( 00 =−+ λθφλπθφ xx (3.10)

Para el diseño del amplificador se consideran las condiciones de conmutación del am-plificador clase E, específicamente tales condiciones se presentan en el encendido del interrup-tor y se enuncian de la siguiente manera: conmutación a voltaje cero y a pendiente de voltaje cero, de donde se obtienen las siguientes ecuaciones:

( ) 0),,2(2 02 == λπφπ xvs (3.11)

022

2 == == πθπθ θφ

θ dd

ddvS (3.12)

por lo tanto:

[ ] 0),,2(),,2(*** 03012 =− λπφλπφ xxRQBA (3.13)

En general se tiene el siguiente sistema, con 6 ecuaciones algebraicas y cuatro valores iniciales desconocidos. Por lo tanto, se deben seleccionar dos parámetros de λ como paráme-tros de diseño.

0

),,2(),,2(),,2(

)0(),,2()0().,2()0(),,2(

)0(),,2(

),(

0301

02

04

03

02

01

0 =

−

−−−−

=

λπφλπφλπφλπφλπφλπφλπφ

λ

xxx

vxixvxix

xF o

s

c

(3.14)

Considerando A y B como parámetros de diseño, los otros 6 son considerados como especificaciones de diseño.


0

),,,2(),,,2(),,,2(

),,,0(),,2(),,,0().,2(),,,0(),,2(

),,,0(),,2(

),,(

0301

02

0404

0303

0202

0101

0 =

−

−−−−

=

BAxBAxBAx

BAxxBAxxBAxx

BAxx

BAxF

πφπφπφ

φλπφφλπφφλπφφλπφ

(3.15)

Como resultado la ecuación (3.15) tiene 6 variables 6Ru ∈ :

[ ]BAviviu OSC ,),0(),0(),0(),0(= (3.16)

cuyos valores son determinados empleando el método de Newton, que es un algoritmo general para la solución de ecuaciones algebraicas.

)(')(1

k

kkk

uFuFuu −=+ (3.17)

donde F’ es el Jacobiano de la matriz F, k es el número de iteración y la tolerancia δ << 1 dada por δ<−+ kk uu 1 , para este caso δ = 10-9.

El Jacobiano se determina usando las ecuaciones de variación de primer orden:

∂∂=

∂∂

00 xdxdf

xdtd φφ

, con Ix

=∂∂

0

φ en t = 0 (3.18)

λλφ

λφ

∂∂+

∂∂=

∂∂ f

dxdf

dtd , con 0=

∂∂λφ en t = 0 (3.19)

resultando en:

∂∂−

∂∂

∂∂−

∂∂

∂∂

∂∂

∂∂

∂∂

∂∂

∂∂

∂∂

∂∂−

∂∂

∂∂

∂∂

∂∂

∂∂

∂∂

∂∂−

∂∂

∂∂

∂∂

∂∂

∂∂

∂∂

∂∂−

∂∂

∂∂

∂∂

∂∂

∂∂

∂∂

∂∂−

∂∂

=

BBiu

iu

BAviviu

BAviviu

BAviviu

BAviviu

BAviviu

uF

C

k

C

kOSC

kOSC

kOSC

kOSC

kOSC

k

k

31

22222

44444

33333

22222

11111

.......................)0(

),2(3)0(

),2(1)0()0()0()0(

),2(2

1)0()0()0()0(

),2(4)0(

1)0()0()0(

),2(3)0()0(

1)0()0(

),2(2)0()0()0(

1)0(

),2(1

)('

φφπφπφ

φφφφφπφ

φφφφφπφ

φφφφφπφ

φφφφφπφ

φφφφφπφ

(3.20)

En base al análisis desarrollado en el apartado anterior se realizó el programa de diseño del amplificador clase E [35], sin embargo el procedimiento mostrado no considera la capaci-tancia variable del interruptor, únicamente se toma en cuenta la resistencia de encendido del dispositivo.


3.3. Análisis matemático del ACECVC considerando la (COSS) del MOSFET En la Figura 3.2 se muestra el circuito utilizado para realizar el análisis matemático del ACECVC considerando la no linealidad de la capacitancia parásita COSS del MOSFET, en el mismo se puede observar que no existe capacitor paralelo con el interruptor, únicamente se considera el capacitor parásito. Pero en el desarrollo considera la capacitancia paralelo Cs li-neal obtenida anteriormente para obtener un capacitor linealizado C1 [40]. Cabe aclarar que el siguiente análisis sólo será valido para los MOSFET’s convencionales y no es válido para los IGBT’s y los SJ-MOSFET’s.

Figura 3.2. Circuito del ACECVC con capacitor parásito.

3.3.1. Suposiciones y parámetros 1. Inductor fuente de corriente LC infinito 2. Factor de calidad Q finito 3. Ciclo de trabajo D 50 % 4. Capacitancia del interruptor COSS no lineal 5. Coeficiente de distribución m 0.50 6. Voltaje integral de la unión Vbi 0.70 V

3.3.2. Ecuaciones del circuito Puesto que un MOSFET de potencia contiene, dentro de su estructura, un diodo de

unión p-n y la concentración de portadores varía abruptamente en la frontera de la misma, la capacitancia parásita CDS entre el drenaje y la fuente puede expresarse mediante la ecuación para una capacitancia de unión [41].

m

bi

DS

JODS

Vv

CC

+

=

1

(3.21)

donde: • el coeficiente de distribución (m) es una constante cuyo valor depende de la

manera en que cambia la concentración de portadores del lado p al lado n de la unión, y su valor varía entre 0.333 y 0.5.

LC L0

0

jx

R

VDC

CDS

C0

IS

VS

+

-

i0

+

-

VO

ICD


• el voltaje integral de la unión (Vbi) depende de la temperatura y de la concentra-ción de dopado de la unión p-n (ecuación 3.22), su valor varía entre 0.5 y 0.9.

• vDS es el voltaje drenaje fuente. • CJO es el valor de la capacitancia cuando este voltaje vale cero.

= 2

*ln*

niNNVV DA

tbï (3.22)

Siguiendo el análisis convencional presentado por Raab [31], el voltaje y la corriente en la carga del amplificador pueden ser escritas como:

( ) ( )ϕθθ += sinmo Vv (3.23)

( ) ( )ϕθθ += sinR

Vi mo (3.24)

Cuando el interruptor está abierto, la corriente en el capacitor icap(θ) es la diferencia en-tre la corriente constante que circula por el inductor Lc y la corriente que circula por la carga iO(θ), por lo tanto:

( ) ( )ϕθθ +−= sinR

VIi mDCcap (3.25)

utilizando la relación voltaje corriente en el capacitor y la relación tωθ = :

θωθ

ddvCi DS

DScap **)( = (3.26)

separando variables e integrando ambos lados de la ecuación:

∫ ∫= θω didvC capDSDS (3.27)

sustituyendo la ecuación 3.21 y 3.25 y resolviendo las integrales, se obtiene la ecuación del voltaje drenaje-fuente:

( )( ) ( )( )

biJObi

mDC

DS VCV

RVI

v

−

−++= 1

2

coscos2

ϕϕθωω

θ

θ (3.28)

El amplificador funciona óptimamente, si en el encendido el dispositivo conmuta a vol-taje cero y con pendiente cero.

( ) 02 =πDSv (3.29)

( ) 02 == πθθd

dvDS (3.30)

donde se obtienen las ecuaciones:


( )Vm

RI DC

*2**

cosπφ = (3.31)

( )Vm

RI DC *sin

−=ϕ (3.32)

dividiendo 3.32 entre 3.31 se obtiene:

( )π

ϕ 2tan −= (3.33)

donde:

567.0−=ϕ (3.34)

Puesto que no hay pérdidas disipativas en el circuito simplificado (no hay componentes resistivas), el amplificador es 100 % eficiente, por lo que la potencia de entrada es igual a la potencia de salida.

RVmVI DCDC *2

*2

= (3.35)

Usando la ecuación (3.31) para eliminar Vm, resulta:

RVI DC

DC *577.0= (3.36)

De forma similar se usa (3.31) para eliminar IDC*R de (3.35) y se obtiene el voltaje pi-co de salida

DCm VV *074.1= (3.37)

Las ecuaciones 3.36 y 3.37 son las mismas que se obtienen del análisis matemático del amplificador clase E considerando un capacitor lineal [30]. De donde se puede concluir que la no linealidad de la capacitancia del dispositivo no afecta a las potencias de entrada y salida, bajo la suposición de un inductor infinito.

Puesto que el voltaje promedio en el capacitor debe ser igual al voltaje de alimenta-ción, ya que el voltaje promedio en el inductor es cero, entonces:

( ) θθπ

π

dvV DSDC ∫=2

021 (3.38)

( )( )θ

ϕϕθωω

θ

π

π

π

dVCV

RVI

V biJObi

mDC

DC ∫

−

−++=

22

12

coscos

21

(3.39)

De donde se obtiene la capacitancia no lineal (CJO) del MOSFET requerida para satis-facer las condiciones de conmutación a voltaje cero y pendiente cero en el encendido del dis-positivo.


( ) ( )

+++−−= DCDCDCbibibi

biJO VVVVVV

RVC 2222422 649sin24246sinsin12

121 πππφππφϕ

ω (3.40)

( ) ( ) ( )

+++−+

+= DCbiDCDCbibibi

biJO VVVVVVV

RVC 492424612

431 2242

2 ππππωππ (3.41)

Según [30] la ecuación para calcular el capacitor lineal CS (Figura 2.1) es la siguiente.

( ) RCs

ωππ 48

2 += (3.42)

dividiendo (3.42) entre (3.41) se obtiene la capacitancia lineal equivalente C1:

( ) ( )

+++−+

=

DCbiDCDCbibibi

JObi

VVVVVVV

CVC492424612

242242

1ππππ

(3.43)

C1 es el valor de la capacitancia lineal equivalente de un MOSFET convencional, que puede sustituir a la capacitancia de salida no lineal del dispositivo semiconductor para simpli-ficar el diseño del amplificador clase E bajo las condiciones de voltaje cero y pendiente cero para los mismos valores de VDC y frecuencia. Es importante mencionar que la capacitancia paralelo está formada únicamente por la capacitancia de salida del transistor, siendo la capaci-tancia externa de cero [40].

Tomando como base la ecuación 3.21, se puede definir la siguiente relación

bi

JO

V

CC251

25+

= (3.44)

donde C25 es la capacitancia drenaje-fuente no lineal del dispositivo a 25 V. Dato que propor-ciona el fabricante de dispositivos semiconductores.

C25 = CDS (VDS = 25 V) (3.45)

Sustituyendo la ecuación 3.41 en 3.44 y dividiendo la misma entre 3.42, se obtiene la siguiente relación.

( ) ( )

bibi

DCbiDCDCbibibi

VV

VVVVVVV

CsC

25124

492424612 224225

+

+++−+

=ππππ

(3.46)

Como se puede ver, la relación anterior aumenta con el voltaje de alimentación y tam-bién depende de Vbi, pero dicha variación es pequeña por lo que la ecuación se puede aproxi-mar de la siguiente manera:

DCVCs

C 0267.000681.00825.025 ++≅ (3.47)

donde:

( ) CsVC DC *0267.000681.00825.025 ++= (3.48)


Según [40] los esfuerzos de corriente y voltaje están dados por:

−= 2

***

**

VbiCI

CI

VJO

DCJO

DCSM ω

ϕω

ϕ (3.49)

( )( ) R

VR

VI DCDC

SM *65.14*

42*42

2

=+

++=

ππ

(3.50)

Las ecuaciones 3.48-3.50 proporcionan valores útiles, si se requiere de la selección de un dispositivo adecuado. Sólo basta calcular dichos valores y de las hojas de datos de varios dispositivos proporcionadas por el fabricante, seleccionar el más conveniente. Los fabricantes de MOSFET de potencia discretos proporcionan en su catálogo la siguiente información.

COSS = CDS + CGD, VDS = 25 V, VGS = 0 a una frecuencia f = 1 MHz CRSS = CGD, VDS = 25 V, VGS = 0 a una frecuencia f = 1 MHz CISS = CGS + CGD, VDS = 0 V, a una frecuencia f = 1 MHz

donde:

COSS = CDS + CRSS (a 25 V) despejando CDS:

CDS = COSS – CRSS datos que están disponibles en las hojas de datos de los fabricantes, por lo que es fácil calcular CDS (25 V).

