4-1 transistores de potencia

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UTN REG. SANTA FE – ELECTRONICA II – ING. ELECTRICA 4-8 Transistores de potencia para conmutación -------------------------------------------------------------------------------------------------------- ___________________________________________________________________ Apunte de cátedra Autor: Ing. Domingo C. Guarnaschelli 1 TRANSISTORES DE POTENCIA PARA CONMUTACION Introducción Los transistores, son dispositivos semiconductores con características controladas para la conducción de corriente (encendido) y para la interrupción de la corriente (apagado). Los transistores, cuando se los emplean como interruptores, operan en la región de corte y saturación en los BJT e IGBT y región de corte y óhmica para los MOS. La velocidad de conmutación de los transistores modernos es mucho más alta que la de los tiristores por lo que resultan convenientes para su utilización en convertidores de CC-CC y CC-CA, en combinación con diodos en paralelo para proporcionar flujo bidireccional de corriente. Como contrapartida, respecto a los tiristores, sus especificaciones de tensión y corriente, son de menor magnitud, lo cual hace que sus aplicaciones se limitan a los convertidores de baja y mediana potencia. Los transistores de potencia se pueden clasificar, de manera general, en cinco categorías a saber: 1-Transistores bipolares de juntura (BJT) 2-Transistores de efecto de campo de metal-oxido semiconductor (MOS). 3-Transistores de inducción estática (SIT) 4-Transistores bipolares de compuerta aislada (IGBT). 5-Transistores COOLMOS. En gral, estos tipos de transistores pueden operar como un interruptor mecánico, con limitaciones respecto a un conmutador ideal. Estas limitaciones, restringen para algunas aplicaciones por lo que deberemos conocer las características y especificaciones de estos dispositivos para su adecuación al uso que se le va a dar. A continuación describiremos las características y especificaciones más importantes de estos dispositivos semiconductores, teniendo en cuenta su aplicación como conmutador de corriente. Transistores bipolares de juntura (BJT) n p n Base Colector C IC B IB IE E p n p Colector C IC B IB IE E Emisor Base TRANSISTOR NPN TRANSISTOR PNP Emisor

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___________________________________________________________________ Apunte de cátedra Autor: Ing. Domingo C. Guarnaschelli

1

TRANSISTORES DE POTENCIA PARA CONMUTACION Introducción Los transistores, son dispositivos semiconductores con características controladas para la conducción de corriente (encendido) y para la interrupción de la corriente (apagado). Los transistores, cuando se los emplean como interruptores, operan en la región de corte y saturación en los BJT e IGBT y región de corte y óhmica para los MOS. La velocidad de conmutación de los transistores modernos es mucho más alta que la de los tiristores por lo que resultan convenientes para su utilización en convertidores de CC-CC y CC-CA, en combinación con diodos en paralelo para proporcionar flujo bidireccional de corriente. Como contrapartida, respecto a los tiristores, sus especificaciones de tensión y corriente, son de menor magnitud, lo cual hace que sus aplicaciones se limitan a los convertidores de baja y mediana potencia. Los transistores de potencia se pueden clasificar, de manera general, en cinco categorías a saber: 1-Transistores bipolares de juntura (BJT) 2-Transistores de efecto de campo de metal-oxido semiconductor (MOS). 3-Transistores de inducción estática (SIT) 4-Transistores bipolares de compuerta aislada (IGBT). 5-Transistores COOLMOS. En gral, estos tipos de transistores pueden operar como un interruptor mecánico, con limitaciones respecto a un conmutador ideal. Estas limitaciones, restringen para algunas aplicaciones por lo que deberemos conocer las características y especificaciones de estos dispositivos para su adecuación al uso que se le va a dar. A continuación describiremos las características y especificaciones más importantes de estos dispositivos semiconductores, teniendo en cuenta su aplicación como conmutador de corriente. Transistores bipolares de juntura (BJT)

n

p

n

Base

Colector C IC

B IB

IE

E

p

n

p

Colector C IC

B IB

IE

E

Emisor

Base

TRANSISTOR NPN TRANSISTOR PNP

Emisor

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Los transistores bipolares se construyen formando tres zonas semiconductoras tipo NPN o PNP, como muestra el dibujo. Estas regiones tienen terminales denominados colector, base y emisor. Tienen dos uniones o junturas: La juntura colector-base y la juntura base-emisor. Los transistores bipolares pueden ser de tipo NPN o de tipo PNP. Veamos la sección transversal de ambos tipos de transistores:

Tenemos dos regiones n+ para el emisor del transistor NPN y dos regiones p+ para el emisor del transistor PNP. Para el transistor NPN la capa n del lado del emisor es angosta y con fuerte dopado, la base es angosta con un dopado bastante menor que el emisor, y la capa n del lado del colector es ancha y con un dopado mayor que la base. Para el caso de los transistores PNP, las características son similares,(en términos grales) en relación al dopado y dimensiones. Cabe aclarar, que desde el punto de vista eléctrico los transistores no son simétricos, significando ello que no pueden intercambiarse los terminales. Por ejemplo si intercambiamos los terminales emisor por colector, el funcionamiento resulta deficiente, sin ganancia de corriente. Con esta construcción, (doble zonas de emisor) las corrientes de base y colector fluyen por dos trayectorias paralelas resultando en una baja resistencia colector-emisor en saturación (RCE enc.). Características del transistor en estado permanente Como lo hemos estudiado en la materia Electrónica 1, el transistor tiene tres modos de funcionamiento: colector común, base común y emisor común. En las aplicaciones como conmutador, resulta preferible utilizarlo en la configuración emisor común. En la próxima figura, vemos el circuito básico para esta configuración y las características eléctricas de entrada, salida y función de transferencia para un transistor

n+

p

n+

n

Emisor Base

p+

n

p+

p

Emisor Base

Colector Transistor NPN

Colector Transistor PNP

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NPN. Para el transistor PNP, las curvas son similares, solamente que debemos invertir las polaridades de todas las corrientes y tensiones.