3.3.3. Ecuaciones de diseño del ACECVC con capacitor paralelo lineal y no lineal En [40] se hace una comparación de las ecuaciones de diseño del ACECVC con capa-

citor paralelo lineal y no lineal. A manera de resumen, la Tabla 3.1 muestra los parámetros que se calculan con una ecuación diferente y la Tabla 3.2 los parámetros que se calculan con ecua-ciones idénticas.

Tabla 3.1. Ecuaciones de diseño diferentes del ACECVC, con capacitor paralelo lineal y no lineal.

Ecuaciones Parámetros CDS no lineal Cs lineal

CDS y Cs ( ) CsVC DCDS *0267.000681.00825.0 ++= ( ) RCs

ωππ 48

2 +=

X ( ) ( )( ) ( )

−

++++

φ25/843.13010.1025/119.46254.3

arctantan25

25

bibiDC

bibiDC

VVCsCVVVCsCV

R ( )16

42 RX −= ππ

VSW

−= 2

***

**

biDCDC

VCjoI

CjoI

Vswω

ϕω

ϕ DCSM VV πφ2−=

Cp

( )

( )

−

+

++

+=

24

8244

4

22

2

RVC

V

RCCp

bijo

DC

jo

ωπφφπ

ωπ

φππ

++−=

42

12

Cp


Tabla 3.2. Ecuaciones de diseño idénticas del ACECVC, con capacitor paralelo lineal y no lineal.

Parámetros Ecuaciones

ϕ

−=π

ϕ 2arctan

Vm DCVVm *074.1=

IDC ( )RVI DC

DC 482 +

=π

PO ( )RVPo DC

48

2

2

+=

π

Im RVI DC

m *577.0=

ISM ( ) RV

R

VI DC

DCSM *65.1

4*

42*42

2

=+

++

=π

π

3.4. Diseño del ACECVC En base al análisis matemático desarrollado en el apartado anterior, se implementó un

programa en C++ Builder (Anexo I) para calcular los valores de los elementos del ACECVC, además de algunas variables importantes que es necesario considerar para diseñar este circuito.

Puesto que la propuesta de este trabajo es comparar el funcionamiento de 4 interrupto-res dados más que seleccionar un interruptor con la capacitancia parásita apropiada, el proce-dimiento de diseño se complementa seleccionando un capacitor paralelo externo al interruptor (Figura 3.3). Asumiendo que el interruptor es un MOSFET convencional, esta capacitancia externa se calcula restándole al valor de la capacitancia linealizada del interruptor (C1) obteni-da de la metodología propuesta en [40], la capacitancia parásita del interruptor en cuestión. Para los otros tipos de dispositivos (SJ-MOSFET, IGBT’s), la capacitancia externa será ajus-tada mediante la simulación del circuito. Puesto que en la mayoría de las aplicaciones de am-plificadores clase E se utilizan MOSFET´s, se incluyó el procedimiento de diseño antes men-cionado. Sin embargo, para la comparación del desempeño de otro tipo de dispositivos en un amplificador clase E, la capacitancia externa se ajusta mediante la simulación del circuito

Figura 3.3. Circuito de diseño del ACECVC con capacitor externo.

LC L0

0

jx

R

VDC

COSS

C0

is

VS

+

-

IO

+

-

VO

ICD

CEXT


3.4.1. Especificaciones de diseño del ACECVC Los parámetros de diseño del ACECVC están fuertemente relacionados entre sí, la re-

sistencia de carga R está relacionada con el voltaje de alimentación VDC según las ecuaciones 3.37 y 3.51. A su vez cuando se considera la capacitancia parásita del dispositivo, existe una relación directa entre la frecuencia de conmutación con el voltaje de alimentación y el capaci-tor. De igual forma existe un compromiso entre el factor de calidad Q y la relación de induc-tancias H. Si la H es alta, puede generar corrientes negativas en el inductor fuente de corriente, para evitar esto se fija el limite inferior de Q en 2.0026, por otro lado una H=0 genera una in-ductancia fuente de corriente infinita y como consecuencia una corriente constante. Los pro-blemas que se tienen con esto son: la incertidumbre que se tiene con el valor del inductor y problemas en la potencia entregada por el amplificador. Del mismo modo, un factor de calidad bajo genera altos porcentajes de distorsión armónica, según la referencia [35] un factor de ca-lidad aceptable está en el rango de 2.0026 < Q < 20.

RVP m

*2

2

= (3.51)

sustituyendo la ecuación 3.37 en 3.51 y despejando R:

( )PV

R CD

*2*074.1 2

= (3.52)

Considerando una potencia máxima de salida de 200W y un voltaje de alimentación máximo de 93 V se obtiene:

94.24=R Ω

Con la finalidad de tener una corriente de carga senoidal, se selecciona un factor de ca-lidad Q=10. Por las razones mencionadas anteriormente, se selecciona un valor de H = 0.1 y un ciclo de trabajo del 50 % con el cual se obtienen condiciones óptimas del amplificador.

En la Tabla 3.3 se muestran los datos de entrada del programa, las cuáles son las espe-cificaciones de diseño.

Tabla 3.3. Especificaciones de diseño del ACECVC

Nombre Símbolo Unidades

Frecuencia f kHz

Voltaje de alimentación VDC V

Resistencia de carga R Ω

Relación de inductancias H -----

Factor de calidad Q -----

Ciclo de trabajo D %

Resistencia de encendido rS Ω

Voltaje integral de la unión Vbi V

Coeficiente de distribución m -----

Capacitancia de salida COSS pF


3.4.2. Procedimiento de diseño del ACECVC La secuencia de diseño del ACECVC se muestra en la Tabla 3.4, representando los da-

tos de salida del programa de cómputo. Tabla 3.4. Secuencia de diseño del ACECVC.

Paso Parámetro Ecuación

1 LC Inductor fuente de

corriente

2 CS Capacitor paralelo

lineal

3 CO Capacitor resonante

4 LO Inductor resonante

Cálculos mediante métodos numéricos

5 CJO Capacitor no lineal

con VDS = 0

( ) ( ) DCbiDCDCbibi VVVVVVRaíz 4924246 2242 +++−= ππππ

( ) RaizwRV

Cbi

JO *43

12 +

=ππ

6 C1 Capacitor linealizado ( ) ( ) DCbiDCDCbibibi

JObi

VVVVVVVCV

C492424612

2422421+++−+

=ππππ

7 CEXT Capacitor externo OSSEXT CCC −= 1

8 IDC Corriente de DC ( ) RV

RV

I DCDCDC *5768.0

4**8

2 =+

=π

9 Vm Amplitud del voltaje

de salida DCDC

m VV

V *074.14

*42

=+

=π

11 Im Amplitud de la co-

rriente de salida DCDCm III *862.1*2

42

=+= π

12 VSW Esfuerzo de voltaje

−= 2

***

**

VbiCjoI

CjoIVsw DCDC

ωϕ

ωϕ

13 ISW Esfuerzo de corriente ( )( ) R

VR

VIsw DCDC *65.1

4*42*4

2

2

=+

++=

ππ

La frecuencia de conmutación es una especificación de diseño del ACECVC, y para

cada frecuencia de conmutación resulta un diseño diferente. La Tabla 3.5 muestra los valores de diseño del ACE calculados a 5 frecuencias de diseño (100 kHz, 250 kHz, 500 kHz, 1 MHz y 2 MHz) considerando un voltaje de alimentación de 10 V.


Tabla 3.5. Valores de diseño a diferentes frecuencias de conmutación (VDC = 10 V).

Nombre f = 100 kHz f = 250 kHz f = 500 kHz f = 1MHz f = 2 MHz

LC[mH] 3.979 1.592 0.7958 0.3979 0.1989

LO[mH] 397.90 159.20 79.58 39.79 19.89

CS[nF] 12.81 5.124 2.562 1.282 0.6405

CO[nF] 7.238 2.895 1.448 0.7238 0.3619

C1[nF] 11.69 4.675 2.338 1.169 0.58

CEXT[nF] 11.24 4.2 1.88 0.72 0.13

La potencia de salida del ACECVC se puede modificar variando el voltaje de alimen-tación. Se realizaron ajustes en el voltaje de alimentación del circuito para obtener diferentes potencias de salida: 50 W, 100 W, 150 W y 200 W como lo muestra la Tabla 3.6. La potencia de 200 W es el límite superior de los dispositivos de 600 V, dado que el máximo esfuerzo de voltaje a que está expuesto el interruptor en este circuito es de aproximadamente 4.3 veces el voltaje de alimentación.

Tabla 3.6. Voltaje de alimentación en función de la potencia y frecuencia de funcionamiento para el MOSFET convencional.

Frecuencia (kHz) Potencia (W) Voltaje (V)

50 46.60

100 65.90

150 80.70 100

200 93.30

50 46.60

100 65.90

150 80.70 250

200 93.30

50 46.60

100 65.90

150 80.70 500

200 93.30

50 46.60

100 65.90

150 80.70 1000

200 93.30

3.4.3. Ejemplo de diseño del ACECVC a 250 kHz y 100 W A continuación se muestra un ejemplo de diseño del ACECVC a 250 kHz y 100 W, las

Tablas 3.7-3.9 muestran los datos de entrada y salida del mismo.


Tabla 3.7. Datos de entrada del ejemplo de diseño del ACECVC a 250 kHz y 100 W.

Nombre Símbolo Valor Unidad

Frecuencia f 0.25 MHz

Fuente de Alimentación VDC 65.9 V

Relación de inductancias H 0.1 -----

Factor de Calidad Q 10 -----

Resistencia de Carga R 25 Ω

Resistencia Interna Interruptor Rs 0.5 Ω

Ciclo de Trabajo D 50 %

Voltaje Integral de la unión Vbi 0.7 V

Coeficiente de Distribución m 0.5 -----

Capacitancia parásita dispositivo Coss 4.50 nF

Tabla 3.8. Datos de salida del ejemplo de diseño del ACECVC a 250 kHz y 100 W.


Inductor choque Lc 0.001592 H

Capacitor lineal paralelo Cs 5.14E-09 F

Capacitor Resonante Co 2.89E-09 F

Inductor Resonante Lo 0.000159 H

Capacitor paralelo no lineal con VDS=0 Cjo 4.00E-08 F

Capacitor paralelo linealizado C1 4.68E-09 F

Capacitor paralelo no lineal a 25V C25 7.25E-09 F

Capacitor Externo CEXT 4.23E-09 F

Tabla 3.9. Variables útiles del ejemplo de diseño del ACECVC a 250 kHz, 100 W.


Corriente de la fuente de CD IC 1.52 A

Amplitud voltaje de salida Vm 70.78 V

Amplitud de la corriente de salida Io 2.831 A

Esfuerzo de voltaje en el interruptor VSM 296.5 V

Esfuerzo de corriente en el Interruptor ISM 4.352 A

Potencia de la fuente Pin 100.2 W

Potencia de salida Pout 100.2 W

Eficiencia (Pout/Pin) η 100 %


3.4.3.1. Señales generadas por el programa de diseño En las figuras 3.4 y 3.5 se muestran las formas de onda generadas por el programa de

diseño del ACECVC

Corriente de drenaje Voltaje drenaje-fuente

Figura 3.4. Señales de voltaje y corriente en el dispositivo.

Voltaje en la carga Corriente en el inductor

Figura 3.5. Voltaje en la carga y corriente en el inductor choque.

3.4.4. Método de diseño del ACECVC propuesto por Li y Yam Un método alternativo para el diseño del amplificador clase E, fue presentado por Li y

Yam, sin embargo este parte de un capacitor paralelo con un valor tal que absorba la no linea-lidad del capacitor de salida del dispositivo ver programa en Matemática en el Anexo I [34] .

Datos de entrada para el diseño del amplificador: Voltaje de alimentación Vcc=65.9 Potencia de salida Psal=100 Frecuencia de conmutación f=0.25 10^(6) Capacitor propuesto c1=4.711 10^(-9) Factor de calidad Q=10

Datos de salida del programa: L1= 0.00160593 RL= 25.5474 L2= 0.00016264 X= 28.9451 c2=2.81032x10-9


Variables útiles Io= 2.79796 ph1= -0.558926 Pin= 100 Idc= 1.51745 A= 1.48178 B= 0.692993 H= 0.101275

Figura 3.6. Corriente en el inductor choque.

Figura 3.7. Voltaje drenaje-fuente en el dispositivo.

Figura 3.8. Corriente de drenaje en el dispositivo.

T/2 Tt[us]

1.48

1.52 1.54 1.56

iL(t)

T/2 Tt[us]

50

100

150

200

VSW(t)

T/2 T t[us]

1

2

3

4

Isw(t)


Figura 3.9. Voltaje en la carga del amplificador.

3.5. Resumen En este capítulo se desarrolló el análisis matemático del ACECVC, considerando los

elementos parásitos del interruptor. Debido a que este análisis es complicado, se dividió en dos partes: la primer parte considera la resistencia de encendido RDS(on). A diferencia de los desa-rrollos tradicionales, este trabajo no parte de la suposición de señales sinusoidales en la carga. Sin embargo, tomando como referencia las señales generadas por el método de Li y Yam (pre-sentadas en este capítulo), cuyo desarrollo matemático se basa precisamente en tales suposi-ciones, se observa una gran similitud, excepto en el esfuerzo de voltaje en el interruptor. En el método propuesto éste es mayor debido a la no linealidad del capacitor, cuyo fenómeno se describe en la segunda parte del desarrollo matemático presentado.

T/2 Tt[us]

-60 -40 -20

20 40 60

Vo(t)

4. Simulación del ACECVC Con base en los resultados obtenidos con el programa de diseño, en este capítulo se

procedió a la simulación del ACECVC utilizando el simulador PSpice y los modelos propor-cionados por el fabricante Infineon Technologies. Se hicieron simulaciones a 100 kHz, 250 kHz y 500 kHz y a diferentes potencias de salida, mostrando los resultados a una frecuencia de operación de 250 kHz y a una potencia de salida de 100 W. Además con los datos obtenidos de las simulaciones se desarrolló una serie de gráficas que describen el desempeño del ACECVC con cada dispositivo.

4.1. Introducción El programa de simulación SPICE (Simulation Program With Integrated Circuits Emp-

hasis) es un programa de simulación y diseño de circuitos analógicos y digitales, creado por el Laboratorio de Investigación Electrónica de la Universidad de Berkeley en California, el cual se ofreció por primera vez al público en 1975.

Para los computadores personales y estaciones de trabajo existen diversos paquetes de software que implementan SPICE. De estos, el más popular es PSpice, creado por Microsim Corporation como primer simulador basado en SPICE para PCs y comercialmente disponible desde 1984. Posteriormente OrCAD Inc. adquirió el producto, y en la actualidad es quien dis-tribuye y desarrolla las nuevas versiones de PSpice. PSpice constituye una herramienta de gran valor para los diseñadores durante el proceso de desarrollo y prueba de un proyecto. El objeti-vo fundamental de la simulación no es sólo comprobar el correcto funcionamiento de un cir-cuito sino, el análisis y estudio del mismo.

4.2. Circuito simulado En el capítulo 3 se hizo el diseño del ACECVC en un rango de frecuencias de 100

kHz-2 MHz y a potencias de salida de 50 W, 100 W, 150 W y 200 W con la finalidad de ver la tendencia del comportamiento de los diferentes elementos que forman el circuito. Puesto que uno de los objetivos de este trabajo es hacer un análisis comparativo entre dispositivos de tec-nología IGBT y MOSFET, pero debido al problema de la cola de apagado que presenta el IGBT, lo cuál lo hace ineficiente a altas frecuencias de funcionamiento, las simulaciones solo se hacen a 100 kHz, 250 kHz y 500 kHz.

La simulación del amplificador se hizo en base al circuito que se muestra en la Figura 4.1. En donde el voltaje de alimentación requerido para obtener la potencia de 100 W, la resis-tencia de compuerta y el capacitor externo varían de acuerdo al dispositivo utilizado según la

Simulación del ACECVC 55

Tabla 4.1. Debido a las altas pérdidas que presentan los IGBT’s en conmutación, fue necesario aumentar el voltaje de alimentación para obtener la misma potencia de 100 W. Asímismo es-tos dispositivos son de tecnología diferente al MOSFET convencional, ya que son transistores bipolares, por lo tanto sus características de funcionamiento cambian, incluyendo el diodo interno. Puesto que el procedimiento de diseño no fue hecho para estos dispositivos, existe una ligera diferencia entre el capacitor paralelo calculado y el usado en simulación.

La resistencia de compuerta requerida por cada uno de los dispositivos depende de va-rios factores, principalmente de la capacitancia de entrada CISS. Dicho valor es diferente por lo que se tienen valores de resistencia diferentes.

En el Anexo I se muestran los resultados de la simulación para el resto de las frecuen-cias de conmutación.

Figura 4.1. Circuito del ACECVC simulado

Tabla 4.1. Valores de los elementos de diseño en función del dispositivo

Elementos de diseño Dispositivo Nomenclatura

VDC [V] RG [Ω] LC [mH] CEXT [nF] L0 [uH] C0 [nF]

MOSFET BUZ334 67 10 1.592 4.2 159.2 2.9

CoolMOS SPP11N60C2 65 10 1.592 3.6 159.2 2.9

S-IGBT SKP06N60 70 27 1.592 3.6 159.2 2.9

HS-IGBT SKW20N60HS 70 47 1.592 3.6 159.2 2.9

4.3. Resultados con el MOSFET convencional

4.3.1. Formas de onda en el interruptor En la Figura 4.2a se muestran las señales generadas en el MOSFET convencional: la

señal de control de compuerta y la señal de voltaje en el interruptor (parte superior), así como la señal de corriente en el interruptor (parte inferior). En la parte superior de la gráfica se pue-de ver que el dispositivo está funcionando en modo sub-óptimo, es decir, está conmutando a voltaje cero pero no con pendiente cero, dando lugar a la operación del diodo interno, cuya manifestación se refleja en el pico negativo de la onda de corriente. Otra de las características importantes de esta señal es el tiempo de caída tf de la forma de onda de corriente, siendo ésta una de las principales causas de las pérdidas por conmutación en el apagado del dispositivo, sobre todo a frecuencias muy elevadas.

0

V4 V3

V2

VDC R

RG

BUZ334

L0 C0 LC

CEXT


En la Figura 4.2b se muestran las conmutaciones en el encendido y apagado (parte su-perior), así como la potencia instantánea y potencia promedio (parte inferior) disipadas en el interruptor. Debido al tiempo de caída tf de la corriente en el interruptor se genera un pequeño traslape entre esta señal y la de voltaje dando como resultado las pérdidas por conmutación en el apagado. Contrario a lo que sucede en el apagado, en el encendido se observa que no existe presencia simultánea de voltaje y corriente, razón por la cuál la disipación de potencia es cero. La señal de la potencia instantánea presenta picos negativos generados por la descarga del capacitor parásito. Las pérdidas totales generadas en el MOSFET convencional son de aproximadamente 2.7 W, potencia relativamente pequeña considerando que se tiene una po-tencia de salida de 100 W.

a) b)

Figura 4.2. Formas de onda en el interruptor: a) señal de control y voltaje (parte superior), corriente (parte inferior), b) voltaje y corriente (parte superior), potencia instantánea y promedio (parte inferior).

4.3.2. Formas de onda en la carga La Figuras 4.3a muestra las señales de voltaje, corriente y potencia en la carga, así co-

mo la potencia de entrada. La señal de voltaje en la carga es proporcional al voltaje de alimentación y según la referencia [9] la relación está dada por la ecuación 4.1. La corriente está en fase con el voltaje, y ambas señales son sinusoidales. La potencia de salida tiene un valor aproximado a la potencia de entrada debido a las pocas pérdidas que presenta este dispo-sitivo.

CDVVm *074.1= (4.1)

a) b)

Figura 4.3. Formas de onda en la carga: a) voltaje (parte superior), corriente (parte inferior). b) potencia de entrada (parte superior), potencia de salida (parte inferior).


4.3.3. Gráficas de funcionamiento En el apartado anterior se mostraron señales típicas del interruptor a una sola frecuen-

cia de funcionamiento. Es importante mencionar que se realizaron simulaciones del amplifica-dor a diferentes frecuencias, de las cuales se obtuvieron las siguientes gráficas que indican el comportamiento del mismo.

4.3.3.1. Voltaje de alimentación En la Figura 4.4 se muestra la variación del voltaje de entrada con respecto a la fre-

cuencia de conmutación a potencia de salida constante, en la cuál se puede observar que a fre-cuencias mayores se requiere una cantidad menor de voltaje de entrada para obtener la misma potencia de salida en la carga. Lo anterior se puede comprobar mediante la relación que existe entre la potencia de entrada, el voltaje de alimentación y la frecuencia, tal y como se indica en la ecuación 4.2 desarrollada en [9].

12max **921.14 CV

Pf

CD

e= (4.2)

1**921.14 CfP

V eCD = (4.3)

Dado que las pérdidas de potencia idealmente son cero la relación anterior se expresa mediante la ecuación 4.4.

1**921.14 CfPV O

CD = (4.4)

Figura 4.4. Voltaje de alimentación en función de la potencia y frecuencia de operación usando el MOS-

FET como interruptor.

4.3.3.2. Pérdidas de potencia y eficiencia Teóricamente el ACE conmuta a voltaje cero tanto en el encendido como en el apaga-

do, pero en realidad existe un ligero traslape de la forma de onda de la corriente con la de vol-taje durante el apagado debido al tiempo de caída del mismo tf, lo cual provoca pérdidas en dicha conmutación. Eso se debe a que hay una importante diferencia entre la conmutación en el encendido y la conmutación en el apagado, ya que mientras en el encendido se trata de una conmutación natural que se presenta cuando entra en conducción el diodo, en el apagado te-nemos una conmutación suave, pero comandada. El traslape de corriente y voltaje depende


entonces del tiempo de caída tf de la corriente a través del dispositivo. Dicho traslape se in-crementa con la frecuencia de conmutación. Para el MOSFET convencional las pérdidas por conmutación debidas a este fenómeno son pequeñas, por lo que las pérdidas totales no se in-crementan en gran medida con la frecuencia. Puesto que la eficiencia es inversamente propor-cional a las pérdidas totales, existe un pequeño decremento de la misma conforme aumenta la frecuencia (Figura 4.5).

a) b) Figura 4.5. Gráficas de desempeño del ACECVC con el MOSFET: a) Pérdidas, b) Eficiencia.

4.4. Resultados con el CoolMOSTM

4.4.1. Formas de onda en el interruptor En la Figura 4.6a se muestra la señal de control de compuerta, así como las señales de

voltaje y corriente generadas en el CoolMOSTM. Al igual que el MOSFET convencional, este dispositivo esta funcionando en modo sub-óptimo, dando lugar a la operación del diodo inter-no. La diferencia principal con respecto al MOSFET convencional es un tiempo de caída tf de la corriente en el interruptor menor cómo se puede ver en la onda de corriente.

En la Figura 4.6b se muestran las conmutaciones en el encendido y apagado del inter-ruptor, la potencia instantánea y la potencia promedio en el mismo: debido a la reducción en el tiempo de caída tf, disminuye el traslape entre la corriente y el voltaje, y como consecuencia disminuyen las pérdidas totales (2 W) y se incrementa la eficiencia en la misma proporción con respecto al MOSFET convencional. La descarga del capacitor parásito genera picos de potencia negativos tal como lo muestra la señal de la potencia instantánea.

a) b)



4.4.2. Formas de onda en la carga La Figura 4.7 muestra las señales de voltaje, corriente y potencia en la carga, así como

la potencia de entrada. El valor máximo del voltaje en la carga mantiene la misma relación con el voltaje de alimentación. La corriente está en fase con el voltaje debido a que la carga es re-sistiva, además de que ambas señales son completamente sinusoidales. La diferencia entre la potencia de entrada y la potencia de salida es menor debido a las pocas pérdidas que presenta este dispositivo.

Figura 4.7. Formas de onda en la carga: a) voltaje (parte superior), corriente (parte inferior), b) potencia de

entrada (parte superior), potencia de salida (parte inferior).

4.4.3. Gráficas de funcionamiento En las siguientes figuras se muestran tres gráficas que indican el comportamiento del

ACE que emplea el CoolMOSTM como interruptor, cuyos valores se obtuvieron de las simula-ciones en PSpice.

4.4.3.1. Voltaje de alimentación La reducción de la resistencia de encendido RDS(on) en el CoolMOSTM disminuyó en

gran medida las pérdidas de conducción y como consecuencia la generación de calor, incre-mentando la eficiencia del circuito y dando lugar a un aumento en el manejo de la potencia de salida, por lo que son necesarios voltajes de alimentación más pequeños para obtener las mis-mas potencias de salida (Figura 4.8).