IB

0

VCE1 VCE2

VCE2 > VCE1

IC

VCE

IBN

IB4

IB3

IB2

IB1

IB0=0

IBN > IB4 >IB3 > IB1

VCE

VCE(sat

Corte Activa Saturación

IB

IB(sat)

Característica de transferencia

Zona de corte Característica de salida

B IB

C IC

βF.IB

Zona de

corte

Zona activa

ICE0

VBE

Circuito en emisor común característica de entrada

0 0,5 VBE(sat) VBE

IE

E

Modelo de transistores NPN

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Tenemos tres zonas de operación del transistor bipolar: zona de corte, zona activa y zona de saturación. En la zona de corte, el transistor esta abierto o apagado, la corriente de base no es suficiente para saturarlo, y las dos junturas están polarizadas inversamente. En la región activa, el transistor actúa como un amplificador lineal, en el que la corriente de base se amplifica una ganancia determinada, y el voltaje colector-emisor disminuye al aumentar la corriente de base. En esta zona la tensión de la juntura colector-base, esta polarizada inversamente y la tensión de la juntura base colector esta polarizada directamente. En la zona de saturación, la corriente de base es suficientemente alta como para que el voltaje colector-emisor sea bajo, y el transistor actúa como un interruptor cerrado. En esta zona, amabas junturas están polarizadas directamente. En el dibujo anterior, se muestran las características de entrada, salida y de transferencia, donde se aprecian las zonas o regiones de trabajo. El modelo de l transistor NPN presentado en la figura, representa para su operación en CC con grandes señales. La relación entre las tres corrientes de sus terminales, esta dado por la segunda ley de Kirchoff , donde la suma de las corrientes en un nudo es igual a cero; de otra forma vemos que IE = IC + IB

Por otra parte, de la teoría de circulación de las corrientes en el interior de transistor (Electrónica 1) tenemos: IC = α. IE + IC0

Como en la configuración emisor común, la corriente de base es la señal de entrada y la corriente de colector, la de salida, entonces con las dos expresiones anteriores tenemos: IC = α / (1-α ) IB + 1 / (1-α ).I C0

Donde: βF = α / (1-α ) y 1 / (1-α )= ( βF + 1); haciendo ( βF + 1). I C0 = ICE0

La expresión final nos queda: IC = βF. IB + ICE0

Para los transistores de potencia de silicio, que son los que se emplean actualmente, la corriente de perdida ICE0, es prácticamente despreciable frente a la corriente de colector, por lo tanto podemos llegar a una expresión más sencilla: IC ≈ βF. IB

Donde el valor de βF se le denomina “ganancia de corriente en el sentido directo”. Calculo de las corrientes y tensiones en el circuito básico emisor común Examinando el circuito básico de la figura anterior, tenemos: IB = (VB - VBE) / RB

VC = VCE = VCC – IC. RC

VCE = VCB + VBE para esta última expresión tenemos también: VCB = VCE - VBE

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La ultima expresión nos dice que siempre que VCE ≥ VBE, la juntura colector –base esta polarizada inversamente, y el transistor esta en la zona activa. La corriente máxima de colector en la “región activa” la podemos obtener haciendo VCB = 0 y VBE = VCE resultando: ICM = (VCC - VCE) / RC =(VCC - VBE) / RC El valor de la corriente de base resulta: IBM = ICM / βF

Si aumentamos la corriente de base por encima de este valor, VBE aumenta, la corriente de colector aumenta y la VCE disminuye por debajo de VBE. Esto continua hasta que la juntura colector –base tiene polarización inversa, con un valor de VCB de aproximadamente 0,4 a 0,5 volt. En estas condiciones, el transistor pasa a la saturación. La saturación de un transistor la podemos definir como el punto arriba del cual todo aumento en la corriente de base no aumenta apreciablemente la corriente de colector. En la saturación, la corriente de colector permanece casi constante. Si el voltaje de colector a emisor es VCE(sat), la corriente de colector la determinamos como: ICS = (VCC - VCE(sat)) / RC

La corriente de base la calculamos como: IBS = ICS / βF(sat)

En este caso la ganancia de corriente β de saturación resulta un valor menor que el β de la zona activa (los fabricantes suministran valores de orientación). En la práctica para asegurarse la saturación que nos asegura una disminución de potencia disipada respecto a la zona activa, se suele sobresaturar. En el caso normal, el circuito se diseña con una corriente de base mayor que el límite IB(sat). La relación entre la corriente de sobresaturación y la corriente de saturación se denomina “factor de sobresaturación” (ODF). ODF = IB / IBS

La relación entre ICS y IB para este caso de sobresaturación, se denomina ganancia de corriente en sobresaturación o β forzada. βforzada = ICS / IB

Por otro lado como la disipación de potencia del transistor vale: PT = VCE. IC + VBE . IB Vemos que un aumento de la sobresaturación hace que la potencia disipada en la salida permanezca prácticamente inalterable pero la potencia de entrada aumenta al aumentar la corriente de base y la tensión VBE, lo cual puede dañar al transistor debido a una avalancha de corriente causada por la temperatura. De igual forma una subsaturación

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provoca un aumento de temperatura, por aumento en la potencia disipada en la salida por aumento de la tensión colector-emisor (zona activa). Otro de los inconvenientes de la sobresaturación es el aumento de los tiempos de conmutación, que hace aumentar significativamente las perdidas de potencia, durante la conmutación, provocando limitaciones a la máxima frecuencia de funcionamiento del conmutador. Analizaremos a continuación, las características de conmutación. Características de conmutación del transistor bipolar Como ya lo hemos estudiado, una juntura polarizada directamente tiene dos capacitancias: La de transición o agotamiento (átomos ionizados de la estructura cristalina) y la de difusión (debida a la corriente directa). En cambio la juntura polarizada inversamente solo tiene una capacitancia de transición o agotamiento. En condiciones de estado permanente es decir con las tensiones continuas de polarización, estas capacitancias no tienen efecto, en cualquier zona de funcionamiento. En cambio durante la activación del transistor como conmutador, su efecto se hace notar, durante el encendido y apagado. Analicemos el modelo equivalente bajo condiciones transitorias como lo muestra la figura:

En estos modelos, validos para condiciones transitorias, Ccb y Cbe representan las capacitancias efectivos de las junturas colector- base y base –emisor respectivamente. Los valores de estas capacitancias, son dependientes de los voltajes aplicados y de la construcción física. La capacitancia Cbc afecta en forma apreciable a la capacitancia de entrada, debido al efecto de multiplicación de Miller (recordar teorema de Millar). Las resistencias rbe y rce representan las resistencias de base a emisor y de colector a emisor respectivamente. Debido a las capacitancias internas, el transistor no se enciende al instante. Cuando la tensión de entrada aumenta de cero a V1 y la corriente de base aumenta a IB1, la corriente de colector no lo hace en forma inmediata. Se produce un retardo, denominado tiempo de retardo “td” para que la corriente de colector comience a crecer. Este retardo se produce por la carga de la capacidad de la JE “Ce” hasta la tensión de polarización directa VBE≈ 0,6 a 0,7 volt. Después del retardo “td”, la corriente de colector comienza a aumentar hasta el valor “Ics” de estado permanente. El tiempo que tarda en llegar a este valor, denominado”tr ” depende de la constante de tiempo de carga

Modelo con ganancia de corriente Modelo con transconductancia

iB iC

iE

gm=hfe.iB/Vbe=iC/Vbe

iB iC

iE

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de la capacidad de la juntura de emisor (JE). La figura siguiente, muestra las formas de onda y tiempos de conmutación. Normalmente la corriente de base es mayor a la necesaria para saturar al transistor (sobresaturación) por lo que esto da lugar a un exceso de carga debido a los portadores minoritarios, en la región de la base. Mientras mayor sea la sobresaturación (ODF), mas alta será la cantidad de carga adicional almacenada en la base. Esta carga adicional, denominada “carga de saturación”, es proporcional al exceso de excitación de la corriente de la base IBexceso= IB(sobresat.) –Ics / β = ODF. IBs –IBs = IBs. (ODF—1) Siendo IBs la corriente mínima para saturar al transistor. La carga de saturación se determina por la expresión: Qs = τs . IBexc = τs.IBs. (ODF –1) El valor de “τ” (tao) se llama “constante de tiempo de almacenamiento” del transistor. Cuando la tensión de entrada se invierte, pasando del valor V1 a “—V2”, la corriente de base, también cambia de IB1 a “—IB2”. La corriente de colector, no cambia hasta transcurrido un tiempo “ts” denominado “tiempo de almacenamiento”. El tiempo “ts” es el necesario para eliminar la carga de saturación de la base. Como la “vBE” todavía es positiva (de valor 0,7 volt aprox.), la corriente de la base invierte su dirección debido al cambio de polaridad de la fuente de señal digital “vB”, desde +V1 a –V2. Esta

vB V1 0 -V2

kT (1-kT) t

iB IB1 0 -IB2

t

iC Ics 0,9 Ics 0,1 Ics 0

td tr tn ts tf to t

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corriente “—IB2” en sentido inverso, ayuda a descargar el exceso de carga de la base. Si no tenemos a “—IB2” (por ejemplo dejamos la base abierta), el exceso de carga se elimina por recombinación, pero en este caso, el tiempo de almacenamiento “ts” seria mayor. Una vez que se elimino el exceso de carga, la capacidad de la juntura JE se carga hasta la tensión “—V2”, y la corriente de base cae a cero. El tiempo de caída “tf” depende de la constante de tiempo de la capacidad de la juntura de emisor con polarización inversa. El tiempo de “encendido o activación” es la suma del tiempo de retardo “td” y el tiempo de subida “tr” t act. = td + tr El tiempo de “apagado o desactivación” es la suma del tiempo de almacenamiento “ts” y el tiempo de caida “tf” t apag.= ts + tf La siguiente figura, nos muestra la carga de almacenamiento extra en la base de un transistor saturado y su variación durante el proceso de corte:

Durante el apagado, la carga adicional se remueve primero en el tiempo “ts”, y el perfil de la carga cambia de “a” a “c”. Durante el tiempo de caída, el perfil de la carga baja desde “c” hasta que se remueven todas las cargas. Como veremos mas adelante, los tiempos de conmutación pueden ser mejorados, mediante técnicas especiales de la excitación de la base, como ser “control al encendido”, control al apagado”, control proporcional en base”, “control por antisaturación.

Límites de conmutación Segunda avalancha (SB, Secund. breakdown) La avalancha secundaria es un fenómeno destructivo; se debe al flujo de corriente por una pequeña porción de la base, que produce puntos calientes localizados. Si la energía de esos puntos calientes supera un determinado valor, el calentamiento excesivo puede dañar al transistor. La avalancha secundaria o segunda avalancha, es un proceso térmico localizado debido a altas concentraciones de corriente, provocado por defectos en la estructura del transistor. La SB, se presenta con ciertas combinaciones de voltaje, corriente y tiempo. Debido a que interviene el tiempo, la avalancha secundaria es básicamente un fenómeno dependiente de la energía.