Figura 4.8. Voltaje de alimentación en función de la potencia y frecuencia de operación usando el Cool-

MOSTM como interruptor


4.4.3.2. Pérdidas de potencia y eficiencia El CoolMOSTM tiene características de conducción que superan las limitaciones de la

resistencia de encendido de los MOSFET’s de potencia convencionales. Lo anterior se logra debido a la tecnología de construcción de este dispositivo, la cual se basa en el principio de compensación a través de la inserción de bandas verticales tipo p en la zona de deriva. Lo an-terior trae consigo una disminución en las pérdidas de potencia en conducción que, junto con un tiempo de caída tf pequeño, reducen las pérdidas totales por debajo de las de los MOS-FET’s convencionales y por el mismo motivo se obtienen eficiencias mayores como se obser-va en la Figura 4.9.

a) b)

Figura 4.9. Gráficas de desempeño del ACECVC con el CoolMOSTM: a) Pérdidas, b) Eficiencia.

4.5. Resultados con el IGBT convencional

4.5.1. Formas de onda en el interruptor En la Figura 4.10a se muestran las señales generadas en el IGBT convencional: la señal

de control de compuerta y la señal de voltaje (parte superior), así como la señal de corriente (parte inferior). El funcionamiento de este dispositivo es similar a los MOSFET’s en cuanto al modo de funcionamiento (sub-óptimo), sin embargo existe una gran diferencia en la forma de onda de la corriente principalmente en el apagado del interruptor, ya que además del tiempo de caída tf rápido al inicio, inclusive más rápido al de los MOSFET’s, existe una caída lenta (cola de corriente) dando lugar a un incremento en el tiempo de traslape entre el voltaje y la corrien-te e incrementando las pérdidas por conmutación y como consecuencia las pérdidas totales, tal y como se muestra en la Figura 4.10b.

a) b)



4.5.2. Formas de onda en la carga En la Figura 4.11a se muestran las formas de onda de salida del amplificador que co-

rresponden al voltaje y la corriente en la carga. Ambas señales están en fase debido a que la carga es resistiva, además de que son completamente sinusoidales. En la Figura 4.11b se muestran las gráficas de la potencia de entrada y potencia a la salida del amplificador, la po-tencia de salida difiere en una buena cantidad de la potencia de entrada debido a las altas pér-didas en conmutación que tiene este interruptor.

a) b) Figura 4.11. Formas de onda en la carga: a) voltaje (parte superior), corriente (parte inferior), b) potencia de


4.5.3. Gráficas de funcionamiento En las siguientes figuras se muestran tres gráficas que indican el comportamiento del

ACECVC que emplea el IGBT convencional como interruptor, cuyos valores se obtuvieron de las simulaciones en PSpice.

En la Figura 4.12 se muestra la variación del voltaje de entrada con respecto a la fre-cuencia de conmutación para tener potencia constante en la salida. Se puede observar que a frecuencias mayores se requiere una cantidad menor de voltaje de entrada para obtener la misma potencia de salida en la carga, igual que para los dispositivos de tipo MOSFET. Sin embargo, en este dispositivo lo anterior se cumple sólo hasta la frecuencia de 250 kHz, y para valores mayores sucede lo contrario debido a las altas pérdidas que se tienen a frecuencias muy elevadas. Como consecuencia es necesario alimentar con valores mayores de voltaje para satisfacer los requerimientos de potencia.

El IGBT convencional, además del tiempo de caída tf de la corriente, tiene como carac-terística distintiva de los MOSFETs la cola de apagado que se presenta en el apagado del dis-positivo, la cuál aumenta en gran medida el tiempo de traslape entre la corriente y el voltaje, lo que trae como consecuencia un incremento en las pérdidas de potencia en el apagado y una disminución considerable en la eficiencia, tal y como lo demuestran las Figuras 4.13.


Figura 4.12. Voltaje de alimentación en función de la potencia y frecuencia de operación usando el IGBT

convencional como interruptor.

a) b)

Figura 4.13. Gráficas de desempeño del ACECVC con el IGBT convencional: a) Pérdidas, b) Eficiencia.

4.6. Simulaciones con el IGBT de alta velocidad

4.6.1. Formas de onda en el interruptor La principal diferencia entre las formas de onda del IGBT de alta velocidad y del IGBT

convencional, es que en el primero disminuye el tiempo de la corriente de apagado lo que trae como consecuencia una disminución en el tiempo de traslape entre la corriente y el voltaje. Sin embargo en el IGBT de alta velocidad se observan picos de corriente en el encendido del dis-positivo (Figura 4.14), los cuáles no son un comportamiento inherente a este dispositivo sino que se deben a que se le aplico tarde la señal a la compuerta del mismo. Puesto que el tiempo de traslape entre el voltaje y la corriente determina las pérdidas en el dispositivo, en la Figura 4.24 se observa una notable disminución de las pérdidas totales.


a) b)


4.6.2. Formas de onda en la carga En la Figura 4.15 se indican el voltaje, la corriente y la potencia en la carga, así como

la potencia de entrada. La potencia de salida está alejada de la potencia de entrada debido a la gran cantidad de pérdidas que presenta este interruptor, sin embargo cabe aclarar que estas pérdidas son menores que las obtenidas con el IGBT convencional.

Figura 4.15. Formas de onda en la carga: a) voltaje (parte superior), corriente (parte inferior), b) potencia de


4.6.2.1. Gráficas de funcionamiento Las gráficas de funcionamiento de este dispositivo muestran un mejor desempeño en

cuanto a potencia y frecuencia se refiere con respecto al IGBT convencional. En la Figura 4.16 se muestra la variación del voltaje de entrada con respecto a la fre-

cuencia de conmutación para tener potencia constante en la salida. Se puede observar que a frecuencias mayores se requiere una cantidad menor de voltaje de entrada para obtener la misma potencia de salida en la carga, igual que para los dispositivos de tipo MOSFET. Sin embargo, lo anterior se cumple a una frecuencia de 250 kHz, por que a frecuencias mayores es necesario aumentar dicho voltaje para contrarrestar las altas pérdidas de potencia que se tienen con este dispositivo.

En la Figura 4.17 se presentan las pérdidas totales de potencia y la eficiencia del IGBT de alta velocidad, donde debido a la disminución en el tiempo de cola de corriente en compa-


ración con el IGBT convencional, se reducen en gran medida las pérdidas y como consecuen-cia aumenta la eficiencia.

Figura 4.16. Voltaje de alimentación en función de la potencia y frecuencias de operación usando el IGBT

de alta velocidad como interruptor.

a) b) Figura 4.17. Gráficas de desempeño del ACECVC con el IGBT de alta velocidad: a) Pérdidas, b) Eficiencia.

4.7. Gráficas comparativas de los cuatro interruptores En este apartado se hará un análisis comparativo del amplificador con los cuatro inter-

ruptores en cuanto a voltaje de alimentación, pérdidas de potencia y eficiencia.

4.7.1. Voltaje de alimentación En la Figura 4.18 se puede observar que: •••• Para el mismo voltaje de entrada, la potencia entregada por el circuito depende

del tipo de interruptor, donde la máxima potencia de salida es obtenida con el CoolMOS seguido por el MOSFET convencional, el IGBT de alta velocidad y al final el IGBT convencional

•••• Cuando se incrementa la frecuencia de conmutación, la diferencia entre la po-tencia de salida obtenida con cada dispositivo manteniendo el voltaje de entra-da constante es más significativa.

•••• Cuando se incrementa la frecuencia de conmutación mas potencia de salida puede ser obtenida alimentando el circuito con el mismo voltaje de entrada, pe-ro a expensas de un mayor esfuerzo de voltaje en el mismo.


f = 100 kHz

f = 250 kHz

f = 500 kHz Figura 4.18. Voltaje de alimentación en función de la potencia y tipo de dispositivo

4.7.2. Pérdidas de potencia y eficiencia Los resultados completos de la simulación, incluyendo las formas de onda de cada dis-

positivo a cada frecuencia de conmutación se muestran en el apéndice. Para estas formas de onda fueron calculadas las pérdidas de potencia totales (pérdidas de conducción y conmuta-ción), así como la eficiencia del circuito como se muestra en la Figura 4.19.


Pérdidas totales a 100 kHz. Eficiencia a 100 kHz.

Pérdidas totales a 250 kHz. Eficiencia a 250 kHz.

Pérdidas totales a 500 kHz. Eficiencia a 500 kHz. Figura 4.19. Comparación de las pérdidas totales y eficiencia del circuito diferentes frecuencias contra po-

tencia de salida y tipo de dispositivo.

De los resultados ilustrados en la Figura 4.19 podemos concluir que: • Para los dispositivos tipo MOSFET las pérdidas de potencia se mantienen prácti-

camente constantes cuando se incrementa la frecuencia de conmutación, y se in-crementan ligeramente para altas potencias de salida. En todos los casos las pér-didas de potencia no exceden los 6 W. Esto prueba que el proceso de conmuta-ción suave (CVC) garantiza para los MOSFET’s muy bajas pérdidas de conmuta-ción.


• Para los dispositivos tipo IGBT las pérdidas de potencia se incrementan drásti-camente con la frecuencia de conmutación así como con la potencia de salida, al-canzando un máximo de 60 W para el IGBT convencional a 500 kHz y 200 W de potencia de salida. Esto prueba que a pesar de las condiciones de conmutación suave, las pérdidas son fuertemente afectadas por la corriente de apagado. Como consecuencia las pérdidas de potencia del IGBT de alta velocidad son más bajas debido a que tiene menos corriente de apagado que el IGBT convencional. Este comportamiento será explicado posteriormente en las formas de onda experimen-tales de corriente y voltaje.

• La eficiencia del circuito varía en forma análoga a las pérdidas de potencia. Una eficiencia máxima de alrededor de 98% es obtenida con el CoolMOSTM para to-das las frecuencias de conmutación y potencias de salida, seguido por el MOS-FET convencional (96% - 97%).

• A bajas frecuencias de conmutación (100 kHz), se pueden desarrollar eficiencias por arriba de 90 % con los IGBT’s, pero decrecen drásticamente a 250 kHz y 500 kHz. Los IGBT’s son más eficientes a altas potencias de salida. Se observa una fuerte dependencia entre la eficiencia y la potencia de salida, alcanzándose un mínimo de 70% para la potencia de salida mas baja 50 W y 500 kHz para el IGBT convencional.

4.8. Resumen La simulación de circuitos es muy importante, ya que muestra de manera aproximada

el comportamiento del mismo ante diferentes situaciones. Puesto que el simulador PSpice ori-ginalmente fue diseñado para trabajar con señales pequeñas y dentro de sus bibliotecas de fun-ción no cuenta con modelos adecuados de dispositivos de potencia, fue necesario trabajar con modelos del mismo fabricante (Infineon Technologies) para cada uno de los dispositivos se-miconductores usados en este proyecto de tesis. Tales modelos toman en cuenta aspectos tan importantes como la cola de apagado de la corriente característica de los dispositivos de tec-nología bipolar y el tiempo de caída de la corriente en el apagado. Uno de los principales pro-blemas que se presentó durante el desarrollo de las simulaciones usando estos modelos fue el tiempo de convergencia principalmente en los dispositivos de tecnología híbrida.

Los simuladores, por más potentes que sean no dejan de ser una aproximación a la rea-lidad y en consecuencia nunca pueden sustituir la práctica de manejo real de los circuitos elec-trónicos. Por lo tanto, el mejor uso que se puede realizar de PSpice es en combinación con el trabajo de laboratorio. Considerando lo anterior en el Capítulo 5 se desarrolla el prototipo ex-perimental del ACECVC.

5. Resultados experimentales En este capítulo se presentan los resultados experimentales de un prototipo de laborato-

rio del ACECVC implementado con cuatro dispositivos de potencia diferentes como interrup-tor. Los resultados experimentales obtenidos se comparan con las simulaciones expuestas en el capítulo anterior.

5.1. Introducción Los DSEP’s presentan elementos parásitos que afectan el desempeño del ACECVC, la

capacitancia parásita del dispositivo además de limitar la frecuencia de conmutación, aumenta los esfuerzos de voltaje de los mismos. Lo anterior ya se demostró con el programa de diseño y las simulaciones. Para hacer una comparación de tales esfuerzos de voltaje entre los DSEPs, es necesario alimentar al circuito con voltajes constantes, contrario a lo que se hizo en simula-ción. El circuito se alimentó con voltajes de 10 V, 25 V, 40 V, 55 V y 70 V, obteniendo poten-cias de salida diferentes con cada uno de los dispositivos.