Emisor Base Colector Emisor Base Colector

Almacenamiento de carga en la base

a b c c

Perfil de carga durante el proceso de corte

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Área de operación segura en polarización directa (FBSOA, forward-biased safe operating area). Durante las condiciones de activación y de estado activo, la temperatura promedio de la juntura y la segunda avalancha limitan la capacidad de manejo de potencia de un transistor bipolar. Los fabricantes suelen incorporar en sus especificaciones técnicas, las curvas FBSOA bajo determinadas condiciones específicas de prueba. Las curvas FBSOA, indican los limites de las características tensión –corriente ( ic-vce) del transistor, para que su operación sea confiable, limitándose la potencia disipada a lo que las curvas FBSOA, indique. Área de operación segura en polarización inversa (RBSOA, reverse-biased safe operatin area) Durante el tiempo de apagado, el transistor debe sostener una gran corriente y un alto voltaje, en la mayoría de los casos con polarización inversa de la base-emisor. El voltaje de colector a emisor debe mantenerse en un nivel seguro, a un valor especificado de corriente de colector, o menor. Los fabricantes, mediante las curvas RBSOA, limitan las valores Ic-VCE durante el apagado con polarización inversa. Perdida de disipación de potencia. Para la determinación de los valores de temperatura alcanzables durante la disipación de potencia en los transistores, se utiliza la llamada “Ley de Ohm térmica”, estudiada en Electrónica I, cuyo circuito equivalente térmico, es el siguiente:

PT: Potencia disipada en el interior del transistor (valores promedios) TJ: Temperatura de la juntura colector-base. TC: Temperatura de la carcaza TD: Temperatura del disipador. TA: Temperatura ambiente. RJC: Resistencia térmica juntura-carcaza. RCD: Resistencia térmica carcaza-disipador. RDA: Resistencia disipador-ambiente. Para el circuito equivalente térmico se cumple: TC = TJ – PT. RJC TD = TC – PT. RCD

TJ RJC TC RCD TD

PT

RDA

TA

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TA = TD – PT. RDA

TJ-TA = PT.( RJC +RCD + RDA) La disipación máxima de potencia PT, se suele especificar a TC = 25º C. Si la temperatura ambiente aumenta a TA = TJ (max) =150º C, el transistor no puede disipar potencia. Por otra parte, si la temperatura de la carcaza es de Tc = 0ºC, el dispositivo puede disipar la máxima potencia., lo cual no es practico. En consecuencia se deben tener en cuenta la temperatura ambiente y las resistencias térmicas al interpretar las especificaciones de los dispositivos. Los fabricantes, suministran curvas de perdida de disipación de potencia de los dispositivos que contemplan las perdidas directas y por segunda avalancha. Voltajes de ruptura Un voltaje de ruptura o un voltaje disruptivo se define como el voltaje absoluto máximo entre dos terminales, con la tercera Terminal abierta, en corto o polarizada en directa o en inversa.. Un voltaje de ruptura permanece relativamente constante donde la corriente aumenta con rapidez. Los fabricantes suministran los siguientes voltajes de ruptura: VEB0: El voltaje máximo entre la Terminal del emisor y la de la base con el Terminal de colector en circuito abierto. VCEV o VCEX: El voltaje máximo entre el Terminal de colector y emisor para un voltaje negativo especificado, aplicado entre la base y el emisor. VCEO (sus): El voltaje máximo de sostén entre el Terminal del colector y el Terminal del emisor, con la base en circuito abierto. Este valor se especifica con la corriente y el voltaje máximo de colector, que aparecen en forma simultanea a través del dispositivo y con un valor especificado de inductancia de carga.

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MOSFET DE POTENCIA Los transistores bipolares son dispositivos controlados por corriente, y requieren de una corriente de base para que pase corriente en el colector. En saturación, la corriente de colector es prácticamente independiente de la corriente de entrada (base), solo depende de la tensión de alimentación y la carga; de allí podemos decir que la ganancia de corriente depende de la temperatura de la juntura. A diferencia del BJT, el MOSFET de potencia es un dispositivo controlado por voltaje, y solo requiere de una pequeña corriente de entrada. La velocidad de conmutación es muy alta y los tiempos de conmutación son del orden de los nanosegundos. Los MOSFET de potencia están encontrando aplicaciones en convertidores de baja potencia y alta frecuencia. Estos dispositivos no tienen los problemas de fenómenos de segunda avalancha, como los BJT. Sin embargo, tienen inconvenientes de descarga electrostática y requieren cuidados especiales en su manejo. Otro inconveniente que tienen es que resulta relativamente difícil protegerlos en condiciones de falla por cortocircuito. Tenemos dos tipos de MOSFET: a) de tipo decremental y b) de tipo incremental.

Substrato tipo p

n+

n+

+ VGS -

D

S

Metal oxido

RD

Metal

VDD

Símbolo canal n

Substrato tipo n

p+

p+

+ VGS -

D

S

Metal Oxido

RD

Metal

VDD

Símbolo canal p

Estructura básica canal n

Estructura básica canal p

ID

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En ambos tipos de transistores, el canal de conducción puede ser “p” o “n”. El MOSFET de potencia que se utiliza como dispositivo de conmutación es el de tipo incremental por lo que solamente trataremos este tipo de transistor. (Ambos tipos de transistores fueron tratados en la materia Electrónica I). La figura anterior, muestra el esquema básico del MOSFET incremental de canal n y de canal p. El dispositivo tiene tres terminales: compuerta, drenaje y fuente. El MOS de canal “n”, esta formado por un substrato tipo “p” donde tiene difundidos dos regiones de silicio “n+” muy dopadas, para formar conexiones de baja resistencia (drenaje y fuente).Entre ambos terminales tenemos la zona del canal (inducido para el MOS incremental).La compuerta esta aislada del canal por una capa muy delgada de oxido de silicio. Cuando se aplica un voltaje positivo VGS entre compuerta y canal (o fuente cuando esta ultima esta conectada al substrato), este atrae a los electrones del substrato p y los acumula en la superficie, bajo la capa de oxido. Si VGS es mayor o igual a un valor denominado “voltaje umbral” o voltaje de entrada “VT”, se acumula una cantidad suficiente de electrones para formar un canal n virtual, y la corriente circula entre drenaje y fuente, si aplicamos un voltaje entre estos terminales. Para el MOS de canal p, el proceso es similar, con la diferencia que se invierten todos los voltajes y corrientes. La próxima figura, muestra la estructura básica del MOSFET de potencia, denominado “V-MOS”:

Cuando la compuerta tiene un voltaje un determinado, con respecto a la fuente, el efecto de su campo eléctrico atrae electrones de la capa “n+” hacia la capa “p”. De esta forma se forma un canal en la proximidad de la compuerta, el cual a su vez permite el flujo de

Epitaxial n-

p

n+ p

n+

Epitaxial n+

Fuente Compuerta

Rn+ Rch

Repi

n- epi

n+ sub Rsub

D Drenaje

Fuente S

Compuerta G

Resistencias en serie del “VMOS” en estado activo

Drenaje

Estructura básica del “V” MOS

n+ p+

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corriente del drenaje a la fuente. Existe una capa de dióxido de silicio (SiO) entre el metal de la compuerta y la unión “n+” y “p”. El MOSFET esta muy drogado en el lado del drenaje, para formar un acoplamiento debajo de la capa de desplazamiento “n”. Este acoplamiento evita que la capa decremental llegue al metal, distribuye el esfuerzo dieléctrico a través de la capa “n” y también reduce la caída de voltaje en sentido directo, durante la conducción. También la capa de acoplamiento hace que sea un dispositivo asimétrico, con una capacidad bastante baja de voltaje en sentido inverso. Los MOSFET requieren poca energía de compuerta, y tienen una velocidad muy grande de conmutación, y bajas perdidas por conmutación. La resistencia de entrada es muy alta, del orden de 1011Ω. Sin embargo, la desventaja de los MOSFET es su alta resistencia en sentido directo, en estado activo, lo cual provoca altas perdidas en sentido directo, por eso se los hace menos atractivos como dispositivos de potencia, aunque son excelentes como dispositivos amplificadores de compuerta para tiristores. Características en estado permanente Los MOSFET son dispositivos controlados por voltaje y tienen una impedancia de entrada muy alta. La compuerta toma una corriente de fuga muy pequeña, del orden de los nanoamperes. La ganancia de corriente definida como la relación entre la corriente de drenaje ID y la corriente de compuerta IG es del orden de 109. Sin embargo la ganancia de corriente no es un parámetro a tener en cuenta. Lo que si se toma en cuenta, y de suma importancia para el MOSFET, es la “transconductancia” que se define como la relación entre la corriente de drenaje y el voltaje de compuerta. La siguiente figura, muestra la característica de transferencia del MOSFET de canal n y canal p, además la característica de salida del MOSFET canal n incremental:

ID

0 VT VGS

Canal n

-VT VGS

0 -ID

Canal p

ID VGS5 > VGS4

VGS4 > VGS3

VGS3 > VGS2

VGS2 > VGS1

VGS1

VDS

Región lineal Región saturación VDS= VGS- VT

0

Característica de

transferencia

VGS= VT

Característica de salida del MOSFET tipo incremental

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Se distinguen tres regiones: a)- La región de corte, donde VGS ≤ VT. b)- la región de estrechamiento, o de saturación, donde VDS ≥ VGS - VT. c)- La región lineal (o de tríodo), donde VDS ≤ VGS - VT. En la región lineal, la corriente de drenaje ID varia en forma casi proporcional con la tensión drenaje-fuente, VDS. Debido a la corriente de drenaje y al bajo valor de la tensión VDS, necesaria para tener perdidas de potencia bajas, los MOSFET, trabajando como conmutador, operan en la región lineal (conduciendo corriente) y en la región de corte (bloqueando la corriente). En la región de saturación, la corriente de drenaje permanece casi constante para cualquier aumento de la tensión VDS, y es en esta zona donde se utiliza el transistor para amplificar linealmente voltajes. Debemos recordar que la región de saturación del MOSFET, corresponde con la región activa de los transistores BJT, y la región lineal, con la de saturación respectivamente. La figura siguiente, muestra el modelo equivalente del MOSFET en estado permanente (o de corriente continua), para las regiones lineal (ohmica) y de saturación

Donde: RDS= ∆VDS /∆ID gm = ∆ID /∆VGS VDS=CTE = K.(VGS – VT)2

Características de conmutación Si no tiene señal de compuerta, un MOSFET incremental se puede considerar como dos diodos conectados espalda con espalda, o como un transistor NPN. La estructura de la compuerta tiene capacidades parasitas Cgs respecto a la fuente y Cgd respecto al drenaje. El transistor npn tiene una unión con polarización inversa, del drenaje a la fuente, y forma una capacidad Cds. La siguiente figura (figura a), muestra el circuito equivalente de un transistor bipolar parasito en paralelo con el MOSFET. La región de base a emisor de un transistor NPN se pone a corto en el microcircuito, al metalizar la Terminal de la fuente y la resistencia de la base al emisor, resulta de un valor bajo por lo que se la desprecia. Por consiguiente, se puede considerar al MOSFET con un diodo interno (figura b), por lo que las capacitancias parasitas dependen de sus voltajes respectivos. La figura c, muestra el modelo de conmutación de los MOSFET.