5.2. Diseño del prototipo Después de haber simulado el amplificador con cada interruptor, se implementó el cir-

cuito en el laboratorio para validar el programa de diseño. Para hacer más real la operación del circuito se considera la resistencia interna de la bobina resonante. Las pruebas se realizaron únicamente a una frecuencia de operación de 250 kHz y a niveles de potencia más bajos que en la simulación.

El circuito que se utilizó para realizar las pruebas con el MOSFET convencional es el que se muestra en la Figura 5.1, haciendo la aclaración que los valores de los elementos reac-tivos utilizados en este prototipo se aproximaron a los valores teóricos de acuerdo a los recur-sos disponibles. En la Tabla 5.1 se muestran los valores experimentales. Como puede obser-varse existen ligeros cambios en los componentes por lo que cambian las condiciones de ope-ración del amplificador siendo necesario un ajuste de frecuencia para obtener el funcionamien-to deseado del mismo.

Resultados experimentales 69

Figura 5.1. Circuito construido para realizar pruebas con el MOSFET convencional.

Tabla 5.1. Valores de componentes usados en las pruebas experimentales.

Elementos de diseño Dispositivo Nomenclatura

VDC [V] RG [Ω] LC [mH] CEXT [nF] L0 [uH] C0 [nF]

MOSFET BUZ334 70 10 1.6 4.0 160 3.3

CoolMOS SPP11N60C2 70 10 1.6 3.337 160 3.3

S-IGBT SKP06N60 70 27 1.6 3.337 160 3.3

HS-IGBT SKW20N60HS 70 47 1.6 3.3376 160 3.3

Como resistencia de carga, se realizó un arreglo serie paralelo de resistencias de poten-cia de 100 Ω a 25 W, para soportar las diferentes potencias de operación del amplificador.

5.2.1. Circuito impulsor de compuerta del MOSFET Para generar la señal de control en la compuerta de los dispositivos, se requiere de un

oscilador y un impulsor. Para propósitos de este diseño fue suficiente utilizar un TL494 como oscilador y un IR2110 como impulsor. El TL494 es un circuito de control por modulación de la anchura del pulso (PWM) que ha sido utilizado para el control de fuentes de alimentación conmutadas principalmente y una de sus características importantes es la reducción de la cir-cuitería para un diseño en particular, además de trabajar con frecuencias de hasta 300 kHz [42, 43].

El IR2110 es un impulsor de MOSFETs e IGBTs en configuración Tótem-pole, inclu-ye alta capacidad de voltaje, alta velocidad y compatibilidad con entradas TTL además de ser económico [44]. El circuito oscilador-impulsor se presenta en la Figura 5.2, en donde la fre-cuencia del circuito oscilador de 250 kHz se calcula con la ecuación:

11

1CR

fosc = (5.1)

Con un potenciómetro en lugar de R1, se pudo ajustar la frecuencia al valor requerido por el amplificador para conmutar a voltaje cero, ya que esta condición no se cumple exacta-mente a 250 kHz debido a las tolerancias de valores de los componentes

0

CEXT

COV4 V3

V2

25Ω RG

LOLC

BUZ334

1Ω

VDC


Figura 5.2. Circuito impulsor de compuerta.

La resistencia de compuerta RG se calcula mediante la ecuación 5.2. La ecuación ante-rior se obtiene del análisis del circuito equivalente que se forma con los elementos parásitos del interruptor, la resistencia RG y el voltaje aplicado al circuito impulsor como lo muestra la Figura 5.3. Los elementos parásitos del interruptor: inductor en terminales de la fuente LS y el capacitor de entrada CISS, forman un circuito resonante que es excitado por el voltaje aplicado, siendo ésta la principal razón de las oscilaciones observados en muchos circuitos impulsores. Afortunadamente estas oscilaciones pueden ser reducidas por la componente resistiva en serie formada por la impedancia de salida del impulsor, la resistencia externa de compuerta y la resistencia interna del dispositivo [7].

Figura 5.3. Componentes resonantes del circuito impulsor.

( )GIDRVISS

SOPTGATE RR

CL

R +−= *2, (5.2)

5.2.2. Diseño de inductores Se requiere que los convertidores de potencia modernos trabajen a altas frecuencias pa-

ra reducir el volumen y peso, pero el trabajar a altas frecuencias involucra dos aspectos impor-

0

C2

VCC

TL494

0

VCC

0

C1

VCC

C2

LIN

COM

0

P1

OR

R1

IR2110

R2

OC

E2

E1

0

C1

VCC

LO

VS

R

D C

C3

RG

0

LS

VDRV

RG

CISS


tantes: las pérdidas en los semiconductores y las pérdidas en los elementos magnéticos. Las pérdidas de potencia en los dispositivos semiconductores son reducidas en gran medida con técnicas de conmutación suave como en los convertidores resonantes, y las pérdidas en los elementos magnéticos son reducidas usando capacitores con baja resistencia serie equivalente (RES) y haciendo un buen diseño de los inductores. El control de las pérdidas en los compo-nentes magnéticos es importante para incrementar la eficiencia de todos los circuitos converti-dores de potencia. Actualmente, una exacta distribución de las pérdidas en los inductores de-pende de la frecuencia de operación, el material y la geometría del núcleo. La eficiencia de un inductor está determinada por:

a) Pérdidas de potencia en el núcleo por corrientes de Eddy y por histéresis. b) Pérdidas de potencia en los devanados (cobre).

Las pérdidas en el núcleo se incrementan con la frecuencia y tienden a ser altas si la densidad de flujo no es reducida. Para densidades de flujo bajas las pérdidas en el núcleo son bajas, pero las pérdidas en el cobre son altas debido a que el número de vueltas es alto para reducir la operación de la densidad de flujo. Por otro lado, debido a la proximidad y efecto piel, la resistencia AC de los devanados a altas frecuencias puede ser de 5 a 10 veces más grande que la resistencia DC. Incrementando la densidad de flujo, el número de vueltas es re-ducido, las pérdidas en el núcleo se incrementan y las pérdidas en el cobre se reducen. Por lo tanto un balance óptimo de las pérdidas en el cobre y en el núcleo pueden ser conseguidas, así como un diseño del inductor para máxima eficiencia de operación. Es normal asumir que la eficiencia óptima ocurre cuando las pérdidas en el núcleo son iguales a las pérdidas en el cobre [45], [46]. Uno de los principales problemas relacionados con el diseño de inductores de po-tencia es la resistencia AC de los devanados. El hilo de Litz es una buena alternativa para so-lucionar este problema ya que tiene una menor resistencia de CA que los conductores sólidos. Esto es por que la corriente en un conductor sólido se concentra en la parte externa del con-ductor a altas frecuencias. Por esta razón el hilo de Litz tiene una mejor distribución de la co-rriente a través de la sección del hilo [47].

5.2.2.1. Especificaciones de diseño Las especificaciones de diseño requeridas para el cálculo de los inductores se mencio-

nan a continuación: Frecuencia de operación f Potencia máxima de carga PO

Inductancia L Corriente eficaz IRMS

Densidad de corriente J Entrehierro G

5.2.2.2. Procedimiento de diseño Para el diseño de los inductores se consideraron aspectos importantes como el tipo de

material con el cuál se fabrica el núcleo y la potencia máxima de operación del amplificador. En la Figura 5.4 se muestra una gráfica de la respuesta en frecuencia de diferentes materiales en función del flujo magnético, y en la Tabla 5.2 el rango de potencia de diferentes tipos de núcleos RM [48].


Figura 5.4. Materiales utilizados en la fabricación de núcleos de ferrita

Tabla 5.2. Clasificación de los núcleos RM en función de la potencia.

Tipo de núcleo Rango de potencia (W)

RM4 < 5

RM5 5 a 10

RM6 10 a 20

RM8, RM10 20 a 50

RM12 50 a 100

RM14 100 a 200

Otros > 200

Tabla 5.3. Secuencia de diseño.

Paso Parámetro de diseño Ecuación Características

1 Núcleo de la bobina Material

Tipo de núcleo AW

Ae Área de ventana

Área efectiva

2 Área del cobre J

IA rms

CU = IRMS

J Corriente eficaz

Densidad de corriente

3 Calibre del conductor Ver Tabla de calibre de con-ductores

4 Número máximo

de espiras rms

CUWmáx I

JKAN

**. = KCU Coeficiente del cobre

5 Número de espiras 810***4.0*

−=eA

GLNπ

L Valor del inductor G Entrehierro

Es importante mencionar que el cálculo del número de espiras mediante el procedi-miento de diseño descrito, se aproximó en una buena medida, pero fue necesario un ajuste para obtener el valor del inductor requerido. El diseño del inductor fuente de corriente de 1.6 mH no presentó problema ya que la corriente que circula por él es prácticamente de corriente directa y no hay problemas de saturación, sin embargo en el diseño del inductor del filtro re-


sonante, que aunque es de un valor más pequeño, 160.0 µH, es más complicado el diseño por el problema de la saturación del núcleo, y si no se le pone un entrehierro adecuado es muy probable la saturación.

5.3. Resultados con el MOSFET convencional (BUZ334)

5.3.1. Formas de onda en el dispositivo y en la carga En la Figura 5.5 se muestran las señales de voltaje y corriente generadas en el MOS-

FET de potencia. Así como las señales de corriente, voltaje y potencia en la carga. En ésta gráfica se señalan los intervalos de conducción de la corriente, durante el tiempo (t1) la co-rriente es conducida por el MOSFET, durante el tiempo (t2) la corriente es conducida por el capacitor externo paralelo al dispositivo, sin embargo en estas condiciones de funcionamiento dicha corriente es despreciable, el diodo conduce durante el tiempo (t3) confirmando de esta forma el funcionamiento en modo sub-óptimo del amplificador. Asimismo se observa un pico de corriente negativa conducida por el diodo parásito con una amplitud aproximada de 1 A.

Voltaje de entrada de 70V, potencia de salida de 92.8. Figura 5.5. Transitorios medidos a 250 kHz usando el MOSFET convencional.

5.4. Resultados con el CoolMOS (SPP11N60C3)

5.4.1. Formas de onda Las señales obtenidas con este dispositivo son similares a las obtenidas con el MOS-

FET convencional, incluyendo la corriente de drenaje conducida por el dispositivo, pero el pico de corriente negativa conducida por el diodo parásito es ligeramente mayor.(Figura 5.6).

Voltaje de entrada 70V, potencia de salida 107 W Figura 5.6. Transitorios medidos a 250 kHz usando el CoolMOS.

VDS

ID

VL

IL

PL

VDS

ID

VL

IL

PL

t1 t2 t3

t1 t2 t3


5.5. Resultados con el IGBT (SKP06N60)

5.5.1. Formas de onda En la Figura 5.7 se muestran las señales de corriente y voltaje generadas en el IGBT

convencional. Así como las señales de corriente, voltaje y potencia instantánea en la carga. En ésta gráfica se señalan los intervalos de conducción de la corriente, durante el tiempo (t1) la corriente es conducida por el MOSFET hasta que se interrumpe bruscamente la señal de go-bierno del mismo en donde se genera una caída rápida, durante el tiempo (t2) se presenta la corriente de apagado del dispositivo, durante (t3) la corriente es conducida por el capacitor externo paralelo al dispositivo, sin embargo en estas condiciones de funcionamiento dicha corriente es despreciable, el diodo conduce durante el tiempo (t4). Así mismo se observa un pico de corriente negativa con mayor amplitud y un tiempo de recuperación inversa mayor.

Voltaje de entrada 70V, potencia de salida 72.8 W. Figura 5.7. Transitorios medidos a 250 kHz usando el S-IGBT.

5.6. Resultados con el IGBT de alta velocidad (SKB20N60HS)

5.6.1. Formas de onda En la Figura 5.8 se muestran las formas de onda obtenidas experimentalmente con el

IGBT de alta velocidad, en donde es importante comentar que la señal de corriente en el apa-gado del dispositivo consta de una caída rápida al inicio, similar ala caída de un IGBT con-vencional, pero al final presenta una corriente de apagado más reducida, siendo ésta la princi-pal diferencia entre ambos dispositivos ya que el pico de corriente negativa y el tiempo de recuperación inversa son similares.

Voltaje de entrada 70V, potencia de salida 80.68 W. Figura 5.8. Transitorios medidos a 250 kHz usando el HS-IGBT.

VCE

IC

VL

IL

PL

VCE

IC

VL

IL

PL

t1 t2 t3

t1 t3 t4

t4

t2


5.7. Graficas comparativas de los experimentos

5.7.1. Esfuerzos de voltaje La Figura 5.9 muestra los esfuerzos de voltaje generados en los dispositivos, para el

mismo voltaje de alimentación, se obtienen esfuerzos de salida diferentes para cada dispositi-vo. Se observa que el CoolMOSTM es el dispositivo que alcanza mayores esfuerzos, seguido por el IGBT de alta velocidad, el IGBT convencional y al final el MOSFET.

Figura 5.9. comparación de los esfuerzos de voltaje en los dispositivos a voltaje constante.

5.7.2. Potencia de salida Contrario a las simulaciones, los experimentos se realizaron alimentando al ACE con

voltajes constantes (10 V, 25 V, 40 V, 55 V y 70 V), obteniendo potencias de salida variables para cada voltaje de entrada de acuerdo al interruptor usado. La máxima potencia fue alcanza-da por el CoolMOSTM, alimentado con 70 V como se muestra en la Figura 5.10.

Figura 5.10. Potencia de salida contra voltaje de alimentación y tipo de dispositivo.

5.8. Análisis comparativo entre simulación y experimento

5.8.1. Transitorios de corriente y voltaje En la Figura 5.11 se comparan las formas de onda de corriente y voltaje, en el interruptor ob-tenidas mediante simulación y mediciones en cada uno de los dispositivos. El voltaje de ali-mentación es el mismo en ambos casos, la frecuencia de conmutación disminuye para el caso experimental debido a los valores de los componentes y como consecuencia disminuye la potencia desarrollada.


Simulaciones Mediciones

MOSFET – 70 VCD, 105 W, 250 kHz. MOSFET – 70 VCD, 92.8 W, 238 kHz.

CoolMOS – 70 VCD, 112 W, 250 kHz. CoolMOS – 70 VCD, 107 W, 238 kHz.

S-IGBT – 70 VCD, 90 W, 250 kHz. S-IGBT – 70 VCD, 72.8 W, 238 kHz.

HS-IGBT – 70 VCD, 98.50 W, 250 kHz. HS-IGBT – 70 VCD, 80.6 W, 238 kHz. Figura 5.11. Simulaciones (izquierda) y mediciones (Derecha) de las formas de onda en el interruptor.


Se puede observar como los efectos de la cola de corriente afectan la operación de los IGBTs, contrario a los MOSFETs, resultando en más altas pérdidas de potencia durante el proceso de conmutación suave. En simulación, el IGBT de alta velocidad presenta picos de corriente durante el encendido.

5.8.2. Potencia de salida La Figura 5.12 muestra la comparación de la potencia de salida medida y simulada co-

ntra el voltaje de entrada. Se puede observar que la potencia de salida entregada por el circuito en la simulación es siempre más alta que la medida (por arriba de un 25 % para el IGBT con-vencional). La potencia entregada por el circuito depende del tipo de interruptor, el mejor des-empeño es obtenido por el CoolMOSTM, seguido por el MOSFET convencional, el IGBT de alta velocidad y al final el IGBT convencional. La diferencia se incrementa a altos voltajes de entrada para todos los dispositivos. El propio calentamiento del dispositivo que no fue consi-derado en el modelo, así como pérdidas de potencia en el impulsor que no se consideraron en simulación puede ser una razón de tal diferencia.

a) b)

c) d)

Figura 5.12. Comparación entre mediciones y simulaciones de la potencia de salida contra voltaje de entrada a 250 kHz para el: a) MOSFET, b) CoolMOS, c) S-IGBT y d) HS-IGBT.

5.8.3. Esfuerzos de voltaje en los dispositivos La Figura 5.13 muestra la comparación entre los esfuerzos de voltaje medidos y simu-

lados de los dispositivos contra el voltaje de alimentación de CD. Se puede observar una bue-na aproximación entre la simulación y las mediciones. El voltaje máximo a través del interrup-tor se encuentra entre 3.9 y 4.4 veces el voltaje de entrada aplicado. En la simulación se obser-va que esta relación se incrementa con la frecuencia de conmutación.


a) b)

c) d)

Figura 5.13. Comparación entre mediciones y simulaciones del esfuerzo de voltaje contra voltaje de entrada a 250 kHz para el: a) MOSFET, b) CoolMOS, c) S-IGBT y d) HS-IGBT.

5.8.4. Eficiencia del circuito De la misma manera, la Figura 5.14 muestra la eficiencia medida y simulada del circui-

to contra el voltaje de alimentación para los dispositivos estudiados. Para los dispositivos tipo MOSFET la eficiencia simulada es mayor que la medida. El CoolMOSTM muestra en el expe-rimento una tendencia a disminuir su eficiencia a altos voltajes de entrada, efecto que no se observa en la simulación. Para los dispositivos IGBTs se observa un incremento en la eficien-cia del circuito con el aumento del voltaje de alimentación tanto en las mediciones como en la simulación. Los valores medidos son más altos que en la simulación para el caso del IGBT convencional.

5.9. Resumen En este capítulo se presentaron los resultados experimentales del ACECVC con los 4

DSEP’s seleccionados, asimismo se hace una comparación mediante una serie de gráficas en base a los transitorios de corriente y voltaje, potencia desarrollada, eficiencia de conversión de potencia y esfuerzos de voltaje, con simulaciones realizadas bajo las mismas condiciones de operación (Anexo II).


a) b)

c) d)

Figura 5.14. Comparación entre mediciones y simulaciones del esfuerzo de voltaje contra voltaje de entrada a 250 kHz para el: a) MOSFET, b) CoolMOS, c) S-IGBT y d) HS-IGBT.

6. Conclusiones, comentarios y trabajos futuros En este capítulo se presentan las conclusiones generales del trabajo de investigación

desarrollado, en base a la técnica de diseño empleada, resultados de simulación y resultados experimentales, así como algunas recomendaciones y trabajos futuros para continuar con esta línea de investigación.

6.1. Conclusiones generales Los elementos parásitos de los dispositivos semiconductores de potencia tienen una

fuerte influencia en el desempeño del ACE, especialmente a altas frecuencias de operación. La resistencia de encendido se encarga de disminuir la eficiencia del circuito y la capacitancia de salida es el factor limitante de la frecuencia de conmutación. De allí se deriva la importancia de considerar tales parámetros en el diseño del amplificador para obtener resultados más exac-tos y como consecuencia un mejor desempeño del circuito.

Las metas propuestas al inicio de esta tesis de maestría, consistieron en evaluar el des-empeño del ACECVC con diferentes dispositivos semiconductores de potencia, considerando los efectos de la resistencia de encendido y de la capacitancia de salida no lineal de los mis-mos. Para alcanzar las metas anteriores se desarrollaron una serie de actividades, las cuales se describen a continuación.

Se analizaron las características estáticas y dinámicas de los dispositivos de potencia poniendo especial énfasis en los elementos parásitos de los mismos. En la Tabla 1.1 se mues-tra la distribución de las resistencias en el MOSFET y el porcentaje contribución a la resisten-cia total de encendido del dispositivo para diferentes voltajes drenaje-fuente. Por otro lado en la Figura 1.6 se muestra la variación de la capacitancia de salida con respecto al voltaje drena-je-fuente.

Se presentó un estudio a detalle del ACE, en donde se mencionan sus características y aplicaciones, así como los análisis matemáticos desarrollados a la fecha.

Se desarrolló el análisis matemático del ACECVC, considerando los elementos parási-tos del dispositivo semiconductor (resistencia de encendido RDS(on) y capacitancia de salida (COSS). El desarrollo está basado en las referencias [35, 41] principalmente. En la primera de ellas se considera la resistencia de encendido y en la segunda se hace el análisis en base a un MOSFET con capacitor de salida no lineal. El procedimiento de diseño en cuestión está enfo-cado a seleccionar un dispositivo en base al cálculo del capacitor linealizado (C1), sin el uso de un capacitor externo, sin embargo el objetivo de esta tesis es evaluar el desempeño de dis-

Conclusiones, comentarios y trabajos futuros 81

positivos existentes, por lo que se cambio el enfoque anterior haciendo uso de un capacitor externo y considerando la capacitancia no lineal del dispositivo en cuestión. Se presenta el programa de diseño en C++ Builder (ver apéndice A) basado en las ecuaciones anteriores y donde se obtuvieron resultados para 5 frecuencias de conmutación diferentes como se muestra en la Tabla 3.3. Específicamente a la frecuencia de 250 kHz se ajusto el nivel de CD para ob-tener 50 W, 100 W, 150 W y 200 W.

Se simuló el circuito con los valores de los elementos calculados por el programa de diseño, haciendo la aclaración que para el CoolMOSTM y los IGBT se ajustó el capacitor para-lelo para conmutación a voltaje cero. A 2 MHz ninguno de los dispositivos conmutaba ópti-mamente, el MOSFET y el CoolMOSTM por sus elevadas capacitancias de salida para este diseño en particular y los IGBT por su inherente corriente de apagado que genera pérdidas adicionales en el proceso de conmutación, aunque tienen capacitancias de salida más peque-ñas.

En cuanto al funcionamiento del amplificador y desempeño de los dispositivos en si-mulación, se puede observar lo siguiente:

• Los dispositivos de tecnología MOS presentan un comportamiento casi constante de su resistencia con respecto a la potencia de salida, razón por la cual la eficiencia del cir-cuito no varía con respecto a la misma. Puesto que las pérdidas por conmutación son mínimas, se presenta un efecto similar del comportamiento de la eficiencia con respec-to a la frecuencia. De los dos dispositivos de esta tecnología el CoolMOS presenta me-nos pérdidas que el MOSFET convencional, resultando en un amplificador mas efi-ciente con este dispositivo, además de que requiere de voltajes de alimentación mas pequeños para obtener la misma potencia de salida, sin embargo tiene el inconveniente de los altos esfuerzos de voltaje.

• Por su parte, los dispositivos IGBT tienen un comportamiento diferente de su resisten-cia interna con respecto a la potencia de salida, ya que ésta disminuye conforme au-menta la misma, por lo que resulta un amplificador más eficiente a mayores potencias de salida. Sin embargo, las pérdidas por conmutación se incrementan debido a la cola de corriente característica de estos dispositivos, por lo que la eficiencia del circuito disminuye con la frecuencia de conmutación. Puesto que la cola de corriente es mas pequeña en el IGBT de alta velocidad, se tienen circuitos más eficientes con éste dis-positivo que con el IGBT convencional [49]. En conclusión con los dispositivos MOS-FET de 600 V se pueden obtener mejores eficiencias en el amplificador clase E por debajo de 200 W y entre 100 kHz y 500 kHz que con cualesquiera de los IGBTs. Las nuevas tecnologías (CoolMOS e IGBT de alta velocidad) tienen mejor desempeño que las convencionales.

• Además las simulaciones muestran aspectos importantes como los tiempos de caída de los dispositivos, así como la cola de corriente de los IGBT. Los resultados obtenidos en simulación fueron ratificados con los experimentos reali-

zados. En la Figura 5.11 se hace una comparación cualitativa de los esfuerzos de voltaje y co-rriente entre los resultados de la simulación y experimentales, notando una gran similitud entre ellos.

Conclusiones, comentarios y trabajos futuros 82

6.2. Recomendaciones y trabajos futuros Los trabajos futuros que se pueden realizar dentro de la misma línea de investigación,

pueden ser los siguientes: Aumentar la potencia de salida del circuito, los cuales podrían afectar la corriente o el

esfuerzo de voltaje del interruptor, resultando en usar dispositivos con más altas corrientes y voltajes nominales.

Analizar el desempeño del amplificador clase E conmutado a corriente cero, donde las bajas capacitancias parásitas de salida de los IGBT son una gran ventaja y la corriente de apa-gado no afectaría la conmutación como en el caso del amplificador clase E conmutado a volta-je cero.

Existe la posibilidad de alcanzar altas frecuencias de conmutación con un dispositivo IGBT mas rápido (IGBT de alta velocidad 2 de 1200 V), pero a expensas de potencias de sali-da mas bajas.

Comparar el desempeño de un MOSFET convencional de última generación (de mejo-res características) que el utilizado en este trabajo, únicamente con el CoolMOS a mayores frecuencias de conmutación.