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a) modelo con capacidad bipolar b) modelo con diodo interno

c) modelo de conmutación para el MOSFET incremental Formas de ondas y tiempos de conmutación del MOSFET

VG

V1 0

td(enc) tr td(apag) tf

t

VGS

V1 VGSP VT 0

t

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El grafica anterior, nos muestra las formas de onda del voltaje de excitación de entrada para un MOSFET y su voltaje VGS en función del tiempo. El “retardo de encendido” td(enc) es el tiempo necesario para cargar la capacidad de entrada hasta el valor del voltaje umbral VT. El “tiempo de subida” tr, es el tiempo de carga de la compuerta, desde el nivel de umbral hasta el voltaje total de compuerta VGSP, que se requiere para activar al transistor hasta la región lineal. El “tiempo de retardo de apagado” td(apag) es el necesario para que la capacidad de entrada se descargue desde el voltaje de sobresaturación V1 hasta la región de estrechamiento. El voltaje VGS debe disminuir en forma apreciable antes de que VDS comience a subir. El “tiempo de caída” tf , es el necesario para que la capacidad de entrada se descargue desde la región de estrechamiento hasta el voltaje de umbral. Si VGS ≤ VT, el transistor se desactiva.

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COOLMOS El COOLMOS, es una tecnología nueva de MOSFET de potencia para alto voltaje. Se implementa mediante una estructura de compensación en la región vertical de desplazamiento de un MOSFET, para mejorar la resistencia en estado activo. Para un mismo encapsulado, tiene menor resistencia en estado activo en comparación con la de otros MOSFET. Las perdidas de conducción son 5 veces menores, cuando menos en comparación con las de la tecnología MOSFET convencional. El COOLMOS es capaz de manejar de dos a tres veces mas potencia de salida que la de un MOSFET convencional en el mismo encapsulado. El área activa de microcircuito de un COOLMOS es unas 5 veces menor que la de un MOSFET normal.

La figura muestra el corte transversal del COOLMOS. En el dispositivo se ha aumentado el dopado de la capa conductora de corriente, sin alterar la capacidad de bloqueo. Un alto voltaje VBR de bloqueo del transistor requiere una capa epitaxial relativamente gruesa y poco dopado. Existe una ley que relaciona la resistencia drenaje -fuente con VBR.

RD(enc) = VBR

Kc Donde Kc es una constante entre 2,4 y 2,6 Esta limitación se supera agregando columnas de tipo de dopado contrario, que se implementan en la región de corrimiento en tal forma que la integral de dopado a lo largo de una perpendicular al flujo de corriente permanece menor que la carga de ruptura especifica del material. En este concepto se requiere una compensación de la carga adicional en la región n, mediante regiones adyacentes con dopado p. Esas cargas crean un campo eléctrico lateral que no contribuye al perfil vertical del campo. En otras

Fuente (S) (G) compuerta

n+ p+ p-

n+ p+ p-

n-epi

n+sub

SiO2

(D) drenaje

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palabras, la concentración de dopado se integra a lo largo de una perpendicular a la interfase entre las regiones p y n. Los portadores mayoritarios solo proporcionan la conductividad eléctrica. Como no hay contribución de corriente bipolar, las perdidas de conmutación son iguales a las de los MOSFET convencionales. Se aumenta el dopado de la capa que sostiene el voltaje más o menos, en un orden de magnitud. Se insertan bandas verticales p adicionales en la estructura para compensar el exceso de carga n que contiene la corriente. El campo eléctrico en el interior de la estructura esta fijado por la carga neta de las dos columnas con dopados opuestos. De este modo se puede obtener una distribución casi horizontal del campo, si ambas regiones se compensan entre si en forma perfecta. La fabricación de pares adyacentes dopadas con p y con n con una carga neta prácticamente de cero requiere una manufactura de presición. Todo desequilibrio de cargas influye sobre el voltaje de bloqueo del dispositivo. Para mayores voltajes de bloqueo solo se tiene que aumentar la profundidad de las columnas sin necesidad de alterar el dopado. Esto conduce a una relación lineal entre el voltaje de bloqueo y la resistencia en estado activo.

Por ejemplo la resistencia es de 70 mΩ para un COOLMOS de 600 V, 70 A. El COOLMOS tiene una característica v-i lineal con un bajo voltaje umbral. Los dispositivos COOLMOS se pueden usar en aplicaciones hasta limites de potencia de 2 KVA, como suministros de corriente para estaciones de trabajo y servidor, fuentes ininterrumpibles de energía (UPS), convertidores de alto voltaje para sistemas de microondas, hornos de inducción y equipos de soldadura. Estos dispositivos pueden reemplazar a los MOSFET convencionales de potencia en todas sus aplicaciones en la mayor parte de los casos sin adaptación alguna del circuito. A frecuencias de conmutación mayores a 100 KHZ, los dispositivos COOLMOS ofrecen una mejor capacidad de manejo de corriente, como por ejemplo un área mínima requerida de microcircuito para determinada corriente. Tienen la ventaja de tener un diodo inverso intrínsico. Toda oscilación parasita que pudiera causar disparos negativos del voltaje entre drenaje y fuente se fija a un valor definido por el diodo.

Resistencia en estado encendido

MOSFET normal COOLMOS

Voltaje de ruptura

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EL TRANSISTOR SIT

Un SIT es un dispositivo para alta potencia y alta frecuencia. En esencia es la versión del tubo tríodo al vacío, pero en estado sólido. La siguiente figura muestra un corte transversal de la estructura de silicio de un SIT:

Es un dispositivo de estructura vertical con multicanales cortos. De esta forma no esta sujeto a limitaciones de área, y es adecuado para funcionamiento de alta velocidad con alta potencia. Los electrodos de compuerta están enterrados dentro de capas, epitaxiales, n de drenaje y fuente. Un SIT es idéntico a un JFET, excepto por la construcción vertical y de compuerta enterrada que produce una menor resistencia de canal y causa menor caída de voltaje. Las curvas características típicas se observan en la figura:

p+

p+ p+

n-

n n+

Capa de pasivación

Fuente S

Drenaje D

Compuerta G

D G Símbolo S

(mA)IDS

600 400 200

VDS

200 400 600 600 (V)

0 -1 -2 -3 -4 -6 VGS

-8 -15 -20 -25

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Un SIT tiene longitud corta de canal, baja resistencia de compuerta en serie, baja capacitancia entre compuerta y fuente y pequeña resistencia térmica. Tiene bajo ruido, baja distorsión y capacidad de alta potencia en audiofrecuencia. Los tiempos de encendido y apagado son pequeños, típicamente 0,25 µseg.. La caída en estado activo, encendido, es alta en el caso normal de 90 volt para un dispositivo de 180 A, y de 18 volt para uno de 18 A. Un SIT, en el caso normal, es un dispositivo encendido, y con un voltaje negativo en compuerta lo mantiene apagado. La característica de normalmente cerrado (conduciendo) y la alta caída en estado activo limitan sus aplicaciones en conversiones generales de potencia. El control de la corriente se realiza por medio de un potencial inducido electrostaticamente. Estos dispositivos pueden operar con potencias de 100 KVA a 100 KHZ o de 10 VA a 10 GHZ. La especificación de corriente de los SIT puede llegar hasta 1200 V, 300 A, y la velocidad de conmutación puede ser hasta 100 KHZ. El SIT es más adecuado para aplicaciones de alta potencia y alta frecuencia (amplificadores de audio, VHF/UHF y microondas).

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EL TRANSISTOR IGBT En los transistores IGBT se combinan las ventajas de los BJT y de los MOSFET. Un IGBT tiene una alta impedancia de entrada, como los MOSFET y pocas perdidas por conducción en estado activo como los BJT. Sin embargo, no tiene el problema de segunda avalancha, como los BJT. Por el diseño y la estructura del microcircuito, se controla la resistencia equivalente de drenaje a fuente, RDS, para que se comporte como la de un BJT. Veamos el dibujo del corte transversal del IGBT:

Como se puede observar la estructura de silicio de un IGBT, es idéntica a la de un MOSFET, a excepción del substrato p+. Sin embargo, el rendimiento de un IGBT se parece mas al de un BJT que al de un MOSFET. Esto se debe al substrato p+, causante de la inyección de portadores minoritarios en la región n. En el dibujo también se

Substrato p+

Capa de acoplamiento n-

n+ n+

n-epi

p+

p- p

p

Colector

Compuerta Compuerta

Emisor

Circuito equivalente circuito equivalente simplificado

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muestra el circuito equivalente que se puede simplificar más mediante un BJT tipo NPN y un MOS de canal N. Un IGBT se construye con 4 capas alternas PNPN y puede tener retención como un tiristor cuando se cumple la condición (αnpn +αpnp) > 1. La capa de acoplamiento n+ y la ancha base epitaxial reducen la ganancia en el Terminal NPN por diseño interno, lográndose con ello evitar la retención. Los IGBT tienen dos estructuras: a) De perforación (PT,punch through) y b) NPT ( non punch through). Para el caso “a” el tiempo de conmutación se reduce usando una capa de acoplamiento n muy dopada, en la región de corrimiento cerca del colector. Para los del tipo “b”, los portadores tienen una vida mayor que para los IGBT tipo PT, lo que causa modulación de conductividad de la región de corrimiento y reduce la caída de voltaje en estado de encendido. Un IGBT es un dispositivo controlado por voltaje, parecido a un MOSFET de potencia. Como en un MOSFET, se hace positiva la compuerta respecto al emisor, los portadores “n” son atraídos al canal “p” cerca de la región de la compuerta, produciendo una polarización directa de la base del transistor “npn”, lográndose el encendido. Entonces, un IGBT se enciende con un voltaje positivo en la compuerta y se apaga cuando le eliminamos el voltaje positivo aplicado en la compuerta. Dado que la activación y desactivación se efectúa con una tensión eléctrica, el circuito de control asociado a la activación y desactivación, resulta sencillo. Los IGBT tienen menores perdidas de conmutación y de conducción, y al mismo tiempo comparte muchas de las propiedades ventajosas de los MOSFET de potencia, como la facilidad de excitación de compuerta, corriente pico, buenas características tensión corriente y robustez.. En forma inherente un IGBT es más rápido que un BJT pero resulta mas lento que los MOSFET.

C Vcc E

RGE + VG -

RS

iC(A) 6 5 4 3 2 1 0

VGE=10 V 9V 8V 6V 5V 4,5V

iC

2 4 6 8 10 Voltaje compuerta-emisor

iC(A) 3 2 1 0

RD

2 4 6 8 Voltaje colector-emisor

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La figura anterior nos muestra el circuito básico de aplicación, las características tensión- corriente de salida y la característica de transferencia o sea corriente de colector versus voltaje de compuerta. La especificación de corriente de un solo IGBT puede llegar hasta 1200 V, 400 A con una frecuencia de conmutación de hasta 20 KHZ. Los IGBT tienen aplicaciones crecientes en potencias intermedias, como por ejemplo propulsores de motores de CD y CA, fuentes de corrientes, relevadores de estado sólido, y contactores. A medida que los limites superiores de las especificaciones de IGBT disponibles en el comercio aumentan (hasta 6500 V y 2400 A), están encontrando aplicaciones donde se usan los BJT y los MOSFET convencionales principalmente como interruptores llegando a sustituirlos.