Aplicar el amplificador clase E, Empleando la técnica de diseño utilizada en este traba-jo en el área de las comunicaciones, específicamente en comunicaciones inalámbricas, en don-de se requieren bajos voltajes de alimentación, pero frecuencias de conmutación elevadas y en donde la capacitancia parásita del dispositivo es un factor determinante de diseño.

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[31] F. H. Raab, “Idealized Operation of the Class E Tuned Power Amplifier”, IEEE Trans-actions on Circuits and Systems, Vol. CAS-24, No. 12, December 1977, pp. 725-735.

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[33] M. Kazimierczuk, “Class E Tuned Power Amplifier with Shunt Inductor”, IEEE Jour-nal of Solid-State Circuits, Vol. SC-16, No. 1, February 1981, pp. 2-7.

[34] C. H. Li, Y. O. Yam, “Maximum frecuency and optimum performance of class E power amplifier”, IEEE Proc. Circuits Devices Syst., Vol. 141, No. 3, June 1994, pp. 174-184.

[35] M. Kazimierczuk, “Exact Analysis of Class E tuned Power Amplifier with Only One Inductor and One Capacitor in Load Network”, IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-18, No. 2, April 1983, pp. 214-221.

[36] C.K.T. Chan, C. Tomazou, “Physically Based Design of a Class E Power Amplifier with Non-linear Transistor Output Capacitance”, pp. 1-8.

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[38] Y. Wang, B. X. Gao, “Analysis of A Class E Tuned Power Amplifier with Non-linear Parasitic Capacitance, Using Genetic Algorithm”, Dept. Of Electronic Engineering, Tsinghua University, Beijing, China, IEEE 1999, pp. 829-832.

[39] F. R. Colon, T. N. Trick, “Fast Periodic-State Analisis for Large-Signal Electronic Cir-cuit”, IEEE Journal of Solid State Circuits, Vol. Sc-8, No. 4, August 1973, p. 260-268.

[40] T. Suetsugu, M. Kasimierczuk, “Comparison of Class E Amplifier With Nonlinear and Linear Shunt Capacitance”, IEEE Transactions on circuits and systems-I: Fundamen-tal theory and applications, Vol. 50, No. 8, August 2003, pp. 1089-1097

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[42] ON Semiconductor, “TL494 SWITCHMODE Pulse Width Modulation Control Cir-cuit”, ON Semiconductor, Semiconductor Components Industries, TL494/D, No. 2, April 2002, pp. 1-11.

[43] Texas Instruments, “Designing Switching Voltage Regulators with TL494”, Texas Instruments, Application Report, 1989, pp. 1-24

[44] International Rectifier, “Data Sheet HIGH AND LOW SIDE DRIVER IR2110/IR2113”, International Rectifier, pp. 1-15.

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Sitios de internet [URL1] http://www.infineon.com, “Página de la firma Infineon Technologies”, Infineon

Technologies 2002-2004.

Anexo 1. Simulaciones Simulaciones con el MOSFET convencional

100 kHz 250 kHz 500 kHz

Fig.1a: Señal de compuerta y voltaje Colector-Emisor (Arriba)Corriente de Colector (Abajo)

Fig.1b: Voltaje Colector-Emisor y corriente de Colector (Arriba), potencia iinstantánea y promedio(Abajo)

Fig. 1c: Voltaje de salida (Arriba), corriente de salida (en medio), potencia de salida (Abajo)

Anexo 1. Simulaciones 88

Simulaciones con el CoolMOSTM

100 kHz 250 kHz 500 kHz


Fig.2b: Voltaje Colector-Emisor y corriente de Colector (Arriba), potencia instantánea y pro-

medio(Abajo)



Simulaciones con el IGBT convencional

100 kHz 250 kHz 500 kHz


Fig.2b: Voltaje Colector-Emisor y corriente de Colector (Arriba), potencia instantánea y pro-medio(Abajo)



Simulaciones con el IGBT de alta velocidad

100 kHz 250 kHz 500 kHz


Fig.2b: Voltaje Colector-Emisor y corriente de Colector (Arriba), potencia instantánea y pro-medio(Abajo)


Anexo 2. Resultados experimentales. Resultados experimentales con el MOSFET convencional (BUZ 334)

Voltaje de entrada de 10 V, potencia de salida de 2.44 W.

Voltaje de entrada de 25, potencia de salida de 14.40.



Voltaje de entrada de 70V, potencia de salida de 92.8. Figura 5.15. Transitorios medidos a 250 kHz usando el MOSFET convencional.

VDS

ID

VDS

ID

VDS

ID

VDS

ID

VDS

ID

VL

IL

PL

VL

IL

PL

VL

IL

PL

VL

IL

PL

VL

IL

PL

Anexo 2. Resultados experimentales 92

Resultados experimentales con el CoolMOS (SPP11N60)

..Voltaje de entrada 10 V, potencia de salida 2.47 W

Voltaje de entrada 25 V, potencia de salida 16.25 W

Voltaje de entrada 40V, potencia de salida 39.4 W

Voltaje de entrada 55V, potencia de salida 69.0 W

Voltaje de entrada 70V, potencia de salida 107 W Figura 5.16. Transitorios medidos a 250 kHz usando el CoolMOS.

VDS

ID

VDS

ID

VDS

ID

VDS

ID

VDS

ID

VL

IL

PL

VL

IL

PL

VL

IL

PL

VL

IL

PL

VL

IL

PL


Resultados experimentales con el S-IGBT ()

..Voltaje de entrada 10V, potencia de salida 1.69 W.

Voltaje de entrada 25V, potencia de salida 9.00 W.



Voltaje de entrada 70V, potencia de salida 72.8 W. Figura 5.17. Transitorios medidos a 250 kHz usando el S-IGBT.

VCE

IC

VCE

IC

VCE

IC

VCE

IC

VCE

IC

VL

IL

PL

VL

IL

PL

VL

IL

PL

VL

IL

PL

VL

IL

PL


Resultados experimentales con HS-IGBT





Voltaje de entrada 70V, potencia de salida 80.68 W. Figura 5.18. Transitorios medidos a 250 kHz usando el HS-IGBT.

VCE

IC

VCE

IC

VCE

IC

VCE

IC

VCE

IC

VL IL

PL

VL

IL

PL

VL

IL

PL

VL

IL

PL

VL

IL

PL

Anexo 3. Hojas de datos de los dispositivos. Los datos que a continuación se anexan fueron tomados del fabricante Infineon Tech-

nologies[URL1] .

Semiconductor Group 1 07/96

BUZ 334

SIPMOS ® Power Transistor

• N channel

• Enhancement mode

• Avalanche-rated

Pin 1 Pin 2 Pin 3

G D S

Type VDS ID RDS(on ) Package Ordering Code

BUZ 334 600 V 12 A 0.5 Ω TO-218 AA C67078-S3130-A2

Maximum Ratings

Parameter Symbol Values Unit

Continuous drain current

TC = 26 °C

ID 12

A

Pulsed drain current

TC = 25 °C

IDpuls

48

Avalanche current,limited by Tjmax IAR 12

Avalanche energy,periodic limited by Tjmax EAR 18 mJ

Avalanche energy, single pulse

ID = 12 A, VDD = 50 V, RGS = 25 Ω

L = 11.8 mH, Tj = 25 °C

EAS

930

Gate source voltage VGS ± 20 V

Power dissipation

TC = 25 °C

Ptot

180

W

Operating temperature Tj -55 ... + 150 °C

Storage temperature Tstg -55 ... + 150

Thermal resistance, chip case RthJC ≤ 0.7 K/W

Thermal resistance, chip to ambient RthJA 75

DIN humidity category, DIN 40 040 E

IEC climatic category, DIN IEC 68-1 55 / 150 / 56


BUZ 334

Electrical Characteristics, at Tj = 25°C, unless otherwise specified


min. typ. max.

Static Characteristics

Drain- source breakdown voltage

VGS = 0 V, ID = 0.25 mA, Tj = 25 °C

V(BR)DSS

600 - -

V

Gate threshold voltage

VGS=VDS, ID = 1 mA

VGS(th)

2.1 3 4

Zero gate voltage drain current

VDS = 600 V, VGS = 0 V, Tj = 25 °C

VDS = 600 V, VGS = 0 V, Tj = 125 °C

IDSS

-

-

10

0.1

100

1

µA

Gate-source leakage current

VGS = 20 V, VDS = 0 V

IGSS

- 10 100

nA

Drain-Source on-resistance

VGS = 10 V, ID = 7.5 A

RDS(on)

- 0.45 0.5

Ω


BUZ 334

Electrical Characteristics, at Tj = 25°C, unless otherwise specified


min. typ. max.

Dynamic Characteristics

Transconductance

VDS≥ 2 * ID * RDS(on)max, ID = 7.5 A

gfs

8 13.5 -

S

Input capacitance

VGS = 0 V, VDS = 25 V, f = 1 MHz

Ciss

- 2500 3325

pF

Output capacitance

VGS = 0 V, VDS = 25 V, f = 1 MHz

Coss

- 300 450

Reverse transfer capacitance

VGS = 0 V, VDS = 25 V, f = 1 MHz

Crss

- 100 150

Turn-on delay time

VDD = 30 V, VGS = 10 V, ID = 2.9 A

RGS = 50 Ω

td(on)

- 40 60

ns

Rise time

VDD = 30 V, VGS = 10 V, ID = 2.9 A

RGS = 50 Ω

tr

- 100 150

Turn-off delay time

VDD = 30 V, VGS = 10 V, ID = 2.9 A

RGS = 50 Ω

td(off)

- 450 600

Fall time

VDD = 30 V, VGS = 10 V, ID = 2.9 A

RGS = 50 Ω

tf

- 120 160

SKP06N60SKB06N60

1 Mar-00

Fast S-IGBT in NPT-technology with soft, fast recovery anti-parallel EmCon diode

G

C

E

• 75% lower Eoff compared to previous generation combined withlow conduction losses

• Short circuit withstand time – 10 µs• Designed for:

- Motor controls- Inverter

• NPT-Technology for 600V applications offers:- very tight parameter distribution- high ruggedness, temperature stable behaviour- parallel switching capability

• Very soft, fast recovery anti-parallel EmCon diode

Type VCE IC VCE(sat) Tj Package Ordering Code

SKP06N60 600V 6A 2.3V 150°C TO-220AB Q67040-S4230

SKB06N60 TO-263AB Q67040-S4231

Maximum Ratings

Parameter Symbol Value Unit

Collector-emitter voltage VC E 600 VDC collector currentTC = 25°CTC = 100°C

IC

126.9

Pulsed collector current, tp limited by Tjmax IC p u l s 24Turn off safe operating areaVCE ≤ 600V, Tj ≤ 150°C

- 24

Diode forward currentTC = 25°CTC = 100°C

IF

126

Diode pulsed current, tp limited by Tjmax IF p u l s 24

A

Gate-emitter voltage VG E ±20 V

Short circuit withstand time1)

VGE = 15V, VCC ≤ 600V, Tj ≤ 150°CtS C 10 µs

Power dissipationTC = 25°C

P t o t 68 W

Operating junction and storage temperature T j , T s t g -55...+150 °C

1) Allowed number of short circuits: <1000; time between short circuits: >1s.

SKP06N60SKB06N60

2 Mar-00

Thermal Resistance

Parameter Symbol Conditions Max. Value Unit

CharacteristicIGBT thermal resistance,junction – case

R t h J C 1.85

Diode thermal resistance,junction – case

R t h J C D 3.5

Thermal resistance,junction – ambient

R t h J A TO-220AB 62

SMD version, device on PCB1) R t h J A TO-263AB 40

K/W

Electrical Characteristic, at Tj = 25 °C, unless otherwise specifiedValue

Parameter Symbol Conditionsmin. Typ. max.

Unit

Static CharacteristicCollector-emitter breakdown voltage V ( B R ) C E S VG E=0V, IC=500µA 600 - -

Collector-emitter saturation voltage VC E ( s a t ) VG E = 15V, IC=6AT j=25°CT j=150°C

1.7-

2.02.3

2.42.8

Diode forward voltage VF VG E=0V, IF=6AT j=25°CT j=150°C

1.2-

1.41.25

1.81.65

Gate-emitter threshold voltage VG E ( t h ) IC=250µA,VC E=VG E 3 4 5

V

Zero gate voltage collector current IC E S VC E=600V,VG E=0VT j=25°CT j=150°C

--

--

20700

µA

Gate-emitter leakage current IG E S VC E=0V,VG E=20V - - 100 nATransconductance g f s VC E=20V, IC=6A - 4.2 - SDynamic CharacteristicInput capacitance C i s s - 350 420Output capacitance Co s s - 38 46Reverse transfer capacitance C r s s

VC E=25V,VG E=0V,f=1MHz - 23 28

pF

Gate charge QG a t e VC C=480V, IC=6AVG E=15V

- 32 42 nC

Internal emitter inductancemeasured 5mm (0.197 in.) from case

LE TO-220AB - 7 - nH

Short circuit collector current2) IC ( S C ) VG E=15V, tS C≤10µsVC C ≤ 600V,T j ≤ 150°C

- 60 - A

1) Device on 50mm*50mm*1.5mm epoxy PCB FR4 with 6cm2 (one layer, 70µm thick) copper area forcollector connection. PCB is vertical without blown air.2) Allowed number of short circuits: <1000; time between short circuits: >1s.

SKP06N60SKB06N60

3 Mar-00

Switching Characteristic, Inductive Load, at Tj=25 °CValue

Parameter Symbol Conditionsmin. typ. max.

Unit

IGBT CharacteristicTurn-on delay time td ( o n ) - 25 30Rise time t r - 18 22Turn-off delay time td ( o f f ) - 220 264Fall time t f - 54 65

ns

Turn-on energy Eo n - 0.110 0.127Turn-off energy Eo f f - 0.105 0.137Total switching energy E t s

T j=25°C,VC C=400V, IC=6A,VG E=0/15V,RG=50Ω ,Energy losses include“tail” and diodereverse recovery.

- 0.215 0.263

mJ

Anti-Parallel Diode CharacteristicDiode reverse recovery time t r r

tS

tF

---

20017183

---

ns

Diode reverse recovery charge Q r r - 200 - nCDiode peak reverse recovery current I r r m - 2.8 - ADiode peak rate of fall of reverserecovery current during tb

di r r /d t

T j=25°C,VR=200V, IF=6A,diF /d t=200A/µs

- 180 - A/µs



Unit

IGBT CharacteristicTurn-on delay time td ( o n ) - 24 29Rise time t r - 17 20Turn-off delay time td ( o f f ) - 248 298Fall time t f - 70 84

ns

Turn-on energy Eo n - 0.167 0.192Turn-off energy Eo f f - 0.153 0.199Total switching energy E t s

T j=150°CVC C=400V,IC=6A,VG E=0/15V,RG=50ΩEnergy losses include“tail” and diodereverse recovery. - 0.320 0.391

mJ

Anti-Parallel Diode CharacteristicDiode reverse recovery time t r r

tS

tF

---

29027263

---

ns

Diode reverse recovery charge Q r r - 500 - nCDiode peak reverse recovery current I r r m - 5.0 - ADiode peak rate of fall of reverserecovery current during tb

di r r /d t

T j=150°CVR=200V, IF=6A,diF /d t=200A/µs

- 200 - A/µs

SKB06N60HS^

Power Semiconductors 1 Rev 2 Oct-02

High Speed IGBT in NPT-technology

• 30% lower Eoff compared to previous generation

• Short circuit withstand time – 10 µs

• Designed for operation above 30 kHz

• NPT-Technology for 600V applications offers:- parallel switching capability- moderate Eoff increase with temperature- very tight parameter distribution

• High ruggedness, temperature stable behaviour

• Complete product spectrum and PSpice Models : http://www.infineon.com/igbt/

Type VCE IC Eoff Tj Package Ordering Code

SKB06N60HS 600V 6A 80µJ 150°C TO-263AB Q67040-S4544

Maximum Ratings

Parameter Symbol Value Unit

Collector-emitter voltage VC E 600 VDC collector currentTC = 25°CTC = 100°C

IC

126

Pulsed collector current, tp limited by Tjmax IC p u l s 24Turn off safe operating areaVCE ≤ 600V, Tj ≤ 150°C

- 24

Diode forward currentTC = 25°CTC = 100°C

IF

126

Diode pulsed current, tp limited by Tjmax IF p u l s 24

A

Gate-emitter voltage statictransient (tp<1µs, D<0.05)

VG E ±20±30

V

Short circuit withstand time1)

VGE = 15V, VCC ≤ 400V, Tj ≤ 150°CtS C 10 µs

Power dissipationTC = 25°C

P t o t 68 W

Operating junction and storage temperature T j ,T s t g

-55...+150

Time limited operating junction temperature for t < 150h T j ( t l ) 175Soldering temperature, 1.6mm (0.063 in.) from case for 10s - 260

°C

1) Allowed number of short circuits: <1000; time between short circuits: >1s.

G

C

E

P-TO-263-3-2 (D²-PAK)(TO-263AB)

SKB06N60HS^


Thermal Resistance

Parameter Symbol Conditions Max. Value Unit

Characteristic

IGBT thermal resistance,junction – case

R t h J C 1.85

Diode thermal resistance,junction – case

R t h J C D 4.5

Thermal resistance,junction – ambient

R t h J A TO-263AB 62

K/W

SMD version, device on PCB1) R t h J A TO-263AB 40

Electrical Characteristic, at Tj = 25 °C, unless otherwise specifiedValue

Parameter Symbol Conditionsmin. Typ. max.

Unit

Static Characteristic

Collector-emitter breakdown voltage V ( B R ) C E S VG E=0V, IC=500µA 600 - -Collector-emitter saturation voltage VC E ( s a t ) VG E = 15V, IC=6A

T j=25°CT j=150°C

2.83.5

3.154.00

Diode forward voltage VF VG E=0V, IF=6AT j=25°CT j=150°C -

1.51.55

2.052.05

Gate-emitter threshold voltage VG E ( t h ) IC=200µA,VC E=VG E 3 4 5

V

Zero gate voltage collector current IC E S VC E=600V,VG E=0VT j=25°CT j=150°C

--

--

402000

µA

Gate-emitter leakage current IG E S VC E=0V,VG E=20V - - 100 nATransconductance g f s VC E=20V, IC=6A - 4 S

1) Device on 50mm*50mm*1.5mm epoxy PCB FR4 with 6cm2 (one layer, 70µm thick) copper area forcollector connection. PCB is vertical without blown air.

SKB06N60HS^


Dynamic Characteristic

Input capacitance C i s s - 350Output capacitance Co s s - 50Reverse transfer capacitance C r s s

VC E=25V,VG E=0V,f=1MHz - 23

pF

Gate charge QG a t e VC C=480V, IC=6AVG E=15V

- 33 nC

Internal emitter inductancemeasured 5mm (0.197 in.) from case

LE TO-263AB - 7 nH

Short circuit collector current1) IC ( S C ) VG E=15V, tS C≤10µsVC C ≤ 400V,T j ≤ 150°C

- 48 A



Unit

IGBT Characteristic

Turn-on delay time td ( o n ) - 11Rise time t r - 11Turn-off delay time td ( o f f ) - 196Fall time t f - 41

ns

Turn-on energy Eo n - 0.10Turn-off energy Eo f f - 0.09Total switching energy E t s

T j=25°C,VC C=400V, IC=6A,VG E=0/15V,RG=50!Lσ

2 ) =60nH,Cσ

2 ) =40pFEnergy losses include“tail” and diodereverse recovery. - 0.19

mJ

Anti-Parallel Diode Characteristic

Diode reverse recovery time t r r

tS

tF

---

1002476

ns

Diode reverse recovery charge Q r r - 220 nCDiode peak reverse recovery current I r r m - 7 ADiode peak rate of fall of reverserecovery current during tb

di r r /d t

T j=25°C,VR=400V, IF=6A,diF /d t=626A/µs

- 315 A/µs

1) Allowed number of short circuits: <1000; time between short circuits: >1s.2) Leakage inductance Lσ and Stray capacity Cσ due to test circuit in Figure E.

2004-03-30Rev. 2.1 Page 1

SPP11N60S5, SPB11N60S5SPI11N60S5

Cool MOS™ Power Transistor VDS 600 VRDS(on) 0.38 Ω

ID 11 A

Feature• New revolutionary high voltage technology• Ultra low gate charge

• Periodic avalanche rated• Extreme dv/dt rated

• Ultra low effective capacitances• Improved transconductance

P-TO262 P-TO220-3-1P-TO263-3-2

2

P-TO220-3-1

2 31

Type Package Ordering CodeSPP11N60S5 P-TO220-3-1 Q67040-S4198SPB11N60S5 P-TO263-3-2 Q67040-S4199SPI11N60S5 P-TO262 Q67040-S4338

Marking11N60S511N60S5

11N60S5

Maximum RatingsParameter Symbol Value UnitContinuous drain current TC = 25 °C TC = 100 °C

ID 117

A

Pulsed drain current, tp limited by Tjmax ID puls 22

Avalanche energy, single pulse ID = 5.5 A, VDD = 50 V

EAS 340 mJ

Avalanche energy, repetitive tAR limited by Tjmax1)

ID = 11 A, VDD = 50 VEAR 0.6

Avalanche current, repetitive tAR limited by Tjmax IAR 11 AGate source voltage VGS ±20 V

Gate source voltage AC (f >1Hz) VGS ±30Power dissipation, TC = 25°C Ptot 125 W

Operating and storage temperature T j , Tstg -55... +150 °C

2004-03-30Rev. 2.1 Page 2


Maximum RatingsParameter Symbol Value UnitDrain Source voltage slopeVDS = 480 V, ID = 11 A, Tj = 125 °C

dv/dt 20 V/ns

Thermal CharacteristicsParameter Symbol Values Unit

min. typ. max.Thermal resistance, junction - case RthJC - - 1 K/W

Thermal resistance, junction - ambient, leaded RthJA - - 62

SMD version, device on PCB: @ min. footprint @ 6 cm2 cooling area 2)

RthJA --

-

35

62-

Soldering temperature, 1.6 mm (0.063 in.) from case for 10s

Tsold - - 260 °C

Electrical Characteristics, at Tj=25°C unless otherwise specifiedParameter Symbol Conditions Values Unit

min. typ. max.Drain-source breakdown voltage V(BR)DSS VGS=0V, ID=0.25mA 600 - - V

Drain-Source avalanche breakdown voltage

V(BR)DS VGS=0V, ID=11A - 700 -

Gate threshold voltage VGS(th) ID=500µΑ, VGS=VDS 3.5 4.5 5.5

Zero gate voltage drain current IDSS VDS=600V, VGS=0V,

Tj=25°C,

Tj=150°C

--

--

25250

µA

Gate-source leakage current IGSS VGS=20V, VDS=0V - - 100 nA

Drain-source on-state resistance RDS(on) VGS=10V, ID=7A,

Tj=25°C

Tj=150°C

--

0.340.92

0.38

-

Ω

Gate input resistance RG f=1MHz, open Drain - 29 -

2004-03-30Rev. 2.1 Page 3


Electrical Characteristics , at Tj = 25 °C, unless otherwise specifiedParameter Symbol Conditions Values Unit

min. typ. max.CharacteristicsTransconductance gfs VDS≥2*ID*RDS(on)max,

ID=7A

- 6 - S

Input capacitance Ciss VGS=0V, VDS=25V,

f=1MHz

- 1460 - pFOutput capacitance Coss - 610 -Reverse transfer capacitance Crss - 21 -

Effective output capacitance,3)

energy relatedCo(er) VGS=0V,

VDS=0V to 480V

- 45 - pF

Effective output capacitance,4)

time relatedCo(tr) - 85 -

Turn-on delay time td(on) VDD=350V, VGS=0/10V,

ID=11A, RG=6.8Ω

- 130 - nsRise time tr - 35 -Turn-off delay time td(off) - 150 225Fall time tf - 20 30

Gate Charge CharacteristicsGate to source charge Qgs VDD=350V, ID=11A - 10.5 - nC

Gate to drain charge Qgd - 24 -

Gate charge total Qg VDD=350V, ID=11A,

VGS=0 to 10V

- 41.5 54

Gate plateau voltage V(plateau) VDD=350V, ID=11A - 8 - V

1Repetitve avalanche causes additional power losses that can be calculated as PAV=EAR*f.2Device on 40mm*40mm*1.5mm epoxy PCB FR4 with 6cm² (one layer, 70 µm thick) copper area for drain connection. PCB is vertical without blown air.3Co(er) is a fixed capacitance that gives the same stored energy as Coss while VDS is rising from 0 to 80% VDSS.4Co(tr) is a fixed capacitance that gives the same charging time as Coss while VDS is rising from 0 to 80% VDSS.

amplificador clase e

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