OPERACIÓN SERIE Y PARALELO EN LOS TRANSISTORES Con la misma necesidad de los diodos y tiristores, los transistores pueden conectarse en serie y paralelo. Conexión serie Cuando los transistores se conectan en serie, se deben encender y apagar simultáneamente. De no ser así, el dispositivo mas lento en el encendido, y el mas rápido en el apagado, pueden quedar sujetos al voltaje total del circuito de colector a emisor (o de drenaje a fuente), y ese dispositivo en particular, se puede destruir por alto voltaje. Los dispositivos deben estar apareados en “ganancia”, “transconductancia”, “voltaje umbral”, “voltaje en estado activo”, “tiempo de encendido y tiempo de apagado”. Hasta las características de la excitación de la compuerta o de la base deben ser idénticas. De la misma forma que los diodos y tiristores, se pueden usar redes de tipo capacitivo y resistivo, para igualación del voltaje compartido. Conexión paralelo Los transistores se conectan en paralelo si un dispositivo no puede manejar la demanda de la corriente de la carga. Para compartir corrientes iguales, los transistores deben estar apareados en “ganancia”, “transconductancia”, “voltaje de saturación”, “tiempo de encendido y tiempo de apagado”. En la práctica, no siempre es posible cumplir con todos estos requisitos. Se pueden obtener una partición razonable de corriente (45 a 55% con dos transistores), conectando resistores en serie con los terminales de emisor (o fuente), como muestra la siguiente figura para dos transistores bipolares:

Q2 IE2

Re2

Q1 IE1

Re1

Vcc

RC

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Los resistores conectados en los emisores, ayudan a compartir la corriente bajo condiciones de estado permanente. Bajo condiciones dinámicas, se puede lograr el equilibrio de corrientes, conectando inductores acoplados como se observa en el siguiente circuito:

Si aumenta la corriente que pasa por Q1, la tensión inducida, L.(di/dt) aumenta a través de la inductancia L1 y se induce un voltaje correspondiente de polaridad opuesta a través del inductor L2. El resultado es una trayectoria de baja impedancia, y la corriente se desplaza a Q2. Los inductores generarían picos de voltaje, y pueden ser costosos y voluminosos, en especial si las corrientes son grandes. Los transistores bipolares (BJT) tienen coeficiente negativo de temperatura. Cuando comparten la corriente, si un transistor conduce más corriente, su resistencia de encendido disminuye y aumenta más la corriente; mientras que los MOSFET tienen coeficiente de temperatura positivo y su funcionamiento en paralelo es relativamente fácil. El MOSFET que al inicio conduce más corriente se calienta con más rapidez y aumenta su resistencia de encendido, haciendo que la corriente se desplace hacia los otros dispositivos. Los IGBT, requieren cuidados especiales para aparear las características, debido a las variaciones de los coeficientes de temperatura, con la corriente de colector. LIMITACIONES POR DI/DT Y POR DV/DT Los transistores requieren ciertos tiempos de encendido y de apagado. Si no tenemos en cuenta el tiempo de retardo “td” y el tiempo de almacenamiento “ts”, las formas típicas de ondas de voltaje y corrientes, de un dispositivo semiconductor interruptor, son las siguientes:

Q2

IE2

L2

Q1

IE1

L1

RC

Vcc

Partición dinámica de la corriente

Vcc=Vs 0 Ic=Ics= IL

t

t

tr tf

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Durante el encendido, la corriente en el colector aumenta y la variación de corriente resulta: di/dt = IL/tr = Ics/tr Durante el apagado, el voltaje de colector a emisor debe aumentar en relación con la caída de corriente de colector resultando una variación de tensión: dv/dt = Vs/tf = Vcc/tf Las condiciones de di/dt y dv/dt están establecidas por las características de conmutación del transistor, y deben satisfacerse durante el encendido y apagado. Normalmente, cuando se superan estos valores, se requieren de circuitos adicionales para protección por di/dt y dv/dt, como el siguiente interruptor típico:

La red “RsCs”, en paralelo con los terminales del transistor, es un “circuito amortiguador” que limita la dv/dt. El inductor “Ls”, limita la di/dt y se le denomina “amortiguador en serie”. Analicemos como actúan esto circuitos amortiguadores. Supongamos que bajo condiciones especiales la corriente de la carga IL tiene circulación libre a través del diodo Dv, cuyo tiempo de recuperación inversa es despreciable. Cuando se enciende el transistor Q1, la corriente de colector sube y la

t

t

t

tr tf

V1=VB 0 i IL

0 If IL

if

i

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corriente del diodo Dv cae, porque Dv se comporta como un cortocircuito. En esta situación, el crecimiento de la corriente del transistor la podemos determinar como: di/dt = Vs/Ls Como este valor no puede superar al establecido como límite para el dispositivo interruptor, entonces en el límite debemos igualarlo con este último, resultando: Vs/Ls = Ics/tr donde Ics = IL Con la igualdad anterior podemos encontrar el valor de “Ls” que me permita superar los límites del dispositivo semiconductor: Ls = (Vs.tr)/IL

Durante el apagado, el capacitor Cs se carga con la corriente de carga, y el voltaje del capacitor aparece a través del transistor, resultando: dv/dt = IL/Cs Igualando con la expresión que limita la dv/dt del dispositivo, tendremos: Vcs/tf = IL/Cs Con esta última expresión, determinamos el valor de Cs que limita el crecimiento de la tensión a un valor que no supere al límite del dispositivo interruptor: Cs = (IL.tf)/Vs Una vez cargado el capacitor con Vs, y el diodo Dv se activa, aparece un circuito resonante amortiguado Ls Cs Rs. Este circuito se hace críticamente amortiguado, en el caso normal, para evitar las oscilaciones. Para un amortiguamiento crítico, el valor de Rs lo obtenemos como: _____ Rs = 2.√ Ls/Cs El capacitor Cs se debe descargar a través del transistor, lo que aumenta la especificación de corriente pico del transistor. Se puede evitar la descarga por el transistor si conectamos Rs a través de Cs, en vez de ponerlo en paralelo con Ds. Por otra parte, tenemos que tener en cuenta el tiempo de descarga de Cs a través de Rs; por lo general se establece en un tiempo no mayor a 1/3 del periodo de conmutación. Para este caso debemos verificar Rs para que no se supere este tiempo, resultando: Rs.Cs = Ts/3 = 1/3.fs Rs = 1/ (3.fs.Cs)